JP6960661B2

JP6960661B2 - Electrical equipment

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Publication number: JP6960661B2
Application number: JP2017145694A
Authority: JP
Inventors: 建次柴
Original assignee: Tokyo University of Science
Current assignee: Tokyo University of Science
Priority date: 2017-07-27
Filing date: 2017-07-27
Publication date: 2021-11-05
Anticipated expiration: 2037-07-27
Also published as: JP2019030083A

Description

本発明は、電力伝送を行うトランスを含む電気装置に関する。 The present invention relates to an electrical device including a transformer that performs power transmission.

完全埋込型人工心臓へ駆動用エネルギーを供給する方法の一つに経皮伝送がある。経皮伝送は、体外及び体内に配置した一組のコイル（経皮トランス）を用いて、非侵襲でエネルギー伝送を行うものである。経皮伝送によれば、電線が皮膚を貫くことで起きる感染症のリスクを回避することができ、ＱＯＬ（Quality of life）などの点において優れている。 Percutaneous transmission is one of the methods for supplying driving energy to a fully implanted artificial heart. Percutaneous transmission uses a set of coils (percutaneous transformers) arranged outside and inside the body to perform non-invasive energy transmission. Percutaneous transmission can avoid the risk of infectious diseases caused by electric wires penetrating the skin, and is excellent in terms of QOL (Quality of life) and the like.

例えば、特許文献１には、経皮トランスとして用いられる電力伝送装置が記載されている。この電力伝送装置は、環状のコアと、コアに巻回された第１のコイルと、巻回部分の内側をコアが貫通し且つコアとの間に間隙を有して環状に巻回された第２のコイルと、第１のコイルまたは第２のコイルに接続されたキャパシタと、を含んで構成されている。第２のコイルは、第１のコイルとの間の電磁誘導に寄与する第１のインダクタンス、第１のコイルとの間の電磁誘導に寄与しない第２のインダクタンス及び第２のコイルの巻線抵抗を直列接続した等価回路で表すことができ、キャパシタのキャパシタンスは、第２のインダクタンスを打ち消す値に設定されている。 For example, Patent Document 1 describes a power transmission device used as a transdermal transformer. In this power transmission device, the annular core, the first coil wound around the core, and the core penetrate the inside of the winding portion and are wound in an annular shape with a gap between the cores. It is configured to include a second coil and a first coil or a capacitor connected to the second coil. The second coil has a first inductance that contributes to electromagnetic induction with the first coil, a second inductance that does not contribute to electromagnetic induction with the first coil, and a winding resistance of the second coil. Can be represented by an equivalent circuit in which is connected in series, and the capacitance of the capacitor is set to a value that cancels out the second inductance.

また、特許文献１には、上記の電力伝送装置と、入力された直流電力を交流電力に変換し、第１のコイルに供給する第１の電力変換部と、第２のコイルから出力される交流電力を直流電力に変換し、負荷に供給する第２の電力変換部と、を更に含む電気装置が記載されている。 Further, in Patent Document 1, the power transmission device described above, a first power conversion unit that converts input DC power into AC power and supplies the power to the first coil, and a second coil output the power. An electric device including a second power conversion unit that converts AC power into DC power and supplies it to a load is described.

特開２０１６−０２５６７７号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 2016-025677

医療機器を使用する場合、医療機器の一部が人体に接触することによって人体に流れる電流（患者漏れ電流）について考慮する必要がある。人体に流れる電流のうち、５０Ｈｚまたは６０Ｈｚに関するものを一般的に漏れ電流といい、これよりも高い周波数に関するものを高周波漏れ電流という。本発明者らによる研究の結果、生体内に埋め込まれた人工心臓等の負荷に、経皮トランスを用いてエネルギー伝送を行う場合に、経皮トランスの一部が人体に接触したり埋め込まれたりすることにより、生体に高周波漏れ電流が流れる可能性があることが明らかとなりつつある。 When using a medical device, it is necessary to consider the current flowing through the human body (patient leakage current) when a part of the medical device comes into contact with the human body. Of the currents flowing through the human body, those related to 50 Hz or 60 Hz are generally called leakage currents, and those related to frequencies higher than this are called high frequency leakage currents. As a result of research by the present inventors, when energy is transmitted using a percutaneous transformer to a load such as an artificial heart embedded in a living body, a part of the percutaneous transformer may come into contact with or be embedded in the human body. By doing so, it is becoming clear that a high-frequency leakage current may flow in the living body.

本発明は、上記の点に鑑みてなされたものであり、経皮トランスとして使用可能なトランスを備えた電気装置において、生体に流れる高周波漏れ電流を抑制することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above points, and an object of the present invention is to suppress a high-frequency leakage current flowing through a living body in an electric device provided with a transformer that can be used as a transdermal transformer.

本発明に係る電気装置は、交流電力を出力する電源回路と、前記電源回路に接続された第１の一次コイル、及び前記第１の一次コイルに磁気的に結合された第１の二次コイル及び第２の二次コイルを含む第１のトランスと、前記第１の二次コイルに接続された第２の一次コイル、及び前記第２の一次コイルに磁気的に結合された第３の二次コイルを含む第２のトランスと、前記第２の二次コイルに接続された第３の一次コイル、及び前記第３の一次コイルに磁気的に結合された第４の二次コイルを含む第３のトランスと、を含む。前記第１の二次コイル及び前記第２の二次コイルから出力される電圧の位相は互いに１８０°ずれている。
The electric device according to the present invention includes a power supply circuit that outputs AC power, a first primary coil connected to the power supply circuit, and a first secondary coil magnetically coupled to the first primary coil. and a first transformer including a second secondary coil, the third secondary magnetically coupled to the first second of the primary coil is connected to the secondary coil, and the second primary coil A second transformer including a second coil, a third primary coil connected to the second secondary coil, and a fourth secondary coil magnetically coupled to the third primary coil. and the transformer 3, the including. The phases of the voltages output from the first secondary coil and the second secondary coil are 180 ° out of phase with each other.

前記第２のトランスは環状の第１のコアを含み、前記第３のトランスは環状の第２のコアを含み得る。前記第２の一次コイルは前記第１のコアに密着して巻回され、前記第３の二次コイルは、巻回部分の内側を前記第１のコアが貫通し且つ前記第１のコアとの間に間隙を有して環状に巻回されていてもよい。前記第３の一次コイルは前記第２のコアに密着して巻回され、前記第４の二次コイルは、巻回部分の内側を前記第２のコアが貫通し且つ前記第２のコアとの間に間隙を有して環状に巻回されていてもよい。
The second transformer may include an annular first core and the third transformer may include an annular second core. The second primary coil is wound in close contact with the first core, and the third secondary coil has the first core penetrating the inside of the winding portion and the first core. It may be wound in a ring shape with a gap between the two. The third primary coil is wound in close contact with the second core, and the fourth secondary coil has the second core penetrating the inside of the winding portion and the second core. It may be wound in a ring shape with a gap between the two.

本発明に係る電気装置は、前記第２のトランスに接続された第１のキャパシタ及び前記第３のトランスに接続された第２のキャパシタを更に含み得る。前記第１のキャパシタは、前記第１の二次コイルと前記第２の一次コイルとの間に設けられていてもよい。前記第２のキャパシタは、前記第２の二次コイルと前記第３の一次コイルとの間に設けられていてもよい。
Electrical apparatus according to the present invention may further comprise a first capacitor and a second capacitor connected to said third transformer is connected to the second transformer. The first capacitor may be provided between the first secondary coil and the second primary coil. The second capacitor may be provided between the second secondary coil and the third primary coil.

前記第１のキャパシタ及び第２のキャパシタのキャパシタンスの値は、前記第１の一次コイルの両端に入力される入力電圧と、前記第１の一次コイルに流入する入力電流との位相差がゼロとなる値であることが好ましい。或いは、前記第１のキャパシタ及び第２のキャパシタのキャパシタンスの値は、前記第１の一次コイルからみたインピーダンスが最小となる値であることが好ましい。
The capacitance values of the first capacitor and the second capacitor are such that the phase difference between the input voltage input to both ends of the first primary coil and the input current flowing into the first primary coil is zero. It is preferable that the value is. Alternatively, the capacitance values of the first capacitor and the second capacitor are preferably values that minimize the impedance seen from the first primary coil.

前記電源回路はプッシュプル型インバータを含んで構成されていてもよい。 The power supply circuit may be configured to include a push-pull type inverter.

本発明に係る電気装置は、前記第３の二次コイルから出力される交流電力を直流電力に変換して出力する第１の変換回路と、前記第４の二次コイルから出力される交流電力を直流電力に変換して出力する第２の変換回路と、前記第１の変換回路及び前記第２の変換回路から出力される直流電力によって駆動される負荷と、を更に含み得る。
The electric device according to the present invention includes a first conversion circuit that converts AC power output from the third secondary coil into DC power and outputs it, and AC power output from the fourth secondary coil. A second conversion circuit that converts and outputs DC power, and a load driven by the DC power output from the first conversion circuit and the second conversion circuit may be further included.

前記第３の二次コイル及び前記第４の二次コイルが生体の内部に配置し、前記電源回路、前記第１のトランス及び第２の一次コイル及び前記第３の一次コイルが前記生体の外部を配置してもよい。 The third secondary coil and the fourth secondary coil are arranged inside the living body, and the power supply circuit, the first transformer and the second primary coil, and the third primary coil are outside the living body. May be placed.

また、本発明に係る他の電気装置は、交流電力を出力する電源回路と、前記電源回路に接続された第１の一次コイル、及び前記第１の一次コイルに磁気的に結合された第１の二次コイル及び第２の二次コイルを含む第１のトランスと、前記第１の二次コイルに接続された第２の一次コイル、及び前記第２の一次コイルに磁気的に結合された第３の二次コイルを含む第２のトランスと、前記第２の二次コイルに接続された第３の一次コイル、及び前記第３の一次コイルに磁気的に結合された第４の二次コイルを含む第３のトランスと、を含む。 Further, another electric device according to the present invention includes a power supply circuit that outputs AC power, a first primary coil connected to the power supply circuit, and a first magnetically coupled to the first primary coil. The first transformer including the secondary coil and the second secondary coil of the above, the second primary coil connected to the first secondary coil, and the second primary coil are magnetically coupled to each other. A second transformer including a third secondary coil, a third primary coil connected to the second secondary coil, and a fourth secondary magnetically coupled to the third primary coil. Includes a third transformer, including a coil.

本発明に係る電気装置によれば、経皮トランスとして使用可能なトランスを備えた電気装置において、生体に流れる高周波漏れ電流を抑制することが可能となる。 According to the electric device according to the present invention, in an electric device provided with a transformer that can be used as a transdermal transformer, it is possible to suppress a high-frequency leakage current flowing through a living body.

