JP6800329B2 - Motor drive, electric blower, vacuum cleaner and hand dryer - Google Patents

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Description

本発明は、単相モータを駆動するモータ駆動装置、モータ駆動装置によって駆動される単相モータを搭載した電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤに関する。 The present invention relates to a motor drive device for driving a single-phase motor, an electric blower equipped with a single-phase motor driven by the motor drive device, an electric vacuum cleaner, and a hand dryer.

単相モータには、相数が３つの三相モータと比較して以下の利点がある。
（１）三相モータには、三相インバータを用いる必要があるのに対し、単相モータには、三相インバータよりも構成が簡素化された単相インバータを用いればよい。
（２）フルブリッジインバータを用いた三相インバータは、６つのスイッチング素子が必要であるのに対し、単相モータは、フルブリッジインバータを用いたとしても、４つのスイッチング素子で構成できる。
（３）上記（１）及び（２）の特徴により、単相モータを用いた装置は、三相モータを用いた装置に比べて、小型化が可能である。Single-phase motors have the following advantages over three-phase motors with three phases.
(1) While it is necessary to use a three-phase inverter for the three-phase motor, a single-phase inverter having a simpler configuration than the three-phase inverter may be used for the single-phase motor.
(2) A three-phase inverter using a full-bridge inverter requires six switching elements, whereas a single-phase motor can be composed of four switching elements even if a full-bridge inverter is used.
(3) Due to the above features (1) and (2), the device using the single-phase motor can be downsized as compared with the device using the three-phase motor.

単相モータを単相インバータで駆動する場合、単相インバータには、単相モータに流れる電流の高調波成分を低減することが求められる。 When a single-phase motor is driven by a single-phase inverter, the single-phase inverter is required to reduce the harmonic component of the current flowing through the single-phase motor.

特許文献１には、高調波成分を低減するため、単相モータに供給する電圧を制御することによって、単相モータに流す電流を正弦波状に制御するパルス幅変調（Pulse Width Modulation：ＰＷＭ）制御する技術が開示されている。 Patent Document 1 describes Pulse Width Modulation (PWM) control that controls the current flowing through a single-phase motor in a sinusoidal manner by controlling the voltage supplied to the single-phase motor in order to reduce harmonic components. The technology to be used is disclosed.

特許文献２には、位置センサ信号の切り替わりに応じて出力電圧パルスを切り替える方法が開示されている。 Patent Document 2 discloses a method of switching an output voltage pulse according to a change of a position sensor signal.

特許文献３には、三相のセンサレスＤＣブラシレスモータの制御駆動装置において、直流電流を検出して得た消費電力の値に応じて、通電位相の遅延角度を変化させることが開示されている。 Patent Document 3 discloses that in a control drive device of a three-phase sensorless DC brushless motor, the delay angle of the energization phase is changed according to the value of power consumption obtained by detecting a direct current.

特開２０１２−２５７４５７号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 2012-257457 特許第５５２４９２５号公報Japanese Patent No. 5524925 特許第３１８３０７１号公報Japanese Patent No. 3183071

しかしながら、例えば電気掃除機に搭載されるモータ、すなわち小径でありかつ高速回転が要求されるモータを駆動するモータ駆動装置では、位置センサの取り付け位置にずれが生じた場合、位置センサ信号とモータ誘起電圧との間に位相差が生じてしまい、モータの駆動回転数、すなわちモータ出力にばらつきが発生する。特許文献１，２，３に開示される技術では、このような位相差に起因したモータ出力のばらつきを抑制できないといった課題があった。 However, for example, in a motor mounted on an electric vacuum cleaner, that is, a motor drive device for driving a motor having a small diameter and requiring high-speed rotation, when the mounting position of the position sensor is displaced, the position sensor signal and the motor are induced. A phase difference occurs between the voltage and the drive speed of the motor, that is, the motor output varies. The techniques disclosed in Patent Documents 1, 2 and 3 have a problem that the variation in motor output due to such a phase difference cannot be suppressed.

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、位置センサの位置ずれに起因した出力のばらつきを抑制できるモータ駆動装置を得ることを目的とする。 The present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to obtain a motor drive device capable of suppressing output variation due to misalignment of a position sensor.

