JP6823112B2 - 電力変換装置 - Google Patents

電力変換装置 Download PDF

Info

Publication number
JP6823112B2
JP6823112B2 JP2019108079A JP2019108079A JP6823112B2 JP 6823112 B2 JP6823112 B2 JP 6823112B2 JP 2019108079 A JP2019108079 A JP 2019108079A JP 2019108079 A JP2019108079 A JP 2019108079A JP 6823112 B2 JP6823112 B2 JP 6823112B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
phase
phase shift
leg
signal
amount
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
JP2019108079A
Other languages
English (en)
Other versions
JP2020202660A (ja
Inventor
国広 武藤
国広 武藤
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Kyosan Electric Manufacturing Co Ltd
Original Assignee
Kyosan Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority to JP2019108079A priority Critical patent/JP6823112B2/ja
Application filed by Kyosan Electric Manufacturing Co Ltd filed Critical Kyosan Electric Manufacturing Co Ltd
Priority to EP20823583.8A priority patent/EP3982530A4/en
Priority to PCT/JP2020/011912 priority patent/WO2020250531A1/ja
Priority to CN202080042445.XA priority patent/CN113939990A/zh
Priority to US17/616,763 priority patent/US11616454B2/en
Priority to KR1020217041262A priority patent/KR102664039B1/ko
Priority to TW109112304A priority patent/TWI824135B/zh
Publication of JP2020202660A publication Critical patent/JP2020202660A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP6823112B2 publication Critical patent/JP6823112B2/ja
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53878—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current by time shifting switching signals of one diagonal pair of the bridge with respect to the other diagonal pair
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0043—Converters switched with a phase shift, i.e. interleaved
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Control Of Electric Motors In General (AREA)

