JP7053391B2 - High voltage generator and X-ray diagnostic imaging device - Google Patents
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Description
本発明は、高電圧発生装置およびＸ線画像診断装置に関する。 The present invention relates to a high voltage generator and an X-ray diagnostic imaging apparatus.
例えば、Ｘ線ＣＴ装置や透過型Ｘ線撮影装置をはじめとしたＸ線画像診断装置では、商用の交流電源を入力として負荷であるＸ線管へ数１０ｋＶ～１００ｋＶ程度の任意の直流の電圧を供給する必要がある。特許文献１には、Ｘ線管へ高電圧を供給する高電圧発生装置の例が開示されている。特許文献１に開示された高電圧発生装置は、商用電源を入力して直流電圧を出力する整流回路と、直流電圧を入力して高周波の交流電圧を生成する高周波インバータと、交流電圧を昇圧して整流回路へ供給するトランスと、交流電圧を入力して直流電圧を生成する整流回路とを備え、生成した直流の高電圧をＸ線管へ供給する。なお、整流回路としては、ブリッジ整流回路、多段倍電圧整流回路、コッククロフト・ウォルトン回路などが知られている。
For example, in an X-ray diagnostic imaging device such as an X-ray CT device or a transmission type X-ray imaging device, an arbitrary DC voltage of about several tens of kV to 100 kV is applied to an X-ray tube which is a load by using a commercial AC power supply as an input. Need to supply.
Ｘ線画像診断装置では、撮影時に被検者の体格や撮影部位に応じて、Ｘ線管の電圧（以下、管電圧という）やＸ線管の電流（以下、管電流という）を可変する必要があり、広い負荷条件に対応する高電圧発生装置が要求される。また、Ｘ線画像診断装置では、管電流が大きい重負荷条件では撮影時間が短時間であるのに対し、管電流が小さい軽負荷条件では長時間連続した撮影に対応することが要求される。そのため、高電圧発生装置には広い負荷条件に対して、高い電力変換効率が要求される。 In the X-ray diagnostic imaging device, it is necessary to change the voltage of the X-ray tube (hereinafter referred to as tube voltage) and the current of the X-ray tube (hereinafter referred to as tube current) according to the physique of the subject and the part to be imaged at the time of imaging. Therefore, a high voltage generator that supports a wide range of load conditions is required. Further, in the X-ray image diagnostic apparatus, it is required to support continuous imaging for a long time under a light load condition where the tube current is small, while the imaging time is short under a heavy load condition where the tube current is large. Therefore, the high voltage generator is required to have high power conversion efficiency under a wide range of load conditions.
広い負荷条件に対応する高周波インバータの制御方式として、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御が広く知られている。ＰＷＭ制御では、フルブリッジ回路の対角位置にあるスイッチング素子を組とし、これらを同時にオン・オフさせる。このとき、スイッチング周期中における各スイッチング素子のオン期間の比率であるデューティ・ファクタを可変にすることで広い負荷条件における出力制御が可能となる。 PWM (Pulse Width Modulation) control is widely known as a control method for high-frequency inverters that can handle a wide range of load conditions. In PWM control, switching elements at diagonal positions of a full bridge circuit are set as a set, and these are turned on and off at the same time. At this time, output control under a wide load condition becomes possible by making the duty factor, which is the ratio of the on period of each switching element in the switching cycle, variable.
Ｘ線画像診断装置に使用される高電圧発生装置では、一般的な電源装置と比較してトランスの巻数比が大きいので、トランスの二次側に存在する浮遊容量が回路動作に対して無視できないほど大きくなる。このため、高電圧発生装置では、浮遊容量を積極的に共振素子として利用することで昇圧比（出力電圧／直流電源の電圧）を稼いでいる。 In the high voltage generator used in the X-ray diagnostic imaging device, the turns ratio of the transformer is larger than that of a general power supply device, so the stray capacitance existing on the secondary side of the transformer cannot be ignored for circuit operation. It gets bigger. Therefore, in the high voltage generator, the step-up ratio (output voltage / voltage of the DC power supply) is earned by positively using the stray capacitance as a resonance element.
しかしながら、出力電圧が高い条件では、トランス二次側の浮遊容量から高周波インバータを介して直流電源にエネルギーを回生する回生期間が存在する。この回生期間中にスイッチング素子のオン・オフを切り替えると、スイッチング素子と並列に接続された逆並列ダイオードにリカバリ電流が流れ、リカバリ電流が原因となりスイッチング損失が増加するという問題が生じる。 However, under the condition that the output voltage is high, there is a regeneration period in which energy is regenerated from the stray capacitance on the secondary side of the transformer to the DC power supply via the high frequency inverter. If the switching element is switched on and off during this regeneration period, a recovery current flows through the antiparallel diode connected in parallel with the switching element, which causes a problem that the switching loss increases.
このスイッチング損失が増加するという問題に対しては、回生期間が終了した後にスイッチング素子のオン・オフを切り替えることでダイオードでのリカバリ発生を回避することができる。しかしながら、回生期間中は電源から負荷へ電力が供給されていないため、高周波インバータの実質的なデューティ・ファクタが制限される。この場合には、負荷に短時間で大きな電力を送ることが必要になるが、そうすると高周波インバータの電流ピークが大きくなる。したがって、この場合には、スイッチング素子をターンオフする際の遮断電流の増加によりスイッチング損失が大きくなるため、高電圧発生装置の高効率化が難しくなるという問題が生じる。 To solve the problem of increased switching loss, it is possible to avoid the occurrence of recovery in the diode by switching the switching element on and off after the regeneration period ends. However, since power is not supplied from the power source to the load during the regeneration period, the substantial duty factor of the high frequency inverter is limited. In this case, it is necessary to send a large amount of power to the load in a short time, which increases the current peak of the high-frequency inverter. Therefore, in this case, the switching loss increases due to the increase in the breaking current when the switching element is turned off, which causes a problem that it becomes difficult to improve the efficiency of the high voltage generator.
以上の従来技術の問題に鑑み、本発明の目的は、広い負荷条件に対して電力の高効率化が可能な高電圧発生装置およびその電力変換装置を備えたＸ線画像診断装置を提供することにある。 In view of the above problems of the prior art, an object of the present invention is to provide a high voltage generator capable of increasing the efficiency of electric power under a wide load condition and an X-ray image diagnostic apparatus provided with the power conversion device. It is in.
本発明は、直流電源と、前記直流電源に並列に接続された平滑コンデンサと、スイッチング素子と前記スイッチング素子に逆並列に接続されたダイオードの複数の組により構成され、前記直流電源から供給される直流を交流に変換して出力する直流交流変換回路と、前記直流交流変換回路から出力される交流を昇圧するトランスと、前記トランスの出力端子に並列に接続された共振コンデンサと、前記トランスにより昇圧された交流を整流する整流回路と、前記直流交流変換回路に含まれる前記スイッチング素子のオン・オフを制御する制御装置と、を備えてなる高電圧発生装置であって、
前記直流電源と前記直流交流変換回路の直流端子との間の前記平滑コンデンサよりも前記直流交流変換回路側には、回生ダイオードと回生コンデンサとを備えてなる回生防止回路が設けられ、前記回生防止回路は、前記スイッチング素子に入力される電圧を前記直流電源の電圧よりも高い電圧に押し上げることを特徴とする。
The present invention is composed of a DC power supply, a smoothing capacitor connected in parallel to the DC power supply, and a plurality of sets of a switching element and a diode connected in antiparallel to the switching element, and is supplied from the DC power supply. A DC-AC conversion circuit that converts DC to AC and outputs it, a transformer that boosts AC output from the DC-AC conversion circuit, a resonance capacitor connected in parallel to the output terminal of the transformer, and boosting by the transformer. A high voltage generator comprising a rectifying circuit for rectifying the alternating current and a control device for controlling the on / off of the switching element included in the direct current alternating current conversion circuit.
A regeneration prevention circuit including a regenerative diode and a regenerative capacitor is provided on the DC-AC conversion circuit side of the smoothing capacitor between the DC power supply and the DC terminal of the DC-AC conversion circuit to prevent regeneration. The circuit is characterized in that the voltage input to the switching element is pushed up to a voltage higher than the voltage of the DC power supply.
本発明によれば、広い負荷条件に対して電力の高効率化が可能な高電圧発生装置およびその電力変換装置を備えたＸ線画像診断装置が提供される。 INDUSTRIAL APPLICABILITY According to the present invention, there is provided an X-ray image diagnostic apparatus provided with a high voltage generator capable of increasing the efficiency of electric power under a wide load condition and the electric power conversion apparatus thereof.
以下、本発明の実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、各図面において、共通する構成要素には同一の符号を付し、重複した説明を省略する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In each drawing, common components are designated by the same reference numerals, and duplicate description will be omitted.
≪第１の実施形態≫
＜回路構成＞
図１は、本発明の第１の実施形態に係る高電圧発生装置１００の回路構成の例を示した図であり、図２は、比較例に係る従来の一般的な高電圧発生装置２００の回路構成の例を示した図である。
<< First Embodiment >>
<Circuit configuration>
FIG. 1 is a diagram showing an example of a circuit configuration of the
図１に示すように、本実施形態に係る高電圧発生装置１００は、直流電源１、平滑コンデンサＣｄｃ、高周波インバータ２、トランス３、整流回路４、制御装置５、回生防止回路７および共振コンデンサＣｐ２を備えて構成される。高電圧発生装置１００は、直流電源１の電圧Ｖｄｃを昇圧して、負荷６に直流の高電圧Ｖｘを供給する。
なお、ここでは、共振コンデンサＣｐ２は、トランス３の二次巻線Ｎ２に並列接続されているものとしているが、例えばトランス３の二次巻線Ｎ２自身や、整流回路４の入力とグランド間に存在する浮遊容量などを代用することもできる。
As shown in FIG. 1, the
Here, it is assumed that the resonant capacitor Cp2 is connected in parallel to the secondary winding N2 of the
図２に示すように、比較例に係る高電圧発生装置２００は、直流電源１、平滑コンデンサＣｄｃ、高周波インバータ２、トランス３、整流回路４、制御装置５および共振コンデンサＣｐ２を備えて構成される。図１および図２を比較すれば容易に分かるように、比較例に係る高電圧発生装置２００は、本実施形態に係る高電圧発生装置１００が備えている回生防止回路７を備えていない。
As shown in FIG. 2, the
すなわち、本実施形態に係る高電圧発生装置１００の回路構成は、比較例に係る高電圧発生装置２００の回路構成に、平滑コンデンサのＣｄｃの負極と高周波インバータ２との間に回生防止回路７が追加されたものとなっている。つまり、本実施形態に係る高電圧発生装置１００は、回生防止回路７備えていることが大きな特徴となっている。
That is, in the circuit configuration of the
以下、図１を参照しながら、本実施形態に係る高電圧発生装置１００の回路構成の詳細について説明する。なお、図２に示されている比較例に係る高電圧発生装置２００の構成については、本実施形態に係る高電圧発生装置１００の回路構成から回生防止回路７を削除しただけものであるので、その詳細な構成の説明を省略する。
Hereinafter, the details of the circuit configuration of the
高周波インバータ２は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の直列接続体である第１のスイッチングアームと、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の直列接続体である第２のスイッチングアームとにより構成される。このとき、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４には、それぞれ逆並列にダイオードＤ１～Ｄ４が接続されている。
このような高周波インバータ２は、制御装置５からのゲート制御信号ＶＧ１～ＶＧ４に制御されて、直流Ｉ１×Ｖｄｃ２を入力とし、交流Ｉｉｎｖ×Ｖｉｎｖを出力する直流交流変換回路として機能する。
なお、ここでは、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４として、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いるが、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）など他の半導体デバイスを用いてもよい。
The
Such a
Here, IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors) are used as the switching elements S1 to S4, but other semiconductor devices such as MOSFETs (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistors) may be used.
