JP6913505B2 - デュアルバンド共振器、及び、それを用いたデュアルバンド帯域通過フィルタ - Google Patents

Description

本発明は、異なる２つの周波数で共振するデュアルバンド共振器、及び、それを用いたデュアルバンド帯域通過フィルタに関する。

近年、スマートフォン及びタブレットなどの無線通信端末の利用増加や、映像などの大容量コンテンツの利用増加により、データトラフィックは、年率１．５倍のペースで増加しており、今後も増加傾向が継続することが見込まれている。

そこで、各通信業者は、ネットワークの高速・大容量化のために、複数の周波数帯域を同時に用いて通信を行うキャリアアグリゲーション（ＣＡ）技術を導入した。このＣＡ技術では、複数の周波数帯域の信号を同時に通過させるマルチバンド帯域通過フィルタが必要である。

特許文献１及び２には、２つの周波数帯域の信号を同時に通過させるデュアルバンド帯域通過フィルタが開示されている。このデュアルバンド帯域通過フィルタを構成するデュアルバンド共振器は、１つの共振器で発生する２つのモードを利用して２つの周波数帯域を同時に実現する。具体的には、デュアルバンド共振器は、下面に接地導体が配置された誘電体の上面にストリップ導体として形成され、半波長共振器（第１導体部）にスタブ（第２導体部）を付加した構造を有する。このデュアルバンド共振器では、半波長共振器に奇モード共振が生じ、半波長共振器及びスタブに偶モード共振が生じる。このように、１つの共振器を２つの周波数帯域で共有することにより、２つの独立した共振器を用いるよりも、デュアルバンド共振器及びデュアルバンド帯域通過フィルタの小型化を実現することができる。

特開２０１４−２３６３６２号公報 特開２０１６−１１１６７１号公報

本発明は、従来に比して更なる小型化が可能なデュアルバンド共振器、及び、それを用いたデュアルバンド帯域通過フィルタを提供することを目的とする。

（１） 本発明に係るデュアルバンド共振器は、異なる２つの周波数で共振するデュアルバンド共振器であって、接地導体を有する誘電体上又は誘電体内部に形成された第１導体部と第２導体部とを備え、前記第１導体部は、中央部における第１折返部でＵ字状に折り返され、所定間隔で隣接して所定方向に延在し、前記第１導体部における前記第１折返部よりも一端側の一端側導体部分と、前記第１導体部における前記第１折返部よりも他端側の他端側導体部分とは、更に、一端及び他端と前記第１折返部との間の第２折返部で、前記一端及び前記他端が互いに離れる方向に折り返された構造をなし、前記第２導体部は、前記一端が前記第１導体部の前記第１折返部に接続され、前記第１導体部に連続して前記所定方向に延在し、前記第１導体部の両端は開放されて、前記第１導体部は半波長共振器を構成し、前記第１導体部には、前記２つの周波数のうちの一方の周波数で共振する奇モード共振が生じ、前記第２導体部の他端は開放されて、前記第１導体部及び前記第２導体部は半波長共振器を構成し、前記第１導体部及び前記第２導体部には、前記２つの周波数のうちの他方の周波数で共振する偶モード共振が生じる。

（２） （１）に記載のデュアルバンド共振器において、前記一端側導体部分と前記他端側導体部分とは、更に、前記一端、前記他端及び前記第１折返部と前記第２折返部との間の第３折返部で、前記第２折返部が互いに離れる方向に折り返された構造をなしてもよい。

（３） （２）に記載のデュアルバンド共振器において、前記一端側導体部分において、前記所定方向に交差する交差方向に、前記第１折返部と、前記一端と、前記第２折返部とが順に配列されてもよく、前記他端側導体部分において、前記交差方向に、前記第１折返部と、前記他端と、前記第２折返部とが順に配列されてもよい。

（４） （３）に記載のデュアルバンド共振器において、前記一端側導体部分において、前記交差方向に、前記第１折返部と、前記一端と、前記第２折返部とが直線状に配列されてもよく、前記他端側導体部分において、前記交差方向に、前記第１折返部と、前記他端と、前記第２折返部とが直線状に配列されてもよい。

（５） （１）〜（４）の何れかに記載のデュアルバンド共振器において、前記第１導体部を前記第２導体部よりも細くし、第２導体部をステップインピーダンス構造としてもよい。

（６） （１）〜（５）の何れかに記載のデュアルバンド共振器において、前記第２導体部の前記他端側の端部に、凹部又は凸部が形成されてもよい。

（７） 本発明に係るデュアルバンド帯域通過フィルタは、（１）〜（６）の何れかに記載のデュアルバンド共振器を１又は複数備える。

（８） （７）に記載のデュアルバンド帯域通過フィルタは、奇モード共振の結合係数を満たすように配列された複数のデュアルバンド共振器と、偶モード共振の結合係数を満たすように、前記複数のデュアルバンド共振器における第２導体部の間に設けられた１又は複数の導波路とを備えてもよい。

（９） （８）に記載のデュアルバンド帯域通過フィルタは、前記複数のデュアルバンド共振器を挟み込むように設けられ、前記デュアルバンド共振器における第１導体部と第２導体部とに個別に結合された一対の給電線を更に備えてもよい。