Description

本発明は、直流電圧を交流電圧に変換する電力変換装置に関する。
位相シフト・ブリッジ方式のインバータあるいはＤＣ／ＤＣコンバータが知られている（特許文献１、２）。フルブリッジインバータは、２個のスイッチング素子が直列接続された一組のレグの並列接続からなるフルブリッジにより構成され、並列接続された第１レグと第２レグの各アームの両端を、直流電源の正電圧及び負電圧に接続する入力端子とし、第１レグ及び第２レグの各アームの接続点を出力端子とする回路を備える。フルブリッジインバータは、入力端子に供給された直流電圧を交流電圧に変換した後、出力端子から交流電圧を出力する。ＤＣ／ＤＣコンバータは、同様の回路構成により、直流電圧を直流電圧に変換し出力端子から出力する。
フルブリッジインバータの電力を制御する方式として位相シフト制御が知られている。位相シフト制御では、フルブリッジの第１レグと第２レグの重なり角の制御により出力電圧を制御し、電力変換を行う。
図１０は位相シフト・フルブリッジ方式のスイッチング回路の概略構成を示している。フルブリッジスイッチング回路１０３は４つのスイッチング素子ＱＡ、ＱＢ、ＱＣ、及びＱＤから構成される。スイッチング素子ＱＡ及びＱＢは第１レグ１０３ａを構成し、スイッチング素子ＱＣ及びＱＤは第２レグ１０３ｂを構成する。
第１レグ１０３ａはスイッチング素子ＱＡとスイッチング素子ＱＢの直流接続により構成され、第２レグ１０３ｂはスイッチング素子ＱＣとスイッチング素子ＱＤの直流接続により構成される。スイッチング素子ＱＡとスイッチング素子ＱＣの各スイッチング素子の一方の端子には直流電源１０２の正極が接続され、スイッチング素子ＱＢとスイッチング素子ＱDの各スイッチング素子の他方の端子には直流電源１０２の負極が接続される。フルブリッジスイッチング回路１０３の出力端子は、第１レグ１０３ａのスイッチング素子ＱAとスイッチング素子ＱＢの接続点と、第２レグ１０３ｂのスイッチング素子ＱＣとスイッチング素子ＱＤの接続点により構成される。
フルブリッジスイッチング回路１０３は、４つのスイッチング素子ＱＡ、ＱＢ、ＱＣ、及びＱＤのオン／オフ動作により直流電圧を直流・交流変換し、変換後の矩形波交流の出力電圧Ｖ1を出力端子から出力する。出力電圧Ｖ1は変圧器１０７を介してフィルタ回路１０８に送られる。フィルタ回路１０８は矩形波交流を正弦波状交流に平滑化し、出力電圧Ｖ2を出力する。
従来、位相シフト・ブリッジ方式によるスイッチング回路は、第１レグあるいは第２レグの何れか一方のレグを固定レグとして位相シフトを行わず、他方のレグをシフトレグとして位相シフトを行うことにより電力制御を行っている。固定レグの各スイッチング素子を駆動する駆動信号の位相は固定され、シフトレグのスイッチング素子を駆動する駆動信号の位相は位相シフトされる。
両レグのスイッチング素子を駆動する駆動信号の位相が相対的にシフトされることにより、ある周期では一方のレグの上アームと他方のレグの下アームのスイッチング素子が同時にオン状態となって出力端子から一方向に電流が流れ、次の周期ではオン状態となるスイッチング素子が切り替わり、一方のレグの下アームと他方のレグの上アームのスイッチング素子が同時にオン状態となって出力端子から前周期と逆方向の電流が流れる。この相対的な位相シフトにおいて位相シフト量を制御することにより、第１レグのスイッチング素子と第２レグのスイッチング素子が同時にオン状態となる重なり角が制御され、出力電圧が制御される。重なり角を増やすことにより出力電圧は増大する。
図１１は、固定レグとシフトレグによる従来の位相シフト・フルブリッジ方式の信号波形例である。ここでは、スイッチング素子ＱＡとスイッチング素子ＱＢから構成される第１レグを固定レグとし、スイッチング素子ＱＣとスイッチング素子ＱＤから構成される第２レグをシフトレグとする例を示している。なお、図１１（ａ）〜図１１（ｇ）は位相シフト量ａの位相シフト例を示し、図１１（ｈ）〜図１１（ｍ）は位相シフト量ｂの位相シフト例を示している。
また、図１１（ａ）は参照信号、図１１（ｂ），（ｃ）及び図１１（ｈ），（ｉ）は第１レグのスイッチング素子ＱA及びＱBを駆動するＡ相信号及びＢ相信号、図１１（ｄ），（ｅ）及び図１１（ｊ），（ｋ）は第２レグのスイッチング素子ＱC及びＱDを駆動するＣ相信号及びＤ相信号、図１１（ｆ）及び図１１（ｌ）はスイッチング回路の出力電圧Ｖ1、図１１（ｇ）及び図１１（ｍ）はフィルタ回路の出力電圧Ｖ2をそれぞれ示している。
フルブリッジインバータのブリッジ回路において、各レグのスイッチング素子を駆動するＡ相信号、Ｂ相信号、Ｃ相信号、及びＤ相信号は参照信号に対してそれぞれ所定の位相差を有し、各相信号は同一周期でオン信号とオフ信号のデューティーは、デッドタイムを含めて５０％である。
第１レグのＡ相信号とＢ相信号とは互いに逆相であり、第２レグのＣ相信号とＤ相信号とは互いに逆相である。位相シフト前において、Ａ相信号とＣ相信号は同相であり、Ｂ相信号とＤ相信号は同相である。位相シフト後においては、第２レグのＣ相信号及びＤ相信号は、第１レグのＡ相信号及びＢ相信号に対して位相シフト量（位相シフト量ａ又は位相シフト量ｂ）分の位相差が生じる。
以下、位相シフト量ａを位相シフトさせる例について図１１（ｂ）〜図１１（ｇ）を用いて説明する。図１１（ｂ），（ｃ）のＡ相信号及びＢ相信号は位相シフトが行われずに固定されており、図１１（ｄ），（ｅ）のＣ相信号及びＤ相信号はシフト量ａだけ位相シフトされている。
位相シフト前の状態では、固定レグのＡ相信号及びＢ相信号と、シフトレグのＤ相信号及びＣ相信号は互いに逆相にあるため、位相信号が重なる期間がない。そのため、スイッチング回路には電流が流れず、出力は得られない。
位相シフトは、第２レグのＣ相信号とＤ相信号のみを同一の位相シフト量ａだけ同一の時間方向にシフトさせる。この位相シフトは半周期において第１レグと第２レグの相信号に重なる期間を形成し、スイッチング素子を同時にオン状態とし、スイッチング回路を介して直流電源の両極間に電流経路を形成する。さらに、次の半周期では、オン状態となるスイッチング素子が切り替わり、前半周期とは逆方向の電流経路が形成される。
固定レグのＡ相信号とシフトレグのＤ相信号は位相シフト量ａに相当する時間幅Ｔ1の間に重なり、出力電圧Ｖ1が発生する。また、固定レグのＢ相信号とシフトレグのＣ相信号は位相シフト量ａに相当する時間幅Ｔ3の間に重なり、逆極性の出力電圧Ｖ1が発生する。一方、時間幅Ｔ2の間は、固定レグのＡ相信号とシフトレグのＣ相信号は共にオンであり、固定レグのＢ相信号とシフトレグＤ相信号は共にオフであるため出力電圧は発生しない。また、同様に、時間幅Ｔ4の間は、固定レグのＡ相信号及びシフトレグのＣ相信号は共にオフであり、固定レグのＢ相信号及びシフトレグのＤ相信号は共にオンであるために電流経路が形成されず、出力電圧は発生しない。
出力電圧Ｖ1は、図１１（ｆ）に示すように、位相シフト量ａに相当する時間幅で、極性が正と負を交互の繰り返す矩形波交流となる。出力電圧Ｖ2は、図１１（ｇ）に示すように、出力電圧Ｖ1がフィルタ回路により円滑化されることにより正弦波状の波形となる。なお、図１１（ｈ）〜図１１（ｍ）は位相シフト量ｂの位相シフトの例であり、図１１（ｂ）〜図１１（ｇ）に示した位相シフト量ａの位相シフト例とは位相シフト量が異なるだけであるため、ここでの説明は省略する。
国際公開２０１８／０６１２８６ 特開２０１６−１１１９２２公報
位相シフト・フルブリッジ方式において、一方のレグを固定レグとし、他方のレグをシフトレグとし、片側のレグでのみ位相シフトを行う場合には、位相ずれが発生するという課題がある。位相ずれとして、第１の位相ずれと第２の位相ずれの二種類の位相ずれがある。
（第１の位相ずれ）
第１の位相ずれは、参照信号に対する出力電圧のずれである。出力電圧はシフトレグの位相信号を位相シフトすることにより形成される。この位相シフトによる出力電圧の形成において、出力電圧の位相は参照信号に対して位相ずれが生じる。この位相ずれは位相シフト量に依存する。
図１１（ｍ）において、Δphaは位相シフト量ａで位相シフトしたときの出力電圧Ｖ2の参照信号に対する位相ずれ量を示し、Δphbは位相シフト量ｂで位相シフトしたときの出力電圧Ｖ2の参照信号に対する位相ずれ量を示している。なお、ここでは、参照信号の立ち上がりから出力電圧Ｖ1の矩形波の時間幅の中心までの時間、あるいは参照信号の立ち上がりから出力電圧Ｖ2の正弦波形のピークまでの時間を位相ずれについて、位相シフト量ａによる位相ずれ量をΔphaとし、位相シフト量ｂによる位相ずれ量をΔphbとしている。
位相ずれ量Δpha，Δphbは位相シフト量ａ及び位相シフト量ｂに依存し、位相シフト量の変化に伴って参照信号に対する出力電圧の位相ずれ量は変化する。複数の電気機器からなるシステムが電力変換装置から電力供給を受ける場合、複数の電気機器間の動作タイミングが同調するためには、各電気機器に供給される電力に位相ずれがないことが求められる。
従来の位相シフト制御による電力変換装置で生じる出力電圧の位相ずれは、電気機器が電力変換装置からの供給電力に基づく動作と、電気機器が参照信号に基づく動作との間のタイミングに影響を与え、動作にずれが生じるおそれがある。
（第２の位相ずれ）
第２の位相ずれは、位相シフトの位相シフト量が異なると出力電圧の位相ずれ量が異なることである。位相ずれは位相シフト量に依存するため、出力電圧を変更するために位相シフト量を変更すると出力電圧の位相がずれることになる。図１１（ｍ）において、位相シフト量ａにより生じる位相ずれ量Δphaと、位相シフト量ｂで生じる位相ずれ量Δphbとの間に差分Δphのずれ量が生じる。
複数の電気機器に対して複数の電力変換器から電力を供給するシステムにおいて、各電力変換器が異なる出力電圧を出力する場合には、各電力供給先の電気機器に供給する電力に応じてそれぞれ異なる位相シフト量により位相シフトを行うため、位相シフト量の違いにより各電気機器に供給される出力電圧間に位相ずれが生じる。この出力電圧間の位相ずれは、電気機器間の動作タイミングに影響を与え、動作ずれが生じるおそれがある。
本発明は前記した従来の問題点を解決し、電力変換装置において、位相シフト制御による出力電圧の位相ずれを解消することを目的とする。
