JP6909087B2

JP6909087B2 - Reactor loss measuring device and its measuring method

Info

Publication number: JP6909087B2
Application number: JP2017144088A
Authority: JP
Inventors: 徹真吉竹; 直樹吉川; 進藤　裕司; 裕司進藤; 藤崎　敬介; 敬介藤崎; 惇八尾
Original assignee: Toyota School Foundation; Kawasaki Jukogyo KK
Current assignee: Toyota School Foundation; Kawasaki Motors Ltd
Priority date: 2017-07-26
Filing date: 2017-07-26
Publication date: 2021-07-28
Anticipated expiration: 2037-07-26
Also published as: JP2019027811A

Description

本発明は、主として、リアクトル損失を測定する装置に関する。 The present invention primarily relates to an apparatus for measuring reactor loss.

従来から、発電設備等を商用電力系統に接続する連系を行わせたり、電動機を駆動したりする等の用途で、インバータが広く用いられている。一般的に、インバータは、直流から交流を発生させ、あるいは交流から異なる周波数の交流を発生させるために、半導体バルブデバイスを備える。 Conventionally, inverters have been widely used for applications such as connecting power generation equipment to a commercial power system and driving an electric motor. Inverters generally include a semiconductor valve device to generate alternating current from direct current or to generate alternating current of different frequencies from alternating current.

インバータの出力電流には、この半導体バルブデバイスのスイッチングにより、定期的な小さな脈動（リプル）が重畳する。このスイッチングリプルは、電力系統に悪影響を及ぼし、また、電動機の騒音及び損失の原因となるため、取り除くことが望ましい。このため、スイッチングリプルを除去してインバータの出力電流を平滑化することを目的として、インバータにリアクトルが接続されることがある。 Periodic small pulsations (ripples) are superimposed on the output current of the inverter due to the switching of this semiconductor valve device. This switching ripple adversely affects the power system and causes noise and loss of the motor, so it is desirable to remove it. Therefore, a reactor may be connected to the inverter for the purpose of removing switching ripples and smoothing the output current of the inverter.

一方、このリアクトルのコアとして鉄類などの磁性材料を使用した場合、そのコアに生じる電力損失（鉄損）が、高効率を実現する等の観点から問題になる。優れたインバータを開発するためには、発生するリアクトル損失を正しく測定することが重要である。一方、リアクトル損失は、インバータの基本波周波数に基づくものと、スイッチングリプル（キャリア周波数）に基づくものがあり、スイッチングリプルによるリアクトル損失を定量的に把握することが極めて難しい。 On the other hand, when a magnetic material such as iron is used as the core of this reactor, the power loss (iron loss) generated in the core becomes a problem from the viewpoint of achieving high efficiency. In order to develop a good inverter, it is important to correctly measure the reactor loss that occurs. On the other hand, the reactor loss is based on the fundamental wave frequency of the inverter and the switching ripple (carrier frequency), and it is extremely difficult to quantitatively grasp the reactor loss due to the switching ripple.

以上を考慮すると、リアクトル損失を正確に求めるためには、系統への連系及び電動機の駆動を実際に行って測定することが好ましい。しかしながら、この場合、実際の機器を用意しなければならないため、測定システムが大型化して大きなコスト及び手間が発生してしまう。一方、単にリアクトルをインバータ出力に接続してリアクトル損失を測定する方法も従来から提案されているが、この場合、系統及び電動機に相当する負荷がないため、実際の動作状態と異なってしまう。 In consideration of the above, in order to accurately determine the reactor loss, it is preferable to actually perform the interconnection to the system and drive the motor for measurement. However, in this case, since it is necessary to prepare an actual device, the measurement system becomes large and a large cost and labor are incurred. On the other hand, a method of simply connecting the reactor to the inverter output to measure the reactor loss has been conventionally proposed, but in this case, since there is no load corresponding to the system and the motor, it differs from the actual operating state.

この点に関し、特許文献１は、負荷抵抗を用いて被測定試料（リアクトル）の鉄損を測定する鉄損測定方法を開示する。この鉄損測定方法では、インバータの出力側にリアクトルとコンデンサとによるフィルタ回路が接続され、そのフィルタ回路を介して、負荷抵抗に電力が供給される回路が用いられる。 In this regard, Patent Document 1 discloses an iron loss measuring method for measuring the iron loss of a sample to be measured (reactor) using a load resistance. In this iron loss measurement method, a circuit in which a filter circuit consisting of a reactor and a capacitor is connected to the output side of the inverter and power is supplied to the load resistance via the filter circuit is used.

特開２００８−１２２２１０号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 2008-12210

しかし、特許文献１の構成は、負荷抵抗を用いて鉄損を測定しているので、抵抗での損失が発生し、測定時の消費電力が大きくなってしまう。また、大容量の負荷を想定して鉄損を測定したい場合は、インバータ電源の大容量化が必要になるとともに、負荷抵抗の冷却を考慮しなければならず、装置が大型化する原因となる。 However, in the configuration of Patent Document 1, since the iron loss is measured by using the load resistance, the loss due to the resistance occurs and the power consumption at the time of measurement becomes large. In addition, if you want to measure iron loss assuming a large-capacity load, you need to increase the capacity of the inverter power supply and consider cooling the load resistance, which causes the device to become large. ..

本発明は以上の事情に鑑みてされたものであり、その目的は、省電力を実現しつつ、実際の動作状態を良好に模擬してリアクトル損失を測定することにある。 The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to measure reactor loss by satisfactorily simulating an actual operating state while realizing power saving.

本発明の解決しようとする課題は以上の如くであり、次にこの課題を解決するための手段とその効果を説明する。 The problem to be solved by the present invention is as described above, and next, the means for solving this problem and its effect will be described.

