JP7067337B2 - Motor control device and electric power steering device equipped with it - Google Patents

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Description

本発明は、モータ制御装置及びこれを備えた電動パワーステアリング装置に関する。 The present invention relates to a motor control device and an electric power steering device including the motor control device.

多相電動モータを駆動制御するモータ制御装置は、制御演算装置、プリドライバ（ゲート駆動回路）、インバータ回路等を備え、用途に応じたトルクを正確に発生させるため、モータ電流のフィードバック制御を行っている。フィードバック制御は、電流指令値とモータ電流検出値との差が小さくなるようにモータ印加電圧を調整するものであり、モータ印加電圧の調整は、一般的にＰＷＭ制御のデューティー比の調整で行っている（例えば、特許文献１を参照）。 The motor control device that drives and controls the multi-phase electric motor is equipped with a control arithmetic unit, pre-driver (gate drive circuit), inverter circuit, etc., and performs feedback control of the motor current in order to accurately generate torque according to the application. ing. The feedback control adjusts the motor applied voltage so that the difference between the current command value and the motor current detected value becomes small, and the motor applied voltage is generally adjusted by adjusting the duty ratio of PWM control. (See, for example, Patent Document 1).

国際公開第２０１５／１３６９１８号International Publication No. 2015/136918

ところで、上記特許文献１に記載のモータ制御装置は、車両に搭載されたバッテリーから供給される電力によって動作する。そのため、バッテリーとの接続ラインが断線やコネクタの接触不良等による接続不良を起こすと、バッテリーからの電源供給がうまくいかずに動作不良を起こす恐れがある。
以下、図８に示す簡略化した回路構成にて説明すると、従来は、例えば、モータ制御装置の有するインバータ回路１４２の電源供給ラインの電圧（平滑用コンデンサＣＣの充電電圧に相当）であるモータ電源電圧ＶＲ１を監視する。そして、モータ電源電圧ＶＲ１が、所定時間以上、予め設定した所定電圧閾値未満になったことを検出することでバッテリー１２７とインバータ回路１４２との接続不良を検出している。なお、誤検出を回避するために所定時間以上の継続状態を判定している。 By the way, the motor control device described in Patent Document 1 is operated by electric power supplied from a battery mounted on a vehicle. Therefore, if the connection line with the battery causes a connection failure due to a disconnection or a poor contact of the connector, the power supply from the battery may not be successful and a malfunction may occur.
Hereinafter, to explain with the simplified circuit configuration shown in FIG. 8, conventionally, for example, the motor power supply which is the voltage of the power supply line of the inverter circuit 142 of the motor control device (corresponding to the charging voltage of the smoothing capacitor CC). Monitor the voltage VR1. Then, by detecting that the motor power supply voltage VR1 has become less than a predetermined voltage threshold value set in advance for a predetermined time or longer, a poor connection between the battery 127 and the inverter circuit 142 is detected. In addition, in order to avoid erroneous detection, the continuous state for a predetermined time or longer is determined.

ここで、図８中の実線矢印に示すように、バッテリー１２７からの電力は、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）ＱＥ１及びＱＥ２を含む電源遮断回路１４４を介してインバータ回路１４２に供給される。これにより、平滑用コンデンサＣＣが充電されて、その充電電圧が略バッテリー電圧と同じとなる。この平滑用コンデンサＣＣは、インバータ回路１４２を構成するＦＥＴＱ７及びＱ８のスイッチングによるノイズを除去すると共に補助電源としての機能を果たす。
図８中のバツ印に示すように、バッテリー１２７との接続ラインに例えば断線が発生すると、バッテリー１２７からの電流が平滑用コンデンサＣＣに供給されなくなる。但し、バッテリー１２７からの電源供給は無くなるが、ゲート駆動回路１４１には、図示省略するが、イグニッションスイッチを介してバッテリー１２７から別経路で電力が供給されている。そのため、システムは停止せずに作動状態を維持する。しかし、この状態で電動モータ１２２に駆動電流を流そうとゲート駆動信号のデューティー比を大きくすると平滑用コンデンサＣＣの充電電力が放電され、モータ電源電圧ＶＲ１が低下する。 Here, as shown by the solid line arrow in FIG. 8, the electric power from the battery 127 is supplied to the inverter circuit 142 via the power supply cutoff circuit 144 including the field effect transistors (FETs) QE1 and QE2. As a result, the smoothing capacitor CC is charged, and the charging voltage thereof becomes substantially the same as the battery voltage. This smoothing capacitor CC removes noise due to switching of FETs Q7 and Q8 constituting the inverter circuit 142, and also functions as an auxiliary power supply.
As shown by the cross mark in FIG. 8, if, for example, a disconnection occurs in the connection line with the battery 127, the current from the battery 127 will not be supplied to the smoothing capacitor CC. However, although the power supply from the battery 127 is lost, power is supplied to the gate drive circuit 141 from the battery 127 via another route via an ignition switch (not shown). Therefore, the system remains operational without stopping. However, if the duty ratio of the gate drive signal is increased in order to pass a drive current through the electric motor 122 in this state, the charging power of the smoothing capacitor CC is discharged, and the motor power supply voltage VR1 is lowered.

ここで、図８に例示するモータ制御装置を含む従来のモータ制御装置には、バッテリー電圧（≒モータ電源電圧）の低下を防止する機能であるＶＲ電圧低下防止機能が備わっている。即ち、図９に示すように、モータ電源電圧ＶＲ１（≒バッテリー電圧）がＶｔｈ１［Ｖ］未満になると、電流指令値を例えば通常よりも低い値に制限して、電動モータ１２２の駆動電流量の上限を制限する。これによって、バッテリー１２７からの持ち出し電流を制限して、バッテリー電圧の低下を防止する。 Here, the conventional motor control device including the motor control device illustrated in FIG. 8 is provided with a VR voltage drop prevention function which is a function of preventing a drop in the battery voltage (≈motor power supply voltage). That is, as shown in FIG. 9, when the motor power supply voltage VR1 (≈battery voltage) becomes less than Vth1 [V], the current command value is limited to a value lower than usual, for example, and the drive current amount of the electric motor 122 is limited. Limit the upper limit. This limits the carry-out current from the battery 127 and prevents the battery voltage from dropping.

しかし、図８中の破線矢印に示すように、ゲート駆動回路１４１を介してイグニッションスイッチのライン（以下、「ＩＧライン」と称す）から平滑用コンデンサＣＣに電力（いわゆる漏れ電流）が供給される。そのため、ＶＲ電圧低下防止機能が作動して電流指令値が制限されると平滑用コンデンサＣＣが放電量を超えて充電される。これによって、モータ電源電圧ＶＲ１が増加してＶＲ電圧低下防止機能が解除され、例えば電流指令値が制限された値から徐々に上昇していく。そのため、平滑用コンデンサＣＣの充電電力が充電量以上に放電されるようになり、再びモータ電源電圧ＶＲ１が低下してＶＲ電圧低下防止機能が作動する。即ち、断線等の接続不良の状態では、例えば図１０に示すように、ＶＲ電圧低下防止機能によって、平滑用コンデンサＣＣの充電、放電が繰り返し行われモータ電源電圧ＶＲ１が変動する（図１０中の細実線を参照）。この変動によってモータ電源電圧ＶＲ１が所定時間以上、所定電圧閾値（図１０中の太実線）未満にならず接続不良を検出できないといった問題が生じる。なお、図１０において、横軸は時間を、縦軸は操舵トルク、操舵角度、操舵速度、電圧を示す。 However, as shown by the broken line arrow in FIG. 8, electric power (so-called leakage current) is supplied from the ignition switch line (hereinafter referred to as “IG line”) to the smoothing capacitor CC via the gate drive circuit 141. .. Therefore, when the VR voltage drop prevention function is activated and the current command value is limited, the smoothing capacitor CC is charged in excess of the discharge amount. As a result, the motor power supply voltage VR1 increases, the VR voltage drop prevention function is canceled, and for example, the current command value gradually rises from the limited value. Therefore, the charging power of the smoothing capacitor CC is discharged more than the charge amount, the motor power supply voltage VR1 is lowered again, and the VR voltage drop prevention function is activated. That is, in a state of poor connection such as disconnection, for example, as shown in FIG. 10, the smoothing capacitor CC is repeatedly charged and discharged by the VR voltage drop prevention function, and the motor power supply voltage VR1 fluctuates (in FIG. 10). See fine solid line). Due to this fluctuation, the motor power supply voltage VR1 does not become less than the predetermined voltage threshold value (thick solid line in FIG. 10) for a predetermined time or more, and there arises a problem that a connection failure cannot be detected. In FIG. 10, the horizontal axis represents time, and the vertical axis represents steering torque, steering angle, steering speed, and voltage.

一方、バッテリー１２７とインバータ回路１４２とを接続するコネクタ（不図示）の接触不良等による接続抵抗が高抵抗となる状態では、上記断線した場合と異なり平滑用コンデンサＣＣには微小ずつでも電流が供給される。そのため、ゲート駆動回路１４１からの漏れ電流が無い回路構成であっても、上記漏れ電流のある場合と同様に、ＶＲ電圧低下防止機能が作動して電流指令値が制限されると平滑用コンデンサＣＣが放電量を超えて充電される。その結果、上記漏れ電流がある場合と同様に、平滑用コンデンサＣＣの充電、放電が繰り返し行われ接続不良を検出できないといった問題が生じる。 On the other hand, in a state where the connection resistance becomes high due to poor contact of the connector (not shown) connecting the battery 127 and the inverter circuit 142, a current is supplied to the smoothing capacitor CC even in small amounts, unlike the case of the above disconnection. Will be done. Therefore, even if the circuit configuration has no leakage current from the gate drive circuit 141, the smoothing capacitor CC is limited when the VR voltage drop prevention function is activated and the current command value is limited, as in the case of the above leakage current. Is charged in excess of the discharge amount. As a result, as in the case of the above leakage current, the smoothing capacitor CC is repeatedly charged and discharged, and there arises a problem that a connection failure cannot be detected.

そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、ＶＲ電圧低下防止機能を有するモータ制御装置であって、バッテリーとの接続ラインの接続不良を検出するのに好適な機能を有するモータ制御装置及びこれを備えた電動パワーステアリング装置を提供することを課題としている。 Therefore, the present invention has been made by paying attention to the unsolved problem of the above-mentioned conventional example, and is a motor control device having a VR voltage drop prevention function, and detects a connection failure of a connection line with a battery. It is an object of the present invention to provide a motor control device having a suitable function and an electric power steering device provided with the motor control device.

上記課題を解決するために、本発明に係るモータ制御装置の一態様は、バッテリーとの接続ラインである第１の電源供給ラインを介して電源供給されて作動し、電動モータにモータ駆動電流を供給するインバータ回路と、前記インバータ回路を構成するトランジスタに駆動信号を供給する駆動回路と、前記インバータ回路の前記第１の電源供給ラインとの接続ラインと接地ラインとの間に介挿された平滑用コンデンサと、前記平滑用コンデンサの充電電圧であるモータ電源電圧を検出するモータ電源電圧検出部と、を備える。更に、第１の電圧閾値と、該第１の電圧閾値よりも低い第２の電圧閾値と、該第２の電圧閾値よりも低い第３の電圧閾値とが記憶された電圧閾値記憶部と、前記モータ電源電圧検出部で検出した前記モータ電源電圧が前記第１の電圧閾値未満で且つ前記第２の電圧閾値以上のときに前記モータ駆動電流の上限を制限し、前記モータ電源電圧が前記第１の電圧閾値以上のとき及び前記第２の電圧閾値未満のときに、前記制限を解除する駆動電流制限部と、前記モータ電源電圧検出部で検出した前記モータ電源電圧と前記第３の電圧閾値とを比較し、該比較結果に基づき前記バッテリーと前記第１の電源供給ラインとの接続不良の有無を診断する接続不良診断部と、を備える。 In order to solve the above problems, one aspect of the motor control device according to the present invention operates by being supplied with power via a first power supply line which is a connection line with a battery, and supplies a motor drive current to an electric motor. Smoothing inserted between the inverter circuit to be supplied, the drive circuit for supplying the drive signal to the transistors constituting the inverter circuit, and the connection line and the ground line of the inverter circuit with the first power supply line. The capacitor is provided with a motor power supply voltage detecting unit for detecting a motor power supply voltage which is a charging voltage of the smoothing capacitor. Further, a voltage threshold storage unit in which a first voltage threshold, a second voltage threshold lower than the first voltage threshold, and a third voltage threshold lower than the second voltage threshold are stored. When the motor power supply voltage detected by the motor power supply voltage detection unit is less than the first voltage threshold value and equal to or higher than the second voltage threshold value, the upper limit of the motor drive current is limited, and the motor power supply voltage is the first. When the voltage threshold is 1 or more and less than the second voltage threshold, the drive current limiting unit for releasing the limitation, the motor power supply voltage detected by the motor power supply voltage detection unit, and the third voltage threshold are used. The battery is provided with a connection failure diagnosis unit for diagnosing the presence or absence of a connection failure between the battery and the first power supply line based on the comparison result.

また、本発明に係る電動パワーステアリング装置の一態様は、ステアリング機構に操舵補助力を発生させる電動モータを駆動制御するモータ制御装置として、上記モータ制御装置を備える。 Further, one aspect of the electric power steering device according to the present invention includes the above motor control device as a motor control device for driving and controlling an electric motor that generates a steering assist force in the steering mechanism.

本発明によれば、モータ電源電圧検出部で検出したモータ電源電圧が、モータ駆動電流の上限の制限を行う電圧範囲の下限値である第２の電圧閾値未満のときにモータ駆動電流の上限の制限を解除するようにした。これによって、駆動回路経由や接触不良状態のコネクタ経由等で平滑用コンデンサに充電される充電量よりも放電量を大きくすることが可能となるので、接続不良発生時の充電電圧を第３の電圧閾値未満とすることが可能となり、より確実に接続不良の有無を診断することが可能となる。
また、上記効果を有するモータ制御装置を含んで電動パワーステアリング装置を構成するので、より確実に、バッテリーとの接続不良を検出することが可能となり、大事に至らぬ前に、モータ駆動回路の電気的な遮断等の対処をすることが可能となる。このため、信頼性の比較的高い電動パワーステアリング装置を提供することが可能となる。 According to the present invention, when the motor power supply voltage detected by the motor power supply voltage detection unit is less than the second voltage threshold value which is the lower limit value of the voltage range for limiting the upper limit of the motor drive current, the upper limit of the motor drive current is reached. The restriction is lifted. As a result, the discharge amount can be made larger than the charge amount charged to the smoothing capacitor via the drive circuit or the connector in the poor contact state, so that the charge voltage at the time of the connection failure is set to the third voltage. It becomes possible to make it less than the threshold value, and it becomes possible to more reliably diagnose the presence or absence of a connection failure.
In addition, since the electric power steering device includes the motor control device having the above effect, it is possible to detect the connection failure with the battery more reliably, and the electricity of the motor drive circuit can be detected before it becomes important. It is possible to take measures such as blocking. Therefore, it is possible to provide an electric power steering device having relatively high reliability.