本発明の第１の実施形態に係る電気装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the electric apparatus which concerns on 1st Embodiment of this invention. 本発明の実施形態に係る電源回路の構成の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the structure of the power supply circuit which concerns on embodiment of this invention. 本発明の実施形態に係る第１のトランスの構成の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the structure of the 1st transformer which concerns on embodiment of this invention. 本発明の実施形態に係る第２のトランスの構成の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the structure of the 2nd transformer which concerns on embodiment of this invention. 本発明の実施形態に係る第２のトランスを経皮トランスとして用いて、生体内に埋め込まれた負荷に電力を供給する場合の使用方法の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the use method when the 2nd transformer which concerns on embodiment of this invention is used as a transdermal transformer, and power is supplied to the load embedded in the living body. 本発明の実施形態に係るＡＣ−ＤＣ変換回路の構成の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the structure of the AC-DC conversion circuit which concerns on embodiment of this invention. 比較例に係る電気装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the electric apparatus which concerns on a comparative example. 比較例に係る電気装置のトランスを経皮トランスとして使用し、生体内に設けられた負荷に電力を伝送している状況を示す図である。It is a figure which shows the situation which the transformer of the electric apparatus which concerns on a comparative example is used as a transdermal transformer, and electric power is transmitted to the load provided in the living body. 電源回路の構成の他の例を示す図である。It is a figure which shows another example of the structure of a power supply circuit. 本発明の実施形態に係る第２のトランスを経皮トランスとして使用し、生体内に設けられた負荷に電力を伝送している状況を示す図である。It is a figure which shows the situation which the 2nd transformer which concerns on embodiment of this invention is used as a transdermal transformer, and electric power is transmitted to the load provided in the living body. 本発明の第２の実施形態に係る電気装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the electric apparatus which concerns on 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第２の実施形態に係る電気装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the electric apparatus which concerns on 2nd Embodiment of this invention. 本発明の実施形態に係る第１のトランス、第２のトランス、キャパシタ及び負荷抵抗からなる回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the circuit which consists of the 1st transformer, the 2nd transformer, the capacitor and the load resistance which concerns on embodiment of this invention. 図１２に示す回路の等価回路図である。It is an equivalent circuit diagram of the circuit shown in FIG. 入力インピーダンス及び位相差の実測値及び計算値を示すグラフである。It is a graph which shows the measured value and the calculated value of the input impedance and the phase difference. 電力伝送効率の測定回路を示す図である。It is a figure which shows the measurement circuit of the power transmission efficiency. 電力伝送効率の測定結果を示す図である。It is a figure which shows the measurement result of the power transmission efficiency. ２４Ｖの出力電圧を得るために必要な入力電圧の測定結果を示すグラフである。It is a graph which shows the measurement result of the input voltage required to obtain the output voltage of 24V. 放射ノイズの測定回路を示す図である。It is a figure which shows the measurement circuit of radiation noise. 放射ノイズの測定結果を示すグラフである。It is a graph which shows the measurement result of radiation noise. 放射ノイズの測定結果を示すグラフである。It is a graph which shows the measurement result of radiation noise. 放射ノイズの測定結果を示すグラフである。It is a graph which shows the measurement result of radiation noise. 放射ノイズの測定結果を示すグラフである。It is a graph which shows the measurement result of radiation noise. 放射ノイズの測定結果を示すグラフである。It is a graph which shows the measurement result of radiation noise. 放射ノイズの測定結果を示すグラフである。It is a graph which shows the measurement result of radiation noise. 放射ノイズの測定結果を示すグラフである。It is a graph which shows the measurement result of radiation noise. 平均磁界強度と、キャパシタのキャパシタンスとの関係を示すグラフである。It is a graph which shows the relationship between the average magnetic field strength and the capacitance of a capacitor. 電源回路の、スイッチを構成するＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間電圧の波形、及びドレイン電流の波形を示す図である。It is a figure which shows the waveform of the drain-source voltage of the MOSFET which constitutes a switch, and the waveform of the drain current of a power supply circuit. 電源回路の、スイッチを構成するＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間電圧の波形、及びドレイン電流の波形を示す図である。It is a figure which shows the waveform of the drain-source voltage of the MOSFET which constitutes a switch, and the waveform of the drain current of a power supply circuit. 電源回路の、スイッチを構成するＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間電圧の波形、及びドレイン電流の波形を示す図である。It is a figure which shows the waveform of the drain-source voltage of the MOSFET which constitutes a switch, and the waveform of the drain current of a power supply circuit. 電源回路の、スイッチを構成するＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間電圧の波形、及びドレイン電流の波形を示す図である。It is a figure which shows the waveform of the drain-source voltage of the MOSFET which constitutes a switch, and the waveform of the drain current of a power supply circuit. 電源回路の、スイッチを構成するＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間電圧の波形、及びドレイン電流の波形を示す図である。It is a figure which shows the waveform of the drain-source voltage of the MOSFET which constitutes a switch, and the waveform of the drain current of a power supply circuit. 電源回路の、スイッチを構成するＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間電圧の波形、及びドレイン電流の波形を示す図である。It is a figure which shows the waveform of the drain-source voltage of the MOSFET which constitutes a switch, and the waveform of the drain current of a power supply circuit. 高周波漏れ電流の測定回路の外観図である。It is an external view of the measurement circuit of a high frequency leakage current. 高周波漏れ電流の測定回路における、第２のトランスの部分を拡大して示した図である。It is a figure which enlarged and showed the part of the 2nd transformer in the measurement circuit of a high frequency leakage current. 高周波漏れ電流の測定結果を示すグラフである。It is a graph which shows the measurement result of the high frequency leakage current. 高周波漏れ電流の測定結果を示すグラフである。It is a graph which shows the measurement result of the high frequency leakage current. 高周波漏れ電流の測定結果を示すグラフである。It is a graph which shows the measurement result of the high frequency leakage current. 高周波漏れ電流の測定結果を示すグラフである。It is a graph which shows the measurement result of the high frequency leakage current. 本発明の第３の実施形態に係る電気装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the electric apparatus which concerns on 3rd Embodiment of this invention.

以下、本発明の実施形態について図面を参照しつつ説明する。尚、各図面において、実質的に同一又は等価な構成要素又は部分には同一の参照符号を付している。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. In each drawing, substantially the same or equivalent components or parts are designated by the same reference numerals.

図１は、本発明の第１の実施形態に係る電気装置１の構成を示すブロック図である。電気装置１は、電源回路１０、第１のトランス２０、第２のトランス３０、ＡＣ−ＤＣ変換回路４０及び負荷５０を含んで構成されている。電気装置１は、電源回路１０から出力される電力を、第１のトランス２０、第２のトランス３０及びＡＣ−ＤＣ変換回路４０を介して負荷５０に伝送し、負荷５０を駆動する装置である。 FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an electric device 1 according to a first embodiment of the present invention. The electric device 1 includes a power supply circuit 10, a first transformer 20, a second transformer 30, an AC-DC conversion circuit 40, and a load 50. The electric device 1 is a device that drives the load 50 by transmitting the electric power output from the power supply circuit 10 to the load 50 via the first transformer 20, the second transformer 30, and the AC-DC conversion circuit 40. ..

電源回路１０は、入力される直流電力を交流電力に変換して出力する回路である。図２は、電源回路１０の構成の一例を示す図である。電源回路１０は、プッシュプル型のインバータを含んで構成されており、スイッチ１１ａ、１１ｂと、これらのスイッチ１１ａ、１１ｂを駆動するドライバ１２ａ、１２ｂと、を含んで構成されている。スイッチ１１ａ、１１ｂは、それぞれドライバ１２ａ、１２ｂから供給される制御信号に応じて交互にオンオフすることで、電源回路１０の３つの出力端子１３ａ、１３ｂ、１３ｃから交流電力を出力する。 The power supply circuit 10 is a circuit that converts input DC power into AC power and outputs it. FIG. 2 is a diagram showing an example of the configuration of the power supply circuit 10. The power supply circuit 10 includes push-pull type inverters, and includes switches 11a and 11b and drivers 12a and 12b for driving these switches 11a and 11b. The switches 11a and 11b alternately turn on and off according to the control signals supplied from the drivers 12a and 12b, respectively, to output AC power from the three output terminals 13a, 13b and 13c of the power supply circuit 10.

第１のトランス２０は、電源回路１０と第２のトランス３０とを絶縁するために用いられる。第１のトランス２０は、電源回路１０の出力端子１３ａ、１３ｂ、１３ｃに接続された一次コイル２１と、一次コイル２１と磁気的に結合された二次コイル２２とを含んで構成されている。二次コイル２２は、一次コイル２１から絶縁され、電源回路１０から伝送された交流電力を出力する。図３は、第１のトランス２０の構成の一例を示す図である。第１のトランス２０は、円環状の磁性体からなるコア２３を有する。一次コイル２１は、コア２３に巻回された、巻き数が互いに同じである第１の巻回部分２１ａ及び第２の巻回部分２１ｂを有する。第１の巻回部分２１ａの一端は、電源回路１０の出力端子１３ａに接続され、第２の巻回部分２１ｂの一端は、電源回路１０の出力端子１３ｂに接続される。第１の巻回部分２１ａと第２の巻回部分２１ｂの接続点から引き出された配線は、電源回路１０の出力端子１３ｃに接続される。二次コイル２２は、コア２３の、一次コイル２１の巻回部分２１ａ及び２１ｂから離間した位置に巻回されている。コア２３、一次コイル２１及び二次コイル２２によりトランスが構成され、一次コイル２１に入力された交流電力は、電磁誘導によって二次コイル２２に伝送される。第１のトランス２０は、例えば数百ｋＨｚオーダーの高周波に対しても、一次コイル２１と二次コイル２２との間で絶縁性が確保されていることが好ましい。一次コイル２１と二次コイル２２とを離間させることで、一次コイル２１と二次コイル２２との間に容量結合が形成されにくくなり、絶縁性を確保することが可能となる。また、電力伝送効率の観点から、第１のトランス２０の結合係数は、１に近いことが好ましい。 The first transformer 20 is used to insulate the power supply circuit 10 from the second transformer 30. The first transformer 20 includes a primary coil 21 connected to the output terminals 13a, 13b, 13c of the power supply circuit 10 and a secondary coil 22 magnetically coupled to the primary coil 21. The secondary coil 22 is insulated from the primary coil 21 and outputs AC power transmitted from the power supply circuit 10. FIG. 3 is a diagram showing an example of the configuration of the first transformer 20. The first transformer 20 has a core 23 made of an annular magnetic material. The primary coil 21 has a first winding portion 21a and a second winding portion 21b wound around the core 23 and having the same number of turns. One end of the first winding portion 21a is connected to the output terminal 13a of the power supply circuit 10, and one end of the second winding portion 21b is connected to the output terminal 13b of the power supply circuit 10. The wiring drawn from the connection point between the first winding portion 21a and the second winding portion 21b is connected to the output terminal 13c of the power supply circuit 10. The secondary coil 22 is wound at a position of the core 23 away from the winding portions 21a and 21b of the primary coil 21. A transformer is composed of a core 23, a primary coil 21 and a secondary coil 22, and AC power input to the primary coil 21 is transmitted to the secondary coil 22 by electromagnetic induction. It is preferable that the first transformer 20 has an insulating property between the primary coil 21 and the secondary coil 22 even for a high frequency of several hundred kHz, for example. By separating the primary coil 21 and the secondary coil 22, a capacitive coupling is less likely to be formed between the primary coil 21 and the secondary coil 22, and insulation can be ensured. Further, from the viewpoint of power transmission efficiency, the coupling coefficient of the first transformer 20 is preferably close to 1.

なお、図３に示す例では、一次コイル２１及び二次コイル２２をコア２３上に偏在させているが、この態様に限定されるものではない。一次コイル２１がコア２３上に均一に配置されるように巻回部分２１ａ及び２１ｂを形成し、一次コイル２１の表面全体を覆う絶縁体の上に、一次コイル２１に重なるように二次コイル２２を配置してもよい。この構成によれば、漏れインダクタンスをより小さくすることができ、結合係数を１に近づけることができる。 In the example shown in FIG. 3, the primary coil 21 and the secondary coil 22 are unevenly distributed on the core 23, but the present invention is not limited to this mode. The winding portions 21a and 21b are formed so that the primary coil 21 is uniformly arranged on the core 23, and the secondary coil 22 overlaps the primary coil 21 on the insulator covering the entire surface of the primary coil 21. May be placed. According to this configuration, the leakage inductance can be made smaller and the coupling coefficient can be brought closer to 1.

第２のトランス３０は、第１のトランス２０の二次コイル２２に接続された一次コイル３１、及び一次コイル３１に磁気的に結合された二次コイル３２を含む。二次コイル３２は、一次コイル３１から絶縁され、第１のトランス２０から伝送された交流電力を出力する。図４は、第２のトランス３０の構成の一例を示す図である。第２のトランス３０は、コア３３、一次コイル３１、二次コイル３２を含んで構成されている。 The second transformer 30 includes a primary coil 31 connected to the secondary coil 22 of the first transformer 20 and a secondary coil 32 magnetically coupled to the primary coil 31. The secondary coil 32 is insulated from the primary coil 31 and outputs AC power transmitted from the first transformer 20. FIG. 4 is a diagram showing an example of the configuration of the second transformer 30. The second transformer 30 includes a core 33, a primary coil 31, and a secondary coil 32.

