JP6851291B2 - Power converter and its control method - Google Patents
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Description
本発明は、電力変換装置およびその制御方法に関する。 The present invention relates to a power converter and a control method thereof.
MMC(Modular Multilevel Converter;マルチモジュラーコンバータ)と称される電力変換装置においては、3相の各アームにおいて、個別にコンデンサを有する複数の単相コンバータ(以下、セルと称す)が直列接続されている。MMCにおいては、交流系統に対して所望の交流電圧を出力するために、これら複数セルのコンデンサ電圧をバランスさせることが好ましい。このため、多くのMMCには、セル毎にコンデンサの充放電量を調整して直流部の電圧をバランスさせる制御機能が設けられている。 In a power converter called an MMC (Modular Multilevel Converter), a plurality of single-phase converters (hereinafter referred to as cells) having individual capacitors are connected in series in each of the three-phase arms. .. In the MMC, it is preferable to balance the capacitor voltages of these a plurality of cells in order to output a desired AC voltage to the AC system. For this reason, many MMCs are provided with a control function that adjusts the charge / discharge amount of the capacitor for each cell to balance the voltage of the DC unit.
ここで、例えば下記特許文献1等に記載されているように、交流系統と電力変換装置との間の電力融通量が小さい場合であっても、電力変換装置内の各エネルギー貯蔵要素(コンデンサ)のエネルギー貯蔵量(電圧)のバランスを保つ技術が知られている。
Here, for example, as described in
ところで、MMCが接続される交流系統には、種々の外部機器も接続されている。そして、これら外部機器が、MMCにおけるPWM(Pulse Width Modulation)搬送波と同一または近似する周期の高調波電流を発生させる場合がある。上述した特許文献1の技術では、交流系統を介してこの種の高調波電流がMMCに流入すると、セルの電圧バランスを確保するための制御が適切に実行できなくなるという問題がある。
この発明は上述した事情に鑑みてなされたものであり、セルの電圧バランスを適切に制御できる電力変換装置およびその制御方法を提供することを目的とする。
By the way, various external devices are also connected to the AC system to which the MMC is connected. Then, these external devices may generate a harmonic current having a period equal to or similar to that of a PWM (Pulse Width Modulation) carrier wave in the MMC. The above-mentioned technique of
The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide a power conversion device capable of appropriately controlling the voltage balance of a cell and a control method thereof.
上記課題を解決するため本発明の電力変換装置は、各々が複数のセルを有し、一の前記セルは少なくとも一のコンデンサと少なくとも一のスイッチング素子とを有するものである、複数のアームと、各々の前記アームの出力電流に基づいて、前記スイッチング素子を制御するためのPWM変調波であるゲートパルス信号を出力するゲートパルス信号出力部と、前記出力電流に含まれる、前記PWM変調波の変調周期を含む所定帯域内の高調波成分である高調波電流を抽出する高調波電流抽出部と、抽出した前記高調波電流を抑制するように、前記ゲートパルス信号出力部を制御する電流制御部と、を有することを特徴とする。 In order to solve the above problems, the power converter of the present invention has a plurality of arms, each of which has a plurality of cells, and one cell has at least one capacitor and at least one switching element. A gate pulse signal output unit that outputs a gate pulse signal that is a PWM modulated wave for controlling the switching element based on the output current of each of the arms, and a modulation of the PWM modulated wave included in the output current. A harmonic current extraction unit that extracts a harmonic current that is a harmonic component within a predetermined band including a period, and a current control unit that controls the gate pulse signal output unit so as to suppress the extracted harmonic current. It is characterized by having.
本発明によれば、セルの電圧バランスを適切に制御できる。 According to the present invention, the voltage balance of the cell can be appropriately controlled.
〈実施形態の構成〉
図1は本発明の一実施形態による電力変換装置S1の全体構成を示すブロック図である。
電力変換装置S1は、3相の交流系統5と電力変換装置S2との間に接続される。電力変換装置S1は、電力変換器1と、変圧器4と、電流センサ7と、電圧センサ8と、正極端子10Pと、負極端子10Nと、制御装置100と、を有している。そして、電力変換器1は、U相、V相、W相の3相に対応したアーム3u,3v,3wを有している。なお、これらを「アーム3」と総称することがある。
<Structure of Embodiment>
FIG. 1 is a block diagram showing an overall configuration of a power conversion device S1 according to an embodiment of the present invention.
