JP7033973B2 - Motor control device and motor control method - Google Patents
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Description
本発明は、PMモータの制御において、特に弱め磁束制御を安定的に行う事が可能なモータ制御装置及びモータ制御方法に関するものである。 The present invention relates to a motor control device and a motor control method capable of stably performing weakening magnetic flux control in the control of a PM motor.
多くの家電や機械設備の動力源として電動モータが使用されている。このうち、回転子側に永久磁石を設け、固定子側に電機子巻線を設け、この電機子巻線の磁界を制御することで回転子を回転させるPM(Permanent Magnet)モータ(永久磁石モータ)は、界磁損失が存在しないため低損失、高効率であり、近年の省エネルギー化の流れから大型の機械機器にも多く採用されている。そして、このPMモータの制御方法としては、中・低速回転の動作領域ではモータ効率の高い正弦波パターンを用いた正弦波制御(PWM制御)によって動作制御を行い、高速回転・高トルクの動作領域では出力電圧が高く高出力が可能な矩形波パターンを用いた矩形波制御にて動作制御を行うことが一般的である。 Electric motors are used as a power source for many home appliances and mechanical equipment. Of these, a permanent magnet is provided on the rotor side, an armature winding is provided on the stator side, and a PM (Permanent Magnet) motor (permanent magnet motor) that rotates the rotor by controlling the magnetic field of the armature winding. ) Has low loss and high efficiency because there is no field loss, and is widely used in large machinery and equipment due to the recent trend of energy saving. As a control method for this PM motor, operation control is performed by sine wave control (PWM control) using a sine wave pattern with high motor efficiency in the operation region of medium / low speed rotation, and the operation region of high speed rotation / high torque is performed. In general, operation control is performed by a square wave control using a square wave pattern capable of high output voltage and high output.
しかしながら、永久磁石は磁束が一定のため回転数が上昇するにつれ逆起電力が増大し、ある回転数に達するとこの逆起電力がモータの印加電圧と等しくなり、これ以上電流を流せなくなる。このため、この現象が生じる正弦波制御の高速回転領域では電機子巻線に電流を流下して永久磁石とは逆向きの磁束を発生させ、上記逆起電力を低減する弱め磁束制御を行うのが一般的である。このような弱め磁束制御の例として下記[特許文献1]では、モータのトルクを演算によって求めてトルク制御を行い、このときの電圧位相を操作することで弱め磁束制御を行う技術が開示されている。 However, since the magnetic flux of a permanent magnet is constant, the counter electromotive force increases as the rotation speed increases, and when a certain rotation speed is reached, the counter electromotive force becomes equal to the applied voltage of the motor, and no more current can flow. Therefore, in the high-speed rotation region of sine wave control where this phenomenon occurs, a current flows down the armature winding to generate a magnetic flux in the direction opposite to that of the permanent magnet, and weak magnetic flux control is performed to reduce the counter electromotive force. Is common. As an example of such weakening magnetic flux control, the following [Patent Document 1] discloses a technique for performing torque control by obtaining the torque of a motor by calculation and controlling the weakening magnetic flux by manipulating the voltage phase at this time. There is.
この[特許文献1]に記載の発明では、トルク指令値とトルク推定値との偏差を低減するための補正値の生成にローパスフィルタを用いている。これにより、補正値の急激な変化を抑制することができる。しかしながら、ローパスフィルタを用いた場合、応答性に遅れが生じる場合があり、更なる改善が望まれる。 In the invention described in [Patent Document 1], a low-pass filter is used to generate a correction value for reducing the deviation between the torque command value and the torque estimation value. This makes it possible to suppress a sudden change in the correction value. However, when a low-pass filter is used, there may be a delay in responsiveness, and further improvement is desired.
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、電源電圧や回転速度に急激な変動が生じた場合でも安定的に弱め磁束制御が可能なモータ制御装置及びモータ制御方法の提供を目的とする。 The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide a motor control device and a motor control method capable of stably weakening magnetic flux control even when a sudden fluctuation occurs in a power supply voltage or a rotation speed. ..
(1)PMモータ10を正弦波PWMで制御する正弦波制御部40を少なくとも備えたモータ制御装置において、
前記正弦波制御部40は、
前記PMモータ10のトルク値Tを算出するトルク計算部404と、
外部からのトルク指令値T*と前記トルク値Tとに基づいて電流指令値Ia*を設定する電流指令値設定部402と、
前記電流指令値Ia*に基づいてd軸電流指令値Id**、q軸電流指令値Iq**を生成する電流指令値生成部406と、
前記d軸電流指令値Id**、q軸電流指令値Iq**に基づいてd軸電圧指令値Vd、q軸電圧指令値Vqを生成する電圧指令値生成部416と、を有し、
前記電流指令値生成部406は、
前記d軸電流指令値Id**の元となるd軸電流指令値Id*を生成するsin部464Aと、
前記q軸電流指令値Iq**の元となるq軸電流指令値Iq*を生成するcos部464Bと、
前記電流指令値Ia*にて最大のトルクを出力する電流位相角θi(base)を設定し前記sin部464A及びcos部464Bに出力する位相角設定部462と、
前記PMモータ10のモータ電圧値Vaと、前記PMモータ10が安定的に動作可能な最大の電圧値である目標電圧値Va(ref)と、に基づいて電圧差分ΔVを算出する電圧差分計算部408と、
前記d軸電流指令値Id*を負の方向に増加させる追加d軸電流指令値ΔIdを前記電圧差分ΔVに基づいて算出する追加d軸電流値生成部466と、
前記電圧差分ΔVに基づいて前記q軸電流指令値Iq*の絶対値を減少させるq軸電流指令値補正部468と、を有することを特徴とするモータ制御装置100を提供することにより、上記課題を解決する。
(2)所定のオフセット値aを電圧差分ΔVに合算してq軸電流指令値補正部468に出力することを特徴とする上記(1)記載のモータ制御装置100を提供することにより、上記課題を解決する。
(3)q軸電流指令値補正部468aが、電圧差分ΔVに基づいて追加電流位相角Δθiを設定するとともに、cos部464Bは電流位相角θi(base)と前記追加電流位相角Δθiとが合算した補正位相角θiに基づいてq軸電流指令値Iq*を生成することを特徴とする上記(1)または(2)に記載のモータ制御装置100を提供することにより、上記課題を解決する。
(4)q軸電流指令値補正部468aが、電圧差分ΔVに基づいて追加電流位相角Δθiを設定するとともに、sin部464A及びcos部464Bは電流位相角θi(base)と前記追加電流位相角Δθiとが合算した補正位相角θiに基づいてd軸電流指令値Id*、q軸電流指令値Iq*を生成することを特徴とする上記(1)または(2)に記載のモータ制御装置100を提供することにより、上記課題を解決する。
(5)電圧差分計算部408cが、目標電圧値Va(ref)を算出する目標電圧値算出部484と、モータ電圧値Vaを算出するモータ電圧値算出部482bと、を備え、
前記目標電圧値算出部484が算出した目標電圧値Va(ref)と、前記モータ電圧値算出部482bが算出したモータ電圧値Vaに基づいて電圧差分ΔVを算出することを特徴とする上記(1)乃至(4)のいずれかに記載のモータ制御装置100を提供することにより、上記課題を解決する。
(6)電圧差分計算部408aが、予め設定された目標電圧値Va(ref)と、電圧指令値生成部416が生成したd軸電圧指令値Vd、q軸電圧指令値Vqに基づいて電圧差分ΔVを算出することを特徴とする上記(1)乃至(4)のいずれかに記載のモータ制御装置100を提供することにより、上記課題を解決する。
(7)正弦波制御部40が、d軸電圧指令値Vd、q軸電圧指令値Vqに基づいてモータ電圧値Vaを生成する極座標変換部418をさらに有し、
電圧差分計算部408bが、予め設定された目標電圧値Va(ref)と、前記極座標変換部418が生成したモータ電圧値Vaとに基づいて電圧差分ΔVを算出することを特徴とする上記(1)乃至(4)のいずれかに記載のモータ制御装置100を提供することにより、上記課題を解決する。
(8)電流指令値生成部406からのd軸電流指令値Id**、q軸電流指令値Iq**がそれぞれ入力するd軸ローパスフィルタ490Aと、q軸ローパスフィルタ490Bと、をさらに有し、
前記d軸ローパスフィルタ490A及びq軸ローパスフィルタ490Bは、q軸電流指令値Iq**の絶対値が減少する際には迅速に伝達するとともに、q軸電流指令値Iq**の絶対値が増加する際にはその増加速度を遅らせ、d軸電流指令値Id**の絶対値が増加する際には迅速に伝達するとともに、d軸電流指令値Id**の絶対値が減少する際にはその減少速度をq軸電流指令値Iq**の増加速度よりも遅らせることを特徴とする上記(1)乃至(7)のいずれかに記載のモータ制御装置100を提供することにより、上記課題を解決する。
(9)q軸電流指令値補正部468bが、q軸電流指令値Iq*の絶対値を減少させる追加q軸電流指令値ΔIqを電圧差分ΔVに基づいて設定し、q軸電流指令値Iq*に加算することを特徴とする上記(1)または(2)に記載のモータ制御装置100を提供することにより、上記課題を解決する。
(10)電流指令値生成部406からのd軸電流指令値Id**、q軸電流指令値Iq**がそれぞれ入力するd軸ローパスフィルタ490Aと、q軸ローパスフィルタ490Bと、をさらに有し、
前記d軸ローパスフィルタ490A及びq軸ローパスフィルタ490Bは、q軸電流指令値Iq**の絶対値が減少する際には迅速に伝達するとともに、q軸電流指令値Iq**の絶対値が増加する際にはその増加速度を遅らせ、d軸電流指令値Id**の絶対値が増加する際には迅速に伝達するとともに、d軸電流指令値Id**の絶対値が減少する際にはその減少速度をq軸電流指令値Iq**の増加速度よりも遅らせることを特徴とする上記(9)記載のモータ制御装置100を提供することにより、上記課題を解決する。
(11)PMモータ10を正弦波PWMで制御する正弦波制御部40を少なくとも備えたモータ制御装置のモータ制御方法であって、
前記正弦波制御部40は、
前記PMモータ10のトルク値Tを算出するトルク計算ステップと、
外部からのトルク指令値T*と前記トルク値Tとに基づいて電流指令値Ia*を設定する電流指令値設定ステップと、
前記電流指令値Ia*に基づいてd軸電流指令値Id**、q軸電流指令値Iq**を生成するdq電流指令値生成ステップと、
前記d軸電流指令値Id**、q軸電流指令値Iq**に基づいてd軸電圧指令値Vd、q軸電圧指令値Vqを生成する電圧指令値生成ステップと、を少なくとも実行し、
前記dq電流指令値生成ステップは、
前記d軸電流指令値Id**の元となるd軸電流指令値Id*を生成するd軸電流指令値生成ステップと、
前記q軸電流指令値Iq**の元となるq軸電流指令値Iq*を生成するq軸電流指令値生成ステップと、
前記d軸電流指令値生成ステップとq軸電流指令値生成ステップとで用いられ、前記電流指令値Ia*にて最大のトルクを出力する電流位相角θi(base)を設定する位相角設定ステップと、
前記PMモータ10のモータ電圧値Vaと、前記PMモータ10が安定的に動作可能な最大の電圧値である目標電圧値Va(ref)と、に基づいて電圧差分ΔVを算出する電圧差分計算ステップと、
前記d軸電流指令値Id*を負の方向に増加させる追加d軸電流指令値ΔIdを前記電圧差分ΔVに基づいて算出する追加d軸電流値生成ステップと、
前記電圧差分ΔVに基づいて前記q軸電流指令値Iq*の絶対値を減少させるq軸電流指令値補正ステップと、を有することを特徴とするモータ制御方法を提供することにより、上記課題を解決する。
(12)所定のオフセット値aを電圧差分ΔVに合算してq軸電流指令値補正ステップを行うことを特徴とする上記(11)記載のモータ制御方法を提供することにより、上記課題を解決する。
(13)q軸電流指令値補正ステップが、電圧差分ΔVに基づいて追加電流位相角Δθiを設定するとともに、q軸電流指令値生成ステップは電流位相角θi(base)と前記追加電流位相角Δθiとが合算した補正位相角θiに基づいてq軸電流指令値Iq*を生成することを特徴とする上記(11)または(12)に記載のモータ制御方法を提供することにより、上記課題を解決する。
(14)q軸電流指令値補正ステップが、電圧差分ΔVに基づいて追加電流位相角Δθiを設定するとともに、d軸電流指令値生成ステップ、q軸電流指令値生成ステップは電流位相角θi(base)と前記追加電流位相角Δθiとが合算した補正位相角θiに基づいてd軸電流指令値Id*、q軸電流指令値Iq*を生成することを特徴とする上記(11)または(12)に記載のモータ制御方法を提供することにより、上記課題を解決する。
