JP6880448B2

JP6880448B2 - Synchronous motor control device

Info

Publication number: JP6880448B2
Application number: JP2017084133A
Authority: JP
Inventors: 野村　尚史; 尚史野村; 修彦根
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2017-04-21
Filing date: 2017-04-21
Publication date: 2021-06-02
Anticipated expiration: 2037-04-21
Also published as: JP2018183005A

Description

本発明は、永久磁石同期電動機や同期リラクタンス電動機等の同期電動機の磁極位置を演算する技術に関するものである。 The present invention relates to a technique for calculating the magnetic pole position of a synchronous motor such as a permanent magnet synchronous motor or a synchronous reluctance motor.

同期電動機の制御装置をコストダウンするための技術として、磁極位置検出器なしで運転する、いわゆるセンサレス制御が実用化されている。
センサレス制御は、電動機の端子電圧及び電流の情報から回転子の速度と磁極位置とを演算し、これらに基づいて電流制御を行うことでトルク制御や速度制御を実現するものである。 As a technique for reducing the cost of a control device for a synchronous motor, so-called sensorless control, which operates without a magnetic pole position detector, has been put into practical use.
Sensorless control realizes torque control and speed control by calculating the rotor speed and magnetic pole position from information on the terminal voltage and current of the motor and performing current control based on these.

ここで、特許文献１には、センサレスにてベクトル制御される同期リラクタンス電動機において、回転子の磁極方向に発生する突極磁束を２次状態オブザーバにより推定し、この突極磁束推定値に基づいて速度及び磁極位置を演算する制御装置が記載されている。
上記の２次状態オブザーバによれば、回転子の磁極方向に発生する突極磁束を正確に推定することが可能であるが、複雑な演算が必要である。 Here, in Patent Document 1, in a sensorless vector-controlled synchronous reluctance motor, the salient pole magnetic flux generated in the magnetic pole direction of the rotor is estimated by a secondary state observer, and based on this salient pole magnetic flux estimated value. A control device that calculates the speed and magnetic flux position is described.
According to the above-mentioned secondary state observer, it is possible to accurately estimate the salient pole magnetic flux generated in the magnetic pole direction of the rotor, but complicated calculation is required.

一方、電動機の電圧、電流を静止座標系でとらえ、磁束によって誘導される誘起電圧を不完全積分することにより磁束を推定する方法が知られている。 On the other hand, there is known a method of estimating the magnetic flux by capturing the voltage and current of the motor in a stationary coordinate system and incompletely integrating the induced voltage induced by the magnetic flux.

例えば、非特許文献１には、誘導電動機において、静止座標系の一次電圧と一次電流とから二次鎖交磁束によって誘導される誘起電圧を演算し、この誘起電圧を不完全積分して二次鎖交磁束を推定する方法が開示されている（同文献の（１６）式、図２等を参照）。
また、非特許文献２には、埋込磁石同期電動機において、静止座標系の端子電圧と電流から電機子鎖交磁束によって誘導される誘起電圧を演算し、この誘起電圧を不完全積分して電機子鎖交磁束を推定する方法が開示されている（同文献の（(１)，(２)，(２１)式等を参照））。 For example, in Non-Patent Document 1, in an induction motor, an induced voltage induced by a secondary interlinkage magnetic flux is calculated from a primary voltage and a primary current in a static coordinate system, and this induced voltage is incompletely integrated to be secondary. A method for estimating the interlinkage magnetic flux is disclosed (see Eq. (16), FIG. 2, etc. of the same document).
Further, in Non-Patent Document 2, in the embedded magnet synchronous electric machine, the induced voltage induced by the armature interlinkage magnetic flux is calculated from the terminal voltage and the current of the stationary coordinate system, and the induced voltage is incompletely integrated into the electric machine. A method for estimating the cross-linkage magnetic flux is disclosed (see (see equations (1), (2), (21), etc.) in the same document).

特許第４６４４０１０号公報（［００５６］〜［００６０］、図４等）Japanese Patent No. 4644010 ([0056] to [0060], FIG. 4, etc.)

大谷ほか，「ベクトル制御による誘導電動機の速度センサレスドライブ」，電気学会論文誌Ｄ，Ｖｏｌ．１０７，Ｎｏ．２，ｐ．１９９−ｐ．２０６（１９８７年）Otani et al., "Speed Sensorless Drive of Induction Motors by Vector Control", IEEJ Transactions D, Vol. 107, No. 2, p. 199-p. 206 (1987) 井上ほか，「直接トルク制御による埋込磁石同期モータ駆動時のトルク応答性に関する検討と応答改善法」，電気学会論文誌Ｄ，Ｖｏｌ．１２９，Ｎｏ．３，ｐ．２４３−ｐ．２５１（２００９年）Inoue et al., "Study on torque responsiveness when driving an embedded magnet synchronous motor by direct torque control and method for improving response", IEEJ Transactions D, Vol. 129, No. 3, p. 243-p. 251 (2009)

上述した各従来技術には、永久磁石同期電動機や同期リラクタンス電動機等の同期電動機を対象として、回転子の磁極方向に発生する磁束を簡単かつ正確に推定する技術については明確に開示されていない。
そこで、本発明の解決課題は、回転子の磁極方向に発生する磁束を従来よりも簡単かつ正確に推定し、この磁束推定値に基づいて電動機の速度及び磁極位置を演算可能とした同期電動機の制御装置を提供することにある。 Each of the above-mentioned prior arts does not clearly disclose a technique for easily and accurately estimating the magnetic flux generated in the magnetic pole direction of the rotor for a synchronous motor such as a permanent magnet synchronous motor or a synchronous relaxation motor.
Therefore, the problem of the present invention is to estimate the magnetic flux generated in the magnetic pole direction of the rotor more easily and accurately than before, and to calculate the speed and magnetic pole position of the motor based on the estimated magnetic flux of the synchronous motor. The purpose is to provide a control device.