コア３３は、円環状の磁性体によって構成されている。一次コイル３１は、巻回部分がコア３３の表面に密着するように略均等な間隔でコア３３に巻回されている。二次コイル３２は、円環状に巻回され、巻回部分の内側にコア３３が貫通するように配置されている。二次コイル３２は、コア３３との間に間隙を有して巻回されている。コア３３、一次コイル３１及び二次コイル３２によりトランスが構成され、一次コイル３１に入力された交流電力は、電磁誘導によって二次コイル３２に伝送される。 The core 33 is made of an annular magnetic material. The primary coil 31 is wound around the core 33 at substantially equal intervals so that the wound portion is in close contact with the surface of the core 33. The secondary coil 32 is wound in an annular shape and is arranged so that the core 33 penetrates inside the wound portion. The secondary coil 32 is wound with a gap between it and the core 33. A transformer is composed of a core 33, a primary coil 31 and a secondary coil 32, and AC power input to the primary coil 31 is transmitted to the secondary coil 32 by electromagnetic induction.

なお、コア３３は、予め半分に切断されており、使用時において切断部分はタイバンドで結合される。このようにコア３３を分割可能としておくことにより、二次コイル３２へのコア３３の取り付けが容易となる。ゴミなどの異物がコア３３の切断面に付着しなければ、コア３３の磁路は完全に閉じており、且つコア３３の比透磁率が高いことから、高い相互インダクタンス（磁気結合）を得ることができる。 The core 33 is cut in half in advance, and the cut portions are connected by a tie band at the time of use. By making the core 33 separable in this way, it becomes easy to attach the core 33 to the secondary coil 32. If foreign matter such as dust does not adhere to the cut surface of the core 33, the magnetic path of the core 33 is completely closed and the relative magnetic permeability of the core 33 is high, so that a high mutual inductance (magnetic coupling) can be obtained. Can be done.

図１には、第２のトランス３０を、生体内への電力伝送を行うための経皮トランスとして使用する場合が例示されている。第２のトランス３０を経皮トランスとして使用する場合、電源回路１０、第１のトランス２０及び第２のトランス３０の一次コイル３１が生体外に配置され、第２のトランス３０の二次コイル３２、ＡＣ−ＤＣ変換回路４０及び負荷５０が生体内に配置される。 FIG. 1 illustrates a case where the second transformer 30 is used as a percutaneous transformer for transmitting electric power into a living body. When the second transformer 30 is used as a percutaneous transformer, the power supply circuit 10, the first transformer 20, and the primary coil 31 of the second transformer 30 are arranged outside the living body, and the secondary coil 32 of the second transformer 30 is arranged. , AC-DC conversion circuit 40 and load 50 are arranged in the living body.

図５は、第２のトランス３０を経皮トランスとして用いて、生体内に埋め込まれた人工心臓等の負荷に電力を供給する場合の使用方法の一例を示す図である。この場合、第２のトランス３０の二次コイル３２は、円弧の半分が皮下に埋め込まれ、残りの半分が皮膚Ｓに覆われた状態でアーチ状に外側に向けて突き出すように生体内に配置される。一次コイル３１が巻回されたコア３３が、皮膚Ｓのアーチ状に突き出した二次コイル３２の内側部分の穴を貫通するように配置され、二次コイル３２をクランプする。図５に示すように、生体内に埋め込まれた二次コイル３２のリングの内側部分に、生体外に配置された一次コイル３１が巻回されたコア３３を貫通させるタイプの経皮トランスを体外結合型経皮トランスと称する。これに対して、生体の外部及び内部に空心型コイルを配置するタイプの経皮トランスを、空心型経皮トランスと称する。体外結合型経皮トランスによれば、空心型経皮トランスと比較して、エネルギー伝送効率が高い、体動等による装着ずれに対するエネルギーの伝送量及び伝送効率の変動が小さいという利点がある。なお、本実施形態では、第２のトランス３０は、体外結合型の経皮トランスとして使用できる形態を有しているが、第２にトランス３０は、空心型の経皮トランスとして使用できる形態を有していてもよい。 FIG. 5 is a diagram showing an example of a usage method when the second transformer 30 is used as a percutaneous transformer to supply electric power to a load such as an artificial heart embedded in a living body. In this case, the secondary coil 32 of the second transformer 30 is arranged in the living body so that half of the arc is subcutaneously embedded and the other half is covered with the skin S and protrudes outward in an arch shape. Will be done. A core 33 around which the primary coil 31 is wound is arranged so as to penetrate a hole in an inner portion of the secondary coil 32 protruding in an arch shape of the skin S, and clamps the secondary coil 32. As shown in FIG. 5, a percutaneous transformer of a type in which a core 33 wound with a primary coil 31 arranged outside the living body is passed through an inner portion of a ring of a secondary coil 32 embedded in the living body is extracorporeally. It is called a combined transdermal transformer. On the other hand, a type of percutaneous transformer in which an air-core coil is arranged outside and inside the living body is referred to as an air-core percutaneous transformer. The extracorporeal coupling type percutaneous transformer has the advantages that the energy transmission efficiency is high and the fluctuation of the energy transmission amount and the transmission efficiency is small due to the misalignment due to body movement or the like, as compared with the air-core type percutaneous transformer. In the present embodiment, the second transformer 30 has a form that can be used as an extracorporeal bond type transdermal transformer, but the second transformer 30 has a form that can be used as an air-core type percutaneous transformer. You may have.

ＡＣ−ＤＣ変換回路４０は、第２のトランス３０の二次コイル３２から出力される交流電力を直流電力に変換して出力する。図６は、ＡＣ−ＤＣ変換回路４０の構成の一例を示す図である。ＡＣ−ＤＣ変換回路４０は、４つのダイオード４１を含むブリッジ回路４２、キャパシタ４３、入力端子４４及び出力端子４５を含む全波整流回路で構成されている。入力端子４４には、第２のトランス３０の二次コイル３２が接続され、交流電力が入力される。出力端子４５からは直流電力が出力される。出力端子４５には、負荷５０が接続される。 The AC-DC conversion circuit 40 converts the AC power output from the secondary coil 32 of the second transformer 30 into DC power and outputs the AC power. FIG. 6 is a diagram showing an example of the configuration of the AC-DC conversion circuit 40. The AC-DC conversion circuit 40 includes a bridge circuit 42 including four diodes 41, a capacitor 43, and a full-wave rectifier circuit including an input terminal 44 and an output terminal 45. The secondary coil 32 of the second transformer 30 is connected to the input terminal 44, and AC power is input. DC power is output from the output terminal 45. A load 50 is connected to the output terminal 45.

負荷５０は、ＡＣ−ＤＣ変換回路４０の出力端子４５から出力される直流電力の供給を受けて動作する。負荷５０は、例えば、生体内に配置された人工心臓であってもよい。 The load 50 operates by receiving the supply of DC power output from the output terminal 45 of the AC-DC conversion circuit 40. The load 50 may be, for example, an artificial heart placed in vivo.

図７は、比較例に係る電気装置１Ｘの構成を示すブロック図である。比較例に係る電気装置１Ｘは、本発明の実施形態に係る電気装置１が備える第１のトランス２０を有していない点が本発明の実施形態に係る電気装置１と異なる。すなわち、比較例に係る電気装置１Ｘにおいて、本発明の実施形態に係る電気装置１の第２のトランス３０に相当するトランス３０Ｘは、一次コイル３１Ｘ及び二次コイル３２Ｘを含み、一次コイル３１Ｘが電源回路１０に直接接続されている。 FIG. 7 is a block diagram showing the configuration of the electric device 1X according to the comparative example. The electric device 1X according to the comparative example is different from the electric device 1 according to the embodiment of the present invention in that the electric device 1X according to the embodiment of the present invention does not have the first transformer 20. That is, in the electric device 1X according to the comparative example, the transformer 30X corresponding to the second transformer 30 of the electric device 1 according to the embodiment of the present invention includes the primary coil 31X and the secondary coil 32X, and the primary coil 31X is the power source. It is directly connected to the circuit 10.

図８は、比較例に係る電気装置１Ｘのトランス３０Ｘを経皮トランスとして使用し、生体Ｈ内に設けられた負荷（図示せず）に電力を伝送している状況を示す図である。生体Ｈ内への電力伝送時には、経皮トランスとして機能するトランス３０Ｘの一次コイル３１Ｘは、生体Ｈに近接または接触するため、一次コイル３１Ｘと生体Ｈとの間及び二次コイル３２Ｘと生体Ｈとの間にそれぞれ容量結合が形成される。これにより、生体Ｈ内に伝送される電力の周波数が高くなると、生体Ｈ内に高周波漏れ電流Ｉが流れるおそれがある。なお、ＪＩＳ（日本工業規格）では、医療機器の安全規格（Ｔ６０１−１）において、すべての周波数を合成した患者漏れ電流が１０ｍＡを超えてはならない旨が規定されている。 FIG. 8 is a diagram showing a situation in which the transformer 30X of the electric device 1X according to the comparative example is used as a percutaneous transformer and power is transmitted to a load (not shown) provided in the living body H. Since the primary coil 31X of the transformer 30X, which functions as a transdermal transformer during power transmission into the living body H, is in close proximity to or in contact with the living body H, the primary coil 31X and the living body H and the secondary coil 32X and the living body H Capacitive couplings are formed between the two. As a result, when the frequency of the electric power transmitted into the living body H becomes high, a high frequency leakage current I may flow in the living body H. In JIS (Japanese Industrial Standards), the safety standard for medical devices (T601-1) stipulates that the patient leakage current, which is a combination of all frequencies, must not exceed 10 mA.

また、比較例に係る電気装置１Ｘによれば、経皮トランスとして機能するトランス３０Ｘと電源回路１０とが直接接続される。従って、電源回路１０を図７に示すように、プッシュプル型インバータで構成した場合には、トランス３０Ｘの一次コイル３１Ｘは、プッシュプル型インバータの出力端子１３ａと１３ｃとの間に接続される巻回部分と、出力端子１３ｂと１３ｃとの間に接続される巻回部分を備えている必要がある。従って、一次コイル３１Ｘの巻き数が、本発明の実施形態に係る電気装置１の第２のトランス３０の巻き数の２倍となり、トランス３０Ｘの小型軽量化が困難となる。経皮トランスは、生体に密着して配置されるか、生体内に埋め込まれるため、コイルの巻き数は少なく、小型軽量であることが望ましい。 Further, according to the electric device 1X according to the comparative example, the transformer 30X functioning as a transdermal transformer and the power supply circuit 10 are directly connected. Therefore, as shown in FIG. 7, when the power supply circuit 10 is composed of a push-pull type inverter, the primary coil 31X of the transformer 30X is a winding connected between the output terminals 13a and 13c of the push-pull type inverter. It is necessary to provide a winding portion and a winding portion connected between the output terminals 13b and 13c. Therefore, the number of turns of the primary coil 31X is twice the number of turns of the second transformer 30 of the electric device 1 according to the embodiment of the present invention, and it becomes difficult to reduce the size and weight of the transformer 30X. Since the percutaneous transformer is placed in close contact with the living body or embedded in the living body, it is desirable that the number of coil turns is small and the size and weight are small.

ここで、電源回路１０を図９に示すようなフルブリッジ型のインバータ１０Ｘで構成することで、比較例に係るトランス３０の巻き数の増加を回避することができる。しかしながら、フルブリッジ型のインバータ１０Ｘは、ハイサイドドライバ１２Ｘを含むことに起因して回路が複雑となり、故障が生じやすいという問題がある。経皮エネルギー伝送システムは、高い信頼性が要求されるため、電源回路１０は、故障が生じやすいハイサイドドライバを含まないプッシュプル型インバータで構成されていることが好ましい。 Here, by configuring the power supply circuit 10 with a full-bridge type inverter 10X as shown in FIG. 9, it is possible to avoid an increase in the number of turns of the transformer 30 according to the comparative example. However, the full-bridge type inverter 10X has a problem that the circuit becomes complicated due to the inclusion of the high-side driver 12X, and a failure is likely to occur. Since the percutaneous energy transmission system is required to have high reliability, it is preferable that the power supply circuit 10 is composed of a push-pull type inverter that does not include a high-side driver that is prone to failure.

