JP6811902B2 - Receiver, timing detector, timing detection method, control circuit and storage medium - Google Patents

Receiver, timing detector, timing detection method, control circuit and storage medium Download PDF

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Description

本発明は、直接スペクトル拡散が実施された信号を受信する受信装置、タイミング検出装置およびタイミング検出方法に関する。 The present invention relates to a receiving device, a timing detection device, and a timing detection method for receiving a signal in which spectrum diffusion has been directly performed.

直接スペクトル拡散通信において、送信機は、変調信号に拡散符号を乗じることで信号を広帯域に拡散し、拡散された信号を受信機に送信する。受信機は、送信機で用いた拡散符号と同一の拡散符号を受信信号に乗じることで逆拡散し、逆拡散後の受信信号を復調する。受信機が正しく逆拡散を行うためには、拡散符号タイミング、すなわち、送信機が変調信号に拡散符号を乗じたタイミングを推定する初期捕捉を行い、推定したタイミングで拡散符号を受信信号に乗じる必要がある。 In direct spread spectrum communication, the transmitter spreads the signal over a wide band by multiplying the modulated signal by a spreading code, and transmits the spread signal to the receiver. The receiver despreads the received signal by multiplying the received signal by the same spreading code as the spreading code used in the transmitter, and demodulates the received signal after despreading. In order for the receiver to perform despreading correctly, it is necessary to perform initial capture to estimate the spread code timing, that is, the timing at which the transmitter multiplies the modulated signal by the spread code, and then multiply the received signal by the spread code at the estimated timing. There is.

従来の初期捕捉方式の一例である非特許文献１に記載の方式では、受信信号に拡散符号を乗じる整合フィルタ（Matched Filter）を複数のセグメントに分割し、各セグメントから出力される信号同士の位相差を検出する。さらに、検出した位相差を過去に受信したシンボルにおいて検出した位相差と平均化し、平均化後の位相差に基づいて、拡散符号タイミングである拡散系列タイミングを推定する。これにより、周波数オフセットが存在する環境においても精度良く短時間で初期捕捉を完了することができる。 In the method described in Non-Patent Document 1, which is an example of the conventional initial capture method, a matched filter for multiplying a received signal by a diffusion code is divided into a plurality of segments, and the positions of the signals output from each segment are divided. Detect the phase difference. Further, the detected phase difference is averaged with the phase difference detected in the symbols received in the past, and the diffusion sequence timing, which is the diffusion code timing, is estimated based on the phase difference after averaging. As a result, the initial acquisition can be completed accurately and in a short time even in an environment where a frequency offset exists.

東中 雅嗣、他，“拡散系列タイミングと周波数オフセットを同時に推定する直接スペクトル拡散通信用初期捕捉方式”，電子情報通信学会論文誌 Ｂ Vol.Ｊ98-B No.12 pp.1277-1288，2015.Masatsugu Tonaka et al., "Initial acquisition method for direct spectral diffusion communication that estimates diffusion sequence timing and frequency offset at the same time", IEICE Journal B Vol.J98-B No.12 pp.1277-1288, 2015.

非特許文献１に記載の初期捕捉方式では、整合フィルタの分割数を増やすことにより周波数オフセットに対する耐性は高まるが、拡散系列タイミング以外のサンプルタイミングに、相関値のサイドローブが出現してしまう。更に、分割数の増加だけでなく、オーバーサンプルによってもサイドローブが出現してしまう。そのため、サイドローブが存在するタイミングを拡散系列タイミングと誤判定する可能性が高まり、判定精度が劣化するという問題があった。 In the initial capture method described in Non-Patent Document 1, the resistance to frequency offset is increased by increasing the number of divisions of the matched filter, but the side lobe of the correlation value appears at the sample timing other than the diffusion sequence timing. Furthermore, side lobes appear not only due to the increase in the number of divisions but also due to oversampling. Therefore, there is a high possibility that the timing in which the side lobe exists is erroneously determined as the diffusion sequence timing, and there is a problem that the determination accuracy deteriorates.

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、拡散符号タイミングの推定精度を向上させることが可能な受信装置を得ることを目的とする。 The present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to obtain a receiving device capable of improving the estimation accuracy of the diffusion code timing.

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる受信装置は、直接スペクトル拡散が実施された受信信号に対し、直接スペクトル拡散に用いられた拡散符号の複素共役を乗算して相関値系列を生成する拡散符号乗算部と、拡散符号乗算部が乗算を行うごとに生成される相関値系列の各相関値を加算して相関加算値を生成し、相関加算値の電力値である第１の相関電力値を算出する第１の相関電力算出部を備える。また、受信装置は、相関値系列を複数のブロックに分割し、ブロックごとに、ブロック内の各相関値を加算して部分相関値を生成するとともに部分相関値の電力値を求め、ブロックごとに求めた電力値同士を加算して第２の相関電力値を算出する第２の相関電力算出部と、第１の相関電力値と第２の相関電力値とに基づいて、受信信号の送信元の送信装置が直接スペクトル拡散において送信信号に拡散符号を乗算したタイミング、を検出するタイミング検出部と、を備える。 In order to solve the above-mentioned problems and achieve the object, the receiving device according to the present invention multiplies the received signal for which direct spectrum diffusion has been performed by the complex conjugate of the diffusion code used for direct spectrum diffusion. The spread code multiplication unit that generates the correlation value series and each correlation value of the correlation value series generated each time the spread code multiplication unit performs multiplication are added to generate a correlation addition value, and the power value of the correlation addition value is used. It is provided with a first correlated power calculation unit that calculates a certain first correlated power value. In addition, the receiving device divides the correlation value series into a plurality of blocks, and for each block, adds each correlation value in the block to generate a partial correlation value, obtains the power value of the partial correlation value, and obtains the power value of the partial correlation value for each block. Source of received signal based on the second correlated power calculation unit that adds the obtained power values to each other to calculate the second correlated power value, and the first correlated power value and the second correlated power value. The transmission device is provided with a timing detection unit that detects the timing at which the transmission signal is multiplied by the diffusion code in direct spectrum diffusion.

本発明にかかる受信装置は、拡散符号タイミングの推定精度を向上させることができる、という効果を奏する。 The receiving device according to the present invention has an effect that the estimation accuracy of the diffusion code timing can be improved.

実施の形態１にかかる送信機の構成例を示す図The figure which shows the configuration example of the transmitter which concerns on Embodiment 1. 実施の形態１にかかる送信機の動作の一例を示すフローチャートA flowchart showing an example of the operation of the transmitter according to the first embodiment. 実施の形態１にかかる送信機が送信する信号のフレーム構成を示す図The figure which shows the frame structure of the signal transmitted by the transmitter which concerns on Embodiment 1. 実施の形態１にかかる受信機の構成例を示す図The figure which shows the structural example of the receiver which concerns on Embodiment 1. 実施の形態１にかかる受信機の動作の一例を示すフローチャートA flowchart showing an example of the operation of the receiver according to the first embodiment. 実施の形態１にかかる初期捕捉部の構成例を示す図The figure which shows the structural example of the initial catching part which concerns on Embodiment 1. 実施の形態１にかかる初期捕捉部の動作の一例を示すフローチャートA flowchart showing an example of the operation of the initial capture unit according to the first embodiment. 実施の形態１にかかる拡散符号乗算部の構成例を示す図The figure which shows the structural example of the diffusion code multiplication part which concerns on Embodiment 1. サンプル合成部に受け渡される１周期分の第２の相関電力値の一例を示す図The figure which shows an example of the 2nd correlation power value for one cycle passed to a sample synthesis part. サンプル合成部が出力する１周期分のサンプル合成電力値の一例を示す図The figure which shows an example of the sample synthesis power value for one cycle output by a sample synthesis part. 第１の相関電力算出部が出力する第１の相関電力値の一例を示す図The figure which shows an example of the 1st correlation power value output by the 1st correlation power calculation unit. サンプル合成部が出力するサンプル合成電力値の一例を示す図The figure which shows an example of the sample synthesis power value output by a sample synthesis part. 第２の相関電力算出部が算出する第２の相関電力値が周波数オフセット耐性に強い理由を説明するための図The figure for demonstrating the reason why the 2nd correlation power value calculated by the 2nd correlation power calculation part is strong in frequency offset tolerance. 実施の形態１にかかる受信機が備える初期捕捉部の変形例を示す図The figure which shows the modification of the initial acquisition part provided in the receiver which concerns on Embodiment 1. 実施の形態１にかかる受信機を実現する処理回路を示す図The figure which shows the processing circuit which realizes the receiver according to Embodiment 1. 実施の形態１にかかる受信機を実現する制御回路の構成例を示す図The figure which shows the structural example of the control circuit which realizes the receiver according to Embodiment 1. 実施の形態２にかかる送信機の構成例を示す図The figure which shows the configuration example of the transmitter which concerns on Embodiment 2. 実施の形態２にかかる送信機の動作の一例を示すフローチャートA flowchart showing an example of the operation of the transmitter according to the second embodiment. 実施の形態２にかかる送信機が備えるアップサンプル部の処理を説明するための図The figure for demonstrating the processing of the upsample part provided in the transmitter which concerns on Embodiment 2. 実施の形態２にかかる送信機が備えるＣＰ（Cyclic Prefix）付加部の動作を説明するための図The figure for demonstrating the operation of the CP (Cyclic Prefix) addition part included in the transmitter which concerns on Embodiment 2.

以下に、本発明の実施の形態にかかる受信装置、タイミング検出装置およびタイミング検出方法を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。 Hereinafter, the receiving device, the timing detection device, and the timing detection method according to the embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. The present invention is not limited to this embodiment.

実施の形態１．
まず、本発明の実施の形態にかかる受信装置に対して信号を送信する送信装置である送信機の構成および動作について説明する。図１は、実施の形態１にかかる送信機の構成例を示す図である。本実施の形態にかかる送信機１は、変調部１１と、拡散符号生成部１２と、拡散部１３と、送信フィルタ１４と、送信アンテナ１５と、を備える。Embodiment 1.
First, the configuration and operation of a transmitter, which is a transmitter that transmits a signal to the receiver according to the embodiment of the present invention, will be described. FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a transmitter according to the first embodiment. The transmitter 1 according to the present embodiment includes a modulation unit 11, a diffusion code generation unit 12, a diffusion unit 13, a transmission filter 14, and a transmission antenna 15.

図１に示す送信機１の動作概要を説明する。図２は、実施の形態１にかかる送信機１の動作の一例を示すフローチャートである。また、図３は、実施の形態１にかかる送信機１が送信する信号のフレーム構成を示す図である。図３に示したように、送信機１が送信する信号はプリアンブルおよびデータで構成される。プリアンブルでは、受信側で既知のビットパターン（以下、既知系列と称する）が送信される。プリアンブルで送信される既知系列は、拡散符号タイミングを推定する処理である初期捕捉部と同期追従部で用いられる。送信機１の変調部１１には、プリアンブルを送信するタイミングでは既知系列が入力され、データを送信するタイミングでは情報ビットが入力される。 The outline of the operation of the transmitter 1 shown in FIG. 1 will be described. FIG. 2 is a flowchart showing an example of the operation of the transmitter 1 according to the first embodiment. Further, FIG. 3 is a diagram showing a frame configuration of a signal transmitted by the transmitter 1 according to the first embodiment. As shown in FIG. 3, the signal transmitted by the transmitter 1 is composed of a preamble and data. In the preamble, a bit pattern known on the receiving side (hereinafter referred to as a known series) is transmitted. The known sequence transmitted by the preamble is used in the initial capture unit and the synchronization tracking unit, which are processes for estimating the diffusion code timing. A known sequence is input to the modulation unit 11 of the transmitter 1 at the timing of transmitting the preamble, and an information bit is input at the timing of transmitting data.

変調部１１は、入力された既知系列と情報ビットとを変調して送信信号である変調信号を生成し、生成した変調信号を拡散部１３へ出力する（ステップＳ１１）。変調部１１は、変調方式として、例えばＰＳＫ（Phase Shift Keying）およびＦＳＫ（Frequency Shift Keying）を用いることができる。変調部１１は、ＰＳＫの１つであるＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）を用いて情報ビットを変調する場合、情報ビットを２ビット単位で受け取り、２ビットの情報ビットが示す値に対応した複素信号を出力する。 The modulation unit 11 modulates the input known sequence and the information bit to generate a modulation signal which is a transmission signal, and outputs the generated modulation signal to the diffusion unit 13 (step S11). The modulation unit 11 can use, for example, PSK (Phase Shift Keying) and FSK (Frequency Shift Keying) as the modulation method. When the modulation unit 11 modulates an information bit using QPSK (Quadrature Phase Shift Keying), which is one of the PSKs, the modulation unit 11 receives the information bit in 2-bit units and receives a complex signal corresponding to the value indicated by the 2-bit information bit. Is output.

拡散符号生成部１２は、変調部１１から入力された変調信号を拡散部１３が広帯域に拡散する処理で用いられる拡散符号を生成し、生成した拡散符号を拡散部１３へ受け渡す（ステップＳ１２）。本実施の形態では、拡散符号として相関特性の良い符号を用いる。相関特性が良い符号とは、タイミングのずれがない場合に自己相関関数が最大値となり、ずれがある場合は自己相関関数が低くなる符号である。相関特性の良い符号の一例は、Zadoff-Chu系列である。系列長Ｎcが偶数である場合、Zadoff-Chu系列Ｃのｔ番目の要素Ｃ（ｔ）は、式（１）で表される。
Ｃ（ｔ）＝ｅｘｐ（ｊＭcπｔ2／Ｎc） …（１）The diffusion code generation unit 12 generates a diffusion code used in a process in which the diffusion unit 13 diffuses the modulated signal input from the modulation unit 11 over a wide band, and passes the generated diffusion code to the diffusion unit 13 (step S12). .. In the present embodiment, a code having good correlation characteristics is used as the diffusion code. A code having a good correlation characteristic is a code in which the autocorrelation function becomes the maximum value when there is no timing deviation, and the autocorrelation function becomes low when there is a deviation. An example of a code with good correlation characteristics is the Zadoff-Chu series. When the sequence length N c is an even number, the t-th element C (t) of the Zadoff-Chu sequence C is represented by the equation (1).
C (t) = exp (jM c πt 2 / N c )… (1)

ここで、Ｍcは系列パラメータであり、Ｎcと互いに素な関係にある。本実施の形態では、送信機１から送信された信号を受信する受信装置がZadoff-Chu系列を用いて初期捕捉を行う場合に、拡散符号タイミングを中心に一定の期間のサンプルタイミングにおいて相関値が大きくなる、Ｍc＝１を用いることとする。Ｍc≠１の場合、拡散符号タイミングから離れたタイミングで相関値が大きくなる。Here, M c is a series parameter and is relatively prime to N c . In the present embodiment, when the receiving device that receives the signal transmitted from the transmitter 1 performs initial acquisition using the Zadoff-Chu sequence, the correlation value is set at the sample timing for a certain period centering on the diffusion code timing. It is assumed that Mc = 1, which increases, is used. When Mc ≠ 1, the correlation value increases at a timing away from the diffusion code timing.

