JP6811988B2

JP6811988B2 - 無線端末装置および信号受信方法および通信システム

Info

Publication number: JP6811988B2
Application number: JP2016250942A
Authority: JP
Inventors: 修田久; 威生藤井
Original assignee: Shinshu University NUC
Current assignee: Shinshu University NUC
Priority date: 2016-12-26
Filing date: 2016-12-26
Publication date: 2021-01-13
Anticipated expiration: 2036-12-26
Also published as: JP2018107579A

Description

本開示は、周波数帯域を分割した複数のチャネルを任意に1つ選択してアクセスできる無線端末装置および信号受信方法および通信システムに関する。

たとえば、bluetooth（登録商標）や wifiに対応した任意の二つの無線端末が直接通信チャネルを確立するためには、一方の端末が選択してアクセスするチャネルと他方の端末が選択して信号を受信するチャネルが一致していなければならない。しかし、このような通信方式では、各無線端末が自由にチャネルを選択する自律性を有しているがために、選択しているチャネルが通常は一致しない状況となる。これはチャネル不整合問題と呼ばれている（非特許文献1）。

ここで、一方の無線端末をマスター、もう一方の端末をスレーブと称する。マスターとスレーブのチャネルを共通化する方法として、制御信号の交換を利用したハンドシェイクによる方法が考えられている（非特許文献1）。

この方法では、マスターが任意にチャネルを選択した後、接続先相手のアドレスなどを記した制御信号を送信する。もし、スレーブが同じチャネルを選択していた場合には、制御信号を受信し、自局あてのアドレスを確認した後、受領確認を示す制御信号を返信する。これにより、マスターとスレーブが制御信号を交換することで、接続チャネルの一致が確認される。

しかし、スレーブの選択したチャネルとマスターが制御信号を送信したチャネルが当初異なる場合には、スレーブは制御信号を受信することができない。その結果、受信確認を示す制御信号が返送されない。そこでマスターは、制御信号を送信した後一定時間受信確認を示す制御信号の通知がない場合には、スレーブは別のチャネルに接続していると判断し、チャネルを切り替える。以降マスターは、受信確認を示す制御信号が応答されるまで、チャネルの切り替えと制御信号の送信を繰り返す。

このようにハンドシェイクによる方法は、上記のように偶然を利用したチャネルの一致に頼っているため、チャネルを確立するまでに時間がかかることや、不要な制御信号の送信により無線通信資源である周波数資源の利用効率が低下し、さらに消費電力が拡大することが問題視されている。そこで、ハンドシェイク法を改良した方法として、マスター及びスレーブが選択するチャネルに一定の規則を設けることで、一定時間以内にハンドシェイクを終了する方法（非特許文献２）や、GPSやセルラーなどの広域信号などをアクセスチャネルの伴奏信号としてチャネル選択を決定することで各無線端末のチャネルの選択ルールを共通化する方法（非特許文献３）、さらには、無線リンクを確立している無線機のアクセス状況を事前情報としてチャネル選択のルールに利用する方法（非特許文献４）などが提案されている。

K.C. Chen, R. Prasad, Cognitive radio networks, Wiley 2009. N. C. Theis,R. W. Thomas, and L. A. DaSilva, "Rendezvous for cognitive radios,"IEEE Trans. Mobile Computing, vol.10, no.2, pp.216-227, Feb. 2011 田久修、木下和樹、藤井威生、楳田洋太郎、"マルチチャネル無線アクセスにおけるチャネル占有率を利用したチャネル共通化手法の検討" 信学技報、SR2010-14、pp.87-94,2010年5月 Osamu Takyu, Takayuki Yamakita, Takeo Fujii, Mai Ohta, Fumihito Sasamori, and Shiro Handa, "Optimization of Learning Time for Learning-assisted Rendezvous Channel in Cognitive Radio System" IEICE Transaction on Communication, vol. E98-B, no.2, pp.360-369, Feb. 2015