図１０は、本発明の実施形態に係る電気装置１の第２のトランス３０を経皮トランスとして使用し、生体Ｈ内に設けられた負荷（図示せず）に電力を伝送している状況を示す図である。本発明の実施形態に係る電気装置１によれば、第２のトランス３０と、電源回路１０との間に、一次コイル２１と二次コイル２２との容量結合が小さい第１のトランス２０が設けられているので、電源回路１０から生体Ｈに向かう高周波漏れ電流の経路が遮断される。従って、生体Ｈ内に流入する高周波漏れ電流を抑制することが可能となる。また、第２のトランス３０と電源回路１０との間に第１のトランス２０を設けることで、第２のトランス３０の一次コイル３１の構成を、電源回路１０の出力端子１３ａ、１３ｂ、１３ｃに整合させることを要しない。従って、経皮トランスとして機能する第２のトランス３０の一次コイル３１の巻き数を、比較例に係るトランス３０Ｘの一次コイル３１Ｘの巻き数の半分にすることができる。これにより、経皮トランスとして機能する第２のトランス３０の小型軽量化が容易となる。すなわち、本発明の実施形態に係る電気装置１によれば、電源回路１０として信頼性の高いプッシュプル型インバータを用いた場合でも、第２のトランス３０の一次コイル３１の巻き数の増加を回避することができる。 FIG. 10 shows a situation in which the second transformer 30 of the electric device 1 according to the embodiment of the present invention is used as a percutaneous transformer and power is transmitted to a load (not shown) provided in the living body H. It is a figure which shows. According to the electric device 1 according to the embodiment of the present invention, a first transformer 20 having a small capacitance coupling between the primary coil 21 and the secondary coil 22 is provided between the second transformer 30 and the power supply circuit 10. Therefore, the path of the high-frequency leakage current from the power supply circuit 10 to the living body H is cut off. Therefore, it is possible to suppress the high-frequency leakage current flowing into the living body H. Further, by providing the first transformer 20 between the second transformer 30 and the power supply circuit 10, the configuration of the primary coil 31 of the second transformer 30 is changed to the output terminals 13a, 13b, 13c of the power supply circuit 10. No need to match. Therefore, the number of turns of the primary coil 31 of the second transformer 30 that functions as a transdermal transformer can be halved from the number of turns of the primary coil 31X of the transformer 30X according to the comparative example. This facilitates miniaturization and weight reduction of the second transformer 30 that functions as a transdermal transformer. That is, according to the electric device 1 according to the embodiment of the present invention, even when a highly reliable push-pull type inverter is used as the power supply circuit 10, the increase in the number of turns of the primary coil 31 of the second transformer 30 is avoided. can do.

図１１Ａ及び図１１Ｂは、それぞれ、本発明の第２の実施形態に係る電気装置１Ａ及び１Ｂの構成を示すブロック図である。電気装置１Ａ及び１Ｂは、それぞれ、第２のトランス３０に接続されたキャパシタ１００を含む点が、第１の実施形態に係る電気装置１（図１参照）と異なる。図１１Ａに示す電気装置１Ａにおいて、キャパシタ１００は、第２のトランス３０の二次コイル３２に接続されている。図１１Ｂに示す電気装置１Ｂにおいて、キャパシタ１００は、第２のトランス３０の一次コイル３１に接続されている。 11A and 11B are block diagrams showing the configurations of the electric devices 1A and 1B according to the second embodiment of the present invention, respectively. The electric devices 1A and 1B are different from the electric devices 1 (see FIG. 1) according to the first embodiment in that each of the electric devices 1A and 1B includes a capacitor 100 connected to the second transformer 30. In the electric device 1A shown in FIG. 11A, the capacitor 100 is connected to the secondary coil 32 of the second transformer 30. In the electric device 1B shown in FIG. 11B, the capacitor 100 is connected to the primary coil 31 of the second transformer 30.

電気装置１Ａ及び１Ｂにおいて、キャパシタ１００のキャパシタンスを、適切な値に設定することで、下記の効果を得ることができる。第１に、キャパシタ１００を設けない場合と比較して、電源回路１０から負荷５０に伝送される電力の伝送効率を高めることができる。第２に、電気装置１Ａまたは１Ｂの内部におけるインピーダンス電圧降下を小さくすることができ、負荷５０の消費電力に変動が生じた場合でも、負荷５０に供給される電圧の変動を小さくすることができる。例えば、負荷が人工心臓である場合、人工心臓に供給される電圧が大きく変動すると、人工心臓は正常に動作できなくなるおそれがある。従って、負荷５０に供給される電圧は、負荷５０に変動が生じた場合でも安定していることが望ましい。第３に、電気装置１Ａまたは１Ｂから放射される放射ノイズを小さくすることができる。第４に、第２のトランス３０を経皮トランスとして用いる場合、生体内に流入する高周波漏れ電流を抑制する効果を促進することができる。なお、キャパシタ１００が第２のトランス３０の二次コイル３２に接続されている電気装置１Ａと、キャパシタ１００が第２のトランス３０の一次コイル３１に接続されている電気装置１Ｂとで性能に差異はない。 In the electric devices 1A and 1B, the following effects can be obtained by setting the capacitance of the capacitor 100 to an appropriate value. First, the transmission efficiency of the electric power transmitted from the power supply circuit 10 to the load 50 can be improved as compared with the case where the capacitor 100 is not provided. Secondly, the impedance voltage drop inside the electric device 1A or 1B can be reduced, and even if the power consumption of the load 50 fluctuates, the fluctuation of the voltage supplied to the load 50 can be reduced. .. For example, when the load is an artificial heart, if the voltage supplied to the artificial heart fluctuates greatly, the artificial heart may not operate normally. Therefore, it is desirable that the voltage supplied to the load 50 is stable even when the load 50 fluctuates. Thirdly, the radiated noise radiated from the electric device 1A or 1B can be reduced. Fourth, when the second transformer 30 is used as a transdermal transformer, the effect of suppressing the high-frequency leakage current flowing into the living body can be promoted. There is a difference in performance between the electric device 1A in which the capacitor 100 is connected to the secondary coil 32 of the second transformer 30 and the electric device 1B in which the capacitor 100 is connected to the primary coil 31 of the second transformer 30. There is no.

電気装置１Ａ及び１Ｂにおいて、キャパシタ１００のキャパシタンスの最適値を以下のように求めることができる。すなわち、図１２に示すように、第１のトランス２０、第２のトランス３０、キャパシタ１００及び負荷抵抗５１からなる回路を形成し、第１のトランス２０の一次コイルにＬＣＲメータ２００を接続する。なお、図１２に示す例では、キャパシタ１００は、第２のトランス３０の一次コイル３１に接続されている。図１２に示す回路において、キャパシタ１００のキャパシタンスを変化させた場合の入力インピーダンスの変化をＬＣＲメータ２００から読み取る。入力インピーダンスが最小となるキャパシタ１００のキャパシタンスの値を、電気装置１Ａ及び１Ｂにおけるキャパシタ１００のキャパシタンスの値として設定する。 In the electric devices 1A and 1B, the optimum value of the capacitance of the capacitor 100 can be obtained as follows. That is, as shown in FIG. 12, a circuit including the first transformer 20, the second transformer 30, the capacitor 100, and the load resistance 51 is formed, and the LCR meter 200 is connected to the primary coil of the first transformer 20. In the example shown in FIG. 12, the capacitor 100 is connected to the primary coil 31 of the second transformer 30. In the circuit shown in FIG. 12, the change in the input impedance when the capacitance of the capacitor 100 is changed is read from the LCR meter 200. The value of the capacitance of the capacitor 100 that minimizes the input impedance is set as the value of the capacitance of the capacitor 100 in the electric devices 1A and 1B.

また、図１２に示す回路に、ＬＣＲメータ２００に代えて交流電源を接続し、第１のトランス２０の一次コイル２１の両端に入力される入力電圧と、一次コイル２１に流入する入力電流との位相差がゼロとなるキャパシタ１００のキャパシタンスの値を、電気装置１Ａ及び１Ｂにおけるキャパシタ１００のキャパシタンスの値として設定してもよい。 Further, an AC power supply is connected to the circuit shown in FIG. 12 instead of the LCR meter 200, and the input voltage input to both ends of the primary coil 21 of the first transformer 20 and the input current flowing into the primary coil 21 The value of the capacitance of the capacitor 100 at which the phase difference becomes zero may be set as the value of the capacitance of the capacitor 100 in the electric devices 1A and 1B.

キャパシタ１００のキャパシタンスの最適値を、図１３に示す回路の等価回路を用いて計算によって求めてもよい。図１３は、図１２に示す回路（ＬＣＲメータ２００を除く）の等価回路図である。図１３に示す等価回路において、第１のトランス２０をＴ型等価回路によって表現し、第２のトランス３０を、二次側の諸量を一次側に換算した等価回路によって表現した。図１３に示す等価回路において、Ｌ_１は、第２のトランス３０の一次コイル３１の自己インダクタンスである。ｌ_２´は、第２のトランス３０の二次コイル３２の漏れインダクタンスｌ_２を、一次側から見た漏れインダクタンスに換算したものであり、ｌ_２´＝ｌ_２／ｎ^２で表される。ここで、ｎは、第２のトランス３０の一次コイル３１と二次コイル３２の巻き数比（ｎ_２／ｎ_１）である。図１３に示す等価回路に示された２つのＬ_３は、それぞれ、第１のトランス２０の一次コイル２１及び二次コイル２２の漏れインダクタンスであり、各コイルの自己インダクタンスから相互インダクタンスを差し引いたものに相当する。図１３に示す等価回路において、Ｍは、第１のトランス２０の相互インダクタンスであり、Ｃは、キャパシタ１００のキャパシタンスである。Ｒ_Ｌ´は、負荷抵抗５１の抵抗値Ｒ_Ｌを、第２のトランス３０の一次側に換算したものであり、Ｒ_Ｌ´＝Ｒ_Ｌ／ｎ^２で表される。 The optimum value of the capacitance of the capacitor 100 may be obtained by calculation using the equivalent circuit of the circuit shown in FIG. FIG. 13 is an equivalent circuit diagram of the circuit shown in FIG. 12 (excluding the LCR meter 200). In the equivalent circuit shown in FIG. 13, the first transformer 20 is represented by a T-type equivalent circuit, and the second transformer 30 is represented by an equivalent circuit in which various quantities on the secondary side are converted to the primary side. In the equivalent circuit shown in FIG. 13, L ₁ is the self-inductance of the primary coil 31 of the second transformer 30. l ₂ _{′ is a value obtained by converting the leakage inductance l 2} of the secondary coil 32 of the second transformer 30 into the leakage inductance seen from the primary side, and is represented by _{l 2} ′ = l ₂ / n ^2. _{Here, n is the turns ratio (n 2} / n ₁ ) of the primary coil 31 and the secondary coil 32 of the second transformer 30. Two L ₃ shown in the equivalent circuit shown in FIG. 13, respectively, a leakage inductance of the first one of the transformer 20 primary coil 21 and secondary coil 22, minus the mutual inductance from the self-inductance of each coil Corresponds to. In the equivalent circuit shown in FIG. 13, M is the mutual inductance of the first transformer 20, and C is the capacitance of the capacitor 100. R _L 'is the resistance value _{R L} of the load resistor 51, which has converted to the primary side of the second transformer _30, R _L' is represented by ₌ R L / ^{n 2.}

図１３に示す等価回路の入力複素インピーダンスＺ_ｉｎは、下記の（１）式によって表すことができる。

_{The input complex impedance Z in} of the equivalent circuit shown in FIG. 13 can be expressed by the following equation (1).

（１）式において、入力インピーダンス|Ｚ_ｉｎ|が最小となるＣの値を、電気装置１Ａ及び１Ｂにおけるキャパシタ１００のキャパシタンスの値として設定してもよい。 In the equation (1), _{the value of C that minimizes the input impedance | Z in} | may be set as the value of the capacitance of the capacitor 100 in the electric devices 1A and 1B.

第２のトランス３０を経皮トランスとして使用する場合、キャパシタ１００は、図１１Ｂに示すように、第２のトランス３０の一次コイル３１に接続されていることが好ましい。キャパシタ１００を、第２のトランス３０の一次コイル３１に接続する場合、キャパシタ１００は、生体外に配置されることとなる。従って、生体内埋込物の体積を小さくすることができ、また、キャパシタ１００が故障した場合に交換が容易となる。 When the second transformer 30 is used as a percutaneous transformer, the capacitor 100 is preferably connected to the primary coil 31 of the second transformer 30 as shown in FIG. 11B. When the capacitor 100 is connected to the primary coil 31 of the second transformer 30, the capacitor 100 is arranged outside the living body. Therefore, the volume of the implant in the living body can be reduced, and if the capacitor 100 fails, it can be easily replaced.

