JP6965780B2 - モータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、複数の巻線組を有するモータの駆動を制御するモータ制御装置に関する。

従来、複数の巻線組を有するモータに複数台のインバータから電力を供給するモータ制御装置において、各インバータの駆動方式を切り替える技術が知られている。例えば特許文献１に開示された第４実施の形態では、モータ回転数ωに応じて、ＰＷＭ電圧駆動又は矩形波電圧駆動のモードが選択される。例えば、図１１のω１とω２との間の回転数領域では、一方のインバータＩＮＶ１１はＰＷＭ電圧駆動され、他方のインバータＩＮＶ１２は矩形波電圧駆動される。

特開２００８−９２７３９号公報

特許文献１の従来技術では、回転数に応じて制御を切り替えている。しかし、モータに必要な電圧は、回転数以外にも電流やインダクタンス等に依存するため、回転数のみではモータに必要な電圧を適切に把握することができない。また、複数巻線モータでは各系統に必要な出力電圧が異なるが、特許文献１の従来技術では電圧によらず制御を切り替えるため、切替時に過電流やトルクショックが発生するおそれがある。なお、本明細書では、動詞の「きりかえる」には、送り仮名を用いて「切り替える」と表記し、名詞の「きりかえ」には、送り仮名を用いず「切替」と表記する。

まず、複数系統で必要な電圧を把握するためには、２系統ともにフィードバック制御を実施する必要がある。本明細書では、２通りのフィードバック制御モードを表す用語として、「正弦波ＰＷＭ制御」及び「過変調制御」を用いる。正弦波ＰＷＭ制御は、ｄｑ直交座標での電流ベクトル制御により、正弦波状、又は、正弦波に高調波成分を重畳した波形の出力電圧指令を生成するものであり、例えば変調率１．１５未満の領域で適用される。

過変調制御は、出力電圧が正弦波制御の最大振幅を超える電圧飽和状態で電圧ベクトルの位相、又は振幅及び位相の両方を制御して出力電圧指令を生成するものであり、例えば変調率１．１５〜１．２７の領域で適用される。過変調制御には、例えば変調率１．２７のとき適用される矩形波制御が含まれる。

本発明は上述の課題に鑑みて創作されたものであり、その目的は、正弦波ＰＷＭ制御と過変調制御との制御モード切替時における過電流やトルクショックの発生を防止する複数系統のモータ制御装置を提供することにある。

本発明によるモータ制御装置は、複数の巻線組を有するモータ（８０）に、各巻線組に対応して設けられる複数のインバータ（６０ｕ、６０ｘ）から電力を供給させモータの通電を制御する。以下、対応する巻線組及びインバータを含む一群の構成の単位を「系統」と定義する。

このモータ制御装置は、各系統の正弦波ＰＷＭ制御部（２０ｕ、２０ｘ）と、各系統の過変調制御部（３０ｕ、３０ｘ）と、制御モード選択部（５１）と、を備える。正弦波ＰＷＭ制御部は、インバータに入力される直流電圧に対する出力電圧の比に基づく変調率が相対的に低い領域で、ｄｑ直交座標での電流ベクトル制御による電流フィードバック制御により、インバータへの出力電圧指令を生成する「正弦波ＰＷＭ制御」を実行する。

過変調制御部は、変調率が相対的に高い領域で、電流又はトルクのフィードバック制御により電圧ベクトルの位相、又は振幅及び位相の両方を制御してインバータへの出力電圧指令を生成する「過変調制御」を実行する。制御モード選択部は、各系統の制御モードについて、正弦波ＰＷＭ制御及び過変調制御を切替可能である。

制御モード選択部は、全ての系統が正弦波ＰＷＭ制御で動作している場合、いずれか一つ以上の系統の変調率が所定の上昇側切替閾値（Ｍｔｈ＿ｕｐ）以上となったとき、全ての系統の制御モードを正弦波ＰＷＭ制御から過変調制御に切り替える。例えば上昇側切替閾値は、出力電圧が飽和する変調率に設定される。

系統毎に独立して制御モードを切り替える構成では、全ての系統が正弦波ＰＷＭ制御で動作しており、一部の系統の変調率が所定の上昇側切替閾値以上となった場合、その一部の系統のみの制御モードが過変調制御に切り替えられる。すると、系統間のフィードバック制御の干渉により、モータに必要な電圧振幅が変動し、制御が不安定となり、過電流やトルクショックが発生するおそれがある。

そこで本発明では、上記のように、全ての系統の制御モードを同時に正弦波ＰＷＭ制御から過変調制御に切り替えることで、各系統が異なるフィードバック制御を実施する状況を回避する。これにより、本発明のモータ制御装置は、変調率の上昇に伴う正弦波ＰＷＭ制御から過変調制御への制御モード切替時に、系統間のフィードバック制御の干渉による過電流やトルクショックの発生を防止することができる。

また好ましくは、制御モード選択部は、全ての系統が過変調制御で動作している場合、各系統の変調率が、上昇側切替閾値以下に設定された下降側切替閾値（Ｍｔｈ＿ｄｎ）をいずれも下回ったとき、全ての系統の制御モードを過変調制御から正弦波ＰＷＭ制御に切り替える。これにより、本発明のモータ制御装置は、変調率の下降に伴う過変調制御から正弦波ＰＷＭ制御への制御モード切替時においても、系統間のフィードバック制御の干渉による過電流やトルクショックの発生を防止することができる。