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係るモータ駆動装置は、バッテリを電源として単相モータを駆動するモータ駆動装置であって、複数のスイッチング素子を備え、単相モータに交流電圧を印加する単相インバータと、単相モータに取り付けられ、単相モータのロータ磁極位置を検出して磁極位置検出信号を出力する位置センサと、単相モータへ流れる電流であるモータ電流値を検出する電流センサと、を備え、電圧指令と磁極位置検出信号とに基づいて、複数のスイッチング素子をパルス幅変調制御すると共に、磁極位置検出信号とモータ誘起電圧との位相差を変化させることによって、モータ電流値を、バッテリの電圧に対応付けて設定される目標電流値にさせ、磁極位置検出信号とモータ誘起電圧との位相差を調整するための位相調整角が、単相モータへの位置センサの取り付け位置のばらつき範囲に相当する進角調整幅以上のとき、位相調整角を、電圧指令の演算に用いられ特定の回転数に対する進角位相に加算する。 In order to solve the above-mentioned problems and achieve the object, the motor drive device according to the present invention is a motor drive device that drives a single-phase motor using a battery as a power source, and includes a plurality of switching elements and is a single-phase motor. A single-phase inverter that applies an AC voltage to the unit, a position sensor that is attached to the single-phase motor and detects the rotor magnetic pole position of the single-phase motor and outputs a magnetic pole position detection signal, and a motor current that is the current flowing through the single-phase motor. A current sensor that detects a value is provided, and pulse width modulation control is performed on a plurality of switching elements based on a voltage command and a magnetic pole position detection signal, and the phase difference between the magnetic pole position detection signal and the motor-induced voltage is changed. As a result, the motor current value is set to the target current value set in association with the battery voltage, and the phase adjustment angle for adjusting the phase difference between the magnetic pole position detection signal and the motor induced voltage is set to the single-phase motor. When it is equal to or greater than the advance angle adjustment width corresponding to the variation range of the mounting position of the position sensor, the phase adjustment angle is added to the advance angle phase for a specific rotation speed used in the calculation of the voltage command .

本発明に係るモータ駆動装置は、位置センサの位置ずれに起因した出力のばらつきを抑制できる、という効果を奏する。 The motor drive device according to the present invention has the effect of being able to suppress variations in output due to misalignment of the position sensor.

実施の形態に係るモータ駆動装置を備えるモータ駆動システムの構成を示すブロック図A block diagram showing a configuration of a motor drive system including a motor drive device according to an embodiment. 図１に示す単相インバータの回路構成図Circuit configuration diagram of the single-phase inverter shown in FIG. ＰＷＭ信号を生成するための機能構成を示す図The figure which shows the functional structure for generating a PWM signal 図３に示すキャリア比較部及びキャリア生成部を詳細に示す図The figure which shows the carrier comparison part and the carrier generation part shown in FIG. 3 in detail. 図４に示される正側の電圧指令と、負側の電圧指令と、ＰＷＭ信号と、モータ印加電圧とのそれぞれの波形例を示すタイムチャートA time chart showing examples of waveforms of the positive side voltage command, the negative side voltage command, the PWM signal, and the motor applied voltage shown in FIG. 変調率に応じたインバータ出力電圧の変化を示す図The figure which shows the change of the inverter output voltage according to the modulation factor 図３及び図４に示したキャリア生成部及びキャリア比較部へ入力される進角位相を算出するための機能構成を示す図The figure which shows the functional structure for calculating the advance angle phase input to the carrier generation part and carrier comparison part shown in FIG. 3 and FIG. 進角位相の算出方法の一例を示す図The figure which shows an example of the calculation method of the advance phase 位置センサとステータとロータとの位置関係を示す第１の図The first figure which shows the positional relationship between a position sensor, a stator, and a rotor. 位置センサとステータとロータとの位置関係を示す第２の図The second figure which shows the positional relationship between a position sensor, a stator, and a rotor. 位置センサ信号とモータ誘起電圧とを示す図The figure which shows the position sensor signal and the motor induced voltage. バッテリ電圧とモータ電流との関係を示す図The figure which shows the relationship between the battery voltage and the motor current 進角位相を決定するための動作を説明するフローチャートFlowchart explaining the operation for determining the advance phase 位置センサ信号と、ロータ機械角と、基準位相と、電圧指令との関係を示す図The figure which shows the relationship between a position sensor signal, a rotor machine angle, a reference phase, and a voltage command. 電圧振幅指令の時間変化を示す図The figure which shows the time change of a voltage amplitude command インバータ出力電圧の極性によるモータ電流の経路を示す第１の図The first figure which shows the path of the motor current by the polarity of the inverter output voltage. インバータ出力電圧の極性によるモータ電流の経路を示す第２の図The second figure which shows the path of the motor current by the polarity of the inverter output voltage インバータ出力電圧の極性によるモータ電流の経路を示す第３の図FIG. 3 shows a path of a motor current depending on the polarity of the inverter output voltage. ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）の概略構造を示す模式的断面図Schematic cross-sectional view showing a schematic structure of a MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor) 実施の形態に係るモータ駆動装置を備えた電気掃除機の構成図Configuration diagram of a vacuum cleaner provided with a motor drive device according to an embodiment 実施の形態に係るモータ駆動装置を備えたハンドドライヤの構成図Configuration diagram of the hand dryer provided with the motor drive device according to the embodiment. 実施の形態に係るモータ駆動装置における変調制御を説明するための図The figure for demonstrating the modulation control in the motor drive device which concerns on embodiment.