本発明の第１の観点によれば、以下の構成のリアクトル損失測定装置が提供される。即ち、このリアクトル損失測定装置は、供給インバータが被供給機器に供給する交流電流をリアクトルによって平滑化する場合に、当該リアクトルに発生するリアクトル損失を模擬的に測定する。このリアクトル損失測定装置は、インバータと、測定回路と、制御部と、を備える。前記インバータは、第１相、第２相、及び第３相の交流を出力可能である。前記測定回路は、前記第１相、前記第２相、及び前記第３相の電流経路が合流する合流部を有する。前記制御部は、前記インバータを、前記供給インバータと同じ基本波周波数の交流を生成するように制御可能である。前記第１相と前記合流部の間を、測定対象のリアクトルによって接続し、前記第２相と前記合流部の間を、前記基本波周波数で共振する並列共振回路によって接続し、前記第３相と前記合流部の間を、測定対象のリアクトルと同一のインダクタンスを有する補助リアクトルによって接続した状態で、前記制御部は、測定対象のリアクトルに流れるリアクトル電流の位相と、前記合流部の電圧の位相と、が一致するように、前記インバータを制御するインバータ制御を行う。 According to the first aspect of the present invention, a reactor loss measuring device having the following configuration is provided. That is, this reactor loss measuring device simulates the reactor loss generated in the reactor when the alternating current supplied by the supply inverter to the supplied device is smoothed by the reactor. This reactor loss measuring device includes an inverter, a measuring circuit, and a control unit. The inverter can output alternating current of the first phase, the second phase, and the third phase. The measuring circuit has a confluence portion where the current paths of the first phase, the second phase, and the third phase merge. The control unit can control the inverter so as to generate an alternating current having the same fundamental frequency as the supply inverter. The first phase and the confluence are connected by a reactor to be measured, and the second phase and the confluence are connected by a parallel resonant circuit that resonates at the fundamental frequency, and the third phase is connected. In a state where the confluence is connected to the confluence by an auxiliary reactor having the same inductance as the reactor to be measured, the control unit has the phase of the reactor current flowing through the reactor to be measured and the phase of the voltage of the confluence. And are matched, the inverter control for controlling the inverter is performed.

本発明の第２の観点によれば、供給インバータが被供給機器に供給する交流電流をリアクトルによって平滑化する場合に、当該リアクトルに発生するリアクトル損失を模擬的に測定する、以下のようなリアクトル損失測定方法が提供される。即ち、このリアクトル損失測定方法は、接続工程と、インバータ制御工程と、を含む。前記接続工程では、前記供給インバータと同じ基本波周波数でインバータの交流が出力される第１相、第２相、及び第３相の電流経路が合流する合流部と、前記第１相と、の間を、測定対象のリアクトルによって接続し、前記合流部と前記第２相との間を、前記基本波周波数で共振する並列共振回路によって接続し、前記合流部と前記第３相との間を、測定対象のリアクトルと同一のインダクタンスを有する補助リアクトルによって接続する。前記インバータ制御工程では、測定対象のリアクトルに流れるリアクトル電流の位相と、前記合流部の電圧の位相と、が一致するように、前記インバータを制御する。 According to the second aspect of the present invention, when the alternating current supplied by the supply inverter to the supplied device is smoothed by the reactor, the reactor loss generated in the reactor is measured in a simulated manner as described below. A loss measuring method is provided. That is, this reactor loss measuring method includes a connection step and an inverter control step. In the connection step, the confluence portion where the current paths of the first phase, the second phase, and the third phase, in which the alternating current of the inverter is output at the same fundamental frequency as that of the supply inverter, merges, and the first phase. The space is connected by a reactor to be measured, the confluence and the second phase are connected by a parallel resonant circuit that resonates at the fundamental frequency, and the confluence and the third phase are connected. , Connect with an auxiliary reactor that has the same inductance as the reactor to be measured. In the inverter control step, the inverter is controlled so that the phase of the reactor current flowing through the reactor to be measured and the phase of the voltage of the confluence portion match.

これにより、抵抗を用いずにリアクトル損失を模擬的に測定できるので、測定時の消費電力を大幅に低減することができるとともに、抵抗の発熱対策等のための手間が不要になる。また、測定に用いるインバータの駆動用電源として小さな容量のものを利用することができるので、測定のための構成の簡素化及びコンパクト化を実現することができる。 As a result, the reactor loss can be measured in a simulated manner without using a resistor, so that the power consumption at the time of measurement can be significantly reduced, and the trouble of taking measures against heat generation of the resistor becomes unnecessary. Further, since a small-capacity power source for driving the inverter used for measurement can be used, it is possible to realize simplification and compactification of the configuration for measurement.

本発明によれば、省電力を実現しつつ、実際の動作状態を良好に模擬してリアクトル損失を測定することができる。 According to the present invention, it is possible to measure the reactor loss by satisfactorily simulating an actual operating state while realizing power saving.

（ａ）は、インバータによる系統連系又は電動機駆動を行うにあたって用いられるリアクトルを示す概略図。（ｂ）は、上記の場合におけるリアクトルの動作状態を説明するフェーザ図。(A) is a schematic diagram showing a reactor used for grid interconnection or motor drive by an inverter. (B) is a phasor diagram illustrating an operating state of the reactor in the above case. インバータにリアクトルだけを接続した場合におけるリアクトルの動作状態を説明するフェーザ図。A phasor diagram illustrating the operating state of the reactor when only the reactor is connected to the inverter. 本発明の一実施形態に係るリアクトル損失測定装置の主要な測定回路を示す図。The figure which shows the main measurement circuit of the reactor loss measuring apparatus which concerns on one Embodiment of this invention. リアクトル損失測定装置の測定回路におけるリアクトルの動作状態を示すフェーザ図。The phasor figure which shows the operating state of the reactor in the measuring circuit of a reactor loss measuring apparatus. （ａ）本実施形態のシミュレーション結果を示すグラフ。（ｂ）インバータにリアクトルだけを接続した場合のシミュレーション結果を示すグラフ。(A) A graph showing the simulation results of the present embodiment. (B) A graph showing a simulation result when only a reactor is connected to an inverter. （ａ）本実施形態のシミュレーション結果を示すグラフ。（ｂ）実際に系統連系を行う場合を示すグラフ。(A) A graph showing the simulation results of the present embodiment. (B) A graph showing a case where grid interconnection is actually performed.

次に、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。 Next, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.

最初に、図１を参照して、リアクトル１０が実際に使用される場面について説明する。図１（ａ）は、インバータによる系統連系又は電動機駆動を行うにあたって用いられるリアクトル１０を示す概略図である。図１（ｂ）は、上記の場合におけるリアクトルの動作状態を説明するフェーザ図である。 First, a scene in which the reactor 10 is actually used will be described with reference to FIG. FIG. 1A is a schematic view showing a reactor 10 used for grid interconnection or motor drive by an inverter. FIG. 1B is a phasor diagram illustrating an operating state of the reactor in the above case.

図１（ａ）に示すように、リアクトル１０は、実際の運用の場面では、電力系統又は電動機等の負荷（被供給機器）と、この負荷に交流電力を供給するためのインバータ（供給インバータ）と、の間に配置される。このリアクトル１０は、インバータが出力する交流電流のリプルを除去するフィルタとして用いられる。 As shown in FIG. 1A, in an actual operation situation, the reactor 10 includes a load (supplied device) such as a power system or an electric motor, and an inverter (supply inverter) for supplying AC power to this load. Is placed between and. The reactor 10 is used as a filter for removing the ripple of the alternating current output by the inverter.