本発明のモータ制御装置を車両に搭載した電動パワーステアリング装置に適用した場合の実施形態を示す全体構成図である。It is an overall block diagram which shows the embodiment when the motor control device of this invention is applied to the electric power steering device mounted on a vehicle. モータ制御装置の具体的構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the specific structure of a motor control device. 図２の制御演算装置の具体的構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the specific structure of the control arithmetic unit of FIG. 実施形態に係るＶＲ電圧低下防止機能を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the VR voltage drop prevention function which concerns on embodiment. ＶＲ電圧低下防止処理の処理手順の一例を示すフローチャートである。It is a flowchart which shows an example of the processing procedure of the VR voltage drop prevention processing. 接続不良診断処理の処理手順の一例を示すフローチャートである。It is a flowchart which shows an example of the processing procedure of connection failure diagnosis processing. 実施形態に係るＶＲ電圧低下防止機能を適用した場合の断線故障時の測定結果を示すグラフである。It is a graph which shows the measurement result at the time of disconnection failure when the VR voltage drop prevention function which concerns on embodiment is applied. 従来のモータ制御装置の簡略化した回路構成を示す図である。It is a figure which shows the simplified circuit structure of the conventional motor control device. 従来のＶＲ電圧低下防止機能を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the conventional VR voltage drop prevention function. 従来のＶＲ電圧低下防止機能を適用した場合の断線故障時の測定結果の一例を示すグラフである。It is a graph which shows an example of the measurement result at the time of disconnection failure when the conventional VR voltage drop prevention function is applied.

次に、図面を参照して、本発明の実施形態を説明する。以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付している。但し、図面は模式的なものも含まれており、部材ないし部分の縦横の寸法や縮尺は実際のものとは異なる場合があることに留意すべきである。従って、具体的な寸法や縮尺は以下の説明を参酌して判断すべき場合がある。また、図面相互間においても互いの寸法の関係や比率が異なる部分が含まれていることはもちろんである。
また、以下に示す実施形態は、本発明の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、本発明の技術的思想は、構成部品の材質、形状、構造、配置等を下記のものに特定するものではない。本発明の技術的思想は、特許請求の範囲に記載された請求項が規定する技術的範囲内において、種々の変更を加えることができる。 Next, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. In the description of the drawings below, the same or similar parts are designated by the same or similar reference numerals. However, it should be noted that the drawings include schematic ones, and the vertical and horizontal dimensions and scales of the members or parts may differ from the actual ones. Therefore, specific dimensions and scale may be determined in consideration of the following explanation. In addition, it goes without saying that parts having different dimensional relationships and ratios are included between the drawings.
Further, the embodiments shown below exemplify devices and methods for embodying the technical idea of the present invention, and the technical idea of the present invention describes the material, shape, structure, and arrangement of constituent parts. Etc. are not specified as the following. The technical idea of the present invention may be modified in various ways within the technical scope specified by the claims described in the claims.

（全体構成）
本発明に係る電動パワーステアリング装置１が搭載された車両２は、図１に示すように、左右の転舵輪となる前輪３ＦＲ及び３ＦＬと後輪３ＲＲ及び３ＲＬとを備えている。そして、前輪３ＦＲ及び３ＦＬは、電動パワーステアリング装置１によって転舵される。
この電動パワーステアリング装置１は、図１に示すように、ステアリングホイール１１と、ステアリングシャフト１２と、操舵トルクセンサ１３と、第１のユニバーサルジョイント１４と、ロアシャフト１５と、第２のユニバーサルジョイント１６とを備えている。
電動パワーステアリング装置１は、更に、ピニオンシャフト１７と、ステアリングギヤ１８と、を備えている。 (overall structure)
As shown in FIG. 1, the vehicle 2 equipped with the electric power steering device 1 according to the present invention includes front wheels 3FR and 3FL and rear wheels 3RR and 3RL as left and right steering wheels. Then, the front wheels 3FR and 3FL are steered by the electric power steering device 1.
As shown in FIG. 1, the electric power steering device 1 includes a steering wheel 11, a steering shaft 12, a steering torque sensor 13, a first universal joint 14, a lower shaft 15, and a second universal joint 16. And have.
The electric power steering device 1 further includes a pinion shaft 17 and a steering gear 18.

ステアリングホイール１１に運転者から作用された操舵力は、ステアリングシャフト１２に伝達される。このステアリングシャフト１２は、入力軸１２ａと出力軸１２ｂとを有する。入力軸１２ａの一端はステアリングホイール１１に連結され、他端は操舵トルクセンサ１３を介して出力軸１２ｂの一端に連結されている。
そして、出力軸１２ｂに伝達された操舵力は、第１のユニバーサルジョイント１４を介してロアシャフト１５に伝達され、更に、第２のユニバーサルジョイント１６を介してピニオンシャフト１７に伝達される。このピニオンシャフト１７に伝達された操舵力はステアリングギヤ１８を介してタイロッド１９に伝達され、転舵輪としての前輪３ＦＲ及び３ＦＬを転舵させる。ここで、ステアリングギヤ１８は、ピニオンシャフト１７に連結されたピニオン１８ａとこのピニオン１８ａに噛合するラック１８ｂとを有するラックアンドピニオン形式に構成されている。従って、ステアリングギヤ１８は、ピニオン１８ａに伝達された回転運動をラック１８ｂで車幅方向の直進運動に変換している。 The steering force applied by the driver to the steering wheel 11 is transmitted to the steering shaft 12. The steering shaft 12 has an input shaft 12a and an output shaft 12b. One end of the input shaft 12a is connected to the steering wheel 11, and the other end is connected to one end of the output shaft 12b via the steering torque sensor 13.
Then, the steering force transmitted to the output shaft 12b is transmitted to the lower shaft 15 via the first universal joint 14, and further transmitted to the pinion shaft 17 via the second universal joint 16. The steering force transmitted to the pinion shaft 17 is transmitted to the tie rod 19 via the steering gear 18 to steer the front wheels 3FR and 3FL as steering wheels. Here, the steering gear 18 is configured in a rack and pinion type having a pinion 18a connected to the pinion shaft 17 and a rack 18b meshing with the pinion 18a. Therefore, the steering gear 18 converts the rotational motion transmitted to the pinion 18a into a straight motion in the vehicle width direction by the rack 18b.

ステアリングシャフト１２の出力軸１２ｂには、操舵補助力を出力軸１２ｂに伝達する操舵補助機構２０が連結されている。この操舵補助機構２０は、出力軸１２ｂに連結した例えばウォームギヤ機構で構成される減速ギヤ２１と、この減速ギヤ２１に連結された操舵補助力を発生する例えば３相ブラシレスモータで構成される３相電動モータ２２と、この３相電動モータ２２を駆動制御するモータ制御装置２５とを備えている。
操舵トルクセンサ１３は、ステアリングホイール１１に付与されて入力軸１２ａに伝達された操舵トルクを検出する。この操舵トルクセンサ１３は、例えば、操舵トルクを入力軸１２ａ及び出力軸１２ｂ間に介挿した図示しないトーションバーの捩れ角変位に変換し、この捩れ角変位を抵抗変化や磁気変化に変換して検出する構成とされている。 A steering assist mechanism 20 that transmits a steering assist force to the output shaft 12b is connected to the output shaft 12b of the steering shaft 12. The steering assist mechanism 20 is a three-phase configuration consisting of a reduction gear 21 connected to the output shaft 12b, for example, a worm gear mechanism, and, for example, a three-phase brushless motor that generates steering assist force connected to the reduction gear 21. It includes an electric motor 22 and a motor control device 25 that drives and controls the three-phase electric motor 22.
The steering torque sensor 13 detects the steering torque applied to the steering wheel 11 and transmitted to the input shaft 12a. The steering torque sensor 13 converts, for example, the steering torque into a torsion angle displacement of a torsion bar (not shown) inserted between the input shaft 12a and the output shaft 12b, and converts the torsion angle displacement into a resistance change or a magnetic change. It is configured to detect.

また、３相電動モータ２２は、本実施形態において３相ブラシレスモータであり、図示しない環状のモータロータと環状のモータステータとを備えている。モータステータは、径方向内側に突出する複数の極歯を円周方向に等間隔に備えて構成され、各極歯には励磁用コイル（図２に示すＡ相モータ巻線Ｌａ、Ｂ相モータ巻線Ｌｂ及びＣ相モータ巻線Ｌｃ）が巻き回されている。そして、モータステータの内側に、モータロータが同軸に配設されている。モータロータは、モータステータの極歯と僅かの空隙（エアギャップ）をもって対向し且つ外周面に円周方向に等間隔に設けられた複数の磁石を備えて構成されている。以下、Ａ相モータ巻線Ｌａ、Ｂ相モータ巻線Ｌｂ及びＣ相モータ巻線Ｌｃを「３相モータ巻線Ｌａ～Ｌｃ」と略記する。 Further, the three-phase electric motor 22 is a three-phase brushless motor in the present embodiment, and includes an annular motor rotor and an annular motor stator (not shown). The motor stator is configured to have a plurality of polar teeth protruding inward in the radial direction at equal intervals in the circumferential direction, and each pole tooth has an exciting coil (A-phase motor winding La, B-phase motor shown in FIG. 2). Winding Lb and C-phase motor winding Lc) are wound. A motor rotor is coaxially arranged inside the motor stator. The motor rotor is configured to face the pole teeth of the motor stator with a slight gap (air gap) and to have a plurality of magnets provided on the outer peripheral surface at equal intervals in the circumferential direction. Hereinafter, the A-phase motor winding La, the B-phase motor winding Lb, and the C-phase motor winding Lc are abbreviated as "3-phase motor winding La to Lc".

モータロータはモータ回転軸に固定されており、モータステータの３相モータ巻線Ｌａ～Ｌｃにモータ制御装置２５を介して３相交流電流を流すことでモータステータの各歯が所定の順序に励磁されてモータロータが回転し、この回転に伴ってモータ回転軸が回転する。
更に、３相電動モータ２２は、図２に示すように、モータの回転位置を検出するレゾルバなどの回転位置センサ２３ａを備えている。この回転位置センサ２３ａからの検出値がモータ回転角検出回路２３に供給されてこのモータ回転角検出回路２３でモータ回転角θｍを検出する。モータ回転角検出回路２３は、検出したモータ回転角θｍを制御演算装置３１に出力する。 The motor rotor is fixed to the motor rotation shaft, and each tooth of the motor stator is excited in a predetermined order by passing a three-phase AC current through the motor control device 25 through the three-phase motor windings La to Lc of the motor stator. The motor rotor rotates, and the motor rotation shaft rotates with this rotation.
Further, as shown in FIG. 2, the three-phase electric motor 22 includes a rotation position sensor 23a such as a resolver that detects the rotation position of the motor. The detection value from the rotation position sensor 23a is supplied to the motor rotation angle detection circuit 23, and the motor rotation angle detection circuit 23 detects the motor rotation angle θm. The motor rotation angle detection circuit 23 outputs the detected motor rotation angle θm to the control arithmetic unit 31.

また、モータ制御装置２５は、車載の直流電源であるバッテリー２７から電源供給されることによって作動する。ここで、バッテリー２７の負極は接地され、その正極はエンジン始動を行うイグニッションスイッチ２８（以下、「ＩＧスイッチ２８」と記載する）を介してモータ制御装置２５に接続されていると共に、ＩＧスイッチ２８を介さず直接、モータ制御装置２５に接続されている。
なお、バッテリー２７を、ＩＧスイッチ２８を介さず接続するラインは、コモンモードやノーマルモードのＥＭＣ（electromagnetic compatibility）ノイズ対策としてノイズフィルタ４３を介して接続している。 Further, the motor control device 25 is operated by being supplied with power from the battery 27, which is a DC power source in the vehicle. Here, the negative electrode of the battery 27 is grounded, and the positive electrode thereof is connected to the motor control device 25 via an ignition switch 28 (hereinafter, referred to as “IG switch 28”) for starting the engine, and the IG switch 28. It is directly connected to the motor control device 25 without going through.
The line connecting the battery 27 without going through the IG switch 28 is connected via a noise filter 43 as a measure against EMC (electromagnetic compatibility) noise in the common mode or the normal mode.

（モータ制御装置２５の構成）
次に、モータ制御装置２５の具体的構成を説明する。
モータ制御装置２５は、図２に示すように、モータ電圧指令値を演算する制御演算装置３１と、この制御演算装置３１から出力される、後述する３相のモータ電圧指令値Ｖ＊が入力されるモータ駆動回路３２とを備えている。
具体的に、３相のモータ電圧指令値Ｖ＊は、Ａ相モータ電圧指令値Ｖａ＊、Ｂ相モータ電圧指令値Ｖｂ＊及びＣ相モータ電圧指令値Ｖｃ＊から構成される。 (Configuration of motor control device 25)
Next, a specific configuration of the motor control device 25 will be described.
As shown in FIG. 2, the motor control device 25 is input with a control calculation device 31 that calculates a motor voltage command value and a three-phase motor voltage command value V * output from the control calculation device 31, which will be described later. The motor drive circuit 32 is provided.
Specifically, the three-phase motor voltage command value V * is composed of an A-phase motor voltage command value Va * , a B-phase motor voltage command value Vb * , and a C-phase motor voltage command value Vc * .

更に、モータ制御装置２５は、モータ駆動回路３２の出力側と３相電動モータ２２の３相モータ巻線Ｌａ～Ｌｃとの間に介挿されたモータ電流遮断回路３３を備えている。
なお更に、モータ制御装置２５は、モータ駆動回路３２とモータ電流遮断回路３３との間に設けられたモータ電圧検出回路４０を備えている。
モータ駆動回路３２は、制御演算装置３１から出力される３相のモータ電圧指令値Ｖ＊が入力されてゲート駆動信号を形成するゲート駆動回路４１と、このゲート駆動回路４１から出力されるゲート駆動信号が入力されるインバータ回路４２とを備えている。 Further, the motor control device 25 includes a motor current cutoff circuit 33 interposed between the output side of the motor drive circuit 32 and the three-phase motor windings La to Lc of the three-phase electric motor 22.
Furthermore, the motor control device 25 includes a motor voltage detection circuit 40 provided between the motor drive circuit 32 and the motor current cutoff circuit 33.
The motor drive circuit 32 includes a gate drive circuit 41 to which a three-phase motor voltage command value V * output from the control calculation device 31 is input to form a gate drive signal, and a gate drive output from the gate drive circuit 41. It includes an inverter circuit 42 to which a signal is input.

