JP7015743B2 - 無線送信装置および無線通信装置 - Google Patents

Description

本開示は、無線送信装置および無線通信装置に関し、特に、複数のＤ級増幅器を用いた無線送信装置および無線通信装置に適用可能である。

近年、デジタル機器用の近距離無線通信規格の1つであるBluetooth（登録商標）等の無線を用いるコンピュータ機器やモバイル端末の需要が増加している。また、ウェアラブルデバイスに搭載するために、無線送信装置の１チップ化などが要求されており、マイクロコンピュータやＳｏＣ（System on a Chip）などの半導体装置への無線送信装置の搭載が増加している。Bluetooth規格に対応する無線送信装置では、電力増幅器(パワーアンプ)として、Ｄ級増幅器を用いることが検討されている。

電力増幅器にＤ級増幅器を用いた技術の一例が、たとえば、非特許文献１（以下、Yu文献という）に提案されている。Yu文献の図３を参照し、送信電力（Pout）の制御のために、複数並列に接続したＤ級増幅器ユニットのＤ級増幅動作するユニット数の調整を行う。Ｄ級増幅動作させないＤ級増幅器ユニットは内部のスイッチ制御によりＯＦＦ状態となり、Ｖ_Ｄ端で見た時にオープン（Ｈｉ-Ｚ）となる。Ｖ_Ｄ端からマッチング部(ＤＭＮ)を見た時のインピーダンス(Ｚ_ＤＭＮ)調整は、容量Ｃ_ＤＭＮのみでおこなわれる。

Wei-Han Yu et al., "A High-Voltage-Enabled Class-D Polar PA Using Interactive AM-AM Modulation, Dynamic Matching, and Power-Gating for Average PAE Enhancement", IEEE TRANSACTION ON CIRCUIT AND SYSTEMS-I: REGULAR PAPERS, vol. PP, Issue: 99, pp. 1-14, 31 May 2017

本発明者の検討によれば、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ規格に対応する無線送信装置では、特に、消費電力の削減や送信電力の高出力化のニーズがある。本来、トレードオフの関係にある消費電力の削減と送信電力の高出力化の両特性を、同一の回路構成により達成することが望まれている。

ところで、Yu文献では、送信電力を小さくしたいときに、Ｄ級増幅動作を行うユニットの出力からＯＦＦ状態としたユニットの寄生容量（例えばユニットを構成するＭＯＳのドレイン・ソース容量）がそのまま見えてしまう。このため、ＯＦＦ状態のユニット数が多い場合には寄生容量によるロスが大きくなり電力効率が低下してしまうおそれがある。

また、Ｄ級増幅器の出力からアンテナ側をみた時のインピーダンス（Ｚ_ＤＭＮ）は、必要な送信電力と電源電圧から決まる最適インピーダンスに設定する必要があるが、小さい送信電力を効率よく出力させる場合にはインピーダンス（Ｚ_ＤＭＮ）は大きくしなければならず、一方大きな送信電力の出力を行う場合はインピーダンス（Ｚ_ＤＭＮ）を小さくすることが好ましい。容量Ｃ_ＡＣを固定としたYu文献では、これら幅広いインピーダンス調整を実現することは困難であると考えられる。

また、Ｄ級増幅器を差動構成にすると、大きな送信電力を出力することは得意であるが、小さい送信電力を効率よく出力することは苦手なため、より一層インピーダンス（Ｚ_ＤＭＮ）の調整は重要である。Yu文献では、スイッチ容量アレイ（ＳＣＡ）のみで調整するため、インピーダンス（Ｚ_ＤＭＮ）を大きくすることが困難であり、Ｄ級増幅動作を行うユニットの個数、つまりオン抵抗Ｒｏｎ(たとえば、ＭＯＳのオン抵抗)のみを変化させるため、電力ロスが増加してしまうおそれがある。

本開示の課題は、出力電力を小さくしたときにも電力効率を改善可能な無線送信装置を提供することにある。

その他の課題と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

本開示のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば下記の通りである。

すなわち、無線送信装置は、入力端子と、複数の制御端子と、増幅回路と、入力と出力とを有する整合回路と、前記整合回路の前記出力に接続された出力端子と、を備える。前記増幅回路は、複数の単位増幅器と、複数の容量素子と、を含む。前記複数の単位増幅器のおのおのは、サブ入力端子と、サブ制御端子と、サブ出力端子と、を含む。前記サブ入力端子は前記入力端子に接続され、前記サブ制御端子は前記複数の制御端子内の対応する１つの制御端子に接続され、前記サブ出力端子は前記複数の容量素子内の対応する１つの容量素子を直列に介して、前記整合回路の前記入力に接続される。前記複数の単位増幅器のおのおのは、トライステート型のＤ級増幅器を含む。前記複数の単位増幅器のおのおの前記サブ出力端子は、前記サブ制御端子に供給される制御信号および前記サブ入力端子に供給される入力信号に基づいて、ローレベル状態、ハイレベル状態、または、ハイインピーダンス状態とされる。

上記半導体装置によれば、出力電力を小さくしたときにも電力効率を改善することができる。

実施態様に係る無線送信装置の構成例を示す図である。 実施例１に係る無線送信装置の構成例を示す図である。 図２の第１単位増幅器と第１選択回路の構成例を示す回路図である。 インバータ回路ＩＮＶとスイッチＳＷの構成例を示す図である。 図３の選択回路Ｓｅｌ１の動作状態を示す図である。 図３の第1単位増幅回路ＳＷＡｍｐ１の動作状態を示す図である。 実施例２に係る無線送信装置の構成例を示す図である。 図７に示す無線送信装置１ｂの等価回路図である。 実施例３に係る無線通信装置の構成例を示す図である。 変形例１に係るパワーアンプの構成例を示す図である。 変形例２に係るパワーアンプの構成例を示す図である。 電力効率の計算結果を示す図である。 変形例３に係る第１単位増幅器と第１選択回路の構成例を説明する図である。

以下、実施形態、実施例、および変形例について、図面を用いて説明する。ただし、以下の説明において、同一構成要素には同一符号を付し繰り返しの説明を省略することがある。なお、図面は説明をより明確にするため、実際の態様に比べ、模式的に表される場合があるが、あくまで一例であって、本発明の解釈を限定するものではない。

なお、本開示で説明される無線送信装置は、定包絡変調方式の無線送信装置、Bluetooth用半導体装置、Bluetooth Low Energy（登録商標）用半導体装置、ZigBee（登録商標）(IEEE802.15.4g)用半導体装置、スマートメータ用半導体装置、無線送信装置を内蔵するＳｏＣ、無線送信装置を内蔵するマイクロコンピュータ等に利用可能である。

（実施態様）
図１は、実施態様に係る無線送信装置の構成例を示す図である。

無線送信装置１は、アンテナＡＮＴを除き１つの半導体チップ上に形成された半導体装置により構成され、増幅回路ＤＰＡと、整合調整回路ＭＴと、を含む。増幅回路ＤＰＡは、Ｄ級増幅動作によって入力信号ＩＮの電力増幅を行うパワーアンプを構成する。整合調整回路ＭＴは、アンテナＡＮＴ端でのインピーダンスの整合を調整し、増幅回路ＤＰＡから出力される出力信号ＯＵＴの送信信号として出力端子Ｔｏｕｔへ供給する。出力端子Ｔｏｕｔへ供給された送信信号は、出力端子Ｔｏｕｔに接続されたアンテナＡＮＴから送信電力（Ｐｏｕｔ）の無線信号として送信される。アンテナＡＮＴは、半導体装置に設けられた出力端子Ｔｏｕｔに接続される。整合調整回路ＭＴは、たとえば、パイ型整合回路と整合定数を調整する調整回路とを含む。

