JP6839816B2 - 共振型電力変換装置および異常判定方法 - Google Patents

共振型電力変換装置および異常判定方法 Download PDF

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Description

本発明は、電流共振を利用した共振型電力変換装置および異常判定方法に関する。
蓄電池の電力を動力として用いる電気自動車やハイブリッド車が普及している。このような電気自動車やハイブリッド車では、バッテリの充電や電圧変換のために直流（ＤＣ）電圧を昇圧または降圧する電力変換装置であるＤＣ−ＤＣコンバータが使用されている。特に、電気自動車やハイブリッド車では、高効率かつ低ノイズが要求されることから、近年では電流共振を利用した電力変換装置が使用されている。
電流共振を利用したＤＣ−ＤＣコンバータは、電圧および／または電流の少なくとも一方をゼロとした状態でスイッチング素子を動作させるゼロ電圧（電流）スイッチングを行うことができ、動作時における電力損失の低減を図ることができる。
しかしながら、電流共振を利用したＤＣ−ＤＣコンバータでは、共振用の部品であるトランスや共振コンデンサの経年劣化や温度変化に伴う特性の変化により、共振周波数が変動してしまう場合がある。このような場合、正確にゼロ電圧（電流）スイッチングを行うことができなくなるので、スイッチングロスの増加による電力変換効率の低下や、スイッチングノイズの発生、回路の故障等が生じる。
トランスや共振コンデンサの特性の変化による共振周波数の変動に対応するための技術として、例えば特許文献１に開示された技術がある。特許文献１には、入出力電力を制限する入出力電力制限手段により入出力電力が制限されている時間が所定時間に亘って継続しているときに限り、スイッチング周波数の再設定を行う電力変換装置が開示されている。
特開２０１４−２１７１９９号公報
しかしながら、上述した特許文献１に開示された技術では、所定時間が経過しないと共振周波数の変動を検知することができず、短時間で共振周波数の変動を検知することが難しい。
本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであって、短時間で精度よく共振周波数の変動を検知することができる共振型電力変換装置および異常判定方法を提供することを目的とする。
本発明の共振型電力変換装置は、直流電力が入力され、複数のスイッチング素子を有するブリッジ回路と、トランスと、少なくとも１つの前記スイッチング素子を流れる電流値を検出する電流検出回路と、制御回路と、を有する共振型電力変換装置であって、前記制御回路は、スイッチング制御中の所定のタイミングにおける前記電流検出回路の検出値に基づいて、前記共振型電力変換装置に異常が発生しているか否かを判定し、前記異常は、共振周波数の回路設計時からの所定周波数以上の変動である。
本発明の共振型電力変換装置の異常判定方法は、直流電力が入力され、複数のスイッチング素子を有するブリッジ回路と、トランスと、少なくとも１つの前記スイッチング素子を流れる電流値を検出する電流検出回路と、制御回路と、を有する共振型電力変換装置の異常判定方法であって、前記制御回路は、スイッチング制御中の所定のタイミングにおける前記電流検出回路の検出値に基づいて、前記共振型電力変換装置に異常が発生しているか否かを判定し、前記異常は、共振周波数の回路設計時からの所定周波数以上の変動である。
本発明によれば、短時間で精度よく共振周波数の変動を検知することができる。
本発明の実施の形態に係る電力変換装置の構成の一例を示す図 図１に示した電力変換装置に寄生要素を加えた等価回路 制御回路がブリッジ回路を制御するために出力するゲート信号Ｖｇ１およびＶｇ２と、ブリッジ回路を流れる電流値との波形を示す図 正常動作時でのブリッジ回路を流れる電流値と、異常動作時でのブリッジ回路を流れる電流値と、を対比した図
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。図１は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置１００の構成の一例を示す図である。
