JP6821845B2 - Radar device - Google Patents
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Description
本開示は、レーダ装置に関する。 The present disclosure relates to a radar device.
近年、高分解能が得られるマイクロ波又はミリ波を含む波長の短いレーダ送信信号を用いたレーダ装置の検討が進められている。また、屋外での安全性を向上させるために、車両以外にも、歩行者を含む物体(ターゲット)を広角範囲で検知するレーダ装置の開発が求められている。 In recent years, studies have been conducted on radar devices using radar transmission signals having a short wavelength including microwaves or millimeter waves that can obtain high resolution. Further, in order to improve outdoor safety, it is required to develop a radar device that detects an object (target) including a pedestrian in a wide angle range in addition to a vehicle.
例えば、レーダ装置として、パルス波を繰り返し発信するパルスレーダ装置が知られている。広角範囲において車両/歩行者を検知する広角パルスレーダの受信信号は、近距離に存在するターゲット(例えば車両)と、遠距離に存在するターゲット(例えば歩行者)とからの複数の反射波が混合された信号となる。このため、(1)レーダ送信部では、低いレンジサイドローブとなる自己相関特性(以下、低レンジサイドローブ特性と呼ぶ)を有するパルス波又はパルス変調波を送信する構成が要求され、(2)レーダ受信部では、広い受信ダイナミックレンジを有する構成が要求される。 For example, as a radar device, a pulse radar device that repeatedly transmits a pulse wave is known. The received signal of the wide-angle pulse radar that detects a vehicle / pedestrian in a wide-angle range is a mixture of multiple reflected waves from a target existing at a short distance (for example, a vehicle) and a target existing at a long distance (for example, a pedestrian). It becomes a signal. For this reason, (1) the radar transmitter is required to transmit a pulse wave or a pulse-modulated wave having an autocorrelation characteristic (hereinafter referred to as a low-range sidelobe characteristic) that has a low range sidelobe, and (2). The radar receiver is required to have a configuration having a wide reception dynamic range.
広角レーダ装置の構成として、以下の2つの構成が挙げられる。 The configuration of the wide-angle radar device includes the following two configurations.
一つ目は、パルス波又は変調波を狭角(数度程度のビーム幅)の指向性ビームを用いて、機械的又は電子的に走査してレーダ波を送信し、狭角の指向性ビームを用いて反射波を受信する構成である。この構成では、高分解能を得るためには多くの走査が必要となるので、高速移動するターゲットに対する追従性が劣化する。 The first is a narrow-angle directional beam that transmits radar waves by mechanically or electronically scanning a pulse wave or modulated wave with a narrow-angle (beam width of about several degrees) directional beam. Is configured to receive the reflected wave using. In this configuration, many scans are required to obtain high resolution, so that the followability to a target moving at high speed is deteriorated.
二つ目は、複数のアンテナ(アンテナ素子)で構成されるアレーアンテナによって反射波を受信し、アンテナ間隔に対する受信位相差に基づく信号処理アルゴリズムによって反射波の到来角を推定する手法(Direction of Arrival (DOA) estimation)を用いる構成である。この構成では、レーダ送信部での送信ビームの走査間隔を間引いたとしても、レーダ受信部において到来角を推定できるので、走査時間の短縮化が図れ、1つ目の構成と比較して追従性が向上する。例えば、到来方向推定方法には、行列演算に基づくフーリエ変換、逆行列演算に基づくCapon法及びLP(Linear Prediction)法、又は、固有値演算に基づくMUSIC(Multiple Signal Classification)及びESPRIT(Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques)が挙げられる。 The second method is to receive the reflected wave by an array antenna composed of multiple antennas (antenna elements) and estimate the arrival angle of the reflected wave by a signal processing algorithm based on the reception phase difference with respect to the antenna spacing (Direction of Arrival). (DOA) estimation) is used. In this configuration, even if the scanning interval of the transmission beam in the radar transmitting unit is thinned out, the arrival angle can be estimated in the radar receiving unit, so that the scanning time can be shortened and the followability can be compared with the first configuration. Is improved. For example, the arrival direction estimation method includes Fourier transform based on matrix calculation, Capon method and LP (Linear Prediction) method based on inverse matrix calculation, or MUSIC (Multiple Signal Classification) and ESPRIT (Estimation of Signal Parameters) based on eigenvalue calculation. via Rotational Invariance Techniques).
また、レーダ装置として、レーダ受信部に加え、レーダ送信部にも複数のアンテナ(アレーアンテナ)を備え、送受信アレーアンテナを用いた信号処理によりビーム走査を行う構成(MIMOレーダと呼ぶこともある)が提案されている(例えば、非特許文献2を参照)。 Further, as a radar device, in addition to the radar receiving unit, the radar transmitting unit is also equipped with a plurality of antennas (array antennas), and beam scanning is performed by signal processing using the transmission / reception array antenna (sometimes called MIMO radar). Has been proposed (see, for example, Non-Patent Document 2).
ところで、アレーアンテナの指向性利得を高めるために、アレーアンテナを構成するアンテナ素子(以下、アレー素子と呼ぶ)の各々が更に複数のアンテナ素子から構成されるサブアレーアンテナを用いることがある。 By the way, in order to increase the directivity gain of the array antenna, a sub-array antenna in which each of the antenna elements (hereinafter, referred to as array elements) constituting the array antenna is further composed of a plurality of antenna elements may be used.
アレーアンテナの素子間隔は、アレー素子のサイズよりも狭い間隔に配置困難である。しかしながら、サブアレーアンテナ構成を用いる場合、アレー素子のサイズが大きくなるので、サブアレーアンテナ間の間隔を広げる必要があり、アレーアンテナによる指向性パターン上に、グレーティングローブが発生する可能性がある。 It is difficult to arrange the element spacing of the array antenna at a spacing narrower than the size of the array element. However, when the sub-array antenna configuration is used, the size of the array element becomes large, so that it is necessary to widen the distance between the sub-array antennas, and a grating lobe may occur on the directivity pattern of the array antenna.
本開示の一態様は、サブアレーアンテナ構成の場合でも、不要なグレーティングローブの発生を抑え、所望の指向性パターンを実現することができるレーダ装置を提供する。 One aspect of the present disclosure provides a radar device capable of suppressing the generation of unnecessary grating lobes and realizing a desired directivity pattern even in the case of a sub-array antenna configuration.
本開示の一態様に係るレーダ装置は、送信アレーアンテナと、受信アレーアンテナと、レーダ信号を前記送信アレーアンテナを用いて送信するレーダ送信部と、前記レーダ信号がターゲットに反射された反射波信号を前記受信アレーアンテナを用いて受信するレーダ受信部と、を具備し、前記送信アレーアンテナは、複数の送信アンテナを含み、前記受信アレーアンテナは、複数の受信アンテナを含み、前記複数の送信アンテナは、第1の方向の直線上に配置され、前記複数の受信アンテナは、前記第1の方向の直線上に配置され、前記送信アレーアンテナの送信アンテナピッチは、前記第1の方向において、1波長以上であり、前記受信アレーアンテナの受信アンテナピッチは、前記第1の方向において、1波長以上であり、前記送信アレーアンテナの送信アンテナピッチと前記受信アレーアンテナの受信アンテナピッチとの差の絶対値は、前記第1の方向において、0.5波長以上、0.75波長以下である。
本開示の別の一態様に係るレーダ装置は、第1のアレーアンテナと、第2のアレーアンテナと、レーダ信号を前記第1のアレーアンテナおよび前記第2のアレーアンテナの一方を用いて送信するレーダ送信部と、前記レーダ信号がターゲットに反射された反射波信号を前記第1のアレーアンテナおよび前記第2のアレーアンテナの他方を用いて受信するレーダ受信部と、を具備し、前記第1のアレーアンテナは、複数の第1のアンテナを含み、前記第2のアレーアンテナは、複数の第2のアンテナを含み、前記複数の第1のアンテナは、第1の方向の直線上に配置され、前記複数の第2のアンテナは、前記第1の方向の直線上に配置され、前記第1のアレーアンテナの第1のアンテナピッチは、前記第1の方向において、1波長以上であり、前記第2のアレーアンテナの第2のアンテナピッチは、前記第1の方向において、1波長以上であり、前記第1のアレーアンテナの第1のアンテナピッチと前記第2のアレーアンテナの第2のアンテナピッチとの差の絶対値は、前記第1の方向において、0.5波長以上、0.75波長以下である。
本開示のさらに別の一態様に係るレーダ装置は、送信アレーアンテナと、受信アレーアンテナと、レーダ信号を前記送信アレーアンテナを用いて送信するレーダ送信部と、前記レーダ信号がターゲットに反射された反射波信号を前記受信アレーアンテナを用いて受信するレーダ受信部と、を具備し、前記送信アレーアンテナは、複数の送信アンテナを含み、前記受信アレーアンテナは、複数の受信アンテナを含み、前記複数の送信アンテナは、第1の方向の直線上に配置され、前記複数の受信アンテナは、前記第1の方向の直線上に配置され、前記送信アレーアンテナの送信アンテナピッチは、前記第1の方向において、1波長以上であり、前記受信アレーアンテナの受信アンテナピッチは、前記第1の方向において、1波長以上であり、前記送信アレーアンテナの送信アンテナピッチと前記受信アレーアンテナの受信アンテナピッチとの差の絶対値は、前記第1の方向において、グレーティングローブが発生しないピッチである。
本開示のさらに別の一態様に係るレーダ装置は、第1のアレーアンテナと、第2のアレーアンテナと、レーダ信号を前記第1のアレーアンテナおよび前記第2のアレーアンテナの一方を用いて送信するレーダ送信部と、前記レーダ信号がターゲットに反射された反射波信号を前記第1のアレーアンテナおよび前記第2のアレーアンテナの他方を用いて受信するレーダ受信部と、を具備し、前記第1のアレーアンテナは、複数の第1のアンテナを含み、前記第2のアレーアンテナは、複数の第2のアンテナを含み、前記複数の第1のアンテナは、第1の方向の直線上に配置され、前記複数の第2のアンテナは、前記第1の方向の直線上に配置され、前記第1のアレーアンテナの第1のアンテナピッチは、前記第1の方向において、1波長以上であり、前記第2のアレーアンテナの第2のアンテナピッチは、前記第1の方向において、1波長以上であり、前記第1のアレーアンテナの第1のアンテナピッチと前記第2のアレーアンテナの第2のアンテナピッチとの差の絶対値は、前記第1の方向において、グレーティングローブが発生しないピッチである。
The radar device according to one aspect of the present disclosure includes a transmitting array antenna, a receiving array antenna, a radar transmitting unit that transmits a radar signal using the transmitting array antenna, and a reflected wave signal in which the radar signal is reflected by a target. The receiving array antenna includes a plurality of transmitting antennas, the receiving array antenna includes a plurality of receiving antennas, and the plurality of transmitting antennas include a radar receiving unit for receiving the above. Are arranged on a straight line in the first direction, the plurality of receiving antennas are arranged on a straight line in the first direction, and the transmitting antenna pitch of the transmitting array antenna is 1 in the first direction. It is equal to or more than a wavelength, and the receiving antenna pitch of the receiving array antenna is one wavelength or more in the first direction, and the absolute difference between the transmitting antenna pitch of the transmitting array antenna and the receiving antenna pitch of the receiving array antenna is absolute. The values are 0.5 wavelength or more and 0.75 wavelength or less in the first direction.
The radar device according to another aspect of the present disclosure transmits a radar signal by using one of the first array antenna, the second array antenna, and the first array antenna and the second array antenna. The first includes a radar transmitting unit and a radar receiving unit that receives a reflected wave signal obtained by reflecting the radar signal on a target using the other of the first array antenna and the second array antenna. The array antenna includes a plurality of first antennas, the second array antenna includes a plurality of second antennas, and the plurality of first antennas are arranged on a straight line in the first direction. The plurality of second antennas are arranged on a straight line in the first direction, and the first antenna pitch of the first array antenna is one wavelength or more in the first direction. The second antenna pitch of the second array antenna is one wavelength or more in the first direction, and the first antenna pitch of the first array antenna and the second antenna of the second array antenna are The absolute value of the difference from the pitch is 0.5 wavelength or more and 0.75 wavelength or less in the first direction.
The radar device according to still another aspect of the present disclosure includes a transmitting array antenna, a receiving array antenna, a radar transmitting unit that transmits a radar signal using the transmitting array antenna, and the radar signal reflected by a target. A radar receiving unit that receives a reflected wave signal by using the receiving array antenna, the transmitting array antenna includes a plurality of transmitting antennas, and the receiving array antenna includes a plurality of receiving antennas. The transmitting antenna is arranged on a straight line in the first direction, the plurality of receiving antennas are arranged on a straight line in the first direction, and the transmitting antenna pitch of the transmitting array antenna is set in the first direction. The receiving antenna pitch of the receiving array antenna is one wavelength or more in the first direction, and the transmitting antenna pitch of the transmitting array antenna and the receiving antenna pitch of the receiving array antenna The absolute value of the difference is the pitch at which the grating lobe does not occur in the first direction.
The radar device according to still another aspect of the present disclosure transmits a radar signal by using one of the first array antenna, the second array antenna, and the first array antenna and the second array antenna. A radar transmitting unit for receiving the radar signal, and a radar receiving unit for receiving the reflected wave signal reflected by the target by using the other of the first array antenna and the second array antenna. The array antenna 1 includes a plurality of first antennas, the second array antenna includes a plurality of second antennas, and the plurality of first antennas are arranged on a straight line in the first direction. The plurality of second antennas are arranged on a straight line in the first direction, and the first antenna pitch of the first array antenna is one wavelength or more in the first direction. The second antenna pitch of the second array antenna is one wavelength or more in the first direction, and the first antenna pitch of the first array antenna and the second antenna pitch of the second array antenna are The absolute value of the difference from the antenna pitch is the pitch at which the grating lobe does not occur in the first direction.
なお、これらの包括的または具体的な態様は、システム、方法、集積回路、コンピュータプログラム、または、記録媒体で実現されてもよく、システム、装置、方法、集積回路、コンピュータプログラムおよび記録媒体の任意な組み合わせで実現されてもよい。 It should be noted that these comprehensive or specific aspects may be realized by a system, a method, an integrated circuit, a computer program, or a recording medium, and any of the systems, devices, methods, integrated circuits, computer programs, and recording media. It may be realized by various combinations.
本開示の一態様によれば、サブアレーアンテナ構成の場合でも、不要なグレーティングローブの発生を抑え、所望の指向性パターンを実現することができる。 According to one aspect of the present disclosure, even in the case of the sub-array antenna configuration, it is possible to suppress the generation of unnecessary grating lobes and realize a desired directivity pattern.