(15)電圧差分計算ステップが、目標電圧値Va(ref)を算出する目標電圧値算出ステップと、モータ電圧値Vaを算出するモータ電圧値算出ステップと、を備え、
前記目標電圧値算出ステップで算出した目標電圧値Va(ref)と、前記モータ電圧値算出ステップで算出したモータ電圧値Vaに基づいて電圧差分ΔVを算出することを特徴とする上記(11)乃至(14)のいずれかに記載のモータ制御方法を提供することにより、上記課題を解決する。
(16)電圧差分計算ステップが、予め設定された目標電圧値Va(ref)と、電圧指令値生成ステップで生成したd軸電圧指令値Vd、q軸電圧指令値Vqに基づいて電圧差分ΔVを算出することを特徴とする上記(11)乃至(14)のいずれかに記載のモータ制御方法を提供することにより、上記課題を解決する。
(17)正弦波制御部40が、d軸電圧指令値Vd、q軸電圧指令値Vqに基づいてモータ電圧値Vaを生成する極座標変換部418をさらに有し、
電圧差分計算ステップが、予め設定された目標電圧値Va(ref)と、前記極座標変換部418が生成したモータ電圧値Vaとに基づいて電圧差分ΔVを算出することを特徴とする上記(11)乃至(14)のいずれかに記載のモータ制御方法を提供することにより、上記課題を解決する。
(18)dq電流指令値生成ステップで生成されたd軸電流指令値Id**、q軸電流指令値Iq**がそれぞれ入力するd軸ローパスフィルタ490Aと、q軸ローパスフィルタ490Bと、をさらに有し、
前記d軸ローパスフィルタ490A及びq軸ローパスフィルタ490Bは、q軸電流指令値Iq**の絶対値が減少する際には迅速に伝達するとともに、q軸電流指令値Iq**の絶対値が増加する際にはその増加速度を遅らせ、d軸電流指令値Id**の絶対値が増加する際には迅速に伝達するとともに、d軸電流指令値Id**の絶対値が減少する際にはその減少速度をq軸電流指令値Iq**の増加速度よりも遅らせることを特徴とする上記(11)乃至(17)のいずれかに記載のモータ制御方法を提供することにより、上記課題を解決する。
(19)q軸電流指令値補正ステップが、q軸電流指令値Iq*の絶対値を減少させる追加q軸電流指令値ΔIqを電圧差分ΔVに基づいて設定し、q軸電流指令値Iq*に加算することを特徴とする上記(11)または(12)に記載のモータ制御方法を提供することにより、上記課題を解決する。
(20)dq電流指令値生成ステップで生成されたd軸電流指令値Id**、q軸電流指令値Iq**がそれぞれ入力するd軸ローパスフィルタ490Aと、q軸ローパスフィルタ490Bと、をさらに有し、
前記d軸ローパスフィルタ490A及びq軸ローパスフィルタ490Bは、q軸電流指令値Iq**の絶対値が減少する際には迅速に伝達するとともに、q軸電流指令値Iq**の絶対値が増加する際にはその増加速度を遅らせ、d軸電流指令値Id**の絶対値が増加する際には迅速に伝達するとともに、d軸電流指令値Id**の絶対値が減少する際にはその減少速度をq軸電流指令値Iq**の増加速度よりも遅らせることを特徴とする上記(19)記載のモータ制御方法を提供することにより、上記課題を解決する。
(1) In a motor control device including at least a sine
The sine
The
The current command
The current
It has a voltage command
The current command
The
The
The current phase angle θi (base) that outputs the maximum torque is set by the current command value Ia * , and the phase
A voltage difference calculation unit that calculates a voltage difference ΔV based on the motor voltage value Va of the
An additional d-axis
By providing the
(2) The above-mentioned problem by providing the
(3) The q-axis current command
(4) The q-axis current command
(5) The voltage
The above (1) is characterized in that the voltage difference ΔV is calculated based on the target voltage value Va (ref) calculated by the target voltage
(6) The voltage
(7) The sine
The voltage
(8) Further has a d-axis low-
The d-axis low-
(9) The q-axis current command
(10) Further has a d-axis low-
The d-axis low-
(11) A motor control method for a motor control device including at least a sine
The sine
A torque calculation step for calculating the torque value T of the
A current command value setting step for setting a current command value Ia * based on an external torque command value T * and the torque value T, and a current command value setting step.
The dq current command value generation step for generating the d-axis current command value Id ** and the q-axis current command value Iq ** based on the current command value Ia * , and
At least the voltage command value generation step of generating the d-axis voltage command value Vd and the q-axis voltage command value Vq based on the d-axis current command value Id ** and the q-axis current command value Iq ** is executed.
The dq current command value generation step is
The d-axis current command value generation step for generating the d-axis current command value Id * , which is the source of the d-axis current command value Id ** , and the d-axis current command value generation step.
The q-axis current command value generation step for generating the q-axis current command value Iq * , which is the source of the q-axis current command value Iq ** , and the step of generating the q-axis current command value.
A phase angle setting step used in the d-axis current command value generation step and the q-axis current command value generation step to set the current phase angle θi (base) that outputs the maximum torque at the current command value Ia * . ,
A voltage difference calculation step for calculating a voltage difference ΔV based on the motor voltage value Va of the
An additional d-axis current value generation step of calculating an additional d-axis current command value ΔId that increases the d-axis current command value Id * in the negative direction based on the voltage difference ΔV, and an additional d-axis current value generation step.
The above problem is solved by providing a motor control method characterized by having a q-axis current command value correction step for reducing the absolute value of the q-axis current command value Iq * based on the voltage difference ΔV. do.
(12) The above problem is solved by providing the motor control method according to (11) above, which comprises adding a predetermined offset value a to a voltage difference ΔV and performing a q-axis current command value correction step. ..
(13) The q-axis current command value correction step sets the additional current phase angle Δθi based on the voltage difference ΔV, and the q-axis current command value generation step has the current phase angle θi (base) and the additional current phase angle Δθi. The above problem is solved by providing the motor control method according to (11) or (12) above, which generates the q-axis current command value Iq * based on the corrected phase angle θi summed up with and. do.
(14) The q-axis current command value correction step sets the additional current phase angle Δθi based on the voltage difference ΔV, and the d-axis current command value generation step and the q-axis current command value generation step are the current phase angle θi (base) . ) And the additional current phase angle Δθi to generate the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq * based on the corrected phase angle θi (11) or (12). The above problem is solved by providing the motor control method according to the above.
(15) The voltage difference calculation step includes a target voltage value calculation step for calculating the target voltage value Va (ref) and a motor voltage value calculation step for calculating the motor voltage value Va.
The voltage difference ΔV is calculated based on the target voltage value Va (ref) calculated in the target voltage value calculation step and the motor voltage value Va calculated in the motor voltage value calculation step. The above problem is solved by providing the motor control method according to any one of (14).
(16) The voltage difference calculation step calculates the voltage difference ΔV based on the preset target voltage value Va (ref) , the d-axis voltage command value Vd generated in the voltage command value generation step, and the q-axis voltage command value Vq. The above problem is solved by providing the motor control method according to any one of (11) to (14) above, which comprises calculating.
(17) The sine
The voltage difference calculation step is characterized in that the voltage difference ΔV is calculated based on the preset target voltage value Va (ref) and the motor voltage value Va generated by the polar coordinate conversion unit 418 (11). The above problem is solved by providing the motor control method according to any one of (14) to (14).
(18) The d-axis low-
The d-axis low-
(19) The q-axis current command value correction step sets an additional q-axis current command value ΔIq that reduces the absolute value of the q-axis current command value Iq * based on the voltage difference ΔV, and sets the q-axis current command value Iq * . The above problem is solved by providing the motor control method according to the above (11) or (12), which comprises adding.