トランス３は、一次巻線Ｎ１と磁性体コアＴ１と二次巻線Ｎ２とを備えて構成され、整流回路４へ高周波の交流電力を供給する。本実施形態では、昇圧インダクタＬｅとしてトランス３の一次巻線Ｎ１の漏れインダクタンスを利用するが、トランス３の一次巻線Ｎ１の漏れインダクタンスのみではインダクタンスが不足する場合は、外付けのインダクタを接続してもよい。
The
整流回路４は、整流ダイオードＤＨ１１，ＤＨ１２と、整流コンデンサＣＨ１と、平滑コンデンサＣｍ１とからなるコッククロフト・ウォルトン回路を、２段直列に接続して構成される。そして、整流回路４は、二次巻線Ｎ２の端子間に出力される交流電圧を整流、平滑化し、直流の高電圧Ｖｘとして負荷６へ供給する。
なお、整流回路４は、コッククロフト・ウォルトン回路に限定されず、対称型コッククロフト・ウォルトン回路、全波整流回路などであってもよい。
The
The
制御装置５は、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４のゲート制御信号ＶＧ１～ＶＧ４のパルスパターンを生成し、このパルスパターンによりスイッチング素子Ｓ１～Ｓ４のオン・オフを制御する。また、平滑コンデンサＣｄｃは、直流電源１の正極および負極に並列に接続され、直流電源１から出力される電圧Ｖｄｃを平滑化し、安定させる。
The
回生防止回路７は、ダイオードＤａとコンデンサＣａとが互いに並列接続されて構成され、直流電源１および平滑コンデンサＣｄｃの負極と高周波インバータ２の下位側の直流端子との間に接続される。この場合、回生防止回路７のダイオードＤａのアノードは、高周波インバータ２の下位側の直流端子に接続され、カソードは、直流電源１および平滑コンデンサＣｄｃの負極に接続される。
The regeneration prevention circuit 7 is configured by connecting the diode Da and the capacitor Ca in parallel with each other, and is connected between the negative electrode of the
なお、回生防止回路７のコンデンサＣａの静電容量は、平滑コンデンサＣｄｃの静電容量と比較して十分小さい値に設計される。例えば、平滑コンデンサＣｄｃの静電容量が数１００μＦ～数ｍＦである場合は、コンデンサＣａの静電容量は、数１００ｎＦ～数μＦ程度に設計される。 The capacitance of the capacitor Ca of the regeneration prevention circuit 7 is designed to be sufficiently smaller than the capacitance of the smoothing capacitor Cdc. For example, when the capacitance of the smoothing capacitor Cdc is several hundred μF to several mF, the capacitance of the capacitor Ca is designed to be several hundred nF to several μF.
＜比較例に係る高電圧発生装置２００の回路動作＞
続いて、本実施形態に係る高電圧発生装置１００の回路動作について説明するが、ここでは、その回路動作の特徴を明確化するために、比較例に係る高電圧発生装置２００の回路動作を先に説明する。
<Circuit operation of the
Next, the circuit operation of the
図３は、比較例に係る高電圧発生装置２００の各部位における動作波形の例を示した図である。また、図４Ａ～図４Ｅは、比較例に係る高電圧発生装置２００におけるモードＡ～モードＥでの回路動作の例を示した図である。
FIG. 3 is a diagram showing an example of an operation waveform in each part of the
図２、図３において、ゲート制御信号ＶＧ１～ＶＧ４は、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４のオン・オフを制御する信号、Ｔｆは、高周波インバータ２（スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４）の単位動作の周期、Ｔｏｎ１～Ｔｏｎ４は、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４のオン期間を表す。なお、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４のオン期間Ｔｏｎ１～Ｔｏｎ４は、全て同じ時間であるとする。 In FIGS. 2 and 3, the gate control signals VG1 to VG4 are signals for controlling the on / off of the switching elements S1 to S4, and Tf is the unit operation cycle of the high frequency inverters 2 (switching elements S1 to S4), Ton1 to Ton1. Ton4 represents an on period of the switching elements S1 to S4. It is assumed that the ON periods Ton1 to Ton4 of the switching elements S1 to S4 all have the same time.
また、ＶＱｊ，ＩＱｊ（ｊ＝１，…，４）の組は、それぞれ、スイッチング素子ＳｊとダイオードＤｊの並列回路（ｊ＝１，…，４）の両端における電圧、電流の組を表す。また、Ｉｉｎｖ，Ｉ１は、高周波インバータ２の出力電流、入力電流を表し、Ｖｄｃ１は、平滑コンデンサＣｄｃに生ずる電圧、Ｖｄｃ２は、高周波インバータ２に入力される電圧を表す。また、ＶＣｐ２は、共振コンデンサに生じる電圧を表す。
なお、図３では、横軸は、時間、縦軸は、電圧または電流を表し、太実線は電圧、太破線は電流を表す。
Further, the set of VQj and IQj (j = 1, ..., 4) represents a set of voltage and current at both ends of the parallel circuit (j = 1, ..., 4) of the switching element Sj and the diode Dj, respectively. Further, Iinv and I1 represent the output current and the input current of the
In FIG. 3, the horizontal axis represents time, the vertical axis represents voltage or current, the thick solid line represents voltage, and the thick dashed line represents current.
以下、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４の組とスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３の組とでオン・オフが対称的に制御されるＰＷＭ制御を、高周波インバータ２に適用した場合の動作について説明する。
ここで、高周波インバータ２のＰＷＭ制御で用いられるデューティ・ファクタＤｕｔｙを、次の式（１）で定義する。
Ｄｕｔｙ＝（２×Ｔｏｎ１）／Ｔｆ＝（２×Ｔｏｎ３）／Ｔｆ （１）
Hereinafter, the operation when the PWM control whose on / off is symmetrically controlled by the set of the switching elements S1 and S4 and the set of the switching elements S2 and S3 is applied to the
Here, the duty factor Duty used in the PWM control of the high-
Duty = (2 x Ton1) / Tf = (2 x Ton3) / Tf (1)
比較例に係る高電圧発生装置２００は、モードａ～モードｄの動作モードに加え、モードａ～モードｄと対称な動作モード（モードｅなど）を有する。
ここで、モードａは、図３に示された時間ｔ１０～ｔ１１の区間、モードｂは、時間ｔ１１～ｔ１２の区間、モードｃは、時間ｔ１２～ｔ１３の区間、モードｄは、時間ｔ１３～ｔ１４の区間における動作モードである。
The
Here, mode a is a section of time t10 to t11 shown in FIG. 3, mode b is a section of time t11 to t12, mode c is a section of time t12 to t13, and mode d is a section of time t13 to t14. This is the operation mode in the section of.
（モードａ：ｔ１０～ｔ１１）
図４Ａに示すように、モードａでは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオン、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオフの状態である。この場合、スイッチング素子Ｓ１、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２、スイッチング素子Ｓ４の経路で電流が流れる。
モードａにおいて、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４が同時にターンオフすると、モードｂへ移行する。
(Mode a: t10 to t11)
As shown in FIG. 4A, in the mode a, the switching elements S1 and S4 are on, and the switching elements S2 and S3 are off. In this case, a current flows through the path of the switching element S1, the step-up inductor Le, the resonance capacitor Cp2, and the switching element S4.
When the switching elements S1 and S4 are turned off at the same time in the mode a, the mode shifts to the mode b.
（モードｂ：ｔ１１～ｔ１２）
図４Ｂに示すように、モードｂでは、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４全てがオフの状態となる。この場合には、ダイオードＤ２、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２、ダイオードＤ３の経路で電流が流れる。これにより、昇圧インダクタＬｅに蓄積されたエネルギーは、共振コンデンサＣｐ２へ供給されるとともに、直流電源１側の平滑コンデンサＣｄｃに回生される。このとき、平滑コンデンサＣｄｃの静電エネルギーは、回生エネルギーに対して十分大きいので、高周波インバータ２の入力電圧Ｖｄｃ２は、直流電源の出力電圧Ｖｄｃ１とほぼ等しくなる。
モードｂにおいて、昇圧インダクタＬｅのエネルギーがゼロになると、モードｃへ移行する。
(Mode b: t11 to t12)
As shown in FIG. 4B, in the mode b, all the switching elements S1 to S4 are turned off. In this case, a current flows through the path of the diode D2, the step-up inductor Le, the resonance capacitor Cp2, and the diode D3. As a result, the energy stored in the step-up inductor Le is supplied to the resonance capacitor Cp2 and regenerated to the smoothing capacitor Cdc on the
In the mode b, when the energy of the step-up inductor Le becomes zero, the mode shifts to the mode c.
（モードｃ：ｔ１２～ｔ１３）
図４Ｃに示すように、モードｃでは、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４全てがオフの状態が継続している。この場合には、ダイオードＤ４、共振コンデンサＣｐ２、ダイオードＤ１の経路で電流が流れる。これにより、共振コンデンサＣｐ２に蓄積されたエネルギーは、直流電源１側の平滑コンデンサＣｄｃに回生される。回生期間は、共振コンデンサＣｐ２の電圧ＶＣｐ２と高周波インバータ２の入力電圧Ｖｄｃ２の関係が概ねＶｄｃ２＞ＶＣｐ２となるまで継続する。
(Mode c: t12 to t13)
As shown in FIG. 4C, in the mode c, all the switching elements S1 to S4 continue to be off. In this case, a current flows through the path of the diode D4, the resonance capacitor Cp2, and the diode D1. As a result, the energy stored in the resonance capacitor Cp2 is regenerated in the smoothing capacitor Cdc on the
（モードｄ：ｔ１３～ｔ１４）
図４Ｄに示すように、モードｄでは、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４全てがオフの状態が継続している。この場合、高周波インバータ２では、ダイオードＤ１～Ｄ４を含めスイッチング素子Ｓ１～Ｓ４の全てに電流が流れていない状態となる。
モードｄにおいて、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ３がターンオンするとモードｅへ移行する。
(Mode d: t13 to t14)
As shown in FIG. 4D, in the mode d, all the switching elements S1 to S4 continue to be off. In this case, in the
In the mode d, when the switching elements S2 and S3 are turned on, the mode e shifts to the mode e.
（モードｅ：ｔ１４～ｔ１５）
図４Ｅに示すように、モードｅは、モードａの対称動作モードであり、モードｅでは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオフ、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオンの状態となる。この場合には、スイッチング素子Ｓ３、共振コンデンサＣｐ２、昇圧インダクタＬｅ、スイッチング素子Ｓ２の経路で電流が流れる。
モードｅにおいて、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３が同時にターンオフすると、モードｂの対称動作モードへ移行する。
(Mode e: t14 to t15)
As shown in FIG. 4E, the mode e is a symmetrical operation mode of the mode a, and in the mode e, the switching elements S1 and S4 are turned off and the switching elements S2 and S3 are turned on. In this case, a current flows through the path of the switching element S3, the resonance capacitor Cp2, the step-up inductor Le, and the switching element S2.
