JP6802915B2

JP6802915B2 - 重複多重に基づくデコード方法、装置、変調復調方法及びシステム

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Publication number: JP6802915B2
Application number: JP2019517315A
Authority: JP
Inventors: リウ，ルオペン; ジー，チュンリン; シュー，シンアン; ジャン，シャーシャー
Original assignee: Shenzhen Kuang Chi Hezhong Technology Ltd
Current assignee: Shenzhen Kuang Chi Hezhong Technology Ltd
Priority date: 2016-10-10
Filing date: 2017-07-06
Publication date: 2020-12-23
Anticipated expiration: 2037-07-06
Also published as: US20190238384A1; EP3525370A4; KR102209428B1; JP2019531024A; US10771303B2; EP3525370B1; WO2018068541A1; CN107919937B; EP3525370A1; CN107919937A; KR20190057143A

Description

本発明は通信分野に関し、具体的には重複多重に基づく一種類のデコード方法、装置、変調復調方法及びシステムに関する。

重複多重（OvXDM：Overlapped X Division Multiplexing）に基づく変調復調技術は多種類の具体的な実現案を含む。例えば、重複時分割多重（OvTDM：Overlapped Time Division Multiplexing）に基づく変調復調技術、重複周波数分割多重（OvFDM：Overlapped Frequency Division Multiplexing）に基づく変調復調技術、重複コード分割多重（OvCDM：Overlapped Code Division Multiplexing）に基づく変調復調技術、重複スペース分割多重（OvSDM：Overlapped Space Division Multiplexing）に基づく変調復調技術、重複混合多重（OvHDM：Overlapped Hybrid Division Multiplexing）に基づく変調復調技術などである。

説明する必要のあるのは、本発明で言及されたOvXDMでは、Xは任意領域を示すことである。例えば時間T、スペースS、周波数F、コード分割C、混合H等である。

下記からOvTDMのみを例とし簡単に説明する。

まず、時間分割（以下は時分割と略称する）多重（TDM：Time Division Multiplexing）とは、デジタル通信で狭い時間持続期間を占める幾つかの信号符号に一つの広い時間持続期間を共有させる技術である。図1は、通常の時分割多重技術を示す図である。

図1で各被多重信号符号の時間持続期間（エンジニアリング上はタイムスロット広さ）はそれぞれT1、T2、T3、T4、...、とする。エンジニアリング上は、通常それらにタイムスロット広さを占めさせる。ΔTは最小保護タイムスロットで、実際の保護タイムスロット広さはもっと余裕がある。ΔTは使っているデマルチプレックスゲート回路の過渡時間広さプラスシステムの最大タイムジッター量より大きい。これは最もよくある時分割多重技術である。現有のほとんどのマルチチャンネルデジタル放送システム、マルチチャンネルデジタル通信等のシステムはこのような技術を採用している。

このような技術がデジタル通信に応用される時の最大特徴は、被多重信号符号の間は時間の上で完全にお互いに隔離され、絶対に相互干渉がなく、被多重の信号符号はいかなる制限がなく、各信号の符号持続期間（タイムスロット広さ)は異なる広さがあり、異なる通信体制に適用されることである。それらのタイムスロットはお互いに重複や交差がなければよいため、使用用途は最も広い。しかし、このような多重自身は、システムのスペクトル効率改善には完全に役立たない。

そのため、伝統的な観点は隣接チャンネルの間は時間領域で重複せず、隣接チャンネルの間での干渉発生を避けるが、このような技術はスペクトル効率の向上を制約している。現有技術の時分割多重技術の観点は各チャンネルの間でお互いに隔離しないだけでなく、強い相互重複があってもよいことである。図2のように、現有技術はチャンネル間の重複を新しいエンコード制約関係と見なし、当該制約関係により相応な変調と復調技術を提示しているので、重複時分割多重（OvTDM：Overlapped Time Division Multiplexing）と呼ぶ。このような技術はスペクトル効率が重複回数Kに比例し増える。

図3を参照されたい。重複時分割多重システムは信号発信機A01と受信機A02を含む。

発信機A01は重複時分割多重変調装置101と発射装置102を含む。重複時分割多重変調装置101は、入力信号シーケンスを持つ多重変調包絡波形を生成することに使われる。発射装置102は当該多重変調包絡波形を受信機A02に発射することに使われる。

受信機A02は受信装置201とシーケンステスト装置202を含む。受信装置201は発射装置102からの多重変調包絡波形を受信することに使われる。シーケンステスト装置202は受信された多重変調包絡波形に対し時間領域でのデータシーケンステストを行い、判決出力をすることに使われる。

通常は、受信機A02はさらに受信装置201とシーケンステスト装置202の間に設置される前処理装置203を含む。それは各フレーム内の同期受信デジタル信号シーケンスを形成することにアシストすることに使われる。

発信機A01で、入力されるデジタル信号シーケンスは重複時分割多重変調装置101により複数符号の時間領域での相互重複の発射信号を生成し、それから発射装置102により当該発射信号を受信機A02に発射する。受信機A02の受信装置201は発射装置102からの信号を受信し、前処理装置203によりシーケンステスト装置202のテスト受信に向けるデジタル信号を生成し、シーケンステスト装置202は受信信号に対し時間領域でのデータシーケンステストを行い、判断を出力する。

図4を参照されたい。重複時分割多重変調装置101（OvTDM変調装置）は波形生成モジュール301、変位モジュール302、乗法モジュール303と重複モジュール304を含む。

