JP7045530B2 - Power converter, motor drive and air conditioner - Google Patents
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Description
本発明は、交流電力を直流電力に変換する電力変換装置、モータ駆動装置及び空気調和機に関する。 The present invention relates to a power conversion device, a motor drive device, and an air conditioner that convert AC power into DC power.
従来、ダイオードで構成されたブリッジ回路を用いて、供給された交流電力を直流電力に変換して出力する電力変換装置がある。近年、ダイオードにスイッチング素子を並列接続した、いわゆるブリッジレス回路を用いた電力変換装置がある。ブリッジレス回路を用いた電力変換装置は、スイッチング素子をオンオフすることで、交流電力の電圧を昇圧する制御、力率改善制御、交流電力を整流する同期整流制御などを行うことができる。 Conventionally, there is a power conversion device that converts the supplied AC power into DC power and outputs it by using a bridge circuit composed of a diode. In recent years, there is a power conversion device using a so-called bridgeless circuit in which a switching element is connected in parallel to a diode. A power conversion device using a bridgeless circuit can perform control for boosting the voltage of AC power, power factor improvement control, synchronous rectification control for rectifying AC power, and the like by turning on and off the switching element.
特許文献１には、直流電源装置が、交流電源から整流回路に電流が流れるタイミングでスイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）をオンすることによって、同期整流制御を行い、高効率運転を実現する技術が開示されている。特許文献１に記載の直流電源装置は、電源短絡モード及び負荷電力供給モードを切り替えて動作することによって、交流電力から直流電力への電力変換を行う過程で、交流電源の力率改善制御及び直流電圧の昇圧制御を行うことが可能である。特許文献１には、力率改善制御の手法として、交流電源電圧の半サイクルの中で所定の位相で複数回ＭＯＳＦＥＴをオンオフすることによって力率改善制御及び直流電圧の昇圧制御を行う部分スイッチング、及び、あるスイッチング周波数でＭＯＳＦＥＴをオンオフすることによって力率改善制御及び直流電圧の昇圧制御を行う高速スイッチングが示されている。
In
特許文献１に記載の高速スイッチングを実現するようにＭＯＳＦＥＴをオンオフする駆動信号を生成するには、出力信号とキャリア信号とを比較してＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を生成する手法が一般的である。しかしながら、交流電流にはキャリア信号の周波数成分であるキャリア周波数成分のピーク成分が含有されるため、リアクタに流れる交流電流のキャリア周波数成分によってノイズが発生する、という問題があった。ノイズを低減する手法として、キャリア信号の周波数を変化させ、キャリア周波数成分を分散してピークを抑制する手法がある。しかしながら、キャリア信号の周波数が変化することによって制御周期が変化するため、制御性が劣化するという新たな問題が発生する。
In order to generate a drive signal for turning on and off a MOSFET so as to realize high-speed switching described in
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、制御性を劣化させることなく、ノイズを抑制可能な電力変換装置を得ることを目的とする。 The present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to obtain a power conversion device capable of suppressing noise without deteriorating controllability.
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係る電力変換装置は、第１端部と第２端部を有し、第１端部が交流電源に接続されるリアクタと、リアクタの第２端部に接続され、少なくとも１つ以上のスイッチング素子を備え、交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、整流回路の動作状態を示す物理量を検出する検出部と、スイッチング素子の駆動信号を生成する制御部と、を備える。スイッチング素子の駆動信号は、スイッチング素子の各スイッチング周期において、リアクタを電源短絡する電流経路を形成させる期間の中心点が変化し、隣接するスイッチング周期において中心点同士の間隔が変化する。 In order to solve the above-mentioned problems and achieve the object, the power conversion device according to the present invention has a reactor having a first end portion and a second end portion, and the first end portion is connected to an AC power supply. A rectifier circuit that is connected to the second end of the reactor and has at least one or more switching elements to convert the AC voltage output from the AC power supply to a DC voltage, and a detection that detects the physical quantity that indicates the operating state of the rectifier circuit. A unit and a control unit that generates a drive signal for the switching element are provided. In the drive signal of the switching element, the center point of the period during which the current path for short-circuiting the reactor is formed changes in each switching cycle of the switching element, and the distance between the center points changes in the adjacent switching cycle.
本発明に係る電力変換装置は、制御性を劣化させることなく、ノイズを抑制できる、という効果を奏する。 The power conversion device according to the present invention has an effect that noise can be suppressed without deteriorating controllability.
以下に、本発明の実施の形態に係る電力変換装置、モータ駆動装置及び空気調和機を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。 Hereinafter, the power conversion device, the motor drive device, and the air conditioner according to the embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. The present invention is not limited to this embodiment.
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置１００の構成例を示す図である。電力変換装置１００は、整流回路３を用いて、交流電源１から供給される交流電力を直流電力に変換して負荷５０に印加する交流直流変換機能を有する電源装置である。図１に示すように、電力変換装置１００は、リアクタ２と、整流回路３と、平滑コンデンサ４と、電源電圧検出部５と、電源電流検出部６と、母線電圧検出部７と、ゼロクロス検出部９と、制御部１０とを備える。リアクタ２は、第１端部と第２端部とを備え、第１端部が交流電源１に接続される。
FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of the
整流回路３は、ダイオードが並列接続されたスイッチング素子が２つ直列接続されたアームを２つ備え、２つのアームが並列接続された回路である。具体的には、整流回路３は、第１の回路である第１のアーム３１と、第２の回路である第２のアーム３２とを備える。第１のアーム３１は、直列接続されたスイッチング素子３１１及びスイッチング素子３１２を備える。スイッチング素子３１１には寄生ダイオード３１１ａが形成される。寄生ダイオード３１１ａは、スイッチング素子３１１のドレインとソースとの間に並列接続される。スイッチング素子３１２には寄生ダイオード３１２ａが形成される。寄生ダイオード３１２ａは、スイッチング素子３１２のドレインとソースとの間に並列接続される。寄生ダイオード３１１ａ，３１２ａのそれぞれは、還流ダイオードとして使用されるダイオードである。