本開示の一態様における更なる利点および効果は、明細書および図面から明らかにされる。かかる利点および/または効果は、いくつかの実施形態並びに明細書および図面に記載された特徴によってそれぞれ提供されるが、1つまたはそれ以上の同一の特徴を得るために必ずしも全てが提供される必要はない。 Further advantages and effects in one aspect of the present disclosure will be apparent from the specification and drawings. Such advantages and / or effects are provided by some embodiments and features described in the specification and drawings, respectively, but not all need to be provided in order to obtain one or more identical features. There is no.
[本開示の一態様をするに至った経緯]
図1Aは、サブアレー構成のアンテナ素子(以下、サブアレー素子と呼ぶこともある)の一例を示す。図1Aに示すサブアレー素子は、2×2の4個のアンテナ素子から構成される。また、図1Aに示す一例では、サブアレー素子のサイズを水平方向及び垂直方向の双方とも0.8波長とする。
[Background to one aspect of this disclosure]
FIG. 1A shows an example of an antenna element having a sub-array configuration (hereinafter, may be referred to as a sub-array element). The sub-array element shown in FIG. 1A is composed of four 2 × 2 antenna elements. Further, in the example shown in FIG. 1A, the size of the sub-array element is set to 0.8 wavelength in both the horizontal direction and the vertical direction.
図1Bは、図1Aに示すサブアレー素子を直列に4個並べて構成されるアレーアンテナの一例を示す。図1Bに示すように、各サブアレー素子のサイズが0.8波長(図1Aを参照)であるので、サブアレー素子間の間隔として1波長程度以上の間隔を採る必要がある。 FIG. 1B shows an example of an array antenna in which four sub-array elements shown in FIG. 1A are arranged in series. As shown in FIG. 1B, since the size of each sub-array element is 0.8 wavelength (see FIG. 1A), it is necessary to take an interval of about 1 wavelength or more as an interval between the sub-array elements.
例えば、メインローブの±90°の範囲内にグレーティングローブを発生させないためのアレー素子間隔(所望の素子間隔)は0.5波長である。図1Bに示すアレーアンテナでは、サブアレー素子の素子間隔が1波長程度以上となるので、所望の素子間隔が設定困難であり、メインローブの±90°の範囲内にグレーティングローブが発生してしまうことになる。 For example, the array element spacing (desired element spacing) for not generating a grating lobe within the range of ± 90 ° of the main lobe is 0.5 wavelength. In the array antenna shown in FIG. 1B, since the element spacing of the sub-array elements is about one wavelength or more, it is difficult to set the desired element spacing, and a grating lobe is generated within the range of ± 90 ° of the main lobe. become.
このように、サブアレー素子のサイズが0.5波長以上の場合、アレーアンテナの素子間隔を0.5波長にすることが困難である可能性がある。よって、メインローブの±90°の範囲内に不要なグレーティングローブが発生し、測角時に虚像が発生することになり、誤検出の要因となる。 As described above, when the size of the sub-array element is 0.5 wavelength or more, it may be difficult to set the element spacing of the array antenna to 0.5 wavelength. Therefore, an unnecessary grating lobe is generated within the range of ± 90 ° of the main lobe, and a virtual image is generated at the time of angle measurement, which causes erroneous detection.
ここで、特許文献1には、幅d=1波長程度となるサブアレー素子を用いたアレーアンテナ構成が開示されている。特許文献1では、送信アンテナTx0, Tx1の素子間隔を6波長とし、受信アンテナRX0,RX1,RX2,RX3の素子間隔を1.5波長±(λ/8)としている(λは1波長を表す)。また、特許文献1では、送信アンテナTx0,Tx1を時分割で切り替えてレーダ送信信号が送信され、各送信アンテナTx0,Tx1から送信されたレーダ送信信号に対して、受信アンテナRX0,RX1,RX2,RX3で受信信号を取得する構成を備えている。 Here, Patent Document 1 discloses an array antenna configuration using a sub-array element having a width d = 1 wavelength. In Patent Document 1, the element spacing of the transmitting antennas Tx0 and Tx1 is 6 wavelengths, and the element spacing of the receiving antennas RX0, RX1, RX2 and RX3 is 1.5 wavelength ± (λ / 8) (λ represents one wavelength). ). Further, in Patent Document 1, the transmitting antennas Tx0 and Tx1 are switched in a time-division manner to transmit the radar transmission signal, and the receiving antennas RX0, RX1, RX2, are used for the radar transmission signals transmitted from the respective transmitting antennas Tx0 and Tx1. It has a configuration to acquire the received signal with RX3.
このような構成により、受信アレーアンテナで取得される受信信号には、送信アンテナの位置が変わることによる位相変化が重畳されるため、仮想的に受信アンテナの開口長が増大する効果が得られる。以下では、送受信アレーアンテナにおけるアンテナ素子の配置によって実効的な開口長が増大する仮想的な受信アレーアンテナを「仮想受信アレー」と呼ぶ。 With such a configuration, since the phase change due to the change in the position of the transmitting antenna is superimposed on the received signal acquired by the receiving array antenna, the effect of virtually increasing the aperture length of the receiving antenna can be obtained. Hereinafter, a virtual reception array antenna whose effective aperture length is increased by the arrangement of antenna elements in the transmission / reception array antenna is referred to as a “virtual reception array”.
しかしながら、特許文献1では、受信アレーアンテナの素子間隔は1.5波長±λ/8であるため、メインビーム方向から40°程度ずれた方向にグレーティングローブが発生してしまう。 However, in Patent Document 1, since the element spacing of the receiving array antenna is 1.5 wavelength ± λ / 8, a grating lobe is generated in a direction deviated by about 40 ° from the main beam direction.
本開示に係る一態様は、サブアレー構成のアレー素子を用いる場合でも、不要なグレーティングローブの発生を抑え、所望の指向性パターンを実現する。 One aspect of the present disclosure suppresses the generation of unnecessary grating lobes and realizes a desired directivity pattern even when an array element having a sub-array configuration is used.
以下、本開示の一態様に係る実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、実施の形態において、同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明は重複するので省略する。 Hereinafter, embodiments according to one aspect of the present disclosure will be described in detail with reference to the drawings. In the embodiment, the same components are designated by the same reference numerals, and the description thereof will be duplicated and will be omitted.
[レーダ装置の構成]
図2は、本実施の形態に係るレーダ装置10の構成を示すブロック図である。
[Radar device configuration]
FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the radar device 10 according to the present embodiment.
レーダ装置10は、レーダ送信部100と、レーダ受信部200と、基準信号生成部300と、を有する。 The radar device 10 includes a radar transmitting unit 100, a radar receiving unit 200, and a reference signal generating unit 300.
レーダ送信部100は、基準信号生成部300から受け取るリファレンス信号に基づいて高周波のレーダ信号(レーダ送信信号)を生成する。そして、レーダ送信部100は、複数の送信アンテナ106−1〜106−Ntによって構成される送信アレーアンテナを用いて、レーダ送信信号を所定の送信周期にて送信する。 The radar transmission unit 100 generates a high-frequency radar signal (radar transmission signal) based on the reference signal received from the reference signal generation unit 300. Then, the radar transmission unit 100 transmits a radar transmission signal at a predetermined transmission cycle by using a transmission array antenna composed of a plurality of transmission antennas 106-1 to 106-Nt.
レーダ受信部200は、ターゲット(図示せず)により反射したレーダ送信信号である反射波信号を、複数の受信アンテナ202−1〜202−Naから成る受信アレーアンテナを用いて受信する。レーダ受信部200は、基準信号生成部300から受け取るリファレンス信号を用いて、各アンテナ202において受信した反射波信号を信号処理し、ターゲットの有無検出、方向推定などを行う。なお、ターゲットはレーダ装置10が検出する対象の物体であり、例えば、車両又は人を含む。 The radar receiving unit 200 receives a reflected wave signal, which is a radar transmission signal reflected by a target (not shown), using a receiving array antenna composed of a plurality of receiving antennas 202-1 to 202-Na. The radar receiving unit 200 processes the reflected wave signal received by each antenna 202 by using the reference signal received from the reference signal generating unit 300, detects the presence or absence of a target, estimates the direction, and the like. The target is an object to be detected by the radar device 10, and includes, for example, a vehicle or a person.
基準信号生成部300は、レーダ送信部100及びレーダ受信部200のそれぞれに接続されている。基準信号生成部300は、基準信号としてのリファレンス信号をレーダ送信部100及びレーダ受信部200に共通に供給し、レーダ送信部100及びレーダ受信部200の処理を同期させる。 The reference signal generation unit 300 is connected to each of the radar transmission unit 100 and the radar reception unit 200. The reference signal generation unit 300 commonly supplies a reference signal as a reference signal to the radar transmission unit 100 and the radar reception unit 200, and synchronizes the processing of the radar transmission unit 100 and the radar reception unit 200.
[レーダ送信部100の構成]
レーダ送信部100は、レーダ送信信号生成部101−1〜101−Ntと、送信無線部105−1〜105−Ntと、送信アンテナ106−1〜106−Ntとを有する。すなわち、レーダ送信部100は、Nt個の送信アンテナ106を有し、各送信アンテナ106は、それぞれ個別のレーダ送信信号生成部101及び送信無線部105に接続されている。
[Structure of radar transmitter 100]
The radar transmission unit 100 includes a radar transmission signal generation unit 101-1 to 101-Nt, a transmission radio unit 105-1 to 105-Nt, and a transmission antenna 106-1 to 106-Nt. That is, the radar transmission unit 100 has Nt transmission antennas 106, and each transmission antenna 106 is connected to an individual radar transmission signal generation unit 101 and a transmission radio unit 105, respectively.
レーダ送信信号生成部101は、基準信号生成部300から受け取るリファレンス信号を所定数倍したタイミングクロックを生成し、生成したタイミングクロックに基づいてレーダ送信信号を生成する。そして、レーダ送信信号生成部101は、所定のレーダ送信周期(Tr)にてレーダ送信信号を繰り返し出力する。レーダ送信信号は、rz(k, M)=Iz(k, M)+jQz(k, M)で表される。ここで、zは各送信アンテナ106に対応する番号を表し、z=1,…,Ntである。また、jは虚数単位を表し、kは離散時刻を表し、Mはレーダ送信周期の序数を表す。 The radar transmission signal generation unit 101 generates a timing clock obtained by multiplying the reference signal received from the reference signal generation unit 300 by a predetermined number of times, and generates a radar transmission signal based on the generated timing clock. Then, the radar transmission signal generation unit 101 repeatedly outputs the radar transmission signal in a predetermined radar transmission cycle (Tr). The radar transmission signal is represented by r z (k, M) = I z (k, M) + jQ z (k, M). Here, z represents a number corresponding to each transmitting antenna 106, and z = 1, ..., Nt. In addition, j represents an imaginary unit, k represents a discrete time, and M represents the ordinal number of the radar transmission cycle.
各レーダ送信信号生成部101は、符号生成部102と、変調部103と、LPF(Low Pass Filter)104とから構成される。以下、第z番目(z=1,…,Nt)の送信アンテナ106に対応するレーダ送信信号生成部101−zにおける各構成部について説明する。 Each radar transmission signal generation unit 101 is composed of a code generation unit 102, a modulation unit 103, and an LPF (Low Pass Filter) 104. Hereinafter, each component of the radar transmission signal generation unit 101-z corresponding to the z-th (z = 1, ..., Nt) transmission antenna 106 will be described.
具体的には、符号生成部102は、レーダ送信周期Tr毎に、符号長Lの符号系列の符号a(z)n(n=1,…,L)(パルス符号)を生成する。各符号生成部102−1〜102−Ntにおいて生成される符号a(z)n(z=1,…,Nt)には、互いに低相関又は無相関となる符号が用いられる。符号系列としては、例えば、Walsh-Hadamard符号、M系列符号、Gold符号などが挙げられる。 Specifically, the code generation unit 102 generates a code a (z) n (n = 1, ..., L) (pulse code) of a code sequence having a code length L for each radar transmission cycle Tr. For the codes a (z) n (z = 1, ..., Nt) generated in each code generation unit 102-1 to 102-Nt, codes that are low or uncorrelated with each other are used. Examples of the code sequence include a Walsh-Hadamard code, an M-sequence code, and a Gold code.
変調部103は、符号生成部102から受け取る符号a(z)nに対してパルス変調(振幅変調、ASK(Amplitude Shift Keying)、パルスシフトキーイング)又は位相変調(Phase Shift Keying)を行い、変調信号をLPF104へ出力する。 The modulation unit 103 performs pulse modulation (amplitude modulation, ASK (Amplitude Shift Keying), pulse shift keying) or phase modulation (Phase Shift Keying) on the code a (z) n received from the code generation unit 102, and performs a modulation signal. Is output to LPF104.
LPF104は、変調部103から受け取る変調信号のうち、所定の制限帯域以下の信号成分を、ベースバンドのレーダ送信信号として送信無線部105へ出力する。 The LPF 104 outputs a signal component below a predetermined limiting band among the modulated signals received from the modulation unit 103 to the transmission radio unit 105 as a baseband radar transmission signal.
第z(z=1,…,Nt)番目の送信無線部105は、第z番目のレーダ送信信号生成部101から出力されるベースバンドのレーダ送信信号に対して周波数変換を施してキャリア周波数(Radio Frequency:RF)帯のレーダ送信信号を生成し、送信増幅器により所定の送信電力P[dB]に増幅して第z番目の送信アンテナ106へ出力する。 The z (z = 1, ..., Nt) th transmission radio unit 105 performs frequency conversion on the baseband radar transmission signal output from the zth radar transmission signal generation unit 101 to perform a carrier frequency ( A radar transmission signal in the Radio Frequency (RF) band is generated, amplified to a predetermined transmission power P [dB] by a transmission amplifier, and output to the z-th transmission antenna 106.
第z(z=1,…,Nt)番目の送信アンテナ106は、第z番目の送信無線部105から出力されるレーダ送信信号を空間に放射する。 The z-th (z = 1, ..., Nt) th-th transmitting antenna 106 radiates a radar transmission signal output from the z-th-th transmitting radio unit 105 into space.
図3は、レーダ送信部100のNt個の送信アンテナ106から送信されるレーダ送信信号を示す。符号送信区間Tw内には符号長Lのパルス符号系列が含まれる。各レーダ送信周期Trのうち、符号送信区間Twの間にパルス符号系列が送信され、残りの区間(Tr-Tw)は無信号区間となる。1つのパルス符号(a(z)n)あたり、No個のサンプルを用いたパルス変調が施されることにより、各符号送信区間Tw内には、Nr(=No×L)個のサンプルの信号が含まれる。すなわち、変調部103におけるサンプリングレートは、(No×L)/Twである。また、無信号区間(Tr-Tw)には、Nu個のサンプルが含まれるものとする。 FIG. 3 shows radar transmission signals transmitted from Nt transmission antennas 106 of the radar transmission unit 100. A pulse code sequence having a code length L is included in the code transmission section Tw. Of each radar transmission cycle Tr, a pulse code sequence is transmitted during the code transmission section Tw, and the remaining section (Tr-Tw) is a non-signal section. By performing pulse modulation using No samples per one pulse code (a (z) n ), signals of Nr (= No × L) samples are included in each code transmission section Tw. Is included. That is, the sampling rate in the modulation unit 103 is (No × L) / Tw. Further, it is assumed that the non-signal section (Tr-Tw) includes Nu samples.