The power conversion device S1 is connected between the three-phase AC system 5 and the power conversion device S2. The power converter S1 includes a
アーム3uは、直列接続されたM台のセル2u−1〜2u−Mを有している。これらのセルはコンデンサ(符号なし)を備えており、これらコンデンサの端子電圧をコンデンサ電圧Vcu1〜VcuMとして出力する。同様に、アーム3vは、直列接続されたM台のセル2v−1〜2v−Mを有し、これらセルはコンデンサ電圧Vcv1〜VcvMを出力する。同様に、アーム3wは、直列接続されたM台のセル2w−1〜2w−Mを有し、これらセルはコンデンサ電圧Vcw1〜VcwMを出力する。
The
これらのセル2u−1〜2u−M,2v−1〜2v−M,2w−1〜2w−Mを「セル2」と総称することがある。また、コンデンサ電圧Vcu1〜VcuM,Vcv1〜VcvM,Vcw1〜VcwMを「コンデンサ電圧Vc」と総称することがある。セル2には、例えば、チョッパ回路やフルブリッジ回路等を適用することができる。セル2には、例えばIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)等のスイッチング素子が含まれており、制御装置100は、これらスイッチング素子をオン・オフ制御するゲートパルス信号を供給する。このゲートパルス信号は、電圧指令値をPWM(Pulse Width Modulation)変調したものである。
These
電流センサ7は、アーム3u,3v,3wを流れるアーム電流Iau,Iav,Iaw(出力電流)を検出する。また、電圧センサ8は、交流系統5の系統電圧Vu,Vv,Vwを検出する。変圧器4は、1次巻線4aと2次巻線4bとを有している。1次巻線4aには、デルタまたはスター結線の巻線構造が適用され、2次巻線4bには千鳥結線の巻線構造が適用されている。上述した3相のアーム3は、その一端が正極端子10Pに接続され、他端は電流センサ7を介して、2次巻線4bの各相に接続されている。また、2次巻線4bの中性点は、負極端子10Nに接続されている。
The current sensor 7 detects the arm currents Iau, Iav, Iaw (output current) flowing through the
交流系統5には、外部機器50が接続されている。この外部機器50は、PWM変調周期と同一または近似する周期の高調波電流を、交流系統5を介して電力変換装置S1に漏洩する。すなわち、高調波電流は、アーム電流Iau,Iav,Iawに含まれる高調波成分のうち、PWM変調周期と同一または近似する所定帯域の成分に相当する。外部機器50は、例えば、整流器負荷やサイリスタ式の電力変換装置等である。この高調波電流が電力変換装置S1に流入すると、各セル2におけるコンデンサ電圧Vcのバランスに影響を与える。
An
ところで、電力変換装置S2は、電力変換装置S1と同様に構成され、正極端子10Pおよび負極端子10Nに接続されるとともに、他の交流系統15にも接続されている。この交流系統15は、交流系統5に対して、電圧、周波数、位相が独立している。そして、電力変換装置S1,S2は、それぞれ交流・直流の相互変換を行う。かかる構成により、交流系統5,15は、電力変換装置S1,S2を介して、相互に電力を融通することができる。
By the way, the power conversion device S2 is configured in the same manner as the power conversion device S1, and is connected to the
制御装置100は、CPU(Central Processing Unit)、DSP(Digital Signal Processor)、RAM(Random Access Memory)、ROM(Read Only Memory)等、一般的なコンピュータとしてのハードウエアを備えており、ROMには、CPUによって実行される制御プログラム、DSPによって実行されるマイクロプログラムおよび各種データ等が格納されている。図1において、制御装置100の内部は、制御プログラムおよびマイクロプログラム等によって実現される機能を、ブロックとして示している。
The
制御装置100の内部において、高調波電流抽出部101は、電流センサ7によって検出されたアーム電流Iau,Iav,Iawに含まれる高調波電流を抽出する。ここで、高調波電流とは、アーム電流Iau,Iav,Iawのうち、PWM変調周期と同一または近似する所定帯域の成分を指す。電流制御部102は、高調波電流抽出部101で抽出した高調波電流を抑制する。その詳細については後述する。
Inside the
制御オン・オフ判定部103は、アーム電流Iau,Iav,Iawと、系統電圧Vu,Vv,Vwと、に基づいて、電流制御部102の制御を実行するか否か、すなわち高調波電流を抑制するか否かを判定する。座標変換部104は、電流制御部102の出力を3相の高調波電圧指令に変換する。基本波電流制御部106は、基本波(例えば50Hzまたは60Hz)の電流成分を制御するための基本波電圧指令を出力する。加算器105は、座標変換部104から出力された高調波電圧指令と、基本波電流制御部106から出力された基本波電圧指令とを加算し、その結果をPWM変調部108(ゲートパルス信号出力部)に供給する。
Whether or not the control on / off
電圧バランス制御部107は、各セル2のコンデンサ電圧Vcu1〜VcuM,Vcv1〜VcvM,Vcw1〜VcwMを入力とし、アーム3u,3v,3w間および各セル2のコンデンサ電圧をバランスさせる制御機能を有する。具体的な電圧バランスの制御方法については、例えば、『電気学会技術報告 第1374号「電力系統用新方式自励交直変換器の技術動向」〜モジュラーマルチレベル変換器(MMC)を中心として〜(pp.14、15、28)』に記載の方法を用いるとよい。電圧バランス制御部107にて計算されたコンデンサ電圧は、基本波電流制御部106にも供給される。PWM変調部108は、加算器105の出力信号と、電圧バランス制御部107の出力信号と、PWM搬送波CRと、に基づいて、各セル2を駆動するためのゲートパルス信号を生成する。
The voltage
図2は、PWM搬送波CRの一例を示す波形図である。PWM搬送波CRの周期を搬送波周期Tcと呼び、基本波の周期を基本波周期Tfと呼ぶ。図示の例において、基本波周波数は50Hzであり、基本波周期Tfは20msになる。また、搬送波周波数は250Hzであり、搬送波周期Tcは4msになる。 FIG. 2 is a waveform diagram showing an example of the PWM carrier CR. The period of the PWM carrier CR is called the carrier period Tc, and the period of the fundamental wave is called the fundamental wave period Tf. In the illustrated example, the fundamental wave frequency is 50 Hz and the fundamental wave period Tf is 20 ms. The carrier frequency is 250 Hz, and the carrier period Tc is 4 ms.