しかしながら、これらの手法においても、一定回数の制御信号の送信が必要になり、課題の根本的な解決には至っていない。

本開示の一態様の目的は、上記課題に鑑み、マスターとスレーブが最初互いに異なるチャネルを選択している場合においても、制御信号の到来を認識することができる無線端末装置および信号受信方法を提供することを目的とする。

本開示の一態様に係る無線端末装置は、アンテナから供給される信号を所望の振幅に増幅する増幅部と、所望のチャネルの信号をベースバンドに変換するミキサーおよび局部発振器と、ベースバンド帯域外の信号および雑音の成分を除外する低域通過フィルタを少なくとも備えた無線端末装置であって、上記増幅部は櫛の歯状の周波数スペクトル分布を持つ信号に対して非線形特性を有することを特徴とする。

上記増幅部は選択的に切り替え可能な線形特性と非線形特性を併有してもよい。

上記非線形特性はクリッピング特性であってもよい。

上記非線形特性は二乗特性であってもよい。

上記櫛の歯状の周波数スペクトル分布を持つ信号に含まれる制御信号を識別する制御信号検出処理部をさらに具備してもよい。

上記制御信号検出処理部は上記櫛の歯状の周波数スペクトル分布を持つ信号の周期性特徴を引き出す周期定常性検出機能を備えてもよい。

上記制御信号に応じて上記チャネルを切り替える指令を出力するコントローラをさらに具備してもよい。

上記コントローラは上記制御信号に応じて上記線形特性と上記非線形特性とを切り替える指令を出力してもよい。

本開示の一態様に係る信号受信方法は、櫛の歯状の周波数スペクトル分布を持つ信号に対して非線形処理を適用するステップと、上記非線形処理が適用された信号から制御信号を識別するステップと、上記制御信号に基づいて選択チャネルを切り替えるステップと、上記選択チャネルを切り替えた後、上記非線形処理を線形処理に変更するステップを含む。

上記制御信号に基づいて選択チャネルを切り替えるステップは、櫛の歯状のスペクトル形状から、マスターが選択したチャネル番号を推定するステップを含んでもよい。

本開示の一態様に係る通信システムは、櫛の歯状の周波数スペクトル分布を持つ信号を生成する送信系と、櫛の歯状の周波数スペクトル分布を持つ信号に対して非線形特性を有する受信系を含む。

上記送信系はIFDMA変調部を具備してもよい。

上記IFDMA変調部は情報ビットに基づいて上記周波数スペクトラムの分布を変えてもよい。

本開示の一態様によれば、スレーブが選択している1つのチャネルのみならず隣接及び次隣接のチャネルにもマスターが送信する接続要求を周知させることができ、その結果、マスターとスレーブが当初互いに異なるチャネルを選択している場合においても、選択チャネルを共通化することが可能となる。

従来の無線端末装置に用いられる受信系のブロック図本開示の一態様における受信機のブロック図 IFDMA変調方式における櫛の歯状信号生成（送信系）の説明図非線形増幅をしたときのIFDMA周波数スペクトル図櫛の歯波形を用いた情報伝送の説明図（スぺクトル移動）櫛の歯波形を用いた情報伝送の説明図（スぺクトル間隔）本開示の一態様の効果を示すシミュレーション波形図 IFDMA変調信号とOFDM変調信号それぞれの周期自己相関特性 DUR（所望電力対非所望電力比）に対する平均SNR特性（二乗歪み） DURに対する平均SNR特性（クリッピング歪み）

以下、本開示の一態様に係る実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。

参考までに、従来の無線端末装置に用いられている受信系の構成と動作について、図１を用いて簡単に説明する。まず、アンテナ１１によって受信された信号は、全チャネルを含む帯域を有す帯域通過フィルタ（BPF）１２を通った後、後段の処理に適した所望の振幅に増幅する低雑音の増幅器１３に供給される。その後、ミキサー（乗算器）１４と局部発振器１５により周波数変換が行われる。このとき所望チャネルの信号が低域部に集中するため、チャネルを通過する低域通過フィルタ（LPF）１６で帯域外の信号（ノイズ）をカットし、さらにA/D変換器１７でデジタル信号に変換し、ベースバンド変復調処理部１８によりベースバンド信号帯域内で復調処理を行う。復調された信号は音声や画像その他情報信号を扱う後段（図示せず）へ出力される。ここで、受信する信号のチャネル切り替えは、周波数変換における局発発振器１５の周波数を切り替えることで実施される。