なお、レーダ送信部100は、レーダ送信信号生成部101の代わりに、図4に示すレーダ送信信号生成部101aを備えてもよい。レーダ送信信号生成部101aは、図2に示す符号生成部102、変調部103及びLPF104を有さず、代わりに符号記憶部111及びDA変換部112を備える。符号記憶部111は、符号生成部102(図2)において生成される符号系列を予め記憶し、記憶している符号系列を巡回的に順次読み出す。DA変換部112は、符号記憶部111から出力される符号系列(デジタル信号)をアナログ信号に変換する。 The radar transmission unit 100 may include the radar transmission signal generation unit 101a shown in FIG. 4 instead of the radar transmission signal generation unit 101. The radar transmission signal generation unit 101a does not have the code generation unit 102, the modulation unit 103, and the LPF 104 shown in FIG. 2, but instead includes the code storage unit 111 and the DA conversion unit 112. The code storage unit 111 stores in advance the code sequence generated by the code generation unit 102 (FIG. 2), and sequentially reads out the stored code sequence in a cyclic manner. The DA conversion unit 112 converts the code sequence (digital signal) output from the code storage unit 111 into an analog signal.
[レーダ受信部200の構成]
図2において、レーダ受信部200は、Na個の受信アンテナ202を備え、アレーアンテナを構成する。また、レーダ受信部200は、Na個のアンテナ系統処理部201−1〜201−Naと、方向推定部214と、を有する。
[Structure of radar receiver 200]
In FIG. 2, the radar receiving unit 200 includes Na receiving antennas 202 and constitutes an array antenna. Further, the radar receiving unit 200 has Na antenna system processing units 201-1 to 201-Na and a direction estimation unit 214.
各受信アンテナ202は、ターゲット(物体)に反射したレーダ送信信号である反射波信号を受信し、受信した反射波信号を、対応するアンテナ系統処理部201へ受信信号として出力する。 Each receiving antenna 202 receives a reflected wave signal which is a radar transmission signal reflected by a target (object), and outputs the received reflected wave signal to the corresponding antenna system processing unit 201 as a receiving signal.
各アンテナ系統処理部201は、受信無線部203と、信号処理部207とを有する。 Each antenna system processing unit 201 has a receiving radio unit 203 and a signal processing unit 207.
受信無線部203は、増幅部204と、周波数変換器205と、直交検波器206と、を有する。受信無線部203は、基準信号生成部300から受け取るリファレンス信号を所定数倍したタイミングクロックを生成し、生成したタイミングクロックに基づいて動作する。具体的には、増幅器204は、受信アンテナ202から受け取る受信信号を所定レベルに増幅し、周波数変換器205は、高周波帯域の受信信号をベースバンド帯域に周波数変換し、直交検波器206は、ベースバンド帯域の受信信号を、I信号及びQ信号を含むベースバンド帯域の受信信号に変換する。 The receiving radio unit 203 includes an amplification unit 204, a frequency converter 205, and an orthogonal detector 206. The reception radio unit 203 generates a timing clock obtained by multiplying the reference signal received from the reference signal generation unit 300 by a predetermined number, and operates based on the generated timing clock. Specifically, the amplifier 204 amplifies the received signal received from the receiving antenna 202 to a predetermined level, the frequency converter 205 frequency-converts the received signal in the high frequency band into the base band, and the orthogonal detector 206 frequency-converts the received signal into the base band. The band band received signal is converted into a base band band received signal including the I signal and the Q signal.
信号処理部207は、AD変換部208、209と、分離部210−1〜210−Ntと、を有する。 The signal processing unit 207 includes AD conversion units 208 and 209, and separation units 210-1 to 210-Nt.
AD変換部208には、直交検波器206からI信号が入力され、AD変換部209には、直交検波器206からQ信号が入力される。AD変換部208は、I信号を含むベースバンド信号に対して、離散時間でのサンプリングを行うことにより、I信号をデジタルデータに変換する。AD変換部209は、Q信号を含むベースバンド信号に対して、離散時間でのサンプリングを行うことにより、Q信号をデジタルデータに変換する。 An I signal is input from the orthogonal detector 206 to the AD conversion unit 208, and a Q signal is input from the orthogonal detector 206 to the AD conversion unit 209. The AD conversion unit 208 converts the I signal into digital data by sampling the baseband signal including the I signal at a discrete time. The AD conversion unit 209 converts the Q signal into digital data by sampling the baseband signal including the Q signal at a discrete time.
ここで、AD変換部208,209のサンプリングでは、レーダ送信信号における1つのサブパルスの時間Tp(=Tw/L)あたり、Ns個の離散サンプルが行われる。すなわち、1サブパルスあたりのオーバーサンプル数はNsとなる。 Here, in the sampling of the AD conversion units 208 and 209, Ns discrete samples are performed per time Tp (= Tw / L) of one subpulse in the radar transmission signal. That is, the number of oversamples per subpulse is Ns.
以下の説明では、I信号Ir(k, M)及びQ信号Qr(k, M)を用いて、AD変換部208,209の出力としての第M番目のレーダ送信周期Tr[M]の離散時間kにおけるベースバンドの受信信号を複素数信号x(k, M)=Ir(k, M)+jQr(k, M)と表す。また、以下では、離散時刻kは、レーダ送信周期(Tr)の開始するタイミングを基準(k=1)とし、信号処理部207は、レーダ送信周期Trが終了する前までのサンプル点であるk=(Nr+Nu)Ns/Noまで周期的に動作する。すなわち、k=1,…,(Nr+Nu)Ns/Noとなる。ここで、jは虚数単位である。 In the following description, the discrete time of the Mth radar transmission cycle Tr [M] as the output of the AD converters 208 and 209 is used by using the I signal Ir (k, M) and the Q signal Qr (k, M). The baseband received signal at k is expressed as a complex signal x (k, M) = Ir (k, M) + jQr (k, M). Further, in the following, the discrete time k is based on the timing at which the radar transmission cycle (Tr) starts (k = 1), and the signal processing unit 207 is a sample point before the radar transmission cycle Tr ends. = (Nr + Nu) Operates periodically up to Ns / No. That is, k = 1, ..., (Nr + Nu) Ns / No. Here, j is an imaginary unit.
信号処理部207は、送信アンテナ106の個数分の系統数に等しいNt個の分離部210を含む。各分離部210は、相関演算部211と、加算部212と、ドップラー周波数解析部213と、を有する。以下、第z(z=1,…,Nt)番目の分離部210の構成について説明する。 The signal processing unit 207 includes Nt separation units 210 equal to the number of systems corresponding to the number of transmitting antennas 106. Each separation unit 210 has a correlation calculation unit 211, an addition unit 212, and a Doppler frequency analysis unit 213. Hereinafter, the configuration of the z-th (z = 1, ..., Nt) th separation unit 210 will be described.
相関演算部211は、レーダ送信周期Tr毎に、AD変換部208,209から受け取る離散サンプル値Ir(k, M)及びQr(k, M)を含む離散サンプル値x(k, M)と、レーダ送信部100において送信される符号長Lのパルス符号a(z)n(ただし、z=1,…,Nt、n=1,…,L)との相関演算を行う。例えば、相関演算部211は、離散サンプル値x(k, M)と、パルス符号a(z)nとのスライディング相関演算を行う。例えば、第M番目のレーダ送信周期Tr[M]における離散時刻kのスライディング相関演算の相関演算値AC(z)(k, M)は、次式に基づき算出される。
上式において、アスタリスク(*)は複素共役演算子を表す。 In the above equation, the asterisk (*) represents the complex conjugate operator.
相関演算部211は、例えば、式(1)に従って、k=1,…,(Nr+Nu)Ns/Noの期間に渡って相関演算を行う。 For example, the correlation calculation unit 211 performs the correlation calculation over a period of k = 1, ..., (Nr + Nu) Ns / No according to the equation (1).
なお、相関演算部211は、k=1,…,(Nr+Nu)Ns/Noに対して相関演算を行う場合に限定されず、レーダ装置10の測定対象となるターゲットの存在範囲に応じて、測定レンジ(すなわち、kの範囲)を限定してもよい。これにより、レーダ装置10では、相関演算部211の演算処理量の低減が可能となる。例えば、相関演算部211は、k=Ns(L+1),…,(Nr+Nu)Ns /No-NsLに測定レンジを限定してもよい。この場合、図5に示すように、レーダ装置10は、符号送信区間Twに相当する時間区間では測定を行わないこととなる。 The correlation calculation unit 211 is not limited to the case where the correlation calculation is performed on k = 1, ..., (Nr + Nu) Ns / No, and the measurement is performed according to the existence range of the target to be measured by the radar device 10. The range (ie, the range of k) may be limited. As a result, in the radar device 10, it is possible to reduce the amount of calculation processing of the correlation calculation unit 211. For example, the correlation calculation unit 211 may limit the measurement range to k = Ns (L + 1), ..., (Nr + Nu) Ns / No-NsL. In this case, as shown in FIG. 5, the radar device 10 does not perform the measurement in the time section corresponding to the code transmission section Tw.
これにより、レーダ装置10は、レーダ送信信号がレーダ受信部200に直接的に回り込むような場合でも、レーダ送信信号が回り込む期間(少なくともτ1未満の期間)では相関演算部211による処理が行われないので、回り込みの影響を排除した測定が可能となる。また、測定レンジ(kの範囲)を限定する場合、以下で説明する加算部212、ドップラー周波数解析部213及び方向推定部214の処理に対しても、同様に測定レンジ(kの範囲)を限定した処理を適用すればよい。これにより、各構成部での処理量を削減でき、レーダ受信部200における消費電力を低減できる。 As a result, even if the radar transmission signal wraps around the radar receiving unit 200 directly, the radar device 10 does not perform processing by the correlation calculation unit 211 during the period when the radar transmission signal wraps around (at least a period of less than τ1). Therefore, it is possible to perform measurement without the influence of wraparound. Further, when the measurement range (range of k) is limited, the measurement range (range of k) is similarly limited for the processing of the addition unit 212, the Doppler frequency analysis unit 213, and the direction estimation unit 214 described below. The processing that has been performed may be applied. As a result, the amount of processing in each component can be reduced, and the power consumption in the radar receiving unit 200 can be reduced.
加算部212は、第M番目のレーダ送信周期Trの離散時刻k毎に相関演算部211から受け取る相関演算値AC(z)(k, M)を用いて、所定回数(Np回)のレーダ送信周期Trの期間(Tr×Np)に渡って、相関演算値AC(z)(k, M)を加算(コヒーレント積分)する。期間(Tr×Np)に渡る加算数Npの加算(コヒーレント積分)処理は次式で表される。
ここで、CI(z)(k, m)は相関演算値の加算値(以下、相関加算値と呼ぶこともある)を表し、Npは1以上の整数値であり、mは加算部212における加算回数Npを1個の単位とした場合における加算回数の序数を示す1以上の整数である。また、z=1,…,Ntである。 Here, CI (z) (k, m) represents the addition value of the correlation calculation value (hereinafter, may be referred to as the correlation addition value), Np is an integer value of 1 or more, and m is the addition unit 212. It is an integer of 1 or more indicating the ordinal number of the number of additions when the number of additions Np is one unit. Also, z = 1, ..., Nt.
加算部212は、レーダ送信周期Trを単位として得られた相関演算部211の出力を一つの単位として、Np回の加算を行う。つまり、加算部212は、相関演算値AC(z)(k, Np(m-1)+1)〜AC(z)(k, Np×m)を一単位として、離散時刻kのタイミングをそろえて加算した相関値CI(z)(k, m)を離散時刻k毎に算出する。これにより、加算部212は、相関演算値のNp回に渡る加算の効果により、ターゲットからの反射波信号が高い相関を有する範囲において、反射波信号のSNRを向上させることができる。よって、ターゲットの到来距離の推定に関する測定性能を向上させることができる。 The addition unit 212 performs Np additions using the output of the correlation calculation unit 211 obtained in units of the radar transmission cycle Tr as one unit. That is, the addition unit 212 aligns the timing of the discrete time k with the correlation calculation values AC (z) (k, Np (m-1) +1) to AC (z) (k, Np × m) as one unit. The correlation value CI (z) (k, m) added is calculated for each discrete time k. As a result, the addition unit 212 can improve the SNR of the reflected wave signal in a range in which the reflected wave signal from the target has a high correlation due to the effect of addition of the correlation calculation value over Np times. Therefore, it is possible to improve the measurement performance regarding the estimation of the arrival distance of the target.
なお、理想的な加算利得を得るためには、相関演算値の加算回数Npの加算区間において、相関演算値の位相成分がある程度の範囲で揃う条件が必要である。つまり、加算回数Npは、測定対象となるターゲットの想定最大移動速度に基づいて設定されることが好ましい。これはターゲットの想定最大速度が大きいほど、ターゲットからの反射波に含まれるドップラー周波数の変動量が大きく、高い相関を有する時間期間が短くなるためである。この場合、加算回数Npは小さい値となるため、加算部212での加算による利得向上効果が小さくなる。 In order to obtain the ideal addition gain, it is necessary to have a condition in which the phase components of the correlation calculation values are aligned within a certain range in the addition interval of the number of additions of the correlation calculation values Np. That is, the number of additions Np is preferably set based on the assumed maximum moving speed of the target to be measured. This is because the larger the assumed maximum velocity of the target, the larger the fluctuation amount of the Doppler frequency contained in the reflected wave from the target, and the shorter the time period having a high correlation. In this case, since the number of additions Np is a small value, the gain improvement effect due to the addition by the addition unit 212 becomes small.
ドップラー周波数解析部213は、離散時刻k毎に得られた加算部212のNc個の出力であるCI(z)(k, Nc(w-1)+1)〜CI(z)(k,Nc×w)を一単位として、離散時刻kのタイミングをそろえてコヒーレント積分を行う。例えば、ドップラー周波数解析部213は、次式に示すように、2Nf個の異なるドップラー周波数fsΔΦに応じた位相変動Φ(fs)=2πfs(Tr×Np)ΔΦを補正した上で、コヒーレント積分を行う。
ここで、FT_CI(z) Nant(k, fs, w)は、ドップラー周波数解析部213における第w番目の出力であり、第Nant番目のアンテナ系統処理部201における離散時刻kでのドップラー周波数fsΔΦのコヒーレント積分結果を示す。ただし、Nant=1〜Naであり、fs=-Nf+1,…,0,…,Nfであり、k=1,…, (Nr+Nu)Ns/Noであり、wは1以上の整数であり、ΔΦは位相回転単位である。 Here, FT_CI (z) Nant (k, fs, w) is the w-th output in the Doppler frequency analysis unit 213, and the Doppler frequency fsΔΦ in the discrete time k in the Nant-th antenna system processing unit 201. The coherent integration result is shown. However, Nant = 1 to Na, fs = -Nf + 1, ..., 0, ..., Nf, k = 1, ..., (Nr + Nu) Ns / No, and w is an integer of 1 or more. , ΔΦ is a phase rotation unit.