図3は、高調波電流抽出部101のブロック図である。高調波電流抽出部101は、3相2相変換部101Aと、dq変換部101Bと、移動平均部101Cと、を備えている。3相2相変換部101Aは、下式(1)に基づいて、3相のアーム電流Iau,Iav,Iawを2相の電流Iα,Iβに変換する。
ここで、PWM搬送波CRの搬送波周波数fn(上記例では250Hz)と同一周波数で回転する回転座標を想定し、この回転座標において直交する軸をdq軸(すなわちd軸およびq軸)と呼ぶ。dq変換部101Bは、下式(2)に基づいて、2相の電流Iα,Iβを、dq軸上の電流Idn,Iqnに変換する。これにより、PWM搬送波CRの搬送波周波数fnと同一周波数の成分は、電流Idn,Iqnにおける直流量に変換される。なお、tは時間である。
移動平均部101Cは、下式(3),(4)に基づいて、dq軸上の電流Idn,Iqnから、PWM搬送波CRと同一または近似する所定帯域内の高調波電流Idhm,Iqhmを抽出する演算処理を実行する。下式(3),(4)においてNは移動平均点数である。移動平均点数Nは、電流Idn,Iqnをサンプリングするサンプリング周波数を基本波周波数で除算した値程度にするとよい。例えば、電流Idn,Iqnのサンプリング周波数を5kHzとし、基本波周波数を50Hzとすると、移動平均点数Nは、100(=5kHz/50Hz)程度に設定するとよい。また、Idn(1)〜Idn(N−1)は、1〜(N−1)サンプリング周期だけ過去の電流Idnの値であり、Iqn(1)〜Iqn(N−1)は、1〜(N−1)サンプリング周期だけ過去の電流Iqnの値であり、
図4は、電流制御部102と制御オン・オフ判定部103のブロック図である。
電流制御部102は、減算器102D,102Eと、d軸電流制御器102Aと、q軸電流制御器102Bと、を備えている。減算器102Dは、高調波電流指令Idhmrから高調波電流Idhmを減算する。また、減算器102Eは、高調波電流指令Iqhmrから高調波電流Iqhmを減算する。
FIG. 4 is a block diagram of the
The
ここで、高調波電流指令Idhmr,Iqhmrは、共に零にするとよい。d軸電流制御器102Aは、減算器102Dの出力信号を積分制御または比例積分制御することにより、高調波電流Idhmを高調波電流指令Idhmr(例えば零)に近づけるようにd軸高調波電圧指令Vdhmr(指令信号)を出力する。同様に、q軸電流制御器102Bは、減算器102Eの出力信号を積分制御または比例積分制御することにより、高調波電流Iqhmを高調波電流指令Iqhmr(例えば零)に近づけるようにq軸高調波電圧指令Vqhmr(指令信号)を出力する。
Here, both the harmonic current commands Idhmr and Iqhmr may be set to zero. The d-axis
また、制御オン・オフ判定部103は、有効電流抽出部103Aと、高調波電圧抽出部103Bと、系統高調波判定部103Dと、AND回路103E(オン・オフ状態設定部)と、を備えている。上述したように、制御オン・オフ判定部103には、電流センサ7からアーム電流Iau,Iav,Iawの検出結果が供給され、電圧センサ8から系統電圧Vu,Vv,Vwの検出結果が供給される。有効電流抽出部103Aは、下式(5)に基づいて、電力変換器1が出力する有効電流Iactを算出する。
また、高調波電圧抽出部103Bは、系統電圧Vu,Vv,Vwに基づいて、以下に述べる式(6)〜(10)を用いて、PWM搬送波CRと同一または近似する所定帯域内の高調波電圧の振幅値Vhmを抽出する。以下、式(6)〜(10)について順次説明する。高調波電圧抽出部103Bは、まず、下式(6)に基づいて、系統電圧Vu,Vv,Vwを、2相の電圧Vα,Vβに変換する。
次に、高調波電圧抽出部103Bは、下式(7)に基づいて、電圧Vα,Vβを、dq軸上の電圧Vdn,Vqnに変換する。これにより、PWM搬送波CRの搬送波周波数fnと同一周波数の成分は、電圧Vdn,Vqnにおける直流量に変換される。なお、tは時間である。
次に、高調波電圧抽出部103Bは、下式(8),(9)に基づいて、dq軸上の電圧Vdn,Vqnから、PWM搬送波CRと同一または近似する所定帯域内の高調波電圧Vdhm,Vqhmを抽出する演算処理を実行する。下式(8),(9)においてNは移動平均点数である。また、Vdn(1)〜Vdn(N−1)は、1サンプリング周期〜(N−1)サンプリング周期だけ前の電圧Vdnである。Vqn(1)〜Vqn(N−1)についても同様である。上述した移動平均部101Cと同様に、電圧Vdn,Vqnをサンプリングするサンプリング周波数を5kHzとし、基本波の周波数を50Hzとすると、移動平均点数Nは、100(=5kHz/50Hz)程度に設定するとよい。