ここで、図７に示す比較例に係る電気装置１Ｘにおいては、経皮トランスとして機能するトランス３０Ｘの一次コイル３１Ｘは、３端子であるため、一次コイル３１Ｘにキャパシタを接続することができない。一方、本発明の実施形態に係る電気装置１Ａ及び１Ｂによれば、電源回路１０と第２のトランス３０との間に、第１のトランス２０が設けられているので、第２のトランス３０の一次コイル３１を２端子とすることができ、第２のトランス３０の一次コイル３１にキャパシタ１００を接続することが可能となる。 Here, in the electric device 1X according to the comparative example shown in FIG. 7, since the primary coil 31X of the transformer 30X functioning as a transdermal transformer has three terminals, a capacitor cannot be connected to the primary coil 31X. On the other hand, according to the electric devices 1A and 1B according to the embodiment of the present invention, since the first transformer 20 is provided between the power supply circuit 10 and the second transformer 30, the second transformer 30 The primary coil 31 can have two terminals, and the capacitor 100 can be connected to the primary coil 31 of the second transformer 30.

［実施例］
上記した本発明の実施形態に係る電気装置を作製し、以下に示す各種の評価を行った。なお、本発明は、下記の実施例に限定されるものではない。 [Example]
The electric device according to the embodiment of the present invention described above was produced, and various evaluations shown below were performed. The present invention is not limited to the following examples.

＜電源回路＞
電源回路１０として、図２に示す構成のプッシュプル型インバータを用いた。スイッチ１１ａ及び１１ｂをＭＯＳＦＥＴで構成し、ドライバ１２ａ、１２ｂから各ＭＯＳＦＥＴのゲートに、周波数２００ｋＨｚ、デューティ比４０％の１２Ｖのパルス電圧を供給することで、各ＭＯＳＦＥＴを駆動した。 <Power supply circuit>
As the power supply circuit 10, a push-pull type inverter having the configuration shown in FIG. 2 was used. The switches 11a and 11b were composed of MOSFETs, and each MOSFET was driven by supplying a pulse voltage of 12 V having a frequency of 200 kHz and a duty ratio of 40% from the drivers 12a and 12b to the gate of each MOSFET.

＜第１のトランス＞
第１のトランス２０のコア２３として、Ｎ３０材で構成された直径３５ｍｍ、厚さ１３ｍｍの円環状のコアを用いた。コア２３に銅リッツ線を密着巻きすることで、一次コイル２１及び二次コイル２２を形成した。一次コイル２１の第１の巻回部分２１ａ及び第２の巻回部分２１ｂ、二次コイル２２の巻き数を、それぞれ１０回とした。一次コイル２１と二次コイル２２は、これらの間で容量結合が生じにくくなるように、コア２３上の互いに離間した位置に配置した。一次コイル２１の第１の巻回部分２１ａ及び第２の巻回部分２１ｂの自己インダクタンスは、５８６．１２μＨであった。二次コイル２２の自己インダクタンスは５８６．１５μＨであった。一次コイル２１と二次コイル２２の結合係数は、０．９９３であった。 <First transformer>
As the core 23 of the first transformer 20, an annular core having a diameter of 35 mm and a thickness of 13 mm made of N30 material was used. The primary coil 21 and the secondary coil 22 were formed by closely winding a copper litz wire around the core 23. The number of turns of the first winding portion 21a, the second winding portion 21b, and the secondary coil 22 of the primary coil 21 was set to 10 times, respectively. The primary coil 21 and the secondary coil 22 are arranged at positions separated from each other on the core 23 so that capacitive coupling is unlikely to occur between them. The self-inductance of the first winding portion 21a and the second winding portion 21b of the primary coil 21 was 586.12 μH. The self-inductance of the secondary coil 22 was 586.15 μH. The coupling coefficient between the primary coil 21 and the secondary coil 22 was 0.993.

＜第２のトランス＞
第２のトランス３０を、体外結合型の経皮トランスとして使用することを想定し、第２のトランス３０の構成として図４に示す構成を採用した。第２のトランス３０のコア３３として、Ｎ３０材で構成された直径２５ｍｍ、厚さ１０ｍｍの円環状のコアを用いた。一次コイル３１は、コア３３に銅リッツ線を均等密着巻きすることで形成した。一次コイル３１の巻き数を１２回とした。二次コイル３２は、銅リッツ線を直径３２ｍｍのリング状に巻いたもので構成した。二次コイル３２の巻き数を１０回とした。二次コイル３２については、楕円リング状となるように整形し、表面全体を、防水性を有する厚さ１．２ｍｍ程度のエポキシパテで被覆した。一次コイル３１の自己インダクタンスは、１６７．２７μｍであった。二次コイル３２の自己インダクタンスは１１５．５μｍであった。一次コイル３１と二次コイル３２の結合係数は０．９５８であった。 <Second transformer>
Assuming that the second transformer 30 is used as an extracorporeal bond type transdermal transformer, the configuration shown in FIG. 4 is adopted as the configuration of the second transformer 30. As the core 33 of the second transformer 30, an annular core having a diameter of 25 mm and a thickness of 10 mm made of N30 material was used. The primary coil 31 was formed by winding a copper litz wire evenly and closely around the core 33. The number of turns of the primary coil 31 was set to 12 times. The secondary coil 32 was formed by winding a copper litz wire in a ring shape having a diameter of 32 mm. The number of turns of the secondary coil 32 was set to 10. The secondary coil 32 was shaped into an elliptical ring shape, and the entire surface was covered with a waterproof epoxy putty having a thickness of about 1.2 mm. The self-inductance of the primary coil 31 was 167.27 μm. The self-inductance of the secondary coil 32 was 115.5 μm. The coupling coefficient between the primary coil 31 and the secondary coil 32 was 0.958.

＜ＡＣ−ＤＣ変換回路＞
ＡＣ−ＤＣ変換回路４０は、４つのショットキバリアダイオードを含むフルブリッジ型のものを用いた。平滑用のキャパシタとして、２２０μＦの電解コンデンサを用いた。 <AC-DC conversion circuit>
As the AC-DC conversion circuit 40, a full bridge type including four Schottky barrier diodes was used. A 220 μF electrolytic capacitor was used as the smoothing capacitor.

＜負荷＞
負荷５０として、電子負荷５２（計測技研、ＥＬＡ１５５）またはホーロー抵抗５３（Nissei、CRH30V 40Ω）を用いた。 <Load>
As the load 50, an electronic load 52 (Measurement Giken, ELA155) or an enamel resistor 53 (Nissei, CRH30V 40Ω) was used.

＜キャパシタ＞
図１１Ａ及び図１１Ｂに示す電気装置１Ａ及び１Ｂのキャパシタ１００として、メタライズドポリプロピレンフィルムコンデンサを用いた。 <Capacitor>
A metallized polypropylene film capacitor was used as the capacitor 100 of the electric devices 1A and 1B shown in FIGS. 11A and 11B.

＜キャパシタンスの設計＞
図１１Ａ及び図１１Ｂに示す電気装置１Ａ及び１Ｂのキャパシタ１００のキャパシタンスの最適値を、図１３に示す等価回路を用いて算出した。 <Capacitance design>
The optimum value of the capacitance of the capacitors 100 of the electric devices 1A and 1B shown in FIGS. 11A and 11B was calculated using the equivalent circuit shown in FIG.

体外結合型の経皮トランスとして使用することを想定した第２のトランス３０においては、一次コイル３１が、コア３３に密着して巻回されているのに対して、二次コイル３２は、コア３３から離間して巻回されている。このため、第２のトランス３０における漏れインダクタンスの殆どは、二次側にあると考えられる。第２のトランス３０の結合係数から求めた漏れインダクタンスｌ_２は、９．４９μＨであり、一次コイル３１と二次コイル３２の巻き数比ｎ（＝ｎ_２／ｎ_１）は、０．８３３であるから、一次側から見た漏れインダクタンスｌ_２´（＝ｌ_２／ｎ^２）は、１３．６７μＨと算出される。また、負荷抵抗の抵抗値Ｒ_Ｌ（＝４０Ω）の一次側換算値Ｒ_Ｌ´（＝Ｒ_Ｌ／ｎ^２）は、５７．６Ωと算出される。 In the second transformer 30, which is supposed to be used as an extracorporeal bond type transdermal transformer, the primary coil 31 is wound in close contact with the core 33, whereas the secondary coil 32 is the core. It is wound away from 33. Therefore, it is considered that most of the leakage inductance in the second transformer 30 is on the secondary side. _{The leakage inductance l 2} obtained from the coupling coefficient of the second transformer 30 is 9.49 μH, and the turns ratio n (= n ₂ / n ₁ ) of the primary coil 31 and the secondary coil 32 is 0.833. _{Therefore, the leakage inductance l 2} '(= l ₂ / n ² ) seen from the primary side is calculated to be 13.67 μH. Further, the _{primary conversion value RL} '(= _RL / n ² _{) of the resistance value RL} (= 40Ω) of the load resistance is calculated to be 57.6Ω.

第１のトランス２０の一次コイル２１及び二次コイル２２は、それぞれ、コア２３に密着巻きされているが、一次コイル２１及び二次コイル２２が、コア２３上に偏在しているため、微小ではあるが、漏れインダクタンスが存在する。第１のトランス２０の結合係数の測定値（＝０．９９３）から算出される第１のトランス２０の相互インダクタンスＭは、５８２．０３μＨである。第１のトランス２０の一次コイル２１の漏れインダクタンスは、一次コイル２１の自己インダクタンスから相互インダクタンスＭを差し引いたものに相当し、４．０９μＨと算出される。第１のトランス２０の二次コイル２２の漏れインダクタンスは、二次コイル２２の自己インダクタンスから相互インダクタンスＭを差し引いたものに相当し、４．１２μＨと算出される。図１３に示す等価回路における漏れインダクタンスＬ_３の値を、計算を簡単にするため４．０９μＨと４．１２μＨの平均値とし、一次側及び二次側ともに４．１０μＨとした。 The primary coil 21 and the secondary coil 22 of the first transformer 20 are closely wound around the core 23, respectively, but since the primary coil 21 and the secondary coil 22 are unevenly distributed on the core 23, they are minutely wound. There is a leakage inductance. The mutual inductance M of the first transformer 20 calculated from the measured value (= 0.993) of the coupling coefficient of the first transformer 20 is 582.03 μH. The leakage inductance of the primary coil 21 of the first transformer 20 corresponds to the self-inductance of the primary coil 21 minus the mutual inductance M, and is calculated to be 4.09 μH. The leakage inductance of the secondary coil 22 of the first transformer 20 corresponds to the self-inductance of the secondary coil 22 minus the mutual inductance M, and is calculated to be 4.12 μH. The value of the leakage inductance _{L 3} in the equivalent circuit shown in FIG. 13, calculated as an average of 4.09μH and 4.12μH order to simplify the, was 4.10μH both primary and secondary sides.