波形生成モジュール301は、設計パラメータにより時間領域で波形の滑らかな初期包絡波形を生成することに使われる。

変位モジュール302は、重複多重回数により初期包絡波形を時間領域で予定変位間隔にで変位し、各固定間隔の変位包絡波形を得ることに使われる。

変調モジュール305は、入力されるデジタル信号シーケンスを正負符号表現の信号符号シーケンスに変換することに使われる。

乗法モジュール303は、上記信号符号シーケンスを偏移後の各固定間隔の変位包絡波形と相乘し、各変調包絡波形を得ることに使われる。

重複モジュール304は、各変調包絡波形を時間領域で重複し、入力信号シーケンスを持つ多重変調包絡波形を得ることに使われる。

図5は、受信機A02の前処理装置203のブロック図である。

前処理装置203は同期器501、チャンネル推定器502とデジタル化処理器503を含む。その中、同期器501は受信信号に対し受信機で符号時間同期を行う；それからチャンネル推定器502はチャンネルパラメータに対し推定する。デジタル化処理器503は書くフレーム内の受信信号に対しデジタル化処理を行うことで、シーケンステスト装置のシーケンステスト受信に適合するデジタル信号シーケンスを生成する。

図6は、受信機A02のシーケンステスト装置202のブロック図である。

シーケンステスト装置20は分析ユニットストレージ601、比較器602及び複数の保留ルートストレージ603とユークリッド距離ストレージ604又は重み付けユークリッド距離ストレージ（図に示されていない）を含む。テストプロセスでは、分析ユニットストレージ601は重複時分割多重システムの複数畳み込みエンコードモデル及びトレリスグラフを作り、重複時分割多重システムの全ての状態を並べ、保存する。比較器602は分析ユニットストレージ601のトレリスグラフにより、受信デジタル信号と最小ユークリッド距離又は重み付け最小ユークリッド距離のルートを捜索する。保留ルートストレージ603とユークリッド距離ストレージ604又は重み付けユークリッド距離ストレージは、それぞれ比較器602から出力される保留ルートとユークリッド距離又は重み付けユークリッド距離を保存することに使われる。その中、保留ルートストレージ603とユークリッド距離ストレージ604又は重み付けユークリッド距離ストレージは、各安定状態のためにそれぞれ一つ準備する必要がある。保留ルートストレージ603の長さは優先的に4K〜5Kを選ぶ。ユークリッド距離ストレージ604又は重み付けユークリッド距離ストレージは優先的に相対距離のみを保存する。

OvXDMシステムで、信号発信機は信号を変調してから信号受信機に発射し、信号受信機は変調信号を受信する後に復調する。復調プロセスはデコードステップ（即ち上記シーケンステスト装置の実行するシーケンステストステップ）を含む。伝統のデコードでは、トレリスグラフ（Trellisグラフ）の中のノードを絶えずにアクセスし、各ノードのために二つのストレージを設定し、一つは当該ノードに到達する相対最適ルートのユークリッド距離の保存に使われ、もう一つは当該ノードに到達する相対最適ルートの保存に使われる。重複層数がKであるM次元変調のシステムに対し、Trellisグラフ中のノード数はMKであり、デコードプロセスでは、各ノードを拡張する必要があるため、ノード数はデコードの複雑度を決め、デコード複雑度が重複層数指数とともに増える。誰でも知っているように、OvXDMシステムでは、重複層数K大きいほどスペクトル効率は高いので、できるだけ重複層数Kを増やす必要があるが、伝統のデコードアルゴリズムに対し、例えばビタビデコードの場合、重複層数は一定の値（K>8）に増える時に、デコード複雑度は急激に増える。現有デコード方法はリアルタイムデコードの需要を満足しにくく、スペクトル効率与デコード速度は矛盾し合っている。そのため、デコード複雑度を下げ、デコード効率を上げる必要がある。

本発明の提供する重複多重に基づく一種類のデコード方法、装置、変調復調方法及びシステムは、伝統のデコード方法で、例えばビタビデコードを採用する場合、デコード性能が良いが、大量の保存資源（ルート保存と距離保存）が必要で、デコード複雑度は重複多重回数Kとともに指数的に増え、デコード速度とスペクトル効率を上げるには矛盾があり、実用化できない問題を解決し、スペクトル効率を保証する前提で、デコード速度を上げることができる。

本発明の第一の特徴によれば、本発明は重複多重に基づく一種類のデコード方法を提供し、下記を含む：
ステップ一：受信信号の多重波形の長さによりグループシーケンスの長さを設定し、受信信号の受信シーケンスに対しグルーピングを行う；
ステップ二：上記グループシーケンスの長さにより多重波形係数をマトリックス形式に変換する；
ステップ三：現在グループの受信シーケンスをプリセットアルゴリズムでデコードし、オリジナル信号の現在グループの発送シーケンスを得る；
ステップ四：現在グループの受信シーケンスの中の既知情報を除去する；
ステップ五：受信シーケンスを後へスライドし、すべてのグループのデコードを完成するまで上記ステップ三とステップ四を繰り返す；
ステップ六：すべてのグループのデコードを完成する後にデコード結果を出力する。