増幅回路ＤＰＡは、第１ないし第Ｎ単位増幅器(複数の単位増幅回路)ＳＷＡｍｐ１～ＳＷＡｍｐｎを備える。入力端子Ｔｉｎに入力された入力信号ＩＮは、第１ないし第Ｎ単位増幅器ＳＷＡｍｐ１～ＳＷＡｍｐｎのサブ入力端子ＩＮ１～ＩＮｎに接続される。出力信号ＯＵＴは、第１ないし第Ｎ単位増幅器ＳＷＡｍｐ１～ＳＷＡｍｐｎのサブ出力端子ＯＵＴ１～ＯＵＴｎに、第１ないし第Ｎ出力容量素子Ｃ１～Ｃｎを直列に介して接続される。言い換えると、１つの単位増幅器と１つの出力容量とを１つの回路ユニット（たとえば、ＳＷＡｍｐ１とＣ１）とし、ノードｎｄを整合調整回路ＭＴの入力または出力信号ＯＵＴのノードとすると、複数の回路ユニットが、入力端子Ｔｉｎとノードｎｄとの間に、並列に設けられている構成と見ることができる。第１ないし第Ｎ出力容量素子Ｃ１～Ｃｎのおのおのは、たとえば、数フェムト程度の容量値とされる。

第１ないし第Ｎ単位増幅回路ＳＷＡｍｐ１～ＳＷＡｍｐｎのサブ制御端子ＥＮ１～ＥＮｎには、制御端子Ｔｃｎｔ１－Ｔｃｎｔｎに入力される制御信号ｅｎ１～ｅｎｎが接続される。第１ないし第Ｎ単位増幅回路ＳＷＡｍｐ１～ＳＷＡｍｐｎは、サブ制御端子ＥＮ１～ＥＮｎに供給される制御信号ｅｎ１～ｅｎｎに基づいて、オン状態とされてＤ級増幅動作を行うか、オフ状態とされるかを制御される。つまり、第１ないし第Ｎ単位増幅回路ＳＷＡｍｐ１～ＳＷＡｍｐｎのおのおのは、トライステート型のＤ級増幅回路である。第１ないし第Ｎ単位増幅回路ＳＷＡｍｐ１～ＳＷＡｍｐｎのサブ出力端子ＯＵＴ１～ＯＵＴｎの状態は、入力信号ＩＮと制御信号ｅｎ１～ｅｎｎとに基づいて、３状態（ローレベル（Ｌ）状態、ハイレベル（Ｈ）状態、および、ハイインピーダンス（Ｈｉ-Ｚ）状態）の内の１つの状態（Ｌ状態、Ｈ状態、または、Ｈｉ-Ｚ状態）に制御される。

送信電力（Ｐｏｕｔ）の制御は、制御信号ｅｎ１～ｅｎｎに基づいて、Ｄ級増幅動作を行わせる単位増幅回路（ＳＷＡｍｐ１～ＳＷＡｍｐｎ）の数を制御することで行う。オフ状態とされた単位増幅回路（ＳＷＡｍｐ１～ＳＷＡｍｐｎ）の寄生容量は、ノードｎｄから見た場合、見えなくなる。単位増幅回路（ＳＷＡｍｐ１～ＳＷＡｍｐｎ）の寄生容量は、後述されるように、単位増幅回路を構成するＰチャネルＭＯＳＦＥＴおよびＮチャネルＭＯＳＦＥＴに起因する寄生容量である。したがって、送信電力（Ｐｏｕｔ）を小さくしたとき、オフ状態とされた単位増幅回路（ＳＷＡｍｐ１～ＳＷＡｍｐｎ）の寄生容量がノードｎｄから見えないので、送信電力（Ｐｏｕｔ）を小さくしたときの電力効率が改善されることになる。

実施態様によれば、複数の単位増幅器ＳＷＡｍｐ１～ＳＷＡｍｐｎのサブ出力端子ＯＵＴ１～ＯＵＴｎに第１ないし第Ｎ出力容量素子Ｃ１～Ｃｎを直列に接続した構成により、Ｄ級増幅動作を行う各単位増幅器ＳＷＡｍｐ１～ＳＷＡｍｐｎからみた寄生容量値が小さくなり、チャージロスが低減される。従って、出力信号ＯＵＴの電力を小さくした時の電力効率を従来手法（Yu 文献）よりも改善することが可能である。

また、実施態様によれば、出力信号ＯＵＴの電力を小さくしたときに、出力容量素子Ｃ１～Ｃｎの容量値を小さくすることができるため、サブ出力端子ＯＵＴ１～ＯＵＴｎからアンテナＡＮＴ側を見た時のインピーダンスを高めることができ、従来手法（Yu 文献）よりもオン抵抗を小さくすることができるため、抵抗による発熱ロスを低減し電力効率を改善することが可能である。

図２は、実施例１に係る無線送信装置の構成例を示す図である。

図２に示す無線送信装置１ａの構成は、図１に示す無線送信装置１の構成に対して、変調信号発生回路ＶＣＯと、信号選択回路ＳＳＣと、制御回路ＣＮＴと、を追加した構成である。他の構成は、図１と同じであるので、説明は省略する。

変調信号発生回路ＶＣＯは、送信データに基づいて高周波（ＲＦ）変調信号（ＲＦＩＮ）を前入力端子Ｔｉｎに供給する。変調信号発生回路ＶＣＯは、たとえば、電圧制御型の発振回路を利用することができる。

信号選択回路ＳＳＣは、変調信号発生回路ＶＣＯの出力信号ＲＦＩＮを第１ないし第Ｎ単位増幅回路ＳＷＡｍｐ１～ＳＷＡｍｐｎのサブ入力端子ＩＮ１～ＩＮｎへ分配出力するか遮断するかのいずれかの動作を行う。信号選択回路ＳＳＣは、第１ないし第Ｎ選択回路Ｓｅｌ１～Ｓｅｌｎを有する。第１ないし第Ｎ選択回路Ｓｅｌ１～Ｓｅｌｎの構成は、後述される。

制御回路ＣＮＴは、制御信号ｅｎ１～ｅｎｎを生成し、信号選択回路ＳＳＣおよび第１ないし第Ｎ単位増幅回路ＳＷＡｍｐ１～ＳＷＡｍｐｎの制御を行う。なお、図２においては、増幅回路ＤＰＡと信号選択回路ＳＳＣとを含めてパワーアンプＰＡとして示している。

図３は、図２の第１単位増幅器ＳＷＡｍｐ１と信号選択回路ＳＳＣ内の第１選択回路Ｓｅｌ１の構成例を示す回路図である。図３には、代表として、第１単位増幅器ＳＷＡｍｐ１と第１選択回路Ｓｅｌ１が示される。第２ないし第Ｎ単位増幅回路ＳＷＡｍｐ２～ＳＷＡｍｐｎおよび第２ないし第Ｎ選択回路Ｓｅｌ２～Ｓｅｌｎの構成は、図３に示す第１単位増幅器ＳＷＡｍｐ１と第１選択回路Ｓｅｌ１と同様に構成することができる。

トライステート型の第１単位増幅回路ＳＷＡｍｐ１は、インバータ回路ＩＮＶと、インバータ回路ＩＮＶのＧＮＤ側に設けられたスイッチＳＷと、を含む。サブ入力端子ＩＮ１は、インバータ回路ＩＮＶの入力であり、サブ出力端子ＯＵＴ１はインバータ回路ＩＮＶの出力である。サブ制御端子ＥＮ１は、制御端子Ｔｃｎｔ１に接続され、制御信号ｅｎ１によって、スイッチＳＷのオンおよびオフが制御される。

第１選択回路Ｓｅｌ１は、ＯＲ回路ＯＲと、インバータ回路ＩＶと、を含む。ＯＲ回路ＯＲは、入力端子Ｔｉｎに接続され、出力信号ＲＦＩＮを供給される第１入力ｉ１と、制御端子Ｔｃｎｔ１に、インバータ回路ＩＶを介して接続され、制御信号ｅｎ１の反転信号を受ける第２入力ｉ２と、第１単位増幅回路ＳＷＡｍｐ１のインバータ回路ＩＮＶの入力（サブ入力端子ＩＮ１）に接続された出力ｏと、を有する。インバータ回路ＩＶの入力は、第１選択回路Ｓｅｌ１の制御入力であり、制御端子Ｔｃｎｔ１に接続され、制御信号ｅｎ１を受ける。インバータ回路ＩＶの出力は、ＯＲ回路ＯＲの第２入力ｉ２に接続される。