各実施形態のモータ制御装置が適用されるシステムの全体構成図。 二組の巻線組を有するモータの構成を示す模式図。 モータ制御装置全体の制御ブロック図。 制御モード選択部の詳細な制御ブロック図。 第１実施形態による正弦波ＰＷＭ制御モードから過変調制御モードへの切替を示すフローチャート。 第１実施形態による過変調制御モードから正弦波ＰＷＭ制御モードへの切替を示すフローチャート。 第２実施形態による変調率補正又は制御モードの強制切替を説明するｄｑ軸電流ベクトル図。 第２実施形態による過変調制御モードから正弦波ＰＷＭ制御モードへの切替を示すフローチャート。 第３実施形態による過変調制御モードから正弦波ＰＷＭ制御モードへの切替を示すフローチャート。 第４実施形態による制御モード切替のヒステリシスを説明する図。

以下、モータ制御装置の複数の実施形態を図面に基づいて説明する。複数の実施形態において、実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。また、第１〜第４実施形態を包括して「本実施形態」という。本実施形態のモータ制御装置は、ハイブリッド自動車や電気自動車の主機モータ等として用いられ、複数の巻線組を有するモ―タの通電を制御する装置である。このモータ制御装置は、各巻線組に対応して設けられる複数のインバータからモータに電力を供給させる。以下、対応する巻線組及びインバータを含む一群の構成の単位を「系統」と定義する。

最初にモータ制御システムの全体構成について、図１〜図４を参照して説明する。図１に示すように、本実施形態のモータ制御システム６００は、二つのインバータ６０ｕ、６０ｘから、二組の三相巻線組を有するモータ８０に電力を供給する。図２に示すように、モータ８０は、互いに独立した、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相からなる三相巻線組８０ｕと、Ｘ相、Ｙ相、Ｚ相からなる三相巻線組８０ｘとが組み合わされて構成された永久磁石式同期型三相交流モータである。二系統の冗長構成とすることで、仮に片方の系統が故障した場合でも他方の系統で駆動を続けることができ、信頼性が向上する。また、電流−トルク効率の向上が図られる。

以下、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の三相巻線組８０ｕに電力供給する系統を「Ｕ系統」といい、Ｘ相、Ｙ相、Ｚ相の三相巻線組８０ｘに電力供給する系統を「Ｘ系統」という。Ｕ系統の構成に係る符号には末尾に「ｕ」を付し、Ｘ系統の構成に係る符号には末尾に「ｘ」を付す。また、各系統の電流、電圧等の物理量の記号についても、末尾又は途中に「ｕ」又は「ｘ」を付して区別する。「ｕ」又は「ｘ」が付されない符号又は記号は、基本的に両系統に共通の構成や物理量を表す。

Ｕ系統の巻線組８０ｕとＸ系統の巻線組８０ｘとは通電により協調してモータ８０のトルクを発生する。巻線組８０ｕ、８０ｘの構成は、Ｙ結線のみ、Δ結線のみ、Ｙ結線とΔ結線との混合のいずれでもよく、各系統の巻線組８０ｕ、８０ｘの機械的な位置関係は問わない。各系統の巻線組８０ｕ、８０ｘの電気的仕様は、基本的に同等であることを想定する。

図１の構成例では、各系統のインバータ６０ｕ、６０ｘは共通のバッテリ１０に対して並列に接続され、それぞれ、バッテリ１０から直流電圧Ｖｄｃの直流電力が入力される。インバータ６０ｕ、６０ｘの入力部には、直流電圧Ｖｄｃを平滑化するコンデンサ１５が設けられる。直流電圧Ｖｄｃは、例えば図示しない電圧センサにより検出される。なお、他の構成例では、二つの独立した電源から各インバータ６０ｕ、６０ｘに個別に直流電力が入力されてもよい。また、バッテリ１０とインバータ６０ｕ、６０ｘとの間に昇圧コンバータが設けられてもよい。

各系統のインバータ６０ｕ、６０ｘは、それぞれ上下アームの６つのスイッチング素子がブリッジ接続されている。スイッチング素子は、例えばＩＧＢＴで構成され、低電位側から高電位側へ向かう電流を許容する還流ダイオードが並列に接続されている。インバータ６０ｕ、６０ｘは、モータ制御装置５００から出力されるスイッチングパルス（図中「ＳＷパルス」）信号に従ってスイッチング素子が動作することでバッテリ１０の直流電力を三相交流電力に変換し、モータ８０に供給する。

各系統の電流センサ７０ｕ、７０ｘは、は、各巻線組８０ｕ、８０ｘの二相又は三相に流れる相電流を検出する。図１の構成例では、Ｕ系統のＶ相、Ｗ相電流Ｉｖｒ、Ｉｗｒ、及びＸ系統のＹ相、Ｚ相電流Ｉｙｒ、Ｉｚｒが検出される。電流記号末尾の「ｒ」は実電流を意味する。なお、二相の電流を検出する構成では、他の一相の電流はキルヒホッフの法則により算出される。

回転角センサ８５は、レゾルバ等の回転角センサであり、モータ８０の電気角θを検出する。電気角θは時間微分され、電気角速度ωとしても用いられる。なお、第４実施形態では、電気角速度を換算して得られるモータ回転数の記号についても「ω」を共用する。図１の構成例では、電気角θは二系統に共通の値としているが、系統毎に電気角θｕ、θｘが検出されてもよい。また、二系統の巻線組８０ｕ、８０ｘが例えば３０ｄｅｇの位相差を有している場合、Ｕ系統の電気角θに対し、Ｘ系統の電気角を（θ＋３０）ｄｅｇのように処理してもよい。

モータ制御装置５００は、上位の車両制御ＥＣＵ等からトルク指令τ^*が指令される。また、モータ制御装置５００は、直流電圧Ｖｄｃ、電気角θ、及び両系統の実電流Ｉｖｒ、Ｉｗｒ、Ｉｙｒ、Ｉｚｒを取得し、これらの情報に基づくフィードバック制御により、各系統のスイッチングパルス信号を生成し、インバータ６０ｕ、６０ｘに出力する。