本発明の第二の特徴によれば、本発明は重複多重に基づく一種類のデコード装置をも提供し、下記を含む：
グルーピングモジュールは、受信信号の多重波形の長さによりグループシーケンスの長さを設定し、受信信号の受信シーケンスに対しグルーピングを行うことに使われる；
変換モジュールは、上記グループシーケンスの長さにより多重波形係数をマトリックス形式に変換することに使われる；
デコードモジュールは、現在グループの受信シーケンスをプリセットアルゴリズムでデコードし、オリジナル信号の現在グループの発送シーケンスを得ることに使われる；
既知情報除去モジュールは、現在グループの受信シーケンスの中の既知情報を除去することに使われる；
スライドモジュールは、受信シーケンスを後へスライドし、デコードモジュールと既知情報除去モジュールを制御し、すべてのグループのデコードを完成するまでデコードステップを繰り返すことに使われる；
出力モジュールは、すべてのグループのデコードを完成する後にデコード結果を出力することに使われる。

本発明の第三の特徴によれば、本発明は重複多重に基づく一種類の変調復調方法をも提供し、その方法は変調ステップと復調ステップを含み：
変調ステップは下記を含む：
初期包絡波形を生成する；
重複多重回数により初期包絡波形を相応な領域で変位間隔で変位し、各固定間隔の変位包絡波形を得る；
入力される信号デジタルシーケンスを正負符号表現の信号符号シーケンスに変換する；
信号符号シーケンスと偏移後の各固定間隔の変位包絡波形を相乘し、各変調包絡波形を得る；
各変調包絡波形を相応な領域で重複し、上記信号数デジタルシーケンスを持つ多重変調包絡波形を得る；
上記多重変調包絡波形を発射する；
復調ステップは上記デコード方法を採用する。

本発明の第四の特徴によれば、本発明は重複多重に基づく一種類の変調復調システムをも提供し、そのシステムは発信機と受信機を含み；
上記発信機は変調装置と発射装置を含む。

上記変調装置は下記を含む：
波形生成モジュールは、初期包絡波形を生成することに使われる；
変位モジュールは、重複多重回数により初期包絡波形を相応な領域で変位間隔で変位し、各固定間隔の変位包絡波形を得ることに使われる；
変調モジュールは、入力される信号デジタルシーケンスを正負符号表現の信号符号シーケンスに変換することに使われる；
乗法モジュールは、信号符号シーケンスと偏移後の各固定間隔の変位包絡波形を相乘し、各変調包絡波形を得ることに使われる；
重複モジュールは、各変調包絡波形を相応な領域で重複し、力信号シーケンスを持つ多重変調包絡波形を得ることに使われる；
上記発射装置は、上記多重変調包絡波形を発射することに使われる；
上記受信機は上記多重変調包絡波形を受信する接收装置と上記デコード装置を含む。

本発明の提供する重複多重に基づくデコード方法、装置、変調復調方法及びシステムは、スライドグループのデコード方法を採用することにより、OvXDMシステムの前後符号間の関連性を利用し、始め有り終わり無しの畳み込み運算を始めも有り終わりもあるグルーピング運算に分解する後に、相応なデコードアルゴリズムで各グループのシーケンスに対しデコードすることで、デコード効率を上げ、デコード複雑度を下げる同時に、システムのよりよい性能を保証している。伝統通信システムがビタビデコード方法を採用する時に、受信シーケンスに対し符号ごとにデコードし、そのデコード効率が低く、重複回数が多くなるとともに、デコード複雑度が高くなる問題を解決している。

図1は、通常の時分割多重技術を示す図である。図2は、重複時分割多重原理を示す図である。図3は、一種類の重複時分割多重システムの構成を示す図である。図4は、一種類の重複時分割多重変調装置の構成を示す図である。図5は、一種類の受信機前処理装置の構成を示す図である。図6は、一種類の受信機シーケンステスト装置の構成を示す図である。図7は、OvTDMのTrellisグラフである。図8は、OvXDMシステムの等量畳み込みエンコードモデルを示す図である。図9は、本発明の一種類の実施例でのスライドグルーピングデコードを示す図である。図10は、本発明の一種類の実施例での重複多重に基づくデコード方法のフローを示す図である。図11は、本発明の一種類の実施例での重複多重に基づくデコード装置のモジュールを示す図である。図12は、本発明の一種類の実施例での重複多重に基づく変調復調方法の変調ステップのフローを示す図である。図13は、Kチャンネル波形多重の原理を示す図である。図14は、Kチャンネル波形の符号重複プロセスの原理を示す図である。図15は、本発明の一種類の実施例の発信機変調装置の構成を示す図である。

まず、説明する必要のあるのは、本発明の提供する重複多重（OvXDM）に基づく変調復調方法と装置では、Xは任意領域を示すことである。例えば時間T、スペースS、周波数F、コード分割C、混合Hなど。説明のために、本発明の実施例は主としては重複時分割多重（OvTDM）を例とし説明する。本分野の技術者にとっては、本発明が保護を要求するデコード方法、装置、変調復調方法及びシステムは同様にほかの領域の重複多重技術に応用できると分かるのである。

重複多重変調復調技術の研究では、本分野の技術者は誰でも伝統的なデコード方法を採用している。伝統のデコード方法では、トレリスグラフ（Trellisグラフ）の中のノードを絶えずにアクセスし、各ノードのために二つのストレージを設定し、一つは当該ノードに到達する相対最適ルートのユークリッド距離の保存に使われ、もう一つは当該ノードに到達する相対最適ルートの保存に使われる。重複層数がKであるM次元変調のシステムに対し、Trellisグラフ中のノード数はM^Kであり、デコードプロセスでは、各ノードを拡張する必要があるため、ノード数はデコードの複雑度を決め、デコード複雑度が重複層数指数とともに増える。誰でも知っているように、OvXDMシステムでは、重複層数K大きいほどスペクトル効率は高いので、できるだけ重複層数Kを増やす必要があるが、伝統のデコードアルゴリズムに対し、例えばビタビデコードの場合、重複層数は一定の値（K>8）に増える時に、デコード複雑度は急激に増える。現有デコード方法はリアルタイムデコードの需要を満足しにくく、スペクトル効率与デコード速度は矛盾し合っている。