図１（ａ）に示す実動作時に相当するフェーザ図が図１（ｂ）であり、インバータ出力電圧Ｅの位相は、系統電圧又は電動機の電圧（以下、負荷電圧と呼ぶことがある。）Ｖの位相より、角度θだけ進んでいる。ただし、θ＜９０°である。インバータ出力電流（リアクトルに流れる電流）Ｉの位相は負荷電圧Ｖと同じであるから、インバータ出力電圧Ｅは、インバータ出力電流Ｉに対して、角度θだけズレることになる。リアクトル１０の両端の電圧（Ｅ−Ｖ）は、そのインダクタンスをＬとして、図１（ｂ）の式で表される。 The phasor diagram corresponding to the actual operation shown in FIG. 1 (a) is shown in FIG. 1 (b), and the phase of the inverter output voltage E is the system voltage or the voltage of the motor (hereinafter, may be referred to as a load voltage) V. It is advanced by an angle θ from the phase of. However, θ <90 °. Since the phase of the inverter output current (current flowing through the reactor) I is the same as the load voltage V, the inverter output voltage E deviates from the inverter output current I by an angle θ. The voltage (EV) across the reactor 10 is represented by the equation shown in FIG. 1 (b), where L is the inductance thereof.

この位相のズレ角度θは、インバータに負荷が接続されていることに基づくものである。従って、上述の従来技術で述べたように、負荷に相当する抵抗を接続せずに単にリアクトルをインバータに接続するだけでは、図２のフェーザ図に示すように、インバータ出力電圧Ｅの位相がインバータ出力電流（リアクトルに流れる電流）Ｉの位相に対して９０°ズレることになり、図１（ｂ）に示す実際の動作状態と大きく異なってしまう。 This phase shift angle θ is based on the fact that a load is connected to the inverter. Therefore, as described in the above-mentioned prior art, simply connecting the reactor to the inverter without connecting the resistor corresponding to the load causes the phase of the inverter output voltage E to be the inverter as shown in the phasor diagram of FIG. The output current (current flowing through the reactor) I will be 90 ° out of phase, which is significantly different from the actual operating state shown in FIG. 1 (b).

この点、本実施形態のリアクトル損失測定装置１は、図３に示すように、３相インバータ（インバータ）２と、測定回路３と、制御部４と、を備える。そして、リアクトル損失測定装置１は、測定対象のリアクトル１０の実際の動作回路における負荷電圧（図１のＶ）を、３相インバータ２の出力を用いて模擬するように構成されている。 In this regard, the reactor loss measuring device 1 of the present embodiment includes a three-phase inverter (inverter) 2, a measuring circuit 3, and a control unit 4, as shown in FIG. The reactor loss measuring device 1 is configured to simulate the load voltage (V in FIG. 1) in the actual operating circuit of the reactor 10 to be measured by using the output of the three-phase inverter 2.

３相インバータ２は、図示しないバルブデバイス（例えば、半導体によるスイッチング素子）によって、第１相としてのＵ相、第２相としてのＶ相、及び、第３相としてのＷ相に、同一の周波数の交流を生成して出力することができる。 The three-phase inverter 2 has the same frequency as the U phase as the first phase, the V phase as the second phase, and the W phase as the third phase by a valve device (for example, a semiconductor switching element) (not shown). Can generate and output AC.

３相インバータ２は、図１に示すインバータと同じ方式（例えば、三角波との比較によるＰＷＭ方式）で、交流を生成することができる。また、３相インバータ２において基本波周波数及びキャリア周波数は適宜変更可能に構成されており、これにより、図１のインバータと同一のキャリア周波数でスイッチングを行って、同一の基本波周波数の交流を出力できるように構成されている。 The three-phase inverter 2 can generate alternating current by the same method as the inverter shown in FIG. 1 (for example, a PWM method by comparison with a triangular wave). Further, the fundamental wave frequency and the carrier frequency of the three-phase inverter 2 can be changed as appropriate, whereby switching is performed at the same carrier frequency as the inverter of FIG. 1 and an alternating current having the same fundamental wave frequency is output. It is configured so that it can be done.

測定回路３は、図３に示すように、３相インバータ２のＵ相、Ｖ相、及びＷ相のそれぞれに接続するように構成されている。測定回路３が有する各相の電流経路は、節点（合流部）Ａにおいて合流している。 As shown in FIG. 3, the measurement circuit 3 is configured to be connected to each of the U phase, V phase, and W phase of the three-phase inverter 2. The current paths of each phase of the measurement circuit 3 merge at the node (merging portion) A.

測定回路３において、Ｕ相と節点Ａとの間は、測定対象のリアクトル１０によって接続され、Ｖ相と節点Ａとの間は、並列共振回路５によって接続され、Ｗ相と節点Ａとの間は、補助リアクトル１１によって接続される（接続工程）。 In the measurement circuit 3, the U phase and the node A are connected by the reactor 10 to be measured, the V phase and the node A are connected by the parallel resonant circuit 5, and the W phase and the node A are connected. Is connected by the auxiliary reactor 11 (connection step).

並列共振回路５としては、３相インバータ２が出力する基本波周波数と同一の共振周波数を有するものが用いられる。また、補助リアクトル１１は、測定対象のリアクトル１０と同一のものが用いられる。 As the parallel resonance circuit 5, a circuit having the same resonance frequency as the fundamental wave frequency output by the three-phase inverter 2 is used. Further, as the auxiliary reactor 11, the same one as that of the reactor 10 to be measured is used.

３相インバータ２には、制御部４が電気的に接続されている。具体的に説明すると、この制御部４は公知のコンピュータとして構成されており、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ等を備えている。また、上記のＲＯＭには、本発明のリアクトル損失測定方法のうち、インバータ制御工程を実現するためのプログラムが記憶されている。そして、上記のハードウェアとソフトウェアとの協働により、当該コンピュータを、３相インバータ２を制御するための制御部４として機能させることができる。 The control unit 4 is electrically connected to the three-phase inverter 2. Specifically, the control unit 4 is configured as a known computer, and includes a CPU, a ROM, a RAM, and the like. Further, in the above ROM, a program for realizing the inverter control process in the reactor loss measuring method of the present invention is stored. Then, by the collaboration between the above hardware and software, the computer can function as a control unit 4 for controlling the three-phase inverter 2.