拡散部１３は、変調部１１から入力された変調信号と、拡散符号生成部１２から入力された拡散符号とを乗算して直接スペクトル拡散を行う（ステップＳ１３）。拡散部１３は、直接スペクトル拡散後の変調信号である直接スペクトル拡散信号を送信フィルタ１４へ受け渡す。 The diffusion unit 13 directly performs spectrum diffusion by multiplying the modulation signal input from the modulation unit 11 with the diffusion code input from the diffusion code generation unit 12 (step S13). The spreading unit 13 passes the direct spectrum spreading signal, which is a modulated signal after the direct spectrum spreading, to the transmission filter 14.

送信フィルタ１４は、拡散部１３から入力された直接スペクトル拡散信号に対して帯域制限を行い、帯域制限後の信号を送信アンテナ１５に受け渡す（ステップＳ１４）。 The transmission filter 14 band-limits the direct spectrum spreading signal input from the spreading unit 13, and passes the band-limited signal to the transmitting antenna 15 (step S14).

送信アンテナ１５は、送信フィルタ１４から受け渡された信号を送信する（ステップＳ１５）。 The transmitting antenna 15 transmits the signal passed from the transmitting filter 14 (step S15).

なお、図１および図２では記載を省略しているが、送信フィルタ１４から出力される信号は、ディジタル信号からアナログ信号に変換され、アップコンバートされた後に送信アンテナ１５から送信される。 Although the description is omitted in FIGS. 1 and 2, the signal output from the transmission filter 14 is converted from a digital signal to an analog signal, up-converted, and then transmitted from the transmission antenna 15.

次に、本発明の実施の形態にかかる受信装置である受信機の構成および動作について説明する。図４は、実施の形態１にかかる受信機の構成例を示す図である。本実施の形態にかかる受信機２は、受信アンテナ２１と、受信フィルタ２２と、初期捕捉部２３と、拡散符号生成部２４と、逆拡散部２５と、同期追従部２６と、復調部２７と、を備える。 Next, the configuration and operation of the receiver, which is the receiving device according to the embodiment of the present invention, will be described. FIG. 4 is a diagram showing a configuration example of the receiver according to the first embodiment. The receiver 2 according to the present embodiment includes a receiving antenna 21, a receiving filter 22, an initial capturing unit 23, a spreading code generating unit 24, a despreading unit 25, a synchronous tracking unit 26, and a demodulating unit 27. , Equipped with.

図４に示す受信機２の動作概要を説明する。図５は、実施の形態１にかかる受信機２の動作の一例を示すフローチャートである。 The outline of the operation of the receiver 2 shown in FIG. 4 will be described. FIG. 5 is a flowchart showing an example of the operation of the receiver 2 according to the first embodiment.

受信アンテナ２１は、送信機１から送信された信号を受信し、受信信号を受信フィルタ２２に受け渡す（ステップＳ２１）。 The receiving antenna 21 receives the signal transmitted from the transmitter 1 and passes the received signal to the receiving filter 22 (step S21).

受信フィルタ２２は、受信アンテナ２１から受け渡された受信信号に対して帯域制限を行い、帯域制限実施後の受信信号を初期捕捉部２３および逆拡散部２５へ受け渡す（ステップＳ２２）。 The reception filter 22 limits the band of the received signal transmitted from the receiving antenna 21, and passes the received signal after the band limitation is performed to the initial capture unit 23 and the despreading unit 25 (step S22).

なお、図４および図５では記載を省略しているが、受信アンテナ２１が受信した信号は、ダウンコンバートされ、アナログ信号からディジタル信号に変換された後、受信フィルタ２２において帯域制限が行われる。 Although not described in FIGS. 4 and 5, the signal received by the receiving antenna 21 is down-converted, converted from an analog signal to a digital signal, and then band-limited by the reception filter 22.

初期捕捉部２３は、受信フィルタ２２から受け渡された信号に基づき、初期捕捉を行う（ステップＳ２３）。具体的には、初期捕捉部２３は、拡散符号タイミングとの誤差が１／２チップ以内となる精度でタイミングを推定する、粗同期を行う。すなわち、初期捕捉部２３は、「（拡散符号タイミング）−（１／２チップ）」以上、かつ「（拡散符号タイミング）＋（１／２チップ）」以下、となるタイミングを推定した場合、正検出となる。ここで、拡散符号タイミングとは、送信機１において拡散部１３が変調信号に拡散符号を乗算したタイミングであり、チップとは、拡散符号の１要素の単位を意味する。拡散符号の１チップに対してオーバーサンプル２倍で処理を行う場合、初期捕捉部２３は、拡散符号タイミングから±１サンプルずれたタイミングを推定しても正検出となる。初期捕捉部２３の動作の詳細は後述する。初期捕捉部２３は、粗同期で検出した推定タイミングを拡散符号生成部２４に通知する。初期捕捉部２３は本発明にかかるタイミング検出装置を構成する。 The initial capture unit 23 performs initial capture based on the signal passed from the reception filter 22 (step S23). Specifically, the initial capture unit 23 performs rough synchronization in which the timing is estimated with an accuracy that the error from the diffusion code timing is within 1/2 chip. That is, when the initial capture unit 23 estimates the timing of "(diffusion code timing)-(1/2 chip)" or more and "(diffusion code timing) + (1/2 chip)" or less, it is positive. It will be detected. Here, the spreading code timing is the timing at which the spreading unit 13 multiplies the modulated signal by the spreading code in the transmitter 1, and the chip means a unit of one element of the spreading code. When processing is performed with double the oversample for one chip of the diffusion code, the initial capture unit 23 will perform positive detection even if the timing deviated by ± 1 sample from the diffusion code timing is estimated. Details of the operation of the initial capture unit 23 will be described later. The initial capture unit 23 notifies the diffusion code generation unit 24 of the estimated timing detected in the coarse synchronization. The initial capture unit 23 constitutes the timing detection device according to the present invention.

拡散符号生成部２４は、逆拡散部２５が後述する逆拡散を行うための拡散符号を生成する（ステップＳ２４）。なお、拡散符号生成部２４が生成する拡散符号は、送信機１の拡散符号生成部１２が生成する拡散符号と同一である。拡散符号生成部２４は、生成した拡散符号を、初期捕捉部２３から通知された推定タイミングに従って逆拡散部２５へ出力する。 The diffusion code generation unit 24 generates a diffusion code for the back diffusion unit 25 to perform the back diffusion described later (step S24). The diffusion code generated by the diffusion code generation unit 24 is the same as the diffusion code generated by the diffusion code generation unit 12 of the transmitter 1. The diffusion code generation unit 24 outputs the generated diffusion code to the reverse diffusion unit 25 according to the estimation timing notified from the initial capture unit 23.

逆拡散部２５は、受信フィルタ２２から入力された帯域制限後の受信信号に、拡散符号生成部２４から入力された拡散符号の複素共役を乗算することで、受信信号を逆拡散する（ステップＳ２５）。逆拡散部２５は、ステップＳ２５で逆拡散を実施した後の信号を同期追従部２６へ受け渡す。 The despreading unit 25 despreads the received signal by multiplying the band-limited received signal input from the receiving filter 22 by the complex conjugate of the spreading code input from the spreading code generating unit 24 (step S25). ). The despreading unit 25 passes the signal after performing despreading in step S25 to the synchronous tracking unit 26.

同期追従部２６は、逆拡散部２５から入力される信号に基づき、同期追従処理を行う（ステップＳ２６）。同期追従部２６は、初期捕捉部２３で検出された推定タイミングと拡散符号タイミングとの誤差が１／２チップ以内である場合、当業者に良く知られている、任意のシンボルタイミングの同期追従技術を適用することで、拡散符号タイミングの誤差を補正する。同期追従部２６は、補正後のタイミングを拡散符号生成部２４に通知する。 The synchronous follow-up unit 26 performs the synchronous follow-up process based on the signal input from the reverse diffusion unit 25 (step S26). The synchronous tracking unit 26 is a synchronous tracking technology for arbitrary symbol timing, which is well known to those skilled in the art when the error between the estimated timing detected by the initial capture unit 23 and the diffusion code timing is within 1/2 chip. By applying, the error of the diffusion code timing is corrected. The synchronization tracking unit 26 notifies the diffusion code generation unit 24 of the corrected timing.

拡散符号生成部２４は、逆拡散部２５が逆拡散を行うための拡散符号を生成する（ステップＳ２７）。拡散符号生成部２４は、生成した拡散符号を同期追従部２６から通知された補正後のタイミングに従って逆拡散部２５へ出力する。すなわち、拡散符号生成部２４は、同期追従部２６から補正後のタイミングが通知された場合、同期追従部２６から通知された補正後のタイミングで拡散符号を出力する。また、拡散符号生成部２４は、同期追従部２６から補正後のタイミングが通知されずに初期捕捉部２３から推定タイミングが通知された場合、初期捕捉部２３から通知された推定タイミングで拡散符号を出力する。 The diffusion code generation unit 24 generates a diffusion code for the back diffusion unit 25 to perform back diffusion (step S27). The diffusion code generation unit 24 outputs the generated diffusion code to the reverse diffusion unit 25 according to the corrected timing notified from the synchronization tracking unit 26. That is, when the synchronization tracking unit 26 notifies the timing after correction, the diffusion code generation unit 24 outputs the diffusion code at the timing after correction notified by the synchronization tracking unit 26. Further, when the synchronous follow-up unit 26 does not notify the corrected timing and the initial capture unit 23 notifies the estimation timing, the diffusion code generation unit 24 transmits the diffusion code at the estimation timing notified by the initial capture unit 23. Output.

逆拡散部２５は、ステップＳ２７において拡散符号生成部２４から入力された拡散符号に基づき、受信フィルタ２２から入力された帯域制限後の受信信号を逆拡散する（ステップＳ２８）。すなわち、逆拡散部２５は、受信フィルタ２２から入力された帯域制限後の受信信号に、ステップＳ２７で拡散符号生成部２４から入力された拡散符号の複素共役を乗算することで、受信信号を逆拡散する。逆拡散部２５は、ステップＳ２８で逆拡散を実施した後の受信信号を復調部２７へ受け渡す。 The despreading unit 25 despreads the band-limited received signal input from the reception filter 22 based on the spreading code input from the spreading code generation unit 24 in step S27 (step S28). That is, the reverse spreading unit 25 reverses the received signal by multiplying the band-limited received signal input from the receiving filter 22 by the complex conjugate of the spreading code input from the spreading code generation unit 24 in step S27. Spread. The despreading unit 25 passes the received signal after performing despreading in step S28 to the demodulation unit 27.

復調部２７は、逆拡散部２５から受け取った逆拡散後の受信信号を復調する（ステップＳ２９）。 The demodulation unit 27 demodulates the received signal after dediffusion received from the dediffusion unit 25 (step S29).

続いて、受信機２の初期捕捉部２３の構成および動作について詳しく説明する。タイミング検出装置に相当する初期捕捉部２３は、本実施の形態において特徴的な動作を行う。図６は、実施の形態１にかかる初期捕捉部２３の構成例を示す図である。初期捕捉部２３は、拡散符号生成部２３１と、拡散符号乗算部２３２と、相関値加算部２３３と、部分相関値加算部２３４と、電力計算部２３５および２３６と、加算処理部２３７と、相関電力メモリ２３８および２３９と、サンプル合成部２４０と、重み付け合成部２４１と、閾値判定部２４２と、を備える。相関値加算部２３３と電力計算部２３５は第１の相関電力算出部２３Ａを構成し、部分相関値加算部２３４と、電力計算部２３６と、加算処理部２３７は第２の相関電力算出部２３Ｂを構成する。また、サンプル合成部２４０、重み付け合成部２４１および閾値判定部２４２はタイミング検出部２３Ｃを構成する。 Subsequently, the configuration and operation of the initial capture unit 23 of the receiver 2 will be described in detail. The initial capture unit 23, which corresponds to the timing detection device, performs a characteristic operation in the present embodiment. FIG. 6 is a diagram showing a configuration example of the initial capture unit 23 according to the first embodiment. The initial capture unit 23 correlates with the diffusion code generation unit 231, the diffusion code multiplication unit 232, the correlation value addition unit 233, the partial correlation value addition unit 234, the power calculation units 235 and 236, and the addition processing unit 237. It includes power memories 238 and 239, a sample synthesis unit 240, a weighted synthesis unit 241 and a threshold determination unit 242. The correlation value addition unit 233 and the power calculation unit 235 constitute the first correlation power calculation unit 23A, and the partial correlation value addition unit 234, the power calculation unit 236, and the addition processing unit 237 form the second correlation power calculation unit 23B. To configure. Further, the sample synthesis unit 240, the weighting synthesis unit 241 and the threshold value determination unit 242 constitute the timing detection unit 23C.

図６に示す初期捕捉部２３の動作を説明する。図７は、実施の形態１にかかる初期捕捉部２３の動作の一例を示すフローチャートである。 The operation of the initial capture unit 23 shown in FIG. 6 will be described. FIG. 7 is a flowchart showing an example of the operation of the initial capture unit 23 according to the first embodiment.

拡散符号生成部２３１は、送信機１で用いられた拡散符号、すなわち、送信機１において拡散部１３が変調信号を直接スペクトル拡散する際に用いられた拡散符号の複素共役を生成し、拡散符号乗算部２３２へ出力する（ステップＳ３１）。送信機１で用いられた拡散符号をｃ０〜ｃ７とした場合、拡散符号生成部２３１はｃ０*〜ｃ７*を生成する。The diffusion code generation unit 231 generates a diffusion code used in the transmitter 1, that is, a complex conjugate of the diffusion code used when the diffusion unit 13 directly spreads the modulated signal in the transmitter 1, and the diffusion code is generated. Output to the multiplication unit 232 (step S31). When the diffusion code used in the transmitter 1 is c0 to c7, the diffusion code generation unit 231 generates c0 * to c7 * .

拡散符号乗算部２３２は、初期捕捉部２３前段の受信フィルタ２２から受け渡された帯域制限後の受信信号に、拡散符号生成部２３１から受け渡された拡散符号の複素共役を乗算する（ステップＳ３２）。拡散符号乗算部２３２は、帯域制限後の受信信号に拡散符号の複素共役を乗算して得られた乗算結果を相関値加算部２３３および部分相関値加算部２３４へ受け渡す。拡散符号乗算部２３２が出力する乗算結果は帯域制限後の受信信号と拡散符号の相関値である。 The spread code multiplication unit 232 multiplies the band-limited reception signal passed from the reception filter 22 in the previous stage of the initial capture unit 23 by the complex conjugate of the spread code passed from the spread code generation unit 231 (step S32). ). The spread code multiplication unit 232 passes the multiplication result obtained by multiplying the received signal after band limitation by the complex conjugate of the spread code to the correlation value addition unit 233 and the partial correlation value addition unit 234. The multiplication result output by the spreading code multiplication unit 232 is a correlation value between the received signal after band limitation and the spreading code.