しかし、現在のデコード方法は上記問題があるが、これらの方法は幅広く使われているので、本分野の技術者は全面的にこのような方法を受け取り、コストをかけよりよいデコード方法を探していない。

本発明では、発明者は異なる技術構想で、スライドグループのデコード方法を採用することにより、OvXDMシステムの前後符号間の関連性を利用し、始め有り終わり無しの畳み込み運算を始めも有り終わりもあるグルーピング運算に分解する後に、相応なデコードアルゴリズムで各グループのシーケンスに対しデコードすることで、デコード効率を上げ、デコード複雑度を下げる同時に、システムのよりよい性能を保証している。伝統通信システムがビタビデコード方法を採用する時に、受信シーケンスに対し符号ごとにデコードし、そのデコード効率が低く、重複回数が多くなるとともに、デコード複雑度が高くなる問題を解決している。

下記から具体的な実施方法と附図と結び合わせ、本発明に対しさらに詳しい説明を行う。

実施例一
ビタビ（Viterbi）デコードは畳み込みコードで最も幅広く使われている方法であり、その基本的な考えはTrellisグラフ（図7がOvTDMのTrellisグラフである）のすべてのルートを遍歴し、Trellisグラフ状態遷移プロセスで各状態に到達する幾つかの支線と正確ルートの距離を比べることにより、距離最小のルートのみを保留し、比較選別により正確ルートの推定を取得し、デコードを実現する。しかし、重複層数Kの増加とともに、Viterbiデコードの中の状態数M=2^Kは指数的に増え、当該アルゴリズムの計算複雑度が急激に増え、リアルタイムのデコード需要を満足しにくくさせる。

本施例の提供する重複多重に基づく一種類のデコード方法は、スライドグルーピングデコードの方法を採用し、OvXDMシステムでデコード効率の低い且つ複雑度の高い問題を解決している。

OvXDMシステムは実際は等量畳み込みエンコードシステムであり、そのエンコードモデルは図8に示されている。仮にOvXDMはあるグループ処理区間
内に
ビットの符号シーケンスX={x₀,x₁,x₂,...x_N-1}を含み、
を多重波形
の切取り区間（真実切取り区間又はバーチャル切取り区間）とし、Kを変位重複回数とすると、その符号シーケンスの広さは
で、このモデルと多重波形H=[h₀,h₁,...h_K-1]により畳み込み運算を行い、エンコード後の情報シーケンスYを得ることで、符号間の相互変位重複多重をする。

変位畳み込みプロセスは公式で下記のように示す：
、i=0〜N-1。それを展開すると、エンコード後の情報シーケンスは
と示される。その展開式から、現在符号が前K-1個の符号と関連していることが分かる。

スライドグルーピングデコードは畳み込み運算をスライドグルーピング運算に分解し、即ち、始め有り終わり無しの畳み込み運算を始めも有り終わりもあるグルーピング運算に分解する後にデコードする。そのことを示す図は図9のようである。多重波形係数Hはデコード側で既知され、且つOvXDMは平行四辺形であるため、それに対し始めから終わりまで或いは終わりから始めまでの順序でデコードを行える。使用可能なグルーピングデコード方法は勾配、最小二乗、最急降下、共役勾配、加速共役勾配、加速チェビシェフ等のアルゴリズムを含む。

本実施例では、最小二乗法を例とし、本実施例の提供する重複多重に基づくデコード方法を説明する。ほかの実施例では、グルーピングデコード方法はほかのアルゴリズムを採用してもよい。その原理は最小二乗法の採用と類似する。

図10を参照されたい。重複多重に基づくデコード方法は下記ステップを含む：
ステップ1.1：受信信号の多重波形の長さによりグループシーケンスの長さMを設定し、受信信号の中の受信シーケンスに対しグルーピングする。その中、受信信号は発送側からの多重変調包絡波形である。

Mは多重波形の長さと関連し、バリューは
である。長さがNである符号シーケンスに対し
個のグループに分けてもよい。
は切り上げを示す。

ステップ1.2：グループシーケンスの長さMにより多重波形係数Hをマトリックス形式に変換する。

具体的には下記のようである：

ステップ1.3：現在グループの受信シーケンスをプリセットアルゴリズムでデコードし、オリジナル信号の現在グループの発送シーケンスを得る。

プリセットアルゴリズムは勾配アルゴリズム、最小二乗アルゴリズム、最急降下アルゴリズム、共役勾配アルゴリズム、加速共役勾配アルゴリズム又は加速チェビシェフアルゴリズムであってもよい。本実施例では、プリセットアルゴリズムは最小二乗アルゴリズムを採用する。

マトリックス関係
に対し、数学で最小二乗の方法
を採用しXを算出できる。

同様に、OvXDMシステムに対しマトリックス相乗の形式に示してもよい：
は受信シーケンス
に対する処理後の情報である。処理プロセスは下記のステップ1.4を参照されたい。最小二乗の方法
により発送シーケンス
を算出する。