The
第２のアーム３２は、直列接続されたスイッチング素子３２１及びスイッチング素子３２２を備える。第２のアーム３２は、第１のアーム３１に並列接続される。スイッチング素子３２１には寄生ダイオード３２１ａが形成される。寄生ダイオード３２１ａは、スイッチング素子３２１のドレインとソースとの間に並列接続される。スイッチング素子３２２には寄生ダイオード３２２ａが形成される。寄生ダイオード３２２ａは、スイッチング素子３２２のドレインとソースとの間に並列接続される。寄生ダイオード３２１ａ，３２２ａのそれぞれは、還流ダイオードとして使用されるダイオードである。
The
詳細には、電力変換装置１００は、それぞれが交流電源１に接続される第１の配線５０１及び第２の配線５０２と、第１の配線５０１に配置されるリアクタ２とを備える。また、第１のアーム３１は、第１のスイッチング素子であるスイッチング素子３１１と、第２のスイッチング素子であるスイッチング素子３１２と、第１の接続点５０６を有する第３の配線５０３とを備える。スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３１２は、第３の配線５０３により直列に接続される。第１の接続点５０６には第１の配線５０１が接続される。第１の接続点５０６は、第１の配線５０１及びリアクタ２を介して、交流電源１に接続される。第１の接続点５０６は、リアクタ２の第２端部に接続される。
Specifically, the
第２のアーム３２は、第３のスイッチング素子であるスイッチング素子３２１と、第４のスイッチング素子であるスイッチング素子３２２と、第２の接続点５０８を備える第４の配線５０４とを備え、スイッチング素子３２１及びスイッチング素子３２２は、第４の配線５０４により直列に接続される。第２の接続点５０８には第２の配線５０２が接続される。第２の接続点５０８は、第２の配線５０２を介して交流電源１に接続される。なお、整流回路３は、少なくとも１つ以上のスイッチング素子を備え、交流電源１から出力される交流電圧を直流電圧に変換できればよい。
The
平滑コンデンサ４は、整流回路３、詳細には第２のアーム３２に並列接続されるコンデンサである。整流回路３では、スイッチング素子３１１の一端が平滑コンデンサ４の正側に接続され、スイッチング素子３１１の他端とスイッチング素子３１２の一端とが接続され、スイッチング素子３１２の他端が平滑コンデンサ４の負側に接続されている。
The smoothing
スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２は、ＭＯＳＦＥＴで構成される。スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２には、窒化ガリウム（Gallium Nitride：ＧａＮ）、炭化珪素（Silicon Carbide：ＳｉＣ）、ダイヤモンドまたは窒化アルミニウムといったワイドバンドギャップ（Wide Band Gap：ＷＢＧ）半導体で構成されたＭＯＳＦＥＴを用いることができる。スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２にＷＢＧ半導体を用いることにより、耐電圧性が高く、許容電流密度も高くなるため、モジュールの小型化が可能となる。ＷＢＧ半導体は、耐熱性も高いため、放熱部の放熱フィンの小型化も可能になる。
The switching
制御部１０は、電源電圧検出部５、電源電流検出部６、母線電圧検出部７及びゼロクロス検出部９からそれぞれ出力される信号に基づいて、整流回路３のスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２を動作させる駆動信号を生成する。電源電圧検出部５は、交流電源１の出力電圧の電圧値である電源電圧Ｖｓを検出し、検出結果を示す電気信号を制御部１０へ出力する電圧検出部である。電源電流検出部６は、交流電源１から出力される電流の電流値である電源電流Ｉｓを検出し、検出結果を示す電気信号を制御部１０へ出力する電流検出部である。電源電流Ｉｓは、交流電源１と整流回路３との間に流れる電流の電流値である。なお、電源電流検出部６は、整流回路３に流れる電流が検出できればよいので、設置位置は図１の例に限定されず、整流回路３と平滑コンデンサ４との間であってもよいし、平滑コンデンサ４と負荷５０との間であってもよい。母線電圧検出部７は、母線電圧Ｖｄｃを検出し、検出結果を示す電気信号を制御部１０へ出力する電圧検出部である。母線電圧Ｖｄｃは、整流回路３の出力電圧を平滑コンデンサ４で平滑した電圧である。ゼロクロス検出部９は、交流電源１の電源電圧Ｖｓに応じたＨｉｇｈまたはＬｏｗのゼロクロス（Zero Cross：ＺＣ）信号を制御部１０に出力する。図２は、実施の形態１に係る電力変換装置１００のゼロクロス検出部９が出力するゼロクロス信号を示す図である。ゼロクロス検出部９は、図２の例では電源電圧Ｖｓが正極性のときにＨｉｇｈ、電源電圧Ｖｓが負極性のときにＬｏｗのゼロクロス信号を出力しているがこれに限定されず、図２の例とはＨｉｇｈとＬｏｗとを反転させたゼロクロス信号を出力してもよい。
The
以降の説明において、電源電圧検出部５、電源電流検出部６、母線電圧検出部７及びゼロクロス検出部９を単に検出部と称することがある。また、電源電圧検出部５で検出される電源電圧Ｖｓ、電源電流検出部６で検出される電源電流Ｉｓ、母線電圧検出部７で検出される母線電圧Ｖｄｃ、及びゼロクロス検出部９から出力されるゼロクロス信号を、整流回路３の動作状態を示す物理量と称することがある。制御部１０は、電源電圧Ｖｓ、電源電流Ｉｓ、母線電圧Ｖｄｃ及びゼロクロス信号に応じてスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２のオンオフを制御する。なお、制御部１０は、電源電圧Ｖｓ、電源電流Ｉｓ、母線電圧Ｖｄｃ及びゼロクロス信号のうち、少なくとも１つを用いてスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２のオンオフを制御してもよい。
In the following description, the power supply
次に、実施の形態１に係る電力変換装置１００の基本的な動作を説明する。以下では、交流電源１の正側すなわち交流電源１の正極端子に接続されるスイッチング素子３１１，３２１を、上側スイッチング素子と称する場合がある。また、交流電源１の負側すなわち交流電源１の負極端子に接続されるスイッチング素子３１２，３２２を、下側スイッチング素子と称する場合がある。
Next, the basic operation of the
第１のアーム３１では、上側スイッチング素子と下側スイッチング素子は相補的に動作する。すなわち、上側スイッチング素子及び下側スイッチング素子のうち、一方がオンの場合には他方はオフである。第１のアーム３１を構成するスイッチング素子３１１，３１２は、後述するように、制御部１０により生成される駆動信号であるＰＷＭ信号により駆動される。ＰＷＭ信号に従ったスイッチング素子３１１，３１２のオンまたはオフの動作を、以下ではスイッチング動作とも呼ぶ。交流電源１及びリアクタ２を介した平滑コンデンサ４の短絡を防ぐため、交流電源１から出力される電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値以下の場合には、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３１２はともにオフとなる。以下では、平滑コンデンサ４の短絡をコンデンサ短絡と称する。コンデンサ短絡は、平滑コンデンサ４に蓄えられたエネルギーが放出され、交流電源１に電流が回生される状態である。
In the
第２のアーム３２を構成するスイッチング素子３２１，３２２は、制御部１０により生成される駆動信号によりオンまたはオフとなる。スイッチング素子３２１，３２２は、基本的には、交流電源１から出力される電圧の極性である電源電圧極性に応じてオンまたはオフの状態となる。具体的には、電源電圧極性が正の場合、スイッチング素子３２２はオンであり、かつ、スイッチング素子３２１はオフであり、電源電圧極性が負の場合、スイッチング素子３２１はオンであり、かつ、スイッチング素子３２２はオフである。なお、図１では、制御部１０から整流回路３へ向かう矢印でスイッチング素子３２１，３２２のオンオフを制御する駆動信号、及びスイッチング素子３１１，３１２のオンオフを制御する前述のＰＷＭ信号を示している。
The switching
図１に示す電力変換装置１００では、スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２に対して寄生ダイオード３１１ａ，３１２ａ，３２１ａ，３２２ａのみが記載されているが、一例であり、スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２に対して、整流ダイオード、ショットキーバリアダイオードなどのダイオードが別途並列に接続されていてもよい。また、図１に示す電力変換装置１００では、整流回路３が４つのスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２を備える構成としているが、一方のアームについては２つのスイッチング素子を削除し、２つのダイオードからなる構成にしてもよい。図３は、実施の形態１に係る電力変換装置１００が備える整流回路３の他の例を示す図である。図３では、第２のアーム３２を２つのダイオード３２１ｂ，３２２ｂで構成している例を示している。このように、整流回路３は、スイッチング素子３１１，３１２、及びダイオード３２１ｂ，３２２ｂを併用するような回路構成であってもよい。図３に示すような回路構成であっても、本実施の形態による効果を得ることができる。ただし、図３に示す整流回路３の構成の場合、電力変換装置１００は、スイッチング素子３１１，３１２のオンオフを制御する。以降では、図１に示す電力変換装置１００を例にして説明する。
In the
次に、実施の形態１におけるスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２の状態と実施の形態１に係る電力変換装置１００に流れる電流の経路との関係を説明する。なお、本説明の前に、ＭＯＳＦＥＴの構造について、図４を参照して説明する。
Next, the relationship between the state of the switching