拡散符号乗算部２３２は、図８に示す複数の遅延素子と複数の乗算器とを用いて構成できる。図８は、拡散符号長Ｎc＝８、オーバーサンプル数Ｎovs＝２の場合の、拡散符号乗算部２３２の構成例を示している。この場合、拡散符号乗算部２３２を構成する遅延素子はＮc×Ｎovs＝１６個である。遅延素子２５１〜２６６はそれぞれ１／Ｎovsチップ長に相当し、サンプル単位で信号を保持する。ｃ０*〜ｃ７*は拡散符号生成部２３１から入力される拡散符号の複素共役である。拡散符号乗算部２３２を構成する乗算器は、拡散符号長と等しいＮc＝８個である。図８に示した拡散符号乗算部２３２は、受信フィルタ２２から入力された帯域制限後の受信信号をサンプル単位で遅延素子２５１に入力し、サンプルタイミング毎に右側の遅延素子にシフトする。また、拡散符号乗算部２３２は、遅延素子２５２、２５４、２５６、２５８、２６０、２６２、２６４および２６６に入力された帯域制限後の受信信号と、拡散符号の複素共役ｃ０*〜ｃ７*とを乗算し、サンプルタイミング毎に乗算結果ａ０〜ａ７を得る。拡散符号乗算部２３２は、相関値系列である乗算結果ａ０〜ａ７を相関値加算部２３３および部分相関値加算部２３４へ受け渡す。The diffusion code multiplication unit 232 can be configured by using a plurality of delay elements and a plurality of multipliers shown in FIG. FIG. 8 shows a configuration example of the diffusion code multiplication unit 232 when the diffusion code length N c = 8 and the number of oversamples Novs = 2. In this case, the number of delay elements constituting the diffusion code multiplication unit 232 is N c × Novs = 16. Delay elements 251 to 266 correspond to the respective 1 / N ovs chip length, holds the signal in sample units. c0 * to c7 * are complex conjugates of the diffusion code input from the diffusion code generation unit 231. The number of multipliers constituting the spread code multiplication unit 232 is N c = 8, which is equal to the spread code length. The diffusion code multiplication unit 232 shown in FIG. 8 inputs the received signal after band limitation input from the reception filter 22 to the delay element 251 in sample units, and shifts to the delay element on the right side at each sample timing. Further, the diffusion code multiplication unit 232 uses the band-limited reception signals input to the delay elements 252, 254, 256, 258, 260, 262, 264 and 266, and the complex conjugates c0 * to c7 * of the diffusion code. Multiply and obtain multiplication results a0 to a7 for each sample timing. The diffusion code multiplication unit 232 passes the multiplication results a0 to a7, which are correlation value series, to the correlation value addition unit 233 and the partial correlation value addition unit 234.

ここで、初期捕捉部２３において、拡散符号乗算部２３２と、相関値加算部２３３と、部分相関値加算部２３４と、電力計算部２３５および２３６と、加算処理部２３７とは、シンボルタイミングでなくサンプルタイミングで動作する。相関電力メモリ２３８および２３９は、サンプルタイミングで入力される信号を記憶する。 Here, in the initial capture unit 23, the diffusion code multiplication unit 232, the correlation value addition unit 233, the partial correlation value addition unit 234, the power calculation units 235 and 236, and the addition processing unit 237 are not symbol timings. It works at sample timing. The correlated power memories 238 and 239 store the signal input at the sample timing.

第１の相関電力算出部２３Ａの相関値加算部２３３は、拡散符号乗算部２３２から受け渡された乗算結果ａ０〜ａ７をｂ０＝ａ０＋ａ１＋ａ２＋ａ３＋ａ４＋ａ５＋ａ６＋ａ７のように全て加算し、サンプルタイミング毎に相関加算値を生成する（ステップＳ３３）。相関値加算部２３３は、相関加算値ｂ０を電力計算部２３５へ受け渡す。 The correlation value addition unit 233 of the first correlation power calculation unit 23A adds all the multiplication results a0 to a7 passed from the diffusion code multiplication unit 232 as b0 = a0 + a1 + a2 + a3 + a4 + a5 + a6 + a7, and adds the correlation addition value for each sample timing. Generate (step S33). The correlation value addition unit 233 passes the correlation addition value b0 to the power calculation unit 235.

第２の相関電力算出部２３Ｂの部分相関値加算部２３４は、拡散符号乗算部２３２から受け渡された乗算結果ａ０〜ａ７を複数のブロックに分割し、同じブロックの乗算結果同士を加算して、部分相関加算値を生成する（ステップＳ３４）。部分相関値加算部２３４は、例えば、乗算結果ａ０〜ａ７を２分割して２つのブロックに分け、ブロックごとに加算して２つの部分相関加算値を生成する。乗算結果ａ０〜ａ７を２分割して加算する場合、部分相関値加算部２３４は、拡散符号乗算部２３２から受け渡された乗算結果ａ０〜ａ７をｂ１＝ａ０＋ａ１＋ａ２＋ａ３、ｂ２＝ａ４＋ａ５＋ａ６＋ａ７のように加算し、加算後の２つの部分相関加算値ｂ１およびｂ２を電力計算部２３６へ受け渡す。 The partial correlation value addition unit 234 of the second correlation power calculation unit 23B divides the multiplication results a0 to a7 passed from the diffusion code multiplication unit 232 into a plurality of blocks, and adds the multiplication results of the same blocks. , A partial correlation addition value is generated (step S34). For example, the partial correlation value adding unit 234 divides the multiplication results a0 to a7 into two blocks, and adds each block to generate two partial correlation adding values. When the multiplication results a0 to a7 are divided into two and added, the partial correlation value addition unit 234 adds the multiplication results a0 to a7 passed from the diffusion code multiplication unit 232 as b1 = a0 + a1 + a2 + a3, b2 = a4 + a5 + a6 + a7. , The two partial correlation addition values b1 and b2 after addition are passed to the power calculation unit 236.

第１の相関電力算出部２３Ａの電力計算部２３５は、相関値加算部２３３から受け渡された相関加算値ｂ０の電力値|ｂ０|２を計算し、算出した電力値を第１の相関電力値として相関電力メモリ２３８へ受け渡す（ステップＳ３５）。The power calculation unit 235 of the first correlation power calculation unit 23A calculates the power value | b0 | 2 of the correlation addition value b0 passed from the correlation value addition unit 233, and uses the calculated power value as the first correlation power. It is passed to the correlated power memory 238 as a value (step S35).

第２の相関電力算出部２３Ｂの電力計算部２３６は、部分相関値加算部２３４から受け渡された部分相関加算値ｂ１およびｂ２のそれぞれの電力値|ｂ１|2および|ｂ２|2を計算し、算出した２つの電力値である２つの部分相関電力値を加算処理部２３７へ受け渡す（ステップＳ３６）。The power calculation unit 236 of the second correlation power calculation unit 23B calculates the power values | b1 | 2 and | b2 | 2 of the partial correlation addition values b1 and b2 passed from the partial correlation value addition unit 234, respectively. , The two partially correlated power values, which are the two calculated power values, are passed to the addition processing unit 237 (step S36).

第２の相関電力算出部２３Ｂの加算処理部２３７は、電力計算部２３６から受け渡された複数の部分相関電力値を合成する。本実施の形態では、加算処理部２３７は、２つの部分相関電力値を|ｂ１|2＋|ｂ２|2のように合成して部分相関合成電力値を生成し、生成した部分相関合成電力値を第２の相関電力値として相関電力メモリ２３９へ受け渡す（ステップＳ３７）。The addition processing unit 237 of the second correlated power calculation unit 23B synthesizes a plurality of partially correlated power values passed from the power calculation unit 236. In the present embodiment, the addition processing unit 237 combines two partially correlated power values as | b1 | 2 + | b2 | 2 to generate a partially correlated combined power value, and the generated partially correlated combined power value. Is passed to the correlated power memory 239 as the second correlated power value (step S37).

第１の相関電力算出部２３Ａの後段の相関電力メモリ２３８は、拡散符号長×オーバーサンプル数に相当する、１周期分の相関電力値を保持できるように構成されている。相関電力メモリ２３８は、電力計算部２３５から受け渡された第１の相関電力値を１周期にわたって記憶する（ステップＳ３８）。１周期分の第１の相関電力値が蓄積された後、相関電力メモリ２３８は、保持している１周期分の第１の相関電力値を重み付け合成部２４１へ出力する。 The correlation power memory 238 in the subsequent stage of the first correlation power calculation unit 23A is configured to hold the correlation power value for one cycle corresponding to the spread code length × the number of oversamples. The correlated power memory 238 stores the first correlated power value passed from the power calculation unit 235 over one cycle (step S38). After the first correlated power value for one cycle is accumulated, the correlated power memory 238 outputs the held first correlated power value for one cycle to the weighting synthesis unit 241.

第２の相関電力算出部２３Ｂの後段の相関電力メモリ２３９は、相関電力メモリ２３８と同様に、１周期分の相関電力値を保持できるように構成されている。相関電力メモリ２３９は、加算処理部２３７から受け渡された部分相関合成電力値である第２の相関電力値を１周期にわたって記憶する（ステップＳ３９）。１周期分の第２の相関電力値が蓄積された後、相関電力メモリ２３９は、保持している１周期分の第２の相関電力値をサンプル合成部２４０および閾値判定部２４２へ出力する。なお、相関電力メモリ２３８および２３９以降の処理は、サンプルタイミングで動作していた処理が、シンボルタイミングでの動作に変わる。 The correlated power memory 239 in the subsequent stage of the second correlated power calculation unit 23B is configured to hold the correlated power value for one cycle, similarly to the correlated power memory 238. The correlated power memory 239 stores the second correlated power value, which is the partially correlated combined power value passed from the addition processing unit 237, over one cycle (step S39). After the second correlated power value for one cycle is accumulated, the correlated power memory 239 outputs the held second correlated power value for one cycle to the sample synthesis unit 240 and the threshold value determination unit 242. In the processing after the correlated power memory 238 and 239, the processing that was operating at the sample timing is changed to the operation at the symbol timing.

サンプル合成部２４０は、第２の相関電力算出部２３Ｂの後段の相関電力メモリ２３９から受け渡された１周期分の第２の相関電力値を隣り合ったサンプルタイミングで合成する（ステップＳ４０）。具体的には、サンプル合成部２４０は、タイミング毎に、前後ｌｏｇ2（Ｎovs）（Ｎovs：オーバーサンプル数）個のタイミングの第２の相関電力値を合成する。例えば、オーバーサンプル数Ｎovs＝２の場合、サンプル合成部２４０は、タイミングがｋのときの第２の相関電力値に対して、タイミングがｋ＋１およびｋ−１のときの２つの第２の相関電力値を加算する。また、オーバーサンプル数Ｎovs＝４の場合、サンプル合成部２４０は、タイミングがｋのときの第２の相関電力値に対して、タイミングがｋ＋１、ｋ−１、ｋ＋２、およびｋ−２のときの４つの第２の相関電力値を加算する。以下、サンプル合成部２４０が出力する、合成後の第２の合成電力値をサンプル合成電力値と称する。The sample synthesizing unit 240 synthesizes the second correlated power values for one cycle passed from the correlated power memory 239 in the subsequent stage of the second correlated power calculation unit 23B at the adjacent sample timings (step S40). Specifically, the sample synthesizing unit 240 synthesizes a second correlated power value of log 2 (N ovs ) (N ovs : number of oversamples) timings before and after each timing. For example, when the number of oversamples Novs = 2, the sample synthesizer 240 has two second correlations when the timings are k + 1 and k-1 with respect to the second correlation power value when the timing is k. Add the power value. Further, when the number of oversamples Novs = 4, the sample synthesizing unit 240 has a timing of k + 1, k-1, k + 2, and k-2 with respect to the second correlated power value when the timing is k. The four second correlated power values of are added. Hereinafter, the second combined power value after synthesis output by the sample synthesis unit 240 is referred to as a sample combined power value.

次に、拡散符号長Ｎc＝８、オーバーサンプル数Ｎovs＝２の場合を例とし、サンプル合成部２４０の処理について、図９および図１０を用いて詳細に説明する。図９は、相関電力メモリ２３９からサンプル合成部２４０に受け渡される１周期分の第２の相関電力値の一例を示す図、図１０は、サンプル合成部２４０が出力する１周期分のサンプル合成電力値の一例を示す図である。図９および図１０において、タイミングｋ＝０〜１５は、初期捕捉部２３が検出するタイミングの候補である。ここで、タイミングｋ＝１５が拡散符号タイミングであり、このタイミングで、受信フィルタ２２からの出力信号が持つ拡散符号と、拡散符号乗算部２３２が持つ拡散符号とが一致する。また、初期捕捉部２３は拡散符号タイミングとの誤差が１／２チップ以内となるようにタイミングを検出する粗同期を行うため、誤差が１／２チップ以内のタイミングｋ＝１４およびｋ＝０と推定された場合も正しいタイミングと判断し、正検出となる。タイミングｋ＝０〜１５におけるそれぞれの第２の相関電力値をｄ０〜ｄ１５とすると、サンプル合成部２４０は、ｅ０＝ｄ１５＋ｄ０＋ｄ１，ｅ１＝ｄ０＋ｄ１＋ｄ２，ｅ２＝ｄ１＋ｄ２＋ｄ３，…，ｅ１５＝ｄ１４＋ｄ１５＋ｄ０のように、１周期にわたって、各タイミングの前後ｌｏｇ2（Ｎovs）の第２の相関電力値を合成し、サンプル合成電力値ｅ０〜ｅ１５（図１０参照）を生成する。図１０に示すように、サンプル合成により、正検出となるタイミングｋ＝１４，１５，０のそれぞれの電力値を相対的に高められる。合成後、サンプル合成部２４０は１周期にわたるサンプル合成電力値（ｅ０，ｅ１，…，ｅ１５）を、重み付け合成部２４１へ受け渡す。Next, taking the case where the diffusion code length N c = 8 and the number of oversamples Novs = 2 as an example, the processing of the sample synthesis unit 240 will be described in detail with reference to FIGS. 9 and 10. FIG. 9 is a diagram showing an example of a second correlated power value for one cycle passed from the correlated power memory 239 to the sample synthesis unit 240, and FIG. 10 is a diagram for sample synthesis for one cycle output by the sample synthesis unit 240. It is a figure which shows an example of the electric power value. In FIGS. 9 and 10, timings k = 0 to 15 are candidates for timings detected by the initial capture unit 23. Here, the timing k = 15 is the diffusion code timing, and at this timing, the diffusion code of the output signal from the reception filter 22 and the diffusion code of the diffusion code multiplication unit 232 match. Further, since the initial capture unit 23 performs rough synchronization for detecting the timing so that the error from the diffusion code timing is within 1/2 chip, the timings k = 14 and k = 0 with the error within 1/2 chip. Even if it is estimated, it is judged that the timing is correct, and the detection is positive. Assuming that the respective second correlated power values at the timings k = 0 to 15 are d0 to d15, the sample synthesizing unit 240 has 1 such as e0 = d15 + d0 + d1, e1 = d0 + d1 + d2, e2 = d1 + d2 + d3 ..., e15 = d14 + d15 + d0. Over the cycle, the second correlated power values of log 2 ( Novs ) before and after each timing are combined to generate sample combined power values e0 to e15 (see FIG. 10). As shown in FIG. 10, by sample synthesis, the power values of the timings k = 14, 15, and 0 for positive detection can be relatively increased. After synthesizing, the sample synthesizing unit 240 passes the sample synthesizing power values (e0, e1, ..., E15) over one cycle to the weighted synthesizing unit 241.