(20) Further, a d-axis low-
The d-axis low-
本発明に係るモータ制御装置及びモータ制御方法は、モータ電圧値Vaが目標電圧値Va(ref)を超えた場合に、その電圧差分ΔVに応じた追加d軸電流値ΔIdを出力しd軸電流指令値Id*を負の方向に増加させ、モータ電圧値Vaを低減する。これにより、PMモータ10を安定制御が可能でかつ最大トルクとなるモータ電圧値Vaで動作させることができる。また、本発明に係るモータ制御装置及びモータ制御方法は、上記の構成に加え、q軸電流指令値Iq**の絶対値を減少させるq軸電流指令値補正部を有している。これにより、モータ電圧値Vaをさらに低減することができる。これにより、モータ電流を制御するためのマージンをさらに確保することができ、急激な電源電圧Vdcの低下や電気角速度ωの変動に対しても継続して安定した弱め磁束制御を行うことができる。
The motor control device and the motor control method according to the present invention output an additional d-axis current value ΔId corresponding to the voltage difference ΔV when the motor voltage value Va exceeds the target voltage value Va (ref) , and the d-axis current. The command value Id * is increased in the negative direction to reduce the motor voltage value Va. As a result, the
本発明に係るモータ制御装置100及びモータ制御方法の実施の形態について図面に基づいて説明する。ここで、図1は本発明に係るモータ制御装置100の全体的なブロック図である。本発明に係るモータ制御装置100は、PMモータ(永久磁石モータ)10の動作を制御するものであり、PMモータ10を正弦波PWMで制御する正弦波制御部40を少なくとも備えている。また、本発明を適用するモータ制御装置100は、その他の基本的な構成としてPMモータ10に3相交流の駆動電流Iu、Iv、Iwを流下させるインバータ20と、この駆動電流Iu、Iv、(Iw)の値を取得する駆動電流検出部12u、12vと、PMモータ10の電気角θを取得する角度検出部14と、駆動電流検出部12u、12vが取得した駆動電流Iu、Iv、(Iw)をd軸フィードバック電流値Id、q軸フィードバック電流値Iqに変換する3相/dq変換部22と、外部(システムの上位の制御部等)から指示されるトルク指令値T*に基づいて矩形波制御モードにおけるd軸電圧指令値Vd、q軸電圧指令値Vqを生成する周知の矩形波制御部50と、PMモータ10の制御を正弦波制御部40と矩形波制御部50とで切り替える切替部24と、正弦波制御部40もしくは矩形波制御部50から出力されたd軸電圧指令値Vd、q軸電圧指令値VqをU相、V相、W相の三相電圧指令値Vu、Vv、Vwに変換するdq/3相変換部32と、三相電圧指令値Vu、Vv、Vwと所定の周期の三角波とを比較してインバータ20をスイッチングする駆動信号Su、Sv、Swを生成する駆動信号生成部36と、を有している。尚、dq/3相変換部32と駆動信号生成部36とが制御信号生成部30を構成する。
An embodiment of the
モータ制御装置100を構成するインバータ20は駆動信号生成部36から出力されるHi-Lowの駆動信号Su、Sv、Swによってスイッチング動作して、バッテリ等の周知の直流電源部18からの直流電力を駆動信号Su、Sv、Swに基づく3相の交流電圧に変換して出力する。これにより、PMモータ10の電機子巻線には位相が1/3周期(2/3π(rad))づつずれた3相の駆動電流Iu、Iv、Iwがそれぞれ流下する。
The
また、PMモータ10は、前述のように回転子側に永久磁石を設けるとともに、固定子側に3相の電機子巻線を設け、この3相の電機子巻線に前述の駆動電流Iu、Iv、Iwをそれぞれ流下させることで各電機子巻線の磁極及び磁束を連続的に変化させ、回転子を回転させるものである。尚、PMモータ10としては永久磁石を回転子に埋め込んだIPM(Interior Permanent Magnet)モータを用いることが好ましい。
Further, the
また、PMモータ10には周知の冷却機構101を設けることが好ましい。ここで、冷却機構101は、例えばPMモータ10の周囲に設けられ冷却水を流下することでPMモータ10を冷却するウォータージャケット102と、このウォータージャケット102に流下する冷却水を循環させるポンプ手段104と、冷却水を所定の熱交換によって冷却するラジエータ等の熱交換手段106と、冷却水の水温を取得する周知の温度取得手段108と、を有している。尚、冷却機構101の冷却水はPMモータ10を冷却するとともに、インバータ20内のパワー素子(スイッチング素子)等の冷却に用いることが好ましい。また、温度取得手段108は冷却水の水温Tempにより、間接的にPMモータ10の永久磁石の温度(推定温度)を取得するものであり、インバータ20を冷却した後の水温を取得することが好ましい。この構成によれば、温度取得手段108をインバータ20の近傍に設置することが可能となり、温度取得手段108の信号配線を短くすることができる。これにより、信号配線の取り回しが容易となる他、断線に対する信頼性を向上することができる。また、インバータ20冷却後の冷却水の水温Tempから永久磁石の推定温度を取得することにより、短期的に温度が増減するPMモータ10の電機子巻線の温度変化の影響を低減することができる。また、温度取得手段108で取得された水温Tempは誘起電圧定数補正部110に入力し、誘起電圧定数補正部110は入力した水温TempからPMモータ10の永久磁石の推定温度を間接的に取得し、この永久磁石の推定温度によってPMモータ10の誘起電圧定数φaを補正し出力する。このとき、誘起電圧定数補正部110は、トルク計算用と電圧計算用とで推定温度の異なる誘起電圧定数φa(T)、φa(Va)を出力することが好ましい。
Further, it is preferable that the
また、駆動電流検出部12u、12vはインバータ20のスイッチング動作により流下する駆動電流Iu、Iv、Iwを非接触で取得可能な周知の電流センサを用いることができる。尚、本例では駆動電流Iu、Iv、Iwのうちの2つの駆動電流Iu、Ivを取得し、d軸、q軸フィードバック電流値Id、Iqに変換する例を示している。
Further, the drive
また、角度検出部14としては、回転子の角度を取得可能な周知の角度センサを用いることができる。中でもレゾルバ回転角センサを用いて、PMモータ10の電気角θを取得することが特に好ましい。尚、上記の電気角θと駆動電流Iu、Ivの取得は、三角波の頂点と谷の両方のタイミングで行い、三角波の半周期毎にモータ制御装置100の各部にて使用することが好ましい。そして、角度検出部14が取得した電気角θは角速度演算部16にも出力され、この角速度演算部16は入力した電気角θから電気角速度ω(rad/s)を算出し、モータ制御装置100の各部に出力する。
Further, as the
また、3相/dq変換部22は、角度検出部14が取得したPMモータ10の電気角θ(rad)に基づいて駆動電流検出部12u、12vが取得した駆動電流Iu、Iv、(Iw)の値に対する3相2相変換及び回転座標変換を行い、駆動電流Iu、Iv、(Iw)をd軸電流値(磁束分電流値)Idとq軸電流値(トルク分電流値)Iqとに変換する。そして、これらをd軸フィードバック電流値Id、q軸フィードバック電流値Iqとして切替部24に出力する。
Further, the three-phase /
切替部24はPMモータ10の運転状況(トルク、回転数)に応じてd軸電圧指令値Vd、q軸電圧指令値Vqの生成方法を切り替える切り替え回路であり、PMモータ10が所定の中・低速回転で動作する場合には正弦波制御部40による正弦波制御モードによってPMモータ10を動作させる。また、PMモータ10が所定の高回転速度、高トルクで動作する場合にはPMモータ10の制御を矩形波制御部50に切り替えて矩形波制御モードによって動作させる。
The switching
また、矩形波制御部50は、d軸フィードバック電流値Id、q軸フィードバック電流値IqからPMモータ10のトルクTを算出して、このトルクTと外部から指示されるトルク指令値T*とに基づいてd軸電圧指令値Vd、q軸電圧指令値Vqを周知の手法によって生成し、切替部24を介して制御信号生成部30に出力する。この際、矩形波制御モードにおける電圧指令値|Va|及び後述するキャリア設定情報Scを制御信号生成部30に出力するようにしても良い。
Further, the square
次に、正弦波制御部40は、電流指令値設定部402と、トルク計算部404と、電流指令値生成部406と、電圧差分計算部408と、電圧指令値生成部416と、を基本構成として有している。また、正弦波制御部40は、極座標変換部418と、同期制御部419と、を有している。
Next, the sine
正弦波制御部40を構成する電圧指令値生成部416は、電流指令値生成部406から入力するd軸電流指令値Id**、q軸電流指令値Iq**と3相/dq変換部22から入力するd軸フィードバック電流値Id、q軸フィードバック電流値Iqとに基づいて、周知の演算処理を行いd軸電圧指令値Vd、q軸電圧指令値Vqを生成し切替部24を介して制御信号生成部30に出力する(電圧指令値生成ステップ)。
The voltage command
また、極座標変換部418は電圧指令値生成部416で生成されるd軸、q軸電圧指令値Vd、Vq(周知の電流積分制御と非干渉制御の出力値により生成され電流比例制御による値が加算される前のものが好ましい)に対し極座標変換を施して、電圧位相θvと電圧指令値|Va|とを取得する。そして、極座標変換部418は電圧位相θvを同期制御部419に出力する。また、制御信号生成部30が線形補正部38を有する場合には、電圧指令値|Va|を線形補正部38に出力し、d軸、q軸電圧指令値Vd、Vq及び電圧指令値|Va|と、インバータ出力電圧の基本波成分との非線形性を補正するようにしても良い。
Further, the polar coordinate
また、同期制御部419は、極座標変換部418で得られた電圧位相θvと電気角速度ωと電気角θとから三角波のキャリア設定情報Scを生成し駆動信号生成部36の三角波生成部34に出力する。尚、キャリア設定情報Scは三角波生成部34で生成される三角波の周波数を適切な状態に維持するために用いられる。
Further, the
そして、制御信号生成部30を構成するdq/3相変換部32には上記のd軸、q軸電圧指令値Vd、Vqと、角度検出部14からの電気角θと角速度演算部16からの電気角速度ωが入力し、この電気角θと電気角速度ωとに基づいてインバータ20がスイッチング動作を行う新たなタイミングの予測電気角θ’を算出し、この予測電気角θ’に基づいてd軸、q軸電圧指令値Vd、Vqを三相電圧指令値Vu、Vv、Vwに変換し、駆動信号生成部36に出力する。
Then, the dq / 3
また、駆動信号生成部36は三角波生成部34を有しており、この三角波生成部34には前述のキャリア設定情報Scが入力して、このキャリア設定情報Scに基づいた周期の三角波を生成する。そして、駆動信号生成部36はこの三角波と三相電圧指令値Vu、Vv、Vwとをそれぞれ三角波比較する。これにより、Hi-Lowの駆動信号Su、Sv、Swが生成される。
Further, the drive
そして、インバータ20は駆動信号生成部36から出力される駆動信号Su、Sv、Swにより内部のスイッチング素子がオン・オフし、直流電源部18からの直流電力を駆動信号Su、Sv、Swに基づく交流電圧に変換して出力する。これにより、PMモータ10の電機子巻線には位相が1/3周期(2/3π(rad))づつずれた交流の駆動電流Iu、Iv、Iwがそれぞれ流下する。これにより、PMモータ10がトルク指令値T*に応じたトルクで回転動作する。
Then, in the
次に、正弦波制御部40を構成する電流指令値設定部402、トルク計算部404、電流指令値生成部406(406a~406c)、電圧差分計算部408(408a~408c)の構成を図2~図6に示す部分拡大図を用いて説明する。ここで、図2~図6は図1中のブロックAの部分拡大図である。
Next, the configuration of the current command