更に、モータ駆動回路３２は、第１の電源供給ラインＶＬ１との接続ラインに介挿された電源遮断回路４４と、モータ電源電圧検出回路３４とを備えている。加えて、電源遮断回路４４とモータ電源電圧検出回路３４との間に介挿され、インバータ回路４２の上側アームに流れる直流電流を検出する電流検出回路３９Ｕと、インバータ回路４２の下側アームと接地との間に介挿され、下側アームから接地に流れる直流電流を検出する電流検出回路３９Ａ、３９Ｂ及び３９Ｃとを備えている。
以下、電流検出回路３９Ａ、３９Ｂ及び３９Ｃを「電流検出回路３９Ａ～３９Ｃ」と略記する。 Further, the motor drive circuit 32 includes a power supply cutoff circuit 44 inserted in the connection line with the first power supply line VL1 and a motor power supply voltage detection circuit 34. In addition, the current detection circuit 39U, which is inserted between the power cutoff circuit 44 and the motor power supply voltage detection circuit 34 and detects the direct current flowing in the upper arm of the inverter circuit 42, and the lower arm of the inverter circuit 42 are grounded. It is provided with current detection circuits 39A, 39B and 39C, which are inserted between the two and detect the direct current flowing from the lower arm to the ground.
Hereinafter, the current detection circuits 39A, 39B and 39C are abbreviated as "current detection circuits 39A to 39C".

ここで、第１の電源供給ラインＶＬ１は、ハーネス等から構成され、その一端部はバッテリー２７側のコネクタを介してバッテリー２７と電気的に接続され、他端部はモータ制御装置２５側のコネクタを介してインバータ回路４２と電気的に接続されている。
ゲート駆動回路４１は、制御演算装置３１からモータ電圧指令値Ｖ＊が入力されると、このモータ電圧指令値Ｖ＊と三角波のキャリア信号Ｓｃとをもとにパルス幅変調（ＰＷＭ）した６つのゲート駆動信号を形成する。そして、これらゲート駆動信号をインバータ回路４２に出力する。 Here, the first power supply line VL1 is composed of a harness or the like, one end thereof is electrically connected to the battery 27 via a connector on the battery 27 side, and the other end is a connector on the motor control device 25 side. It is electrically connected to the inverter circuit 42 via the above.
When the motor voltage command value V * is input from the control calculation device 31, the gate drive circuit 41 has six pulse width modulation (PWM) based on the motor voltage command value V * and the carrier signal Sc of the triangular wave. Form a gate drive signal. Then, these gate drive signals are output to the inverter circuit 42.

ここで、ゲート駆動回路４１は、バッテリー２７からＩＧスイッチ２８を介して電源供給されて動作するように構成されている。以下、この電源供給ラインを「第２の電源供給ラインＶＬ２」と称す。なお、第２の電源供給ラインＶＬ２は、第１の電源供給ラインＶＬ１とは独立したラインとなっている。
インバータ回路４２は、ノイズフィルタ４３と、電源遮断回路４４と、モータ電源電圧検出回路３４とを介してバッテリー２７のバッテリー電力が入力され、入力側に平滑用の電解コンデンサである平滑用コンデンサＣＡが接続されている。この平滑用コンデンサＣＡは、インバータ回路４２に対するノイズ除去機能及び電源供給補助機能を備えている。 Here, the gate drive circuit 41 is configured to operate by being supplied with power from the battery 27 via the IG switch 28. Hereinafter, this power supply line is referred to as "second power supply line VL2". The second power supply line VL2 is a line independent of the first power supply line VL1.
In the inverter circuit 42, the battery power of the battery 27 is input via the noise filter 43, the power supply cutoff circuit 44, and the motor power supply voltage detection circuit 34, and the smoothing capacitor CA, which is an electrolytic capacitor for smoothing, is input to the input side. It is connected. This smoothing capacitor CA has a noise removing function and a power supply assisting function for the inverter circuit 42.

このインバータ回路４２は、スイッチング素子としての６個の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）Ｑ１～Ｑ６を有し、２つの電界効果トランジスタを直列に接続した３つのスイッチングアームＳＷＡａ、ＳＷＡｂ及びＳＷＡｃを並列に接続した構成を有する。そして、各電界効果トランジスタＱ１～Ｑ６のゲートにゲート駆動回路４１から出力されるゲート駆動信号が入力されることにより、各スイッチングアームＳＷＡａ、ＳＷＡｂ及びＳＷＡｃの電界効果トランジスタ間の接続点からＡ相電流Ｉａ、Ｂ相電流Ｉｂ、Ｃ相電流Ｉｃがモータ電流遮断回路３３を介して３相電動モータ２２の３相モータ巻線Ｌａ、Ｌｂ及びＬｃに通電される。 This inverter circuit 42 has six field effect transistors (FETs) Q1 to Q6 as switching elements, and three switching arms SWAa, SWAb, and SWAc in which two field effect transistors are connected in series are connected in parallel. Has a configuration. Then, by inputting the gate drive signal output from the gate drive circuit 41 to the gates of the field effect transistors Q1 to Q6, the A-phase current is generated from the connection point between the field effect transistors of the switching arms SWAa, SWAb and SWAc. Ia, B-phase current Ib, and C-phase current Ic are energized to the three-phase motor windings La, Lb, and Lc of the three-phase electric motor 22 via the motor current cutoff circuit 33.

なお、インバータ回路４２の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）のゲートにゲート駆動信号としてパルス幅変調（ＰＷＭ）信号が入力されることから、インバータ回路４２から出力されるＡ相電流Ｉａ、Ｂ相電流Ｉｂ及びＣ相電流Ｉｃはデューティー比が制御される矩形波信号となる。
また、インバータ回路４２は、第１の電源供給ラインＶＬ１を介して、バッテリー２７から直接、電源供給されて動作するように構成されている。但し、本実施形態では、ノイズ対策のためノイズフィルタ４３を介挿している。 Since the pulse width modulation (PWM) signal is input to the gate of the electric field effect transistor (FET) of the inverter circuit 42 as a gate drive signal, the A-phase current Ia, the B-phase current Ib, and the B-phase current Ib output from the inverter circuit 42 are input. The C-phase current Ic is a square wave signal whose duty ratio is controlled.
Further, the inverter circuit 42 is configured to operate by being directly supplied with power from the battery 27 via the first power supply line VL1. However, in this embodiment, a noise filter 43 is inserted as a noise countermeasure.

モータ電源電圧検出回路３４は、インバータ回路４２の第１の電源供給ラインＶＬ１との接続ラインに介挿され、この接続ラインと平滑用コンデンサＣＡとの接続部の電圧であるモータ電源電圧ＶＲ１（正常時はバッテリー電圧Ｖｂａｔ［Ｖ］に相当）を検出する。
なお、モータ電源電圧ＶＲ１は、バッテリー２７とモータ駆動回路３２との接続部に断線等の異常が発生して、バッテリー２７からの正常な電源供給を受けられない状態となった場合に、平滑用コンデンサＣＡの充電電圧の変化に応じて変化する電圧値となる。
電源遮断回路４４は、２つの電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）ＱＣ１及びＱＣ２がソース同士を接続して寄生ダイオードが逆向きとなる直列回路構成を有する。そして、電界効果トランジスタＱＣ１のドレインがノイズフィルタ４３の出力側に接続され、電界効果トランジスタＱＣ２のドレインがインバータ回路４２の各電界効果トランジスタＱ１、Ｑ３及びＱ５のドレインに接続されている。 The motor power supply voltage detection circuit 34 is inserted in the connection line with the first power supply line VL1 of the inverter circuit 42, and is the voltage of the connection portion between this connection line and the smoothing capacitor CA, which is the motor power supply voltage VR1 (normal). Time corresponds to the battery voltage Vbat [V]).
The motor power supply voltage VR1 is used for smoothing when an abnormality such as a disconnection occurs at the connection portion between the battery 27 and the motor drive circuit 32 and the normal power supply from the battery 27 cannot be received. It is a voltage value that changes according to a change in the charging voltage of the capacitor CA.
The power supply cutoff circuit 44 has a series circuit configuration in which two field effect transistors (FETs) QC1 and QC2 connect the sources to each other and the parasitic diodes are oriented in opposite directions. The drain of the field effect transistor QC1 is connected to the output side of the noise filter 43, and the drain of the field effect transistor QC2 is connected to the drains of the field effect transistors Q1, Q3 and Q5 of the inverter circuit 42.

モータ電流遮断回路３３は、３つの電流遮断用の電界効果トランジスタＱＡ１、ＱＡ２及びＱＡ３を有する。電界効果トランジスタＱＡ１のソースがモータ電圧検出回路４０を介してインバータ回路４２のスイッチングアームＳＷＡａの電界効果トランジスタＱ１及びＱ２の接続点に接続され、ドレインが３相モータ巻線Ｌａに接続されている。また、電界効果トランジスタＱＡ２のソースがモータ電圧検出回路４０を介してインバータ回路４２のスイッチングアームＳＷＡｂの電界効果トランジスタＱ３及びＱ４の接続点に接続され、ドレインが３相モータ巻線Ｌｂに接続されている。更に、電界効果トランジスタＱＡ３のソースがモータ電圧検出回路４０を介してインバータ回路４２のスイッチングアームＳＷＡｃの電界効果トランジスタＱ５及びＱ６の接続点に接続され、ドレインが３相モータ巻線Ｌｃに接続されている。 The motor current cutoff circuit 33 has three field effect transistors QA1, QA2 and QA3 for cut off the current. The source of the field effect transistor QA1 is connected to the connection points of the field effect transistors Q1 and Q2 of the switching arm SWAa of the inverter circuit 42 via the motor voltage detection circuit 40, and the drain is connected to the three-phase motor winding La. Further, the source of the field effect transistor QA2 is connected to the connection points of the field effect transistors Q3 and Q4 of the switching arm SWAb of the inverter circuit 42 via the motor voltage detection circuit 40, and the drain is connected to the three-phase motor winding Lb. There is. Further, the source of the field effect transistor QA3 is connected to the connection points of the field effect transistors Q5 and Q6 of the switching arm SWAc of the inverter circuit 42 via the motor voltage detection circuit 40, and the drain is connected to the three-phase motor winding Lc. There is.

そして、モータ電流遮断回路３３の電界効果トランジスタＱＡ１～ＱＡ３は寄生ダイオードＤのアノードをインバータ回路４２側として各々が同一の向きに接続されている。
モータ電圧検出回路４０は、それぞれインバータ回路４２の各上側アームと各下側アームとの接続点と、３相電動モータ２２の３相モータ巻線Ｌａ～Ｌｃとの接続ラインの各電圧を検出する。
具体的に、モータ電圧検出回路４０は、Ａ相モータ巻き線Ｌａとの接続ラインの電圧であるモータ相電圧ＶＡと、Ｂ相モータ巻き線Ｌｂとの接続ラインの電圧であるモータ相電圧ＶＢと、Ｃ相モータ巻き線Ｌｃとの接続ラインの電圧であるモータ相電圧ＶＣとを検出する。
以下、モータ相電圧ＶＡ、ＶＢ及びＶＣを「モータ相電圧ＶＡ～ＶＣ」と略記する。 The field effect transistors QA1 to QA3 of the motor current cutoff circuit 33 are connected in the same direction with the anode of the parasitic diode D as the inverter circuit 42 side.
The motor voltage detection circuit 40 detects each voltage of the connection point between each upper arm and each lower arm of the inverter circuit 42 and the connection line between the three-phase motor windings La to Lc of the three-phase electric motor 22. ..
Specifically, the motor voltage detection circuit 40 includes a motor phase voltage VA which is the voltage of the connection line with the A-phase motor winding La and a motor phase voltage VB which is the voltage of the connection line with the B-phase motor winding Lb. , The motor phase voltage VC, which is the voltage of the connection line with the C-phase motor winding Lc, is detected.
Hereinafter, the motor phase voltages VA, VB and VC are abbreviated as "motor phase voltages VA to VC".

（制御演算装置３１の構成）
次に、制御演算装置３１の具体的構成を説明する。
ここで、制御演算装置３１には、図２に示すように、モータ電圧検出回路４０で検出したモータ相電圧ＶＡ～ＶＣと、モータ電源電圧検出回路３４で検出したモータ電源電圧ＶＲ１とがＡ／Ｄ変換部３１ｃを介して入力されている。
なお更に、制御演算装置３１には、図２に示すように、電流検出回路３９Ｕから出力される電流検出値ＩＵと、電流検出回路３９Ａ～３９Ｃから出力される電流検出値ＩＡ、ＩＢ及びＩＣとがＡ／Ｄ変換部３１ｃを介して入力されている。
以下、電流検出値ＩＡ、ＩＢ及びＩＣを「電流検出値ＩＡ～ＩＣ」と略記する。 (Configuration of control arithmetic unit 31)
Next, a specific configuration of the control arithmetic unit 31 will be described.
Here, as shown in FIG. 2, in the control calculation device 31, the motor phase voltages VA to VC detected by the motor voltage detection circuit 40 and the motor power supply voltage VR1 detected by the motor power supply voltage detection circuit 34 are A / It is input via the D conversion unit 31c.
Further, as shown in FIG. 2, the control calculation device 31 includes a current detection value IU output from the current detection circuit 39U and current detection values IA, IB and IC output from the current detection circuits 39A to 39C. Is input via the A / D conversion unit 31c.
Hereinafter, the current detection values IA, IB and IC are abbreviated as "current detection values IA to IC".

更にまた、制御演算装置３１には、図３に示すように、操舵トルクセンサ１３で検出された操舵トルクＴｓ及び車速センサ２６で検出された車速Ｖｓが入力されている。
なお、本実施形態において、制御演算装置３１は、バッテリー２７から第２の電源供給ラインＶＬ２を介して電源供給を受けて動作するように構成されている。
また、制御演算装置３１は、図示省略するが、ＣＰＵと、所定領域に予めＣＰＵで実行される制御プログラムや制御プログラムの実行時に使用するデータ等を格納しているＲＯＭと、ＲＯＭから読み出したデータやＣＰＵの演算過程で必要な演算結果を格納するためのワークメモリとしてのＲＡＭと、計時用のタイムカウンタとを有している。 Furthermore, as shown in FIG. 3, the steering torque Ts detected by the steering torque sensor 13 and the vehicle speed Vs detected by the vehicle speed sensor 26 are input to the control calculation device 31.
In the present embodiment, the control arithmetic unit 31 is configured to operate by receiving power supply from the battery 27 via the second power supply line VL2.
Further, although not shown, the control calculation device 31 includes a CPU, a ROM in which a control program executed by the CPU in advance, data used when executing the control program, and the like are stored in a predetermined area, and data read from the ROM. It has a RAM as a work memory for storing the calculation results required in the calculation process of the CPU and the CPU, and a time counter for timing.