本発明は、フルブリッジインバータのスイッチング素子を位相シフト制御して、直流電圧を交流電圧に変換する電力変換装置において、フルブリッジインバータの第１レグと第２レグの内、一方のレグのみを位相シフトする従来方式に代えて両方のレグを互いに逆方向に位相シフトし、フルブリッジの第１レグと第２レグのスイッチング素子が同時にオン状態となる重なり角を制御する。第１レグと第２レグを互いに逆方向に位相シフトすることにより、重なり角の中心位相の変動を抑制する。なお、ここでは、重なり角の中心位相は第１レグと第２レグが重なる区間の中心の位相を意味している。これにより、出力電圧の参照信号からの位相ずれ（第１の位相ずれ）、及び異なる出力電圧間の位相ずれ（第２の位相ずれ）を解消する。
本発明の電力変換装置は、フルブリッジ構成のインバータと当該インバータを制御する制御回路を備える。
インバータが備える第１レグと第２レグは、従来構成と同様にフルブリッジを構成する。第１レグと第２レグにおいて、各レグは２個のスイッチング素子が直列接続され、両レグは並列接続される。並列接続された第１レグと第２レグの各一端は直流電源の正極に接続され、各他端は直流電源の負極に接続され、第１レグのアームの接続点と第２レグのアームの接続点とを出力端とする。
（制御回路）
制御回路は、第１レグと第２レグのスイッチング素子のオン／オフ動作を制御する。制御回路は、同一周期で互いに逆相の一対の矩形波信号の位相をそれぞれ位相シフト量だけ互いに逆方向に位相シフトする。ここで、逆方向の位相シフトは、位相を進ませる位相シフトと、位相を遅らせる位相シフトを意味する。なお、位相シフトを行う前の一対の矩形波信号は、参照信号に対して所定の位相関係にある矩形波信号である。また、逆相の一対の矩形波信号のデューティーは、デッドタイムを含めて５０％とする。デッドタイムは、スイッチング素子が同時にオン状態となることによる短絡を避けるオフ区間である。デッドタイムを含めたデューティーでは、一般的にはオン信号よりもオフ信号を長く設定する。例えば、オン信号を４６％、オフ信号を５４％に設定する。この設定は一例であり、この％値にこの例に限らない。
第１レグの正極側のスイッチング素子と負極側のスイッチング素子は、同一方向に位相シフトした互い逆相の一対の位相シフト信号により互いに逆相でオン／オフする。第２レグの正極側のスイッチング素子と負極側のスイッチング素子は、第１レグの位相シフトの方向とは逆方向に位相シフトした、互い逆相の一対の位相シフト信号により互いに逆相でオン／オフする。
位相シフトの位相シフト量により、第１レグの正極側のスイッチング素子と第２レグの負極側のスイッチング素子が共にオンとなる期間、及び第１レグの負極側のスイッチング素子と第２レグの正極側のスイッチング素子が共にオンとなる期間の各時間幅が制御される。
出力電圧の振幅及び出力電力は、第１レグ及び第２レグの互いに対向する極のスイッチング素子が共にオンとなる期間の時間幅に依存することから、制御回路は、互いに逆方向に位相シフトする位相シフト量を制御することにより、出力電圧の振幅及び出力電力を制御する。
第１レグと第２レグを互いに逆方向に位相シフトした場合には、各レグの位相シフトによる矩形波信号のずれ量が互いに相殺される。矩形波信号のずれ量を相殺することにより、第１レグと第２レグが重なる区間の中心の位相位置は変動しない。これにより、出力電圧の位相が参照信号の位相からずれる位相ずれ（第１の位相ずれ）は解消される。また、位相シフト量を異ならせて得られる出力電圧の位相が、位相シフト量で異なることで生じる出力電圧間の位相ずれ（第２の位相ずれ）についても解消される。
（位相シフト部）
制御回路は、電圧指令に基づいて位相シフト量を生成する位相シフト量生成部と、位相シフト量生成部で生成した位相シフト量だけ一対の矩形波信号を位相シフトさせる位相シフト部を備える。
位相シフト部のさらに詳細な構成では、一対の矩形波信号を位相シフト量だけ位相シフトする第１の位相シフト部、及び第２の位相シフト部を備え、一対の矩形波信号を互いに逆方向に位相シフトする。第１の位相シフト部、及び第２の位相シフト部は、矩形波信号を位相シフト量だけ位相を進ませる進み位相シフト、及び矩形波信号を位相シフト量だけ位相を遅らせる遅れ位相シフトにより互いに逆方向に位相シフトする。なお、矩形波信号の一周期を２πとし、位相シフト量αをシフト角αとするとき、進み位相シフトの位相シフト量はシフト角αに２πを加算した（α＋２π）を用い、遅れ位相シフトの位相シフト量はシフト角αから２πを減算した（α―２π）を用いても良い。
また、進み位相シフトは、２πから位相シフト量αを減算した位相シフト量（２π―α）を位相を遅れさせる遅れ位相シフトとしても良い。
（位相補償）
出力電圧は、位相シフト制御により、前記した位相ずれとは別の位相ずれとして、回路特性等の他の要因により出力電圧の位相が参照信号の位相からずれる可能性がある。この位相ずれは、矩形波信号の逆方向の位相シフトによっても残余する位相ずれが考えられる。制御回路は、この出力電圧の位相ずれについては、位相補償による解消する構成を追加しても良い。
制御回路の位相シフト部は、前記した位相補償の構成として、参照信号と出力電圧との位相差を比較する位相比較部と、位相差に基づいて、出力電圧の位相を参照信号の位相に補償する位相補償量を算出する位相補償量算出部を備える。
位相シフト部は、位相補償量算出部で得られた位相補償量に基づいて、第１レグと第２レグの互いに逆極側のスイッチング素子の組の矩形波信号の位相を位相補償する。位相補償量による位相補償は矩形波信号の位相を同一方向に補償するため、位相シフトによる位相ずれ解消には影響を与えない。
（電圧補償）
出力電圧は、位相シフト制御により位相ずれとは別の位相ずれとして、回路特性等の他の要因により出力電圧が電圧指令から振幅変動する可能性がある。制御回路は、この出力電圧の振幅変動を解消する構成を追加しても良い。
制御回路は、出力電圧の振幅変動を解消する構成として、電圧指令と出力電圧との電圧差を比較する電圧比較部と、電圧差に基づいて出力電圧を電圧指令に補償する電圧補償量を算出する電圧補償量算出部を備える。
位相シフト部は、電圧補償量算出部で得られた電圧補償量に基づいて、第１レグと第２レグの互いに逆極側のスイッチング素子の組の矩形波信号の位相シフト量を補償する。
電圧補償は、第１レグ及び第２レグの両レグを同じ位相シフト量だけ同一方向に補償する態様、又は第１レグと第２レグの互いに逆極側のスイッチング素子の２つの組を、同じ位相シフト量だけ同一方向で、互いに逆方向で補償する態様とすることができる。電圧補償量による電圧補償は矩形波信号の位相を同一方向に補償するため、位相シフトによる位相ずれ解消には影響を与えない。
以上説明したように、本発明によれば、電力変換装置において、位相シフト制御による出力電圧の位相ずれを解消することができる。
本発明の電力変換装置の概略構成を説明するための図である。 本発明の電力変換装置の制御回路の構成例を説明するための図である。 本発明の電力変換装置の制御回路の他の構成例を説明するための図である。 本発明の電力変換装置の制御回路の位相シフトの動作例を説明するための図である。 本発明の電力変換装置の制御回路の位相シフトの動作例を説明するための図である。 本発明の電力変換装置の制御回路の位相補償の構成例を説明するための図である。 本発明の電力変換装置の制御回路の位相補償の他の構成例を説明するための図である。 本発明の電力変換装置の制御回路の位相補償の動作例を説明するための図である。 本発明の電力変換装置の制御回路の電圧補償の構成例を説明するための図である。 位相シフト・フルブリッジ方式のスイッチング回路の概略構成を示す図である。 従来の位相シフト・フルブリッジ方式による信号波形例を示す図である。
本発明は、フルブリッジインバータのスイッチング素子を位相シフト制御して、直流電圧を交流電圧に変換し、位相シフト量により出力電圧を増減させる電力変換装置であり、フルブリッジインバータが備える２つのレグ（第１レグ、第２レグ）に対して互いに逆方向に位相シフトを行う。
従来の位相シフト制御は、フルブリッジインバータの第１レグと第２レグの内、片側のレグのみを位相シフトする。これに対して、本発明の位相シフト制御は、従来方式の片側レグのみを位相シフトする制御に代えて、両側のレグを互いに逆方向に位相シフトする制御である。第１レグと第２レグを互いに逆方向に位相シフトすることにより、フルブリッジの第１レグと第２レグのスイッチング素子が同時にオン状態となる重なり角を制御すると共に、第１レグと第２レグの重なり角の中心位相の変動を抑制する。重なり角の中心位相の変動を抑制することにより、出力電圧の参照信号からの位相ずれ（第１の位相ずれ）、及び異なる出力電圧間の位相ずれ（第２の位相ずれ）を解消する。
本発明の電力変換装置の概略構成について図１を用いて説明し、電力変換装置が備える制御回路の位相シフトの構成例及び動作例を図２〜図５を用いて説明し、電力変換装置が備える制御回路による位相補償の構成例及び動作例を図６〜図８を用いて説明し、電力変換装置が備える制御回路による電圧補償の構成例を図９を用いて説明する。
［電力変換装置の概略構成］
本発明の電力変換装置の概略構成を図１を用いて説明する。
本発明の電力変換装置１は、フルブリッジ構成のインバータ３と、インバータ３を制御する制御回路５と、制御回路５の制御出力に基づいて、インバータ３が備えるスイッチング素子ＱA〜ＱDを駆動する駆動信号を出力する駆動回路６を備える。
インバータ３は、直流電源２の直流電圧を矩形波の交流の出力電圧Ｖ1に変換する。変換された矩形波の交流の出力電圧Ｖ1は変圧器７を介してフィルタ回路８に送られ、フィルタ回路８により平滑化された正弦波の交流の出力電圧Ｖ2が出力される。
（インバータ）
フルブリッジ構成のインバータ３は、２個のスイッチング素子ＱＡ及びスイッチング素子ＱＢが直列接続された第１レグ３ａと、２個のスイッチング素子ＱＣ及びスイッチング素子ＱＤが直列接続された第２レグ３ｂが並列接続される。並列接続された２個のレグ（第１レグ３ａ，第２レグ３ｂ）の各一端は直流電源２の正極に接続され、各他端は直流電源２の負極に接続され、第１レグ３ａのアームの接続点Ｐ１と第２レグ３ｂのアームの接続点Ｐ２とを出力端とする。出力端の接続点Ｐ１，Ｐ２は、変圧器７のインダクタンスの両端に接続される。スイッチング素子ＱＡ〜ＱＤは、例えばＦＥＴを用いることができる。
