JP6878162B2 - Electrical equipment - Google Patents

Description

本開示は、電気機器に関する。 The present disclosure relates to electrical equipment.

電気機器には、回転機を有するものがある。回転機からは、漏れ電流が発生することがある。このため、漏れ電流を抑制するための種々の対策がとられている。 Some electrical devices have a rotating machine. Leakage current may occur from the rotating machine. Therefore, various measures have been taken to suppress the leakage current.

特許文献１の技術では、部品の追加により漏れ電流を抑制しようとしている。図１３に、特許文献１の高周波漏れ電流低減装置１００を示す。この装置１００は、第１のトランス１０１と、第２のトランス１０２と、電圧増幅器１１０と、を有している。 In the technique of Patent Document 1, leakage current is suppressed by adding parts. FIG. 13 shows the high-frequency leakage current reduction device 100 of Patent Document 1. The device 100 includes a first transformer 101, a second transformer 102, and a voltage amplifier 110.

第１のトランス１０１は、三相の巻線１０１ａ，１０１ｂ，１０１ｃと、巻線１０１ｄと、を有している。巻線１０１ｄは、電圧検出用の巻線である。第２のトランス１０２は、三相の巻線１０２ａ，１０２ｂ，１０２ｃと、巻線１０２ｄと、を有している。巻線１０２ｄは、電圧印加用の巻線である。 The first transformer 101 has three-phase windings 101a, 101b, 101c and windings 101d. The winding 101d is a winding for voltage detection. The second transformer 102 has three-phase windings 102a, 102b, 102c and windings 102d. The winding 102d is a winding for applying a voltage.

交流電源１０５は、接続線１０４ａ，１０４ｂ，１０４ｃによって、巻線１０１ａ，１０１ｂ，１０１ｃに接続されている。巻線１０１ａ，１０１ｂ，１０１ｃは、三相の接続線１０３ａ，１０３ｂ，１０３ｃによって、巻線１０２ａ，１０２ｂ，１０２ｃに接続されている。巻線１０２ａ，１０２ｂ，１０２ｃは、三相の接続線１０６ａ，１０６ｂ，１０６ｃによって、コンバータ１０７に接続されている。コンバータ１０７は、インバータ１０８に接続されている。インバータ１０８は、三相モータ１０９に接続されている。 The AC power supply 105 is connected to the windings 101a, 101b, 101c by the connecting lines 104a, 104b, 104c. The windings 101a, 101b, 101c are connected to the windings 102a, 102b, 102c by three-phase connecting lines 103a, 103b, 103c. The windings 102a, 102b, 102c are connected to the converter 107 by three-phase connecting lines 106a, 106b, 106c. The converter 107 is connected to the inverter 108. The inverter 108 is connected to the three-phase motor 109.

第１のトランス１０１は、接続線１０４ａ，１０４ｂ，１０４ｃに流れる高周波漏れ電流により発生する電圧Ｖ１を検出する。電圧増幅器１１０は、電圧Ｖ１を増幅し、電圧Ｖ２を出力する。巻線１０２ｄに、電圧Ｖ２が電圧Ｖ１とほぼ同方向になるようにして印加される。これにより、巻線１０２ａ，１０２ａ，１０２ｃに、電圧Ｖ１とほぼ同方向の電圧が印加される。こうして、高周波漏れ電流が抑制される。 The first transformer 101 detects the voltage V1 generated by the high-frequency leakage current flowing through the connection lines 104a, 104b, 104c. The voltage amplifier 110 amplifies the voltage V1 and outputs the voltage V2. A voltage V2 is applied to the winding 102d so as to be substantially in the same direction as the voltage V1. As a result, a voltage in the same direction as the voltage V1 is applied to the windings 102a, 102a, 102c. In this way, the high frequency leakage current is suppressed.

特許文献２の技術では、特別な部品を追加することなく漏れ電流を抑制しようとしている。図１４に、特許文献２の多軸駆動システムを示す。このシステムは、モータ１１１と、モータ１１２と、インバータ１１３と、インバータ１１４と、三角波発生器１３０と、を有している。モータ１１１及び１１２は、金属フレームを通じて互いに電気的に導通している。 The technique of Patent Document 2 attempts to suppress a leakage current without adding a special component. FIG. 14 shows the multi-axis drive system of Patent Document 2. This system includes a motor 111, a motor 112, an inverter 113, an inverter 114, and a triangular wave generator 130. Motors 111 and 112 are electrically conductive with each other through a metal frame.

三角波発生器１３０は、第１三角波と、第２三角波と、を生成する。第１三角波及び第２三角波は、互いの位相が１８０°ずれている。第１三角波は、インバータ１１３用のＰＷＭキャリア信号として用いられる。第２三角波は、インバータ１１４用のＰＷＭキャリア信号として用いられる。このような第１三角波及び第２三角波を用いることによって、金属フレームの電圧の変動が抑制され、モータ１１１及びモータ１１２からの高周波漏れ電流が抑制される。 The triangular wave generator 130 generates a first triangular wave and a second triangular wave. The first triangular wave and the second triangular wave are 180 ° out of phase with each other. The first triangular wave is used as a PWM carrier signal for the inverter 113. The second triangular wave is used as a PWM carrier signal for the inverter 114. By using such a first triangular wave and a second triangular wave, the fluctuation of the voltage of the metal frame is suppressed, and the high frequency leakage current from the motor 111 and the motor 112 is suppressed.

国際公開第２０１０／１００９３４号International Publication No. 2010/100934 特開２００７−３３６６３４号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 2007-336634

特許文献１及び２では、回転機の回転周波数の整数倍の周波数の漏れ電流が該回転機で発生することを簡易な構成で抑制することについて、検討されていない。 Patent Documents 1 and 2 have not studied to suppress the occurrence of a leakage current having a frequency that is an integral multiple of the rotation frequency of the rotating machine with a simple configuration.

本開示は、
第１回転機と、
第２回転機と、
前記第１回転機を第１変調方式で駆動する第１電力変換器と、
前記第２回転機を第２変調方式で駆動する第２電力変換器と、
前記第１変調方式で使用される第１変調信号と、前記第２変調方式で使用される第２変調信号と、を生成する制御装置と、を備えた電気機器であって、
前記第１変調方式及び前記第２変調方式は、３相変調方式と同じ線間電圧を生じさせる変調方式であり、
前記第２回転機のコモンモード電圧は、前記第２回転機の回転周波数の整数倍の周波数の成分である整数倍成分を有し、
前記制御装置は、前記整数倍成分と逆位相で周期的に変化する重畳成分を前記第１変調信号に含ませる制御モードである重畳モードを有している、電気機器を提供する。 This disclosure is
The first rotating machine and
The second rotating machine and
A first power converter that drives the first rotating machine by the first modulation method, and
A second power converter that drives the second rotating machine by the second modulation method, and
An electric device including a control device for generating a first modulation signal used in the first modulation method and a second modulation signal used in the second modulation method.
The first modulation method and the second modulation method are modulation methods that generate the same line voltage as the three-phase modulation method.
The common mode voltage of the second rotating machine has an integral multiple component which is a frequency component which is an integral multiple of the rotating frequency of the second rotating machine.
The control device provides an electric device having a superimposition mode, which is a control mode in which a superimposition component that periodically changes in a phase opposite to the integer multiple component is included in the first modulation signal.

本開示に係る技術によれば、回転機の回転周波数の整数倍の周波数の漏れ電流が該回転機で発生することを簡易な構成で抑制することができる。 According to the technique according to the present disclosure, it is possible to suppress the occurrence of a leakage current having a frequency that is an integral multiple of the rotation frequency of the rotating machine in the rotating machine with a simple configuration.

電気機器の構成図Configuration diagram of electrical equipment ３相変調方式の変調信号を説明するための図The figure for demonstrating the modulation signal of a three-phase modulation system. ３相変調方式で駆動される回転機の線間電圧を説明するための図The figure for demonstrating the line voltage of the rotating machine driven by the three-phase modulation system. ３相変調方式で駆動される回転機のコモンモード電圧を説明するための図The figure for demonstrating the common mode voltage of the rotary machine driven by a three-phase modulation system. 第２回転機の変調信号を説明するための図The figure for demonstrating the modulation signal of the 2nd rotary machine. 第２回転機の線間電圧を説明するための図The figure for demonstrating the line voltage of the 2nd rotary machine 第２回転機のコモンモード電圧を説明するための図The figure for demonstrating the common mode voltage of the 2nd rotary machine. 第１回転機の変調信号を説明するための図The figure for demonstrating the modulation signal of the 1st rotary machine. 第１回転機の線間電圧を説明するための図The figure for demonstrating the line voltage of the 1st rotary machine 第１回転機のコモンモード電圧を説明するための図The figure for demonstrating the common mode voltage of the 1st rotary machine. 制御装置の構成図Configuration diagram of control device 各種波形を説明するための図Diagram for explaining various waveforms 漏れ電流抑制の効果を説明するための図Diagram to explain the effect of leakage current suppression 第２回転機の変調信号を説明するための図The figure for demonstrating the modulation signal of the 2nd rotary machine. 第２回転機の線間電圧を説明するための図The figure for demonstrating the line voltage of the 2nd rotary machine 第２回転機のコモンモード電圧を説明するための図The figure for demonstrating the common mode voltage of the 2nd rotary machine. 第１回転機の変調信号を説明するための図The figure for demonstrating the modulation signal of the 1st rotary machine. 第１回転機の線間電圧を説明するための図The figure for demonstrating the line voltage of the 1st rotary machine 第１回転機のコモンモード電圧を説明するための図The figure for demonstrating the common mode voltage of the 1st rotary machine. 第２回転機の変調信号を説明するための図The figure for demonstrating the modulation signal of the 2nd rotary machine. 第２回転機の線間電圧を説明するための図The figure for demonstrating the line voltage of the 2nd rotary machine 第２回転機のコモンモード電圧を説明するための図The figure for demonstrating the common mode voltage of the 2nd rotary machine. 第１回転機の変調信号を説明するための図The figure for demonstrating the modulation signal of the 1st rotary machine. 第１回転機の線間電圧を説明するための図The figure for demonstrating the line voltage of the 1st rotary machine 第１回転機のコモンモード電圧を説明するための図The figure for demonstrating the common mode voltage of the 1st rotary machine. 仮信号生成部及び直流成分除去部を説明するための図The figure for demonstrating the temporary signal generation part and the DC component removal part. 特許文献１の技術を説明するための図The figure for demonstrating the technique of Patent Document 1. 特許文献２の技術を説明するための図The figure for demonstrating the technique of Patent Document 2.

（本発明者による知見）
特許文献１には、２つのトランス１０１及び１０２と、電圧増幅器１１０と、を用いて、漏れ電流を抑制することが記載されている。しかしながら、これらの部品は、装置１００の構成を複雑にしている。 (Findings by the present inventor)
Patent Document 1 describes that two transformers 101 and 102 and a voltage amplifier 110 are used to suppress a leakage current. However, these components complicate the configuration of the device 100.

回転機の制御に用いられる変調方式によっては、回転機のコモンモード電圧は、回転機の回転周波数の整数倍の周波数の成分を有する。以下では、この成分を、整数倍成分と称することがある。変調方式が２相変調方式、ヒップ変調方式等である場合に、コモンモード電圧は、整数倍成分を有する。具体的には、整数倍成分は、回転機の回転周波数と相数と極対数とによって決定される周波数成分である。この成分は、キャリア周波数に比べて低周波数の成分である。ここで、回転機のコモンモード電圧は、回転機の中性点の対地電圧を指す。また、本明細書では、回転機の回転周波数は、電気角ではなく機械角に基づいたものであり、回転機の回転数と同じである。 Depending on the modulation scheme used to control the rotating machine, the common mode voltage of the rotating machine has a frequency component that is an integral multiple of the rotating frequency of the rotating machine. Hereinafter, this component may be referred to as an integer multiple component. When the modulation method is a two-phase modulation method, a hip modulation method, or the like, the common mode voltage has an integral multiple component. Specifically, the integer multiple component is a frequency component determined by the rotation frequency of the rotating machine, the number of phases, and the number of pole pairs. This component is a component having a lower frequency than the carrier frequency. Here, the common mode voltage of the rotating machine refers to the ground voltage at the neutral point of the rotating machine. Further, in the present specification, the rotation frequency of the rotating machine is based on the mechanical angle, not the electric angle, and is the same as the rotation speed of the rotating machine.

コモンモード電圧の上記整数倍成分は、回転機の漏れ電流を発生させる。具体的には、整数倍成分は、低周波数、例えば回転機の回転周波数の整数倍の周波数の漏れ電流を発生させる。特許文献２の技術では、２つのＰＷＭキャリア信号の位相を互いに１８０°ずらすことによって、漏れ電流を抑制しようとしている。しかし、この技術では、整数倍成分に由来する漏れ電流を抑制することはできない。 The integer multiple component of the common mode voltage causes a leakage current in the rotating machine. Specifically, the integral multiple component generates a leakage current at a low frequency, for example, a frequency that is an integral multiple of the rotation frequency of the rotating machine. In the technique of Patent Document 2, leakage current is suppressed by shifting the phases of two PWM carrier signals by 180 ° from each other. However, this technique cannot suppress the leakage current derived from the integral multiple component.

回転機の用途によっては、回転機に液冷媒等が浸漬し、回転機の低周波領域における対地寄生容量が大きくなることがある。例えば、モータがポンプに内蔵されており、かつ、モータ周囲に存する外郭部が接地されている場合がある。この場合にモータのステータ部分に液冷媒等が浸漬すると、モータと外郭部との間の低周波領域における寄生容量が大きくなる。低周波領域における寄生容量が大きいと、低周波領域の漏れ電流が大きくなる。 Depending on the application of the rotating machine, the liquid refrigerant or the like may be immersed in the rotating machine, and the parasitic capacitance to the ground in the low frequency region of the rotating machine may increase. For example, the motor may be built in the pump and the outer shell around the motor may be grounded. In this case, if the liquid refrigerant or the like is immersed in the stator portion of the motor, the parasitic capacitance in the low frequency region between the motor and the outer portion increases. When the parasitic capacitance in the low frequency region is large, the leakage current in the low frequency region becomes large.

以上を踏まえ、本発明者は、回転機の回転周波数の整数倍の周波数の漏れ電流が該回転機で発生することを簡易な構成で抑制することができる技術を検討した。 Based on the above, the present inventor has studied a technique capable of suppressing the occurrence of a leakage current having a frequency that is an integral multiple of the rotation frequency of the rotating machine in the rotating machine with a simple configuration.

本開示の第１態様は、
第１回転機と、
第２回転機と、
前記第１回転機を第１変調方式で駆動する第１電力変換器と、
前記第２回転機を第２変調方式で駆動する第２電力変換器と、
前記第１変調方式で使用される第１変調信号と、前記第２変調方式で使用される第２変調信号と、を生成する制御装置と、を備えた電気機器であって、
前記第１変調方式及び前記第２変調方式は、３相変調方式と同じ線間電圧を生じさせる変調方式であり、
前記第２回転機のコモンモード電圧は、前記第２回転機の回転周波数の整数倍の周波数の成分である整数倍成分を有し、
前記制御装置は、前記整数倍成分と逆位相で周期的に変化する重畳成分を前記第１変調信号に含ませる制御モードである重畳モードを有している、電気機器を提供する。 The first aspect of the present disclosure is
The first rotating machine and
The second rotating machine and
A first power converter that drives the first rotating machine by the first modulation method, and
A second power converter that drives the second rotating machine by the second modulation method, and
An electric device including a control device for generating a first modulation signal used in the first modulation method and a second modulation signal used in the second modulation method.
The first modulation method and the second modulation method are modulation methods that generate the same line voltage as the three-phase modulation method.
The common mode voltage of the second rotating machine has an integral multiple component which is a frequency component which is an integral multiple of the rotating frequency of the second rotating machine.
The control device provides an electric device having a superimposition mode, which is a control mode in which a superimposition component that periodically changes in a phase opposite to the integer multiple component is included in the first modulation signal.