本発明によれば、従来に比して更なる小型化が可能なデュアルバンド共振器、及び、それを用いたデュアルバンド帯域通過フィルタを提供することができる。

従来のデュアルバンド共振器の側面図である。 従来のデュアルバンド共振器の平面図である。 従来のデュアルバンド共振器における奇モード共振の電流分布の模式図である。 従来のデュアルバンド共振器における偶モード共振の電流分布の模式図である。 従来のデュアルバンド共振器における奇モード共振の電流分布のシミュレーション結果である。 従来のデュアルバンド共振器における偶モード共振の電流分布のシミュレーション結果である。 従来のデュアルバンド帯域通過フィルタの平面図である。 従来例のデュアルバンド帯域通過フィルタの平面図である。 図６の従来例の設計時のＳパラメータ（Ｓ２１（通過特性））のシミュレーション結果である。 図７ＡのＶＩＩＢ部分（奇モード共振周波数近傍）のＳ２１（通過特性）及びＳ１１（反射特性）を拡大して示す拡大図である。 図７ＡのＶＩＩＣ部分（偶モード共振周波数近傍）のＳ２１（通過特性）及びＳ１１（反射特性）を拡大して示す拡大図である。 図６の従来例のＳパラメータ（Ｓ２１（通過特性））の実測結果である。 図８ＡのＶＩＩＩＢ部分（奇モード共振周波数近傍）のＳ２１（通過特性）及びＳ１１（反射特性）を拡大して示す拡大図である。 図８ＡのＶＩＩＩＣ部分（偶モード共振周波数近傍）のＳ２１（通過特性）及びＳ１１（反射特性）を拡大して示す拡大図である。 本実施形態に係るデュアルバンド共振器の平面図である。 本実施形態に係る他のデュアルバンド共振器の平面図である。 本実施形態のデュアルバンド共振器における偶モード共振の電流分布の模式図である。 本実施形態の他のデュアルバンド共振器における偶モード共振の電流分布の模式図である。 本実施形態に係るデュアルバンド帯域通過フィルタの平面図である。 本実施形態の変形例に係るデュアルバンド共振器の平面図である。 本実施形態の変形例に係るデュアルバンド帯域通過フィルタの平面図である。 本実施例のデュアルバンド帯域通過フィルタの平面図である。 図１４の実施例の設計時のＳパラメータ（Ｓ２１（通過特性））のシミュレーション結果である。 図１５ＡのＸＶＢ部分（奇モード共振周波数近傍）のＳ２１（通過特性）及びＳ１１（反射特性）を拡大して示す拡大図である。 図１５ＡのＸＶＣ部分（偶モード共振周波数近傍）のＳ２１（通過特性）及びＳ１１（反射特性）を拡大して示す拡大図である。 図１４の実施例のＳパラメータ（Ｓ２１（通過特性））の実測結果である。 図１６ＡのＸＶＩＢ部分（奇モード共振周波数近傍）のＳ２１（通過特性）及びＳ１１（反射特性）を拡大して示す拡大図である。 図１６ＡのＸＶＩＣ部分（偶モード共振周波数近傍）のＳ２１（通過特性）及びＳ１１（反射特性）を拡大して示す拡大図である。

以下、添付の図面を参照して本発明の実施形態の一例について説明する。なお、各図面において同一又は相当の部分に対しては同一の符号を附すこととする。

まず、本実施形態について説明する前に、本願発明者らが考案した従来のデュアルバンド共振器及びデュアルバンド帯域通過フィルタについて説明する。

（従来のデュアルバンド共振器）
図１は、従来のデュアルバンド共振器の側面図であり、図２は、従来のデュアルバンド共振器の平面図である。図１及び図２にはＸＹＺ直行座標系が示されている。Ｘ方向（交差方向）は後述するフィルタの幅方向であり、Ｙ方向（所定方向）はフィルタの長さ方向であり、Ｚ方向はフィルタの高さ方向である。

図１に示すように、従来のデュアルバンド共振器１０Ｘは、誘電体１１上に形成されたマイクロストリップライン構造の導体で構成される。誘電体１１の裏面には、接地された接地導体１２が形成されている。なお、デュアルバンド共振器１０Ｘは、誘電体内部に形成されたストリップライン構造の導体で構成されてもよいし、誘電体上に形成されたコプレナライン又はグランデッドコプレナライン構造の導体で構成されてもよい。

誘電体１１としては、周知の誘電体を用いることができる。例えば、誘電体１１の材料として、成形性に優れた材料が用いられてもよい。また、誘電体１１の材料として、誘電体損を低減するために、誘電正接が小さい材料が用いられてもよい。また、誘電体１１の材料として、温度上昇を低減するために、熱伝導率が高い材料が用いられてもよい。

デュアルバンド共振器１０Ｘを構成する導体及び接地導体１２としても、周知の導体を用いることができる。例えば、導体として、常伝導体が用いられてもよい。また、導体として、導体損を低減するために、超伝導体が用いられてもよい。

図２に示すように、デュアルバンド共振器１０Ｘは、第１導体部２０Ｘと第２導体部３０Ｘとを備える。

第１導体部２０Ｘは、いわゆるヘアピン形状をなす。具体的には、第１導体部２０Ｘは、直線状の導体の中央部における第１折返部２１でＵ字状に折り返された構造をなす。第１折返部２１よりも一端２８側の導体部分２６と、第１折返部２１よりも他端２９側の導体部分２７とは、所定間隔で隣接してＹ方向に延在する。第１導体部２０Ｘの両端２８，２９は開放されており、第１導体部２０ＸはＵ字状の半波長共振器を構成する。

第２導体部３０Ｘは、いわゆるスタブ形状をなす。具体的には、第２導体部３０Ｘは、一端３８が第１導体部２０Ｘの第１折返部２１に接続され、第１導体部２０Ｘに連続してＹ方向に延在する。第２導体部３０Ｘの他端３９は開放されており、第２導体部３０Ｘと第１導体部２０Ｘとは、第１導体部２０Ｘの一端２８及び他端２９から第２導体部３０Ｘの他端３９に向けた直線状（Ｉ字状）の半波長共振器を構成する。