図４は、実施の形態１に係るスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２を構成するＭＯＳＦＥＴの概略構造を示す模式的断面図である。図４には、ｎ型ＭＯＳＦＥＴが例示される。ｎ型ＭＯＳＦＥＴの場合、図４に示すように、ｐ型の半導体基板６００が用いられる。半導体基板６００には、ソース電極Ｓ、ドレイン電極Ｄ及びゲート電極Ｇが形成される。ソース電極Ｓ及びドレイン電極Ｄと接する部位には、高濃度の不純物がイオン注入されてｎ型の領域６０１が形成される。また、半導体基板６００において、ｎ型の領域６０１が形成されない部位とゲート電極Ｇとの間には、酸化絶縁膜６０２が形成される。すなわち、ゲート電極Ｇと、半導体基板６００におけるｐ型の領域６０３との間には、酸化絶縁膜６０２が介在している。
FIG. 4 is a schematic cross-sectional view showing a schematic structure of a MOSFET constituting the
ゲート電極Ｇに正電圧が印加されると、半導体基板６００におけるｐ型の領域６０３と酸化絶縁膜６０２との間の境界面に電子が引き寄せられ、当該境界面が負に帯電する。電子が集まった所は、電子の密度がホール密度よりも高くなりｎ型化する。このｎ型化した部分は電流の通り道となりチャネル６０４と呼ばれる。チャネル６０４は、図４の例では、ｎ型チャネルである。ＭＯＳＦＥＴがオンに制御されることにより、通流する電流は、ｐ型の領域６０３に形成される寄生ダイオードよりも、チャネル６０４に多く流れる。
When a positive voltage is applied to the gate electrode G, electrons are attracted to the boundary surface between the p-
図５は、実施の形態１に係る電力変換装置１００に流れる電流の経路を示す図である。図５では、記載を簡潔にするため、スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２のみ符号を付与している。また、図５では、同期整流制御のためにオンしているスイッチング素子を実線の丸印で示し、電源短絡のためにオンしているスイッチング素子を点線の丸印で示している。
FIG. 5 is a diagram showing a path of a current flowing through the
図５（ａ）は、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値よりも大きく、かつ、電源電圧極性が正のとき、実施の形態１に係る電力変換装置１００に流れる電流の経路を示す図である。図５（ａ）では、電源電圧極性が正であり、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２１がオンであり、スイッチング素子３１２及びスイッチング素子３２２がオフである。スイッチング素子３１１は同期整流制御のためにオンされ、スイッチング素子３２１は電源短絡のためにオンされる。図５（ａ）は、電源電圧極性が正のときの電源短絡モードの状態を示すものである。この状態では、交流電源１、リアクタ２、スイッチング素子３１１、スイッチング素子３２１、交流電源１の順序で電流が流れ、平滑コンデンサ４を経由しない電源短絡経路が形成される。このように、実施の形態１では、寄生ダイオード３１１ａ及び寄生ダイオード３２１ａに電流が流れるのではなく、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２１のそれぞれのチャネルに電流が流れることで、電源短絡経路が形成される。
FIG. 5A is a diagram showing a path of a current flowing through the
図５（ｂ）は、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値よりも大きく、かつ、電源電圧極性が正のとき、実施の形態１に係る電力変換装置１００に流れる電流の経路を示す図である。図５（ｂ）では、電源電圧極性が正であり、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２２がオンであり、スイッチング素子３１２及びスイッチング素子３２１がオフである。スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２２は同期整流制御のためにオンされる。図５（ｂ）は、電源電圧極性が正のときの負荷電力供給モードの状態を示すものである。この状態では、交流電源１、リアクタ２、スイッチング素子３１１、平滑コンデンサ４、スイッチング素子３２２、交流電源１の順序で電流が流れる。このように、実施の形態１では、寄生ダイオード３１１ａ及び寄生ダイオード３２２ａに電流が流れるのではなく、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２２のそれぞれのチャネルに電流が流れることで、同期整流制御が行われる。
FIG. 5B is a diagram showing a path of a current flowing through the
図５（ｃ）は、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値よりも大きく、かつ、電源電圧極性が負のとき、実施の形態１に係る電力変換装置１００に流れる電流の経路を示す図である。図５（ｃ）では、電源電圧極性が負であり、スイッチング素子３１２及びスイッチング素子３２２がオンであり、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２１がオフである。スイッチング素子３１２は同期整流制御のためにオンされ、スイッチング素子３２２は電源短絡のためにオンされる。図５（ｃ）は、電源電圧極性が負のときの電源短絡モードの状態を示すものである。この状態では、交流電源１、スイッチング素子３２２、スイッチング素子３１２、リアクタ２、交流電源１の順序で電流が流れ、平滑コンデンサ４を経由しない電源短絡経路が形成される。このように、実施の形態１では、寄生ダイオード３２２ａ及び寄生ダイオード３１２ａに電流が流れるのではなく、スイッチング素子３２２及びスイッチング素子３１２のそれぞれのチャネルに電流が流れることで、電源短絡経路が形成される。
FIG. 5C is a diagram showing a path of a current flowing through the
図５（ｄ）は、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値よりも大きく、かつ、電源電圧極性が負のとき、実施の形態１に係る電力変換装置１００に流れる電流の経路を示す図である。図５（ｄ）では、電源電圧極性が負であり、スイッチング素子３１２及びスイッチング素子３２１がオンであり、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２２がオフである。スイッチング素子３１２及びスイッチング素子３２１は同期整流制御のためにオンされる。図５（ｄ）は、電源電圧極性が負のときの負荷電力供給モードの状態を示すものである。この状態では、交流電源１、スイッチング素子３２１、平滑コンデンサ４、スイッチング素子３１２、リアクタ２、交流電源１の順序で電流が流れる。このように、実施の形態１では、寄生ダイオード３２１ａ及び寄生ダイオード３１２ａに電流が流れるのではなく、スイッチング素子３２１及びスイッチング素子３１２のそれぞれのチャネルに電流が流れることで、同期整流制御が行われる。
FIG. 5D is a diagram showing a path of a current flowing through the
制御部１０は、以上に述べた電流経路の切り替えを制御することで、電源電流Ｉｓ及び母線電圧Ｖｄｃの値を制御できる。具体的には、制御部１０は、リアクタ２を介して電源短絡する電流経路を生成するようにスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２のオンオフを制御することによって、力率改善制御及び昇圧制御を行う。電力変換装置１００は、電源電圧極性が正のときは図５（ｂ）に示す負荷電力供給モードと図５（ａ）に示す電源短絡モードとを連続的に切り替え、電源電圧極性が負のときは図５（ｄ）に示す負荷電力供給モードと図５（ｃ）に示す電源短絡モードとを連続的に切り替えることで、母線電圧Ｖｄｃの上昇、電源電流Ｉｓの同期整流制御などの動作を実現する。具体的には、制御部１０は、ＰＷＭによるスイッチング動作を行うスイッチング素子３１１，３１２のスイッチング周波数を、電源電圧Ｖｓの極性に応じたスイッチング動作を行うスイッチング素子３２１，３２２のスイッチング周波数よりも高くして、スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２のオンオフを制御する。以降の説明において、スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２を区別しない場合は単にスイッチング素子と称することがある。同様に、寄生ダイオード３１１ａ，３１２ａ，３２１ａ，３２２ａを区別しない場合は単に寄生ダイオードと称することがある。
The
なお、図５に示す各スイッチング素子のスイッチングパターンは一例であり、電力変換装置１００は、図５に示す各スイッチング素子のスイッチングパターン以外の電流経路にすることも可能である。電力変換装置１００は、何れのスイッチングパターンにおいても、本実施の形態の効果を得ることができる。
The switching pattern of each switching element shown in FIG. 5 is an example, and the
次に、制御部１０が、スイッチング素子をオンオフするタイミングについて説明する。図６は、実施の形態１に係る電力変換装置１００において制御部１０がスイッチング素子をオンするタイミングを示す図である。図６において横軸は時間である。図６において、Ｖｓは電源電圧検出部５で検出される電源電圧Ｖｓであり、Ｉｓは電源電流検出部６で検出される電源電流Ｉｓである。図６では、スイッチング素子３１１，３１２が、電源電流Ｉｓの極性に応じてオンオフが制御される電流同期のスイッチング素子であることを示し、スイッチング素子３２１，３２２が、電源電圧Ｖｓの極性に応じてオンオフが制御される電圧同期のスイッチング素子であることを示す。また、図６において、Ｉｔｈは電流閾値を示す。なお、図６では交流電源１から出力される交流電力の１周期を示しているが、制御部１０は、他の周期においても図６に示す制御と同様の制御を行うものとする。