以下に、本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤを図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。 Hereinafter, the motor drive device, the electric blower, the vacuum cleaner, and the hand dryer according to the embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. The present invention is not limited to this embodiment.

実施の形態．
図１は実施の形態に係るモータ駆動装置を備えるモータ駆動システムの構成を示すブロック図である。図１に示すモータ駆動システム１は、単相モータ１２と、単相モータ１２に交流電力を供給して単相モータ１２を駆動するモータ駆動装置２と、モータ駆動装置２に直流電力を供給する直流電源である電源１０と、電源１０からモータ駆動装置２に出力される直流電圧Ｖｄｃを検出する電圧センサ２０とを備える。Embodiment.
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a motor drive system including the motor drive device according to the embodiment. The motor drive system 1 shown in FIG. 1 supplies a single-phase motor 12, a motor drive device 2 that supplies AC power to the single-phase motor 12 to drive the single-phase motor 12, and DC power to the motor drive device 2. It includes a power source 10 which is a DC power source, and a voltage sensor 20 which detects a DC voltage V dc output from the power source 10 to the motor drive device 2.

また図１に示すモータ駆動システム１は、単相モータ１２に内蔵されるロータ１２ａの磁極位置であるロータ磁極位置を検出する位置センサ２１と、モータ電流を検出する電流センサ２２とを備える。モータ電流は、単相インバータ１１から単相モータ１２へ供給される交流電流であり、単相モータ１２のステータ１２ｂに巻かれる不図示の巻線に流れる交流電流に等しい。電流センサ２２には、シャント抵抗を用いて電流を検出する電流検出器、又はＣＴ（Current Transformer）を用いて電流を検出する電流検出器を例示できる。なお本実施の形態に係るモータ駆動システム１は、単相インバータ１１から単相モータ１２へ供給されるモータ電流を検出してモータ制御に利用しているが、モータ電流の代わりに、電源１０から単相インバータ１１へ供給される直流電流を検出してモータ制御に利用してもよい。 Further, the motor drive system 1 shown in FIG. 1 includes a position sensor 21 for detecting the rotor magnetic pole position, which is the magnetic pole position of the rotor 12a built in the single-phase motor 12, and a current sensor 22 for detecting the motor current. The motor current is an alternating current supplied from the single-phase inverter 11 to the single-phase motor 12, and is equal to an alternating current flowing through a winding (not shown) wound around the stator 12b of the single-phase motor 12. Examples of the current sensor 22 include a current detector that detects a current using a shunt resistor, or a current detector that detects a current using a CT (Current Transformer). The motor drive system 1 according to the present embodiment detects the motor current supplied from the single-phase inverter 11 to the single-phase motor 12 and uses it for motor control. However, instead of the motor current, the power supply 10 is used. The direct current supplied to the single-phase inverter 11 may be detected and used for motor control.