このように構成されたデュアルバンド共振器１０Ｘでは、Ｘ方向における中心に沿ってＹ方向に延びるＡＢ面は電気／磁気壁をなし、第１導体部２０Ｘで構成されるＵ字状の半波長共振器には奇モード共振が生じ、第１導体部２０Ｘ及び第２導体部３０Ｘで構成される直線状（Ｉ字状）の半波長共振器には偶モード共振が生じる。これより、デュアルバンド共振器１０Ｘは、奇モード共振周波数と偶モード共振周波数との２つの周波数（帯域）で共振する。

図３Ａは、従来のデュアルバンド共振器１０Ｘにおける奇モード共振の電流分布の模式図であり、図３Ｂは、従来のデュアルバンド共振器１０Ｘにおける偶モード共振の電流分布の模式図である。また、図４Ａは、従来のデュアルバンド共振器１０Ｘにおける奇モード共振の電流分布のシミュレーション結果であり、図４Ｂは、従来のデュアルバンド共振器１０Ｘにおける偶モード共振の電流分布のシミュレーション結果である。図４Ａ及び図４Ｂのシミュレーションでは、電磁界解析シミュレータＳＯＮＮＥＴ ＥＭ（ソネット技研社製）を用いた。図３Ａ及び図３Ｂ、図４Ａ及び図４Ｂにおける矢印は電流の向きを示す。

第１導体部２０Ｘの一端２８及び他端２９は開放端であり（換言すれば、第１導体部２０Ｘは半波長共振器であり）、第１折返部２１は第１導体部２０Ｘの中心部であるので、図３Ａに示すように、第１折返部２１において奇モード共振の電流が最大となり、電圧が０Ｖとなる。これより、奇モード共振では、第１導体部２０Ｘと第２導体部３０Ｘとの境界面４０をＧＮＤとみなすことができ、第２導体部３０Ｘの影響を無視することができる。そのため、奇モードの共振周波数は、Ｕ字状の第１導体部２０の全長で決まる。

図４Ａのシミュレーション結果によれば、奇モード共振時の電流は、第１導体部２０Ｘに流れており、第２導体部３０Ｘには流れていない。これより、第２導体部３０Ｘは、奇モード共振に影響しないことがわかる。また、電流が最大となる箇所は、第１導体部２０Ｘの第１折返部２１である。よって、奇モード共振時は、第１導体部２０Ｘが半波長共振器として動作していることがわかる。

一方、第１導体部２０Ｘの一端２８及び他端２９、並びに第２導体部３０Ｘの他端３９は開放端である（換言すれば、第１導体部２０Ｘ及び第２導体部３０Ｘは直線状の半波長共振器である）ので、図３Ｂに示すように、第１導体部２０Ｘ及び第２導体部３０Ｘの中心部において偶モード共振の電流が最大となり、電圧が０Ｖとなる。そのため、偶モードの共振周波数は、第１導体部２０Ｘの一端２８及び他端２９から第２導体部３０Ｘの他端３９までの長さで主に決まる。

図４Ｂのシミュレーション結果によれば、偶モード共振時の電流は、ＡＢ面の電気／磁気壁に流れこまず、第１導体部２０Ｘ及び第２導体部３０Ｘの左右の側面に集中している。また、電流が最大となる箇所は第１導体部２０Ｘ及び第２導体部３０ＸのＹ方向の中心部である。よって、偶モード共振時は、第１導体部２０Ｘ及び第２導体部３０Ｘが直線状の半波長共振器として動作していることがわかる。

再び図２を参照し、デュアルバンド共振器１０Ｘでは、第１導体部２０Ｘ及び第２導体部３０Ｘの長さＬ２を変更せず、第１導体部２０Ｘの長さＬ１を変更する（このとき、第２導体部３０Ｘの長さも変更する）ことにより、偶モードの共振周波数に影響を与えることなく、奇モードの共振周波数を調整することができる。また、デュアルバンド共振器１０Ｘでは、第１導体部２０Ｘの長さＬ１を変更せず、第１導体部２０Ｘ及び第２導体部３０Ｘの長さＬ２（すなわち、第２導体部３０Ｘの長さ）を変更することにより、奇モードの共振周波数に影響を与えることなく、偶モードの共振周波数を調整することができる。これより、デュアルバンド共振器１０Ｘは、２つの共振周波数を個別に調整することができる。

（従来のデュアルバンド帯域通過フィルタ）
図５は、従来のデュアルバンド帯域通過フィルタの平面図である。図５に示すデュアルバンド帯域通過フィルタ１Ｘは、図１に示す構成と同様に、誘電体１１上に形成されたマイクロストリップライン構造の導体で構成される。デュアルバンド帯域通過フィルタ１Ｘは、給電線５１Ｘ，５２Ｘと、２つの上述したデュアルバンド共振器１０Ｘと、導波路６０Ｘとを備える。

給電線５１Ｘ，５２Ｘは、信号の入出力のための導体であり、Ｘ方向においてデュアルバンド共振器１０Ｘを挟み込むように配置される。

デュアルバンド共振器１０Ｘは、給電線５１Ｘ，５２Ｘの間においてＸ方向に配列される。デュアルバンド共振器１０Ｘは、互いに１８０度異なる方向で配置される。換言すれば、隣接するデュアルバンド共振器１０Ｘは、互いに１８０度異なる方向で配置される。