＜電力変換装置１００の構成例＞
図１に示すように、電力変換装置１００は、直流電源回路１、ブリッジ回路２、制御回路３、電流検出回路４、共振コンデンサ５、トランス６、整流回路７、および平滑コンデンサ８を有する。
直流電源回路１は、例えば燃料電池やバッテリ、ＡＣ／ＤＣコンバータ等の直流電源を供給する装置である。直流電源回路１の両端子間には、ブリッジ回路２が接続されている。ブリッジ回路２は、図１に示すように、フルブリッジ接続されたスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を有する。
ブリッジ回路２において、スイッチング素子Ｑ１とＱ２とが直列に接続され、スイッチング素子Ｑ３とＱ４とが直列に接続されている。そして、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２と、スイッチング素子Ｑ３およびＱ４とが並列に接続されてフルブリッジのブリッジ回路２が構成されている。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、例えば電界効果トランジスタ（ＦＥＴ：Field Effect Transistor）、特にＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor FET）で構成される。
スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、寄生ダイオードＤ１〜Ｄ４をそれぞれ有する。なお、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が寄生ダイオードＤ１〜Ｄ４を有するのではなく、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４と独立したダイオードをそれぞれ並列に接続して有していてもよい。
ブリッジ回路２において、スイッチング素子Ｑ１およびＱ３のドレイン端子は直流電源回路１に接続されている。スイッチング素子Ｑ１のソース端子とスイッチング素子Ｑ２のドレイン端子、スイッチング素子Ｑ３のソース端子とスイッチング素子Ｑ４のドレイン端子とがそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ１およびＱ３のドレイン端子は電流検出回路４を経由して直流電源回路１に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ１のソース端子とスイッチング素子Ｑ２のドレイン端子間に設けられたノードｎ１と、スイッチング素子Ｑ３のソース端子とスイッチング素子Ｑ４のドレイン端子間に設けられたノードｎ２との間に、共振コンデンサ５とトランス６の１次巻き線６１とが直列に接続されている。
さらに、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のゲート端子には制御回路３が接続される。制御回路３は、電力変換装置１００の共振周波数に基づいて予め決定された駆動周波数で、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオンオフ制御（スイッチング制御）する。これにより、ブリッジ回路２は直流電源回路１の直流電力を高周波交流電力に変換する。駆動周波数は、例えば回路設計時の共振周波数より所定の（微少）量だけ大きな値とすればよい。また、電流検出回路４は、ブリッジ回路２を通過する電流値を検出する。本実施の形態では、電流検出回路４は、直流電源回路１のスイッチング素子Ｑ１およびＱ３に接続された側から、スイッチング素子Ｑ２およびＱ４に接続された側に流れる方向を正としてブリッジ回路２に流れる電流を検出する。
