JP6981687B2 - 誘導溶解炉用マトリックスコンバータを用いた負荷力率制御方法 - Google Patents
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Description
誘導加熱は、コイルに高周波電流を流すことで、電磁誘導の法則によって負荷となる金属に誘導電流を流し、
誘導電流と金属の内部抵抗でジュール熱を発生させて金属を直接加熱する方法である。
このような従来の誘導溶解炉の制御においては、
負荷力率を常に1に近づけるよう制御を行う力率制御が重要であることが知られている。
例えば特許文献1には、
被溶解材を溶解させる第1段階において、力率検出部を介して検出される出力力率が1となる周波数の制御信号を生成し、
溶解した被溶解材に成分調整材を添加する第2段階において、成分調整材を被溶解材に溶け込ませるのに適した周波数の制御信号を生成し、
成分調整材を被溶解材に溶け込んだ後の第3段階において、力率検出部を介して検出される出力力率が1となる周波数の制御信号を生成することを特徴とする誘導溶解炉について記載されている。
たとえば、誘導溶解炉に用いる誘導加熱コイルは被溶解材の加熱中にインダクタンス変化が生じる。
それにより,出力電圧と電流との力率角が変化し,効率低下,電力変化,ハードスイッチングによるスイッチングロスの増加などの問題が発生する。
すなわち、従来のマトリックスコンバータでは,負荷力率は一定として制御しているが,誘導加熱装置では,負荷のコイルのインダクタンスが稼働中に変化するため(被溶解材の温度上昇により),負荷力率は変化する。
ここで,ソフトスイッチングの電流条件を満たすには,マトリックスコンバータの出力電流ioutは正弦波であるため,出力電流ioutは,出力電圧voutに対して,ある程度遅れ,つまり,力率角Δφは正のある一定の値以上である必要があった。
また,負荷力率が1から遠ざかるほど,負荷の効率は悪くなる。
そのため,ソフトスイッチング可能で,効率が最大になる最適の負荷力率角に保つことが望ましかった。
本発明は,上記の課題を解決することを目的とし、誘導加熱炉コイルの負荷インダクタンス変化に対して,出力周波数調整により,負荷力率を指令通りに制御する方法を提案するものである。
(1)誘導溶解炉用マトリックスコンバータを用いた負荷力率制御方法において、
力率角Δφが力率角指令値Δφ*に対して遅れの場合は、
マトリックスコンバータの出力周波数frを小さくして、
力率角Δφを力率角指令値Δφ*に追従させ、
力率角Δφが力率角指令値Δφ*に対して進みの場合は、
マトリックスコンバータの出力周波数frを大きくして、
力率角Δφを力率角指令値Δφ*に追従させるようにした誘導溶解炉用マトリックスコンバータを用いた負荷力率制御方法であって、
前記力率角Δφは、
前記出力周波数frの電圧位相を基準として、電流波形でのθに対して、
0≦θ<πの半周期における0からの距離と、
π≦θ<2πの半周期におけるπからの距離とが、
同じである位置を検出ポイントとすることを特徴とする。
すなわち、誘導加熱装置の負荷力率制御をすることで,任意の力率角に追従させることができる。
また,マトリックスコンバータを使用することで,三相交流を、直接,高周波交流に変換できるので,装置の小型化や高効率化を実現できる。
図1に示すように、本発明の誘導溶解炉用マトリックスコンバータの負荷力率制御装置は、
三相交流電源(esu、esv、esw)、LCフィルタ(Lf、Cf)、マトリックスコンバータ(MC)、高周波トランス(T1,T2)、誘導加熱炉(Rw,Lw)、共振コンデンサ(C)によって構成される。
図1において、整合トランス(T1)の一次側を電源側(Power Supply side),二次側を負荷側(Load side)と呼び、
三相交流電源(esu、esv、esw)は,電源に流れる電流の高調波成分を抑制するためにLfとCfからなるLCフィルタを通してマトリックスコンバータ(MC)に接続されている。