図２に本開示の一態様に係る実施の形態（以下、本実施形態）における無線端末装置の受信系のブロック図を示す。

図２において、受信アンテナ１、帯域通過フィルタ（BPF)２、ミキサー（乗算器）４、局部発信器５、低域通過フィルタ（LPF）６、A/D変換器７、ベースバンド変復調処理部８は、図１におけるアンテナ１１、帯域通過フィルタ（BPF)１２、ミキサー１４、局部発信器１５、低域通過フィルタ１６、A/D変換器１７、ベースバンド変復調処理部１８と同等に機能する。

図２において、アンテナ１によって受信された信号は、線形特性と非線形特性が任意に切替えられる機能を有する増幅部３に供給される。増幅部３は、例えば図２のように、線形増幅器（LA）３１、非線形増幅器（NLA）３２、および切替スイッチ３３を含む。すなわち、非線形増幅器３２を、図１の増幅器１３と同等の線形特性を有す線形増幅器３１と並列に設け、これらを選択的に切替える。切替えはコントローラ１０が制御信号検出処理部９の出力に基づき、切替スイッチ３３を制御することにより実行される。制御信号検出処理部９は櫛の歯形状のスペクトル分布の特徴から制御信号を識別する。

非線形増幅器３２は、スレーブである無線端末装置が、受信待機時において制御信号を受信する際に選択される。この出力信号は、後述のように非線形歪みによって、あらゆるチャネルの信号が広帯域に広がるスペクトルとなる。

非線形特性としては様々なモデルがある。例えば一定以上の入力電力を一定の電力に保持するクリッピング特性や乗算器を利用した二乗特性などが比較的簡単な構成で実現可能である。

以下、本実施形態の動作について説明する。

本実施形態においては、非線形増幅器３２により信号に非線形歪みが発生し、その高次成分により、選択したチャネルの外にスペクトルが広がる。その結果、低域通過フィルタ（LPF）６で帯域制限されたチャネル内で信号成分を検出した際、隣接するチャネルから非線形歪みによるスペクトルが入り込む。言い換えれば、上記非線形効果により選択したチャネル外の制御信号のスペクトルが検出できる。つまり、スレーブが選択しているチャネルと異なるチャネルにマスターが制御信号を送信した場合においても、スレーブは選択したチャネルを固定したまま受信信号に非線形歪みを与えることで、制御信号のスペクトルを検出することができる。

一般的に、非線形歪みは高次歪みの成分ほど小さくなる傾向があるため（Behzad Razavi 著・黒田忠広監訳、RFマイクロエレクトロニクス丸善、など）、特に、スレーブが選択したチャネルの隣のチャネル（隣接チャネル）やさらにその隣のチャネル（次隣接チャネル）から、より強くスペクトルを検出することができる。

このように、本実施の形態においては、非線形増幅器３２を使用することで、隣接チャネルあるいは次隣接チャネルで送信された制御信号のスペクトルを検出する。しかし、一方で次のような懸念がある。

１．非線形歪が弱いとマスターとスレーブが同じチャネルを選択した場合と比べて、隣接チャネルを跨いで到達する信号の電力は相対的に低くなる。逆に非線形歪が強すぎると受信信号の波形が崩れ、却って1次変調シンボルの復調が困難になる。すなわち非線形歪は適度でないと、スレーブ側にマスターが選択したチャネル番号を正しく通知できないことがある。

２．また、他の無線端末装置が隣接あるいは次隣接チャネルにアクセスしている場合、その信号が強い干渉として漏洩するため、制御信号のスペクトルの検出感度が却って低下することがある。