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、同期電動機の端子電圧及び電流をベクトルとしてとらえ、
前記同期電動機の静止座標系の端子電圧、静止座標系の電流、及び、前記同期電動機の電機子抵抗から、前記同期電動機の電機子鎖交磁束によって誘導される誘起電圧を演算する手段と、
誘起電圧に拡張磁束推定値を負帰還した値を積分して、電機子鎖交磁束推定値を演算する手段と、
前記電機子鎖交磁束推定値、前記静止座標系の電流、及び、前記同期電動機の回転子磁極に対して直交方向のインダクタンスであるｑ軸インダクタンスから、前記拡張磁束推定値を演算する手段と、
前記拡張磁束推定値から前記同期電動機の速度及び磁極位置を推定する手段と、
を備えたことを特徴とする。 In order to solve the above problem, the invention according to claim 1 regards the terminal voltage and the current of the synchronous motor as vectors.
Stationary coordinate system the terminal voltage of the synchronous motor, the current of the stationary coordinate system, and, from the armature resistance of the synchronous motor, means for calculating an induced voltage induced by the armature flux linkage of the synchronous motor,
Extended flux estimates the induced voltage by integrating a negative feedback value, and means for calculating the armature interlinking magnetic flux estimation value,
A means for calculating the extended magnetic flux estimated value from the armature interlinkage magnetic flux estimated value, the current in the stationary coordinate system, and the q-axis inductance which is the inductance in the direction orthogonal to the rotor magnetic pole of the synchronous motor.
A means for estimating the speed and magnetic pole position of the synchronous motor from the extended magnetic flux estimated value, and
It is characterized by being equipped with.

請求項２に係る発明は、同期電動機の端子電圧及び電流をベクトルとしてとらえ、
前記同期電動機の電機子鎖交磁束推定値、静止座標系の電流、及び、前記同期電動機の回転子磁極に対して直交方向のインダクタンスであるｑ軸インダクタンスから、第１の拡張磁束推定値を演算する手段と、
前記同期電動機の静止座標系の端子電圧、静止座標系の電流、及び、前記同期電動機の電機子抵抗から、前記同期電動機の電機子鎖交磁束によって誘導される誘起電圧を演算する手段と、
前記誘起電圧に前記第１の拡張磁束推定値を負帰還した値を積分して、前記同期電動機の電機子鎖交磁束推定値を演算する手段と、
前記電機子鎖交磁束推定値、前記静止座標系の電流、及び、前記ｑ軸インダクタンスから、第２の拡張磁束推定値を演算する手段と、
前記第２の拡張磁束推定値から前記同期電動機の速度及び磁極位置を推定する手段と、
を備え、
前記第１の拡張磁束推定値の演算処理、前記電機子鎖交磁束推定値の演算処理、前記第２の拡張磁束推定値の演算処理を順次実行することを特徴とする。 The invention according to claim 2 regards the terminal voltage and current of the synchronous motor as vectors.
The first extended magnetic flux estimated value is calculated from the armature interlinkage magnetic flux estimated value of the synchronous motor, the current in the stationary coordinate system, and the q-axis inductance, which is the inductance in the direction orthogonal to the rotor magnetic pole of the synchronous motor. Means to do and
Stationary coordinate system the terminal voltage of the synchronous motor, the current of the stationary coordinate system, and, from the armature resistance of the synchronous motor, means for calculating an induced voltage induced by the armature flux linkage of the synchronous motor,
A means for calculating the armature interlinkage magnetic flux estimated value of the synchronous motor by integrating the negative feedback value of the first extended magnetic flux estimated value with the induced voltage, and
The armature flux linkage estimate, the current of the stationary coordinate system, and, before Symbol q-axis inductance, means for calculating a second extended flux estimation value,
A means for estimating the speed and magnetic pole position of the synchronous motor from the second extended magnetic flux estimated value, and
Equipped with a,
It is characterized in that the arithmetic processing of the first extended magnetic flux estimated value, the arithmetic processing of the armature interlinkage magnetic flux estimated value, and the arithmetic processing of the second extended magnetic flux estimated value are sequentially executed.

本発明によれば、従来よりも簡単な演算により、同期電動機の速度及び磁極位置を正確に推定することができる。 According to the present invention, the speed and the magnetic pole position of the synchronous motor can be accurately estimated by a simpler calculation than before.

本発明の実施形態に係る制御装置のブロック図である。It is a block diagram of the control device which concerns on embodiment of this invention. 座標軸の定義を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the definition of a coordinate axis.