これにより、各アンテナ系統処理部201は、離散時刻k毎の2Nf個のドップラー周波数成分に応じたコヒーレント積分結果であるFT_CI(z) Nant(k, -Nf+1,w),…, FT_CI(z) Nant(k, Nf-1, w)を、レーダ送信周期間Trの複数回Np×Ncの期間(Tr×Np×Nc)毎に得る。なお、jは虚数単位であり、z=1,…,Ntである。 As a result, each antenna system processing unit 201 can perform coherent integration results corresponding to 2 Nf Doppler frequency components for each discrete time k, FT_CI (z) Nant (k, -Nf + 1, w), ..., FT_CI ( z) Nant (k, Nf-1, w) is obtained every multiple times Np × Nc period (Tr × Np × Nc) of Tr between radar transmission cycles. Note that j is an imaginary unit, and z = 1, ..., Nt.
ΔΦ=1/Ncとした場合、上述したドップラー周波数解析部213の処理は、サンプリング間隔Tm=(Tr×Np)、サンプリング周波数fm=1/Tmで加算部212の出力を離散フーリエ変換(DFT)処理していることと等価である。 When ΔΦ = 1 / Nc, the above-mentioned processing of the Doppler frequency analysis unit 213 performs the discrete Fourier transform (DFT) of the output of the addition unit 212 at the sampling interval Tm = (Tr × Np) and the sampling frequency fm = 1 / Tm. It is equivalent to processing.
また、Nfを2のべき乗の数に設定することで、ドップラー周波数解析部213では、高速フーリエ変換(FFT)処理を適用でき、演算処理量を大きく削減できる。この際、Nf>Ncとなる場合には、q>Ncとなる領域においてCI(z)(k、Nc(w-1)+q)=0とするゼロ埋め処理を行うことで、同様にFFT処理を適用でき、演算処理量を大きく削減できる。 Further, by setting Nf to a power of 2, the Doppler frequency analysis unit 213 can apply a fast Fourier transform (FFT) process, and can greatly reduce the amount of arithmetic processing. At this time, when Nf> Nc, the FFT is similarly performed by performing zero-filling processing in which CI (z) (k, Nc (w-1) + q) = 0 in the region where q> Nc. Processing can be applied and the amount of arithmetic processing can be greatly reduced.
また、ドップラー周波数解析部213において、FFT処理を行わずに、上式(3)に示す積和演算を逐次的に演算する処理を行ってもよい。つまり、ドップラー周波数解析部213は、離散時刻k毎に得られた加算部212のNc個の出力であるCI(z)(k, Nc(w-1)+q+1)に対して、fs=-Nf+1,…,0,…,Nf-1に対応する係数exp[-j2πfsTrNpqΔφ]を生成し、逐次的に積和演算処理してもよい。ここで、q=0〜Nc−1である。 Further, the Doppler frequency analysis unit 213 may perform a process of sequentially calculating the product-sum operation shown in the above equation (3) without performing the FFT process. That is, the Doppler frequency analysis unit 213 fs with respect to CI (z) (k, Nc (w-1) + q + 1), which is the output of Nc of the addition unit 212 obtained for each discrete time k. The coefficient exp [-j 2πf s Tr N p q Δφ] corresponding to = -Nf + 1, ..., 0, ..., Nf-1 may be generated and the product-sum operation process may be performed sequentially. Here, q = 0 to Nc-1.
なお、以下の説明では、Na個のアンテナ系統処理部201の各々において同様の処理を施して得られた第w番目の出力FT_CI(z) 1(k, fs, w), FT_CI(z) 2(k, fs, w),…, FT_CI(z) Na(k, fs, w)をまとめたものを、次式のように仮想受信アレー相関ベクトルh(k, fs, w)として表記する。仮想受信アレー相関ベクトルh(k, fs, w)は、送信アンテナ数Ntと受信アンテナ数Naとの積であるNt×Na個の要素を含む。仮想受信アレー相関ベクトルh(k, fs, w)は、後述する、ターゲットからの反射波信号に対して受信アンテナ202間の位相差に基づく方向推定を行う処理の説明に用いる。ここで、z=1,…,Ntであり、b=1, …, Naである。
以上、信号処理部207の各構成部における処理について説明した。 The processing in each component of the signal processing unit 207 has been described above.
方向推定部214は、アンテナ系統処理部201−1〜201−Naから出力されるw番目のドップラー周波数解析部213の仮想受信アレー相関ベクトルh(k, fs, w)に対してアレー補正値h_cal[y]を用いてアンテナ系統処理部201間の位相偏差及び振幅偏差を補正した仮想受信アレー相関ベクトルh_after_cal(k, fs, w)を算出する。仮想受信アレー相関ベクトルh_after_cal(k, fs, w)は次式で表される。なお、y=1,…,(Nt×Na)である。
そして、方向推定部214は、仮想受信アレー相関ベクトルh_after_cal(k, fs, w)を用いて、受信アンテナ202間の反射波信号の位相差に基づいて、水平方向及び垂直方向の方向推定処理を行う。方位推定部214は、方向推定評価関数値P(θ, φ,k, fs, w)における方位方向θ及び仰角方向Φを所定の角度範囲内で可変として空間プロファイルを算出し、算出した空間プロファイルの極大ピークを大きい順に所定数抽出し、極大ピークの方位方向及び仰角方向を到来方向推定値とする。 Then, the direction estimation unit 214 uses the virtual reception array correlation vector h _after_cal (k, fs, w) to perform horizontal and vertical direction estimation processing based on the phase difference of the reflected wave signals between the receiving antennas 202. I do. The azimuth estimation unit 214 calculates a spatial profile by making the directional direction θ and the elevation angle direction Φ in the directional estimation evaluation function value P (θ, φ, k, fs, w) variable within a predetermined angle range, and calculates the spatial profile. A predetermined number of the maximum peaks are extracted in descending order, and the directional direction and the elevation angle direction of the maximum peaks are used as the estimated values in the arrival direction.
なお、評価関数値P(θ, φ,k, fs, w)は、到来方向推定アルゴリズムによって各種のものがある。例えば参考非特許文献1に開示されているアレーアンテナを用いた推定方法を用いてもよい。 There are various evaluation function values P (θ, φ, k, fs, w) depending on the arrival direction estimation algorithm. For example, an estimation method using an array antenna disclosed in Reference Non-Patent Document 1 may be used.
(参考非特許文献1)Direction-of-arrival estimation using signal subspace modeling Cadzow, J.A.; Aerospace and Electronic Systems, IEEE Transactions on Volume: 28 , Issue: 1 Publication Year: 1992 , Page(s): 64 - 79 (Reference Non-Patent Document 1) Direction-of-arrival estimation using signal subspace modeling Cadzow, J.A .; Aerospace and Electronic Systems, IEEE Transactions on Volume: 28, Issue: 1 Publication Year: 1992, Page (s): 64 --79
例えばビームフォーマ法は次式のように表すことができる。他にも、Capon, MUSICといった手法も同様に適用可能である。
ここで、上付き添え字Hはエルミート転置演算子である。また、a(θu, φv)は、方位方向θu、仰角方向φvの到来波に対する仮想受信アレーの方向ベクトルを示す。 Here, the superscript H is the Hermitian transpose operator. Further, a (θ u , φ v ) indicates the direction vector of the virtual reception array for the incoming wave in the directional direction θ u and the elevation angle direction φ v .
以上のように、方向推定部214は、算出された第w番目の到来方向推定値、離散時刻k、ドップラー周波数fsΔΦ及び角度θuを、レーダ測位結果として出力する。 As described above, the direction estimation unit 214 outputs the calculated w-th arrival direction estimation value, the discrete time k, the Doppler frequency fsΔΦ, and the angle θ u as the radar positioning result.
ここで、方向ベクトルa(θu, φv)は、方位θu方向及び仰角方向φvからレーダ送信信号に対する反射波が到来した場合の仮想受信アレーの複素応答を要素とした(Nt×Na)次の列ベクトルである。仮想受信アレーの複素応答a(θu, φv)は、アンテナ間の素子間隔によって幾何光学的に算出される位相差を表す。 Here, the direction vector a (θ u , φ v ) is based on the complex response of the virtual reception array when the reflected wave for the radar transmission signal arrives from the directional θ u direction and the elevation angle direction φ v (Nt × Na). ) The following column vector. The complex response a (θ u , φ v ) of the virtual reception array represents the phase difference calculated geometrically and optically by the element spacing between the antennas.
また、θuは到来方向推定を行う方位範囲内を所定の方位間隔β1で変化させたものである。例えば、θuは以下のように設定される。
θu=θmin + uβ1、u=0,…, NU
NU=floor[(θmax-θmin)/β1]+1
ここでfloor(x)は、実数xを超えない最大の整数値を返す関数である。
Further, θ u is obtained by changing the directional range in which the arrival direction is estimated by a predetermined directional interval β 1 . For example, θ u is set as follows.
θ u = θ min + u β 1 , u = 0,…, NU
NU = floor [(θmax-θmin) / β 1 ] +1
Here, floor (x) is a function that returns the maximum integer value that does not exceed the real number x.
また、φvは到来方向推定を行う仰角範囲内を所定の仰角間隔β2で変化させたものである。例えば、φvは以下のように設定される。
φv=φmin + vβ2、v=0,…, NV
NV=floor[(φmax-φmin)/β2]+1
In addition, φ v is obtained by changing the range of elevation angles for estimating the arrival direction with a predetermined elevation angle interval β 2 . For example, φ v is set as follows.
φ v = φ min + vβ 2 , v = 0,…, NV
NV = floor [(φmax-φmin) / β 2 ] +1
なお、本実施の形態では、後述する仮想受信アレー配置VA#1,…, VA#(Nt×Na)に基づいて仮想受信アレーの方向ベクトルが予め算出されているものとする。仮想受信アレーの方向ベクトルの要素は、後述する仮想受信アレー配置番号順VA#1,…, VA#(Nt×Na)にアンテナ間の素子間隔で幾何光学的に算出される位相差を表す。 In this embodiment, it is assumed that the direction vector of the virtual reception array is calculated in advance based on the virtual reception array arrangements VA # 1, ..., VA # (Nt × Na) described later. The elements of the direction vector of the virtual reception array represent the phase difference calculated geometrically and optically at the element spacing between the antennas in the order of the virtual reception array arrangement numbers VA # 1, ..., VA # (Nt × Na) described later.
また、上述した時刻情報kは、距離情報に変換して出力されてもよい。時刻情報kを距離情報R(k)に変換する際には次式を用いればよい。ここで、Twは符号送信区間を表し、Lはパルス符号長を表し、C0は光速度を表す。
また、ドップラー周波数情報(fsΔΦ)は相対速度成分に変換して出力されてもよい。ドップラー周波数fsΔΦを相対速度成分vd(fs)に変換する際には次式を用いて変換することができる。ここで、λは送信無線部107から出力されるRF信号のキャリア周波数の波長である。
[レーダ装置10におけるアンテナ配置]
以上の構成を有するレーダ装置10におけるNt個の送信アンテナ106及びNa個の受信アンテナ202の配置について説明する。
[Antenna arrangement in radar device 10]
The arrangement of the Nt transmitting antenna 106 and the Na receiving antenna 202 in the radar device 10 having the above configuration will be described.
図6は、Nt=2個の送信アンテナ106(Tx#1、Tx#2)から構成される送信アレーのアンテナ配置、Na=3個の受信アンテナ202(Rx#1、Rx#2、Rx#3)から構成される受信アレーのアンテナ配置、及び、これらの送受信アレーアンテナに基づいて構成される仮想受信アレー(素子数:Nt×Na=6個)のアンテナ配置を示す。 FIG. 6 shows an antenna arrangement of a transmission array composed of Nt = 2 transmitting antennas 106 (Tx # 1, Tx # 2), and Na = 3 receiving antennas 202 (Rx # 1, Rx # 2, Rx #). The antenna arrangement of the reception array composed of 3) and the antenna arrangement of the virtual reception array (number of elements: Nt × Na = 6) configured based on these transmission / reception array antennas are shown.
送信アンテナ106及び受信アンテナ202の各々は、2個のアンテナ素子を含むサブアレー素子を用いて構成される。 Each of the transmitting antenna 106 and the receiving antenna 202 is configured by using a sub-array element including two antenna elements.
また、サブアレー素子のサイズ(幅)をDsubarryとし、レーダ検知角範囲においてグレーティングローブが発生しない所望のアンテナ素子間隔をDeとする。図6では、サブアレー素子のサイズDsubarryは所望のアンテナ素子間隔Deよりも大きい(Dsubarry>De)。なお、所望のアンテナ素子間隔Deとしては、0.5波長以上0.75波長以下の値を用いる Further, the size (width) of the sub-array element is D subarry, and the desired antenna element spacing at which the grating lobe does not occur in the radar detection angle range is De. In FIG. 6, the size D subarry of the sub- array element is larger than the desired antenna element spacing De (D subarry > De). As the desired antenna element spacing De, a value of 0.5 wavelength or more and 0.75 wavelength or less is used.
また、送信アレーアンテナのサブアレー素子間隔をDtとし、受信アレーアンテナのサブアレー素子間隔をDrとする。例えば、図6では、送信アレーアンテナのサブアレー素子間隔Dtを1.5λ(1.5波長)とし、受信アンテナのサブアレー素子間隔Drを1λ(1波長)とする。つまり、サブアレー素子間隔Dt,Drは、1波長(λ)程度以上となる。 Further, the sub-array element spacing of the transmitting array antenna is Dt, and the sub-array element spacing of the receiving array antenna is Dr. For example, in FIG. 6, the sub-array element spacing Dt of the transmitting array antenna is 1.5λ (1.5 wavelength), and the sub-array element spacing Dr of the receiving antenna is 1λ (1 wavelength). That is, the sub-array element intervals Dt and Dr are about one wavelength (λ) or more.