そこで、本実施形態においては、上記非線形歪の影響及び他の端末のスペクトルの漏れ込みによる干渉を回避するため、上記制御信号を、Interleaved Frequency Division Multiple Access （以下、IFDMA）変調信号の中に埋め込んだ。IFDMAの詳細については「M. Schnell, I. D. Broeck, and U. Sorger,”A promising wideband multiple-access scheme for future mobile communications systems” European Trans. on Telecommun. (ETT), vol. 10, no. 4, pp. 417 -- 427, July-August, 1999」等で解説されているため、ここでは割愛する。

IFDMA変調はマスター側の無線端末装置（送信系）において実行される。図３にIFDMAの変調方法の一例を示す。まず、任意のデジタルデータに対し無線搬送波に適合するため位相変調（例えばQPSK変調）もしくは振幅変調（例えばQAM変調）を適用した１次変調（１０１）を施し、シンボルを生成する。さらに直列並列変換器（S/P）１０２により、上記１次変調シンボルを複数ごとに並列化したブロックを形成し、ブロック単位で複製処理（Copy）をする（１０３）。さらに、同じブロックの複製を並べた系列に、制御信号を構成する情報ビットに応じて位相回転処理を与える（１０４）。これは、後述のように生成される周波数スペクトルの周波数軸上での位置を制御するために適用している。その後、並列直列変換器（P/S）１０５により時間軸の系列に配置された後、スペクトル帯域制限用の低域通過フィルタ（LPF）１０６を適用して送信信号を形成する（出力Ａ）。

このように処理を施された信号（出力Ａ）は、ブロック長を1周期とする繰り返し波形として形成される（図３（ｂ））。このような繰り返し波形は、高速フーリエ変換により周波数スペクトル解析をすると、周波数軸上において一定周期ごとにスペクトルが現れる、いわゆる櫛の歯形状となる。なお、送信信号を生成する場合、逆高速フーリエ変換を用いて直接スペクトルを制御して櫛の歯形状のスペクトルを形成することも可能である（例えば、安部田、石井、加藤、樋口、“Super 3Gの技術動向”、NTT DoCoMo テクニカル・ジャーナル、 vol.14、 no.3、 pp. 63-69、2006年10月）。

上記送信系で生成されたIFDMA変調信号は制御信号を乗せてマスター側の無線端末装置から発信され、本実施形態におけるスレーブ側の無線端末装置で受信される。受信されたIFDMA変調信号は、まず増幅部３における非線形増幅器３２で処理される。その結果、先述した非線形歪みの高次成分によるスペクトルの拡大効果が生じる。

さらに下記のように、IFDMA変調信号特有の現象が生じる。すなわち、IFDMA変調信号は上述のように繰り返し信号波形（＝櫛の歯形状スペクトル）を有しており、ここに非線形効果が加わると、櫛の歯の形状は崩れずに、隣接帯域に跨って櫛の歯形状が現れる。時間軸で説明すれば、非線形増幅による振幅歪みも繰り返し現れるため、信号波形の周期性が維持され、その結果一定周期毎にスペクトルが現れることになる。このような非線形歪とフーリエスぺクトルとの物理的関係については、すでに明らかにされている（例えば、S. Suzuki, O. Takyu and Y. Umeda, "Performance evaluation of effect of nonlinear distortion in SC-FDMA system," Information Theory and Its Applications, 2008. ISITA 2008. International Symposium on, Auckland, 2008, 5 pages）。このように、非線形処理された信号はベースバンド変復調処理部８に供給された後、制御信号検出処理部９により制御信号が復調される。

非線形特性を有す受信系におけるIFDMA変調信号の特性を利用した制御信号の伝送方法について、以下説明する。上述のように、ランダム信号では、非線形歪みにより信号波形が広帯域に広がれば隣接チャネル間で混信が生じることが懸念されるが、IFDMA変調信号など櫛の歯形状のスペクトルを有す信号の場合、スペクトルが広がっても、前述のように櫛の歯形状は崩れず、この特徴を抽出することで制御信号を識別することができる。

