JP6837069B2 - マルチレベル高速可変速駆動 - Google Patents

Description

本発明は、一般に可変速駆動回路及び方法に関し、より具体的にはマルチレベル高速可変速駆動回路及び方法に関する。更により具体的には、本発明は、高速中圧モータを駆動するためのマルチレベル高速可変速駆動回路及び方法に関する。

天然ガスのパイプライン及び処理の適用例のための遠心圧縮機は、それぞれ２５〜２ＭＷの電力レベルで５，０００〜２０，０００ＲＰＭの範囲の速度で動作し、電力レベルが高くなるほど関連する速度が低くなり、その逆の場合も同様である。典型的に、これらが電動の圧縮機である場合、モータは、圧縮機への増速ギアボックスを介して駆動する、最大３６００ＲＰＭで低速の５０又は６０Ｈｚモータである。より最近では、気体圧縮機を直接駆動し、それによりギアボックスを除去することができる高速モータに対する関心が大きくなっている。いずれの場合も、第一に負荷慣性が高く、電源線を越えて直接始動することが困難であるため、第二に圧縮機がモータによって駆動される場合にガスフローを減速することに関連するエネルギー損失なしに可変速駆動（ＡＳＤ）によってガスフローを変動させることができるので、通常、モータを駆動するためにＡＳＤが必要である。市販のほとんどのＡＳＤ解決策、特に大型の中圧（ＭＶ）（２．４ｋＶ〜１３．８ｋＶの電圧）のものは、５０又は６０Ｈｚ以下で動作する低速モータとともに機能するように設計される。従って、制御及びスイッチングデバイスの技術は、この低速市場区分の要求を満たすように調整される。実際に、パルス幅変調（ＰＷＭ）は通常、半導体デバイスが基本周波数又は１．８ｋＨｚの９倍以上で切り替えることを要求するので、ＰＷＭで正弦波電圧を合成する通常の方法は、基本周波数が２００Ｈｚを超える時に従来の３相ＡＳＤによる制限に直面する。９００Ｈｚ程度のスイッチング周波数に制限される可能性があるので、ＭＶ出力に必要なタイプの半導体（例えば、＞１７００Ｖ ＩＧＢＴ）を使用する場合、この問題は更に困難なものになる（注：ＭＶドライブについて最近発行された供給業者データでは基本周波数について１２０〜２００Ｈｚの制限を示すであろう）。

この種のＡＳＤに関する重大な要件は、モータ内の高調波ひずみを非常に低いレベル（＜＜５％ ＴＨＤ）に保持することである。これは、モータ巻線の抵抗が交流（ＡＣ）周波数につれて増加するためであり、高速モータ設計の場合、高調波を最小限にすることによって損失を回避することはモータとインバータの組み合わせに関する重大な要件である。図１は、第５及び第７高調波ひずみの過剰比率を有し、この従来技術に記載されている電流波形を示している。このようなシステムを実用的なやり方で高出力高速（＞３６００ＲＰＭ）モータに適用できる程度までこのような高調波を除去することは重要な目標である。

本発明のいくつかの実施形態は、マルチレベル高速可変速駆動を提供することにより、上記の要求並びにその他の要求に有利に対処するものである。

一実施形態により、本発明は、複数のモジュラマルチレベル３相インバータブリッジであって、複数のｑ個のマルチレベル３相インバータブリッジが基本周波数ｆで動作し、ｑが２〜５の範囲の整数又は以下に記載されている方式で実践するように低減できる任意の数であり、マルチレベル３相インバータブリッジが少なくとも３つのレベルを含み、マルチレベル３相インバータブリッジが最低９×基本周波数の変調周波数によるパルス幅変調（ＰＷＭ）モードで動作するか又は基本周波数モード（ＦＦＭ）で動作し、このようなモードのインバータ整流周波数が基本周波数に等しく、ｑ個のマルチレベル３相インバータが１つのグループが位相角θ＝６０°／ｑだけ他のグループから変位するような分相で動作し、グループ間の位相変位θ_ｎがｎθ／ｑであり、ｎが高調波次数である、複数のモジュラマルチレベル３相インバータブリッジと、ｑ個の３相グループに配置された位相を備えた高速多相モータと、基本周波数ｆの成分を通過させながら選択されたグループの高調波をブロックするための電磁手段であって、電磁手段が磁心によってリンクされたモータ電流を伝達するコイルを含み、電磁手段が複数のｑ個のモジュラマルチレベル３相インバータブリッジと高速多相モータとの間に置かれる電磁手段とを含むシステムである。

