JP6881572B2 - 送信装置及び受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、送信装置と受信装置との間の通信に関する。

車載用の音声通信システムでは、音信号を送信装置から受信装置に送信し、受信装置において音信号を増幅し、増幅した音信号を用いてスピーカを駆動することがある。送信装置のグランド電位と受信装置のグランド電位との電位差の交流成分である交流電位差はノイズ電圧となる。受信装置で受信した音信号にはノイズ電圧が重畳する。非特許文献１にはノイズ電圧を音信号から除去する装置が開示されている。

グランドノイズ除去用アイソレーションアンプ、［ｏｎｌｉｎｅ］、平成２７年１１月１３日、ローム株式会社［平成２９年４月２８日検索］、インターネット〈ＵＲＬ：ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｒｏｈｍ．ｃｏ．ｊｐ／ｗｅｂ／ｊａｐａｎ／ｄａｔａｓｈｅｅｔ／ＢＡ３１２１Ｆ／ｂａ３１２１ｆ−ｊ〉

ところで、車載用の音声通信システムでは、送信装置から受信装置へ音信号の他にデータ信号を送信することがある。この場合、データ信号の送信に専用のラインを設けると、構成が複雑となるといった問題があった。

本発明は上述した事情に鑑みてなされたものであり、データ信号の送信に専用のラインを設けることなく、ノイズ電圧を低減することを解決課題とする。

本発明に係る送信装置の一態様は、第１ラインを介して第１信号を受信装置に向けて出力する第１信号出力部と、前記受信装置のグランド電位が印加される受信側グランドノードと前記第１信号出力部とを交流接続する第２ラインに接続され、第２信号の論理レベルに応じた大きさの直流電流を前記第２ラインに流すことによって当該送信装置から前記第２信号を前記受信装置に向けて送信し、又は前記第２ラインに流れる直流電流の大きさを検出することによって前記受信装置から第２信号を受信する通信部と、を備える。

本発明に係る送信装置の一態様は、受信装置のグランド電位が印加される受信側グランドノードと交流接続する第２ラインと接続され、当該送信装置のグランド電位と前記第２ラインを介して得られた前記受信装置のグランド電位とを用いて、当該送信装置のグランド電位と前記受信装置のグランド電位との間の交流の電位差である交流電位差が重畳した入力信号から、前記交流電位差をキャンセルして第１信号を生成し、第１ラインを介して前記第１信号を前記受信装置に向けて出力する第１信号出力部と、第２信号の論理レベルに応じた大きさの直流電流を前記第１ラインに流す定電流回路を有し、当該送信装置から前記第２信号を前記受信装置に向けて送信する通信部と、を備える。

本発明に係る受信装置の一態様は、送信装置から第１ラインを介して受信した第１信号が入力する第１信号入力部と、前記送信装置のグランド電位が印加される送信側グランドノードと前記第１信号入力部とを交流接続する第２ラインに接続され、第２信号の論理レベルに応じた大きさの直流電流を前記第２ラインに流すことによって当該受信装置から前記第２信号を前記送信装置に向けて送信し、又は前記第２ラインに流れる直流電流の大きさを検出することによって前記送信装置から第２信号を受信する通信部と、を備える。

本発明に係る受信装置の一態様は、送信装置のグランド電位が印加される送信側グランドノードと交流接続する第２ラインに接続され、当該受信装置のグランド電位と前記第２ラインを介して得られた前記送信装置のグランド電位とを用いて、当該受信装置のグランド電位と前記送信装置のグランド電位との間の交流の電位差である交流電位差が重畳した第１力信号から、前記交流電位差をキャンセルして出力信号を生成し、前記出力信号を出力する第１信号入力部と、第２信号の論理レベルに応じた大きさの直流電流を前記第１ラインに流す定電流回路を有し、当該受信装置から前記第２信号を前記送信装置に向けて送信する通信部と、を備える。

本発明の第１実施形態に係る信号伝送システム１Ａの構成を示す回路図。 送信側グランドノードＮｓｇから第２ラインＬ２側を見たときの交流成分の等価回路を示す回路図。 送信側グランドノードＮｓｇから第２ラインＬ２側を見たときの交流成分の等価回路を示す回路図。 比較例の信号伝送システム１Ｚの回路図。 電圧波形及び電流波形を示すグラフ。 ＣＭＲＲのシミュレーションの結果を示すグラフ。 第１実施形態の変形例に係る信号伝送システム１Ｂの構成を示す回路図。 データ信号Ｄの論理レベルがローレベルの場合に、電源電位Ｖｄｄが印加される抵抗素子Ｒ４１の一方の端子から送信側ノードＮｓを見たときの交流成分の等価回路を示す回路図。 データ信号Ｄの論理レベルがハイレベルの場合に、電源電位Ｖｄｄが印加される抵抗素子Ｒ４１の一方の端子から送信側ノードＮｓを見たときの交流成分の等価回路を示す回路図。 電源電位Ｖｄｄが印加される抵抗素子Ｒ４１の一方の端子から送信側ノードＮｓを見たときの交流成分の等価回路を示す回路図。 第２実施形態に係る信号伝送システム１Ｃの構成を示す回路図。 第３実施形態の信号伝送システム１Ｄの構成を示す回路図。 第４実施形態の信号伝送システム１Ｅの構成を示す回路図。 第４実施形態の変形例に係る信号伝送システム１Ｆの構成を示すブロック図。 第４実施形態の変形例に係る信号伝送システム１Ｇの構成を示すブロック図。 第４実施形態の変形例に係る信号伝送システム１Ｈの構成を示すブロック図。 変形例に係る音信号出力部１０Ａの周辺構成を示す回路図。 変形例に係る音信号出力部１０Ｃの構成を示す回路図。 変形例に係る音信号入力部３０Ｃの構成を示す回路図。 変形例に係る音信号出力部１０Ｄの構成を示す回路図。 変形例に係る音信号入力部３０Ｄの構成を示す回路図。

以下、図面を参照しながら本発明に係る実施の形態を説明する。以下に記載する実施の形態は、本発明の好適な具体例である。このため、本実施形態には、技術的に好ましい種々の限定が付されている。しかしながら、本発明の範囲は、以下の説明において特に本発明を限定する旨の記載がない限り、これらの形態に限られるものではない。

＜１．第１実施形態＞
本実施形態に係る信号伝送システム１Ａについて説明する。信号伝送システム１Ａは、例えば、車載用の音声通信システムに用いられる。図１Ａに、信号伝送システム１Ａの回路図を示す。信号伝送システム１Ａは、送信装置１００、第１ラインＬ１、第２ラインＬ２、及び受信装置２００を備える。同図に示す符号「Ｒｗ１」は第１ラインＬ１の等価抵抗を示し、符号「Ｒｗ２」は第２ラインＬ２の等価抵抗を示す。送信装置１００は、第１ラインＬ１を介して音信号Ｖを受信装置２００に送信する。本実施形態において音信号Ｖ（第１信号）はアナログ信号である。受信装置２００は音信号Ｖに基づいて出力音信号Ｖｏｕｔを生成する。第２ラインＬ２は、受信側グランドノードＮｒｇと音信号出力部１０Ａ（第１信号出力部）とを交流接続する。交流接続とは容量素子を介して接続することを意味する。受信側グランドノードＮｒｇには、受信装置２００のグランド電位である受信側グランド電位ＧＮＤ＿Ｒが印加される。送信側グランドノードＮｓｇには、送信装置１００のグランド電位である送信側グランド電位ＧＮＤ＿Ｓが印加される。

送信側グランド電位ＧＮＤ＿Ｓと受信側グランド電位ＧＮＤ＿Ｒとの間には、交流電位差Ｖｎが発生する場合がある。交流電位差Ｖｎは、例えば、出力音信号Ｖｏｕｔにデシタル処理を施すデジタル処理回路が受信装置２００に設けられおり、デジタル処理回路を流れた戻りの電流が受信装置２００から送信装置１００に流れ込む場合に発生する。あるいは、受信装置２００と送信装置１００を車体に接地した場合に、他の電装部品で発生する電流が車体を介して送信装置１００に流れ込む場合に発生する。交流電位差Ｖｎはノイズ電圧となる。さらに、受信側グランド電位ＧＮＤ＿Ｒと送信側グランド電位ＧＮＤ＿Ｓとの間には、交流電位差Ｖｎの他に直流電位差Ｖｇが発生する場合がある。受信装置２００の受信側グランド電位ＧＮＤ＿Ｒを基準とすると、送信装置１００の送信側グランド電位ＧＮＤ＿Ｓは、直流電位差Ｖｇに交流電位差Ｖｎが重畳したものになる。

送信装置１００は、音信号出力部１０Ａ（第１信号出力部）、送信側グランドノードＮｓｇ、データ信号送信部２０Ａ、抵抗素子Ｒｓ、第１送信側容量素子Ｃｓ１、及び第２送信側容量素子Ｃｓ２を備える。音信号出力部１０Ａは、第１ラインＬ１を介して音信号Ｖ（第１信号）を受信装置２００に向けて出力する。
データ信号送信部２０Ａは第２ラインＬ２を介してデータ信号Ｄ（第２信号）を送信装置１００から受信装置２００に向けて送信する。データ信号Ｄは、どのよう情報を示すものであってもよいが、例えば、送信装置１００の故障の有無を示すものであってもよい。

音信号出力部１０Ａには、入力音信号Ｖｉｎが供給されるとともに、第２ラインＬ２を介して受信側グランド電位ＧＮＤ＿Ｒが印加される。入力音信号Ｖｉｎは、送信側グランド電位ＧＮＤ＿Ｓを基準に生成されている。従って、受信側グランド電位ＧＮＤ＿Ｒを基準とすれば、入力音信号Ｖｉｎはノイズ電圧として作用する交流電位差Ｖｎが重畳している。音信号出力部１０Ａは、入力音信号Ｖｉｎから交流電位差Ｖｎをキャンセルして音信号Ｖを生成する。
音信号出力部１０Ａは、抵抗素子Ｒ１ｐ、Ｒ２ｐ、Ｒ１ｎ及びＲ２ｎ、並びにオペアンプ１１を備える。オペアンプ１１には、電源電位Ｖｄｄと送信側グランド電位ＧＮＤ＿Ｓが印加される。