図４にIFDMA変調信号の周波数スペクトルの図例を示す。同図は、正規化周波数（Normalized Frequency）０〜１内（所望帯域）で制限されたIFDMA変調信号に対し、クリッピングによる非線形増幅を施し、その結果をフーリエ解析した結果である。同図に示されるように、その帯域は櫛の歯形状の特徴を維持しながら所望帯域外に広がっていることが確認できる。

この特性を利用して、櫛の歯の形状を制御信号の通知信号を示す特徴波形として利用することができる。例えば、スレーブ側において、櫛の歯形状のスペクトルを検出する手段を設けることによって、制御信号が選択チャネルのみならず隣接チャネルにも通知されていることを認識することができる。

櫛の歯状のスペクトル検出の方法は、例えば、事前にマスターとスレーブの両者が予め送信するIFDMA変調信号の櫛の歯間隔を定めておき、スレーブが特定周期に現れる櫛の歯状のスペクトルを合成し、合成電力と閾値との比較判定により、制御信号の有無を判断する方法がある。ここで電力の閾値判断については公知の手法を用いることができる（例えば、S.M. Kay, Fundamentals of Statistical Signal Processing, Volume 2: Detection Theory, Prentice Hall, Jan. 1998）。

また、マスターが送信するIFDMA変調信号の櫛の歯が等間隔で（一定周期で）並ぶことがスレーブと共有されておれば、そのスレーブはその受信信号の周期性特徴を強く引き出す周期定常性検出を用いることで、高感度に櫛の歯状のスペクトルを検出することができる。具体的には実施例２で後述するように、周波数軸上で周期自己相関特性を求めればよい。

なお、前記櫛の歯状のスペクトル合成と周期定常性検出を併用することで、さらに検出感度を上げることが可能となる。

次に、制御信号を構成する情報ビットに基づいて櫛の歯形状の周波数スペクトラムの分布（配置パターン）を変えることによって（すなわち変調することによって）櫛の歯状のスペクトルに制御情報を埋め込む方法について検討する。例えば、IFFTポイント番号の奇数番号にスペクトルを配置した場合と偶数番号にスペクトルを配置した場合を切り替えることで周波数変調を実行すれば、1ビット情報の伝送が可能になる。さらに、櫛のスペクトルとスペクトルの間隔をN点とすると、log₂(N)のビット伝送ができるため、任意のチャネル番号の通知が可能になる。

ただし、上記周波数変調方式は精度の高い周波数同期性能を要する。そこで、周波数同期性能が低い場合においても、一定周期で櫛の歯を切り替える周波数ホッピングを利用した方法や、櫛の歯のスペクトルの相対的な距離が非線形ひずみでも維持される特徴を利用することで、櫛の歯のスペクトルの相対距離から、チャネル番号を通知する方法を提案する。

以下、これらについて図面を用いて説明する。一定周期で櫛の歯を切り替える周波数ホッピングを利用した方法においては、図５に示されるように正規化周波数（横軸の黒丸）ごとに櫛の歯のスペクトル（矢印）をシフト移動させるモードに「０」を、２正規化周波数ごとにスペクトルを移動させるモードに「１」をそれぞれ割り当てることで１ビットの伝送を実現することができる。

また、櫛の歯のスペクトルの相対距離からチャネル番号を通知する方法としては、図６に示されているように、櫛の歯間隔が１正規化周波数か２正規化周波数かで情報の「０」と「１」とを割り当てることで、１ビットの伝送を実現する方法がある。