重み付け合成部２４１は、相関電力メモリ２３８から受け渡された第１の相関電力値と、サンプル合成部２４０から受け渡されたサンプル合成電力値とを、サンプルタイミングごとに、すなわち、同じサンプルタイミングのもの同士で、重み付け合成する（ステップＳ４１）。重み付け合成後、重み付け合成部２４１は、重み付け合成により得られた重み付け合成電力値を閾値判定部２４２へ受け渡す。 The weighted synthesis unit 241 sets the first correlation power value passed from the correlation power memory 238 and the sample synthesis power value passed from the sample synthesis unit 240 for each sample timing, that is, at the same sample timing. Weighted synthesis is performed between the objects (step S41). After the weighted synthesis, the weighted synthesis unit 241 passes the weighted synthesis power value obtained by the weighted synthesis to the threshold value determination unit 242.

ステップＳ４１において、重み付け合成部２４１は、あらかじめ算出しておいた重み付け係数をサンプル合成部２４０から受け渡されたサンプル合成電力値に乗算し、第１の相関電力値に加算することにより重み付け合成を行う。ここで、重み付け係数の算出方法について、図１１および図１２を用いて説明する。図１１は、第１の相関電力算出部２３Ａが出力する第１の相関電力値の一例を示す図、図１２は、サンプル合成部２４０が出力するサンプル合成電力値の一例を示す図である。受信機２の設計者は、例えば、第１の相関電力の最大値とサンプル合成電力値の最大値とに基づいて、重み付け係数を算出する。この場合、設計者は、まず、第１の相関電力値とサンプル合成電力値のそれぞれについて、拡散符号１周期の内の最大電力値を確認する。このとき、第１の相関電力値およびサンプル合成電力値は雑音成分を含んでいないものとする。その後、設計者は、確認した２つの最大電力値が等電力で合成されるような重み付け係数を算出する。重み付け係数は、拡散符号長Ｎc、オーバーサンプル数Ｎovs、周波数オフセットの値等によって変わる。なお、重み付け係数を算出する機能を重み付け合成部２４１が有し、予め定められた操作が受信機２に対して行われた場合に、重み付け合成部２４１が重み付け係数を算出するようにしてもよい。In step S41, the weighting synthesis unit 241 multiplies the weighting coefficient calculated in advance by the sample synthesis power value passed from the sample synthesis unit 240 and adds it to the first correlation power value to perform weighting synthesis. Do. Here, the method of calculating the weighting coefficient will be described with reference to FIGS. 11 and 12. FIG. 11 is a diagram showing an example of the first correlated power value output by the first correlated power calculation unit 23A, and FIG. 12 is a diagram showing an example of the sample combined power value output by the sample combining unit 240. The designer of the receiver 2 calculates the weighting coefficient based on, for example, the maximum value of the first correlation power and the maximum value of the sample combined power value. In this case, the designer first confirms the maximum power value within one period of the diffusion code for each of the first correlated power value and the sample combined power value. At this time, it is assumed that the first correlated power value and the sample combined power value do not include a noise component. After that, the designer calculates a weighting coefficient such that the two confirmed maximum power values are combined with equal power. The weighting coefficient varies depending on the diffusion code length N c , the number of oversamples Novs , the value of the frequency offset, and the like. The weighting / combining unit 241 may have a function of calculating the weighting coefficient, and the weighting / combining unit 241 may calculate the weighting coefficient when a predetermined operation is performed on the receiver 2. ..

閾値判定部２４２は、重み付け合成部２４１から受け渡された１周期分の重み付け合成電力値の中から最大電力値を検出し、閾値判定、すなわち、最大電力値と予め定められた閾値との比較を行う（ステップＳ４２）。最大電力値が閾値を超えている場合、最大電力値に対応したタイミングを、推定タイミング、すなわち拡散符号タイミングの推定結果として受信機２の拡散符号生成部２４へ受け渡す。受信機２においては、閾値判定部２４２が閾値判定で使用する閾値の設定方法として、次のような方法を用いる。閾値判定部２４２は、第２の相関電力算出部２３Ｂ後段の相関電力メモリ２３９から受け渡された、サンプル合成前の１周期分の部分相関電力値の平均を計算し、平均値の定数α（１≦α）倍を閾値として設定する。ここで、定数αの値を大きく設定する程、誤った同期点を確立する誤警報を低減できるが初期捕捉に時間がかかり、定数αの値を小さく設定する程、初期捕捉時間は短縮できるが誤警報が増加するという関係になる。 The threshold value determination unit 242 detects the maximum power value from the weighted combined power values for one cycle passed from the weighted synthesis unit 241 and determines the threshold value, that is, compares the maximum power value with a predetermined threshold value. (Step S42). When the maximum power value exceeds the threshold value, the timing corresponding to the maximum power value is passed to the spreading code generation unit 24 of the receiver 2 as the estimation result of the estimation timing, that is, the spreading code timing. In the receiver 2, the following method is used as the threshold value setting method used by the threshold value determination unit 242 in the threshold value determination. The threshold value determination unit 242 calculates the average of the partial correlation power values for one cycle before sample synthesis, which is passed from the correlation power memory 239 in the latter stage of the second correlation power calculation unit 23B, and calculates the average value constant α ( 1 ≦ α) times is set as the threshold value. Here, the larger the value of the constant α is set, the false alarm that establishes an erroneous synchronization point can be reduced, but the initial acquisition takes time, and the smaller the value of the constant α is, the shorter the initial acquisition time can be. The relationship is that false alarms increase.

閾値判定部２４２以後、受信機２は前述した動作によって拡散符号生成部２４以降の処理を実施する。 After the threshold value determination unit 242, the receiver 2 performs the processing of the diffusion code generation unit 24 and subsequent units by the above-described operation.

以上のように、本実施の形態にかかる受信機２の初期捕捉部２３は、受信信号と拡散符号の複素共役とを乗算して得られる相関値系列の加算範囲がそれぞれ異なる第１の相関電力算出部２３Ａと第２の相関電力算出部２３Ｂとを備える。具体的には、第１の相関電力算出部２３Ａは、相関値系列のすべての相関値を加算し、得られた加算結果の電力値を第１の相関電力値として出力する。第２の相関電力算出部２３Ｂは、相関値系列を複数のブロックに分割し、ブロックごとに、ブロック内の相関値を加算するとともに、得られた加算結果の電力値を求め、さらに、ブロックごとに求めた電力値の加算結果を第２の相関電力値として出力する。また、初期捕捉部２３は、第１の相関電力算出部２３Ａで算出した第１の相関電力値と第２の相関電力算出部２３Ｂで算出した第２の相関電力値とを重み付け合成する。そして、初期捕捉部２３は、重み付け合成により得られた電力値（重み付け合成電力値）を閾値と比較し、閾値を超える電力値に対応するサンプルタイミングを推定タイミングと判定する。また、本実施の形態では、重み付け合成に用いる重み付け係数を、第１の相関電力値および第２の相関電力値に基づいて算出することとした。具体的には、第１の相関電力値および第２の相関電力値のそれぞれに対し、拡散符号１周期内の最大電力値を雑音成分が除去された状態であらかじめ確認し、２つの最大電力値が等電力で合成される値を重み付け係数に用いることとした。初期捕捉部２３が第１の相関電力算出部２３Ａと第２の相関電力算出部２３Ｂとを並列に用いる構成としたことにより、拡散符号タイミングの相関電力値が大きく観測されるようになり、非特許文献１に記載の従来の初期捕捉方式の課題であった、相関特性のサイドローブによる同期精度の劣化を改善することができる。また、初期捕捉部２３が、第１の相関電力算出部２３Ａが算出する相関電力値と第２の相関電力算出部２３Ｂが算出する相関電力値とを重み付け合成を行う構成としたことにより、周波数オフセットが小さい条件では第１の相関電力値の割合を大きくでき、周波数オフセットが大きい条件では第２の相関電力値の割合を大きくできる。 As described above, the initial capture unit 23 of the receiver 2 according to the present embodiment has the first correlation power having different addition ranges of the correlation value series obtained by multiplying the received signal and the complex conjugate of the diffusion code. A calculation unit 23A and a second correlation power calculation unit 23B are provided. Specifically, the first correlation power calculation unit 23A adds all the correlation values in the correlation value series, and outputs the power value of the obtained addition result as the first correlation power value. The second correlation power calculation unit 23B divides the correlation value series into a plurality of blocks, adds the correlation values in the blocks for each block, obtains the power value of the obtained addition result, and further, for each block. The addition result of the power value obtained in is output as the second correlated power value. Further, the initial capture unit 23 weights and synthesizes the first correlated power value calculated by the first correlated power calculation unit 23A and the second correlated power value calculated by the second correlated power calculation unit 23B. Then, the initial capture unit 23 compares the power value (weighted combined power value) obtained by the weighted synthesis with the threshold value, and determines the sample timing corresponding to the power value exceeding the threshold value as the estimated timing. Further, in the present embodiment, the weighting coefficient used for the weighting synthesis is calculated based on the first correlation power value and the second correlation power value. Specifically, for each of the first correlated power value and the second correlated power value, the maximum power value within one period of the diffusion coefficient is confirmed in advance in a state where the noise component is removed, and the two maximum power values are confirmed. It was decided to use the value synthesized by equal power for the weighting coefficient. Since the initial capture unit 23 is configured to use the first correlation power calculation unit 23A and the second correlation power calculation unit 23B in parallel, the correlation power value of the diffusion code timing can be largely observed, and the correlation power value is not large. It is possible to improve the deterioration of synchronization accuracy due to the side lobe of the correlation characteristic, which has been a problem of the conventional initial capture method described in Patent Document 1. Further, the initial capture unit 23 is configured to perform weighting synthesis of the correlated power value calculated by the first correlated power calculation unit 23A and the correlated power value calculated by the second correlated power calculation unit 23B. The ratio of the first correlated power value can be increased under the condition that the offset is small, and the ratio of the second correlated power value can be increased under the condition that the frequency offset is large.

ここで、第２の相関電力算出部２３Ｂが算出する第２の相関電力値が周波数オフセットに対する耐性が強い理由を、図１３を用いて説明する。図１３は、第２の相関電力算出部２３Ｂが算出する第２の相関電力値が周波数オフセット耐性に強い理由を説明するための図である。図１３は、周波数オフセットを１／Ｎcとし、図８の初期捕捉部２３の拡散符号乗算部２３２で得られる乗算結果ａ０〜ａ７を複素平面上に示した図である。この場合、第１の相関電力算出部２３Ａが乗算結果ａ０〜ａ７を全て加算し電力値に直すと、式（２）となる。
｜ａ０＋ａ１＋ａ２＋ａ３＋ａ４＋ａ５＋ａ６＋ａ７｜2＝０ …（２）Here, the reason why the second correlated power value calculated by the second correlated power calculation unit 23B has strong resistance to frequency offset will be described with reference to FIG. FIG. 13 is a diagram for explaining the reason why the second correlated power value calculated by the second correlated power calculation unit 23B is strong in frequency offset tolerance. FIG. 13 is a diagram showing multiplication results a0 to a7 obtained by the diffusion code multiplication unit 232 of the initial capture unit 23 of FIG. 8 on a complex plane, where the frequency offset is 1 / Nc . In this case, when the first correlated power calculation unit 23A adds all the multiplication results a0 to a7 and converts them into power values, the equation (2) is obtained.
| A0 + a1 + a2 + a3 + a4 + a5 + a6 + a7 | 2 = 0 ... (2)

また、第２の相関電力算出部２３Ｂが乗算結果ａ０〜ａ７を２分割にして加算し、電力値に直した後に合成すると、式（３）となる。
｜ａ０＋ａ１＋ａ２＋ａ３｜2＋｜ａ４＋ａ５＋ａ６＋ａ７｜2＞０ …（３）Further, when the second correlation power calculation unit 23B divides the multiplication results a0 to a7 into two parts, adds them, converts them into power values, and then synthesizes them, the equation (3) is obtained.
| A0 + a1 + a2 + a3 | 2 + | a4 + a5 + a6 + a7 | 2 > 0 ... (3)

このように、第２の相関電力算出部２３Ｂは第１の相関電力算出部２３Ａよりも短く乗算結果を分割して加算し、電力計算を行うことで、周波数オフセットに対する耐性を高めている。ただし、第２の相関電力算出部２３Ｂは、乗算結果を分割して相関電力を算出するため、周波数オフセットが小さい条件では第１の相関電力算出部２３Ａよりも相関特性が劣る。そこで、本実施の形態では第１の相関電力値と第２の相関電力値とを重み付け合成を行うことで、周波数オフセットの有無によらず同期判定精度を改善している。 As described above, the second correlated power calculation unit 23B is shorter than the first correlated power calculation unit 23A by dividing and adding the multiplication results to perform the power calculation, thereby increasing the resistance to the frequency offset. However, since the second correlation power calculation unit 23B calculates the correlation power by dividing the multiplication result, the correlation characteristic is inferior to that of the first correlation power calculation unit 23A under the condition that the frequency offset is small. Therefore, in the present embodiment, the synchronization determination accuracy is improved regardless of the presence or absence of the frequency offset by weighting and synthesizing the first correlated power value and the second correlated power value.

第１の相関電力算出部２３Ａおよび第２の相関電力算出部２３Ｂを備え、第１の相関電力値と第２の相関電力値とを重み付け合成する構成とすることにより同期判定精度を改善できるため、第２の相関電力算出部２３Ｂの後段のサンプル合成部２４０は省略することも可能である。しかし、図６に示したような、サンプル合成部２４０を備える構成とした場合、同期判定精度をさらに向上できる。 Since the first correlated power calculation unit 23A and the second correlated power calculation unit 23B are provided and the first correlated power value and the second correlated power value are weighted and combined, the synchronization determination accuracy can be improved. The sample synthesis unit 240 in the subsequent stage of the second correlation power calculation unit 23B can be omitted. However, when the sample synthesizing unit 240 is provided as shown in FIG. 6, the synchronization determination accuracy can be further improved.