抵抗素子Ｒ１ｐは、一方の端子が第２送信側容量素子Ｃｓ２に接続され、他方の端子がオペアンプ１１の正入力端子に接続される。換言すれば、オペアンプ１１の正入力端子は、抵抗素子ＰＲ１ｐ及第２ラインＬ２を介して受信側グランドノードＮｒｇと交流接続される。抵抗素子Ｒ２ｐは一方の端子がオペアンプ１１の正入力端子に接続され、他方の端子にバイアス電位Ｖｃｃが印加される。バイアス電位Ｖｃｃは電源電位Ｖｄｄの１／２である。従って、Ｖｃｃ＝Ｖｄｄ／２＋Ｖｇ＋Ｖｎ＋ＧＮＤ＿Ｒとなる。即ち、バイアス電位Ｖｃｃには、交流電位差Ｖｎが重畳されている。電源電位Ｖｄｄ及びバイアス電位Ｖｃｃは、図示せぬ電源によって生成される。抵抗素子Ｒ１ｎは、一方の端子に入力音信号Ｖｉｎが供給され、他方の端子がオペアンプ１１の負入力端子に接続される。抵抗素子Ｒ２ｎは一方の端子がオペアンプ１１の負入力端子に接続され、他方の端子がオペアンプ１１の出力端子に接続される。
抵抗素子Ｒ２ｐ及び抵抗素子Ｒ１ｐを流れる電流ｉ２によって、オペアンプ１１の正入力端子の電位が定まる。また、電流ｉ２は交流であり、抵抗素子Ｒ２ｐのバイアス電位Ｖｃｃが印加される端子と第２送信側容量素子Ｃｓ２が接続される抵抗素子Ｒ２ｐの端子との間には、Ｖｃｃ−ＧＮＤ＿Ｒの交流成分が印加される。Ｖｃｃ−ＧＮＤ＿Ｒ（＝Ｖｄｄ／２＋Ｖｇ＋Ｖｎ）の交流成分は、交流電位差Ｖｎとなる。従って、オペアンプ１１の正入力端子には、交流電位差Ｖｎが抵抗素子Ｒ２ｐと抵抗素子Ｒ１ｐで分圧された電圧が供給される。
ここで、抵抗素子Ｒ１ｐ及び抵抗素子Ｒ１ｎの抵抗値をｒ１、抵抗素子Ｒ２ｐ及び抵抗素子Ｒ２ｎの抵抗値をｒ２とし、交流成分に着目する。オペアンプ１１の正入力端子と負入力端子との間はイマジナリーショートが成立するので、以下に示す式（１）が成り立つ。
Ｖｉｎ−ｒ１・ｉ１＝ｒ２・ｉ２…（１）
また、入力インピーダンスの高いオペアンプ１１には電流が流れ込まないので、電流ｉ１及び電流ｉ２について以下に示す式（２）及び式（３）が成り立つ。
ｉ１＝（Ｖｉｎ−Ｖ）／（ｒ１＋ｒ２）…（２）
ｉ２＝Ｖｎ／（ｒ１＋ｒ２）…（３）
式（２）及び式（３）を式（１）に代入して整理すると、式（４）が得られる。
Ｖ＝ｒ２／ｒ１*（−Ｖｉｎ＋Ｖｎ）…（４）
抵抗値ｒ２と抵抗値ｒ１が等しいとすれば、式（５）が得られる。
Ｖ＝−Ｖｉｎ＋Ｖｎ…（５）
入力音信号Ｖｉｎは、送信側グランド電位ＧＮＤ＿Ｓを基準に生成されたものであるから、受信側グランド電位ＧＮＤ＿Ｒを基準とすれば、入力音信号Ｖｉｎには交流電位差Ｖｎが重畳している。式（５）から明らかなように、音信号Ｖは、入力音信号Ｖｉｎに重畳する交流電位差Ｖｎを打ち消したものとなる。
なお、より一般的には、抵抗素子Ｒ１ｐ、Ｒ１ｎ、Ｒ２ｐ及びＲ２ｎの抵抗値をｒ１ｐ、ｒ１ｎ、ｒ２ｐ及びｒ２ｎとしたとき、ｒ２ｐ／ｒ１ｐ＝ｒ２ｎ／ｒ１ｐが成立していれば、交流電位差Ｖｎを打ち消すことができる。
このように音信号出力部１０Ａにおいて、入力音信号Ｖｉｎが抵抗素子Ｒ１ｎを介してオペアンプ１１の負入力端子に供給され、交流電位差Ｖｎが、抵抗素子Ｒ２ｐ及び抵抗素子Ｒ１ｐを介してオペアンプ１１の正入力端子に印加される。

データ信号送信部２０Ａは、送信側ノードＮｓにおいて第２ラインＬ２と接続され、データ信号Ｄ(第２信号)の論理レベルに応じた大きさの直流電流を第２ラインＬ２に流すことによって送信装置１００からデータ信号Ｄを受信装置２００に向けて送信する。データ信号送信部２０Ａは、抵抗素子Ｒ２１、Ｒ２２、及びＲ２３、並びにトランジスタＱ１を備える。抵抗素子Ｒ２１は、送信側ノードＮｓとトランジスタＱ１のコレクタとの間に設けられる。トランジスタＱ１は、ＮＰＮ型である。抵抗素子Ｒ２２は、一方の端子がトランジスタＱ１のベースと接続され、他方の端子にデータ信号Ｄが供給される。抵抗素子Ｒ２３は、トランジスタＱ１のベースとエミッタとの間に設けられる。トランジスタＱ１は、データ信号Ｄの論理レベルがハイレベルの場合にオン状態となる一方、データ信号Ｄの論理レベルがローレベルの場合にオフ状態になる。トランジスタＱ１がオン状態になると、第２ラインＬ２の電位は抵抗素子Ｒ２１を介して送信側グランド電位ＧＮＤ＿Ｓにプルダウンされ、直流電流が第２ラインＬ２を流れる。一方、トランジスタＱ１がオフ状態になると、直流電流が第２ラインＬ２に流れない。よって、第２ラインＬ２に流れる直流電流を受信装置２００において検出すれば、データ信号Ｄを受信することができる。

次に、受信装置２００は、音信号入力部３０Ａ、データ信号受信部４０Ａ、第１受信側容量素子Ｃｒ１、第２受信側容量素子Ｃｒ２、及び受信側グランドノードＮｒｇを備える。音信号入力部３０Ａはバッファとして機能する。音信号入力部３０Ａは、抵抗素子Ｒ３１とオペアンプ３２とを備える。オペアンプ３２には、電源電位Ｖｄｄと受信側グランド電位ＧＮＤ＿Ｒとが印加される。抵抗素子Ｒ３１の一方の端子にはバイアス電位Ｖｃｃが印加され、他方の端子にはオペアンプ３２の正入力端子が接続される。また、オペアンプ３２の正入力端子は第１受信側容量素子Ｃｒ１と接続される。オペアンプ３２の正入力端子には抵抗素子Ｒ３１を介してバイアス電位Ｖｃｃが印加される。また、オペアンプ３２の負入力端子と正入力端子とが接続される。オペアンプ３２はボルテージフォロアとして機能する。オペアンプ３２は出力音信号Ｖｏｕｔをローインピーダンスで出力する。

データ信号受信部４０Ａは、第２ラインＬ２の受信側ノードＮｒと接続される。データ信号受信部４０Ａは、抵抗素子Ｒ４１とデータ信号生成部４２とを備える。抵抗素子Ｒ４１は、一方の端子に電源電位Ｖｄｄが印加され、他方の端子にデータ信号生成部４２が接続される。データ信号生成部４２は、抵抗素子Ｒ４１の他方の端子と受信側ノードＮｒとの間に設けられている。データ信号生成部４２は、抵抗素子Ｒ４２→受信側ノードＮｒ→第２ラインＬ２の経路で流れる直流電流の大きさを検出し、検出した直流電流の大きさを閾値と比較することによって、データ信号Ｄを生成する。

また、受信側ノードＮｒと受信側グランドノードＮｒｇとの間に第２受信側容量素子Ｃｒ２が設けられている。第２受信側容量素子Ｃｒ２、第２ラインＬ２、及び第２送信側容量素子Ｃｓ２を介して、受信側グランド電位ＧＮＤ＿Ｒが送信装置１００に入力される。

本実施形態では、第２ラインＬ２を介してデータ信号Ｄを送信装置１００から受信装置２００に送信する。データ信号Ｄの論理レベルがローレベルとなりトランジスタＱ１がオフ状態であれば、第２ラインＬ２と送信側グランドノードＮｓｇは分離されている。この状態では、交流電位差Ｖｎが第２ラインＬ２を介して音信号出力部１０Ａに印加されることはない。しかしながら、データ信号Ｄの論理レベルがハイレベルとなりトランジスタＱ１がオン状態になると、交流電位差Ｖｎがノイズ電圧として第２ラインＬ２に混入する。

図１Ｂに送信側グランドノードＮｓｇから第２ラインＬ２側を見たときの交流成分の等価回路を示す。同図において、第２ラインＬ２の等価抵抗Ｒｗ２の抵抗値は、約０．３Ωであり、他の素子と比較して抵抗値が小さく無視できる。また、抵抗素子Ｒ１ｐ及び抵抗素子Ｒ２ｐの抵抗値は、抵抗素子Ｒ４１の抵抗値と比較して充分大きいので無視できる。従って、送信側グランドノードＮｓｇから第２ラインＬ２側を見たときの交流成分の実質的な等価回路は図１Ｃに示すものとなる。