次に図３を参照し、モータ制御装置５００の詳細な制御構成を説明する。図３では物理量の入出力が煩雑となるため、一部の物理量について入出力の図示を省略する。例えば、三相−ｄｑ変換部２９ｕ、２９ｘに入力される電気角θ、変調器５５ｕ、５５ｘに入力される電気角θ、直流電圧Ｖｄｃ、制御モード選択部５１に入力される各パラメータ等が省略されている。また、図３では、各系統の電圧出力部として、変調器５５ｕ、５５ｘ及びインバータ６０ｕ、６０ｘをまとめて図示する。

変調器５５ｕ、５５ｘは、変調率やモータの回転数−トルク特性に応じて変調方式を切り替えつつ、電圧指令、直流電圧Ｖｄｃ、電気角θ等に基づいてスイッチングパルス信号を生成し、インバータ６０ｕ、６０ｘに出力する。一般に変調率Ｍは、直流電圧Ｖｄｃに対する出力電圧の比（すなわち電圧利用率）に基づき、式（１）で定義される。式（１）では、出力電圧を電圧指令ベクトルの振幅Ｖ^*ａｍｐで表す。
Ｍ＝（２／√１．５）×（Ｖ^*ａｍｐ／Ｖｄｃ） ・・・（１）

モータ制御装置５００は、Ｕ系統及びＸ系統の各系統において、正弦波ＰＷＭ制御部２０ｕ、２０ｘと、過変調制御部３０ｕ、３０ｘとを備える。正弦波ＰＷＭ制御部２０ｕ、２０ｘは、変調率Ｍが相対的に低い（例えば１．１５未満の）領域で、ｄｑ直交座標での電流ベクトル制御による電流フィードバック制御により、インバータ６０ｕ、６０ｘへの出力電圧指令を生成する「正弦波ＰＷＭ制御」を実行する。出力電圧波形が正弦波の場合の変調率は最大１．０であり、正弦波に高調波成分を重畳させることにより最大１．１５までの変調率を実現可能である。正弦波制御は、非干渉制御、ＰＩＤ制御、オブザーバを含むものであってもよい。

過変調制御部３０ｕ、３０ｘは、変調率Ｍが相対的に高い（例えば１．１５〜１．２７の）領域で、トルクフィードバック制御により電圧ベクトルの位相、又は振幅及び位相の両方を制御してインバータ６０ｕ、６０ｘへの出力電圧指令を生成する「過変調制御」を実行する。物理的に出力可能な上限である変調率１．２７のときには、電気１周期に１パルスを出力する矩形波制御が用いられる。

また、モータ制御装置５００は、各系統の制御モードについて正弦波ＰＷＭ制御又は過変調制御を選択する制御モード選択部５１を備える。図３及び図４に示すように、制御モード選択部５１には、Ｕ系統のｄｑ軸電圧指令Ｖ^*ｄｕ、Ｖ^*ｑｕ及び実電流Ｉｄｕｒ、Ｉｑｕｒ、Ｘ系統のｄｑ軸電圧指令Ｖ^*ｄｘ、Ｖ^*ｑｘ及び実電流Ｉｄｘｒ、Ｉｑｘｒ、並びに直流電圧Ｖｄｃが入力される。制御モード選択部５１は、これらのパラメータに基づいて各系統の制御モードを選択し、モード信号Ｍｏｄｅ＿ｕ、Ｍｏｄｅ＿ｘを電圧指令選択部５２ｕ、５２ｘ及び電圧位相基準値演算部３７に出力する。

各系統の電圧指令選択部５２ｕ、５２ｘは、制御モード選択部５１から出力されるモード信号Ｍｏｄｅ＿ｕ、Ｍｏｄｅ＿ｘに従って電圧指令を選択する。つまり、電圧指令選択部５２ｕ、５２ｘは、正弦波ＰＷＭ制御モードではｄｑ軸電圧指令Ｖ^*ｄｕ、Ｖ^*ｑｕ、Ｖ^*ｄｘ、Ｖ^*ｑｘを選択し、過変調制御モードでは電圧振幅指令Ｖ^*ａｍｐｕ、Ｖ^*ａｍｐｘ及び電圧位相指令Ｖ^*ψｕ、Ｖ^*ψｘを選択する。特に本実施形態の制御モード選択部５１は、モータ動作中の各系統の変調率Ｍの変化に応じて、Ｕ系統及びＸ系統の制御モードが常に同じになるように制御モードを切り替える。その詳細については後述する。

続いて、正弦波ＰＷＭ制御部２０ｕ、２０ｘ及び過変調制御部３０ｕ、３０ｘの構成について順に説明する。なお、図３では図示の都合上、各制御部の範囲を各系統の電圧指令選択部５２ｕ、５２ｘの手前までの範囲で示しているが、変調器５５ｕ、５５ｘの一部が各制御部に含まれると解釈してもよい。例えば正弦波ＰＷＭ制御部２０ｕ、２０ｘは、変調器５５内の搬送波生成部やＰＷＭ変調部を含むと考えてよく、過変調制御部３０ｕ、３０ｘは、変調器５５内の矩形波生成部やパルスパターン生成部を含むと考えてよい。要するに、正弦波ＰＷＭ制御部２０ｕ、２０ｘと過変調制御部３０ｕ、３０ｘとの構成の相違点が重要であって、各制御部の範囲は周知技術に基づいて柔軟に解釈すればよい。

正弦波ＰＷＭ制御部２０ｕ、２０ｘについて、Ｕ系統及びＸ系統の構成は実質的に同一であるため、ここでの説明は「ｕ」、「ｘ」を省略し、両系統について共通に記載する。正弦波ＰＷＭ制御部２０は、電流指令演算部２１、電流偏差算出部２２ｄ、２２ｑ、電流制御器２３ｄ、２３ｑを含む。