第１態様によれば、第２回転機の回転周波数の整数倍の周波数の漏れ電流が第２回転機で発生することを、簡易な構成で抑制することができる。 According to the first aspect, it is possible to suppress the occurrence of a leakage current having a frequency that is an integral multiple of the rotation frequency of the second rotating machine in the second rotating machine with a simple configuration.

本開示の第２態様は、第１態様に加え、
前記第２回転機として、
（ａ）前記第１回転機よりも中性点の対地静電容量が大きい、
（ｂ）前記第１回転機よりも漏れ電流が大きい、及び／又は、
（ｃ）前記第１回転機よりも消費電力が大きい、回転機が用いられている、電気機器を提供する。 The second aspect of the present disclosure is in addition to the first aspect.
As the second rotating machine,
(A) The capacitance to ground at the neutral point is larger than that of the first rotating machine.
(B) The leakage current is larger than that of the first rotating machine, and / or
(C) Provided is an electric device in which a rotating machine is used, which consumes more power than the first rotating machine.

第２回転機が（ｂ）の特徴を有している場合には、第２回転機の漏れ電流を抑制する効果が好適に発揮される。（ａ）の特徴を有する回転機は、漏れ電流が大きくなり易い。（ｃ）の特徴を有する回転機は、大型となり易く、中性点の対地静電容量が大きくなり易く、漏れ電流が大きくなり易い。このため、第２回転機が（ａ）又は（ｃ）の特徴を有している場合には、第２回転機の漏れ電流を抑制する効果が好適に発揮される可能性が高い。また、第２回転機が（ｃ）の特徴を有している場合には、単位消費電力当たりの第２回転機の漏れ電流抑制効果が大きくなり易い。 When the second rotating machine has the feature (b), the effect of suppressing the leakage current of the second rotating machine is preferably exhibited. The rotating machine having the feature (a) tends to have a large leakage current. The rotating machine having the feature (c) tends to be large in size, the capacitance to ground at the neutral point tends to be large, and the leakage current tends to be large. Therefore, when the second rotating machine has the characteristics (a) or (c), it is highly possible that the effect of suppressing the leakage current of the second rotating machine is preferably exhibited. Further, when the second rotating machine has the feature (c), the leakage current suppressing effect of the second rotating machine per unit power consumption tends to be large.

本開示の第３態様は、第１態様又は第２態様に加え、
前記制御装置は、前記第２回転機の回転数が閾値回転数未満であると判断したときに、前記重畳モードを実行する、電気機器を提供する。 A third aspect of the present disclosure is in addition to the first or second aspect.
The control device provides an electric device that executes the superposition mode when it is determined that the rotation speed of the second rotation machine is less than the threshold rotation speed.

第３態様によれば、第２回転機の回転数が閾値回転数以上であるときに、重畳モードが実行されることが原因で第１電力変換器が過変調領域で動作することを防止できる。 According to the third aspect, when the rotation speed of the second rotation machine is equal to or higher than the threshold rotation speed, it is possible to prevent the first power converter from operating in the overmodulation region due to the execution of the superposition mode. ..

本開示の第４態様は、第１態様〜第３態様のいずれか１つに加え、
前記重畳モードにおいて、前記制御装置は、前記第２変調信号の振幅と、前記第１回転機の中性点の対地静電容量の周波数特性と、前記第２回転機の中性点の対地静電容量の周波数特性と、に応じて、前記重畳成分の振幅を逐次変化させる、電気機器を提供する。 A fourth aspect of the present disclosure includes, in addition to any one of the first to third aspects,
In the superimposition mode, the control device has the amplitude of the second modulation signal, the frequency characteristic of the capacitance with respect to the neutral point of the first rotating machine, and the static with respect to the neutral point of the second rotating machine. Provided is an electric device that sequentially changes the amplitude of the superimposed component according to the frequency characteristic of the capacitance.

第４態様によれば、重畳成分の振幅を適切に調整することができる。この調整により、漏れ電流を効果的に抑制し易くなる。 According to the fourth aspect, the amplitude of the superimposed component can be appropriately adjusted. This adjustment makes it easier to effectively suppress the leakage current.

本開示の第５態様は、第１態様〜第４態様のいずれか１つに加え、
前記第２回転機のコモンモード電圧は、直流成分を有し、
前記制御装置は、前記重畳モードにおいて前記重畳成分を生成する重畳部であって、仮信号生成部及び直流成分除去部を含む重畳部を有し、
前記重畳モードにおいて、前記仮信号生成部は、前記第２回転機のコモンモード電圧の前記直流成分及び前記整数倍成分の合成成分に−１を乗算することによって仮信号を生成し、
前記重畳モードにおいて、前記直流成分除去部は、前記仮信号の直流成分の一部又は全部を除去することによって前記重畳信号を生成する、電気機器を提供する。 A fifth aspect of the present disclosure includes, in addition to any one of the first to fourth aspects,
The common mode voltage of the second rotating machine has a DC component and has a DC component.
The control device is a superimposition unit that generates the superimposition component in the superimposition mode, and has a superimposition unit including a temporary signal generation unit and a DC component removal unit.
In the superimposition mode, the temporary signal generator generates a temporary signal by multiplying the combined component of the DC component and the integral multiple component of the common mode voltage of the second rotating machine by -1.
In the superimposition mode, the DC component removing unit provides an electric device that generates the superimposition signal by removing a part or all of the DC component of the temporary signal.

第５態様の直流成分除去部によれば、第２回転機のコモンモード電圧が直流成分を有している場合であっても、重畳成分の直流成分が過度に大きくなることを防止することができる。これにより、第１電力変換器が過変調領域で動作することを防止しつつ、重畳成分の振幅を大きくすることができる。このようにすれば、第１回転機を安定して動作させつつ、第２回転機における漏れ電流を効果的に抑制することが可能となる。 According to the DC component removing unit of the fifth aspect, even when the common mode voltage of the second rotating machine has a DC component, it is possible to prevent the DC component of the superimposed component from becoming excessively large. it can. This makes it possible to increase the amplitude of the superimposed component while preventing the first power converter from operating in the overmodulation region. In this way, it is possible to effectively suppress the leakage current in the second rotating machine while operating the first rotating machine in a stable manner.

本開示の第６態様は、第１態様〜第５態様のいずれか１つに加え、
前記制御装置は、第１変調信号生成部と、第２変調信号生成部と、重畳部と、を有し、
前記第２変調信号生成部は、前記第２変調信号を生成し、
前記重畳モードにおいて、前記重畳部は、前記第２変調信号生成部を参照して前記重畳成分を決定し、決定された前記重畳成分を前記第１変調信号生成部に与え、
前記重畳モードにおいて、前記第１変調信号生成部は、前記重畳部から与えられた前記重畳成分を用いて前記第１変調信号を生成する、電気機器を提供する。 A sixth aspect of the present disclosure includes, in addition to any one of the first to fifth aspects,
The control device includes a first modulation signal generation unit, a second modulation signal generation unit, and a superimposition unit.
The second modulated signal generation unit generates the second modulated signal, and the second modulated signal is generated.
In the superimposition mode, the superimposition unit determines the superimposition component with reference to the second modulation signal generation unit, and gives the determined superimposition component to the first modulation signal generation unit.
In the superimposition mode, the first modulation signal generation unit provides an electric device that generates the first modulation signal by using the superimposition component given from the superimposition unit.

第６態様によれば、第１変調信号に重畳成分を容易に含ませることができる。 According to the sixth aspect, the superimposed component can be easily included in the first modulated signal.

本開示の第７態様は、第１態様〜第６態様のいずれか１つに加え、
前記第２変調方式は、
（ｖ）２相変調方式である、
（ｗ）ヒップ変調方式である、又は、
（ｘ）３相変調の各相の変調信号のうち中央値となる変調信号の値の１／２倍を、３相変調の各相の変調信号に対して加算することによって、各相の変調信号を得る変調方式である、電気機器を提供する。 A seventh aspect of the present disclosure includes, in addition to any one of the first to sixth aspects,
The second modulation method is
(V) A two-phase modulation method,
(W) Hip modulation method or
(X) Modulation of each phase by adding 1/2 times the value of the modulation signal that is the median value of the modulation signals of each phase of the three-phase modulation to the modulation signal of each phase of the three-phase modulation. Provided is an electric device which is a modulation method for obtaining a signal.

第７態様の第２変調方式は、第２変調方式の具体例である。 The second modulation method of the seventh aspect is a specific example of the second modulation method.

以下、本開示の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。本開示は、以下の実施の形態に限定されない。 Hereinafter, embodiments of the present disclosure will be described with reference to the drawings. The present disclosure is not limited to the following embodiments.

（実施の形態１）
図１は、本実施の形態に係る電気機器１の構成図である。電気機器１は、商用電源８に接続され得る。電気機器１は、第１回転機２と、第２回転機３と、第１電力変換器４と、第２電力変換器５と、制御装置１１と、を備えている。また、電気機器１は、第１機械６と、第２機械７と、整流回路９と、コンデンサ１０と、を備えている。 (Embodiment 1)
FIG. 1 is a configuration diagram of an electric device 1 according to the present embodiment. The electrical device 1 may be connected to the commercial power supply 8. The electric device 1 includes a first rotating machine 2, a second rotating machine 3, a first power converter 4, a second power converter 5, and a control device 11. Further, the electric device 1 includes a first machine 6, a second machine 7, a rectifier circuit 9, and a capacitor 10.

本実施の形態では、第１回転機２及び第２回転機３は、モータである。第１機械６及び第２機械７は、負荷である。具体的には、第１機械６は、ファンである。第２機械７は、ポンプである。 In the present embodiment, the first rotating machine 2 and the second rotating machine 3 are motors. The first machine 6 and the second machine 7 are loads. Specifically, the first machine 6 is a fan. The second machine 7 is a pump.

電気機器１には、商用電源８から交流電力が供給される。整流回路９は、この交流電力を直流電力に変換する。コンデンサ１０は、この直流電力を平滑化する。第１電力変換器４及び第２電力変換器５には、平滑化された直流電力が供給される。第１電力変換器４は、第１回転機２を駆動する。第１回転機２は、第１機械６を駆動する。第２電力変換器５は、第２回転機３を駆動する。第２回転機３は、第２機械７を駆動する。 AC power is supplied to the electric device 1 from the commercial power source 8. The rectifier circuit 9 converts this AC power into DC power. The capacitor 10 smoothes this DC power. Smoothed DC power is supplied to the first power converter 4 and the second power converter 5. The first power converter 4 drives the first rotating machine 2. The first rotating machine 2 drives the first machine 6. The second power converter 5 drives the second rotating machine 3. The second rotary machine 3 drives the second machine 7.

商用電源８と整流回路９との間に、力率改善回路が挿入されていてもよい。商用電源８と整流回路９との間に、端子雑音の抑制回路が挿入されていてもよい。商用電源８と整流回路９との間に、外来ノイズを低減させるフィルタ回路が挿入されていてもよい。 A power factor improving circuit may be inserted between the commercial power supply 8 and the rectifier circuit 9. A terminal noise suppression circuit may be inserted between the commercial power supply 8 and the rectifier circuit 9. A filter circuit for reducing external noise may be inserted between the commercial power supply 8 and the rectifier circuit 9.

第１電力変換器４は、第１回転機２を第１変調方式で駆動する。第２電力変換器５は、第２回転機３を第２変調方式で駆動する。制御装置１１は、第１変調信号と第２変調信号とを生成する。第１変調信号は、第１変調方式で使用される信号である。第２変調信号は、第２変調方式で使用される信号である。なお、本実施の形態及び後述の実施の形態では、変調信号は、電圧波である。 The first power converter 4 drives the first rotating machine 2 by the first modulation method. The second power converter 5 drives the second rotating machine 3 by the second modulation method. The control device 11 generates a first modulation signal and a second modulation signal. The first modulation signal is a signal used in the first modulation method. The second modulation signal is a signal used in the second modulation method. In the present embodiment and the embodiments described later, the modulated signal is a voltage wave.

第１変調方式及び第２変調方式は、３相変調方式と同じ線間電圧を生じさせる変調方式である。この点は、後述の実施の形態でも同様である。 The first modulation method and the second modulation method are modulation methods that generate the same line voltage as the three-phase modulation method. This point is the same in the embodiment described later.

図２Ａに、３相変調方式における変調信号を示す。図２Ｂに、３相変調方式における線間電圧を示す。３相変調方式におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号Ｖ_u3 ^*，Ｖ_v3 ^*及びＶ_w3 ^*は、互いに位相が１２０°ずつずれた正弦波信号である。 FIG. 2A shows a modulation signal in the three-phase modulation method. FIG. 2B shows the line voltage in the three-phase modulation method. The U-phase, V-phase, and W-phase modulation signals V _u3 ^* , V _v3 ^*, and V _w3 ^* in the three-phase modulation method are sinusoidal signals whose phases are shifted by 120 ° from each other.

先に述べたとおり、回転機のコモンモード電圧は、回転機の中性点の対地電圧を指す。回転機のコモンモード電圧は、各相の変調信号の平均値の変化周期と同じ周期で変化する交流成分を有する場合がある。しかしながら、３相変調方式におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号Ｖ_u3 ^*，Ｖ_v3 ^*及びＶ_w3 ^*の平均値は、上記周期では変化しない。このため、図２Ｃに示すように、３相変調方式におけるコモンモード電圧は、上記周期で変化する交流成分を有さない。なお、図２Ｃでは、コモンモード電圧がそのような交流成分を有さないことを分かり易く示すために、キャリア信号等に由来する高周波成分を無視している。 As mentioned earlier, the common mode voltage of the rotating machine refers to the ground voltage at the neutral point of the rotating machine. The common mode voltage of the rotating machine may have an AC component that changes in the same period as the change period of the average value of the modulated signals of each phase. However, the average values of the U-phase, V-phase, and W-phase modulation signals V _u3 ^* , V _v3 ^*, and V _w3 ^{* in} the three-phase modulation method do not change in the above period. Therefore, as shown in FIG. 2C, the common mode voltage in the three-phase modulation method does not have an AC component that changes in the above period. In FIG. 2C, the high frequency component derived from the carrier signal or the like is ignored in order to clearly show that the common mode voltage does not have such an AC component.