ここで、第２受信側容量素子Ｃｒ２のインピーダンスが充分大きく、第２ラインＬ２からデータ信号送信部２０Ａを見たときの第１インピーダンス（抵抗素子Ｒ２１の抵抗値）をＺ１、第２ラインＬ２からデータ信号受信部４０Ａを見たときの第２インピーダンス（抵抗素子Ｒ４１の抵抗値）をＺ２とすれば、送信ノードＮｓに混入するノイズ電圧Ｖｘは、交流電位差Ｖｎを第１インピーダンスＺ１と第２インピーダンスＺ２とで分圧したものとなる。即ち、Ｖｘ＝Ｖｎ*Ｚ２／（Ｚ１＋Ｚ２）となる。

従って、混入するノイズ電圧Ｖｘを小さくするためには、第１インピーダンスＺ１が第２インピーダンスＺ２よりも大きいことが好ましい。より好ましくは、Ｚ２／Ｚ１＜０．２であることが好ましい。例えば、抵抗素子Ｒ２１の抵抗値が４.７ｋΩ、抵抗素子Ｒ４１の抵抗値が６８０Ωであれば、ノイズ電圧Ｖｘを小さくする条件を充足する。また、第２受信側容量素子Ｃｒ２の容量値を大きくして第２受信側容量素子Ｃｒ２のインピーダンスを下げることは、周波数が高くなると抵抗素子Ｒ４１の抵抗値を下げることと等価であり、音声帯域でのノイズ電圧Ｖｘの混入を抑えるのに有効である。

次に、比較例を参照しながら、信号伝送システム１ＡにおけるＣＭＲＲ（Common Mode Rejection Ratio）について説明する。図３に示す比較例の信号伝送システム１Ｚは、第１ラインＬ１を介してデータ信号Ｄを送信装置１００から受信装置２００に向けて送信する点で、第２ラインＬ２を介してデータ信号Ｄを送信する信号伝送システム１Ａと相違する。

信号伝送システム１Ｚでは、音信号出力部１０Ａから出力される音信号Ｖは、交流電位差Ｖｎがキャンセルされている。しかしながら、トランジスタＱ１がオン状態になると、交流電位差Ｖｎが送信側グランドノードＮｓｇ→トランジスタＱ１→抵抗素子Ｒ２１の経路で第１ラインＬ１に混入する。抵抗素子Ｒｓ及び第１送信側容量素子Ｃｓ１のインピーダンスを小さくすれば、第１ラインＬ１に混入する交流電位差Ｖｎを低減することができる。しかしながら、第１ラインＬ１は容量成分を有するので、音信号出力部１０Ａの負荷は容量性となる。音信号出力部１０Ａの発振を防止し、動作の安定性を確保するために、抵抗素子Ｒｓの抵抗値を小さくすることには限界がある。従って、抵抗素子Ｒｓ及び第１送信側容量素子Ｃｓ１のインピーダンスを調整しても、第１ラインＬ１に混入する交流電位差Ｖｎを十分低減することができない。

また、トランジスタＱ１がオン状態の場合に、第１ラインＬ１に音信号Ｖが供給されると、抵抗素子Ｒ４１に流れる電流が音信号Ｖによって変調される。
ここで、信号伝送システム１Ａにおいて、抵抗素子Ｒ４１に流れる電流を「ｉ１０」、音信号出力部３０Ａから出力される音信号を「Ｖａ」とする。また、信号伝送システム１Ｚの抵抗素子Ｒ４１を流れる電流を「ｉ２０」、音信号出力部３０Ａから出力される音信号を「Ｖｂ」とする。図３に電流ｉ１０、電流ｉ２０、音信号Ｖａ、及び音信号Ｖｂのシミュレーションの結果を示す。但し、抵抗素子Ｒｓの抵抗値を４７Ω、等価抵抗Ｒｗ１の抵抗値を０．３Ω、抵抗素子Ｒ３１の抵抗値を１００ｋΩ、抵抗素子Ｒ２１の抵抗値を４．７ｋΩ、抵抗素子Ｒ４１の抵抗値を６８０Ω、音信号Ｖを１ｋＨｚ／１Ｖｐｅａｋ、交流電位差Ｖｎを３ｋＨｚ／０.３Ｖｐｅａｋとし、抵抗素子Ｒ１ｐ、Ｒ２ｐ、Ｒ１ｎ及びＲ２ｎの誤差を０.０１％とし、差動増幅のバランスが最も悪い条件とする。同図に示すように、信号伝送システム１Ｚでは、抵抗素子Ｒ４１に流れる電流ｉ２０が、音信号Ｖのレベルが最小の場合に約２ｍＡ、音信号Ｖのレベルが最大の場合約０ｍＡとなってしまう。このため、信号伝送システム１Ｚではデータ信号生成部４２において、電流ｉ２０の交流成分を低減させるフィルタリングが必要となる。

これに対して、信号伝送システム１Ａでは、第２ラインＬ２に印加される交流電位差Ｖｎによって抵抗素子Ｒ４１に流れる電流ｉ１０が変調されるが、交流電位差Ｖｎの振幅は音信号Ｖの振幅と比較して１／１０程度であり小さい。よって、電流ｉ１０の振幅は小さくなるから、フィルタリングしなくてもデータ信号Ｄを生成することができる。
次に、図４にＣＭＲＲのシミュレーションの結果を示す。同図において縦軸は、入力音信号Ｖｉｎに重畳する交流電位差Ｖｎの大きさを「ｅｉ」、出力音信号Ｖｏｕｔに重畳する交流電位差Ｖｎの大きさを「ｅｏ」としたときのＣＭＲＲを２０Ｌｏｇ（ｅｏ／ｅｉ）で表したものである。比較例のＣＭＲＲの周波数特性Ｆｘと比較して、第１実施形態のＣＭＲＲの周波数特性Ｆ１は、３ｋＨｚ以上の高域において約３０ｄＢ高くなる。

なお、上述した第１実施形態では、データ信号送信部２０Ａを送信装置１００に設け、データ信号受信部４０Ａを受信装置２００に設けて、送信装置１００から受信装置２００に向けてデータ信号Ｄを送信した。しかし、データ信号送信部２０Ａを受信装置２００に設け、データ信号受信部４０Ａを送信装置１００に設けて、受信装置２００から送信装置１００に向けてデータ信号Ｄを送信してもよい。
図５Ａに第１実施形態の変形例に係る信号伝送システム１Ｂの回路図を示す。同図に示すようにデータ信号送信部２０Ａは受信側ノードＮｒに接続され、データ信号受信部４０Ａは送信側ノードＮｓに接続される。

図５Ｂに、データ信号Ｄの論理レベルがローレベルの場合に、電源電位Ｖｄｄが印加される抵抗素子Ｒ４１の一方の端子から送信側ノードＮｓを見たときの交流成分の等価回路を示す。同図において、第２ラインＬ２の等価抵抗Ｒｗ２の抵抗値は、約０．３Ωであり、抵抗素子Ｒ４１の抵抗値（例えば、４．７ｋΩ）と比較して極めて小さい。従って、データ信号Ｄがローレベルで、トランジスタＱ１がオフ状態であればノイズ電圧Ｖｘは第２ラインＬ２に殆ど混入しない。

図５Ｃに、データ信号Ｄの論理レベルがハイレベルの場合に、電源電位Ｖｄｄが印加される抵抗素子Ｒ４１の一方の端子から送信側ノードＮｓを見たときの交流成分の等価回路を示す。同図において、等価抵抗Ｒｗ２の抵抗値は十分小さく、抵抗素子Ｒ１ｐ及び抵抗素子Ｒ２ｐの抵抗値は、抵抗素子Ｒ４１の抵抗値と比較して充分大きいので無視することができる。従って、電源電位Ｖｄｄが印加される抵抗素子Ｒ４１の一方の端子から送信側ノードＮｓを見たときの交流成分の実質的な等価回路は図５Ｄに示すものとなる。

ここで、第２受信側容量素子Ｃｒ２のインピーダンスが充分大きく、第２ラインＬ２からデータ信号送信部２０Ａを見たときの第１インピーダンス（抵抗素子Ｒ２１の抵抗値）をＺ１、第２ラインＬ２からデータ信号受信部４０Ａを見たときの第２インピーダンス（抵抗素子Ｒ４１の抵抗値）をＺ２とすれば、送信ノードＮｓに混入するノイズ電圧Ｖｘは、交流電位差Ｖｎを第２インピーダンスＺ２と第１インピーダンスＺ１とで分圧したものとなる。即ち、Ｖｘ＝Ｖｎ*Ｚ１／（Ｚ１＋Ｚ２）となる。

混入するノイズ電圧Ｖｘを小さくするためには、第２インピーダンスＺ２が第１インピーダンスＺ１よりも大きいことが好ましい。例えば、抵抗素子Ｒ４１の抵抗値を４.７ｋΩ、抵抗素子Ｒ２１の抵抗値を６８０Ωに設定すればよい。また、第２受信側容量素子Ｃｒ２の容量値を大きくして第２受信側容量素子Ｃｒ２のインピーダンスを下げることは、周波数が高くなると抵抗素子Ｒ２１の抵抗値を下げることと等価であり、音声帯域でのノイズ電圧Ｖｘの混入を抑えるのに有効である。

＜２．第２実施形態＞
次に、第２実施形態に係る信号伝送システム１Ｃについて説明する。図６に第２実施形態に係る信号伝送システム１Ｃの回路図を示す。信号伝送システム１Ｃは、データ信号送信部２０Ａの替わりにデータ信号送信部２０Ｂを用いる点を除いて、図１Ａを参照して説明した第１実施形態の信号伝送システム１Ａと同様に構成されている。