第１選択回路Ｓｅｌ１は、制御信号ｅｎ１に基づいて、入力端子Ｔｉｎとサブ入力端子ＩＮ１との間を接続する第１状態と、入力端子Ｔｉｎとサブ入力端子ＩＮ１との間を遮断する第２状態と、を有する。第１状態では、入力端子Ｔｉｎに供給された高周波変調信号ＲＦＩＮがＯＲ回路ＯＲの出力から第１単位増幅回路ＳＷＡｍｐ１のサブ入力端子ＩＮ１へ供給される。第２状態では、入力端子Ｔｉｎに供給された高周波変調信号ＲＦＩＮのサブ入力端子ＩＮ１へ供給が遮断される。

図３において、Ｃｐは、図４で説明されるように、単位増幅器（ＳＷＡｍｐ１～ＳＷＡｍｐｎ）のインバータ回路ＩＮＶを構成するＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＰＭ）のソース・ドレイン間におよびＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＮＭ）のソース・ドレイン間に起因する寄生容量である。Ｃｇは、図４で説明されるように、単位増幅器（ＳＷＡｍｐ１～ＳＷＡｍｐｎ）のインバータ回路ＩＮＶを構成するＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＰＭ）およびＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＮＭ）のゲートに起因する寄生容量である。

図４は、インバータ回路ＩＮＶとスイッチＳＷの構成例を示す図である。

図４（Ａ）は、図３に示すインバータ回路ＩＮＶとスイッチＳＷの回路構成例を示している。インバータ回路ＩＮＶは、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＰＭ）と、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＮＭ）とを含む。ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＰＭ）のソース・ドレイン経路とＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＮＭ）のソース・ドレイン経路とスイッチＳＷとが、電源電位とされる第1参照電位ＶＤＤと、第１参照電位ＶＤＤより低い電圧とされ、接地電位とされる第２参照電位ＧＮＤとの間に直列に接続される。図４（Ａ）において、スイッチＳＷは、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＮＭ）のソース・ドレイン経路と第２参照電位ＧＮＤとの間に接続される。ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＰＭ）のゲートとＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＮＭ）のゲートとは、共通に接続され、サブ入力端子ＩＮ１を構成する。ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＰＭ）のソース・ドレイン経路とＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＮＭ）のソース・ドレイン経路との共通接続点がサブ出力端子ＯＵＴ１を構成する。スイッチＳＷを非接続の状態とすることで、インバータ回路ＩＮＶのサブ出力端子ＯＵＴ１をＨｉ-Ｚ状態にすることができる。スイッチＳＷは、たとえば、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴで構成することができる。この場合、制御信号ｅｎ１を、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴのゲートに供給すればよい。

図４（Ｂ）は、図３に示すインバータ回路ＩＮＶとスイッチＳＷの回路構成例を示す図である。図４（Ｂ）においては、図４（Ａ）と異なり、スイッチＳＷは、第１参照電位ＶＤＤとＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＰＭ）のソース・ドレイン経路との間に接続される。スイッチＳＷを非接続の状態とすることで、インバータ回路ＩＮＶのサブ出力端子ＯＵＴ１をＨｉ-Ｚ状態にすることができる。スイッチＳＷは、たとえば、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴで構成することができる。この場合、制御信号ｅｎ１の反転信号を、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴのゲートに供給すればよい。

図４（Ｃ）は、図３に示すインバータ回路ＩＮＶとスイッチＳＷの回路構成例を示す図である。図４（Ｃ）においては、スイッチＳＷは、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＰＭ）のソース・ドレイン経路とＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＮＭ）のソース・ドレイン経路との共通接続点とサブ出力端子ＯＵＴ１との間に接続される。また、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＰＭ）のソース・ドレイン経路とＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＮＭ）のソース・ドレイン経路とが、第1参照電位ＶＤＤと第２参照電位ＧＮＤとの間に直列に接続される。スイッチＳＷを非接続の状態とすることで、インバータ回路ＩＮＶのサブ出力ＯＵＴ１をＨｉ-Ｚ状態にすることができる。スイッチＳＷは、たとえば、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ、または、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴおよびＮチャネルＭＯＳＦＥＴで構成されたＣＭＯＳスイッチで構成することができる。スイッチＳＷをＰチャネルＭＯＳＦＥＴで構成する場合、制御信号ｅｎ１の反転信号をＰチャネルＭＯＳＦＥＴのゲートに供給すればよい。スイッチＳＷをＮチャネルＭＯＳＦＥＴで構成する場合、制御信号ｅｎ１をＮチャネルＭＯＳＦＥＴのゲートに供給すればよい。スイッチＳＷをＣＭＯＳスイッチで構成する場合、制御信号ｅｎ１の反転信号をＰチャネルＭＯＳＦＥＴのゲートに供給し、制御信号ｅｎ１をＮチャネルＭＯＳＦＥＴのゲートに供給すればよい。

図４（Ｄ）は、図３に示すインバータ回路ＩＮＶとスイッチＳＷの回路構成例を示す図である。図４（Ｄ）においては、スイッチＳＷは、第１スイッチＳＷ１と、第２スイッチＳＷ２と、第３のスイッチＳＷ３と、第４のＳＷ４に変更される。第１スイッチＳＷ１は、第1参照電位ＶＤＤとＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＰＭ）のゲートとの間に接続され、第２スイッチＳＷ２は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＮＭ）のゲートと第２参照電位ＧＮＤとの間に接続される。第３のＳＷは、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＰＭ）のゲートとサブ入力端子（ＩＮ１）との間に接続され、第４のＳＷは、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＮＭ）のゲートとサブ入力端子（ＩＮ１）との間に接続される。第１スイッチＳＷ１によってＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＰＭ）のゲートを第1参照電位ＶＤＤとし、第２スイッチＳＷ２によってＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＮＭ）のゲートを第２参照電位ＧＮＤとし、第３のＳＷと第４のＳＷをＯＦＦとしてサブ入力端子（ＩＮ１）と遮断することにより、インバータ回路ＩＮＶのサブ出力ＯＵＴ１をＨｉ-Ｚ状態にすることができる。第１スイッチＳＷ１は、たとえば、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴで構成することができる。第２スイッチＳＷ２は、たとえば、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴで構成することができる。第３スイッチＳＷ３および第４スイッチＳＷ４は、たとえば、ＣＭＯＳスイッチで構成することができる。この場合、次のように構成すればよい。第１スイッチＳＷ１を構成するＰチャネルＭＯＳＦＥＴのゲートには、制御信号ｅｎ１を供給し、第２スイッチＳＷ２を構成するＮチャネルＭＯＳＦＥＴには、制御信号ｅｎ１の反転信号を供給する。また、第３スイッチＳＷ３および第４スイッチＳＷ４を構成するＣＭＯＳスイッチにおいて、ＣＭＯＳスイッチ内のＰチャネルＭＯＳＦＥＴのゲートには、制御信号ｅｎ１の反転信号を供給し、ＣＭＯＳスイッチ内のＮチャネルＭＯＳＦＥＴのゲートには、制御信号ｅｎ１を供給する。

なお、図４（Ａ）に示すインバータ回路ＩＮＶとスイッチＳＷの回路構成例は、インバータ回路ＩＮＶを構成するＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＰＭ）およびＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＮＭ）のオフ時に流れるリーク電流をスイッチＳＷにより削減することが可能である。