以上のようにIFDMAの櫛の歯形状の周波数スペクトラムの分布を制御信号を構成する情報ビットに基づいて変調することによって、スレーブはマスターが選択したチャネルとは異なるチャネルを選択した場合においても、櫛の歯状のスペクトル形状から制御信号を識別し、これによりマスターが選択したチャネル番号を推定し、マスターが選択したチャネルを選択するようにスレーブ側チャネルを修正できる。その結果、マスターとスレーブの選択チャネルを共通化することができる。さらに、スレーブの受信機は、受信部を非線形増幅器３２から線形増幅器３１に切り替えて制御信号を受信することで、信号に記された接続先情報を確認して、応答を返すことができる。これら一連のシーケンス動作はコントローラ１０によって制御される。なお、チャネルの修正についてはコントローラ１０の指令に応じて周波数変換における局発発振器５の周波数を切り替えることによって実行される。

以上まとめると、送信系におけるIFDMA変調と受信系における非線形特性を用いた周波数同期のためのハンドシェイクは次の利点がある。

１．送信（マスター側）制御信号が占有するチャネルは1つであるのに対して、受信（スレーブ）側では、選択したチャネルを中心に隣接及び次隣接のチャネルについても同時に、制御信号を感知できる。従来の制御信号の送信方法に比べて、1つの制御信号で多くのチャネルに接続要求を周知することができる。

２．物理的な空間を伝搬する信号は1チャネルの占有に留まるため、隣接あるいは次隣接のチャネルへの干渉は生じない。

３．IFDMA信号は広帯域に広がるため、周波数ダイバーシチ利得が得られ、無線通信におけるマルチパスフェージングに対する耐性が高い。

４．IFDMA信号はもともと広帯域信号であるため、非線形歪みによるスペクトルを拡大することで、さらに広域のチャネルに対して一度にチャネル番号を通知できる。

５．特に広帯域無線通信であるLTEやWiFiとの相性が良く、スペクトル波形分布の変化からの制御信号の特定が可能になる。

以下、計算機シミュレーションにより上記実施形態の有効性を評価した結果を実施例として示す。

（実施例１）
本実施例はシミュレーションを用いたOFDM変調信号との比較例である。図７にその結果を示す。

本実施例において、櫛の歯のスペクトル成分となるシンボル数は16、櫛の歯間の間隔は64とした。送信側（マスター）では１次変調としてQPSKシンボル変調を用い、12倍のオーバーサンプリングを適用している。

受信機側（スレーブ）では、標本化された受信信号に対して12288ポイントを検出帯域幅として、離散フーリエ変換（DFT)によりスペクトルを検出し、櫛の歯のスペクトルを発生する16ポイントのスペクトルを合成した後、この合成処理を18回繰り返し、それぞれの合成したスペクトルを足し合わせた。最終的に合成した電力を288点で平均化した電力を信号電力とした。また、櫛の歯スペクトル以外の信号成分を合成し、1サンプルあたりで規格化した電力を雑音電力とした。最終的に、信号電力対雑音電力（SNR）を求めることで、雑音に対する検出感度を評価した。

なお、本実施例においてはスペクトルの発生位置は既知とし、周波数オフセット等の周波数揺らぎは考慮していない。非線形歪みモデルとしては、入出力関係に対して平均電力値より3dB低い位置で振幅が飽和するクリッピング特性と二乗特性を用いた。他チャネルの無線システムとしては、単一搬送波伝送のQPSK変調を1024のシンボル周波数で伝送している場合を想定した。

図７は上記シミュレーションによって得られたスペクトル波形である。同図において、非線形歪みを与えなかった場合と与えた場合のそれぞれが表示されている。比較として、LTEやWiFiなどで用いられているOFDM変調を使用した結果を示す（図７（ａ））。同図より、非線形歪みがない場合には、他チャネルは（正規化周波数で）0から1024、制御信号は約6000から7000のスペクトルを占有している。このとき、非線形歪みを与えると、周波数スペクトルが2倍に拡大していることがわかる。しかし、OFDM変調においては、相互のスペクトルが合成し合うため、それぞれのスペクトルの特徴を検出できない。

一方、IFDMA変調では、非線形歪みが発生した場合にも、隣接チャネルにおいて固有スペクトルである櫛の歯状のスペクトルが出現していることがわかる（同図（ｂ））。この櫛の歯状のスペクトルの特徴から制御信号を弁別できることは先述したとおりである。