データ信号送信部２０Ｂは、トランジスタＱ１のベースと送信側グランドノードＮｓｇとの間に直列に接続されたダイオードｄ１及びダイオードｄ２を備える。トランジスタＱ１のベースには、抵抗素子Ｒ２２の一方の端子が接続されており、抵抗素子Ｒ２２の他方の端子にはデータ信号Ｄが供給される。また、トランジスタＱ１のエミッタと送信側グランドノードＮｓｇとの間に抵抗素子Ｒ２４が設けられており、送信側ノードＮｓとトランジスタＱ１のコレクタとが接続される。データ信号Ｄの論理レベルがハイレベルになると、トランジスタＱ１がオン状態となり、定電流が送信側ノードＮｓから送信側グランドノードに向けて流れる。一方、データ信号Ｄの論理レベルがローレベルになると、トランジスタＱ１がオフ状態となり、送信側ノードＮｓから送信側グランドノードに向けて電流が流れない。これにより、第２ラインＬ２に流れる直流電流の大きさをデータ信号Ｄの論理レベルに応じて制御することができる。

データ信号送信部２０Ｂでは、定電流回路を採用するので、第２ラインＬ２からデータ信号送信部２０Ｂを見たときの第１インピーダンスＺ１は、第１実施形態の信号伝送システム１Ａにおいて第２ラインＬ２からデータ信号送信部２０Ａを見たときの第１インピーダンスＺ１と比較して高くなる。これにより、信号伝送システム１Ｃは、信号伝送システム１Ａと比較してＣＭＲＲを改善することができる。特に、低域周波数において、第２受信側容量素子Ｃｒ２のインピーダンスに対して第１インピーダンスＺ１を高くすることができるので、低域周波数のＣＭＲＲを改善することができる。

図４に示すように、第２実施形態のＣＭＲＲの周波数特性Ｆ２は、第１実施形態のＣＭＲＲの周波数特性Ｆ１より改善されており、特に１００Ｈｚ以下の周波数においてＣＭＲＲが約２１ｄＢ高くなる。

＜３．第３実施形態＞
上述した第２実施形態では定電流回路を含むデータ信号送信部２０Ｂ及びデータ信号受信部４０Ａを第２ラインＬ２に接続したが、第３実施形態では、データ信号送信部２０Ｂ及びデータ信号受信部４０Ａを第１ラインＬ１に接続して、データ信号Ｄを送信装置１００から受信装置２００に向けて送信する。

図７に第３実施形態に係る信号伝送システム１Ｄの回路図を示す。同図に示すように定電流回路を有するデータ信号送信部２０Ｂは第１ラインＬ１に接続されている。図２に示す比較例の信号伝送システム１Ｚでは、第１ラインＬ１からデータ信号送信部２０Ａと見たときのインピーダンスは、抵抗素子Ｒ２１の抵抗値で定められた。第１ラインＬ１に流れる直流電流を用いてデータ信号Ｄを送信する場合、受信装置２００のデータ信号受信部４０Ａにおいてデータ信号Ｄの論理レベルを判別するためには、データ信号Ｄの論理レベルがハイレベルの場合に約１ｍＡの直流電流を第１ラインＬ１に流すことが好ましい。このため、抵抗素子Ｒ２１の抵抗値を大きくするには限界があった。

交流電位差Ｖｎは、第１ラインＬ１からデータ信号送信部２０Ｂを見たときの第１インピーダンスと抵抗素子Ｒｓとで分圧されて、第１ラインＬ１に混入する。信号伝送システム１Ｄではデータ信号送信部２０Ｂに定電流回路を採用するので、第１ラインＬ１からデータ信号送信部２０Ｂを見たときの第１インピーダンスを高くすることができる。よって、信号伝送システム１Ｄは信号伝送システム１Ｚと比較してＣＭＲＲを高くできる。

第３実施形態のＣＭＲＲの周波数特性Ｆ３は、第１実施形態のＣＭＲＲの周波数特性Ｆ１より改善されており、第２実施形態のＣＭＲＲと同程度である。但し、信号伝送システム１Ｚと同様に、抵抗素子Ｒ４１に流れる電流が音信号Ｖによって変調される。

＜４．第４実施形態＞
上述した第１乃至第３実施形態は、音信号出力部１０Ａにおいて入力音信号Ｖｉｎから交流電位差Ｖｎをキャンセルして音信号Ｖを生成した。これに対して、第４実施形態に係る信号伝送システム１Ｅは、受信装置２００において交流電位差Ｖｎをキャンセルした音信号Ｖを生成する。

図８Ａに第４実施形態に係る信号伝送システム１Ｅの回路図を示す。信号伝送システム１Ｅは、送信装置１００において音信号出力部１０Ａの替わりに音信号出力部１０Ｂ（第１信号出力部）を用いる点、受信装置２００において音信号入力部３０Ａの替わりに音信号入力部３０Ｂを用いる点、及びデータ信号受信部４０Ａの替わりにデータ信号受信部４０Ｂを用いる点を除いて、第１実施形態の信号伝送システム１Ａと同様に構成されている。

音信号出力部１０Ｂは音信号入力部３０Ａと同様に構成されている。また、音信号入力部３０Ｂは、オペアンプ１１の出力端子と負入力端子との間に抵抗素子Ｒ３ｎが追加された点を除いて、音信号出力部１０Ａと同様に構成されている。抵抗素子Ｒ３ｎの抵抗値は、抵抗素子Ｒｓ及び等価抵抗Ｒｗ１の合計抵抗値と等しい。また、抵抗素子Ｒ３ｎ及び抵抗素子Ｒ２ｎの合計抵抗値と、抵抗素子Ｒｓ、等価抵抗Ｒｗ１、及び抵抗素子Ｒ１ｎの合計抵抗値とが等しくなる。この結果、反転増幅のゲインを「１」とすることができる。

データ信号受信部４０Ｂは、送信側グランドノードＮｓｇと音信号入力部３０Ｂとを交流接続する第２ラインＬ２に接続される。また、データ信号受信部４０Ｂは、データ信号Ｄの論理レベルがハイレベルの場合に定電流を第２ラインＬ２に向けて流す定電流回路を備える。具体的には、データ信号受信部４０Ｂは、ＰＮＰ型のトランジスタＱ２、抵抗素子Ｒ４２、抵抗素子Ｒ４３、ダイオードｄ３及びダイオードｄ４、並びにデータ信号生成部４２を備える。抵抗素子Ｒ４２の一方の端子はトランジスタＱ２のエミッタと接続され、他方の端子は電源電位Ｖｄｄが印加される電源ノードＮｄと接続される。電源ノードＮｄとトランジスタＱ２のベースとの間にはダイオードｄ３及びダイオードｄ４が直列に接続される。また、トランジスタＱ２のベースと受信側グランドノードＮｒｇとの間には抵抗素子Ｒ４３が設けられている。更に、データ信号生成部４２は、トランジスタＱ２のコレクタと受信側ノードＮｒとの間に設けられている。
データ信号受信部４０Ｂにおいて、データ信号生成部４２を除いた素子によって、定電流回路が構成される。データ信号生成部４２は、トランジスタＱ２のコレクタから受信側ノードＮｒを介して第２ラインＬ２を流れる直流電流の大きさを検出し、検出結果を閾値と比較することによってデータ信号Ｄを生成する。

以上の構成において、送信装置１００の音信号出力部１０Ｂはバッファとして機能する。音信号出力部１０Ｂは、交流電位差Ｖｎが重畳した音信号Ｖを抵抗素子Ｒｓ及び第１送信側容量素子Ｃｓ１を介して第１ラインＬ１に出力する。
一方、受信装置２００の音信号入力部３０Ｂには、第１ラインＬ１を介して音信号Ｖが入力され、第２ラインＬ２を介して送信側グランド電位ＧＮＤ＿Ｓが印加される。そして、オペアンプ１１の正入力端子には、交流電位差Ｖｎが抵抗素子Ｒ２ｐ及び抵抗素子Ｒ１ｐで分圧されて印加される。上述したように音信号Ｖには交流電位差Ｖｎが重畳しているが、音信号入力部３０Ｂを構成する差動増幅回路によって、音信号Ｖから交流電位差Ｖｎがキャンセルされ、出力音信号Ｖｏｕｔが生成される。これにより、ＣＭＲＲを高くできる。

また、第４実施形態において、データ信号Ｄの論理レベルがハイレベルとなりトランジスタＱ１がオン状態になると、第１実施形態と同様に交流電位差Ｖｎが第２ラインＬ２に混入する。第２ラインＬ２からデータ信号送信部２０Ａを見たときの第１インピーダンスＺ１（抵抗素子Ｒ２１の抵抗値）、第２ラインＬ２からデータ信号受信部４０Ｂを見たときの第２インピーダンスＺ２（定電流回路のインピーダンス）と用いて、送信ノードＮｓに混入するノイズ電圧Ｖｘを表すと、ノイズ電圧Ｖｘは、交流電位差Ｖｎを第１インピーダンスＺ１と第２インピーダンスＺ２とで分圧したものとなり、Ｖｘ＝Ｖｎ*Ｚ１／（Ｚ１＋Ｚ２）となる。

従って、交流電位差Ｖｎをキャンセルするための構成（この例では、音信号入力部３０Ｂ）が受信装置２００に設けられた信号伝送システム１Ｅにおいて、混入するノイズ電圧Ｖｘを小さくするためには、第２インピーダンスＺ２が第１インピーダンスＺ１よりも大きいことが好ましい。また、第２送信側容量素子Ｃｓ２の容量値を大きくして第２送信側容量素子Ｃｓ２のインピーダンスを下げることは、周波数が高くなると抵抗素子Ｒ２１の抵抗値を下げることと等価であり、音声帯域でのノイズ電圧Ｖｘの混入を抑えるのに有効である。

なお、上述した第４実施形態では、データ信号送信部２０Ａを送信装置１００に設け、データ信号受信部４０Ｂを受信装置２００に設けて、送信装置１００から受信装置２００に向けてデータ信号Ｄを送信した。しかし、受信装置２００から送信装置１００に向けてデータ信号Ｄを送信してもよい。