電流指令演算部２１は、トルク指令τ^*に基づいて、ｄ軸電流指令Ｉ^*ｄ及びｑ軸電流指令Ｉ^*ｑを演算する。電流偏差算出部２２ｄ、２２ｑは、ｄｑ軸電流指令Ｉ^*ｄ、Ｉ^*ｑと、三相−ｄｑ変換部２９からフィードバックされた実ｄｑ軸電流Ｉｄｒ、Ｉｑｒとの電流偏差を算出する。電流制御器２３ｄ、２３ｑは、電流偏差を０に近づけるように、ＰＩ制御によりｄｑ軸電圧指令Ｖ^*ｄ、Ｖ^*ｑを演算する。ｄｑ軸電圧指令Ｖ^*ｄ、Ｖ^*ｑは、各系統の電圧指令選択部５２ｕ、５２ｘに出力される。

過変調制御部３０は、Ｕ系統の制御部３０ｕとＸ系統の制御部３０ｘとが混在して図示されており、大きく、電圧位相の制御部と、電圧振幅の制御部とに分かれる。電圧位相の制御部には、合成電流算出器３１ｄ、３１ｑ、トルク推定部３２、トルク偏差算出部３４、位相制御器３６、電圧位相基準値演算部３７、位相加算器３８が含まれる。

先に、電圧位相基準値演算部３７は、両系統のモード信号Ｍｏｄｅ＿ｕ、Ｍｏｄｅ＿ｘの入力により、制御モードが正弦波ＰＷＭ制御から過変調制御に切り替わったタイミングを認識する。そして、電圧位相基準値演算部３７は、各系統のｄｑ軸電圧指令Ｖ^*ｄｕ、Ｖ^*ｑｕ、Ｖ^*ｄｘ、Ｖ^*ｑｘに基づき、過変調制御モードへの切替タイミングにおける電圧位相を基準値Ｖ^*ψｕ０、Ｖ^*ψｘ０として設定する。電圧位相基準値Ｖ^*ψｕ０、Ｖ^*ψｘ０は、正弦波ＰＷＭ制御モードから過変調制御モードへの切替毎に更新される。

合成電流算出器３１ｄ、３１ｑは、両系統の実ｄｑ軸電流Ｉｄｕｒ、Ｉｑｕｒ、Ｉｄｘｒ、Ｉｑｘｒを軸毎に加算し合成電流を算出する。トルク推定部３２は、合成電流、逆起電圧定数φ、ｄｑ軸自己インダクタンスＬｄ、Ｌｑ、モータ８０の極対数ｐに基づき、式（２）を用いて実トルクτｒの推定値を算出し、トルク指令τ^*にフィードバックする。なお、式（２）の算出に代えてマップが用いられてもよい。また、トルクセンサが設けられる構成では、トルク推定部３２を設けず、トルクセンサにより検出されたセンサ値が実トルクτｒとしてフィードバックされてもよい。
τｒ＝ｐ×｛Ｉｑ×φ＋（Ｌｄ−Ｌｑ）×Ｉｄ×Ｉｑ｝ ・・・（２）

トルク偏差算出部３４は、トルク指令τ^*と実トルクτｒとのトルク偏差を算出する。位相制御器３６は、トルク偏差を０に近づけるように、ＰＩ演算により位相基準値Ｖ^*ψｕ０、Ｖ^*ψｘ０からの位相変化量Δψｕ、Δψｘを演算する。位相加算器３８は、各系統の位相基準値Ｖ^*ψｕ０、Ｖ^*ψｘ０に位相変化量Δψｕ、Δψｘを加算し、加算後の電圧位相Ｖ^*ψｕ、Ｖ^*ψｘを各系統の電圧指令選択部５２ｕ、５２ｘに出力する。

電圧振幅の制御部には、電圧振幅基準値演算部４７、振幅補正量演算部４６、振幅加算器４８等が含まれる。電圧振幅基準値演算部４７は、トルク指令τ^*、電気角速度ω、各系統の電流Ｉｕ、Ｉｘ、電圧Ｖｕ、Ｖｘに基づいて電圧振幅を演算する。また、電圧振幅基準値演算部４７は、電圧位相基準値演算部３７と同様に両系統のモード信号Ｍｏｄｅ＿ｕ、Ｍｏｄｅ＿ｘが入力され、過変調制御モードへの切替タイミングにおける電圧振幅基準値Ｖ^*ａｍｐｕ０、Ｖ^*ａｍｐｘ０を設定する。

振幅補正量演算部４６は、過変調制御でのフィードバック制御により決定される振幅補正量ΔＶｕ、ΔＶｘを演算する。例えばＰＩ制御では、Ｕ系統の振幅補正量ΔＶｕは積分項ΔＶｕ＿ｉと比例項ΔＶｕ＿ｐとの和として算出される。なお、Ｕ系統及びＸ系統の振幅補正量ΔＶｕ、ΔＶｘは同じ値に設定されてもよい。振幅加算器４８は、各系統の電圧振幅基準値Ｖ^*ａｍｐｕ０、Ｖ^*ａｍｐｘ０に振幅補正量ΔＶｕ、ΔＶｘを加算し、加算後の電圧振幅Ｖ^*ａｍｐｕ、Ｖ^*ａｍｐｘを各系統の電圧指令選択部５２ｕ、５２ｘに出力する。

ところで、特許文献１（特開２００８−９２７３９号公報）の従来技術では、複数の巻線組を有するモータ制御装置において、回転数に応じて制御を切り替えている。しかし、モータに必要な電圧は、回転数以外にも電流やインダクタンス等に依存するため、回転数のみではモータに必要な電圧を適切に把握することができない。また、複数巻線モータでは各系統に必要な出力電圧が異なるが、特許文献１の従来技術では電圧によらず制御を切り替えるため、切替時に過電流やトルクショックが発生するおそれがある。