When the switching elements S2 and S3 are turned off at the same time in the mode e, the mode shifts to the symmetrical operation mode of the mode b.
以降、モードｂ～モードｄの対称動作が実行されるが、ここでは、その詳細な説明を省略する。なお、比較例に係る高電圧発生装置２００は、定常状態では、以上のモードａ～モードｄとその対称動作を繰り返すこととなる。
Hereinafter, the symmetrical operation of the mode b to the mode d is executed, but the detailed description thereof will be omitted here. In the steady state, the
以上のように、比較例に係る従来の高電圧発生装置２００では、モードｃでの共振コンデンサＣｐ２のエネルギーを直流電源１側に回生する回生期間が発生する。回生期間は、負荷６に出力する直流の高電圧Ｖｘが高い条件ほど長くなる。したがって、高周波インバータ２のデューティ・ファクタＤｕｔｙを大きくして電力変換効率を上げようとしても、とくに重負荷条件では、回生期間長くなることから、デューティ・ファクタＤｕｔｙを大きくすることには限界があることになる。したがって、高電圧発生装置２００の電力の高効率化にも限界があることになる。
As described above, in the conventional
＜第１の実施形態に係る高電圧発生装置１００の回路動作＞
図５は、第１の実施形態に係る高電圧発生装置１００の各部位における動作波形の例を示した図である。また、図６Ａ～図６Ｇは、第１の実施形態に係る高電圧発生装置１００におけるモードＡ～モードＧでの回路動作の例を示した図である。
<Circuit operation of the
FIG. 5 is a diagram showing an example of an operation waveform in each part of the
図１、図５において、ゲート制御信号ＶＧ１～ＶＧ４は、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４のオン・オフを制御する信号、Ｔｆは、高周波インバータ２（スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４）の単位動作の周期、Ｔｏｎ１～Ｔｏｎ４は、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４のオン期間を表す。なお、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４のオン期間Ｔｏｎ１～Ｔｏｎ４は、全て同じ時間であるとする。 In FIGS. 1 and 5, the gate control signals VG1 to VG4 are signals for controlling the on / off of the switching elements S1 to S4, and Tf is the unit operation cycle of the high frequency inverters 2 (switching elements S1 to S4), Ton1 to Ton1. Ton4 represents an on period of the switching elements S1 to S4. It is assumed that the ON periods Ton1 to Ton4 of the switching elements S1 to S4 all have the same time.
また、ＶＱｊ，ＩＱｊ（ｊ＝１，…，４）の組は、それぞれ、スイッチング素子ＳｊとダイオードＤｊの並列回路（ｊ＝１，…，４）の両端における電圧、電流の組を表す。また、Ｉｉｎｖ，Ｉ１は、高周波インバータ２の出力電流、入力電流を表し、Ｖｄｃ１は、平滑コンデンサＣｄｃに生ずる電圧、Ｖｄｃ２は、高周波インバータ２に入力される電圧を表す。また、ＶＣｐ２は、共振コンデンサに生じる電圧を表す。また、ＩＣａは、回生防止回路７を流れる電流を表す。
なお、図５では、横軸は、時間、縦軸は、電圧または電流を表し、太実線は電圧、太破線は電流を表す。例外として、Ｖｄｃ１は、電圧であるが太破線で表されている。
Further, the set of VQj and IQj (j = 1, ..., 4) represents a set of voltage and current at both ends of the parallel circuit (j = 1, ..., 4) of the switching element Sj and the diode Dj, respectively. Further, Iinv and I1 represent the output current and the input current of the
In FIG. 5, the horizontal axis represents time, the vertical axis represents voltage or current, the thick solid line represents voltage, and the thick dashed line represents current. As an exception, Vdc1 is a voltage but is represented by a thick dashed line.
以下、従来技術の比較例の場合と同様に、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４の組とスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３の組とでオン・オフが対称的に制御されるＰＷＭ制御を、高周波インバータ２に適用した場合の動作について説明する。
Hereinafter, as in the case of the comparative example of the prior art, the PWM control in which the on / off is symmetrically controlled by the set of the switching elements S1 and S4 and the set of the switching elements S2 and S3 is applied to the
第１の実施形態に係る高電圧発生装置１００は、モードＡ～モードＥの動作モードに加え、これらのモードＡ～モードＥと対称な動作モード（モードＦ，Ｇなど）を有する。
ここで、モードＡは、図５に示された時間ｔ２０～ｔ２１の区間、モードＢは、時間ｔ２１～ｔ２２の区間、モードＣは、時間ｔ２２～ｔ２３の区間、モードＤは、時間ｔ２３～ｔ２４の区間、モードＥは、時間ｔ２４～ｔ２５の区間、モードＦは、時間ｔ２５～ｔ２６の区間、モードＧは、時間ｔ２６～ｔ２７の区間における動作モードである。
The
Here, mode A is a section of time t20 to t21 shown in FIG. 5, mode B is a section of time t21 to t22, mode C is a section of time t22 to t23, and mode D is a section of time t23 to t24. The section of, mode E is a section of time t24 to t25, mode F is a section of time t25 to t26, and mode G is an operation mode in a section of time t26 to t27.
（モードＡ：ｔ２０～ｔ２１）
図６Ａに示すように、モードＡでは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオン、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオフの状態である。この場合には、スイッチング素子Ｓ１、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２、スイッチング素子Ｓ４、コンデンサＣａの経路で電流が流れる。このとき、高周波インバータ２の入力電圧Ｖｄｃ２は、直流電源１の出力電圧Ｖｄｃ１とコンデンサＣａの電圧ＶＣａの和、つまり、Ｖｄｃ２＝Ｖｄｃ１＋ＶＣａとなる。
モードＡにおいて、コンデンサＣａの放電が終了するとモードＢへ移行する。
(Mode A: t20 to t21)
As shown in FIG. 6A, in the mode A, the switching elements S1 and S4 are on, and the switching elements S2 and S3 are off. In this case, a current flows through the path of the switching element S1, the step-up inductor Le, the resonance capacitor Cp2, the switching element S4, and the capacitor Ca. At this time, the input voltage Vdc2 of the
In mode A, when the discharge of the capacitor Ca is completed, the mode shifts to mode B.
（モードＢ：ｔ２１～ｔ２２）
図６Ｂに示すように、モードＢでは、引き続きスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオン状態、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオフ状態となっている。この場合には、スイッチング素子Ｓ１、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２、スイッチング素子Ｓ４、ダイオードＤａの経路で電流が流れる。このとき、高周波インバータ２の入力電圧Ｖｄｃ２は、直流電源１の出力電圧Ｖｄｃ１と同じとなる。
モードＢにおいて、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４が同時にターンオフすると、モードＣへ移行する。
(Mode B: t21 to t22)
As shown in FIG. 6B, in mode B, the switching elements S1 and S4 are continuously in the on state, and the switching elements S2 and S3 are in the off state. In this case, a current flows through the path of the switching element S1, the step-up inductor Le, the resonance capacitor Cp2, the switching element S4, and the diode Da. At this time, the input voltage Vdc2 of the
In mode B, when the switching elements S1 and S4 are turned off at the same time, the mode shifts to mode C.
（モードＣ：ｔ２２～ｔ２３）
図６Ｃに示すように、モードＣでは、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４全てがオフ状態となる。この場合には、コンデンサＣａ、ダイオードＤ２、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２、ダイオードＤ３の経路で電流が流れる。これにより、昇圧インダクタに蓄積されたエネルギーは、共振コンデンサＣｐ２およびコンデンサＣａへ供給される。このとき、高周波インバータ２の入力電圧Ｖｄｃ２は、直流電源１の電圧Ｖｄｃ１とコンデンサＣａの電圧ＶＣａの和となるため、過渡的に高周波インバータ２の入力電圧Ｖｄｃ２は、直流電源１の電圧Ｖｄｃ１よりも高い電圧となる。
(Mode C: t22 to t23)
As shown in FIG. 6C, in the mode C, all the switching elements S1 to S4 are turned off. In this case, a current flows through the path of the capacitor Ca, the diode D2, the step-up inductor Le, the resonance capacitor Cp2, and the diode D3. As a result, the energy stored in the step-up inductor is supplied to the resonance capacitor Cp2 and the capacitor Ca. At this time, since the input voltage Vdc2 of the
（モードＤ：ｔ２３～ｔ２４）
図６Ｄに示すように、モードＤでは、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４全てオフの状態が継続している。この場合、コンデンサＣａ、ダイオードＤ４、共振コンデンサＣｐ２、昇圧インダクタＬｅ、ダイオードＤ１の経路で電流が流れる。これにより、共振コンデンサＣｐ２のエネルギーは直流電源１側の平滑コンデンサＣｄｃに回生される。
モードＤにおいて、高周波インバータ２の入力電圧Ｖｄｃ２と共振コンデンサＣｐ２の電圧ＶＣｐ２の関係が概ねＶｄｃ２＞ＶＣｐ２となるとモードＥへ移行する。
(Mode D: t23 to t24)
As shown in FIG. 6D, in the mode D, the switching elements S1 to S4 are all kept off. In this case, a current flows through the path of the capacitor Ca, the diode D4, the resonance capacitor Cp2, the step-up inductor Le, and the diode D1. As a result, the energy of the resonance capacitor Cp2 is regenerated to the smoothing capacitor Cdc on the
In mode D, when the relationship between the input voltage Vdc2 of the
（モードＥ：ｔ２４～ｔ２５）
図６Ｅに示すように、モードＥでは、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４が全てオフの状態が継続している。この場合、高周波インバータ２では、ダイオードＤ１～Ｄ４を含めスイッチング素子Ｓ１～Ｓ４の全てに電流が流れていない状態となる。
モードＥにおいて、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ３がターンオンするとモードＦへ移行する。
(Mode E: t24 to t25)
As shown in FIG. 6E, in the mode E, the switching elements S1 to S4 are all kept off. In this case, in the
In mode E, when the switching elements S2 and S3 are turned on, the mode shifts to mode F.
（モードＦ：ｔ２５～ｔ２６）
図６Ｆに示すように、モードＦは、モードＡの対称動作モードであり、モードＦでは、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオン、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオフの状態となる。この場合には、スイッチング素子Ｓ３、共振コンデンサＣｐ２、昇圧インダクタＬｅ、スイッチング素子Ｓ２、コンデンサＣａの経路で電流が流れる。そして、このとき、高周波インバータ２の入力電圧Ｖｄｃ２は、直流電源１の出力電圧Ｖｄｃ１とコンデンサＣａの電圧ＶＣａの和、つまり、Ｖｄｃ２＝Ｖｄｃ１＋ＶＣａとなる。
モードＦにおいて、コンデンサＣａの放電が終了するとモードＧへ移行する。
(Mode F: t25 to t26)
As shown in FIG. 6F, the mode F is a symmetrical operation mode of the mode A, and in the mode F, the switching elements S2 and S3 are on and the switching elements S1 and S4 are off. In this case, a current flows through the path of the switching element S3, the resonance capacitor Cp2, the step-up inductor Le, the switching element S2, and the capacitor Ca. At this time, the input voltage Vdc2 of the
In the mode F, when the discharge of the capacitor Ca is completed, the mode shifts to the mode G.