導波路６０Ｘは、Ｈ字状の導体であり、デュアルバンド共振器１０Ｘの間に配置される。導波路６０Ｘは、Ｙ方向においてデュアルバンド共振器１０Ｘの中心部に配置される。

このデュアルバンド帯域通過フィルタ１Ｘによれば、デュアルバンド共振器１０Ｘ間の距離ｄを変更することにより、奇モードの結合係数に影響を与えることなく、偶モードの結合係数を調整することができる。一方、導波路６０Ｘの長さｌを変更することにより、偶モードの結合係数に影響を与えることなく、奇モードの結合係数を調整することができる。これは以下の理由による。

Ｕ字状の第１導体部２０Ｘは近接しており、奇モード共振の電流の向きが互いに逆向きであるので、奇モード共振において外部に放射される磁界が打消し合って小さくなる。そのため、隣接するデュアルバンド共振器１０Ｘ間の奇モードの結合が小さくなる。その結果、奇モードの結合係数において、デュアルバンド共振器１０Ｘ間の距離ｄによる依存性が小さくなる。

一方、導波路６０Ｘは、Ｘ方向の中央部、すなわち偶モード共振の電流が大きく、電圧が小さい部分、換言すれば偶モードの磁界結合が大きい部分に配置される。一般に、導体が近接するほど電界結合が支配的となり、導体が離間するほど磁界結合が支配的となる。導波路６０Ｘでは、電界結合が支配的となるので、偶モードの共振器とはほとんど結合しない。その結果、偶モードの結合係数において、導波路６０Ｘの長さｌによる依存性が小さくなる。

以上より、比較例のデュアルバンド帯域通過フィルタ１Ｘによれば、奇モードの結合係数及び偶モードの結合係数を個別に調整することができる。

（従来例の評価結果）
従来例のデュアルバンド帯域通過フィルタ１Ｘを設計及び作製し、評価を行った。

図６は、今回の評価において設計及び作製した従来例のデュアルバンド帯域通過フィルタ１Ｘの平面図である。図６に示すように、今回の評価において設計及び作製した従来例のデュアルバンド帯域通過フィルタ１Ｘは、デュアルバンド共振器１０Ｘを７段備える。

また、デュアルバンド共振器１０Ｘでは、図２及び図５に示すデュアルバンド共振器１０Ｘにおいてステップインピーダンス構造を採用する。具体的には、第１導体部２０Ｘの導体部分２６，２７における一端２８及び他端２９付近を細くし、第１折返部２１付近を太くした。これにより、偶モード共振の周波数及び奇モード共振の周波数の調整を行った。

また、第１導体部２０Ｘ及び第２導体部３０ＸにおけるＹ方向の中央部に突起部４５Ｘを設けた。第１導体部２０Ｘ及び第２導体部３０ＸにおけるＹ方向の中央部では、偶モード共振の電流が最大であり、電圧が０Ｖであるので、偶モード共振の周波数は突起部４５Ｘに影響されない。これにより、奇モード共振の周波数調整を行った。

また、導波路７０Ｘを備えた。導波路７０Ｘは、デュアルバンド共振器１０Ｘ間において、第２導体部３０Ｘの近傍に、Ｘ方向に延在するように配置される。これにより、偶モードの結合係数の微調整を行った。

また、図６に示すように、デュアルバンド共振器１０Ｘ間の距離ｄを各段において調整している。

設計条件及び設計パラメータは以下の通りである。
奇モードの共振周波数 １．５ＧＨｚ
奇モードの帯域幅 ２２．５ＭＨｚ
奇モードのリップル ０．０３ｄＢ
偶モードの共振周波数 ２．０ＧＨｚ
偶モードの帯域幅 ３０．０ＭＨｚ
偶モードのリップル ０．０３ｄＢ

設計時のＳパラメータのシミュレーション結果を図７Ａ〜図７Ｃに示す。図７Ａは、図６の従来例のＳ２１（通過特性）を示し、図７Ｂは、図７ＡのＶＩＩＢ部分（奇モード共振周波数近傍）のＳ２１（通過特性）及びＳ１１（反射特性）を拡大して示し、図７Ｃは、図７ＡのＶＩＩＣ部分（偶モード共振周波数近傍）のＳ２１（通過特性）及びＳ１１（反射特性）を拡大して示す。図７Ａ〜図７Ｃのシミュレーションでは、電磁界解析シミュレータＳＯＮＮＥＴ ＥＭ（ソネット技研社製）を用いた。

また、作製した従来例のＳパラメータの実測結果を図８Ａ〜図８Ｃに示す。図８Ａは、図６の従来例のＳ２１（通過特性）を示し、図８Ｂは、図８ＡのＶＩＩＩＢ部分（奇モード共振周波数近傍）のＳ２１（通過特性）及びＳ１１（反射特性）を拡大して示し、図８Ｃは、図８ＡのＶＩＩＩＣ部分（偶モード共振周波数近傍）のＳ２１（通過特性）及びＳ１１（反射特性）を拡大して示す。図８Ａ〜図８Ｃの測定では、ネットワークアナライザＥ５０６３Ａ（キーサイト社製）を用いた。

図７Ａ〜図７Ｃ、図８Ａ〜図８Ｃによれば、シミュレーション結果とほぼ同様の測定結果を得ることができ、従来例の手法の有効性を実証した。

更に、図６の従来例のデュアルバンド共振器１０Ｘの大きさは、２．６ｍｍ（Ｘ方向）×２８．７ｍｍ（Ｙ方向）あり、図６の従来例のデュアルバンド帯域通過フィルタ１Ｘの大きさは、５０．０ｍｍ（Ｘ方向）×３９．１ｍｍ（Ｙ方向）であった。このように、従来例のデュアルバンド共振器１０Ｘ及びデュアルバンド帯域通過フィルタ１Ｘは、１つの共振器で発生する二つのモードを利用して２つの周波数帯域を同時に実現することにより、２つの独立した共振器を用いるよりも小型化が可能である。