さらに、複数の巻線組は互いに磁気結合しており、巻線組間に相互インダクタンスが発生する。相互インダクタンスを考慮すると、二系統の電圧方程式は式（３）で表される。ここで、二系統共通の自己インダクタンスをＬｄ、Ｌｑ、系統間の相互インダクタンスをＭｄｕｘ、Ｍｑｕｘと表す。なお、数式中の下付文字を、明細書中では通常文字で記す。式（３）において四角枠で囲った相互干渉項により、系統間の出力電圧に変動が生じる。

そこで本実施形態は、複数系統が正弦波ＰＷＭ制御モード及び過変調制御モードを切替可能なモータ制御装置において、制御モード切替時における過電流やトルクショックの発生を防止することを目的とする。続いて、この目的を達成するために本実施形態の制御モード選択部５１が行う具体的な制御モード切替処理について、実施形態毎に説明する。

（第１実施形態）
第１実施形態による制御モード切替処理について、図５、図６のフローチャートを参照して説明する。以下のフローチャートの説明で記号「Ｓ」はステップを意味する。また、ステップ番号が数字のみのステップは両系統に共通のステップであり、番号末尾に「ｕ」、「ｘ」の記号を付したステップは、それぞれＵ系統及びＸ系統のステップである。なお、第２、第３実施形態とステップ番号を共用する都合上、ステップ番号が欠番となる箇所がある。

本実施形態では、両系統の制御モードが常に同じであるように選択されるため、一系統が正弦波ＰＷＭ制御モードであり、他系統が過変調制御モードであるという場合はない。図５には、両系統が正弦波ＰＷＭ制御モードの状態からスタートする処理を示し、図６には、両系統が過変調制御モードの状態からスタートする処理を示す。

図５のＳ１０では、Ｕ系統及びＸ系統の現在の制御モードが正弦波ＰＷＭ制御モードであるか判断される。Ｓ１０でＹＥＳの場合、Ｕ系統のＳ１３ｕ〜Ｓ１５ｕ、及びＸ系統のＳ１３ｘ〜Ｓ１５ｘが併行して実行され、各系統の変調率Ｍｕ、Ｍｘ等が算出される。

Ｕ系統について、Ｓ１３ｕでは、式（４）により、ｄｑ軸電圧指令Ｖ^*ｄｕ、Ｖ^*ｑｕから電圧ベクトルの振幅Ｖ^*ａｍｐｕが算出される。
Ｖ^*ａｍｐｕ＝√（Ｖ^*ｄｕ²＋Ｖ^*ｑｕ²） ・・・（４）

Ｓ１４ｕでは、式（５）により、直流電圧Ｖｄｃに対する電圧振幅Ｖ^*ａｍｐｕの比に基づいて変調率Ｍｕが算出される。
Ｍｕ＝（２／√１．５）×（Ｖ^*ａｍｐｕ／Ｖｄｃ） ・・・（５）

Ｓ１５ｕでは、式（６）により、電圧ベクトルの位相Ｖ^*ψｕが算出される。
Ｖ^*ψｕ＝ａｔａｎ（Ｖ^*ｑｕ／Ｖ^*ｄｕ） ・・・（６）

Ｘ系統についても同様にＳ１３ｘ、Ｓ１４ｘ、Ｓ１５ｘが実施される。制御モード選択部５１は、各系統の電圧ベクトルの振幅Ｖ^*ａｍｐｕ及び位相Ｖ^*ψｕを算出することで、過変調制御モードへの移行に備える。

Ｓ１８では、Ｕ系統の変調率Ｍｕが上昇側切替閾値Ｍｔｈ＿ｕｐ以上であるか、又は、Ｘ系統の変調率Ｍｘが上昇側切替閾値Ｍｔｈ＿ｕｐ以上であるか判断される。ここで、両系統の上昇側切替閾値Ｍｔｈ＿ｕｐは同じ値でも異なる値でもよい。また、上昇側切替閾値Ｍｔｈ＿ｕｐは、正弦波ＰＷＭ制御の電圧飽和となる変調率１．１５に限らず、システム最適効率を狙って１．１５より小さい値に設定されてもよい。

Ｓ１８でＹＥＳの場合、Ｓ１９で、Ｕ系統、Ｘ系統共に過変調制御モードに切り替えられる。このように、制御モード選択部５１は、両系統が正弦波ＰＷＭ制御モードで動作している場合、いずれか一系統の変調率Ｍが上昇側切替閾値Ｍｔｈ＿ｕｐ以上となったとき、両系統の制御モードを正弦波ＰＷＭ制御から過変調制御に切り替える。これにより、本実施形態のモータ制御装置５００は、変調率Ｍの上昇に伴う正弦波ＰＷＭ制御から過変調制御への制御モード切替時に、系統間のフィードバック制御の干渉による過電流やトルクショックの発生を防止することができる。

次に、図６のＳ２０では、Ｕ系統及びＸ系統の現在の制御モードが過変調制御モードであるか判断される。Ｓ２０でＹＥＳの場合、Ｕ系統のＳ２３ｕ〜Ｓ２５ｕ、及びＸ系統のＳ２３ｘ〜Ｓ２５ｘが併行して実行され、各系統の変調率Ｍｕ、Ｍｘ等が算出される。