本実施の形態では、第２変調方式は、２相変調方式である。２相変調方式によれば、スイッチング損失を低減させ、回転機を高効率に駆動させることができる。具体的には、本実施の形態の第２変調方式は、下固定方式の２相変調方式である。下固定方式では、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号のうち最も小さい相のものが、低レベルに固定される。低レベルは、キャリア信号の最低レベルを指す。低レベルに固定された相のデューティは、０％に固定される。 In the present embodiment, the second modulation method is a two-phase modulation method. According to the two-phase modulation method, the switching loss can be reduced and the rotating machine can be driven with high efficiency. Specifically, the second modulation method of the present embodiment is a lower fixed two-phase modulation method. In the lower fixed method, the smallest phase of the U-phase, V-phase, and W-phase modulated signals is fixed at a low level. Low level refers to the lowest level of the carrier signal. The duty of the phase fixed at the low level is fixed at 0%.

本実施の形態の第２変調方式におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*及びＶ_w2 ^*は、３相変調方式におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号Ｖ_u3 ^*，Ｖ_v3 ^*及びＶ_w3 ^*を用いて表現できる。具体的には、変調信号Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*及びＶ_w2 ^*は、以下の式（１−１）で与えられる。ここで、「ｍｉｎ（Ａ，Ｂ，Ｃ）」は、Ａ、Ｂ及びＣの最小値を指す。以下では、第２変調方式における各相の変調信号を、まとめて第２変調信号と称することがある。また、Δｍ１を、重畳成分と称することがある。 _{The U-phase, V-phase and W-phase modulation signals V u2} ^* , V _v2 ^* and V _w2 ^* in the second modulation method of the present embodiment are the U-phase, V-phase and W-phase modulation signals in the three-phase modulation method. It can be expressed using _{V u3} ^* , V _v3 ^* and V _w3 ^*. Specifically, the modulated signals V _u2 ^* , V _v2 ^* and V _w2 ^* are given by the following equation (1-1). Here, "min (A, B, C)" refers to the minimum value of A, B, and C. Hereinafter, the modulated signals of each phase in the second modulation method may be collectively referred to as the second modulated signal. Further, Δm1 may be referred to as a superposed component.

変調信号Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*及びＶ_w2 ^*を用いた場合の第２回転機３の線間電圧及び相電圧は、変調信号Ｖ_u3 ^*，Ｖ_v3 ^*及びＶ_w3 ^*を用いた場合の第２回転機３の線間電圧及び相電圧と同じとなる。この点は、後述の実施の形態でも同様である。 The line voltage and phase voltage of the second rotating machine 3 when the modulated signals V _u2 ^* , V _v2 ^* and V _w2 ^* _{are used are the same as when the modulated signals V u3} ^* , V _v3 ^* and V _w3 ^* are used. It becomes the same as the line voltage and the phase voltage of the second rotating machine 3. This point is the same in the embodiment described later.

図３Ａに、変調信号Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*及びＶ_w2 ^*を示す。図３Ｂに、第２回転機３の線間電圧を示す。図３Ｃに、第２回転機３のコモンモード電圧を示す。第２回転機３のコモンモード電圧は、３相変調方式におけるコモンモード電圧とは異なり、第２回転機３の回転周波数の整数倍の周波数の成分である整数倍成分を有している。 FIG. 3A shows the modulated signals V _u2 ^* , V _v2 ^* and V _w2 ^* . FIG. 3B shows the line voltage of the second rotating machine 3. FIG. 3C shows the common mode voltage of the second rotating machine 3. The common mode voltage of the second rotating machine 3 has an integral multiple component which is a frequency component which is an integral multiple of the rotating frequency of the second rotating machine 3, unlike the common mode voltage in the three-phase modulation method.

なお、図３Ｃでは、キャリア信号等に由来する高周波成分を無視している。この点は、図４Ｃ、図８Ｃ、図９Ｃ、図１０Ｃ及び図１１Ｃについても同様である。 In FIG. 3C, high frequency components derived from carrier signals and the like are ignored. This point is the same for FIGS. 4C, 8C, 9C, 10C and 11C.

本実施の形態の第１変調方式におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号Ｖ_u1 ^*，Ｖ_v1 ^*及びＶ_w1 ^*は、３相変調方式におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号Ｖ_u3 ^*#，Ｖ_v3 ^*#及びＶ_w3 ^*#を用いて表現できる。具体的には、変調信号Ｖ_u1 ^*，Ｖ_v1 ^*及びＶ_w1 ^*は、以下の式（１−２）で与えられる。以下では、第１変調方式における各相の変調信号を、まとめて第１変調信号と称することがある。 _{The U-phase, V-phase, and W-phase modulation signals V u1} ^* , V _v1 ^*, and V _w1 ^* in the first modulation method of the present embodiment are U-phase, V-phase, and W-phase modulation signals in the three-phase modulation method. It can be expressed using _{V u3} ^{* #} , V _v3 ^{* #} and V _w3 ^{* #.} Specifically, the modulated signals V _u1 ^* , V _v1 ^* and V _w1 ^* are given by the following equation (1-2). Hereinafter, the modulated signals of each phase in the first modulation method may be collectively referred to as the first modulated signal.

変調信号Ｖ_u1 ^*，Ｖ_v1 ^*及びＶ_w1 ^*を用いた場合の第１回転機２の線間電圧及び相電圧は、変調信号Ｖ_u3 ^*#，Ｖ_v3 ^*#及びＶ_w3 ^*#を用いた場合の第１回転機２の線間電圧及び相電圧と同じとなる。この点は、後述の実施の形態でも同様である。 When the modulated signals V _u1 ^* , V _v1 ^* and V _w1 ^* are used, the line voltage and phase voltage of the first rotating machine 2 use the modulated signals V _u3 ^{* #} , V _v3 ^{* #} and V _w3 ^{* #} . If there is, it will be the same as the line voltage and phase voltage of the first rotating machine 2. This point is the same in the embodiment described later.

本実施の形態では、変調信号Ｖ_u3 ^*#，Ｖ_v3 ^*#及びＶ_w3 ^*#の位相と変調信号Ｖ_u3 ^*，Ｖ_v3 ^*及びＶ_w3 ^*の位相はずれている。ただし、変調信号Ｖ_u3 ^*#，Ｖ_v3 ^*#及びＶ_w3 ^*#の位相と変調信号Ｖ_u3 ^*，Ｖ_v3 ^*及びＶ_w3 ^*の位相は同じであってもよい。また、本実施の形態では、変調信号Ｖ_u3 ^*#，Ｖ_v3 ^*#及びＶ_w3 ^*#の振幅と変調信号Ｖ_u3 ^*，Ｖ_v3 ^*及びＶ_w3 ^*の振幅は同じである。ただし、変調信号Ｖ_u3 ^*#，Ｖ_v3 ^*#及びＶ_w3 ^*#の振幅と変調信号Ｖ_u3 ^*，Ｖ_v3 ^*及びＶ_w3 ^*の振幅は異なっていてもよい。これらの点は、後述の実施の形態においても同様である。 In this embodiment, the phases of the modulated signals V _u3 ^{* #} , V _v3 ^{* #} and V _w3 ^{* #} are out of phase with the modulated signals V _u3 ^* , V _v3 ^* and V _w3 ^* . However, the phase of the modulated signals V _u3 ^{* #} , V _v3 ^{* #} and V _w3 ^{* # and} the phase of the modulated signals V _u3 ^* , V _v3 ^* and V _w3 ^* may be the same. Further, in the present embodiment, the amplitudes of the modulated signals V _u3 ^{* #} , V _v3 ^{* #} and V _w3 ^{* # and} the amplitudes of the modulated signals V _u3 ^* , V _v3 ^* and V _w3 ^* are the same. However, the amplitudes of the modulated signals V _u3 ^{* #} , V _v3 ^{* #} and V _w3 ^{* # and} the amplitudes of the modulated signals V _u3 ^* , V _v3 ^* and V _w3 ^* may be different. These points are the same in the embodiments described later.

図４Ａに、変調信号Ｖ_u1 ^*，Ｖ_v1 ^*及びＶ_w1 ^*を示す。図４Ｂに、第１回転機２の線間電圧を示す。図４Ｃに、第１回転機２のコモンモード電圧を示す。第１回転機２のコモンモード電圧は、第２回転機３の回転周波数の整数倍の周波数の成分を有している。この成分は、第２回転機３のコモンモード電圧の上記整数倍成分と逆位相で周期的に変化している。 FIG. 4A shows the modulated signals V _u1 ^* , V _v1 ^* and V _w1 ^* . FIG. 4B shows the line voltage of the first rotating machine 2. FIG. 4C shows the common mode voltage of the first rotating machine 2. The common mode voltage of the first rotating machine 2 has a frequency component that is an integral multiple of the rotating frequency of the second rotating machine 3. This component periodically changes in the opposite phase to the above-mentioned integer multiple component of the common mode voltage of the second rotating machine 3.

上述のように、第２回転機３のコモンモード電圧は、第２回転機３の回転周波数の整数倍の周波数の成分である整数倍成分を有している。そして、式（１−２）に従う制御により、第１変調信号が、この整数倍成分と逆位相で周期的に変化する重畳成分を含むことになる。以下では、重畳成分を第１変調信号に含ませる制御装置１１の制御モードを、重畳モードと称することがある。なお、制御装置１１は、重畳モードのみを有していてもよく、重畳モードとともに他の制御モードを有していてもよい。 As described above, the common mode voltage of the second rotary machine 3 has an integer multiple component which is a frequency component which is an integral multiple of the rotation frequency of the second rotary machine 3. Then, by the control according to the equation (1-2), the first modulated signal includes a superposed component that periodically changes in the opposite phase to the integer multiple component. Hereinafter, the control mode of the control device 11 in which the superimposition component is included in the first modulation signal may be referred to as a superimposition mode. The control device 11 may have only the superimposition mode, or may have another control mode in addition to the superimposition mode.

本実施の形態の制御装置１１は、図５に示す構成を有している。制御装置１１は、第１の第１減算部１３と、第１の第１ＰＩ制御部１４と、第１の第２減算部１５と、第１の第２ＰＩ制御部１６と、第１の２相／３相変換部１７と、第１変調信号生成部１８と、第１の搬送波比較部１９と、を有している。制御装置１１は、第２の第１減算部２３と、第２の第１ＰＩ制御部２４と、第２の第２減算部２５と、第２の第２ＰＩ制御部２６と、第２の２相／３相変換部２７と、第２変調信号生成部２８と、第２の搬送波比較部２９と、を有している。また、制御装置１１は、重畳部１２を有している。 The control device 11 of the present embodiment has the configuration shown in FIG. The control device 11 includes a first subtraction unit 13, a first PI control unit 14, a first second subtraction unit 15, a first second PI control unit 16, and a first two-phase. It has a / 3-phase conversion unit 17, a first modulation signal generation unit 18, and a first carrier wave comparison unit 19. The control device 11 includes a second first subtraction unit 23, a second first PI control unit 24, a second second subtraction unit 25, a second second PI control unit 26, and a second two-phase. It has a / 3-phase conversion unit 27, a second modulation signal generation unit 28, and a second carrier wave comparison unit 29. Further, the control device 11 has a superimposing unit 12.

第２の第１減算部２３は、第２回転機３の回転数の指令値ｒｐｍ２＿ｒｅｆから第２回転機３の回転数の瞬時値ｒｐｍ２＿ｔを差し引いた差分を計算する。指令値ｒｐｍ２＿ｒｅｆは、例えば、外部から制御装置１１に与えられる。瞬時値ｒｐｍ２＿ｔは、例えば、レゾルバ又はエンコーダ等のセンサを用いて特定することができる。また、電流センサにより第２回転機３の電流を検出し、電流の検出値から瞬時値ｒｐｍ２＿ｔを推定することもできる。 The second first subtraction unit 23 calculates the difference obtained by subtracting the instantaneous value rpm2_t of the rotation speed of the second rotating machine 3 from the command value rpm2_ref of the rotation speed of the second rotating machine 3. The command value rpm2_ref is given to the control device 11 from the outside, for example. The instantaneous value rpm2_t can be specified by using a sensor such as a resolver or an encoder, for example. It is also possible to detect the current of the second rotating machine 3 with the current sensor and estimate the instantaneous value rpm2_t from the detected value of the current.

第２の第１ＰＩ制御部２４は、第２回転機３のｑ軸電流の指令値Ｉｑ２＿ｒｅｆを特定する。具体的には、第２の第１ＰＩ制御部２４は、比例積分制御によって、指令値ｒｐｍ２＿ｒｅｆから瞬時値ｒｐｍ２＿ｔを差し引いた差分をゼロに収束させる指令値Ｉｑ２＿ｒｅｆを演算する。 The second first PI control unit 24 specifies the command value Iq2_ref of the q-axis current of the second rotating machine 3. Specifically, the second first PI control unit 24 calculates the command value Iq2_ref that converges the difference obtained by subtracting the instantaneous value rpm2_t from the command value rpm2_ref to zero by proportional integration control.

第２の第２減算部２５は、指令値Ｉｑ２＿ｒｅｆから第２回転機３のｑ軸電流の瞬時値Ｉｑ２＿ｔを差し引いた差分を計算する。瞬時値Ｉｑ２＿ｔは、例えば、第２回転機３の３相座標上の電流をセンサで検出し、この電流をｄｑ座標上の電流に座標変換することによって得ることができる。 The second second subtraction unit 25 calculates the difference obtained by subtracting the instantaneous value Iq2_t of the q-axis current of the second rotating machine 3 from the command value Iq2_ref. The instantaneous value Iq2_t can be obtained, for example, by detecting a current on the three-phase coordinates of the second rotating machine 3 with a sensor and converting this current into a current on the dq coordinates.

第２の第２ＰＩ制御部２６は、第２回転機３のｑ軸電圧の指令値Ｖｑ２＿ｒｅｆを特定する。具体的には、第２の第２ＰＩ制御部２６は、比例積分制御によって、指令値Ｉｑ２＿ｒｅｆから瞬時値Ｉｑ２＿ｔを差し引いた差分をゼロに収束させる指令値Ｖｑ２＿ｒｅｆを演算する。 The second second PI control unit 26 specifies the command value Vq2_ref of the q-axis voltage of the second rotating machine 3. Specifically, the second second PI control unit 26 calculates a command value Vq2_ref that converges the difference obtained by subtracting the instantaneous value Iq2_t from the command value Iq2_ref to zero by proportional integration control.

第２の２相／３相変換部２７は、第２回転機３のｄ軸電圧の指令値Ｖｄ２＿ｒｅｆとｑ軸電圧の指令値Ｖｑ２＿ｒｅｆの組み合わせを、３相座標上のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧に座標変換する。これにより、第２回転機３のＵ相、Ｖ相及びＷ相の相電圧の指令値が生成される。指令値Ｖｄ２＿ｒｅｆは、例えば、外部から制御装置１１に与えられる。 The second 2-phase / 3-phase converter 27 uses a combination of the d-axis voltage command value Vd2_ref and the q-axis voltage command value Vq2_ref of the second rotating machine 3 as U-phase, V-phase, and W on the three-phase coordinates. Coordinate conversion to phase voltage. As a result, the command values of the U-phase, V-phase, and W-phase phase voltages of the second rotating machine 3 are generated. The command value Vd2_ref is given to the control device 11 from the outside, for example.