単相モータ１２は、不図示の電動送風機を回転させる回転電機として利用され、当該電動送風機及び単相モータ１２は、電気掃除機及びハンドドライヤといった装置に搭載される。 The single-phase motor 12 is used as a rotary electric machine for rotating an electric blower (not shown), and the electric blower and the single-phase motor 12 are mounted on devices such as a vacuum cleaner and a hand dryer.

なお本実施の形態では、電圧センサ２０が直流電圧Ｖｄｃを検出しているが、電圧センサ２０の検出対象は、電源１０から出力される直流電圧Ｖｄｃに限定されず、モータ駆動装置２の出力電圧であるインバータ出力電圧でもよい。「インバータ出力電圧」は、単相インバータ１１から単相モータ１２に向けて出力される交流電圧に等しく、また後述する「モータ印加電圧」と同義である。In the present embodiment, the voltage sensor 20 detects the DC voltage V dc , but the detection target of the voltage sensor 20 is not limited to the DC voltage V dc output from the power supply 10, and the motor drive device 2 It may be an inverter output voltage which is an output voltage. The "inverter output voltage" is equal to the AC voltage output from the single-phase inverter 11 to the single-phase motor 12, and is synonymous with the "motor applied voltage" described later.

モータ駆動装置２は、単相インバータ１１及びアナログディジタル変換器３０を備える。単相インバータ１１は、単相モータ１２に接続され、単相モータ１２に交流電圧を印加する。アナログディジタル変換器３０は、電圧センサ２０により検出された直流電圧Ｖｄｃであるアナログデータをディジタルデータに変換して出力する。The motor drive device 2 includes a single-phase inverter 11 and an analog-digital converter 30. The single-phase inverter 11 is connected to the single-phase motor 12 and applies an AC voltage to the single-phase motor 12. The analog-digital converter 30 converts analog data, which is a DC voltage Vdc detected by the voltage sensor 20, into digital data and outputs the data.

またモータ駆動装置２は、ＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を生成する制御部２５と、駆動信号生成部３２とを備える。駆動信号生成部３２は、制御部２５から出力されるＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４に基づいて、単相インバータ１１内のスイッチング素子を駆動するための駆動信号を生成する。 Further, the motor drive device 2 includes a control unit 25 that generates PWM signals Q1, Q2, Q3, and Q4, and a drive signal generation unit 32. The drive signal generation unit 32 generates a drive signal for driving the switching element in the single-phase inverter 11 based on the PWM signals Q1, Q2, Q3, and Q4 output from the control unit 25.

制御部２５は、アナログディジタル変換器３０で変換された直流電圧３０ａと、位置センサ２１から出力される磁極位置検出信号である位置センサ信号２１ａとに基づいて、ＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を生成する。位置センサ信号２１ａは、モータ誘起電圧の値と相関性のある二値のディジタル信号である。当該ディジタル信号の値は、ロータ１２ａで発生する磁束の方向に応じて変化する。位置センサ信号２１ａは、制御部２５に入力される。 The control unit 25 has PWM signals Q1, Q2, Q3, and Q4 based on the DC voltage 30a converted by the analog-digital converter 30 and the position sensor signal 21a which is a magnetic pole position detection signal output from the position sensor 21. To generate. The position sensor signal 21a is a binary digital signal that correlates with the value of the motor-induced voltage. The value of the digital signal changes according to the direction of the magnetic flux generated by the rotor 12a. The position sensor signal 21a is input to the control unit 25.

制御部２５は、プロセッサ３１、キャリア生成部３３及びメモリ３４を有する。プロセッサ３１は、ＰＷＭ制御によりＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を生成する。プロセッサ３１は、ＰＷＭ制御及び進角制御に関する各種演算を行う処理部である。プロセッサ３１には、ＣＰＵ（Central Processing Unit、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）ともいう）、又はシステムＬＳＩ（Large Scale Integration）を例示できる。 The control unit 25 includes a processor 31, a carrier generation unit 33, and a memory 34. The processor 31 generates PWM signals Q1, Q2, Q3, and Q4 by PWM control. The processor 31 is a processing unit that performs various operations related to PWM control and advance angle control. Examples of the processor 31 include a CPU (Central Processing Unit, Central Processing Unit, Processing Device, Arithmetic Logic Unit, Microprocessor, Microcomputer, Processor, DSP (Digital Signal Processor)), or System LSI (Large Scale Integration). ..