すなわち、第２の相関電力算出部２３Ｂが算出する第２の相関電力値に対して、拡散符号１周期にわたって、前後ｌｏｇ2（Ｎovs）のタイミングの第２の相関電力値を合成する構成とし、前後のサンプルタイミングの電力値を合成する場合、正検出となるタイミングの電力値を相対的に高くし、誤警報となるタイミングの電力値を相対的に低くすることができる。その結果、分割数増加に伴うサイドローブによる同期精度の劣化を改善することができる。That is, the second correlated power value at the timing of the front and rear log 2 ( Novs ) is synthesized over one cycle of the diffusion code with respect to the second correlated power value calculated by the second correlated power calculation unit 23B. When synthesizing the power values of the sample timings before and after, the power value of the timing of positive detection can be relatively high, and the power value of the timing of false alarm can be relatively low. As a result, deterioration of synchronization accuracy due to side lobes due to an increase in the number of divisions can be improved.

本実施の形態によると、以上の第１の相関電力算出部２３Ａおよび第２の相関電力算出部２３Ｂを用いることで、周波数オフセットの有無に依らず、精度良く初期捕捉を行うことが可能となる。 According to the present embodiment, by using the first correlated power calculation unit 23A and the second correlated power calculation unit 23B, it is possible to perform initial acquisition with high accuracy regardless of the presence or absence of frequency offset. ..

なお、本実施の形態では、受信機２の初期捕捉部２３において、拡散符号乗算部２３２による乗算結果ａ０〜ａ７をｂ１＝ａ０＋ａ１＋ａ２＋ａ３と、ｂ２＝ａ４＋ａ５＋ａ６＋ａ７のように２分割にして加算する第２の相関電力算出部２３Ｂを用いる構成としたが、乗算結果を２分割する構成に限定するものではない。第２の相関電力算出部２３Ｂは、３分割、４分割等、拡散符号を等分割できる他の分割数を用いる構成にしてもよい。例えば乗算結果ａ０〜ａ７を４分割とした場合、ｂ１＝ａ０＋ａ１、ｂ２＝ａ２＋ａ３、ｂ３＝ａ４＋ａ５、ｂ４＝ａ６＋ａ７のように部分相関加算値を計算する。一般に、分割数を増やすと周波数オフセットに対する耐性が強まるため、システムで想定される最大の周波数オフセットに対応した分割数の第２の相関電力算出部２３Ｂを用いる構成とするのがよい。更に、本実施の形態では、第１の相関電力算出部２３Ａと、２分割の第２の相関電力算出部２３Ｂとを並列した構成としたが、分割数が異なる第２の相関電力算出部２３Ｂを複数用いる構成にしてもよい。例えば、第１の相関電力算出部２３Ａと、２分割の第２の相関電力算出部２３Ｂと、４分割の第２の相関電力算出部２３Ｂとを用いた構成である。図６に示した構成と比べると、この構成を用いることにより、周波数オフセットが大きい条件でも正検出となるタイミングを検出することが可能となる。また、２分割、４分割と分割数が異なる第２の相関電力算出部２３Ｂを並列して用いた場合は、分割数によって相関電力値のサイドローブの出現パターンが異なるため、第１の相関電力算出部２３Ａと４分割の第２の相関電力算出部２３Ｂとを用いた構成と比べて同期判定精度を改善できる。 In the present embodiment, in the initial capture unit 23 of the receiver 2, the multiplication results a0 to a7 by the diffusion code multiplication unit 232 are divided into two parts such as b1 = a0 + a1 + a2 + a3 and b2 = a4 + a5 + a6 + a7 and added. Although the configuration uses the correlation power calculation unit 23B, the configuration is not limited to the configuration in which the multiplication result is divided into two. The second correlation power calculation unit 23B may be configured to use another number of divisions capable of equally dividing the diffusion code, such as 3 divisions and 4 divisions. For example, when the multiplication results a0 to a7 are divided into four, the partial correlation addition values are calculated as b1 = a0 + a1, b2 = a2 + a3, b3 = a4 + a5, b4 = a6 + a7. In general, as the number of divisions increases, the resistance to frequency offset increases. Therefore, it is preferable to use the second correlation power calculation unit 23B of the number of divisions corresponding to the maximum frequency offset assumed in the system. Further, in the present embodiment, the first correlated power calculation unit 23A and the second correlated power calculation unit 23B divided into two are arranged in parallel, but the second correlated power calculation unit 23B having a different number of divisions is used. May be configured to use a plurality of. For example, it is configured by using the first correlated power calculation unit 23A, the second correlated power calculation unit 23B divided into two, and the second correlated power calculation unit 23B divided into four. Compared with the configuration shown in FIG. 6, by using this configuration, it is possible to detect the timing of positive detection even under the condition that the frequency offset is large. Further, when the second correlated power calculation unit 23B having a different number of divisions is used in parallel with the two divisions and the fourth division, the appearance pattern of the side lobe of the correlated power value differs depending on the number of divisions, so that the first correlated power The synchronization determination accuracy can be improved as compared with the configuration using the calculation unit 23A and the second correlation power calculation unit 23B divided into four parts.

また、本実施の形態では、受信機２の初期捕捉部２３において、電力計算部２３５、２３６の処理結果を、それぞれ相関電力メモリ２３８、２３９に受け渡す構成としたが、これに限定されない。例えば、１シンボル前に相関電力メモリ２３８、２３９に保持した相関電力値と、新たに電力計算部２３５、２３６で計算した相関電力値との間で、平均化を行う構成としてもよい。この場合、相関電力メモリ２３８、２３９は平均化後の相関電力値を保持することとなり、雑音成分を抑圧した良好な閾値判定を行うことが可能となる。 Further, in the present embodiment, the initial capture unit 23 of the receiver 2 is configured to pass the processing results of the power calculation units 235 and 236 to the correlation power memory 238 and 239, respectively, but the present invention is not limited to this. For example, the correlation power value held in the correlation power memory 238 and 239 one symbol before and the correlation power value newly calculated by the power calculation unit 235 and 236 may be averaged. In this case, the correlated power memory 238 and 239 hold the correlated power value after averaging, and it is possible to perform a good threshold value determination in which the noise component is suppressed.

また、本実施の形態では、受信機２の初期捕捉部２３において、第２の相関電力算出部２３Ｂは部分相関値加算部２３４と、電力計算部２３６と、加算処理部２３７とを用いた構成としたが、これに限定されない。非特許文献１で開示されている初期捕捉部のような、位相差計算器を含めた構成に適用することもできる。この場合の初期捕捉部２３の構成を、図１４に例示する。図１４は、実施の形態１にかかる受信機２が備える初期捕捉部の変形例を示す図である。図１４に記載の初期捕捉部２３ａが図６に記載の初期捕捉部２３と異なる点は、図１４の第２の相関電力算出部２３Ｂ−２において、部分相関値加算部２３４の後段に位相差計算部２８１および加算処理部２８２を備え、加算処理部２３７を削除した点である。なお、図１４において、図６と同一の処理を行う箇所は、同一の番号を付してその詳細説明は省略する。部分相関値加算部２３４が拡散符号乗算部２３２から受け渡された乗算結果を２分割にして加算し、部分相関加算値ｂ０およびｂ１が得られた場合を想定する。位相差計算部２８１は、部分相関値加算部２３４から受け渡された部分相関加算値ｂ０とｂ１の位相差を、ｄ０＝ｂ１×ｂ０*のように計算し、位相差の計算結果ｄ０を加算処理部２８２に受け渡す。加算処理部２８２は、位相差計算部２８１から受け渡された位相差の計算結果ｄ０を加算し、加算結果を電力計算部２３６へ受け渡す。電力計算部２３６以後の処理は、前述したものと同じである。このような位相差を求める構成とした場合、第２の相関電力算出部２３Ｂ−２から出力される第２の相関電力値は、位相差をとる処理により第１の相関電力算出部２３Ａよりも多く乗算を行うため、第１の相関電力算出部２３Ａから出力される第１の相関電力値と比べて電力値が大きくなる。そのため、重み付け合成部２４１は適切な電力比で重み付け合成を行うことで、良好な初期捕捉性能を実現できる。この構成により、周波数オフセットが存在する条件でも、精度良く短時間で初期捕捉を行うことが可能となる。Further, in the present embodiment, in the initial capture unit 23 of the receiver 2, the second correlation power calculation unit 23B is configured by using the partial correlation value addition unit 234, the power calculation unit 236, and the addition processing unit 237. However, it is not limited to this. It can also be applied to a configuration including a phase difference computer such as the initial capture unit disclosed in Non-Patent Document 1. The configuration of the initial capture unit 23 in this case is illustrated in FIG. FIG. 14 is a diagram showing a modified example of the initial capture unit included in the receiver 2 according to the first embodiment. The difference between the initial capture unit 23a shown in FIG. 14 and the initial capture unit 23 shown in FIG. 6 is that in the second correlation power calculation unit 23B-2 of FIG. 14, the phase difference is behind the partial correlation value addition unit 234. The point is that the calculation unit 281 and the addition processing unit 282 are provided, and the addition processing unit 237 is deleted. In FIG. 14, the parts where the same processing as in FIG. 6 is performed are assigned the same numbers, and detailed description thereof will be omitted. It is assumed that the partial correlation value addition unit 234 divides the multiplication result passed from the diffusion code multiplication unit 232 into two parts and adds them to obtain the partial correlation addition values b0 and b1. The phase difference calculation unit 281 calculates the phase difference between the partial correlation addition values b0 and b1 passed from the partial correlation value addition unit 234 as d0 = b1 × b0 * , and adds the phase difference calculation result d0. It is delivered to the processing unit 282. The addition processing unit 282 adds the phase difference calculation result d0 passed from the phase difference calculation unit 281 and passes the addition result to the power calculation unit 236. The processing after the power calculation unit 236 is the same as that described above. When such a configuration for obtaining the phase difference is adopted, the second correlated power value output from the second correlated power calculation unit 23B-2 is higher than that of the first correlated power calculation unit 23A by the process of obtaining the phase difference. Since many multiplications are performed, the power value becomes larger than the first correlated power value output from the first correlated power calculation unit 23A. Therefore, the weighting synthesis unit 241 can realize good initial capture performance by performing weighting synthesis at an appropriate power ratio. With this configuration, even under the condition that the frequency offset exists, the initial acquisition can be performed accurately and in a short time.

また、本実施の形態では、受信機２の初期捕捉部２３において、サンプル合成部２４０は、第１の相関電力算出部２３Ａの後段に用いず第２の相関電力算出部２３Ｂの後段のみに用いる構成としたが、これに限定されず、第１の相関電力算出部２３Ａの後段にサンプル合成部を用いることもできる。このとき、新たなサンプル合成部は相関電力メモリ２３８の後段に配置する。第１の相関電力算出部２３Ａの後段のサンプル合成部の動作は実施の形態１で説明したサンプル合成部２４０と同じである。系列パラメータＭc＝１のZadoff-Chu系列を直接スペクトル拡散の拡散符号とした場合、オーバーサンプル数Ｎovsが１より大きいときに第１の相関電力算出部の相関値のサイドローブが存在し相関特性が劣化する。そのため、Ｎovs＞１の場合、第２の相関電力算出部だけでなく第１の相関電力算出部の後段にもサンプル合成部を用いた構成とすることで、同期判定精度を改善できる。Further, in the present embodiment, in the initial capture unit 23 of the receiver 2, the sample synthesis unit 240 is not used in the subsequent stage of the first correlation power calculation unit 23A, but is used only in the latter stage of the second correlation power calculation unit 23B. However, the configuration is not limited to this, and a sample synthesis unit may be used after the first correlation power calculation unit 23A. At this time, the new sample synthesis unit is arranged after the correlation power memory 238. The operation of the sample synthesis unit in the latter stage of the first correlation power calculation unit 23A is the same as that of the sample synthesis unit 240 described in the first embodiment. When the Zadoff-Chu series with the series parameter M c = 1 is used as the diffusion code for direct spectral diffusion, there is a side lobe of the correlation value of the first correlation power calculation unit when the number of oversamples Novs is larger than 1, and the correlation The characteristics deteriorate. Therefore, when Novs > 1, the synchronization determination accuracy can be improved by using the sample synthesis unit not only in the second correlation power calculation unit but also in the subsequent stage of the first correlation power calculation unit.

また、本実施の形態では、受信機２の初期捕捉部２３の重み付け合成部２４１において、雑音成分が除去された状態の第１の相関電力値およびサンプル合成電力値のそれぞれの、拡散符号１周期内の最大電力値をあらかじめ確認し、２つの最大電力値が等電力で合成されるような重み付け係数を用いたが、これに限定されない。他の重み付け係数の決定方法として、雑音成分が除去された状態の第１の相関電力値およびサンプル合成電力値のそれぞれに対し、拡散符号１周期分の平均値（図１１，図１２参照）を求め、これらの平均値が等しくなるような重み付け係数を用いてもよい。この場合、上述した、最大電力値が等電力となる重み付け係数を用いる場合と比べて第１の相関電力値の割合を大きくでき、周波数オフセットが小さい場合に同期精度の改善が得られる。ただし、周波数オフセットが大きい場合に精度が劣化する。また、最大電力値を等電力とする重み付け係数と、平均値を等電力とする重み付け係数との中間値を重み付け係数とする方法がある。この場合、上述した、最大電力値が等電力となる重み付け係数を用いる場合と比べて、周波数オフセットが大きい場合の精度の劣化が少ないまま、周波数オフセットが小さい場合に精度を改善できる。以上のように重み付け係数を決定することによって、第１の相関電力値とサンプル合成電力値の割合を調整することができる。 Further, in the present embodiment, in the weighted synthesis unit 241 of the initial capture unit 23 of the receiver 2, each of the first correlated power value and the sample combined power value in the state where the noise component is removed has one diffusion coefficient cycle. The maximum power value in the above was confirmed in advance, and a weighting coefficient was used so that the two maximum power values were combined with equal power, but the weighting coefficient is not limited to this. As another method for determining the weighting coefficient, the average value for one cycle of the diffusion code (see FIGS. 11 and 12) is used for each of the first correlation power value and the sample combined power value in the state where the noise component is removed. A weighting coefficient may be used so that the average values thereof are equal to each other. In this case, the ratio of the first correlated power value can be increased as compared with the case of using the weighting coefficient in which the maximum power value is equal power described above, and the synchronization accuracy can be improved when the frequency offset is small. However, the accuracy deteriorates when the frequency offset is large. Further, there is a method in which an intermediate value between a weighting coefficient in which the maximum power value is equal power and a weighting coefficient in which the average value is equal power is used as the weighting coefficient. In this case, as compared with the case of using the weighting coefficient in which the maximum power value is equal power as described above, the accuracy can be improved when the frequency offset is small while the deterioration of the accuracy when the frequency offset is large is small. By determining the weighting coefficient as described above, the ratio between the first correlation power value and the sample combined power value can be adjusted.