ここで、従来のデュアルバンド共振器１０Ｘでは、偶モード共振において外部に放射される磁界が比較的に大きく、フィルタを構成する際に隣り合う共振器同士の結合が大きい。そのため、偶モード共振において所望の結合を得るために、共振器間の距離が大きくなり、フィルタ全体のサイズが比較的に大きくなってしまう。

そこで、本実施形態では、従来に比して更なる小型化が可能なデュアルバンド共振器及びデュアルバンド帯域通過フィルタを提供する。

（本実施形態に係るデュアルバンド共振器）
図９Ａは、本実施形態に係るデュアルバンド共振器の平面図である。図９Ａに示すデュアルバンド共振器１０は、図１に示す従来のデュアルバンド共振器１０Ｘと同様に、誘電体上に形成されたマイクロストリップライン構造の導体で構成される。

図９Ａに示すように、デュアルバンド共振器１０は、第１導体部２０と第２導体部３０とを備える。

第１導体部２０は、図２に示す従来の第１導体部２０Ｘと同様に、直線状の導体の中央部における第１折返部２１でＵ字状に折り返された構造をなす。第１導体部２０における第１折返部２１よりも一端２８側の導体部分２６と、第１導体部２０における第１折返部２１よりも他端２９側の導体部分２７とは、所定間隔で隣接してＹ方向に延在する。

更に、導体部分２６及び導体部分２７は、一端２８及び他端２９と第１折返部２１との間の中央部における第２折返部２２で外側に折り返された構造をなす。すなわち、導体部分２６及び導体部分２７は、第２折返部２２で、一端２８及び他端２９が互いに離れる方向に折り返された構造をなす。

換言すれば、導体部分２６は、第２折返部２２で、Ｘ方向において導体部分２７と離間する方向に折り返された構造をなし、導体部分２７は、第２折返部２２で、Ｘ方向において導体部分２６と離間する方向に折り返された構造をなす。

本実施形態では、導体部分２６及び導体部分２７は、一端２８及び他端２９が第１折返部２１に隣接するように折り返されている。これにより、図１１で後述する導波路６０による偶モードの結合係数の独立調整を可能にしつつ、偶モード共振において外部に放射される磁界が打消し合って小さくなる効果を最大限に得ることができる。

なお、導体部分２６及び導体部分２７は、一端２８及び他端２９が第１折返部２１と第２折返部２２との間の導体部分２６，２７に隣接する程度に折り返されてもよいし、一端２８及び他端２９が第２導体部３０に隣接するまで折り返されてもよい。

第１導体部２０の両端２８，２９は開放されており、第１導体部２０はＵ字状の半波長共振器を構成する。

第２導体部３０は、図２に示す従来の第２導体部３０Ｘと同様に、一端３８が第１導体部２０の第１折返部２１に接続され、第１導体部２０に連続してＹ方向に延在する。第２導体部３０の他端３９は開放されており、第２導体部３０と第１導体部２０とは直線状（Ｉ字状）の半波長共振器を構成する。

図１０Ａは、本実施形態のデュアルバンド共振器１０における偶モード共振の電流分布の模式図である。図１０Ａでは、第１折返部２１よりも一端２８側の導体部分２６における偶モード共振の電流分布を示すが、第１折返部２１よりも他端２９側の導体部分２７における偶モード共振の電流分布も同様である。図中の矢印は電流の方向を示す。

第２折返部２２は、一端２８及び他端２９と第１折返部２１との間の中央部、換言すれば、第１導体部２０と第２導体部３０との中央部付近であるので、偶モード共振の電流が略最大となる。これより、図１０Ａに示すように、導体部分２６における隣り合う導体において、偶モード共振の電流が互いに逆向きとなり、また、偶モード共振の電流の大きさが略等しくなる。そのため、偶モード共振において外部に放射される磁界が打消し合って小さくなる。

なお、奇モード共振では、第１折返部２１から第２折返部２２までの奇モード共振の電流が大きい導体部分が隣接するので、上述したように、奇モード共振において外部に放射される磁界が打消し合って小さくなる。

（本実施形態に係る他のデュアルバンド共振器）
図９Ｂは、本実施形態に係るデュアルバンド共振器の平面図である。図９Ｂに示すデュアルバンド共振器１０は、図９Ａに示す本実施形態のデュアルバンド共振器１０において第１導体部２０の構成が異なる。

第１導体部２０では、図９Ａに示す第１導体部２０において、更に、折り返された導体部分２６及び導体部分２７は、一端２８、他端２９及び第１折返部２１と第２折返部２２との間の中央部である第３折返部２３で、外側に折り返された構造をなす。すなわち、折り返された導体部分２６及び導体部分２７は、第３折返部２３で、第２折返部２２が互いに離れる方向に折り返された構造をなす。

換言すれば、折り返された導体部分２６は、第３折返部２３で、Ｘ方向において導体部分２７と離間する方向に折り返された構造をなし、折り返された導体部分２７は、第３折返部２３で、Ｘ方向において導体部分２６と離間する方向に折り返された構造をなす。

本実施形態では、導体部分２６において、Ｘ方向に直線状に、第１折返部２１と、一端２８と、第２折返部２２とが順に配列され、導体部分２７において、Ｘ方向に直線状に、第１折返部２１と、他端２９と、第２折返部２２とが順に配列される。