（モードＧ：ｔ２６～ｔ２７）
図６Ｇに示すように、モードＧでは、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオン、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオフの状態である。この場合には、スイッチング素子Ｓ３、共振コンデンサＣｐ２、昇圧インダクタＬｅ、スイッチング素子Ｓ２、ダイオードＤａの経路で電流が流れる。このとき、高周波インバータ２の入力電圧Ｖｄｃ２は、直流電源１の出力電圧Ｖｄｃ１と同じとなる。
モードＧにおいて、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３が同時にターンオフすると、モードＣに対称な動作モードへ移行する。
(Mode G: t26 to t27)
As shown in FIG. 6G, in the mode G, the switching elements S2 and S3 are on, and the switching elements S1 and S4 are off. In this case, a current flows through the path of the switching element S3, the resonance capacitor Cp2, the step-up inductor Le, the switching element S2, and the diode Da. At this time, the input voltage Vdc2 of the
When the switching elements S2 and S3 are turned off at the same time in the mode G, the operation mode is changed to the operation mode symmetric to the mode C.
以降、モードＣ～モードＦの対称動作が実行されるが、ここでは、その詳細な説明を省略する。第１の実施形態に係る高電圧発生装置１００は、定常状態では、以上に説明したモードＡ～モードＥとその対称動作モードを繰り返すこととなる。
Hereinafter, the symmetrical operation of mode C to mode F is executed, but the detailed description thereof will be omitted here. The
以上のように、本実施形態に係る高電圧発生装置１００では、直流電源１と高周波インバータ２との間で平滑コンデンサＣｄｃよりも高周波インバータ２側に、ダイオードＤａとコンデンサＣａとで構成された回生防止回路７が接続されている。そのため、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４が全てオフの状態（モードＣ～Ｄ）の期間では、高周波インバータ２の入力電圧Ｖｄｃ２を直流電源１の電圧Ｖｄｃ１よりも高く押し上げることができる。つまり、共振コンデンサＣｐ２の電圧ＶＣｐ２と平滑コンデンサＣｄｃの電圧（＝直流電源１の電圧Ｖｄｃ１）との電圧差を小さくすることができる。
As described above, in the
これは、共振コンデンサＣｐ２から平滑コンデンサＣｄｃへ流れる電流、すなわち、共振コンデンサＣｐ２から直流電源１側へ回生されるエネルギーが抑制されることを意味する。したがって、共振コンデンサＣｐ２のエネルギーが直流電源１側へ回生される回生時間が短縮される。そのため、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４のオン・オフを制御するゲート制御信号ＶＧ１～ＶＧ４のデューティ・ファクタを大きく設計することができるようになり、高周波インバータ２の電流ピークを抑制することが可能となる。よって、本実施形態では、電流ピークの抑制により、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４の遮断電流を低減することができ、これに伴いスイッチング損失を抑制することが可能となる。
This means that the current flowing from the resonance capacitor Cp2 to the smoothing capacitor Cdc, that is, the energy regenerated from the resonance capacitor Cp2 to the
したがって、本実施形態では、負荷６の様々な負荷条件に対してデューティ・ファクタを適切に設定することが可能な範囲が拡大されることになるので、従来に比べ高電圧発生装置１００の高効率化を図ることができる。
Therefore, in the present embodiment, the range in which the duty factor can be appropriately set for various load conditions of the
さらに、本実施形態に係る高電圧発生装置１００では、高周波インバータ２の入力電圧Ｖｄｃ２を過渡的に直流電源１の電圧Ｖｄｃ１よりも上昇させることで、トランス３の一次巻線Ｎ１に印加する電圧を増加させることが可能となる。つまり、比較例の高電圧発生装置２００と比較して高電圧発生装置１００の昇圧比を大きくすることができる。
Further, in the
なお、以上の第１の実施形態の説明では、高周波インバータ２の制御として、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４の組とスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３の組とでオン期間が対称とする制御を採用しているが、その制御は、このような対称な制御に限定されない。例えば、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のそれぞれの組において、ターンオンのタイミングは同じとするものの、スイッチング素子Ｓ１に対してスイッチング素子Ｓ４、スイッチング素子Ｓ３に対してスイッチング素子Ｓ２のオン期間が長くなるようにしてもよい。すなわち、組となる２つのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４またはＳ２，Ｓ３のオン期間が非対称となるように動作させてもよい。
In the above description of the first embodiment, as the control of the
＜第１の実施形態の変形例＞
以上に説明した第１の実施形態（図１参照）では、回生防止回路７は、直流電源１の負極と高周波インバータ２の下位側の直流端子との間に設けられているが、直流電源１の正極と高周波インバータ２の上位側の直流端子との間に設けられていてもよい。ただし、この場合には、回生防止回路７を構成するダイオードＤａのアノードは、直流電源１の正極に接続され、ダイオードＤａのカソードは、高周波インバータ２の上位側の直流端子に接続される。
このような回生防止回路７の接続配置であっても、前記した第１実施形態と同様の効果を得ることができる。
<Modified example of the first embodiment>
In the first embodiment described above (see FIG. 1), the regeneration prevention circuit 7 is provided between the negative electrode of the
Even with such a connection arrangement of the regeneration prevention circuit 7, the same effect as that of the first embodiment described above can be obtained.
≪第２の実施形態≫
図７は、本発明の第２の実施形態に係る高電圧発生装置１０２の回路構成の例を示した図であり、図８は、その高電圧発生装置１０２の各部位における動作波形の例を示した図である。また、図９Ａ～図９Ｆは、第２の実施形態に係る高電圧発生装置１０２におけるモードＡ～モードＧでの回路動作の例を示した図である。
<< Second Embodiment >>
FIG. 7 is a diagram showing an example of the circuit configuration of the
図７に示すように、本実施形態に係る高電圧発生装置１０２は、直流電源１、平滑コンデンサＣｄｃ１、高周波インバータ２、トランス３、整流回路４、制御装置５、回生防止回路７０２および共振コンデンサＣｐ２を備えて構成される。高電圧発生装置１０２は、直流電源１の電圧Ｖｄｃを昇圧して、負荷６に直流の高電圧Ｖｘを供給する。以下、第１の実施形態に係る高電圧発生装置１００の回路構成と相違する点についてのみ説明する。
As shown in FIG. 7, the
本実施形態では、回生防止回路７０２は、コンデンサＣａ２とダイオードＤａとより構成される。このとき、コンデンサＣａ２は、高周波インバータ２の上位側および下位側の直流端子間に接続される。また、ダイオードＤａのカソードは、直流電源１および平滑コンデンサＣｄｃの負極に接続され、アノードは、高周波インバータ２の下位側の直流端子に接続される。以上のような回生防止回路７０２により、共振コンデンサＣｐ２からの回生電流が防止される。
In the present embodiment, the
以下、図８および図９Ａ～図９Ｆを用いて、本実施形態に係る高電圧発生装置１０２の回路動作について説明する。ここでは、高周波インバータ２の制御として第１の実施形態と同様にスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４の組とスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３の組とでオン・オフが対称的に制御されるＰＷＭ制御を適用した場合の回路動作について説明する。
Hereinafter, the circuit operation of the
本実施形態に係る高電圧発生装置１０２は、図８、図９Ａ～図９Ｆに示すように、モードＡ～モードＤの動作モードに加え、このモードＡ～モードＤと対称な動作モード（モードＥ，Ｆなど）を有する。ここで、モードＡは、図８に示された時間ｔ３０～ｔ３１の区間、モードＢは、時間ｔ３１～ｔ３２の区間、モードＣは、時間ｔ３２～ｔ２３の区間、モードＤは、時間ｔ３３～ｔ３４の区間、モードＥは、時間ｔ３４～ｔ３５の区間、モードＦは、時間ｔ３５～ｔ３６の区間における動作モードである。
なお、図８では、横軸は、時間、縦軸は、電圧または電流を表し、太実線は電圧、太破線は電流を表す。例外として、Ｖｄｃ１は、電圧であるが太破線で表されている。
As shown in FIGS. 8 and 9A to 9F, the
In FIG. 8, the horizontal axis represents time, the vertical axis represents voltage or current, the thick solid line represents voltage, and the thick dashed line represents current. As an exception, Vdc1 is a voltage but is represented by a thick dashed line.
（モードＡ：ｔ３０～ｔ３１）
図９Ａに示すように、モードＡでは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオン、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオフの状態である。この場合には、スイッチング素子Ｓ１、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２、スイッチング素子Ｓ４、コンデンサＣａ２の経路で電流が流れる。また、このとき、高周波インバータ２の入力電圧Ｖｄｃ２は、コンデンサＣａ２の電圧ＶＣａ２となり、ダイオードＤａによって高周波インバータ２と直流電源１は切り離された状態となる。したがって、モードＡでは、高周波インバータ２には、コンデンサＣａ２のみから電力が供給されることになる。
モードＡにおいて、コンデンサＣａ２の電圧ＶＣａ２が直流電源１の出力電圧Ｖｄｃ１以下となるとモードＢへ移行する。
(Mode A: t30 to t31)
As shown in FIG. 9A, in mode A, the switching elements S1 and S4 are on, and the switching elements S2 and S3 are off. In this case, a current flows through the path of the switching element S1, the step-up inductor Le, the resonance capacitor Cp2, the switching element S4, and the capacitor Ca2. Further, at this time, the input voltage Vdc2 of the
In the mode A, when the voltage VCa2 of the capacitor Ca2 becomes equal to or less than the output voltage Vdc1 of the
（モードＢ：ｔ３１～ｔ３２）
図９Ｂに示すように、モードＢでは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオン、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオフの状態が継続している。この場合には、スイッチング素子Ｓ１、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２、スイッチング素子Ｓ４、ダイオードＤａの経路で電流が流れる。
モードＢにおいて、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がターンオフすると、モードＣへ移行する。
(Mode B: t31 to t32)
As shown in FIG. 9B, in the mode B, the switching elements S1 and S4 are on and the switching elements S2 and S3 are off. In this case, a current flows through the path of the switching element S1, the step-up inductor Le, the resonance capacitor Cp2, the switching element S4, and the diode Da.
In mode B, when the switching elements S1 and S4 are turned off, the mode shifts to mode C.
（モードＣ：ｔ３２～ｔ３３）
図９Ｃに示すように、モードＣでは、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４の全てがオフ状態となる。この場合には、コンデンサＣａ２、ダイオードＤ２、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２、ダイオードＤ３の経路で電流が流れる。そして、昇圧インダクタＬｅに蓄積されたエネルギーは、共振コンデンサＣｐ２およびコンデンサＣａ２へ供給される。このとき、高周波インバータ２の入力電圧Ｖｄｃ２は、コンデンサＣａ２の電圧ＶＣａ２と同じになるため、過渡的に高周波インバータ２の入力電圧Ｖｄｃ２は、直流電源１の電圧Ｖｄｃ１よりも高い電圧となる。
モードＣにおいて、昇圧インダクタＬｅのエネルギーが全て放出されるとモードＤへ移行する。
(Mode C: t32 to t33)
As shown in FIG. 9C, in mode C, all of the switching elements S1 to S4 are turned off. In this case, a current flows through the path of the capacitor Ca2, the diode D2, the step-up inductor Le, the resonance capacitor Cp2, and the diode D3. Then, the energy stored in the step-up inductor Le is supplied to the resonance capacitor Cp2 and the capacitor Ca2. At this time, since the input voltage Vdc2 of the
In mode C, when all the energy of the step-up inductor Le is released, the mode shifts to mode D.