次に、図２に示す無線送信装置１ａの信号増幅に関わる基本動作を説明する。

変調信号発生回路ＶＣＯにて送信データを含んだ高周波（ＲＦ）変調信号（ＲＦＩＮ）を信号選択回路ＳＳＣに出力する。信号選択回路ＳＳＣは制御回路ＣＮＴからの制御信号ｅｎ１～ｅｎｎに基づいて、第１ないし第Ｎ単位増幅器ＳＷＡｍｐ１～ＳＷＡｍｐＮに対して、高周波（ＲＦ）変調信号（ＲＦＩＮ）を分配もしくは遮断いずれかの動作を行う。第１ないし第Ｎ単位増幅器ＳＷＡｍｐ１～ＳＷＡｍｐＮに分配された高周波（ＲＦ）変調信号（ＲＦＩＮ）は第１ないし第Ｎ単位増幅器ＳＷＡｍｐ１～ＳＷＡｍｐＮのＤ級増幅動作によって増幅され、整合調整回路ＭＴへ出力される。整合調整回路ＭＴでは、アンテナＡＮＴのインピーダンスとの整合を行い、増幅された高周波（ＲＦ）変調信号（ＲＦＩＮ）を出力信号ＯＵＴとしてアンテナＡＮＴへ供給し、アンテナＡＮＴから送信電力（Ｐｏｕｔ）の無線信号として放出する。以上が、信号増幅に関わる基本動作である。

次に、図２に示す無線送信装置１ａの送信電力（Ｐｏｕｔ）を調整するための制御方法を、図面を用いて説明する。図５は、図３の選択回路Ｓｅｌ１の動作状態を示す図である。図６は、図３の第1単位増幅回路ＳＷＡｍｐ１の動作状態を示す図である。なお、図５及び図６は、代表として、選択回路Ｓｅｌ１の動作状態および第1単位増幅回路ＳＷＡｍｐ１の動作状態を示すが、第２ないし第Ｎ選択回路Ｓｅｌ２～Ｓｅｌｎの動作状態や第２ないし第Ｎ単位増幅回路ＳＷＡｍｐ２～ＳＷＡｍｐｎの動作状態も、図５及び図６と同じである。

送信電力Ｐｏｕｔを所望値に調整するために、制御回路ＣＮＴから制御信号ｅｎ１～ｅｎｎを第１ないし第Ｎ単位増幅回路ＳＷＡｍｐ１～ＳＷＡｍｐｎおよび信号選択回路ＳＳＣへ出力する。制御信号ｅｎ１～ｅｎｎのおのおのは論理信号であり、ローレベル（Ｌ）もしくはハイレベル（Ｈ）の状態をもつ。制御信号ｅｎ１～ｅｎｎに対する第１ないし第Ｎ選択回路Ｓｅｌ１～Ｓｅｌｎおよび第１ないし第Ｎ単位増幅回路ＳＷＡｍｐ１～ＳＷＡｍｐｎの動作状態のそれぞれは、図５および図６を参照できる。

図５に示すように、制御信号ｅｎ１がＬｏｗ（０）の場合、選択回路Ｓｅｌ１はＲＦ変調信号（ＲＦＩＮ）を遮断する。このとき、選択回路Ｓｅｌ１の出力ｏはＨｉｇｈ（１）に固定される。制御信号ｅｎ１がＨｉｇｈ（１）の場合、選択回路Ｓｅｌ１はＲＦ変調信号（ＲＦＩＮ）を通過させる。したがって、選択回路Ｓｅｌ１の出力ｏは、ＲＦ変調信号（ＲＦＩＮ）がＬｏｗ（０）の場合、Ｌｏｗ（０）のＲＦ変調信号を出力し、ＲＦ変調信号（ＲＦＩＮ）がＨｉｇｈ（１）の場合、Ｈｉｇｈ（１）のＲＦ変調信号を出力する。

図６に示すように、サブ制御端子ＥＮ１に供給される制御信号ｅｎ１がＬｏｗ（０）の場合、第１単位増幅器ＳＷＡｍｐ１のサブ出力端子ＯＵＴ１はＨｉ－Ｚ状態に固定される。サブ制御端子ＥＮ１に供給される制御信号ｅｎ１がＨｉｇｈ（１）の場合、第１単位増幅器ＳＷＡｍｐ１はＤ級増幅動作を行う。第１単位増幅器ＳＷＡｍｐ１のＤ級増幅動作により、第１単位増幅器ＳＷＡｍｐ１のサブ出力端子ＯＵＴ１には、選択回路Ｓｅｌ１の出力ｏからサブ入力端子ＩＮ１に供給されたＲＦ変調信号（ＲＦＩＮ）が増幅されて出力される。

ここで、図６において、第１単位増幅器ＳＷＡｍｐ１のサブ出力端子ＯＵＴ１が“Ｈｉ－Ｚ”、“１”および“０”の３つの状態（トライステート）を持つことから、第１単位増幅器ＳＷＡｍｐ１をトライステート型のスイッチアンプ（ＳＷＡｍｐ）と呼ぶこととしている。図６において、ＲＦ信号出力（Ｈ／Ｌ）を行う状態が第１単位増幅器ＳＷＡｍｐ１のＤ級増幅動作に該当する。つまり、制御回路ＣＮＴから出力された制御信号ｅｎ１～ｅｎｎにより、Ｄ級増幅動作を行う単位増幅器（ＳＷＡｍｐ１～ＳＷＡｍｐｎ）の数を決めることで、図３に示すアンテナＡＮＴでの送信電力Ｐｏｕｔを調整することが可能である。

複数の単位増幅器ＳＷＡｍｐ１～ＳＷＡｍｐｎのサブ出力端子ＯＵＴ１～ＯＵＴｎを、第１ないし第Ｎ出力容量素子Ｃ１～Ｃｎを直列に介して接続する構成により、寄生容量によるロスが低減され、出力電力を絞った時の電力効率を改善することが可能である。

Yu文献では、複数の単位増幅器の出力がそのまま直結された構成となるため、Ｄ級増幅動作を行う単位増幅器の出力からは非動作単位増幅器のもつ寄生容量値がそのまま見えてしまう。特に、送信電力を小さくするために非動作とする単位増幅器の数が増えると、それらのもつ寄生容量は単純加算値としてＤ級増幅動作を行う単位増幅器から見えることになる。ここで、Ｄ級増幅動作を行う単位増幅器の出力から見える寄生容量値Ｃａｌｌは以下の式１の様に表すことができる。

Ｃａｌｌ＝（Ｎ－ｎ）Ｃｐ 式１
ここで、Ｃｐは単位増幅器のもつ単位寄生容量、Ｎは単位増幅器の総数、ｎはD級増幅動作を行う単位増幅器の総数である。式の単純化のために、単位増幅器はすべて同様のサイズとした。
また、寄生容量によって発生する単位増幅器のチャージロスＰｌｏｓｓは以下の式２の様に表すことができる。

Ｐｌｏｓｓ＝Ｃａｌｌ×（ＶＤＤ）^２×ｆ 式２
ここで、ＶＤＤはＤ級増幅器に供給される電源電圧値、ｆは入力信号周波数である。

式２からもわかるように、Ｄ級増幅動作を行う単位増幅器のチャージロスＰｌｏｓｓは寄生容量に比例して増えるため、寄生容量値を低減することが重要である。

これに対して、実施態様または実施例１では、Ｄ級増幅動作を行う第１ないし第Ｎ単位増幅回路ＳＷＡｍｐ１～ＳＷＡｍｐｎのサブ出力端子ＯＵＴ１～ＯＵＴｎからは非動作状態の単位増幅回路のもつ寄生容量値が小さく見えるため、式２のチャージロスＰｌｏｓｓを低減することが可能である。

つまり、実施態様または実施例１では、Ｄ級増幅動作を行う第１ないし第Ｎ単位増幅回路ＳＷＡｍｐ１～ＳＷＡｍｐｎのサブ出力端子ＯＵＴ１～ＯＵＴｎから見える寄生容量値Ｃａｌｌは以下の式３の様に表すことができる。

Ｃａｌｌ＝（（ｎ×Ｃｕ）／（ｎ×Ｃｕ＋Ｎ×Ｃｐ））×（Ｎ－ｎ）×Ｃｐ 式３
ここで、Ｃｕは、図１や図２に示す第１ないし第Ｎ出力容量素子Ｃ１～Ｃｎの容量値である。また、Ｃｐは、図３に示されるように、単位増幅器（ＳＷＡｍｐ１～ＳＷＡｍｐｎ）のもつ単位寄生容量である。すなわち、Ｃｐは、図３で説明されたように、単位増幅器（ＳＷＡｍｐ１～ＳＷＡｍｐｎ）のインバータ回路ＩＮＶを構成するＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＰＭ）のソース・ドレイン間およびＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＮＭ）のソース・ドレイン間に起因する寄生容量である。