先ず、トルク計算部404には電流指令値生成部406で生成されたd軸、q軸電流指令値Id**、Iq**が入力する。そして、トルク計算部404は入力したd軸、q軸電流指令値Id**、Iq**をベクトル合成し、その絶対値である電流指令絶対値|Ia**|と、その位相角である電流指令位相角θi’とを算出する。そして、予め設定されているインダクタンスマップ442を参照し、算出された電流指令絶対値Ia**と電流指令位相角θi’とに対応する(Ld-Lq)の値を取得する。尚、(Ld-Lq)はPMモータ10のd軸インダクタンスLdとq軸インダクタンスLqとの差分である。また、トルク計算部404は予め設定されているトルク補正マップ444を参照し、算出された電流指令絶対値Ia**と電流指令位相角θi’とに対応するトルク補正値ATを取得する。さらに、トルク計算部404には誘起電圧定数補正部110からの誘起電圧定数φa(T)が入力する。そして、トルク計算部404は、これらd軸、q軸電流指令値Id**、Iq**、誘起電圧定数φa(T)、Ld-Lq、トルク補正値ATとからPMモータ10のトルクTを例えば下記(A)式に基づいて算出する。
T=P(ATφa(T)Iq**+(Ld-Lq)Id**Iq**)[N・m]・・(A)
尚、PはPMモータの永久磁石の極対数である。そして、トルク計算部404は算出したトルクTを電流指令値設定部402に出力する(トルク計算ステップ)。
First, the d-axis, q-axis current command values Id ** , and Iq ** generated by the current command
T = P ( AT φa (T) IQ ** + (Ld-Lq) Id ** Iq ** ) [N ・ m] ・ ・ (A)
Note that P is the number of pole pairs of the permanent magnets of the PM motor. Then, the
尚、トルク計算部404は電流指令値生成部406で生成されたd軸、q軸電流指令値Id**、Iq**に基づいてトルクTを算出するため、追加d軸電流値生成部466、q軸電流指令値補正部468がd軸、q軸電流指令値Id*、Iq*を増減した場合でも、PMモータ10のトルクをトルク指令値T*に一致させることができる。
Since the
また、電流指令値設定部402はトルクリミッタ部420、電流指令値演算部424、電流リミッタ部422、トルクリミットマップ420a、電流リミットマップ422aを有しており、外部からのトルク指令値T*は先ずトルクリミッタ部420に入力する。また、トルクリミットマップ420a、電流リミットマップ422aには直流電源部18の電源電圧Vdc及びPMモータ10の電気角速度ωが入力し、トルクリミットマップ420aは入力した電源電圧Vdc、電気角速度ωにおける動作時に安定的に制御が可能な上限のトルクリミット値を予め設定されたデータマップから選択し、トルクリミッタ部420に出力する。そして、トルクリミッタ部420は入力したトルク指令値T*がトルクリミット値を超えている場合、トルク指令値T*をこのトルクリミット値に制限する。そして、このトルク指令値T*はトルク計算部404から入力したトルクTが減算され、その差分ΔTが電流指令値演算部424に入力する。
Further, the current command
また、電流リミットマップ422aは入力した電源電圧Vdc、電気角速度ωにおける動作時に安定的に制御が可能な上限の電流リミット値を予め設定されたデータマップから選択し、電流指令値演算部424及び電流リミッタ部422に出力する。
Further, the
そして、電流指令値演算部424は入力した差分ΔTに対して周知の積分制御、比例制御等を行い電流指令値Ia*を生成する。尚、この際の積分制御には前述の電流リミット値による制限が行われる。算出された電流指令値Ia*は電流リミッタ部422に出力され、電流リミッタ部422は入力した電流指令値Ia*が電流リミット値を超えている場合、この電流リミット値に制限して電流指令値生成部406に出力する(電流指令値設定ステップ)。
Then, the current command
次に、本発明の特徴的な構成である電流指令値生成部406及び電圧差分計算部408の構成を説明する。先ず、図2を用いて第1の形態の電圧差分計算部408aを説明する。図2に示す第1の形態の電圧差分計算部408aは目標電圧値設定部480を有しており、この目標電圧値設定部480には予め実測等で取得された目標電圧値Va(ref)が電圧利用率K毎に設定されている。尚、目標電圧値Va(ref)とは電圧利用率KでPMモータ10を動作させる際に安定的に動作可能な最大の電圧値である。
Next, the configurations of the current command
また、電圧差分計算部408aは第1の形態のモータ電圧値算出部482aを有しており、この第1の形態のモータ電圧値算出部482aには電圧指令値生成部416で生成されたd軸電圧指令値Vd、q軸電圧指令値Vqが入力する。そして、モータ電圧値算出部482aは下記式に基づいてモータ電圧値Vaを算出する。
Va=(Vd2+Vq2)1/2
また、目標電圧値設定部480は電圧利用率Kと対応する目標電圧値Va(ref)を選択する。尚、電圧利用率Kは後述の電圧利用率データマップ484b等から直流電源部18の電源電圧Vdcと対応した電圧利用率Kを選択して設定しても良い。
Further, the voltage
Va = (Vd 2 + Vq 2 ) 1/2
Further, the target voltage
そして、第1の形態の電圧差分計算部408aは、モータ電圧値算出部482aが算出したモータ電圧値Vaから目標電圧値設定部480が選択した目標電圧値Va(ref)を減算することで電圧差分ΔVを生成し、電流指令値生成部406に出力する。
Then, the voltage
尚、電圧差分計算部408は図3の第2の形態の電圧差分計算部408bに示すように極座標変換部418等で算出された電圧指令値|Va|を直接取得してモータ電圧値Vaとし、電圧差分ΔVを生成するようにしても良い。
As shown in the voltage
また、電圧差分計算部は図4の第3の形態の電圧差分計算部408cに示すように目標電圧値Va(ref)とモータ電圧値Vaとを計算で求めるようにしても良い。ここで、第3の形態の電圧差分計算部408cは、目標電圧値Va(ref)を算出する目標電圧値算出部484と、モータ電圧値Vaを算出する第2の形態のモータ電圧値算出部482bとを有している。そして、目標電圧値算出部484には電源電圧Vdcとd軸、q軸電流指令値Id**、Iq**が入力する。そして、下記式に基づいて電流指令絶対値Ia**を算出する。
Ia**=(Id**2+Iq**2)1/2
そして、算出した電流指令絶対値Ia**と対応する電圧降下値V(drop)を電圧降下データマップ484aより取得する。尚、電圧降下値V(drop)は流下電流に応じて変化するインバータ20のスイッチング素子に関する電圧降下の値であり、電圧降下データマップ484aはスイッチング素子の特性データシート等に基づいて作成される。
Further, the voltage difference calculation unit may calculate the target voltage value Va (ref) and the motor voltage value Va as shown in the voltage
Ia ** = (Id ** 2 + Iq ** 2 ) 1/2
Then, the calculated current command absolute value Ia ** and the corresponding voltage drop value V (drop) are acquired from the voltage
また、目標電圧値算出部484は入力した電源電圧Vdcに対応した電圧利用率Kを電圧利用率データマップ484bから取得して、下記式に基づいて目標電圧値Va(ref)を算出する(目標電圧値算出ステップ)。
Va(ref)=K・(Vdc-V(drop))
Further, the target voltage
Va (ref) = K. (Vdc-V (drop) )
また、第2の形態のモータ電圧値算出部482bは、モータ電圧値Vaを算出する演算部489と、d軸インダクタンスLd、q軸インダクタンスLqが記録されたインダクタンスマップ488と、q軸インダクタンス補正係数が記録されたq軸インダクタンス補正係数マップ486と、を有している。そして、q軸インダクタンス補正係数マップ486には、温度取得手段108で取得された冷却水の水温Tempと、極座標変換部418で算出された電圧指令値|Va|と、PMモータ10の巻線温度Tcと、が入力し、これら水温Temp、電圧指令値|Va|、巻線温度Tcと対応するq軸インダクタンス補正係数CLqを予め設定されているデータマップから選択し演算部489に出力する。尚、巻線温度Tcは例えばPMモータ10の電機子巻線にサーミスタ等の温度センサを設けることで取得することができる。
Further, the motor voltage
また、演算部489には、d軸、q軸電流指令値Id**、Iq**が入力し、演算部489は入力したd軸、q軸電流指令値Id**、Iq**に基づいて電流指令絶対値Ia**と電流指令位相角θi’とを算出する。そして、インダクタンスマップ488を参照し、算出された電流指令絶対値Ia**、電流指令位相角θi’と対応するd軸インダクタンスLd、q軸インダクタンスLqの値を取得する。またこのとき、演算部489は電圧補正マップを参照し、電流指令絶対値Ia**、電流指令位相角θi’と対応する電圧補正値を取得し、モータ電圧値Vaの補正を行うようにしても良い。
Further, the d-axis and q-axis current command values Id ** and Iq ** are input to the
また、演算部489には、誘起電圧定数補正部110からPMモータ10の磁石の推定温度と対応した誘起電圧定数φa(Va)と、PMモータ10の電気角速度ωとが入力し、演算部489はこれらの数値と予め設定されているPMモータ10の電機子巻線抵抗Raとから下記式に基づいてモータ電圧値Vaを算出する(モータ電圧値算出ステップ)。尚、電機子巻線抵抗Raは巻線温度Tcに基づいて温度補正を行うようにしても良い。
Vd’=RaId**-ω(CLqLq)Iq**
Vq’=RaIq**+ωφa(Va)+ωLdId**
Va={(Vd’)2+(Vq’)2}1/2
Further, the induced voltage constant φa (Va) corresponding to the estimated temperature of the magnet of the
Vd'= RaId ** -ω (CLq Lq ) Iq **
Vq'= RaIq ** + ωφa (Va) + ωLdId **
Va = {(Vd') 2 + (Vq') 2 } 1/2
そして、第3の形態の電圧差分計算部408cは、この演算部489(第2のモータ電圧値算出部482b)によって算出されたモータ電圧値Vaから目標電圧値算出部484で算出されたVa(ref)を減算することで電圧差分ΔVを算出する(以上、電圧差分計算ステップ)。
Then, the voltage
尚、第3の形態の電圧差分計算部408cでは電圧差分ΔVの応答が速いため、図4に示すように電流指令値生成部406の出力側にd軸ローパスフィルタ490A及びq軸ローパスフィルタ490Bを設け、d軸、q軸電流指令値Id**、Iq**をこのローパスフィルタ490A、490Bを介して電圧指令値生成部416に出力することが好ましい。この際、q軸ローパスフィルタ490Bの時定数を最適化して、q軸電流指令値Iq**の絶対値が減少する際にはそのq軸電流指令値Iq**を大きな遅延が生じないよう迅速に伝達するとともに、q軸電流指令値Iq**の絶対値が増加する際にはその増加速度を、システムに要求されるトルクTの応答性が満足できる範囲内で遅らせて出力することが好ましい。また、d軸ローパスフィルタ490Aの時定数を最適化して、d軸電流指令値Id**の絶対値が増加する際にはそのd軸電流指令値Id**を大きな遅延が生じないよう迅速に伝達するとともに、d軸電流指令値Id**の絶対値が減少する際にはその減少速度をq軸電流指令値Iq**の増加速度よりも遅らせて出力することが好ましい。即ち、d軸ローパスフィルタ490Aのd軸電流指令値Id**の増加時の時定数をτd(up)、減少時の時定数をτd(down)とし、q軸ローパスフィルタ490Bのq軸電流指令値Iq**の増加時の時定数をτq(up)、減少時の時定数をτq(down)としたときに、
τd(up)<τq(up)<τd(down)
τq(down)<τq(up)
とすることが好ましい。尚、これらのことは後述の電流指令値生成部406b、406cにおいても同様である。
Since the voltage difference ΔV response is fast in the voltage