図８Ｂに第４実施形態の第１変形例に係る信号伝送システム１Ｆのブロック図を示す。信号伝送システム１Ｆは、送信装置１００においてデータ信号送信部２０Ａの替わりに第１実施形態で説明したデータ信号受信部４０Ａ（詳細には図１参照）を用いる点、及び受信装置２００においてデータ信号受信部４０Ｂの替わりに第２実施形態で説明したデータ信号送信部２０Ｂ（詳細には図６参照）を用いる点を除いて、信号伝送システム１Ｅと同様に構成されている。

データ信号送信部２０Ｂは定電流回路を有するので、第２ラインＬ２からデータ信号送信部２０Ｂを見たときのインピーダンスは大きい。信号伝送システム１Ｆにおいて、第２ラインＬ２からデータ信号送信部２０Ｂ（第２通信部）を見たときの第２インピーダンスは、第２ラインＬ２からデータ信号受信部４０Ａ（第１通信部）を見たときの第１インピーダンスより高い。従って、データ信号Ｄの論理レベルがハイレベルの場合にデータ信号受信部４０Ａを介して第２ラインＬ２に混入するノイズ電圧を抑圧することができる。

また、上述した第４実施形態では、第２ラインＬ２を用いてデータ信号Ｄを送信したが、第１ラインＬ１を用いて受信装置２００から送信装置１００にデータ信号Ｄを送信してもよい。

図８Ｃに第４実施形態の第２変形例に係る信号伝送システム１Ｇのブロック図を示す。信号伝送システム１Ｇは、送信装置１００においてデータ信号受信部４０Ａが第２ラインＬ２の替わりに第１ラインＬ１に接続された点、及び受信装置２００においてデータ信号送信部２０Ｂが第２ラインＬ２の替わりに第１ラインＬ１に接続された点を除いて、信号伝送システム１Ｆと同様に構成されている。

信号伝送システム１Ｇおいて、第１ラインＬ１からデータ信号送信部２０Ｂ（第２通信部）を見たときの第２インピーダンスは、第１ラインＬ１からデータ信号受信部４０Ａ（第１通信部）を見たときの第１インピーダンスより高い。従って、データ信号Ｄの論理レベルがハイレベルの場合にデータ信号受信部４０Ａを介して第１ラインＬ１に混入するノイズ電圧を抑圧することができる。

信号伝送システム１Ｇでは、受信装置２００から送信装置１００に向けてデータ信号Ｄを送信したが、送信装置１００から受信装置２００に向けてデータ信号Ｄを送信してもよい。図８Ｄに第４実施形態の第３変形例に係る信号伝送システム１Ｈのブロック図を示す。信号伝送システム１Ｈは、データ信号受信部４０Ａの替わりにデータ信号送信部２０Ａを用いる点、及びデータ信号送信部２０Ｂの替わりにデータ信号受信部４０Ｂを用いる点を除いて、信号伝送システム１Ｇと同様に構成されている。
信号伝送システム１Ｈにおいて、第１ラインＬ１からデータ信号受信部４０Ｂ（第２通信部）を見たときの第２インピーダンスは、第１ラインＬ１からデータ信号送信部２０Ａ（第１通信部）を見たときの第１インピーダンスより高い。従って、データ信号Ｄの論理レベルがハイレベルの場合にデータ信号送信部２０Ａを介して第１ラインＬ１に混入するノイズ電圧を抑圧することができる。

＜５．変形例＞
本発明は、上述した実施形態に限定されるものではなく、以下に述べる各種の変形が可能である。また、各変形例と実施形態とは適宜相互に組み合わされてもよい。
（１）上述した第１実施形態及び第１実施形態の変形例、第２実施形態、並びに第３実施形態において、音信号出力部１０Ａには入力音信号Ｖｉｎが入力される。ここで、入力音信号Ｖｉｎを音信号出力部１０Ａに供給するバッファ回路の出力インピーダンスの周波数特性が高域周波数で低くなることがある。そのような場合には、交流電位差Ｖｎを入力する側にバッファ回路と同じ周波数特性を有する素子を備えることが、ＣＭＲＲを低下させない観点から好ましい。
図９は、変形例に係る音信号出力部１０Ａの周辺構成を示す回路図である。この例では、バッファ回路５０Ａは入力音信号Ｖｉｎをローインピーダンスで、音信号出力部１０Ａに供給する。バッファ回路５０Ａにおいて、オペアンプ５２の出力端子と負入力端子とが接続され、オペアンプ５２の正入力端子は抵抗素子Ｒ５１を介してバイアス電位Ｖｃｃにバイアスされている。オペアンプ５２はボルテージフォロアとして機能する。しかし、オペアンプ５２のゲインの周波数特性が高域周波数で低下すると、高域周波数においてバッファ回路５０Ａの出力インピーダンスが高くなる。

交流電位差Ｖｎを音信号出力部１０Ａへ供給する側のインピーダンスが低域周波数においてバッファ回路５０Ａの出力インピーダンスと一致していても、高域周波数において不一致になると、高域周波数のＣＭＲＲが低下する。そこで、変形例では、交流電位差Ｖｎを入力するオペアンプ１１の正入力端子側にインダクタ１２を追加した。具体的には、インダクタ１２を介してバイアス電位Ｖｃｃを抵抗素子Ｒ２ｐに供給している。インダクタ１２は周波数が高くなると、インピーダンスが高くなる。従って、インダクタ１２のインダクタンス値を調整することによって、高域周波数のＣＭＲＲを改善することができる。
交流電位差Ｖｎを高い精度でキャンセルする条件をより一般的に考えると、以下のようになる。音信号出力部１０Ａのオペアンプ１１に着目すると、オペアンプ１１の正入力端子から第２ラインＬ２の側を見たときのインピーダンスをＺ１ｐ、正入力端子からバイアス電位Ｖｃｃを印加する側を見たときのインピーダンスをＺ２ｐ、負入力端子から入力音信号Ｖｉｎを供給する側を見たときのインピーダンスをＺ１ｎ、負入力端子から出力端子を見たときのインピーダンスをＺ２ｎとしたとき、Ｚ２ｐ／Ｚ１ｐと、Ｚ２ｎ／Ｚ１ｎとが略等しい場合に、交流電位差Ｖｎを高い精度でキャンセルすることができる。

また、上述した第４実施形態及び第４実施形態の変形例において、バッファ回路として機能する送信装置１００の音信号出力部１０Ｂの出力インピーダンスの周波数特性が高域周波数で低くなることがある。そのような場合には、音信号出力部３０Ｂにおいて交流電位差Ｖｎを入力する側にバッファ回路と同じ周波数特性を有する素子を備えることが、ＣＭＲＲを低下させない観点から好ましい。
具体的には、図８Ａにおいて、オペアンプ１１の正入力端子側にインダクタ１２を追加し、インダクタ１２を介してバイアス電位Ｖｃｃを抵抗素子Ｒ２ｐに供給すればよい。音信号出力部１０Ｂのオペアンプ３２のゲインが高域周波数で低下すると、高域周波数において音信号出力部１０Ｂの出力インピーダンスが高くなる。インダクタ１２は周波数が高くなると、インピーダンスが高くなる。従って、インダクタ１２のインダクタンス値を調整することによって、高域周波数のＣＭＲＲを改善することができる。
上述した音信号出力部１０Ａのオペアンプ１１と同様に音信号入力部３０Ｂのオペアンプ１１に着目すると、オペアンプ１１の正入力端子から第２ラインＬ２の側を見たときのインピーダンスをＺ１ｐ、正入力端子からバイアス電位Ｖｃｃを印加する側を見たときのインピーダンスをＺ２ｐ、負入力端子から音信号Ｖを供給する側を見たときのインピーダンスをＺ１ｎ、負入力端子から出力端子を見たときのインピーダンスをＺ２ｎとしたとき、Ｚ２ｐ／Ｚ１ｐと、Ｚ２ｎ／Ｚ１ｎとが略等しい場合に、交流電位差Ｖｎを高い精度でキャンセルすることができる。

（２）上述した第１実施形態及び第１実施形態の変形例、第２実施形態、並びに第３実施形態において、入力音信号Ｖｉｎはシングルエンド形式であったが、入力音信号Ｖｉｎは差動形式であってもよい。
図１０Ａは、変形例に係る音信号出力部１０Ｃの周辺構成を示す回路図である。音信号出力部１０Ｃ（第１信号出力部）は、バッファ回路５０Ａ、バッファ回路５０Ｂ、差動信号生成部６０、及び音信号出力部１０Ａを備える。差動信号生成部６０は、入力音信号Ｖｉｎにもとづいて、正相信号Ｖ１と正相信号Ｖ１を反転した逆相信号Ｖ２を生成する。正相信号Ｖ１は容量素子Ｃｐを介してバッファ回路５０Ｂに入力され、逆相信号Ｖ２は容量素子Ｃｎを介してバッファ回路５０Ａに入力される。

バッファ回路５０Ｂとバッファ回路５０Ａの構成は同一である。従って、バッファ回路５０Ｂの出力インピーダンスの周波数特性とバッファ回路５０Ａの出力インピーダンスの周波数特性は、素子の抵抗値、素子の容量値などのバラツキによって僅かな相違があるが、略等しい。例えば、素子の抵抗値が０．１％のバラツキを有する場合が該当する。
ここで、バッファ回路５０Ａのオペアンプ５２ａとバッファ回路５０Ｂのオペアンプ５２ｂは同一のウエハから得られたものであることが、周波数特性を揃える観点から好ましい。バッファ回路５０Ｂから出力される正相信号Ｖ１は抵抗素子Ｒ２ｐを介してオペアンプ１１の正入力端子に供給され、バッファ回路５０Ａから出力される逆相信号Ｖ２は抵抗素子Ｒ１ｎを介してオペアンプ１１の負入力端子に供給される。また、オペアンプ１１の正入力端子には、抵抗素子Ｒ１ｐを介して受信側グランド電位ＧＮＤ＿Ｒが供給される。正相信号Ｖ１及び逆相信号Ｖ２には、交流電位差Ｖｎが同相ノイズとして重畳している。
正相信号Ｖ１が供給されるオペアンプ１１の正入力端子から入力側を見たインピーダンスの周波数特性と、逆相信号Ｖ２が供給されるオペアンプ１１の負入力端子から入力側を見たインピーダンスの周波数特性とが略等しい。この結果、オペアンプ５２ａ及びオペアンプ５２ｂのゲインの周波数特性が高域で低下しても、高域周波数においてＣＭＲＲが低下することを抑制できる。
なお、抵抗素子Ｒ１ｎを介してオペアンプ１１の負入力端子に正相信号Ｖ１を供給し、抵抗素子Ｒ２ｐを介してオペアンプ１１の正入力端子に逆相信号Ｖ２を供給してもよい。