制御部４は３相インバータ２を制御して、測定回路３において図３に示す節点Ａの電圧Ｖ₀により、言い換えれば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の出力電圧Ｅ_u，Ｅ_w，Ｅ_vの総和により、測定対象のリアクトル１０の実動作時における負荷電圧Ｖを模擬し、これにより、リアクトル１０の実動作と実質的に等価な状態を作り出す。これにより、リアクトル損失測定装置１は、測定対象のリアクトル１０について、図１に示す実動作状態に近い動作状態でのリアクトル損失を測定することができる。 The control unit 4 controls the three-phase inverter 2 and uses the voltage V ₀ _{of the node A shown in FIG. 3 in the measurement circuit 3, in other words, the output voltages Eu} , E _w , E of the U phase, the V phase, and the W phase. _{The sum of v} simulates the load voltage V during the actual operation of the reactor 10 to be measured, thereby creating a state substantially equivalent to the actual operation of the reactor 10. As a result, the reactor loss measuring device 1 can measure the reactor loss of the reactor 10 to be measured in an operating state close to the actual operating state shown in FIG.

続いて、３相インバータ２の各相（Ｕ相、Ｗ相、Ｖ相）の出力電圧（Ｅ_u，Ｅ_w，Ｅ_v）の制御について具体的に説明する。 _{Subsequently, the control of the output voltage (E u} , E _w , E _v ) of each phase (U phase, W phase, V phase) of the three-phase inverter 2 will be specifically described.

図４は、リアクトル損失測定装置１における測定回路３の動作状態を示すフェーザ図である。このフェーザ図において、電流及び電圧を示すフェーザは、節点Ａの電圧Ｖ₀を基準フェーザとして描かれている。 FIG. 4 is a phasor diagram showing an operating state of the measuring circuit 3 in the reactor loss measuring device 1. In this phasor diagram, the phasor showing the current and the voltage is _{drawn with the voltage V 0} at the node A as the reference phasor.

Ｕ相においては、制御部４は、測定対象のリアクトル１０に流れるリアクトル電流Ｉ_uの位相が、図４に示すように節点Ａの電圧Ｖ₀の位相に一致するように、当該Ｕ相の出力電圧Ｅ_uを制御する。 In the U phase, the control unit 4 outputs the U phase so that the phase of the reactor current I _u flowing through the reactor 10 to be measured matches the phase _{of the voltage V 0 at} the node A as shown in FIG. Control the voltage _Eu.

リアクトルが有する周知の特性により、リアクトル１０を流れる電流Ｉ_uの位相に対して、当該リアクトルの両端電圧の位相は９０°進む。リアクトル１０の両端電圧は、Ｕ相の出力電圧Ｅ_uと、節点Ａの電圧Ｖ₀と、の差で表されるから（Ｅ_u−Ｖ₀）、Ｕ相の出力電圧Ｅ_uの位相は、リアクトル電流Ｉ_uの位相（即ち、節点Ａの電圧Ｖ₀の位相）と比較して、角度θだけ進むことになる。ただし、θ＜９０°である。これを逆に考えれば、Ｕ相の出力電圧Ｅ_uの位相（図４に示す角度θ）を変化させることで、リアクトル１０の両端電圧の大きさを制御することができる。 Due to the well-known characteristics of the reactor, the phase of the voltage across the reactor is advanced by 90 ° with respect to the phase of the _{current I u flowing through the reactor 10.} Since the voltage across the reactor 10 is represented by the difference between _{the U-phase output voltage Eu} and the node A voltage V ₀ _{(E u} −V ₀ ), the phase of the U-phase output voltage _Eu is Compared with the phase of the reactor current I _u (that is, the phase of the voltage V _{0 at} the node A), it advances by an angle θ. However, θ <90 °. Considering this in reverse, the magnitude of the voltage across the reactor 10 can be controlled by changing the phase of the U-phase output voltage _{Eu (angle θ shown in FIG. 4).}

Ｗ相においては、制御部４は図４に示すように、Ｗ相に接続された補助リアクトル１１に流れる補助リアクトル電流Ｉ_wの位相と、Ｕ相におけるリアクトル１０に流れるリアクトル電流Ｉ_uの位相とが、互いに逆となるように、Ｗ相の出力電圧Ｅ_wを制御する。 In the W phase, as shown in FIG. 4, the control unit 4 has a phase of the auxiliary reactor current I _w _{flowing through the auxiliary reactor 11 connected to the W phase and a phase of the reactor current I u} flowing through the reactor 10 in the U phase. _{However, the output voltage E w} of the W phase is controlled so as to be opposite to each other.

更に言えば、制御部４は、Ｗ相の出力電圧Ｅ_wの振幅と位相を、そのフェーザが、Ｕ相の出力電圧Ｅ_uのフェーザを、節点Ａの電圧Ｖ₀のフェーザを軸として反転したものとなるように制御する。このように対称的に制御する結果、図４に示すように、Ｗ相の出力電圧Ｅ_wの位相は、節点Ａの電圧Ｖ₀の位相と比較して前述の角度θだけ遅れることになる。また、Ｗ相の出力電圧Ｅ_wの位相は、Ｕ相の出力電圧Ｅ_uの位相に対しては２θだけ遅れる（即ち、遅れ角が２θである）。 More, the control unit 4, the amplitude and phase of the output voltage E _w of W-phase, the phasor is the phasor of the output voltage E _u of U-phase, the inverted phasor voltage V ₀ which node A as an axis Control to be a thing. As a result of such symmetrical control, as shown in FIG. 4, the phase of the output voltage E _w of the W phase is delayed by the above-mentioned angle θ as compared with the phase of the voltage V _{0 of the node A.} Further, the phase of the output voltage E _w of the W phase lags the phase of the output voltage E _u of the U phase by 2θ (that is, the delay angle is 2θ).

Ｖ相においては、制御部４は、当該Ｖ相の出力電圧Ｅ_vの振幅が、節点Ａの電圧Ｖ₀の振幅と一致し、かつ、当該出力電圧Ｅ_vの位相と、節点Ａの電圧Ｖ₀の位相と、が互いに逆となるように（１８０°異なるように）、Ｖ相の出力電圧Ｅ_vを制御する。 In the V phase, the control unit 4 has the control unit 4 that _{the amplitude of the output voltage E v} of the V phase matches the amplitude of the voltage V ₀ _{of the node A, and the phase of the output voltage E v} and the voltage V of the node A. _{The output voltage E v} of the _{V phase is controlled so that the phases of 0} are opposite to each other (so that they differ by 180 °).