Next, the timing at which the
制御部１０は、電源電圧極性が正の場合、スイッチング素子３２２をオンし、スイッチング素子３２１をオフする。また、制御部１０は、電源電圧極性が負の場合、スイッチング素子３２１をオンし、スイッチング素子３２２をオフする。なお、図６では、スイッチング素子３２２がオンからオフになるタイミングと、スイッチング素子３２１がオフからオンになるタイミングとが同じタイミングであるが、これに限定されない。制御部１０は、スイッチング素子３２２がオンからオフになるタイミングと、スイッチング素子３２１がオフからオンになるタイミングとの間に、スイッチング素子３２１，３２２がともにオフになるデッドタイムを設けてもよい。同様に、制御部１０は、スイッチング素子３２１がオンからオフになるタイミングと、スイッチング素子３２２がオフからオンになるタイミングとの間に、スイッチング素子３２１，３２２がともにオフになるデッドタイムを設けてもよい。
When the power supply voltage polarity is positive, the
制御部１０は、電源電圧極性が正の場合、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値Ｉｔｈ以上になると、スイッチング素子３１１をオンする。その後、制御部１０は、電源電流Ｉｓの絶対値が小さくなり、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値Ｉｔｈよりも小さくなると、スイッチング素子３１１をオフする。また、制御部１０は、電源電圧極性が負の場合、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値Ｉｔｈ以上になると、スイッチング素子３１２をオンする。その後、制御部１０は、電源電流Ｉｓの絶対値が小さくなり、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値Ｉｔｈよりも小さくなると、スイッチング素子３１２をオフする。
When the power supply voltage polarity is positive, the
制御部１０は、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値Ｉｔｈ以下の場合には、上側スイッチング素子のスイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２１が同時にオンしないように制御し、また、下側スイッチング素子のスイッチング素子３１２及びスイッチング素子３２２が同時にオンしないように制御する。これにより、制御部１０は、電力変換装置１００においてコンデンサ短絡を防止できる。制御部１０は、各スイッチング素子を図６に示すようにオンオフすることによって、電力変換装置１００の高効率化を図ることができる。
When the absolute value of the power supply current Is is equal to or less than the current threshold value Is, the
図７は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の電源短絡モードによる力率改善制御における動作波形の例を示す図である。電力変換装置１００による力率改善制御のことをフルＰＡＭ（Pulse Amplitude Modulation）制御と称することがある。スイッチング素子３１１，３１２は、図７に示す駆動信号によって、同期整流制御を行うためのスイッチングを行う。一方、スイッチング素子３２１，３２２は、図７に示す駆動信号、すなわち周波数が数ｋＨｚ以上のＰＷＭ信号によって、スイッチングを行う。電力変換装置１００は、スイッチング素子３２１，３２２が数ｋＨｚ以上の周波数でオンオフすることによって、図５で示した電源短絡モード及び負荷電力供給モードを繰り返し、電源電流を正弦波状態に制御する。ここで、図５及び図７では、スイッチング素子３２１，３２２を１セットとして相補的にスイッチングを行う波形としているが、この役割をスイッチング素子３１１，３１２で実施してもよい。また、図１に示す電力変換装置１００の回路構成において、電源短絡モードを形成するための電流経路は複数存在するが、これはスイッチング素子のオンオフ状態の組み合わせが変わるだけであり、何れの電流経路を用いてもよい。
FIG. 7 is a diagram showing an example of an operation waveform in power factor improvement control in the power supply short-circuit mode of the
図７においてスイッチング素子３２１，３２２を数ｋＨｚ以上の周波数でオンオフさせるＰＷＭ信号を生成する方法について説明する。図８は、実施の形態１に係る電力変換装置１００においてスイッチング素子３２１，３２２をオンオフさせるための一般的なＰＷＭ信号の生成方法を示す図である。電力変換装置１００において、制御部１０は、ハイアクティブのスイッチング素子３２１，３２２をオンオフさせるＰＷＭ信号を生成するため、三角波のキャリア信号と指令ｄｕｔｙとを比較する。なお、図８ではキャリア信号を三角波としているが、一例であり、ＰＷＭ信号を生成可能であれば何れの信号形状であってもよい。図８に示すように、制御部１０は、キャリア信号の谷のタイミングで、電源電圧検出部５で検出される電源電圧Ｖｓ、電源電流検出部６で検出される電源電流Ｉｓ、母線電圧検出部７で検出される母線電圧Ｖｄｃなどの物理量を取得して、図８に示される制御演算期間において制御演算を行う。
FIG. 7 describes a method of generating a PWM signal for turning on / off the switching
図８では、キャリア信号が指令ｄｕｔｙよりも大きい区間でハイアクティブのスイッチング素子３２１をオン、スイッチング素子３２２をオフさせ、指令ｄｕｔｙがキャリア信号よりも大きい区間でハイアクティブのスイッチング素子３２２をオン、スイッチング素子３２１をオフさせる例を示している。制御部１０は、制御演算を行った結果得られた指令ｄｕｔｙを、次のキャリア信号の谷のタイミングで反映させる。制御部１０は、このように制御演算及び指令ｄｕｔｙを反映させる処理を繰り返し実施する。なお、図８では、制御部１０は、キャリア信号の谷のタイミングで各検出部から物理量を取得しているが、各検出部から物理量を取得するタイミングはキャリア信号の谷のタイミングに限定されない。また、図８において、制御演算期間は模式的に示しており、制御部１０での実際の制御演算期間は、図８に示す制御演算期間よりも長くてもよいし、短くてもよい。
In FIG. 8, the high-
図９は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の制御部１０において指令ｄｕｔｙを演算する構成例を示す図である。制御部１０は、図９に示すように、母線電圧制御をメジャーループとし、電源電流制御をマイナーループとした制御構成としている。母線電圧制御は、例えば、ＰＩ（Proportional Integral）制御で構成される。制御部１０は、母線電圧指令値Ｖｄｃ＊と母線電圧Ｖｄｃとの差分に基づいて、ＰＩ制御によって電流指令値Ｉｓ＊を出力する。電源電流制御も、例えば、ＰＩ制御で構成される。制御部１０は、電源電流指令値Ｉｓ_ｓｉｎ＊と電源電流Ｉｓの絶対値である｜Ｉｓ｜との差分に基づいて、ＰＩ制御によって指令ｄｕｔｙであるＤｕｔｙ＊を出力する。ここで、交流電流は正弦波状態であるため、電源電流制御の指令であるＩｓ_ｓｉｎ＊は交流信号でなければならない。そのため、制御部１０は、母線電圧制御の出力であるＩｓ＊に対して、正弦波信号ｓｉｎ（θｓ）の絶対値である｜ｓｉｎ（θｓ）｜を乗算することで指令値を算出する。ここで、θｓは、電源電圧検出部５から得られた電圧値に相関性のある信号より算出した電源電圧Ｖｓの位相を表している。具体的には、制御部１０は、電圧値に相関性のある信号としてゼロクロス検出部９から取得したゼロクロス（ＺＣ）信号を用いて位相計算を行って位相θｓを算出し、位相θｓを用いて正弦波信号ｓｉｎ（θｓ）を生成する。図９において、ａｂｓは絶対値を求める関数を示している。FIG. 9 is a diagram showing a configuration example in which the command duty is calculated by the
図１０は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の制御部１０の演算で使用されるゼロクロス信号及び電源電圧Ｖｓの位相θｓの関係を示す図である。制御部１０は、交流電源１の電源電圧Ｖｓの極性に応じたゼロクロス信号を用いて、電源電圧Ｖｓの位相θｓを０～２πの間でカウントする。図１０では、制御部１０は、電源電圧Ｖｓの位相θｓがゼロクロス信号の立ち上がり時に０にリセットされるようにしているが一例であり、これに限定されない。制御部１０は、電源電圧Ｖｓの位相θｓが、ゼロクロス信号の立ち下がり時に０にリセットされるようにしてもよいし、ゼロクロス信号の立ち上がり時及び立ち下がり時の両方で０にリセットされるようにしてもよい。制御部１０は、図９に示す手順によって、指令ｄｕｔｙであるＤｕｔｙ＊を演算する。制御部１０は、図８で示したように、三角波のキャリア信号と指令ｄｕｔｙであるＤｕｔｙ＊との大小関係に基づいて、スイッチング素子３２１，３２２の駆動信号を生成する。制御部１０は、図７で示した同期整流の動作に従って、スイッチング素子２１１，２１２の駆動信号を生成する。なお、図９に示す制御部１０の構成は一例であり、これに限定されない。FIG. 10 is a diagram showing the relationship between the zero cross signal used in the calculation of the