次に、高調波電圧抽出部103Bは、下式(10)に基づいて、振幅値Vhmを算出する。この振幅値Vhmは、PWM搬送波CRと同一または近似する所定帯域内の高調波電圧の振幅値である。
また、変換器出力判定部103Cは、有効電流抽出部103Aから有効電流Iactを受信し、電流制御部102の機能をオン・オフするための判定フラグ信号Scnt1を出力する。また、系統高調波判定部103Dは、高調波電圧抽出部103Bから高調波電圧の振幅値Vhmを受信し、電流制御部102の機能をオン・オフするための判定フラグ信号Scnt2を出力する。
Further, the converter output determination unit 103C receives the effective current Iact from the effective
判定フラグ信号Scnt1,Scnt2においては、オン状態を“1”、オフ状態を“0”とする。なお、変換器出力判定部103Cおよび系統高調波判定部103Dの判定方法の詳細は後述する。AND回路103Eは、判定フラグ信号Scnt1,Scnt2のAND演算結果を判定フラグ信号Scntとして出力する。すなわち、判定フラグ信号Scntは、判定フラグ信号Scnt1,Scnt2が共に“1”である場合に“1”(オン状態)になり、それ以外の場合に“0”(オフ状態)になる。
In the determination flag signals Sct1 and Sct2, the on state is set to "1" and the off state is set to "0". The details of the determination method of the converter output determination unit 103C and the system
電流制御部102内のd軸電流制御器102Aおよびq軸電流制御器102Bは、判定フラグ信号Scntが“0”になると、その機能がオフ状態にされる。より具体的には、d軸電流制御器102Aおよびq軸電流制御器102Bは、d軸およびq軸高調波電圧指令Vdhmr,Vqhmrを一定の変化率で零に近づけてゆき、やがてd軸およびq軸高調波電圧指令Vdhmr,Vqhmrを零にリセットする。
The functions of the d-axis
図5は、変換器出力判定部103Cの動作説明図である。図5の横軸は、有効電流Iactであり、縦軸は判定フラグ信号Scnt1である。図中のIactnL(第1の閾値)、IactnH、IactpL(第2の閾値)、IactpHは、判定フラグ信号Scnt1のオン・オフを判定する閾値であり、閾値IactnL,IactnHは負値、閾値IactpL,IactpHは正値である。すなわち、有効電流Iactが閾値IactnL未満の値から閾値IactnL以上の値に変化すると、判定フラグ信号Scnt1は“0”(オフ状態)から“1”(オン状態)に変化する。 FIG. 5 is an operation explanatory view of the converter output determination unit 103C. The horizontal axis of FIG. 5 is the effective current Iact, and the vertical axis is the determination flag signal Scnt1. In the figure, IactnL (first threshold value), IactnH, IactpL (second threshold value), and IactpH are threshold values for determining on / off of the determination flag signal Sct1, and the threshold values IactnL and IactnH are negative values, threshold values IactpL, IactpH is a positive value. That is, when the effective current Iact changes from a value less than the threshold value IactnL to a value greater than or equal to the threshold value IactnL, the determination flag signal Sct1 changes from "0" (off state) to "1" (on state).