Ｕ系統について、Ｓ２３ｕでは、式（７．１）、（７．２）により、電圧振幅基準値Ｖ^*ａｍｐｕ０、振幅補正量ΔＶｕ、及び位相Ｖ^*ψｕからｄｑ軸電圧指令Ｖ^*ｄｕ、Ｖ^*ｑｕが算出される。
Ｖ^*ｄｕ＝（Ｖ^*ａｍｐｕ０＋ΔＶｕ）×ｃｏｓψｕ ・・・（７．１）
Ｖ^*ｑｕ＝（Ｖ^*ａｍｐｕ０＋ΔＶｕ）×ｓｉｎψｕ ・・・（７．２）

上述のように、電圧振幅基準値Ｖ^*ａｍｐｕ０は、正弦波ＰＷＭ制御モードから過変調制御モードへの切替タイミングにおいて、トルク指令τ^*、電気角速度ω等に基づき設定される。また、振幅補正量ΔＶｕは、フィードバック制御により決定される電圧振幅基準値Ｖ^*ａｍｐｕ０に対する補正量である。

Ｓ２４ｕでは、式（８）により、直流電圧Ｖｄｃに対する「電圧振幅基準値Ｖ^*ａｍｐｕに振幅補正量ΔＶｕを加えた値」の比に基づいて変調率Ｍｕが算出される。
Ｍｕ＝（２／√１．５）×｛（Ｖ^*ａｍｐｕ０＋ΔＶｕ）／Ｖｄｃ｝ ・・・（８）

Ｘ系統についても同様にＳ２３ｘ、Ｓ２４ｘが実施される。制御モード選択部５１は、各系統のｄｑ軸電圧指令Ｖ^*ｄｕ、Ｖ^*ｑｕを算出することで、正弦波ＰＷＭ制御モードへの移行に備える。

Ｓ２８では、Ｕ系統の変調率Ｍｕが下降側切替閾値Ｍｔｈ＿ｄｎ未満であり、且つ、Ｘ系統の変調率Ｍｘが下降側切替閾値Ｍｔｈ＿ｄｎ未満であるか判断される。ここで、両系統の下降側切替閾値Ｍｔｈ＿ｄｎは同じ値でも異なる値でもよい。

また、各系統の下降側切替閾値Ｍｔｈ＿ｄｎは上昇側切替閾値Ｍｔｈ＿ｕｐ以下に設定される。好ましくは、切替直後の回転変動等によるチャタリング防止のため、下降側切替閾値Ｍｔｈ＿ｄｎは、上昇側切替閾値Ｍｔｈ＿ｕｐに対して負側に、例えば０．０５程度オフセットするように設定される。すなわち、制御モードの切替においてヒステリシスが構成される。

Ｓ２８でＹＥＳの場合、Ｓ２９で、Ｕ系統、Ｘ系統共に正弦波ＰＷＭ制御モードに切り替えられる。このように、制御モード選択部５１は、両系統が過変調制御モードで動作している場合、両系統の変調率Ｍｕ、Ｍｘがいずれも下降側切替閾値Ｍｔｈ＿ｄｎを下回ったとき、両系統の制御モードを過変調制御モードから正弦波ＰＷＭ制御に切り替える。これにより、本実施形態のモータ制御装置５００は、変調率Ｍの下降に伴う過変調制御から正弦波ＰＷＭ制御への制御モード切替時においても、系統間のフィードバック制御の干渉による過電流やトルクショックの発生を防止することができる。

（第２実施形態）
第２実施形態による過変調制御モードから正弦波ＰＷＭ制御モードへの切替処理について、図７、図８を参照して説明する。図７のｄｑ軸電流ベクトル図において、破線は等トルク線を示し、一点鎖線はＭＴＰＡ線（電流当たり最大トルク制御特性線）を示す。通常の制御では、電流指令ベクトルＩ^*は、トルク指令τ^*が大きくなるほどＭＴＰＡ線に沿って原点から左上方向に移動する。したがって、電流振幅が増加すると共に、電流位相αが増加、すなわち進角する。

また、過変調制御モードの電圧位相制御では、弱め界磁制御によりｄ軸電流を負方向に増大させるため、（＃１）に示すように、実電流ベクトルＩｒが電流指令ベクトルＩ^*に対し進角側にずれる場合がある。一方、（＃２）に示すように、実電流ベクトルＩｒが電流指令ベクトルＩ^*に対し遅角側に乖離した場合、本来、過変調制御を行う必要がなく、電流をムダに通電していることを意味する。したがって、応答の遅い過変調制御での動作時に、外乱等によって過電圧状態が継続しているとき、過変調制御から正弦波ＰＷＭ制御への切替を促進し、過電流を防止することが求められる。

そこで、制御モード選択部５１は、Ｕ系統又はＸ系統の実電流ベクトルＩｒが電流指令ベクトルＩ^*に対して遅角側に乖離しているとき、実電流ベクトルＩｒを電流指令ベクトルＩ^*に合わせるように変調率Ｍを補正し、補正後の変調率Ｍに基づいて制御モードの切替を判定する。このように制御モード選択部５１は、遅角側にある実電流ベクトルＩｒを電流指令ベクトルＩ^*に合わせるように補正することで、指令に対し実ｄ軸電流が正方向に多く流れることを防止する。したがって、過電圧や過電流が防止される。

ここで、実電流ベクトルＩｒと電流指令ベクトルＩ^*との位置関係は、実ｄ軸電流Ｉｄｒとｄ軸電流指令Ｉ^*ｄとの比較により、又は、実電流ベクトルの位相αと電流指令ベクトルの位相α^*との比較により判断される。特にｄ軸電流Ｉｄが０付近のとき、すなわち＋ｄ軸基準の電流位相αが９０ｄｅｇ付近のときにはｄ軸電流Ｉｄが正確に把握できない場合があるが、位相αを比較することで、電流ベクトルを正確に把握することができる。（＃２）の例では、実ｄ軸電流Ｉｄｒはｄ軸電流指令Ｉ^*ｄより大きく、実電流ベクトルの位相αは電流指令ベクトルの位相α^*より小さいため、実電流ベクトルＩｒが電流指令ベクトルＩ^*に対して遅角側に乖離していると判定される。