式の単純化のために、第１ないし第Ｎ単位増幅回路ＳＷＡｍｐ１～ＳＷＡｍｐｎおよび第１ないし第Ｎ出力容量素子Ｃ１～Ｃｎはすべて同様のサイズとした（Ｃｕ＝Ｃ１＝Ｃ２＝．．．＝Ｃｎ）。

式３の第一項目はＤ級増幅動作を行う第１ないし第Ｎ単位増幅回路ＳＷＡｍｐ１～ＳＷＡｍｐｎの出力容量の総数と寄生容量の総数の比で決まる係数であり、その係数は１以下となる。式３のＣｕとＣｐの大小関係は、１＜（Ｃｕ/Ｃｐ）＜５０とすることが、送信電力の調整幅と効率改善の観点から望ましい。

式１と比較して、実施態様または実施例１のＤ級増幅動作を行う第１ないし第Ｎ単位増幅回路ＳＷＡｍｐ１～ＳＷＡｍｐｎからみた寄生容量値Ｃａｌｌが小さくなることが明らかである。従って、実施態様または実施例１は寄生容量によるチャージロスＰｌｏｓｓを低減することで、電力効率の改善が可能である。

図１２は、電力効率の計算結果を示す図である。図１２において、実線Ｌ１は、実施態様または実施例１で説明された無線送信装置（１、１ａ）の電力効率を示している。一方、点線Ｌ２は、単位増幅器のもつオン抵抗（抵抗値）のみでインピーダンスＺｏｕｔを大きくする調整を行う手法での電力効率を示している。縦軸は、電力効率を示し、横軸は、送信電力Ｐｏｕｔが最大出力となる値ＰｍａｘでＰｏｕｔを正規化した電力（Ｐｏｕｔ／Ｐｍａｘ）である。

電力効率は、下記の式で求めている。

電力効率＝Ｐｏｕｔ／（Ｐｏｕｔ＋Ｐｓｗ）
ここで、Ｐｏｕｔは送信電力、Ｐｓｗは寄生容量によって発生する単位増幅器のチャージロスである。

回路の動作条件は、電源電圧ＶＤＤを１Ｖ(ボルト)、入力信号周波数ｆを２．４５ＧＨｚとした。回路の設計条件は、単位増幅器の総数Ｎを１２７、単位増幅器のもつ単位寄生容量Ｃｐを０．０１ｐＦ、各第１ないし第Ｎ出力容量素子Ｃ１～Ｃｎのおのおの単位容量値Ｃｕを０．１ｐＦ、単位増幅器のオン抵抗Ｒｏｎを１００オーム、負荷抵抗ＲＬを５０オーム、最大出力の送信電力Ｐｍａｘを１２．０４ｄＢｍとした。

図１２から理解されるように、実線Ｌ１では、送信電力が小さいとき(－２０．０ｄＢ)において、３０％以上の電力効率を示しており、点線Ｌ２と比べて、電力効率が改善されている。

以上の説明ではすべての第１ないし第Ｎ単位増幅回路ＳＷＡｍｐ１～ＳＷＡｍｐｎと第１ないし第Ｎ出力容量素子Ｃ１～Ｃｎを同じサイズとしたが、単位増幅器のサイズや、単位増幅器と出力容量のサイズに対してバイナリで変化させるなどの重みを付けた設計を行うことは容易に想像がつき、本開示に含まれる。また、同様の設計を行った従来構成例との比較において、実施態様または実施例１における上記説明の優位性が変化するものではないため、サイズ設計に応用を行ったとしても電力効率の改善は有効である。

さらに、以上の説明では入力信号（ＩＮ）と対になる出力信号（ＡＮＴ）もしくはサブ出力（ＯＵＴ１～Ｎ）は同じキャリア周波数であり、例えばマルチバンドのような、同時に複数のチャネルに対応するための技術ではない。

実施態様または実施例１のキャリア周波数は通信システムを対象としているため、オーディオ信号帯域（可聴周波数もしくはオーディオのＰＷＭ制御に関わる周波数）とは異なり、一般に数百ＭＨｚ以上から数ＧＨｚの範囲を対象としている。国別、通信種類によって、周波数範囲は異なるため特定の数字を明記することはここでは避けている。

図７は、実施例２に係る無線送信装置の構成例を示す図である。図７に示す無線送信装置１ｂは、差動構成回路に拡張した構成である。無線送信装置１ｂは、アンテナＡＮＴを除き１つの半導体チップ上に形成された半導体装置により構成される。実施例１で示した信号選択回路ＳＣＣ、第１ないし第Ｎ単位増幅回路ＳＷＡｍｐ１～ＳＷＡｍｐｎ、第１ないし第Ｎ出力容量素子Ｃ１～Ｃｎを１組とした増幅回路ＤＰＡを２組（第１パワーアンプＰＡ１、第２パワーアンプＰＡ２）用意する。第１パワーアンプＰＡ１は、正側高周波変調信号としての正側入力信号ＲＦＩＮＰを入力され、増幅された正側出力信号ＯＵＴＰを出力する。第２パワーアンプＰＡ２は、負側高周波変調信号としての負側入力信号ＲＦＩＮＮを入力され、増幅された負側出力信号ＯＵＴＮを出力する。正側入力信号ＲＦＩＮＰと負側入力信号ＲＦＩＮＮは、変調信号発生回路ＶＣＯから出力される差動出力信号である。正側出力信号ＯＵＴＰと負側出力信号ＯＵＴＮは、平衡―不平衡変換回路ＢＬＮに接続する。

平衡―不平衡変換回路ＢＬＮは、差動信号（ＯＵＴＰ、ＯＵＴＮ）をシングル信号に変換するための回路であり、１次側（増幅回路ＤＰＡ側）と２次側（アンテナＡＮＴ側）の巻き数比を最適化したバランが用いられる。平衡―不平衡変換回路ＢＬＮは、たとえば、半導体チップ上に形成されたオンチップバランを使用することができる。平衡―不平衡変換回路ＢＬＮは、Ｌ／Ｃ位相調整回路による差動合成器(いわゆるディスクリートバラン)を用いることも可能である。

図７に示す差動構成の無線送信装置１ｂは、図２に示されるようなシングル構成の無線送信装置１ａよりも、出力電圧の振幅が２倍となるため、最大出力の送信電力（Ｐｍａｘ）が大きくなるメリットを持つ。差動構成の無線送信装置１ｂにおいて、電力効率を低下させずに小さな送信電力に調整するためには、第１ないし第Ｎ単位増幅回路ＳＷＡｍｐ１～ＳＷＡｍｐｎのサブ出力端子ＯＵＴ１～ＯＵＴｎから見たアンテナＡＮＴ側のインピーダンス（Ｚｏｕｔ）を大きくする必要がある。ここで差動構成時のＰｍａｘとＺｏｕｔおよび電源電圧ＶＤＤとの関係を以下の式４に示す。

Ｐｍａｘ∝（４×（ＶＤＤ）^２）／Ｚｏｕｔ 式４
実施例２において、Ｄ級増幅動作を行う第１ないし第Ｎ単位増幅回路ＳＷＡｍｐ１～ＳＷＡｍｐｎのサブ出力端子ＯＵＴ１～ＯＵＴｎから見たインピーダンス（Ｚｏｕｔ）を、第１ないし第Ｎ出力容量素子Ｃ１～Ｃｎの容量値の調整によって高めることができるため、電力効率を改善することが可能である。

図８は、図７に示す無線送信装置１ｂの等価回路図である。図８において、平衡―不平衡変換回路ＢＬＮは、１次側（パワーアンプＰＡ１、ＰＡ２側）と２次側（アンテナＡＮＴ側）の巻き数比を、ｎ：１としたバランとして示している。整合調整回路ＭＴは、インダクタＬと可変容量素子Ｃ_Ｍ１、Ｃ_Ｍ２として示し、アンテナＡＮＴは５０オームの負荷抵抗として示している。パワーアンプＰＡ１、ＰＡ２は、信号源Ｓｉｇと２つの可変の出力容量Ｃｉｎとして示している。