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の実施形態に係る同期電動機の制御装置を示すブロック図であり、本発明を永久磁石同期電動機（以下、ＰＭＳＭという）の制御装置に適用した場合のものである。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a block diagram showing a control device for a synchronous motor according to an embodiment of the present invention, and is a case where the present invention is applied to a control device for a permanent magnet synchronous motor (hereinafter referred to as PMSM).

ＰＭＳＭは、回転子に同期した直交回転座標を構成するｄ，ｑ軸上で電流，電圧を制御することにより、高性能なトルク制御や速度制御を実現することができる。ここで、回転子の磁極（Ｎ極）方向をｄ軸と定義し、ｄ軸から９０°進み方向をｑ軸と定義する。
しかしながら、磁極位置検出器を用いずにＰＭＳＭを運転するセンサレス制御の場合、ｄ，ｑ軸の位置を直接検出することができない。そこで、制御装置では、ｄ，ｑ軸の推定軸であるγ，δ軸を内部に仮想して制御演算を行う。 The PMSM can realize high-performance torque control and speed control by controlling the current and voltage on the d and q axes that form orthogonal rotating coordinates synchronized with the rotor. Here, the direction of the magnetic pole (N pole) of the rotor is defined as the d-axis, and the direction of traveling 90 ° from the d-axis is defined as the q-axis.
However, in the case of sensorless control in which the PMSM is operated without using the magnetic pole position detector, the positions of the d and q axes cannot be directly detected. Therefore, in the control device, the control calculation is performed by imagining the γ and δ axes, which are the estimated axes of the d and q axes, inside.

図２は、これらの座標軸の定義を説明するための図である。なお、α，β軸は直交静止座標の構成軸である。
図２において、ＰＭＳＭのｕ相巻線を基準としたγ軸の角度（位置推定値）θ_ｒｅｓｔとｕ相巻線を基準としたｄ軸の角度（磁極位置）θ_ｒとの角度差（位置推定誤差）θ_ｅｒｒを、数式１により定義する。
［数１］
θ_ｅｒｒ＝θ_ｒｅｓｔ−θ_ｒ
また、ｄ，ｑ軸の角速度をω_ｒ（回転子速度）と定義し、γ，δ軸の角速度（速度推定値）をω_ｒｅｓｔと定義する。 FIG. 2 is a diagram for explaining the definitions of these coordinate axes. The α and β axes are the constituent axes of the orthogonal stationary coordinates.
In FIG. 2, the angle difference (position) between the γ-axis angle (position estimated value) θ _rest based on the u-phase winding of PMSM and the d-axis angle (magnetic pole position) θ _{r based on the u-phase winding.} Estimation error) θ _err is defined by Equation 1.
[Number 1]
θ _err = θ _rest −θ _r
Further, the angular velocities on the d and q axes are _{defined as ω r} (rotor velocity), and the angular velocities on the γ and δ axes (velocity estimates) are defined _{as ω rest.}

次に、図１の制御ブロック図について説明する。
まず、ＰＭＳＭの速度制御、電流制御、及び、電圧制御について説明する。
図１において、速度指令値ω_ｒ ^＊と速度推定値ω_ｒｅｓｔとの偏差を減算器１６により演算する。速度調節器１７は、上記の偏差をゼロにするように動作してトルク指令値τ^＊を演算する。 Next, the control block diagram of FIG. 1 will be described.
First, the speed control, the current control, and the voltage control of the PMSM will be described.
In FIG. 1, _{the deviation between the speed command value ω r} ^* and the speed estimated value ω _rest is calculated by the subtractor 16. The speed controller 17 operates so as to make the above deviation zero, and calculates the ^{torque command value τ *.}

電流指令演算器１８は、トルク指令値τ^＊及び速度推定値ω_ｒｅｓｔから、所望のトルクを発生するためのｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊及びｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊を演算し、これらのｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊をそれぞれγ軸電流指令値ｉ_γ ^＊、δ軸電流指令値ｉ_δ ^＊として制御に用いる。 The current command calculator 18 calculates the d-axis current command value _id ^* and the q-axis current command value i _q ^* ^{for generating the desired torque from the torque command value τ *} and the speed estimation value ω _rest , and these The d-axis current command value _id ^* and the q-axis current command value i _q ^* are used for control as the γ-axis current command value i _γ ^* and the δ-axis current command value i _δ ^{*, respectively.}

一方、ｕ相電流検出器１１ｕ、ｗ相電流検出器１１ｗを用いてＰＭＳＭ８０の入力側から得た相電流検出値ｉ_ｕ，ｉ_ｗを３相／２相変換器２５に入力し、これらの相電流検出値ｉ_ｕ，ｉ_ｗ、及び、演算により得たｉ_ｖをα，β軸の電流ｉ_α，ｉ_βに座標変換する。α，β軸は、前述したごとく直交静止座標の構成軸であり、ＰＭＳＭ８０のｕ相巻線方向をα軸と定義し、α軸から９０°進み方向をβ軸と定義する。 _{On the other hand, the phase current detection values i u} and i _w obtained from the input side of the PMSM80 using the u-phase current detectors 11u and w-phase current detectors 11w are input to the three-phase / two-phase converter 25, and these phases are input. The current detection values i _u and i _w _{and the i v} obtained by the calculation are coordinate-converted to _{the currents i α} and i _β on the α and β axes. As described above, the α and β axes are constituent axes of orthogonal stationary coordinates. The u-phase winding direction of the PMSM80 is defined as the α axis, and the 90 ° advancing direction from the α axis is defined as the β axis.