図１１は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の制御部１０によるスイッチング素子３１１，３１２を用いた同期整流制御の制御処理の例を示すフローチャートである。図１２は、実施の形態１に係る電力変換装置１００における電圧及び電流の極性を示す図である。ここでは、図１２に示す電圧の極性及び電流の極性を正と定義する。制御部１０は、電源電流検出部６で検出された電源電流Ｉｓに基づいて、スイッチング素子３１１，３１２のオンオフ状態の判定を行う。制御部１０は、電源電流Ｉｓが正極性かつ電流閾値Ｉｔｈよりも大きい場合（ステップＳ１：Ｙｅｓ）、スイッチング素子３１１をオン状態、スイッチング素子３１２をオフ状態にする（ステップＳ２）。また、制御部１０は、電源電流Ｉｓが負極性かつ電流閾値Ｉｔｈのマイナス値である－Ｉｔｈよりも小さい場合（ステップＳ１：Ｎｏ、ステップＳ３：Ｙｅｓ）、スイッチング素子３１１をオフ状態、スイッチング素子３１２をオン状態にする（ステップＳ４）。また、制御部１０は、前述の２条件に該当しない場合（ステップＳ３：Ｎｏ）、スイッチング素子３１１，３１２をともにオフ状態にする（ステップＳ５）。制御部１０は、図１１に示す制御処理によって、スイッチング素子３１１，３１２の同期整流制御を実現する。なお、図１１に示す制御処理は一例であって、制御部１０は、図１１に示す制御処理以外の制御処理の手法を用いてもよい。
FIG. 11 is a flowchart showing an example of control processing of synchronous rectification control using
ここで、図８に示すように、キャリア信号のキャリア周波数ｆｃは、スイッチング素子３２１，３２２のスイッチング周波数と同一になる。制御部１０は、図７に示すように、スイッチング素子３２１，３２２をオンオフさせることで、電源短絡モード及び負荷電力供給モードを切り替えることができる。しかしながら、電源電流にはキャリア周波数ｆｃに依存した成分が重畳する。一般的には、キャリア周波数ｆｃのキャリア信号がリアクタ２に流れることによって、リアクタ２内部の電磁加振力が発生し、ノイズが発生する。そのため、本実施の形態では、制御部１０は、リアクタ２によるノイズを抑制するため、ＰＷＭ信号の位相をシフトさせ、スイッチング素子によるスイッチングのタイミングを分散させる。
Here, as shown in FIG. 8, the carrier frequency fc of the carrier signal becomes the same as the switching frequency of the switching
図１３は、実施の形態１に係る電力変換装置１００がスイッチング素子３２１，３２２をオンオフさせるためのＰＷＭ信号を生成する際にＰＷＭ信号の位相をシフトさせる方法を示す図である。ここでは、前述の図８の動作波形との差異について説明する。本実施の形態において、制御部１０は、図１３に示すように、指令ｄｕｔｙに対してｄｕｔｙ＿ｏｆｆｓｅｔだけ増減させる。ｄｕｔｙ＿ｏｆｆｓｅｔは、キャリア信号の比較対象となる指令ｄｕｔｙの値を変更させるための補正値である。具体的には、制御部１０は、演算した指令ｄｕｔｙに対して、キャリア信号がアップカウントしている期間ではｄｕｔｙ＿ｏｆｆｓｅｔを加算し、キャリア信号がダウンカウントしている期間ではｄｕｔｙ＿ｏｆｆｓｅｔを減算する。これにより、スイッチング素子３２１，３２２のオンオフを制御する駆動信号、すなわちＰＷＭ信号の波形は、図１３に示すｔｉｍｅ＿ｏｆｆｓｅｔだけシフトした波形になる。この結果、スイッチング素子３２１，３２２がオンまたはオフしている期間を示すスイッチング波形は、キャリア信号の山谷に対してｔｉｍｅ＿ｏｆｆｓｅｔだけシフトした波形になる。図１３に示すように、スイッチング素子３２１，３２２をオンさせるＰＷＭ信号の期間の中心点は、図８に示すスイッチング素子３２１，３２２をオンさせるＰＷＭ信号の期間の中心点に対して、ｔｉｍｅ＿ｏｆｆｓｅｔだけシフトしている。同様に、スイッチング素子３２１，３２２をオフさせるＰＷＭ信号の期間の中心点は、図８に示すスイッチング素子３２１，３２２をオフさせるＰＷＭ信号の期間の中心点に対して、ｔｉｍｅ＿ｏｆｆｓｅｔだけシフトしている。
FIG. 13 is a diagram showing a method of shifting the phase of the PWM signal when the
図１３では、ｄｕｔｙ＿ｏｆｆｓｅｔを固定値としており、この場合、ＰＷＭ信号がｔｉｍｅ＿ｏｆｆｓｅｔの分、時間シフトするだけである。そのため、制御部１０は、図１４に示すようにｄｕｔｙ＿ｏｆｆｓｅｔを変化させ、ＰＷＭ信号の時間シフト量を変化させる。図１４は、実施の形態１に係る電力変換装置１００において指令ｄｕｔｙに加算または減算するｄｕｔｙ＿ｏｆｆｓｅｔを変化させる方法を示す図である。例えば、制御部１０は、図１４（ａ）に示すように、ｄｕｔｙ＿ｏｆｆｓｅｔを交流電源１の電源電圧Ｖｓの周波数の２倍の周期で正弦波状に変更させる。または、制御部１０は、図１４（ｂ）に示すように、ｄｕｔｙ＿ｏｆｆｓｅｔを交流電源１の電源電圧Ｖｓの周波数の４倍の周期で正弦波状に変更させる。または、制御部１０は、図１４（ｃ）に示すように、ｄｕｔｙ＿ｏｆｆｓｅｔを交流電源１の電源電圧Ｖｓの周波数の２倍の周期で三角波状に変更させる。これにより、電力変換装置１００は、スイッチング素子をオンからオフ、またはオフからオンにするタイミングを分散させることができる。この結果、リアクタ２の電位変動タイミングが分散するため、リアクタ２に掛かる電磁加振力のタイミングが変化し、リアクタ２で発生するノイズのスペクトルピークも変化する。電力変換装置１００は、リアクタ２でノイズが発生するタイミングを変化させることで、リアクタ２において固定周期でノイズが発生する場合と比較して、聴感上のノイズを低減させることができる。
In FIG. 13, the duty_offset is set as a fixed value, and in this case, the PWM signal is only time-shifted by the time_offset. Therefore, the
なお、電力変換装置１００では、一般的に、負荷が大きくなるに連れて指令ｄｕｔｙも大きくなる。ここで、指令ｄｕｔｙ＋ｄｕｔｙ＿ｏｆｆｓｅｔがキャリア信号の高さよりも大きくなる場合、または指令ｄｕｔｙ－ｄｕｔｙ＿ｏｆｆｓｅｔがキャリア信号の谷よりも小さくなる場合、制御部１０は、スイッチング素子３１１，３１２に対して正しい駆動信号を出力できなくなる。そのため、制御部１０は、図１５に示すように、負荷電力に応じて、ｄｕｔｙ＿ｏｆｆｓｅｔの最大値であるｄｕｔｙ＿ｏｆｆｓｅｔ＿ｍａｘを小さくする。図１５は、実施の形態１に係る制御部１０が設定するｄｕｔｙ＿ｏｆｆｓｅｔの最大値を示す図である。これにより、制御部１０は、図１３に示す指令ｄｕｔｙ＋ｄｕｔｙ＿ｏｆｆｓｅｔがキャリア信号の高さよりも大きくならないように、かつ図１３に示す指令ｄｕｔｙ－ｄｕｔｙ＿ｏｆｆｓｅｔがキャリア信号の谷よりも小さくならないように、ＰＷＭ信号の時間シフト量を調整する。図１５では、実線で線形にｄｕｔｙ＿ｏｆｆｓｅｔ＿ｍａｘを低下させる場合、及び破線で非線形にｄｕｔｙ＿ｏｆｆｓｅｔ＿ｍａｘを低下させる場合について示しているが、これらに限定されない。負荷電力が大きくなるに連れてｄｕｔｙ＿ｏｆｆｓｅｔ＿ｍａｘが小さくなる設定であれば、どのような変化形態であってもよい。また、図１５では、横軸を負荷電力としているが、一例でありこれに限定されない。図１５に示すグラフにおいて、横軸を、電力変換装置１００に流れる電流、電力変換装置１００に入力される電力、電力変換装置１００から出力される電力など、負荷電力と相関性のあるパラメータにしてもよい。
In the
図１６は、実施の形態１に係る電力変換装置１００においてｄｕｔｙ＿ｏｆｆｓｅｔが固定値の場合のスイッチング素子のオンオフのタイミングを示す図である。図１６では、図１３に示すスイッチング素子３２１を例にして説明する。図１６では、計算を簡単化するため、キャリア信号の高さを０～１で表現し、時間表記としてキャリア信号の１周期の半分、すなわち半周期を０～１で表現している。また、図１６では、電源短絡モード時間をｏｎとし、負荷電力供給モード時間をｏｆｆとしている。電源短絡モード時間は、図１３においてスイッチング素子３２１がオンし、スイッチング素子３２２がオフする時間である。負荷電力供給モード時間は、図１３においてスイッチング素子３２１がオフし、スイッチング素子３２２がオンする時間である。また、前述の指令ｄｕｔｙに相当するＡは各キャリア周期で固定値とし、前述のｄｕｔｙ＿ｏｆｆｓｅｔに相当するＢは各キャリア周期で固定値としている。すなわち、図１６において、ｏｆｆ１の期間とｏｆｆ１＿ｂｅｆｏｒｅの期間とは同一である。
FIG. 16 is a diagram showing on / off timing of the switching element when the duty_offset is a fixed value in the
まず、キャリア信号がアップカウント時の電源短絡モード時間ｏｎ１は、式（１）で表現される。
ｏｎ１＝１－（Ａ＋Ｂ） …（１）
また、キャリア信号がダウンカウント時の電源短絡モード時間ｏｎ２は、式（２）で表現される。
ｏｎ２＝１－（Ａ－Ｂ） …（２）
したがって、キャリア信号の１周期の電源短絡モード時間ｏｎ３は、式（３）で表現される。
ｏｎ３＝ｏｎ１＋ｏｎ２＝２－２×Ａ …（３）First, the power supply short-circuit mode time on1 when the carrier signal is up-counted is expressed by the equation (1).
on1 = 1- (A + B) ... (1)
Further, the power supply short-circuit mode time on2 when the carrier signal is down-counted is expressed by the equation (2).
on2 = 1- (AB) ... (2)
Therefore, the power supply short-circuit mode time on3 for one cycle of the carrier signal is expressed by the equation (3).
on3 = on1 + on2 = 2-2 × A ... (3)
次に、キャリア信号がアップカウント時の負荷電力供給モード時間ｏｆｆ１は、式（４）で表現される。
ｏｆｆ１＝Ａ＋Ｂ …（４）
また、キャリア信号がダウンカウント時の負荷電力供給モード時間ｏｆｆ２は、式（５）で表現される。
ｏｆｆ２＝Ａ－Ｂ …（５）
したがって、キャリア信号の１周期の負荷電力供給モード時間ｏｆｆ３は、式（６）で表現される。
ｏｆｆ３＝ｏｆｆ１＋ｏｆｆ２＝２Ａ …（６）Next, the load power supply mode time off1 when the carrier signal is up-counted is expressed by the equation (4).