（実施例２）
本実施例は、前述の周期定常性検出に関連して、受信信号の自己相関特性を分析したものである。図８にその結果を示す。横軸は周期周波数(α)、縦軸は制御信号電力に対する他の無線端末装置との電力比、すなわち所望電力対非所望電力比（DUR)である。比較のため、OFDM変調信号のDURもプロットした（同図中◆）。OFDM変調信号では、信号波形に周期性がないため、スペクトルはほぼ一定である。しかし、IFDMA変調信号では、前述のように時間波形に周期性を有しているため、一定の周期周波数(α)ごとにスペクトルが検出される（同図中□）。そこで、この周期定常性検出の特徴量を利用することで、高いDURでIFDMA信号の検出が可能になる。例えばこの特徴的なスペクトルとスレーブ側が共有しているスペクトルパターンとをマッチングさせることで他の無線端末装置からの信号と分離してIFDMA信号を抽出できる。さらに、周期定常性検出は他のスペクトル検出方式とも併用できるため、さらなる高感度化が期待できる。

（実施例３）
本実施例は制御信号電力に対する他の無線端末装置との電力比すなわち所望電力対非所望電力比（DUR)に対する信号対雑音電力比（SNR)の特性をシミュレーションにより評価したものである。結果を図９に示す。なお、本実施例では二乗歪みを想定し、他チャネルの無線システムは、正規化周波数で5800から7100に存在している場合を想定した。

図９より明らかなようにDURが10dBを超えると平均SNRを1.5dBを確保できることがわかる。この結果は制御信号の識別が可能という定量的根拠となる。

（実施例４）
本実施例も、制御信号電力に対する他の無線端末装置との電力比すなわち所望電力対非所望電力比（DUR)に対する、信号対雑音電力比の特性を評価したものである。ただし、本実施例では非線形歪みはクリッピング特性を適用した。図１０にその結果を示す。さらに、他チャネルの無線システムは、正規化周波数で8000から9000に存在している場合を想定した。

図１０より、DURが15 dBを超えるとSNRを2dB確保することができることが判る。この結果は制御信号の識別が可能という定量的根拠となる。

ただ、図９と比較して、図１０の結果の方が同じ平均SNRを達成するのにより高いDURが必要となるように見受けられる。これは、二乗歪みの方がスペクトルの広がりが狭いが、その反面隣接チャネルにおける電力が高いため、平均SNRが高く確保できたからだと考えられる。言い換えれば、1つのチャネル数に対する平均SNRのトレードオフの関係を示す定量的な結果である。

以上、本開示の一態様に係る実施の形態について説明した。

本実施形態によれば、隣接あるいは次隣接のチャネルへの干渉を生じさせずに、スレーブが選択したチャネルのみならず隣接及び次隣接のチャネルについても同時に制御信号が識別でき、1つの制御信号で多くのチャネルに接続要求を周知させることができ、その結果、マスターとスレーブが当初互いに異なるチャネルを選択している場合においても、選択チャネルを共通化することが可能となる。

なお、本実施形態において、増幅部３は、線形増幅器３１、非線形増幅器３２、および切り替えスイッチ３３よりなるとしたが、IFDMA変調信号に対して非線形処理を施すことができるものであれば、この構成に制限されるものではない。例えば、大振幅ほど非線形特性が強くなる増幅器を用い、これに入力する信号のゲインを切り替えることで非線形特性の強弱を切り替えるものであってもよい。

また、本実施の形態における無線端末装置は状況に応じてマスターにもスレーブにもなるため、図２で示した受信系と図３（ａ）で示したIFDMA変調部および図５もしくは図６で示した制御信号の生成機能を含む送信系の両方を含んでいてもよい。

ただし、通信システムにおいては、櫛の歯状の周波数スペクトル分布を持つ信号を生成する送信系と、櫛の歯状の周波数スペクトル分布を持つ信号に対して非線形特性を有する受信系とは、それぞれマスターおよびスレーブとして別々に存在する。