第２変調信号生成部２８は、第２変調信号を生成する。具体的には、第２変調信号生成部２８は、第２回転機３のＵ相、Ｖ相及びＷ相の相電圧の指令値のそれぞれを、コンデンサ１０の端子間電圧の半分の値で割る。これにより、第２回転機３のＵ相、Ｖ相及びＷ相の３相変調方式用の変調信号Ｖ_u3 ^*，Ｖ_v3 ^*及びＶ_w3 ^*が得られる。第２変調信号生成部２８は、式（１−１）に基づいて、変調信号Ｖ_u3 ^*，Ｖ_v3 ^*及びＶ_w3 ^*から、第２変調方式用の変調信号Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*及びＶ_w2 ^*を生成する。 The second modulated signal generation unit 28 generates the second modulated signal. Specifically, the second modulation signal generation unit 28 divides each of the command values of the U-phase, V-phase, and W-phase phase voltages of the second rotating machine 3 by half the voltage between the terminals of the capacitor 10. .. _{As a result, the modulation signals V u3} ^* , V _v3 ^* and V _w3 ^* for the U-phase, V-phase and W-phase three-phase modulation method of the second rotating machine 3 can be obtained. Based on the equation (1-1), the second modulation signal generation unit 28 uses the modulation signals V _u3 ^* , V _v3 ^* and V _w3 ^* _{to obtain the modulation signals V u2} ^* , V _v2 ^* and V v2 * for the second modulation method. Generate V _w2 ^*.

第２の搬送波比較部２９は、ＰＷＭ変調により、制御信号を生成する。具体的には、第２の搬送波比較部２９は、変調信号Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*及びＶ_w2 ^*とキャリア信号とを比較する。第２の搬送波比較部２９は、この比較を通じて、第２回転機３のＵ相、Ｖ相及びＷ相の制御信号を生成する。キャリア信号は、例えば三角波である。 The second carrier wave comparison unit 29 generates a control signal by PWM modulation. Specifically, the second carrier wave comparison unit 29 compares the modulated signals V _u2 ^* , V _v2 ^* and V _w2 ^* with the carrier signal. The second carrier wave comparison unit 29 generates U-phase, V-phase, and W-phase control signals of the second rotating machine 3 through this comparison. The carrier signal is, for example, a triangular wave.

生成された制御信号は、第２電力変換器５に出力される。第２電力変換器５は、制御信号に基づいて第２回転機３を駆動させる。 The generated control signal is output to the second power converter 5. The second power converter 5 drives the second rotating machine 3 based on the control signal.

第１の第１減算部１３は、第１回転機２の回転数の指令値ｒｐｍ１＿ｒｅｆから第１回転機２の回転数の瞬時値ｒｐｍ１＿ｔを差し引いた差分を計算する。指令値ｒｐｍ１＿ｒｅｆは、例えば、外部から制御装置１１に与えられる。瞬時値ｒｐｍ１＿ｔは、例えば、レゾルバ又はエンコーダ等のセンサを用いて特定することができる。また、電流センサにより第１回転機２の電流を検出し、電流の検出値から瞬時値ｒｐｍ１＿ｔを推定することもできる。 The first subtraction unit 13 calculates the difference obtained by subtracting the instantaneous value rpm1_t of the rotation speed of the first rotating machine 2 from the command value rpm1_ref of the rotation speed of the first rotating machine 2. The command value rpm1_ref is given to the control device 11 from the outside, for example. The instantaneous value rpm1_t can be specified by using a sensor such as a resolver or an encoder, for example. It is also possible to detect the current of the first rotating machine 2 with the current sensor and estimate the instantaneous value rpm1_t from the detected value of the current.

第１の第１ＰＩ制御部１４は、第１回転機２のｑ軸電流の指令値Ｉｑ１＿ｒｅｆを特定する。具体的には、第１の第１ＰＩ制御部１４は、比例積分制御によって、指令値ｒｐｍ１＿ｒｅｆから瞬時値ｒｐｍ１＿ｔを差し引いた差分をゼロに収束させる指令値Ｉｑ１＿ｒｅｆを演算する。 The first PI control unit 14 specifies the command value Iq1_ref of the q-axis current of the first rotating machine 2. Specifically, the first PI control unit 14 calculates a command value Iq1_ref that converges the difference obtained by subtracting the instantaneous value rpm1_t from the command value rpm1_ref to zero by proportional integration control.

第１の第２減算部１５は、指令値Ｉｑ１＿ｒｅｆから第１回転機２のｑ軸電流の瞬時値Ｉｑ１＿ｔを差し引いた差分を計算する。瞬時値Ｉｑ１＿ｔは、例えば、第１回転機２の３相座標上の電流をセンサで検出し、この電流をｄｑ座標上の電流に座標変換することによって得ることができる。 The first second subtraction unit 15 calculates the difference obtained by subtracting the instantaneous value Iq1_t of the q-axis current of the first rotating machine 2 from the command value Iq1_ref. The instantaneous value Iq1_t can be obtained, for example, by detecting a current on the three-phase coordinates of the first rotating machine 2 with a sensor and converting this current into a current on the dq coordinates.

第１の第２ＰＩ制御部１６は、第１回転機２のｑ軸電圧の指令値Ｖｑ１＿ｒｅｆを特定する。具体的には、第１の第２ＰＩ制御部１６は、比例積分制御によって、指令値Ｉｑ１＿ｒｅｆから瞬時値Ｉｑ１＿ｔを差し引いた差分をゼロに収束させる指令値Ｖｑ１＿ｒｅｆを演算する。 The first second PI control unit 16 specifies the command value Vq1_ref of the q-axis voltage of the first rotating machine 2. Specifically, the first second PI control unit 16 calculates a command value Vq1_ref that converges the difference obtained by subtracting the instantaneous value Iq1_t from the command value Iq1_ref to zero by proportional integration control.

第１の２相／３相変換部１７は、第１回転機２のｄ軸電圧の指令値Ｖｄ１＿ｒｅｆとｑ軸電圧の指令値Ｖｑ１＿ｒｅｆの組み合わせを、３相座標上のＵ相、Ｖ相及びＷ相の電圧に座標変換する。これにより、第１回転機２のＵ相、Ｖ相及びＷ相の相電圧の指令値が生成される。指令値Ｖｄ１＿ｒｅｆは、例えば、外部から制御装置１１に与えられる。 The first two-phase / three-phase conversion unit 17 combines the command value Vd1_ref of the d-axis voltage of the first rotating machine 2 and the command value Vq1_ref of the q-axis voltage with the U-phase, V-phase and W on the three-phase coordinates. Coordinate conversion to phase voltage. As a result, the command values of the U-phase, V-phase, and W-phase phase voltages of the first rotating machine 2 are generated. The command value Vd1_ref is given to the control device 11 from the outside, for example.

重畳部１２は、第２変調信号生成部２８を参照して重畳成分Δｍ１を決定する。そして、重畳部１２は、決定された重畳成分Δｍ１を第１変調信号生成部１８に与える。 The superimposition unit 12 determines the superimposition component Δm1 with reference to the second modulation signal generation unit 28. Then, the superimposition unit 12 gives the determined superimposition component Δm1 to the first modulation signal generation unit 18.

第１変調信号生成部１８は、重畳部１２から与えられた重畳成分Δｍ１を用いて第１変調信号を生成する。具体的には、第１変調信号生成部１８は、第１回転機２のＵ相、Ｖ相及びＷ相の相電圧の指令値のそれぞれを、コンデンサ１０の端子間電圧の半分の値で割る。これにより、第１回転機２のＵ相、Ｖ相及びＷ相の３相変調方式用の変調信号Ｖ_u3 ^*#，Ｖ_v3 ^*#及びＶ_w3 ^*#が得られる。第１変調信号生成部１８は、式（１−２）に基づいて、変調信号Ｖ_u3 ^*#，Ｖ_v3 ^*#及びＶ_w3 ^*#及び重畳成分Δｍ１から、第１変調方式用の変調信号Ｖ_u1 ^*，Ｖ_v1 ^*及びＶ_w1 ^*を生成する。 The first modulation signal generation unit 18 generates the first modulation signal using the superimposition component Δm1 given by the superimposition unit 12. Specifically, the first modulation signal generation unit 18 divides each of the command values of the U-phase, V-phase, and W-phase phase voltages of the first rotating machine 2 by half the voltage between the terminals of the capacitor 10. .. _{As a result, modulation signals V u3} ^{* #} , V _v3 ^{* #,} and V _w3 ^** for the U-phase, V-phase, and W-phase three-phase modulation method of the first rotating machine 2 can be obtained. The first modulation signal generation unit 18 is based on the equation (1-2), and from the modulation signals V _u3 ^{* #} , V _v3 ^{* #} and V _w3 ^{* #} and the superimposition component Δm1, the modulation signal V for the first modulation method. Generate _u1 ^* , V _v1 ^* and V _w1 ^*.

第１の搬送波比較部１９は、ＰＷＭ変調により、制御信号を生成する。具体的には、第１の搬送波比較部１９は、変調信号Ｖ_u1 ^*，Ｖ_v1 ^*及びＶ_w1 ^*とキャリア信号とを比較する。第１の搬送波比較部１９は、この比較を通じて、第１回転機２のＵ相、Ｖ相及びＷ相の制御信号を生成する。キャリア信号は、例えば三角波である。 The first carrier wave comparison unit 19 generates a control signal by PWM modulation. Specifically, the first carrier wave comparison unit 19 compares the modulated signals V _u1 ^* , V _v1 ^* and V _w1 ^* with the carrier signal. Through this comparison, the first carrier wave comparison unit 19 generates control signals for the U phase, V phase, and W phase of the first rotating machine 2. The carrier signal is, for example, a triangular wave.

生成された制御信号は、第１電力変換器４に出力される。第１電力変換器４は、制御信号に基づいて第１回転機２を駆動させる。 The generated control signal is output to the first power converter 4. The first power converter 4 drives the first rotating machine 2 based on the control signal.

本実施の形態によれば、第２回転機３の回転周波数の整数倍の周波数の漏れ電流が第２回転機３で発生することを、簡易な構成で抑制することができる。 According to the present embodiment, it is possible to suppress the occurrence of a leakage current having a frequency that is an integral multiple of the rotation frequency of the second rotating machine 3 in the second rotating machine 3 with a simple configuration.

図６及び図７に、シミュレーションにより得た各種波形を示す。 6 and 7 show various waveforms obtained by simulation.

図６の１段目は、第２回転機３の変調信号Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*及びＶ_w2 ^*を示す。２段目は、第１回転機２の変調信号Ｖ_u1 ^*，Ｖ_v1 ^*及びＶ_w1 ^*を示す。３段目は、重畳成分Δｍ１を示す。４段目は、第１回転機２及び第２回転機３のコモンモード電圧を示す。なお、４段目の２つの波形は、キャリア成分由来の高周波ノイズをローパスフィルタを用いてカットすることによって得たものである。５段目は、第１回転機２の相電流を示す。６段目は、第２回転機３の相電流を示す。 The first stage of FIG. 6 shows the modulation signals V _u2 ^* , V _v2 ^*, and V _w2 ^* of the second rotating machine 3. The second stage shows the modulation signals V _u1 ^* , V _v1 ^*, and V _w1 ^* of the first rotating machine 2. The third row shows the superimposed component Δm1. The fourth stage shows the common mode voltage of the first rotating machine 2 and the second rotating machine 3. The two waveforms in the fourth stage were obtained by cutting high-frequency noise derived from the carrier component using a low-pass filter. The fifth stage shows the phase current of the first rotating machine 2. The sixth stage shows the phase current of the second rotating machine 3.

１段目から、第２変調信号が下固定方式の２相変調方式の波形を有していることが把握される。２段目から、第１変調信号が３相変調方式の変調信号に重畳成分Δｍ１を重畳させた波形を有していることが把握される。本実施の形態では、第１回転機２及び第２回転機３は、それぞれ、相数が３であり、極対数が２である。このため、４段目に示されているように、モータ第１回転機２及び第２回転機３のコモンモード電圧は、第２回転機３の回転周波数の６倍の周波数の脈動成分を有している。また、４段目から、これらのコモンモード電圧の位相が互い反転していることが把握される。５段目から、第１回転機２の各相の変調信号が重畳成分Δｍ１を含んでいても、第１回転機２に正弦波状の相電流を印加できることが把握される。 From the first stage, it is understood that the second modulation signal has a waveform of the two-phase modulation method of the lower fixed method. From the second stage, it is understood that the first modulation signal has a waveform in which the superimposition component Δm1 is superposed on the modulation signal of the three-phase modulation method. In the present embodiment, the first rotating machine 2 and the second rotating machine 3 each have a phase number of 3 and a pole pair number of 2. Therefore, as shown in the fourth stage, the common mode voltage of the motor first rotating machine 2 and the second rotating machine 3 has a pulsating component having a frequency six times the rotation frequency of the second rotating machine 3. doing. Further, from the fourth stage, it is understood that the phases of these common mode voltages are inverted from each other. From the fifth stage, it is understood that a sinusoidal phase current can be applied to the first rotating machine 2 even if the modulated signal of each phase of the first rotating machine 2 contains the superimposed component Δm1.

図７の上側のグラフは、第１変調方式として３相変調方式を採用した点を除いて本実施の形態に従って回転機２及び３を制御した場合における、第２回転機３の漏れ電流を示す。図７の下側のグラフは、本実施の形態に従って回転機２及び３を制御した場合における、第２回転機３の漏れ電流を示す。なお、各グラフの波形は、キャリア成分由来の高周波ノイズをローパスフィルタを用いてカットすることによって得たものである。 The upper graph of FIG. 7 shows the leakage current of the second rotating machine 3 when the rotating machines 2 and 3 are controlled according to the present embodiment except that the three-phase modulation method is adopted as the first modulation method. .. The lower graph of FIG. 7 shows the leakage current of the second rotating machine 3 when the rotating machines 2 and 3 are controlled according to the present embodiment. The waveform of each graph is obtained by cutting high frequency noise derived from a carrier component using a low-pass filter.

図７から、第２回転機３の回転周波数の６倍の周波数の漏れ電流が減衰していることが把握される。図７から、第２回転機３の漏れ電流が好適に補償されていることが分かる。 From FIG. 7, it can be seen that the leakage current having a frequency six times the rotation frequency of the second rotating machine 3 is attenuated. From FIG. 7, it can be seen that the leakage current of the second rotating machine 3 is suitably compensated.

（実施の形態２）
以下、実施の形態２の電気機器について説明する。実施の形態２では、実施の形態１と重複する説明を省略することがある。 (Embodiment 2)
Hereinafter, the electric device of the second embodiment will be described. In the second embodiment, the description overlapping with the first embodiment may be omitted.

実施の形態２では、実施の形態１の第２変調方式とは異なる第２変調方式が用いられる。このため、制御装置１１は、式（１−１）とは異なる式に基づいて、第２変調方式用のＵ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*及びＶ_w2 ^*を生成する。また、制御装置１１は、式（１−２）とは異なる式に基づいて、第１変調方式用の変調信号Ｖ_u1 ^*，Ｖ_v1 ^*及びＶ_w1 ^*を生成する。 In the second embodiment, a second modulation method different from the second modulation method of the first embodiment is used. Therefore, the control device 11 has U-phase, V-phase, and W-phase modulation signals V _u2 ^* , V _v2 ^*, and V _w2 ^{* for the second modulation method based on an equation different from the equation (1-1).} To generate. Further, the control device 11 generates _{modulation signals V u1} ^* , V _v1 ^* and V _w1 ^* for the first modulation method based on an equation different from the equation (1-2).