即ち、Ｖ相の出力電圧Ｅ_vの位相は、図４に示すように、Ｕ相の出力電圧Ｅ_uに対して１８０°＋θだけ遅れ、その振幅は、Ｕ相の出力電圧Ｅ_uの振幅にcosθを乗じた値となる。 That is, the output voltage E _v of the phase of the V-phase, as shown in FIG. 4, a delay of 180 ° + theta with respect to the output voltage E _u of U-phase, the amplitude, the amplitude of the output voltage E _u of U-phase It is the value multiplied by cosθ.

このＶ相に接続される並列共振回路５は、図３に示すようにインダクタ５ａとキャパシタ５ｂから構成され、その共振周波数が３相インバータ２の基本波周波数と等しくなるように、インダクタ５ａのインダクタンスＬ_vと、キャパシタ５ｂのキャパシタンスＣ_vと、が定められている。従って、３相インバータ２の出力電圧の基本波周波数だけを考えた場合は、図４のフェーザ図で示すように、並列共振回路５を構成するインダクタ５ａに流れる電流Ｉ_vLと、キャパシタ５ｂに流れる電流Ｉ_vCと、が逆方向で打ち消し合うため、当該Ｖ相には電流が流れない。 The parallel resonant circuit 5 connected to the V phase is composed of an inductor 5a and a capacitor 5b as shown in FIG. 3, and the inductance of the inductor 5a is equal to the fundamental wave frequency of the three-phase inverter 2. L _v and the capacitance C _{v of the} capacitor 5b are defined. Therefore, when considering only the fundamental wave frequency of the output voltage of the three-phase inverter 2, as shown in the phasor diagram of FIG. 4, the current I _vL flowing through the inductor 5a constituting the parallel resonant circuit 5 and the current I vL flowing through the capacitor 5b Since the current I _vC and the current I vC cancel each other out in opposite directions, no current flows in the V phase.

従って、３相インバータ２の出力電圧の基本波周波数成分に対して、当該測定回路３の電流は、図３の鎖線矢印で示すように、３相インバータ２のＵ相とＷ相との間で交互に流れる。言い換えれば、測定対象のリアクトル１０と、補助リアクトル１１と、により電流経路が構成されている。 Therefore, with respect to the fundamental frequency component of the output voltage of the three-phase inverter 2, the current of the measurement circuit 3 is between the U phase and the W phase of the three-phase inverter 2 as shown by the chain line arrow in FIG. It flows alternately. In other words, the current path is composed of the reactor 10 to be measured and the auxiliary reactor 11.

なお、３相インバータ２の出力電圧のキャリア周波数成分に対しては、並列共振回路５を構成するインダクタ５ａのインピーダンスが高くなるとともに、キャパシタ５ｂのインピーダンスが低くなる。従って、当該Ｖ相には主にキャリア周波数成分の電流が流れる。一方、このキャリア周波数成分に関しては、Ｕ相、Ｗ相におけるリアクトル１０と補助リアクトル１１とのインピーダンスが高くなる。従って、Ｕ相及びＷ相のキャリア周波数成分の電流は小さくなる。 With respect to the carrier frequency component of the output voltage of the three-phase inverter 2, the impedance of the inductor 5a constituting the parallel resonant circuit 5 becomes high, and the impedance of the capacitor 5b becomes low. Therefore, the current of the carrier frequency component mainly flows in the V phase. On the other hand, with respect to this carrier frequency component, the impedance between the reactor 10 and the auxiliary reactor 11 in the U phase and the W phase becomes high. Therefore, the currents of the carrier frequency components of the U phase and the W phase become small.

以上のような３相インバータ２の制御が行われることで（インバータ制御工程）、図４に示すフェーザ図において、Ｕ相の出力電圧Ｅ_uと、Ｗ相の出力電圧Ｅ_wと、Ｖ相の出力電圧Ｅ_vと、の総和である節点Ａの電圧Ｖ₀の位相が、リアクトル電流Ｉ_uの位相と一致することがわかる。 By the 3-phase control of the inverter 2 as described above is performed (inverter control step), in a phasor diagram shown in FIG. 4, the output voltage E _u of U-phase, the output voltage E _w of the W-phase, the V phase It can be seen that the phase _{of the voltage V 0} at the node A, which is the sum of the output voltage E _v , coincides with the phase of the reactor current I _u.

また、図４において破線で囲まれた部分は、図１（ｂ）のフェーザ図と対応していることがわかる。即ち、本実施形態のリアクトル損失測定装置１は、測定対象のリアクトル１０が図１の実動作状態に置かれている状況を実質的に再現することができる。 Further, it can be seen that the portion surrounded by the broken line in FIG. 4 corresponds to the phasor diagram of FIG. 1 (b). That is, the reactor loss measuring device 1 of the present embodiment can substantially reproduce the situation in which the reactor 10 to be measured is placed in the actual operating state of FIG.

また、節点Ａの電圧Ｖ₀の振幅は、Ｕ相の出力電圧Ｅ_uの振幅にcosθを乗じた値となる。これは、上述の角度θを制御することで、所望の負荷電圧Ｖを容易に模擬できることを示している。 The amplitude of the voltage V ₀ which node A is a value obtained by multiplying the cosθ to the amplitude of the output voltage E _u of U-phase. This indicates that the desired load voltage V can be easily simulated by controlling the above-mentioned angle θ.

次に、本実施形態のリアクトル損失測定装置１による効果を確認するために本願発明者が行った実験について説明する。 Next, an experiment conducted by the inventor of the present application to confirm the effect of the reactor loss measuring device 1 of the present embodiment will be described.

まず、本願発明者は、図３に示す測定回路３を実際に構成してシミュレーション計算を行い、測定対象のリアクトル１０の両端電圧を調べた。このときの条件として、３相インバータ２の基本波周波数を５００Ｈｚとし、キャリア周波数を１０ｋＨｚとした。 First, the inventor of the present application actually configured the measurement circuit 3 shown in FIG. 3 and performed simulation calculations to check the voltage across the reactor 10 to be measured. As a condition at this time, the fundamental wave frequency of the three-phase inverter 2 was set to 500 Hz, and the carrier frequency was set to 10 kHz.

このシミュレーション結果が図５（ａ）のグラフに示され、上段のグラフがリアクトル両端電圧を示し、下段のグラフがリアクトル電流を示している。なお、比較のために、インバータにリアクトルのみを接続した従来技術（図２）の場合のシミュレーション結果を図５（ｂ）に示している。 The simulation result is shown in the graph of FIG. 5A, the upper graph shows the voltage across the reactor, and the lower graph shows the reactor current. For comparison, FIG. 5 (b) shows the simulation results in the case of the conventional technique (FIG. 2) in which only the reactor is connected to the inverter.