座標変換器１４は、α，β軸電流検出値ｉ_α，ｉ_βを、位置推定値θ_ｒｅｓｔを用いてγ，δ軸電流検出値ｉ_γ，ｉ_δに座標変換する。
減算器１９ａはγ軸電流指令値ｉ_γ ^＊とγ軸電流検出値ｉ_γとの偏差を求め、γ軸電流調節器２０ａは上記偏差をゼロにするように動作してγ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊を演算する。また、減算器１９ｂはδ軸電流指令値ｉ_δ ^＊とδ軸電流検出値ｉ_δとの偏差を求め、δ軸電流調節器２０ｂは上記偏差をゼロにするように動作してδ軸電圧指令値ｖ_δ ^＊を演算する。 The coordinate converter 14 coordinates the α, β-axis current detection values i _α , i _β into the γ, δ-axis current detection values i _γ , i _δ using the position estimation value θ _rest .
The subtractor 19a obtains the deviation between the γ-axis current command value i _γ ^* and the γ-axis current detection value i _γ, and the γ-axis current regulator 20a operates so as to make the deviation zero, and the γ-axis voltage command value v. Calculate _γ ^*. Further, the subtractor 19b obtains the deviation between the δ-axis current command value i _δ ^* and the δ-axis current detection value i _δ, and the δ-axis current regulator 20b operates so as to make the deviation zero, and the δ-axis voltage command. Calculate the value v _δ ^*.

座標変換器１５は、γ，δ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊，ｖ_δ ^＊を、位置推定値θ_ｒｅｓｔを用いてα，β軸電圧指令値ｖ_α ^＊，ｖ_β ^＊に座標変換する。２相／３相変換器２６は、α，β軸電圧指令値ｖ_α ^＊，ｖ_β ^＊を相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に座標変換する。 The coordinate converter 15 converts the γ, δ-axis voltage command values v _γ ^* , v _δ ^* into α, β-axis voltage command values v _α ^* , v _β ^* using the position estimation value θ _rest . The two-phase / three-phase converter 26 converts the α, β-axis voltage command values v _α ^* , v _β ^* into the phase voltage command values v _u ^* , v _v ^* , v _w ^* .

整流回路６０は、三相交流電源５０の交流電圧を整流して得た直流電圧をインバータ等の電力変換器７０に供給する。
ＰＷＭ回路１３は、相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊から、電力変換器７０の出力電圧を前記相電圧指令値に制御するためのゲート信号を生成する。電力変換器７０は、ゲート信号に基づいて内部のＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子を制御することにより、ＰＭＳＭ８０の端子電圧を相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に制御する。
以上に述べた制御により、ＰＭＳＭ８０の速度を速度指令値ω_ｒ ^＊に従って制御することができる。 The rectifier circuit 60 supplies a DC voltage obtained by rectifying the AC voltage of the three-phase AC power supply 50 to a power converter 70 such as an inverter.
The PWM circuit 13 generates a gate signal for controlling the output voltage of the power converter 70 to the phase voltage command value from the phase voltage command values v _u ^* , v _v ^* , v _w ^*. The power converter 70 controls the terminal voltage of the PMSM80 to the phase voltage command values v _u ^* , v _v ^* , v _w ^* by controlling an internal semiconductor switching element such as an IGBT based on the gate signal.
The control described above can be controlled according to the speed command value omega _r ^* the speed of PMSM80.

次に、ＰＭＳＭ８０の速度及び磁極位置の推定について説明する。
ＰＭＳＭのｄ，ｑ軸電圧方程式は、電機子鎖交磁束に着目すると数式２となる。

Next, the estimation of the velocity and the magnetic pole position of the PMSM80 will be described.
The d, q-axis voltage equation of PMSM becomes equation 2 when focusing on the armature interlinkage magnetic flux.

数式２の電圧方程式は、ｄ軸方向に発生する磁束（回転子磁極と平行方向に発生する磁束）である拡張磁束を用いて、数式３のように表現することができる。

The voltage equation of the equation 2 can be expressed as the equation 3 by using the extended magnetic flux which is the magnetic flux generated in the d-axis direction (the magnetic flux generated in the direction parallel to the rotor magnetic pole).

ｄ，ｑ軸電機子鎖交磁束とｄ，ｑ軸拡張磁束との間には、数式４の関係がある。
［数４］
Ψ_ｄｑ＝Ψ_ｅｘｄｑ＋Ｌ_ｑｉ_ｄｑ There is a relationship of Equation 4 between the d, q-axis armature interlinkage flux and the d, q-axis extended magnetic flux.
[Number 4]
Ψ _dq = Ψ _exdq + L _q i _dq

一方、ＰＭＳＭのα，β軸電圧方程式は、電機子鎖交磁束に着目すると数式５となる。

On the other hand, the α and β axis voltage equations of PMSM become equation 5 when focusing on the armature interlinkage magnetic flux.