（モードＤ：ｔ３３～ｔ３４）
図９Ｄに示すように、モードＤでは、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４の全てオフの状態が継続しているが、この場合には、高周波インバータ２では、ダイオードＤ１～Ｄ４を含めスイッチング素子Ｓ１～Ｓ４の全てに電流が流れていない状態となる。
モードＤにおいて、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がターンオンするとモードＥに移行する。
(Mode D: t33 to t34)
As shown in FIG. 9D, in the mode D, all the switching elements S1 to S4 are continuously turned off. In this case, in the
In mode D, when the switching elements S2 and S3 are turned on, the mode E is entered.
（モードＥ：ｔ３４～ｔ３５）
図９Ｅに示すように、モードＡの対称動作モードであるモードＥでは、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオン状態、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオフ状態となる。この場合には、スイッチング素子Ｓ３、共振コンデンサＣｐ２、昇圧インダクタＬｅ、スイッチング素子Ｓ２、コンデンサＣａ２の経路で電流が流れる。この状態は、ダイオードＤａにより高周波インバータ２と直流電源１が切り離された状態であり、高周波インバータ２には、コンデンサＣａ２のみから電力が供給される。したがって、高周波インバータ２の入力電圧Ｖｄｃ２は、コンデンサＣａ２の電圧ＶＣａ２となる。
モードＥにおいて、コンデンサＣａ２の電圧ＶＣａ２が直流電源１の出力電圧Ｖｄｃ１以下となるとモードＦへ移行する。
(Mode E: t34 to t35)
As shown in FIG. 9E, in mode E, which is a symmetrical operation mode of mode A, the switching elements S2 and S3 are in the on state, and the switching elements S1 and S4 are in the off state. In this case, a current flows through the path of the switching element S3, the resonance capacitor Cp2, the step-up inductor Le, the switching element S2, and the capacitor Ca2. In this state, the high-
In the mode E, when the voltage VCa2 of the capacitor Ca2 becomes equal to or less than the output voltage Vdc1 of the
（モードＦ：ｔ３５～ｔ３６）
図９Ｆに示すように、モードＢの対称動作モードであるモードＦでは、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ３がオン、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオフの状態が継続している。この場合には、スイッチング素子Ｓ３、共振コンデンサＣｐ２、昇圧インダクタＬｅ、スイッチング素子Ｓ２、ダイオードＤａの経路で電流が流れる。
モードＦにおいて、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がターンオフすると、モードＣの対称動作モードへ移行する。
(Mode F: t35 to t36)
As shown in FIG. 9F, in the mode F, which is the symmetrical operation mode of the mode B, the switching elements S2 and S3 are on and the switching elements S1 and S4 are off. In this case, a current flows through the path of the switching element S3, the resonance capacitor Cp2, the step-up inductor Le, the switching element S2, and the diode Da.
When the switching elements S2 and S3 are turned off in the mode F, the mode C shifts to the symmetrical operation mode.
以降、モードＣ～モードＤの対称動作が実行されるが、ここでは、その詳細な説明を省略する。第２の実施形態に係る高電圧発生装置１０２は、定常状態では、以上に説明したモードＡ～モードＤとその対称動作モードを繰り返すこととなる。
Hereinafter, the symmetrical operation of mode C to mode D is executed, but the detailed description thereof will be omitted here. In the steady state, the
以上のように、第２の実施形態に係る高電圧発生装置１０２では、第１の実施形態と同様に、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４が全てオフの状態の期間における高周波インバータ２の入力電圧Ｖｄｃ２を直流電源１の電圧Ｖｄｃ１よりも上昇させることができる。その結果として、共振コンデンサＣｐ２のエネルギーを直流電源１側へ回生する回生期間を短縮することができる。したがって、第２の実施形態でも、デューティ・ファクタを大きく設計できるため、高電圧発生装置１００の高効率化を図ることができる。
As described above, in the
さらに、第２の実施形態では、回生防止回路７０２のコンデンサＣａ２を高周波インバータ２のスイッチング素子Ｓ１～Ｓ４の直近に配置することができる。そのため、第１の実施形態に比べて、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４のターンオフ時に配線インダクタンスに起因して発生する電圧サージを抑制することができる。
Further, in the second embodiment, the capacitor Ca2 of the
＜第２の実施形態の変形例＞
以上に説明した第２の実施形態（図７参照）では、回生防止回路７０２を構成するダイオードＤａは、直流電源１の負極と高周波インバータ２の下位側の直流端子との間に設けられているが、直流電源１の正極と高周波インバータ２の上位側の直流端子との間に設けられていてもよい。ただし、この場合には、ダイオードＤａのアノードは、直流電源１の正極に接続され、ダイオードＤａのカソードは、高周波インバータ２の上位側の直流端子に接続される。
このような回生防止回路７０２の構成であっても、前記した第２実施形態と同様の効果を得ることができる。
<Modified example of the second embodiment>
In the second embodiment described above (see FIG. 7), the diode Da constituting the
Even with such a configuration of the
≪第３の実施形態≫
図１０は、本発明の第３の実施形態に係る高電圧発生装置１０３の回路構成の例を示した図である。図１０に示すように、第３の実施形態に係る高電圧発生装置１０３は、直流電源１、平滑コンデンサＣｄｃ、高周波インバータ２、トランス３、整流回路４、制御装置５、回生防止回路７０３、電圧検出回路８および共振コンデンサＣｐ２を備えて構成される。高電圧発生装置１０３は、直流電源１の電圧Ｖｄｃ１を昇圧して、負荷６に直流の高電圧Ｖｘを供給する。
<< Third Embodiment >>
FIG. 10 is a diagram showing an example of a circuit configuration of the
本実施形態に係る高電圧発生装置１０３の回路構成は、電圧検出回路８が追加され、また、回生防止回路７０３の中にスイッチ素子ＳＷ１が追加されている点で、第１の実施形態に係る高電圧発生装置１００の回路構成（図１参照）と相違している。以下、第１の実施形態に係る高電圧発生装置１００の回路構成と相違する点についてのみ説明する。
The circuit configuration of the
本実施形態では、回生防止回路７０３は、コンデンサＣａとダイオードＤａとスイッチ素子ＳＷ１が互いに並列に接続されて構成される。そして、ダイオードＤａのカソードが直流電源１および平滑コンデンサＣｄｃの負極に接続され、アノードが高周波インバータ２の下位側の直流端子に接続される。さらに、制御装置５は、電圧検出回路８で検出した検出電圧Ｖｄｃ３や外部から入力される出力指令値Ｖｘｒｅｆに基づいて、スイッチ素子ＳＷ１のオン・オフを制御できるようにされている。
In the present embodiment, the
したがって、本実施形態に係る高電圧発生装置１０３の回路動作は、制御装置５によるスイッチ素子ＳＷ１の制御動作を除けば、第１の実施形態に係る高電圧発生装置１００の回路動作と同じになる。以下、制御装置５によるスイッチ素子ＳＷ１の制御動作について説明する。
Therefore, the circuit operation of the
図１１は、外部から出力指令値Ｖｘｒｅｆが供給される場合のスイッチ素子ＳＷ１を制御する制御フローの例を示した図である。また、図１２は、図１１の制御フローが実行されたときの高電圧発生装置１０３の動作波形の例を示した図である。
FIG. 11 is a diagram showing an example of a control flow for controlling the switch element SW1 when the output command value Vxref is supplied from the outside. Further, FIG. 12 is a diagram showing an example of an operation waveform of the
図１１に示すように、制御装置５は、外部から出力指令値Ｖｘｒｅｆが供給されると、その出力指令値Ｖｘｒｅｆを入力（取得）する（ステップＳ１０１）。次に、制御装置５は、その出力指令値Ｖｘｒｅｆを既定の閾値Ｖｃｍｐと比較する（ステップＳ１０２）。比較の結果、Ｖｘｒｅｆ＞Ｖｃｍｐであった場合には（ステップＳ１０３でＹｅｓ）、制御装置５は、スイッチ制御信号ＶＧＳＷを介してスイッチ素子ＳＷ１をオフする（ステップＳ１０５）。また、Ｖｘｒｅｆ＞Ｖｃｍｐでなかった場合には（ステップＳ１０３でＮｏ）、制御装置５は、スイッチ制御信号ＶＧＳＷを介してスイッチ素子ＳＷ１をオンする（ステップＳ１０４）。
As shown in FIG. 11, when the output command value Vxref is supplied from the outside, the
以上、図１１の制御フローによれば、制御装置５は、外部からの出力指令値Ｖｘｒｅｆに基づき、スイッチ制御信号ＶＧＳＷを介して、スイッチ素子ＳＷ１のオン・オフ状態を自在に切り替えることができる。
As described above, according to the control flow of FIG. 11, the
ところで、回生防止回路７０３の構成から明らかなように、コンデンサＣａおよびダイオードＤａは、スイッチ素子ＳＷ１がオフ状態のときには回生防止の機能を果たすが、スイッチ素子ＳＷ１がオン状態の場合には回生防止の機能を喪失する。第１の実施形態の効果として説明したように、コンデンサＣａおよびダイオードＤａが回生防止の機能を果たすときには、高電圧発生装置１０３の昇圧比を増大させる効果がある。
By the way, as is clear from the configuration of the
そこで、入力される出力指令値Ｖｘｒｅｆが閾値Ｖｃｍｐより大きいとき、スイッチ素子ＳＷ１をオフにし、出力指令値Ｖｘｒｅｆが閾値Ｖｃｍｐ以下のとき、スイッチ素子ＳＷ１をオンにする。こうすることにより、出力指令値Ｖｘｒｅｆが大きいときと小さいときとで、高電圧発生装置１０３の昇圧比を切り替えることができる。その結果、本実施形態に係る高電圧発生装置１０３は、出力指令値Ｖｘｒｅｆが小さいときでも回生防止の機能が働く第１の実施形態に係る高電圧発生装置１００に比べ、出力可能な電圧の範囲を拡大することが可能となる。
Therefore, when the input output command value Vxref is larger than the threshold value Vcmp, the switch element SW1 is turned off, and when the output command value Vxref is equal to or less than the threshold value Vcmp, the switch element SW1 is turned on. By doing so, the boost ratio of the
さらに、Ｘ線画像診断装置では、図１２に示すように、負荷６の電流Ｉｘを一定とし出力する直流の高電圧Ｖｘを数ｍｓ周期で高速に切り替えて撮像することが求められるが、この場合、出力する直流の電圧Ｖｘの切替時間が問題となる。これに対して、本実施形態に係る高電圧発生装置１０３では、同じデューティ・ファクタであっても、スイッチ素子ＳＷ１のオン・オフを切り替えることで出力する直流の高電圧Ｖｘを変化させることができる。したがって、本実施形態に係る高電圧発生装置１０３では、デューティ・ファクタの制御のみで出力する直流の高電圧Ｖｘを制御する従来の高電圧発生装置２００よりも、出力電圧制御の応答性を向上させることができる。