off1 = A + B ... (4)
Further, the load power supply mode time off2 when the carrier signal is down-counted is expressed by the equation (5).
off2 = AB ... (5)
Therefore, the load power supply mode time off3 for one cycle of the carrier signal is expressed by the equation (6).
off3 = off1 + off2 = 2A ... (6)
式（３）から、電源短絡モード時間ｏｎ３の半分の時間、すなわち電源短絡モード時間ｏｎ３の開始時間から電源短絡モード時間ｏｎ３の期間の中心点までの時間ｏｎ＿ｈａｌｆは、式（７）で表現される。
ｏｎ＿ｈａｌｆ＝ｏｎ３÷２＝１－Ａ …（７）
式（６）から、負荷電力供給モード時間ｏｆｆ３の半分の時間、すなわち負荷電力供給モード時間ｏｆｆ３の開始時間から負荷電力供給モード時間ｏｆｆ３の期間の中心点までの時間ｏｆｆ＿ｈａｌｆは、式（８）で表現される。
ｏｆｆ＿ｈａｌｆ＝ｏｆｆ３÷２＝Ａ …（８）
したがって、電源短絡モード時間ｏｎ３の期間の中心点と、負荷電力供給モード時間ｏｆｆ３の期間の中心点との間の半分の時間ｄｅｌ＿ｈａｌｆは、式（９）で表現される。
ｄｅｌ＿ｈａｌｆ＝（ｏｎ＿ｈａｌｆ＋ｏｆｆ＿ｈａｌｆ）÷２＝０．５ …（９）From the equation (3), the time on_half from the start time of the power short circuit mode time on3 to the center point of the period of the power short circuit mode time on3 is expressed by the equation (7). ..
on_half = on3 ÷ 2 = 1-A ... (7)
From the equation (6), the time off_half from the start time of the load power supply mode time off3 to the center point of the period of the load power supply mode time off3 is half the time of the load power supply mode time off3. Be expressed.
off_half = off3/2 = A ... (8)
Therefore, the half-time del_half between the center point of the period of the power short-circuit mode time on3 and the center point of the period of the load power supply mode time off3 is expressed by the equation (9).
del_half = (on_half + off_half) ÷ 2 = 0.5 ... (9)
図１６及び式（９）から、キャリア信号の１キャリア周期中における電源短絡モード時間ｏｎ３の期間の中心点と負荷電力供給モード時間ｏｆｆ３の期間の中心点との間の時間の半分の時間ｄｅｌ＿ｈａｌｆは、ｄｕｔｙ＿ｏｆｆｓｅｔを設定したとしても固定となる。指令ｄｕｔｙ及びｄｕｔｙ＿ｏｆｆｓｅｔが固定の場合、スイッチング素子のオンオフを示すＰＷＭ信号の波形も固定になると言える。すなわち、スイッチング素子の駆動信号は、スイッチング周期の１周期中において、リアクタ２を電源短絡する電流経路を形成させる期間の中心点と、整流回路３の出力に電流経路を形成させる期間の中心点との間の期間の中心点は固定としつつ、リアクタ２を電源短絡するタイミングが変化する。
From FIG. 16 and equation (9), half the time del_half between the center point of the power short-circuit mode time on3 and the center point of the load power supply mode time off3 in one carrier cycle of the carrier signal is , Even if the duty_offset is set, it is fixed. When the command duty and duty_offset are fixed, it can be said that the waveform of the PWM signal indicating the on / off of the switching element is also fixed. That is, the drive signal of the switching element is the center point of the period in which the current path for short-circuiting the
図１６ではｄｕｔｙ＿ｏｆｆｓｅｔが固定値の場合について示していたが、ｄｕｔｙ＿ｏｆｆｓｅｔが変動する場合の動作波形を図１７に示す。図１７は、実施の形態１に係る電力変換装置１００においてｄｕｔｙ＿ｏｆｆｓｅｔが変動する場合のスイッチング素子のオンオフのタイミングを示す図である。図１７では、前述の指令ｄｕｔｙに相当するＡは各キャリア周期で固定値としている。図１７では、キャリア周期が進むごとにｄｕｔｙ＿ｏｆｆｓｅｔがＢ１→Ｂ２→Ｂ３となるように変動している。
Although FIG. 16 shows the case where the duty_offset has a fixed value, FIG. 17 shows an operation waveform when the duty_offset fluctuates. FIG. 17 is a diagram showing on / off timing of the switching element when the duty_offset fluctuates in the
まず、電源短絡モードから負荷電力供給モードに切り替わるタイミングα１１から、次に電源短絡モードが形成されるタイミングα１２までの時間の半分の時間Ｘ１は、式（１０）で表現される。
Ｘ１＝（ｏｆｆ２ａ＋ｏｆｆ１ｂ）÷２＝｛（Ａ－Ｂ１）＋（Ａ＋Ｂ２）｝÷２＝（２Ａ－Ｂ１＋Ｂ２）／２ …(１０)
また、電源短絡モードから負荷電力供給モードに切り替わるタイミングα２１から、次に電源短絡モードが形成されるタイミングα２２までの時間の半分の時間Ｘ２は、式（１１）で表現される。
Ｘ２＝（ｏｆｆ２ｂ＋ｏｆｆ１ｃ）÷２＝｛（Ａ－Ｂ２）＋（Ａ＋Ｂ３）｝÷２＝（２Ａ－Ｂ２＋Ｂ３）／２ …(１１)First, half the time X1 from the timing α11 for switching from the power short-circuit mode to the load power supply mode to the timing α12 for forming the power short-circuit mode is expressed by the equation (10).
X1 = (off2a + off1b) ÷ 2 = {(A-B1) + (A + B2)} ÷ 2 = (2A-B1 + B2) / 2 ... (10)
Further, the time X2, which is half of the time from the timing α21 for switching from the power short-circuit mode to the load power supply mode to the timing α22 for which the power short-circuit mode is formed next, is expressed by the equation (11).