実施の形態２では、第２変調方式は、２相変調方式である。具体的には、本実施の形態の第２変調方式は、上固定方式の２相変調方式である。上固定方式では、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号のうち最も大きい相のものが、高レベルに固定される。高レベルは、キャリア信号の最大レベルを指す。高レベルに固定された相のデューティは、１００％に固定される。 In the second embodiment, the second modulation method is a two-phase modulation method. Specifically, the second modulation method of the present embodiment is a two-phase modulation method of the upper fixed method. In the upper fixed method, the largest phase of the U-phase, V-phase, and W-phase modulated signals is fixed at a high level. High level refers to the maximum level of the carrier signal. The duty of the phase fixed at a high level is fixed at 100%.

本実施の形態の第２変調方式におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*及びＶ_w2 ^*は、３相変調方式におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号Ｖ_u3 ^*，Ｖ_v3 ^*及びＶ_w3 ^*とキャリア信号の振幅Ｋと用いて表現できる。具体的には、変調信号Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*及びＶ_w2 ^*は、以下の式（２−１）で与えられる。ここで、「ｍａｘ（Ａ，Ｂ，Ｃ）」は、Ａ、Ｂ及びＣの最大値を指す。式（１−１）及び式（２−１）から理解されるように、実施の形態２の変調信号Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*及びＶ_w2 ^*は、実施の形態１の重畳成分Δｍ１とは異なる重畳成分Δｍ２に基づいている。 _{The U-phase, V-phase, and W-phase modulation signals V u2} ^* , V _v2 ^*, and V _w2 ^* in the second modulation method of the present embodiment are the U-phase, V-phase, and W-phase modulation signals in the three-phase modulation method. It _{can be expressed using V u3} ^* , V _v3 ^*, V _w3 ^* and the amplitude K of the carrier signal. Specifically, the modulated signals V _u2 ^* , V _v2 ^* and V _w2 ^* are given by the following equation (2-1). Here, "max (A, B, C)" refers to the maximum value of A, B, and C. As can be understood from the equations (1-1) and (2-1), the modulated signals V _u2 ^* , V _v2 ^* and V _w2 ^* of the second embodiment are the superimposed components Δm1 of the first embodiment. It is based on different superimposed components Δm2.

図８Ａに、変調信号Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*及びＶ_w2 ^*を示す。図８Ｂに、第２回転機３の線間電圧を示す。図８Ｃに、第２回転機３のコモンモード電圧を示す。第２回転機３のコモンモード電圧は、第２回転機３の回転周波数の整数倍の周波数の成分である整数倍成分を有している。 FIG. 8A shows the modulated signals V _u2 ^* , V _v2 ^* and V _w2 ^* . FIG. 8B shows the line voltage of the second rotating machine 3. FIG. 8C shows the common mode voltage of the second rotating machine 3. The common mode voltage of the second rotating machine 3 has an integral multiple component which is a frequency component which is an integral multiple of the rotating frequency of the second rotating machine 3.

本実施の形態の第１変調方式におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号Ｖ_u1 ^*，Ｖ_v1 ^*及びＶ_w1 ^*は、３相変調方式におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号Ｖ_u3 ^*#，Ｖ_v3 ^*#及びＶ_w3 ^*#を用いて表現できる。具体的には、変調信号Ｖ_u1 ^*，Ｖ_v1 ^*及びＶ_w1 ^*は、以下の式（２−２）で与えられる。 _{The U-phase, V-phase, and W-phase modulation signals V u1} ^* , V _v1 ^*, and V _w1 ^* in the first modulation method of the present embodiment are U-phase, V-phase, and W-phase modulation signals in the three-phase modulation method. It can be expressed using _{V u3} ^{* #} , V _v3 ^{* #} and V _w3 ^{* #.} Specifically, the modulated signals V _u1 ^* , V _v1 ^* and V _w1 ^* are given by the following equation (2-2).

図９Ａに、変調信号Ｖ_u1 ^*，Ｖ_v1 ^*及びＶ_w1 ^*を示す。図９Ｂに、第１回転機２の線間電圧を示す。図９Ｃに、第１回転機２のコモンモード電圧を示す。第１回転機２のコモンモード電圧は、第２回転機３の回転周波数の整数倍の周波数の成分を有している。この成分は、第２回転機３のコモンモード電圧の上記整数倍成分と逆位相で周期的に変化している。 FIG. 9A shows the modulated signals V _u1 ^* , V _v1 ^* and V _w1 ^* . FIG. 9B shows the line voltage of the first rotating machine 2. FIG. 9C shows the common mode voltage of the first rotating machine 2. The common mode voltage of the first rotating machine 2 has a frequency component that is an integral multiple of the rotating frequency of the second rotating machine 3. This component periodically changes in the opposite phase to the above-mentioned integer multiple component of the common mode voltage of the second rotating machine 3.

実施の形態２でも、制御装置１１は、図５と同様の構成を有している。ただし、実施の形態２では、制御装置１１、より具体的には第２変調信号生成部２８は、式（１−１）ではなく式（２−１）に基づいて、第２変調信号を生成する。制御装置１１、より具体的には第１変調信号生成部１８は、式（１−２）ではなく式（２−２）に基づいて、第１変調信号を生成する。重畳部１２は、重畳成分Δｍ１ではなく重畳成分Δｍ２を決定し、重畳成分Δｍ２を第１変調信号生成部１８に与える。 Also in the second embodiment, the control device 11 has the same configuration as that of FIG. However, in the second embodiment, the control device 11, more specifically, the second modulated signal generation unit 28 generates the second modulated signal based on the equation (2-1) instead of the equation (1-1). To do. The control device 11, more specifically, the first modulated signal generation unit 18 generates the first modulated signal based on the equation (2-2) instead of the equation (1-2). The superimposing unit 12 determines the superimposing component Δm2 instead of the superimposing component Δm1, and gives the superimposing component Δm2 to the first modulation signal generation unit 18.

実施の形態２によれば、実施の形態１と同様、第２回転機３の回転周波数の整数倍の周波数の漏れ電流が第２回転機３で発生することを、簡易な構成で抑制することができる。 According to the second embodiment, as in the first embodiment, it is possible to suppress the occurrence of a leakage current having a frequency that is an integral multiple of the rotation frequency of the second rotating machine 3 in the second rotating machine 3 with a simple configuration. Can be done.

（実施の形態３）
以下、実施の形態３の電気機器について説明する。実施の形態２では、実施の形態１と重複する説明を省略することがある。 (Embodiment 3)
Hereinafter, the electric device of the third embodiment will be described. In the second embodiment, the description overlapping with the first embodiment may be omitted.

実施の形態３では、実施の形態１の第２変調方式とは異なる第２変調方式が用いられる。このため、制御装置１１は、式（１−１）とは異なる式に基づいて、第２変調方式用のＵ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*及びＶ_w2 ^*を生成する。また、制御装置１１は、式（１−２）とは異なる式に基づいて、第１変調方式用の変調信号Ｖ_u1 ^*，Ｖ_v1 ^*及びＶ_w1 ^*を生成する。 In the third embodiment, a second modulation method different from the second modulation method of the first embodiment is used. Therefore, the control device 11 has U-phase, V-phase, and W-phase modulation signals V _u2 ^* , V _v2 ^*, and V _w2 ^{* for the second modulation method based on an equation different from the equation (1-1).} To generate. Further, the control device 11 generates _{modulation signals V u1} ^* , V _v1 ^* and V _w1 ^* for the first modulation method based on an equation different from the equation (1-2).

実施の形態３では、第２変調方式は、２相変調方式である。具体的には、本実施の形態の第２変調方式は、上下固定方式の２相変調方式である。上下固定方式によれば、第２電力変換器５のスイッチング素子がパワー半導体を用いたものである場合において、各スイッチング素子のパワー半導体の発熱のバランスをとることができる。 In the third embodiment, the second modulation method is a two-phase modulation method. Specifically, the second modulation method of the present embodiment is a two-phase modulation method of a vertically fixed method. According to the vertical fixing method, when the switching element of the second power converter 5 uses a power semiconductor, the heat generation of the power semiconductor of each switching element can be balanced.

式（１−１）に示す下固定方式では、電気角１２０°毎に、変調信号が低レベルに固定される相が、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の順に切り替わる。式（２−１）に示す上固定方式では、電気角１２０°毎に、変調信号が高レベルに固定される相が、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の順に切り替わる。 In the lower fixing method shown in the formula (1-1), the phase in which the modulated signal is fixed at a low level is switched in the order of U phase, V phase, and W phase every 120 ° of the electric angle. In the upper fixed method shown in the equation (2-1), the phase in which the modulated signal is fixed at a high level is switched in the order of U phase, V phase, and W phase every 120 ° of the electric angle.

これに対し、本実施の形態の上下固定方式は、以下のようなものである。Ｕ相の変調信号が高レベルに固定される第１期間がある。Ｖ相の変調信号が低レベルに固定される第２期間がある。Ｗ相の変調信号が高レベルに固定される第３期間がある。Ｕ相の変調信号が低レベルに固定される第４期間がある。Ｖ相の変調信号が高レベルに固定される第５期間がある。Ｗ相の変調信号が低レベルに固定される第６期間がある。本実施の形態の上下固定方式では、第１期間、第２期間、第３期間、第４期間、第５期間及び第６期間がこの順で繰り返される。また、３相変調方式が採用された場合と同じ線間電圧が得られるように、低レベル又は高レベルに固定されていない相の変調信号が生成される。 On the other hand, the vertical fixing method of the present embodiment is as follows. There is a first period in which the U-phase modulated signal is fixed at a high level. There is a second period in which the V-phase modulated signal is fixed at a low level. There is a third period in which the W phase modulated signal is fixed at a high level. There is a fourth period in which the U-phase modulated signal is fixed at a low level. There is a fifth period in which the V-phase modulated signal is fixed at a high level. There is a sixth period in which the W phase modulated signal is fixed at a low level. In the vertical fixing method of the present embodiment, the first period, the second period, the third period, the fourth period, the fifth period, and the sixth period are repeated in this order. Further, a phase modulation signal that is not fixed at a low level or a high level is generated so that the same line voltage as when the three-phase modulation method is adopted can be obtained.

本実施の形態の第２変調方式におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*及びＶ_w2 ^*は、３相変調方式におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号Ｖ_u3 ^*，Ｖ_v3 ^*及びＶ_w3 ^*と重畳成分Δｍ３とを用いて表現できる。具体的には、変調信号Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*及びＶ_w2 ^*は、以下の式（３−１）で与えられる。Δｍ３は、上述のように第１〜第６期間が設定される数式である。また、Δｍ３は、３相変調方式が採用された場合と同じ線間電圧が得られるように低レベル又は高レベルに固定されていない相の変調信号が規定される数式である。式（１−１）及び式（３−１）から理解されるように、実施の形態３の変調信号Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*及びＶ_w2 ^*は、実施の形態１の重畳成分Δｍ１とは異なる重畳成分Δｍ３に基づいている。 _{The U-phase, V-phase and W-phase modulation signals V u2} ^* , V _v2 ^* and V _w2 ^* in the second modulation method of the present embodiment are the U-phase, V-phase and W-phase modulation signals in the three-phase modulation method. V _u3 ^*, it can be expressed by using the V _v3 ^* and V _w3 ^* and superimposed component Derutaemu3. Specifically, the modulated signals V _u2 ^* , V _v2 ^* and V _w2 ^* are given by the following equation (3-1). Δm3 is a mathematical formula in which the first to sixth periods are set as described above. Further, Δm3 is a mathematical expression that defines a phase modulation signal that is not fixed at a low level or a high level so that the same line voltage as when the three-phase modulation method is adopted can be obtained. As can be understood from the equations (1-1) and (3-1), the modulated signals V _u2 ^* , V _v2 ^* and V _w2 ^* of the third embodiment are the superimposed components Δm1 of the first embodiment. It is based on different superimposed components Δm3.

本実施の形態でも、第２回転機３のコモンモード電圧は、第２回転機３の回転周波数の整数倍の周波数の成分である整数倍成分を有している。 Also in this embodiment, the common mode voltage of the second rotating machine 3 has an integer multiple component which is a frequency component which is an integral multiple of the rotating frequency of the second rotating machine 3.

本実施の形態の第１変調方式におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号Ｖ_u1 ^*，Ｖ_v1 ^*及びＶ_w1 ^*は、３相変調方式におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号Ｖ_u3 ^*#，Ｖ_v3 ^*#及びＶ_w3 ^*#を用いて表現できる。具体的には、変調信号Ｖ_u1 ^*，Ｖ_v1 ^*及びＶ_w1 ^*は、以下の式（３−２）で与えられる。 _{The U-phase, V-phase, and W-phase modulation signals V u1} ^* , V _v1 ^*, and V _w1 ^* in the first modulation method of the present embodiment are U-phase, V-phase, and W-phase modulation signals in the three-phase modulation method. It can be expressed using _{V u3} ^{* #} , V _v3 ^{* #} and V _w3 ^{* #.} Specifically, the modulated signals V _u1 ^* , V _v1 ^* and V _w1 ^* are given by the following equation (3-2).

本実施形態でも、第１回転機２のコモンモード電圧は、第２回転機３の回転周波数の整数倍の周波数の成分を有している。この成分は、第２回転機３のコモンモード電圧の上記整数倍成分と逆位相で周期的に変化している。 Also in this embodiment, the common mode voltage of the first rotating machine 2 has a frequency component that is an integral multiple of the rotating frequency of the second rotating machine 3. This component periodically changes in the opposite phase to the above-mentioned integer multiple component of the common mode voltage of the second rotating machine 3.

実施の形態３でも、制御装置１１は、図５と同様の構成を有している。ただし、実施の形態３では、制御装置１１、より具体的には第２変調信号生成部２８は、式（１−１）ではなく式（３−１）に基づいて、第２変調信号を生成する。制御装置１１、より具体的には第１変調信号生成部１８は、式（１−２）ではなく式（３−２）に基づいて、第１変調信号を生成する。重畳部１２は、重畳成分Δｍ１ではなく重畳成分Δｍ３を決定し、重畳成分Δｍ３を第１変調信号生成部１８に与える。 Also in the third embodiment, the control device 11 has the same configuration as that of FIG. However, in the third embodiment, the control device 11, more specifically, the second modulated signal generation unit 28 generates the second modulated signal based on the equation (3-1) instead of the equation (1-1). To do. The control device 11, more specifically, the first modulated signal generation unit 18 generates the first modulated signal based on the equation (3-2) instead of the equation (1-2). The superimposing unit 12 determines the superimposing component Δm3 instead of the superimposing component Δm1, and gives the superimposing component Δm3 to the first modulation signal generation unit 18.

実施の形態３によれば、実施の形態１と同様、第２回転機３の回転周波数の整数倍の周波数の漏れ電流が第２回転機３で発生することを、簡易な構成で抑制することができる。 According to the third embodiment, as in the first embodiment, it is possible to suppress the occurrence of a leakage current having a frequency that is an integral multiple of the rotation frequency of the second rotating machine 3 in the second rotating machine 3 with a simple configuration. Can be done.

（実施の形態４）
以下、実施の形態４の電気機器について説明する。実施の形態４では、実施の形態１と重複する説明を省略することがある。 (Embodiment 4)
Hereinafter, the electric device of the fourth embodiment will be described. In the fourth embodiment, the description overlapping with the first embodiment may be omitted.