更に、制御演算装置３１は、図３に示すように、操舵補助電流指令値Ｉ＊を算出する操舵補助電流指令値演算部４５と、この操舵補助電流指令値演算部４５で算出した操舵補助電流指令値Ｉ＊に対して、モータ角速度ωｅ及びモータ角加速度αに基づいて補償を行う補償制御演算部３５とを備えている。更に、制御演算装置３１は、補償制御演算部３５で補償された補償後操舵補助電流指令値Ｉ＊′に基づいてｄ－ｑ軸電流指令値を算出し、これを３相電流指令値に変換するｄ－ｑ軸電流指令値演算部３７を備えている。
更に、制御演算装置３１は、モータ駆動回路３２に対するモータ電圧指令値Ｖ＊を算出する電圧指令値演算部３８を備えている。 Further, as shown in FIG. 3, the control calculation device 31 has a steering auxiliary current command value calculation unit 45 for calculating the steering auxiliary current command value I * and a steering auxiliary current calculated by the steering auxiliary current command value calculation unit 45. It is provided with a compensation control calculation unit 35 that compensates for the command value I * based on the motor angular velocity ωe and the motor angular acceleration α. Further, the control calculation device 31 calculates the dq-axis current command value based on the compensated steering auxiliary current command value I * ′ compensated by the compensation control calculation unit 35, and converts this into a three-phase current command value. The dq-axis current command value calculation unit 37 is provided.
Further, the control arithmetic unit 31 includes a voltage command value calculation unit 38 that calculates a motor voltage command value V * for the motor drive circuit 32.

なお更に、制御演算装置３１は、入力された各電圧検出値及び各電流検出値に基づき、モータ駆動回路３２に発生している異常（故障等）を検出する異常検出部３１ａを備えている。
操舵補助電流指令値演算部４５は、操舵トルクＴｓ及び車速Ｖｓをもとに操舵補助電流指令値算出マップ（図示略）を参照して電流指令値でなる操舵補助電流指令値Ｉ＊を算出する。この操舵補助電流指令値算出マップは、横軸に操舵トルクＴｓをとり、縦軸に操舵補助電流指令値Ｉ＊をとる放物線状の曲線で表される特性線図で構成されている。 Furthermore, the control arithmetic unit 31 includes an abnormality detection unit 31a that detects an abnormality (failure or the like) occurring in the motor drive circuit 32 based on each input voltage detection value and each current detection value.
The steering auxiliary current command value calculation unit 45 calculates the steering auxiliary current command value I * , which is the current command value, with reference to the steering auxiliary current command value calculation map (not shown) based on the steering torque Ts and the vehicle speed Vs. .. This steering auxiliary current command value calculation map is composed of a characteristic diagram represented by a parabolic curve having steering torque Ts on the horizontal axis and steering auxiliary current command value I * on the vertical axis.

補償制御演算部３５は、例えばモータ角速度ωｅに基づいてヨーレートの収斂性を補償する収斂性補償値、モータ角加速度αに基づいて３相電動モータ２２の慣性により発生するトルク相当分を補償して慣性感又は制御応答性の悪化を防止するトルク補償値を算出する。加えて、セルフアライニングトルク（ＳＡＴ）を推定し、推定したＳＡＴに基づいて、３相電動モータ２２のアシスト力を補償するセルフアライニングトルク補償値を算出する。更に、算出した、収斂性補償値、トルク補償値及びセルフアライニングトルク補償値を足し合わせて指令値補償値Ｉｃｏｍを算出する。そして、算出した指令値補償値Ｉｃｏｍを操舵補助電流指令値演算部４５から出力される操舵補助電流指令値Ｉ＊に加算器３６で加算することにより、補償後操舵補助電流指令値Ｉ＊′を算出する。補償制御演算部３５は、この補償後操舵補助電流指令値Ｉ＊′をｄ－ｑ軸電流指令値演算部３７に出力する。 The compensation control calculation unit 35 compensates for the torque equivalent due to the inertia of the three-phase electric motor 22 based on the convergent compensation value for compensating the convergence of the yaw rate based on the motor angular velocity ωe and the motor angular acceleration α, for example. Calculate the torque compensation value that prevents deterioration of inertial feeling or control response. In addition, the self-aligning torque (SAT) is estimated, and the self-aligning torque compensation value for compensating the assist force of the three-phase electric motor 22 is calculated based on the estimated SAT. Further, the calculated convergence compensation value, torque compensation value and self-aligning torque compensation value are added together to calculate the command value compensation value Icom. Then, by adding the calculated command value compensation value Icom to the steering auxiliary current command value I * output from the steering auxiliary current command value calculation unit 45 by the adder 36, the compensated steering auxiliary current command value I * ′ is obtained. calculate. The compensation control calculation unit 35 outputs the compensated steering auxiliary current command value I * ′ to the dq axis current command value calculation unit 37.

ｄ－ｑ軸電流指令値演算部３７は、ｄ軸指令電流算出部３７ａと、誘起電圧モデル算出部３７ｂと、ｑ軸指令電流算出部３７ｃと、２相／３相変換部３７ｄとを備えている。
ｄ軸指令電流算出部３７ａは、補償後操舵補助電流指令値Ｉ＊′とモータ角速度ωｅとに基づいてｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を算出する。
誘起電圧モデル算出部３７ｂは、モータ回転角θｍ及びモータ角速度ωｅに基づいてｄ－ｑ軸誘起電圧モデルＥＭＦ（Electromotive Force）のｄ軸ＥＭＦ成分ｅｄ（θ）及びｑ軸ＥＭＦ成分ｅｑ（θ）を算出する。 The d-q-axis current command value calculation unit 37 includes a d-axis command current calculation unit 37a, an induced voltage model calculation unit 37b, a q-axis command current calculation unit 37c, and a two-phase / three-phase conversion unit 37d. There is.
The d-axis command current calculation unit 37a calculates the d-axis current command value Id * based on the compensated steering auxiliary current command value I * ′ and the motor angular velocity ωe.
The induced voltage model calculation unit 37b calculates the d-axis EMF component ed (θ) and the q-axis EMF component eq (θ) of the d−q-axis induced voltage model EMF (Electromotive Force) based on the motor rotation angle θm and the motor angular speed ωe. calculate.

ｑ軸指令電流算出部３７ｃは、誘起電圧モデル算出部３７ｂから出力されるｄ軸ＥＭＦ成分ｅｄ（θ）及びｑ軸ＥＭＦ成分ｅｑ（θ）とｄ軸指令電流算出部３７ａから出力されるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊と補償後操舵補助電流指令値Ｉ＊′とモータ角速度ωｅとに基づいてｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を算出する。
２相／３相変換部３７ｄは、ｄ軸指令電流算出部３７ａから出力されるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とｑ軸指令電流算出部３７ｃから出力されるｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とを３相電流指令値Ｉａ＊、Ｉｂ＊及びＩｃ＊に変換する。 The q-axis command current calculation unit 37c has d-axis EMF component ed (θ) and q-axis EMF component eq (θ) output from the induced voltage model calculation unit 37b and d-axis output from the d-axis command current calculation unit 37a. The q-axis current command value Iq * is calculated based on the current command value Id * , the compensated steering auxiliary current command value I * ′, and the motor angular speed ωe.
The 2-phase / 3-phase conversion unit 37d has 3 a d-axis current command value Id * output from the d-axis command current calculation unit 37a and a q-axis current command value Iq * output from the q-axis command current calculation unit 37c. Converts to phase current command values Ia * , Ib * and Ic * .

電圧指令値演算部３８は、Ａ相電流指令値Ｉａ＊、Ｂ相電流指令値Ｉｂ＊及びＣ相電流指令値Ｉｃ＊と、電流検出回路３９Ａ～３９Ｃで検出した電流検出値ＩＡ～ＩＣとに基づいてモータ電圧指令値Ｖ＊を算出する。
具体的に、電圧指令値演算部３８は、電流検出回路３９Ａ～３９Ｃで検出した電流検出値ＩＡ～ＩＣからＡ相電流検出値Ｉａ、Ｂ相電流検出値Ｉｂ及びＣ相電流検出値Ｉｃを算出する。そして、Ａ相電流指令値Ｉａ＊、Ｂ相電流指令値Ｉｂ＊及びＣ相電流指令値Ｉｃ＊からＡ相電流検出値Ｉａ、Ｂ相電流検出値Ｉｂ及びＣ相電流検出値Ｉｃを減算して電流偏差ΔＩａ、ΔＩｂ及びΔＩｃを算出する。更に、これら電流偏差ΔＩａ、ΔＩｂ及びΔＩｃについて例えばＰＩ制御演算又はＰＩＤ制御演算を行ってモータ駆動回路３２に対する３相のモータ電圧指令値Ｖ＊を算出する。そして、算出した３相のモータ電圧指令値Ｖ＊を、ゲート駆動回路４１に出力する。 The voltage command value calculation unit 38 sets the A-phase current command value Ia * , the B-phase current command value Ib * , the C-phase current command value Ic * , and the current detection values IA to IC detected by the current detection circuits 39A to 39C. Based on this, the motor voltage command value V * is calculated.
Specifically, the voltage command value calculation unit 38 calculates the A-phase current detection value Ia, the B-phase current detection value Ib, and the C-phase current detection value Ic from the current detection values IA to IC detected by the current detection circuits 39A to 39C. do. Then, the A-phase current detection value Ia, the B-phase current detection value Ib, and the C-phase current detection value Ic are subtracted from the A-phase current command value Ia * , the B-phase current command value Ib * , and the C-phase current command value Ic *. The current deviations ΔIa, ΔIb and ΔIc are calculated. Further, for these current deviations ΔIa, ΔIb and ΔIc, for example, PI control calculation or PID control calculation is performed to calculate the three-phase motor voltage command value V * for the motor drive circuit 32. Then, the calculated three-phase motor voltage command value V * is output to the gate drive circuit 41.

電圧指令値演算部３８は、更に、モータ電源電圧ＶＲ１（≒バッテリー電圧Ｖｂａｔ［Ｖ］）の大きさに応じてバッテリー２７から持ち出す電流量を制限する機能であるＶＲ電圧低下防止機能を備えている。この機能は、例えば、エンジン再始動時のクランキングや経年劣化等によってバッテリー電圧が低下した状態のときに電流持ち出し量を低減することでバッテリー電圧の大幅な低下を防ぎ、システム稼働中にＭＰＵやＣＰＵがリセットされる等の不具合が発生するのを防ぐ機能である。
本実施形態のＶＲ電圧低下防止機能は、まず、モータ電源電圧ＶＲ１を判定用の電圧閾値と比較する。 The voltage command value calculation unit 38 further has a VR voltage drop prevention function which is a function of limiting the amount of current taken out from the battery 27 according to the magnitude of the motor power supply voltage VR1 (≈ battery voltage Vbat [V]). .. This function prevents a large decrease in battery voltage by reducing the amount of current taken out when the battery voltage is low due to cranking at engine restart or deterioration over time, and MPU or MPU during system operation. This is a function to prevent problems such as the CPU being reset.
The VR voltage drop prevention function of the present embodiment first compares the motor power supply voltage VR1 with the voltage threshold value for determination.

具体的に、モータ電源電圧ＶＲ１が予め設定された第１の電圧閾値Ｖｔｈ１未満で且つ予め設定された第２の電圧閾値Ｖｔｈ２（Ｖｔｈ１＞Ｖｔｈ２）以上であるか否かを判定する。以下、モータ電源電圧ＶＲ１を「ＶＲ１」と略記し、第１の電圧閾値Ｖｔｈ１を「Ｖｔｈ１」と略記し、第２の電圧閾値Ｖｔｈ２を「Ｖｔｈ２」と略記する。
ここで、Ｖｔｈ１及びＶｔｈ２は、制御演算装置３１の備えるＲＯＭに予め記憶されている。
引き続き、ＶＲ１がＶｔｈ１未満で且つＶｔｈ２以上である場合に、インバータ回路４２に供給する電流の電流指令値が制限される様に、３相電動モータ２２の駆動電流量の上限を制限する機能となる。即ち、駆動電流量を制限することでバッテリー２７からの持ち出し電流量を制限している。 Specifically, it is determined whether or not the motor power supply voltage VR1 is less than the preset first voltage threshold value Vth1 and equal to or larger than the preset second voltage threshold value Vth2 (Vth1> Vth2). Hereinafter, the motor power supply voltage VR1 is abbreviated as "VR1", the first voltage threshold value Vth1 is abbreviated as "Vth1", and the second voltage threshold value Vth2 is abbreviated as "Vth2".
Here, Vth1 and Vth2 are stored in advance in the ROM included in the control arithmetic unit 31.
Subsequently, when VR1 is less than Vth1 and Vth2 or more, the function is to limit the upper limit of the drive current amount of the three-phase electric motor 22 so that the current command value of the current supplied to the inverter circuit 42 is limited. .. That is, by limiting the amount of drive current, the amount of current taken out from the battery 27 is limited.

更に、本実施形態のＶＲ電圧低下防止機能は、ＶＲ１がＶｔｈ２未満になると、３相電動モータ２２の駆動電流量の制限を解除するように構成されている。即ち、電流指令値の制限を解除して、ＶＲ電圧低下防止機能を停止するように構成されている。これによって、電流指令値を通常時の１００［％］まで設定することが可能となる。なお、ＶＲ１が正常値となるＶｔｈ１以上の場合も同様に制限は解除される。
ここで、Ｖｔｈ１は、バッテリー２７の公称電圧よりも低い電圧値に設定され、本実施形態では、バッテリー電圧Ｖｂａｔを予め設定した所定電圧値以下に低下させない範囲で通常の操舵補助制御を実施可能な最低電圧値に設定されている。また、Ｖｔｈ２は、インバータ回路４２のＦＥＴＱ１～Ｑ６を正常に制御可能な最低入力電圧値に設定される。 Further, the VR voltage drop prevention function of the present embodiment is configured to release the limitation of the drive current amount of the three-phase electric motor 22 when VR1 becomes less than Vth2. That is, it is configured to release the limitation of the current command value and stop the VR voltage drop prevention function. This makes it possible to set the current command value up to 100 [%] in the normal state. In addition, when VR1 is Vth1 or more which becomes a normal value, the restriction is similarly lifted.
Here, Vth1 is set to a voltage value lower than the nominal voltage of the battery 27, and in the present embodiment, normal steering assist control can be performed within a range in which the battery voltage Vbat does not drop below a preset predetermined voltage value. It is set to the lowest voltage value. Further, Vth2 is set to the minimum input voltage value at which the FETs Q1 to Q6 of the inverter circuit 42 can be normally controlled.