トランス６は、磁気結合された１次巻き線６１と２次巻き線６２とを有する。トランス６の１次巻き線６１は、直流電源回路１、ブリッジ回路２、制御回路３、電流検出回路４、共振コンデンサ５に接続される。トランス６の２次巻き線６２は、整流回路７、平滑コンデンサ８、および図示しない直流負荷に接続される。トランス６において、１次巻き線６１に供給された交流電力の電圧が変圧されて２次巻き線６２に伝達される。トランス６の２次巻き線６２に生じた交流電力は、整流回路７および平滑コンデンサ８によって直流電力に変換され、図示しない直流負荷に供給される。
図２は、図１に示した電力変換装置１００に寄生要素を加えた等価回路である。Ｃ１〜Ｃ４は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の出力容量であり、Ｌｅはトランス６の漏れインダクタンス、およびＬｍはトランス６の励磁インダクタンスである。共振コンデンサ５、漏れインダクタンスＬｅおよび励磁インダクタンスＬｍによって直列ＬＬＣ回路が構成されている。以下では、この等価回路を用いて説明を行う。なお、励磁インダクタンスＬｍと１次巻き線６１を共通化して１つのインダクタとして構成しても良い。
なお、以下では、トランス６の１次巻き線６１に接続されたブリッジ回路２、共振コンデンサ５、漏れインダクタンスＬｅおよび励磁インダクタンスＬｍを１次側、２次巻き線６２に接続された整流回路７、平滑コンデンサ８、および図示しない直流負荷を２次側と称することがある。
＜電力変換装置１００の動作原理＞
以下では、電力変換装置１００が正常に動作している場合の動作と、動作原理について説明する。図３は、制御回路３がブリッジ回路２を制御するために出力するゲート信号Ｖｇ１およびＶｇ２と、ブリッジ回路２を流れる電流値との波形を示す図である。なお、ブリッジ回路２を流れる電流値とは、スイッチング素子Ｑ１およびＱ４を流れる電流と、スイッチング素子Ｑ２およびＱ３を流れる電流とを加算したものであり、上述したように電流検出回路４が検出する電流値である。
ゲート信号Ｖｇ１は、ブリッジ回路２のスイッチング素子Ｑ１およびＱ４をターンオンまたはターンオフする信号であり、ゲート信号Ｖｇ２は、スイッチング素子Ｑ２およびＱ３をターンオンまたはターンオフする信号である。なお、以下の説明においては、ゲート信号Ｖｇ１は、スイッチング素子Ｑ１とＱ４とを同時にターンオンまたはターンオフする場合について説明するが、例えばスイッチング素子Ｑ１よりもＱ４を、わずかに遅れてターンオンまたはターンオフするようにしてもよい。同様に、以下の説明においては、ゲート信号Ｖｇ２は、スイッチング素子Ｑ２とＱ３とを同時にターンオンまたはターンオフする場合について説明するが、例えばスイッチング素子Ｑ２よりもＱ３を、わずかに遅れてターンオンまたはターンオフするようにしてもよい。
図３に示すように、時刻ｔ１およびｔ５は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ４がターンオンするタイミングを、時刻ｔ２およびｔ６は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ４がターンオフするタイミングを示している。また、時刻ｔ３およびｔ７は、スイッチング素子Ｑ２およびＱ３がターンオンするタイミングを、時刻ｔ０およびｔ４はスイッチング素子Ｑ２およびＱ３がターンオフするタイミングを示している。なお、スイッチング素子Ｑ１およびＱ４がターンオフしてからスイッチング素子Ｑ２およびＱ３がターンオンするまでの間、および、スイッチング素子Ｑ２およびＱ３がターンオフしてからスイッチング素子Ｑ１およびＱ４がターンオンするまでの間には、デッドタイム（ｔｄ）が設けられている。
上述したように、電流検出回路４の検出する電流値は、ブリッジ回路２を通過する電流の計測値である。上述したように、電流検出回路４の検出する信号は、直流電源回路１のスイッチング素子Ｑ１およびＱ３に接続された側から、スイッチング素子Ｑ２およびＱ４に接続された側に流れる方向を正としている。
図３に示す時刻ｔ１において、制御回路３がゲート信号Ｖｇ１をＬｏｗからＨｉｇｈに立ち上げると、スイッチング素子Ｑ１およびＱ４がターンオンされる。時刻ｔ１からｔ２までのスイッチング素子Ｑ１およびＱ４がオンの状態では、直流電源回路１からスイッチング素子Ｑ１、共振コンデンサ５、トランス６の１次巻き線６１、スイッチング素子Ｑ４の順に負荷電流が流れる。すなわち、図３に示すように、ブリッジ回路２を流れる電流値は正方向に増大する。