より良いこととしては、現在グループの受信シーケンスをプリセットアルゴリズムでデコードする時に、さらに下記内容を含む：プリセットアルゴリズムの非変数を保存し、デコードする時に呼び出す。本実施例では、H係数は既知されているので、実際のエンジニアリングでは事前に
（つまり上記非変数）の結果を保存し、デコードプロセスで直接に使えばよい。これにより各グループの計算を繰り返すプロセスを省け、資源と時間を節約できる。
ステップ1.4：現在グループの受信シーケンスの中の既知情報を除去する。
図9と結び合わせ、畳み込み関係を展開する後には、各符号展開後は下記の通りであることが分かる：

一回目のグルーピングデコードで発送情報
を得る。以降のグルーピングでは、前K-1個の符号は前回のグルーピングデコードで算出されたので、現在接收符号に対し前K-1個の符号情報を除去することで、毎回のグルーピング運算でステップ1.2のマトリックス形式が一致することを保証する。除去後の情報は下記の通りである：

需要説明を行い、一回目グルーピングデコード時の不用既知情報を除去する。

ステップ1.5：接收シーケンスの後にスライドし、重複する上記ステップ1.3とステップ1.4を行い、完成所有グループのデコードを行う。

ステップ1.6：すべてのグループのデコードを完成する後にデコード結果を出力する。

下記から再度OvTDMシステムを例とする。仮に入力情報シーケンスはX={ 0、1、1、0、1、1、1、0、0}、長さN=9とし、BPSKを変調方法とし、重複多重回数K=3、矩形波を多重波形とし、ウィンド長さL=3、多重係数H=[1,1,1]とする。

発送側はまず入力符号シーケンスXに対しBPSK変調を行う。本事例は1->-1,0->1の方法でマッピングし、変調後の符号シーケンス{+1、-1、-1、+1、-1、-1、-1、+1、+1}を得る。それのOvTDMエンコードにより後に発送待ち情報シーケンス{ 1、0、-1、-1、-1、-1、-3、-1、1}を得る。

信号はチャンネルにより伝送され、受信側は信号を受信すると同期、チャンネル推定、均一化等の処理を行い、デコード待ちのシーケンスy={ 1、0、-1、-1、-1、-1、-3、-1、1}を得る。最小二乗スライドグループのデコード方法でデコードを行う。そのデコードプロセスは下記の通りである：
（1）グループシーケンスの長さMを設定し、本事例でM=3とすると、長さがNであるデータをN/M=3グループに分けられる。

（2）多重波形係数をマトリックス形式に変換する：

（3）受信シーケンスを最小二乗法でデコードする
一回目のグルーピングデコードを例とし、下記のように示される

、その中

。

公式
により発送シーケンス
を得る。

（4）受信シーケンスの中の既知情報を除去する
二回目のグルーピング
に対し、一回目のグルーピングで
を算出したので、
に対し既知情報を除去し、除去後の関係式
を得る。その対応するマトリックス形式はやはり
である。

（5）受信シーケンスを後へスライドし、すべてのグループのデコードプロセスを完成するまで、上記（3）〜（4）ステップを繰り返す。

（6）デコード結果を出力する。

デコード後の符号シーケンスは{+1、-1、-1、+1、-1、-1、-1、+1、+1}である。

符号シーケンスに対しBPSKマッピング方法で{0,1}シーケンスに変換し、そのデコードプロセスが終了する。

実施例二
上記実施例一と対応し、本実施例は重複多重に基づく一種類のデコード装置を提供している。同様に、本実施例では、最小二乗法を例とし、本実施例の提供する重複多重に基づくデコード装置を説明する。ほかの実施例では、グルーピングデコード方法はほかのアルゴリズムを使ってもよい。その原理は最小二乗法の採用と類似する。

図11を参照されたい。重複多重に基づくデコード装置は、グルーピングモジュール701、変換モジュール702、デコードモジュール703、既知情報除去モジュール704、スライドモジュール705と出力モジュール706を含む。

グルーピングモジュール701は、受信信号の多重波形の長さによりグループシーケンスの長さMを設定し、受信信号の中の受信シーケンスに対しグルーピングすることに使われる。その中、受信信号は発送側からの多重変調包絡波形である。

Mは多重波形の長さと関連し、バリューは
、長さがNである符号シーケンスに対し
個のグループに分けてもよい。
は切り上げを示す。

変換モジュール702は、グループシーケンスの長さMにより多重波形係数Hをマトリックス形式に変換することに使われる。具体的には下記のように示される：

デコードモジュール703は、現在グループの受信シーケンスをプリセットアルゴリズムでデコードし、オリジナル信号の現在グループの発送シーケンスを得ることに使われる。

マトリックス関係
に対し、数学で最小二乗の方法
でXを算出できる。

同様に、OvXDMシステムに対しマトリックス相乗の形式に示してもよい：

接收シーケンス
並行処理後の情報、処理プロセスを参照し下記ステップ1.4を行う。最小二乗の方法
を計算して算出し、発送シーケンス
を行う。

より良いこととしては、本実施例の提供するデコード装置は保存モジュール707をも含む。それはプリセットアルゴリズムの非変数を保存し、デコードモジュール703がデコードする時に呼び出すことに使われる。本実施例では、H係数は既知されているので、実際のエンジニアリングでは事前に
（つまり上記非変数）の結果を保存し、デコードプロセスで直接に使えばよい。これにより各グループの計算を繰り返すプロセスを省け、資源と時間を節約できる。

