JP7026565B2 - Drive circuit of power converter and power converter - Google Patents

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Description

本発明は、概して、直流電力を交流電力に変換しあるいは交流電力を直流電力に変換するために使用する電力変換装置及びそれの駆動回路に関する。 The present invention generally relates to a power converter used to convert DC power to AC power or to convert AC power to DC power and a drive circuit thereof.

近年、電力変換装置の一例としてのインバータ装置の高出力密度化が求められ、電力変換装置の小型化及び軽量化が進んでいる。パワー半導体素子を搭載したパワー半導体モジュール、コンデンサ、バスバーなどの部品を一体化した電力変換ユニット（電力変換装置の一部）の小型化が進むにつれて、パワー半導体素子を駆動するための駆動回路の小型及び低コスト化のニーズが高まっている。また、パワー半導体モジュールと、コンデンサ、バスバー、ゲートドライブ回路などの部品を一体化した電力変換ユニットを複数搭載して、部品の共通化及び出力容量の向上を図ることで、電力変換装置の低コスト化を実現している。電力変換ユニットの並列数を増やすことで電力変換装置の大容量化を実現することが可能である。 In recent years, there has been a demand for higher output densities of inverter devices as an example of power conversion devices, and power conversion devices are becoming smaller and lighter. As the miniaturization of power conversion units (part of power conversion devices) that integrate parts such as power semiconductor modules, capacitors, and bus bars equipped with power semiconductor elements progresses, the size of drive circuits for driving power semiconductor elements becomes smaller. And the need for cost reduction is increasing. In addition, by mounting multiple power conversion units that integrate power semiconductor modules and parts such as capacitors, busbars, and gate drive circuits, the parts can be shared and the output capacity can be improved, resulting in low cost for power conversion devices. Has been realized. By increasing the number of power conversion units in parallel, it is possible to increase the capacity of the power conversion device.

パワー半導体素子を並列接続する際に、パワー半導体素子の閾値やオン電圧などのパワー半導体素子固有な特性がばらつきを有するため、それらが導通する際にそれぞれのパワー半導体素子に流れる電流値がアンバランスしてしまう課題がある。従来は電流アンバランスを考慮して、パワー半導体素子を並列接続する際は、各々の定格電流よりも小さい電流値で設計し、パワー半導体素子が異常な電圧や電流によって破壊されないようにする必要があった。それゆえ、パワー半導体素子の性能を最大限に利用することができない。 When power semiconductor devices are connected in parallel, the characteristics unique to the power semiconductor device such as the threshold value and on-voltage of the power semiconductor device vary, so the current value flowing through each power semiconductor device when they conduct is unbalanced. There is a problem to do. Conventionally, when connecting power semiconductor devices in parallel in consideration of current imbalance, it is necessary to design with a current value smaller than each rated current so that the power semiconductor devices are not destroyed by abnormal voltage or current. there were. Therefore, the performance of the power semiconductor element cannot be fully utilized.

従来の技術としては、パワー半導体素子の選別を行い、同じ様な特性を持つパワー半導体素子同士を組み合わせるが、特性選別によるコスト増加及び並列数の制限が課題であった。 As a conventional technique, power semiconductor devices are selected and power semiconductor devices having similar characteristics are combined, but there are problems of cost increase and limitation of the number of parallels by characteristic selection.

これに鑑み、例えば特許文献１には、定常時のオン電圧ばらつきによる電流アンバランスの課題に対して、「閾値の電圧差分に基づいて、ゲート印加電圧を等量変化させる手段を備える。」と記述されている。 In view of this, for example, Patent Document 1 provides, for example, "means for changing the gate applied voltage by an equal amount based on the voltage difference of the threshold value" for the problem of current imbalance due to the on-voltage variation in the steady state. It has been described.

また、特許文献２では、「パワー半導体素子の特性情報を記憶する記憶部と、記憶部に記憶されている特性情報に基づいて、パワー半導体素子のゲート駆動条件を制御するゲート駆動制御部と、を備える。」と記述されている。 Further, in Patent Document 2, "a storage unit that stores characteristic information of a power semiconductor element, a gate drive control unit that controls a gate drive condition of the power semiconductor element based on the characteristic information stored in the storage unit, and a gate drive control unit. Is provided. "

特開２００８－１７８２４８号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 2008-178248 特開２０１７－０４６４３８号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 2017-046438

特許文献１では、閾値の差分に基づいてゲート電圧を等量変化することで、定常時の電流アンバランスを解決するための手段としており、一方、特許文献２ではパワー半導体素子の特性情報を記憶する記憶部と、記憶部に記憶されている閾値など特性情報に基づいて、パワー半導体素子のゲート駆動条件を個別制御することにより、電流アンバランスを改善することが特徴となっている。 In Patent Document 1, the gate voltage is changed by an equal amount based on the difference of the threshold value to solve the current imbalance in the steady state. On the other hand, in Patent Document 2, the characteristic information of the power semiconductor element is stored. It is characterized in that the current imbalance is improved by individually controlling the gate drive conditions of the power semiconductor element based on the storage unit to be stored and the characteristic information such as the threshold value stored in the storage unit.

しかしながら、特許文献１及び２では、いずれも、閾値電圧は主にパワー半導体素子の出荷検査時にパワー半導体素子の静特性情報として得ることができるが、実際にパワー半導体素子が電力変換装置に実装されて実動作している際は、測定することが非常に困難である。 However, in both Patent Documents 1 and 2, the threshold voltage can be obtained mainly as static characteristic information of the power semiconductor element at the time of shipping inspection of the power semiconductor element, but the power semiconductor element is actually mounted on the power conversion device. It is very difficult to measure during actual operation.

複数のパワー半導体素子を並列接続して電力変換装置を構成している場合では、電力変換装置が運転開始され、実動作している場合はパワー半導体素子の閾値電圧が経時劣化して、閾値電圧値が変動することがある。また、並列接続されたパワー半導体素子の放熱経路における熱抵抗が経時劣化され、並列接続パワー半導体素子のジャンクション温度に差異が生じることがある。 When a power conversion device is configured by connecting a plurality of power semiconductor elements in parallel, the power conversion device starts operation, and when it is actually in operation, the threshold voltage of the power semiconductor element deteriorates with time, and the threshold voltage. The value may fluctuate. In addition, the thermal resistance in the heat dissipation path of the power semiconductor elements connected in parallel may deteriorate with time, and the junction temperature of the power semiconductor elements connected in parallel may differ.

閾値電圧が変動すると、並列接続されたパワー半導体素子（上アーム素子（上アームのパワー半導体素子）と下アーム素子（下アームのパワー半導体素子））の出力電流のアンバランスが発生し、その電流アンバランスにより、パワー半導体素子の発熱が不均等になり、特定素子に発熱が集中して電力変換装置としての信頼性が低下するおそれがある。また、素子温度に差異が生じると閾値電圧の温度依存性により、並列接続するパワー半導体素子の電流アンバランスが発生し、同様に電力変換装置の信頼性が低下するおそれがある。 When the threshold voltage fluctuates, an imbalance in the output current of the power semiconductor elements (upper arm element (upper arm power semiconductor element) and lower arm element (lower arm power semiconductor element)) connected in parallel occurs, and the current Due to the imbalance, the heat generation of the power semiconductor element becomes uneven, and the heat generation may be concentrated on the specific element, which may reduce the reliability of the power conversion device. Further, if there is a difference in the element temperature, the current imbalance of the power semiconductor elements connected in parallel may occur due to the temperature dependence of the threshold voltage, and the reliability of the power conversion device may be lowered as well.