また、上述した第４実施形態及び第４実施形態の変形例において、音信号入力部３０Ｂに供給される音信号Ｖはシングルエンド形式であったが、音信号Ｖは差動形式で音信号入力部３０Ｂに供給されてもよい。
図１０Ｂは、変形例に係る音信号入力部３０Ｃの周辺構成を示す回路図である。音信号入力部３０Ｃは、バッファ回路５０Ａ、バッファ回路５０Ｂ、差動信号生成部６０、及び音信号入力部３０Ｂを備える。音信号入力部３０Ｃは、図１０Ａを参照して説明した音信号出力部１０Ｃと同様に、この結果、オペアンプ５２ａ及びオペアンプ５２ｂのゲインの周波数特性が高域で低下しても、高域周波数においてＣＭＲＲが低下することを抑制できる。

（３）図１０Ａを参照して説明した第１実施形態及び第１実施形態の変形例、第２実施形態、並びに第３実施形態に関する変形例では、バッファ回路５０Ｂ及びバッファ回路５０Ａから差動形式で入力音信号Ｖｉｎを音信号出力部１０Ａに供給したが、バッファ回路５０Ｂからバイアス電位Ｖｃｃを出力し、バッファ回路５０Ａからシングルエンド形式の入力音信号Ｖｉｎを出力してもよい。
図１１Ａは、変形例に係る音信号出力部１０Ｄの構成を示す回路図である。音信号出力部１０Ｄ（第１信号出力部）において、バッファ回路５０Ｂのオペアンプ５２ｂの正入力端子は、抵抗素子Ｒ５１を介してバイアス電位Ｖｃｃにバイアスされている。従って、バッファ回路５０Ｂはバイアス電位Ｖｃｃを出力する。
バッファ回路５０Ｂの出力インピーダンスの周波数特性とバッファ回路５０Ａの出力インピーダンスの周波数特性は略等しい。ここで、バッファ回路５０Ａのオペアンプ５２ａとバッファ回路５０Ｂのオペアンプ５２ｂは同一のウエハから得られたものであることが、周波数特性を等しくする観点から好ましい。バッファ回路５０Ｂから出力されるバイアス電位Ｖｃｃは抵抗素子Ｒ２ｐを介してオペアンプ１１の正入力端子に供給され、バッファ回路５０Ａから出力される入力音信号Ｖｉｎは抵抗素子Ｒ１ｎを介してオペアンプ１１の負入力端子に供給される。交流電位差Ｖｎが重畳したバイアス電位Ｖｃｃが供給されるオペアンプ１１の正入力端子から入力側を見たインピーダンスの周波数特性と、交流電位差Ｖｎが重畳した入力音信号Ｖｉｎが供給されるオペアンプ１１の負入力端子から入力側を見たインピーダンスの周波数特性とを略同一にすることができる。この結果、オペアンプ５２ａ及びオペアンプ５２ｂのゲインの周波数特性が高域で低下しても、高域周波数においてＣＭＲＲの低下を低減することができる。

また、上述した音信号入力部３０Ｃ（図１０Ｂ参照）では、バッファ回路５０Ｂ及びバッファ回路５０Ａから差動形式で音信号Ｖを音信号入力部３０Ｂに供給したが、バッファ回路５０Ｂからバイアス電位Ｖｃｃを出力し、バッファ回路５０Ａからシングルエンド形式の音信号Ｖを出力してもよい。
図１１Ｂは、変形例に係る音信号入力部３０Ｄの構成を示す回路図である。音信号入力部３０Ｄは、バッファ回路５０Ａ、バッファ回路５０Ｂ、及び音信号入力部３０Ｂを備える。音信号入力部３０Ｄは、図１１Ａを参照して説明した音信号出力部１０Ｄと同様に、オペアンプ５２ａ及びオペアンプ５２ｂのゲインの周波数特性が高域で低下しても、高域周波数においてＣＭＲＲが低下することを抑制できる。

（４）上述した各実施形態では、バイポーラ型のトランジスタを例示して説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、ユニポーラ型のトランジスタを用いてもよい。例えば、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタの替わりに、Ｎチャネルの電界効果トランジスタを用いてもよい。また、ＰＮＰ型のバイポーラトランジスタの替わりに、Ｐチャネルの電界効果トランジスタを用いてもよい。

（５）上述した各実施形態では、第１ラインＬ１及び第２ラインＬ２を用いて伝送する伝送信号の一例として、アナログの音信号を例示して説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。伝送信号は、例えば、デジタル信号であってもよいし、アナログの映像信号であってもよいし、デジタルの音信号であってもよい。即ち、第１ラインＬ１を用いてアナログ信号又はデジタル信号の第１信号を送信装置１００から受信送信２００に送信するものであってもよい。

（６）上述した各実施形態では、データ信号Ｄは２値の論理レベルを表すものであったが、３値以上の直流電流を制御してもよい。この場合、データ信号送信部２０Ａ及び２０Ｂは、定電流源を組み合わせて、伝送すべきデータ信号に応じた直流電流を出力するように構成してもよい。また、データ信号送信部２０Ａ及び２０Ｂは、Ｒ−２Ｒ型のラダー抵抗を用いたＤＡ変換器で構成してもよい。このＤＡ変換器はで電圧を入力し、３値以上の直流電流を出力する。

（７）上述した各実施形態の信号伝送システム１Ａ、１Ｂ、１Ｃ、１Ｄ及び１Ｅは、車両における緊急通報システムに適用することができる。緊急通報システムは、車両で緊急事態が発生した場合に車両と管理センタとの間で通信するシステムである。緊急通報システムは、音声を示す音信号及びデータを管理センタとの間で送受信する通信装置と、マイク及びスピーカに接続される音声処理装置とを備える。
通信装置から音声処理装置への音信号の伝送に、第１ラインＬ１を使用して通信装置（上述した送信装置）から音声処理装置（上述した受信装置）へ音信号を伝送することにより、管理センタからの音声をスピーカから放音することができる。
また、通信装置が何らかの故障を検出した場合、第１ラインＬ１又は第２ラインＬ２データ信号の送信を利用して故障の有無を音声処理装置へ伝送することができる。さらに、データ信号の送信部を音声処理装置に設け、データ信号の受信部を通信装置に設ければ、音声処理装置が検出した故障を通信装置へ伝えることができる。

（８）上述した各実施形態及び各変形例では、第１ラインＬ１又は第２ラインＬ２の一方を用いて、データ信号Ｄを送信装置１００から受信装置２００に向かって送信し、又はデータ信号Ｄを受信装置２００から送信装置１００に向かって送信した。しかしながら、第１ラインＬ１を用いてデータ信号Ｄを送信装置１００から受信装置２００に向かって送信し、第２ラインＬ２を用いてデータ信号Ｄを受信装置２００から送信装置１００に向かって送信してもよい。また、第２ラインＬ２を用いてデータ信号Ｄを送信装置１００から受信装置２００に向かって送信し、第１ラインＬ１を用いてデータ信号Ｄを受信装置２００から送信装置１００に向かって送信してもよい。

（９）上述した各実施形態及び各変形例において、送信装置１００に設けられたデータ信号送信部２０Ａ及び２０Ｂ、並びにデータ信号受信部４０Ａ及び４０Ｂは、送信装置１００からデータ信号Ｄ（第２信号）を受信装置２００に向けて送信し、又は第２ラインＬ２に流れる直流電流の大きさを検出することによって受信装置２００からデータ信号Ｄを受信する通信部（第１通信部）として機能する。
また、受信装置２００に設けられたデータ信号送信部２０Ａ及び２０Ｂ、並びにデータ信号受信部４０Ａ及び４０Ｂは、受信装置２００からデータ信号Ｄ（第２信号）を送信装置２００に向けて送信し、又は第２ラインＬ２に流れる直流電流の大きさを検出することによって送信装置２００からデータ信号Ｄを受信する通信部（第２通信部）として機能する。

＜６．各実施形態及び各変形例の少なくとも１つから把握される態様＞
上述した各実施形態及び各変形例の少なくとも１つから以下の態様が把握される。
送信装置の一態様は、第１ラインを介して第１信号を受信装置に向けて出力する第１信号出力部と、前記受信装置のグランド電位が印加される受信側グランドノードと前記第１信号出力部とを交流接続する第２ラインに接続され、第２信号の論理レベルに応じた大きさの直流電流を前記第２ラインに流すことによって当該送信装置から前記第２信号を前記受信装置に向けて送信し、又は前記第２ラインに流れる直流電流の大きさを検出することによって前記受信装置から第２信号を受信する通信部と、を備える。

第１信号とは別の第２信号を、第１ラインに流れる直流電流の大きさによって送信又は受信すると、受信装置のグランド電位と送信装置のグランド電位との間の交流電位差がノイズ電圧として第１ラインに混入してしまう。また、第２信号の論理レベルに応じて第１ラインに流れる直流電流を変化させると、直流電流が第１信号に応じて変調されてしまう。このため、受信装置において、交流成分をフィルタリングして第２信号を生成する必要がある。
この態様によれば、第２ラインを用いて第２信号を送信装置と受信装置との間で送信又は受信するので、第１ラインを用いて第２信号を送信する場合と比較して、第１信号に混入するノイズ電圧を抑圧することができる。また、第２ラインは受信側グランドノードと交流接続したものであるので、第２信号を送信するための直流電流が第１信号によって変調されることもなく、第２ラインに流れる直流電流を検出し、検出結果の基づいて簡易にデータ信号を生成することができる。