既知情報除去モジュール704は、現在グループの受信シーケンスの中の既知情報を除去することに使われる。

図9と結び合わせて参照すれば、畳み込み関係を展開する後に、各符号は展開後に下記のように示されることが分かる：

一回目のグルーピングデコードで得られる発送情報
は、以降のグルーピングで、前K-1個の符号は前回グルーピングデコードで算出されたので、現在受信符号に対し前K-1個の符号情報を除去することで、毎回のグルーピング運算でステップ1.2のマトリックス形式が一致することを保証する。除去後の情報は下記の通りである：

説明する必要のあるのは、一回目のグルーピングデコードの時に既知情報を除去しなくてもよい。

スライドモジュール705は、受信シーケンスを後へスライドし、デコードモジュール703と既知情報除去モジュール704を制御し、すべてのグループのデコードを完成するまで、デコードステップを繰り返すことに使われる。

出力モジュール706は、すべてのグループのデコードを完成する後にデコード結果を出力することに使われる。

信号はチャンネルにより伝送され、受信側は信号を受信すると同期、チャンネル推定、均一化等の処理を行い、デコード待ちのシーケンスy={ 1、0、-1、-1、-1、-1、-3、-1、1}を得る。最小二乗スライドグループのデコード方法でデコードを行う。そのデコードプロセスは下記の通りである：
（1）グルーピングモジュール701は、グループシーケンスの長さMを設定し、本事例でM=3とすると、長さがNであるデータをN/M=3グループに分れることに使われる。

（2）変換モジュール702は、多重波形係数をマトリックス形式に変換することに使われる：

（3）デコードモジュール703は、受信シーケンスを最小二乗法でデコードすることに使われる。

一回目のグルーピングデコードを例とし、下記のように示される
、その中
。

公式
により発送シーケンス
を得る。

（4）既知乗法除去モジュールは、受信シーケンスの中の既知情報を除去することに使われる。

二回目のグルーピング
に対し、一回目のグルーピングで
を算出したので、
に対し既知情報を除去し、除去後の関係式
を得る。その対応するマトリックス形式はやはり
である。

（5）スライドモジュール705は、受信シーケンスを後へスライドし、すべてのグループのデコードプロセスを完成するまで、上記（3）〜（4）ステップを繰り返すことに使われる。

（6）出力モジュール706は、デコード結果を出力することに使われる。

実施例三
本実施例は重複多重に基づく一種類の変調復調方法を提供している。それは変調ステップと復調ステップを含む。本実施例では、主としては重複時分割多重に基づく変調復調で説明する。

図12のように、変調ステップは下記サブステップを含む：
ステップ2.1：設計パラメータにより時間領域での初期包絡波形h(t)を生成する。

初期包絡波形を生成する時に、ユーザが設計パラメータを入力することで、実際のシステムでシステム性能指標により柔軟に配置することを実現する。

ある実施例では、初期包絡波形のサイドローブ減衰が確定された場合は、設計パラメータは初期包絡波形のウィンドウ長さLを含む。例えば初期包絡波形がバートレット包絡波形である場合。

ある実施例では、設計パラメータは初期包絡波形のウィンドウ長さLとサイドローブ減衰rを含む。例えば初期包絡波形がチェビシェフ包絡波形である場合。

もちろん、初期包絡波形がほかの形式である場合は、相応な初期包絡波形の特徴により設計パラメータを確定してもよい。

ステップ2.2：重複多重回数Kにより初期包絡波形を相応な領域（本実施例では時間領域である）で予定変位間隔で変位することで、各固定間隔の変位包絡波形h(t-i*△T)を得る。

その中、変位間隔は時間間隔△Tで、時間間隔△Tは：△T=L/Kである。この時、信号の符号広さは△Tである。

また、△Tがシステムサンプリングレートの逆数より小さくないことを保証する必要がある。

iのバリューは入力符号長さNと関連し、且つiは0〜N-1の整数とする。例えば、N=8の場合、iは0〜7の整数とする。

ステップ2.3：入力される信号デジタルシーケンスを正負符号表現の信号符号シーケンスに変換する。

具体的には、デジタル信号シーケンスの中の0を+Aに変換し、1を-Aに変換し、Aを0でない任意数とすることで、正負符号シーケンスを得る。例えば、Aを1とする時に、入力される{0,1}ビットシーケンスをBPSK（Binary Phase Shift Keying、位相偏移変調）により変調し{+1、-1}符号シーケンスに変換する。

ステップ2.4：変換後の信号符号シーケンスx_i（本実施例でx_i={+1 +1 -1 -1 -1 +1 -1 +1}）と各固定間隔の変位包絡波形h(t-i*△T)を相乘し、各変調包絡波形xi h(t-i*△T)を得る。

ステップ2.5：各変調包絡波形xi h(t-i*△T)を相応な領域（本実施例では時間領域とする）で重複し、入力信号シーケンスを持つ多重変調包絡波形、即ち発送する信号を得る。

発送する信号は下記のように示される：

ステップ2.6：得られる多重変調包絡波形を発送信号とし発射する。

その故、本実施例では、Aのバリューが1の場合、重複後の出力符号（出力する信号符号シーケンス）は：s(t) = {+1 +2 +1 -1 -3 -1 -1 +1}とする。