τd (up) <τq (up) <τd (down)
τq (down) <τq (up)
Is preferable. The same applies to the current command
尚、後述するようにd軸電流指令値Id**の絶対値が増加し、q軸電流指令値Iq**が減少する場合とは、モータ電圧値Vaが目標電圧値Va(ref)を超えた場合であり、制御が不安定となる可能性がある。よって、このような場合には、d軸、q軸電流指令値Id**、Iq**の変化を迅速に電圧指令値生成部416へ出力し、モータ電圧値Vaの低減措置を迅速に行う。これにより、モータ電圧値Vaが過大な状態を速やかに解消することができる。また反対に、d軸電流指令値Id**の絶対値が減少し、q軸電流指令値Iq**が増加する場合とは、モータ電圧値Vaが目標電圧値Va(ref)に満たない場合であり、この場合にはPMモータ10は安定的に制御されている。よって、この場合にはモータ電圧値Vaが再度目標電圧値Va(ref)を超えないようd軸、q軸電流指令値Id**、Iq**の変化をゆっくりと行い、モータ電圧値Vaを緩やかに増加させる。
As will be described later, when the absolute value of the d-axis current command value Id ** increases and the q-axis current command value Iq ** decreases, the motor voltage value Va exceeds the target voltage value Va (ref) . This is the case, and control may become unstable. Therefore, in such a case, changes in the d-axis, q-axis current command values Id ** , and Iq ** are quickly output to the voltage command
次に、電流指令値生成部406(406a~406c)の構成及びdq電流指令値生成ステップに関して説明する。尚、正弦波制御部40による制御時に直流電源部18の電源電圧Vdcが急激に低下したり、PMモータ10の回転速度(電気角速度ω)が急激に上昇したりした場合、モータ電圧値Vaが目標電圧値Va(ref)を超過して電圧不足が発生し安定的な制御が行えなくなる可能性が有る。本発明を構成する電流指令値生成部406は、モータ電圧値Vaが目標電圧値Va(ref)を超えた場合に、d軸電流指令値Id**を負の方向に増加させてq軸電圧指令値Vqを減少させるとともに、q軸電流指令値Iq**の絶対値を減少させてd軸電圧指令値Vdを減少させ、これによりモータ電圧値Vaを低減して目標電圧値Va(ref)に抑えることを目的とするものである。
Next, the configuration of the current command value generation unit 406 (406a to 406c) and the dq current command value generation step will be described. When the power supply voltage Vdc of the DC
先ず、本発明を構成する電流指令値生成部406は、電流-位相角マップを備えた位相角設定部462と、sin部464Aと、cos部464Bと、電流リミッタ部472と、誘起電圧用d軸電流値生成部470と、追加d軸電流値生成部466と、q軸電流指令値補正部468(468a、468b)と、オフセット部469と、を有している。そして、電圧差分計算部408から入力した電圧差分ΔVは2分岐され、一方は追加d軸電流値生成部466に入力する。また、他方にはオフセット部469から所定のオフセット値a(固定値)が減算された後、q軸電流指令値補正部468に入力する。
First, the current command
そして、電流指令値生成部406の位相角設定部462は、電流指令値設定部402から入力した電流指令値Ia*に基づいて電流-位相角マップを参照し、この電流指令値Ia*と対応する電流位相角θi(base)を取得する(位相角設定ステップ)。尚、この電流位相角θi(base)は電流指令値Ia*にて最大のトルクを出力する電流位相角であり、電流指令値Ia*ごとに予め設定されている。そして、図2~図4に示す第1の形態の電流指令値生成部406aでは、電流位相角θi(base)はsin部464Aに入力し、cos部464Bには電流位相角θi(base)に後述の追加位相角Δθiが加算された補正位相角θiが入力する。
Then, the phase
また、入力した電流指令値Ia*は2分岐して一方はsin部464Aに、他方はcos部464Bに入力する。そして、第1の形態の電流指令値生成部406aではsin部464Aは下記式に基づいてd軸電流指令値Id*を算出する(d軸電流指令値生成ステップ)。
Id*=Ia*・sin(θi(base))
また、cos部464Bは下記式に基づいてq軸電流指令値Iq*を算出する(q軸電流指令値生成ステップ)。
Iq*=Ia*・cos(θi)
尚、電流位相角θi(base)、補正位相角θiはq軸とのなす角であり、後述の位相角リミッタにより0°~上限位相角(90°~85°程度)に制限される。また、d軸電流指令値Id*は常に負の値をとり、またq軸電流指令値Iq*は電流指令値Ia*と同符号の値をとるよう制御される。
Further, the input current command value Ia * is branched into two and one is input to the
Id * = Ia *・ sin (θi (base) )
Further, the
IQ * = Ia *・ cos (θi)
The current phase angle θi (base) and the correction phase angle θi are angles formed by the q-axis, and are limited to 0 ° to the upper limit phase angle (about 90 ° to 85 °) by the phase angle limiter described later. Further, the d-axis current command value Id * is always controlled to take a negative value, and the q-axis current command value Iq * is controlled to take a value having the same sign as the current command value Ia * .
また、電流指令値生成部406の誘起電圧用d軸電流値生成部470には直流電源部18の電源電圧Vdc及びPMモータ10の電気角速度ωが入力する。尚、誘起電圧用d軸電流値生成部470は電源電圧Vdc及び電気角速度ω毎に設定された弱め磁束制御用の誘起電圧用d軸電流値ΔId’のデータマップ(図示せず)を有しており、誘起電圧用d軸電流値生成部470は入力した電源電圧Vdc、電気角速度ωに応じた誘起電圧用d軸電流値ΔId’をこのデータマップから選択してd軸電流指令値Id*に加算する。尚、誘起電圧用d軸電流値ΔId’は負の値をとる。よって、誘起電圧用d軸電流値ΔId’の加算によりd軸電流指令値Id*は負の方向に増加し、その絶対値は増大する。尚、誘起電圧用d軸電流値生成部470は前述のようにデータマップの読み出しにより誘起電圧用d軸電流値ΔId’を設定する。よって、積分制御が必要な追加d軸電流値ΔIdよりも応答性が速く、急激な電源電圧Vdcの低下や電気角速度ωの変動に即応して誘起電圧用d軸電流値ΔId’を出力することができる。これにより、モータ電圧値Vaの超過状態をある程度低減することができる。
Further, the power supply voltage Vdc of the DC
また、電流指令値生成部406を構成する追加d軸電流値生成部466には、電圧差分計算部408から電圧差分ΔVが入力する。そして、この電圧差分ΔVが正の値の場合、即ちモータ電圧値Vaが目標電圧値Va(ref)を超えている場合、入力した電圧差分ΔVに対し周知の積分制御、比例制御等を行い追加d軸電流値ΔIdを生成する。尚、この際の積分制御及び生成された追加d軸電流値ΔIdに対しては後述する所定の電流リミット値による制限が行われる。そして、生成された追加d軸電流値ΔIdはsin部464Aから出力したd軸電流指令値Id*に加算される。尚、この追加d軸電流値ΔIdも負の値をとる。よって、追加d軸電流値ΔIdの加算によりd軸電流指令値Id*は負の方向に増加し、その絶対値は増大する。また、追加d軸電流値ΔIdが出力されている状態で電圧差分ΔVが負となった場合、追加d軸電流値生成部466は積分制御のみで追加d軸電流値ΔIdを生成する。これにより、追加d軸電流値ΔIdは負の電圧差分ΔVの値が反映されてその絶対値は徐々に減少し、最終的に“0”となる。尚、比例制御を行わないことで追加d軸電流値ΔIdには急激な変動成分が加算されず、追加d軸電流値ΔIdの急激な減少によるモータ電圧値Vaの再超過を防止することができる。また、追加d軸電流値ΔIdが出力されていない状態で負の電圧差分ΔVが入力した場合、追加d軸電流値生成部466は動作せず、追加d軸電流値ΔIdは生成されない(追加d軸電流値生成ステップ)。
Further, the voltage difference ΔV is input from the voltage
そして、追加d軸電流値ΔIdと誘起電圧用d軸電流値ΔId’とが加算されたd軸電流指令値Id*’は電流リミッタ部472に出力され、d軸電流指令値Id*’が電流リミッタ部472の電流リミット値以下であれば、d軸電流指令値Id*’はそのままd軸電流指令値Id**として電圧指令値生成部416へと出力される。また、電流リミット値を超えていれば電流リミット値に制限され電圧指令値生成部416へ出力される。尚、電流リミッタ部472のリミット値はd軸電流指令値Id*’及び後述のq軸電流指令値Iq*ごとに個別に設定しても良いし、d軸、q軸電流指令値Id*’、Iq*の合成ベクトルの角度を維持したまま、その合成ベクトルの大きさで設定しても良い。また、その双方で行っても良い。
Then, the d-axis current command value Id *', which is the sum of the additional d-axis current value ΔId and the induced voltage d-axis current value ΔId', is output to the current limiter unit 472, and the d-axis current command value Id * ' is the current. If it is equal to or less than the current limit value of the
ここで、モータ電圧値Vaと電流指令値生成部406の関係を第3の形態の電流指令値生成部406cの構成に沿って、下記(1)、(2)、(3)式を用いて説明する。先ず、モータ電圧値Vaは下記(1)式で求められ、
Va=(Vd2+Vq2)1/2 ・・・(1)
d軸電圧指令値Vd、q軸電圧指令値Vqは下記(2)(3)式で求められる(係数、補正値等の記載は省略する)。
Vd=RaId**-ωLqIq** ・・・(2)
Vq=RaIq**+ωφa+ωLdId** ・・・(3)
そして、電源電圧Vdcが減少したり電気角速度ωが上昇するなどして弱め磁束制御領域となった場合、先ず誘起電圧用d軸電流値生成部470が電源電圧Vdc、電気角速度ωと対応した誘起電圧用d軸電流値ΔId’をd軸電流指令値Id*に加算する。これにより、d軸電流指令値Id**は負の方向に増加し、上記(3)式のωLdId**も負の方向に増大する。これにより、q軸電圧指令値Vqは減少し、モータ電圧値Vaは減少する。
Here, the relationship between the motor voltage value Va and the current command
Va = (Vd 2 + Vq 2 ) 1/2 ... (1)
The d-axis voltage command value Vd and the q-axis voltage command value Vq are obtained by the following equations (2) and (3) (the description of the coefficient, correction value, etc. is omitted).