（１）式において、Ｌ_１＝１６７．２７μＨ、Ｒ_Ｌ´＝５７．６Ω、ｌ_２´＝１３．６７μＨ、Ｍ＝５８６．０３μＨ、Ｌ_３＝４．１０μＨ、ω＝１２５６６３７（２００ｋＨｚ）とし、キャパシタ１００のキャパシタンスＣを変化させたときの、入力インピーダンス|Ｚ_ｉｎ|の推移を算出した。また、図１３に示す等価回路において、入力電圧Ｖ_１と、入力電流Ｉ_１との位相差を算出した。これらの結果を図１４に示す。図１４には、入力インピーダンス|Ｚ_ｉｎ|の実測値、及び入力電圧Ｖ_１と入力電流Ｉ_１との位相差の実測値が、プロットで示されている。なお、入力インピーダンス|Ｚ_ｉｎ|の測定には、ＬＣＲメータ（Agilent、4285A）を用いた。図１４に示すように、計算値と実測値とが略一致していることから、図１３に示す等価回路は、図１２に示す回路を適切に表現できていると判断できる。入力電圧Ｖ_１と入力電流Ｉ_１との位相差がゼロとなるキャパシタ１００のキャパシタンスは、実測値からは１７ｎＦ〜１８ｎＦと求められ、計算値からは１９．５ｎＦと求められる。 In equation (1), L ₁ = 167.27 μH, _RL ′ = 57.6 Ω, l ₂ ′ = 13.67 μH, M = 586.03 μH, L ₃ = 4.10 μH, ω = 1256637 (200 kHz). _{The transition of the input impedance | Z in} | when the capacitance C of the capacitor 100 was changed was calculated. Further, in the equivalent circuit shown in FIG. 13, the phase difference between _{the input voltage V 1} and the input current I _{1 was calculated.} These results are shown in FIG. In FIG. 14, the measured value of the input impedance | Z _in | and the measured value of the phase difference between the _{input voltage V 1} and the input current I _{1 are shown in a plot.} An LCR meter (Agilent, 4285A) was used to measure the input impedance | Z _{in |.} As shown in FIG. 14, since the calculated value and the actually measured value are substantially the same, it can be determined that the equivalent circuit shown in FIG. 13 can appropriately represent the circuit shown in FIG. The capacitance of the capacitor 100 at which the phase difference between the input voltage V ₁ and the input current I ₁ is zero is determined to be 17 nF to 18 nF from the measured value and 19.5 nF from the calculated value.

すなわち、キャパシタ１００のキャパシタンスを１７ｎＦ〜２０ｎＦに設定することで、入力インピーダンスＺ_ｉｎの虚部がゼロとなり、力率が１に近くなる。これにより、電力伝送効率を高める、インピーダンス電圧降下を小さくできる、放射ノイズを小さくできる、高周波漏れ電流を抑制できる、といった効果が得られると考えられる。以下に、上記の効果を検証した結果を示す。 In other words, by setting the capacitance of the capacitor 100 to 17NF～20nF, the imaginary part of the input impedance _{Z in} it becomes zero, power factor is close to 1. It is considered that this has the effects of increasing the power transmission efficiency, reducing the impedance voltage drop, reducing the radiation noise, and suppressing the high frequency leakage current. The results of verifying the above effects are shown below.

＜電力伝送効率の測定＞
作製した電気装置について、キャパシタ１００のキャパシタンスを１３．６ｎＦ、１８ｎＦ、５１ｎＦ、３６ｎＦ、１００ｎＦとした場合のそれぞれについて、電力伝送効率を測定した。 <Measurement of power transmission efficiency>
Regarding the manufactured electric device, the power transmission efficiency was measured for each of the cases where the capacitance of the capacitor 100 was 13.6 nF, 18 nF, 51 nF, 36 nF, and 100 nF.

図１５に、測定回路を示す。負荷として、電子負荷５２（計測技研、ELA-155）を用い、抵抗値を３８．４Ω一定とした。電源回路１０の前段に、直流安定化電源２１０を接続し、直流安定化電源２１０から出力される直流電力を電源回路１０に入力した。電源回路１０に入力される電力（Ａ点の電力）を、高速電力計（PZ4000）で測定し、ＡＣ−ＤＣ変換回路４０から出力される電力（Ｂ点の電力）を、電子負荷５２の表示から読み取った。Ｂ点の電力の、Ａ点の電力に対する比率を電力伝送効率として取得した。キャパシタ１００のキャパシタンスを変化させた場合の電力変換効率の推移を図１６に示す。 FIG. 15 shows a measurement circuit. An electronic load 52 (Measurement Giken, ELA-155) was used as the load, and the resistance value was kept constant at 38.4 Ω. A DC stabilized power supply 210 was connected to the front stage of the power supply circuit 10, and the DC power output from the DC stabilized power supply 210 was input to the power supply circuit 10. The power input to the power supply circuit 10 (power at point A) is measured by a high-speed wattmeter (PZ4000), and the power output from the AC-DC conversion circuit 40 (power at point B) is displayed on the electronic load 52. I read from. The ratio of the power at point B to the power at point A was acquired as the power transmission efficiency. FIG. 16 shows the transition of the power conversion efficiency when the capacitance of the capacitor 100 is changed.

キャパシタ１００のキャパシタンスを３６ｎＦとした場合に、電力伝送効率が最大となった。キャパシタ１００のキャパシタンスを、（１）式を用いる等して導出される最適値（１７ｎＦ〜２０ｎＦ）に最も近い１８ｎＦとした場合、電力伝送効率は、３６ｎＦとした場合と比較して若干低下するものの、実使用可能な十分に高い電力伝送効率が得られた。 When the capacitance of the capacitor 100 was 36 nF, the power transmission efficiency was maximized. When the capacitance of the capacitor 100 is 18 nF, which is the closest to the optimum value (17 nF to 20 nF) derived by using Eq. (1), the power transmission efficiency is slightly lower than that when it is 36 nF. , A sufficiently high power transmission efficiency that can be used in practice was obtained.

＜２４Ｖの出力電圧を得るために必要な入力電圧の測定＞
作製した電気装置について、２４Ｖの出力電圧（ＡＣ−ＤＣ変換回路４０から出力される電圧）を得るために必要な入力電圧（電源回路１０に入力される電圧）を、キャパシタ１００のキャパシタンスを変化させたそれぞれの場合について取得した。その結果を図１７に示す。なお、測定回路は、図１５に示す測定回路と同じである。 <Measurement of input voltage required to obtain output voltage of 24V>
For the manufactured electric device, the input voltage (voltage input to the power supply circuit 10) required to obtain an output voltage of 24 V (voltage output from the AC-DC conversion circuit 40) is changed by changing the capacitance of the capacitor 100. Obtained for each case. The result is shown in FIG. The measurement circuit is the same as the measurement circuit shown in FIG.

キャパシタ１００のキャパシタンスを、（１）式を用いる等して導出される最適値（１７ｎＦ〜２０ｎＦ）に最も近い１８ｎＦとした場合、２４Ｖの出力電圧を得るために必要な入力電圧が最小（２７．２Ｖ）となった。これは、キャパシタ１００のキャパシタンスを１８ｎＦとした場合に、インピーダンス電圧降下が最も小さくなることを意味する。換言すれば、キャパシタ１００のキャパシタンスを１８ｎＦとした場合に、負荷５０の消費電力の変動に伴う出力電圧の変動が最小となることを意味する。例えば、負荷５０が人工心臓である場合において、人工心臓に供給される電圧が大きく変動すると、人工心臓は正常に動作できなくなるおそれがある。従って、負荷５０に供給される電圧は、負荷５０に変動が生じた場合でも安定していることが望ましい。電気装置にキャパシタンスの値が最適値に設定されたキャパシタ１００を付加することで、インピーダンス電圧降下を抑えて負荷５０に供給される電圧の安定化を実現できることが確認された。 When the capacitance of the capacitor 100 is 18 nF, which is the closest to the optimum value (17 nF to 20 nF) derived by using Eq. (1), the input voltage required to obtain an output voltage of 24 V is the minimum (27. It became 2V). This means that the impedance voltage drop is the smallest when the capacitance of the capacitor 100 is 18 nF. In other words, when the capacitance of the capacitor 100 is 18 nF, it means that the fluctuation of the output voltage due to the fluctuation of the power consumption of the load 50 is minimized. For example, when the load 50 is an artificial heart, if the voltage supplied to the artificial heart fluctuates greatly, the artificial heart may not operate normally. Therefore, it is desirable that the voltage supplied to the load 50 is stable even when the load 50 fluctuates. It was confirmed that by adding the capacitor 100 whose capacitance value is set to the optimum value to the electric device, it is possible to suppress the impedance voltage drop and stabilize the voltage supplied to the load 50.

＜放射ノイズの測定＞
作製した電気装置について、キャパシタ１００のキャパシタンスを０ｎＦ、６．８ｎＦ、１１．９ｎＦ、１８ｎＦ、３６ｎＦ、５１ｎＦ、６８ｎＦ、１００ｎＦとした場合のそれぞれについて、電気装置から放射される放射ノイズを測定した。なお、０ｎＦは、キャパシタ１００を接続していない状態である。 <Measurement of radiation noise>
With respect to the manufactured electric device, the radiation noise radiated from the electric device was measured for each of the cases where the capacitance of the capacitor 100 was 0 nF, 6.8 nF, 11.9 nF, 18 nF, 36 nF, 51 nF, 68 nF, and 100 nF. Note that 0nF is a state in which the capacitor 100 is not connected.

図１８に、測定回路を示す。負荷として、ホーロー抵抗５３（Nissei、CRH30V、実測値：41.8+j45.1Ω）を用いた。電源回路１０の前段に、ＡＣ−ＤＣスイッチング電源２２０（CUI社製、VMS-40-36）を接続し、ＡＣ−ＤＣスイッチング電源２２０から出力される直流電圧（３６Ｖ一定）を電源回路１０に入力した。 FIG. 18 shows a measurement circuit. An enamel resistor 53 (Nissei, CRH30V, measured value: 41.8 + j45.1Ω) was used as the load. An AC-DC switching power supply 220 (VMS-40-36 manufactured by CUI) is connected to the front stage of the power supply circuit 10, and the DC voltage (36V constant) output from the AC-DC switching power supply 220 is input to the power supply circuit 10. bottom.

放射ノイズの測定は、磁界強度の測定値が最大となる位置及び向きに固定された磁界プローブ（Agilent、11941A）を用いて磁界強度を測定した。具体的には、第２のトランス３０の二次コイル３２の楕円面に対して垂直に３０ｃｍの位置に磁界プローブを固定して磁界強度を測定した。磁界波源を微小電流ループ源と仮定すると、磁界強度は距離の３乗に反比例する。この原理を用いて、測定値を、電磁波源から３ｍの距離に磁界プローブを設置した場合の値に換算した。具体的には、全周波数領域について測定値から２６．０２ｄＢ差し引いた。上記の換算値を取得する理由は、ＣＩＳＰＲ（国際無線障害特別委員会）が定める放射ノイズの測定条件に一致させるためである。 For the measurement of radiation noise, the magnetic field strength was measured using a magnetic field probe (Agilent, 11941A) fixed at the position and orientation where the measured value of the magnetic field strength was maximized. Specifically, the magnetic field strength was measured by fixing the magnetic field probe at a position 30 cm perpendicular to the ellipsoidal surface of the secondary coil 32 of the second transformer 30. Assuming the magnetic field source is a microcurrent loop source, the magnetic field strength is inversely proportional to the cube of the distance. Using this principle, the measured values were converted to the values when the magnetic field probe was installed at a distance of 3 m from the electromagnetic wave source. Specifically, 26.02 dB was subtracted from the measured values for the entire frequency domain. The reason for acquiring the above conversion value is to match the measurement conditions of radiation noise set by CISPR (International Special Committee on Radio Interference).

図１９Ａ〜図１９Ｇに、キャパシタ１００のキャパシタンス毎の放射ノイズの測定結果（換算値）を示す。なお、１９Ａ〜１９Ｇには、ＣＩＳＰＲが定める放射ノイズの規制値が測定結果（換算値）とともに示されている。図２０は、０．１５ＭＨｚ〜１０ＭＨｚの範囲の磁界強度（換算値）の平均値（平均磁界強度）と、キャパシタ１００のキャパシタンスとの関係を示すグラフである。キャパシタ１００のキャパシタンスを、（１）式を用いる等して導出される最適値（１７ｎＦ〜２０ｎＦ）に最も近い１８ｎＦとした場合、磁界強度（放射ノイズ）が最小となり、且つＣＩＳＰＲ規格を満足した。 19A to 19G show measurement results (converted values) of radiation noise for each capacitance of the capacitor 100. In 19A to 19G, the regulation value of radiation noise defined by CISPR is shown together with the measurement result (converted value). FIG. 20 is a graph showing the relationship between the average value (average magnetic field strength) of the magnetic field strength (converted value) in the range of 0.15 MHz to 10 MHz and the capacitance of the capacitor 100. When the capacitance of the capacitor 100 was set to 18 nF, which is the closest to the optimum value (17 nF to 20 nF) derived by using the equation (1), the magnetic field strength (radiation noise) was minimized, and the CISPR standard was satisfied.