共振コンデンサ５、漏れインダクタンスＬｅおよび励磁インダクタンスＬｍにより構成されるＬＬＣ回路に入力電圧が印加されることにより、共振動作により共振コンデンサ５に電荷が蓄積される。また、共振コンデンサ５と漏れインダクタンスＬｅによる共振電流が２次巻き線６２を通して図示しない直流負荷に放出される。
共振コンデンサ５の電圧が上昇するにつれて、１次巻き線６１に印加される電圧が減少する。このため、２次側に放出される電流も減少する。共振が終了し、２次側の電流がゼロとなると、１次側にのみ励磁電流が流れ、共振コンデンサ５の充電が維持される。
時刻ｔ２において、制御回路３がゲート信号Ｖｇ１をＨｉｇｈからＬｏｗに立ち下げると、スイッチング素子Ｑ１およびＱ４がターンオフされる。スイッチング素子Ｑ１およびＱ４がターンオフされた直後は、１次側を流れる励磁電流によりＣ１およびＣ４が充電され、Ｃ２およびＣ３が放電する。これにより、スイッチング素子Ｑ１およびＱ４のドレイン−ソース間電圧が上昇し、スイッチング素子Ｑ２とＱ３のドレイン−ソース間電圧が下降する。スイッチング素子Ｑ２とＱ３のドレイン−ソース間電圧がゼロまで低下すると、スイッチング素子Ｑ２およびＱ３の寄生ダイオードＤ２およびＤ３を通して漏れインダクタンスＬｅおよび励磁インダクタンスＬｍに蓄積されている励磁エネルギーをリセットする方向に励磁電流が流れる。
なお、時刻ｔ２からｔ３までの間はデッドタイムの期間であり、全てのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオフとなっている。
時刻ｔ３において、制御回路３がゲート信号Ｖｇ２をＬｏｗからＨｉｇｈに立ち上げると、スイッチング素子Ｑ２およびＱ３がターンオンされる。このとき、スイッチング素子Ｑ２およびＱ３にはソースからドレインの方向、すなわち負の方向に励磁電流が流れているので、スイッチング素子Ｑ２とＱ３のドレイン−ソース間電圧がゼロのタイミングでのスイッチングとなる。このため、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ：Zero-Voltage Switching）となり、ターンオン時のスイッチング損失を回避することができる。
時刻ｔ３からｔ４までのスイッチング素子Ｑ２およびＱ３がオンの状態では、共振コンデンサ５に充電された電圧によって直列ＬＬＣ回路に励磁電流が流れ、共振コンデンサ５の電荷が放電される。同時に、共振コンデンサ５と漏れインダクタンスＬｅとによる共振電流が２次巻き線６２を通して図示しない直流負荷に放出される。
共振コンデンサ５の電圧が低下するにつれて、１次巻き線６１に印加される電圧が減少する。このため、２次側に放出される電流も減少する。２次側の電流がゼロとなると、１次側にのみ励磁電流が流れ、共振コンデンサ５の充電が維持される。
時刻ｔ４において、制御回路３がゲート信号Ｖｇ２をＨｉｇｈからＬｏｗに立ち下げると、スイッチング素子Ｑ２およびＱ３がターンオフされる。スイッチング素子Ｑ２およびＱ３がターンオフされた直後は、１次側を流れる励磁電流によりＣ１およびＣ４が放電され、Ｃ２およびＣ３が充電される。これにより、スイッチング素子Ｑ１およびＱ４のドレイン−ソース間電圧が下降し、スイッチング素子Ｑ２とＱ３のドレイン−ソース間電圧が緩やかに上昇する。
スイッチング素子Ｑ２とＱ３のドレイン−ソース間電圧が入力電圧まで上昇すると、スイッチング素子Ｑ１およびＱ４の寄生ダイオードＤ１およびＤ４を通して直流電源回路１に回生され、漏れインダクタンスＬｅおよび励磁インダクタンスＬｍに蓄積されている励磁エネルギーをリセットする方向に共振電流が流れ続ける。この後、時刻ｔ５において再びスイッチング素子Ｑ１およびＱ４がターンオンされる。時刻ｔ５の動作は、時刻ｔ１の動作と同じ動作であり、以後上記と同様の動作が繰り返される。