本発明のいくつかの実施形態の上記その他の態様、特徴、及び利点は、以下の図面に関連して提示される、以下のより特定の説明からより明らかになるであろう。

第５及び第７高調波ひずみの過剰比率を有し、この従来技術の可変速駆動の効果を示す、経時的なモータ巻線電流のグラフである。 本発明の一実施形態によるマルチレベル高速可変速駆動のブロック図である。 図２のマルチレベル高速可変速駆動の概略図である。 図２のマルチレベル高速可変速駆動によって発生された定格動作条件下の線間電圧を示す、１つの基本サイクルにおける線間電圧のグラフである。 図２のマルチレベル高速可変速駆動の相間変圧器のジグザグ構成の概略図である。 図２のマルチレベル高電圧可変速駆動のそれぞれのインバータからの想定電流及び平衡電圧を示すベクトル図である。 図２のマルチレベル高電圧可変速駆動の高調波ブロッカによって発生された第５及び第７高調波電圧並びにそれぞれ正及び逆の相順を示すフェーザ図である。 図２のマルチレベル高電圧可変速駆動の高調波ブロッカによって発生された第５及び第７高調波電圧並びにそれぞれ正及び逆の相順を示すフェーザ図である。 図７及び図８の電圧を備えた高調波ブロッカが図２のマルチレベル高電圧可変速駆動のインバータから適用された後の１つの基本サイクルにおけるモータ線間電圧のグラフである。 図５の相間変圧器の代替実施形態の概略図である。 図５の相間変圧器の更なる代替実施形態の概略図である。 図５の相間変圧器の９相実施形態の概略図である。 図１のシステムの１２相実施形態のブロック図である。

図面のいくつかの図を通して対応する参照文字は対応するコンポーネントを示す。当業者であれば、図中の要素が単純かつ明瞭にするために示されており、必ずしも一定の縮尺で描かれていないことを認識するであろう。例えば、本発明の様々な実施形態の理解を深めるのに役に立つように、図中のいくつかの要素の寸法は他の要素と比較して誇張される可能性がある。また、一般的だが十分理解されている要素であって、商業的に実現可能な実施形態において有用又は必要な要素は、本発明のこれらの様々な実施形態を見る際にあまり妨げにならないように図示されない場合が多い。

以下の説明は、限定的な意味で解釈するべきではなく、単に模範的な実施形態の一般的な原理を記述するためになされたものである。本発明の範囲は特許請求の範囲に関連して判断しなければならない。

本明細書全体を通して「一実施形態」、「ある実施形態」、又は同様の言語に言及する場合、その実施形態に関して記載された特定の特徴、構造、又は特性が本発明の少なくとも１つの実施形態に含まれることを意味する。従って、本明細書全体を通して「一実施形態では」、「ある実施形態では」、及び同様の言語の表現が現れた場合、すべて同じ実施形態に言及する可能性があるが、必ずしもすべて同じ実施形態に言及しているわけではない。

本実施形態は、典型的に９９．４％より大きい非常に高い効率でインバータによって準矩形可変電圧波が生成されるモードである基本周波数モード（ＦＦＭ）で３レベル又はマルチレベルインバータを操作することにより、多くの可変速駆動（ＡＳＤ）設計に特有の基本周波数のバリアを除去するものである。ＦＦＭでは、インバータスイッチは基本周波数サイクルあたり１回だけ整流する。このＦＦＭ出力電圧は、出力電圧内に高い割合の第５、第７、及びその他の高調波を有する。この電圧が永久磁石（ＰＭ）モータ又は誘導モータに直接印加される場合、結果として生じる非正弦波電流はモータ回転子において過剰な損失を引き起こし、効率を低下させ、おそらくモータを過熱するであろう。追加の副作用は振動トルク又はトルクリプルの発生になるが、これは力学的共振と一致する周波数でモータシャフト及び／又はカップリングを破壊する可能性がある。本発明の重要な目的は、モータ内の低次高調波及び上記の副作用を低減又は除去するためにＦＦＭインバータの出力を結合することである。このようにすると、低電圧半導体スイッチの直列接続なしに高電圧高電力インバータの設計が容易になる。代替的に、このインバータは、米国特許第５，６２５，５４５号の一般的なカスケードＨブリッジ（ＣＨＢ）タイプのインバータ回路において要求されるように、多数の個々に隔離されたＤＣソースを必ず必要とする多数のインバータブリッジのＡＣ出力の直列接続なしに機能する。

実際に、本発明に実施されている実践すべき低減により、他の従来技術（例えば、Ｓａｂｉｎ他の米国特許第２００８／０１０３６２号）に記載されているより複雑な１２相システムではなく６相としてコントローラを作成することができる。これは、複雑さを最小限にし、信頼性を高めるものである。

まず図２を参照すると、本発明の一実施形態によるマルチレベル高速（＞３６００ＲＰＭ）可変速駆動のブロック図が示されている。

第１のマルチレベル３相電圧供給インバータ２及び第２のマルチレベル３相電圧供給インバータ４、第１のＤＣ電源（複数も可）１、第２のＤＣ電源３、相間変圧器５、並びに６相モータ６が示されている。

第１のＤＣ電源１は第１の３相電圧供給インバータ２に結合され、第２のＤＣ電源３は第２の３相電圧供給インバータ４に結合される。

第１の３相電圧供給インバータ２及び第２の３相電圧供給インバータ４はそれぞれ相間変圧器５の第１及び第２の入力端子に結合される。相間変圧器５の出力端子は６相モータ６のそれぞれの３相巻線に結合される。