また、プッシュプル型インバータで構成される電源回路１０の、スイッチ１１ａ及び１１ｂ（図２参照）を構成するＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間電圧Ｖ_ＤＳの波形、及びドレイン電流Ｉ_Ｄの波形の観測を行った。波形観測には、オシロスコープ（Agilent、 DSO-6012A）、差動プローブ（Pico、TA041）、電流プローブ（テクトロニクス、P6022）を用いた。キャパシタ１００のキャパシタンス毎の波形観測結果を、図２１Ａ〜図２１Ｆに示す。 Further, the power supply circuit 10 constituted by a push-pull inverter, a MOSFET constituting the switches 11a and 11b (see FIG. 2) drain - waveform source voltage _{V DS,} and the observation of the waveform of the drain current _{I D} carried rice field. An oscilloscope (Agilent, DSO-6012A), a differential probe (Pico, TA041), and a current probe (Tektronix, P6022) were used for waveform observation. The waveform observation results for each capacitance of the capacitor 100 are shown in FIGS. 21A to 21F.

キャパシタ１００のキャパシタンスを１１．９ｎＦ〜３６ｎＦとしたそれぞれ場合において、ドレイン電流Ｉ_Ｄの波形が、正弦半波に近い形状となった。特に、キャパシタ１００のキャパシタンスを、（１）式を用いる等して導出される最適値（１７ｎＦ〜２０ｎＦ）に最も近い１８ｎＦとした場合、ドレイン電流Ｉ_Ｄの波形が、高調波成分（歪み）の最も少ない波形となった。これにより、磁界強度（放射ノイズ）が最小となったと考えられる。 When the capacitance of the capacitor 100 was set to 11.9 nF to 36 nF, _{the waveform of the drain current ID} became a shape close to a sine half wave. In particular, when the capacitance of the capacitor 100 is 18 nF, which is the closest to the optimum value (17 nF to 20 nF) derived by using Eq. (1) _{, the waveform of the drain current ID} is the harmonic component (distortion). It became the least waveform. As a result, it is considered that the magnetic field strength (radiation noise) is minimized.

＜高周波漏れ電流の測定＞
作製した電気装置について、キャパシタ１００のキャパシタンスを０ｎＦ、１８ｎＦ、６８ｎＦ、１００ｎＦとした場合のそれぞれについて、高周波漏れ電流を測定した。なお、０ｎＦは、キャパシタ１００を接続していない状態である。 <Measurement of high frequency leakage current>
For the manufactured electric device, high-frequency leakage current was measured for each of the cases where the capacitance of the capacitor 100 was 0 nF, 18 nF, 68 nF, and 100 nF. Note that 0nF is a state in which the capacitor 100 is not connected.

図２２は、測定回路の外観図である。図２３は、図２２に示す測定回路における、第２のトランス３０の部分を拡大して示した図である。防水性を有するエポキシパテで被覆された第２のトランス３０の二次コイル３２を、生体模擬液３００に浸漬し、生体模擬液３００から接地面に向けて流れる高周波漏れ電流を測定した。ヒトの筋の３ＭＨｚにおける導電率（０．５６Ｓ／ｍ）を再現するために、生体模擬液３００として、０．３ｗ／ｖ％の濃度のＮａＣｌ水溶液を使用した。銅線３１０の一端を、生体模擬液３００に接続し、銅線３１０の他端を、接地したステンレス板３２０に接続した。銅線３１０の途中に、電流検出用の１ｋΩの抵抗素子３３０を挿入し、抵抗素子３３０の両端の電位差を、スペクトラムアナライザ３４０（Regol、DSA815）で測定した。被測定物から電源側をみたインピーダンスが測定周波数帯で一定値に見えるようにするために、擬似電源回路網（ＬＩＳＮ）３５０（協立電子、KNW-407）を使用した。また、４０ｄＢのアッテネータ３６０（Telegartner社製）は、スペクトラムアナライザ３４０の保護の目的で挿入した。ＪＩＳ規格により、高周波漏れ電流の測定は，１ＭΩの入力インピーダンスの測定器を用いることが定められているため、１ＭＨｚから５０Ωへの変換器３７０（FP150MSA、COSMOWAVE）を用いた。負荷として接地電位から完全に切り離されたフローティング状態のホーロー抵抗５３（Nissei、CRH30V、実測値：41.8+j45.1Ω）を用いた。 FIG. 22 is an external view of the measurement circuit. FIG. 23 is an enlarged view of a portion of the second transformer 30 in the measurement circuit shown in FIG. 22. The secondary coil 32 of the second transformer 30 coated with the waterproof epoxy putty was immersed in the biosimulation liquid 300, and the high-frequency leakage current flowing from the biosimulation liquid 300 toward the ground plane was measured. In order to reproduce the conductivity (0.56 S / m) of human muscle at 3 MHz, a NaCl aqueous solution having a concentration of 0.3 w / v% was used as the biological simulation solution 300. One end of the copper wire 310 was connected to the biosimulation liquid 300, and the other end of the copper wire 310 was connected to the grounded stainless steel plate 320. A 1 kΩ resistance element 330 for current detection was inserted in the middle of the copper wire 310, and the potential difference between both ends of the resistance element 330 was measured with a spectrum analyzer 340 (Regol, DSA815). A pseudo power supply circuit network (LISN) 350 (Kyoritsu Denshi, KNW-407) was used so that the impedance of the object to be measured when viewed from the power supply side could be seen as a constant value in the measurement frequency band. A 40 dB attenuator 360 (manufactured by Telegartner) was inserted for the purpose of protecting the spectrum analyzer 340. Since the JIS standard stipulates that a measuring instrument with an input impedance of 1 MΩ should be used for the measurement of high-frequency leakage current, a converter 370 (FP150MSA, COSMOWAVE) from 1 MHz to 50 Ω was used. As a load, a floating enamel resistor 53 (Nissei, CRH30V, measured value: 41.8 + j45.1Ω) completely separated from the ground potential was used.

１００ＫＨｚ〜５０ＭＨｚの範囲で周波数を変化させた場合の漏れ電流の合計値を、キャパシタ１００（図２２において図示せず）のキャパシタンス変化させた場合のそれぞれについて求めた。比較例として、第１のトランス２０を備えない回路についても同様の測定を行った。その結果を図２４に示す。第１のトランス２０を備えた回路は、第１のトランス２０を備えない回路と比較して、高周波漏れ電流の値が小さくなり、ＪＩＳの医療機器の安全規格（Ｔ６０１−１）を満たすことが確認された。第２のトランス３０を経皮トランスとして使用する場合には、第２のトランス３０の二次コイル３２のみならず、ＡＣ−ＤＣ変換回路４０及び負荷５０も生体内に埋め込まれることから、生体とこれらの回路との間に容量結合が形成され、高周波漏れ電流は更に大きくなるおそれがある。第１のトランス２０を用いて電流経路を遮断し、高周波漏れ電流の抑制を図ることは、極めて重要である。 The total value of the leakage current when the frequency was changed in the range of 100 KHz to 50 MHz was obtained for each of the cases where the capacitance of the capacitor 100 (not shown in FIG. 22) was changed. As a comparative example, the same measurement was performed for a circuit not provided with the first transformer 20. The result is shown in FIG. A circuit provided with the first transformer 20 has a smaller high-frequency leakage current value than a circuit not provided with the first transformer 20, and can meet JIS medical device safety standards (T601-1). confirmed. When the second transformer 30 is used as a percutaneous transformer, not only the secondary coil 32 of the second transformer 30 but also the AC-DC conversion circuit 40 and the load 50 are embedded in the living body. Capacitive coupling is formed with these circuits, and the high frequency leakage current may become even larger. It is extremely important to cut off the current path by using the first transformer 20 to suppress the high frequency leakage current.

図２５Ａ〜図２５Ｃは、周波数毎の高周波漏れ電流の大きさを示した図であり、図２５Ａは、第１のトランス２０及びキャパシタ１００を備えない場合であり、図２５Ｂは、第１のトランス２０を備え、キャパシタ１００を備えない場合であり、図２５Ｃは、第１のトランス２０及び１８ｎＦのキャパシタ１００を備える場合である。第１のトランス２０を備えることで、高周波漏れ電流が大幅に抑制できた。キャパシタ１００のキャパシタンスを、（１）式を用いる等して導出される最適値（１７ｎＦ〜２０ｎＦ）に最も近い１８ｎＦとすることで、高周波漏れ電流が更に抑制された。 25A to 25C are diagrams showing the magnitude of high-frequency leakage current for each frequency, FIG. 25A is a case where the first transformer 20 and the capacitor 100 are not provided, and FIG. 25B is a case where the first transformer is not provided. 20 is provided and the capacitor 100 is not provided, and FIG. 25C is a case where the first transformer 20 and the capacitor 100 of 18nF are provided. By providing the first transformer 20, the high frequency leakage current can be significantly suppressed. The high frequency leakage current was further suppressed by setting the capacitance of the capacitor 100 to 18 nF, which is the closest to the optimum value (17 nF to 20 nF) derived by using the equation (1) or the like.

図２６は、本発明の第３の実施形態に係る電気装置１Ｃの構成を示すブロック図である。電気装置１Ｃは、電源回路１０、第１のトランス２０、第２のトランス３０Ａ、第３のトランス３０Ｂ、ＡＣ−ＤＣ変換回路４０Ａ、４０Ｂ及び負荷５０を含んで構成されている。電気装置１Ｃは、電源回路１０から出力される電力を、第２のトランス３０Ａを経由する第１の経路及び第３のトランス３０Ｂを経由する第２の経路を介して負荷５０に伝送し、負荷５０を駆動する装置である。 FIG. 26 is a block diagram showing the configuration of the electric device 1C according to the third embodiment of the present invention. The electric device 1C includes a power supply circuit 10, a first transformer 20, a second transformer 30A, a third transformer 30B, AC-DC conversion circuits 40A and 40B, and a load 50. The electric device 1C transmits the electric power output from the power supply circuit 10 to the load 50 via the first path via the second transformer 30A and the second path via the third transformer 30B, and loads the load. It is a device that drives 50.

第１のトランス２０は、電源回路１０の出力端子に接続された一次コイル２１と、それぞれ一次コイル２１と磁気的に結合された２つの二次コイル２２Ａ、２２Ｂとを含んで構成されている。二次コイル２２Ａ、２２Ｂは、それぞれ、一次コイル２１から絶縁され、電源回路１０から伝送された交流電力を出力する。二次コイル２２Ａ、２２Ｂから出力される電圧の位相は、互いに１８０°ずれている。 The first transformer 20 includes a primary coil 21 connected to the output terminal of the power supply circuit 10 and two secondary coils 22A and 22B magnetically coupled to the primary coil 21, respectively. The secondary coils 22A and 22B are each insulated from the primary coil 21 and output AC power transmitted from the power supply circuit 10. The phases of the voltages output from the secondary coils 22A and 22B are 180 ° out of phase with each other.

第２のトランス３０Ａは、第１のトランス２０の二次コイル２２Ａに接続された一次コイル３１Ａ、及び一次コイル３１Ａに磁気的に結合された二次コイル３２Ａを含む。二次コイル３２Ａは、一次コイル３１Ａから絶縁され、第１のトランス２０から伝送された交流電力を出力する。 The second transformer 30A includes a primary coil 31A connected to the secondary coil 22A of the first transformer 20 and a secondary coil 32A magnetically coupled to the primary coil 31A. The secondary coil 32A is insulated from the primary coil 31A and outputs AC power transmitted from the first transformer 20.

第３のトランス３０Ｂは、第１のトランス２０の二次コイル２２Ｂに接続された一次コイル３１Ｂ、及び一次コイル３１Ｂに磁気的に結合された二次コイル３２Ｂを含む。二次コイル３２Ｂは、一次コイル３１Ｂから絶縁され、第１のトランス２０から伝送された交流電力を出力する。第２のトランス３０Ａの入力電圧の位相と第３のトランス３０Ｂの入力電圧の位相は、互いに１８０°ずれている。 The third transformer 30B includes a primary coil 31B connected to the secondary coil 22B of the first transformer 20 and a secondary coil 32B magnetically coupled to the primary coil 31B. The secondary coil 32B is insulated from the primary coil 31B and outputs AC power transmitted from the first transformer 20. The phase of the input voltage of the second transformer 30A and the phase of the input voltage of the third transformer 30B are 180 ° out of phase with each other.