本実施の形態では、レーダ検知角範囲においてグレーティングローブが発生しない所望のアンテナ素子間隔Deよりもサブアレー素子のサイズDsubarryが広い場合(Dsubarry>De)。この場合、送信アレーアンテナのサブアレー素子間隔Dtと受信アレーアンテナのサブアレー素子間隔Drとの間で次式に示す関係を満たすように、送信アレー及び受信アレーを配置する。
|Dt - Dr | = De (10)
In the present embodiment, when the size D subarry of the sub- array element is wider than the desired antenna element spacing De where the grating lobe does not occur in the radar detection angle range (D subarry > De). In this case, the transmission array and the reception array are arranged so as to satisfy the relationship shown in the following equation between the sub-array element spacing Dt of the transmitting array antenna and the sub-array element spacing Dr of the receiving array antenna.
| Dt --Dr | = De (10)
すなわち、送信アレーアンテナのサブアレー素子間隔Dtと、受信アレーアンテナのサブアレー素子間隔Drとの差の絶対値は、所望のアンテナ素子間隔Deと同一である。 That is, the absolute value of the difference between the sub-array element spacing Dt of the transmitting array antenna and the sub-array element spacing Dr of the receiving array antenna is the same as the desired antenna element spacing De.
図6は、一例として、De=λ/2とし、送信アレーアンテナのサブアレー素子間隔Dt=1.5λとし、受信アレーアンテナのサブアレー素子間隔Dr=λとなる場合を示す。 FIG. 6 shows a case where De = λ / 2, the sub-array element spacing of the transmitting array antenna is Dt = 1.5λ, and the sub-array element spacing of the receiving array antenna is Dr = λ.
この場合、図6に示すように、仮想受信アレーの中心付近(端部以外)の素子間隔が、所望のアンテナ素子間隔De(=|Dt-Dr|=λ/2)となる。すなわち、仮想受信アレーでは、レーダ検知角範囲においてグレーティングローブが発生しないアレー配置が得られる。 In this case, as shown in FIG. 6, the element spacing near the center (other than the end) of the virtual reception array is the desired antenna element spacing De (= | Dt-Dr | = λ / 2). That is, in the virtual reception array, an array arrangement in which a grating lobe does not occur in the radar detection angle range can be obtained.
図7は、図6に示す送受信アレーアンテナ配置(De=0.5λ、Dt=1.5λ、Dr=λの場合)における指向性パターン(フーリエビームパターン。メインビーム:0°方向)を示す。図7に示すように、メインビーム方向から±90°の角度範囲においてグレーティングローブが発生していないことが分かる。 FIG. 7 shows a directivity pattern (Fourier beam pattern. Main beam: 0 ° direction) in the transmission / reception array antenna arrangement (in the case of De = 0.5λ, Dt = 1.5λ, Dr = λ) shown in FIG. As shown in FIG. 7, it can be seen that the grating lobe is not generated in the angle range of ± 90 ° from the main beam direction.
このようにして、本実施の形態では、送信アンテナ106から構成される送信アレーアンテナの素子間隔と、受信アンテナ202から構成される受信アレーアンテナの素子間隔との差(絶対値)が、グレーティングローブが発生しない所望の素子間隔と等しくなるように、送信アンテナ106及び受信アンテナ202が配置される。 In this way, in the present embodiment, the difference (absolute value) between the element spacing of the transmitting array antenna composed of the transmitting antenna 106 and the element spacing of the receiving array antenna composed of the receiving antenna 202 is the grating lobe. The transmitting antenna 106 and the receiving antenna 202 are arranged so as to be equal to the desired element spacing in which
こうすることで、送信アンテナ106及び受信アンテナ202の配置関係に従って構成される仮想受信アレーの素子間隔をグレーティングローブが発生しない所望の素子間隔に設定することができる。これにより、方向推定部214における方向推定処理を行う際に、グレーティングローブによる誤検出の発生を除去することができる。 By doing so, the element spacing of the virtual reception array configured according to the arrangement relationship of the transmitting antenna 106 and the receiving antenna 202 can be set to a desired element spacing at which the grating lobe does not occur. As a result, it is possible to eliminate the occurrence of erroneous detection due to the grating lobe when performing the direction estimation process in the direction estimation unit 214.
よって、本実施の形態によれば、サブアレー構成のアレー素子を用いる場合でも、不要なグレーティングローブの発生を抑え、所望の指向性パターンを実現することができる。 Therefore, according to the present embodiment, even when an array element having a sub-array configuration is used, it is possible to suppress the generation of unnecessary grating lobes and realize a desired directivity pattern.
なお、図6では、水平方向の到来方向推定を行うために、水平方向にアレーアンテナを直線状に配置する構成を一例として示した。しかし、本実施の形態は、垂直方向の到来方向推定を行うために、垂直方向にアレーアンテナを直線状に配置する場合でも、同様にして、垂直方向において、グレーティングローブが発生しない所望の素子間隔の仮想受信アレーを配置することができる。 Note that FIG. 6 shows, as an example, a configuration in which the array antennas are arranged linearly in the horizontal direction in order to estimate the arrival direction in the horizontal direction. However, in the present embodiment, even when the array antennas are arranged linearly in the vertical direction in order to estimate the arrival direction in the vertical direction, the desired element spacing in which the grating lobe does not occur is similarly formed in the vertical direction. Virtual reception array can be placed.
(バリエーション1)
バリエーション1では、水平方向及び垂直方向の双方の到来方向推定を行う場合について説明する。
(Variation 1)
Variation 1 describes a case where the arrival direction is estimated in both the horizontal direction and the vertical direction.
送信アレー素子又は受信アレー素子が垂直方向及び水平方向の2次元に配置される。 The transmit array element or the receive array element is arranged in two dimensions in the vertical direction and the horizontal direction.
図8は、Nt=6個の送信アンテナ106(Tx#1〜Tx#6)から構成される送信アレーのアンテナ配置、Na=3個の受信アンテナ202(Rx#1、Rx#2、Rx#3)から構成される受信アレーのアンテナ配置、及び、これらの送受信アレーアンテナに基づいて構成される仮想受信アレー(素子数:Nt×Na=18個)のアンテナ配置を示す。 FIG. 8 shows an antenna arrangement of a transmission array composed of Nt = 6 transmitting antennas 106 (Tx # 1 to Tx # 6), and Na = 3 receiving antennas 202 (Rx # 1, Rx # 2, Rx #). The antenna arrangement of the reception array composed of 3) and the antenna arrangement of the virtual reception array (number of elements: Nt × Na = 18) configured based on these transmission / reception array antennas are shown.
図8では、送信アレーは、水平方向に2個、垂直方向に3個の2次元に各サブアレー素子が配置されている。 In FIG. 8, in the transmission array, two sub-array elements are arranged in the horizontal direction and three sub-array elements are arranged in the vertical direction.
また、図8においてサブアレー素子の水平方向におけるサイズをDsubarryとし、サブアレー素子の垂直方向におけるサイズをDe以下とする。つまり、アンテナ素子のサイズは、水平方向において所望のアンテナ素子間隔Deより大きく、垂直方向において所望のアンテナ素子間隔De以下である。 Further, in FIG. 8, the size of the sub-array element in the horizontal direction is set to D subarry, and the size of the sub- array element in the vertical direction is set to De or less. That is, the size of the antenna elements is larger than the desired antenna element spacing De in the horizontal direction and less than or equal to the desired antenna element spacing De in the vertical direction.
図8では、一例として、所望のアンテナ素子間隔De=λ/2とし、送信アレーアンテナの水平方向のサブアレー素子間隔Dtを1.5λとし、送信アレーアンテナの垂直方向の素子間隔をDeとする。また、受信アンテナの水平方向のサブアレー素子間隔Dr=λとする。 In FIG. 8, as an example, the desired antenna element spacing De = λ / 2, the horizontal sub-array element spacing Dt of the transmitting array antenna is 1.5λ, and the vertical element spacing of the transmitting array antenna is De. Further, the horizontal sub-array element spacing of the receiving antenna is set to Dr = λ.
この場合、図8に示すように、水平方向において、送信アレーアンテナのサブアレー素子間隔Dtと、受信アレーアンテナのサブアレー素子間隔Drとの差の絶対値は、所望のアンテナ素子間隔Deと同一である。また、図8に示すように、垂直方向において、送信アレーアンテナの素子間隔は、所望のアンテナ素子間隔Deと同一である。 In this case, as shown in FIG. 8, the absolute value of the difference between the sub-array element spacing Dt of the transmitting array antenna and the sub-array element spacing Dr of the receiving array antenna in the horizontal direction is the same as the desired antenna element spacing De. .. Further, as shown in FIG. 8, in the vertical direction, the element spacing of the transmitting array antenna is the same as the desired antenna element spacing De.
これにより、図8に示すように、水平方向において、仮想受信アレーの中心付近(端部以外)の素子間隔が、所望のアンテナ素子間隔De(=|Dt-Dr|=λ/2)となる。 As a result, as shown in FIG. 8, in the horizontal direction, the element spacing near the center (other than the end) of the virtual reception array becomes the desired antenna element spacing De (= | Dt-Dr | = λ / 2). ..
また、図8に示すように、垂直方向において、仮想受信アレーの素子間隔は、送信アレーの垂直方向の素子間隔と同様、所望のアンテナ素子間隔Deとなる。 Further, as shown in FIG. 8, in the vertical direction, the element spacing of the virtual reception array is the desired antenna element spacing De, similar to the element spacing in the vertical direction of the transmission array.
すなわち、仮想受信アレーでは、水平方向及び垂直方向の何れでも、レーダ検知角範囲においてグレーティングローブが発生しないアレー配置が得られる。 That is, in the virtual reception array, an array arrangement in which a grating lobe does not occur in the radar detection angle range can be obtained in both the horizontal direction and the vertical direction.
方向推定部214において水平方向及び垂直方向の到来方向推定を行う場合には、次式に示すように、方位方向θu及び仰角方向φvを可変にして、方向推定評価関数値P(θu、φv、k、fs、w)を算出し、その最大値が得られる方位方向、仰角方向を到来方向推定値DOA(k,fs,w)とする。
ここで、u=1,…,NUである。なお、arg max P(x)は関数値P(x)が最大となる定義域の値を出力値とする演算子である。 Here, u = 1, ..., NU. Note that arg max P (x) is an operator whose output value is the value in the domain where the function value P (x) is maximized.
なお、評価関数値P(θu、φv、k、fs、w)は、到来方向推定アルゴリズムによって各種のものがある。例えば上述した参考非特許文献1に開示されているアレーアンテナを用いた推定方法を用いてもよい。例えばビームフォーマ法は次式のように表すことができる。他にも、Capon, MUSICといった手法も同様に適用可能である。
ここで上付き添え字Hはエルミート転置演算子である。また、a(θu,φv)は、方位方向θu及び仰角方向φvの到来波に対する方向ベクトルを示す。 Here, the superscript H is the Hermitian transpose operator. Further, a (θ u , φ v ) indicates a direction vector for the incoming wave in the directional direction θ u and the elevation angle direction φ v .
図9A及び図9Bは、図8に示す送受信アレーアンテナ配置(De=0.5λ、Dt=1.5λ、Dr=1λの場合)の水平方向及び垂直方向における指向性パターン(フーリエビームパターン。メインビーム:0°方向)をそれぞれ示す。 9A and 9B show the directivity patterns (Fourier beam pattern. Main beam:) in the horizontal and vertical directions of the transmission / reception array antenna arrangement (in the case of De = 0.5λ, Dt = 1.5λ, Dr = 1λ) shown in FIG. (0 ° direction) is shown respectively.
図9Aに示すように、水平方向において、メインビーム方向から±90°の角度範囲においてグレーティングローブが発生していないことが分かる。また、図9Bに示すように、垂直方向においてもグレーティングローブが発生しないビームパターンが形成されることが分かる。 As shown in FIG. 9A, it can be seen that in the horizontal direction, no grating lobe is generated in an angle range of ± 90 ° from the main beam direction. Further, as shown in FIG. 9B, it can be seen that a beam pattern in which no grating lobe is generated is formed even in the vertical direction.
このような送受信アレーアンテナの配置を用いることで、方向推定部214における方向推定処理を行う際に、水平方向及び垂直方向の双方においてグレーティングローブによる誤検出の発生を除去することができる。 By using such an arrangement of the transmission / reception array antennas, it is possible to eliminate the occurrence of erroneous detection due to the grating lobe in both the horizontal direction and the vertical direction when the direction estimation process in the direction estimation unit 214 is performed.
よって、バリエーション1によれば、2次元に配置された、サブアレー構成のアレー素子を用いる場合でも、不要なグレーティングローブの発生を抑え、所望の指向性パターンを実現することができる。 Therefore, according to the variation 1, even when an array element having a sub-array configuration arranged in two dimensions is used, it is possible to suppress the generation of unnecessary grating lobes and realize a desired directivity pattern.
なお、図8では、サブアレー素子の水平方向のサイズがDsubarry(>De)である場合について説明したが、バリエーション1は、サブアレー素子の垂直方向のサイズがDsubarry(>De)である場合にも同様に適用できる。この場合、送信アレーの垂直方向の配置において、送信アレーアンテナの素子間隔と、受信アレーアンテナの素子間隔との差(絶対値)が、グレーティングローブが発生しない所望の素子間隔と等しくなるように、送信アレーを配置すればよい。 In FIG. 8, the case where the horizontal size of the sub-array element is D subarry (> De) has been described, but the variation 1 is the case where the vertical size of the sub-array element is D subarry (> De). Can be applied in the same way. In this case, in the vertical arrangement of the transmitting array, the difference (absolute value) between the element spacing of the transmitting array antenna and the element spacing of the receiving array antenna is equal to the desired element spacing in which the grating lobe does not occur. A transmission array may be placed.
(バリエーション2)
バリエーション2では、水平方向及び垂直方向の双方の到来方向推定を行う他の例について説明する。
(Variation 2)
Variation 2 describes another example of estimating the arrival direction in both the horizontal direction and the vertical direction.
具体的には、送信アレーアンテナにおいて、水平方向の素子間隔をDt(>De)とし、垂直方向の素子間隔を所望のアンテナ素子間隔Deとする場合、送信アレーアンテナにおいて、垂直方向で隣接し、水平方向に直線上に並べられた2つのサブアレー素子配列が、水平方向に所望のアンテナ素子間隔Deと同一の間隔分ずれて配置される。 Specifically, in the transmission array antenna, when the element spacing in the horizontal direction is Dt (> De) and the element spacing in the vertical direction is the desired antenna element spacing De, the transmitting array antennas are adjacent in the vertical direction. The two sub-array element arrangements arranged in a straight line in the horizontal direction are arranged in the horizontal direction with a distance equal to the desired antenna element distance De.
図10は、Nt=6個の送信アンテナ106(Tx#1〜Tx#6)から構成される送信アレーのアンテナ配置、Na=3個の受信アンテナ202(Rx#1、Rx#2、Rx#3)から構成される受信アレーのアンテナ配置、及び、これらの送受信アレーアンテナに基づいて構成される仮想受信アレー(素子数:Nt×Na=18個)のアンテナ配置を示す。 FIG. 10 shows an antenna arrangement of a transmission array composed of Nt = 6 transmitting antennas 106 (Tx # 1 to Tx # 6), and Na = 3 receiving antennas 202 (Rx # 1, Rx # 2, Rx #). The antenna arrangement of the reception array composed of 3) and the antenna arrangement of the virtual reception array (number of elements: Nt × Na = 18) configured based on these transmission / reception array antennas are shown.