負荷側は,カレントトランス(T2)を介して共振コンデンサ(C)と負荷インダクタンス(Lw)が直列に接続されており,LC共振するようになっている。
すなわち、マトリックスコンバータ(MC)の出力電圧(vout),出力電流(iout)を,実効値(Vout,Iout)の正弦波で近似し,次式で与えられる。
すなわち、力率角Δφの検出は、例えば、後述する電流検出回路(図3参照)を用いて、
0<θ<πの半周期において,θ=π/4、3π/4の出力電流iout(π/4)、iout(3π/4)を検出し,(2)式に代入して,次式(4)乃至(7)で、力率角Δφ,出力電流実効値Ioutを得る。
すなわち、本発明の誘導溶解炉用マトリックスコンバータを用いた負荷力率制御方法においては、溶解する金属を加熱する途中で、負荷インダクタンスLwの変化に対応させる。
負荷インダクタンスLwの変化に伴い力率角Δφも変化するため,マトリックスコンバータ(MC)の出力周波数frを調整し,力率角Δφを制御するようにしている。
すなわち、図1に示す回路において,負荷側(整合トランス(T1)の二次側)は、カレントトランス(T2)を介してRLC直列回路となっているため,整合トランス(T1)及びカレントトランス(T2)の巻数比をそれぞれn1,n2とすると、マトリックスコンバータ(MC)の出力電圧(vout)と出力電流(iout)の関係式,位相差(力率角Δφ)は、それぞれ式(9)、(10)で表すことができる。
力率角指令値Δφ*に対して,力率角Δφが,図2(a)では遅れ,図2(b)では進みの場合を示している。
本発明では、力率角誤差Δφ*−Δφに対してPI制御演算をし,マトリックスコンバータ(MC)の出力周波数frにフィードバックして、力率角Δφを制御するようにしている。詳しくは後述する。
図3に示すホールCT型電流センサ(レムジャパン株式会社製,LA55−P)を、図1に示すマトリックスコンバータ(MC)の出力電流(iout)に取付け、測定抵抗により電圧に変換し,ボルテージフォロアを通ったアナログ量をSMB同軸コネクタを通してFPGAボード(Xilinx社のXC6SLX45−2FGG676Cを使用)に入力する。
電流センサの巻き数比は1:1000で,実施形態では,ホールCTに一回電流が通るように配線している。
そのため,電流の最大入力電流ioutmaxは、式(11)で示される。
この場合、マトリックスコンバータの出力電流(iout)を,実効値(Iout)の正弦波で近似し,次式(12)、(13)で与える。
これらの式において,電流は電圧に対してΔφ遅れとする。
図4に示すように、0≦θ<πの半周期において、
θ=π/4の出力電流(iout(π/4))、
θ=3π/4の出力電流(iout(3π/4))を検出し,
出力電流(iout)の式に代入すると式(14)を得る。
iout(5π/4)=−iout(π/4)、
iout(7π/4)=−iout(3π/4)となり、
力率角Δφ、出力電流実効値(Iout)は同様の結果を得ることができる。
ここで,出力電流実効値(Iout)は大電流が流れた時の制御停止に用いる。
図4の説明から分かるように,0,πからの距離が同じであれば、θ=π/4、3π/4でなくとも良い。
すなわち、検出ポイントをπ/4、3π/4に決める必要はなく、電圧位相を基準として、電流波形でのθに対して、「0+α」、「π−α」の点が同じ値であれば位相差が0となり、力率は1となるので、電流波形でのθに対して、「0+α」、「π−α」の点での電流を検出すればよい。
式(15)、式(16)の出力電流(iout)の波形である。
図5を参照して、直流成分ΔIoutの算出方法を以下に示す。
図5において、出力電圧(vout)が正半周期0≦θ<πと負の半周期π≦θ<2πにおけるI+(図4参照)をそれぞれI++、I+−とおくと,
直流成分ΔIoutによって図5に示すように|I++|≠|I+−|となる。
I++とI+−の絶対値の差をΔI+とおくと,次式(17)で表される。
図2は、マトリックスコンバータの出力電圧(vout)と出力電流(iout)の関係を示したベクトル図である。