上述した送信装置の一態様は、前記通信部は、前記通信部は、第１通信部であり、前記受信装置は、前記第２ラインと接続され、前記第２信号の論理レベルに応じた大きさの直流電流を前記第２ラインに流すことによって前記受信装置から前記第２信号を当該送信装置に向けて送信し、又は前記第２ラインに流れる直流電流の大きさを検出することによって当該送信装置から第２信号を受信する第２通信部を備え、前記第１信号出力部は、前記第２ラインを介して得られた前記受信装置のグランド電位を用いて、当該送信装置のグランド電位と前記受信装置のグランド電位との間の交流の電位差である交流電位差が重畳した入力信号から、前記交流電位差をキャンセルして前記第１信号を生成し、前記第２ラインから前記第１通信部を見たときの第１インピーダンスは、前記第２ラインから前記第２通信部を見たときの第２インピーダンスと比較して高い、ことが好ましい。
第２ラインに流れる直流電流の大きさによって第２信号を送信する場合、直流電流を送信装置の送信側グランドノードに流す経路が必要になる。この経路を介して交流電位差が第２ラインにノイズ電圧として混入する。ノイズ電圧は、交流電位差を第１インピーダンスと第２インピーダンスとで分圧されたものとなる。この態様では、交流電位差をキャンセルする送信装置の第１通信部の第１インピーダンスが第２インピーダンスよりも高いので、第２ラインに混入するノイズ電圧を抑圧することができる。

上述した送信装置の一態様は、前記第１通信部は、前記第２信号の論理レベルに応じた大きさの直流電流を前記第２ラインに流す定電流回路を備えることが好ましい。
定電流回路を採用することによって、第２ラインから第１通信部を見たときの第１インピーダンスを大きくすることができるので、交流電位差が第２ラインに混入することによって生ずるノイズ電圧を抑圧することができる。この結果、第１信号のＳＮ比を高くすることができる。

上述した送信装置の他の態様は、受信装置のグランド電位が印加される受信側グランドノードと交流接続する第２ラインと接続され、前記第２ラインを介して得られた前記受信装置のグランド電位を用いて、当該送信装置のグランド電位と前記受信装置のグランド電位との間の交流の電位差である交流電位差が重畳した入力信号から、前記交流電位差をキャンセルして第１信号を生成し、第１ラインを介して前記第１信号を前記受信装置に向けて出力する第１信号出力部と、第２信号の論理レベルに応じた大きさの直流電流を前記第１ラインに流す定電流回路を有し、当該送信装置から前記第２信号を前記受信装置に向けて送信する通信部と、を備える。
この態様によれば、送信装置は、第２信号の論理レベルに応じた大きさの直流電流を第１ラインに流す定電流回路を有する。交流電位差は、定電流回路のインピーダンスと第１ラインのインピーダンスとで分圧され、分圧された電圧がノイズとして第１ラインに混入する。定電流回路のインピーダンスは大きいので、第１ラインに混入されるノイズ電圧を抑圧することができる。

上述した送信装置の一態様又は他の態様は、前記第１信号出力部は、正入力端子と、負入力端子と。前記負入力端子と抵抗素子を介して接続される出力端子とを有するオペアンプを備え、前記入力信号は、抵抗素子を介して前記負入力端子に供給され、バイアス電位が少なくとも抵抗素子を介して前記正入力端子に印加され、前記正入力端子から前記第２ラインの側を見たときのインピーダンスをＺ１ｐ、前記正入力端子から前記バイアス電位を印加する側を見たときのインピーダンスをＺ２ｐ、前記負入力端子から前記入力信号を供給する側を見たときのインピーダンスをＺ１ｎ、前記負入力端子から前記出力端子を見たときのインピーダンスをＺ２ｎとしたとき、Ｚ２ｐ／Ｚ１ｐと、Ｚ２ｎ／Ｚ１ｎとが略等しい、ことが好ましい。
この態様によれば、Ｚ２ｐ／Ｚ１ｐと、Ｚ２ｎ／Ｚ１ｎとが略等しいので、交流電位差が重畳する入力信号から交流電位差をキャンセルすることができる。この結果、ＣＭＲＲを改善することができる。

上述した送信装置の一態様又は他の態様は、前記第１信号出力部は、負入力端子と、抵抗素子及び前記第２ラインを介して前記受信側グランドノードと交流接続され、且つ前記交流電位差が重畳するバイアス電位が抵抗素子を介して印加される正入力端子と、を有するオペアンプと、前記入力信号に基づいて、正相信号と前記正相信号を反転した逆相信号とを生成する差動信号生成回路と、前記正相信号を前記オペアンプの前記正入力端子又は前記負入力端子のいずれか一方に抵抗素子を介して供給する第１バッファ回路と、前記逆相信号を前記オペアンプの前記正入力端子又は前記負入力端子のいずれか他方に抵抗素子を介して供給し、前記第１バッファ回路と略等しい出力インピーダンスを有する第２バッファ回路と、を備える、ことが好ましい。
この態様によれば、第１バッファ回路と第２バッファ回路との出力インピーダンスが略等しいので、正相信号に重畳する交流電位差と逆相信号に重畳する交流電位差を同相ノイズとして高い精度でキャンセルすることができる。

上述した送信装置の一態様は、前記第１信号出力部は、負入力端子と、抵抗素子及び前記第２ラインを介して前記受信側グランドノードと交流接続される正入力端子と、を有するオペアンプと、前記入力信号を前記オペアンプの前記負入力端子に抵抗素子を介して供給する第１バッファ回路と、前記交流電位差が重畳するバイアス電位を前記オペアンプの前記正入力端子に抵抗素子を介して印加し、前記第１バッファ回路と略等しい出力インピーダンスを有する第２バッファ回路と、を備えることが好ましい。
この態様によれば、第１バッファ回路と第２バッファ回路の出力インピーダンスが略等しいので、第１バッファ回及び第２バッファ回路の出力インピーダンスが高域周波数で大きくなっても、高い精度で交流電位差をキャンセルすることができる。

受信装置の一態様は、送信装置から第１ラインを介して受信した第１信号が入力する第１信号入力部と、前記送信装置のグランド電位が印加される送信側グランドノードと前記第１信号入力部とを交流接続する第２ラインに接続され、第２信号の論理レベルに応じた大きさの直流電流を前記第２ラインに流すことによって当該受信装置から前記第２信号を前記送信装置に向けて送信し、又は前記第２ラインに流れる直流電流の大きさを検出することによって前記送信装置から第２信号を受信する通信部と、を備える。
この態様によれば、第２ラインを用いて第２信号を送信装置と受信装置との間で送信又は受信するので、第１ラインを用いて第２信号を送信又は受信する場合と比較して、第１信号に混入するノイズ電圧を抑圧することができる。また、第２ラインは受信側グランドノードと前記送信側グランドノードとを交流接続したものであるので、第２信号を送信するための直流電流が第１信号によって変調されない。よって、この態様によれば、第２ラインに流れる直流電流を検出し、検出結果の基づいて簡易に第２信号を生成することができる。

上述した受信装置の一態様は、前記通信部は、第２通信部であり、前記送信装置は、前記第２ラインと接続され、前記第２信号の論理レベルに応じた大きさの直流電流を前記第２ラインに流すことによって前記受信装置から前記第２信号を当該送信装置に向けて送信し、又は前記第２ラインに流れる直流電流の大きさを検出することによって当該送信装置から第２信号を受信する第１通信部を備え、前記第１信号入力部は、前記第２ラインを介して得られた前記送信装置のグランド電位を用いて、当該受信装置のグランド電位と前記送信装置のグランド電位との間の交流の電位差である交流電位差が重畳した第１信号から、前記交流電位差をキャンセルして出力信号を生成し、前記第２ラインから前記第２通信部を見たときの第２インピーダンスは、前記第２ラインから前記第１通信部を見たときの第１インピーダンスと比較して高い、ことが好ましい。
第２ラインに流れる直流電流の大きさによって第２信号を送信する場合、直流電流を送信装置の送信側グランドノードに流す経路が必要になる。この経路を介して交流電位差が第２ラインにノイズ電圧として混入する。ノイズ電圧は、交流電位差を第１インピーダンスと第２インピーダンスとで分圧されたものとなる。この態様では、この態様では、交流電位差をキャンセルする受信装置の第２通信部の第２インピーダンスが第１インピーダンスよりも高いので、第２ラインに混入するノイズ電圧を抑圧することができる。

上述した 受信装置の一態様は、前記第２通信部は、前記第２信号の論理レベルに応じた大きさの直流電流を前記第２ラインに流す定電流回路を備えることが好ましい。
定電流回路を採用することによって、第２ラインから第２通信部を見たときの第２インピーダンスを大きくすることができるので、交流電位差が第２ラインに混入することによって生ずるノイズ電圧を抑圧することができる。この結果、出力信号のＳＮ比を高くすることができる。

受信装置の他の態様は、送信装置のグランド電位が印加される送信側グランドノードと交流接続する第２ラインに接続され、前記第２ラインを介して得られた前記送信装置のグランド電位を用いて、当該受信装置のグランド電位と前記送信装置のグランド電位との間の交流の電位差である交流電位差が重畳した第１力信号から、前記交流電位差をキャンセルして出力信号を生成し、前記出力信号を出力する第１信号入力部と、第２信号の論理レベルに応じた大きさの直流電流を前記第１ラインに流す定電流回路を有し、当該受信装置から前記第２信号を前記送信装置に向けて送信する通信部と、を備える。
この態様によれば、受信装置は、第２信号の論理レベルに応じた大きさの直流電流を第１ラインに流す定電流回路を有する。交流電位差は、定電流回路のインピーダンスと第１ラインのインピーダンスとで分圧され、分圧された電圧がノイズとして第１ラインに重畳する。定電流回路のインピーダンスは大きいので、第１ラインに混入されるノイズ電圧を抑圧することができる。