実施の形態４では、実施の形態１の第２変調方式とは異なる第２変調方式が用いられる。このため、制御装置１１は、式（１−１）とは異なる式に基づいて、第２変調方式用のＵ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*及びＶ_w2 ^*を生成する。また、制御装置１１は、式（１−２）とは異なる式に基づいて、第１変調方式用の変調信号Ｖ_u1 ^*，Ｖ_v1 ^*及びＶ_w1 ^*を生成する。 In the fourth embodiment, a second modulation method different from the second modulation method of the first embodiment is used. Therefore, the control device 11 has U-phase, V-phase, and W-phase modulation signals V _u2 ^* , V _v2 ^*, and V _w2 ^{* for the second modulation method based on an equation different from the equation (1-1).} To generate. Further, the control device 11 generates _{modulation signals V u1} ^* , V _v1 ^* and V _w1 ^* for the first modulation method based on an equation different from the equation (1-2).

実施の形態４では、第２変調方式は、ヒップ変調方式である。ヒップ変調方式によれば、回転機を駆動する際の電圧利用率を向上させることができる。本実施の形態の第２変調方式におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*及びＶ_w2 ^*は、３相変調方式におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号Ｖ_u3 ^*，Ｖ_v3 ^*及びＶ_w3 ^*を用いて表現できる。具体的には、変調信号Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*及びＶ_w2 ^*は、以下の式（４−１）で与えられる。式（１−１）及び式（４−１）から理解されるように、実施の形態４の変調信号Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*及びＶ_w2 ^*は、実施の形態１の重畳成分Δｍ１とは異なる重畳成分Δｍ４に基づいている。 In the fourth embodiment, the second modulation method is a hip modulation method. According to the hip modulation method, the voltage utilization rate when driving the rotating machine can be improved. _{The U-phase, V-phase and W-phase modulation signals V u2} ^* , V _v2 ^* and V _w2 ^* in the second modulation method of the present embodiment are the U-phase, V-phase and W-phase modulation signals in the three-phase modulation method. It can be expressed using _{V u3} ^* , V _v3 ^* and V _w3 ^*. Specifically, the modulated signals V _u2 ^* , V _v2 ^* and V _w2 ^* are given by the following equation (4-1). As can be understood from the equations (1-1) and (4-1), the modulated signals V _u2 ^* , V _v2 ^* and V _w2 ^* of the fourth embodiment are the superimposed components Δm1 of the first embodiment. It is based on different superimposed components Δm4.

図１０Ａに、変調信号Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*及びＶ_w2 ^*を示す。図１０Ｂに、第２回転機３の線間電圧を示す。図１０Ｃに、第２回転機３のコモンモード電圧を示す。第２回転機３のコモンモード電圧は、第２回転機３の回転周波数の整数倍の周波数の成分である整数倍成分を有している。 FIG. 10A shows the modulated signals V _u2 ^* , V _v2 ^* and V _w2 ^* . FIG. 10B shows the line voltage of the second rotating machine 3. FIG. 10C shows the common mode voltage of the second rotating machine 3. The common mode voltage of the second rotating machine 3 has an integral multiple component which is a frequency component which is an integral multiple of the rotating frequency of the second rotating machine 3.

本実施の形態の第１変調方式におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号Ｖ_u1 ^*，Ｖ_v1 ^*及びＶ_w1 ^*は、３相変調方式におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号Ｖ_u3 ^*#，Ｖ_v3 ^*#及びＶ_w3 ^*#を用いて表現できる。具体的には、変調信号Ｖ_u1 ^*，Ｖ_v1 ^*及びＶ_w1 ^*は、以下の式（４−２）で与えられる。 _{The U-phase, V-phase, and W-phase modulation signals V u1} ^* , V _v1 ^*, and V _w1 ^* in the first modulation method of the present embodiment are U-phase, V-phase, and W-phase modulation signals in the three-phase modulation method. It can be expressed using _{V u3} ^{* #} , V _v3 ^{* #} and V _w3 ^{* #.} Specifically, the modulated signals V _u1 ^* , V _v1 ^* and V _w1 ^* are given by the following equation (4-2).

図１１Ａに、変調信号Ｖ_u1 ^*，Ｖ_v1 ^*及びＶ_w1 ^*を示す。図１１Ｂに、第１回転機２の線間電圧を示す。図１１Ｃに、第１回転機２のコモンモード電圧を示す。第１回転機２のコモンモード電圧は、第２回転機３の回転周波数の整数倍の周波数の成分を有している。この成分は、第２回転機３のコモンモード電圧の上記整数倍成分と逆位相で周期的に変化している。 FIG. 11A shows the modulated signals V _u1 ^* , V _v1 ^* and V _w1 ^* . FIG. 11B shows the line voltage of the first rotating machine 2. FIG. 11C shows the common mode voltage of the first rotating machine 2. The common mode voltage of the first rotating machine 2 has a frequency component that is an integral multiple of the rotating frequency of the second rotating machine 3. This component periodically changes in the opposite phase to the above-mentioned integer multiple component of the common mode voltage of the second rotating machine 3.

実施の形態４でも、制御装置１１は、図５と同様の構成を有している。ただし、実施の形態４では、制御装置１１、より具体的には第２変調信号生成部２８は、式（１−１）ではなく式（４−１）に基づいて、第２変調信号を生成する。制御装置１１、より具体的には第１変調信号生成部１８は、式（１−２）ではなく式（４−２）に基づいて、第１変調信号を生成する。重畳部１２は、重畳成分Δｍ１ではなく重畳成分Δｍ４を決定し、重畳成分Δｍ４を第１変調信号生成部１８に与える。 Also in the fourth embodiment, the control device 11 has the same configuration as that of FIG. However, in the fourth embodiment, the control device 11, more specifically, the second modulated signal generation unit 28 generates the second modulated signal based on the equation (4-1) instead of the equation (1-1). To do. The control device 11, more specifically, the first modulated signal generation unit 18 generates the first modulated signal based on the equation (4-2) instead of the equation (1-2). The superimposing unit 12 determines the superimposing component Δm4 instead of the superimposing component Δm1, and gives the superimposing component Δm4 to the first modulation signal generation unit 18.

実施の形態４によれば、実施の形態１と同様、第２回転機３の回転周波数の整数倍の周波数の漏れ電流が第２回転機３で発生することを、簡易な構成で抑制することができる。 According to the fourth embodiment, as in the first embodiment, it is possible to suppress the occurrence of a leakage current having a frequency that is an integral multiple of the rotation frequency of the second rotating machine 3 in the second rotating machine 3 with a simple configuration. Can be done.

（実施の形態５）
以下、実施の形態５の電気機器について説明する。実施の形態５では、実施の形態１と重複する説明を省略することがある。 (Embodiment 5)
Hereinafter, the electric device of the fifth embodiment will be described. In the fifth embodiment, the description overlapping with the first embodiment may be omitted.

実施の形態５では、実施の形態１の第２変調方式とは異なる第２変調方式が用いられる。このため、制御装置１１は、式（１−１）とは異なる式に基づいて、第２変調方式用のＵ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*及びＶ_w2 ^*を生成する。また、制御装置１１は、式（１−２）とは異なる式に基づいて、第１変調方式用の変調信号Ｖ_u1 ^*，Ｖ_v1 ^*及びＶ_w1 ^*を生成する。 In the fifth embodiment, a second modulation method different from the second modulation method of the first embodiment is used. Therefore, the control device 11 has U-phase, V-phase, and W-phase modulation signals V _u2 ^* , V _v2 ^*, and V _w2 ^{* for the second modulation method based on an equation different from the equation (1-1).} To generate. Further, the control device 11 generates _{modulation signals V u1} ^* , V _v1 ^* and V _w1 ^* for the first modulation method based on an equation different from the equation (1-2).

実施の形態５では、第２変調方式は、３相変調の各相の変調信号のうち中央値となる変調信号の値の１／２倍を、３相変調の各相の変調信号に対して加算することによって、各相の変調信号を得る変調方式である。具体的には、本実施の形態の第２変調方式におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*及びＶ_w2 ^*は、以下の式（５−１）で与えられる。ここで、「ｍｅｄｉａｎ（Ａ，Ｂ，Ｃ）」は、Ａ、Ｂ及びＣの中央値を指す。中央値は、有限個のデータを小さい順に並べたとき中央に位置する値である。例えば、「−２」と「１」と「５」の中央値は、「１」である。式（１−１）及び式（５−１）から理解されるように、実施の形態５の変調信号Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*及びＶ_w2 ^*は、実施の形態１の重畳成分Δｍ１とは異なる重畳成分Δｍ５に基づいている。 In the fifth embodiment, the second modulation method sets 1/2 times the value of the modulation signal as the median value among the modulation signals of each phase of the three-phase modulation with respect to the modulation signal of each phase of the three-phase modulation. This is a modulation method in which a modulation signal of each phase is obtained by adding. Specifically, the U-phase, V-phase, and W-phase modulation signals V _u2 ^* , V _v2 ^*, and V _w2 ^* in the second modulation method of the present embodiment are given by the following equation (5-1). .. Here, "median (A, B, C)" refers to the median value of A, B, and C. The median is the value located in the center when a finite number of data are arranged in ascending order. For example, the median of "-2", "1" and "5" is "1". As can be understood from the equations (1-1) and (5-1), the modulated signals V _u2 ^* , V _v2 ^* and V _w2 ^* of the fifth embodiment are the superimposed components Δm1 of the first embodiment. It is based on different superimposed components Δm5.

実施の形態５によれば、実施の形態４の変調信号Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*及びＶ_w2 ^*と同じ変調信号Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*及びＶ_w2 ^*が得られる。 According to the fifth embodiment, the modulation signal V _u2 ^* of the fourth embodiment, V _v2 ^* and V _w2 ^* same modulation signal V _u2 ^*, V _v2 ^* and V _w2 ^* is obtained.

本実施の形態の第１変調方式におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号Ｖ_u1 ^*，Ｖ_v1 ^*及びＶ_w1 ^*は、３相変調方式におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号Ｖ_u3 ^*#，Ｖ_v3 ^*#及びＶ_w3 ^*#を用いて表現できる。具体的には、変調信号Ｖ_u1 ^*，Ｖ_v1 ^*及びＶ_w1 ^*は、以下の式（５−２）で与えられる。 _{The U-phase, V-phase, and W-phase modulation signals V u1} ^* , V _v1 ^*, and V _w1 ^* in the first modulation method of the present embodiment are U-phase, V-phase, and W-phase modulation signals in the three-phase modulation method. It can be expressed using _{V u3} ^{* #} , V _v3 ^{* #} and V _w3 ^{* #.} Specifically, the modulated signals V _u1 ^* , V _v1 ^* and V _w1 ^* are given by the following equation (5-2).

実施の形態５によれば、実施の形態４の変調信号Ｖ_u1 ^*，Ｖ_v1 ^*及びＶ_w1 ^*と同じ変調信号Ｖ_u1 ^*，Ｖ_v1 ^*及びＶ_w1 ^*が得られる。 According to the fifth embodiment, the modulation signal V _u1 ^* of the fourth embodiment, V _v1 ^* and V _w1 ^* same modulation signal V _u1 ^*, V _v1 ^* and V _w1 ^* are obtained.

実施の形態５でも、制御装置１１は、図５と同様の構成を有している。ただし、実施の形態５では、制御装置１１、より具体的には第２変調信号生成部２８は、式（１−１）ではなく式（５−１）に基づいて、第２変調信号を生成する。制御装置１１、より具体的には第１変調信号生成部１８は、式（１−２）ではなく式（５−２）に基づいて、第１変調信号を生成する。重畳部１２は、重畳成分Δｍ１ではなく重畳成分Δｍ５を決定し、重畳成分Δｍ５を第１変調信号生成部１８に与える。 Also in the fifth embodiment, the control device 11 has the same configuration as that of FIG. However, in the fifth embodiment, the control device 11, more specifically, the second modulated signal generation unit 28 generates the second modulated signal based on the equation (5-1) instead of the equation (1-1). To do. The control device 11, more specifically, the first modulated signal generation unit 18 generates the first modulated signal based on the equation (5-2) instead of the equation (1-2). The superimposing unit 12 determines the superimposing component Δm5 instead of the superimposing component Δm1, and gives the superimposing component Δm5 to the first modulation signal generation unit 18.

実施の形態５によれば、実施の形態１と同様、第２回転機３の回転周波数の整数倍の周波数の漏れ電流が第２回転機３で発生することを、簡易な構成で抑制することができる。 According to the fifth embodiment, as in the first embodiment, it is possible to suppress the occurrence of a leakage current having a frequency that is an integral multiple of the rotation frequency of the second rotating machine 3 in the second rotating machine 3 with a simple configuration. Can be done.

実施の形態１〜５では、第２回転機３のコモンモード電圧は、第２回転機３の回転周波数の整数倍の周波数の成分である整数倍成分を有している。制御装置１１は、その整数倍成分と逆位相で周期的に変化する重畳成分を第１変調信号に含ませる制御モードである重畳モードを有している。重畳モードによれば、第２回転機３の回転周波数の整数倍の周波数の漏れ電流が第２回転機３で発生し難くなる。 In the first to fifth embodiments, the common mode voltage of the second rotating machine 3 has an integral multiple component which is a frequency component which is an integral multiple of the rotating frequency of the second rotating machine 3. The control device 11 has a superimposition mode, which is a control mode in which a superimposition component that periodically changes in the opposite phase to the integral multiple component is included in the first modulation signal. According to the superimposition mode, a leakage current having a frequency that is an integral multiple of the rotation frequency of the second rotation machine 3 is less likely to occur in the second rotation machine 3.

重畳成分に基づく漏れ電流抑制は、特別な部品を追加することなく達成できる。従って、実施の形態１〜５によれば、第２回転機３からの漏れ電流を簡易な構成で抑制することができる。なお、実施の形態１〜５の電気機器に、特別な部品を追加して、漏れ電流抑制効果を高めてもよい。その場合、重畳成分に基づく漏れ電流抑制効果の分だけ、電気機器の構成が簡易化することになる。 Leakage current suppression based on superimposed components can be achieved without the addition of special components. Therefore, according to the first to fifth embodiments, the leakage current from the second rotating machine 3 can be suppressed by a simple configuration. In addition, special parts may be added to the electric devices of the first to fifth embodiments to enhance the leakage current suppression effect. In that case, the configuration of the electric device is simplified by the amount of the leakage current suppression effect based on the superimposed component.

以上の理由で、実施の形態１〜５によれば、第２回転機３の回転周波数の整数倍の周波数の漏れ電流が第２回転機３で発生することを、簡易な構成で抑制することができる。 For the above reasons, according to the first to fifth embodiments, it is possible to suppress the occurrence of a leakage current having a frequency that is an integral multiple of the rotation frequency of the second rotating machine 3 in the second rotating machine 3 with a simple configuration. Can be done.