本発明は上述の課題を鑑みてなされたものであり、上アーム素子（上アームのパワー半導体素子）と下アーム素子（下アームのパワー半導体素子）とを含む電力変換ユニットを備えた電力変換装置の駆動回路が、上アーム素子のゲートの負バイアス電圧を生成する可変電圧源と、上アーム素子と下アーム素子に共通の温度検出部の出力に応じて可変電圧源が生成する負バイアス電圧を変化させる電圧制御部とを有する。可変電圧源の正側は下アーム素子の高電圧側に接続される。下アーム素子の低電圧側は下アームに属する容量素子の一端に接続される。容量素子のもう一端は高耐圧ダイオードのアノード端子に接続される。高耐圧ダイオードのカソード端子は可変電圧源の負側に接続される。下アーム素子がオンすると可変電圧源から容量素子に充電電流が流れる。 The present invention has been made in view of the above-mentioned problems, and is a power conversion device including a power conversion unit including an upper arm element (upper arm power semiconductor element) and a lower arm element (lower arm power semiconductor element). The drive circuit of It has a voltage control unit that changes. The positive side of the variable voltage source is connected to the high voltage side of the lower arm element. The low voltage side of the lower arm element is connected to one end of the capacitive element belonging to the lower arm. The other end of the capacitive element is connected to the anode terminal of the high withstand voltage diode. The cathode terminal of the high withstand voltage diode is connected to the negative side of the variable voltage source. When the lower arm element is turned on, a charging current flows from the variable voltage source to the capacitive element.

並列接続されたパワー半導体素子の温度差分に起因する閾値電圧の差異によって生じる電流アンバランスを改善することができ、信頼性の向上が図れる。 It is possible to improve the current imbalance caused by the difference in the threshold voltage caused by the temperature difference of the power semiconductor elements connected in parallel, and improve the reliability.

本発明の一実施形態に係る電力変換装置及びその駆動回路の構成図である。It is a block diagram of the power conversion apparatus and the drive circuit thereof which concerns on one Embodiment of this invention. 実施形態の一比較例に係る回路ブロック図である。It is a circuit block diagram which concerns on one comparative example of Embodiment. 並列接続された電力変換ユニットと各々の駆動回路部とを含む電力変換装置の構成図である。It is a block diagram of the power conversion apparatus including the power conversion unit connected in parallel and each drive circuit part. 電力変換ユニットが２並列接続の場合の同一アームにおけるパワー半導体素子の閾値電圧の温度依存性のイメージ図である。It is an image diagram of the temperature dependence of the threshold voltage of the power semiconductor element in the same arm when two power conversion units are connected in parallel. 閾値電圧が異なる際のゲート印加電圧の波形の一例のイメージ図である。It is an image diagram of an example of the waveform of the gate applied voltage when the threshold voltage is different. 上アーム駆動回路の一部の概略図である。It is a schematic diagram of a part of an upper arm drive circuit. 電圧制御処理のフローチャートである。It is a flowchart of voltage control processing. 本発明の一実施形態が適用されたエレベータシステムの一例のシステム構成図である。It is a system block diagram of an example of an elevator system to which one Embodiment of this invention is applied. 電力変換ユニットの並列接続構造例を示す。An example of the parallel connection structure of the power conversion unit is shown.

以下、図面を参照して、本発明の一実施形態に係る電力変換装置の駆動回路について説明する。なお、各図において同一要素については同一の符号を記し、重複する説明は省略する。 Hereinafter, the drive circuit of the power conversion device according to the embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. In each figure, the same elements are designated by the same reference numerals, and duplicate description will be omitted.

図１は、本発明の一実施形態に係る電力変換装置及びその駆動回路の構成図である。 FIG. 1 is a block diagram of a power conversion device and a drive circuit thereof according to an embodiment of the present invention.

本実施形態に係る電力変換装置６０は、上アーム素子（上アームのパワー半導体素子）３１１及び下アーム素子（下アームのパワー半導体素子）３０１を含む電力変換ユニット１１１と、電力変換ユニット１１１を駆動する駆動回路５０と、上アーム素子３１１と下アーム素子３０１に共通の温度センサ３０（温度検出部の一例）とを備える。パワー半導体素子としては、電圧駆動型の素子の一例である絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Insulated Gate Bipolar Transistor：ＩＧＢＴ）などを用いることができる。駆動回路５０は、温度センサ３０から検出された温度に応じて、上アーム素子３１１のゲート印加電圧と下アーム素子３０１のゲート印加電圧をそれぞれ個別に調整する。これにより、並列接続されるパワー半導体素子３１１及び３０１の温度差分が生じる場合においても、ゲート印加電圧の閾値電圧の変動に応じてゲート印加電圧を変化させることによって、発熱を均一化することができ、信頼性向上と長寿命化が図れる。 The power conversion device 60 according to the present embodiment drives a power conversion unit 111 including an upper arm element (upper arm power semiconductor element) 311 and a lower arm element (lower arm power semiconductor element) 301, and a power conversion unit 111. The drive circuit 50 is provided with a temperature sensor 30 (an example of a temperature detection unit) common to the upper arm element 311 and the lower arm element 301. As the power semiconductor element, an insulated gate bipolar transistor (IGBT) or the like, which is an example of a voltage-driven element, can be used. The drive circuit 50 individually adjusts the gate applied voltage of the upper arm element 311 and the gate applied voltage of the lower arm element 301 according to the temperature detected from the temperature sensor 30. As a result, even when there is a temperature difference between the power semiconductor devices 311 and 301 connected in parallel, the heat generation can be made uniform by changing the gate applied voltage according to the fluctuation of the threshold voltage of the gate applied voltage. , Reliability can be improved and life can be extended.

電力変換装置６０において、電力変換ユニット１１１は、正側パワー端子６０１と、負側パワー端子６０２と、出力パワー端子６０３を有している。電力変換ユニット１１１を並列接続する際は、パワー端子６０１、６０２、６０３をそれぞれ共通の端子として接続される。すなわち、並列接続される複数の電力変換ユニット１１１がそれぞれ有する複数のパワー端子６０１は共通であり、当該複数の電力変換ユニット１１１がそれぞれ有する複数のパワー端子６０２は共通であり、当該複数の電力変換ユニット１１１がそれぞれ有する複数のパワー端子６０３は共通である。 In the power conversion device 60, the power conversion unit 111 has a positive power terminal 601, a negative power terminal 602, and an output power terminal 603. When connecting the power conversion units 111 in parallel, the power terminals 601, 602, and 603 are connected as common terminals, respectively. That is, the plurality of power terminals 601 each of the plurality of power conversion units 111 connected in parallel are common, and the plurality of power terminals 602 each of the plurality of power conversion units 111 are common, and the plurality of power conversions are performed. The plurality of power terminals 603 of the unit 111 are common.