また、有効電流Iactが閾値IactnH以上の値から閾値IactnH未満の値に変化すると、判定フラグ信号Scnt1は“1”(オン状態)から“0”(オフ状態)に変化する。また、有効電流Iactが閾値IactpLを超える値から閾値IactpL以下の値に変化すると、判定フラグ信号Scnt1は“0”(オフ状態)から“1”(オン状態)に変化する。また、有効電流Iactが閾値IactpH以下の値から閾値IactpHを超える値に変化すると、判定フラグ信号Scnt1は“1”(オン状態)から“0”(オフ状態)に変化する。 Further, when the effective current Iact changes from a value above the threshold value IactnH to a value below the threshold value IactnH, the determination flag signal Sct1 changes from “1” (on state) to “0” (off state). Further, when the effective current Iact changes from a value exceeding the threshold value IactpL to a value equal to or less than the threshold value IactpL, the determination flag signal Sct1 changes from “0” (off state) to “1” (on state). Further, when the effective current Iact changes from a value below the threshold value Iact pH to a value exceeding the threshold value Iact pH, the determination flag signal Sct1 changes from “1” (on state) to “0” (off state).
換言すれば、判定フラグ信号Scnt1は、有効電流Iactの絶対値が比較的大きい場合に“0”(オフ状態)になり、有効電流Iactが比較的小さい場合に“1”(オン状態)になる。これは、有効電流Iactの絶対値が大きい場合には、外部機器50(図1参照)から交流系統5を介して電力変換器1に多少の高調波電流が流れたとしても、コンデンサ電圧Vcに与える影響が小さいと考えられるためである。但し、図5に示すように、判定条件にヒステリシス特性を持たせることにより、閾値付近での頻繁なオン・オフ判定の変動を防止している。
In other words, the determination flag signal Sct1 becomes "0" (off state) when the absolute value of the effective current Iact is relatively large, and becomes "1" (on state) when the effective current Iact is relatively small. .. This means that when the absolute value of the effective current Iact is large, even if some harmonic current flows from the external device 50 (see FIG. 1) to the
図6は、系統高調波判定部103Dの動作説明図である。図6の横軸は、高調波電圧の振幅値Vhmであり、縦軸は判定フラグ信号Scnt2である。図中のVhmL、VhmHは、判定フラグ信号Scnt2のオン・オフを判定する閾値である。すなわち、振幅値Vhmが閾値VhmL以上の値から閾値VhmL未満の値に変化すると、判定フラグ信号Scnt2は“1”(オン状態)から“0”(オフ状態)に変化する。また、振幅値Vhmが閾値VhmH(第3の閾値)未満の値から閾値VhmH以上の値に変化すると、判定フラグ信号Scnt2は“0”(オフ状態)から“1”(オン状態)に変化する。
FIG. 6 is an operation explanatory view of the system
換言すれば、判定フラグ信号Scnt2は、高調波電圧の振幅値Vhmが比較的大きい場合に“1”(オン状態)になり、振幅値Vhmが比較的小さい場合に“0”(オフ状態)になる。これは、高調波電圧の振幅値Vhmが小さい場合には、外部機器50(図1参照)から交流系統5を介して電力変換器1に流入する高調波電流が小さく、コンデンサ電圧Vcに与える影響も小さいと考えられるためである。そして、系統高調波判定部103Dも、上述した変換器出力判定部103Cと同様に、判定条件にヒステリシス特性を付与することにより、閾値付近での頻繁なオン・オフ判定の変動を防止している。
In other words, the determination flag signal Scnt2 becomes "1" (on state) when the amplitude value Vhm of the harmonic voltage is relatively large, and becomes "0" (off state) when the amplitude value Vhm is relatively small. Become. This is because when the amplitude value Vhm of the harmonic voltage is small, the harmonic current flowing from the external device 50 (see FIG. 1) into the
図7は、座標変換部104のブロック図である。座標変換部104は、逆dq変換部104Aと、位相補償部104Bと、2相3相変換部104Cと、を備えている。逆dq変換部104Aは、下式(11)に基づいて、d軸およびq軸高調波電圧指令Vdhmr,Vqhmrを、2相(α相,β相)の高調波電圧指令Vαhmr,Vβhmrに変換する。式(11)において、fnはPWM搬送波CRの搬送波周波数であり、tは時間である。
位相補償部104Bは、前述した移動平均部101C(図3参照)における遅れを補償するブロックである。すなわち、位相補償部104Bは、下式(12)に基づいて、高調波電圧指令Vαhmr,Vβhmrの各々の位相を位相角θだけ進めた高調波電圧指令Vαhmr1,Vβhmr1を出力する。
2相3相変換部104Cは、下式(13)に基づいて、高調波電圧指令Vαhmr1,Vβhmr1を、3相の高調波電圧指令Vuhmr,Vvhmr,Vwhmrに変換する。
〈実施形態の動作〉
図8は、本実施形態におけるコンデンサ電圧の波形図であり、各波形は横軸が時間、縦軸が電圧レベルになっている。図8における波形Vcuは、コンデンサ電圧Vcu1〜VcuMの波形を重ねたものである。同様に、波形Vcvは、コンデンサ電圧Vcv1〜VcvMの波形を重ねたものである。同様に、波形Vcwは、コンデンサ電圧Vcw1〜VcwMの波形を重ねたものである。なお、図示の例において、セル2の直列接続数Mは、「21」としている。
<Operation of the embodiment>
FIG. 8 is a waveform diagram of the capacitor voltage in the present embodiment, in which the horizontal axis represents time and the vertical axis represents voltage level. The waveform Vcu in FIG. 8 is a superposition of waveforms of capacitor voltages Vcu1 to VcuM. Similarly, the waveform Vcv is a superposition of waveforms of capacitor voltages Vcv1 to VcvM. Similarly, the waveform Vcw is a superposition of waveforms of capacitor voltages Vcw1 to VcwM. In the illustrated example, the number M of cells connected in series is set to "21".