本実施形態では、図５（ａ）に示すように、リアクトルの両端電圧が、基本波周波数成分にキャリア周波数成分が重畳された波形となっている。一方、従来技術では、図５（ｂ）に示すように、リアクトルの両端電圧にキャリア周波数成分の波形しか現れておらず、実運用時の波形を再現できていない。 In the present embodiment, as shown in FIG. 5A, the voltage across the reactor has a waveform in which the carrier frequency component is superimposed on the fundamental wave frequency component. On the other hand, in the prior art, as shown in FIG. 5B, only the waveform of the carrier frequency component appears in the voltage across the reactor, and the waveform in actual operation cannot be reproduced.

また、上記のシミュレーション結果について、節点Ａの電圧Ｖ₀、インバータのＵ相の出力電圧Ｅ_u、リアクトルの両端電圧、及び電流Ｉ_u，Ｉ_v，Ｉ_wを図６（ａ）にグラフに示すとともに、図６（ｂ）には、実際に系統連系を行う場合の波形を対応させて示した。 Further, for the above simulation results, shown in the graph voltage V ₀ which node A, the output voltage E _u of the inverter U-phase, the voltage across the reactor, and a current I _u, I _v, and I _w in FIGS. 6 (a) At the same time, FIG. 6B shows the waveforms in the case of actually performing grid interconnection in correspondence with each other.

図６（ａ）と図６（ｂ）を比較すると、本実施形態のリアクトル損失測定装置１におけるリアクトル１０の両端電圧の波形は、系統連系する場合におけるリアクトル１０の両端電圧の波形を良く再現できていることがわかる。 Comparing FIGS. 6 (a) and 6 (b), the waveform of the voltage across the reactor 10 in the reactor loss measuring device 1 of the present embodiment well reproduces the waveform of the voltage across the reactor 10 in the case of grid connection. You can see that it is made.

また、本実施形態において、節点Ａの電圧Ｖ₀にはキャリア周波数成分が重畳されているものの、系統連系時の負荷電圧Ｖに相当する基本波周波数成分が含まれていることも確認できる。 Further, in the present embodiment, _{it can be confirmed that although the carrier frequency component is superimposed on the voltage V 0} of the node A, the fundamental wave frequency component corresponding to the load voltage V at the time of grid connection is included.

また、電流に関しては、Ｕ相の電流Ｉ_uとＷ相の電流Ｉ_wとの位相が１８０°異なっていることがわかる。更に、Ｖ相の電流Ｉ_vについては、基本波周波数成分の電流が殆ど流れておらず、主にキャリア周波数成分の電流が流れていることがわかる。 Regarding the current, it can be seen that the phases of the U-phase current I _u and the W-phase current I _{w are 180 ° different.} Further, it can be seen that with respect to the V-phase current I _v , the current of the fundamental frequency component hardly flows, and the current of the carrier frequency component mainly flows.

このシミュレーション結果から、本実施形態のリアクトル損失測定装置１は、リアクトル１０の実動作状態に近い状態を模擬してリアクトル損失を測定可能であることが確かめられた。 From this simulation result, it was confirmed that the reactor loss measuring device 1 of the present embodiment can measure the reactor loss by simulating a state close to the actual operating state of the reactor 10.

次に、本実施形態のリアクトル損失測定装置１による消費電力低減効果について説明する。 Next, the power consumption reduction effect of the reactor loss measuring device 1 of the present embodiment will be described.

図６（ａ）に示す本実施形態でのリアクトル両端電圧は、前述の特許文献１において、リアクトルの両端の電圧波形として当該文献で開示されているグラフに良く一致する。即ち、本実施形態のリアクトル損失測定装置１は、特許文献１と同様の測定を、負荷抵抗なしで実現できることを示している。 The voltage across the reactor in this embodiment shown in FIG. 6A is in good agreement with the graph disclosed in the above-mentioned Patent Document 1 as the voltage waveform across the reactor. That is, it is shown that the reactor loss measuring device 1 of the present embodiment can realize the same measurement as in Patent Document 1 without load resistance.

このように、本実施形態のリアクトル損失測定装置１においては、従来技術と異なり測定回路３に抵抗が含まれないため、測定時の消費電力は、測定対象のリアクトル１０と、並列共振回路５を構成するインダクタ５ａ及びキャパシタ５ｂと、補助リアクトル１１と、の損失のみになる。 As described above, in the reactor loss measuring device 1 of the present embodiment, unlike the conventional technique, the measuring circuit 3 does not include a resistor, so that the power consumption at the time of measurement is the reactor 10 to be measured and the parallel resonant circuit 5. Only the loss of the constituent inductor 5a and capacitor 5b and the auxiliary reactor 11 is obtained.

本願発明者は、本実施形態でリアクトル１０についてリアクトル損失を測定する場合の消費電力を、種々の条件で試算した。すると、例えば、インバータの出力電圧が５０［Ｖｒｍｓ］、基本波周波数が５００［Ｈｚ］、インダクタンスが３００［μＨ］、巻線抵抗が５［ｍΩ］、上記の角度θが３０［°］という条件において、特許文献１のように抵抗を用いる場合は１１００Ｗ以上必要であるのに対し、本実施形態では８Ｗ程度で足り、消費電力は従来の０．６％で済むという結果が得られた。 The inventor of the present application has calculated the power consumption when measuring the reactor loss for the reactor 10 in the present embodiment under various conditions. Then, for example, the condition that the output voltage of the inverter is 50 [Vrms], the fundamental wave frequency is 500 [Hz], the inductance is 300 [μH], the winding resistance is 5 [mΩ], and the above angle θ is 30 [°]. In the present embodiment, when a resistor is used as in Patent Document 1, 1100 W or more is required, whereas in the present embodiment, about 8 W is sufficient, and the power consumption is 0.6% of the conventional one.

ただし、上記の計算はインバータ自体の損失を考慮していないため、本実施形態の測定装置でも、実際は、例えば１００Ｗ程度の電力が必要になると考えられる。何れにせよ、本発明によれば、従来の構成に対して消費電力を著しく削減することができる。 However, since the above calculation does not take into account the loss of the inverter itself, it is considered that the measuring device of the present embodiment actually requires, for example, about 100 W of electric power. In any case, according to the present invention, the power consumption can be significantly reduced as compared with the conventional configuration.