第１及び第２の３相電圧供給インバータ２、４は第１及び第２のＤＣ電源１、３からＤＣ電力を取り、それをモータ６用の６相可変周波数ＡＣに変換し、モジュールとして提供される２つの３相インバータとして構成される。モジュラインバータにより、６相用の２つの標準モジュール又は１２相動作用の４つの標準モジュールを容易に構成することができる。本実施形態では、６相又は換言すれば１２段階動作によって３％の全高調波ひずみ（ＴＨＤ）制限が満たされる。複数対のインバータモジュールは、第５及び第７電圧高調波成分が相殺するように正味３０°の位相変位で動作する。この相殺を完全に容易にするためにジグザグ相間変圧器５が設けられる。６相モータ巻線もそれぞれのインバータブリッジと同じ方式で位相変位される。この回路配置は、モータ６の２５００〜１５０００ＲＰＭ動作速度範囲の一部分において９９．４％の全速力インバータブリッジ効率及び低い全高調波ひずみ（ＴＨＤ）で比較的低速切り替えの６５００Ｖの絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）による非パルス幅変調（ＰＷＭ）動作を容易にする。

第１の３相電圧供給インバータ２及び第２の３相電圧供給インバータ４は出力電圧における３０°の位相変位で動作する。ジグザグ相間変圧器５の主な目的は、第１の３相電圧供給インバータ２及び第２の３相電圧供給インバータ４によってモータ６から発生された第５、第７、及びｋが奇数のその他の６ｋ＋／−１次のすべて、即ち、第５、第７、第１９、第２１、第３３、第３５、・・・の高調波電圧をブロックすることである。

図３を参照すると、図２のマルチレベル高速可変速駆動の概略図が示されている。

第１のマルチレベル３相電圧供給インバータ２及び第２のマルチレベル３相電圧供給インバータ４、第１のＤＣ電源（複数も可）１、第２のＤＣ電源３、相間変圧器５、並びに６相モータ６が示されている。

第１のＤＣ電源１は第１の３相電圧供給インバータ２に結合され、第２のＤＣ電源３は第２の３相電圧供給インバータ４に結合される。点線７によって示されているように、ＤＣ電源１、３は電源の状況次第で並列に結合するか又は独立したものにすることができる。

第１の３相電圧供給インバータ２及び第２の３相電圧供給インバータ４はそれぞれ相間変圧器５の第１及び第２の個別回路の第１及び第２の組の入力端子に結合される。相間変圧器５の出力端子は６相モータ６のそれぞれの３相巻線に結合される。それぞれの３相巻線は隣接する３相巻線に対して３０°だけ位相変位される。モータ内のこのような位相変位は、例えば、それぞれの３相巻線をモータ固定子の非常に多数のスロットの半分に入れ、その他の巻線を残りのスロットに入れることによって達成される。４極６相モータが４８個のスロットを有する場合、そのスロットのうちの２４個は位相ＡＢＣ用であり、その他の２４個はＤＥＦ用であり、相・極あたり２つのコイルが存在する。

第１の３相電圧供給インバータ２及び第２の３相電圧供給インバータ４は出力電圧における３０°の位相変位で動作する。ジグザグ相間変圧器５の主な目的は、第１の３相電圧供給インバータ２及び第２の３相電圧供給インバータ４によってモータ６から発生された第５、第７、及びｋが奇数のその他の６ｋ＋／−１次のすべて、即ち、第５、第７、第１９、第２１、第３３、第３５、・・・の高調波電圧をブロックすることである。

この可変速駆動は、３レベル２×３相トポロジで示されており、８ＭＷの最大電力定格を有し、７５０Ｈｚの最大周波数を有し、４，６００ＶＡＣの最大電圧を有する。この実施形態は、５００ＶＡＣで１００ｋｗ、１５０，０００ＲＰＭから１３，８００ＶＡＣで５０ＭＷ、５０００ＲＰＭまでの範囲の適用例に工業的に使用することができる。一般に、工業用の適用例の場合、速度は電力レベル及び物理的サイズに反比例する傾向がある。小型モータは、スロットサイズの制限及び絶縁材の厚さのために高電圧で動作することができない。より大型のモータはモータとインバータとの間の接続部の物理的サイズのために低電圧で動作することができない。このような電力及び電圧レベルは、市販のシリコンＩＧＢＴによって容易に達成されるものの例である。より高いか又はより低い電圧定格は直列デバイス動作によって達成される可能性があり、或いは、より高い電流定格は並列デバイス又はモジュール動作によって達成することができる。４レベル以上の３相インバータブリッジを使用する場合、同様の便益を達成することができる。

次に図４を参照すると、図２のマルチレベル高速可変速駆動によって発生された定格動作条件下の線間電圧を示す、０〜３６０°の基本サイクル同等角度における線間電圧のグラフが示されている。