メモリ３４には、ＲＡＭ（Random Access Memory）、ＲＯＭ（Read Only Memory）、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ（Erasable Programmable Read Only Memory）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Electrically Erasable Programmable Read-Only Memory）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリを例示できる。またメモリ３４は、これらに限定されず、磁気ディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、又はＤＶＤ（Digital Versatile Disc）でもよい。 The memory 34 is non-volatile or volatile such as RAM (Random Access Memory), ROM (Read Only Memory), flash memory, EEPROM (Erasable Programmable Read Only Memory), and EEPROM (registered trademark) (Electrically Erasable Programmable Read-Only Memory). An example is a sex semiconductor memory. The memory 34 is not limited to these, and may be a magnetic disk, an optical disk, a compact disk, a mini disk, or a DVD (Digital Versatile Disc).

メモリ３４には、プロセッサ３１で読みとられるプログラムが保存される。メモリ３４は、プロセッサ３１が演算処理を行う際の作業領域として使用される。キャリア生成部３３の構成の詳細は後述する。 A program read by the processor 31 is stored in the memory 34. The memory 34 is used as a work area when the processor 31 performs arithmetic processing. Details of the configuration of the carrier generation unit 33 will be described later.

駆動信号生成部３２は、プロセッサ３１から出力されたＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を、単相インバータ１１を駆動するための駆動信号に変換して、単相インバータ１１に出力する。 The drive signal generation unit 32 converts the PWM signals Q1, Q2, Q3, and Q4 output from the processor 31 into drive signals for driving the single-phase inverter 11 and outputs the PWM signals to the single-phase inverter 11.

単相モータ１２はブラシレスモータである。単相モータ１２のロータ１２ａには、不図示の複数個の永久磁石が周方向に配列されている。これらの複数個の永久磁石は、着磁方向が周方向に交互に反転するように配置され、ロータ１２ａの複数個の磁極を形成する。単相モータ１２のステータ１２ｂには不図示の巻線が巻かれている。当該巻線に流れる交流電流が前述した「モータ電流」に相当する。本実施の形態ではロータ１２ａの磁極数が４極とされるが、ロータ１２ａの磁極数は４極以外でもよい。 The single-phase motor 12 is a brushless motor. A plurality of permanent magnets (not shown) are arranged in the circumferential direction on the rotor 12a of the single-phase motor 12. These plurality of permanent magnets are arranged so that the magnetizing directions are alternately reversed in the circumferential direction, and form a plurality of magnetic poles of the rotor 12a. A winding (not shown) is wound around the stator 12b of the single-phase motor 12. The alternating current flowing through the winding corresponds to the "motor current" described above. In the present embodiment, the number of magnetic poles of the rotor 12a is four poles, but the number of magnetic poles of the rotor 12a may be other than four poles.

図２は図１に示す単相インバータの回路構成図である。単相インバータ１１は、ブリッジ接続された複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４を有する。図２には、単相インバータ１１が有する複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４の他にも、単相インバータ１１に接続される単相モータ１２が示される。高電位側に位置する２つのスイッチング素子５１，５３のそれぞれは、上アームのスイッチング素子と称される。低電位側に位置する２つのスイッチング素子５２，５４のそれぞれは、下アームのスイッチング素子と称される。 FIG. 2 is a circuit configuration diagram of the single-phase inverter shown in FIG. The single-phase inverter 11 has a plurality of bridge-connected switching elements 51, 52, 53, 54. FIG. 2 shows a single-phase motor 12 connected to the single-phase inverter 11 in addition to the plurality of switching elements 51, 52, 53, 54 included in the single-phase inverter 11. Each of the two switching elements 51 and 53 located on the high potential side is referred to as an upper arm switching element. Each of the two switching elements 52 and 54 located on the low potential side is referred to as a lower arm switching element.