なお、ここでは、スイッチング素子ＱＡとスイッチング素子ＱＢの直列接続を第１レグ３ａとし、スイッチング素子ＱＣとスイッチング素子ＱＤの直列接続を第２レグ３ｂとしているが、第１レグ３ａと第２レグ３ｂは、スイッチング動作による電流方向が逆であることの他は電気的に等価であるため、第１レグ３ａ及び第２レグ３ｂと、スイッチング素子ＱＡ〜ＱＤとの関係が入れ替わった構成であっても同様に扱うことができる。
図１に示す構成では、スイッチング素子ＱＡとスイッチング素子ＱＤとが同時にオンとなる期間では接続点Ｐ１から接続点Ｐ２に向かって電流が流れ、スイッチング素子ＱＢとスイッチング素子ＱＣとが同時にオンとなる期間では電流方向が反転し、接続点Ｐ２から接続点Ｐ１に向かって電流が流れる。この電流方向の切り替わりにより、インバータ３は矩形波の交流の出力電圧Ｖ１を出力する。
（制御回路）
制御回路５は、第１レグ３ａと第２レグ３ｂのスイッチング素子のオン／オフ動作を制御する制御信号を形成する。駆動回路６は制御回路５の制御信号に基づいて駆動信号を形成する。インバータ３を構成する第１レグ３ａのスイッチング素子ＱＡ，ＱＢ、及び第２レグ３ｂのスイッチング素子ＱＣ，ＱＤの各ゲート端子Ｇには駆動回路６の駆動信号が入力され、各スイッチング素子ＱＡ〜ＱＤは駆動信号によりオン／オフ動作する。
制御回路５は、矩形波信号を位相シフトした位相シフト信号を用いて、フルブリッジの第１レグ３ａ及び第２レグ３ｂの各スイッチング素子ＱＡ〜ＱＤのオン／オフ動作を制御する。矩形波信号は、同一周期で互いに逆相の一対の信号であり、参照信号との間に所定の位相関係を有する。矩形波信号生成回路４は、参照信号と所定の位相関係を有した矩形波信号を生成する。
図４（ａ）及び図５（ａ）は参照信号の一例を示している。図示する参照信号は同一周期でデッドタイムを含めたデューティーが５０％の矩形波状の信号であるが、参照信号は矩形波信号との間に所定の位相関係を定める信号であるため、同一周期でデッドタイムを含めたデューティーが５０％の矩形波状に信号に限らず、位相関係を定めることができれば任意の信号とすることができる。
図１において、制御回路５は、矩形波信号を位相シフトして位相シフト信号を生成する位相シフト部５Ｂを備える。位相シフト部５Ｂは、同一周期でデッドタイムを含めたデューティーが５０％の互いに逆相の一対の矩形波信号の位相を、それぞれ位相シフト量だけ互いに逆方向に位相シフトする。この位相シフトにより、一方向に位相シフトした互いに逆相の一対の矩形波信号と、逆方向に位相シフトした互いに逆相の一対の矩形波信号が生成される。ここで、逆方向の位相シフトは、位相を進ませる位相シフトと、位相を遅らせる位相シフトを意味する。
一方向に位相シフトした互いに逆相の一対の矩形波信号は、一方のレグのスイッチング素子のオン／オフ動作を制御し、逆方向に位相シフトした互いに逆相の一対の矩形波信号は、他方のレグのスイッチング素子のオン／オフ動作を制御する。例えば、同一方向に位相シフトした互い逆相の一対の位相シフト信号により、第１レグ３ａの正極側のスイッチング素子ＱＡと負極側のスイッチング素子ＱＢとは互いに逆相でオン／オフする。
一方、第１レグ３ａの位相シフト信号の位相シフトの方向に対して逆方向に位相シフトした互い逆相の一対の位相シフト信号により、第２レグ３ｂの正極側のスイッチング素子ＱＣと負極側のスイッチング素子ＱＤとを互いに逆相でオン／オフする。
位相シフト量を制御することにより、第１レグ３ａの正極側のスイッチング素子ＱＡと第２レグ３ｂの負極側のスイッチング素子ＱＤが共にオンとなる期間、及び第１レグ３ａの負極側のスイッチング素子ＱＢと第２レグ３ｂの正極側のスイッチング素子ＱＣが共にオンとなる期間の各時間幅が制御される。
出力電圧の振幅及び出力電力は、第１レグ及び第２レグの互いに対向する極のスイッチング素子が共にオンとなる期間の時間幅に依存する。したがって、位相シフト量の増減を制御することにより、出力電圧の振幅及び出力電力を制御することができる。
制御回路５は、電圧指令に基づいて位相シフト量を生成する位相シフト量生成部５Ａと、一対の矩形波信号を位相シフト量だけ位相シフトする位相シフト部５Ｂを備える。
位相シフト制御を行う電力変換装置が出力する出力電圧及び出力電力は、位相シフト量に依存している。したがって、出力電圧又は出力電力と位相シフト量との関係を予め求めておくことにより、位相シフト量生成部５Ａは、この関係に基づいて電圧指令又は電力指令に対する位相シフト量を生成する。図１に示す構成例では、電圧指令に基づいて位相シフト量を生成する例を示しているが、電力指令に基づいて位相シフト量を生成することもできる。位相シフト部５Ｂは、位相シフト量生成部５Ａで生成した位相シフト量に基づいて一対の矩形波信号を位相シフトする。
［制御回路の位相シフトの構成例］
以下、制御回路の位相シフト部の構成例について、図２を用いて第１の構成例を説明し、図３を用いて第２の構成例を説明する。
（第１の構成例）
第１の構成例の位相シフト部は、逆方向の位相シフトにおいて、進み位相シフトにより位相を進ませ、遅れ位相シフトにより位相を遅らせる。また、第１の構成例は、第１レグと第２レグについて、進み位相シフトを行う位相シフト部と遅れ位相シフトを行う位相シフト部を入れ替えた第１の態様と第２の態様とすることができ、図２（ａ）は第１の態様を示し、図２（ｂ）は第２の態様を示している。第１の態様と第２の態様は、単に、進み位相シフトの位相シフト部と遅れ位相シフトの位相シフト部とを入れ替えた点で相違するだけであるため、ここでは主に第１の態様について図２（ａ）を用いて説明する。
図２（ａ）において、位相シフト部５Ｂは、位相シフト量生成部５Ａで生成した位相シフト量に基づいて位相シフトを行う構成として、一対の矩形波信号を位相シフト量だけ位相シフトする第１の位相シフト部５Ｂａと第２の位相シフト部５Ｂｂを備える。第１の位相シフト部５Ｂａ及び第２の位相シフト部５Ｂｂは、一対の矩形波信号を互いに逆方向に位相シフトする。第１の位相シフト部５Ｂａは、進み位相シフトにより矩形波信号を位相シフト量だけ位相を進ませる。一方、第２の位相シフト部５Ｂｂは、遅れ位相シフトにより矩形波信号を位相シフト量だけ位相を遅らせる。位相シフト部５Ｂは、一方の位相シフト部により進み位相シフトを行い、他方の位相シフト部により遅れ位相シフトを行うことにより、互いに逆方向の位相シフトを行う。
図２（ｂ）においては、第１の位相シフト部５Ｂａは、遅れ位相シフトにより矩形波信号を位相シフト量だけ位相を遅らせ、第２の位相シフト部５Ｂｂは、進み位相シフトにより矩形波信号を位相シフト量だけ位相を進める。
以下の表１は、第１の構成例の第１レグ及び第２レグが備える各スイッチング素子の位相シフトを態様１及び態様２について示している。
（第２の構成例）
第２の構成例の位相シフト部は、逆方向の位相シフトにおいて、何れも遅れ位相シフトにより、一方のレグに対して位相を進ませ、他方のレグに対して位相を遅らせる。
また、第２の構成例は、第１レグと第２レグについて、進み位相シフトを行う位相シフト部と遅れ位相シフトを行う位相シフト部を入れ替えた第１の態様と第２の態様とすることができ、図３（ａ）は第１の態様を示し、図３（ｂ）は第２の態様を示している。第１の態様と第２の態様は、単に、互いの位相シフト部を入れ替えた点で相違するだけであるため、ここでは主に第１の態様について図３（ａ）を用いて説明する。
図３（ａ）において、位相シフト部５Ｂは、位相シフト量生成部５Ａで生成した位相シフト量に基づいて位相シフトを行う構成として、一対の矩形波信号を位相シフト量だけ位相シフトする第１の位相シフト部５Ｂａと第２の位相シフト部５Ｂｂを備える。第１の位相シフト部５Ｂａ及び第２の位相シフト部５Ｂｂは、一対の矩形波信号を互いに逆方向に位相シフトする。第１の位相シフト部５Ｂａは、遅れ位相シフトにより矩形波信号を位相シフト量だけ位相を進ませる。位相シフト量αだけ位相を進ませる場合には、第１の位相シフト部５Ｂａは位相シフト量（２π―α）だけ遅れ位相シフトする。
一方、第２の位相シフト部５Ｂｂは、遅れ位相シフトにより矩形波信号を位相シフト量だけ位相を遅らせる。位相シフト量αだけ位相を遅らせる場合には、第１の位相シフト部５Ｂａは位相シフト量（２π―α）だけ遅れ位相シフトする。
位相シフト部５Ｂは、第１位相シフト部及び第２位相シフト部の両方の位相シフト部により遅れ位相シフトを行う構成において、進み位相シフトを行う位相シフト部では進み位相シフト量αに対して遅れ位相シフト量（２π―α）だけ遅れ位相シフトすることにより、互いに逆方向の位相シフトを行う。
図３（ｂ）においては、第１の位相シフト部５Ｂａは、遅れ位相シフトにより矩形波信号を位相シフト量αだけ位相を遅らせ、第２の位相シフト部５Ｂｂは、遅れ位相シフトにより矩形波信号を位相シフト量（２π―α）だけ位相を遅らせることにより進み位相シフトαの進み位相シフトを行う。
以下の表１は、第２の構成例の第１レグ及び第２レグが備える各スイッチング素子の位相シフトを態様１及び態様２について示している。
［制御回路の位相シフトの動作態様］
次に、制御回路の位相シフトの動作態様について説明する。第１の動作態様は、第１レグのスイッチング素子のオン／オフ動作を進み位相シフトさせ、第２レグのスイッチング素子のオン／オフ動作を遅れ位相シフトさせる態様である。一方、第２の動作態様は、第１レグのスイッチング素子のオン／オフ動作を遅れ位相シフトさせ、第２レグのスイッチング素子のオン／オフ動作を進み位相シフトさせる態様である。
（第１の動作態様）
図４を用いて、第１レグのスイッチング素子のオン／オフ動作を進み位相シフトさせ、第２レグのスイッチング素子のオン／オフ動作を遅れ位相シフトさせる態様であり、以下では各スイッチング素子を駆動する相信号（Ａ相信号〜Ｄ相信号）を用いて動作形態を説明する。