図8に示す各波形は、交流系統5から、PWM搬送波CR(図2参照)と同一周期の高調波電流が電力変換装置S1に流入した場合の波形である。これにより、各コンデンサ電圧Vcu1〜VcuM,Vcv1〜VcvM,Vcw1〜VcwMの波形はアンバランスになっているが、これら波形のバラツキは、比較的低いレベルに留まっている。 Each waveform shown in FIG. 8 is a waveform when a harmonic current having the same period as that of the PWM carrier CR (see FIG. 2) flows into the power conversion device S1 from the AC system 5. As a result, the waveforms of the respective capacitor voltages Vcu1 to VcuM, Vcv1 to VcvM, and Vcw1 to VcwM are unbalanced, but the variation of these waveforms remains at a relatively low level.
〈比較例〉
次に、本実施形態の効果を明らかにするため、比較例の構成について説明する。本比較例の全体構成は、上記実施形態のもの(図1参照)と同様であるが、電流制御部102の機能は常にオフ状態にされている点で、上記実施形態とは相違する。
図9は、本比較例におけるコンデンサ電圧の波形図である。図9における波形Vcu,Vcv,Vcwは、図8のものと同様に、各コンデンサ電圧Vcu1〜VcuM,Vcv1〜VcvM,Vcw1〜VcwMの波形を重ねたものである。図9における波形は、図8と比較して、各コンデンサ電圧Vcu1〜VcuM,Vcv1〜VcvM,Vcw1〜VcwMの波形のバラツキが、大きくなっていることが解る。
<Comparison example>
Next, in order to clarify the effect of the present embodiment, the configuration of the comparative example will be described. The overall configuration of this comparative example is the same as that of the above embodiment (see FIG. 1), but is different from the above embodiment in that the function of the
FIG. 9 is a waveform diagram of the capacitor voltage in this comparative example. The waveforms Vcu, Vcv, and Vcw in FIG. 9 are the same as those in FIG. 8, in which the waveforms of the respective capacitor voltages Vcu1 to VcuM, Vcv1 to VcvM, and Vcw1 to VcwM are superimposed. It can be seen that the waveforms in FIG. 9 have larger variations in the waveforms of the respective capacitor voltages Vcu1 to VcuM, Vcv1 to VcvM, and Vcw1 to VcwM as compared with FIG.
〈実施形態の効果〉
以上のように本実施形態の電力変換装置(S1)は、出力電流(Iau,Iav,Iaw)に含まれる、PWM変調波の変調周期を含む所定帯域内の高調波成分である高調波電流を抽出する高調波電流抽出部(101)と、抽出した高調波電流を抑制するように、ゲートパルス信号出力部(108)を制御する電流制御部(102)と、を有する。
これにより、セル(2)の電圧バランスに影響を与える高調波電流を低減させることができ、比較例と比較すると、コンデンサ電圧の波形のバラツキを小さくすることができる。換言すれば、セルの電圧バランスを適切に制御することが可能である。
<Effect of embodiment>
As described above, the power conversion device (S1) of the present embodiment transfers the harmonic current, which is a harmonic component within a predetermined band including the modulation period of the PWM modulated wave, included in the output current (Iau, Iav, Iaw). It has a harmonic current extraction unit (101) to be extracted, and a current control unit (102) that controls a gate pulse signal output unit (108) so as to suppress the extracted harmonic current.
As a result, the harmonic current that affects the voltage balance of the cell (2) can be reduced, and the variation in the waveform of the capacitor voltage can be reduced as compared with the comparative example. In other words, it is possible to properly control the voltage balance of the cell.