次に図５を参照すると、図２のマルチレベル高速可変速駆動の相間変圧器のジグザグ構成の概略図が示されている。

図５の概略図に示されているように、相間変圧器のジグザグ構成は３つのコアレッグを有し、それぞれのレッグは３つの巻線を有する。端子Ａは中央レッグの１５回巻きコイルに接続され、そのコイルは最上部レッグの反対方向に巻かれた１５回巻きコイルと直列に接続される。そのレッグの反対方向に巻かれた１５回巻きコイルは端子Ａ’に接続される。この第１の１５回巻きコイルは位相Ｅの１５回巻きコイルを備えたレッグ上にあるので、コイル記号上の黒点によって示されるように、電圧は位相Ｅの１５回巻きコイルと逆位相にある。

端子Ｂは最下部レッグの１５回巻きコイルに接続され、そのコイルは中央レッグの反対方向に巻かれた１５回巻きコイルと直列に接続される。そのレッグの反対方向に巻かれた１５回巻きコイルは端子Ｂ’に接続される。この第１の１５回巻きコイルは位相Ｆのコイルを備えたレッグ上にあるので、コイル記号上の黒点によって示されるように、電圧は位相Ｆの巻線と逆位相にある。

端子Ｃは最上部レッグの１５回巻きコイルに接続され、そのコイルは最下部レッグの反対方向に巻かれた１５回巻きコイルと直列に接続される。そのレッグの反対方向に巻かれた１５回巻きコイルは端子Ｃ’に接続される。この第１の１５回巻きコイルは位相Ｄのコイルを備えたレッグ上にあるので、コイル記号上の黒点によって示されるように、電圧は位相Ｄの巻線と逆位相にある。

上記の配置は２６／１５＝１．７３３３というコイル巻数比の例であり、１．７３２１に緊密に近づく巻数比は満足いくものとして示すことができる。

図６は、図２のマルチレベル高電圧可変速駆動のそれぞれのインバータからの平衡基本周波数電流を示すベクトル図である。

図６のベクトル図に示されているように、それぞれのインバータからの上記の平衡電圧及び想定電流の場合、即ち、位相Ｄが３０°だけ位相Ａより遅れる場合、位相Ｄからの第１のレッグ上の正味アンペア回数は位相Ａ及び位相Ｂのものを相殺する。

また、位相Ｅは位相Ｂ及び位相Ｃを相殺し、位相Ｆは位相Ａ及び位相Ｃを相殺する。基本周波数でのこれらの起磁力（ＭＭＦ）は相殺するので、基本電圧は本質的にゼロである。２６／１５＝１．７３３３３という巻数比は０．０７％の範囲内で３の平方根に一致する。従って、６相インバータ及び６相モータの場合、基本周波数での相間変圧器内の電圧降下は本質的にゼロになる。

上記のように、高調波ブロッカの主な目的は、第５及び第７から始まる一連の高調波電圧を相殺することであり、これはインバータ駆動モータ内の高調波損失の有力な原因になり得るものである。インバータからの第５又は第７高調波電圧は、２つの３相グループ間で基本周波数で３０°の位相変位が与えられると、第５及び第７高調波について５×３０＝１５０°及び７×３０＝２１０°の位相変位を有することになり、相順はそれぞれ逆及び正になる。

図７及び図８を参照すると、図２のマルチレベル高電圧可変速駆動の高調波ブロッカによって発生された第５及び第７高調波電圧並びにそれぞれ正及び逆の相順を示すフェーザ図が示されている。

この同じ位相関係は「ｋが奇数」のすべての高調波に適用される。図７及び図８はこれらの高調波電圧に関連するフェーザ図を示している。ＤＥＦコイルと個々のＡＢＣコイルとの間の１５／２６という巻数比の場合、この２組のコイルにおける電圧間の位相関係はインバータによって発生された高調波電圧のものと同一であることに留意されたい。従って、第５及び第７高調波に対するインピーダンスは変圧器コアの高い磁化インピーダンスであり、結果として、モータへの高調波電流がブロックされる。このデバイスは「高調波ブロッカ」と呼ばれる。

ｋが偶数である６ｋ＋／−１次のすべての高調波の場合、ジグザグ相間変圧器は、基本の場合、即ちｋ＝０で６ｋ＋／−１＝＋／−１の場合と同じ効果を有する。従って、第５及び第７は完全に除去され、第１１、第１３、第２３、第２５、・・・はモータまで通過する。

図９を参照すると、図７及び図８の電圧を備えた高調波ブロッカが図２のマルチレベル高電圧可変速駆動のインバータから適用された後の１つの基本サイクルにおけるモータ線間電圧のグラフが示されている。