このように、本発明のリアクトル損失測定装置１は、測定時の消費電力を大幅に低減できるとともに、測定設備の簡素化及びコンパクト化を実現することができる。 As described above, the reactor loss measuring device 1 of the present invention can significantly reduce the power consumption at the time of measurement, and can realize the simplification and compactification of the measuring equipment.

以上に説明したように、本実施形態のリアクトル損失測定装置１は、図１のインバータが電力系統又は電動機に供給する交流電流をリアクトル１０によって平滑化する場合に、当該リアクトル１０に発生するリアクトル損失を模擬的に測定する。このリアクトル損失測定装置１は、３相インバータ２と、測定回路３と、制御部４と、を備える。３相インバータ２は、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相の交流を出力可能である。測定回路３は、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相の電流経路が合流する節点Ａを有する。制御部４は、３相インバータ２を、図１のインバータと同じ基本波周波数の交流を生成するように制御可能である。Ｕ相と節点Ａの間を、測定対象のリアクトル１０によって接続し、Ｖ相と節点Ａの間を、前記基本派周波数で共振する並列共振回路によって接続し、Ｗ相と節点Ａの間を、測定対象のリアクトル１０と同一のインダクタンスを有する補助リアクトル１１によって接続した状態で、制御部４は、測定対象のリアクトル１０に流れるリアクトル電流Ｉ_uの位相と、節点Ａの電圧Ｖ₀の位相と、が一致するように、３相インバータ２を制御するインバータ制御を行う。 As described above, the reactor loss measuring device 1 of the present embodiment has a reactor loss generated in the reactor 10 when the alternating current supplied by the inverter of FIG. 1 to the power system or the electric motor is smoothed by the reactor 10. Is simulated. The reactor loss measuring device 1 includes a three-phase inverter 2, a measuring circuit 3, and a control unit 4. The three-phase inverter 2 can output U-phase, V-phase, and W-phase alternating current. The measurement circuit 3 has a node A at which the U-phase, V-phase, and W-phase current paths meet. The control unit 4 can control the three-phase inverter 2 so as to generate an alternating current having the same fundamental frequency as the inverter of FIG. The U phase and node A are connected by the reactor 10 to be measured, the V phase and node A are connected by a parallel resonant circuit that resonates at the fundamental frequency, and the W phase and node A are connected. In a state of being connected by an auxiliary reactor 11 having the same inductance as the reactor 10 to be measured, the control unit 4 determines _{the phase of the reactor current I u} flowing through the reactor 10 to be measured, the phase of the voltage V _{0 at} the node A, and the phase. Inverter control for controlling the three-phase inverter 2 is performed so that

また、本実施形態のリアクトル損失測定装置１においては、制御部４は、Ｗ相の出力電圧Ｅ_wの振幅がＵ相の出力電圧Ｅ_uの振幅と等しくなるように、かつ、Ｗ相の出力電圧Ｅ_wの位相がＵ相の出力電圧Ｅ_uの位相に対して２θの遅れ角で遅れるように制御する。ただし、２θ＜１８０°である。制御部４は、前記遅れ角の１／２の角度をθとしたときに、Ｖ相の出力電圧Ｅ_vの振幅が、Ｕ相の出力電圧Ｅ_uの振幅にcosθを乗じた大きさとなるように、かつ、Ｖ相の出力電圧Ｅ_vの位相が、Ｕ相の出力電圧Ｅ_uの位相よりも１８０°＋θだけ遅れるように制御する。 Further, in the reactor loss measuring device 1 of the present embodiment, the control unit 4 makes _{the amplitude of the output voltage E w} of the W phase equal to the amplitude of the output voltage E _{u of the U phase, and outputs the W phase.} The phase of the voltage E _w is controlled to be delayed by a delay angle of 2θ with respect to the phase of the output voltage E _{u of the U phase.} However, 2θ <180 °. _{The control unit 4 sets the amplitude of the output voltage E v} of the V phase to be the magnitude obtained by multiplying the amplitude of the output voltage E _u of the U phase by cos θ, where the angle of 1/2 of the delay angle is θ. In addition, the phase of the output voltage E _v of the V phase is controlled to be delayed by 180 ° + θ from the phase of the output voltage E _{u of the U phase.}

これにより、３つの相の電圧の総和である節点Ａの電圧Ｖ₀によって、実動作時の負荷電圧Ｖを良好に模擬することができる。 As a result, the load voltage V during actual operation can be satisfactorily simulated by _{the voltage V 0} at the node A, which is the sum of the voltages of the three phases.

また、本実施形態のリアクトル損失測定装置１においては、制御部４は、Ｗ相の出力電圧Ｅ_wの位相がＵ相の出力電圧Ｅ_uの位相よりも遅れる遅れ角（２θ）を変更可能に構成されていることが好ましい。 Further, in the reactor loss measuring device 1 of the present embodiment, the control unit 4 can change the delay angle (2θ) in which the _{phase of the output voltage E w} of the W phase is delayed from the phase of the output voltage Eu _{u of the U phase.} It is preferably configured.

これにより、リアクトル１０の両端電圧を変更できるので、リアクトル損失の試験条件を容易に変更することができる。 As a result, the voltage across the reactor 10 can be changed, so that the test conditions for the reactor loss can be easily changed.

また、本実施形態のリアクトル損失測定装置１においては、制御部４は、３相インバータ２を、図１に示す実動作時のインバータと同じキャリア周波数で交流を生成するように制御可能である。 Further, in the reactor loss measuring device 1 of the present embodiment, the control unit 4 can control the three-phase inverter 2 so as to generate alternating current at the same carrier frequency as the inverter in actual operation shown in FIG.

これにより、実動作時のインバータの出力電流のリプルの周波数に基づくリアクトル１０のリアクトル損失を、良好に模擬して測定することができる。 This makes it possible to satisfactorily simulate and measure the reactor loss of the reactor 10 based on the ripple frequency of the output current of the inverter during actual operation.

以上に本発明の好適な実施の形態を説明したが、上記の構成は例えば以下のように変更することができる。 Although the preferred embodiment of the present invention has been described above, the above configuration can be changed as follows, for example.

図４のフェーザ図の関係を実現できれば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相を適宜入れ替えても良い。 If the relationship shown in the phasor diagram of FIG. 4 can be realized, the U phase, V phase, and W phase may be appropriately replaced.

３つの相は、３相インバータ２に代えて、例えば、３つの単相インバータを組み合わせて実現することもできる。 The three phases can be realized by combining, for example, three single-phase inverters instead of the three-phase inverter 2.