本実施形態では、例えば、図４に示すように、ＶＲ１がＶｔｈ１以上となる間は駆動電流の上限が通常時の１００［％］となり、バッテリー電流の最大値である最大ＢＡＴ電流の持ち出しが可能である。一方、ＶＲ１がＶｔｈ１［Ｖ］未満になると、駆動電流の上限を通常よりも低い値に制限する。なお、モータ駆動電流量の上限は、ＶＲ１がＶｔｈ１［Ｖ］から線形に減少していき、Ｖｔｈ２の手前で制限電流（下限値）となり、その後、Ｖｔｈ２まで制限電流で一定となるように設定されている。そして、Ｖｔｈ２未満はＶＲ電圧低下防止機能が停止された状態となる。なお、本実施形態では、モータ駆動電流量の上限が、Ｖｔｈ２の手前で制限電流まで減少する例を説明したが、この構成に限らず、例えば、Ｖｔｈ１からＶｔｈ２まで線形に減少する構成など他の構成としてもよい。 In the present embodiment, for example, as shown in FIG. 4, the upper limit of the drive current is 100 [%] in the normal state while VR1 is Vth1 or more, and the maximum BAT current, which is the maximum value of the battery current, can be taken out. Is. On the other hand, when VR1 becomes less than Vth1 [V], the upper limit of the drive current is limited to a value lower than usual. The upper limit of the motor drive current amount is set so that VR1 linearly decreases from Vth1 [V], becomes a limit current (lower limit value) before Vth2, and then becomes constant at the limit current until Vth2. ing. If it is less than Vth2, the VR voltage drop prevention function is stopped. In this embodiment, an example in which the upper limit of the motor drive current amount decreases to the limit current before Vth2 has been described, but the present invention is not limited to this configuration, and for example, other configurations such as a configuration in which the upper limit linearly decreases from Vth1 to Vth2. It may be configured.

ここで、従来と異なる点として、ＶＲ１がＶｔｈ２未満のときにＶＲ電圧低下防止機能を停止する理由を説明する。第１に、ＶＲ電圧低下防止機能の電流制限機能による、ゲート駆動回路４１を介した第２の電源供給ラインＶＬ２からの電源供給によって、平滑用コンデンサＣＡが充電され、その充電電圧がバッテリー２７との接続不良を判定する際の電圧閾値である第３の電圧閾値Ｖｔｈ３（後述）以上となることを防ぐためである。即ち、バッテリー２７との接続不良が発生しているにも係わらず、ＶＲ電圧低下防止機能によって平滑用コンデンサＣＡが第３の電圧閾値Ｖｔｈ３（以下、「Ｖｔｈ３」と略記する）以上に充電されて接続不良を検知できなくなるのを回避するためである。第２に、ＶＲ電圧がＶｔｈ２未満でＦＥＴを駆動するとＦＥＴの発熱量（電力損失量）が無視できない大きさとなるため、この発熱によるＦＥＴの不具合（例えば寿命の低下）の発生を防ぐためである。 Here, as a difference from the conventional case, the reason for stopping the VR voltage drop prevention function when VR1 is less than Vth2 will be described. First, the smoothing capacitor CA is charged by the power supply from the second power supply line VL2 via the gate drive circuit 41 by the current limiting function of the VR voltage drop prevention function, and the charging voltage is the battery 27. This is to prevent the voltage threshold from becoming equal to or higher than the third voltage threshold Vth3 (described later), which is the voltage threshold when determining the connection failure. That is, the smoothing capacitor CA is charged to a third voltage threshold value Vth3 (hereinafter abbreviated as "Vth3") or higher by the VR voltage drop prevention function even though the connection failure with the battery 27 has occurred. This is to prevent the connection failure from being undetectable. Secondly, when the FET is driven when the VR voltage is less than Vth2, the amount of heat generated by the FET (the amount of power loss) becomes a non-negligible amount, and this is to prevent the FET from malfunctioning (for example, shortening the life) due to this heat generation. ..

ここで、Ｖｔｈ３は、電界効果トランジスタＱ１～Ｑ６の入力電圧が、ＶＲ電圧低下防止機能が作動時の最低電圧であるＶｔｈ２のときに予め設定された最大電流が流れたときのＶＲ１の値よりも低い値に設定されている。また、Ｖｔｈ３は、制御演算装置３１の備えるＲＯＭに予め記憶されている。
異常検出部３１ａは、電流検出値ＩＵ及びＩＡ～ＩＣに基づき、公知の検出方法（例えば、上記特許文献１を参照）にて、インバータ回路４２を構成するスイッチング素子としてのＦＥＴＱ１～Ｑ６のオープン故障及びショート故障を検出する。 Here, in Vth3, the input voltage of the field effect transistors Q1 to Q6 is higher than the value of VR1 when a preset maximum current flows when the VR voltage drop prevention function is Vth2, which is the minimum voltage at the time of operation. It is set to a low value. Further, Vth3 is stored in advance in the ROM included in the control arithmetic unit 31.
The abnormality detection unit 31a uses a known detection method (for example, refer to Patent Document 1 above) based on the current detection values IU and IA to IC to open failure of FETs Q1 to Q6 as switching elements constituting the inverter circuit 42. And short circuit failure is detected.

更に、異常検出部３１ａは、ＶＲ１と電流検出値ＩＵとに基づき、公知の検出方法（例えば、上記特許文献１を参照）にて、電源遮断回路４４を構成する電流遮断用のＦＥＴＱＣ１～ＱＣ２のショート故障を検出する。
なお更に、異常検出部３１ａは、電圧検出値ＶＡ～ＶＣと、電流検出値ＩＡ～ＩＣとに基づき、公知の検出方法（例えば、上記特許文献１を参照）にて、モータ電流遮断回路３３を構成する電流遮断用のＦＥＴＱＡ１～ＱＡ３のショート故障を検出する。
更にまた、異常検出部３１ａは、ＶＲ１に基づき、バッテリー２７とインバータ回路４２との接続不良による故障（以下、「接続故障」と称す）を検出する。 Further, the abnormality detection unit 31a is a current cutoff FET QC1 to QC2 constituting the power cutoff circuit 44 by a known detection method (see, for example, Patent Document 1 above) based on VR1 and the current detection value IU. Detect short failure.
Furthermore, the abnormality detection unit 31a uses a known detection method (see, for example, Patent Document 1 above) based on the voltage detection values VA to VC and the current detection values IA to IC to provide the motor current cutoff circuit 33. A short-circuit failure of the constituent current cutoff FETs QA1 to QA3 is detected.
Furthermore, the abnormality detection unit 31a detects a failure due to a poor connection between the battery 27 and the inverter circuit 42 (hereinafter referred to as “connection failure”) based on VR1.

具体的に、異常検出部３１ａは、ＶＲ１がＶｔｈ３未満の状態が予め設定した継続時間ｔ秒以上継続した場合にバッテリー２７とインバータ回路４２との間で接続故障が発生していると判定する。
なお、接続故障の状態としては、接続ラインの断線状態、コネクタ及びハーネスの接触抵抗が、操舵アシストが正常に機能する最大抵抗値を大きく越えた状態（以下、「接触不良状態」と称す）などが含まれる。
異常検出部３１ａは、故障が生じているモータ駆動回路３２のゲート駆動回路４１に対して論理値"１"の異常検出信号ＳＡａを出力する。一方、異常検出部３１ａは、故障が検出されなかった場合、モータ駆動回路３２のゲート駆動回路４１に対して論理値"０"の異常検出信号ＳＡａを出力する。 Specifically, the abnormality detection unit 31a determines that a connection failure has occurred between the battery 27 and the inverter circuit 42 when the state in which VR1 is less than Vth3 continues for a preset duration t seconds or longer.
The connection failure state includes a disconnection state of the connection line, a state in which the contact resistance of the connector and the harness greatly exceeds the maximum resistance value at which the steering assist functions normally (hereinafter referred to as a "contact failure state"). Is included.
The abnormality detection unit 31a outputs an abnormality detection signal SAa having a logic value of "1" to the gate drive circuit 41 of the motor drive circuit 32 in which the failure has occurred. On the other hand, when the failure is not detected, the abnormality detection unit 31a outputs an abnormality detection signal SAa having a logic value of "0" to the gate drive circuit 41 of the motor drive circuit 32.

（異常検出信号に応じたゲート駆動回路の動作）
ゲート駆動回路４１は、制御演算装置３１から入力される異常検出信号ＳＡａが論理値"０"（正常）であるときには、モータ電流遮断回路３３に対してハイレベルの３つのゲート駆動信号を出力するとともに、電源遮断回路４４に対してハイレベルの２つのゲート駆動信号を同時に出力する。これにより、インバータ回路４２に対して、モータ電流を通電するとともに、バッテリー電力を通電する。
一方、ゲート駆動回路４１は、制御演算装置３１から入力される異常検出信号ＳＡａが論理値"１"（異常）であるときにはモータ電流遮断回路３３に対してローレベルの３つのゲート駆動信号を同時に出力するとともに、電源遮断回路４４に対してローレベルの２つのゲート駆動信号を同時に出力する。加えて、インバータ回路４２に対して、ローレベルの６つのゲート駆動信号を同時に出力することにより、モータ電流を遮断するとともに、バッテリー電力を遮断する。 (Operation of gate drive circuit according to abnormality detection signal)
When the abnormality detection signal SAa input from the control arithmetic unit 31 has a logic value of "0" (normal), the gate drive circuit 41 outputs three high-level gate drive signals to the motor current cutoff circuit 33. At the same time, two high-level gate drive signals are output to the power cutoff circuit 44 at the same time. As a result, the motor current is energized and the battery power is energized to the inverter circuit 42.
On the other hand, when the abnormality detection signal SAa input from the control arithmetic unit 31 has a logic value of "1" (abnormality), the gate drive circuit 41 simultaneously sends three low-level gate drive signals to the motor current cutoff circuit 33. At the same time, it outputs two low-level gate drive signals to the power cutoff circuit 44 at the same time. In addition, by simultaneously outputting six low-level gate drive signals to the inverter circuit 42, the motor current is cut off and the battery power is cut off.

（電圧指令値算出処理）
次に、図５に基づき、電圧指令値演算部３８にて実行されるＶＲ電圧低下防止処理を含む電圧指令値算出処理の処理手順を説明する。
電圧指令値演算部３８において処理が開始されると、図５に示すように、まず、ステップＳ１００に移行する。
ステップＳ１００では、電圧指令値演算部３８において、入力されたモータ電源電圧ＶＲ１をワークメモリに読み込んで、ステップＳ１０２に移行する。 (Voltage command value calculation process)
Next, a processing procedure of the voltage command value calculation process including the VR voltage drop prevention process executed by the voltage command value calculation unit 38 will be described with reference to FIG.
When the processing is started in the voltage command value calculation unit 38, first, as shown in FIG. 5, the process proceeds to step S100.
In step S100, the voltage command value calculation unit 38 reads the input motor power supply voltage VR1 into the work memory, and proceeds to step S102.

ステップＳ１０２では、電圧指令値演算部３８において、読み込んだモータ電源電圧ＶＲ１とＶｔｈ１及びＶｔｈ２とをそれぞれ比較する。そして、これら比較結果に基づきＶＲ１がＶｔｈ１未満で且つＶｔｈ２以上であるか否かを判定する。この判定により、Ｖｔｈ１未満で且つＶｔｈ２以上であると判定した場合（Ｙｅｓ）は、ステップＳ１０４に移行し、そうでないと判定した場合（Ｎｏ）は、ステップＳ１０６に移行する。
ステップＳ１０４に移行した場合は、電圧指令値演算部３８において、ＶＲ電圧低下防止機能を作動して、モータ電圧指令値Ｖ＊を算出する。その後、算出したモータ電圧指令値Ｖ＊をゲート駆動回路４１に出力して、一連の処理を終了する。 In step S102, the voltage command value calculation unit 38 compares the read motor power supply voltage VR1 with Vth1 and Vth2, respectively. Then, based on these comparison results, it is determined whether or not VR1 is less than Vth1 and more than Vth2. If it is determined by this determination that it is less than Vth1 and Vth2 or more (Yes), the process proceeds to step S104, and if it is determined that it is not, the process proceeds to step S106.
When the process proceeds to step S104, the voltage command value calculation unit 38 operates the VR voltage drop prevention function to calculate the motor voltage command value V * . After that, the calculated motor voltage command value V * is output to the gate drive circuit 41, and a series of processes is completed.

具体的に、現在のモータ電源電圧ＶＲ１に対応する制限された電流指令値に基づき、３相のモータ電圧指令値Ｖ＊を算出する。
一方、ステップＳ１０２においてＶＲ１がＶｔｈ１未満且つＶｔｈ２以上ではなくステップＳ１０６に移行した場合は、電圧指令値演算部３８において、ＶＲ電圧低下防止機能を作動させない通常の制御で３相のモータ電圧指令値Ｖ＊を算出する。そして、算出した３相のモータ電圧指令値Ｖ＊をゲート駆動回路４１に出力する。その後、一連の処理を終了する。
即ち、ＶＲ１がＶｔｈ１以上のときと、ＶＲ１がＶｔｈ２未満のときとにおいて、ＶＲ電圧低下防止機能を停止し、通常の算出方法にて３相のモータ電圧指令値を算出する。 Specifically, the three-phase motor voltage command value V * is calculated based on the limited current command value corresponding to the current motor power supply voltage VR1.
On the other hand, when VR1 is not less than Vth1 and not more than Vth2 but shifts to step S106 in step S102, the voltage command value calculation unit 38 does not activate the VR voltage drop prevention function, and the three-phase motor voltage command value V is controlled normally. * Calculate. Then, the calculated three-phase motor voltage command value V * is output to the gate drive circuit 41. After that, a series of processes is terminated.
That is, when VR1 is Vth1 or more and when VR1 is less than Vth2, the VR voltage drop prevention function is stopped, and the three-phase motor voltage command value is calculated by a normal calculation method.

（接続故障検出処理）
次に、図６に基づき、異常検出部３１ａにて実行される接続故障検出処理の処理手順について説明する。
異常検出部３１ａにおいて接続故障検出処理が開始されると、図６に示すように、まず、ステップＳ２００に移行する。
ステップＳ２００では、異常検出部３１ａにおいて、入力されたモータ電源電圧ＶＲ１をワークメモリに読み込んで、ステップＳ２０２に移行する。 (Connection failure detection processing)
Next, a processing procedure of the connection failure detection process executed by the abnormality detection unit 31a will be described with reference to FIG.
When the connection failure detection process is started in the abnormality detection unit 31a, first, as shown in FIG. 6, the process proceeds to step S200.
In step S200, the abnormality detection unit 31a reads the input motor power supply voltage VR1 into the work memory, and proceeds to step S202.