上述した受信装置の一態様は、前記第１信号入力部は、正入力端子と、負入力端子と、前記負入力端子と抵抗素子を介して接続される出力端子とを有するオペアンプを備え、
前記第１信号は、抵抗素子を介して前記負入力端子に供給され、バイアス電位が少なくとも抵抗素子を介して前記正入力端子に印加され、前記正入力端子から前記第２ラインの側を見たときのインピーダンスをＺ１ｐ、前記正入力端子から前記バイアス電位を印加する側を見たときのインピーダンスをＺ２ｐ、前記負入力端子から前記第１信号を供給する側を見たときのインピーダンスをＺ１ｎ、前記負入力端子から前記出力端子を見たときのインピーダンスをＺ２ｎとしたとき、Ｚ２ｐ／Ｚ１ｐと、Ｚ２ｎ／Ｚ１ｎとが略等しい、
ことが好ましい。
この態様によれば、負入力端子から第１信号を供給する側を見たときのインピーダンスと、正入力端子から交流電位差を印加する側を見たときのインピーダンスとは、略等しいので、第１信号に重畳する交流電位差の周波数特性と、キャンセルすべき交流電位差の周波数特性を略等しくできるので、ＣＭＲＲを高くすることができる。

上述した受信装置の一態様は、前記第１信号入力部は、負入力端子と、抵抗素子及び前記第２ラインを介して前記送信側グランドノードと交流接続され、且つ前記交流電位差が重畳するバイアス電位が抵抗素子を介して印加される正入力端子と、を有するオペアンプと、前記第１信号に基づいて、正相信号と前記正相信号を反転した逆相信号とを生成する差動信号生成回路と、前記正相信号を前記オペアンプの前記正入力端子又は前記負入力端子のいずれか一方に抵抗素子を介して供給する第１バッファ回路と、前記逆相信号を前記オペアンプの前記正入力端子又は前記負入力端子のいずれか他方に抵抗素子を介して供給し、前記第１バッファ回路と略等しい出力インピーダンスを有する第２バッファ回路と、
を備える。
この態様によれば、第１バッファ回路と第２バッファ回路との出力インピーダンスが略等しいので、正相信号に重畳する交流電位差と逆相信号に重畳する交流電位差を同相ノイズとして高い精度でキャンセルすることができる。

上述した受信装置の一態様は、前前記第１信号入力部は、負入力端子と、抵抗素子及び前記第２ラインを介して前記送信側グランドノードと交流接続される正入力端子と、を有するオペアンプと、前記第１信号を前記オペアンプの前記負入力端子に抵抗素子を介して供給する第１バッファ回路と、前記交流電位差が重畳するバイアス電位を前記オペアンプの前記正入力端子に抵抗素子を介して印加し、前記第１バッファ回路と略等しい出力インピーダンスを有する第２バッファ回路と、を備える。
この態様によれば、第１バッファ回路と第２バッファ回路の出力インピーダンスが略等しいので、第１バッファ回及び第２バッファ回路の出力インピーダンスが高域周波数で大きくなっても、高い精度で交流電位差をキャンセルすることができる。

１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅ…信号伝送システム、１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃ，１０Ｄ…音信号出力部、２０Ａ，２０Ｂ…データ信号送信部、３０Ａ，３０Ｂ，３０Ｃ，３０Ｄ…音信号入力部、４０Ａ，４０Ｂ…データ信号受信部、５０Ａ，５０Ｂ…バッファ回路、１００…送信装置、２００…受信装置、Ｌ１…第１ライン、Ｌ２…第２ライン、Ｎｓｇ…送信側グランドノード、Ｎｒｇ…受信側グランドノード、Ｃｒ１…第１受信側容量素子、Ｃｒ２…第２受信側容量素子、Ｃｓ１…第１送信側容量素子、Ｃｓ２…第２送信側容量素子。

Claims (8)

1. 第１ラインを介して第１信号を受信装置に向けて出力する第１信号出力部と、
   通信部とを備えた送信装置であって、
   前記第１信号出力部は、
   受信装置のグランド電位が印加される受信側グランドノードと交流接続する第２ラインと接続され、前記第２ラインを介して得られた前記受信装置のグランド電位を用いて、当該送信装置のグランド電位と前記受信装置のグランド電位との間の交流の電位差である交流電位差が重畳した入力信号から、前記交流電位差をキャンセルして第１信号を生成し、
   前記通信部は、第２信号の論理レベルに応じた大きさの直流電流を前記第１ラインに流す定電流回路を有し、当該送信装置から前記第２信号を前記受信装置に向けて送信する、
   送信装置。
   
2. 前記第１信号出力部は、正入力端子と、負入力端子と。前記負入力端子と抵抗素子を介して接続される出力端子とを有するオペアンプを備え、
   前記入力信号は、抵抗素子を介して前記負入力端子に供給され、バイアス電位が少なくとも抵抗素子を介して前記正入力端子に印加され、
   前記正入力端子から前記第２ラインの側を見たときのインピーダンスをＺ１ｐ、前記正入力端子から前記バイアス電位を印加する側を見たときのインピーダンスをＺ２ｐ、前記負入力端子から前記入力信号を供給する側を見たときのインピーダンスをＺ１ｎ、前記負入力端子から前記出力端子を見たときのインピーダンスをＺ２ｎとしたとき、
   Ｚ２ｐ／Ｚ１ｐと、Ｚ２ｎ／Ｚ１ｎとが略等しい、
   請求項１に記載の送信装置。
   
3. 前記第１信号出力部は、
   負入力端子と、抵抗素子及び前記第２ラインを介して前記受信側グランドノードと交流接続され、且つ前記交流電位差が重畳するバイアス電位が抵抗素子を介して印加される正入力端子と、を有するオペアンプと、
   前記入力信号に基づいて、正相信号と前記正相信号を反転した逆相信号とを生成する差動信号生成回路と、
   前記正相信号を前記オペアンプの前記正入力端子又は前記負入力端子のいずれか一方に抵抗素子を介して供給する第１バッファ回路と、
   前記逆相信号を前記オペアンプの前記正入力端子又は前記負入力端子のいずれか他方に抵抗素子を介して供給し、前記第１バッファ回路と略等しい出力インピーダンスを有する第２バッファ回路と、
   を備える請求項１に記載の送信装置。
   
4. 前記第１信号出力部は、
   負入力端子と、抵抗素子及び前記第２ラインを介して前記受信側グランドノードと交流接続される正入力端子と、を有するオペアンプと、前記入力信号を前記オペアンプの前記負入力端子に抵抗素子を介して供給する第１バッファ回路と、
   前記交流電位差が重畳するバイアス電位を前記オペアンプの前記正入力端子に抵抗素子を介して印加し、前記第１バッファ回路と略等しい出力インピーダンスを有する第２バッファ回路と、
   を備える請求項１に記載の送信装置。
   
5. 送信装置から第１ラインを介して受信した第１信号が入力し、出力信号を出力する第１信号入力部と、
   通信部とを備えた受信装置であって、
   前記第１信号入力部は、
   前記送信装置のグランド電位が印加される送信側グランドノードと交流接続する第２ラインに接続され、前記第２ラインを介して得られた前記送信装置のグランド電位を用いて、当該受信装置のグランド電位と前記送信装置のグランド電位との間の交流の電位差である交流電位差が重畳した前記第１信号から、前記交流電位差をキャンセルして前記出力信号を生成し、
   前記通信部は、
   第２信号の論理レベルに応じた大きさの直流電流を前記第１ラインに流す定電流回路を有し、当該受信装置から前記第２信号を前記送信装置に向けて送信する、
   受信装置。
   
6. 前記第１信号入力部は、正入力端子と、負入力端子と、前記負入力端子と抵抗素子を介して接続される出力端子とを有するオペアンプを備え、
   前記第１信号は、抵抗素子を介して前記負入力端子に供給され、バイアス電位が少なくとも抵抗素子を介して前記正入力端子に印加され、
   前記正入力端子から前記第２ラインの側を見たときのインピーダンスをＺ１ｐ、前記正入力端子から前記バイアス電位を印加する側を見たときのインピーダンスをＺ２ｐ、前記負入力端子から前記第１信号を供給する側を見たときのインピーダンスをＺ１ｎ、前記負入力端子から前記出力端子を見たときのインピーダンスをＺ２ｎとしたとき、
   Ｚ２ｐ／Ｚ１ｐと、Ｚ２ｎ／Ｚ１ｎとが略等しい、
   請求項５に記載の受信装置。
   
7. 前記第１信号入力部は、
   負入力端子と、抵抗素子及び前記第２ラインを介して前記送信側グランドノードと交流接続され、且つ前記交流電位差が重畳するバイアス電位が抵抗素子を介して印加される正入力端子と、を有するオペアンプと、
   前記第１信号に基づいて、正相信号と前記正相信号を反転した逆相信号とを生成する差動信号生成回路と、
   前記正相信号を前記オペアンプの前記正入力端子又は前記負入力端
   子のいずれか一方に抵抗素子を介して供給する第１バッファ回路と、前記逆相信号を前記オペアンプの前記正入力端子又は前記負入力端子のいずれか他方に抵抗素子を介して供給し、前記第１バッファ回路と略等しい出力インピーダンスを有する第２バッファ回路と、
   を備える請求項５に記載の受信装置。
   
8. 前記第１信号入力部は、
   負入力端子と、抵抗素子及び前記第２ラインを介して前記送信側グランドノードと交流接続される正入力端子と、を有するオペアンプと、前記第１信号を前記オペアンプの前記負入力端子に抵抗素子を介して供給する第１バッファ回路と、
   前記交流電位差が重畳するバイアス電位を前記オペアンプの前記正入力端子に抵抗素子を介して印加し、前記第１バッファ回路と略等しい出力インピーダンスを有する第２バッファ回路と、
   を備える請求項５に記載の受信装置。
   
   

Images