図10では、送信アレーは、水平方向に2個、垂直方向に3個の2次元に各サブアレー素子が配置されている。 In FIG. 10, in the transmission array, two sub-array elements are arranged in the horizontal direction and three sub-array elements are arranged in the vertical direction.
また、図10においてサブアレー素子の水平方向におけるサイズをDsubarryとし、サブアレー素子の垂直方向におけるサイズをDe以下とする。つまり、アンテナ素子のサイズは、水平方向において所望のアンテナ素子間隔Deより大きく、垂直方向において所望のアンテナ素子間隔De以下である。 Further, in FIG. 10, the size of the sub-array element in the horizontal direction is set to D subarry, and the size of the sub- array element in the vertical direction is set to De or less. That is, the size of the antenna elements is larger than the desired antenna element spacing De in the horizontal direction and less than or equal to the desired antenna element spacing De in the vertical direction.
図10では、図8と同様、所望のアンテナ素子間隔De=λ/2とし、送信アレーアンテナの水平方向のサブアレー素子間隔Dtを1.5λとし、送信アレーアンテナの垂直方向の素子間隔をDeとする。また、受信アレーアンテナの水平方向のサブアレー素子間隔Dr=λとする。 In FIG. 10, as in FIG. 8, the desired antenna element spacing De = λ / 2, the horizontal sub-array element spacing Dt of the transmitting array antenna is 1.5λ, and the vertical element spacing of the transmitting array antenna is De. .. Further, the horizontal sub-array element spacing Dr = λ of the receiving array antenna.
バリエーション1(図8)と同様、図10に示すように、水平方向において、送信アレーアンテナのサブアレー素子間隔Dtと、受信アレーアンテナのサブアレー素子間隔Drとの差の絶対値は、所望のアンテナ素子間隔Deと同一である。また、図10に示すように、垂直方向において、送信アレーアンテナの素子間隔は、所望のアンテナ素子間隔Deと同一である。 Similar to Variation 1 (FIG. 8), as shown in FIG. 10, the absolute value of the difference between the sub-array element spacing Dt of the transmitting array antenna and the sub-array element spacing Dr of the receiving array antenna in the horizontal direction is the desired antenna element. It is the same as the interval De. Further, as shown in FIG. 10, in the vertical direction, the element spacing of the transmitting array antenna is the same as the desired antenna element spacing De.
更に、図10では、送信アレーアンテナの垂直方向においてアンテナ素子間隔De離れた送信アンテナ106同士(垂直方向に隣接する送信アンテナ106同士)が、水平方向においてアンテナ素子間隔Deと同一間隔ずれて配置される。換言すると、送信アレーアンテナにおいて、垂直方向で隣接し、水平方向に直線上に並べられた2つのサブアレー素子配列が、水平方向に所望の素子間隔と同一間隔ずれて配置される。 Further, in FIG. 10, the transmitting antennas 106s separated by the antenna element spacing De in the vertical direction of the transmitting array antennas (transmitting antennas 106 adjacent to each other in the vertical direction) are arranged at the same spacing as the antenna element spacing De in the horizontal direction. To. In other words, in the transmitting array antenna, two sub-array element arrays that are vertically adjacent to each other and arranged in a straight line in the horizontal direction are arranged in the horizontal direction at the same interval as the desired element spacing.
例えば、図10に示す送信アンテナTx#1、Tx#2の配列(すなわち、サブアレー素子配列。以下同様)と、当該配列に垂直方向で隣接する送信アンテナT#3、Tx#4の配列とは、アンテナ素子間隔Deと同一間隔ずれて配置されている。同様に、送信アンテナTx#3、Tx#4の配列と、当該配列に垂直方向で隣接する送信アンテナT#5、T#6の配列とは、水平方向にアンテナ素子間隔Deと同一間隔ずれて配置されている。 For example, the arrangement of the transmitting antennas Tx # 1 and Tx # 2 shown in FIG. 10 (that is, the sub-array element arrangement; the same applies hereinafter) and the arrangement of the transmitting antennas T # 3 and Tx # 4 vertically adjacent to the arrangement are , The antenna element spacing De is the same as the spacing De. Similarly, the arrangement of the transmitting antennas Tx # 3 and Tx # 4 and the arrangement of the transmitting antennas T # 5 and T # 6 vertically adjacent to the arrangement are laterally offset by the same interval as the antenna element spacing De. Have been placed.
図10では、水平方向において、仮想受信アレーの中心付近(端部以外)の素子間隔が、所望のアンテナ素子間隔De(=|Dt-Dr|=λ/2)となる。また、図10に示すように、垂直方向において、仮想受信アレーの素子間隔は、送信アレーの垂直方向の素子間隔と同様、所望のアンテナ素子間隔Deとなる。すなわち、仮想受信アレーでは、レーダ検知角範囲においてグレーティングローブが発生しないアレー配置が得られる。 In FIG. 10, in the horizontal direction, the element spacing near the center (other than the end) of the virtual reception array is the desired antenna element spacing De (= | Dt-Dr | = λ / 2). Further, as shown in FIG. 10, in the vertical direction, the element spacing of the virtual reception array is the desired antenna element spacing De, similar to the element spacing in the vertical direction of the transmission array. That is, in the virtual reception array, an array arrangement in which a grating lobe does not occur in the radar detection angle range can be obtained.
更に、図10に示すように、仮想受信アレーの垂直方向において、中央(2段目)のアレー素子の配列が、他のアレー素子(1段目及び3段目)のアレー素子の配列と比較して、水平方向にDeずれて配置される。これにより、図10では、バリエーション1(図8)と比較して、仮想受信アレーが配置される2次元平面におけるアンテナ素子の間隔がより密接になる。これにより、仮想受信アレーでは、サイドローブレベルの低減が可能となる。 Further, as shown in FIG. 10, in the vertical direction of the virtual reception array, the arrangement of the array elements in the center (second stage) is compared with the arrangement of the array elements in the other array elements (first and third stages). Then, it is arranged with a De shift in the horizontal direction. As a result, in FIG. 10, the distance between the antenna elements in the two-dimensional plane in which the virtual reception array is arranged becomes closer as compared with the variation 1 (FIG. 8). This makes it possible to reduce the sidelobe level in the virtual reception array.
図11A及び図11Bは、図10に示す送受信アレーアンテナ配置(De=0.5λ、Dt=1.5λ、Dr=λの場合)の水平方向及び垂直方向における指向性パターン(フーリエビームパターン。メインビーム:0°方向)をそれぞれ示す。 11A and 11B show the directivity patterns (Fourier beam pattern. Main beam:) in the horizontal and vertical directions of the transmission / reception array antenna arrangement (in the case of De = 0.5λ, Dt = 1.5λ, Dr = λ) shown in FIG. (0 ° direction) is shown respectively.
図11Aに示すように、水平方向において、メインビーム方向から±90°の角度範囲においてグレーティングローブが発生していないことが分かる。また、図11Bに示すように、垂直方向においてもグレーティングローブが発生しないビームパターンが形成されることが分かる。 As shown in FIG. 11A, it can be seen that in the horizontal direction, no grating lobe is generated in an angle range of ± 90 ° from the main beam direction. Further, as shown in FIG. 11B, it can be seen that a beam pattern in which no grating lobe is generated is formed even in the vertical direction.
更に、バリエーション1(図9A)と比較すると、図11Aに示すように、水平方向の指向性パターンにおいてサイドローブレベルが低減されていることが分かる。 Further, as compared with Variation 1 (FIG. 9A), it can be seen that the sidelobe level is reduced in the horizontal directivity pattern, as shown in FIG. 11A.
このような送受信アレーアンテナの配置を用いることで、方向推定部214における方向推定処理を行う際に、水平方向及び垂直方向の双方において、グレーティングローブ及びサイドローブによる誤検出の発生を除去することができる。 By using such an arrangement of the transmission / reception array antennas, it is possible to eliminate the occurrence of erroneous detection due to the grating lobe and the side lobe in both the horizontal direction and the vertical direction when the direction estimation process in the direction estimation unit 214 is performed. it can.
よって、バリエーション2によれば、2次元に配置された、サブアレー構成のアレー素子を用いる場合でも、不要なグレーティングローブの発生、及び、サイドローブレベルを抑え、所望の指向性パターンを実現することができる。 Therefore, according to Variation 2, even when an array element having a sub-array configuration arranged in two dimensions is used, it is possible to suppress the generation of unnecessary grating lobes and the side lobe level and realize a desired directivity pattern. it can.
(バリエーション3)
バリエーション3では、水平方向及び垂直方向の双方の到来方向推定を行う他の例について説明する。
(Variation 3)
Variation 3 describes another example of estimating the arrival direction in both the horizontal direction and the vertical direction.
具体的には、送信アレーアンテナにおいて、垂直方向で隣接し、水平方向に直線上に並べられたサブアレー素子配列の間隔が所望のアンテナ素子間隔Deに定数αを乗算した間隔であり、かつ、垂直方向で隣接し、水平方向に直線上に並べられた2つのサブアレー素子配列が、水平方向に所望のアンテナ素子間隔Deに定数βを乗算した間隔ずれて配置される。 Specifically, in the transmission array antenna, the spacing between the sub-array element arrays that are vertically adjacent and arranged in a straight line in the horizontal direction is the desired antenna element spacing De multiplied by the constant α, and is vertical. Two sub-array element arrays that are adjacent in the direction and arranged in a straight line in the horizontal direction are arranged at intervals that are obtained by multiplying the desired antenna element interval De by the constant β in the horizontal direction.
図12は、Nt=6個の送信アンテナ106(Tx#1〜Tx#6)から構成される送信アレーのアンテナ配置、Na=3個の受信アンテナ202(Rx#1、Rx#2、Rx#3)から構成される受信アレーのアンテナ配置、及び、これらの送受信アレーアンテナに基づいて構成される仮想受信アレー(素子数:Nt×Na=18個)のアンテナ配置を示す。 FIG. 12 shows an antenna arrangement of a transmission array composed of Nt = 6 transmitting antennas 106 (Tx # 1 to Tx # 6), and Na = 3 receiving antennas 202 (Rx # 1, Rx # 2, Rx #). The antenna arrangement of the reception array composed of 3) and the antenna arrangement of the virtual reception array (number of elements: Nt × Na = 18) configured based on these transmission / reception array antennas are shown.
図12では、送信アレーは、水平方向に2個、垂直方向に3個の2次元に各サブアレー素子が配置されている。 In FIG. 12, in the transmission array, two sub-array elements are arranged in the horizontal direction and three sub-array elements are arranged in the vertical direction.
また、図12においてサブアレー素子の水平方向におけるサイズをDsubarryとし、サブアレー素子の垂直方向におけるサイズをDe以下とする。つまり、アンテナ素子のサイズは、水平方向において所望のアンテナ素子間隔Deより大きく、垂直方向において所望のアンテナ素子間隔De以下である。 Further, in FIG. 12, the size of the sub-array element in the horizontal direction is set to D subarry, and the size of the sub- array element in the vertical direction is set to De or less. That is, the size of the antenna elements is larger than the desired antenna element spacing De in the horizontal direction and less than or equal to the desired antenna element spacing De in the vertical direction.
図12は、図8と同様、所望のアンテナ素子間隔De=λ/2とし、送信アレーアンテナの水平方向のサブアレー素子間隔Dt=1.5λとし、受信アレーアンテナの水平方向のサブアレー素子間隔Dr=λとする。また、受信アレーアンテナの水平方向のサブアレー素子間隔Dr=λとする。 FIG. 12 shows the desired antenna element spacing De = λ / 2, the horizontal sub-array element spacing Dt = 1.5λ of the transmitting array antenna, and the horizontal sub-array element spacing Dr = λ of the receiving array antenna, as in FIG. And. Further, the horizontal sub-array element spacing Dr = λ of the receiving array antenna.
バリエーション1、2(図8、図10)と同様、図12に示すように、水平方向において、送信アレーアンテナのサブアレー素子間隔Dtと、受信アレーアンテナのサブアレー素子間隔Drとの差の絶対値は、所望のアンテナ素子間隔Deと同一である。 Similar to variations 1 and 2 (FIGS. 8 and 10), as shown in FIG. 12, the absolute value of the difference between the sub-array element spacing Dt of the transmitting array antenna and the sub-array element spacing Dr of the receiving array antenna in the horizontal direction is , It is the same as the desired antenna element spacing De.
一方、図12に示すように、垂直方向において、送信アレーアンテナの素子間隔は、所望のアンテナ素子間隔Deに定数αを乗算した間隔αDeとなる。 On the other hand, as shown in FIG. 12, in the vertical direction, the element spacing of the transmitting array antenna is the spacing αDe obtained by multiplying the desired antenna element spacing De by the constant α.
また、図12では、送信アレーアンテナの垂直方向において素子間隔αDe離れた送信アンテナ106同士(垂直方向に隣接する送信アンテナ106同士)が、水平方向において所望のアンテナ素子間隔Deに定数βを乗算した間隔βDeずれて配置される。換言すると、送信アレーアンテナにおいて、垂直方向で隣接し、水平方向に直線上に並べられた2つのサブアレー素子配列が、水平方向に所望の素子間隔のβ倍の間隔ずれて配置される。 Further, in FIG. 12, transmitting antennas 106 that are separated by element spacing αDe in the vertical direction of the transmitting array antennas (transmitting antennas 106 that are adjacent to each other in the vertical direction) multiply the desired antenna element spacing De by a constant β in the horizontal direction. The intervals βDe are offset. In other words, in the transmitting array antenna, two sub-array element arrays that are vertically adjacent to each other and arranged in a straight line in the horizontal direction are arranged in the horizontal direction with a spacing β times the desired element spacing.
例えば、図12に示す送信アンテナTx#1、Tx#2の配列と、当該配列に垂直方向で隣接する送信アンテナT#3、Tx#4の配列とは、間隔βDeずれて配置されている。同様に、送信アンテナTx#3、Tx#4の配列と、当該配列に垂直方向で隣接する送信アンテナT#5、T#6の配列とは、水平方向に間隔βDeずれて配置されている。 For example, the arrangement of the transmitting antennas Tx # 1 and Tx # 2 shown in FIG. 12 and the arrangement of the transmitting antennas T # 3 and Tx # 4 vertically adjacent to the arrangement are arranged with a spacing βDe. Similarly, the arrangement of the transmitting antennas Tx # 3 and Tx # 4 and the arrangement of the transmitting antennas T # 5 and T # 6 vertically adjacent to the arrangement are arranged with a horizontal interval βDe.