図13は、Kチャンネル波形多重の原理を示す図であり、平行四辺形の形状となっている。その中、各行は一つの発送しようとする符号xiと早々時刻の包絡波形h(t-i*△T)の相乘後に得られる発送待ち信号波形xih(t-i*△T)を示す。a₀〜a_k-1は各ウィンドウ関数波形（包絡波形）に対しK回セグメントを分けてから得られる各部分の係数値を示す。具体的には振幅値に関する係数である。

入力されるデジタル信号シーケンスを正負符号シーケンスに変換する時に、入力されるデジタル信号シーケンスの中の0,1を±Aに変換し、Aのバリューは0でない任意数であることで、正負符号シーケンスを得る。例えば、Aのバリューが1の場合、入力される{0,1}ビットシーケンスをBPSK変調により{+1、-1}符号シーケンスに変換することで、正負符号シーケンスを得る。そのため、図12はKチャンネル波形の符号重複プロセスの原理を示す図である。

図14の重複プロセスでは、第1行左側の三つの数字は第1個入力符号+1を示し、第2行左側の三つの数字は第2個入力符号+1を示し、第3行左側の三つの数字は第3個入力符号-1を示し、第1行の真ん中の三つの数字は第4個入力符号-1を示し、第2行の真ん中の三つの数字は第5個入力符号-1を示し、第3行の真ん中の三つの数字は第6個入力符号+1を示し、第1行右側の三つの数字は第7個入力符号-1を示し、第2行右側の三つの数字は第8個入力符号+1を示す。そのため、三つの波形が重複する後に、得られる出力符号は｛+1 +2 +1 -1 -3 -1 -1 +1｝である。

もちろん、入力符号の長さはほかの数値である場合、図13と図14に示される方法により重複し、出力符号を得る。

本実施例では、復調ステップは上記実施例一の提供するデコード方法を採用し、ここで復調ステップは詳しく説明しない。

実施例四
図3を参照されたい。上記実施例三の提供する重複多重に基づく変調復調方法により、本実施例はそれと相応に重複多重に基づく一種類の変調復調システムを提供している。発信機と受信機を含む。

発信機は変調装置と発射装置を含む。図15を参照されたい。変調装置は波形生成モジュール801、変位モジュール802、変調モジュール803、乗法モジュール804と重複モジュール805を含む。

波形生成モジュール801は、初期包絡波形を生成することに使われる。本実施例では、主としては重複時分割多重に基づく変調復調説明する。それは設計パラメータにより時間領域での初期包絡波形h(t)を生成する。

変位モジュール802は、重複多重回数により初期包絡波形を相応な領域（本実施例では時間領域である）で変位間隔で変位することで、各固定間隔の変位包絡波形h(t-i*△T)を得る。

その中、変位間隔は時間間隔△Tで、時間間隔△Tは△T=L/Kである。この時、信号の符号広さは△Tである。

変調モジュール803は、入力される信号デジタルシーケンスを正負符号表現の信号符号シーケンスに変換する生成することに使われる。

具体的には、入力されるデジタル信号シーケンスの中の0を+Aに変換し、1を-Aに変換し、Aのバリューは0でない任意数とすることで、正負符号シーケンスを得る。例えば、Aを1とする場合、入力される{0,1}ビットシーケンスをBPSK（Binary Phase Shift Keying、位相偏移変調）で変調し{+1、-1}符号シーケンスに変換する。

乗法モジュール804は、信号符号シーケンスx_iと各固定間隔の変位包絡波形h(t-i*△T)を相乗し、各変調包絡波形x_i h(t-i*△T)を得ることに使われる。

重複モジュール805は、各変調包絡波形x_i h(t-i*△T)を相応な領域（本実施例では時間領域である）で重複することで、入力信号シーケンスを持つ多重変調包絡波形、即ち発送する信号を得ることに使われる。

発送する信号は下記のように示される：

発射装置は、多重変調包絡波形を発送信号とし発射することに使われる。

受信機は、多重変調包絡波形を受信する受信装置、及び上記実施例二の提供する任意種類の重複多重に基づくデコード装置を含む。本実施例では当該デコード装置を詳しく説明しない。

本発明の実施例の提供する重複多重に基づくデコード方法、装置、変調復調方法及びシステムは、スライドグループのデコード方法を採用することにより、OvXDMシステムの前後符号間の関連性を利用し、始め有り終わり無しの畳み込み運算を始めも有り終わりもあるグルーピング運算に分解する後に、相応なデコードアルゴリズムで各グループのシーケンスに対しデコードすることで、デコード効率を上げ、デコード複雑度を下げる同時に、システムのよりよい性能を保証している。伝統通信システムがビタビデコード方法を採用する時に、受信シーケンスに対し符号ごとにデコードし、そのデコード効率が低く、重複回数が多くなるとともに、デコード複雑度が高くなる問題を解決している。

説明する必要のあるのは、本発明の実施例の提供する重複多重に基づく変調復調方法と装置はモバイル通信、衛星通信、マイクロウェーブ視界通信、散乱通信、大気圏光通信、赤外線通信、水中音響通信等の無線通信システムに応用でき、大容量の無線伝送にも小容量の小型無線システムにも応用できることである。

本分野の技術者としては、上記実施方法で各種類の方法の全部又は一部のステップはプログラムで関連ハードウエアを制御することにより完成でき、当該プログラムはパソコン読取可能な保存媒質に保存できることが理解できる。保存媒質は、読取専用メモリ、ランダムアクセスメモリ、磁気ディスク又はCDなどを含む。