なお、第１折返部２１と、一端２８と、第２折返部２２とは、Ｘ方向に直線状に配列されていなくてもよい。また、第１折返部２１と、他端２９と、第２折返部２２とは、Ｘ方向に直線状に配列されていなくてもよい。具体的には、第１折返部２１と、一端２８と、第２折返部２２とは、Ｙ方向にずれつつ、Ｘ方向に配列されてもよい。また、第１折返部２１と、他端２９と、第２折返部２２とは、Ｙ方向にずれつつ、Ｘ方向に配列されてもよい。

更に、折り返された導体部分２６及び導体部分２７は、更に折り返された構造をなしてもよい。この場合、導体部分２６において、Ｘ方向に、第１折返部２１と、一端２８と、第２折返部２２と、第３折返部２３と、・・・とが順に配列され、導体部分２７において、Ｘ方向に、第１折返部２１と、他端２９と、第２折返部２２と、第３折返部２３と、・・・とが順に配列されればよい。

図１０Ｂは、本実施形態の他のデュアルバンド共振器１０における偶モード共振の電流分布の模式図である。図１０Ｂでも、第１折返部２１よりも一端２８側の導体部分２６における偶モード共振の電流分布を示すが、第１折返部２１よりも他端２９側の導体部分２７における偶モード共振の電流分布も同様である。図中の矢印は電流の方向を示す。

第３折返部２３は、一端２８、他端２９及び第１折返部２１と第２折返部２２との間の中央部、換言すれば、第１導体部２０と第２導体部との１／４付近であるので、偶モード共振の電流が最大値の略１／２となる。これより、図１０Ｂに示すように、導体部分２６における隣り合う導体において、偶モード共振の電流が互いに逆向きとなり、また、偶モード共振の電流の大きさが略等しくなる。そのため、偶モード共振において外部に放射される磁界が打消し合って小さくなる。

なお、奇モード共振では、第１折返部２１から第３折返部２３までの奇モード共振の電流が大きい導体部分が隣接するので、上述したように、奇モード共振において外部に放射される磁界が打消し合って小さくなる。

以上説明したように、本実施形態のデュアルバンド共振器１０によれば、第１導体部２０における導体部分２６と導体部分２７とが、第１折返部２１で、一端２８及び他端２９が互いに離れる方向に折り返された構造をなすことにより、従来のデュアルバンド共振器１０Ｘと比較して、デュアルバンド共振器１０の小型化が可能である。

更に、本実施形態のデュアルバンド共振器１０によれば、導体部分２６と導体部分２７とが、第３折返部２３で、第２折返部２２が互いに離れる方向に折り返された構造をなすことにより、デュアルバンド共振器１０の更なる小型化が可能である。

また、上述のように導体部分２６と導体部分２７とが折り返された構造をなすことにより、隣り合う導体において、偶モード共振の電流が互いに逆向きとなり、また、偶モード共振の電流の大きさが略等しくなるため、偶モード共振において外部に放射される磁界が打消し合って小さくなる。
これより、フィルタを構成する際に、隣り合う共振器における奇モードの結合のみならず偶モードの結合も小さくなり、共振器間の距離を小さくすることができる。その結果、フィルタの小型化が可能である。

（本実施形態に係るデュアルバンド帯域通過フィルタ）
図１１は、本実施形態に係るデュアルバンド帯域通過フィルタの平面図である。図１１に示すデュアルバンド帯域通過フィルタ１は、図１に示す従来のデュアルバンド共振器１０Ｘと同様に、誘電体上に形成されたマイクロストリップライン構造の導体で構成される。デュアルバンド帯域通過フィルタ１は、図５に示すデュアルバンド帯域通過フィルタ１Ｘと同様に、給電線５１，５２と、２つの上述したデュアルバンド共振器１０と、導波路６０とを備える。

給電線５１，５２は、信号の入出力のための導体であり、Ｘ方向においてデュアルバンド共振器１０を挟み込むように配置される。給電線５１，５２は、第１導体部２０と第２導体部３０とに個別に結合される。

デュアルバンド共振器１０は、給電線５１，５２の間においてＸ方向に配列される。

導波路６０は、Ｌ字状の導体と逆Ｌ字状の導体とを接続した導体であり、デュアルバンド共振器１０の間に配置される。導波路６０は、Ｙ方向において第２導体部３０に隣接するように配置される。

このデュアルバンド帯域通過フィルタ１によれば、奇モードの結合のみならず、偶モードの結合も小さいので、デュアルバンド共振器１０の間隔を小さくすることができる。本実施形態では、デュアルバンド共振器１０間の距離ｄを変更することにより、奇モードの結合係数を調整する。このとき、偶モードの結合係数も調整されるが不十分であるので、導波路６０の長さｌを変更することにより、奇モードの結合係数に影響を与えることなく、偶モードの結合係数を調整することができる。これより、デュアルバンド帯域通過フィルタ１によれば、奇モードの結合係数及び偶モードの結合係数を個別に調整することができる。

また、このデュアルバンド帯域通過フィルタ１によれば、給電線５１，５２が、第１導体部２０と第２導体部３０とに個別に結合されるので、奇モードの外部Ｑ値及び偶モードの外部Ｑ値を個別に調整することができる。外部Ｑ値とは、給電線と共振器との結合の強さを表す。