なお、時刻ｔ５（ｔ１）におけるスイッチング素子Ｑ１およびＱ４のターンオン動作は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ４のドレイン−ソース間電圧がゼロのタイミングでのスイッチングとなる。このため、ゼロ電圧スイッチングとなり、ターンオン時のスイッチング損失を回避することができる。
＜異常時における電力変換装置１００の動作例＞
次に、電力変換装置１００において異常が発生した場合の動作例について説明する。本発明の実施の形態において、異常とは、共振コンデンサ５の故障を想定している。具体的には、例えば複数個のコンデンサが並列に接続されて共振コンデンサ５を構成している場合に、そのうちの１個が故障してしまい、共振コンデンサ５の静電容量が低下してしまった状態である。
一般に、直列ＬＬＣ回路の共振周波数ｆｒは、以下の数式（１）により算出される。
Figure 0006839816
 すなわち、電力変換装置１００において共振コンデンサ５の静電容量Ｃが低下する異常が発生した場合、直列ＬＬＣ回路の共振周波数が増大する。
上述したように、ブリッジ回路２の駆動周波数は、回路設計時の共振周波数よりも所定の微少量だけ大きな値に設計されている。このため、電力変換装置１００の異常により、直列ＬＬＣ回路の共振周波数が増大すると、増大した共振周波数がブリッジ回路２の駆動周波数を超えてしまうことになる。
これにより、直列ＬＬＣ回路の共振動作が進相側に移行し、直列ＬＬＣ回路を流れる共振電流が進相になる。図４は、正常動作時でのブリッジ回路２を流れる電流値と、異常動作時でのブリッジ回路２を流れる電流値と、を対比した図である。
図４に示すように、異常時には電流が進相側に移行しているため、ブリッジ回路２のスイッチング素子Ｑ１およびＱ４をターンオフしてからスイッチング素子Ｑ２およびＱ３をターンオフするまでを１周期としたとき、異常動作時の電流波形は、正常動作時の電流波形を１周期毎に左右反転したような形となっている。
＜異常動作の検出処理＞
以上のことを踏まえて、本発明の実施の形態に係る電力変換装置１００における、異常動作の検出処理について説明する。
図４に示すように、正常動作時と異常動作時では、電流検出回路４が検出する、ブリッジ回路２を流れる電流値に明らかな差異が存在する。従って、所定のタイミングにおける、正常動作時での電流値の取り得る範囲を予め確定しておくことにより、制御回路３は、所定のタイミングにおける電流検出回路４の検出値を参照し、当該検出値が予め確定した範囲内にあるか否かを判定することで、電力変換装置１００が異常動作をしているか否かを判定することができる。
所定のタイミングにおける、正常動作時での電流値の取り得る範囲は、図４に示すような正常動作時にブリッジ回路２を流れる電流値（正常時電流）と、異常動作時にブリッジ回路２を流れる電流値（異常時電流）とを予め実験的に取得しておき、これらを対比することで確定すればよい。
以下、具体例を挙げて説明する。１つ目の例として、制御回路３は、例えば時刻ｔ１、ｔ３、およびｔ５等のような、ゲート信号Ｖｇ１あるいはＶｇ２の立ち上がり時の電流値により、異常か否かの判定を行う。ゲート信号Ｖｇ１あるいはＶｇ２の立ち上がり時、すなわちスイッチング素子Ｑ１およびＱ４あるいはＱ２およびＱ３がターンオンされるときには、正常時電流はスイッチング素子Ｑ３およびＱ２の寄生ダイオードＤ３およびＤ２を通って、ブリッジ回路２を逆流する。このため、図４の正常時電流に示すように、電流値は必ずゼロより小さい値となる。
一方、異常動作時には、電流が進相に移相するため、ゲート信号Ｖｇ１あるいはＶｇ２の立ち上がり時の電流値が図４の異常時電流に示すようにゼロ以上の値となっている場合がある。すなわち、制御回路３は、ゲート信号Ｖｇ１あるいはＶｇ２をＬｏｗからＨｉｇｈに立ち上げる際に、電流検出回路４から取得したブリッジ回路２を流れる電流値を参照し、その値がゼロより大きい値であった場合には、電力変換装置１００に異常動作が生じていると判定することができる。なお、電力変換装置１００に異常動作が生じていると判定した場合、制御回路３は、外部（例えば、上位の制御回路等）に、異常動作が生じていることを示す信号を出力する。