図４は本発明の位相シフト・フルブリッジの信号波形例であり、第１レグのＡ相信号及びＢ相信号と、第２レグのＣ相信号及びＤ相信号とを互いに逆方向に位相シフトする。ここでは、スイッチング素子ＱAとスイッチング素子ＱBから構成される第１レグ、及びスイッチング素子ＱCとスイッチング素子ＱDから構成される第２レグの両レグを共にシフトレグとし、第１レグを位相シフト量だけ進み位相シフトさせ、第２レグを位相シフト量だけ遅れ位相シフトさせる例を示している。なお、図４（ｂ）〜図４（ｇ）は位相シフト量αを位相シフトさせる例を示し、図４（ｈ）〜図４（ｍ）は位相シフト量βを位相シフトさせる例を示している。
また、図４（ａ）は参照信号、図４（ｂ），（ｃ）及び図４（ｈ），（ｉ）は第１レグのスイッチング素子ＱA及びＱBを駆動するＡ相信号及びＢ相信号、図４（ｄ），（ｅ）及び図４（ｊ），（ｋ）は第２レグのスイッチング素子ＱC及びＱDを駆動するＣ相信号及びＤ相信号、図４（ｆ）及び図４（ｌ）はスイッチング回路の出力電圧Ｖ1、図４（ｇ）及び図４（ｍ）はフィルタ回路の出力電圧Ｖ2をそれぞれ示している。
フルブリッジインバータのブリッジ回路において、各レグのスイッチング素子を駆動するＡ相信号、Ｂ相信号、Ｃ相信号、及びＤ相信号は参照信号に対してそれぞれ所定の位相差を有し、各相信号は同一周期でオン信号とオフ信号のデューティーは５０％である。なお、ここで示すデューティーはデッドタイムを省略している。
第１レグのＡ相信号とＢ相信号とは互いに逆相であり、第２レグのＣ相信号とＤ相信号とは互いに逆相である。位相シフトを行う前の各相信号において、Ａ相信号とＣ相信号は同相であり、Ｂ相信号とＤ相信号は同相である。
位相シフトを行う際の各相信号において、第１レグのＡ相信号とＢ相信号は位相進み又は位相遅れであり、第２レグのＣ相信号とＤ相信号は、第１レグとは逆方向に、位相遅れ又は位相進みである。第１レグのＡ相信号とＢ相信号と第２レグのＣ相信号とＤ相信号の位相シフトの方向は互いに逆方向であるため、位相シフト時における第１レグのＡ相信号及びＢ相信号と第２レグのＣ相信号及びＤ相信号は、互いに位相シフト量（位相シフト量α又は位相シフト量β）の２倍の位相差（２α又は２β）が生じる。
以下、位相シフト量αを位相シフトさせる例について図４（ａ）〜図４（ｇ）を用いて説明する。図４（ａ）は参照信号であり、図４（ｂ），（ｃ）のＡ相信号及びＢ相信号は位相シフト量αだけ進み位相シフトし、図４（ｄ），（ｅ）のＣ相信号及びＤ相信号はシフト量αだけ遅れ位相シフトしている。
位相シフトを行う前の状態では、第１レグのＡ相信号及びＢ相信号と、第２レグのＤ相信号及びＣ相信号は互いに逆相にあるため、位相信号が重なる期間がない。そのため、スイッチング回路には電流が流れず、出力は得られない。
互いに逆方向の位相シフトにおいて、第１レグのＡ相信号とＢ相信号を位相進みとし、第２レグのＣ相信号とＤ相信号を、第１レグとは逆方向に、位相遅れとする。第１レグの位相シフトと第２レグの位相シフトは、同一の位相シフト量αだけ互いに逆の時間方向にシフトさせる。この位相シフトにより、半周期において第１レグのＢ相信号と第２レグのＣ相信号に重なる期間の時間幅Ｔ1が形成され、スイッチング素子を同時にオン状態とし、スイッチング回路を介して直流電源の両極間に電流経路を形成する。さらに、次の半周期では、第１レグのＡ相信号と第２レグのＤ相信号に重なる期間の時間幅Ｔ3が形成され、オン状態となるスイッチング素子が切り替わり、前半周期とは逆方向の電流経路が形成される。
したがって、第１レグのＢ相信号と第２レグのＣ相信号は位相シフト量αの２倍の２αに相当する時間幅Ｔ1の間に重なり、出力電圧Ｖ1が発生する。また、第１レグのＡ相信号と第２レグのＤ相信号は位相シフト量αの２倍の２αに相当する時間幅Ｔ3の間に重なり、逆極性の出力電圧Ｖ1が発生する。一方、時間幅Ｔ2の間は、第１レグのＡ相信号と第２レグのＣ相信号は共にオンであり、第１レグのＢ相信号と第２レグのＤ相信号は共にオフであるため出力電圧は発生しない。また、同様に、時間幅Ｔ4の間は、第１レグのＡ相信号及び第２レグのＣ相信号は共にオフであり、第１レグのＢ相信号及び第２レグのＤ相信号は共にオンであるために電流経路が形成されず、出力電圧は発生しない。
出力電圧Ｖ1は、図４（ｆ）に示すように、位相シフト量２αに相当する時間幅で、極性が正と負を交互の繰り返す矩形波交流となる。出力電圧Ｖ2は、図４（ｇ）に示すように、出力電圧Ｖ1がフィルタ回路により円滑化されることにより正弦波状の波形となる。
図４（ｍ）は、位相シフト量αと位相シフト量βの位相シフトによる出力電圧Ｖ2を示している。位相シフト量αによる出力電圧Ｖ2と、位相シフト量βによる出力電圧Ｖ2は、参照信号からの位相ずれが解消され、また、出力電圧間の位相ずれも解消されている。
図４（ｈ）〜図４（ｍ）は位相シフト量βの位相シフトの例であり、図４（ｂ）〜図４（ｇ）に示した位相シフト量αの位相シフト例とは位相シフト量が異なるだけであるため、ここでの説明は省略する。
（第２動作態様）
図５を用いて、第１レグのスイッチング素子のオン／オフ動作を遅れ位相シフトさせ、第２レグのスイッチング素子のオン／オフ動作を進み位相シフトさせる態様であり、以下では各スイッチング素子を駆動する相信号（Ａ相信号〜Ｄ相信号）を用いて動作形態を説明する。
図５は本発明の位相シフト・フルブリッジの信号波形例であり、第１レグのＡ相信号及びＢ相信号と、第２レグのＣ相信号及びＤ相信号とを互いに逆方向に位相シフトする。ここでは、スイッチング素子ＱＡとスイッチング素子ＱＢから構成される第１レグ、及びスイッチング素子ＱＣとスイッチング素子ＱＤから構成される第２レグの両レグを共にシフトレグとし、第１レグを位相シフト量だけ遅れ位相シフトさせ、第２レグを位相シフト量だけ進み位相シフトさせる例を示している。なお、図５（ｂ）〜図４（ｇ）は位相シフト量αを位相シフトさせる例を示し、図５（ｈ）〜図５（ｍ）は位相シフト量βを位相シフトさせる例を示している。
また、図５（ａ）は参照信号、図５（ｂ），（ｃ）及び図５（ｈ），（ｉ）は第１レグのスイッチング素子ＱＡ及びＱＢを駆動するＡ相信号及びＢ相信号、図５（ｄ），（ｅ）及び図５（ｊ），（ｋ）は第２レグのスイッチング素子ＱＣ及びＱＤを駆動するＣ相信号及びＤ相信号、図５（ｆ）及び図５（ｌ）はスイッチング回路の出力電圧Ｖ1、図５（ｇ）及び図５（ｍ）はフィルタ回路の出力電圧Ｖ2をそれぞれ示している。
フルブリッジインバータのブリッジ回路において、各レグのスイッチング素子を駆動するＡ相信号、Ｂ相信号、Ｃ相信号、及びＤ相信号は参照信号に対してそれぞれ所定の位相差を有し、各相信号は同一周期でオン信号とオフ信号のデューティーは５０％である。なお、ここで示すデューティーはデッドタイムを省略している。
第１レグのＡ相信号とＢ相信号とは互いに逆相であり、第２レグのＣ相信号とＤ相信号とは互いに逆相である。位相シフトを行う前の各相信号において、Ａ相信号とＣ相信号は同相であり、Ｂ相信号とＤ相信号は同相である。
位相シフトを行う際の各相信号において、第１レグのＡ相信号とＢ相信号は位相進み又は位相遅れであり、第２レグのＣ相信号とＤ相信号は、第１レグとは逆方向に、位相遅れ又は位相進みである。第１レグのＡ相信号とＢ相信号と第２レグのＣ相信号とＤ相信号の位相シフトの方向は互いに逆方向であるため、位相シフト時における第１レグのＡ相信号及びＢ相信号と第２レグのＣ相信号及びＤ相信号は、互いに位相シフト量（位相シフト量α又は位相シフト量β）の２倍の位相差（２α又は２β）が生じる。
以下、位相シフト量αを位相シフトさせる例について図５（ａ）〜図１１（ｇ）を用いて説明する。図５（ａ）は参照信号であり、図５（ｂ），（ｃ）のＡ相信号及びＢ相信号は位相シフト量αだけ遅れ位相シフトし、図５（ｄ），（ｅ）のＣ相信号及びＤ相信号はシフト量αだけ進み位相シフトしている。
位相シフトを行う前の状態では、第１レグのＡ相信号及びＢ相信号と、第２レグのＤ相信号及びＣ相信号は互いに逆相にあるため、位相信号が重なる期間がない。そのため、スイッチング回路には電流が流れず、出力は得られない。
互いに逆方向の位相シフトにおいて、第１レグのＡ相信号とＢ相信号を位相遅れとし、第２レグのＣ相信号とＤ相信号を、第１レグとは逆方向に位相進みとする。第１レグの位相シフトと第２レグの位相シフトは、同一の位相シフト量αだけ互いに逆の時間方向にシフトさせる。この位相シフトにより、半周期において第１レグのＢ相信号と第２レグのＣ相信号に重なる期間の時間幅Ｔ3が形成され、スイッチング素子を同時にオン状態とし、スイッチング回路を介して直流電源の両極間に電流経路を形成する。さらに、次の半周期では、第１レグのＡ相信号と第２レグのＤ相信号に重なる期間の時間幅Ｔ1が形成され、オン状態となるスイッチング素子が切り替わり、前半周期とは逆方向の電流経路が形成される。
したがって、第１レグのＡ相信号と第２レグのＤ相信号は位相シフト量αの２倍の２αに相当する時間幅Ｔ1の間に重なり、出力電圧Ｖ1が発生する。また、第１レグのＢ相信号と第２レグのＣ相信号は位相シフト量αの２倍の２αに相当する時間幅Ｔ3の間に重なり、逆極性の出力電圧Ｖ1が発生する。一方、時間幅Ｔ2の間は、第１レグのＡ相信号と第２レグのＣ相信号は共にオンであり、第１レグのＢ相信号と第２レグのＤ相信号は共にオフであるため出力電圧は発生しない。また、同様に、時間幅Ｔ4の間は、第１レグのＡ相信号及び第２レグのＣ相信号は共にオフであり、第１レグのＢ相信号及び第２レグのＤ相信号は共にオンであるために電流経路が形成されず、出力電圧は発生しない。
出力電圧Ｖ1は、図５（ｆ）に示すように、位相シフト量２αに相当する時間幅で、極性が正と負を交互の繰り返す矩形波交流となる。出力電圧Ｖ2は、図５（ｇ）に示すように、出力電圧Ｖ1がフィルタ回路により円滑化されることにより正弦波状の波形となる。
図５（ｍ）は、位相シフト量αと位相シフト量βの位相シフトによる出力電圧Ｖ2を示している。位相シフト量αによる出力電圧Ｖ2と、位相シフト量βによる出力電圧Ｖ2は、参照信号からの位相ずれが解消され、また、出力電圧間の位相ずれも解消されている。
なお、図５（ｈ）〜図５（ｍ）は位相シフト量βの位相シフトの例であり、図５（ｂ）〜図５（ｇ）に示した位相シフト量αの位相シフト例とは位相シフト量が異なるだけであるため、ここでの説明は省略する。
［制御回路の位相補償の構成例］
制御回路は、回路特性等の要因による出力電圧の参照信号の位相ずれを位相補償する回路構成を備えても良い。位相補償の回路構成例として、位相補償の処理を位相シフト部で行う第１の構成例、位相補償の処理を位相補償部で行う第２の構成例を示す。