ステップＳ２０２では、異常検出部３１ａにおいて、読み込んだモータ電源電圧ＶＲ１とＶｔｈ３とを比較し、これら比較結果に基づきＶＲ１がＶｔｈ３未満であるか否かを判定する。そして、Ｖｔｈ３未満であると判定した場合（Ｙｅｓ）は、ステップＳ２０４に移行し、そうでないと判定した場合（Ｎｏ）は、ステップＳ２１６に移行する。
ステップＳ２０４に移行した場合は、異常検出部３１ａにおいて、不図示のタイムカウンタによって、ＶＲ１がＶｔｈ３未満となる状態の継続時間の計測を開始する。その後、ステップＳ２０６に移行する。 In step S202, the abnormality detection unit 31a compares the read motor power supply voltage VR1 and Vth3, and determines whether or not VR1 is less than Vth3 based on these comparison results. If it is determined that the value is less than Vth3 (Yes), the process proceeds to step S204, and if it is determined that the value is not Vth3 (No), the process proceeds to step S216.
When the process proceeds to step S204, the abnormality detection unit 31a starts measuring the duration of the state in which VR1 is less than Vth3 by a time counter (not shown). After that, the process proceeds to step S206.

ステップＳ２０６では、異常検出部３１ａにおいて、タイムカウンタのカウント値に基づきＶＲ１がＶｔｈ３未満となる状態がｔ秒以上継続したか否かを判定する。そして、継続したと判定した場合（Ｙｅｓ）は、ステップＳ２０８に移行し、そうでないと判定した場合（Ｎｏ）は、接続故障検出フラグＦｂを０に設定して、ステップＳ２１２に移行する。
ここで、接続故障検出フラグＦｂは、接続故障が発生しているか否かを示すフラグであり、本実施形態では、接続故障が発生している場合に「１」に設定され、発生していない場合に「０」が設定される。 In step S206, the abnormality detection unit 31a determines whether or not the state in which VR1 is less than Vth3 continues for t seconds or more based on the count value of the time counter. If it is determined that the continuation is continued (Yes), the process proceeds to step S208, and if it is determined that the continuation is not performed (No), the connection failure detection flag Fb is set to 0 and the process proceeds to step S212.
Here, the connection failure detection flag Fb is a flag indicating whether or not a connection failure has occurred, and in the present embodiment, it is set to "1" when a connection failure has occurred and has not occurred. In this case, "0" is set.

ステップＳ２０８に移行した場合は、異常検出部３１ａにおいて、接続故障が発生していると診断し接続故障検出フラグＦｂを１に設定して、ステップＳ２１０に移行する。
ステップＳ２１０では、異常検出部３１ａにおいて、接続故障検出フラグＦｂの設定値「１」に基づき、モータ駆動回路３２のゲート駆動回路４１に対して、論理値"１"の異常検出信号ＳＡａを出力する。その後、一連の処理を終了する。
即ち、接続故障が検出された場合、インバータ回路４２のＦＥＴを全てオフ状態にすると共に、バッテリー２７及び３相電動モータ２２から、インバータ回路４２を電気的に切り離す。 When the process proceeds to step S208, the abnormality detection unit 31a diagnoses that a connection failure has occurred, sets the connection failure detection flag Fb to 1, and proceeds to step S210.
In step S210, the abnormality detection unit 31a outputs an abnormality detection signal SAa having a logic value of "1" to the gate drive circuit 41 of the motor drive circuit 32 based on the set value "1" of the connection failure detection flag Fb. .. After that, a series of processes is terminated.
That is, when a connection failure is detected, all the FETs of the inverter circuit 42 are turned off, and the inverter circuit 42 is electrically disconnected from the battery 27 and the three-phase electric motor 22.

一方、ステップＳ２０６においてＶｔｈ３未満の状態がｔ秒以上継続していないと判定されステップＳ２１２に移行した場合は、異常検出部３１ａにおいて、タイマカウンタをリセットして、ステップＳ２１４に移行する。
ステップＳ２１４では、異常検出部３１ａにおいて、接続故障検出フラグＦｂの設定値「０」に基づきモータ駆動回路３２のゲート駆動回路４１に対して、論理値"０"の異常検出信号ＳＡａを出力する。その後、一連の処理を終了する。 On the other hand, if it is determined in step S206 that the state of less than Vth3 has not continued for t seconds or more and the process proceeds to step S212, the abnormality detection unit 31a resets the timer counter and proceeds to step S214.
In step S214, the abnormality detection unit 31a outputs an abnormality detection signal SAa having a logical value of "0" to the gate drive circuit 41 of the motor drive circuit 32 based on the set value "0" of the connection failure detection flag Fb. After that, a series of processes is terminated.

（動作）
以下、図１～図６、図１０を参照しつつ、図７に基づき本実施形態の動作を説明する。
ＩＧスイッチ２８がオフ状態であって車両が停止していると共に、操舵補助制御処理も停止している作動停止状態であるときには、モータ制御装置２５の制御演算装置３１が非作動状態となる。このため、制御演算装置３１で実行される操舵補助制御処理及び異常検出処理は停止されている。従って、３相電動モータ２２は作動を停止しており、操舵補助機構２０への操舵補助力（操舵アシストトルク）の出力を停止している。
この作動停止状態からＩＧスイッチ２８をオン状態とすると、制御演算装置３１が作動状態となり、操舵補助制御処理及び異常検出処理を開始する。このとき、モータ駆動回路３２に故障が発生していない正常状態であるものとする。加えて、ＶＲ１がＶｔｈ１以上であって、ＶＲ電圧低下防止機能の作動範囲外であるとする。また、接続故障も発生していないものとする（接続故障検出フラグＦｂが「０」）。 (motion)
Hereinafter, the operation of the present embodiment will be described with reference to FIGS. 1 to 6 and 10 with reference to FIG. 7.
When the IG switch 28 is in the off state, the vehicle is stopped, and the steering assist control process is also stopped, the control arithmetic unit 31 of the motor control device 25 is in the non-operation state. Therefore, the steering assist control process and the abnormality detection process executed by the control arithmetic unit 31 are stopped. Therefore, the three-phase electric motor 22 has stopped operating, and the output of the steering assist force (steering assist torque) to the steering assist mechanism 20 has stopped.
When the IG switch 28 is turned on from this operation stop state, the control arithmetic unit 31 is activated and starts the steering assist control process and the abnormality detection process. At this time, it is assumed that the motor drive circuit 32 is in a normal state in which no failure has occurred. In addition, it is assumed that VR1 is Vth1 or higher and is out of the operating range of the VR voltage drop prevention function. Further, it is assumed that no connection failure has occurred (connection failure detection flag Fb is "0").

操舵補助制御処理が開始されると、制御演算装置３１は、入力された操舵トルクＴｓ及び車速Ｖｓから、電流指令値算出マップを参照して操舵補助電流指令値Ｉ＊を算出する。
そして、算出した操舵補助電流指令値Ｉ＊とモータ回転角検出回路２３から入力されたモータ電気角θｅとに基づいてｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を算出する。引き続き、算出したｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に対してｄｑ二相－三相変換処理を行ってＡ相電流指令値Ｉａ＊、Ｂ相電流指令値Ｉｂ＊及びＣ相電流指令値Ｉｃ＊を算出する。 When the steering assist control process is started, the control calculation device 31 calculates the steering assist current command value I * from the input steering torque Ts and vehicle speed Vs with reference to the current command value calculation map.
Then, the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq * are calculated based on the calculated steering auxiliary current command value I * and the motor electric angle θe input from the motor rotation angle detection circuit 23. Subsequently, dq two-phase-three-phase conversion processing is performed on the calculated d-axis current command value Id * and q-axis current command value Iq * to perform A-phase current command value Ia * , B-phase current command value Ib * , and C. Calculate the phase current command value Ic * .

更に、これら電流指令値Ｉａ＊、Ｉｂ＊及びＩｃ＊と、電流検出値ＩＡ～ＩＣとから算出される各相電流検出値Ｉａ、Ｉｂ及びＩｃとの電流偏差ΔＩａ、ΔＩｂ及びΔＩｃを算出する。続いて、算出した電流偏差ΔＩａ、ΔＩｂ及びΔＩｃについてＰＩ制御演算又はＰＩＤ制御演算を行ってモータ電圧指令値Ｖ＊を算出する。このとき、ＶＲ電圧低下防止機能が作動していないため、電流指令値が制限されていない状態（１００［％］まで設定可能な状態）でモータ電圧指令値Ｖ＊を算出する。
そして、算出したモータ電圧指令値Ｖ＊をゲート駆動回路４１に出力する。また、制御演算装置３１は、モータ駆動回路３２が正常であるので、論理値"０"の異常検出信号ＳＡａをゲート駆動回路４１に出力する。 Further, the current deviations ΔIa, ΔIb and ΔIc between the current command values Ia * , Ib * and Ic * and the phase current detection values Ia, Ib and Ic calculated from the current detection values IA to IC are calculated. Subsequently, a PI control calculation or a PID control calculation is performed on the calculated current deviations ΔIa, ΔIb, and ΔIc to calculate the motor voltage command value V * . At this time, since the VR voltage drop prevention function is not operating, the motor voltage command value V * is calculated in a state where the current command value is not limited (a state in which the current command value can be set up to 100 [%]).
Then, the calculated motor voltage command value V * is output to the gate drive circuit 41. Further, since the motor drive circuit 32 is normal, the control arithmetic unit 31 outputs an abnormality detection signal SAa having a logic value of "0" to the gate drive circuit 41.

このため、ゲート駆動回路４１では、モータ電流遮断回路３３に対してハイレベルの３つのゲート駆動信号を出力する。従って、モータ電流遮断回路３３の電界効果トランジスタＱＡ１～ＱＡ３及びＱＢ１～ＱＢ３がオン状態となって、インバータ回路４２と３相電動モータ２２の３相モータ巻線Ｌａ、Ｌｂ及びＬｃとの間が導通状態となって、３相電動モータ２２に対する通電制御が可能な状態となる。
これと同時に、ゲート駆動回路４１から電源遮断回路４４に対してハイレベルのゲート駆動信号を出力する。このため、電源遮断回路４４の電界効果トランジスタＱＣ１～ＱＣ２及びＱＤ１～ＱＤ２がオン状態となってバッテリー２７からの直流電流がノイズフィルタ４３を介してインバータ回路４２に供給される。 Therefore, the gate drive circuit 41 outputs three high-level gate drive signals to the motor current cutoff circuit 33. Therefore, the electric field effect transistors QA1 to QA3 and QB1 to QB3 of the motor current cutoff circuit 33 are turned on, and the inverter circuit 42 and the three-phase motor windings La, Lb, and Lc of the three-phase electric motor 22 are electrically connected. In this state, energization control for the three-phase electric motor 22 is possible.
At the same time, a high-level gate drive signal is output from the gate drive circuit 41 to the power cutoff circuit 44. Therefore, the field effect transistors QC1 to QC2 and QD1 to QD2 of the power cutoff circuit 44 are turned on, and the direct current from the battery 27 is supplied to the inverter circuit 42 via the noise filter 43.

更に、ゲート駆動回路４１では、制御演算装置３１から入力されるモータ電圧指令値Ｖ＊に基づいてパルス幅変調を行ってゲート駆動信号を形成し、形成したゲート駆動信号をインバータ回路４２の各電界効果トランジスタＱ１～Ｑ６のゲートに供給する。
なお、例えば、車両が停止状態で、ステアリングホイール１１を操舵していない状態では、操舵トルクＴｓが"０"であり、車速Ｖｓも"０"であるので、操舵補助電流指令値も"０"となって３相電動モータ２２は停止状態を維持する。
一方、例えば、車両が走行状態で、ステアリングホイール１１が操舵されている状態では、操舵トルクＴｓ及び車速Ｖｓが"０"ではなくなり、操舵補助電流指令値も"０"ではなくなる。そのため、操舵補助電流指令値の大きさに応じたモータ駆動電流によって３相電動モータ２２が駆動されてステアリングホイール１１に操舵アシストトルクが付加される。 Further, in the gate drive circuit 41, pulse width modulation is performed based on the motor voltage command value V * input from the control calculation device 31 to form a gate drive signal, and the formed gate drive signal is used as each electric field of the inverter circuit 42. Effect Supply to the gates of transistors Q1 to Q6.
For example, when the vehicle is stopped and the steering wheel 11 is not steered, the steering torque Ts is "0" and the vehicle speed Vs is also "0", so that the steering auxiliary current command value is also "0". The three-phase electric motor 22 is maintained in a stopped state.
On the other hand, for example, when the vehicle is running and the steering wheel 11 is steered, the steering torque Ts and the vehicle speed Vs are not "0", and the steering auxiliary current command value is not "0" either. Therefore, the three-phase electric motor 22 is driven by the motor drive current corresponding to the magnitude of the steering assist current command value, and the steering assist torque is added to the steering wheel 11.

その後、何らかの原因によって、図７に示す時刻ｔ１にて第１の電源供給ラインＶＬ１に断線が発生したとする。なお、図７において、横軸は時間を、縦軸は操舵トルク、操舵角度、操舵速度、電圧を示す。これによって、第１の電源供給ラインＶＬ１を介してバッテリー２７からインバータ回路４２に対して電源供給がされない状態となる。そのため、以降は平滑用コンデンサＣＡが補助電源として機能する。
その一方で、第２の電源供給ラインＶＬ２を介した制御演算装置３１及びゲート駆動回路４１への電源供給は正常に行われているため、システムは停止せずに操舵補助制御処理が継続して行われる。従って、この状態で駆動電流を流して平滑用コンデンサＣＡに蓄積された電荷が放電されると、モータ電源電圧ＶＲ１が低下する。即ち、図７に示すように、時刻ｔ１以降に、駆動電流が流れたことでＶＲ１が急激に低下している。 After that, it is assumed that the first power supply line VL1 is disconnected at time t1 shown in FIG. 7 for some reason. In FIG. 7, the horizontal axis represents time, and the vertical axis represents steering torque, steering angle, steering speed, and voltage. As a result, power is not supplied from the battery 27 to the inverter circuit 42 via the first power supply line VL1. Therefore, thereafter, the smoothing capacitor CA functions as an auxiliary power source.
On the other hand, since the power supply to the control arithmetic unit 31 and the gate drive circuit 41 via the second power supply line VL2 is normally performed, the steering assist control process continues without stopping the system. Will be done. Therefore, when the drive current is passed in this state and the electric charge accumulated in the smoothing capacitor CA is discharged, the motor power supply voltage VR1 drops. That is, as shown in FIG. 7, VR1 drops sharply due to the flow of the drive current after the time t1.