なお、図４に例示した異常時電流は一例であり、電力変換装置１００の異常動作時に電流検出回路４が検出する電流値は必ずこのような波形となるとは限らない。このため、ゲート信号Ｖｇ１あるいはＶｇ２の立ち上がり時の電流値がゼロより小さい値であっても、電力変換装置１００に異常が発生している場合はある。しかしながら、共振周波数が回路設計時から大きく増大している場合には、電流が進相側に移行するため、ゲート信号Ｖｇ１あるいはＶｇ２の立ち上がり時の電流値はゼロより大きな値となる。共振周波数が回路設計時から大きく増大している場合には、ブリッジ回路２においてゼロ電圧スイッチングを行うことができなくなるだけでなく、例えばスイッチング素子Ｑ１からＱ２に貫通電流が流れたり、ブリッジ回路２が発熱して電力変換装置１００が故障したり、等の事態が発生することがある。上記説明した制御回路３の異常検出方法では、共振電流の回路設計時からの小さな変動は検出できない場合があるものの、電力変換装置１００の破壊の原因となるような大きな変動については精度よく検出することができる。
２つ目の例として、制御回路３は、例えばゲート信号Ｖｇ１あるいはＶｇ２の立ち下がり時から少し経過した時点の電流値により、異常か否かの判定を行う。図４において、ゲート信号Ｖｇ１あるいはＶｇ２の立ち下がり時から少し経過した時点をｔ２’、ｔ４’、ｔ６’と示している。図４に示すように、ゲート信号Ｖｇ１あるいはＶｇ２の立ち下がり時、すなわちスイッチング素子Ｑ１およびＱ４あるいはＱ２およびＱ３がターンオフされた直後は、図４に示すように正常時電流はターンオフに伴ってブリッジ回路２を逆流するが、その後正方向に増大する。一方、異常時電流は、図４に示すように、ブリッジ回路２を逆流せず、その後正方向に増大する。
このため、制御回路３は、ゲート信号Ｖｇ１あるいはＶｇ２を立ち下げる際に、電流検出回路４から取得したブリッジ回路２を流れる電流値を参照し、その値がゼロより大きい値であった場合には、電力変換装置１００に異常動作が生じていると判定する。なお、１つ目の例と同様に、電力変換装置１００に異常動作が生じていると判定した場合、制御回路３は、外部（例えば、上位の制御回路等）に、異常動作が生じていることを示す信号を出力する。
以上、正常動作時での電流値の範囲を予め特定する所定のタイミングについて２つの具体例を挙げて説明したが、本発明はこれら２つの例に限定されるものではない。正常時電流と、共振周波数が回路設計時から大きく変動した異常時の電流とを明確に判別することができるタイミングであれば、どのようなタイミングであってもよい。
以上説明したように、本発明の実施の形態に係る電力変換装置１００は、直流電力が入力され、複数のスイッチング素子を有するブリッジ回路と、トランスと、少なくとも１つの前記スイッチング素子を流れる電流値を検出する電流検出回路と、制御回路と、を有する共振型電力変換装置であって、前記制御回路は、スイッチング制御中の所定のタイミングにおける前記電流検出回路の検出値に基づいて、前記共振型電力変換装置に異常が発生しているか否かを判定する。
このような構成により、共振周波数が大きく増大する等の電力変換装置１００の異常を、検出に時間を要することなく、精度よく検出することができる。
以上、図面を参照しながら各種の実施形態について説明したが、本発明はかかる例に限定されない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであるため、それらについても本発明の技術的範囲に属する。
上述した実施の形態では、電流検出回路４は、ブリッジ回路２の下流に接続され、ブリッジ回路２に流れる電流値を検出していたが、本発明はこれには限定されない。例えば、電流検出回路４は、ブリッジ回路２の上流や、ブリッジ回路２の内部に設置されてもよい。また、電流検出回路４は、ブリッジ回路２全体に流れる電流値を検出するのではなく、いずれかのスイッチング素子に流れる電流値のみを検出するようにしてもよい。この場合は、予め正常動作時と異常動作時における、当該スイッチング素子を流れる電流値の範囲を予め取得しておき、制御回路３はこれに基づいて異常動作か否かの判定を行うようにすればよい。