更に、重み付け係数をあらかじめ設定した固定値とするのではなく、シンボル毎に適応的に変えてもよい。例えば、相関電力メモリ２３８が保持している第１の相関電力値の平均値と、サンプル合成部２４０が保持しているサンプル合成電力値の平均値が、等しくなる重み付け係数をシンボル毎に算出する方法もある。この場合、重み付け係数は、例えば、重み付け合成部により適宜更新される。重み付け係数を適応的に変更する構成とすることにより、時間的に変動する受信レベルに応じた重み付け合成が可能となり、良好な同期判定精度を実現できる。 Further, the weighting coefficient may be adaptively changed for each symbol instead of being set to a preset fixed value. For example, a weighting coefficient is calculated for each symbol in which the average value of the first correlated power value held by the correlated power memory 238 and the average value of the sample combined power value held by the sample synthesis unit 240 are equal. There is also a method. In this case, the weighting coefficient is appropriately updated by, for example, the weighting synthesis unit. By making the configuration in which the weighting coefficient is adaptively changed, weighting synthesis according to the reception level that fluctuates with time becomes possible, and good synchronization determination accuracy can be realized.

また、本実施の形態では、閾値判定部２４２で用いる閾値を算出するために、相関電力メモリ２３９が保持する相関電力値の平均値を用いる構成としたが、これに限定されない。例えば、重み付け合成部２４１が出力する重み付け合成電力値の平均値を用いる構成としてもよい。このような構成とすることで、第１の相関電力値とサンプル合成部２４０が出力するサンプル合成電力値との両方の情報を含んだ精度の良い閾値を生成することができ、良好な同期判定精度を達成できる。 Further, in the present embodiment, in order to calculate the threshold value used by the threshold value determination unit 242, the average value of the correlated power values held by the correlated power memory 239 is used, but the present invention is not limited to this. For example, the configuration may be such that the average value of the weighted combined power values output by the weighted combined unit 241 is used. With such a configuration, it is possible to generate an accurate threshold value including both the information of the first correlated power value and the sample combined power value output by the sample synthesis unit 240, and a good synchronization determination can be made. Accuracy can be achieved.

更に、閾値判定部２４２が用いる閾値をあらかじめ設定した固定値とするのではなく、適応的に変えてもよい。例えば、相関電力メモリ２３８で保持している１周期分の第１の相関電力値の平均値と最大値とを求め、最大値が平均値のγ倍（γはあらかじめ決めた定数でγ＞１）を超えている場合、重み付け合成電力値の平均値の定数α倍を閾値判定部２４２で閾値として使用する。一方、重み付け合成電力値の最大値が平均値のγ倍を超えていない場合、定数αに定数β（β＜１）を乗算した値を閾値とする方法がある。相関電力メモリ２３８が保持している第１の相関電力算出部の最大相関電力値は、周波数オフセットが大きい際に値が小さくなる。このように構成することで、閾値を周波数オフセットの大きさによって適応的に変えることができ、周波数オフセットの条件によらず初期捕捉時間を短縮できる。 Further, the threshold value used by the threshold value determination unit 242 may be adaptively changed instead of being set to a preset fixed value. For example, the average value and the maximum value of the first correlated power value for one cycle held in the correlated power memory 238 are obtained, and the maximum value is γ times the average value (γ is a predetermined constant and γ> 1). ) Is exceeded, the threshold determination unit 242 uses a constant α times the average value of the weighted combined power values as a threshold. On the other hand, when the maximum value of the weighted combined power value does not exceed γ times the average value, there is a method in which the value obtained by multiplying the constant α by the constant β (β <1) is used as the threshold value. The maximum correlated power value of the first correlated power calculation unit held by the correlated power memory 238 becomes smaller when the frequency offset is large. With this configuration, the threshold value can be adaptively changed according to the magnitude of the frequency offset, and the initial acquisition time can be shortened regardless of the frequency offset condition.

つづいて、実施の形態１にかかる受信機２のハードウェア構成について説明する。受信機２において、受信アンテナ２１はアンテナ装置で実現される。受信フィルタ２２はフィルタ回路で実現される。 Next, the hardware configuration of the receiver 2 according to the first embodiment will be described. In the receiver 2, the receiving antenna 21 is realized by an antenna device. The reception filter 22 is realized by a filter circuit.

初期捕捉部２３のうち、拡散符号乗算部２３２は、上述したように、図８に示す構成の回路で実現される。初期捕捉部２３の拡散符号乗算部２３２以外の各構成要素は、それぞれ処理回路により実現される。これらの処理回路は、専用ハードウェアにより実現されてもよいし、ＣＰＵ（Central Processing Unit）を用いた制御回路であってもよい。 Of the initial capture units 23, the diffusion code multiplication unit 232 is realized by the circuit having the configuration shown in FIG. 8 as described above. Each component other than the diffusion code multiplication unit 232 of the initial capture unit 23 is realized by a processing circuit. These processing circuits may be realized by dedicated hardware, or may be control circuits using a CPU (Central Processing Unit).

上記の処理回路が、専用ハードウェアにより実現される場合、これらは、図１５に示す処理回路１００により実現される。図１５は、実施の形態１にかかる受信機２を実現する処理回路を示す図である。処理回路１００は、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、またはこれらを組み合わせたものである。 When the above processing circuits are realized by dedicated hardware, these are realized by the processing circuit 100 shown in FIG. FIG. 15 is a diagram showing a processing circuit that realizes the receiver 2 according to the first embodiment. The processing circuit 100 is a single circuit, a composite circuit, a programmed processor, a parallel programmed processor, an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), an FPGA (Field Programmable Gate Array), or a combination thereof.

上記の処理回路が、ＣＰＵを用いた制御回路で実現される場合、この制御回路は例えば図１６に示す構成の制御回路２００である。図１６は、実施の形態１にかかる受信機２を実現する制御回路の構成例を示す図である。図１６に示すように制御回路２００は、ＣＰＵなどであるプロセッサ２０１と、メモリ２０２とを備える。上記の処理回路が制御回路２００により実現される場合、メモリ２０２が、初期捕捉部２３の拡散符号乗算部２３２以外の各構成要素の機能を実現するためのプログラムを記憶しておく。そして、プロセッサ２０１が、メモリ２０２に記憶された上記のプログラムを読み出して実行することにより、初期捕捉部２３の拡散符号乗算部２３２以外の各構成要素が実現される。また、メモリ２０２は、プロセッサ２０１が実施する各処理における一時メモリとしても使用される。 When the above processing circuit is realized by a control circuit using a CPU, this control circuit is, for example, a control circuit 200 having the configuration shown in FIG. FIG. 16 is a diagram showing a configuration example of a control circuit that realizes the receiver 2 according to the first embodiment. As shown in FIG. 16, the control circuit 200 includes a processor 201 such as a CPU and a memory 202. When the above processing circuit is realized by the control circuit 200, the memory 202 stores a program for realizing the functions of each component other than the diffusion code multiplication unit 232 of the initial acquisition unit 23. Then, the processor 201 reads and executes the above program stored in the memory 202, thereby realizing each component other than the diffusion code multiplication unit 232 of the initial capture unit 23. The memory 202 is also used as a temporary memory in each process performed by the processor 201.

なお、初期捕捉部２３の拡散符号乗算部２３２以外の各構成要素のうち、一部の構成要素を図１５に示す処理回路１００で実現し、残りの構成要素を図１６に示す制御回路２００で実現してもよい。 Of the components other than the diffusion code multiplication unit 232 of the initial capture unit 23, some components are realized by the processing circuit 100 shown in FIG. 15, and the remaining components are realized by the control circuit 200 shown in FIG. It may be realized.

図１４に示す初期捕捉部２３ａは、初期捕捉部２３を実現する回路と同様の回路で実現される。 The initial capture unit 23a shown in FIG. 14 is realized by a circuit similar to the circuit that realizes the initial capture unit 23.

拡散符号生成部２４は、図１５に示す処理回路１００または図１６に示す制御回路２００で実現される。逆拡散部２５は、複数の遅延素子と複数の乗算器とを組み合わせた回路で実現される。同期追従部２６は、図１５に示す処理回路１００または図１６に示す制御回路２００で実現される。復調部２７はデモジュレータで実現される。 The diffusion code generation unit 24 is realized by the processing circuit 100 shown in FIG. 15 or the control circuit 200 shown in FIG. The despreading unit 25 is realized by a circuit in which a plurality of delay elements and a plurality of multipliers are combined. The synchronous tracking unit 26 is realized by the processing circuit 100 shown in FIG. 15 or the control circuit 200 shown in FIG. The demodulation unit 27 is realized by a demodulator.

また、実施の形態１にかかる送信機１の変調部１１はモジュレータで実現される。拡散符号生成部１２は、図１５に示す処理回路１００または図１６に示す制御回路２００と同様の回路で実現される。拡散部１３は、複数の遅延素子と複数の乗算器とを組み合わせた回路で実現される。送信フィルタ１４はフィルタ回路で実現される。送信アンテナ１５はアンテナ装置で実現される。 Further, the modulation unit 11 of the transmitter 1 according to the first embodiment is realized by a modulator. The diffusion code generation unit 12 is realized by a circuit similar to the processing circuit 100 shown in FIG. 15 or the control circuit 200 shown in FIG. The diffuser 13 is realized by a circuit in which a plurality of delay elements and a plurality of multipliers are combined. The transmission filter 14 is realized by a filter circuit. The transmitting antenna 15 is realized by an antenna device.

実施の形態２．
つづいて、実施の形態２について説明する。実施の形態２では、送信機が、直接スペクトル拡散後の信号を複数回反復して送信信号を生成する。これは、スペクトル拡散技術の一つとして知られている方法である。この技術により、送信機は、送信信号スペクトルを周波数軸上で等間隔に分散配置する。実施の形態２にかかる受信機の初期捕捉部は、送信側の直接スペクトル拡散信号の反復回数に従って、第１の相関電力算出部と第２の相関電力算出部の相関値加算周期を決定する。本実施の形態では、送信機の構成および動作、受信機の動作が実施の形態１と異なる。本実施の形態では、実施の形態１と異なる部分について説明を行い、実施の形態１と同様の部分については説明を割愛する。Embodiment 2.
Next, the second embodiment will be described. In the second embodiment, the transmitter repeats the signal after direct spectrum diffusion a plurality of times to generate a transmission signal. This is a method known as one of the spectral diffusion techniques. With this technique, the transmitter distributes the transmitted signal spectrum at equal intervals on the frequency axis. The initial capture unit of the receiver according to the second embodiment determines the correlation value addition cycle of the first correlation power calculation unit and the second correlation power calculation unit according to the number of repetitions of the direct spectrum diffusion signal on the transmitting side. In the present embodiment, the configuration and operation of the transmitter and the operation of the receiver are different from those in the first embodiment. In the present embodiment, the parts different from the first embodiment will be described, and the description of the same parts as the first embodiment will be omitted.

実施の形態２にかかる送信機の構成および動作について説明する。図１７は、実施の形態２にかかる送信機の構成例を示す図である。図１７に示すように、実施の形態２にかかる送信機１ａは、実施の形態１で説明した送信機１（図１参照）の拡散部１３と送信フィルタ１４との間に、アップサンプル部３１と、周波数シフト部３２と、ＣＰ付加部３３とを追加した構成である。 The configuration and operation of the transmitter according to the second embodiment will be described. FIG. 17 is a diagram showing a configuration example of the transmitter according to the second embodiment. As shown in FIG. 17, the transmitter 1a according to the second embodiment has an upsample unit 31 between the diffusion unit 13 and the transmission filter 14 of the transmitter 1 (see FIG. 1) described in the first embodiment. And the frequency shift unit 32 and the CP addition unit 33 are added.

図１７に示す送信機１ａの動作概要を説明する。図１８は、実施の形態２にかかる送信機１ａの動作の一例を示すフローチャートである。図１８に示すフローチャートは、図２に示すフローチャートのステップＳ１３とステップＳ１４との間にステップＳ５１〜Ｓ５３を追加したものである。 The outline of the operation of the transmitter 1a shown in FIG. 17 will be described. FIG. 18 is a flowchart showing an example of the operation of the transmitter 1a according to the second embodiment. The flowchart shown in FIG. 18 is obtained by adding steps S51 to S53 between steps S13 and S14 of the flowchart shown in FIG.

アップサンプル部３１は、拡散部１３から入力された直接スペクトル拡散信号に対して、信号長を１／Ｐに圧縮した後、圧縮した直接スペクトル拡散信号をＰ回反復する（ステップＳ５１）。ここで、Ｐは２以上の整数とする。アップサンプル部３１は、反復処理を行うことにより、長さがＮcの拡散符号をＰ回繰り返した、長さがＮc×Ｐの直接スペクトル拡散信号を生成する。図１９は、実施の形態２にかかる送信機１ａが備えるアップサンプル部３１の処理を説明するための図である。図１９は、拡散符号周期がＮc＝４、反復回数がＰ＝４とした場合のアップサンプル部３１による直接スペクトル拡散信号の圧縮および反復の例を示す。信号のハッチングが施された部分は、拡散符号の１番目の要素を示す。図１９に示した例の場合、アップサンプル部３１は、サンプルレートを４倍にすることで信号長を１／４に圧縮する。アップサンプル部３１は、次に、１／４の長さに圧縮した信号を４回繰り返してアップサンプル後の直接スペクトル拡散信号を生成する。図１９に示すように、アップサンプル後の直接スペクトル拡散信号は、２つの拡散符号周期が存在する。拡散符号周期＃１は、アップサンプル前の直接スペクトル拡散信号の生成に用いた拡散符号周期Ｎc＝４と同一のチップ数、拡散符号周期＃２は、拡散符号周期＃１の反復回数Ｐ＝４倍の、Ｎc×Ｐ＝１６のチップ数となる。アップサンプル部３１は、アップサンプル後の直接スペクトル拡散信号を周波数シフト部３２へ受け渡す。The upsample unit 31 compresses the signal length to 1 / P with respect to the direct spectrum diffusion signal input from the diffusion unit 13, and then repeats the compressed direct spectrum diffusion signal P times (step S51). Here, P is an integer of 2 or more. Upsampling unit 31 performs the iterative process, length of spreading codes for N c is repeated P times, the length to produce a direct sequence spread spectrum signal of N c × P. FIG. 19 is a diagram for explaining the processing of the upsampling unit 31 included in the transmitter 1a according to the second embodiment. FIG. 19 shows an example of compression and repetition of the direct spectral diffusion signal by the upsampling unit 31 when the diffusion code period is N c = 4 and the number of iterations is P = 4. The hatched portion of the signal indicates the first element of the spreading code. In the case of the example shown in FIG. 19, the upsampling unit 31 compresses the signal length to 1/4 by quadrupling the sample rate. The upsampling unit 31 then repeats the signal compressed to a length of 1/4 four times to generate a direct spectral diffusion signal after the upsampling. As shown in FIG. 19, the direct spectral diffusion signal after upsampling has two diffusion code periods. The diffusion code period # 1 is the same number of chips as the diffusion code period N c = 4 used to generate the direct spectrum diffusion signal before upsampling, and the diffusion code period # 2 is the number of repetitions P = of the diffusion code period # 1. The number of chips is four times as large as N c × P = 16. The upsample unit 31 passes the direct spectral diffusion signal after the upsample to the frequency shift unit 32.