Further, in the X-ray image diagnostic apparatus, as shown in FIG. 12, it is required to switch the DC high voltage Vx to be output at a constant current Ix of the
図１３は、直流電源１の出力電圧Ｖｄｃ１に基づいてスイッチ素子ＳＷ１を制御する制御フローの例を示した図である。また、図１４は、図１３の制御フローが実行されたときの高電圧発生装置１０３の動作波形の例を示した図である。
FIG. 13 is a diagram showing an example of a control flow for controlling the switch element SW1 based on the output voltage Vdc1 of the
図１３に示すように、制御装置５は、まず、電圧検出回路８を介して直流電源１の出力電圧Ｖｄｃ１を検出し、その検出電圧をＶｄｃ３として入力する（ステップＳ２０１）。次に、制御装置５は、その検出電圧Ｖｄｃ３を既定の閾値Ｖｄｃｒｅｆと比較する（ステップＳ２０２）。比較の結果、Ｖｄｃ３＜Ｖｄｃｒｅｆであった場合には（ステップＳ２０３でＹｅｓ）、制御装置５は、スイッチ制御信号ＶＧＳＷを介してスイッチ素子ＳＷ１をオフする（ステップＳ２０５）。また、Ｖｄｃ３＜Ｖｄｃｒｅｆでなかった場合には（ステップＳ１０３でＮｏ）、制御装置５は、スイッチ制御信号ＶＧＳＷを介してスイッチ素子ＳＷ１をオンする（ステップＳ２０４）。
As shown in FIG. 13, the
以上、図１３の制御フローによれば、制御装置５は、直流電源１の出力電圧Ｖｄｃ１の電圧検出回路８による検出電圧Ｖｄｃ３に基づき、スイッチ素子ＳＷ１のオン・オフ状態を切り替えることができる。そこで、本実施形態に係る高電圧発生装置１０３では、直流電源１の出力電圧Ｖｄｃ１が既定の閾値Ｖｄｃｒｅｆ以上の場合には、スイッチ素子ＳＷ１をオンし、既定の閾値Ｖｄｃｒｅｆよりも小さい場合は、スイッチ素子ＳＷ１をオフする。この場合には、例えば、図１４に示すように、負荷６の電流Ｉｘの急な増加のために直流電源１の出力電圧Ｖｄｃ１が低下したような場合でも、所望の出力電圧を維持することが可能となる。
As described above, according to the control flow of FIG. 13, the
したがって、本実施形態に係る高電圧発生装置１０３では、第１の実施形態に係る高電圧発生装置１００と比較して、直流電源１の出力電圧Ｖｄｃ１の変動、言い換えれば、高電圧発生装置１０３への入力電圧の変動の許容範囲を拡大することができる。
Therefore, in the
≪第４の実施形態≫
図１５は、本発明の第４の実施形態に係る高電圧発生装置１０４の回路構成の例を示した図であり、図１６は、その高電圧発生装置１０４の各部位における動作波形の例を示した図である。また、図１７Ａ～図１７Ｇは、第４の実施形態に係る高電圧発生装置１０４における各動作モードでの回路動作の例を示した図である。
<< Fourth Embodiment >>
FIG. 15 is a diagram showing an example of the circuit configuration of the
図１５に示すように、本実施形態に係る高電圧発生装置１０４は、直流電源１、平滑コンデンサＣｄｃ１，Ｃｄｃ２、高周波インバータ２０４、トランス３、整流回路４、制御装置５、回生防止回路７０４および共振コンデンサＣｐ２を備えて構成される。高電圧発生装置１０４は、直流電源１の出力電圧Ｖｄｃ１を昇圧して、負荷６に直流の高電圧Ｖｘを供給する。以下、第１の実施形態に係る高電圧発生装置１００の回路構成と相違する点についてのみ説明する。
As shown in FIG. 15, the
本実施形態では、高周波インバータ２０４は、それぞれ逆並列にダイオードＤ１，Ｄ４が接続されたスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の直列接続体（スイッチングアーム）により構成される。そして、高周波インバータ２０４のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が互いに接続される接続点は、トランス３の一方の入力端子に接続されている。
In the present embodiment, the
また、２つの平滑コンデンサＣｄｃ１，Ｃｄｃ２は、互いに直列に接続されており、平滑コンデンサＣｄｃ１の正極は、直流電源１の正極に接続され、平滑コンデンサＣｄｃ２の負極は、直流電源１の負極に接続されている。そして、２つの平滑コンデンサＣｄｃ１，Ｃｄｃ２互いに接続される接続点は、トランス３の他方の入力端子に接続されている。
Further, the two smoothing capacitors Cdc1 and Cdc2 are connected in series with each other, the positive electrode of the smoothing capacitor Cdc1 is connected to the positive electrode of the
さらに、高周波インバータ２０４の直流端子と直流電源１の正負の電極との間には、平滑コンデンサＣｄｃ１，Ｃｄｃ２よりも高周波インバータ２０４側に回生防止回路７０４が設けられている。
Further, a
回生防止回路７０４は、２つのダイオードＤａ１，Ｄａ２と２つのコンデンサＣａ１，Ｃａ２とにより構成され、共振コンデンサＣｐ２からの回生電流を防止する。このとき、ダイオードＤａ１とコンデンサＣａ１とは互いに並列接続されており、ダイオードＤａ１のアノードは、平滑コンデンサＣｄｃ１の正極に接続され、カソードは、高周波インバータ２０４の高位側の直流端子に接続されている。同様に、ダイオードＤａ２とコンデンサＣａ２とは互いに並列接続されており、ダイオードＤａ２のアノードは、高周波インバータ２０４の下位側の直流端子に接続され、カソードは、平滑コンデンサＣｄｃ２の負極に接続されている。
The
続いて、図１６および図１７Ａ～図１７Ｇを用いて、本実施形態に係る高電圧発生装置１０４の回路動作について説明する。そして、ここでは、デッドタイムを挟んでスイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２とを交互にオン・オフさせるＰＷＭ制御を高周波インバータ２０４に適用した場合の例を示す。
Subsequently, the circuit operation of the
本実施形態に係る高電圧発生装置１０４は、図１６、図１７Ａ～図１７Ｇに示すように、モードＡ～モードＥの動作モードに加え、このモードＡ～モードＥと対称な動作モード（モードＦ，Ｇなど）を有する。ここで、モードＡは、図１６に示された時間ｔ６０～ｔ６１の区間、モードＢは、時間ｔ６１～ｔ６２の区間、モードＣは、時間ｔ６２～ｔ６３の区間、モードＤは、時間ｔ６３～ｔ６４の区間、モードＥは、時間ｔ６４～ｔ６５の区間、モードＦは、時間ｔ６５～ｔ６６の区間、モードＧは、時間ｔ６６～ｔ６７の区間における動作モードである。
なお、図１６では、横軸は、時間、縦軸は、電圧または電流を表し、太実線は電圧、太破線は電流を表す。例外として、Ｖｄｃ１１，Ｖｄｃ１２は、電圧であるが太破線で表されている。
As shown in FIGS. 16 and 17A to 17G, the
In FIG. 16, the horizontal axis represents time, the vertical axis represents voltage or current, the thick solid line represents voltage, and the thick dashed line represents current. As an exception, Vdc11 and Vdc12 are voltages, but are represented by thick broken lines.
（モードＡ：ｔ６０～ｔ６１）
図１７Ａに示すように、モードＡでは、スイッチング素子Ｓ１がオン、スイッチング素子Ｓ２がオフの状態となる。この場合には、スイッチング素子Ｓ１、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２、平滑コンデンサＣｄｃ１、コンデンサＣａ１の経路で電流が流れる。さらに、直流電源１からコンデンサＣａ１、スイッチング素子Ｓ１、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２、平滑コンデンサＣｄｃ２の経路でも電流が流れ、平滑コンデンサＣｄｃ２が充電される。したがって、高周波インバータ２０４の入力電圧Ｖｄｃ２１は、直流電圧Ｖｄｃ１１とコンデンサＣａ１の電圧ＶＣａ１の合計値となり、直流電圧Ｖｄｃ１１よりも高い電圧となる。
モードＡにおいて、コンデンサＣａ１の放電が終了すると、モードＢへ移行する。
(Mode A: t60 to t61)
As shown in FIG. 17A, in the mode A, the switching element S1 is on and the switching element S2 is off. In this case, a current flows through the path of the switching element S1, the step-up inductor Le, the resonance capacitor Cp2, the smoothing capacitor Cdc1, and the capacitor Ca1. Further, a current flows from the
When the discharge of the capacitor Ca1 is completed in the mode A, the mode shifts to the mode B.
（モードＢ：ｔ６１～ｔ６２）
図１７Ｂに示すように、モードＢでは、スイッチング素子Ｓ１がオン、スイッチング素子Ｓ２がオフの状態が継続している。この場合には、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２、平滑コンデンサＣｄｃ１、ダイオードＤａ１の経路で電流が流れる。さらに、直流電源１からダイオードＤａ１、スイッチング素子Ｓ１、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２、平滑コンデンサＣｄｃ２の経路でも電流が流れ、平滑コンデンサＣｄｃ２が充電される。したがって、高周波インバータ２０４の入力電圧Ｖｄｃ２１は、直流電圧Ｖｄｃ１１と同じとなる。
モードＢにおいて、スイッチング素子Ｓ１がターンオフすると、モードＣへ移行する。
(Mode B: t61 to t62)
As shown in FIG. 17B, in the mode B, the switching element S1 is on and the switching element S2 is off. In this case, a current flows through the path of the step-up inductor Le, the resonance capacitor Cp2, the smoothing capacitor Cdc1, and the diode Da1. Further, a current flows from the
When the switching element S1 is turned off in the mode B, the mode shifts to the mode C.
（モードＣ：ｔ６２～ｔ６３）
図１７Ｃに示すように、モードＣでは、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２がともにオフの状態となる。この場合には、コンデンサＣａ２、ダイオードＤ２、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２、平滑コンデンサＣｄｃ１の経路で電流が流れ、昇圧インダクタに蓄積されたエネルギーが共振コンデンサＣｐ２とコンデンサＣａ２に供給される。このとき、高周波インバータ２０４の入力電圧Ｖｄｃ２２は、コンデンサＣａ２の電圧ＶＣａ２と直流電圧Ｖｄｃ１２の和となるため、過渡的に高周波インバータ２の入力電圧Ｖｄｃ２２は、電源電圧Ｖｄｃ１２よりも高い電圧となる。
モードＣにおいて、昇圧インダクタＬｅのエネルギーが全て放出されるとモードＤへ移行する。
(Mode C: t62 to t63)
As shown in FIG. 17C, in mode C, both the switching elements S1 and S2 are turned off. In this case, a current flows through the path of the capacitor Ca2, the diode D2, the step-up inductor Le, the resonance capacitor Cp2, and the smoothing capacitor Cdc1, and the energy stored in the step-up inductor is supplied to the resonance capacitor Cp2 and the capacitor Ca2. At this time, since the input voltage Vdc22 of the
In mode C, when all the energy of the step-up inductor Le is released, the mode shifts to mode D.