制御演算装置３１では、電圧指令値演算部３８においてＶＲ１とＶｔｈ１及びＶｔｈ２との比較処理が行われている。そのため、図７中の時刻ｔ２にてＶＲ１（図７中の細実線）がＶｔｈ１未満になった時点で、ＶＲ電圧低下防止機能を作動させて、電流指令値を通常よりも低い値に制限する。これにより、図７に示すように、時刻ｔ２以降のＶＲ１の低下が緩やかとなっている。
この状態で、図７中の破線、一点鎖線、二点鎖線に示すように、時刻ｔ３から操舵トルク、操舵角度、操舵速度が大幅に変化すると（ステアリングホイール１１が操舵されると）、平滑用コンデンサＣＡの放電量が増大して、ＶＲ１が急激に減少する。そのため、図７中の時刻ｔ４にてＶＲ１がＶｔｈ２未満となって、電圧指令値演算部３８においてＶＲ電圧低下防止機能が停止される。即ち、電流指令値の制限が解除される。 In the control arithmetic unit 31, the voltage command value calculation unit 38 performs comparison processing between VR1 and Vth1 and Vth2. Therefore, when VR1 (thin solid line in FIG. 7) becomes less than Vth1 at time t2 in FIG. 7, the VR voltage drop prevention function is activated to limit the current command value to a value lower than usual. .. As a result, as shown in FIG. 7, the decrease of VR1 after the time t2 is gradual.
In this state, as shown by the broken line, the alternate long and short dash line, and the alternate long and short dash line in FIG. 7, when the steering torque, steering angle, and steering speed change significantly from time t3 (when the steering wheel 11 is steered), smoothing is performed. The discharge amount of the capacitor CA increases, and VR1 decreases sharply. Therefore, at time t4 in FIG. 7, VR1 becomes less than Vth2, and the VR voltage drop prevention function is stopped in the voltage command value calculation unit 38. That is, the limitation of the current command value is released.

ＶＲ１が低下すると、ゲート駆動回路４１を介して第２の電源供給ラインＶＬ２から電源が供給されるため、平滑用コンデンサＣＡが充電される。しかし、ＶＲ電圧低下防止機能が停止されているため、電流指令値に制限の無い通常時の算出方法でモータ電圧指令値Ｖ＊が算出される。そのため、充電量に対して放電量の方が大きくなり、図１０に示すような充電によるＶＲ１の上昇は生じず、図７に示すように、時刻ｔ４以降、ＶＲ１は更に低下する。
一方、制御演算装置３１では、異常検出部３１ａにおいてＶＲ１とＶｔｈ３との比較処理が行われている。ＶＲ電圧低下防止機能が停止され、操舵時に、充電量に対して放電量の方が大きくなった状態では、図７中の時刻ｔ５にてＶＲ１がＶｔｈ３（図７中の太実線）未満になると共に、この状態がｔ秒以上継続される。従って、図７中の時刻ｔ６にて、異常検出部３１ａにおいて、接続故障が検出される。即ち、故障検出フラグＦｂが１となる。 When VR1 decreases, power is supplied from the second power supply line VL2 via the gate drive circuit 41, so that the smoothing capacitor CA is charged. However, since the VR voltage drop prevention function is stopped, the motor voltage command value V * is calculated by the normal calculation method in which the current command value is not limited. Therefore, the discharge amount becomes larger than the charge amount, the increase of VR1 due to the charge as shown in FIG. 10 does not occur, and as shown in FIG. 7, the VR1 further decreases after the time t4.
On the other hand, in the control arithmetic unit 31, the abnormality detection unit 31a performs a comparison process between VR1 and Vth3. When the VR voltage drop prevention function is stopped and the discharge amount is larger than the charge amount during steering, VR1 becomes less than Vth3 (thick solid line in FIG. 7) at time t5 in FIG. At the same time, this state is continued for t seconds or longer. Therefore, at the time t6 in FIG. 7, the abnormality detection unit 31a detects the connection failure. That is, the failure detection flag Fb becomes 1.

異常検出部３１ａは、接続故障が検出されると、モータ駆動回路３２のゲート駆動回路４１に対して、論理値"１"の異常検出信号ＳＡａを出力する。
このため、ゲート駆動回路４１では、モータ電流遮断回路３３に対してローレベルの３つのゲート駆動信号を出力する。従って、モータ電流遮断回路３３の電界効果トランジスタＱＡ１～ＱＡ３がオフ状態となって、インバータ回路４２と３相電動モータ２２の３相モータ巻線Ｌａ、Ｌｂ及びＬｃとの間が遮断状態となって、３相電動モータ２２に対する通電制御ができない状態となる。
これと同時に、ゲート駆動回路４１から電源遮断回路４４に対してローレベルのゲート駆動信号を出力する。このため、電源遮断回路４４の電界効果トランジスタＱＣ１～ＱＣ２がオフ状態となってバッテリー２７からの直流電流が遮断される。 When the connection failure is detected, the abnormality detection unit 31a outputs an abnormality detection signal SAa having a logic value of "1" to the gate drive circuit 41 of the motor drive circuit 32.
Therefore, the gate drive circuit 41 outputs three low-level gate drive signals to the motor current cutoff circuit 33. Therefore, the electric field effect transistors QA1 to QA3 of the motor current cutoff circuit 33 are turned off, and the inverter circuit 42 and the three-phase motor windings La, Lb, and Lc of the three-phase electric motor 22 are cut off. The energization control for the three-phase electric motor 22 cannot be performed.
At the same time, a low-level gate drive signal is output from the gate drive circuit 41 to the power cutoff circuit 44. Therefore, the field effect transistors QC1 to QC2 of the power supply cutoff circuit 44 are turned off, and the direct current from the battery 27 is cut off.

更に、ゲート駆動回路４１では、インバータ回路４２に対して、ローレベルの６つのゲート駆動信号を同時に出力することにより、モータ電流を遮断する。
また、上記停止動作と共に、電動パワーステアリング用の異常ランプ（不図示）を点灯する。
ここで、上記実施形態において、３相電動モータ２２が電動モータに対応し、ゲート駆動回路４１が駆動回路に対応し、ＲＯＭが電圧閾値記憶部に対応し、電圧指令値演算部３８が駆動電流制限部に対応し、モータ電圧指令値Ｖ＊が駆動制御信号に対応する。
また、上記実施形態において、異常検出部３１ａが接続不良診断部に対応し、電界効果トランジスタＱ１～Ｑ６がトランジスタに対応する。 Further, in the gate drive circuit 41, the motor current is cut off by simultaneously outputting six low-level gate drive signals to the inverter circuit 42.
In addition, along with the stop operation, an abnormality lamp (not shown) for electric power steering is turned on.
Here, in the above embodiment, the three-phase electric motor 22 corresponds to the electric motor, the gate drive circuit 41 corresponds to the drive circuit, the ROM corresponds to the voltage threshold storage unit, and the voltage command value calculation unit 38 corresponds to the drive current. Corresponding to the limiting part, the motor voltage command value V * corresponds to the drive control signal.
Further, in the above embodiment, the abnormality detection unit 31a corresponds to the connection failure diagnosis unit, and the field effect transistors Q1 to Q6 correspond to the transistors.

（実施形態の効果）
上記実施形態に係るモータ制御装置２５は、バッテリー２７との接続ラインである第１の電源供給ラインＶＬ１を介して電源供給されて作動し、３相電動モータ２２にモータ駆動電流を供給するインバータ回路４２を備える。加えて、第１の電源供給ラインＶＬ１とは独立したバッテリー２７との接続ラインである第２の電源供給ラインＶＬ２を介して電源供給されて作動し、インバータ回路４２を構成する電界効果トランジスタＱ１～Ｑ６に駆動信号を供給するゲート駆動回路４１を備える。更に、第２の電源供給ラインＶＬ２を介して電源供給されて作動し、ゲート駆動回路４１にモータ電圧指令値Ｖ＊を供給する制御演算装置３１と、インバータ回路４２の第１の電源供給ラインＶＬ１との接続ラインと接地ラインとの間に介挿された平滑用コンデンサＣＡとを備える。なお更に、平滑用コンデンサＣＡの充電電圧であるモータ電源電圧ＶＲ１を検出するモータ電源電圧検出回路３４を備える。 (Effect of embodiment)
The motor control device 25 according to the above embodiment is an inverter circuit that operates by being supplied with power via a first power supply line VL1 that is a connection line with the battery 27 and supplies a motor drive current to the three-phase electric motor 22. 42 is provided. In addition, the field effect transistors Q1 to operate by being supplied with power via the second power supply line VL2, which is a connection line with the battery 27 independent of the first power supply line VL1, to form the inverter circuit 42. A gate drive circuit 41 that supplies a drive signal to Q6 is provided. Further, the control arithmetic unit 31 which is supplied with power via the second power supply line VL2 and operates and supplies the motor voltage command value V * to the gate drive circuit 41, and the first power supply line VL1 of the inverter circuit 42. It is provided with a smoothing capacitor CA inserted between the connection line with and the ground line. Further, the motor power supply voltage detection circuit 34 for detecting the motor power supply voltage VR1 which is the charging voltage of the smoothing capacitor CA is provided.

そして、制御演算装置３１は、第１の電圧閾値Ｖｔｈ１と、第１の電圧閾値Ｖｔｈ１よりも低い第２の電圧閾値Ｖｔｈ２と、第２の電圧閾値Ｖｔｈ２よりも低い第３の電圧閾値Ｖｔｈ３とが記憶されたＲＯＭを備える。更に、電圧指令値演算部３８が、モータ電源電圧検出回路３４で検出したモータ電源電圧ＶＲ１が第１の電圧閾値Ｖｔｈ１未満で且つ第２の電圧閾値Ｖｔｈ２以上のときにモータ駆動電流の上限を制限する。加えて、ＶＲ１が第１の電圧閾値Ｖｔｈ１以上のとき及び第２の電圧閾値Ｖｔｈ２未満のときに、前記制限を解除する。異常検出部３１ａが、ＶＲ１と第３の電圧閾値Ｖｔｈ３とを比較し、この比較結果に基づき接続不良による故障（接続故障）の有無を診断する。 Then, the control calculation device 31 has a first voltage threshold value Vth1, a second voltage threshold value Vth2 lower than the first voltage threshold value Vth1, and a third voltage threshold value Vth3 lower than the second voltage threshold value Vth2. It has a stored ROM. Further, the voltage command value calculation unit 38 limits the upper limit of the motor drive current when the motor power supply voltage VR1 detected by the motor power supply voltage detection circuit 34 is less than the first voltage threshold Vth1 and equal to or higher than the second voltage threshold Vth2. do. In addition, when VR1 is equal to or higher than the first voltage threshold value Vth1 and lower than the second voltage threshold value Vth2, the limitation is released. The abnormality detection unit 31a compares VR1 with the third voltage threshold value Vth3, and diagnoses the presence or absence of a failure (connection failure) due to a connection failure based on the comparison result.

なお、第１の電圧閾値Ｖｔｈ１は、バッテリー電圧Ｖｂａｔを予め設定した所定電圧値以下に低下させない範囲で３相電動モータ２２を通常制御可能な最低電圧値に設定され、第２の電圧閾値Ｖｔｈ２は、電界効果トランジスタＱ１～Ｑ６を制御可能な最低入力電圧値に設定されている。更に、第３の電圧閾値Ｖｔｈ３は、電界効果トランジスタＱ１～Ｑ６の入力電圧が第２の電圧閾値Ｖｔｈ２のときに予め設定された最大電流が流れたときのモータ電源電圧ＶＲ１の値よりも低い値に設定されている。
この構成であれば、モータ電源電圧検出回路３４で検出したモータ電源電圧ＶＲ１が第２の電圧閾値Ｖｔｈ２未満のときにモータ駆動電流の上限の制限を解除することが可能となる。これによって、ゲート駆動回路４１経由で第２の電源供給ラインＶＬ２から平滑用コンデンサＣＡに充電される充電量よりも放電量を大きくすることが可能となる。その結果、接続故障発生時の充電電圧を第３の電圧閾値Ｖｔｈ３未満とすることが可能となり、より確実に接続故障の有無を診断することが可能となる。 The first voltage threshold Vth1 is set to the lowest voltage value at which the three-phase electric motor 22 can be normally controlled within a range in which the battery voltage Vbat does not drop below a preset predetermined voltage value, and the second voltage threshold Vth2 is set. , The field effect transistors Q1 to Q6 are set to the lowest controllable input voltage value. Further, the third voltage threshold Vth3 is a value lower than the value of the motor power supply voltage VR1 when the preset maximum current flows when the input voltage of the field effect transistors Q1 to Q6 is the second voltage threshold Vth2. Is set to.
With this configuration, when the motor power supply voltage VR1 detected by the motor power supply voltage detection circuit 34 is less than the second voltage threshold Vth2, the limitation on the upper limit of the motor drive current can be released. This makes it possible to make the discharge amount larger than the charge amount charged to the smoothing capacitor CA from the second power supply line VL2 via the gate drive circuit 41. As a result, the charging voltage at the time of connection failure can be set to less than the third voltage threshold value Vth3, and the presence or absence of connection failure can be diagnosed more reliably.

また、電界効果トランジスタＱ１～Ｑ６の入力電圧が第２の電圧閾値Ｖｔｈ２未満になると、モータ駆動電流の制限を解除するようにしたので、接続不良によるＶＲ電圧の低下が要因で発生する許容値を超えた入力電圧での駆動状態を速やかに停止することが可能となる。その結果、トランジスタの発熱による部品寿命の低下等を防ぐことが可能となる。
また、第３の電圧閾値Ｖｔｈ３を、ＶＲ電圧低下防止機能が作動時の最低電圧値よりも低い値に設定したので、より確実に接続不良を検出することが可能となる。
また、上記実施形態に係るモータ制御装置２５は、更に、異常検出部３１ａが、モータ電源電圧検出回路３４で検出したモータ電源電圧ＶＲ１が第３の電圧閾値Ｖｔｈ３未満となる状態が予め設定した継続時間ｔ秒以上継続したときに接続不良が有ると診断する。 Further, when the input voltage of the field effect transistors Q1 to Q6 becomes less than the second voltage threshold value Vth2, the limitation of the motor drive current is released. It is possible to quickly stop the drive state at an input voltage that exceeds the limit. As a result, it is possible to prevent a decrease in component life due to heat generation of the transistor.
Further, since the third voltage threshold value Vth3 is set to a value lower than the minimum voltage value at the time of operation by the VR voltage drop prevention function, it is possible to detect a connection failure more reliably.
Further, in the motor control device 25 according to the above embodiment, the state in which the motor power supply voltage VR1 detected by the abnormality detection unit 31a in the motor power supply voltage detection circuit 34 is less than the third voltage threshold value Vth3 is set in advance. It is diagnosed that there is a connection failure when the time continues for t seconds or more.