この波形はより正弦波的であり、その第５及び第７が最大成分である「ｋが奇数」の高調波の除去を示すことに留意されたい。

従って、高調波ブロッカは、基本の振幅の１／５及び１／７までの振幅を備えた高調波電圧を除去する。典型的な６相モータは、同期リアクタンスの２５％程度の隣接位相間の相互結合を有することになる。上記の考察は、位相あたりの定格電圧／位相あたりの定格電流を表す１．０ｐｕによってパーユニット量におけるインピーダンスを提示する。例えば、モータの同期リアクタンスＸ_ｄ、Ｘ_ｑが０．５ｐｕである場合、第５及び第７高調波の最悪振幅は以下のようになるであろう。
Ｉ_ｎ≒Ｖ_ｎ／（ｎＸ）
ここで
Ｖ_ｎ＝インバータ高調波電圧＝１．０ｐｕ／ｎ
Ｉ_ｎ＝第ｎ高調波のｐｕ振幅
Ｘ＝リアクタンス
＝ｋが偶数の場合、即ち、第１、第１１、第１３、第２３、第２５、・・・のすべての成分及び同期リアクタンスについて０．５ｐｕと仮定する
＝第５、第７、第１９、第２１、・・・について０．３５ｐｕと仮定する
高調波のいくつかについては、ｐｕ振幅は以下のようになる。

上記の推定では、高調波ブロッカはすべての高調波電流ひずみの８４％を除去する。ほとんどの型巻きモータ巻線の場合、それぞれのコイルの導体は絶縁平行ストランドのスタックで構成される。絶縁平行ストランドのスタックに対して垂直な磁界切断のために、誘導電圧は追加の寄生損を引き起こすことになる。上記の割合で高調波電流が低減されると、全高調波ひずみの平方又は約９７％だけこの部分の損失を低減することになる。近接性及び表皮効果による損失は、高調波周波数につれて増加し、更に大きい量だけ低減されることになる。

本実施形態の追加の利点は、基本の第１２高調波で電気機械的（ＥＭ）トルクリプルが発生することである。４極１５，０００ＲＰＭモータの場合、これは、回転子に付与された電磁振動トルクが第２４次のもの又は約６ｋＨｚであり、モータと負荷との間のシャフト結合の第１の臨界周波数よりかなり上であることを意味する。１つのシステム例では、電磁トルクリプルは２％であり、ねじれ分析では、結合トルクリプルが０．１８％程度であり、業界によって典型的に要求される１％という典型的な仕様よりかなり下であることを示している。

遠心圧縮機は、本実施形態の可変速駆動によって動力供給される高速モータの適用から多大な恩恵を受けることになる。元々、低速低周波モータ用に開発されたスイッチングデバイス及びシステムの技術は、高速高出力モータに適用された時にいくつかの固有の障害を有する。インバータ可変速駆動及びモータシステムは高速適用の際にこれらの障害を克服する。上記の磁気結合のシステム及び方法は、固定子電流における高レベルの第５及び第７高調波ひずみの存在並びに関連の損失を除去する。

図１０を参照すると、図５の相間変圧器の代替実施形態の概略図が示されている。

この電磁手段は３つの個別相間変圧器８、９、１０・・・を有する。位相Ａは１つのコア上で位相Ｄとリンクし、Ｂは他のコア上でＥと、Ｃは更に他のコア上でＦとリンクし、それぞれの対は点で示されているように反対の向きになっている。電磁手段は、１８０°の位相偏移を提供し、結果として、ｋが奇数の６ｋ＋／−１の高調波でそれぞれ２１０°及び１５０°の正味位相偏移を提供し、その結果、高調波相殺の程度について折り合いがつけられる。

図１１を参照すると、図５の相間変圧器の更なる代替実施形態の概略図が示されている。

図１２を参照すると、図５の相間変圧器の９相実施形態の概略図が示されている。
ａ）ｑ個の位相グループは、位相Ａ、Ｂ、Ｃのそれぞれが位相Ｄ、Ｅ、Ｆよりそれぞれ２０°だけ先に行き、位相Ｇ、Ｈ、Ｉのそれぞれが位相Ｄ、Ｅ、Ｆよりそれぞれ２０°だけ遅れるように変位される。３相のそれぞれのグループ内で位相変位は１２０°である。
ｂ）上記の電磁手段は示されているように３つの３レッグコアで構成される。巻線のこの配置は以下のような巻数比をもたらす。
Ｎ１＝Ｎ３×ｓｉｎ（４０°）／ｓｉｎ（１２０°）
Ｎ２＝Ｎ３×ｓｉｎ（２０°）／ｓｉｎ（１２０°）

位相Ｃ及びＨのアンペア回数と結合された位相Ａ、Ｄ、及びＧの基本磁化アンペア回数成分はそれぞれ、各レッグ上で等しいＭＭＦをもたらすようになっている。磁束戻り経路は空中であるので、コアの最小磁化が発生する。また、第５、第７、第１１、及び第１３高調波における上記の位相によりそれぞれのレッグ上の磁化成分が、３相コアについては通常であるように、＋／−１２０°だけ位相変位されることも示すことができる。その結果、コアはこれらの高調波周波数によって磁化され、結果として生じる誘導は、上記の２ｑ＝６相インバータシステムについて示されているものと同じ方式でモータからのインバータによって生成された高調波電圧をブロックする。