電力変換ユニット１１１は、上アーム素子３１１と、下アーム素子３０１と、温度を測定するための温度センサ３０を有する。なお、「上アーム」とは、パワー半導体素子３１１それ自体でもよいし、パワー半導体素子３１１を含む１以上のデバイスの集合でもよい。同様に、「下アーム」とは、パワー半導体素子３０１それ自体でもよいし、パワー半導体素子３０１を含む１以上のデバイスの集合でもよい。 The power conversion unit 111 includes an upper arm element 311, a lower arm element 301, and a temperature sensor 30 for measuring temperature. The "upper arm" may be the power semiconductor device 311 itself, or may be a set of one or more devices including the power semiconductor device 311. Similarly, the "lower arm" may be the power semiconductor device 301 itself or a set of one or more devices including the power semiconductor device 301.

電力変換ユニット１１１を駆動制御するための駆動回路５０が、電力変換ユニット１１１に接続されている。具体的には、駆動回路５０は、１以上の駆動回路部５の集合である。後述するように、並列接続された電力変換ユニット１１１の各々について、当該電力変換ユニット１１１に駆動回路部５が接続される。本発明は、電力変換ユニット１１１及び駆動回路部５の各々の数が１でも適用可能である。 A drive circuit 50 for driving and controlling the power conversion unit 111 is connected to the power conversion unit 111. Specifically, the drive circuit 50 is a set of one or more drive circuit units 5. As will be described later, for each of the power conversion units 111 connected in parallel, the drive circuit unit 5 is connected to the power conversion unit 111. The present invention can be applied even if the number of each of the power conversion unit 111 and the drive circuit unit 5 is 1.

駆動回路部５は、上アーム素子３１１のゲート駆動回路である上アーム駆動回路と、下アーム素子３０１のゲート駆動回路である下アーム駆動回路と、上アーム駆動回路と下アーム駆動回路との間に設けられた高耐圧ダイオード３３（ダイオードの一例）とを有する。駆動回路部５では、上アーム駆動回路及び下アーム駆動回路は個別に動作するが、後述するように、上アーム駆動回路及び下アーム駆動回路間で負バイアス電圧が共有される。具体的には、下アーム素子３０１がオンされることで、上アームでの負バイアス電圧が下アームにコピーされる。本実施形態では、上アームと下アームで温度センサ３０が共通であり、上アームと下アームの各々において、負バイアス電圧と正バイアス電圧との合計であるトータル電圧は一定である。検出された温度を基に上アームにおいて負バイアス電圧が制御され、制御された負バイアス電圧が下アームと共有される。故に、結果として、上アームと下アームにおいて、トータル電圧と負バイアス電圧の差分として正バイアス電圧が求まり、当該正バイアス電圧に従い、ゲート印加電圧が決まる。故に、共通の温度センサ３０により検出された温度に適切なゲート印加電圧を上アームと下アームのいずれについても提供できる。また、電力変換ユニット１１１に既存の下アーム素子３０１が負バイアス電圧の共有のためのスイッチとしても使用される。これにより、新たなスイッチ素子を追加するといったこと無しに（つまり部品点数の増加を抑えつつ）、負バイアス電圧の共有を実現することができる。 The drive circuit unit 5 is between an upper arm drive circuit which is a gate drive circuit of the upper arm element 311 and a lower arm drive circuit which is a gate drive circuit of the lower arm element 301, and an upper arm drive circuit and a lower arm drive circuit. It has a high withstand voltage diode 33 (an example of a diode) provided in the above. In the drive circuit unit 5, the upper arm drive circuit and the lower arm drive circuit operate individually, but as will be described later, a negative bias voltage is shared between the upper arm drive circuit and the lower arm drive circuit. Specifically, when the lower arm element 301 is turned on, the negative bias voltage in the upper arm is copied to the lower arm. In the present embodiment, the temperature sensor 30 is common to the upper arm and the lower arm, and the total voltage, which is the sum of the negative bias voltage and the positive bias voltage, is constant in each of the upper arm and the lower arm. The negative bias voltage is controlled in the upper arm based on the detected temperature, and the controlled negative bias voltage is shared with the lower arm. Therefore, as a result, the positive bias voltage is obtained as the difference between the total voltage and the negative bias voltage in the upper arm and the lower arm, and the gate applied voltage is determined according to the positive bias voltage. Therefore, a gate applied voltage suitable for the temperature detected by the common temperature sensor 30 can be provided for both the upper arm and the lower arm. Further, the lower arm element 301 existing in the power conversion unit 111 is also used as a switch for sharing the negative bias voltage. As a result, it is possible to realize sharing of the negative bias voltage without adding a new switch element (that is, while suppressing an increase in the number of parts).

駆動回路部５は、温度センサ３０からの出力であるセンス情報（つまり検出された温度）に基づいて上アームの負バイアス電圧を制御する電圧制御部３１を有する。上アーム駆動回路は、電圧制御部３１からの電圧指令に応じて上アームの負バイアス電圧を出力する負バイアス電源１００（可変電圧源の一例）と、上アームの絶縁電圧生成部５６（上アーム電源生成部の一例）と、負バイアス電源１００と絶縁電圧生成部５６と接続される正バイアス容量素子（典型的にはコンデンサ）１０３と、上アーム信号入力端子４４を有する。上アーム素子３１１の低電圧側端子を基準として、絶縁電圧生成部５６の負バイアス側には、負バイアス電源１００が接続される。上アーム素子３１１の駆動電圧の負バイアス分は負バイアス電源１００によって生成され、上アーム素子３１１の駆動電圧の正バイアス分は絶縁電圧生成部５６と負バイアス電源１００との電圧差分によって決定される。上アームの駆動信号は上アーム信号入力端子４４から入力され、上アームのバッファ回路部４２を介して、上アーム素子３１１に入力される。電圧制御部３１は、温度センサ３０の出力に応じて負バイアス電源１００が生成する負バイアス電圧を変化させる。 The drive circuit unit 5 has a voltage control unit 31 that controls the negative bias voltage of the upper arm based on the sense information (that is, the detected temperature) that is the output from the temperature sensor 30. The upper arm drive circuit includes a negative bias power supply 100 (an example of a variable voltage source) that outputs a negative bias voltage of the upper arm in response to a voltage command from the voltage control unit 31, and an isolated voltage generation unit 56 (upper arm) of the upper arm. It has an example of a power supply generation unit), a positive bias capacitance element (typically a capacitor) 103 connected to a negative bias power supply 100 and an insulation voltage generation unit 56, and an upper arm signal input terminal 44. A negative bias power supply 100 is connected to the negative bias side of the insulation voltage generation unit 56 with reference to the low voltage side terminal of the upper arm element 311. The negative bias component of the drive voltage of the upper arm element 311 is generated by the negative bias power supply 100, and the positive bias component of the drive voltage of the upper arm element 311 is determined by the voltage difference between the insulation voltage generation unit 56 and the negative bias power supply 100. .. The drive signal of the upper arm is input from the upper arm signal input terminal 44, and is input to the upper arm element 311 via the buffer circuit unit 42 of the upper arm. The voltage control unit 31 changes the negative bias voltage generated by the negative bias power supply 100 according to the output of the temperature sensor 30.