平衡―不平衡変換回路ＢＬＮを構成するバランのトランスインピーダンスと可変の出力容量Ｃｉｎを用いて、小さな送信電力の時は出力容量Ｃｉｎを小さく、大きな送信電力の時はＣｉｎを大きくしてインピーダンスＺｏｕｔを調整し、効率よく送信電力の調整を行う。

ここで、以下に詳細を述べる比較例の手法の様に抵抗素子のみでインピーダンスＺｏｕｔを高めているわけではないので、熱ロスとはならず効率改善となる。

比較例の手法は、単位増幅器のもつオン抵抗（抵抗値）のみでインピーダンスＺｏｕｔを大きくする調整を行う手法である。このため、小さな送信電力ほど抵抗による発熱ロスが大きくなり電力効率を低下させてしまう。

また、Yu文献では、Ｄ級動作する単位増幅器の数を抑制し、実施例２よりも過剰にオン抵抗を上昇させることで小さい送信電力に対応していたが、オン抵抗による熱ロスが発生し電力効率が低下してしまうおそれがある。さらに、Yu文献では、大きな送信電力を出力する場合に送信電力が低下しない様に大きな容量を使用しているため、大きな容量の寄生容量によるチャージロスが大きくなるという別事由での効率低下が発生するおそれがある。

実施例２では、出力電力に応じて、必要最低限の出力容量値に調整するため、寄生容量が低減でき、チャージロスを減らすことが可能である。実施例２は、オン抵抗のみでインピーダンスＺｏｕｔを調整する方法とは別のアプローチで出力インピーダンスＺｏｕｔを高め、熱ロスやチャージロスがなるべく発生しないよう工夫したものである。

ほかにも、出力インピーダンスＺｏｕｔを高めるアプローチとして、バラン（ＢＬＮ）の巻き線数比を高める方法、整合調整回路のインピーダンス調整範囲を幅広くとる方法があるが以下の理由で本開示は優れている。

一般的にバラン（ＢＬＮ）の巻き線数比を高めることで出力インピーダンスＺｏｕｔを高めることが可能だが、バランの巻き線比を論理レベル調整などの手法によって後から自由に変更することは容易ではなく巻き線比は固定となる。このため差動構成としたときに出力インピーダンスＺｏｕｔを幅広く調整することは困難である。

また同じく一般的に整合調整回路でインピーダンスを高める方法もあるが、π型整合回路などで整合部を構成した場合に、バラン同様に、インダクタＬは固定値となり、さらに幅広いインピーダンス調整を持たせるためには、大きなインダクタンス値が必要となる。このため、チップサイズが大きくなり、オンチップでインダクタＬを実現する場合は配線抵抗によりＱ値が低下し、パワーロスとなってしまうため、あまり好ましくない。

本開示で採用した容量値の調整は、容量とＳＷの組み合わせで容易に実現することが可能である。ただし、バランから出力容量方向を見たときのインピーダンスが変化する可能性があるため、整合調整回路ＭＴは再度調整を行う可能性を含む。

以上の理由より、出力インピーダンスＺｏｕｔを高める手段として、本開示ではスイッチング増幅器の出力容量値の調整を行う。送信電力を小さく制御する場合にＤ級増幅動作を行う単位増幅器のオン抵抗を小さくすることができ、出力容量も小さくなるため、効率が改善する効果を得ることができる。

図９は、実施例３に係る無線通信装置の構成例を示す図である。

図９において、無線通信装置１０は、半導体装置（ＩＣ）２０と、電源装置３０と、を含む。電源装置３０は、電池、２次電池などから構成され、半導体装置２０へ第１参照電位（ＶＤＤ）や第２参照電位（ＧＮＤ）などを供給する。

半導体装置ＩＣは、無線送信装置１と、信号処理装置２２と、電源回路２４と、を含む。無線送信装置１は、実施態様、実施例１および実施例２で説明された無線送信装置（１、１ａ、１ｂ）で構成されている。

信号処理装置２２は、必要な送信データと送信電力の情報を含んだ外部要求データを受信し、送信データｄａｔａと送信電力制御値ＴＸＰとを、無線送信装置１へ供給する。また、送信電力制御値ＴＸＰは、電源回路２４へも供給される。

無線送信装置１は、送信データｄａｔａをＲＦ周波数にアップコンバートし必要電力に調整して、アンテナＡＮＴから出力する。送信データｄａｔａは無線送信装置１内の変調信号発生回路ＶＣＯへ供給される。変調信号発生回路ＶＣＯは、送信データｄａｔａをＲＦ周波数にアップコンバートし、高周波変調信号（ＲＦＩＮ、ＲＦＩＮＰ／ＲＦＩＮＮ）を生成する。送信電力制御値ＴＸＰは無線送信装置１内の制御回路ＣＮＴへ供給される。制御回路ＣＮＴは、送信電力制御値ＴＸＰに基づいて、電力調整に利用される制御信号ｅｎ１～ｅｎｎを生成する。

電源回路２４は、信号処理装置２２から送信電力制御値ＴＸＰに基づいて、要求された送信電力に応じて必要最低限の電圧となるように出力電圧Ｖ１の電圧値の制御を行う。出力電圧Ｖ１は、第１参照電位とされる電源電圧ＶＤＤとして無線送信装置１へ供給される。したがって、無線送信装置１へ供給される電源電圧（ＶＤＤ、Ｖ１）を可変にすることができる。電源回路２４は、たとえば、出力電圧が可変な降圧式のＤＣ－ＤＣコンバータＤＤＣを利用することができる。これにより、降圧式のＤＣ－ＤＣコンバータＤＤＣの電力変換効率を高めることができ、無線送信装置１でのロスを低減することができ、また、無線通信装置１０としての効率も高めることができる。

このとき、例えば、降圧式のＤＣ－ＤＣコンバータＤＤＣの出力電圧レンジは、要求され得る最大送信電力に必要な電圧値を最大値とし、送信装置が動作可能な電圧値を最小値として可変とするのが良い。電源回路２４の出力電圧Ｖ１が、無線通信装置１０中の増幅回路（ＤＰＡ）以外にも使用される場合、増幅回路（ＤＰＡ）以外の回路が動作するために必要な電圧値を最小値の要件として加味しなければならない。従って、電源電圧（ＶＤＤ、Ｖ１）だけを変化させて幅広い送信電力調整を行うことは困難であるが、本開示と組み合わせることで、送信電力値を幅広い範囲でかつ効率よく調整することが可能である。

さらに、図９に点線で示されるように、振幅変調データＡＭＤを、信号処理装置２２から電源回路２４に入力することで、振幅変調された出力信号ＯＵＴまたは、振幅変調された正側出力信号および負側出力信号を得ることが可能である。これにより、ポーラ変調のような振幅・位相変調を含む無線通信装置への応用が可能である。

実施例３によれは、無線送信装置１が幅広い送信電力に対応することが可能であり、かつ消費電流を抑制できるので、電源装置３０に電池を使用した場合、電池を長持ちさせることができる。

（変形例）
次に、パワーアンプＰＡの変形例を説明する。変形例１および変形例２のパワーアンプ（ＰＡａ、ＰＡｂ）は、実施態様で説明された増幅回路ＤＰＡ、実施例１および実施例２で説明されたパワーアンプ（ＰＡ、ＰＡ１、ＰＡ２）に適用可能である。

また、変形例３として、第１単位増幅回路および第１選択回路の変形例を説明する。変形例３に示す第１単位増幅回路ＳＷＡｍｐ１および第１選択回路Ｓｅｌ１は、実施態様、実施例１、実施例２、変形例１および変形例２の単位増幅回路ＳＷＡｍｐ１－ＳＷＡｍｐｎおよび選択回路Ｓｅｌ１－Ｓｅｌｎに適用可能である。

（変形例１）
図１０は、変形例１に係るパワーアンプの構成例を示す図である。変形例１に係るパワーアンプＰＡａでは、第１ないし第Ｎ単位増幅回路ＳＷＡｍｐ１～ＳＷＡｍｐｎを構成するＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＰＭ）とＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＮＭ）のトランジスタサイズ（ＭＯＳＦＥＴのゲート幅Ｗ）をすべて同じ（×ａ）にし、第１ないし第Ｎ出力容量素子Ｃ１～Ｃｎのサイズをそれぞれ異ならせた構成である。