例えば、α=(3)0.5/2≒0.866であり、β=0.5である。 For example, α = (3) 0.5 / 2 ≒ 0.866, and β = 0.5.
図12では、水平方向において、仮想受信アレーの中心付近(端部以外)の素子間隔が、所望のアンテナ素子間隔De(=|Dt-Dr|=λ/2)となる。 In FIG. 12, in the horizontal direction, the element spacing near the center (other than the end) of the virtual reception array is the desired antenna element spacing De (= | Dt-Dr | = λ / 2).
また、図12に示すように、垂直方向において、仮想受信アレーの素子間隔は、送信アレーの垂直方向の素子間隔と同様、αDe(=(3)0.5De)となる。 Further, as shown in FIG. 12, in the vertical direction, the element spacing of the virtual reception array is αDe (= (3) 0.5 De), which is the same as the element spacing in the vertical direction of the transmission array.
すなわち、仮想受信アレーでは、レーダ検知角範囲においてグレーティングローブが発生しないアレー配置が得られる。 That is, in the virtual reception array, an array arrangement in which a grating lobe does not occur in the radar detection angle range can be obtained.
更に、図12に示すように、仮想受信アレーの垂直方向において、中央(2段目)のアレー素子の配列が、他のアレー素子(1段目及び3段目)のアレー素子の配列と比較して、水平方向にβDe(=0.5De)ずれて配置される。 Further, as shown in FIG. 12, in the vertical direction of the virtual reception array, the arrangement of the array elements in the center (second stage) is compared with the arrangement of the array elements of the other array elements (first and third stages). Then, they are arranged with a βDe (= 0.5De) shift in the horizontal direction.
これにより、図12では、バリエーション2(図10)と同様、バリエーション1(図8)と比較して、仮想受信アレーが配置される2次元平面におけるアンテナ素子の間隔がより密接になる。これにより、仮想受信アレーでは、サイドローブレベルの低減が可能となる。 As a result, in FIG. 12, as in variation 2 (FIG. 10), the distance between the antenna elements in the two-dimensional plane on which the virtual reception array is arranged becomes closer than in variation 1 (FIG. 8). This makes it possible to reduce the sidelobe level in the virtual reception array.
ここで、図12に示すように、仮想受信アレーの中心付近では、仮想受信アレーが配置される2次元平面において隣接する3個のアンテナ素子のそれぞれの間隔が所望のアンテナ素子間隔Deとなる。換言すると、仮想受信アレーが配置される2次元平面において隣接する3個のアレー素子を結ぶ直線は、1辺をアンテナ素子間隔Deとする正三角形を形成する。正三角形格子配置は、同じ開口長の方形格子配置に比べ、グレーティングローブ抑圧性能が高いため、バリエーション2と比較して、グレーティングローブ、サイドローブのレベルをより低減させることができる。 Here, as shown in FIG. 12, in the vicinity of the center of the virtual reception array, the distance between the three adjacent antenna elements in the two-dimensional plane in which the virtual reception array is arranged is the desired antenna element distance De. In other words, the straight line connecting the three adjacent array elements in the two-dimensional plane in which the virtual reception array is arranged forms an equilateral triangle with one side as the antenna element spacing De. Since the equilateral triangle grating arrangement has higher grating lobe suppression performance than the square grating arrangement having the same opening length, the levels of the grating lobes and side lobes can be further reduced as compared with the variation 2.
つまり、定数α、βは、垂直方向及び水平方向の2次元において隣接する3個のアレー素子の互いの素子間隔が所望のアンテナ素子間隔De(1辺をDeとする正三角形状)となるように設定されればよい。 That is, the constants α and β are such that the element spacing between the three adjacent array elements in the vertical and horizontal directions is the desired antenna element spacing De (a regular triangle shape having one side as De). It may be set to.
図13A及び図13Bは、図12に示す送受信アレーアンテナ配置(De=0.5λ、Dt=1.5λ、Dr=1λ、α=(3)0.5/2、β=0.5)の水平方向及び垂直方向における指向性パターン(フーリエビームパターン。メインビーム:0°方向)をそれぞれ示す。 13A and 13B show the transmission / reception array antenna arrangements (De = 0.5λ, Dt = 1.5λ, Dr = 1λ, α = (3) 0.5 / 2, β = 0.5 ) shown in FIG. 12 in the horizontal and vertical directions. The directivity pattern (Fourier beam pattern. Main beam: 0 ° direction) is shown.
図13Aに示すように、水平方向において、メインビーム方向から±90°の角度範囲においてグレーティングローブが発生していないことが分かる。また、図13Bに示すように、垂直方向においてもグレーティングローブが発生しないビームパターンが形成されることが分かる。 As shown in FIG. 13A, it can be seen that in the horizontal direction, no grating lobe is generated in an angle range of ± 90 ° from the main beam direction. Further, as shown in FIG. 13B, it can be seen that a beam pattern in which no grating lobe is generated is formed even in the vertical direction.
更に、バリエーション1(図9A)と比較すると、図13Aに示すように、水平方向の指向性パターンにおいてサイドローブレベルが低減されていることが分かる。 Further, as compared with Variation 1 (FIG. 9A), it can be seen that the sidelobe level is reduced in the horizontal directivity pattern, as shown in FIG. 13A.
また、バリエーション2(図11A)と比較すると、図13Aに示すように、水平方向の指向性パターンのうち、メインローブに最も近接した方向(図13Aでは±30°方向)に現れるサイドローブレベルが低減されていることが分かる。 Further, as compared with Variation 2 (FIG. 11A), as shown in FIG. 13A, the side lobe level appearing in the direction closest to the main lobe (± 30 ° direction in FIG. 13A) among the horizontal directivity patterns It can be seen that it has been reduced.
このような送受信アレーアンテナの配置を用いることで、方向推定部214における方向推定処理を行う際に、水平方向及び垂直方向の双方において、グレーティングローブ及びサイドローブによる誤検出の発生を除去することができる。 By using such an arrangement of the transmission / reception array antennas, it is possible to eliminate the occurrence of erroneous detection due to the grating lobe and the side lobe in both the horizontal direction and the vertical direction when the direction estimation process in the direction estimation unit 214 is performed. it can.
よって、バリエーション3によれば、2次元に配置された、サブアレー構成のアレー素子を用いる場合でも、不要なグレーティングローブの発生、及び、サイドローブレベルを抑え、所望の指向性パターンを実現することができる。 Therefore, according to Variation 3, even when an array element having a sub-array configuration arranged in two dimensions is used, it is possible to suppress the generation of unnecessary grating lobes and the side lobe level and realize a desired directivity pattern. it can.
以上、本開示の一態様に係る実施の形態について説明した。 The embodiment according to one aspect of the present disclosure has been described above.
なお、上記実施の形態、及び、各変形例に係る動作を適宜組み合わせて実施してもよい。 In addition, the above-described embodiment and the operations related to each modification may be combined as appropriate.
また、上記実施の形態では、送信アンテナ106の個数Nt=2又は3、及び、受信アンテナ202の個数Na=3の場合について例示した。しかし、送信アンテナ106の個数Nt及び受信アンテナ202の個数Naは、これらの個数に限定されるものではない。 Further, in the above embodiment, the case where the number of transmitting antennas 106 is Nt = 2 or 3 and the number of receiving antennas 202 is Na = 3 is illustrated. However, the number Nt of the transmitting antenna 106 and the number Na of the receiving antenna 202 are not limited to these numbers.
また、上記実施の形態では、送信アンテナ106及び受信アンテナ202が2個のアンテナ素子から成るサブアレー素子である場合について説明したが、送信アンテナ106及び受信アンテナ202の各々を構成するアンテナ素子は、3個以上の素子から構成されてもよい。 Further, in the above embodiment, the case where the transmitting antenna 106 and the receiving antenna 202 are sub-array elements composed of two antenna elements has been described, but the antenna elements constituting each of the transmitting antenna 106 and the receiving antenna 202 are 3. It may be composed of more than one element.
また、上記実施の形態のバリエーション1〜3において、送信アレーアンテナが水平方向及び垂直方向の2次元に配置され、受信アレーアンテナが水平方向の1次元に配置される場合について説明した。しかし、本開示は、受信アレーアンテナが2次元に配置され、送信アレーアンテナが1次元に配置されてもよい。この場合、上述した送信アレーアンテナにおけるサブアレー素子の配置を、受信アレーアンテナにおけるサブアレー素子の配置に適用すればよい。 Further, in the variations 1 to 3 of the above-described embodiment, the case where the transmitting array antenna is arranged in two dimensions in the horizontal direction and the vertical direction and the receiving array antenna is arranged in one dimension in the horizontal direction has been described. However, in the present disclosure, the receiving array antenna may be arranged in two dimensions and the transmitting array antenna may be arranged in one dimension. In this case, the arrangement of the sub-array elements in the transmission array antenna described above may be applied to the arrangement of the sub-array elements in the reception array antenna.
また、上記実施の形態では、アンテナ素子のサイズが、水平方向において所望のアンテナ素子間隔Deより大きく、垂直方向において所望のアンテナ素子間隔De以下である場合について説明したが、アンテナ素子のサイズは、垂直方向において所望のアンテナ素子間隔Deより大きく、水平方向において所望のアンテナ素子間隔De以下であってもよい。この場合、上述した送受信アレーアンテナにおけるサブアレー素子の配置について、水平方向と垂直方向とを入れ替えればよい。 Further, in the above embodiment, the case where the size of the antenna elements is larger than the desired antenna element spacing De in the horizontal direction and equal to or less than the desired antenna element spacing De in the vertical direction has been described, but the size of the antenna elements is different. It may be larger than the desired antenna element spacing De in the vertical direction and less than or equal to the desired antenna element spacing De in the horizontal direction. In this case, the horizontal direction and the vertical direction may be interchanged with respect to the arrangement of the sub-array elements in the above-mentioned transmission / reception array antenna.
また、上記実施の形態では、符号化パルスレーダを用いる場合について説明したが、本開示は、チャープ(Chirp)パルスレーダのような周波数変調したパルス波を用いたレーダ方式についても適用可能である。 Further, in the above-described embodiment, the case where a coded pulse radar is used has been described, but the present disclosure is also applicable to a radar method using a frequency-modulated pulse wave such as a chirp pulse radar.
また、図2に示すレーダ装置10において、レーダ送信部100及びレーダ受信部200は、物理的に離れた場所に個別に配置されてもよい。 Further, in the radar device 10 shown in FIG. 2, the radar transmitting unit 100 and the radar receiving unit 200 may be individually arranged at physically separated locations.
なお、レーダ装置において、レーダ送信部で、複数の送信アンテナから符号分割多重された異なる送信信号を送出し、レーダ受信部で、各送信信号を分離して受信処理を行う構成を示したが、レーダ装置の構成は、これに限定されず、レーダ送信部で、複数の送信アンテナから周波数分割多重された異なる送信信号を送出し、レーダ受信部で、各送信信号を分離して受信処理を行う構成でもよい。また、同様に、レーダ装置の構成は、レーダ送信部で複数の送信アンテナから時分割多重された送信信号を送出し、レーダ受信部で、受信処理を行う構成でもよく、上記実施の形態と同様な効果が得られる。 In the radar device, the radar transmission unit transmits different transmission signals code-division-multiplexed from a plurality of transmission antennas, and the radar reception unit separates each transmission signal for reception processing. The configuration of the radar device is not limited to this, and the radar transmitter transmits different frequency-division-multiplexed transmission signals from a plurality of transmitting antennas, and the radar receiver separates each transmission signal for reception processing. It may be configured. Similarly, the radar device may be configured such that the radar transmitting unit transmits time-division-multiplexed transmission signals from a plurality of transmitting antennas and the radar receiving unit performs reception processing, as in the above embodiment. Effect can be obtained.
また、レーダ装置10は、図示しないが、例えば、CPU(Central Processing Unit)、制御プログラムを格納したROM(Read Only Memory)等の記憶媒体、およびRAM(Random Access Memory)等の作業用メモリを有する。この場合、上記した各部の機能は、CPUが制御プログラムを実行することにより実現される。但し、レーダ装置10のハードウェア構成は、かかる例に限定されない。例えば、レーダ装置10の各機能部は、集積回路であるIC(Integrated Circuit)として実現されてもよい。各機能部は、個別に1チップ化されてもよいし、その一部または全部を含むように1チップ化されてもよい。 Although not shown, the radar device 10 has, for example, a CPU (Central Processing Unit), a storage medium such as a ROM (Read Only Memory) storing a control program, and a working memory such as a RAM (Random Access Memory). .. In this case, the functions of the above-mentioned parts are realized by the CPU executing the control program. However, the hardware configuration of the radar device 10 is not limited to such an example. For example, each functional unit of the radar device 10 may be realized as an IC (Integrated Circuit) which is an integrated circuit. Each functional unit may be individually integrated into one chip, or may be integrated into one chip so as to include a part or all thereof.
<本開示のまとめ>
本開示のレーダ装置は、所定の送信周期にてレーダ信号を送信アレーアンテナを用いて送信するレーダ送信部と、前記レーダ信号がターゲットに反射された反射波信号を受信アレーアンテナを用いて受信するレーダ受信部と、を具備し、前記送信アレーアンテナ及び前記受信アレーアンテナは、それぞれ、複数のサブアレー素子を含み、前記複数のサブアレー素子は、前記送信アレーアンテナ及び前記受信アレーアンテナにおいて、第1の方向の直線上に配置され、前記各サブアレー素子は、複数のアンテナ素子を含み、前記サブアレー素子のサイズは、前記第1の方向において、所望のアンテナ素子間隔より大きく、前記送信アレーアンテナのサブアレー素子間隔と、前記受信アレーアンテナのサブアレー素子間隔との差の絶対値は、前記所望のアンテナ素子間隔と同一である。
<Summary of this disclosure>
The radar device of the present disclosure receives a radar transmission unit that transmits a radar signal using a transmission array antenna at a predetermined transmission cycle and a reflected wave signal that the radar signal is reflected on a target by using a reception array antenna. A radar receiving unit is provided, and the transmitting array antenna and the receiving array antenna each include a plurality of sub-array elements, and the plurality of sub-array elements are the first in the transmitting array antenna and the receiving array antenna. Arranged on a straight line in the direction, each of the sub-array elements includes a plurality of antenna elements, the size of the sub-array elements is larger than the desired antenna element spacing in the first direction, and the sub-array elements of the transmission array antenna. The absolute value of the difference between the interval and the sub-array element interval of the receiving array antenna is the same as the desired antenna element interval.
また、本開示のレーダ装置において、前記所望のアンテナ素子間隔は、0.5波長以上、0.75波長以下である。 Further, in the radar device of the present disclosure, the desired antenna element spacing is 0.5 wavelength or more and 0.75 wavelength or less.