まず図１３を参照すると、本発明の更なる実施形態によるマルチレベル高速（＞３６００ＲＰＭ）可変速駆動のブロック図が示されている。

第１のマルチレベル３相電圧供給インバータ１３０２及び第２のマルチレベル３相電圧供給インバータ１３０４、第３のマルチレベル３相電圧供給インバータ１３０６及び第４の３相マルチレベル３相電圧供給インバータ１３０８が示されている。また、第１のＤＣ電源１３１０、第２のＤＣ電源１３１２、第３のＤＣ電源１３１４、第４のＤＣ電源１３１６、第１の相間変圧器１３１８、第２の相間変圧器１３２０、及び１２相モータ１３２２も示されている。

第１のＤＣ電源１３１０は第１の３相電圧供給インバータ１３０２に結合され、第２のＤＣ電源１３１２は第２の３相電圧供給インバータ１３０４に結合され、第３のＤＣ電源１３１４は第３の３相電圧供給インバータ１３０６に結合され、第４のＤＣ電源１３１６は第４の３相マルチレベル３相電圧供給インバータ１３０８に結合される。

第１の３相電圧供給インバータ１３０２及び第２の３相電圧供給インバータ１３０４はそれぞれ第１の相間変圧器１３１８の第１及び第２の入力端子に結合される。第３の３相電圧供給インバータ１３０６及び第４の３相電圧供給インバータ１３０８はそれぞれ第２の相間変圧器１３２０の第１及び第２の入力端子に結合される。第１の相間変圧器１３１８及び第２の相間変圧器１３２０の出力端子は１２相モータ１３２２のそれぞれの３相巻線に結合される。

図１〜図１２の上記の説明はｑ＝２、３、及び４の場合の実施形態を表している。偶数値のｑ（２、４、６、・・・）の場合、上記の電磁手段を使用して上記の方式で「ｋが奇数」の一連の高調波をブロックできることに留意されたい。上記のように、１２相システムを実現するために４つのインバータを使用することができる。このような場合、モータ内の３相グループとインバータとの位相変位は１５°である。図１３のブロック図に示されている配置では、１つの電磁手段又は「高調波ブロッカ」は３０°離れた２つの３相グループに接続され、第２のものはもう一方のグループから１５°変位した２つの３相インバータに接続される。モータ電流内の第５及び第７高調波は相殺されることになる。しかしながら、第１１及び第１３高調波は相殺されないが、モータ漏れリアクタンスによって最小レベルまで減衰される。これらの高調波はモータ固定子内で相殺されるので、トルクリプル及び回転子加熱に対するこれらの高調波の影響は除去される。任意の偶数値のｑ（２、４、６、８、１０・・・）の場合、ｎ＝任意の整数の場合に次数６ｑｎ−１及び６ｑｎ＋１の高調波を除くすべての高調波の相殺が固定子内で行われることを示すことができる。例えば、ｑ＝６の場合、第３５、第３７、第７１、第７３・・・の高調波のみがエアギャップ及び回転子磁束内に存在することになる。

奇数値又は偶数値のｑの場合、３つの個別コアのそれぞれにｑ個のレッグを設け、適切な巻数比を備えたリンク済み巻線を提供することにより、ｑ＝３について上記で説明した技法を拡張することができる。例えば、ｑ＝５の場合、３つの５レッグコアが必要になるであろう。この場合も、この手法は任意の値のｑで機能させることができ、ｎ＝任意の整数の場合に次数６ｑｎ−１及び６ｑｎ＋１の高調波を除くすべての高調波が相殺されることになる。

本明細書に開示されている本発明について特定の実施形態、その例及び適用例により説明してきたが、特許請求の範囲に明記されている本発明の範囲を逸脱せずに、当業者によって多数の変更及び変形がなされうるであろう。

Claims (16)