この構成であれば、実際は正常であるのに一瞬だけノイズ等によって第３の電圧閾値Ｖｔｈ３未満となる状態等を接続不良の状態と誤検知するのを防ぐことが可能となる。
また、上記実施形態に係る電動パワーステアリング装置１は、ステアリング機構に操舵補助力を発生させる３相電動モータ２２を駆動制御するモータ制御装置として、上記モータ制御装置２５を備える。
この構成であれば、上記モータ制御装置２５と同等の作用及び効果が得られる。 With this configuration, it is possible to prevent a state in which the voltage threshold value Vth3 is lower than the third voltage threshold value Vth3 due to noise or the like for a moment even though it is actually normal, as a state of poor connection.
Further, the electric power steering device 1 according to the embodiment includes the motor control device 25 as a motor control device for driving and controlling a three-phase electric motor 22 that generates a steering assist force in the steering mechanism.
With this configuration, the same operation and effect as the motor control device 25 can be obtained.

（変形例）
上記実施形態においては、ＶＲ電圧低下防止機能が作動時にゲート駆動回路４１経由で平滑用コンデンサＣＡに電力（漏れ電流）が供給される回路構成としたが、この構成に限らない。例えば、漏れ電流が供給されない回路構成としてもよい。この構成とした場合、例えばバッテリー２７とインバータ回路４２とを接続するコネクタの接触抵抗が高抵抗となる等の接続抵抗が高抵抗となる場合に、漏れ電流のある断線時と同様の問題が生じる。この場合も、上記実施形態のＶＲ電圧低下防止機能を適用して、ＶＲ１が第２の電圧閾値Ｖｔｈ２未満のときに、モータ駆動電流の上限の制限を解除することで、問題を解決することが可能である。 (Modification example)
In the above embodiment, the circuit configuration is such that power (leakage current) is supplied to the smoothing capacitor CA via the gate drive circuit 41 when the VR voltage drop prevention function is activated, but the configuration is not limited to this. For example, a circuit configuration in which leakage current is not supplied may be used. With this configuration, when the connection resistance becomes high, for example, the contact resistance of the connector connecting the battery 27 and the inverter circuit 42 becomes high, the same problem as when the wire is broken due to leakage current occurs. .. Also in this case, the problem can be solved by applying the VR voltage drop prevention function of the above embodiment and releasing the limitation of the upper limit of the motor drive current when VR1 is less than the second voltage threshold value Vth2. It is possible.

また、上記実施形態においては、モータ電源電圧ＶＲ１のみを用いて各種判定処理を行う構成としたが、この構成に限らない。例えば、別途、電源遮断回路４４のトランジスタＱＣ１及びＱＣ２の接続ラインの電圧（以下、「モータ電源電圧ＶＲ２」と称す）を検出するように構成して、このモータ電源電圧ＶＲ２のみを用いる、またはＶＲ１及びＶＲ２の双方を用いるなど、他の構成としてもよい。また、ＶＲ１及びＶＲ２の双方を用いる場合は、例えば、両者を比較していずれか大きい方のみを各種判定に用いるように構成する。 Further, in the above embodiment, various determination processes are performed using only the motor power supply voltage VR1, but the configuration is not limited to this. For example, separately, the voltage of the connection line of the transistors QC1 and QC2 of the power supply cutoff circuit 44 (hereinafter referred to as "motor power supply voltage VR2") is configured to be detected, and only this motor power supply voltage VR2 is used, or VR1. Other configurations may be used, such as using both VR2 and VR2. When both VR1 and VR2 are used, for example, both are compared and only the larger one is used for various determinations.

また、上記実施形態においては、電動モータ２２に対して１つのモータ駆動回路を備える１系統の構成とした場合について説明したが、これに限定されるものではなく、２つ以上のモータ駆動回路を備える２系統以上の構成とした場合にも本発明を適用することが可能である。なお、２系統以上の構成とした場合、例えば、２組以上のステータとモータ巻き線（Ｌａ、Ｌｂ、Ｌｃ）との組を１つのモータ内に備え、ステータ及びモータ巻き線の組毎に１つのモータ駆動回路が接続された構成とする。
また、上記実施形態においては、タイムカウンタを用いて、ＶＲ１がＶｔｈ３未満となる継続時間を計測する構成としたが、この構成に限らない。例えば、制御演算装置３１のＣＰＵにて、所定の周期（制御周期）毎にＶＲ１がＶｔｈ３未満となるときに計測時間をカウントアップし、Ｖｔｈ３以上となるときに計測時間をカウントダウンするようにして継続時間を計測する構成としてもよい。この構成とすることで、例えばＶＲ１がＶｔｈ３を境に上下に変動する状態が繰り返される場合の誤検知を防ぐことが可能となる。 Further, in the above embodiment, the case where one system is provided with one motor drive circuit for the electric motor 22 has been described, but the present invention is not limited to this, and two or more motor drive circuits may be used. The present invention can be applied even when the configuration is provided with two or more systems. In the case of a configuration of two or more systems, for example, a set of two or more sets of stators and motor windings (La, Lb, Lc) is provided in one motor, and one set is provided for each set of the stator and the motor windings. The configuration is such that two motor drive circuits are connected.
Further, in the above embodiment, a time counter is used to measure the duration during which VR1 is less than Vth3, but the configuration is not limited to this. For example, the CPU of the control arithmetic unit 31 counts up the measurement time when VR1 becomes less than Vth3 and counts down the measurement time when VR1 becomes Vth3 or more every predetermined cycle (control cycle). It may be configured to measure time. With this configuration, for example, it is possible to prevent erroneous detection when the state in which VR1 fluctuates up and down with Vth3 as a boundary is repeated.

また、上記実施形態においては、電動モータが３相電動モータである場合について説明したが、これに限定されるものではなく、４相以上の多相電動モータにも本発明を適用することが可能である。
また、上記実施形態においては、本発明によるモータ制御装置を車両に搭載した電動パワーステアリング装置に適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、電動ブレーキ装置、ステアバイワイヤシステム、車両走行用のモータ駆動装置等の電動モータを使用する任意のシステムに本発明を適用することが可能である。 Further, in the above embodiment, the case where the electric motor is a three-phase electric motor has been described, but the present invention is not limited to this, and the present invention can be applied to a multi-phase electric motor having four or more phases. Is.
Further, in the above embodiment, the case where the motor control device according to the present invention is applied to the electric power steering device mounted on the vehicle has been described, but the present invention is not limited to this, and the electric brake device, the steer-by-wire system, and the vehicle are not limited thereto. The present invention can be applied to any system that uses an electric motor such as a traveling motor drive device.

１…電動パワーステアリング装置、２…車両、１１…ステアリングホイール、１２…ステアリングシャフト、１３…操舵トルクセンサ、１８…ステアリングギヤ、２０…操舵補助機構、２２…３相電動モータ、Ｌａ…Ａ相モータ巻線、Ｌｂ…Ｂ相モータ巻線、Ｌｃ…Ｃ相モータ巻線、２５…モータ制御装置、２６…車速センサ、２７…バッテリー、３１…制御演算装置、３１ａ…異常検出部、３２…モータ駆動回路、３３…モータ電流遮断回路、３４…モータ電源電圧検出回路、３５…補償制御演算部、３６…加算器、３７…ｄ－ｑ軸電流指令値演算部、３８…電圧指令値演算部、３９Ａ，３９Ｂ，３９Ｃ…電流検出回路、４０…モータ電圧検出回路、４１…ゲート駆動回路、４２…インバータ回路、４４…電源遮断回路、ＶＬ１…第１の電源供給ライン、ＶＬ２…第２の電源供給ライン 1 ... Electric power steering device, 2 ... Vehicle, 11 ... Steering wheel, 12 ... Steering shaft, 13 ... Steering torque sensor, 18 ... Steering gear, 20 ... Steering assist mechanism, 22 ... 3-phase electric motor, La ... A-phase motor Winding, Lb ... B-phase motor winding, Lc ... C-phase motor winding, 25 ... Motor control device, 26 ... Vehicle speed sensor, 27 ... Battery, 31 ... Control calculation device, 31a ... Abnormality detection unit, 32 ... Motor drive Circuit, 33 ... Motor current cutoff circuit, 34 ... Motor power supply voltage detection circuit, 35 ... Compensation control calculation unit, 36 ... Adder, 37 ... dq axis current command value calculation unit, 38 ... Voltage command value calculation unit, 39A , 39B, 39C ... Current detection circuit, 40 ... Motor voltage detection circuit, 41 ... Gate drive circuit, 42 ... Inverter circuit, 44 ... Power cutoff circuit, VL1 ... First power supply line, VL2 ... Second power supply line

Claims (8)

バッテリーとの接続ラインである第１の電源供給ラインを介して電源供給されて作動し、電動モータにモータ駆動電流を供給するインバータ回路と、
前記インバータ回路を構成するトランジスタに駆動信号を供給する駆動回路と、
前記インバータ回路の前記第１の電源供給ラインとの接続ラインと接地ラインとの間に介挿された平滑用コンデンサと、
前記平滑用コンデンサの充電電圧であるモータ電源電圧を検出するモータ電源電圧検出部と、
第１の電圧閾値と、該第１の電圧閾値よりも低い第２の電圧閾値と、該第２の電圧閾値よりも低い第３の電圧閾値とが記憶された電圧閾値記憶部と、
前記モータ電源電圧検出部で検出した前記モータ電源電圧が前記第１の電圧閾値未満で且つ前記第２の電圧閾値以上のときに前記モータ駆動電流の上限を制限し、前記モータ電源電圧が前記第１の電圧閾値以上のとき及び前記第２の電圧閾値未満のときに、前記制限を解除する駆動電流制限部と、
前記モータ電源電圧検出部で検出した前記モータ電源電圧と前記第３の電圧閾値とを比較し、該比較結果に基づき前記バッテリーと前記第１の電源供給ラインとの接続不良の有無を診断する接続不良診断部とを備えることを特徴とするモータ制御装置。 An inverter circuit that operates by being supplied with power via the first power supply line, which is the connection line with the battery, and supplies the motor drive current to the electric motor.
A drive circuit that supplies a drive signal to the transistors that make up the inverter circuit,
A smoothing capacitor inserted between the connection line with the first power supply line and the ground line of the inverter circuit,
A motor power supply voltage detector that detects the motor power supply voltage, which is the charging voltage of the smoothing capacitor,
A voltage threshold storage unit in which a first voltage threshold value, a second voltage threshold value lower than the first voltage threshold value, and a third voltage threshold value lower than the second voltage threshold value are stored.
When the motor power supply voltage detected by the motor power supply voltage detection unit is less than the first voltage threshold value and equal to or higher than the second voltage threshold value, the upper limit of the motor drive current is limited, and the motor power supply voltage is the first. A drive current limiting unit that releases the limitation when the voltage is equal to or higher than the voltage threshold of 1 and when the voltage is lower than the second voltage threshold.
Connection for comparing the motor power supply voltage detected by the motor power supply voltage detection unit with the third voltage threshold value and diagnosing the presence or absence of a connection failure between the battery and the first power supply line based on the comparison result. A motor control device including a defect diagnosis unit. 前記駆動回路は、前記第１の電源供給ラインとは独立した前記バッテリーとの接続ラインである第２の電源供給ラインを介して電源供給されて作動する請求項１に記載のモータ制御装置。 The motor control device according to claim 1, wherein the drive circuit is supplied with power via a second power supply line, which is a connection line with the battery independent of the first power supply line. 前記第１の電圧閾値は、前記バッテリーの電圧を予め設定した所定電圧値以下に低下させない範囲で前記電動モータを通常制御可能な最低電圧値に設定されている請求項１又は２に記載のモータ制御装置。 The motor according to claim 1 or 2, wherein the first voltage threshold value is set to a minimum voltage value at which the electric motor can be normally controlled within a range in which the voltage of the battery is not lowered below a preset predetermined voltage value. Control device. 前記第２の電圧閾値は、前記トランジスタを制御可能な最低電圧値に設定されている請求項１から３のいずれか１項に記載のモータ制御装置。 The motor control device according to any one of claims 1 to 3, wherein the second voltage threshold value is set to a minimum voltage value at which the transistor can be controlled. 前記第３の電圧閾値は、前記モータ駆動電流の上限が制限されているときに、前記入力電圧が前記第２の電圧閾値のときに予め設定された最大電流が流れたときの前記モータ電源電圧の最低値よりも低い値に設定されている請求項１から４のいずれか１項に記載のモータ制御装置。 The third voltage threshold is the motor power supply voltage when a preset maximum current flows when the input voltage is the second voltage threshold when the upper limit of the motor drive current is limited. The motor control device according to any one of claims 1 to 4, which is set to a value lower than the minimum value of. 前記接続不良診断部は、前記モータ電源電圧検出部で検出した前記モータ電源電圧が前記第３の電圧閾値未満となる状態が予め設定した継続時間以上継続したときに前記接続不良が有ると診断する請求項１から５のいずれか１項に記載のモータ制御装置。 The connection failure diagnosis unit diagnoses that the connection failure exists when the state in which the motor power supply voltage detected by the motor power supply voltage detection unit is less than the third voltage threshold value continues for a preset duration or longer. The motor control device according to any one of claims 1 to 5. 前記接続不良診断部は、所定周期毎に、前記モータ電源電圧が前記第３の電圧閾値未満となるときに前記継続時間をカウントアップし前記モータ電源電圧が前記第３の電圧閾値以上となるときに前記継続時間をカウントダウンして前記継続時間の計測を行う請求項６に記載のモータ制御装置。 The connection failure diagnosis unit counts up the duration when the motor power supply voltage becomes less than the third voltage threshold value every predetermined cycle, and when the motor power supply voltage becomes equal to or higher than the third voltage threshold value. The motor control device according to claim 6, wherein the duration is counted down and the duration is measured. ステアリング機構に操舵補助力を発生させる電動モータを駆動制御するモータ制御装置として、請求項１から７のいずれか１項に記載のモータ制御装置を備えることを特徴とする電動パワーステアリング装置。 The electric power steering device according to any one of claims 1 to 7, further comprising a motor control device according to any one of claims 1 to 7, as a motor control device for driving and controlling an electric motor that generates a steering assist force in the steering mechanism.
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