より具体的には、電流制御部(102)は、抽出した高調波電流を零に近づけるようにゲートパルス信号出力部(108)を制御する。
これにより、コンデンサ電圧の波形のバラツキを、より小さくすることができる。
More specifically, the current control unit (102) controls the gate pulse signal output unit (108) so that the extracted harmonic current approaches zero.
As a result, the variation in the waveform of the capacitor voltage can be further reduced.
さらに、本実施形態の電力変換装置(S1)は、出力電流(Iau,Iav,Iaw)に含まれる有効電流(Iact)を抽出する有効電流抽出部(103A)と、所定の交流電圧から、PWM変調波の変調周期を含む所定帯域内の高調波成分である高調波電圧(Vhm)を抽出する高調波電圧抽出部(103B)と、有効電流(Iact)または高調波電圧(Vhm)の大きさに基づいて、電流制御部(102)の機能のオン・オフ状態を設定するオン・オフ状態設定部(103E)と、をさらに有する。
これにより、有効電流(Iact)または高調波電圧(Vhm)の大きさに基づいて、電流制御部(102)の機能のオン・オフ状態を設定することができる。
Further, the power conversion device (S1) of the present embodiment is PWMed from an effective current extraction unit (103A) that extracts an effective current (Iact) included in an output current (Iau, Iav, Iaw) and a predetermined AC voltage. The magnitude of the harmonic voltage extraction unit (103B) that extracts the harmonic voltage (Vhm), which is a harmonic component within a predetermined band including the modulation period of the modulated wave, and the effective current (Iact) or harmonic voltage (Vhm). The on / off state setting unit (103E) for setting the on / off state of the function of the current control unit (102) is further provided.
Thereby, the on / off state of the function of the current control unit (102) can be set based on the magnitude of the active current (Iact) or the harmonic voltage (Vhm).
より具体的には、オン・オフ状態設定部(103E)は、有効電流(Iact)が負値である所定の第1の閾値(IactnL)以上であり、有効電流(Iact)が正値である所定の第2の閾値(IactpL)以下であり、かつ、高調波電圧(Vhm)が所定の第3の閾値(VhmH)以上であれば、電流制御部(102)の機能をオン状態にする。
これにより、有効電流(Iact)の絶対値が比較的小さく、かつ、高調波電圧(Vhm)が比較的大きい場合に電流制御部(102)の機能をオン状態にすることができる。
More specifically, the on / off state setting unit (103E) is equal to or higher than a predetermined first threshold value (IactnL) in which the active current (Iact) is a negative value, and the effective current (Iact) is a positive value. If it is equal to or less than a predetermined second threshold value (IactpL) and the harmonic voltage (Vhm) is equal to or higher than a predetermined third threshold value (VhmH), the function of the current control unit (102) is turned on.
As a result, the function of the current control unit (102) can be turned on when the absolute value of the active current (Iact) is relatively small and the harmonic voltage (Vhm) is relatively large.
〈変形例〉
本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。上述した実施形態は本発明を理解しやすく説明するために例示したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、上記実施形態の構成に他の構成を追加してもよく、構成の一部について他の構成に置換をすることも可能である。また、図中に示した制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上で必要な全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。上記実施形態に対して可能な変形は、例えば以下のようなものである。
<Modification example>
The present invention is not limited to the above-described embodiment, and various modifications are possible. The above-described embodiments are exemplified for the purpose of explaining the present invention in an easy-to-understand manner, and are not necessarily limited to those having all the configurations described. Further, another configuration may be added to the configuration of the above embodiment, and a part of the configuration may be replaced with another configuration. In addition, the control lines and information lines shown in the figure show what is considered necessary for explanation, and do not necessarily show all the control lines and information lines necessary for the product. In practice, it can be considered that almost all configurations are interconnected. Possible modifications to the above embodiment are, for example, as follows.