（モードＤ：ｔ６３～ｔ６４）
図１７Ｄに示すように、モードＤでは、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２がともにオフの状態が継続している。この場合には、共振コンデンサＣｐ２、昇圧インダクタＬｅ、ダイオードＤ１、コンデンサＣａ１、平滑コンデンサＣｄｃ１の経路で電流が流れる。このとき、直流電源１、平滑コンデンサＣｄｃ２、共振コンデンサＣｐ２、昇圧インダクタＬｅ、ダイオードＤ１、コンデンサＣａ１、の経路でも電流が流れ、平滑コンデンサＣｄｃ２のエネルギーを放電する。
モードＤにおいて、共振コンデンサＣｐ２の電圧ＶＣｐ２が直流電源１の出力電圧Ｖｄｃ１よりも低くなると、モードＥへ移行する。
(Mode D: t63 to t64)
As shown in FIG. 17D, in the mode D, both the switching elements S1 and S2 continue to be off. In this case, a current flows through the path of the resonance capacitor Cp2, the step-up inductor Le, the diode D1, the capacitor Ca1, and the smoothing capacitor Cdc1. At this time, a current also flows in the path of the
In mode D, when the voltage VCp2 of the resonance capacitor Cp2 becomes lower than the output voltage Vdc1 of the
（モードＥ：ｔ６４～ｔ６５）
図１７Ｅに示すように、モードＥでは、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２がともにオフの状態が継続している。この場合、高周波インバータ２０４では、ダイオードＤ１，Ｄ２を含めスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の全てに電流が流れていない状態となる。モードＤにおいて、スイッチング素子Ｓ２がターンオンするとモードＦに移行する。
(Mode E: t64 to t65)
As shown in FIG. 17E, in the mode E, both the switching elements S1 and S2 continue to be off. In this case, in the
（モードＦ：ｔ６５～ｔ６６）
図１７Ｆに示すように、モードＡの対称動作モードであるモードＦでは、スイッチング素子Ｓ２がオン、スイッチング素子Ｓ１がオフの状態である。この場合には、平滑コンデンサＣｄｃ２、共振コンデンサＣｐ２、昇圧インダクタＬｅ、スイッチング素子Ｓ２、コンデンサＣａ２の経路で電流が流れる。さらに、直流電源１、平滑コンデンサＣｄｃ１、共振コンデンサＣｐ２、昇圧インダクタＬｅ、スイッチング素子Ｓ２、コンデンサＣａ２の経路でも電流が流れ、平滑コンデンサＣｄｃ１が充電される。このとき、高周波インバータ２０４の入力電圧Ｖｄｃ２２は、直流電圧Ｖｄｃ１２とコンデンサＣａ２の電圧ＶＣａ２の合計値となり、直流電圧Ｖｄｃ１２よりも高い電圧となる。
モードＦにおいて、コンデンサＣａ２の放電が終了するとモードＧへ移行する。
(Mode F: t65 to t66)
As shown in FIG. 17F, in the mode F, which is the symmetrical operation mode of the mode A, the switching element S2 is on and the switching element S1 is off. In this case, a current flows through the path of the smoothing capacitor Cdc2, the resonance capacitor Cp2, the step-up inductor Le, the switching element S2, and the capacitor Ca2. Further, a current flows through the path of the
In the mode F, when the discharge of the capacitor Ca2 is completed, the mode shifts to the mode G.
（モードＧ：ｔ６７～ｔ６８）
図１７Ｇに示すように、モードＢの対称動作モードであるモードＧでは、スイッチング素子Ｓ２がオン、スイッチング素子Ｓ１がオフの状態が継続している。この場合には、平滑コンデンサＣｄｃ２、共振コンデンサＣｐ２、昇圧インダクタＬｅ、スイッチング素子Ｓ２、ダイオードＤａ２の経路で電流が流れる。さらに、直流電源１、平滑コンデンサＣｄｃ１、共振コンデンサＣｐ２、昇圧インダクタＬｅ、スイッチング素子Ｓ２、ダイオードＤａ２の経路でも電流が流れ、平滑コンデンサＣｄｃ１が充電される。このとき、高周波インバータ２０４の入力電圧Ｖｄｃ２２は、直流電圧Ｖｄｃ１２となる。
モードＧにおいて、スイッチング素子Ｓ２をターンオフすると次のモードへ移行する。
(Mode G: t67 to t68)
As shown in FIG. 17G, in the mode G, which is the symmetrical operation mode of the mode B, the switching element S2 is on and the switching element S1 is off. In this case, a current flows through the path of the smoothing capacitor Cdc2, the resonance capacitor Cp2, the step-up inductor Le, the switching element S2, and the diode Da2. Further, a current flows through the path of the
In mode G, when the switching element S2 is turned off, the mode shifts to the next mode.
以降、モードＣ～モードＥの対称動作が実行されるが、ここでは、その詳細な説明を省略する。第４の実施形態に係る高電圧発生装置１０４は、定常状態では、以上に説明したモードＡ～モードＥとその対称動作モードを繰り返すこととなる。
Hereinafter, the symmetrical operation of modes C to E is executed, but the detailed description thereof will be omitted here. The
以上のように、本実施形態に係る高電圧発生装置１０４では、ハーフブリッジ回路の高周波インバータ２０４の上位側、下位側それぞれの直流端子にダイオードＤａ１，Ｄａ２とコンデンサＣａ１，Ｃａ２とからなる回生防止回路７０４が接続されている。したがって、本実施形態では、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２がともにオフ状態のときには、高周波インバータ２０４の入力電圧Ｖｄｃ２１、Ｖｄｃ２２を、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の一方がオン状態のときよりも高くすることができる。そのため、第１の実施形態と同様に、共振コンデンサＣｐ２のエネルギーを直流電源１側に回生する回生時間を短縮することができる。よって、本実施形態では、デューティ・ファクタを大きく設計できるため、高電圧発生装置１００の高効率化を図ることができる。
As described above, in the
また、本実施形態に係る高電圧発生装置１０４は、第１の実施形態に係る高電圧発生装置１００に比べスイッチング素子の数が少なくて済むため、高電圧発生装置１０４の小型・低コスト化を図ることができる。
Further, since the
なお、本発明は、以上に説明した実施形態および変形例に限定されるものではなく、さらに、様々な変形例が含まれる。例えば、前記した実施形態および変形例は、本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態や変形例の構成の一部を、他の実施形態や変形例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施形態や変形例の構成に他の実施形態や変形例の構成を加えることも可能である。また、各実施形態や変形例の構成の一部について、他の実施形態や変形例に含まれる構成を追加・削除・置換することも可能である。 The present invention is not limited to the embodiments and modifications described above, and further includes various modifications. For example, the above-described embodiments and modifications have been described in detail in order to explain the present invention in an easy-to-understand manner, and are not necessarily limited to those having all the described configurations. Further, it is possible to replace a part of the configuration of a certain embodiment or modification with the configuration of another embodiment or modification, and the configuration of a certain embodiment or modification can be replaced with another embodiment or modification. It is also possible to add the configuration of. Further, it is also possible to add / delete / replace the configuration included in other embodiments or modifications with respect to a part of the configurations of each embodiment or modification.
≪第５の実施形態≫
図１８は、本発明の第１の実施形態に係る高電圧発生装置１００を適用したＸ線画像診断装置３００の構成の例を模式的に示した図である。ここでは、Ｘ線画像診断装置３００は、透過型Ｘ線撮影装置であるとする。このようなＸ線画像診断装置３００では、Ｘ線管３０１から照射されテーブル３０４上に載置された被写体３０５を透過したＸ線３０３をＸ線検出器３０６で検出し、被写体３０５のＸ線透過画像を撮影する。
<< Fifth Embodiment >>
FIG. 18 is a diagram schematically showing an example of the configuration of the X-ray image
Ｘ線画像診断装置３００において、Ｘ線管３０１は、Ｘ線管保持体３０２に保持され、被写体３０５の体軸方向および体軸に直交する方向に沿って自在に移動可能なように構成されている。また、Ｘ線管保持体３０２は、支柱３０７によってテーブル３０４または床に支持され、支柱３０７を伸縮させることにより、Ｘ線管３０１と被写体３０５との距離を調節可能なように構成されている。さらに、Ｘ線管保持体３０２は、支柱３０７を被写体３０５の体軸を中心に傾斜または回転可能にも構成されている。
In the X-ray
撮影制御装置３１０は、被写体３０５の透過画像を撮影するに当たっては、まず、Ｘ線管保持体３０２を介してＸ線管３０１を移動、傾斜、回転させるなどの制御を行う。また、透過画像を撮影するときには、Ｘ線管３０１におけるＸ線発生タイミングを制御するとともに、Ｘ線検出器３０６で検出されたＸ線の強度データに基づいて被写体３０５のＸ線透過画像を生成する。
When capturing a transparent image of the subject 305, the
ところで、Ｘ線画像診断装置３００では、Ｘ線管３０１からＸ線３０３を照射するときには、Ｘ線管３０１には高電圧発生装置１００から直流の高電圧Ｖｘが供給されている。前記したように、Ｘ線画像診断装置３００では、撮影対象となる被写体３０５の部位や撮影条件によって、Ｘ線管３０１に供給される直流の高電圧Ｖｘや負荷電流Ｉｘとして様々な条件が要求される。また、第１の実施形態に係る高電圧発生装置１００では、負荷条件が変化しても高周波インバータ２に入力されるゲート制御信号ＶＧ１～ＶＧ４のデューティ・ファクタを大きくすることにより、直流交流変換の効率を高く保つことができる。したがって、本実施形態では、広い負荷条件に対して、Ｘ線画像診断装置３００における電力の使用効率を従来に比べ向上させることができる
By the way, in the X-ray image
なお、本実施形態では、Ｘ線画像診断装置３００のＸ線管３０１に直流の高電圧を供給する高電圧発生装置として、第１の実施形態に係る高電圧発生装置１００を用いたが、これに限定されず、第２～第４の実施形態に係る高電圧発生装置１０２，１０３，１０４を用いてもよい。その場合にも、本実施形態と同様の効果を得ることができる。
In the present embodiment, the
また、本実施形態では、Ｘ線画像診断装置３００は、透過型Ｘ線撮影装置であるとしたが、Ｘ線画像診断装置３００は、Ｘ線ＣＴ（Computed Tomography）装置であってもよい。なお、Ｘ線ＣＴ装置は、透過型Ｘ線撮影装置に被写体３０５の複数角度からの透過画像取得機能を拡充した上で、取得した被写体３０５の複数角度からのＸ線透過画像を用いて、被写体３０５の断層撮影画像を撮影する機能を追加したものである。その場合にも、本実施形態と同様の効果を得ることができる。
Further, in the present embodiment, the X-ray image
１ 直流電源
２，２０４ 高周波インバータ（直流交流変換回路）
３ トランス
４ 整流回路
５ 制御装置
６ 負荷
７，７０２，７０３，７０４ 回生防止回路
８ 電圧検出回路
１００，１０２，１０３，１０４ 高電圧発生装置
２００ 高電圧発生装置
３００ Ｘ線画像診断装置
３０１ Ｘ線管
３０２ Ｘ線管保持体
３０３ Ｘ線
３０４ テーブル
３０５ 被写体
３０６ Ｘ線検出器
３０７ 支柱
３１０ 撮影制御装置
Ｓ１～Ｓ４ スイッチング素子
Ｄ１～Ｄ４ ダイオード
ＤＨ１１，ＤＨ２２ 整流ダイオード
Ｌｅ 昇圧インダクタ
Ｃｄｃ，Ｃｄｃ１，Ｃｄｃ２ 平滑コンデンサ
Ｃｐ２ 共振コンデンサ
Ｎ１ 一次巻線
Ｎ２ 二次巻線
Ｔ１ 磁性体コア
Ｃｍ１，Ｃｍ２ 平滑コンデンサ
ＣＨ１，ＣＨ２ 整流コンデンサ
Ｄａ，Ｄａ１，Ｄａ２ ダイオード（回生ダイオード）
Ｃａ，Ｃａ１，Ｃａ２ コンデンサ（回生コンデンサ）
ＳＷ１ スイッチ素子
ＶＧ１～ＶＧ４ ゲート制御信号
ＶＧＳＷ スイッチ制御信号
Ｖｘ 直流の高電圧
Ｖｄｃ１ 直流電源の出力電圧
Ｖｄｃ２ 高速インバータの入力電圧
Ｖｄｃ３ 検出電圧
ＶＣｐ２ 共振コンデンサの電圧
Ｖｘｒｅｆ 出力指令値
Ｖｃｍｐ 閾値
Ｖｄｃｒｅｆ 閾値
1 DC power supply 2,204 High frequency inverter (DC AC conversion circuit)
3
Ca, Ca1, Ca2 capacitors (regenerative capacitors)
SW1 Switch element VG1 to VG4 Gate control signal VGSW switch control signal Vx DC high voltage Vdc1 DC power supply output voltage Vdc2 High-speed inverter input voltage Vdc3 Detection voltage VCp2 Resonant capacitor voltage Vxref Output command value Vcref Threshold
Claims (9)
前記直流電源に並列に接続された平滑コンデンサと、
スイッチング素子と前記スイッチング素子に逆並列に接続されたダイオードの複数の組により構成され、前記直流電源から供給される直流を交流に変換して出力する直流交流変換回路と、
前記直流交流変換回路から出力される交流を昇圧するトランスと、
前記トランスの出力端子に並列に接続された共振コンデンサと、
前記トランスにより昇圧された交流を整流する整流回路と、
前記直流交流変換回路に含まれる前記スイッチング素子のオン・オフを制御する制御装置と、
を備えてなる高電圧発生装置において、
前記直流電源と前記直流交流変換回路の直流端子との間の前記平滑コンデンサよりも前記直流交流変換回路側には、回生ダイオードと回生コンデンサとを備えてなる回生防止回路が設けられ、
前記回生防止回路は、前記直流交流変換回路に入力される直流電圧を前記直流電源の電圧よりも高い電圧に押し上げること
を特徴とする高電圧発生装置。 DC power supply and
A smoothing capacitor connected in parallel to the DC power supply,
A DC-AC conversion circuit that is composed of a switching element and a plurality of sets of diodes connected in antiparallel to the switching element, converts DC supplied from the DC power supply into AC, and outputs the DC.