ところで、狭帯域フィルタを実現する場合、設計上、共振器間の結合を小さくしなければならないため、共振器間距離を広くとる必要がある。このデュアルバンド帯域通過フィルタ１によれば、共振器間の結合が小さいため、共振器間距離を広く取らなくてもよく、その結果、小型に狭帯域のデュアルバンド帯域通過フィルタが実現することができる。

ところで、周波数資源を有効利用するために、帯域通過フィルタでは、急峻な遮断特性が求められる。急峻な遮断特性を得るためには、共振器を多段化することが考えられるが、損失が大きくなり、フィルタとしての性能が劣化してしまう。そこで、第１導体部及び第２導体部として、超伝導体が用いられてもよい。超伝導体は、マイクロ波帯において、銅などの常伝導金属に比べて表面抵抗が２〜３桁ほど小さい。そのため、共振器を多段化しても、低損失を維持したまま、急峻な遮断特性を実現することができる。

以上説明したように、本実施形態のデュアルバンド帯域通過フィルタ１によれば、上述したデュアルバンド共振器１０を備えるので、隣り合う共振器における奇モードの結合のみならず偶モードの結合も小さくなり、共振器間の距離を小さくすることができる。その結果、フィルタの小型化が可能である。

また、本実施形態のデュアルバンド帯域通過フィルタ１によれば、上述したように共振器間の距離を小さくすることができるので、小型に狭帯域のデュアルバンド帯域通過フィルタが実現することができる。

また、本実施形態のデュアルバンド帯域通過フィルタ１によれば、上述したように共振器間の距離を小さくすることができるので、共振器を多段化することが可能となり、急峻な遮断特性を実現することができる。

また、本実施形態のデュアルバンド帯域通過フィルタ１によれば、奇モードの結合のみならず偶モードの結合も小さいので、隣り合う共振器以外の不要な飛越結合を低減することができ、その結果、多段化設計が容易になる。

（本実施形態の変形例に係るデュアルバンド共振器）
図１２は、本実施形態の変形例に係るデュアルバンド共振器の平面図である。図１２に示すように、図９Ｂに示すデュアルバンド共振器１０において、ステップインピーダンス構造を採用してもよい。具体的には、デュアルバンド共振器１０は、第１導体部２０を細くし、第２導体部３０を太くした構造であってもよい。これにより、偶モード及び奇モードの周波数調整を行うことができる。また、共振器の更なる小型化が可能である。

また、第２導体部３０の他端３９側の端部に凹部３５が設けられてもよい。凹部３５の溝の深さを調整することにより、第２導体部３０の他端３９の端部全体を調整する場合と比較して、偶モード共振の周波数を微調整することができる。凹部３５の形成位置は、第２導体部３０の他端３９側の端部の中央部であることが好ましい。これにより、図１１に示す導波路６０による偶モードの結合係数の調整に影響を与えることなく、偶モード共振の周波数の微調整を行うことができる。

また、凹部３５に代えて凸部が、第２導体部３０の他端３９側の端部に設けられてもよい。この場合、凸部の突起の長さを調整することにより、偶モード共振の周波数を微調整することができる。

（本実施形態の変形例に係るデュアルバンド帯域通過フィルタ）
図１３は、本実施形態の変形例に係るデュアルバンド帯域通過フィルタの平面図である。図１３に示すように、図１１に示すデュアルバンド帯域通過フィルタ１において、デュアルバンド共振器１０として図１２のデュアルバンド共振器１０を採用してもよい。

また、Ｉ字状の導波路７０を更に備えてもよい。導波路７０は、デュアルバンド共振器１０間において、第２折返部２２の近傍及び／又は第３折返部２３の近傍に、Ｘ方向に延在するように配置される。これにより、奇モードの結合係数を微調整することができる。

（実施例の評価結果）
実施例のデュアルバンド帯域通過フィルタ１を設計及び作製し、評価を行った。

図１４は、今回の評価において設計及び作製した実施例のデュアルバンド帯域通過フィルタ１の平面図である。図１４に示すように、今回の評価において設計及び作製した実施例のデュアルバンド帯域通過フィルタ１は、図１３に示すデュアルバンド帯域通過フィルタ１の構成に従ってデュアルバンド共振器１０を１０段備える。

図１４に示すように、デュアルバンド共振器１０間の距離ｄ、導波路７０の有無及び長さ、及び、凹部３５の深さを各段において調整している。

設計条件及び設計パラメータは以下の通りである。
奇モードの共振周波数 １．５ＧＨｚ
奇モードの帯域幅 １５ＭＨｚ
奇モードのリップル ０．０３ｄＢ
偶モードの共振周波数 ２．０ＧＨｚ
偶モードの帯域幅 ２０ＭＨｚ
偶モードのリップル ０．０３ｄＢ

設計時のＳパラメータのシミュレーション結果を図１５Ａ〜図１５Ｃに示す。図１５Ａは、図１４の実施例のＳ２１（通過特性）を示し、図１５Ｂは、図１５ＡのＸＶＢ部分（奇モード共振周波数近傍）のＳ２１（通過特性）及びＳ１１（反射特性）を拡大して示し、図１５Ｃは、図１５ＡのＸＶＣ部分（偶モード共振周波数近傍）のＳ２１（通過特性）及びＳ１１（反射特性）を拡大して示す。図１５Ａ〜図１５Ｃのシミュレーションでは、電磁界解析シミュレータＳＯＮＮＥＴ ＥＭ（ソネット技研社製）を用いた。