Vd = RaId ** -ωLqIq ** ... (2)
Vq = RaIq ** + ωφa + ωLdId ** ... (3)
Then, when the weakened magnetic flux control region is reached due to a decrease in the power supply voltage Vdc or an increase in the electric angular velocity ω, the d-axis current
またこのとき、モータ電圧値Vaが目標電圧値Va(ref)を超えている場合、電圧差分ΔVが正となり追加d軸電流値生成部466が動作して追加d軸電流値ΔIdが出力されd軸電流指令値Id*に加算される。これによりd軸電流指令値Id**は負の方向にさらに増加し、その結果、上記(3)式のωLdId**も負の方向にさらに増大してq軸電圧指令値Vqは減少する。これにより、モータ電圧値Vaが減少する。そして、モータ電圧値Vaが目標電圧値Va(ref)と等しくなると電圧差分ΔVは“0”となり追加d軸電流値生成部466の動作は停止する。これにより、PMモータ10を安定制御が可能でかつ最大トルクとなるモータ電圧値Va(目標電圧値Va(ref))で動作させることができる。尚、d軸電流指令値Id**の変化により(2)式のRaId**の項も変動するが、この項は電気角速度ωが関与しないのでその変動量は他の項に比べて小さく、モータ電圧値Vaへの影響は小さい。
At this time, when the motor voltage value Va exceeds the target voltage value Va (ref) , the voltage difference ΔV becomes positive, the additional d-axis current
ここで、例えばq軸電流指令値Iq**及び電気角速度ωが正の場合には、上記(3)式の(RaIq**+ωφa)は正の値をとり、(ωLdId**)は負の値をとる。そして、追加d軸電流値ΔIdが負の方向に増大し、上記(3)式の(RaIq**+ωφa)と(ωLdId**)とが釣り合った場合、d軸電流指令値Id**では、これ以上モータ電圧値Vaを減少することができない。従って、追加d軸電流値生成部466と並行して、以下に示すq軸電流指令値補正部468a、468bによるq軸電流指令値Iq**の減少措置が講じられる。
Here, for example, when the q-axis current command value Iq ** and the electric angular velocity ω are positive, (RaIq ** + ωφa) in the above equation (3) takes a positive value, and (ωLdId ** ) is negative. Take a value. Then, when the additional d-axis current value ΔId increases in the negative direction and the (RaIq ** + ωφa) and (ωLdId ** ) of the above equation (3) are balanced, the d-axis current command value Id ** The motor voltage value Va cannot be reduced any more. Therefore, in parallel with the additional d-axis current
尚、前述のように、(RaIq**+ωφa)と(ωLdId**)とが釣り合うと、これ以上モータ電圧値Vaを減少することができない。よって、追加d軸電流値ΔIdは追加d軸電流値生成部466内の電流リミッタにより、上記の(RaIq**+ωφa)と(ωLd(Id*+ΔId’+ΔId))とが釣り合う以上の追加d軸電流値ΔIdが流下しないよう制限することが好ましい。また、追加d軸電流値生成部466内の電流リミッタは、(Id*+ΔId’+ΔId)が電源電圧Vdcと電気角速度ωごとに最大のトルクを出力する電流値となるように追加d軸電流値ΔIdの電流値を制限するようにしても良い。
As described above, when (RaIq ** + ωφa) and (ωLdId ** ) are balanced, the motor voltage value Va cannot be further reduced. Therefore, the additional d-axis current value ΔId is such that the above (RaIq ** + ωφa) and (ωLd (Id * + ΔId'+ ΔId)) are balanced by the current limiter in the additional d-axis current
次に、第1の形態のq軸電流指令値補正部468aを説明する。先ず、第1の形態のq軸電流指令値補正部468aには、オフセット部469によってオフセット値aが減算された電圧差分ΔV(以後、これを偏差と記述する。)が入力する。ここで、追加d軸電流値生成部466とq軸電流指令値補正部468(468a、468b)とが同時に動作してd軸電流指令値Id*とq軸電流指令値Iq*とに対する補正動作が同時に開始するとモータ電圧値Vaが過剰に低下したり振動的に上下動するなど、制御が不安定となる可能性が有る。このため、本発明に係るモータ制御装置100では、q軸電流指令値補正部468の入力にオフセット値aを付加して動作を開始する電圧差分ΔVの値を異なるものとし、追加d軸電流値生成部466とq軸電流指令値補正部468とが同時に動作を開始しないよう制御する。これにより、モータ電圧値Vaの低減動作は追加d軸電流値生成部466が先に主体的に行い、q軸電流指令値補正部468はモータ電圧値Vaが目標電圧値Va(ref)からさらにオフセット分、上昇したときに動作を開始する。
Next, the q-axis current command
そして、第1の形態のq軸電流指令値補正部468aは偏差が正の値の場合、即ちモータ電圧値Vaが(Va(ref)+a)を超えている場合、入力した偏差に対し周知の積分制御、比例制御等を行って追加位相角Δθiを生成する。尚、この際の積分制御及び生成された追加位相角Δθiに対しては所定の位相角リミッタによる制限が行われる。この位相角リミッタにおける位相角リミット値は、下記式で示すように位相角設定部462で出力される電流位相角θi(base)によって変化する値とすることが好ましい。
位相角リミット値=上限位相角-電流位相角θi(base)
そして、上記の上限位相角を90°~85°程度とすることで、電流位相角θi(base)に追加位相角Δθiを加算した補正位相角θiを常に上限位相角(90°)以下とすることができる。また、上限位相角を90°よりも小さく設定することで、電気角θに誤差が生じた場合でも、補正位相角θiを90°以下とすることができる。
Then, the q-axis current command
Phase angle limit value = upper limit phase angle-current phase angle θi (base)
Then, by setting the upper limit phase angle to about 90 ° to 85 °, the correction phase angle θi obtained by adding the additional phase angle Δθi to the current phase angle θi (base) is always set to the upper limit phase angle (90 °) or less. be able to. Further, by setting the upper limit phase angle to be smaller than 90 °, the correction phase angle θi can be set to 90 ° or less even when an error occurs in the electric angle θ.
このようにして第1の形態のq軸電流指令値補正部468aで生成された追加位相角Δθiは位相角設定部462から出力された電流位相角θi(base)に加算され補正位相角θiとなってcos部464Bに入力する。そして、cos部464Bは補正位相角θiに基づいてq軸電流指令値Iq*を算出し、電流リミッタ部472に出力する。電流リミッタ部472ではq軸電流指令値Iq*がの電流リミット値以下であれば、q軸電流指令値Iq*をそのままq軸電流指令値Iq**として電圧指令値生成部416へ出力する。また、q軸電流指令値Iq*が電流リミット値を超えていれば電流リミット値に制限して電圧指令値生成部416へ出力する。
In this way, the additional phase angle Δθi generated by the q-axis current command
ここで、追加位相角Δθiは正であり、補正位相角θiは位相角リミッタにより90°以下に制限されるから、よって補正位相角θiは 90°>θi>θi(base)となる。従って、cos部464Bが出力する Iq*=Ia*・cos(θi) は
Iq*=Ia*・cos(θi(base)) よりも小さくなる。
これにより、q軸電流指令値Iq*(Iq**)は減少し、上記(2)式の(ωLqIq**)の項の絶対値が小さくなる。これにより、d軸電圧指令値Vdが減少し、モータ電圧値Vaを低減することができる。
Here, the additional phase angle Δθi is positive, and the correction phase angle θi is limited to 90 ° or less by the phase angle limiter, so that the correction phase angle θi is 90 °>θi> θi (base) . Therefore, the IQ * = Ia * · cos (θi) output by the
As a result, the q-axis current command value Iq * (Iq ** ) decreases, and the absolute value of the item (ωLqIq ** ) in the above equation (2) becomes smaller. As a result, the d-axis voltage command value Vd is reduced, and the motor voltage value Va can be reduced.
また、上記のように正の追加位相角Δθiが出力されている状態で偏差が負となった場合、q軸電流指令値補正部468aは積分制御のみで追加位相角Δθiを生成する。これにより、追加位相角Δθiは負の偏差の値が反映されて徐々に低下し、最終的に“0”となる。尚、比例制御を行わないことで追加位相角Δθiには急激な変動成分が加算されず、偏差の急激な減少によるモータ電圧値Vaの再超過を防止することができる。また、追加位相角Δθiが“0”となった状態ではq軸電流指令値補正部468aは動作しない。従って、追加位相角Δθiが出力されていない状態で負の偏差が入力してもq軸電流指令値補正部468aは動作しない。これは、後述の第2の形態のq軸電流指令値補正部468bにおいても同様である。
Further, when the deviation becomes negative in the state where the positive additional phase angle Δθi is output as described above, the q-axis current command
次に、第2の形態のq軸電流指令値補正部468bを用いた電流指令値生成部406bの構成に関して図5を用いて説明する。先ず、第2の形態の電流指令値生成部406bは、cos部464Bに位相角設定部462からの電流位相角θi(base)が入力し、sin部464Aと同様に電流位相角θi(base)に基づいてq軸電流指令値Iq*が算出される。
Next, the configuration of the current command
また、第2の形態のq軸電流指令値補正部468bでは、入力した偏差に対し追加d軸電流値生成部466と同様の周知の積分制御、比例制御、リミッタ制限等を行い偏差に準じた追加q軸電流値ΔIqを生成する。そして、この追加q軸電流値ΔIqをq軸電流指令値Iq*から減算する。これによりq軸電流指令値Iq**は減少し、d軸電圧指令値Vdが減少する。これにより、モータ電圧値Vaが低減する(以上、q軸電流指令値補正ステップ)。
Further, in the q-axis current command
このように、本発明に係るモータ制御装置100では、追加d軸電流値ΔIdによるモータ電圧値Vaの低減に加え、q軸電流指令値補正部468(468a、468b)がq軸電流指令値Iq*を減少させるため、更なるモータ電圧値Vaの低減が可能となる。これにより、モータ電圧値Vaが目標電圧値Va(ref)を超過した状態を速やかに解消することができ、急激な電源電圧Vdcの低下や電気角速度ωの変動に対しても継続して安定した弱め磁束制御を行うことができる。
As described above, in the
尚、q軸電流指令値補正部468の積分制御は、積分値が増大する方向(偏差が正の値の場合)での積分ゲインを大きく設定し、積分値が減少する方向(偏差が負の値の場合)での積分ゲインを小さく設定することが好ましい。この構成によれば、モータ電圧値Vaが(Va(ref)+a)を超えてモータ電圧の不足が想定される際に、大きな積分ゲインによって積分値(追加位相角Δθiもしくは追加q軸電流値ΔIq)を迅速に増大させることができる。これにより、モータ電圧値Vaを速やかに低減しモータ電圧の不足を事前もしくは迅速に解消することができる。また、積分値が減少する方向では小さな積分ゲインで積分値(追加位相角Δθiもしくは追加q軸電流値ΔIq)を緩やかに減少させ、モータ電圧値Vaの急上昇を防止して目標電圧値Va(ref)を再度超過することを防ぐことができる。 In the integral control of the q-axis current command value correction unit 468, the integral gain is set large in the direction in which the integral value increases (when the deviation is a positive value), and the integral value decreases in the direction in which the integral value decreases (deviation is negative). In the case of a value), it is preferable to set the integrated gain small. According to this configuration, when the motor voltage value Va exceeds (Va (ref) + a) and the motor voltage is assumed to be insufficient, the integrated value (additional phase angle Δθi or additional q-axis current value ΔIq) is increased by a large integrated gain. ) Can be increased quickly. As a result, the motor voltage value Va can be quickly reduced, and the shortage of the motor voltage can be quickly resolved in advance or quickly. Further, in the direction in which the integrated value decreases, the integrated value (additional phase angle Δθi or additional q-axis current value ΔIq) is gradually reduced with a small integrated gain to prevent the motor voltage value Va from rising sharply and the target voltage value Va (ref) . ) Can be prevented from being exceeded again.