A transformer that boosts the AC output from the DC-AC conversion circuit,
A resonant capacitor connected in parallel to the output terminal of the transformer,
A rectifier circuit that rectifies the AC boosted by the transformer,
A control device for controlling on / off of the switching element included in the DC / AC conversion circuit, and
In a high voltage generator equipped with
A regeneration prevention circuit including a regenerative diode and a regenerative capacitor is provided on the DC-AC conversion circuit side of the smoothing capacitor between the DC power supply and the DC terminal of the DC-AC conversion circuit.
The regeneration prevention circuit is a high voltage generator characterized in that the DC voltage input to the DC AC conversion circuit is pushed up to a voltage higher than the voltage of the DC power supply.
前記回生コンデンサと前記回生ダイオードとは互いに並列に接続され、
前記回生ダイオードのカソードが前記直流電源の負極に接続され、前記回生ダイオードのアノードが前記直流交流変換回路の下位側直流端子に接続されていること
を特徴とする高電圧発生装置。 In the high voltage generator according to claim 1,
The regenerative capacitor and the regenerative diode are connected in parallel with each other.
A high voltage generator characterized in that the cathode of the regenerative diode is connected to the negative electrode of the DC power supply, and the anode of the regenerative diode is connected to the lower DC terminal of the DC AC conversion circuit.
前記回生コンデンサと前記回生ダイオードとは、互いに並列に接続され、
前記回生ダイオードのアノードが前記直流電源の正極に接続され、前記回生ダイオードのカソードが前記直流交流変換回路の上位側直流端子に接続されていること
を特徴とする高電圧発生装置。 In the high voltage generator according to claim 1,
The regenerative capacitor and the regenerative diode are connected in parallel with each other.
A high voltage generator characterized in that the anode of the regenerative diode is connected to the positive electrode of the DC power supply, and the cathode of the regenerative diode is connected to the upper DC terminal of the DC AC conversion circuit.
前記回生コンデンサは、前記直流交流変換回路の上位側直流端子と前記直流交流変換回路の下位側直流端子の間に接続され、
前記回生ダイオードのカソードが前記直流電源の負極に接続され、前記回生ダイオードのアノードが前記直流交流変換回路の下位側直流端子に接続されていること
を特徴とする高電圧発生装置。 In the high voltage generator according to claim 1,
The regenerative capacitor is connected between the upper DC terminal of the DC / AC conversion circuit and the lower DC terminal of the DC / AC conversion circuit.
A high voltage generator characterized in that the cathode of the regenerative diode is connected to the negative electrode of the DC power supply, and the anode of the regenerative diode is connected to the lower DC terminal of the DC AC conversion circuit.
前記回生コンデンサは、前記直流交流変換回路の上位側直流端子と前記直流交流変換回路の下位側直流端子の間に接続され、
前記回生ダイオードのアノードが前記直流電源の正極に接続され、前記回生ダイオードのカソードが前記直流交流変換回路の上位側直流端子に接続されていること
を特徴とする高電圧発生装置。 In the high voltage generator according to claim 1,
The regenerative capacitor is connected between the upper DC terminal of the DC / AC conversion circuit and the lower DC terminal of the DC / AC conversion circuit.
A high voltage generator characterized in that the anode of the regenerative diode is connected to the positive electrode of the DC power supply, and the cathode of the regenerative diode is connected to the upper DC terminal of the DC AC conversion circuit.
前記回生防止回路は、前記制御装置によりオン・オフ制御されるスイッチ素子をさらに備えてなり、
前記回生コンデンサと前記回生ダイオードと前記スイッチ素子とは互いに並列に接続されるとともに、前記回生ダイオードのカソードが前記直流電源の負極に接続され、前記回生ダイオードのアノードが前記直流交流変換回路の下位側直流端子に接続されており、
前記制御装置は、外部から入力された電圧出力指令値が所定の閾値よりも大きい場合には、前記スイッチ素子をオフし、前記電圧出力指令値が前記所定の閾値以下である場合には、前記スイッチ素子をオンすること
を特徴とする高電圧発生装置。 In the high voltage generator according to claim 1,
The regeneration prevention circuit further includes a switch element that is on / off controlled by the control device.
The regenerative capacitor, the regenerative diode, and the switch element are connected in parallel to each other, the cathode of the regenerative diode is connected to the negative electrode of the DC power supply, and the anode of the regenerative diode is on the lower side of the DC AC conversion circuit. It is connected to the DC terminal and
The control device turns off the switch element when the voltage output command value input from the outside is larger than a predetermined threshold value, and when the voltage output command value is equal to or less than the predetermined threshold value, the control device turns off the switch element. A high voltage generator characterized by turning on a switch element.
前記回生防止回路は、前記制御装置によりオン・オフ制御されるスイッチ素子をさらに備えてなり、
前記回生コンデンサと前記回生ダイオードと前記スイッチ素子とは互いに並列に接続されるとともに、前記回生ダイオードのカソードが前記直流電源の負極に接続され、前記回生ダイオードのアノードが前記直流交流変換回路の下位側直流端子に接続されており、
前記制御装置は、前記直流電源の出力電圧を検出して得られる検出電圧が所定の閾値よりも小さい場合には、前記スイッチ素子をオフし、前記検出電圧が前記所定の閾値以上である場合には、前記スイッチ素子をオンすること
を特徴とする高電圧発生装置。 In the high voltage generator according to claim 1,
The regeneration prevention circuit further includes a switch element that is on / off controlled by the control device.
The regenerative capacitor, the regenerative diode, and the switch element are connected in parallel to each other, the cathode of the regenerative diode is connected to the negative electrode of the DC power supply, and the anode of the regenerative diode is on the lower side of the DC AC conversion circuit. It is connected to the DC terminal and
The control device turns off the switch element when the detection voltage obtained by detecting the output voltage of the DC power supply is smaller than a predetermined threshold value, and when the detected voltage is equal to or higher than the predetermined threshold value. Is a high voltage generator characterized by turning on the switch element.
前記平滑コンデンサは、２つのコンデンサが直列に接続されて構成され、
前記直流交流変換回路は、前記スイッチング素子と前記スイッチング素子に逆並列に接続されたダイオードとの組が２組直列に接続されて構成され、
前記トランスの入力端子の一方の端子は、前記平滑コンデンサを構成する２つの前記コンデンサが互いに直列接続される接続箇所に接続され、
前記トランスの入力端子の他方の端子は、前記直流交流変換回路を構成する２つの前記スイッチング素子が互いに直列接続された接続箇所に接続され、
前記回生防止回路は、互いに並列接続された第１の回生ダイオードと第１の回生コンデンサの組と、互いに並列接続された第２の回生ダイオードと第２の回生コンデンサの組とにより構成され、
前記第１の回生ダイオードのアノードが前記直流電源の正極に接続され、前記第１の回生ダイオードのカソードが前記直流交流変換回路の上位側直流端子に接続され、
前記第２の回生ダイオードのカソードが前記直流電源の負極に接続され、前記第２の回生ダイオードのアノードが前記直流交流変換回路の下位側直流端子に接続されていること
を特徴とする高電圧発生装置。 In the high voltage generator according to claim 1,
The smoothing capacitor is composed of two capacitors connected in series.
The DC / AC conversion circuit is configured by connecting two sets of a switching element and a diode connected in antiparallel to the switching element in series.
One terminal of the input terminal of the transformer is connected to a connection point where the two capacitors constituting the smoothing capacitor are connected in series to each other.
The other terminal of the input terminal of the transformer is connected to a connection point where the two switching elements constituting the DC / AC conversion circuit are connected in series to each other.
The regenerative prevention circuit is composed of a set of a first regenerative diode and a first regenerative capacitor connected in parallel to each other, and a set of a second regenerative diode and a second regenerative capacitor connected in parallel to each other.
The anode of the first regenerative diode is connected to the positive electrode of the DC power supply, and the cathode of the first regenerative diode is connected to the upper DC terminal of the DC AC conversion circuit.
A high voltage generation characterized in that the cathode of the second regenerative diode is connected to the negative electrode of the DC power supply and the anode of the second regenerative diode is connected to the lower DC terminal of the DC AC conversion circuit. Device.
を特徴とするＸ線画像診断装置。 An X-ray diagnostic imaging apparatus comprising the high voltage generator according to any one of claims 1 to 8.
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