なお、上記実施の形態では、本開示の一態様をハードウェアで構成する場合を例にとって説明したが、本開示は例えばDSPやマイコンを用いたソフトウェアでも実現することも可能である。

また、上記実施の形態の説明に用いた各機能ブロックは、LSIとして実現される可能性が高い。これらは個別に１チップ化されてもよいし、１チップに統合されてもよい。また、プログラムすることが可能なFPGA（Field Programmable Gate Array）やリコンフィギュラブル・プロセッサーを利用してもよい。

本発明は、コグニティブ無線やＰ２Ｐ通信等、基地局を通さずに通信が可能なシステムにおけるチャネルの確立時に利用することが可能である。

１、１１受信アンテナ
２、１２帯域通過フィルタ（BPF）
３増幅部
４、１４ミキサー（乗算器）
５、１５局部発振器
６、１６低域通過フィルタ（LPF）
７、１７Ａ／Ｄ変換器
８、１８ベースバンド変復調処理部
９制御信号検出処理部
１０コントローラ
１３、３１線形増幅器（LA）
３２非線形増幅器（NLA）
３３切替スイッチ
１０１１次変調器
１０２直列並列変換器（S/P）
１０３複製処理
１０４位相回転処理
１０５並列直列変換器（P/S）
１０６ローパスフィルター（LPF）

Claims

アンテナから供給される信号を所望の振幅に増幅する増幅部と、所望のチャネルの信号をベースバンドに変換するミキサーおよび局部発振器と、ベースバンド帯域外の信号および雑音の成分を除外する低域通過フィルタを少なくとも備えた無線端末装置であって、
上記増幅部は櫛の歯状の周波数スペクトル分布を持つ信号に対して非線形特性を有することを特徴とする、無線端末装置。
上記増幅部は選択的に切り替え可能な線形特性と非線形特性を併有することを特徴とする、請求項１記載の無線端末装置。
上記非線形特性はクリッピング特性であることを特徴とする請求項１または２記載の無線端末装置。
上記非線形特性は二乗特性であることを特徴とする請求項１または２記載の無線端末装置。
上記櫛の歯状の周波数スペクトル分布を持つ信号に含まれる制御信号を識別する制御信号検出処理部をさらに具備したことを特徴とする請求項２記載の無線端末装置。
上記制御信号検出処理部は上記櫛の歯状の周波数スペクトル分布を持つ信号の周期性特徴を引き出す周期定常性検出機能を備えたことを特徴とする請求項５記載の無線端末装置。
上記制御信号に応じて上記チャネルを切り替える指令を出力するコントローラをさらに具備した請求項５記載の無線端末装置。
上記コントローラは上記制御信号に応じて上記線形特性と上記非線形特性とを切り替える指令を出力することを特徴とする、請求項７記載の無線端末装置。
櫛の歯状の周波数スペクトル分布を持つ信号に対して非線形処理を適用するステップと、
上記非線形処理が適用された信号から制御信号を識別するステップと、
上記制御信号に基づいて選択チャネルを切り替えるステップと、
上記選択チャネルを切り替えた後、上記非線形処理を線形処理に変更するステップを含
む、信号受信方法。
上記制御信号に基づいて選択チャネルを切り替えるステップは、櫛の歯状のスペクトル形状から、マスターが選択したチャネル番号を推定するステップを含むことを特徴とする、請求項９記載の信号受信方法。
櫛の歯状の周波数スペクトル分布を持つ信号を生成する送信系と、
上記櫛の歯状の周波数スペクトル分布を持つ信号に対して非線形特性を有する受信系を含む通信システム。
上記送信系はIFDMA変調部を具備したことを特徴とする請求項１１記載の通信システム。
上記IFDMA変調部は情報ビットに基づいて上記周波数スペクトラムの分布を変えることを特徴とする請求項１２記載の通信システム。