（位相補償の第１の構成例）
位相補償の第１の構成例を、図６を用いて説明する。位相補償の第１の構成例は、位相補償の処理を位相シフト部で行う構成である。制御回路５は、図１で示した、位相シフト量生成部５Ａ、及び位相シフト部５Ｂに加えて、位相検出部５Ｄ、位相検出部５Ｅ、位相比較部５Ｆ、位相補償量算出部５Ｇを備える。
位相検出部５Ｄは、出力電圧の位相を検出する。出力電圧としては、出力電圧波形検出回路９で検出した出力電圧Ｖ１及び／又は出力電圧Ｖ２を用いることができる。位相検出部５Ｅは矩形波信号生成回路４で生成した矩形波信号の位相を検出する。位相比較部５Ｆは、位相検出部５Ｄで検出した電圧位相と、位相検出部５Ｅで検出した矩形波信号の位相との位相比較を行う。位相補償量算出部５Ｇは、位相比較部５Ｆの位相比較で得た位相差に基づいて、出力電圧の位相を参照信号の位相に補償する位相補償量を算出する。
位相シフト部５Ｂは、位相補償量算出部５Ｇで算出した位相補償量に基づいて、第１位相シフト部５Ｂａ、及び／又は第２位相シフト部５Ｂｂの位相シフト量を制御し、第１レグと第２レグの互いに逆極側のスイッチング素子の組の矩形波信号の位相を位相補償する。
（位相補償の第２の構成例）
位相補償の第２の構成例を、図７を用いて説明する。位相補償の第２の構成例は、位相補償の処理を行う位相補償部５Ｃを備える。
制御回路５は、図１で示した、位相シフト量生成部５Ａ、及び位相シフト部５Ｂに加えて、位相補償部５Ｃ、位相検出部５Ｄ、位相検出部５Ｅ、位相比較部５Ｆ、位相補償量算出部５Ｇを備える。
位相補償部５Ｃは、位相シフト部５Ｂの出力信号の位相を補償する。位相検出部５Ｄは、出力電圧の位相を検出する。出力電圧としては、出力電圧波形検出回路９で検出した出力電圧Ｖ１及び／又は出力電圧Ｖ２を用いることができる。位相検出部５Ｅは矩形波信号生成回路４で生成した矩形波信号の位相を検出する。位相比較部５Ｆは、位相検出部５Ｄで検出した電圧位相と、位相検出部５Ｅで検出した矩形波信号の位相との位相比較を行う。位相補償量算出部５Ｇは、位相比較部５Ｆの位相比較で得た位相差に基づいて、出力電圧の位相を参照信号の位相に補償する位相補償量を算出する。
位相補償部５Ｃは、位相補償量算出部５Ｇで算出した位相補償量に基づいて、位相シフト部５Ｂの出力信号の位相を制御し、第１レグと第２レグの互いに逆極側のスイッチング素子の組の矩形波信号の位相を位相補償する。
（位相補償の動作例）
図８を用いて位相補償の動作例を説明する。相信号の位相ずれを位相補償する動作例として、Ａ相信号及びＤ相信号の位相ずれを位相補償する第１の動作例、Ｂ相信号及びＣ相信号の位相ずれを位相補償する第２の動作例、Ａ相信号及びＤ相信号の位相ずれの位相補償と、Ｂ相信号及びＣ相信号の位相ずれの位相補償とを行う第３，４の動作例について説明する。図８（ａ）〜図８（ｇ）は、Ａ相信号及びＤ相信号に位相ずれがある場合に位相補償を行う第１の動作例であり、図８（ｈ）〜図８（ｎ）は、Ｂ相信号及びＣ相信号に位相ずれがある場合に位相補償を行う第２の動作例である。
（第１の動作例）
参照信号に対して、Ａ相信号及びＤ相信号に位相ずれがある場合の位相補償動作例を図８（ａ）〜図８（ｇ）を用いて説明する。
図８（ａ）、（ｂ）は、位相ずれを有したＡ相信号及びＤ相信号を位相シフト量αだけ位相シフトした状態を示し、図８（ｃ）は位相ずれがあるときの出力電圧Ｖ1を示している。位相ずれがあるときの出力電圧Ｖ1は、図８（ｄ）に示す位相ずれが無い場合の出力電圧Ｖ1と比較して、出力電圧に位相ずれが生じる。
位相シフト量αに対して、スイッチング素子ＱＡ及びスイッチング素子ＱＤを位相シフト量θph1 だけ位相補償する。図８（ｅ），（ｆ）はＡ相信号及びＤ相信号の位相を補償した状態を示している。この位相補償により、出力電圧Ｖ1及びV2の位相ずれは補償される。図８（ｇｎ）は出力電圧Ｖ1の位相ずれの補償状態を示している。
（第２の動作例）
参照信号に対して、Ｂ相信号及びＣ相信号に位相ずれがある場合の位相補償動作例を図８（ｈ）〜図８（ｎ）を用いて説明する。
図８（ｈ）、（ｉ）は、位相ずれを有したＢ相信号及びＣ相信号を位相シフト量βだけ位相シフトした状態を示し、図８（ｊ）は位相ずれがあるときの出力電圧Ｖ１を示している。位相ずれがあるときの出力電圧Ｖ１は、図８（ｋ）に示す位相ずれが無い場合の出力電圧Ｖ１と比較して、出力電圧に位相ずれが生じる。
位相シフト量βに対して、スイッチング素子ＱB及びスイッチング素子ＱCを位相シフト量θph2 だけ位相補償する。図８（ｌ），（ｍ）はＢ相信号及びＣ相信号の位相を補償した状態を示している。この位相補償により、出力電圧Ｖ１及びV２の位相ずれは補償される。図８（ｎ）は出力電圧Ｖ１の位相ずれの補償状態を示している。
（第３の動作例）
第３の動作例は、参照信号に対して、Ａ相信号及びＤ相信号に位相シフト量αの位相ずれがあり、Ｂ相信号及びＣ相信号に位相シフト量βの位相ずれがある場合に対して、第１の動作例及び第２の動作例の組み合わせを適用する例である。位相シフト量αに対して、スイッチング素子ＱＡ及びスイッチング素子ＱＤを位相シフト量θph1 だけ位相補償し、位相シフト量βに対して、スイッチング素子ＱＢ及びスイッチング素子ＱＣを位相シフト量θph2 だけ位相補償する。
（第４の動作例）
第４の動作例は、参照信号に対して、Ａ相信号及びＤ相信号の位相シフト量と、Ｂ相信号及びＣ相信号の位相シフト量とが同じ位相シフト量γである場合に対して、第１の動作例及び第２の動作例の組み合わせを適用する例である。位相シフト量γに対して、スイッチング素子ＱＡ〜ＱＤを位相シフト量θph3 だけ位相補償することにより出力電圧Ｖ２の位相ずれを補償する。
以下の表３は、位相補償の位相シフト量θphについて示している。
態様１は第１の動作例の位相補償の位相シフト量θph1を示し、第１レグのスイッチング素子ＱA及び第２レグのスイッチング素子ＱDを位相シフト量θph1だけ位相補償する。
態様２は第２の動作例の位相補償の位相シフト量θph2を示し、第１レグのスイッチング素子ＱＢ及び第２レグのスイッチング素子ＱＣを位相シフト量θph2だけ位相補償する。
態様３は第３の動作例の位相補償の位相シフト量θph1及びθph2を示し、第１レグのスイッチング素子ＱＡ及び第２レグのスイッチング素子ＱＤを位相シフト量θph1だけ位相補償し、第１レグのスイッチング素子ＱＢ及び第２レグのスイッチング素子ＱＣを位相シフト量θph2だけ位相補償する。
態様４は第４の動作例の位相補償の位相シフト量θph3を示し、第１レグのスイッチング素子ＱＡ及び第２レグのスイッチング素子ＱＤ、及び第１レグのスイッチング素子ＱＢ及び第２レグのスイッチング素子ＱＣを位相シフト量θph3だけ位相補償する。
［制御回路の電圧補償の構成例］
制御回路は、回路特性等の要因による出力電圧の電圧補償する回路構成を備えても良い。
（電圧補償の構成例）
電圧補償の構成例を、図９を用いて説明する。電圧補償の構成例は、制御回路５が備える位相シフト量生成部５Ａの位相シフト量を制御する。
制御回路５は、図１で示した、位相シフト量生成部５Ａ、及び位相シフト部５Ｂに加えて、電圧比較部５Ｈ及び電圧補償量算出部５Ｉを備える。
電圧比較部５Ｈは、出力電圧と電圧指令とを比較する。出力電圧としては、電圧検出回路１０で検出した出力電圧Ｖ１及び／又は出力電圧Ｖ２を用いることができる。電圧補償量算出部５Ｉは、電圧比較部５Ｈの比較結果に基づいて電圧補償量を算出する。位相シフト量生成部５Ａは、電圧補償量算出部５Ｉで算出した電圧補償量に基づいて位相シフト量を補償する。
位相シフト部５Ｂは、電圧補償量算出部５Ｉで得られた電圧補償量に基づいて、第１レグと第２レグの互いに逆極側のスイッチング素子の組の矩形波信号の位相シフト量を補償する。
電圧補償は、第１レグ及び第２レグの両レグを同じ位相シフト量だけ同一方向に補償する態様、又は第１レグと第２レグの互いに逆極側のスイッチング素子の２つの組を、同じ位相シフト量だけ同一方向で、互いに逆方向で補償する態様とすることができる。
以下の表４は、電圧補償の位相シフト量θvについて示している。
態様１では、第１レグのスイッチング素子ＱＡ、ＱＢ、及び第２レグのスイッチング素子ＱＣ、ＱＤを位相シフト量θv1だけ位相をずらして重なり合う部分の時間幅を調整して電圧補償を行う。この態様１によれば、全ての周期の出力電圧を調整することができる。
態様２では、第１レグのスイッチング素子ＱＡ及び第２レグのスイッチング素子ＱＤを位相シフト量θv1だけ位相をずらし、第１レグのスイッチング素子ＱＢ及び第２レグのスイッチング素子ＱＣを位相シフト量θv2だけ位相をずらし、半周期毎で重なり合う部分の時間幅を調整して電圧補償を行う。この態様１によれば、半周期毎の出力電圧を調整することができる。
なお、上記実施の形態及び変形例における記述は、本発明に係る電力変換装置の一例であり、本発明は各実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨に基づいて種々変形することが可能であり、これらを本発明の範囲から排除するものではない。
本発明の電力変換装置は、半導体や液晶パネル等の製造装置、真空蒸着装置、加熱・溶融装置等の高周波を使用する装置に対する高周波電力の供給に適用することができる。
１ 電力変換装置
２ 直流電源
３ インバータ
３ａ 第１レグ
３ｂ 第２レグ
４ 矩形波信号生成回路
５ 制御回路
５Ａ 位相シフト量生成部
５Ｂ 位相シフト部
５Ｂａ 位相シフト部
５Ｂｂ 位相シフト部
５Ｃ 位相補償部
５Ｄ 位相検出部
５Ｅ 位相検出部
５Ｆ 位相比較部
５Ｇ 位相補償量算出部
５Ｈ 電圧比較部
５Ｉ 電圧補償量算出部
６ 駆動回路
７ 変圧器
８ フィルタ回路
９ 出力電圧波形検出回路
１０ 電圧検出回路
１０２ 直流電源
１０３ フルブリッジスイッチング回路
１０３ａ 第１レグ
１０３ｂ 第２レグ
１０７ 変圧器
１０８ フィルタ回路
Ｇ ゲート端子
Ｐ１ 接続点
Ｐ２ 接続点
ＱＡ スイッチング素子
ＱＡ−ＱＤ スイッチング素子
Ｔ１ 時間幅
Ｔ２ 時間幅
Ｔ３ 時間幅
Ｔ４ 時間幅
Ｖ１ 出力電圧
Ｖ２ 出力電圧
Δｐｈ 差分
Δｐｈ１ 位相シフト量
Δｐｈ２ 位相シフト量
ａ 位相シフト量
ｂ 位相シフト量