数式５の右辺第２項は、電機子鎖交磁束の微分項であり、電機子鎖交磁束によって誘導される誘起電圧である。
ここで、α，β軸電機子鎖交磁束とｄ，ｑ軸電機子鎖交磁束、α，β軸拡張磁束とｄ，ｑ軸拡張磁束、α，β軸電流とｄ，ｑ軸電流との間には、それぞれ数式６の関係が成り立つ。

The second term on the right side of Equation 5 is a differential term of the armature interlinkage magnetic flux, and is an induced voltage induced by the armature interlinkage magnetic flux.
Here, α, β-axis armature interlinkage magnetic flux and d, q-axis armature interlinkage magnetic flux, α, β-axis expansion magnetic flux and d, q-axis expansion magnetic flux, α, β-axis current and d, q-axis current The relationship of Equation 6 holds between them.

数式４、数式６より、Ｃ（θ_ｒ）^−１ Ψ_αβ＝Ｃ（θ_ｒ）^−１（Ψ_ｅｘαβ＋Ｌ_ｑｉ_αβ）であるから、α，β軸電機子鎖交磁束とα，β軸拡張磁束との関係は数式７のようになる。
［数７］
Ψ_αβ＝Ψ_ｅｘαβ＋Ｌ_ｑｉ_αβ From Equations 4 and 6, C (θ _r ) ^-1 Ψ _{α β} = C (θ _r ) ^-1 (Ψ _ex _{α β} + L _q i α β), so α, β axis armature interlinkage magnetic flux and α, β axis The relationship with the extended magnetic flux is as shown in Equation 7.
[Number 7]
Ψ _{α β} ＝ Ψ _ex α β ＋ L _q i _{α β}

数式７より、ｐΨ_αβ＝ｐΨ_ｅｘαβ＋ｐＬ_ｑｉ_αβであり、この関係を数式５に代入することにより、ＰＭＳＭのα，β軸電圧方程式は、拡張磁束を用いて数式８のようになる。
［数８］
ｖ_αβ＝Ｒ_ａｉ_αβ＋ｐＬ_ｑｉ_αβ＋ｐΨ_ｅｘαβ From Equation 7, pΨ _αβ = pΨ _exαβ + pL _q i _αβ , and by substituting this relationship into Equation 5, the α, β-axis voltage equation of PMSM becomes as in Equation 8 using the extended magnetic flux.
[Number 8]
v _αβ = R _a i _αβ + pL _q i _αβ + pΨ _{ex αβ}

数式８の右辺第３項は、拡張磁束の微分項であり、拡張磁束によって誘導される誘起電圧に相当する。この誘起電圧を拡張誘起電圧と定義する。
先に説明したように、拡張磁束はｄ軸方向に発生する磁束である。このため、α，β軸拡張磁束の角度から、磁極位置を推定することができる。 The third term on the right side of Equation 8 is a differential term of the extended magnetic flux, and corresponds to the induced voltage induced by the extended magnetic flux. This induced voltage is defined as the extended induced voltage.
As described above, the extended magnetic flux is a magnetic flux generated in the d-axis direction. Therefore, the magnetic pole position can be estimated from the angle of the α and β axis expansion magnetic flux.

図１における磁束推定器３１は、α，β軸電圧指令値ｖ_α ^＊，ｖ_β ^＊及びα，β軸電流検出値ｉ_α，ｉ_βに基づいて、α，β軸拡張磁束を推定する。
この磁束推定器３１によるα，β軸拡張磁束推定値の演算方法の一例を以下に説明する。 The magnetic flux estimator 31 in FIG. 1 estimates the α, β-axis extended magnetic flux based on _{the α, β-axis voltage command values v α} ^* , v _β ^* and the α, β-axis current detection values i _α , i _β.
An example of the calculation method of the α and β axis extended magnetic flux estimated values by the magnetic flux estimator 31 will be described below.

磁束推定器３１は、拡張誘起電圧ｅ_ｅｘαβを不完全積分することによってα，β軸拡張磁束を推定する。
まず、磁束推定器３１は、数式９によりα，β軸拡張磁束推定値Ψ_{ｅｘαβｅｓｔ}を演算する。

Flux

estimator 31, alpha by incomplete integration of the extended induced voltage _e exαβ, estimates the β-axis expansion flux.
First, the magnetic flux estimator 31 calculates the α, β-axis extended magnetic flux estimated value Ψ _{ex α βest by the mathematical formula 9.}

数式９のただし書きにおけるｖ_αβは、数式５のただし書きに示したようにｖ_α，ｖ_βの行列式からなり、これらのｖ_α，ｖ_βには、それぞれ、α，β軸電圧指令値ｖ_α ^＊，ｖ_β ^＊を用いる。すなわち、磁束推定器３１は、座標変換器１５から出力されるα，β軸電圧指令値ｖ_α ^＊，ｖ_β ^＊と、３相／２相変換器２５から出力されるα，β軸電流検出値ｉ_α，ｉ_βとを用いて、数式９によりα，β軸拡張磁束推定値Ψ_{ｅｘαβｅｓｔ}を演算する。 _{V α β} in the proviso of Equation 9 _{consists of determinants of v α} and v _β as shown in the proviso of Equation 5, and these v _α and v _β have α and β axis voltage command values v _{α, respectively.} ^* , V _β ^* are used. That is, the magnetic flux estimator 31 detects the α and β axis voltage command values v _α ^* and v _β ^* output from the coordinate converter 15 and the α and β axis currents output from the three-phase / two-phase converter 25. Using the values i _α and i _β , the α and β axis extended magnetic flux estimated values Ψ _ex α β est are calculated by Equation 9.