さらに、q軸電流指令値補正部468では偏差の値が予め設定した所定の閾値を上回った場合、通常の積分制御における積分値に予め設定された割増位相角Δθi’もしくは割増q軸電流値ΔIq’を加算して追加位相角Δθi、追加q軸電流値ΔIqを生成してもよい。この構成によれば、モータ電圧値Vaが(Va(ref)+a)を著しく超過して閾値を超えるような大きな電圧差分ΔVが入力した場合に、積分値を速やかに上昇させる割増位相角Δθi’、割増q軸電流値ΔIq’を加算した追加位相角Δθi、追加q軸電流値ΔIqを出力することができるため、モータ電圧値Vaを迅速かつ緊急措置的に低減することが可能となる。 Further, in the q-axis current command value correction unit 468, when the deviation value exceeds a predetermined threshold value set in advance, the premium phase angle Δθi' or the premium q-axis current value ΔIq preset in the integral value in the normal integral control is performed. 'Is added to generate an additional phase angle Δθi and an additional q-axis current value ΔIq. According to this configuration, when a large voltage difference ΔV such that the motor voltage value Va significantly exceeds (Va (ref) + a) and exceeds the threshold value is input, the extra phase angle Δθi'that rapidly increases the integrated value. Since the additional phase angle Δθi obtained by adding the extra q-axis current value ΔIq'and the additional q-axis current value ΔIq can be output, the motor voltage value Va can be quickly and urgently reduced.
また、電流指令値生成部406、406aは図6に示す第3の形態の電流指令値生成部406cとしても良い。この図6に示す第3の形態の電流指令値生成部406cは、sin部464A、cos部464Bの双方に補正位相角θiが入力する。よって、第2の形態の電流指令値生成部406aのsin部464Aは補正位相角θiに基づいてd軸電流指令値Id*を算出する。尚、補正位相角θiに基づくd軸電流指令値Id*は、電流位相角θi(base)に基づくd軸電流指令値Id*よりも絶対値が大きくなる。
Further, the current command
ここで、q軸電流指令値Iq**が減少すると、上記(A)式に示すトルクTが減少する。しかしながら、第3の形態の電流指令値生成部406bでは、補正位相角θiに基づいてd軸電流指令値Id*を算出するから、d軸電流指令値Id*(Id**)の絶対値は増加し、前述の(RaIq**+ωφa)と(ωLdId**)とが釣り合う状態に達していなければ、q軸電流指令値Iq**の減少によるトルクTの減少を抑制することができる。また、減少したq軸電流指令値Iq**の値に基づいてトルク計算部404がトルクTを算出し、このトルクTの値に応じて電流指令値設定部402が電流指令値Ia*の値を増加させることで、トルクTの減少分を補償する動作が行われる。
Here, when the q-axis current command value Iq ** decreases, the torque T shown in the above equation (A) decreases. However, since the current command
以上のように、本発明に係るモータ制御装置100及びモータ制御方法は、モータ電圧値Vaが目標電圧値Va(ref)を超えた場合に、その電圧差分ΔVに応じた追加d軸電流値ΔIdを出力しd軸電流指令値Id*を負の方向に増加させ、モータ電圧値Vaを低減する。これにより、PMモータ10を安定制御が可能でかつ最大トルクとなるモータ電圧値Va(目標電圧値Va(ref))で動作させることができる。また、本発明に係るモータ制御装置100及びモータ制御方法は、上記の構成に加え、q軸電流指令値Iq**の絶対値を減少させるq軸電流指令値補正部468を有している。これにより、モータ電圧値Vaをさらに低減することができる。これにより、モータ電圧値Vaが目標電圧値Va(ref)を超過した状態を速やかに解消することができ、急激な電源電圧Vdcの低下や電気角速度ωの変動に対しても継続して安定した弱め磁束制御を行うことができる。
As described above, in the
また、温度取得手段108によりPMモータ10の永久磁石の温度を推定する構成では、磁石の推定温度によるモータパラメータの変動を補正することができるため、誤差の少ないより精度の高い動作制御を行うことができる。
Further, in the configuration in which the temperature of the permanent magnet of the
尚、本例で示したモータ制御装置100及びモータ制御方法は一例であり各部の構成、動作、各ステップの構成等は本発明の要旨を逸脱しない範囲で変更して実施することが可能である。
The
10 PMモータ
40 正弦波制御部
418 極座標変換部
402 電流指令値設定部
404 トルク計算部
406 電流指令値生成部
408、408a~408c 電圧差分計算部
416 電圧指令値生成部
462 位相角設定部
464A sin部
464B cos部
466 追加d軸電流値生成部
468、468a、468b q軸電流指令値補正部
482b モータ電圧値算出部
484 目標電圧値算出部
490A d軸ローパスフィルタ
490B q軸ローパスフィルタ
100 モータ制御装置
T トルク値
T* トルク指令値
Ia* 電流指令値
Id*、Id** d軸電流指令値
Iq*、Iq** q軸電流指令値
ΔId 追加d軸電流指令値
ΔIq 追加q軸電流指令値
Va モータ電圧値
Va(ref) 目標電圧値
ΔV 電圧差分
Vd d軸電圧指令値
Vq q軸電圧指令値
θi(base) 電流位相角
θi 補正位相角
Δθi 追加電流位相角
a オフセット値
10 PM motor
40 Sine wave control unit
418 Polar coordinate conversion unit
402 Current command value setting unit
404 Torque calculator
406 Current command value generator
408, 408a-408c Voltage difference calculation unit
416 Voltage command value generator
462 Phase angle setting unit
464A sin part
464B cos part
466 Additional d-axis current value generator
468, 468a, 468b q-axis current command value correction unit
482b Motor voltage value calculation unit
484 Target voltage value calculation unit
490A d-axis low pass filter
490B q-axis low-pass filter
100 motor controller
T torque value
T * Torque command value
Ia * Current command value
Id * , Id ** d-axis current command value
IQ * , IQ ** q-axis current command value
ΔId additional d-axis current command value
ΔIq additional q-axis current command value
Va motor voltage value
Va (ref) target voltage value
ΔV voltage difference
Vd d-axis voltage command value
Vq q-axis voltage command value
θi (base) current phase angle
θi correction phase angle
Δθi Additional current phase angle
a Offset value
Claims (20)
前記正弦波制御部は、
前記PMモータのトルク値Tを算出するトルク計算部と、
外部からのトルク指令値T*と前記トルク値Tとに基づいて電流指令値Ia*を設定する電流指令値設定部と、
前記電流指令値Ia*に基づいてd軸電流指令値Id**、q軸電流指令値Iq**を生成する電流指令値生成部と、
前記d軸電流指令値Id**、q軸電流指令値Iq**に基づいてd軸電圧指令値Vd、q軸電圧指令値Vqを生成する電圧指令値生成部と、を有し、
前記電流指令値生成部は、
前記d軸電流指令値Id**の元となるd軸電流指令値Id*を生成するsin部と、
前記q軸電流指令値Iq**の元となるq軸電流指令値Iq*を生成するcos部と、
前記電流指令値Ia*にて最大のトルクを出力する電流位相角θi(base)を設定し前記sin部及びcos部に出力する位相角設定部と、
前記PMモータのモータ電圧値Vaと、前記PMモータが安定的に動作可能な最大の電圧値である目標電圧値Va(ref)と、に基づいて電圧差分ΔVを算出する電圧差分計算部と、
前記d軸電流指令値Id*を負の方向に増加させる追加d軸電流指令値ΔIdを前記電圧差分ΔVに基づいて算出する追加d軸電流値生成部と、
前記電圧差分ΔVに基づいて前記q軸電流指令値Iq*の絶対値を減少させるq軸電流指令値補正部と、を有することを特徴とするモータ制御装置。 In a motor control device having at least a sine wave control unit that controls a PM motor by sine wave PWM.
The sine wave control unit
A torque calculation unit that calculates the torque value T of the PM motor,
A current command value setting unit that sets the current command value Ia * based on the torque command value T * from the outside and the torque value T, and
A current command value generator that generates d-axis current command value Id ** and q-axis current command value Iq ** based on the current command value Ia * , and
It has a voltage command value generator that generates a d-axis voltage command value Vd and a q-axis voltage command value Vq based on the d-axis current command value Id ** and the q-axis current command value Iq ** .
The current command value generation unit is
A sin unit that generates the d-axis current command value Id * , which is the source of the d-axis current command value Id ** , and
The cos part that generates the q-axis current command value Iq * , which is the source of the q-axis current command value Iq ** , and
A phase angle setting unit that sets the current phase angle θi (base) that outputs the maximum torque with the current command value Ia * and outputs the current phase angle θi (base) to the sin unit and the cos unit.
A voltage difference calculation unit that calculates a voltage difference ΔV based on the motor voltage value Va of the PM motor and the target voltage value Va (ref) , which is the maximum voltage value at which the PM motor can operate stably.
An additional d-axis current value generator that calculates an additional d-axis current command value ΔId that increases the d-axis current command value Id * in the negative direction based on the voltage difference ΔV, and an additional d-axis current value generator.