第１出力容量素子Ｃ１の容量値はＣ×１とし、第２出力容量素子Ｃ２の容量値はＣ×２とし、第Ｎ出力容量素子Ｃｎの容量値はＣ×ｎとする。すなわち、第１ないし第Ｎ出力容量素子Ｃ１～Ｃｎの容量値は、重みづけされている。送信電力調整は、主に容量サイズの切り替えで行う。これにより、オン抵抗でのロスを最小限に抑えることができる。ただし、第１ないし第Ｎ単位増幅回路ＳＷＡｍｐ１～ＳＷＡｍｐｎを構成するＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＰＭ）とＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＮＭ）のトランジスタサイズは、オン抵抗でのロスが発生しないように十分に大きくすることが望ましい。

（変形例２）
図１１は、変形例２に係るパワーアンプの構成例を示す図である。変形例２に係るパワーアンプＰＡｂでは、第１ないし第Ｎ単位増幅回路ＳＷＡｍｐ１～ＳＷＡｍｐｎを構成するＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＰＭ）とＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＮＭ）のトランジスタサイズ（ＭＯＳＦＥＴのゲート幅Ｗ）をそれぞれ異ならせ、かつ、第１ないし第Ｎ出力容量素子Ｃ１～Ｃｎのサイズ（容量値または静電容量値）をそれぞれ異ならせた構成である。

第１単位増幅回路ＳＷＡｍｐ１のトランジスタサイズは×１とし、第２単位増幅回路ＳＷＡｍｐ２のトランジスタサイズは×２とし、第Ｎ単位増幅回路ＳＷＡｍｐｎのトランジスタサイズは×ｎとする。すなわち、第１ないし第Ｎ単位増幅回路ＳＷＡｍｐ１～ＳＷＡｍｐｎのトランジスタサイズは、重みづけされている。

同様に、第１出力容量素子Ｃ１の容量値はＣ×１であり、第２出力容量素子Ｃ２の容量値はＣ×２であり、第Ｎ出力容量素子Ｃｎの容量値はＣ×ｎである。すなわち、第１ないし第Ｎ出力容量素子Ｃ１～Ｃｎの容量値は、重みづけされている。

すなわち、第１ないし第Ｎ単位増幅回路ＳＷＡｍｐ１～ＳＷＡｍｐｎのそれぞれを構成するトランジスタ（ＰＭ、ＮＭ）のサイズと第１ないし第Ｎ出力容量素子Ｃ１～Ｃｎの静電容量の間に、トランジスタサイズが大きいほど静電容量が大きくなるという関係がある。

（変形例３）
図１３は、変形例３に係る第１単位増幅器と第１選択回路の構成例を説明する図である。図１３（Ａ）は、第１単位増幅器と第１選択回路の構成例を示す回路図である。図１３（Ｂ）は、第１単位増幅器内のインバータ回路ＩＮＶの構成例を示す回路図である。図１３（Ｃ）は、図１３（Ａ）に示す第１単位増幅器と第１選択回路の動作状態を示す図である。図１３には、例示的に、第１単位増幅器ＳＷＡｍｐ１と第１選択回路Ｓｅｌ１の回路構成が示される。第２ないし第Ｎ単位増幅回路ＳＷＡｍｐ２～ＳＷＡｍｐｎおよび第２ないし第Ｎ選択回路Ｓｅｌ２～Ｓｅｌｎの構成は、図１３に示す第１単位増幅器ＳＷＡｍｐ１と第１選択回路Ｓｅｌ１と同様に構成することができる。

図１３（Ａ）において、図１３（Ａ）が図３と異なる点は、第１選択回路Ｓｅｌ１内にＡＮＤ回路ＡＮＤが追加されている点と、第１単位増幅器ＳＷＡｍｐ１内のインバータ回路ＩＮＶの２つ入力端子（ＩＮ１ａ、ＩＮ１ｂ）がＯＲ回路ＯＲの出力ｏとＡＮＤ回路ＡＮＤの出力ｏとにそれぞれ接続されている点である。以下の図１３の説明では、図３と異なる点を主に説明する。

図１３（Ａ）を参照し、第１単位増幅回路ＳＷＡｍｐ１内のインバータ回路ＩＮＶは、第１入力（サブ入力端子ＩＮ１ａ）と、第２入力（サブ入力端子ＩＮ１ｂ）と、を有するように構成される。ＯＲ回路ＯＲの出力ｏは、インバータ回路ＩＮＶの第１入力（サブ入力端子ＩＮ１ａ）に接続される。

ＡＮＤ回路ＡＮＤは、入力端子Ｔｉｎに接続され、出力信号ＲＦＩＮを供給される第１入力ｉ１と、制御端子Ｔｃｎｔ１に接続され、制御信号ｅｎ１を受ける第２入力ｉ２と、第１単位増幅回路ＳＷＡｍｐ１内のインバータ回路ＩＮＶの第２入力（サブ入力端子ＩＮ１ｂ）に接続された出力ｏと、を有する。

図１３（Ｂ）に示すように、第１単位増幅回路ＳＷＡｍｐ１内のインバータ回路ＩＮＶは、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＰＭ）と、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＮＭ）と、を含む。ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＰＭ）のソース・ドレイン経路とＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＮＭ）のソース・ドレイン経路とが、電源電位とされる第１参照電位ＶＤＤと、接地電位とされる第２参照電位ＧＮＤとの間に直列に接続される。ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＰＭ）のゲート電極はインバータ回路ＩＮＶの第１入力（サブ入力端子ＩＮ１ａ）を構成し、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＮＭ）のゲート電極はインバータ回路ＩＮＶの第２入力（サブ入力端子ＩＮ１ｂ）を構成する。ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＰＭ）のソース・ドレイン経路とＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＮＭ）のソース・ドレイン経路との共通接続点がサブ出力端子ＯＵＴ１を構成する。

図１３（Ｃ）に示すように、制御信号ｅｎ１がＬｏｗ（０）の場合、選択回路Ｓｅｌ１はＲＦ変調信号（ＲＦＩＮ）を遮断する。この時、サブ入力端子ＩＮ１ａはＨｉｇｈ（１）とされ、サブ入力端子ＩＮ１ｂはＬｏｗ（０）とされるので、サブ出力端子ＯＵＴ１はハイインピーダンス（Ｈｉ-Ｚ）状態になる。制御信号ｅｎ１がＨｉｇｈ（１）の場合、選択回路Ｓｅｌ１はＲＦ変調信号（ＲＦＩＮ）を通過させる。この時、サブ入力端子ＩＮ１ａおよびサブ入力端子ＩＮ１ｂは、ＲＦ変調信号（ＲＦＩＮ）の信号レベルになり、ＲＦ変調信号（ＲＦＩＮ）が増幅されてサブ出力端子ＯＵＴ１に出力される。

以上、本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は、上記実施形態および実施例に限定されるものではなく、種々変更可能であることはいうまでもない。

１、１ａ、１ｂ：無線送信装置
１０：無線通信装置
２０：半導体装置（ＩＣ）
２２：信号処理装置
２４：電源回路
３０：電源装置
ＤＰＡ：増幅回路
ＭＴ：整合調整回路
ＰＡ、ＰＡ１、ＰＡ２：パワーアンプ
ＳＷＡｍｐ１～ＳＷＡｍｐｎ：第１ないし第Ｎ単位増幅器
Ｃ１～Ｃｎ：第１ないし第Ｎ出力容量素子
ｅｎ１～ｅｎｎ：制御信号
ＶＣＯ：変調信号発生回路
ＳＳＣ：信号選択回路
ＣＮＴ：制御回路
Ｓｅｌ１～Ｓｅｌｎ：第１ないし第Ｎ選択回路
ＢＬＮ：平衡―不平衡変換回路
ＰＭ：ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ
ＮＭ：ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ
ＳＷ：スイッチ

Claims (15)