なお、α，β軸拡張磁束を推定するには、α，β軸電圧指令値ｖ_α ^＊，ｖ_β ^＊の代わりに、図示されていない電圧検出回路を用いてＰＭＳＭ８０の相電圧または線間電圧を測定し、これらの値をα，β軸に座標変換して得たα，β軸電圧を用いても良い。 In order to estimate the α, β-axis extended magnetic flux, the phase voltage or line voltage of PMSM80 is used instead of the _{α, β-axis voltage command values v α} ^* and v _β ^{* using a voltage detection circuit (not shown).} , And the α and β axis voltages obtained by converting these values into the α and β axes may be used.

図１の角度演算器３２は、α，β軸拡張磁束推定値Ψ_{ｅｘαβｅｓｔ}の角度、及び、不完全積分に伴う位置推定誤差補償値θ_{ｒｅｓｔｃｏｍｐ}から、数式１０により位置推定値θ_{ｒｅｓｔ０}を演算する。

_{The angle calculator 32 of FIG. 1 calculates the position estimated value θ rest0} by the mathematical formula 10 from the angle of the α and β axis extended magnetic flux estimated value Ψ _{ex αβest} and the position estimation error compensation value θ _restcomp associated with the incomplete integration.

速度推定器３３は、減算器３５により求めた位置推定値θ_{ｒｅｓｔ０}と積分器３４から出力される位置推定値θ_ｒｅｓｔとの偏差を比例・積分演算し、速度推定値ω_ｒｅｓｔを求める。具体的には、数式１１の演算を行う。

The speed estimator 33 proportionally / integrates the deviation between the _{position estimated value θ rest0} obtained by the subtractor 35 and the position estimated value θ _rest output from the integrator 34, and obtains the _{speed estimated value ω rest.} Specifically, the calculation of the formula 11 is performed.

積分器３４は、速度推定値ω_ｒｅｓｔを積分して位置推定値θ_ｒｅｓｔを演算し、前記座標変換器１４，１５及び減算器３５に出力する。
減算器３５、速度推定器３３、積分器３４の演算により、位置推定値θ_ｒｅｓｔがα，β軸拡張磁束推定値Ψ_{ｅｘαβｅｓｔ}の角度から演算した位置推定値θ_{ｒｅｓｔ０}に一致するように速度推定値ω_ｒｅｓｔが演算される。また、この演算により、位置推定値θ_{ｒｅｓｔ０}に含まれるリプル成分を除去することができる。
なお、減算器３５、速度推定器３３、積分器３４による演算の代わりに、位置推定値θ_{ｒｅｓｔ０}を微分して速度推定値ω_ｒｅｓｔを求めると共に、位置推定値θ_{ｒｅｓｔ０}をそのまま位置推定値θ_ｒｅｓｔとして用いてもよい。 The integrator 34 integrates the velocity estimated value ω _rest , calculates the position estimated value θ _rest , and outputs the coordinates to the coordinate converters 14 and 15 and the subtractor 35.
Subtracter 35, the speed estimator 33, the operation of the integrator 34, the position estimate theta _rest is alpha, beta estimated speed value to match the axial extension flux estimate Ψ position estimate computed from the angle of _{_exαβest} θ _rest0 ω _rest is calculated. Further, by this calculation, the ripple component included in _{the position estimated value θ rest0 can be removed.}
Instead of the calculation by the subtractor 35, the speed estimator 33, and the integrator 34, the position estimated value θ _rest0 is differentiated to obtain the speed estimated value ω _rest , and the position estimated value θ _{rest0 is used as it} is as the position estimated value θ _rest. May be used as.

（第１実施例）
次に、磁束推定器３１によるα，β軸拡張磁束推定値の演算方法の第１実施例につき説明する。
磁束推定器３１は、α，β軸電機子鎖交磁束推定値を数式１２により演算する。

(First Embodiment)
Next, a first embodiment of a method of calculating the α and β-axis extended magnetic flux estimated values by the magnetic flux estimator 31 will be described.
The magnetic flux estimator 31 calculates the estimated value of the α, β-axis armature interlinkage magnetic flux by the equation 12.

更に、数式１２のα，β軸電機子鎖交磁束推定値を用いて、数式１３によりα，β軸拡張磁束推定値を演算する。
［数１３］
Ψ_{ｅｘαβｅｓｔ}＝Ψ_{αβｅｓｔ}−Ｌ_ｑｉ_αβ Further, the α, β-axis extended magnetic flux estimated value is calculated by the mathematical formula 13 using the α, β-axis armature interlinkage magnetic flux estimated value of the equation 12.
[Number 13]
Ψ _ex _{α β} est = Ψ _{α β est} −L _q i α β

次いで、これらの数式１２，数式１３を用いたα，β軸拡張磁束推定値の演算が、前述した数式９によるα，β軸拡張磁束推定値の演算と同等であることについて説明する。
まず、数式９は数式１４のように変形することができる。

Next, it will be described that the calculation of the α, β-axis extended magnetic flux estimated value using these mathematical formulas 12 and 13 is equivalent to the calculation of the α, β-axis extended magnetic flux estimated value by the above-mentioned mathematical formula 9.
First, the formula 9 can be transformed like the formula 14.