A motor control device comprising a q-axis current command value correction unit that reduces the absolute value of the q-axis current command value Iq * based on the voltage difference ΔV.
前記目標電圧値算出部が算出した目標電圧値Va(ref)と、前記モータ電圧値算出部が算出したモータ電圧値Vaに基づいて電圧差分ΔVを算出することを特徴とする請求項1乃至請求項4のいずれかに記載のモータ制御装置。 The voltage difference calculation unit includes a target voltage value calculation unit for calculating the target voltage value Va (ref) and a motor voltage value calculation unit for calculating the motor voltage value Va.
Claim 1 to claim 1, wherein the voltage difference ΔV is calculated based on the target voltage value Va (ref) calculated by the target voltage value calculation unit and the motor voltage value Va calculated by the motor voltage value calculation unit. Item 4. The motor control device according to any one of Items 4.
電圧差分計算部が、予め設定された目標電圧値Va(ref)と、前記極座標変換部が生成したモータ電圧値Vaとに基づいて電圧差分ΔVを算出することを特徴とする請求項1乃至請求項4のいずれかに記載のモータ制御装置。 The sine wave control unit further has a polar coordinate conversion unit that generates a motor voltage value Va based on the d-axis voltage command value Vd and the q-axis voltage command value Vq.
Claim 1 to claim 1, wherein the voltage difference calculation unit calculates the voltage difference ΔV based on the preset target voltage value Va (ref) and the motor voltage value Va generated by the polar coordinate conversion unit. Item 4. The motor control device according to any one of Items 4.
前記d軸ローパスフィルタ及びq軸ローパスフィルタは、q軸電流指令値Iq**の絶対値が減少する際には迅速に伝達するとともに、q軸電流指令値Iq**の絶対値が増加する際にはその増加速度を遅らせ、d軸電流指令値Id**の絶対値が増加する際には迅速に伝達するとともに、d軸電流指令値Id**の絶対値が減少する際にはその減少速度をq軸電流指令値Iq**の増加速度よりも遅らせることを特徴とする請求項1乃至請求項7のいずれかに記載のモータ制御装置。 It further has a d-axis low-pass filter and a q-axis low-pass filter, which are input by the d-axis current command value Id ** and the q-axis current command value Iq ** from the current command value generator, respectively.
The d-axis low-pass filter and the q-axis low-pass filter quickly transmit when the absolute value of the q-axis current command value Iq ** decreases, and when the absolute value of the q-axis current command value Iq ** increases. When the absolute value of the d-axis current command value Id ** increases, it is transmitted quickly, and when the absolute value of the d-axis current command value Id ** decreases, it decreases. The motor control device according to any one of claims 1 to 7, wherein the speed is delayed from the increasing speed of the q-axis current command value Iq ** .
前記d軸ローパスフィルタ及びq軸ローパスフィルタは、q軸電流指令値Iq**の絶対値が減少する際には迅速に伝達するとともに、q軸電流指令値Iq**の絶対値が増加する際にはその増加速度を遅らせ、d軸電流指令値Id**の絶対値が増加する際には迅速に伝達するとともに、d軸電流指令値Id**の絶対値が減少する際にはその減少速度をq軸電流指令値Iq**の増加速度よりも遅らせることを特徴とする請求項9記載のモータ制御装置。 It further has a d-axis low-pass filter and a q-axis low-pass filter, which are input by the d-axis current command value Id ** and the q-axis current command value Iq ** from the current command value generator, respectively.
The d-axis low-pass filter and the q-axis low-pass filter quickly transmit when the absolute value of the q-axis current command value Iq ** decreases, and when the absolute value of the q-axis current command value Iq ** increases. When the absolute value of the d-axis current command value Id ** increases, it is transmitted quickly, and when the absolute value of the d-axis current command value Id ** decreases, it decreases. The motor control device according to claim 9, wherein the speed is delayed from the increasing speed of the q-axis current command value Iq ** .
前記正弦波制御部は、
前記PMモータのトルク値Tを算出するトルク計算ステップと、
外部からのトルク指令値T*と前記トルク値Tとに基づいて電流指令値Ia*を設定する電流指令値設定ステップと、
前記電流指令値Ia*に基づいてd軸電流指令値Id**、q軸電流指令値Iq**を生成するdq電流指令値生成ステップと、
前記d軸電流指令値Id**、q軸電流指令値Iq**に基づいてd軸電圧指令値Vd、q軸電圧指令値Vqを生成する電圧指令値生成ステップと、を少なくとも実行し、
前記dq電流指令値生成ステップは、
前記d軸電流指令値Id**の元となるd軸電流指令値Id*を生成するd軸電流指令値生成ステップと、
前記q軸電流指令値Iq**の元となるq軸電流指令値Iq*を生成するq軸電流指令値生成ステップと、
前記d軸電流指令値生成ステップとq軸電流指令値生成ステップとで用いられ、前記電流指令値Ia*にて最大のトルクを出力する電流位相角θi(base)を設定する位相角設定ステップと、
前記PMモータのモータ電圧値Vaと、前記PMモータが安定的に動作可能な最大の電圧値である目標電圧値Va(ref)と、に基づいて電圧差分ΔVを算出する電圧差分計算ステップと、
前記d軸電流指令値Id*を負の方向に増加させる追加d軸電流指令値ΔIdを前記電圧差分ΔVに基づいて算出する追加d軸電流値生成ステップと、
前記電圧差分ΔVに基づいて前記q軸電流指令値Iq*の絶対値を減少させるq軸電流指令値補正ステップと、を有することを特徴とするモータ制御方法。 It is a motor control method of a motor control device including at least a sine wave control unit that controls a PM motor by sine wave PWM.
The sine wave control unit
The torque calculation step for calculating the torque value T of the PM motor and
A current command value setting step for setting a current command value Ia * based on an external torque command value T * and the torque value T, and a current command value setting step.
The dq current command value generation step for generating the d-axis current command value Id ** and the q-axis current command value Iq ** based on the current command value Ia * , and
At least the voltage command value generation step of generating the d-axis voltage command value Vd and the q-axis voltage command value Vq based on the d-axis current command value Id ** and the q-axis current command value Iq ** is executed.
The dq current command value generation step is
The d-axis current command value generation step for generating the d-axis current command value Id * , which is the source of the d-axis current command value Id ** , and the d-axis current command value generation step.
The q-axis current command value generation step for generating the q-axis current command value Iq * , which is the source of the q-axis current command value Iq ** , and the step of generating the q-axis current command value.
A phase angle setting step used in the d-axis current command value generation step and the q-axis current command value generation step to set the current phase angle θi (base) that outputs the maximum torque at the current command value Ia * . ,
A voltage difference calculation step for calculating a voltage difference ΔV based on the motor voltage value Va of the PM motor and the target voltage value Va (ref) which is the maximum voltage value at which the PM motor can operate stably.
An additional d-axis current value generation step of calculating an additional d-axis current command value ΔId that increases the d-axis current command value Id * in the negative direction based on the voltage difference ΔV, and an additional d-axis current value generation step.
A motor control method comprising: a q-axis current command value correction step for reducing the absolute value of the q-axis current command value Iq * based on the voltage difference ΔV.
前記目標電圧値算出ステップで算出した目標電圧値Va(ref)と、前記モータ電圧値算出ステップで算出したモータ電圧値Vaに基づいて電圧差分ΔVを算出することを特徴とする請求項11乃至請求項14のいずれかに記載のモータ制御方法。 The voltage difference calculation step includes a target voltage value calculation step for calculating the target voltage value Va (ref) and a motor voltage value calculation step for calculating the motor voltage value Va.
Claim 11 to claim 11, wherein the voltage difference ΔV is calculated based on the target voltage value Va (ref) calculated in the target voltage value calculation step and the motor voltage value Va calculated in the motor voltage value calculation step. Item 4. The motor control method according to any one of Item 14.
電圧差分計算ステップが、予め設定された目標電圧値Va(ref)と、前記極座標変換部が生成したモータ電圧値Vaとに基づいて電圧差分ΔVを算出することを特徴とする請求項11乃至請求項14のいずれかに記載のモータ制御方法。 The sine wave control unit further has a polar coordinate conversion unit that generates a motor voltage value Va based on the d-axis voltage command value Vd and the q-axis voltage command value Vq.
Claim 11 to claim 11, wherein the voltage difference calculation step calculates the voltage difference ΔV based on the preset target voltage value Va (ref) and the motor voltage value Va generated by the polar coordinate conversion unit. Item 4. The motor control method according to any one of Item 14.
前記d軸ローパスフィルタ及びq軸ローパスフィルタは、q軸電流指令値Iq**の絶対値が減少する際には迅速に伝達するとともに、q軸電流指令値Iq**の絶対値が増加する際にはその増加速度を遅らせ、d軸電流指令値Id**の絶対値が増加する際には迅速に伝達するとともに、d軸電流指令値Id**の絶対値が減少する際にはその減少速度をq軸電流指令値Iq**の増加速度よりも遅らせることを特徴とする請求項11乃至請求項17のいずれかに記載のモータ制御方法。 It further has a d-axis low-pass filter and a q-axis low-pass filter, which are input by the d-axis current command value Id ** and the q-axis current command value Iq ** generated in the dq current command value generation step, respectively.
The d-axis low-pass filter and the q-axis low-pass filter quickly transmit when the absolute value of the q-axis current command value Iq ** decreases, and when the absolute value of the q-axis current command value Iq ** increases. When the absolute value of the d-axis current command value Id ** increases, it is transmitted quickly, and when the absolute value of the d-axis current command value Id ** decreases, it decreases. The motor control method according to any one of claims 11 to 17, wherein the speed is delayed from the increasing speed of the q-axis current command value Iq ** .
前記d軸ローパスフィルタ及びq軸ローパスフィルタは、q軸電流指令値Iq**の絶対値が減少する際には迅速に伝達するとともに、q軸電流指令値Iq**の絶対値が増加する際にはその増加速度を遅らせ、d軸電流指令値Id**の絶対値が増加する際には迅速に伝達するとともに、d軸電流指令値Id**の絶対値が減少する際にはその減少速度をq軸電流指令値Iq**の増加速度よりも遅らせることを特徴とする請求項19記載のモータ制御方法。 It further has a d-axis low-pass filter and a q-axis low-pass filter, which are input by the d-axis current command value Id ** and the q-axis current command value Iq ** generated in the dq current command value generation step, respectively.
The d-axis low-pass filter and the q-axis low-pass filter quickly transmit when the absolute value of the q-axis current command value Iq ** decreases, and when the absolute value of the q-axis current command value Iq ** increases. When the absolute value of the d-axis current command value Id ** increases, it is transmitted quickly, and when the absolute value of the d-axis current command value Id ** decreases, it decreases. The motor control method according to claim 19, wherein the speed is delayed from the increasing speed of the q-axis current command value Iq ** .
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