(1)上記実施形態における制御装置100のハードウエアは一般的なコンピュータによって実現できるため、図1内の制御装置100、図3、図4、図7に示した機能を実現するプログラム等を記憶媒体に格納し、または伝送路を介して頒布してもよい。
(1) Since the hardware of the
(2)図1内の制御装置100、図3、図4、図7に示した機能は、上記実施形態ではプログラムを用いたソフトウエア的な処理として説明したが、その一部または全部をASIC(Application Specific Integrated Circuit;特定用途向けIC)、あるいはFPGA(field-programmable gate array)等を用いたハードウエア的な処理に置き換えてもよい。
(2) The functions shown in the
S1 電力変換装置
Iact 有効電流
Iau,Iav,Iaw アーム電流(出力電流)
Vdhmr d軸高調波電圧指令(指令信号)
Vqhmr q軸高調波電圧指令(指令信号)
2,2u−1〜2u−M,2v−1〜2v−M,2w−1〜2w−M セル
3,3u,3v,3w アーム
1 電力変換器
100 制御装置
101 高調波電流抽出部
102 電流制御部
103 制御オン・オフ判定部
103A 有効電流抽出部
103B 高調波電圧抽出部
103E AND回路(オン・オフ状態設定部)
108 PWM変調部(ゲートパルス信号出力部)
S1 Power converter Iact Active current Iau, Iav, Iaw Arm current (output current)
Vdhmr d-axis harmonic voltage command (command signal)
Vqhmr q-axis harmonic voltage command (command signal)
2,2u-1 to 2u-M, 2v-1 to 2v-M, 2w-1 to 2w-
108 PWM modulation section (gate pulse signal output section)
Claims (5)
各々の前記アームの出力電流に基づいて、前記スイッチング素子を制御するためのPWM変調波であるゲートパルス信号を出力するゲートパルス信号出力部と、
前記出力電流に含まれる、前記PWM変調波の変調周期を含む所定帯域内の高調波成分である高調波電流を抽出する高調波電流抽出部と、
抽出した前記高調波電流を抑制するように、前記ゲートパルス信号出力部を制御する電流制御部と、
を有することを特徴とする電力変換装置。 A plurality of arms, each having a plurality of cells, one said cell having at least one capacitor and at least one switching element.
A gate pulse signal output unit that outputs a gate pulse signal that is a PWM modulated wave for controlling the switching element based on the output current of each of the arms.
A harmonic current extraction unit that extracts a harmonic current that is a harmonic component within a predetermined band including a modulation period of the PWM modulation wave included in the output current, and a harmonic current extraction unit.
A current control unit that controls the gate pulse signal output unit so as to suppress the extracted harmonic current, and a current control unit.
A power conversion device characterized by having.
ことを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。 The power conversion device according to claim 1, wherein the current control unit controls the gate pulse signal output unit so that the extracted harmonic current approaches zero.
所定の交流電圧から、前記PWM変調波の変調周期を含む所定帯域内の高調波成分である高調波電圧を抽出する高調波電圧抽出部と、
前記有効電流または前記高調波電圧の大きさに基づいて、前記電流制御部の機能のオン・オフ状態を設定するオン・オフ状態設定部と、
をさらに有することを特徴とする請求項2に記載の電力変換装置。 An effective current extraction unit that extracts the effective current included in the output current,
A harmonic voltage extraction unit that extracts a harmonic voltage that is a harmonic component within a predetermined band including a modulation period of the PWM modulated wave from a predetermined AC voltage.
An on / off state setting unit that sets an on / off state of the function of the current control unit based on the magnitude of the active current or the harmonic voltage.
The power conversion device according to claim 2, further comprising.
ことを特徴とする請求項3に記載の電力変換装置。 The on / off state setting unit is equal to or higher than a predetermined first threshold value in which the active current is a negative value, is equal to or lower than a predetermined second threshold value in which the active current is a positive value, and is the harmonic. The power conversion device according to claim 3, wherein the function of the current control unit is turned on when the voltage is equal to or higher than a predetermined third threshold value.
各々の前記アームの出力電流に基づいて、前記スイッチング素子を制御するためのPWM変調波であるゲートパルス信号を出力するゲートパルス信号出力部と、
前記出力電流に含まれる、前記PWM変調波の変調周期を含む所定帯域内の高調波成分である高調波電流を抽出する高調波電流抽出部と、
抽出した前記高調波電流を抑制するように、前記ゲートパルス信号出力部を制御する電流制御部と、
を有する電力変換装置を制御する電力変換装置の制御方法であって、
前記出力電流に含まれる有効電流が負値である所定の第1の閾値以上であり、前記有効電流が正値である所定の第2の閾値以下であり、かつ、所定の交流電圧において前記PWM変調波の変調周期を含む所定帯域内の高調波成分である高調波電圧が所定の第3の閾値以上である場合に前記電流制御部の機能をオン状態にする
ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。 A plurality of arms, each having a plurality of cells, one said cell having at least one capacitor and at least one switching element.
A gate pulse signal output unit that outputs a gate pulse signal that is a PWM modulated wave for controlling the switching element based on the output current of each of the arms.
A harmonic current extraction unit that extracts a harmonic current that is a harmonic component within a predetermined band including a modulation period of the PWM modulation wave included in the output current, and a harmonic current extraction unit.
A current control unit that controls the gate pulse signal output unit so as to suppress the extracted harmonic current, and a current control unit.
It is a control method of a power conversion device that controls a power conversion device having the above.
The active current included in the output current is equal to or higher than a predetermined first threshold value having a negative value, equal to or lower than a predetermined second threshold value having a positive value, and the PWM at a predetermined AC voltage. A power conversion device characterized in that the function of the current control unit is turned on when the harmonic voltage, which is a harmonic component in a predetermined band including the modulation period of the modulated wave, is equal to or higher than a predetermined third threshold value. Control method.
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