Claims (6)

  1. ２個のスイッチング素子が直列接続された第１レグと第２レグの２個のレグが並列接続され、
    並列接続された２個のレグの各一端は直流電源の正極に接続され、各他端は直流電源の負極に接続され、
    第１レグのアームの接続点と第２レグのアームの接続点とを出力端とするフルブリッジ構成のインバータと、
    第１レグと第２レグのスイッチング素子のオン／オフ動作を制御する制御回路とを備えた電力変換装置であり、
    前記制御回路は、
    同一周期で互いに逆相の一対の矩形波信号の位相をそれぞれ位相シフト量だけ互いに逆方向に位相シフトし、
    同一方向に位相シフトした互い逆相の一対の位相シフト信号により、第１レグの正極側のスイッチング素子と負極側のスイッチング素子とを互いに逆相でオン／オフし、
    第１レグの前記位相シフト信号の位相シフトの方向とは逆方向に位相シフトした、互い逆相の一対の位相シフト信号により、第２レグの正極側のスイッチング素子と負極側のスイッチング素子とを互いに逆相でオン／オフし、
    前記位相シフト量により、第１レグの正極側のスイッチング素子と第２レグの負極側のスイッチング素子が共にオンとなる期間、及び第１レグの負極側のスイッチング素子（ＱB）と第２レグの正極側のスイッチング素子が共にオンとなる期間の各時間幅を制御することを特徴とする、電力変換装置。
  2. 前記制御回路は、
    電圧指令に基づいて前記位相シフト量を生成する位相シフト量生成部と、
    前記一対の矩形波信号を前記位相シフト量だけ位相シフトする位相シフト部を備え、
    前記位相シフト部は、
    前記一対の矩形波信号を前記位相シフト量だけ位相シフトする第１の位相シフト部及び第２の位相シフト部を備え、
    前記第１の位相シフト部及び前記第２の位相シフト部は、前記一対の矩形波信号を互いに逆方向に位相シフトすることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 前記第１の位相シフト部及び第２の位相シフト部は、
    前記矩形波信号を前記位相シフト量だけ位相を進ませる進み位相シフト、及び前記矩形波信号を前記位相シフト量だけ位相を遅らせる遅れ位相シフト
    により互いに逆方向に位相シフトすることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 前記進み位相シフトは、矩形波信号を２πから前記位相シフト量を減算した位相シフト量だけ位相を遅らせることを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
  5. 前記制御回路は、
    参照信号と出力電圧との位相差を比較する位相比較部と
    前記位相差に基づいて、出力電圧の位相を参照信号の位相に補償する位相補償量を算出する位相補償量算出部
    を備え、
    前記位相シフト部は、第１レグと第２レグの互いに逆極側のスイッチング素子の組の矩形波信号の位相を、前記位相補償量に基づいて位相補償することを特徴とする請求項２から請求項４の何れか一つに記載の電力変換装置。
  6. 前記制御回路は、
    電圧指令と出力電圧との電圧差を比較する電圧比較部と
    前記電圧差に基づいて、出力電圧を電圧指令に補償する電圧補償量を算出する電圧補償量算出部を備え、
    前記位相シフト部は、第１レグと第２レグの互いに逆極側のスイッチング素子の組の矩形波信号の位相シフト量を、前記電圧補償量に基づいて補償することを特徴とする請求項２から請求項４の何れか一つに記載の電力変換装置。
JP2019108079A 2019-06-10 2019-06-10 電力変換装置 Active JP6823112B2 (ja)