1. 複数のモジュラマルチレベル３相インバータブリッジであって、前記モジュラマルチレベル３相インバータブリッジが基本周波数ｆで動作し、前記モジュラマルチレベル３相インバータブリッジが少なくとも３つのレベルを含み、前記モジュラマルチレベル３相インバータブリッジが９〜２１×前記基本周波数のパルス幅変調（ＰＷＭ）モード及び基本周波数モード（ＦＦＭ）で動作し、インバータ整流周波数が前記基本周波数に等しく、前記モジュラマルチレベル３相インバータが、１つのグループが角度θ＝６０°／ｑだけ他のグループから変位するような分相で動作し、ｑは３相グループの数である、複数のモジュラマルチレベル３相インバータブリッジと、
   ｑ個の３相グループに配置された位相を備え、ｑ×３の巻数を含む高速多相モータと、
   基本周波数ｆの成分を通過させながら選択されたグループの高調波をブロックするための電磁手段であって、前記電磁手段が磁心によってリンクされたモータ電流を伝達するコイルを含み、前記電磁手段の各入力端子が前記複数のモジュラマルチレベル３相インバータブリッジの一つの出力に結合され、前記電磁手段の各出力端子が前記高速多相モータの一つの巻線に直接的に結合されるようにして前記電磁手段が前記複数のモジュラマルチレベル３相インバータブリッジと前記高速多相モータとの間に置かれ、電磁手段出力端子の数は、電磁手段入力端子の数に等しい、電磁手段と、
   を含む、システム。
2. 前記電磁手段が、前記磁心によって結合された複数のコイルを含み、前記磁心が３つのレッグを含むことと、
   Ａ巻線が複数のコイルのうちの第１のものと前記複数のコイルのうちの第２のものとの直列の組み合わせを含み、前記複数のコイルのうちの前記第１のものが前記レッグのうちの第２のものの上にあり、前記複数のコイルのうちの前記第２のものが前記レッグのうちの第１のものの上にあり、前記複数のコイルのうちの前記第１のものが前記複数のコイルのうちの前記第２のものから反対方向に向けられることと、
   Ｂ巻線が前記複数のコイルのうちの第３のものと前記複数のコイルのうちの第４のものとの直列の組み合わせを含み、前記複数のコイルのうちの前記第３のものが前記レッグのうちの第３のものの上にあり、前記複数のコイルのうちの前記第４のものが前記レッグのうちの前記第２のものの上にあり、前記複数のコイルのうちの前記第３のものが前記複数のコイルのうちの前記第４のものから反対方向に向けられることと、
   Ｃ巻線が前記複数のコイルのうちの第５のものと前記複数のコイルのうちの第６のものとの直列の組み合わせを含み、前記複数のコイルのうちの前記第５のものが前記レッグのうちの前記第１のものの上にあり、前記複数のコイルのうちの前記第６のものが前記レッグのうちの前記第３のものの上にあり、前記複数のコイルのうちの前記第５のものが前記複数のコイルのうちの前記第６のものから反対方向に向けられることと、
   Ｄ巻線が前記複数のコイルのうちの第７のものを含み、前記複数のコイルのうちの前記第７のものが前記レッグのうちの前記第１のものの上にあることと、
   Ｅ巻線が前記複数のコイルのうちの第８のものを含み、前記複数のコイルのうちの前記第８のものが前記レッグのうちの前記第２のものの上にあることと、
   Ｆ巻線が前記複数のコイルのうちの第９のものを含み、前記複数のコイルのうちの前記第９のものが前記レッグのうちの前記第３のものの上にあることと、
   を更に含む、請求項１に記載のシステム。
3. 前記第１、第３及び第５のコイルが、それぞれ巻数Ｎ１を有し、
   前記第２、第４及び第６のコイルが、それぞれ巻数Ｎ２を有する、請求項２に記載のシステム。
4. 前記Ｄ巻線が、前記複数のコイルのうちの第１０のものを含み、前記第１０のものが前記レッグのうちの前記第３のものの上にあり、前記第１０のコイルが、前記第７のコイルの前に直列に接続され、かつ、前記第７のコイルから反対方向に向けられることと、
   前記Ｅ巻線が、前記複数のコイルのうちの第１１のものを含み、前記第１１のものが前記レッグのうちの前記第１のものの上にあり、前記第１１のコイルが、前記第８のコイルの前に直列に接続され、かつ、前記第８のコイルから反対方向に向けられることと、
   前記Ｆ巻線が、前記複数のコイルのうちの第１２のものを含み、前記第１２のものが前記レッグのうちの前記第２のものの上にあり、前記第１２のコイルが、前記第９のコイルの前に直列に接続され、前記第１１のコイルが、前記第８のコイルから反対方向に向けられることと、
   前記第７、第８及び第９のコイルが、それぞれ巻数Ｎ２を有することと、
   前記第１０、第１１及び第１２のコイルが、それぞれ巻数Ｎ１を有することと、
   を更に含む、請求項３に記載のシステム。
5. 前記電磁手段が、３つの３相グループに配置され、第１のグループはＡ、Ｂ、Ｃの巻線から構成され、第２のグループはＤ、Ｅ、Ｆの巻線から構成され、第３のグループはＧ、Ｈ、Ｉの巻線から構成され、