ここで、α，β軸誘起電圧を数式１５により定義する。

数式１５を用いて数式１４を変形すると、数式１６，１７となる。

Here, the α and β axis induced voltages are defined by Equation 15.

When the mathematical formula 14 is transformed by using the mathematical formula 15, the

mathematical formulas

16 and 17 are obtained.

次に、α，β軸電機子鎖交磁束推定値を数式１８により定義する。
この数式１８を用いて数式１７を変形することにより、前述した数式１２のα，β軸電機子鎖交磁束推定値を導出することができる。

Next, the α and β-axis armature interlinkage magnetic flux estimates are defined by Equation 18.
By transforming Equation 17 using this Equation 18, the α and β-axis armature interlinkage magnetic flux estimates of Equation 12 described above can be derived.

また、数式１８の定義により、数式１２のα，β軸電機子鎖交磁束推定値を用いて数式１３のα，β軸拡張磁束推定値を導出することができる。
数式１３によるα，β軸拡張磁束推定値の演算は電流微分項を含まないため、電流検出回路のノイズの影響を低減することができる。 Further, according to the definition of the equation 18, the α, β-axis extended magnetic flux estimated value of the equation 13 can be derived by using the α, β-axis armature interlinkage magnetic flux estimated value of the equation 12.
Since the calculation of the α and β axis extended magnetic flux estimated values by Equation 13 does not include the current differential term, the influence of noise in the current detection circuit can be reduced.

（第２実施例）
次に、磁束推定器３１によるα，β軸拡張磁束推定値の演算方法の第２実施例につき説明する。
第１実施例によるα，β軸拡張磁束推定値Ψ_{ｅｘαβｅｓｔ}の演算には、数式１２のα，β軸電機子鎖交磁束推定値の演算にα，β軸拡張磁束推定値が必要である。数式１２の演算をソフトウェアで実現する場合には、一般に、α，β軸拡張磁束推定値として前回演算した値を用いるため、α，β軸電機子鎖交磁束推定値に遅れが発生する。
そこで、本実施例では、α，β軸電機子鎖交磁束推定値の演算を行う直前にも、α，β軸拡張磁束推定値を演算し、その結果を用いてα，β軸電機子鎖交磁束推定値を演算することにより演算遅れの解消を可能にした。 ( Second Example)
Next, a second embodiment of the method of calculating the α and β-axis extended magnetic flux estimated values by the magnetic flux estimator 31 will be described.
In the calculation of the α, β-axis extended magnetic flux estimated value Ψ _{ex αβest} according to the first embodiment, the α, β-axis extended magnetic flux estimated value is required for the calculation of the α, β-axis armature interlinkage magnetic flux estimated value in Equation 12. When the calculation of Equation 12 is realized by software, the value calculated last time is generally used as the estimated value of the α, β-axis extended magnetic flux, so that the estimated value of the α, β-axis armature interlinkage magnetic flux is delayed.
Therefore, in this embodiment, the α, β-axis extended magnetic flux estimated value is calculated immediately before the calculation of the α, β-axis armature interlinkage magnetic flux estimated value, and the result is used to calculate the α, β-axis armature chain. The calculation delay can be eliminated by calculating the cross flux estimated value.

磁束推定器３１は、まず、α，β軸拡張磁束推定値を数式１９により演算する。

First, the magnetic flux estimator 31 calculates the α, β-axis extended magnetic flux estimated value by the mathematical formula 19.

次に、数式１９で求めたα，β軸拡張磁束推定値を用いて、α，β軸電機子鎖交磁束推定値を数式２０により演算する。

次いで、α，β軸拡張磁束推定値を前述した数式１３により演算する。 Next, using the α, β-axis extended magnetic flux estimated value obtained by Equation 19, the α, β-axis armature interlinkage magnetic flux estimated value is calculated by Equation 20.

Next, the α and β axis extended magnetic flux estimated values are calculated by the above-mentioned mathematical formula 13.

すなわち、本実施例では、数式１９によるα，β軸拡張磁束推定値（第１の拡張磁束推定値）の演算処理、数式２０によるα，β軸電機子鎖交磁束推定値の演算処理、数式１３によるα，β軸拡張磁束推定値（第２の拡張磁束推定値）の演算処理を、順次実行するものである。 That is, in this embodiment, the α, β-axis extended magnetic flux estimated value (first extended magnetic flux estimated value) is calculated by the mathematical formula 19, the α, β-axis armature interlinkage magnetic flux estimated value is calculated by the mathematical formula 20, and the mathematical formula. The arithmetic processing of the α and β axis extended magnetic flux estimated values (second extended magnetic flux estimated values) according to No. 13 is sequentially executed.

なお、上述した各実施例では、本発明をＰＭＳＭの制御装置に適用した場合について説明したが、本発明は、同期リラクタンス電動機にも適用可能である。この場合、具体的には、ｄ軸をインダクタンスが最大になる方向と定義し、各演算式における永久磁石磁束Ψ_ｍの値を零にすればよい。 In each of the above-described embodiments, the case where the present invention is applied to the PMSM control device has been described, but the present invention can also be applied to a synchronous reluctance motor. In this case, specifically, the d-axis may be defined as the direction in which the inductance becomes maximum, and _{the value of the permanent magnet magnetic flux Ψ m} in each calculation formula may be set to zero.