スイッチング素子５１及びスイッチング素子５２の接続端１１−１と、スイッチング素子５３及びスイッチング素子５４の接続端１１−２は、ブリッジ回路における交流端を構成し、接続端１１−１及び接続端１１−２には単相モータ１２が接続される。 The connection end 11-1 of the switching element 51 and the switching element 52, and the connection end 11-2 of the switching element 53 and the switching element 54 form an AC end in the bridge circuit, and the connection end 11-1 and the connection end 11-2. A single-phase motor 12 is connected to the.

複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４のそれぞれは、金属酸化膜半導体電界効果型トランジスタであるＭＯＳＦＥＴが使用される。ＭＯＳＦＥＴはＦＥＴ（Field-Effect Transistor）の一例である。 For each of the plurality of switching elements 51, 52, 53, 54, a MOSFET which is a metal oxide film semiconductor field effect transistor is used. MOSFET is an example of FET (Field-Effect Transistor).

スイッチング素子５１には、スイッチング素子５１のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５１ａが形成される。スイッチング素子５２には、スイッチング素子５２のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５２ａが形成される。スイッチング素子５３には、スイッチング素子５３のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５３ａが形成される。スイッチング素子５４には、スイッチング素子５４のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５４ａが形成される。ボディダイオード５１ａ，５２ａ，５３ａ，５４ａのそれぞれは、ＭＯＳＦＥＴの内部に形成される寄生ダイオードであり、還流ダイオードとして使用される。 The switching element 51 is formed with a body diode 51a connected in parallel between the drain and the source of the switching element 51. The switching element 52 is formed with a body diode 52a connected in parallel between the drain and the source of the switching element 52. The switching element 53 is formed with a body diode 53a connected in parallel between the drain and the source of the switching element 53. A body diode 54a connected in parallel between the drain and the source of the switching element 54 is formed in the switching element 54. Each of the body diodes 51a, 52a, 53a, and 54a is a parasitic diode formed inside the MOSFET and is used as a freewheeling diode.

複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４のそれぞれは、シリコン系材料により形成されたＭＯＳＦＥＴに限定されず、複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４の内の少なくとも１つは、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドといったワイドバンドギャップ半導体により形成されたＭＯＳＦＥＴでもよい。 Each of the plurality of switching elements 51, 52, 53, 54 is not limited to a MOSFET formed of a silicon-based material, and at least one of the plurality of switching elements 51, 52, 53, 54 is silicon carbide. It may be a MOSFET formed of a gallium nitride based material or a wide bandgap semiconductor such as diamond.

一般的にワイドバンドギャップ半導体はシリコン半導体に比べて耐電圧及び耐熱性が高い。そのため、複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４の内の少なくとも１つにワイドバンドギャップ半導体を用いることにより、スイッチング素子５１，５２，５３，５４の耐電圧性及び許容電流密度が高くなり、スイッチング素子５１，５２，５３，５４を組み込んだ半導体モジュールを小型化できる。またワイドバンドギャップ半導体は、耐熱性も高いため、半導体モジュールで発生した熱を放熱するための放熱部の小型化が可能であり、また半導体モジュールで発生した熱を放熱する放熱構造の簡素化が可能である。 In general, wide bandgap semiconductors have higher withstand voltage and heat resistance than silicon semiconductors. Therefore, by using a wide bandgap semiconductor for at least one of the plurality of switching elements 51, 52, 53, 54, the withstand voltage resistance and allowable current density of the switching elements 51, 52, 53, 54 are increased. The semiconductor module incorporating the switching elements 51, 52, 53, 54 can be miniaturized. In addition, since the wide bandgap semiconductor has high heat resistance, it is possible to miniaturize the heat dissipation part for dissipating the heat generated by the semiconductor module, and the heat dissipation structure for dissipating the heat generated by the semiconductor module can be simplified. It is possible.