一方、下アーム駆動回路は、下アームの絶縁電圧生成部５５（下アーム電源生成部の一例）と、下アームの負バイアス容量素子１０１（下アームに属する容量素子の一例）と、正バイアス容量素子１０２と、下アームのバッファ回路部４１と、下アーム信号入力端子４３を有する。下アーム素子３０１の低電圧側端子を基準として、絶縁電圧生成部５５の負バイアス側には、負バイアス容量素子１０１に接続される。下アームの正バイアス側の電圧は、絶縁電圧生成部５５と負バイアス容量素子１０１との電圧差分によって決定される。下アームの駆動信号は、下アーム信号入力端子４３から入力され、下アームのバッファ回路部４１を介して、下アーム素子３０１に入力される。 On the other hand, the lower arm drive circuit includes an insulation voltage generation unit 55 of the lower arm (an example of a lower arm power generation unit), a negative bias capacitance element 101 of the lower arm (an example of a capacitance element belonging to the lower arm), and a positive bias capacitance. It has an element 102, a buffer circuit unit 41 of the lower arm, and a lower arm signal input terminal 43. With reference to the low voltage side terminal of the lower arm element 301, the negative bias side of the insulation voltage generation unit 55 is connected to the negative bias capacitance element 101. The voltage on the positive bias side of the lower arm is determined by the voltage difference between the insulation voltage generation unit 55 and the negative bias capacitance element 101. The drive signal of the lower arm is input from the lower arm signal input terminal 43, and is input to the lower arm element 301 via the buffer circuit unit 41 of the lower arm.

上アーム駆動回路と下アーム駆動回路の間には、高耐圧ダイオード３３が接続されており、高耐圧ダイオード３３のアノード端子は下アームの負バイアス容量素子１０１の一端に接続され、高耐圧ダイオード３３のカソード端子は上アームの負バイアス電源１００の負電位端子（負側）に接続される。 A high withstand voltage diode 33 is connected between the upper arm drive circuit and the lower arm drive circuit, and the anode terminal of the high withstand voltage diode 33 is connected to one end of the negative bias capacitive element 101 of the lower arm, so that the high withstand voltage diode 33 is connected. The cathode terminal of is connected to the negative potential terminal (negative side) of the negative bias power supply 100 of the upper arm.

下アームの負バイアス容量素子１０１のもう一端（高耐圧ダイオード３３と接続されていない端子）は、下アーム素子３０１のＬＶ側（低電圧側）の端子と接続されている。下アーム素子３０１のＨＶ側（高電圧側）の端子は、上アーム素子３１１のＬＶ側端子に接続されるとともに、上アームの負バイアス電源１００の正電位端子に接続される。 The other end of the negative bias capacitance element 101 of the lower arm (terminal not connected to the high withstand voltage diode 33) is connected to the terminal on the LV side (low voltage side) of the lower arm element 301. The HV side (high voltage side) terminal of the lower arm element 301 is connected to the LV side terminal of the upper arm element 311 and is connected to the positive potential terminal of the negative bias power supply 100 of the upper arm.

図１の吹出が示す通り、上アームの負バイアス電源１００と、下アーム素子３０１と、下アームの負バイアス容量素子１０１と、高耐圧ダイオード３３によって、ループが形成されている。下アーム素子３０１が導通すれば、下アームの負バイアス容量素子１０１に充電電流３５が流れ、下アームの負バイアス容量素子１０１は充電されてそのうち上アームの負バイアス電源１００と略同一の電圧となる。また、下アーム素子３０１がオフとなり、上アームと下アームの駆動回路間に高電圧が印加されるが、高耐圧ダイオード３３が十分な耐圧を持っており、上アームと下アーム間に大電流が流れることはない。 As shown by the blowout in FIG. 1, a loop is formed by the negative bias power supply 100 of the upper arm, the lower arm element 301, the negative bias capacitance element 101 of the lower arm, and the high withstand voltage diode 33. When the lower arm element 301 conducts, a charging current 35 flows through the negative bias capacitance element 101 of the lower arm, the negative bias capacitance element 101 of the lower arm is charged, and the voltage is substantially the same as that of the negative bias power supply 100 of the upper arm. Become. Further, the lower arm element 301 is turned off and a high voltage is applied between the drive circuits of the upper arm and the lower arm, but the high withstand voltage diode 33 has a sufficient withstand voltage, and a large current is applied between the upper arm and the lower arm. Does not flow.

従って、温度センサ３０の検出温度に応じて上アームの負バイアス電源１００の電圧Ｖｅが変化し、負バイアス電源１００の電圧Ｖｅは、下アーム素子３０１が導通することにより、下アームの負バイアス容量素子１０１にコピーされる。結果として、負バイアス電圧Ｖｅが、上アーム駆動回路と下アーム駆動回路間で共有される。これにより、共通（同一）の温度センサ３０の検出温度（検出された温度を示す温度情報）に基づいて、上アーム及び下アームの両方の負バイアス電圧を変化させることができる。 Therefore, the voltage Ve of the negative bias power supply 100 of the upper arm changes according to the detection temperature of the temperature sensor 30, and the voltage Ve of the negative bias power supply 100 is the negative bias capacitance of the lower arm due to the conduction of the lower arm element 301. It is copied to the element 101. As a result, the negative bias voltage Ve is shared between the upper arm drive circuit and the lower arm drive circuit. Thereby, the negative bias voltage of both the upper arm and the lower arm can be changed based on the detected temperature (temperature information indicating the detected temperature) of the common (same) temperature sensor 30.

図２は、実施形態の一比較例に係る回路ブロック図である。 FIG. 2 is a circuit block diagram according to a comparative example of the embodiment.

同一の温度センサ３０を共有して上下アームのゲート電圧を調整する場合、上下アーム間に高電圧がかかるため、温度センサ３０の検出温度を一旦上位電圧制御部４０に取り込み、その温度情報に基づいた上アームあるいは下アームのゲート電圧制御指令を上アームのゲート電圧可変部１５１１と、下アームのゲート電圧可変部１５０１にそれぞれ絶縁して転送する必要がある。そこで、上アームには上アーム絶縁信号伝送部３９と、下アームには下アーム絶縁信号伝送部３８がそれぞれ必要である。 When the same temperature sensor 30 is shared and the gate voltage of the upper and lower arms is adjusted, a high voltage is applied between the upper and lower arms. Therefore, the detected temperature of the temperature sensor 30 is once taken into the upper voltage control unit 40 and based on the temperature information. It is necessary to insulate and transfer the gate voltage control command of the upper arm or the lower arm to the gate voltage variable portion 1511 of the upper arm and the gate voltage variable portion 1501 of the lower arm, respectively. Therefore, the upper arm requires an upper arm isolated signal transmission unit 39, and the lower arm requires a lower arm isolated signal transmission unit 38.

上アーム絶縁信号伝送部３９及び下アーム絶縁信号伝送部３８（例えば光ファイバ）は、一般的に高価であり、さらに、その絶縁信号を送信あるいは受信を行うための絶縁回路も必要であり、トータルのシステムとしては高コストで複雑化してしまう課題がある。 The upper arm isolated signal transmission unit 39 and the lower arm isolated signal transmission unit 38 (for example, an optical fiber) are generally expensive, and an insulating circuit for transmitting or receiving the isolated signal is also required, so that the total There is a problem that the system is expensive and complicated.

また、そのようなシステムでは、検出温度を一旦上位電圧制御部４０に転送して、さらに絶縁信号に変換された指令を上下アームのゲート電圧可変部１５１１、１５０１に転送する必要があるため、信号伝送の遅延が大きいという課題もある。 Further, in such a system, it is necessary to once transfer the detected temperature to the upper voltage control unit 40 and further transfer the command converted into the insulation signal to the gate voltage variable units 1511 and 1501 of the upper and lower arms, so that the signal is used. There is also the problem that the transmission delay is large.