また、作製した実施例のＳパラメータの実測結果を図１６Ａ〜図１６Ｃに示す。図１６Ａは、図１４の実施例のＳ２１（通過特性）を示し、図１６Ｂは、図１６ＡのＸＶＩＢ部分（奇モード共振周波数近傍）のＳ２１（通過特性）及びＳ１１（反射特性）を拡大して示し、図１６Ｃは、図１６ＡのＸＶＩＣ部分（偶モード共振周波数近傍）のＳ２１（通過特性）及びＳ１１（反射特性）を拡大して示す。図１６Ａ〜図１６Ｃの測定では、ネットワークアナライザＥ５０６３Ａ（キーサイト社製）を用いた。

図１５Ａ〜図１５Ｃ、図１６Ａ〜図１６Ｃによれば、シミュレーション結果とほぼ同様の測定結果を得ることができ、実施例の手法の有効性を実証した。

また、デュアルバンド共振器１０を１０段と多段化することにより、急峻な遮断特性を実現することができた。

更に、図１４の実施例のデュアルバンド共振器１０の大きさは、２．７ｍｍ（Ｘ方向）×１０．６ｍｍ（Ｙ方向）あり、図１４の実施例のデュアルバンド帯域通過フィルタ１の大きさは、３９．３５ｍｍ（Ｘ方向）×１５．８ｍｍ（Ｙ方向）であった。これより、実施例のデュアルバンド共振器１０及びデュアルバンド帯域通過フィルタ１は、上述した従来例のデュアルバンド共振器１０Ｘ及びデュアルバンド帯域通過フィルタ１Ｘと比較して、小型化が可能である。

なお、実施例では、奇モード用共振器が低周波側で共振し、偶モード用共振器が高周波側で共振するように共振器長を調整したが、奇モード用共振器が高周波側で共振し、偶モード用共振器が低周波側で共振するように共振器長を調整してもよい。

以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は上述した実施形態に制限されるものではなく、適宜変更が可能である。

１，１Ｘ デュアルバンド帯域通過フィルタ
１０，１０Ｘ デュアルバンド共振器
１１ 誘電体
１２ 接地導体
２０，２０Ｘ 第１導体部
２１ 第１折返部
２２ 第２折返部
２３ 第３折返部
２６ 一端側の導体部分
２７ 他端側の導体部分
２８ 一端
２９ 他端
３０，３０Ｘ 第２導体部
３５ 凹部
３８ 一端
３９ 他端
４０ 境界面
５１，５１Ｘ，５２，５２Ｘ 給電線
６０，６０Ｘ，７０，７０Ｘ 導波路

Claims (9)

1. 異なる２つの周波数で共振するデュアルバンド共振器であって、
   接地導体を有する誘電体上又は誘電体内部に形成された第１導体部と第２導体部とを備え、
   前記第１導体部は、中央部における第１折返部でＵ字状に折り返され、所定間隔で隣接して所定方向に延在し、
   前記第１導体部における前記第１折返部よりも一端側の一端側導体部分と、前記第１導体部における前記第１折返部よりも他端側の他端側導体部分とは、更に、一端及び他端と前記第１折返部との間の第２折返部で、前記一端及び前記他端が互いに離れる方向に折り返された構造をなし、
   前記第２導体部は、一端が前記第１導体部の前記第１折返部に接続され、前記第１導体部に連続して前記所定方向に延在し、
   前記第１導体部の両端は開放されて、前記第１導体部は半波長共振器を構成し、前記第１導体部には、前記２つの周波数のうちの一方の周波数で共振する奇モード共振が生じ、
   前記第２導体部の他端は開放されて、前記第１導体部及び前記第２導体部は半波長共振器を構成し、前記第１導体部及び前記第２導体部には、前記２つの周波数のうちの他方の周波数で共振する偶モード共振が生じる、
   デュアルバンド共振器。
2. 前記一端側導体部分と前記他端側導体部分とは、更に、前記一端、前記他端及び前記第１折返部と前記第２折返部との間の第３折返部で、前記第２折返部が互いに離れる方向に折り返された構造をなす、請求項１に記載のデュアルバンド共振器。
3. 前記一端側導体部分において、前記所定方向に交差する交差方向に、前記第１折返部と、前記一端と、前記第２折返部とが順に配列され、
   前記他端側導体部分において、前記交差方向に、前記第１折返部と、前記他端と、前記第２折返部とが順に配列される、
   請求項２に記載のデュアルバンド共振器。
4. 前記一端側導体部分において、前記交差方向に、前記第１折返部と、前記一端と、前記第２折返部とが直線状に配列され、
   前記他端側導体部分において、前記交差方向に、前記第１折返部と、前記他端と、前記第２折返部とが直線状に配列される、
   請求項３に記載のデュアルバンド共振器。
5. 前記第１導体部を前記第２導体部よりも細くし、第２導体部をステップインピーダンス構造とする、請求項１〜４の何れか１項に記載のデュアルバンド共振器。
6. 前記第２導体部の前記他端側の端部に、凹部又は凸部が形成される、請求項１〜５の何れか１項に記載のデュアルバンド共振器。
7. 請求項１〜６の何れか１項に記載のデュアルバンド共振器を１又は複数備える、
   デュアルバンド帯域通過フィルタ。
8. 奇モード共振の結合係数を満たすように配列された複数のデュアルバンド共振器と、
   偶モード共振の結合係数を満たすように、前記複数のデュアルバンド共振器における第２導体部の間に設けられた１又は複数の導波路と、
   を備える、請求項７に記載のデュアルバンド帯域通過フィルタ。
9. 前記複数のデュアルバンド共振器を挟み込むように設けられ、前記デュアルバンド共振器における第１導体部と第２導体部とに個別に結合された一対の給電線を更に備える、請求項８に記載のデュアルバンド帯域通過フィルタ。
   

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