上記説明内容は具体的な実施方法と結び合わせ、本発明をさらに詳しく説明したものであり、本発明の具体的な実施はこれらの説明に限られると見なしてはならない。本発明の所属技術分野の一般技術者にとっては、本発明の構想を逸脱しない前提で、また様々な演繹や差し替えを行うことができるのである。

Claims

重複多重に基づくデコード方法であって、下記を含む：
ステップ一：受信信号の多重波形の長さによりグループシーケンスの長さを設定し、受信信号の受信シーケンスに対しグルーピングを行う；
ステップ二：上記グループシーケンスの長さにより多重波形係数をマトリックス形式に変換する；
ステップ三：現在グループの受信シーケンスをプリセットアルゴリズムでデコードし、オリジナル信号の現在グループの発送シーケンスを得る；
ステップ四：現在グループの受信シーケンスで既知情報が存在すれば、既知情報を取り除く。そうでなければステップ五に入る；
ステップ五：受信シーケンスを後へスライドし、すべてのグループのデコードを完成するまで上記ステップ三とステップ四を繰り返す；
ステップ六：すべてのグループのデコードを完成した後にデコード結果を出力する。
請求項１記載の方法において、上記グループシーケンスの長さにより多重波形係数を以下のマトリックス形式に変換する：
その中、hは多重波形係数で、Mはグループシーケンスの長さである。
請求項１記載の方法にいて、上記プリセットアルゴリズムは、勾配アルゴリズム、最小二乗アルゴリズム、最急降下アルゴリズム、共役勾配アルゴリズム、加速共役勾配アルゴリズム又は加速チェビシェフアルゴリズムである方法。
請求項１記載の方法において、現在グループの受信シーケンスをプリセットアルゴリズムでデコードする時に、さらに、プリセットアルゴリズムの中の非変数を保存し、デコードする時に呼び出すことを含む方法。
請求項４記載の方法において、上記プリセットアルゴリズムは最小二乗法で、上記非変数は
で、上記Hは多重波形係数変換後のマトリックスである方法。
重複多重に基づくデコード装置であって、下記を含む：
受信信号の多重波形の長さによりグループシーケンスの長さを設定し、受信信号の受信シーケンスに対しグルーピングを行うことに使われるグルーピングモジュール；
上記グループシーケンスの長さにより多重波形係数をマトリックス形式に変換することに使われる変換モジュール；
現在グループの受信シーケンスをプリセットアルゴリズムでデコードし、オリジナル信号の現在グループの発送シーケンスを得ることに使われるデコードモジュール；
現在グループの受信シーケンスで既知情報が存在する時に、既知情報を取り除くことに使われる既知情報除去モジュール；
受信シーケンスを後へスライドし、デコードモジュールと既知情報除去モジュールを制御し、すべてのグループのデコードを完成するまでデコードステップを繰り返すことに使われるスライドモジュール；
すべてのグループのデコードを完成した後にデコード結果を出力することに使われる出力モジュール。
請求項６記載の装置において、上記グループシーケンスの長さにより多重波形係数を以下のマトリックス形式に変換する：
その中、hは多重波形係数で、Mはグループシーケンスの長さである。
請求項６記載の装置において、上記プリセットアルゴリズムは、勾配アルゴリズム、最小二乗アルゴリズム、最急降下アルゴリズム、共役勾配アルゴリズム、加速共役勾配アルゴリズム又は加速チェビシェフアルゴリズムであることである。
請求項６記載の装置は、プリセットアルゴリズムの中の非変数を保存し、デコードモジュールがデコードする時に呼び出すことに使われる保存モジュールをさらに含む。
請求項９記載の装置において、上記プリセットアルゴリズムは最小二乗法で、上記非変数は
で、上記Hは多重波形係数変換後のマトリックスである装置。
重複多重に基づく変調復調方法であって、変調ステップと復調ステップを含み：
変調ステップは下記を含む：
初期包絡波形を生成する；
重複多重回数により初期包絡波形を相応な領域で変位間隔で変位し、各固定間隔の変位包絡波形を得る；
入力される信号デジタルシーケンスを正負符号表現の信号符号シーケンスに変換する；
信号符号シーケンスと偏移後の各固定間隔の変位包絡波形を相乘し、各変調包絡波形を得る；
各変調包絡波形を相応な領域で重複し、上記信号数デジタルシーケンスを持つ多重変調包絡波形を得る；
上記多重変調包絡波形を発射する；
復調ステップは請求項１〜５のいずれか記載のデコード方法を採用する。
重複多重に基づく変調復調システムであって、発信機と受信機を含み；
上記発信機は変調装置と発射装置を含み、
上記変調装置は下記を含む：
初期包絡波形を生成することに使われる波形生成モジュール；
重複多重回数により初期包絡波形を相応な領域で変位間隔で変位し、各固定間隔の変位包絡波形を得ることに使われる変位モジュール；
入力される信号デジタルシーケンスを正負符号表現の信号符号シーケンスに変換することに使われる変調モジュール；
信号符号シーケンスと偏移後の各固定間隔の変位包絡波形を相乘し、各変調包絡波形を得ることに使われる乗法モジュール；
各変調包絡波形を相応な領域で重複し、力信号シーケンスを持つ多重変調包絡波形を得ることに使われる重複モジュール；
上記発射装置は、上記多重変調包絡波形を発射することに使われる；
上記受信機は、上記多重変調包絡波形を受信する受信装置、及び如請求項6〜10のいずれか記載のデコード装置を含む。