従って、図２に示す一比較例に係る回路構成では、システムの高コスト化及び複雑化と、信号伝送遅延による電圧制御の遅れが課題である。一方、本実施形態に係る回路構成であれば、低コスト且つ簡易な構成であり信号転送遅延が少ない駆動回路を実現可能である。 Therefore, in the circuit configuration according to the comparative example shown in FIG. 2, the problems are the cost increase and complexity of the system and the delay of voltage control due to the signal transmission delay. On the other hand, with the circuit configuration according to the present embodiment, it is possible to realize a drive circuit having a low cost and a simple configuration and a small signal transfer delay.

図３は、並列接続された電力変換ユニット１１１と各々の駆動回路部５とを含む電力変換装置６０の構成図を示す。 FIG. 3 shows a configuration diagram of a power conversion device 60 including a power conversion unit 111 connected in parallel and each drive circuit unit 5.

電力変換装置６０には、例えば、３並列の電力変換ユニット１１１と、それぞれの電力変換ユニット１１１に接続される上述の駆動回路部５が搭載されている。なお、図３の例では、３並列を例に挙げて説明するが、並列数は、３に限らず、２でもよいし、４以上でもよい。並列数をｎ（ｎは２以上の整数）とすることができる。図３の例では、電力変換装置６０の駆動回路５０は、３つの駆動回路部５で構成される。 The power conversion device 60 is equipped with, for example, three parallel power conversion units 111 and the above-mentioned drive circuit unit 5 connected to each power conversion unit 111. In the example of FIG. 3, 3 parallels will be described as an example, but the number of parallels is not limited to 3, and may be 2 or 4 or more. The number of parallels can be n (n is an integer of 2 or more). In the example of FIG. 3, the drive circuit 50 of the power conversion device 60 is composed of three drive circuit units 5.

図３に示す３つの電力変換ユニット１１１は、共通の正側パワー端子６０１と、負側パワー端子６０２と、出力パワー端子６０３を共有している。パワー半導体素子を並列接続する場合、閾値電圧のばらつきにより、スイッチングタイミングなどの特性がずれ、並列接続時の電流不平衡による損失不平衡の発生が問題となる。そこで、本実施形態では、閾値電圧の差分に応じてゲート印加電圧を変化させることで電流の均等化を図る。しかしながら、閾値電圧は温度依存性が存在し、一度ゲート電圧を閾値電圧に応じて調整を行ったとしても、３つの電力変換ユニット１１１のお互いの温度がずれると、閾値電圧も温度に応じて変化するため、その都度温度に応じてゲート電圧を再調整する必要がある。 The three power conversion units 111 shown in FIG. 3 share a common positive power terminal 601, a negative power terminal 602, and an output power terminal 603. When power semiconductor devices are connected in parallel, characteristics such as switching timing deviate due to variations in the threshold voltage, and the occurrence of loss imbalance due to current imbalance during parallel connection becomes a problem. Therefore, in the present embodiment, the current is equalized by changing the gate applied voltage according to the difference in the threshold voltage. However, the threshold voltage has a temperature dependence, and even if the gate voltage is once adjusted according to the threshold voltage, if the temperatures of the three power conversion units 111 deviate from each other, the threshold voltage also changes according to the temperature. Therefore, it is necessary to readjust the gate voltage according to the temperature each time.

そこで、本実施形態では、各駆動回路部５が、当該駆動回路部５が駆動する電力変換ユニット１１１に搭載されている温度センサ３０の検出温度に応じて、当該電力変換ユニット１１１を個別に制御する。つまり、電力変換ユニット１１１毎に、個別にゲート印加電圧が制御される。 Therefore, in the present embodiment, each drive circuit unit 5 individually controls the power conversion unit 111 according to the detection temperature of the temperature sensor 30 mounted on the power conversion unit 111 driven by the drive circuit unit 5. do. That is, the gate applied voltage is individually controlled for each power conversion unit 111.

図４Ａ及び図４Ｂを参照して、２並列時の閾値電圧の温度依存性がある場合に関するゲート電圧印加方法について説明する。 A method of applying a gate voltage will be described with reference to FIGS. 4A and 4B in a case where there is a temperature dependence of the threshold voltage at the time of two parallels.

図４Ａは、電力変換ユニットが２並列接続の場合の同一アームにおけるパワー半導体素子の閾値電圧の温度依存性のイメージ図である。 FIG. 4A is an image diagram of the temperature dependence of the threshold voltage of the power semiconductor element in the same arm when the power conversion units are connected in parallel.

図４Ａ中の直線５００は、パワー半導体素子の閾値電圧（ゲート電圧の閾値電圧）の温度依存性を示す。一般的に、閾値電圧は温度が上昇するにつれ値が小さくなる。例えば、並列接続された２つのパワー半導体素子のうち、一つ目のパワー半導体素子の温度センサの検出温度はｔ１であり、このときの一つ目のパワー半導体素子の閾値電圧はＶｔｈ１である。一方、二つ目のパワー半導体素子の温度センサの検出温度はｔ２であり、このときの二つ目のパワー半導体素子の閾値電圧はＶｔｈ２である。ただし、ｔ１＜ｔ２、Ｖｔｈ１＞Ｖｔｈ２であり、両者の閾値電圧の差分Ｖｔｈ１－Ｖｔｈ２は△Ｖｔｈである。 The straight line 500 in FIG. 4A shows the temperature dependence of the threshold voltage (threshold voltage of the gate voltage) of the power semiconductor element. Generally, the threshold voltage becomes smaller as the temperature rises. For example, of the two power semiconductor devices connected in parallel, the detection temperature of the temperature sensor of the first power semiconductor element is t1, and the threshold voltage of the first power semiconductor element at this time is Vth1. On the other hand, the detection temperature of the temperature sensor of the second power semiconductor element is t2, and the threshold voltage of the second power semiconductor element at this time is Vth2. However, t1 <t2, Vth1> Vth2, and the difference Vth1-Vth2 between the two threshold voltages is ΔVth.

図４Ｂは、閾値電圧が異なる際のゲート印加電圧の波形イメージを示す。ただし、図中の点線波形５０１は一つ目パワー半導体素子のゲート印加電圧波形、図中の実線波形５０２は二つ目のパワー半導体素子のゲート印加電圧波形をそれぞれ示す。 FIG. 4B shows a waveform image of the gate applied voltage when the threshold voltage is different. However, the dotted waveform 501 in the figure shows the gate applied voltage waveform of the first power semiconductor element, and the solid line waveform 502 in the figure shows the gate applied voltage waveform of the second power semiconductor element.