周波数シフト部３２は、アップサンプル部３１から入力された信号に対し、予め設定された位相回転量で位相回転を行い、入力信号を周波数シフトさせる（ステップＳ５２）。位相回転量をθとした場合、周波数シフト部３２は、入力信号にｅｘｐ（ｊ２πθｎ／Ｎｃ）（ｎ＝１，…，Ｎｃの整数）を乗算することで、位相回転を行う。周波数シフト部３２は、周波数シフト後の直接スペクトル拡散信号をＣＰ付加部３３へ受け渡す。The frequency shift unit 32 performs phase rotation on the signal input from the upsample unit 31 with a preset phase rotation amount, and frequency shifts the input signal (step S52). When the phase rotation amount is θ, the frequency shift unit 32 performs phase rotation by multiplying the input signal by exp (j2πθn / N c ) (n = 1, ..., An integer of N c ). The frequency shift unit 32 passes the direct spectrum diffusion signal after the frequency shift to the CP addition unit 33.

ＣＰ付加部３３は、周波数シフト部３２から入力された信号に対し、図２０に示すように、最後尾から予め定められた数のサンプル値を複製し、サイクリックプレフィックス（ＣＰ：Cyclic Prefix）として先頭に付加する（ステップＳ５３）。なお、図２０は、実施の形態２にかかる送信機１ａが備えるＣＰ付加部３３の動作を説明するための図である。ＣＰ付加部３３は、ＣＰ付加後の直接スペクトル拡散信号を送信フィルタ１４に受け渡す。その後の送信機１ａの処理は、実施の形態１にかかる送信機１と同様である。 As shown in FIG. 20, the CP addition unit 33 duplicates a predetermined number of sample values from the end with respect to the signal input from the frequency shift unit 32, and uses it as a cyclic prefix (CP: Cyclic Prefix). It is added to the beginning (step S53). Note that FIG. 20 is a diagram for explaining the operation of the CP addition unit 33 included in the transmitter 1a according to the second embodiment. The CP addition unit 33 passes the direct spectrum diffusion signal after CP addition to the transmission filter 14. Subsequent processing of the transmitter 1a is the same as that of the transmitter 1 according to the first embodiment.

送信機１ａのアップサンプル部３１、周波数シフト部３２およびＣＰ付加部３３は、実施の形態１で説明した処理回路１００または制御回路２００により実現される。 The upsample unit 31, the frequency shift unit 32, and the CP addition unit 33 of the transmitter 1a are realized by the processing circuit 100 or the control circuit 200 described in the first embodiment.

次に、実施の形態２にかかる受信機の構成および動作について説明する。実施の形態２にかかる受信機の構成は、実施の形態１にかかる受信機２（図４参照）と同様である。ただし、初期捕捉部２３の動作が異なる。ここでは、実施の形態１にかかる初期捕捉部２３の構成を示す図６を参照しながら実施の形態２にかかる初期捕捉部２３を説明する。また、実施の形態２にかかる受信機２の動作を示すフローチャートは、実施の形態１にかかる受信機２の動作を示すフローチャート（図５参照）と同じである。 Next, the configuration and operation of the receiver according to the second embodiment will be described. The configuration of the receiver according to the second embodiment is the same as that of the receiver 2 (see FIG. 4) according to the first embodiment. However, the operation of the initial capture unit 23 is different. Here, the initial capture unit 23 according to the second embodiment will be described with reference to FIG. 6 showing the configuration of the initial capture unit 23 according to the first embodiment. Further, the flowchart showing the operation of the receiver 2 according to the second embodiment is the same as the flowchart showing the operation of the receiver 2 according to the first embodiment (see FIG. 5).

初期捕捉部２３は、図２０に示すＣＰ付加後の直接スペクトル拡散信号に対して、図示した拡散符号周期＃２のタイミングを推定する。 The initial capture unit 23 estimates the timing of the shown diffusion code period # 2 with respect to the direct spectral diffusion signal after CP addition shown in FIG.

図６に示す拡散符号生成部２３１は、送信機１ａのアップサンプル部３１が直接スペクトル拡散信号を反復させる回数Ｐに従って、長さがＮc×Ｐの拡散符号を生成する。例えば、送信機１ａのアップサンプル部３１が図１９に示す構成のアップサンプル後の直接信号を生成する場合、拡散符号生成部２３１は、拡散符号周期＃２に対応する、Ｎc×Ｐ＝１６の周期の拡散符号を生成する。The diffusion code generation unit 231 shown in FIG. 6 generates a diffusion code having a length of N c × P according to the number of times P that the upsample unit 31 of the transmitter 1a directly repeats the spectral diffusion signal. For example, when the upsample unit 31 of the transmitter 1a generates a direct signal after the upsample having the configuration shown in FIG. 19, the diffusion code generation unit 231 corresponds to the diffusion code period # 2, N c × P = 16. Generates a diffusion code with a period of.

拡散符号乗算部２３２は、Ｎc×Ｐ×Ｎovs（Ｎovs：オーバーサンプル数）個の遅延素子と、Ｎc×Ｐ個の乗算器とを用いて構成できる。例えば、図１９においてＮovs＝２とした場合、Ｎc×Ｐ×Ｎovs＝３２個の遅延素子と、Ｎc×Ｐ＝１６個の乗算器で拡散符号乗算部２３２を構成できる。The diffusion code multiplication unit 232 can be configured by using N c × P × Novs (N ovs : number of oversamples) delay elements and N c × P multipliers. For example, when Novs = 2 in FIG. 19, the diffusion code multiplication unit 232 can be configured by N c × P × Novs = 32 delay elements and N c × P = 16 multipliers.

第１の相関電力算出部２３Ａの相関値加算部２３３は、拡散符号乗算部２３２から受け渡された乗算結果を、図１９に示す拡散符号周期＃２と同等の長さで加算する。 The correlation value addition unit 233 of the first correlation power calculation unit 23A adds the multiplication result passed from the diffusion code multiplication unit 232 with the same length as the diffusion code period # 2 shown in FIG.

第２の相関電力算出部２３Ｂの部分相関値加算部２３４は、拡散符号乗算部２３２から受け渡された乗算結果を、図１９に示す拡散符号周期＃１と同等の長さで加算する。つまり、部分相関値加算部２３４は、拡散符号周期＃２をＰ分割にして加算する。例えば、図１９に示した構成のアップサンプル後の直接スペクトル拡散信号を受信機２が受信する場合、部分相関値加算部２３４は、拡散符号周期＃２を４分割して加算する。 The partial correlation value addition unit 234 of the second correlation power calculation unit 23B adds the multiplication result passed from the diffusion code multiplication unit 232 with the same length as the diffusion code period # 1 shown in FIG. That is, the partial correlation value addition unit 234 divides the diffusion code period # 2 into P and adds them. For example, when the receiver 2 receives the direct spectrum diffusion signal after the upsampling of the configuration shown in FIG. 19, the partial correlation value addition unit 234 divides the diffusion code period # 2 into four and adds them.

相関値加算部２３３の後段の各構成要素および部分相関値加算部２３４の後段の各構成要素が行う処理は、実施の形態１にかかる初期捕捉部２３の同じ符号が付された各構成要素と同じである。 The processing performed by each component in the latter stage of the correlation value addition unit 233 and each component in the latter stage of the partial correlation value addition unit 234 is the same as that of the component with the same reference numeral of the initial capture unit 23 according to the first embodiment. It is the same.

実施の形態２にかかる受信機２の逆拡散部２５（図４参照）は、実施の形態１と同様に、拡散符号生成部２４から入力された拡散符号を用いて、受信フィルタ２２から入力された信号を逆拡散する。ただし、初期捕捉部２３または同期追従部２６で検出された推定タイミングまたは補正後のタイミングに基づき、ＣＰを除いた部分だけを逆拡散する。 The reverse diffusion unit 25 (see FIG. 4) of the receiver 2 according to the second embodiment is input from the reception filter 22 using the diffusion code input from the diffusion code generation unit 24, as in the first embodiment. Back-diffuse the signal. However, based on the estimated timing or the corrected timing detected by the initial capture unit 23 or the synchronous tracking unit 26, only the portion excluding the CP is back-diffused.

復調部２７は、図１７に示す送信機１ａが送信する信号に対応した復調処理を行う。この処理は、例えば次のような構成で実現できる。復調部２７は、逆拡散部２５から受け取った逆拡散後の信号に対して、まず、伝送路で受けた波形歪みを補正する等化処理を行う。復調部２７は、等化処理を行った後、送信機１ａの周波数シフト部３２で与えられた周波数シフトを除去する処理を行う。復調部２７は、その後、送信機１ａのアップサンプル部３１で実施された、反復回数Ｐに応じた合成を行う。合成は、次に説明するように実施する。復調部２７は、周波数シフトが除去された後の拡散符号周期がＮc×Ｐの信号に対して、送信機１ａのアップサンプル部３１で反復する前の拡散符号の要素番号が同じであるサンプル同士を合成し、長さＮcの信号にする。合成後、復調部２７は、送信機１ａの変調部１１が行う変調処理に対応した復調処理を行う。The demodulation unit 27 performs demodulation processing corresponding to the signal transmitted by the transmitter 1a shown in FIG. This process can be realized by, for example, the following configuration. The demodulation unit 27 first performs an equalization process for correcting the waveform distortion received in the transmission line with respect to the signal after dediffusion received from the dediffusion unit 25. After performing the equalization process, the demodulation unit 27 performs a process of removing the frequency shift given by the frequency shift unit 32 of the transmitter 1a. The demodulation unit 27 then performs synthesis according to the number of iterations P, which was carried out by the upsample unit 31 of the transmitter 1a. The synthesis is carried out as described below. The demodulation unit 27 is a sample in which the element number of the diffusion code before being repeated by the upsampling unit 31 of the transmitter 1a is the same for the signal having the diffusion code period of N c × P after the frequency shift is removed. Combine them into a signal of length N c . After synthesis, the demodulation unit 27 performs demodulation processing corresponding to the modulation processing performed by the modulation unit 11 of the transmitter 1a.

以上のように、本実施の形態では、送信機１ａのアップサンプル部３１が、スペクトル拡散後の信号を複数回反復して送信信号を生成する構成とした。更に、受信機２の初期捕捉部２３において、アップサンプル部３１によって反復された後の拡散符号周期と、反復前の拡散符号周期に対応した長さで相関値を加算する、第１の相関電力算出部と第２の相関電力算出部とを併用する構成とした。短い拡散符号周期に対応した第２の相関電力算出部を用いることにより、部分相関でなく拡散符号周期全体の相関特性が得られるため、サイドローブを抑圧した相関値が得られる。この特性に第１の相関電力算出部の相関特性を併用することで同期判定精度を改善できる。 As described above, in the present embodiment, the upsampling unit 31 of the transmitter 1a is configured to repeat the signal after spectrum diffusion a plurality of times to generate a transmission signal. Further, in the initial capture unit 23 of the receiver 2, the first correlation power is added by adding the correlation value with the length corresponding to the diffusion code period after the repetition by the upsampling unit 31 and the diffusion code period before the repetition. The calculation unit and the second correlation power calculation unit are used together. By using the second correlation power calculation unit corresponding to the short diffusion code period, the correlation characteristic of the entire diffusion code period can be obtained instead of the partial correlation, so that the correlation value with the side lobe suppressed can be obtained. The synchronization determination accuracy can be improved by using the correlation characteristic of the first correlation power calculation unit in combination with this characteristic.

以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。 The configuration shown in the above-described embodiment shows an example of the content of the present invention, can be combined with another known technique, and is one of the configurations without departing from the gist of the present invention. It is also possible to omit or change the part.

１，１ａ 送信機、２ 受信機、１１ 変調部、１２，２４，２３１ 拡散符号生成部、１３ 拡散部、１４ 送信フィルタ、１５ 送信アンテナ、２１ 受信アンテナ、２２ 受信フィルタ、２３，２３ａ 初期捕捉部、２３Ａ 第１の相関電力算出部、２３Ｂ，２３Ｂ−２ 第２の相関電力算出部、２３Ｃ タイミング検出部、２５ 逆拡散部、２６ 同期追従部、２７ 復調部、３１ アップサンプル部、３２ 周波数シフト部、３３ ＣＰ付加部、２３２ 拡散符号乗算部、２３３ 相関値加算部、２３４ 部分相関値加算部、２３５，２３６ 電力計算部、２３７，２８２ 加算処理部、２３８，２３９ 相関電力メモリ、２４０ サンプル合成部、２４１ 重み付け合成部、２４２ 閾値判定部、２８１ 位相差計算部、２５１〜２６６ 遅延素子。 1,1a transmitter, 2 receiver, 11 modulator, 12, 24,231 diffuse code generator, 13 diffuser, 14 transmit filter, 15 transmit antenna, 21 receive antenna, 22 receive filter, 23, 23a initial capture unit , 23A 1st correlated power calculation unit, 23B, 23B-2 2nd correlated power calculation unit, 23C timing detection unit, 25 reverse diffusion unit, 26 synchronous tracking unit, 27 demodulation unit, 31 upsample unit, 32 frequency shift Part, 33 CP addition part, 232 diffusion code multiplication part, 233 correlation value addition part, 234 partial correlation value addition part, 235,236 power calculation part, 237,282 addition processing part, 238,239 correlation power memory, 240 sample synthesis Unit, 241 weighted synthesis unit, 242 threshold determination unit, 281 phase difference calculation unit, 251 to 266 delay elements.