実施の形態１〜５の第２回転機３として、（ａ）第１回転機２よりも中性点の対地静電容量が大きい回転機を用いることができる。第２回転機３として、（ｂ）第１回転機２よりも漏れ電流が大きい回転機を用いることができる。また、第２回転機３として、（ｃ）第１回転機２よりも消費電力が大きい回転機を用いることができる。第２回転機３が（ｂ）の特徴を有している場合には、第２回転機３の漏れ電流を抑制する効果が好適に発揮される。（ａ）の特徴を有する回転機は、漏れ電流が大きくなり易い。（ｃ）の特徴を有する回転機は、大型となり易く、中性点の対地静電容量が大きくなり易く、漏れ電流が大きくなり易い。このため、第２回転機３が（ａ）又は（ｃ）の特徴を有している場合には、第２回転機３の漏れ電流を抑制する効果が好適に発揮される可能性が高い。また、第２回転機３が（ｃ）の特徴を有している場合には、単位消費電力当たりの第２回転機３の漏れ電流抑制効果が大きくなり易い。ここで、「単位消費電力」の消費電力は、第１回転機２及び第２回転機３の合計の消費電力を指す。 As the second rotary machine 3 of the first to fifth embodiments, (a) a rotary machine having a larger capacitance to ground at the neutral point than the first rotary machine 2 can be used. As the second rotating machine 3, (b) a rotating machine having a larger leakage current than the first rotating machine 2 can be used. Further, as the second rotating machine 3, (c) a rotating machine having a larger power consumption than the first rotating machine 2 can be used. When the second rotating machine 3 has the feature (b), the effect of suppressing the leakage current of the second rotating machine 3 is preferably exhibited. The rotating machine having the feature (a) tends to have a large leakage current. The rotating machine having the feature (c) tends to be large in size, the capacitance to ground at the neutral point tends to be large, and the leakage current tends to be large. Therefore, when the second rotating machine 3 has the characteristics (a) or (c), it is highly possible that the effect of suppressing the leakage current of the second rotating machine 3 is preferably exhibited. Further, when the second rotating machine 3 has the feature (c), the leakage current suppressing effect of the second rotating machine 3 per unit power consumption tends to be large. Here, the power consumption of the "unit power consumption" refers to the total power consumption of the first rotating machine 2 and the second rotating machine 3.

制御装置１１は、第２回転機３の回転数が閾値回転数未満であると判断したときに、重畳モードを実行するものであってもよい。このようにすれば、第２回転機の回転数が閾値回転数以上であるときに、重畳モードが実行されることが原因で第１電力変換器４が過変調領域で動作することを防止できる。このようにした場合であっても、上記閾値回転数と第２回転機３の相数と第２回転機３の極対数との積で表される周波数までの周波数範囲の漏れ電流が第２回転機３で発生することを抑制できる。さらに、上記の積で表される周波数とその側帯波周波数の間の周波数範囲の漏れ電流が第２回転機３で発生することも抑制できる。 The control device 11 may execute the superposition mode when it is determined that the rotation speed of the second rotation machine 3 is less than the threshold rotation speed. By doing so, it is possible to prevent the first power converter 4 from operating in the overmodulation region due to the execution of the superposition mode when the rotation speed of the second rotation machine is equal to or higher than the threshold rotation speed. .. Even in this case, the leakage current in the frequency range up to the frequency represented by the product of the above-mentioned threshold rotation speed, the number of phases of the second rotating machine 3, and the number of pole pairs of the second rotating machine 3 is the second. It is possible to suppress the occurrence in the rotating machine 3. Further, it is possible to suppress the occurrence of leakage current in the frequency range between the frequency represented by the above product and the sideband frequency thereof in the second rotating machine 3.

なお、一例では、制御装置１１は、第２回転機３の回転数が閾値回転数以上であると判断したときに、第１変調方式として３相変調方式を用いる。 In one example, the control device 11 uses a three-phase modulation method as the first modulation method when it is determined that the rotation speed of the second rotation machine 3 is equal to or higher than the threshold rotation speed.

制御装置１１は、重畳モードにおいて、第２変調信号の振幅と、第１回転機２の中性点の対地静電容量Ｃ１の周波数特性と、第２回転機３の中性点の対地静電容量Ｃ２の周波数特性と、に応じて、重畳成分の振幅を逐次変化させるものであってもよい。このようにすれば、重畳成分の振幅を適切に調整することができる。この調整により、漏れ電流を効果的に抑制することが可能となる。なお、対地静電容量Ｃ１の周波数特性及び対地静電容量Ｃ２の周波数特性は、回転機２及び３の試験運転等を通じて知ることができる。 In the superimposition mode, the control device 11 has the amplitude of the second modulation signal, the frequency characteristic of the ground capacitance C1 of the neutral point of the first rotating machine 2, and the ground capacitance of the neutral point of the second rotating machine 3. The amplitude of the superimposed component may be sequentially changed according to the frequency characteristic of the capacitance C2. In this way, the amplitude of the superimposed component can be adjusted appropriately. This adjustment makes it possible to effectively suppress the leakage current. The frequency characteristics of the ground capacitance C1 and the frequency characteristics of the ground capacitance C2 can be known through test operations of the rotating machines 2 and 3.

具体的には、第２変調信号の振幅が大きいときほど、重畳成分の振幅を大きくすることができる。また、第２回転機３のコモンモード電圧の周波数をＦＣと定義したとき、周波数ＦＣにおける対地静電容量Ｃ１に対する周波数ＦＣにおける対地静電容量Ｃ２の比率が大きいときほど、重畳成分の振幅を大きくすることができる。なお、改めて断るまでもないが、重畳成分の振幅は、重畳成分に含まれた交流成分の大きさである。 Specifically, the larger the amplitude of the second modulated signal, the larger the amplitude of the superimposed component can be. Further, when the frequency of the common mode voltage of the second rotating machine 3 is defined as FC, the larger the ratio of the ground capacitance C2 in the frequency FC to the ground capacitance C1 in the frequency FC, the larger the amplitude of the superimposed component. can do. Needless to say, the amplitude of the superposed component is the magnitude of the AC component contained in the superposed component.

重畳成分を、第２変調信号の振幅に関連する第１の成分と、対地静電容量Ｃ１の周波数特性に関連する第２の成分と、対地静電容量Ｃ２の周波数特性に関連する第３の成分と、に分けて考えることもできる。例えば、第１の成分を、第２変調信号の振幅に比例して大きくすることができる。あるいは、第１の成分を、第２回転機３の誘起電圧における第２回転機３の回転周波数の整数倍の周波数の成分に比例して大きくすることができる。具体的には、第１の成分を、誘起電圧の基本波成分に比例して大きくすることができる。第２成分は、周波数ＦＣにおける対地静電容量Ｃ１が小さいときほど、大きくすることができる。第３成分は、周波数ＦＣにおける対地静電容量Ｃ２が大きいときほど、大きくすることができる。 The superimposed components are the first component related to the amplitude of the second modulated signal, the second component related to the frequency characteristic of the ground capacitance C1, and the third component related to the frequency characteristic of the ground capacitance C2. It can also be considered separately as an ingredient. For example, the first component can be increased in proportion to the amplitude of the second modulated signal. Alternatively, the first component can be increased in proportion to the component having a frequency that is an integral multiple of the rotation frequency of the second rotating machine 3 in the induced voltage of the second rotating machine 3. Specifically, the first component can be increased in proportion to the fundamental wave component of the induced voltage. The second component can be increased as the capacitance C1 to the ground at the frequency FC is smaller. The third component can be increased as the capacitance C2 to ground at the frequency FC is larger.

重畳成分は、直流成分を有していてもよく、直流成分を有していなくてもよい。念のために説明すると、「整数倍成分と逆位相で周期的に変化する重畳成分」は、交流成分のみならず、直流成分を含んでいてもよい成分を指す。 The superimposed component may or may not have a direct current component. As a reminder, the "superimposed component that changes periodically in the opposite phase to the integer multiple component" refers to a component that may contain not only an AC component but also a DC component.

第２回転機３のコモンモード電圧は、直流成分を有している場合がある。上記実施の形態の制御装置１１は、重畳モードにおいて重畳成分を生成する重畳部１２を有している。重畳部１２は、図１２に示すように、仮信号生成部１２ａと、直流成分除去部１２ｂと、を含んでいてもよい。仮信号生成部１２ａは、重畳モードにおいて、第２回転機３のコモンモード電圧の直流成分及び整数倍成分の合成成分に−１を乗算することによって仮信号を生成するものである。直流成分除去部１２ｂは、重畳モードにおいて、仮信号の直流成分の一部又は全部を除去することによって重畳信号を生成するものである。このようにすれば、重畳成分の直流成分が過度に大きくなることを防止することができる。これにより、第１電力変換器４が過変調領域で動作することを防止しつつ、重畳成分の振幅を大きくすることができる。このようにすれば、第１回転機２を安定して動作させつつ、第２回転機３における漏れ電流を効果的に抑制することが可能となる。 The common mode voltage of the second rotating machine 3 may have a DC component. The control device 11 of the above embodiment has a superimposing unit 12 that generates a superimposing component in the superimposition mode. As shown in FIG. 12, the superimposing unit 12 may include a temporary signal generation unit 12a and a DC component removing unit 12b. The temporary signal generation unit 12a generates a temporary signal by multiplying the combined component of the DC component and the integral multiple component of the common mode voltage of the second rotating machine 3 by -1 in the superimposition mode. The DC component removing unit 12b generates a superposed signal by removing a part or all of the DC component of the temporary signal in the superimposition mode. By doing so, it is possible to prevent the DC component of the superimposed component from becoming excessively large. This makes it possible to increase the amplitude of the superimposed component while preventing the first power converter 4 from operating in the overmodulation region. In this way, it is possible to effectively suppress the leakage current in the second rotating machine 3 while operating the first rotating machine 2 in a stable manner.

実施の形態１〜５では、第１機械６はファンであり、第２機械７はポンプである。ただし、ただし、第１機械６は、ファン以外の負荷であってもよい。また、第２機械７は、ポンプ以外の負荷であってもよい。また、第１回転機２及び第２回転機３が発電機であり、第１機械６及び第２機械７が原動機であってもよい。 In the first to fifth embodiments, the first machine 6 is a fan and the second machine 7 is a pump. However, the first machine 6 may have a load other than the fan. Further, the second machine 7 may have a load other than the pump. Further, the first rotating machine 2 and the second rotating machine 3 may be a generator, and the first machine 6 and the second machine 7 may be a prime mover.

実施の形態１〜５では、第２変調方式は、式（１−１）、式（２−１）、式（３−１）、式（４−１）又は式（５−１）に基づいたものである。ただし、第２変調方式は、これらに限定されない。 In the first to fifth embodiments, the second modulation scheme is based on Eq. (1-1), Eq. (2-1), Eq. (3-1), Eq. (4-1) or Eq. (5-1). It is. However, the second modulation method is not limited to these.

実施の形態１〜５では、重畳成分の振幅は、第２回転機３のコモンモード電圧の整数倍成分の振幅と同じである。このようにすることは、重畳成分により第２回転機３のコモンモード電圧に由来する漏れ電流をキャンセル観点から有利である。 In the first to fifth embodiments, the amplitude of the superimposed component is the same as the amplitude of the component that is an integral multiple of the common mode voltage of the second rotating machine 3. This is advantageous from the viewpoint of canceling the leakage current derived from the common mode voltage of the second rotating machine 3 due to the superposed component.

ただし、重畳成分の振幅は、整数倍成分の振幅よりも小さくてもよい。このようにすれば、第１電力変換器４が過変調領域で動作することを防止し易くなる。具体的には、漏れ電流が許容範囲に収まる程度に、重畳成分の振幅を小さくすることができる。漏れ電流の許容範囲は、例えば、実効値が１ｍＡ以下である範囲である。 However, the amplitude of the superimposed component may be smaller than the amplitude of the integral multiple component. In this way, it becomes easy to prevent the first power converter 4 from operating in the overmodulation region. Specifically, the amplitude of the superimposed component can be reduced to the extent that the leakage current falls within the allowable range. The permissible range of leakage current is, for example, a range in which the effective value is 1 mA or less.

第１回転機２の回転数及び第２回転数３の回転数は、同じであってもよく、異なっていてもよい。また、第１変調信号と比較されるキャリア信号及び第２変調信号と比較されるキャリア信号の位相差は、０°であってもよく、１８０°であってもよく、それ以外であってもよい。いずれの場合も、第２回転機３における漏れ電流抑制効果が発揮される。 The rotation speed of the first rotation machine 2 and the rotation speed of the second rotation speed 3 may be the same or different. Further, the phase difference between the carrier signal compared with the first modulated signal and the carrier signal compared with the second modulated signal may be 0 °, 180 °, or other than that. Good. In either case, the leakage current suppressing effect of the second rotating machine 3 is exhibited.

変形例では、実施の形態１〜５の電気機器に、第３回転機と、第３回転機を第３変調方式で駆動する第３電力変換器と、が追加される。第３変調方式は、３相変調方式と同じ線間電圧を生じさせる変調方式である。重畳モードにおいて、制御装置１１は、第２回転機３の上記整数倍成分と逆位相で周期的に変化する重畳成分と第３回転機の上記整数倍成分と逆位相で周期的に変化する別の重畳成分とを第１変調信号に含ませる。このようにすれば、第２回転機３で発生する漏れ電流とともに、第３回転機で発生する漏れ電流を抑制することができる。 In the modified example, the third rotating machine and the third power converter for driving the third rotating machine by the third modulation method are added to the electric devices of the first to fifth embodiments. The third modulation method is a modulation method that generates the same line voltage as the three-phase modulation method. In the superposition mode, the control device 11 is different from the superimposition component that periodically changes in the opposite phase to the integer multiple component of the second rotating machine 3 and the integral multiple component that periodically changes in the opposite phase to the third rotating machine. Is included in the first modulation signal. By doing so, it is possible to suppress the leakage current generated by the third rotating machine as well as the leakage current generated by the second rotating machine 3.

上記変形例では、第３回転機からの漏れ電流が、第１回転機２によって抑制される。第３変調方式は、特に限定されない。第３変調方式としては、２相変調方式、ヒップ変調方式が例示される。第３変調方式は、３相変調の各相の変調信号のうち中央値となる変調信号の値の１／２倍を、３相変調の各相の変調信号に対して加算することによって、各相の変調信号を得る変調方式であってもよい。第３変調方式は、３相変調方式であってもよい。 In the above modification, the leakage current from the third rotating machine is suppressed by the first rotating machine 2. The third modulation method is not particularly limited. Examples of the third modulation method include a two-phase modulation method and a hip modulation method. In the third modulation method, 1/2 times the value of the modulation signal that is the median value of the modulation signals of each phase of the three-phase modulation is added to the modulation signal of each phase of the three-phase modulation. It may be a modulation method that obtains a phase modulation signal. The third modulation method may be a three-phase modulation method.

第３回転機に関する技術には、第２回転機３に関する技術に適用可能である。例えば、第３回転機を駆動させる電力変換装置として、第２電力変換装置５と同様の電力変換装置を用いることができる。第３変調信号で使用される第３変調信号を、制御装置１１で生成することができる。具体的には、第２の第１減算部２３、第２の第１ＰＩ制御部２４、第２の第２減算部２５、第２の２相／３相変換部２７、第２変調信号生成部２８及び第２の搬送波比較部２９と同様の要素を用いて第３変調信号及び制御信号を生成することができる。第３回転機に関する技術には、３相変調方式に関する公知の技術も適用可能である。 The technology related to the third rotating machine can be applied to the technology related to the second rotating machine 3. For example, as the power conversion device for driving the third rotating machine, the same power conversion device as the second power conversion device 5 can be used. The control device 11 can generate the third modulated signal used in the third modulated signal. Specifically, the second first subtraction unit 23, the second first PI control unit 24, the second second subtraction unit 25, the second two-phase / three-phase conversion unit 27, and the second modulation signal generation unit. The third modulation signal and the control signal can be generated by using the same elements as those of the 28 and the second carrier wave comparison unit 29. A known technique relating to a three-phase modulation method can also be applied to the technique relating to the third rotating machine.