図４Ｂの通り、一つ目のパワー半導体素子の閾値電圧Ｖｔｈ１が二つ目のパワー半導体素子の閾値電圧Ｖｔｈ２より大きい値であり、そのため、一つ目のパワー半導体素子に対応するゲート駆動回路に内蔵する電圧制御部３１の指令に基づき、負バイアス電源１００は電圧Ｖｅ１を出力する。また、二つ目のパワー半導体素子に対応するゲート駆動回路に内蔵する負バイアス電源１００は電圧Ｖｅ２を出力する。ここで、Ｖｔｈ１＞Ｖｔｈ２であることから、Ｖｅ１＞Ｖｅ２とすることで、一つ目のパワー半導体素子ゲート印加電圧Ｖｇｅ１と二つ目のパワー半導体素子のゲート印加電圧Ｖｇｅ２の関係として、「Ｖｇｅ１の最大値」＞「Ｖｇｅ２の最大値」であり、それぞれの最大値の差分は閾値電圧の差分△Ｖｔｈと略等量である。 As shown in FIG. 4B, the threshold voltage Vth1 of the first power semiconductor element is larger than the threshold voltage Vth2 of the second power semiconductor element. Therefore, in the gate drive circuit corresponding to the first power semiconductor element. The negative bias power supply 100 outputs the voltage Ve1 based on the command of the built-in voltage control unit 31. Further, the negative bias power supply 100 built in the gate drive circuit corresponding to the second power semiconductor element outputs the voltage Ve2. Here, since Vth1> Vth2, by setting Ve1> Ve2, the relationship between the gate applied voltage Vge1 of the first power semiconductor element and the gate applied voltage Vge2 of the second power semiconductor element is "Vge1. "Maximum value"> "Maximum value of Vge2", and the difference between the maximum values is substantially the same as the difference ΔVth of the threshold voltage.

本実施形態では、ゲート印加電圧Ｖｇｅ１とＶｇｅ２の最大値と最小値の差はほぼ同じであるが、負バイアス電源１００の出力電圧を調整することで、基準電位５０３から最小値まで電圧Ｖｅ１とＶｅ２を調整しており、結果としてそれぞれのゲート印加電圧の最大値を調整できる。図４Ａ及び図４Ｂによれば、電圧制御部３１は、温度センサ３０の検出温度が相対的に高い場合（例えば、検出温度がｔ２（第１の温度の一例）の場合）、負バイアス電圧の値を相対的に大きい値（例えば、Ｖｅ２（第１の負バイアス電圧の一例）とする。電圧制御部３１は、温度センサ３０の検出温度が相対的に低い場合（例えば、検出温度がｔ１（第１の温度よりも低い第２の温度の一例）の場合）、負バイアス電圧の値を相対的に小さい値（例えば、Ｖｅ１（第１の負バイアス電圧よりも低い第２の負バイアス電圧の一例））とする。検出温度が上がると閾値電圧が下がるので、負バイアス電圧が大きくされる。 In the present embodiment, the difference between the maximum value and the minimum value of the gate applied voltages Vge1 and Vge2 is almost the same, but by adjusting the output voltage of the negative bias power supply 100, the voltages Ve1 and Ve2 from the reference potential 503 to the minimum value. As a result, the maximum value of each gate applied voltage can be adjusted. According to FIGS. 4A and 4B, the voltage control unit 31 has a negative bias voltage when the detection temperature of the temperature sensor 30 is relatively high (for example, when the detection temperature is t2 (an example of the first temperature)). The value is set to a relatively large value (for example, Ve2 (an example of a first negative bias voltage). When the detection temperature of the temperature sensor 30 is relatively low (for example, the detection temperature is t1) in the voltage control unit 31. In the case of a second temperature lower than the first temperature), the value of the negative bias voltage is set to a relatively small value (for example, Ve1 (an example of the second negative bias voltage lower than the first negative bias voltage). As an example)), the threshold voltage decreases as the detection temperature rises, so the negative bias voltage increases.

図５は、電力変換ユニット１１１の駆動回路部５における上アーム駆動回路の一部の概略図である。 FIG. 5 is a schematic diagram of a part of the upper arm drive circuit in the drive circuit unit 5 of the power conversion unit 111.

上アームの絶縁電圧生成部５６と、上アームの負バイアス電源１００と、絶縁電圧生成部５６と接続される正バイアス容量素子１０３とが図示されている。 The insulation voltage generation unit 56 of the upper arm, the negative bias power supply 100 of the upper arm, and the positive bias capacitance element 103 connected to the insulation voltage generation unit 56 are shown.

本実施形態では、絶縁電圧生成部５６の出力電圧ＶＤＤはほぼ一定である。温度センサ３０の検出温度に応じて、負バイアス電源１００の出力電圧Ｖｅが変化する。したがって、基準電圧端子５０４から見て、正バイアス電圧分はＶＤＤ－Ｖｅとなる。この正バイアス電圧分を各デバイスの閾値電圧に応じて変化させることで、並列接続した電力変換ユニット同士の電流均等化が図れる。 In this embodiment, the output voltage VDD of the insulation voltage generation unit 56 is substantially constant. The output voltage Ve of the negative bias power supply 100 changes according to the detection temperature of the temperature sensor 30. Therefore, when viewed from the reference voltage terminal 504, the positive bias voltage component is VDD-Ve. By changing this positive bias voltage component according to the threshold voltage of each device, it is possible to equalize the current between the power conversion units connected in parallel.

図６は、本実施形態に係る電圧制御処理のフローチャートである。 FIG. 6 is a flowchart of the voltage control process according to the present embodiment.

温度センサ３０の検出温度に基づいて、電圧制御部３１が、上アームの負バイアス電源１００を制御する、つまり、負バイアス電圧Ｖｅを変化させる（ステップ２０１）。 Based on the detected temperature of the temperature sensor 30, the voltage control unit 31 controls the negative bias power supply 100 of the upper arm, that is, changes the negative bias voltage Ve (step 201).

次に、上アーム素子３１１がオフとなり、下アーム素子３０１がオンとなると、上アームの負バイアス電源１００で生成された電圧Ｖｅにより、高耐圧ダイオード３３を介して下アームの負バイアス容量素子１０１に充電電流が流れる（ステップ２０２）。 Next, when the upper arm element 311 is turned off and the lower arm element 301 is turned on, the voltage Ve generated by the negative bias power supply 100 of the upper arm causes the negative bias capacitance element 101 of the lower arm via the high withstand voltage diode 33. Charging current flows through (step 202).

そのうち、下アームの負バイアス容量素子１０１の両端電圧が上アームの負バイアス電源１００の負バイアス電圧Ｖｅと略同一となる（ステップ２０３）。 Among them, the voltage across the negative bias capacitance element 101 of the lower arm becomes substantially the same as the negative bias voltage Ve of the negative bias power supply 100 of the upper arm (step 203).

図７は、本発明の一実施形態が適用されたエレベータシステムの一例のシステム構成図である。 FIG. 7 is a system configuration diagram of an example of an elevator system to which one embodiment of the present invention is applied.

エレベータシステム６００では、系統４０５からの電力はフィルタ回路４０４を介して、本発明の一実施形態に係る駆動回路により駆動する電力変換ユニットを複数並列接続したコンバータシステム４１０に入力され、当該コンバータシステム４１０により、交流から直流への変換が行われる。そして、本発明の一実施形態に係る駆動回路により駆動する電力変換ユニットを複数並列接続したインバータシステム４１１により、直流から交流への変換が行われる。インバータシステム４１１が、フィルタ回路４０４を介して、モータ（巻上機）４０１を駆動する。モータ４０１の負荷としては、ロープ４０６に繋がれたエレベータのかご４０７とカゴ４０７とつり合いをとるためのおもり４０８がある。モータ４０１の電力はエレベータのかご４０７を上下させるために消費される。 In the elevator system 600, the electric power from the system 405 is input to the converter system 410 in which a plurality of power conversion units driven by the drive circuit according to the embodiment of the present invention are connected in parallel via the filter circuit 404. Therefore, conversion from alternating current to direct current is performed. Then, the conversion from direct current to alternating current is performed by the inverter system 411 in which a plurality of power conversion units driven by the drive circuit according to the embodiment of the present invention are connected in parallel. The inverter system 411 drives the motor (winding machine) 401 via the filter circuit 404. The load of the motor 401 includes a weight 408 for balancing the elevator car 407 and the basket 407 connected to the rope 406. The power of the motor 401 is consumed to move the elevator car 407 up and down.