Priority Applications (7)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2019108079A JP6823112B2 (ja) 2019-06-10 2019-06-10 電力変換装置
PCT/JP2020/011912 WO2020250531A1 (ja) 2019-06-10 2020-03-18 電力変換装置
CN202080042445.XA CN113939990A (zh) 2019-06-10 2020-03-18 电力转换装置
US17/616,763 US11616454B2 (en) 2019-06-10 2020-03-18 Power conversion device
EP20823583.8A EP3982530A4 (en) 2019-06-10 2020-03-18 CURRENT TRANSFORMING DEVICE
KR1020217041262A KR102664039B1 (ko) 2019-06-10 2020-03-18 전력 변환 장치
TW109112304A TWI824135B (zh) 2019-06-10 2020-04-13 電力轉換裝置

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2019108079A JP6823112B2 (ja) 2019-06-10 2019-06-10 電力変換装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2020202660A JP2020202660A (ja) 2020-12-17
JP6823112B2 true JP6823112B2 (ja) 2021-01-27

Family

ID=73744100

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2019108079A Active JP6823112B2 (ja) 2019-06-10 2019-06-10 電力変換装置

Country Status (7)

Country Link
US (1) US11616454B2 (ja)
EP (1) EP3982530A4 (ja)
JP (1) JP6823112B2 (ja)
KR (1) KR102664039B1 (ja)
CN (1) CN113939990A (ja)
TW (1) TWI824135B (ja)
WO (1) WO2020250531A1 (ja)

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5838558A (en) * 1997-05-19 1998-11-17 Trw Inc. Phase staggered full-bridge converter with soft-PWM switching
US7994750B2 (en) * 2008-04-29 2011-08-09 General Electric Company Systems and methods for controlling a converter for powering a load
KR20110064605A (ko) * 2009-12-08 2011-06-15 성호전자(주) 위상-천이 풀-브릿지 컨버터 회로
JP5530212B2 (ja) * 2010-02-10 2014-06-25 株式会社日立製作所 電源装置、ハードディスク装置、及び電源装置のスイッチング方法
NZ593764A (en) 2011-06-27 2013-12-20 Auckland Uniservices Ltd Load control for bi-directional inductive power transfer systems
JP5739836B2 (ja) * 2012-05-18 2015-06-24 コーセル株式会社 スイッチング電源装置
JP5866614B1 (ja) 2014-12-05 2016-02-17 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 スイッチング電源装置
DK3136582T3 (da) * 2015-08-24 2020-02-24 Abb Schweiz Ag Modulationsfremgangsmåde til styring af mindst to parallelforbundne, flerfasede strømrettere
EP3522350B1 (en) 2016-09-29 2021-12-29 Mitsubishi Electric Corporation Power conversion device
CN110192338A (zh) 2017-01-30 2019-08-30 古河电气工业株式会社 逆变器的启动时的控制方法和控制装置
US11018598B2 (en) * 2017-09-12 2021-05-25 City University Of Hong Kong System and method for controlling switching network of a power regulation circuit

Also Published As

Publication number Publication date
CN113939990A (zh) 2022-01-14
EP3982530A4 (en) 2023-02-08
US11616454B2 (en) 2023-03-28
KR20220010536A (ko) 2022-01-25
EP3982530A1 (en) 2022-04-13
TW202101892A (zh) 2021-01-01
WO2020250531A1 (ja) 2020-12-17
JP2020202660A (ja) 2020-12-17
KR102664039B1 (ko) 2024-05-14
TWI824135B (zh) 2023-12-01
US20220345053A1 (en) 2022-10-27

Similar Documents

Publication Publication Date Title
AU2009290165B2 (en) Inverter control circuit and interconnection inverter system having that inverter control circuit
JP4958715B2 (ja) 電力変換装置
JP5374336B2 (ja) 電力変換装置
JP5247282B2 (ja) 電力変換装置
JP6270696B2 (ja) 電力変換装置
JP5987786B2 (ja) 電力変換装置
JP6366543B2 (ja) Ｄｃ／ｄｃコンバータ
JP6823112B2 (ja) 電力変換装置
JP5834432B2 (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP5411031B2 (ja) ３レベル電力変換装置
JP5043585B2 (ja) 電力変換装置
JP4968465B2 (ja) 電力変換装置
JP6837576B2 (ja) 電力変換装置
JP2005304211A (ja) 電力変換装置
JP3825870B2 (ja) ア−ク加工用電源装置
JPH05176594A (ja) 誘導電動機用インバータ装置
JP6884481B2 (ja) 電力変換装置
JP2009163894A (ja) 誘導加熱調理器
JP2023046117A (ja) 電力変換装置
JP2003230280A (ja) 電力変換装置
JP2018130004A (ja) 直流電源装置
JPS60167685A (ja) 自己消弧素子利用周波数変換装置
JPH0556651A (ja) ３相インバータのパルス幅変調制御回路
JPH0787694B2 (ja) コンデンサ昇圧形単相インバ−タ装置のγ角制御回路

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20191003

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20201201

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20201215

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20210105

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20210107

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 6823112

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250