また、（＃３）の例では、Ｕ系統又はＸ系統の実電流ベクトルＩｒが電流指令ベクトルＩ^*に対して遅角側に、所定の超過量を超えて乖離している。つまり、実ｄ軸電流Ｉｄｒとｄ軸電流指令Ｉ^*ｄとの差分が超過量ΔＩｄ＿ＥＸを超えている。或いは、実電流ベクトルの位相αと電流指令ベクトルの位相α^*との差分がΔα＿ＥＸを超えている。このとき、制御モード選択部５１は、各系統の変調率Ｍにかかわらず、両系統の制御モードを強制的に過変調制御から正弦波ＰＷＭ制御に切り替える。指令に対し実ｄ軸電流が正方向に大きく乖離している場合、即座に過変調制御から正弦波ＰＷＭ制御に切り替えることで、過電圧や過電流がより早期に防止される。

図８に示す第２実施形態のフローチャートは、スペースの都合上、Ｕ系統及びＸ系統の処理をまとめて記載する。図８の制御モード切替処理は、第１実施形態の図６に対し実質的にＳ２２、Ｓ２６、Ｓ２７が追加されている。Ｓ２２〜Ｓ２７の処理は、Ｕ系統及びＸ系統でそれぞれ実行される。各式において記号中の「ｕ」、「ｘ」の記載を省略する。

Ｓ２２では、実電流ベクトルＩｒが電流指令ベクトルＩ^*に対して遅角側に、所定の超過量を超えて乖離しているか、すなわち、式（９．１）又は（９．２）のいずれかが成立するか判断される。Ｓ２２でＹＥＳの場合、Ｓ２９に移行し、制御モード選択部５１は、制御モードを過変調制御から正弦波ＰＷＭ制御に切り替える。
Ｉｄ＞Ｉ^*ｄ＋ΔＩｄ＿ＥＸ ・・・（９．１）
α＜α^*−Δα＿ＥＸ ・・・（９．２）

Ｓ２２でＮＯの場合、図６のＳ２３ｕ、Ｓ２４ｕ及びＳ２３ｘ、Ｓ２４ｘと同様に、Ｓ２３、Ｓ２４でｄｑ軸電流指令Ｖ^*ｄ、Ｖ^*ｑ及び変調率Ｍが算出される。その後、Ｓ２６では、実電流ベクトルＩｒが電流指令ベクトルＩ^*に対して遅角側に乖離しているか、すなわち、式（９．３）又は（９．４）のいずれかが成立するか判断される。
Ｉｄ＞Ｉ^*ｄ ・・・（９．３）
α＜α^* ・・・（９．４）

Ｓ２６でＹＥＳの場合、Ｓ２７で変調率Ｍが補正され、Ｓ２６でＮＯの場合、Ｓ２７がスキップされる。Ｓ２８では、図６と同様に、補正後の両系統の変調率Ｍｕ、Ｍｘに基づいて制御モードの切替が判定される。

以上のように第２実施形態では、両系統が過変調制御モードで動作している場合、電流指令ベクトルＩ^*に対する実電流ベクトルＩｒの乖離を監視し、実電流ベクトルＩｒが電流指令ベクトルＩ^*に対して遅角側に乖離しているとき、変調率Ｍの補正、又は、制御モードの強制切替を実施する。これにより、本来、必要でない過変調制御モードを継続することによる過電圧や過電流を防止することができる。

（第３実施形態）
第３実施形態による制御モード切替処理について、図９を参照して説明する。第３実施形態では、制御モード選択部５１は、制御モードを一度切り替えた後、所定の再切替禁止期間が経過するまで、再度の制御モードの切替を禁止することで、制御モードの切替時に状態量が変動し制御モードのチャタリングが起きることを防止する。

図９は、過変調制御モードから正弦波ＰＷＭ制御モードへの切替処理を示し、第１実施形態の図６に対しＳ２１が追加されている。Ｓ２１では、制御モード切替から再切替禁止期間が経過したか判断され、ＮＯの場合、処理を終了する。ＹＥＳの場合、図６と同様の処理が実施される。つまり、再切替禁止期間が経過している場合には、再度の制御モード切替が許容される。なお、正弦波ＰＷＭ制御モードから過変調制御モードへの切替についても同様の処理が適用可能である。

（第４実施形態）
第４実施形態による制御モード切替処理について、図１０を参照して説明する。第４実施形態では、制御モード選択部５１は、第３実施形態によるモード再切替の制限に代えて、或いは加えて、時間以外のモード切替パラメータのヒステリシスを用いて制御モードの再切替を制限する。このモード切替パラメータは、Ｕ系統又はＸ系統のいずれかの実電流振幅Ｉａｍｐ、実電流位相α、トルク指令τ^*、モータ回転数ωのうちから一つ以上選択される。制御モード選択部５１は、各系統の変調率Ｍに加えて、モード切替パラメータに基づいて制御モードを切り替える。つまり、各系統の変調率Ｍｕ、Ｍｘが第１実施形態の条件を満たしている場合であっても、選択されたモード切替パラメータが条件を満たさない場合、制御モードを切り替えない。

実電流振幅Ｉａｍｐ、実電流位相α、トルク指令τ^*及びモータ回転数ωのモード切替パラメータは、いずれも過変調制御モードにおける値が正弦波ＰＷＭ制御モードにおける値より大きい。図１０において、各モード切替パラメータに共通して上昇側切替閾値Ｔｈ＿ｕｐは、正弦波ＰＷＭ制御モードから過変調制御モードに移行するときの閾値であり、下降側切替閾値Ｔｈ＿ｄｎは、過変調制御モードから正弦波ＰＷＭ制御モードに移行するときの閾値である。上昇側切替閾値Ｔｈ＿ｕｐは下降側切替閾値Ｔｈ＿ｄｎより大きく設定されており、モード切替のヒステリシスが構成されている。