図2(a)は、力率角指令値Δφ*に対して、力率角Δφが遅れの場合を示し,図2(b)は、力率角Δφが進みの場合をそれぞれ示す。
これにより、出力電流(iout)のインダクタンス成分は小さく,キャパシタ成分は大きくなり,力率角Δφは小さくなり,出力電流(iout)は進む。
すなわち,力率角Δφが力率角指令値Δφ*に対して遅れの場合は,マトリックスコンバータ(MC)の出力周波数frを小さくすることで,力率角Δφを力率角指令値Δφ*に追従させることができる。
これにより、出力電流(iout)のインダクタンス成分は大きく,キャパシタ成分は小さくなり,出力電流(iout)は遅れる。
すなわち,力率角Δφが力率角指令値Δφ*に対して進みの場合は,マトリックスコンバータ(MC)の出力周波数frを大きくすることで,力率角Δφは力率角指令値Δφ*に追従させることができるのである。
式(21)と任意の初期出力周波数frを足し合わせたものをマトリックスコンバータ(MC)の出力周波数指令値fr*とし,次式(22)で表す。
表1に,実施例において用いた条件を示す。
実施例においては、マトリックスコンバータの出力側をRLC直列回路として行った。
出力周波数fr=11kHzの一定値を与え,その後,力率制御を開始した。
実施例の評価を図6乃至図8に示す。
図6には、上から、それぞれ,力率制御をしているときの定常状態における一相分の電源電圧esu,電源電流isu,マトリックスコンバータの出力電圧vout,出力電流ioutの電源二周期分の波形を示す。
電源電流isuは正弦波状になり,THDは6.40%であった。
図7は,(a)力率制御前、(b)制御後の波形を示し、マトリックスコンバータの出力電圧vout,出力電流ioutの一周期分の波形である。
図8(a)は,出力周波数fr=11kHzの一定値を与えたときの波形である。
力率角Δφ=0.12radとなり,遅れ電流である。
図8(b)は,力率角指令値Δφ*=0として制御した時の定常状態の波形であり,電流波形ioutにおいては,検出点電流,及び,近似正弦波も示している。
力率1の電流波形に制御されている。
図8は,出力周波数frと位相差Δφの,制御開始時の制御特性を示す。
約75sで,fr=10.36kHz,Δφ=0radにそれぞれ収束している。
このとき,誘導加熱装置のインダクタンス変化は急激なものではないため,オーバーシュートしないよう十分な収束時間を与えた。
Δφ* 力率角指令値
fr マトリックスコンバータの出力周波数
fr* マトリックスコンバータの出力周波数指令値
esu、esv、esw 三相交流電源
Lf、Cf LCフィルタ
MC マトリックスコンバータ
T1 高周波トランス、整合トランス
T2 高周波トランス、カレントトランス
Lw 誘導加熱炉の負荷インダクタンス
Rw 誘導加熱炉の負荷抵抗
C 共振コンデンサ
vout マトリックスコンバータの出力電圧
iout マトリックスコンバータの出力電流
Vout,Iout 実効値
Δφ*−Δφ 力率角誤差
ioutmax 最大入力電流式
ΔIout 直流成分
Claims (1)
- 誘導溶解炉用マトリックスコンバータを用いた負荷力率制御方法において、
力率角Δφが力率角指令値Δφ*に対して遅れの場合は、
マトリックスコンバータの出力周波数frを小さくして、
力率角Δφを力率角指令値Δφ*に追従させ、
力率角Δφが力率角指令値Δφ*に対して進みの場合は、
マトリックスコンバータの出力周波数frを大きくして、
力率角Δφを力率角指令値Δφ*に追従させるようにした誘導溶解炉用マトリックスコンバータを用いた負荷力率制御方法であって、
前記力率角Δφは、
前記出力周波数frの電圧位相を基準として、電流波形でのθに対して、
0≦θ<πの半周期における0からの距離と、
π≦θ<2πの半周期におけるπからの距離とが、
同じである位置を検出ポイントとすることを
特徴とする誘導溶解炉用マトリックスコンバータを用いた負荷力率制御方法。
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