エレベータのかご４０７に載せる重量物を速く移動させるためには、モータ４０１の出力パワーを増やす必要があり、出力パワーを増やすためには、コンバータシステム４１０及びインバータシステム４１１の電力変換ユニットの並列数を増加させる必要がある。 In order to move heavy objects to be placed in the elevator car 407 quickly, it is necessary to increase the output power of the motor 401, and in order to increase the output power, the number of parallel power conversion units of the converter system 410 and the inverter system 411 is increased. Need to increase.

電力変換ユニットの並列数が増加すれば、パワー半導体素子の閾値変化による電流の不均一化の影響が増大し得るが、上述した実施形態に係る電流均等化駆動制御技術を使えば、エレベータシステム６００の信頼性が向上することが期待できる。 If the number of parallel power conversion units increases, the effect of current non-uniformity due to a change in the threshold value of the power semiconductor element may increase. However, if the current equalization drive control technology according to the above-described embodiment is used, the elevator system 600 It is expected that the reliability of the power will be improved.

システムが大型化すればするほど、パワー半導体素子の破壊からシステムを復帰するために要する時間が増大する。上述した実施形態に係る方法により、電流均等化を図ることでエレベータシステム６００の長寿命化が期待できる。 The larger the system, the more time it takes to recover from the destruction of the power semiconductor device. By the method according to the above-described embodiment, the life of the elevator system 600 can be expected to be extended by equalizing the current.

図８は、電力変換装置の並列接続構造例を示す。 FIG. 8 shows an example of a parallel connection structure of a power conversion device.

図８に示す電力変換装置の並列接続例は、２つの電力変換装置６０の並列接続である。電力変換装置６０には電力変換ユニット（パワー半導体モジュールと呼ばれてもよい）１１１が搭載されている。また、電力変換装置６０には、冷却システム７１０が搭載されている。 An example of parallel connection of the power conversion device shown in FIG. 8 is a parallel connection of two power conversion devices 60. The power conversion device 60 is equipped with a power conversion unit (which may be called a power semiconductor module) 111. Further, the power conversion device 60 is equipped with a cooling system 710.

通常運転時において、各電力変換装置６０において、冷却システム７１０が正常に動作されている場合は、並列接続された２つの電力変換ユニット１１１は略同一の電流出力と、一律に冷却される。このため、それぞれの電力変換ユニット１１１に搭載する温度センサの検出温度ｔ１及びｔ２は略同一となることが想定される。 In the normal operation, when the cooling system 710 is normally operated in each power conversion device 60, the two power conversion units 111 connected in parallel are uniformly cooled with substantially the same current output. Therefore, it is assumed that the detection temperatures t1 and t2 of the temperature sensors mounted on the respective power conversion units 111 are substantially the same.

一方、経時劣化により、仮に一方の電力変換ユニット１１１に搭載する冷却システム７１０が故障してしまった場合を考えると、当該電力変換ユニット１１１の放熱効率が劣化してしまい、温度センサの検出温度ｔ２が高くなることが想定される。この場合、上述したとおり、ｔ１＜ｔ２のため、それぞれのパワー半導体モジュールに搭載されているパワー半導体素子の閾値電圧がＶｔｈ１＞Ｖｔｈ２となることが想定される。そのため、同一のゲート駆動条件では、電流アンバランスが発生しうる。 On the other hand, considering the case where the cooling system 710 mounted on one of the power conversion units 111 fails due to deterioration over time, the heat dissipation efficiency of the power conversion unit 111 deteriorates, and the detection temperature t2 of the temperature sensor Is expected to be high. In this case, as described above, since t1 <t2, it is assumed that the threshold voltage of the power semiconductor element mounted on each power semiconductor module is Vth1> Vth2. Therefore, current imbalance may occur under the same gate drive conditions.

そこで、上述した実施形態に係る駆動回路によれば、電流均等化を図ることができる。 Therefore, according to the drive circuit according to the above-described embodiment, current equalization can be achieved.

なお、以上の実施形態では、パワー半導体素子が２並列もしくは３並列の場合を例に挙げて説明したが、パワー半導体素子の並列数ｎ（ｎは２以上の整数）がいずれの値でも、本発明は適用可能である。 In the above embodiment, the case where the power semiconductor elements are in two parallels or three in parallel has been described as an example, but the present invention may be performed regardless of the value of the number of parallel power semiconductor elements n (n is an integer of 2 or more). The invention is applicable.

また、本発明は上記した実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例を含む。例えば、上記した実施形態は本発明を分かりやすく説明するために詳細したものであり、必ずしも全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることも可能であり、また、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加、削除及び置換のいずれをすることも可能である。 Further, the present invention is not limited to the above-described embodiment, and includes various modifications. For example, the above-described embodiments are detailed in order to explain the present invention in an easy-to-understand manner, and are not necessarily limited to those having all the configurations. It is also possible to replace a part of the configuration of one embodiment with the configuration of another embodiment, and it is also possible to add the configuration of another embodiment to the configuration of one embodiment. Further, it is possible to add, delete, or replace a part of the configuration of each embodiment with another configuration.

５・・・駆動回路部、３０・・・温度センサ、３１・・・電圧制御部、３３・・・高耐圧ダイオード、５０・・・駆動回路、１１１・・・電力変換ユニット、３０１・・・下アーム素子（下アームのパワー半導体素子）、３１１・・・上アーム素子（上アームのパワー半導体素子） 5 ... Drive circuit unit, 30 ... Temperature sensor, 31 ... Voltage control unit, 33 ... High withstand voltage diode, 50 ... Drive circuit, 111 ... Power conversion unit, 301 ... Lower arm element (lower arm power semiconductor element), 311 ... Upper arm element (upper arm power semiconductor element)

Claims (6)