図２６には、第２のトランス３０Ａ及び第３のトランス３０Ｂを、生体内への電力伝送を行うための経皮トランスとして使用する場合が例示されている。第２のトランス３０Ａ及び第３のトランス３０Ｂを経皮トランスとして使用する場合、電源回路１０、第１のトランス２０、第２のトランス３０Ａの一次コイル３１Ａ及び第３のトランス３０Ｂの一次コイル３１Ｂが生体外に配置され、第２のトランス３０Ａの二次コイル３２Ａ、第３のトランス３０Ｂの二次コイル３２Ｂ、ＡＣ−ＤＣ変換回路４０Ａ、４０Ｂ及び負荷５０が生体内に配置される。第２のトランス３０Ａ及び第３のトランス３０Ｂは、空心型の経皮トランスの形態を有していてもよい。 FIG. 26 illustrates a case where the second transformer 30A and the third transformer 30B are used as a percutaneous transformer for transmitting electric power into a living body. When the second transformer 30A and the third transformer 30B are used as transdermal transformers, the power supply circuit 10, the first transformer 20, the primary coil 31A of the second transformer 30A, and the primary coil 31B of the third transformer 30B The secondary coil 32A of the second transformer 30A, the secondary coil 32B of the third transformer 30B, the AC-DC conversion circuits 40A and 40B, and the load 50 are arranged outside the living body. The second transformer 30A and the third transformer 30B may have the form of an air-core type transdermal transformer.

キャパシタ１０１Ａは、一端が第１のトランス２０の二次コイル２２Ａに接続され、他端が第２のトランス３０Ａの一次コイル３１Ａに接続されている。キャパシタ１０１Ｂは、一端が第１のトランス２０の二次コイル２２Ｂに接続され、他端が第３のトランス３０Ｂの一次コイル３１Ｂに接続されている。キャパシタ１０２Ａは、一端が第２のトランス３０Ａの二次コイル３２Ａに接続され、他端がＡＣ−ＤＣ変換回路４０Ａに接続されている。キャパシタ１０２Ｂは、一端が第３のトランス３０Ｂの二次コイル３２Ｂに接続され、他端がＡＣ−ＤＣ変換回路４０Ｂに接続されている。キャパシタ１０１Ａ、１０１Ｂ、１０２Ａ及び１０２Ｂのキャパシタンスを、適切な値に設定することで、電力伝送効率の向上、インピーダンス電圧降下の低減、放射ノイズの抑制、高周波漏れ電流抑制といった効果を得ることができる。 One end of the capacitor 101A is connected to the secondary coil 22A of the first transformer 20, and the other end is connected to the primary coil 31A of the second transformer 30A. One end of the capacitor 101B is connected to the secondary coil 22B of the first transformer 20, and the other end is connected to the primary coil 31B of the third transformer 30B. One end of the capacitor 102A is connected to the secondary coil 32A of the second transformer 30A, and the other end is connected to the AC-DC conversion circuit 40A. One end of the capacitor 102B is connected to the secondary coil 32B of the third transformer 30B, and the other end is connected to the AC-DC conversion circuit 40B. By setting the capacitances of the capacitors 101A, 101B, 102A and 102B to appropriate values, it is possible to obtain effects such as improvement of power transmission efficiency, reduction of impedance voltage drop, suppression of radiation noise, and suppression of high-frequency leakage current.

ＡＣ−ＤＣ変換回路４０Ａは、第２のトランス３０Ａの二次コイル３２Ａから出力される交流電力を直流電力に変換して出力する。ＡＣ−ＤＣ変換回路４０Ｂは、第２のトランス３０Ｂの二次コイル３２Ｂから出力される交流電力を直流電力に変換して出力する。 The AC-DC conversion circuit 40A converts the AC power output from the secondary coil 32A of the second transformer 30A into DC power and outputs the AC power. The AC-DC conversion circuit 40B converts the AC power output from the secondary coil 32B of the second transformer 30B into DC power and outputs the AC power.

負荷５０は、ＡＣ−ＤＣ変換回路４０Ａ及び４０Ｂからそれぞれ出力される直流電力の供給を受けて動作する。負荷５０は、例えば、生体内に配置された人工心臓であってもよい。 The load 50 operates by receiving the supply of DC power output from the AC-DC conversion circuits 40A and 40B, respectively. The load 50 may be, for example, an artificial heart placed in vivo.

本実施形態に係る電気装置１Ｃによれば、１つの電源回路１０及び１つの第１のトランス２０を用いて第２のトランス３０Ａ及び第３のトランス３０Ｂを駆動することができ、互いに異なる２つの経路に電力を伝送することが可能である。すなわち、２経路への電力伝送を最小限の部品で行うことが可能である。 According to the electric device 1C according to the present embodiment, one power supply circuit 10 and one first transformer 20 can be used to drive the second transformer 30A and the third transformer 30B, and two different transformers 30B can be driven. It is possible to transmit power to the path. That is, it is possible to carry out power transmission to two paths with the minimum number of parts.

また、第２のトランス３０Ａの入力電圧の位相と第３のトランス３０Ｂの入力電圧の位相を互いに１８０°ずらすことで、第２のトランス３０Ａ及び第３のトランス３０Ｂからそれぞれ放射される磁界を互いに打ち消すことができる。なお、第２のトランス３０Ａの入力電圧の位相と第３のトランス３０Ｂの入力電圧の位相は、同相（位相差ゼロ）であってもよい。 Further, by shifting the phase of the input voltage of the second transformer 30A and the phase of the input voltage of the third transformer 30B by 180 °, the magnetic fields radiated from the second transformer 30A and the third transformer 30B are shifted from each other by 180 °. It can be canceled. The phase of the input voltage of the second transformer 30A and the phase of the input voltage of the third transformer 30B may be in phase (zero phase difference).

以上の説明では、第２のトランス３０、３０Ａ、第３のトランス３０Ｂを経皮トランスとして用いる場合を例示したが、これらのトランスを経皮トランス以外の電力伝送の用途で用いることも可能である。 In the above description, the cases where the second transformers 30 and 30A and the third transformer 30B are used as the percutaneous transformers have been illustrated, but these transformers can also be used for power transmission applications other than the percutaneous transformers. ..

１、１Ａ、１Ｂ、１Ｃ電気装置
１０電源回路
２０第１のトランス
２１一次コイル
２２二次コイル
２３コア
３０、３０Ａ第２のトランス
３１、３１Ａ、３１Ｂ一次コイル
３２、３２Ａ、３２Ｂ二次コイル
３０Ｂ第３のトランス
３３コア
４０ＡＣ−ＤＣ変換回路
５０負荷
１００、１０１Ａ、１０１Ｂ、１０２Ａ、１０２Ｂキャパシタ 1,1A, 1B, 1C electrical equipment 10 power supply circuit
20 First transformer 21 Primary coil 22 Secondary coil 23 Core 30, 30A Second transformer 31, 31A, 31B Primary coil 32, 32A, 32B Secondary coil 30B Third transformer 33 Core 40 AC-DC conversion circuit 50 Loads 100, 101A, 101B, 102A, 102B Capacitors

Claims

交流電力を出力する電源回路と、
前記電源回路に接続された第１の一次コイル、及び前記第１の一次コイルに磁気的に結合された第１の二次コイル及び第２の二次コイルを含む第１のトランスと、
前記第１の二次コイルに接続された第２の一次コイル、及び前記第２の一次コイルに磁気的に結合された第３の二次コイルを含む第２のトランスと、
前記第２の二次コイルに接続された第３の一次コイル、及び前記第３の一次コイルに磁気的に結合された第４の二次コイルを含む第３のトランスと、
を含み、
前記第１の二次コイル及び前記第２の二次コイルから出力される電圧の位相は互いに１８０°ずれている
電気装置。 A power supply circuit that outputs AC power,
A first primary coil connected to the power supply circuit, and a first transformer including a first secondary coil and a second secondary coil magnetically coupled to the first primary coil.
Said first second primary coil is connected to the secondary coil, and a second transformer comprising a third secondary coil magnetically coupled to said second primary coil,
A third transformer including a third primary coil connected to the second secondary coil and a fourth secondary coil magnetically coupled to the third primary coil.
Only including,
An electric device in which the phases of the voltages output from the first secondary coil and the second secondary coil are 180 ° out of phase with each other.

前記第２のトランスは環状の第１のコアを含み、前記第３のトランスは環状の第２のコアを含み、
前記第２の一次コイルは前記第１のコアに密着して巻回され、前記第３の二次コイルは、巻回部分の内側を前記第１のコアが貫通し且つ前記第１のコアとの間に間隙を有して環状に巻回されており、
前記第３の一次コイルは前記第２のコアに密着して巻回され、前記第４の二次コイルは、巻回部分の内側を前記第２のコアが貫通し且つ前記第２のコアとの間に間隙を有して環状に巻回されている
請求項１に記載の電気装置。 The second transformer comprises an annular first core and the third transformer comprises an annular second core.
The second primary coil is wound in close contact with the first core, and the third secondary coil has the first core penetrating the inside of the winding portion and the first core. It is wound in a ring shape with a gap between the two.
The third primary coil is wound in close contact with the second core, and the fourth secondary coil has the second core penetrating the inside of the winding portion and the second core. The electric device according to claim 1, wherein the electric device is wound in a ring shape with a gap between the two.

前記第２のトランスに接続された第１のキャパシタ及び前記第３のトランスに接続された第２のキャパシタを更に含む
請求項１または請求項２に記載の電気装置。 The first capacitor and the third electrical device according to claim 1 or claim 2 the further comprises a second capacitor connected to the transformer which is connected to a second transformer.

前記第１のキャパシタは、前記第１の二次コイルと前記第２の一次コイルとの間に設けられており、前記第２のキャパシタは、前記第２の二次コイルと前記第３の一次コイルとの間に設けられている
請求項３に記載の電気装置。 The first capacitor is provided between the first secondary coil and the second primary coil, and the second capacitor is the second secondary coil and the third primary coil. The electric device according to claim 3, which is provided between the coil and the electric device.

前記第１のキャパシタ及び前記第２のキャパシタのキャパシタンスの値は、前記第１の一次コイルの両端に入力される入力電圧と、前記第１の一次コイルに流入する入力電流との位相差がゼロとなる値である
請求項３または請求項４に記載の電気装置。 The capacitance values of the first capacitor and the second capacitor have zero phase difference between the input voltage input to both ends of the first primary coil and the input current flowing into the first primary coil. The electric device according to claim 3 or 4, which is a value that becomes.

前記第１のキャパシタ及び前記第２のキャパシタのキャパシタンスの値は、前記第１の一次コイルからみたインピーダンスが最小となる値である
請求項３または請求項４に記載の電気装置。 The electric device according to claim 3 or 4, wherein the values of the capacitances of the first capacitor and the second capacitor are values that minimize the impedance seen from the first primary coil.

前記電源回路はプッシュプル型インバータを含んで構成されている
請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電気装置。 The electric device according to any one of claims 1 to 6, wherein the power supply circuit includes a push-pull type inverter.

前記第３の二次コイルから出力される交流電力を直流電力に変換して出力する第１の変換回路と、
前記第４の二次コイルから出力される交流電力を直流電力に変換して出力する第２の変換回路と、
前記第１の変換回路及び前記第２の変換回路から出力される直流電力によって駆動される負荷と、
を更に含む請求項１から請求項７のいずれか１項に電気装置。 A first conversion circuit that converts AC power output from the third secondary coil into DC power and outputs it.
A second conversion circuit that converts AC power output from the fourth secondary coil into DC power and outputs it.
A load driven by the DC power output from the first conversion circuit and the second conversion circuit, and
The electric device according to any one of claims 1 to 7, further comprising.

前記第３の二次コイル及び前記第４の二次コイルが生体の内部に配置され、
前記電源回路、前記第１のトランス及び第２の一次コイル及び前記第３の一次コイルが前記生体の外部に配置された
請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の電気装置。
The third secondary coil and the fourth secondary coil are arranged inside the living body, and the third secondary coil and the fourth secondary coil are arranged inside the living body.
The electric device according to any one of claims 1 to 8 , wherein the power supply circuit, the first transformer, the second primary coil, and the third primary coil are arranged outside the living body.