１１ｕ：ｕ相電流検出回路
１１ｗ：ｗ相電流検出回路
１３：ＰＷＭ回路
１４，１５：座標変換器
１６，１９ａ，１９ｂ，３５：減算器
１７：速度調節器
１８：電流指令演算器
２０ａ：γ軸電流調節器
２０ｂ：δ軸電流調節器
２５：３相／２相変換器
２６：２相／３相変換器
３１：磁束推定器
３２：角度演算器
３３：速度推定器
３４：積分器
５０：三相交流電源
６０：整流回路
７０：電力変換器
８０：永久磁石同期電動機（ＰＭＳＭ） 11u: u-phase current detection circuit 11w: w-phase current detection circuit 13: PWM circuits 14, 15: coordinate converters 16, 19a, 19b, 35: subtractor 17: speed controller 18: current command calculator 20a: γ-axis Current regulator 20b: δ-axis current regulator 25: 3-phase / 2-phase converter 26: 2-phase / 3-phase converter 31: Magnetic flux estimator 32: Angle calculator 33: Speed estimator 34: Integrator 50: Three Phase AC power supply 60: Rectifier circuit 70: Power converter 80: Permanent magnet synchronous electric motor (PMSM)

Claims

同期電動機の端子電圧及び電流をベクトルとしてとらえ、
前記同期電動機の静止座標系の端子電圧、静止座標系の電流、及び、前記同期電動機の電機子抵抗から、前記同期電動機の電機子鎖交磁束によって誘導される誘起電圧を演算する手段と、
前記誘起電圧に拡張磁束推定値を負帰還した値を積分して、電機子鎖交磁束推定値を演算する手段と、
前記電機子鎖交磁束推定値、前記静止座標系の電流、及び、前記同期電動機の回転子磁極に対して直交方向のインダクタンスであるｑ軸インダクタンスから、前記拡張磁束推定値を演算する手段と、
前記拡張磁束推定値から前記同期電動機の速度及び磁極位置を推定する手段と、
を備えたことを特徴とする同期電動機の制御装置。 The terminal voltage and current of the synchronous motor are taken as a vector,
Stationary coordinate system the terminal voltage of the synchronous motor, the current of the stationary coordinate system, and, from the armature resistance of the synchronous motor, means for calculating an induced voltage induced by the armature flux linkage of the synchronous motor,
By integrating the value obtained by negative feedback extended flux estimates the induced voltage, and means for calculating the armature interlinking magnetic flux estimation value,
A means for calculating the extended magnetic flux estimated value from the armature interlinkage magnetic flux estimated value, the current in the stationary coordinate system, and the q-axis inductance which is the inductance in the direction orthogonal to the rotor magnetic pole of the synchronous motor.
A means for estimating the speed and magnetic pole position of the synchronous motor from the extended magnetic flux estimated value, and
A control device for a synchronous motor, which is characterized by being equipped with.

同期電動機の端子電圧及び電流をベクトルとしてとらえ、
前記同期電動機の電機子鎖交磁束推定値、静止座標系の電流、及び、前記同期電動機の回転子磁極に対して直交方向のインダクタンスであるｑ軸インダクタンスから、第１の拡張磁束推定値を演算する手段と、
前記同期電動機の静止座標系の端子電圧、静止座標系の電流、及び、前記同期電動機の電機子抵抗から、前記同期電動機の電機子鎖交磁束によって誘導される誘起電圧を演算する手段と、
前記誘起電圧に前記第１の拡張磁束推定値を負帰還した値を積分して、前記同期電動機の電機子鎖交磁束推定値を演算する手段と、
前記電機子鎖交磁束推定値、前記静止座標系の電流、及び、前記ｑ軸インダクタンスから、第２の拡張磁束推定値を演算する手段と、
前記第２の拡張磁束推定値から前記同期電動機の速度及び磁極位置を推定する手段と、
を備え、
前記第１の拡張磁束推定値の演算処理、前記電機子鎖交磁束推定値の演算処理、前記第２の拡張磁束推定値の演算処理を順次実行することを特徴とする同期電動機の制御装置。 The terminal voltage and current of the synchronous motor are taken as a vector,
The first extended magnetic flux estimated value is calculated from the armature interlinkage magnetic flux estimated value of the synchronous motor, the current in the stationary coordinate system, and the q-axis inductance, which is the inductance in the direction orthogonal to the rotor magnetic pole of the synchronous motor. Means to do and
Stationary coordinate system the terminal voltage of the synchronous motor, the current of the stationary coordinate system, and, from the armature resistance of the synchronous motor, means for calculating an induced voltage induced by the armature flux linkage of the synchronous motor,
A means for calculating the armature interlinkage magnetic flux estimated value of the synchronous motor by integrating the negative feedback value of the first extended magnetic flux estimated value with the induced voltage, and
The armature flux linkage estimate, the current of the stationary coordinate system, and, before Symbol q-axis inductance, means for calculating a second extended flux estimation value,
A means for estimating the speed and magnetic pole position of the synchronous motor from the second extended magnetic flux estimated value, and
Equipped with a,
A control device for a synchronous motor, characterized in that the arithmetic processing of the first extended magnetic flux estimated value, the arithmetic processing of the armature interlinkage magnetic flux estimated value, and the arithmetic processing of the second extended magnetic flux estimated value are sequentially executed.