   巻線Ａ、Ｂ、Ｃの位相のそれぞれが巻線Ｄ、Ｅ、Ｆの位相よりそれぞれ２０°だけ先に行き、巻線Ｇ、Ｈ、Ｉの位相のそれぞれが巻線Ｄ、Ｅ、Ｆの位相よりそれぞれ２０°だけ遅れるように前記３つの３相グループが変位され、
   巻線Ａ、Ｂ、Ｃ内の位相変位が１２０°であり、巻線Ｄ、Ｅ、Ｆ内の位相変位が１２０°であり、巻線Ｇ、Ｈ、Ｉ内の位相変位が１２０°であることを更に含む、請求項１に記載のシステム。
6. 前記電磁手段が３つの３レッグコアを含み、
   前記巻線Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｇ、Ｈ及びＩは、一つのレッグ上に第１のコイルを有するとともに他のレッグ上に直列に第２のコイルを有し、前記第１のコイルは巻数Ｎ１を有し、前記第２のコイルは巻数Ｎ２を有し、
   前記巻線Ｄ、Ｅ及びＦは、一つのレッグ上に巻数Ｎ３の単一のコイルを有し、
   前記コイルの配置が、
   Ｎ１＝Ｎ３×ｓｉｎ（４０°）／ｓｉｎ（１２０°）
   Ｎ２＝Ｎ３×ｓｉｎ（２０°）／ｓｉｎ（１２０°）
   という巻数比をもたらし、
   巻線Ｃ及びＨのアンペア回数成分と結合された巻線Ａ、Ｄ、及びＧの基本磁化アンペア回数成分がそれぞれ、各レッグ上で等しい起磁力（ＭＭＦ）をもたらすようになっており、第５、第７、第１１、及び第１３高調波における上記の位相によりそれぞれのレッグ上の磁化成分が＋／−１２０°だけ位相変位され、前記コアが第５、第７、第１１、及び第１３高調波周波数によって磁化され、結果として生じる誘導が、前記高速多相モータからの前記複数のモジュラマルチレベル３相インバータブリッジによって生成された高調波電圧をブロックすることを更に含む、請求項５に記載のシステム。
7. 前記電磁手段が、１．７３３３の巻数比を有することを更に含む、請求項１に記載のシステム。
8. 前記１．７３３３の巻数比が、巻数１５に対する巻数２６の比を含むことを更に含む、請求項７に記載のシステム。
9. 前記電磁手段が、前記磁心によって結合された回転部を含み、前記電磁手段が、他の磁心によって結合された他の回転部及び更なる磁心によって結合された更なる回転部を更に含み、巻線Ａが前記コア上で巻線Ｄとリンクされ、巻線Ｂが前記他の磁心上で巻線Ｅとリンクされ、巻線Ｃが前記更なる磁心上で巻線Ｆとリンクされ、前記巻線Ａと前記巻線Ｄが反対の向きにあり、前記巻線Ｂと前記巻線Ｅが反対の向きにあり、前記巻線Ｃと前記巻線Ｆが反対の向きにあることと、
   前記電磁手段が１８０°の位相偏移を提供し、結果として、ｋが奇数の６ｋ＋／−１の高調波でそれぞれ２１０°及び１５０°の正味位相偏移を提供し、その結果、高調波相殺の程度について折り合いがつけられることと、
   を更に含む、請求項１に記載のシステム。
10. 前記複数のモジュラマルチレベル３相インバータブリッジが、
    第１のモジュラマルチレベル３相インバータブリッジと、
    第２のモジュラモジュラマルチレベル３相ブリッジと、
    第３のモジュラマルチレベル３相インバータブリッジと、
    第４のモジュラモジュラマルチレベル３相ブリッジと、
    を含む、請求項１に記載のシステム。
11. 前記電磁手段が、磁心によってリンクされたモータ電流を伝達する回転部を含み、前記磁心が少なくとも３つのレッグを含む、請求項１に記載のシステム。
12. 前記電磁手段が、磁心によってリンクされたモータ電流を伝達する回転部を含み、前記磁心が少なくとも３つのレッグを含み、前記回転部のうちの第１のものと前記回転部のうちの第２のものからなる第１の直列の組み合わせが前記レッグのうちの第１のものの上にあり、前記回転部のうちの前記第１のものが前記回転部のうちの前記第２のものとは反対方向に向けられ、前記回転部のうちの第３のものと前記回転部のうちの第４のものからなる第２の直列の組み合わせが前記レッグのうちの第２のものの上にあり、前記回転部のうちの前記第３のものが前記回転部のうちの前記第４のものとは反対方向に向けられ、前記回転部のうちの第５のものと前記回転部のうちの第６のものからなる直列の組み合わせが前記レッグのうちの第３のものの上にあり、前記回転部のうちの前記第５のものが前記回転部のうちの前記第６のものとは反対方向に向けられることを含む、請求項１１に記載のシステム。
13. 前記電磁手段が、磁心によってリンクされたモータ電流を伝達する回転部を含み、前記磁心が少なくとも９つのレッグを含む、請求項１に記載のシステム。
14. 前記電磁手段が、第１の相間変圧器を含む、請求項１に記載のシステム。
15. 前記電磁手段が、第２の相間変圧器を含む、請求項１４に記載のシステム。
16. 前記第１の相間変圧器が、前記複数のモジュラマルチレベル３相インバータブリッジのうちの第１のもの及び第２のものと前記高速多相モータとの間に置かれ、
    前記第２の相間変圧器が、前記複数のモジュラマルチレベル３相インバータブリッジのうちの第３のもの及び第４のものと前記高速多相モータとの間に置かれること
    を含む、請求項１５に記載のシステム。