また、上述した実施の形態では、フルブリッジのブリッジ回路２を有する電力変換装置１００について説明したが、本発明はこれには限定されない。例えばハーフブリッジのブリッジ回路を有していてもよい。
また、上述した実施の形態では、トランス６を有する電力変換装置１００について説明したが、本発明はこれには限定されない。例えば、トランス６として、非接触充電に用いられる１次巻き線（給電コイル）と２次巻き線（受電コイル）を用いても良い。
また、上述した実施の形態では、異常動作が生じていると判定した場合、外部（例えば、上位の制御回路等）に、異常動作が生じていることを示す信号を出力したが、本発明はこれには限定されない。例えば、変動した共振周波数よりも所定の量だけ大きな値となるように駆動周波数を可変して動作（電力変換）を継続しても良い。
本発明は、直流電力を変圧する電力変換装置として好適である。
１００ 電力変換装置
１ 直流電源回路
２ ブリッジ回路
Ｑ１−Ｑ４ スイッチング素子
Ｄ１−Ｄ４ 寄生ダイオード
Ｃ１−Ｃ４ 出力容量
３ 制御回路
４ 電流検出回路
５ 共振コンデンサ
６ トランス
６１ １次巻き線
６２ ２次巻き線
７ 整流回路
８ 平滑コンデンサ
Ｌｅ 漏れインダクタンス
Ｌｍ 励磁インダクタンス
ｎ１，ｎ２ ノード

Claims (8)

  1. 直流電力が入力され、複数のスイッチング素子を有するブリッジ回路と、トランスと、少なくとも１つの前記スイッチング素子を流れる電流値を検出する電流検出回路と、制御回路と、を有する共振型電力変換装置であって、
    前記制御回路は、スイッチング制御中の所定のタイミングにおける前記電流検出回路の検出値に基づいて、前記共振型電力変換装置に異常が発生しているか否かを判定し、
    前記異常は、共振周波数の回路設計時からの所定周波数以上の変動である、
    共振型電力変換装置。
  2. 前記異常は、共振周波数の回路設計時からの所定周波数以上の増大である、
    請求項１に記載の共振型電力変換装置。
  3. 前記制御回路は、前記異常が発生していると判定した場合、前記異常が生じていることを示す信号を出力する、
    請求項１または２に記載の共振型電力変換装置。
  4. 前記所定のタイミングは、前記制御回路が前記ブリッジ回路の前記スイッチング素子をターンオンする制御信号を出力するタイミングであって、
    前記制御回路は、前記制御信号を出力するタイミングにおける前記電流検出回路の検出値がゼロより大きい場合に、前記共振型電力変換装置に前記異常が発生していると判定する、
    請求項１から３のいずれか一項に記載の共振型電力変換装置。
  5. 前記所定のタイミングは、前記制御回路が前記ブリッジ回路の前記スイッチング素子をターンオフする制御信号を出力してから所定の微少時間が経過したタイミングであって、
    前記制御回路は、前記制御信号を出力してから所定の微少時間が経過したタイミングにおける前記電流検出回路の検出値がゼロより大きい場合に、前記共振型電力変換装置に前記異常が発生していると判定する、
    請求項１から３のいずれか一項に記載の共振型電力変換装置。
  6. 前記ブリッジ回路は、フルブリッジ回路である、
    請求項１から５のいずれか一項に記載の共振型電力変換装置。
  7. 前記ブリッジ回路は、ハーフブリッジ回路である、
    請求項１から５のいずれか一項に記載の共振型電力変換装置。
  8. 直流電力が入力され、複数のスイッチング素子を有するブリッジ回路と、トランスと、少なくとも１つの前記スイッチング素子を流れる電流値を検出する電流検出回路と、制御回路と、を有する共振型電力変換装置の異常判定方法であって、
    前記制御回路は、スイッチング制御中の所定のタイミングにおける前記電流検出回路の検出値に基づいて、前記共振型電力変換装置に異常が発生しているか否かを判定し、
    前記異常は、共振周波数の回路設計時からの所定周波数以上の変動である、
    異常判定方法。
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