図３はＰＷＭ信号を生成するための機能構成を示す図である。図４は図３に示すキャリア比較部及びキャリア生成部を詳細に示す図である。前述したように、ＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を生成する機能は、図３に示すキャリア生成部３３及びキャリア比較部３８によって実現できる。 FIG. 3 is a diagram showing a functional configuration for generating a PWM signal. FIG. 4 is a diagram showing in detail the carrier comparison unit and the carrier generation unit shown in FIG. As described above, the function of generating the PWM signals Q1, Q2, Q3, and Q4 can be realized by the carrier generation unit 33 and the carrier comparison unit 38 shown in FIG.

キャリア比較部３８の機能は図１に示すプロセッサ３１により実現される。キャリア比較部３８の構成の詳細は後述する。キャリア比較部３８には、図４に示す電圧指令Ｖｍを生成するときに用いる、進角制御された進角位相θｖと、基準位相θｅとが入力される。進角位相θｖは、後述する進角位相算出部４４で算出される。基準位相θｅは、後述する回転速度算出部４２で算出される。The function of the carrier comparison unit 38 is realized by the processor 31 shown in FIG. Details of the configuration of the carrier comparison unit 38 will be described later. The advance angle controlled advance phase θ v and the reference phase θ e used when generating the voltage command V m shown in FIG. 4 are input to the carrier comparison unit 38. The advance phase θ v is calculated by the advance angle phase calculation unit 44, which will be described later. The reference phase θ e is calculated by the rotation speed calculation unit 42, which will be described later.

基準位相θｅは、ロータ１２ａの基準位置からの角度であるロータ機械角θｍを、電気角に換算した位相である。ここで、「進角位相」とは、電圧指令の「進み角」である「進角」を位相で表したものである。また、「進み角」とは、単相インバータ１１がステータ巻線に印加するモータ印加電圧と、不図示のステータ巻線に誘起されるモータ誘起電圧との間の位相差である。なお、モータ印加電圧がモータ誘起電圧よりも進んでいるときに「進み角」は正の値をとる。The reference phase θ e is a phase obtained by converting the rotor mechanical angle θ m , which is an angle from the reference position of the rotor 12a, into an electric angle. Here, the "advance angle phase" represents the "advance angle" which is the "advance angle" of the voltage command in terms of phase. The "advance angle" is a phase difference between the motor applied voltage applied to the stator winding by the single-phase inverter 11 and the motor-induced voltage induced in the stator winding (not shown). The "advance angle" takes a positive value when the motor applied voltage is ahead of the motor induced voltage.

またキャリア比較部３８には、進角位相θｖ及び基準位相θｅ以外にも、キャリア生成部３３で生成されたキャリアと、直流電圧Ｖｄｃと、電圧指令Ｖｍの振幅値である電圧振幅指令Ｖ*とが入力される。キャリア比較部３８は、キャリア、進角位相θｖ、基準位相θｅ、直流電圧Ｖｄｃ及び電圧振幅指令Ｖ*に基づいて、ＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を生成する。In addition to the advance phase θ v and the reference phase θ e , the carrier comparison unit 38 also includes the carrier generated by the carrier generation unit 33, the DC voltage V dc, and the voltage amplitude which is the amplitude value of the voltage command V m. Command V * is input. The carrier comparison unit 38 generates PWM signals Q1, Q2, Q3, and Q4 based on the carrier, the advance phase θ v , the reference phase θ e , the DC voltage V dc, and the voltage amplitude command V *.

図４に示すように、キャリア生成部３３には、キャリアの周波数であるキャリア周波数ｆＣ［Ｈｚ］が設定される。図４には、キャリアの一例である三角波の波形が示される。三角波は、その山の値が“１”であり、その谷の値が“０”となる信号波である。なお単相インバータ１１のＰＷＭ制御には、同期ＰＷＭ制御と非同期ＰＷＭ制御とがある。非同期ＰＷＭ制御の場合、進角位相θｖにキャリアを同期させる必要はない。As shown in FIG. 4, a carrier frequency f C [Hz], which is a carrier frequency, is set in the carrier generation unit 33. FIG. 4 shows a triangular wave waveform which is an example of a carrier. A triangular wave is a signal wave in which the value of the peak is "1" and the value of the valley is "0". The PWM control of the single-phase inverter 11 includes synchronous PWM control and asynchronous PWM control. In the case of asynchronous PWM control, it is not necessary to synchronize the carrier with the advance phase θ v .