X2 = (off2b + off1c) ÷ 2 = {(A-B2) + (A + B3)} ÷ 2 = (2A-B2 + B3) / 2 ... (11)
前述のように、Ｂ１≠Ｂ２≠Ｂ３のため、Ｘ１≠Ｘ２となる。この状態は、キャリア周期が進むごとに変化し、ｄｕｔｙ＿ｏｆｆｓｅｔが変化することで発生する波形形状になる。したがって、本実施の形態を採用することで、制御部１０は、スイッチング素子の各スイッチング周期において、リアクタ２を電源短絡する電流経路を形成させる期間の中心点が変化するように、スイッチング素子のオンオフを制御する。すなわち、制御部１０で生成されるスイッチング素子の駆動信号は、スイッチング素子の各スイッチング周期において、リアクタ２を電源短絡する電流経路を形成させる期間の中心点が変化する。また、隣接するスイッチング周期において、リアクタ２を電源短絡する電流経路を形成させる期間の中心点同士の間隔も変化することになる。図１７に示されるように、負荷電力供給モードが開始される点から、負荷電力供給モード時間の中心点までの時間が変化されるような動作波形になると言える。また、制御部１０で生成されるスイッチング素子の駆動信号は、整流回路３の出力に電流経路を形成させる期間の開始タイミングと、整流回路３の出力に電流経路を形成させる期間の中心点との間の期間の差分が変化することで、リアクタ２を電源短絡する電流経路を形成する期間のタイミングが変化するとも言える。以降の説明において、整流回路３の出力に電流経路を形成させる期間の開始タイミングと、整流回路３の出力に電流経路を形成させる期間の中心点との間の期間の差分を、第１の差分と称することがある。
As described above, since B1 ≠ B2 ≠ B3, X1 ≠ X2. This state changes as the carrier cycle progresses, and becomes a waveform shape generated by changing the duty_offset. Therefore, by adopting this embodiment, the
制御部１０は、負荷５０の制御状態に応じて、指令ｄｕｔｙおよびｄｕｔｙ＿ｏｆｆｓｅｔを適宜変更し、スイッチング素子のオンオフを制御する。そのため、制御部１０がスイッチング素子のオンオフの制御において電源電圧検出部５で検出される交流電源１の電源電圧Ｖｓの位相を用いる場合、前述の第１の差分は、交流電源１の電源電圧Ｖｓの位相に応じて変化する。また、制御部１０がスイッチング素子のオンオフの制御において電源電流検出部６で検出される交流電源１の電源電流Ｉｓを用いる場合、前述の第１の差分は、交流電源１の電源電流Ｉｓに応じて変化する。また、制御部１０がスイッチング素子のオンオフの制御において電源電流検出部６で検出される整流回路３に流れる電流を用いる場合、前述の第１の差分は、整流回路３に流れる電流に応じて変化する。また、制御部１０がスイッチング素子のオンオフの制御において母線電圧検出部７で検出される、整流回路３から出力される母線電圧Ｖｄｃを用いる場合、前述の第１の差分は、整流回路３から出力される母線電圧Ｖｄｃに応じて変化する。また、制御部１０がスイッチング素子のオンオフの制御において電源電圧検出部５で検出される交流電源１の電源電圧Ｖｓのピーク値、及び母線電圧検出部７で検出される、整流回路３から出力される母線電圧Ｖｄｃを用いる場合、前述の第１の差分は、電源電圧Ｖｓのピーク値と母線電圧Ｖｄｃとの比率に応じて変化する。
The
ここで、図１３に示すように、各スイッチング素子がオンする期間及びオフする期間は、ｄｕｔｙ＿ｏｆｆｓｅｔを使用しない場合と比較して遅れることになる。電力変換装置１００は、図８に示すようにキャリア信号の谷で電流検出を行う場合、各スイッチング素子がオンまたはオフする期間の中心で電流検出することができなくなる。図１８は、実施の形態１に係る電力変換装置１００がスイッチング素子３２１，３２２をオンオフさせるためのＰＷＭ信号の位相をシフトさせたときの電流検出タイミングの第１の例を示す図である。図１８は、図１３と同様、キャリア信号の山谷に対してｔｉｍｅ＿ｏｆｆｓｅｔだけシフトしたスイッチング波形を示している。電力変換装置１００は、図８で示すキャリア信号の谷で電流検出を実施すると、ｔｉｍｅ＿ｏｆｆｓｅｔの分だけシフトする分、各スイッチング素子がオンまたはオフする期間の中心で電流検出することができない。すなわち、電力変換装置１００では、図１８に示す電流検出誤差ΔＩだけの電流検出誤差が発生する。一般的に、時間離散制御の場合、時間離散化した期間での平均物理量に基づいて制御することが原則である。電力変換装置１００では、図１８に示すように平均値に対して検出値に誤差が発生する場合、制御不安定を招くことになる。特に、図１３などに示すように指令ｄｕｔｙは変動し、図８などに示すようにｄｕｔｙ＿ｏｆｆｓｅｔは変動するため、電流検出誤差ΔＩが同時に変化し、制御不安定の傾向が顕著となる。
Here, as shown in FIG. 13, the period during which each switching element is turned on and the period during which it is turned off are delayed as compared with the case where the duty_offset is not used. When the
そのため、電力変換装置１００において、制御部１０は、電流検出タイミングを、ｄｕｔｙ＿ｏｆｆｓｅｔに応じたｔｉｍｅ＿ｏｆｆｓｅｔ分だけシフトさせる。図１９は、実施の形態１に係る電力変換装置１００がスイッチング素子３２１，３２２をオンオフさせるためのＰＷＭ信号の位相をシフトさせたときの電流検出タイミングの第２の例を示す図である。図１９に示すように電流検出タイミングをシフトすることによって、制御部１０は、各スイッチング素子がオンまたはオフする期間の中心、すなわち平均で電源電流Ｉｓを検出することができる。これにより、制御部１０は、制御不安定を招くことなく、リアクタ２に起因するノイズを抑制することができる。
Therefore, in the
制御部１０の動作を、フローチャートを用いて説明する。図２０は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の制御部１０の動作を示すフローチャートである。制御部１０は、電源電圧検出部５、電源電流検出部６、及び母線電圧検出部７のうち少なくとも１つから、整流回路３の動作状態を示す物理量を取得する（ステップＳ１１）。制御部１０は、取得した物理量を用いて指令ｄｕｔｙを演算する（ステップＳ１２）。制御部１０は、取得した物理量を用いて、指令ｄｕｔｙを増減させるためのｄｕｔｙ＿ｏｆｆｓｅｔを設定する（ステップＳ１３）。制御部１０は、指令ｄｕｔｙに対して、キャリア信号がアップカウントしている期間ではｄｕｔｙ＿ｏｆｆｓｅｔを加算し、キャリア信号がダウンカウントしている期間ではｄｕｔｙ＿ｏｆｆｓｅｔを減算する。制御部１０は、ｄｕｔｙ＿ｏｆｆｓｅｔ分増減させた指令ｄｕｔｙとキャリア信号とを比較することによって、各スイッチング素子の駆動信号を生成する（ステップＳ１４）。
The operation of the
つづいて、電力変換装置１００が備える制御部１０のハードウェア構成について説明する。図２１は、実施の形態１に係る電力変換装置１００が備える制御部１０を実現するハードウェア構成の一例を示す図である。制御部１０は、プロセッサ２０１及びメモリ２０２により実現される。
Next, the hardware configuration of the
プロセッサ２０１は、ＣＰＵ（Central Processing Unit、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）ともいう）、またはシステムＬＳＩ（Large Scale Integration）である。メモリ２０２は、ＲＡＭ（Random Access Memory）、ＲＯＭ（Read Only Memory）、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ（Erasable Programmable Read Only Memory）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Electrically Erasable Programmable Read-Only Memory）といった不揮発性または揮発性の半導体メモリを例示できる。またメモリ２０２は、これらに限定されず、磁気ディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、またはＤＶＤ（Digital Versatile Disc）でもよい。
The
以上説明したように、本実施の形態によれば、電力変換装置１００において、制御部１０は、演算した指令ｄｕｔｙにｄｕｔｙ＿ｏｆｆｓｅｔだけ加算または減算し、キャリア信号と比較することによって、ＰＷＭ信号による駆動信号を生成する。制御部１０は、リアクタ２を電源短絡する電流経路を形成させる期間の中心点を変化させることで、隣接する中心点同士の間隔をランダムにできる。これにより、制御部１０は、制御性を劣化させることなく、リアクタ２でのノイズを抑制できる、という効果を奏する。
As described above, according to the present embodiment, in the
実施の形態２．
実施の形態２では、実施の形態１で説明した電力変換装置１００を備えるモータ駆動装置について説明する。
In the second embodiment, the motor drive device including the
図２２は、実施の形態２に係るモータ駆動装置１０１の構成例を示す図である。モータ駆動装置１０１は、負荷であるモータ４２を駆動する。モータ駆動装置１０１は、実施の形態１の電力変換装置１００と、インバータ４１と、モータ電流検出部４４と、インバータ制御部４３とを備える。インバータ４１は、電力変換装置１００から供給される直流電力を交流電力に変換してモータ４２へ出力することにより、モータ４２を駆動する。なお、モータ駆動装置１０１の負荷がモータ４２である場合の例を説明しているが、一例であり、インバータ４１に接続される機器は、交流電力が入力される機器であればよく、モータ４２以外の機器でもよい。
FIG. 22 is a diagram showing a configuration example of the
インバータ４１は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）をはじめとするスイッチング素子を、３相ブリッジ構成または２相ブリッジ構成とした回路である。インバータ４１に用いられるスイッチング素子は、ＩＧＢＴに限定されず、ＷＢＧ半導体で構成されたスイッチング素子、ＩＧＣＴ（Integrated Gate Commutated Thyristor）、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）またはＭＯＳＦＥＴでもよい。
The
モータ電流検出部４４は、インバータ４１とモータ４２との間に流れる電流を検出する。インバータ制御部４３は、モータ電流検出部４４で検出された電流を用いて、モータ４２が所望の回転数にて回転するように、インバータ４１内のスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号を生成してインバータ４１へ印加する。インバータ制御部４３は、制御部１０と同様に、プロセッサ及びメモリにより実現される。なおモータ駆動装置１０１のインバータ制御部４３と、電力変換装置１００の制御部１０は、１つの回路で実現してもよい。
The motor
電力変換装置１００がモータ駆動装置１０１に用いられる場合、整流回路３の制御に必要な母線電圧Ｖｄｃが、モータ４２の運転状態に応じて変化する。一般に、モータ４２の回転数が高回転になる程、インバータ４１の出力電圧を高くする必要がある。このインバータ４１の出力電圧の上限は、インバータ４１への入力電圧、すなわち電力変換装置１００の出力である母線電圧Ｖｄｃにより制限される。インバータ４１からの出力電圧が、母線電圧Ｖｄｃにより制限される上限を超えて飽和する領域を過変調領域と呼ぶ。
When the
このようなモータ駆動装置１０１において、モータ４２が低回転の範囲、すなわち過変調領域に到達しない範囲では、母線電圧Ｖｄｃを昇圧させる必要はない。一方、モータ４２が高回転となった場合には、母線電圧Ｖｄｃを昇圧させることで、過変調領域をより高回転側にすることができる。これにより、モータ４２の運転範囲を高回転側に拡大できる。