上アームのパワー半導体素子である上アーム素子と下アームのパワー半導体素子である下アーム素子とを含む電力変換ユニットを備えた電力変換装置の駆動回路であって、
前記上アーム素子のゲートの負バイアス電圧を生成する可変電圧源と、
前記上アーム素子と前記下アーム素子に共通の温度検出部の出力に応じて前記可変電圧源が生成する前記負バイアス電圧を変化させる電圧制御部と
を有し、
前記可変電圧源の正側は前記下アーム素子の高電圧側に接続され、
前記下アーム素子の低電圧側は前記下アームに属する容量素子の一端に接続され、
前記容量素子のもう一端は高耐圧ダイオードのアノード端子に接続され、
前記高耐圧ダイオードのカソード端子は前記可変電圧源の負側に接続され、
前記下アーム素子がオンすると前記上アームに属する前記可変電圧源から前記下アームに属する前記容量素子に充電電流が流れる
ことを特徴とする電力変換装置の駆動回路。 A drive circuit of a power conversion device including a power conversion unit including an upper arm element which is a power semiconductor element of the upper arm and a lower arm element which is a power semiconductor element of the lower arm.
A variable voltage source that generates a negative bias voltage for the gate of the upper arm element,
It has a voltage control unit that changes the negative bias voltage generated by the variable voltage source according to the output of the temperature detection unit common to the upper arm element and the lower arm element.
The positive side of the variable voltage source is connected to the high voltage side of the lower arm element.
The low voltage side of the lower arm element is connected to one end of the capacitive element belonging to the lower arm.
The other end of the capacitive element is connected to the anode terminal of the high withstand voltage diode,
The cathode terminal of the high withstand voltage diode is connected to the negative side of the variable voltage source.
A drive circuit of a power conversion device, characterized in that a charging current flows from the variable voltage source belonging to the upper arm to the capacitive element belonging to the lower arm when the lower arm element is turned on. 前記電圧制御部は、
前記温度検出部が検出する温度が相対的に高い場合は、前記負バイアス電圧の値を相対的に大きい値とし、
前記温度検出部が検出する温度が相対的に低い場合は、前記負バイアス電圧の値を相対的に小さい値とする
ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置の駆動回路。 The voltage control unit
When the temperature detected by the temperature detection unit is relatively high, the value of the negative bias voltage is set to a relatively large value.
The drive circuit of the power conversion device according to claim 1, wherein when the temperature detected by the temperature detection unit is relatively low, the value of the negative bias voltage is set to a relatively small value. 前記上アームに属し前記上アーム素子のゲート印加電圧を生成する上アーム電源生成部を更に有し、
前記上アーム素子の低電圧側端子を基準として、前記上アーム電源生成部の負バイアス側には、前記可変電圧源が接続され、
前記上アームの正バイアス側の電圧は、前記上アーム電源生成部と前記可変電圧源との電圧差分によって決定される
ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置の駆動回路。 It further has an upper arm power generation unit that belongs to the upper arm and generates a gate applied voltage of the upper arm element.
The variable voltage source is connected to the negative bias side of the upper arm power generation unit with reference to the low voltage side terminal of the upper arm element.
The drive circuit of the power conversion device according to claim 1, wherein the voltage on the positive bias side of the upper arm is determined by the voltage difference between the upper arm power generation unit and the variable voltage source. 前記下アームに属し前記下アーム素子のゲート印加電圧を生成する下アーム電源生成部を更に有し、
前記下アーム素子の低電圧側端子を基準として、前記下アーム電源生成部の負バイアス側には、前記容量素子に接続され、
前記下アームの正バイアス側の電圧は、前記下アーム電源生成部と前記容量素子との電圧差分によって決定される
ことを特徴とする請求項１又は３に記載の電力変換装置の駆動回路。 It further has a lower arm power generation unit that belongs to the lower arm and generates a gate applied voltage of the lower arm element.
With reference to the low voltage side terminal of the lower arm element, the negative bias side of the lower arm power generation unit is connected to the capacitive element.
The drive circuit of the power conversion device according to claim 1 or 3, wherein the voltage on the positive bias side of the lower arm is determined by the voltage difference between the lower arm power generation unit and the capacitive element. 並列接続された複数の前記電力変換ユニットにそれぞれ接続された複数の駆動回路部を有し、
前記複数の駆動回路部の各々が、前記可変電圧源及び前記電圧制御部を有し、前記複数の電力変換ユニットのうちの当該駆動回路部に接続された電力変換ユニットを駆動するようになっており、
前記複数の駆動回路部の各々において、
当該駆動回路部における前記可変電圧源の正側は、当該駆動回路部に接続された電力変換ユニットにおける前記下アーム素子の高電圧側に接続され、
当該下アーム素子の低電圧側は、当該駆動回路部に関する下アームに属する容量素子の一端に接続され、
当該容量素子のもう一端は高耐圧ダイオードのアノード端子に接続され、
当該高耐圧ダイオードのカソード端子は、当該駆動回路部における前記可変電圧源の負側に接続され、
当該下アーム素子がオンすると、当該駆動回路部に関する上アームに属する前記可変電圧源から前記下アームに属する前記容量素子に充電電流が流れる
ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置の駆動回路。 It has a plurality of drive circuit units connected to each of the plurality of power conversion units connected in parallel, and has a plurality of drive circuits.
Each of the plurality of drive circuit units has the variable voltage source and the voltage control unit, and drives a power conversion unit connected to the drive circuit unit among the plurality of power conversion units. Ori,
In each of the plurality of drive circuit units,
The positive side of the variable voltage source in the drive circuit unit is connected to the high voltage side of the lower arm element in the power conversion unit connected to the drive circuit unit.
The low voltage side of the lower arm element is connected to one end of a capacitive element belonging to the lower arm related to the drive circuit unit.
The other end of the capacitive element is connected to the anode terminal of the high withstand voltage diode,
The cathode terminal of the high withstand voltage diode is connected to the negative side of the variable voltage source in the drive circuit unit.
The power conversion device according to claim 1, wherein when the lower arm element is turned on, a charging current flows from the variable voltage source belonging to the upper arm of the drive circuit unit to the capacitive element belonging to the lower arm. Drive circuit. 上アームのパワー半導体素子である上アーム素子と下アームのパワー半導体素子である下アーム素子とを含む電力変換ユニットと、
前記電力変換ユニットを駆動する駆動回路と、
前記上アーム素子と前記下アーム素子に共通の温度検出部と
を備え、
前記駆動回路は、前記温度検出部から検出された温度に応じて、前記上アーム素子のゲート印加電圧と前記下アーム素子のゲート印加電圧をそれぞれ個別に調整し、
前記駆動回路は、
前記上アーム素子のゲートの負バイアス電圧を生成する可変電圧源と、
前記温度検出部の出力に応じて前記可変電圧源が生成する前記負バイアス電圧を変化させる電圧制御部と
を有し、
前記可変電圧源の正側は前記下アーム素子の高電圧側に接続され、
前記下アーム素子の低電圧側は前記下アームに属する容量素子の一端に接続され、
前記容量素子のもう一端は高耐圧ダイオードのアノード端子に接続され、
前記高耐圧ダイオードのカソード端子は前記可変電圧源の負側に接続され、
前記下アーム素子がオンすると前記上アームに属する前記可変電圧源から前記下アームに属する前記容量素子に充電電流が流れる
ことを特徴とする電力変換装置。 A power conversion unit including an upper arm element, which is a power semiconductor element of the upper arm, and a lower arm element, which is a power semiconductor element of the lower arm.
The drive circuit that drives the power conversion unit and
A temperature detection unit common to the upper arm element and the lower arm element
Equipped with
The drive circuit individually adjusts the gate applied voltage of the upper arm element and the gate applied voltage of the lower arm element according to the temperature detected from the temperature detection unit.
The drive circuit
A variable voltage source that generates a negative bias voltage for the gate of the upper arm element,
It has a voltage control unit that changes the negative bias voltage generated by the variable voltage source according to the output of the temperature detection unit.
The positive side of the variable voltage source is connected to the high voltage side of the lower arm element.
The low voltage side of the lower arm element is connected to one end of the capacitive element belonging to the lower arm.
The other end of the capacitive element is connected to the anode terminal of the high withstand voltage diode,
The cathode terminal of the high withstand voltage diode is connected to the negative side of the variable voltage source.
A power conversion device characterized in that when the lower arm element is turned on, a charging current flows from the variable voltage source belonging to the upper arm to the capacitive element belonging to the lower arm.
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