Claims (13)

直接スペクトル拡散が実施された受信信号に対し、前記直接スペクトル拡散に用いられた拡散符号の複素共役を乗算して相関値系列を生成する拡散符号乗算部と、
前記拡散符号乗算部が前記乗算を行うごとに生成される相関値系列の各相関値を加算して相関加算値を生成し、前記相関加算値の電力値である第１の相関電力値を算出する第１の相関電力算出部と、
前記相関値系列を複数のブロックに分割し、前記ブロックごとに、ブロック内の各相関値を加算して部分相関値を生成するとともに前記部分相関値の電力値を求め、前記ブロックごとに求めた電力値同士を加算して第２の相関電力値を算出する第２の相関電力算出部と、
前記第１の相関電力値と前記第２の相関電力値とに基づいて、前記受信信号の送信元の送信装置が前記直接スペクトル拡散において送信信号に前記拡散符号を乗算したタイミング、を検出するタイミング検出部と、
を備えることを特徴とする受信装置。 A diffusion code multiplication unit that generates a correlation value series by multiplying the received signal for which direct spectrum diffusion has been performed by the complex conjugate of the diffusion code used for the direct spectrum diffusion.
Each correlation value of the correlation value series generated each time the diffusion code multiplication unit performs the multiplication is added to generate a correlation addition value, and a first correlation power value which is a power value of the correlation addition value is calculated. First correlation power calculation unit and
The correlation value series was divided into a plurality of blocks, and each correlation value in the block was added for each block to generate a partial correlation value, and the power value of the partial correlation value was obtained and obtained for each block. A second correlated power calculation unit that calculates a second correlated power value by adding the power values to each other,
The timing at which the transmitting device of the source of the received signal detects the timing at which the transmission signal is multiplied by the diffusion code in the direct spectrum diffusion based on the first correlated power value and the second correlated power value. With the detector
A receiving device characterized by comprising. 前記第１の相関電力算出部はサンプルタイミングごとに前記第１の相関電力値を算出し、
前記第２の相関電力算出部はサンプルタイミングごとに前記第２の相関電力値を算出し、
前記タイミング検出部は、
前記第１の相関電力値と前記第２の相関電力値とを重み付け合成してサンプルタイミングごとの重み付け合成電力値を生成する重み付け合成部と、
前記拡散符号１周期内において値が最大の、前記サンプルタイミングごとの重み付け合成電力値を閾値と比較して前記タイミングを検出する閾値判定部と、
を備えることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。 The first correlated power calculation unit calculates the first correlated power value for each sample timing.
The second correlated power calculation unit calculates the second correlated power value for each sample timing.
The timing detection unit
A weighted synthesis unit that generates a weighted composite power value for each sample timing by weighting and synthesizing the first correlated power value and the second correlated power value.
A threshold value determination unit that detects the timing by comparing the weighted combined power value for each sample timing with the threshold value having the maximum value within one period of the diffusion code.
The receiving device according to claim 1, further comprising. 前記第１の相関電力算出部はサンプルタイミングごとに前記第１の相関電力値を算出し、
前記第２の相関電力算出部はサンプルタイミングごとに前記第２の相関電力値を算出し、
前記タイミング検出部は、
各サンプルタイミングについて、サンプルタイミングおよびオーバーサンプル数に基づく範囲に含まれる前記第２の相関電力値同士を合成してサンプルタイミングごとのサンプル合成電力値を生成するサンプル合成部と、
前記第１の相関電力値と前記サンプル合成電力値とを重み付け合成してサンプルタイミングごとの重み付け合成電力値を生成する重み付け合成部と、
前記拡散符号１周期内において値が最大の、前記サンプルタイミングごとの重み付け合成電力値を閾値と比較して前記タイミングを検出する閾値判定部と、
を備えることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。 The first correlated power calculation unit calculates the first correlated power value for each sample timing.
The second correlated power calculation unit calculates the second correlated power value for each sample timing.
The timing detection unit
For each sample timing, a sample synthesizing unit that synthesizes the second correlated power values included in the range based on the sample timing and the number of oversamples to generate a sample combined power value for each sample timing.
A weighted synthesis unit that generates a weighted combined power value for each sample timing by weighting and synthesizing the first correlated power value and the sample combined power value.
A threshold value determination unit that detects the timing by comparing the weighted combined power value for each sample timing with the threshold value having the maximum value within one period of the diffusion code.
The receiving device according to claim 1, further comprising. 前記第１の相関電力算出部はサンプルタイミングごとに前記第１の相関電力値を算出し、
前記第２の相関電力算出部はサンプルタイミングごとに前記第２の相関電力値を算出し、
前記タイミング検出部は、
各サンプルタイミングについて、サンプルタイミングおよびオーバーサンプル数に基づく範囲に含まれる前記第１の相関電力値同士を合成してサンプルタイミングごとのサンプル合成電力値を生成するサンプル合成部と、
前記サンプル合成電力値と前記第２の相関電力値とを重み付け合成してサンプルタイミングごとの重み付け合成電力値を生成する重み付け合成部と、
前記拡散符号１周期内において値が最大の、前記サンプルタイミングごとの重み付け合成電力値を閾値と比較して前記タイミングを検出する閾値判定部と、
を備えることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。 The first correlated power calculation unit calculates the first correlated power value for each sample timing.
The second correlated power calculation unit calculates the second correlated power value for each sample timing.
The timing detection unit
For each sample timing, a sample synthesizing unit that synthesizes the first correlated power values included in the range based on the sample timing and the number of oversamples to generate a sample combined power value for each sample timing.
A weighted synthesis unit that generates a weighted combined power value for each sample timing by weighting and synthesizing the sample combined power value and the second correlated power value.
A threshold value determination unit that detects the timing by comparing the weighted combined power value for each sample timing with the threshold value having the maximum value within one period of the diffusion code.
The receiving device according to claim 1, further comprising. 前記重み付け合成で使用する重み付け係数は、前記第１の相関電力値の特性と前記第２の相関電力値の特性とに基づいて決定される、
ことを特徴とする請求項２から４のいずれか一つに記載の受信装置。 The weighting coefficient used in the weighting synthesis is determined based on the characteristics of the first correlated power value and the characteristics of the second correlated power value.
The receiving device according to any one of claims 2 to 4, wherein the receiving device is characterized by the above. 前記重み付け係数は、雑音成分を含まない状態の前記第１の相関電力値の最大値と、雑音成分を含まない状態の前記第２の相関電力値の最大値とに基づいて決定される、
ことを特徴とする請求項５に記載の受信装置。 The weighting coefficient is determined based on the maximum value of the first correlation power value in the state without the noise component and the maximum value of the second correlation power value in the state without the noise component.
The receiving device according to claim 5. 前記重み付け係数は、雑音成分を含まない状態の前記第１の相関電力値の平均値と、雑音成分を含まない状態の前記第２の相関電力値の平均値とに基づいて決定される、
ことを特徴とする請求項５に記載の受信装置。 The weighting coefficient is determined based on the average value of the first correlation power value in the state without the noise component and the average value of the second correlation power value in the state without the noise component.
The receiving device according to claim 5. 前記重み付け係数は、前記第１の相関電力値の平均値と、前記第２の相関電力値の平均値とに基づいて、前記重み付け合成部により適応的に更新される、
ことを特徴とする請求項５に記載の受信装置。 The weighting coefficient is adaptively updated by the weighting synthesis unit based on the average value of the first correlated power value and the average value of the second correlated power value.
The receiving device according to claim 5. 前記拡散符号は、第１の長さの系列が複数回繰り返された第２の長さの系列であり、
前記第２の相関電力算出部は、前記相関値系列を複数のブロックに分割する際、前記ブロックの長さが前記第１の長さとなるよう、前記相関値系列を分割する、
ことを特徴とする請求項１から８のいずれか一つに記載の受信装置。 The diffusion code is a second length series in which the first length series is repeated a plurality of times.
When the correlation value series is divided into a plurality of blocks, the second correlation power calculation unit divides the correlation value series so that the length of the blocks becomes the first length.
The receiving device according to any one of claims 1 to 8, wherein the receiving device is characterized by the above. 直接スペクトル拡散が実施された信号を受信する受信装置が備えるタイミング検出装置であって、
前記信号に対し、前記直接スペクトル拡散に用いられた拡散符号の複素共役を乗算して相関値系列を生成する拡散符号乗算部と、
前記拡散符号乗算部が前記乗算を行うごとに生成される相関値系列の各相関値を加算して相関加算値を生成し、前記相関加算値の電力値である第１の相関電力値を算出する第１の相関電力算出部と、
前記相関値系列を複数のブロックに分割し、前記ブロックごとに、ブロック内の各相関値を加算して部分相関値を生成するとともに前記部分相関値の電力値を求め、前記ブロックごとに求めた電力値同士を加算して第２の相関電力値を算出する第２の相関電力算出部と、
前記第１の相関電力値と前記第２の相関電力値とに基づいて、前記受信装置が受信した信号の送信元の送信装置が前記直接スペクトル拡散において送信信号に前記拡散符号を乗算したタイミング、を検出するタイミング検出部と、
を備えることを特徴とするタイミング検出装置。 It is a timing detection device provided in a receiving device that receives a signal for which direct spectrum diffusion has been performed.
A diffusion code multiplication unit that generates a correlation value series by multiplying the signal by the complex conjugate of the diffusion code used for the direct spectrum diffusion.
Each correlation value of the correlation value series generated each time the diffusion code multiplication unit performs the multiplication is added to generate a correlation addition value, and a first correlation power value which is a power value of the correlation addition value is calculated. First correlation power calculation unit and
The correlation value series was divided into a plurality of blocks, and each correlation value in the block was added for each block to generate a partial correlation value, and the power value of the partial correlation value was obtained and obtained for each block. A second correlated power calculation unit that calculates a second correlated power value by adding the power values to each other,
The timing at which the transmitting device of the transmission source of the signal received by the receiving device multiplies the transmission signal by the spreading code in the direct spectrum spreading based on the first correlated power value and the second correlated power value. Timing detector to detect
A timing detection device comprising. 直接スペクトル拡散が実施された信号を受信する受信装置が実行するタイミング検出方法であって、
前記信号に対し、前記直接スペクトル拡散に用いられた拡散符号の複素共役を乗算して相関値系列を生成する拡散符号乗算ステップと、
前記拡散符号乗算ステップを実行するごとに生成される相関値系列の各相関値を加算して相関加算値を生成し、前記相関加算値の電力値である第１の相関電力値を算出する第１の相関電力算出ステップと、
前記相関値系列を複数のブロックに分割し、前記ブロックごとに、ブロック内の各相関値を加算して部分相関値を生成するとともに前記部分相関値の電力値を求め、前記ブロックごとに求めた電力値同士を加算して第２の相関電力値を算出する第２の相関電力算出ステップと、
前記第１の相関電力値と前記第２の相関電力値とに基づいて、前記受信装置が受信した信号の送信元の送信装置が前記直接スペクトル拡散において送信信号に前記拡散符号を乗算したタイミング、を検出するタイミング検出ステップと、
を含むことを特徴とするタイミング検出方法。 It is a timing detection method executed by a receiving device that receives a signal for which direct spectrum diffusion has been performed.
A diffusion code multiplication step of multiplying the signal by the complex conjugate of the diffusion code used for the direct spectral diffusion to generate a correlation value series.
A first correlation power value, which is a power value of the correlation addition value, is calculated by adding each correlation value of the correlation value series generated each time the diffusion code multiplication step is executed to generate a correlation addition value. Correlated power calculation step of 1 and
The correlation value series was divided into a plurality of blocks, and each correlation value in the block was added for each block to generate a partial correlation value, and the power value of the partial correlation value was obtained and obtained for each block. The second correlated power calculation step of adding the power values to each other to calculate the second correlated power value, and
The timing at which the transmitting device, which is the source of the signal received by the receiving device, multiplies the transmission signal by the spreading code in the direct spectrum diffusion based on the first correlated power value and the second correlated power value. Timing detection step to detect
A timing detection method comprising. 直接スペクトル拡散が実施された信号を受信する受信装置を制御する制御回路であって、A control circuit that controls a receiving device that receives a signal for which direct spectral diffusion has been performed.
前記信号に対し、前記直接スペクトル拡散に用いられた拡散符号の複素共役を乗算して相関値系列を生成する拡散符号乗算ステップと、 A diffusion code multiplication step of multiplying the signal by the complex conjugate of the diffusion code used for the direct spectral diffusion to generate a correlation value series.
前記拡散符号乗算ステップを実行するごとに生成される相関値系列の各相関値を加算して相関加算値を生成し、前記相関加算値の電力値である第１の相関電力値を算出する第１の相関電力算出ステップと、 A first correlation power value, which is a power value of the correlation addition value, is calculated by adding each correlation value of the correlation value series generated each time the diffusion code multiplication step is executed to generate a correlation addition value. Correlated power calculation step of 1 and
前記相関値系列を複数のブロックに分割し、前記ブロックごとに、ブロック内の各相関値を加算して部分相関値を生成するとともに前記部分相関値の電力値を求め、前記ブロックごとに求めた電力値同士を加算して第２の相関電力値を算出する第２の相関電力算出ステップと、 The correlation value series was divided into a plurality of blocks, and each correlation value in the block was added for each block to generate a partial correlation value, and the power value of the partial correlation value was obtained and obtained for each block. The second correlated power calculation step of adding the power values to each other to calculate the second correlated power value, and
前記第１の相関電力値と前記第２の相関電力値とに基づいて、前記受信装置が受信した信号の送信元の送信装置が前記直接スペクトル拡散において送信信号に前記拡散符号を乗算したタイミング、を検出するタイミング検出ステップと、 The timing at which the transmitting device of the transmission source of the signal received by the receiving device multiplies the transmission signal by the spreading code in the direct spectrum spreading based on the first correlated power value and the second correlated power value. Timing detection step to detect
を前記受信装置に実行させることを特徴とする制御回路。 A control circuit, characterized in that the receiving device executes the above. 直接スペクトル拡散が実施された信号を受信する受信装置を制御するプログラムを記憶する記憶媒体であって、A storage medium that stores a program that controls a receiving device that receives a signal for which direct spectral diffusion has been performed.
前記プログラムは、 The program
前記信号に対し、前記直接スペクトル拡散に用いられた拡散符号の複素共役を乗算して相関値系列を生成する拡散符号乗算ステップと、 A diffusion code multiplication step of multiplying the signal by the complex conjugate of the diffusion code used for the direct spectral diffusion to generate a correlation value series.
前記拡散符号乗算ステップを実行するごとに生成される相関値系列の各相関値を加算して相関加算値を生成し、前記相関加算値の電力値である第１の相関電力値を算出する第１の相関電力算出ステップと、 A first correlation power value, which is a power value of the correlation addition value, is calculated by adding each correlation value of the correlation value series generated each time the diffusion code multiplication step is executed to generate a correlation addition value. Correlated power calculation step of 1 and
前記相関値系列を複数のブロックに分割し、前記ブロックごとに、ブロック内の各相関値を加算して部分相関値を生成するとともに前記部分相関値の電力値を求め、前記ブロックごとに求めた電力値同士を加算して第２の相関電力値を算出する第２の相関電力算出ステップと、 The correlation value series was divided into a plurality of blocks, and each correlation value in the block was added for each block to generate a partial correlation value, and the power value of the partial correlation value was obtained and obtained for each block. The second correlated power calculation step of adding the power values to each other to calculate the second correlated power value, and
前記第１の相関電力値と前記第２の相関電力値とに基づいて、前記受信装置が受信した信号の送信元の送信装置が前記直接スペクトル拡散において送信信号に前記拡散符号を乗算したタイミング、を検出するタイミング検出ステップと、 The timing at which the transmitting device of the transmission source of the signal received by the receiving device multiplies the transmission signal by the spreading code in the direct spectrum spreading based on the first correlated power value and the second correlated power value. Timing detection step to detect
を前記受信装置に実行させることを特徴とする記憶媒体。 A storage medium, characterized in that the receiving device executes the above.
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