例えば実電流振幅Ｉａｍｐが上昇側切替閾値Ｔｈ＿ｕｐ以上となり、正弦波ＰＷＭ制御モードから過変調制御モードに移行した後、実電流振幅Ｉａｍｐが下降側切替閾値Ｔｈ＿ｄｎまで下がらない限り、過変調制御モードから正弦波ＰＷＭ制御モードへの再切替は禁止される。すなわち、下降側切替閾値Ｔｈ＿ｄｎと上昇側切替閾値Ｔｈ＿ｕｐとの間の領域は不感帯として機能する。これにより、第４実施形態では、第３実施形態と同様に制御モードのチャタリングを防止することができる。

（その他の実施形態）
（ａ）本発明は、上記実施形態で例示した二系統の構成に限らず、三系統以上のモータ制御装置に適用されてもよい。その場合、二系統での説明における「両系統」を「全ての系統」に、「一系統」を「いずれか一つ以上の系統」に読み替えて解釈すればよい。

（ｂ）本発明のモータ制御装置は、ハイブリッド自動車や電気自動車の主機モータに限らず、正弦波ＰＷＭ制御モード及び過変調制御モードを切り替えて動作可能なあらゆるモータに適用可能である。また、モータの相の数は、三相に限らず何相でもよい。

以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、その趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。

２０ｕ、２０ｘ・・・正弦波ＰＷＭ制御部、
３０ｕ、３０ｘ・・・過変調制御部、
５００・・・モータ制御装置、
５１ ・・・制御モード選択部、
６０ｕ、６０ｘ・・・インバータ、
８０ ・・・モータ。

Claims (8)

1. 複数の巻線組を有するモータ（８０）に、各巻線組に対応して設けられる複数のインバータ（６０ｕ、６０ｘ）から電力を供給させ前記モータの通電を制御するモータ制御装置であって、
   対応する前記巻線組及び前記インバータを含む一群の構成の単位を系統と定義すると、
   各系統において、前記インバータに入力される直流電圧に対する出力電圧の比に基づく変調率が相対的に低い領域で、ｄｑ直交座標での電流ベクトル制御による電流フィードバック制御により、前記インバータへの出力電圧指令を生成する正弦波ＰＷＭ制御を実行する正弦波ＰＷＭ制御部（２０ｕ、２０ｘ）と、
   各系統において、前記変調率が相対的に高い領域で、電流又はトルクのフィードバック制御により電圧ベクトルの位相、又は振幅及び位相の両方を制御して前記インバータへの出力電圧指令を生成する過変調制御を実行する過変調制御部（３０ｕ、３０ｘ）と、
   各系統の制御モードについて、正弦波ＰＷＭ制御又は過変調制御を選択する制御モード選択部（５１）と、
   を備え、
   前記制御モード選択部は、全ての系統が正弦波ＰＷＭ制御で動作している場合、
   いずれか一つ以上の系統の変調率が所定の上昇側切替閾値（Ｍｔｈ＿ｕｐ）以上となったとき、全ての系統の制御モードを正弦波ＰＷＭ制御から過変調制御に切り替えるモータ制御装置。
2. 前記制御モード選択部は、全ての系統が過変調制御で動作している場合、
   各系統の変調率が、前記上昇側切替閾値以下に設定された下降側切替閾値（Ｍｔｈ＿ｄｎ）をいずれも下回ったとき、全ての系統の制御モードを過変調制御から正弦波ＰＷＭ制御に切り替える請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記制御モード選択部は、いずれか一つ以上の系統において、ｄｑ座標における実電流ベクトルが電流指令ベクトルに対して遅角側に乖離しているとき、実電流ベクトルを電流指令ベクトルに合わせるように変調率を補正し、補正後の変調率に基づいて制御モードの切替を判定する請求項２に記載の制御装置。
4. 前記制御モード選択部は、いずれか一つ以上の系統において、ｄｑ座標における実電流ベクトルが電流指令ベクトルに対して遅角側に、所定の超過量（ΔＩｄ＿ＥＸ、Δα＿ＥＸ）を超えて乖離しているとき、各系統の変調率にかかわらず、全ての系統の制御モードを過変調制御から正弦波ＰＷＭ制御に切り替える請求項２または３に記載の制御装置。
5. 前記制御モード選択部は、実ｄ軸電流とｄ軸電流指令との比較により、実電流ベクトルが電流指令ベクトルに対して遅角側に乖離していることを判断する請求項３または４に記載のモータ制御装置。
6. 前記制御モード選択部は、実電流ベクトルの位相と電流指令ベクトルの位相との比較により、実電流ベクトルが電流指令ベクトルに対して遅角側に乖離していることを判断する請求項３または４に記載のモータ制御装置。
7. 前記制御モード選択部は、制御モードを一度切り替えた後、所定の再切替禁止期間が経過するまで、再度の制御モードの切替を禁止する請求項１〜６のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
8. 前記制御モード選択部は、各系統の変調率に加えて、いずれか一つ以上の系統の実電流振幅、実電流位相、トルク指令又はモータ回転数のうちから一つ以上選択されるモード切替パラメータに基づいて制御モードを切り替え、
   正弦波ＰＷＭ制御モードから過変調制御モードに移行するときの前記モード切替パラメータの上昇側切替閾値は、過変調制御モードから正弦波ＰＷＭ制御モードに移行するときの前記モード切替パラメータの下降側切替閾値より大きく設定されている請求項１〜７のいずれか一項に記載のモータ制御装置。

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