制御部４は、３相インバータ２の外部に設けられることに代えて、３相インバータ２に内蔵されても良い。 The control unit 4 may be built in the three-phase inverter 2 instead of being provided outside the three-phase inverter 2.

インバータの制御は、上記で例示した三角波比較方式に限らず、それ以外の方式で制御することもできる。 The control of the inverter is not limited to the triangular wave comparison method illustrated above, and can be controlled by other methods.

１リアクトル損失測定装置
２３相インバータ（インバータ）
３測定回路
４制御部
５並列共振回路
１０測定対象のリアクトル
１１補助リアクトル
Ａ節点（合流部）
Ｉ_u リアクトル電流
Ｖ₀ 節点Ａの電圧（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の総和の電圧） 1 Reactor loss measuring device 2 Three-phase inverter (inverter)
3 Measurement circuit 4 Control unit 5 Parallel resonance circuit 10 Reactor to be measured 11 Auxiliary reactor A Node (confluence)
I _u Reactor current V ₀ Voltage of node A (total voltage of U phase, V phase, W phase)

Claims

供給インバータが被供給機器に供給する交流電流をリアクトルによって平滑化する場合に、当該リアクトルに発生するリアクトル損失を模擬的に測定するリアクトル損失測定装置であって、
第１相、第２相、及び第３相の交流を出力可能なインバータと、
前記第１相、前記第２相、及び前記第３相の電流経路が合流する合流部を有する測定回路と、
前記インバータを、前記供給インバータと同じ基本波周波数の交流を生成するように制御可能な制御部と、
を備え、
前記第１相と前記合流部の間を、測定対象のリアクトルによって接続し、
前記第２相と前記合流部の間を、前記基本波周波数で共振する並列共振回路によって接続し、
前記第３相と前記合流部の間を、測定対象のリアクトルと同一のインダクタンスを有する補助リアクトルによって接続した状態で、
前記制御部は、測定対象のリアクトルに流れるリアクトル電流の位相と、前記合流部の電圧の位相と、が一致するように、前記インバータを制御するインバータ制御を行うことを特徴とするリアクトル損失測定装置。 A reactor loss measuring device that simulates the reactor loss generated in a reactor when the alternating current supplied by the supply inverter to the device to be supplied is smoothed by the reactor.
Inverters capable of outputting first-phase, second-phase, and third-phase alternating current,
A measurement circuit having a merging portion where the current paths of the first phase, the second phase, and the third phase merge.
A control unit capable of controlling the inverter to generate an alternating current having the same fundamental frequency as that of the supply inverter.
With
The first phase and the confluence are connected by a reactor to be measured.
The second phase and the confluence are connected by a parallel resonant circuit that resonates at the fundamental frequency.
In a state where the third phase and the confluence are connected by an auxiliary reactor having the same inductance as the reactor to be measured.
The control unit is a reactor loss measuring device that controls an inverter to control the inverter so that the phase of the reactor current flowing through the reactor to be measured and the phase of the voltage of the confluence unit match. ..

請求項１に記載のリアクトル損失測定装置であって、
前記制御部は、
前記第３相の出力電圧の振幅が前記第１相の出力電圧の振幅と等しくなるように、かつ、前記第３相の出力電圧の位相が前記第１相の出力電圧の位相よりも１８０°未満の遅れ角で遅れるように制御し、
前記遅れ角の１／２の角度をθとしたときに、前記第２相の出力電圧の振幅が、前記第１相の出力電圧の振幅にcosθを乗じた大きさとなるように、かつ、前記第２相の出力電圧の位相が、前記第１相の出力電圧の位相よりも１８０°＋θだけ遅れるように制御することを特徴とするリアクトル損失測定装置。 The reactor loss measuring device according to claim 1.
The control unit
The amplitude of the output voltage of the third phase is equal to the amplitude of the output voltage of the first phase, and the phase of the output voltage of the third phase is 180 ° higher than the phase of the output voltage of the first phase. Control to lag with a delay angle of less than
When the angle of 1/2 of the delay angle is θ, the amplitude of the output voltage of the second phase is the magnitude obtained by multiplying the amplitude of the output voltage of the first phase by cos θ. A reactor loss measuring device characterized in that the phase of the output voltage of the second phase is controlled to be delayed by 180 ° + θ from the phase of the output voltage of the first phase.

請求項２に記載のリアクトル損失測定装置であって、
前記制御部は、前記遅れ角を変更可能に構成されていることを特徴とするリアクトル損失測定装置。 The reactor loss measuring device according to claim 2.
The control unit is a reactor loss measuring device characterized in that the delay angle can be changed.

請求項１から３までの何れか一項に記載のリアクトル損失測定装置であって、
前記制御部は、前記インバータを、前記供給インバータと同じキャリア周波数で交流を生成するように制御可能であることを特徴とするリアクトル損失測定装置。 The reactor loss measuring device according to any one of claims 1 to 3.
The control unit is a reactor loss measuring device characterized in that the inverter can be controlled so as to generate an alternating current at the same carrier frequency as the supply inverter.

供給インバータが被供給機器に供給する交流電流をリアクトルによって平滑化する場合に、当該リアクトルに発生するリアクトル損失を模擬的に測定するリアクトル損失測定方法であって、
前記供給インバータと同じ基本波周波数でインバータの交流が出力される第１相、第２相、及び第３相の電流経路が合流する合流部と、前記第１相と、の間を、測定対象のリアクトルによって接続し、前記合流部と前記第２相との間を、前記基本波周波数で共振する並列共振回路によって接続し、前記合流部と前記第３相との間を、測定対象のリアクトルと同一のインダクタンスを有する補助リアクトルによって接続する接続工程と、
測定対象のリアクトルに流れるリアクトル電流の位相と、前記合流部の電圧の位相と、が一致するように、前記インバータを制御するインバータ制御工程と、
を含むことを特徴とするリアクトル損失測定方法。 This is a reactor loss measuring method that simulates the reactor loss generated in the reactor when the alternating current supplied by the supply inverter to the supplied equipment is smoothed by the reactor.
The measurement target is between the confluence portion where the current paths of the first phase, the second phase, and the third phase, in which the alternating current of the inverter is output at the same fundamental frequency as that of the supply inverter, merge, and the first phase. The reactor is connected, the junction and the second phase are connected by a parallel resonant circuit that resonates at the fundamental frequency, and the junction and the third phase are connected by a reactor to be measured. The connection process of connecting with an auxiliary reactor having the same inductance as
An inverter control process that controls the inverter so that the phase of the reactor current flowing through the reactor to be measured and the phase of the voltage at the confluence match.
A reactor loss measuring method comprising.