また、本開示のレーダ装置において、前記送信アレーアンテナ及び前記受信アレーアンテナの何れか一方において、前記複数のサブアレー素子は、さらに、前記第1の方向に直交する第2の方向に配置され、前記サブアレー素子のサイズは、前記第1の方向において前記所望のアンテナ素子間隔より大きく、前記第2の方向において前記所望のアンテナ素子間隔以下である場合、前記第1の方向において、前記送信アレーアンテナのサブアレー素子間隔と、前記受信アレーアンテナのサブアレー素子間隔との差の絶対値は前記所望のアンテナ素子間隔と同一であり、前記第2の方向において、前記サブアレー素子の間隔は、前記所望のアンテナ素子間隔と同一である。 Further, in the radar device of the present disclosure, in either the transmission array antenna or the reception array antenna, the plurality of sub-array elements are further arranged in a second direction orthogonal to the first direction, and the said. When the size of the sub-array element is larger than the desired antenna element spacing in the first direction and equal to or less than the desired antenna element spacing in the second direction, the transmission array antenna in the first direction The absolute value of the difference between the sub-array element spacing and the sub-array element spacing of the receiving array antenna is the same as the desired antenna element spacing, and in the second direction, the sub-array element spacing is the desired antenna element. Same as the interval.
また、本開示のレーダ装置において、前記第2の方向に配置された前記複数のサブアレー素子は、前記第1の方向に前記所望のアンテナ素子間隔と同一の間隔がシフトされて配置される。 Further, in the radar device of the present disclosure, the plurality of sub-array elements arranged in the second direction are arranged so as to be shifted in the first direction by the same interval as the desired antenna element interval.
また、本開示のレーダ装置において、前記送信アレーアンテナ及び前記受信アレーアンテナの何れか一方において、前記複数のサブアレー素子は、さらに、前記第1の方向に直交する第2の方向に配置され、前記サブアレー素子のサイズは、前記第1の方向において前記所望のアンテナ素子間隔より大きく、前記第2の方向において前記所望のアンテナ素子間隔以下である場合、前記第1の方向において、前記送信アレーアンテナのサブアレー素子間隔と、前記受信アレーアンテナのサブアレー素子間隔との差の絶対値は前記所望の素子間隔と同一であり、前記第2の方向において、前記サブアレー素子の間隔は、前記所望のアンテナ素子間隔の((√3)/2)倍の長さであり、前記第2の方向に配置された前記複数のサブアレー素子は、前記第1の方向に前記所望のアンテナ素子間隔の(1/2)倍の間隔がシフトされて配置される。 Further, in the radar device of the present disclosure, in either the transmission array antenna or the reception array antenna, the plurality of sub-array elements are further arranged in a second direction orthogonal to the first direction, and the said. When the size of the sub-array element is larger than the desired antenna element spacing in the first direction and equal to or less than the desired antenna element spacing in the second direction, the transmission array antenna in the first direction The absolute value of the difference between the sub-array element spacing and the sub-array element spacing of the receiving array antenna is the same as the desired element spacing, and in the second direction, the sub-array element spacing is the desired antenna element spacing. ((√3) / 2) times as long as, and the plurality of sub-array elements arranged in the second direction are (1/2) of the desired antenna element spacing in the first direction. The double spacing is shifted and placed.
以上、図面を参照しながら各種の実施形態(各バリエーション)について説明したが、本開示はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本開示の技術的範囲に属するものと了解される。また、開示の趣旨を逸脱しない範囲において、上記実施形態(各バリエーション)における各構成要素を任意に組み合わせてもよい。 Although various embodiments (variations) have been described above with reference to the drawings, it goes without saying that the present disclosure is not limited to such examples. It is clear that a person skilled in the art can come up with various modifications or modifications within the scope of the claims, which naturally belong to the technical scope of the present disclosure. Understood. Further, each component in the above embodiment (each variation) may be arbitrarily combined as long as the purpose of disclosure is not deviated.
上記各実施形態では、本開示はハードウェアを用いて構成する例にとって説明したが、本開示はハードウェアとの連携においてソフトウェアでも実現することも可能である。 In each of the above embodiments, the present disclosure has been described for an example of configuring using hardware, but the present disclosure can also be realized by software in cooperation with hardware.
また、上記各実施形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるLSIとして実現される。集積回路は、上記実施の形態の説明に用いた各機能ブロックを制御し、入力と出力を備えてもよい。これらは個別に1チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように1チップ化されてもよい。ここでは、LSIとしたが、集積度の違いにより、IC、システムLSI、スーパーLSI、ウルトラLSIと呼称されることもある。 Further, each functional block used in the description of each of the above embodiments is typically realized as an LSI which is an integrated circuit. The integrated circuit may control each functional block used in the description of the above embodiment and include an input and an output. These may be individually integrated into one chip, or may be integrated into one chip so as to include a part or all of them. Although it is referred to as LSI here, it may be referred to as IC, system LSI, super LSI, or ultra LSI depending on the degree of integration.
また、集積回路化の手法はLSIに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサを用いて実現してもよい。LSI製造後に、プログラムすることが可能なFPGA(Field Programmable Gate Array)、LSI内部の回路セルの接続又は設定を再構成可能なリコンフィギュラブル プロセッサ(Reconfigurable Processor)を利用してもよい。 Further, the method of making an integrated circuit is not limited to LSI, and may be realized by using a dedicated circuit or a general-purpose processor. An FPGA (Field Programmable Gate Array) that can be programmed after the LSI is manufactured, or a reconfigurable processor that can reconfigure the connection or setting of the circuit cells inside the LSI may be used.
さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術により、LSIに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックを集積化してもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。 Furthermore, if an integrated circuit technology that replaces an LSI appears due to advances in semiconductor technology or another technology derived from it, the functional blocks may be integrated using that technology. There is a possibility of applying biotechnology.
本開示は、広角範囲を検知するレーダ装置として好適である。 The present disclosure is suitable as a radar device for detecting a wide-angle range.
10 レーダ装置
100 レーダ送信部
200 レーダ受信部
300 基準信号生成部
400 制御部
101,101a レーダ送信信号生成部
102 符号生成部
103 変調部
104 LPF
105 送信無線部
106 送信アンテナ
111 符号記憶部
112 DA変換部
201 アンテナ系統処理部
202 受信アンテナ
203 受信無線部
204 増幅器
205 周波数変換器
206 直交検波器
207 信号処理部
208,209 AD変換部
210 分離部
211 相関演算部
212 加算部
213 ドップラー周波数解析部
214 方向推定部
10 Radar device 100 Radar transmitter 200 Radar receiver 300 Reference signal generator 400 Control unit 101,101a Radar transmission signal generator 102 Code generator 103 Modulation unit 104 LPF
105 Transmission radio unit 106 Transmission antenna 111 Code storage unit 112 DA conversion unit 201 Antenna system processing unit 202 Reception antenna 203 Reception radio unit 204 Amplifier 205 Frequency converter 206 Orthogonal detector 207 Signal processing unit 208, 209 AD conversion unit 210 Separation unit 211 Correlation calculation unit 212 Addition unit 213 Doppler frequency analysis unit 214 Direction estimation unit
Claims (14)
受信アレーアンテナと、
レーダ信号を前記送信アレーアンテナを用いて送信するレーダ送信部と、
前記レーダ信号がターゲットに反射された反射波信号を前記受信アレーアンテナを用いて受信するレーダ受信部と、
を具備し、
前記送信アレーアンテナは、複数の送信アンテナを含み、
前記受信アレーアンテナは、複数の受信アンテナを含み、
前記複数の送信アンテナは、第1の方向にて直線状に配置され、
前記複数の受信アンテナは、前記第1の方向に複数行、及び、前記第1の方向に直交する第2の方向に複数列の行列状に配置され、
前記第1の方向の各行での前記複数の受信アンテナのうち少なくとも2つの連続配置された受信アンテナの第1の受信アンテナピッチは、前記第1の方向での前記複数の送信アンテナのうち少なくとも3つの連続配置された送信アンテナの送信アンテナピッチとは異なり、
前記少なくとも3つの連続配置された送信アンテナの前記送信アンテナピッチと前記少なくとも2つの連続配置された受信アンテナの前記第1の受信アンテナピッチとの差の絶対値は、前記第1の方向にて、0.5波長以上、0.75波長以下である、
レーダ装置。 With the transmitting array antenna
With the receiving array antenna
A radar transmitter that transmits a radar signal using the transmission array antenna,
A radar receiver that receives the reflected wave signal from which the radar signal is reflected by the target using the reception array antenna, and
Equipped with
The transmitting array antenna includes a plurality of transmitting antennas.
The receiving array antenna includes a plurality of receiving antennas.
The plurality of transmitting antennas are arranged linearly in the first direction.
The plurality of receiving antennas are arranged in a matrix of a plurality of rows in the first direction and a plurality of columns in a second direction orthogonal to the first direction.
The first receiving antenna pitch of at least two consecutively arranged receiving antennas among the plurality of receiving antennas in each row in the first direction is at least 3 of the plurality of transmitting antennas in the first direction. Unlike the transmit antenna pitch of two consecutively arranged transmit antennas,
The absolute value of the difference between the transmitting antenna pitch of the at least three continuously arranged transmitting antennas and the first receiving antenna pitch of the at least two continuously arranged receiving antennas is in the first direction. 0.5 wavelength or more and 0.75 wavelength or less,
Radar device.
前記仮想受信アレーアンテナの仮想受信アンテナピッチのうち少なくとも1つが、前記第1の方向において、0.5波長以上、0.75波長以下である、
請求項1に記載のレーダ装置。 The transmitting array antenna and the receiving array antenna realize a virtual receiving array antenna having a plurality of virtual receiving antennas.
At least one of the virtual receiving antenna pitches of the virtual receiving array antenna is 0.5 wavelength or more and 0.75 wavelength or less in the first direction.
The radar device according to claim 1.
前記複数の受信アンテナの各々は、複数の受信アンテナ素子を含む、
請求項1から2までのいずれか1項に記載のレーダ装置。 Each of the plurality of transmitting antennas includes a plurality of transmitting antenna elements.
Each of the plurality of receiving antennas includes a plurality of receiving antenna elements.
The radar device according to any one of claims 1 to 2.
請求項1から3までのいずれか1項に記載のレーダ装置。 The transmitting antenna pitch of the at least three continuously arranged transmitting antennas is one wavelength or more in the first direction.
The radar device according to any one of claims 1 to 3.
請求項1から4までのいずれか1項に記載のレーダ装置。 The first receiving antenna pitch of the at least two continuously arranged receiving array antennas is one wavelength or more in the first direction.
The radar device according to any one of claims 1 to 4.
請求項1から5までのいずれか1項に記載のレーダ装置。 The wavelength is determined by the frequency of the radar signal.
The radar device according to any one of claims 1 to 5.
請求項1から6までのいずれか1項に記載のレーダ装置。 The plurality of receiving antennas are arranged in the second direction at a second receiving antenna pitch.
The radar device according to any one of claims 1 to 6.
受信アレーアンテナと、
レーダ信号を前記送信アレーアンテナを用いて送信するレーダ送信部と、
前記レーダ信号がターゲットに反射された反射波信号を前記受信アレーアンテナを用いて受信するレーダ受信部と、
を具備し、
前記送信アレーアンテナは、複数の送信アンテナを含み、
前記受信アレーアンテナは、複数の受信アンテナを含み、
前記複数の受信アンテナは、第1の方向にて直線状に配置され、
前記複数の送信アンテナは、前記第1の方向に複数行、及び、前記第1の方向に直交する第2の方向に複数列の行列状に配置され、
前記第1の方向の各行での前記複数の送信アンテナのうち少なくとも2つの連続配置された送信アンテナの第1の送信アンテナピッチは、前記第1の方向での前記複数の受信アンテナのうち少なくとも3つの連続配置された受信アンテナの受信アンテナピッチとは異なり、
前記少なくとも3つの連続配置された受信アンテナの前記受信アンテナピッチと前記少なくとも2つの連続配置された送信アンテナの前記第1の送信アンテナピッチとの差の絶対値は、前記第1の方向にて、0.5波長以上、0.75波長以下である、
レーダ装置。 With the transmitting array antenna
With the receiving array antenna
A radar transmitter that transmits a radar signal using the transmission array antenna,
A radar receiver that receives the reflected wave signal from which the radar signal is reflected by the target using the reception array antenna, and
Equipped with
The transmitting array antenna includes a plurality of transmitting antennas.
The receiving array antenna includes a plurality of receiving antennas.
The plurality of receiving antennas are arranged linearly in the first direction.
The plurality of transmitting antennas are arranged in a matrix of a plurality of rows in the first direction and a plurality of columns in a second direction orthogonal to the first direction.
The first transmitting antenna pitch of at least two consecutively arranged transmitting antennas among the plurality of transmitting antennas in each row in the first direction is at least 3 of the plurality of receiving antennas in the first direction. Unlike the receiving antenna pitch of two consecutively arranged receiving antennas,
The absolute value of the difference between the receiving antenna pitch of the at least three continuously arranged receiving antennas and the first transmitting antenna pitch of the at least two continuously arranged transmitting antennas is in the first direction. 0.5 wavelength or more and 0.75 wavelength or less,
Radar device.
前記仮想受信アレーアンテナの仮想受信アンテナピッチのうち少なくとも1つが、前記第1の方向において、0.5波長以上、0.75波長以下である、
請求項8に記載のレーダ装置。 The receiving array antenna and the receiving array antenna realize a virtual receiving array antenna having a plurality of virtual receiving antennas.
At least one of the virtual receiving antenna pitches of the virtual receiving array antenna is 0.5 wavelength or more and 0.75 wavelength or less in the first direction.
The radar device according to claim 8.
前記複数の送信アンテナの各々は、複数の送信アンテナ素子を含む、
請求項8から9までのいずれか1項に記載のレーダ装置。 Each of the plurality of receiving antennas includes a plurality of receiving antenna elements.
Each of the plurality of transmitting antennas includes a plurality of transmitting antenna elements.
The radar device according to any one of claims 8 to 9.
請求項8から10までのいずれか1項に記載のレーダ装置。 The receiving antenna pitch of the at least three continuously arranged receiving antennas is one wavelength or more in the first direction.
The radar device according to any one of claims 8 to 10.
請求項8から11までのいずれか1項に記載のレーダ装置。 The first transmitting antenna pitch of the at least two continuously arranged transmitting antennas is one wavelength or more in the first direction.
The radar device according to any one of claims 8 to 11.
請求項8から12までのいずれか1項に記載のレーダ装置。 The wavelength is determined by the frequency of the radar signal.
The radar device according to any one of claims 8 to 12.
請求項8から13までのいずれか1項に記載のレーダ装置。 The transmitting array antennas are arranged in the second direction at a second transmitting antenna pitch.
The radar device according to any one of claims 8 to 13.
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