1. 入力端子と、
   複数の制御端子と、
   増幅回路と、
   入力と出力とを有する整合回路と、
   前記整合回路の前記出力に接続された出力端子と、を備え、
   前記増幅回路は、
   複数の単位増幅器と、
   複数の容量素子と、を含み、
   前記複数の単位増幅器のおのおのは、サブ入力端子と、サブ制御端子と、サブ出力端子と、を含み、
   前記サブ入力端子は、前記入力端子に接続され、
   前記サブ制御端子は、前記複数の制御端子内の対応する制御端子に接続され、
   前記サブ出力端子は、前記複数の容量素子内の対応する容量素子を直列に介して、前記整合回路の前記入力に接続され、
   前記複数の単位増幅器のおのおのは、トライステート型のＤ級増幅器を含み、
   前記複数の単位増幅器のおのおのの前記サブ出力端子は、前記サブ制御端子に供給される制御信号および前記サブ入力端子に供給される入力信号に基づいて、ローレベル状態、ハイレベル状態、または、ハイインピーダンス状態とされ、
   前記出力端子から出力される出力信号の電力は、前記制御信号に基づいて制御され、
   複数の選択回路を有する信号選択回路を含み、
   前記複数の選択回路のおのおのは、
   前記入力端子に接続された入力と、
   前記複数の単位増幅器内の対応する単位増幅器の前記サブ入力端子に接続された出力と、
   前記対応する単位増幅器の前記サブ制御端子に接続された制御入力と、を含み、
   前記複数の選択回路のおのおのは、前記制御信号に基づいて、前記入力端子と前記出力との間を接続する第１状態と、前記入力端子と前記出力との間を遮断する第２状態と、を含む、無線送信装置。
2. 請求項１の無線送信装置において、さらに、
   変調信号発生回路と、
   制御回路と、を有し、
   前記変調信号発生回路は、送信データに基づいて、高周波（ＲＦ）変調信号を、前記入力端子に供給し、
   前記制御回路は、前記複数の制御端子に、前記制御信号を供給する、無線送信装置。
3. 請求項２の無線送信装置において、
   前記複数の単位増幅器のおのおのは、トランジスタによって構成され、
   前記複数の単位増幅器を構成する前記トランジスタのサイズと前記複数の容量素子の静電容量値との間には、前記トランジスタの前記サイズが大きい程、前記静電容量値が大きくなる関係を有する、無線送信装置。
4. 請求項２の無線送信装置において、
   前記複数の単位増幅器のおのおのは、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴと、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴと、スイッチと、を含み、
   前記ＰチャネルＭＯＳＦＥＴのソース・ドレイン経路と前記ＮチャネルＭＯＳＦＥＴのソース・ドレイン経路とスイッチとが、第１参照電位と前記第１参照電位より低い電圧とされる第２参照電位との間に直列に接続される、無線送信装置。
5. 請求項４の無線送信装置において、
   前記ＰチャネルＭＯＳＦＥＴの前記ソース・ドレイン経路は、前記第１参照電位と前記ＮチャネルＭＯＳＦＥＴの前記ソース・ドレイン経路との間に接続され、
   前記スイッチは、前記ＮチャネルＭＯＳＦＥＴの前記ソース・ドレイン経路と前記第２参照電位との間に接続される、無線送信装置。
6. 請求項２ないし請求項５のいずれか一項に記載の無線送信装置と、
   前記無線送信装置に電源電位を供給する電源回路と、
   前記送信データと送信電力制御値とを供給する信号処理装置と、を含み、
   前記電源回路は、前記送信電力制御値に基づいて、前記電源電位を可変に制御し、
   前記制御回路は、前記送信電力制御値に基づいて、前記制御信号を生成する、
   無線通信装置。
7. 請求項６の無線通信装置において、
   前記電源回路は、振幅変調データを供給される、無線通信装置。
8. 送信データに基づいて、正側高周波変調信号と負側高周波変調信号とを出力する変調信号発生回路と、
   前記正側高周波変調信号を入力され、正側出力信号を出力する第１パワーアンプと、
   前記負側高周波変調信号を入力され、負側出力信号を出力する第２パワーアンプと、
   前記正側出力信号と前記負側出力信号とを入力される平衡―不平衡変換回路と、
   前記平衡―不平衡変換回路の出力に接続される整合回路と、
   前記整合回路の出力に接続された出力端子と、
   複数の制御信号を出力する制御回路と、を含み、
   前記第１パワーアンプと第２パワーアンプのおのおのは、
   複数の単位増幅器と、
   複数の容量素子と、を含み、
   前記複数の単位増幅器のおのおのは、サブ入力端子と、サブ制御端子と、サブ出力端子と、を含み、
   前記サブ入力端子は、前記正側高周波変調信号または前記負側高周波変調信号を入力され、
   前記サブ制御端子は、対応する制御信号を入力され、
   前記サブ出力端子は、対応する容量素子を直列に介して、前記平衡―不平衡変換回路の入力に接続され、
   前記複数の単位増幅器のおのおのは、トライステート型のＤ級増幅器を含み、
   前記複数の単位増幅器のおのおのの前記サブ出力端子は、前記サブ制御端子に供給された前記対応する制御信号および前記サブ入力端子に供給される前記正側高周波変調信号または前記負側高周波変調信号に基づいて、ローレベル状態、ハイレベル状態、または、ハイインピーダンス状態とされる、
   無線送信装置。
9. 請求項８の無線送信装置において、
   前記出力端子から出力される出力信号の電力は、前記複数の制御信号に基づいて制御される、無線送信装置。
10. 請求項８の無線送信装置において、
    前記第１パワーアンプと第２パワーアンプのおのおのは、複数の選択回路を有する信号選択回路を含み、
    前記複数の選択回路のおのおのは、
    前記正側高周波変調信号または前記負側高周波変調信号を供給される入力と、
    前記複数の単位増幅器内の対応する単位増幅器の前記サブ入力端子に接続された出力と、
    前記対応する単位増幅器の前記サブ制御端子に接続された制御入力と、を含み、
    前記複数の選択回路のおのおのは、前記対応する制御信号に基づいて、前記正側高周波変調信号または前記負側高周波変調信号を前記サブ入力端子に供給する第１状態と、前記正側高周波変調信号または前記負側高周波変調信号の前記サブ入力端子への供給を遮断する第２状態と、を含む、無線送信装置。
11. 請求項１０の無線送信装置において、
    前記複数の単位増幅器のおのおのは、トランジスタによって構成され、
    前記複数の単位増幅器を構成する前記トランジスタのサイズと前記複数の容量素子の静電容量値との間には、前記トランジスタの前記サイズが大きい程、前記静電容量値が大きくなる関係を有する、無線送信装置。
12. 請求項１０の無線送信装置において、
    前記複数の単位増幅器のおのおのは、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴと、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴと、スイッチと、を含み、
    前記ＰチャネルＭＯＳＦＥＴのソース・ドレイン経路と前記ＮチャネルＭＯＳＦＥＴのソース・ドレイン経路とスイッチとが、第１参照電位と前記第１参照電位より低い電圧とされる第２参照電位との間に直列に接続される、無線送信装置。
13. 請求項１２の無線送信装置において、
    前記ＰチャネルＭＯＳＦＥＴの前記ソース・ドレイン経路は、前記第１参照電位と前記ＮチャネルＭＯＳＦＥＴの前記ソース・ドレイン経路との間に接続され、
    前記スイッチは、前記ＮチャネルＭＯＳＦＥＴの前記ソース・ドレイン経路と前記第２参照電位との間に接続される、無線送信装置。
14. 請求項８ないし請求項１３のいずれか一項に記載の無線送信装置と、
    前記無線送信装置に電源電位を供給する電源回路と、
    前記送信データと送信電力制御値とを供給する信号処理装置と、を含み、
    前記電源回路は、前記送信電力制御値に基づいて、前記電源電位を可変に制御し、
    前記制御回路は、前記送信電力制御値に基づいて、前記複数の制御信号を生成する、無線通信装置。
15. 請求項１４の無線通信装置において、
    前記電源回路は、振幅変調データを供給される、無線通信装置。

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