In such a
また、モータ４２の運転範囲を拡大する必要がなければ、その分、モータ４２が備える固定子への巻線の巻数を増やすことができる。巻線の巻数を増やすことにより、低回転の領域では、巻線の両端に発生するモータ電圧が高くなり、その分、巻線に流れる電流が低下するため、インバータ４１内のスイッチング素子のスイッチング動作で生じる損失を低減できる。モータ４２の運転範囲の拡大と、低回転の領域の損失改善との双方の効果を得る場合には、モータ４２の巻線の巻数は適切な値に設定される。
Further, if it is not necessary to expand the operating range of the
以上説明したように、本実施の形態によれば、電力変換装置１００を用いることによりアーム間の発熱の偏りが低減され、信頼性が高く高出力のモータ駆動装置１０１を実現できる。
As described above, according to the present embodiment, by using the
実施の形態３．
実施の形態３では、実施の形態２で説明したモータ駆動装置１０１を備える空気調和機について説明する。
In the third embodiment, the air conditioner provided with the
図２３は、実施の形態３に係る空気調和機７００の構成例を示す図である。空気調和機７００は、冷凍サイクル装置の一例であり、実施の形態２のモータ駆動装置１０１及びモータ４２を備える。空気調和機７００は、圧縮機構８７及びモータ４２を内蔵した圧縮機８１と、四方弁８２と、室外熱交換器８３と、膨張弁８４と、室内熱交換器８５と、冷媒配管８６とを備える。空気調和機７００は、室外機が室内機から分離されたセパレート型空気調和機に限定されず、圧縮機８１、室内熱交換器８５及び室外熱交換器８３が１つの筐体内に設けられた一体型空気調和機でもよい。モータ４２は、モータ駆動装置１０１により駆動される。
FIG. 23 is a diagram showing a configuration example of the
圧縮機８１の内部には、冷媒を圧縮する圧縮機構８７と、圧縮機構８７を動作させるモータ４２とが設けられる。圧縮機８１、四方弁８２、室外熱交換器８３、膨張弁８４、室内熱交換器８５及び冷媒配管８６に冷媒が循環することにより、冷凍サイクルが構成される。なお、空気調和機７００が備える構成要素は、冷凍サイクルを備える冷蔵庫または冷凍庫といった機器にも適用可能である。
Inside the
また、本実施の形態では、圧縮機８１の駆動源にモータ４２が利用され、モータ駆動装置１０１によりモータ４２を駆動する構成例を説明した。しかしながら、空気調和機７００が備える不図示の室内機送風機及び室外機送風機を駆動する駆動源にモータ４２を適用し、当該モータ４２をモータ駆動装置１０１で駆動してもよい。また、室内機送風機、室外機送風機及び圧縮機８１の駆動源にモータ４２を適用し、当該モータ４２をモータ駆動装置１０１で駆動してもよい。
Further, in the present embodiment, a configuration example in which the
また、空気調和機７００では、出力が定格出力の半分以下である中間条件、すなわち低出力条件での運転が年間を通じて支配的であるため、中間条件での年間の消費電力への寄与度が高くなる。また、空気調和機７００では、モータ４２の回転数が低く、モータ４２の駆動に必要な母線電圧Ｖｄｃは低い傾向にある。このため、空気調和機７００に用いられるスイッチング素子は、パッシブな状態で動作させることがシステム効率の面から有効である。従って、パッシブな状態から高周波スイッチング状態までの幅広い運転モードで損失の低減が可能な電力変換装置１００は、空気調和機７００にとって有用である。上述した通り、インタリーブ方式ではリアクタ２を小型化できるが、空気調和機７００では、中間条件での運転が多いため、リアクタ２を小型化する必要がなく、電力変換装置１００の構成及び動作の方が、高調波の抑制、電源力率の面で有効である。
Further, in the
また、電力変換装置１００は、スイッチング損失を抑制できるため、電力変換装置１００の温度上昇が抑制され、不図示の室外機送風機のサイズを小型化しても、電力変換装置１００に搭載される基板の冷却能力を確保できる。従って、電力変換装置１００は、高効率であると共に４．０ｋＷ以上の高出力の空気調和機７００に好適である。
Further, since the
また、本実施の形態によれば、電力変換装置１００を用いることによりアーム間の発熱の偏りが低減されるため、スイッチング素子の高周波駆動によるリアクタ２の小型化を実現でき、空気調和機７００の重量の増加を抑制できる。また、本実施の形態によれば、スイッチング素子の高周波駆動により、スイッチング損失が低減され、エネルギー消費率が低く、高効率の空気調和機７００を実現できる。
Further, according to the present embodiment, since the bias of heat generation between the arms is reduced by using the
以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。 The configuration shown in the above-described embodiment shows an example of the content of the present invention, can be combined with another known technique, and is one of the configurations as long as it does not deviate from the gist of the present invention. It is also possible to omit or change the part.
１ 交流電源、２ リアクタ、３ 整流回路、４ 平滑コンデンサ、５ 電源電圧検出部、６ 電源電流検出部、７ 母線電圧検出部、９ ゼロクロス検出部、１０ 制御部、３１ 第１のアーム、３２ 第２のアーム、４１ インバータ、４２ モータ、４３ インバータ制御部、４４ モータ電流検出部、５０ 負荷、８１ 圧縮機、８２ 四方弁、８３ 室外熱交換器、８４ 膨張弁、８５ 室内熱交換器、８６ 冷媒配管、８７ 圧縮機構、１００ 電力変換装置、１０１ モータ駆動装置、２０１ プロセッサ、２０２ メモリ、３１１，３１２，３２１，３２２ スイッチング素子、３１１ａ，３１２ａ，３２１ａ，３２２ａ 寄生ダイオード、３２１ｂ，３２２ｂ ダイオード、５０１ 第１の配線、５０２ 第２の配線、５０３ 第３の配線、５０４ 第４の配線、５０６ 第１の接続点、５０８ 第２の接続点、６００ 半導体基板、６０１，６０３ 領域、６０２ 酸化絶縁膜、６０４ チャネル、７００ 空気調和機。 1 AC power supply, 2 reactor, 3 rectifier circuit, 4 smoothing capacitor, 5 power supply voltage detector, 6 power supply current detector, 7 bus voltage detector, 9 zero cross detector, 10 control unit, 31 first arm, 32nd 2 arm, 41 inverter, 42 motor, 43 inverter control unit, 44 motor current detector, 50 load, 81 compressor, 82 four-way valve, 83 outdoor heat exchanger, 84 expansion valve, 85 indoor heat exchanger, 86 refrigerant Wiring, 87 compression mechanism, 100 power converter, 101 motor drive, 201 processor, 202 memory, 311, 312, 321, 322 switching element, 311a, 312a, 321a, 322a parasitic diode, 321b, 322b diode, 501st Wiring, 502 2nd wiring, 503 3rd wiring, 504 4th wiring, 506 1st connection point, 508 2nd connection point, 600 semiconductor substrate, 601,603 area, 602 oxide insulating film, 604 Channel, 700 air conditioner.
Claims (10)
前記リアクタの前記第２端部に接続され、少なくとも１つ以上のスイッチング素子を備え、前記交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、
前記整流回路の動作状態を示す物理量を検出する検出部と、
前記スイッチング素子の駆動信号を生成する制御部と、
を備え、
前記スイッチング素子の駆動信号は、前記スイッチング素子の各スイッチング周期において、前記リアクタを電源短絡する電流経路を形成させる期間の中心点が変化し、隣接するスイッチング周期において前記中心点同士の間隔が変化する電力変換装置。A reactor having a first end and a second end, the first end of which is connected to an AC power source.
A rectifier circuit connected to the second end of the reactor, comprising at least one switching element, and converting an AC voltage output from the AC power supply into a DC voltage.
A detection unit that detects a physical quantity that indicates the operating state of the rectifier circuit,
A control unit that generates a drive signal for the switching element,
Equipped with
In each switching cycle of the switching element, the drive signal of the switching element changes the center point of the period during which the current path for short-circuiting the reactor is formed, and the distance between the center points changes in the adjacent switching cycle. Power converter.
請求項１から８の何れか一項に記載の電力変換装置と、
前記電力変換装置から出力される直流電力を交流電力に変換して前記モータへ出力するインバータと、
を備えるモータ駆動装置。It is a motor drive device that drives a motor.
The power conversion device according to any one of claims 1 to 8.
An inverter that converts DC power output from the power conversion device into AC power and outputs it to the motor.
A motor drive device.
請求項９に記載のモータ駆動装置と、
を備える空気調和機。With the motor
The motor drive device according to claim 9,
Air conditioner equipped with.
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