実施の形態１〜５及び変形例の技術に、キャリア信号に由来する漏れ電流を抑制する技術を組み合わせてもよい。キャリア信号に由来する漏れ電流を抑制する技術としては、第２変調信号と比較されるキャリア信号の位相を、第１変調信号と比較されるキャリア信号の位相の逆位相とする技術が挙げられる。 The techniques of the first to fifth embodiments and the modifications may be combined with the techniques of suppressing the leakage current derived from the carrier signal. Examples of the technique for suppressing the leakage current derived from the carrier signal include a technique in which the phase of the carrier signal compared with the second modulated signal is the opposite phase of the phase of the carrier signal compared with the first modulated signal.

上記実施の形態に係る技術によれば、１又は複数の回転機の回転周波数の整数倍の周波数の漏れ電流が回転機で発生することを抑制することができる。この抑制は、特別な部品を追加することなく達成することができる。 According to the technique according to the above embodiment, it is possible to suppress the occurrence of a leakage current having a frequency that is an integral multiple of the rotation frequency of one or a plurality of rotating machines. This suppression can be achieved without the addition of special components.

上記実施の形態に係る技術によれば、回転機のロータ部等が液体に浸漬するような場合において、回転機で漏れ電流が発生することを好適に抑制することができる。 According to the technique according to the above embodiment, it is possible to preferably suppress the generation of leakage current in the rotating machine when the rotor portion of the rotating machine or the like is immersed in the liquid.

上記実施の形態に係る技術は、例えば、エアコンのような冷凍サイクルを用いて熱搬送する電気機器に適用できる。また、この技術は、ランキンサイクルを用いて排熱から発電するような、多数の回転機を有する電機機器に適用できる。 The technique according to the above embodiment can be applied to an electric device such as an air conditioner that transfers heat by using a refrigeration cycle. In addition, this technique can be applied to electrical equipment having a large number of rotating machines, such as generating electricity from exhaust heat using the Rankine cycle.

１ 電気機器
２，３ 回転機
４，５ 電力変換器
６，７ 機械
８ 商用電源
９ 整流回路
１０ コンデンサ
１１ 制御装置
１２ 重畳部
１２ａ 仮信号生成部
１２ｂ 直流成分除去部
１３，１５，２３，２５ 減算部
１４，１６，２４，２６ ＰＩ制御部
１７，２７ ２相／３相変換部
１８，２８ 変調信号生成部
１９，２９ 搬送波比較部
１００ 高周波漏れ電流低減装置
１０１，１０２ トランス
１０１ａ〜１０１ｄ，１０２〜１０２ｄ 巻線
１０３ａ〜１０３ｃ，１０４ａ〜１０４ｃ，１０６ａ〜１０６ｃ 接続線
１０５ 交流電源
１０７ コンバータ
１０８ インバータ
１０９ 三相モータ
１１０ 電圧増幅器
１１１，１１２ モータ
１１３，１１４ インバータ
１３０ 三角波発生器 1 Electrical equipment 2,3 Rotating machine 4,5 Power converter 6,7 Machine 8 Commercial power supply 9 Rectifier circuit 10 Condenser 11 Control device 12 Superimposition part 12a Temporary signal generation part 12b DC component removal part 13,15,23,25 Subtraction Units 14, 16, 24, 26 PI control unit 17, 27 2-phase / 3-phase converter 18, 28 Modulation signal generator 19, 29 Carrier comparison unit 100 High-frequency leakage current reduction device 101, 102 Transformer 101a-101d, 102 102d Winding 103a-103c, 104a-104c, 106a-106c Connection line 105 AC power supply 107 Converter 108 Inverter 109 Three-phase motor 110 Voltage amplifier 111, 112 Motor 113, 114 Inverter 130 Triangular wave generator

Claims (14)

第１回転機と、
第２回転機と、
前記第１回転機を第１変調方式で駆動する第１電力変換器と、
前記第２回転機を第２変調方式で駆動する第２電力変換器と、
前記第１変調方式で使用される第１変調信号と、前記第２変調方式で使用される第２変調信号と、を生成する制御装置と、を備えた電気機器であって、
前記第１変調方式及び前記第２変調方式は、３相変調方式と同じ線間電圧を生じさせる変調方式であり、
前記第２回転機のコモンモード電圧は、前記第２回転機の回転周波数の整数倍の周波数の成分である整数倍成分を有し、
前記制御装置は、前記整数倍成分と逆位相で周期的に変化する重畳成分を前記第１変調信号に含ませる制御モードである重畳モードを有している、電気機器。 The first rotating machine and
The second rotating machine and
A first power converter that drives the first rotating machine by the first modulation method, and
A second power converter that drives the second rotating machine by the second modulation method, and
An electric device including a control device for generating a first modulation signal used in the first modulation method and a second modulation signal used in the second modulation method.
The first modulation method and the second modulation method are modulation methods that generate the same line voltage as the three-phase modulation method.
The common mode voltage of the second rotating machine has an integral multiple component which is a frequency component which is an integral multiple of the rotating frequency of the second rotating machine.
The control device is an electric device having a superimposition mode, which is a control mode in which a superimposition component that periodically changes in a phase opposite to the integer multiple component is included in the first modulation signal. 前記第２回転機として、
（ａ）前記第１回転機よりも中性点の対地静電容量が大きい、
（ｂ）前記第１回転機よりも漏れ電流が大きい、及び／又は、
（ｃ）前記第１回転機よりも消費電力が大きい、回転機が用いられている、請求項１に記載の電気機器。 As the second rotating machine,
(A) The capacitance to ground at the neutral point is larger than that of the first rotating machine.
(B) The leakage current is larger than that of the first rotating machine, and / or
(C) The electric device according to claim 1, wherein a rotating machine is used, which consumes more power than the first rotating machine. 前記制御装置は、前記第２回転機の回転数が閾値回転数未満であると判断したときに、前記重畳モードを実行する、請求項１又は２に記載の電気機器。 The electric device according to claim 1 or 2, wherein the control device executes the superposition mode when it is determined that the rotation speed of the second rotation machine is less than the threshold rotation speed. 前記重畳モードにおいて、前記制御装置は、前記第２変調信号の振幅と、前記第１回転機の中性点の対地静電容量の周波数特性と、前記第２回転機の中性点の対地静電容量の周波数特性と、に応じて、前記重畳成分の振幅を逐次変化させる、請求項１〜３のいずれか一項に記載の電気機器。 In the superimposition mode, the control device has the amplitude of the second modulation signal, the frequency characteristic of the capacitance with respect to the neutral point of the first rotating machine, and the static with respect to the neutral point of the second rotating machine. The electric device according to any one of claims 1 to 3, wherein the amplitude of the superimposed component is sequentially changed according to the frequency characteristic of the capacitance. 前記第２回転機のコモンモード電圧は、直流成分を有し、
前記制御装置は、前記重畳モードにおいて前記重畳成分を生成する重畳部であって、仮信号生成部及び直流成分除去部を含む重畳部を有し、
前記重畳モードにおいて、前記仮信号生成部は、前記第２回転機のコモンモード電圧の前記直流成分及び前記整数倍成分の合成成分に−１を乗算することによって仮信号を生成し、
前記重畳モードにおいて、前記直流成分除去部は、前記仮信号の直流成分の一部又は全部を除去することによって前記重畳成分を生成する、請求項１〜４のいずれか一項に記載の電気機器。 The common mode voltage of the second rotating machine has a DC component and has a DC component.
The control device is a superimposition unit that generates the superimposition component in the superimposition mode, and has a superimposition unit including a temporary signal generation unit and a DC component removal unit.
In the superimposition mode, the temporary signal generator generates a temporary signal by multiplying the combined component of the DC component and the integral multiple component of the common mode voltage of the second rotating machine by -1.
The electrical device according to any one of claims 1 to 4, wherein in the superimposition mode, the DC component removing unit generates the superimposing component by removing a part or all of the DC component of the temporary signal. .. 前記制御装置は、第１変調信号生成部と、第２変調信号生成部と、重畳部と、を有し、
前記第２変調信号生成部は、前記第２変調信号を生成し、
前記重畳モードにおいて、前記重畳部は、前記第２変調信号生成部を参照して前記重畳成分を決定し、決定された前記重畳成分を前記第１変調信号生成部に与え、
前記重畳モードにおいて、前記第１変調信号生成部は、前記重畳部から与えられた前記重畳成分を用いて前記第１変調信号を生成する、請求項１〜５のいずれか一項に記載の電気機器。 The control device includes a first modulation signal generation unit, a second modulation signal generation unit, and a superimposition unit.
The second modulated signal generation unit generates the second modulated signal, and the second modulated signal is generated.
In the superimposition mode, the superimposition unit determines the superimposition component with reference to the second modulation signal generation unit, and gives the determined superimposition component to the first modulation signal generation unit.
The electricity according to any one of claims 1 to 5, wherein in the superimposition mode, the first modulation signal generation unit generates the first modulation signal by using the superimposition component given from the superimposition unit. machine. 前記第２変調方式は、
（ｖ）２相変調方式である、
（ｗ）ヒップ変調方式である、又は、
（ｘ）３相変調の各相の変調信号のうち中央値となる変調信号の値の１／２倍を、３相変調の各相の変調信号に対して加算することによって、各相の変調信号を得る変調方式である、請求項１〜６のいずれか一項に記載の電気機器。 The second modulation method is
(V) A two-phase modulation method,
(W) Hip modulation method or
(X) Modulation of each phase by adding 1/2 times the value of the modulation signal that is the median value of the modulation signals of each phase of the three-phase modulation to the modulation signal of each phase of the three-phase modulation. The electrical device according to any one of claims 1 to 6, which is a modulation method for obtaining a signal. 第１回転機と、The first rotating machine and
第２回転機と、The second rotating machine and
第１電力変換器と、The first power converter and
第２電力変換器と、を備えた電気機器の制御方法であって、It is a control method of an electric device equipped with a second power converter.
前記制御方法は、The control method is
第１変調信号を生成することと、Generating the first modulated signal and
第２変調信号を生成することと、Generating a second modulated signal and
前記第１電力変換器によって、前記第１変調信号を使用する第１変調方式で前記第１回転機を駆動することと、The first power converter drives the first rotary machine in a first modulation method using the first modulation signal.
前記第２電力変換器によって、前記第２変調信号を使用する第２変調方式で前記第２回転機を駆動することと、を含み、The second power converter includes driving the second rotary machine in a second modulation method using the second modulation signal.
前記第１変調方式及び前記第２変調方式は、３相変調方式と同じ線間電圧を生じさせる変調方式であり、The first modulation method and the second modulation method are modulation methods that generate the same line voltage as the three-phase modulation method.
前記第２変調方式で駆動される前記第２回転機のコモンモード電圧は、前記第２回転機の回転周波数の整数倍の周波数の成分である整数倍成分を有し、The common mode voltage of the second rotating machine driven by the second modulation method has an integer multiple component which is a frequency component which is an integral multiple of the rotating frequency of the second rotating machine.
前記第１変調信号は、前記整数倍成分と逆位相で周期的に変化する重畳成分を含む、制御方法。A control method in which the first modulated signal includes a superposed component that periodically changes in the opposite phase to the integer multiple component. 前記第２回転機として、As the second rotating machine,
（ａ）前記第１回転機よりも中性点の対地静電容量が大きい、(A) The capacitance to ground at the neutral point is larger than that of the first rotating machine.
（ｂ）前記第１回転機よりも漏れ電流が大きい、及び／又は、(B) The leakage current is larger than that of the first rotating machine, and / or
（ｃ）前記第１回転機よりも消費電力が大きい、回転機が用いられている、請求項８に記載の制御方法。(C) The control method according to claim 8, wherein a rotating machine is used, which consumes more power than the first rotating machine. 前記第２回転機の回転数が閾値回転数未満であるときに、前記第１変調信号は前記重畳成分を含む、請求項８又は９に記載の制御方法。The control method according to claim 8 or 9, wherein when the rotation speed of the second rotation machine is less than the threshold rotation speed, the first modulation signal includes the superimposition component. 前記制御方法は、The control method is
前記第２変調信号の振幅と、前記第１回転機の中性点の対地静電容量の周波数特性と、前記第２回転機の中性点の対地静電容量の周波数特性と、に応じて、前記重畳成分の振幅を逐次変化させることを含む、請求項８〜１０のいずれか一項に記載の制御方法。Depending on the amplitude of the second modulation signal, the frequency characteristic of the ground capacitance of the neutral point of the first rotating machine, and the frequency characteristic of the ground capacitance of the neutral point of the second rotating machine. The control method according to any one of claims 8 to 10, further comprising sequentially changing the amplitude of the superimposed component. 前記第２回転機のコモンモード電圧は、直流成分を有し、The common mode voltage of the second rotating machine has a DC component and has a DC component.
前記制御方法は、The control method is
前記第２回転機のコモンモード電圧の前記直流成分及び前記整数倍成分の合成成分に−１を乗算することによって仮信号を生成することと、To generate a temporary signal by multiplying the combined component of the DC component and the integral multiple component of the common mode voltage of the second rotating machine by -1.
前記仮信号の直流成分の一部又は全部を除去することによって前記重畳成分を生成することと、を含む、請求項８〜１１のいずれか一項に記載の制御方法。The control method according to any one of claims 8 to 11, further comprising generating the superposed component by removing a part or all of the DC component of the temporary signal. 前記制御方法は、The control method is
第２変調信号生成部によって、前記第２変調信号を生成することと、The second modulation signal generation unit generates the second modulation signal, and
重畳部によって、前記第２変調信号生成部を参照して前記重畳成分を決定し、決定された前記重畳成分を第１変調信号生成部に与えることと、The superimposition unit determines the superimposition component with reference to the second modulation signal generation unit, and gives the determined superimposition component to the first modulation signal generation unit.
前記第１変調信号生成部によって、前記重畳部から与えられた前記重畳成分を用いて前記第１変調信号を生成することと、を含む、請求項８〜１２のいずれか一項に記載の制御方法。The control according to any one of claims 8 to 12, wherein the first modulation signal generation unit generates the first modulation signal using the superimposition component given from the superimposition unit. Method. 前記第２変調方式は、The second modulation method is
（ｖ）２相変調方式である、(V) A two-phase modulation method,
（ｗ）ヒップ変調方式である、又は、(W) Hip modulation method or
（ｘ）３相変調の各相の変調信号のうち中央値となる変調信号の値の１／２倍を、３相変調の各相の変調信号に対して加算することによって、各相の変調信号を得る変調方式である、請求項８〜１３のいずれか一項に記載の制御方法。(X) Modulation of each phase by adding 1/2 times the value of the modulation signal that is the median value of the modulation signals of each phase of the three-phase modulation to the modulation signal of each phase of the three-phase modulation. The control method according to any one of claims 8 to 13, which is a modulation method for obtaining a signal.

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