図４に示すように、キャリア比較部３８は、絶対値演算部３８ａ、除算部３８ｂ、乗算部３８ｃ、乗算部３８ｄ、乗算部３８ｆ、加算部３８ｅ、比較部３８ｇ、比較部３８ｈ、出力反転部３８ｉ及び出力反転部３８ｊを有する。 As shown in FIG. 4, the carrier comparison unit 38 includes an absolute value calculation unit 38a, a division unit 38b, a multiplication unit 38c, a multiplication unit 38d, a multiplication unit 38f, an addition unit 38e, a comparison unit 38g, a comparison unit 38h, and an output inversion unit. It has 38i and an output inversion unit 38j.

絶対値演算部３８ａでは、電圧振幅指令Ｖ*の絶対値｜Ｖ*｜が演算される。除算部３８ｂでは、絶対値｜Ｖ*｜が、電圧センサ２０で検出された直流電圧Ｖｄｃによって除算される。電源１０がバッテリである場合、バッテリ電圧が変動するが、絶対値｜Ｖ*｜を直流電圧Ｖｄｃで除算することにより、バッテリ電圧の低下によってモータ印加電圧が低下しないように、変調率を増加させることができる。バッテリ電圧は、バッテリの出力電圧を意味する。The absolute value calculation unit 38a calculates the absolute value | V * | of the voltage amplitude command V *. In the division unit 38b, the absolute value | V * | is divided by the DC voltage V dc detected by the voltage sensor 20. When the power supply 10 is a battery, the battery voltage fluctuates, but by dividing the absolute value | V * | by the DC voltage V dc , the modulation factor is increased so that the motor applied voltage does not decrease due to the decrease in the battery voltage. Can be made to. Battery voltage means the output voltage of the battery.

乗算部３８ｃでは、基準位相θｅ及び進角位相θｖの正弦値が演算される。演算された進角位相θｖの正弦値は、除算部３８ｂの出力である絶対値｜Ｖ*｜に乗算される。乗算部３８ｄでは、乗算部３８ｃの出力である電圧指令Ｖｍに、１／２が乗算される。加算部３８ｅでは、乗算部３８ｄの出力に１／２が加算される。In the multiplication unit 38c, the sine values of the reference phase θ e and the advance phase θ v are calculated. The calculated sine value of the advance phase θ v is multiplied by the absolute value | V * | which is the output of the division unit 38b. The multiplier unit 38d, the voltage command V m is the output of the multiplication unit 38c, 1/2 is multiplied. In the addition unit 38e, 1/2 is added to the output of the multiplication unit 38d.

ここで、加算部３８ｅの出力は、複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４の内、２つのスイッチング素子５１，５２を駆動するための正側の電圧指令Ｖｍ１として、比較部３８ｇに入力される。また加算部３８ｅの出力は、複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４の内、２つのスイッチング素子５３，５４を駆動するための正側の電圧指令Ｖｍ１として、乗算部３８ｆに入力される。Here, the output of the addition unit 38e is input to the comparison unit 38g as a voltage command V m1 on the positive side for driving two switching elements 51, 52 among the plurality of switching elements 51, 52, 53, 54. Will be done. Further, the output of the addition unit 38e is input to the multiplication unit 38f as a voltage command V m1 on the positive side for driving two switching elements 53, 54 among the plurality of switching elements 51, 52, 53, 54. ..

乗算部３８ｆでは、加算部３８ｅの出力に−１が乗算される。乗算部３８ｆの出力は、下アームの２つのスイッチング素子５２，５４を駆動するための負側の電圧指令Ｖｍ２として、比較部３８ｈに入力される。In the multiplication unit 38f, -1 is multiplied by the output of the addition unit 38e. The output of the multiplication unit 38f, as the voltage instruction V m2 of the negative side for driving the two switching elements 52, 54 of the lower arm, is input to the comparison unit 38h.

比較部３８ｇの出力は、スイッチング素子５１へのＰＷＭ信号Ｑ１となる。出力反転部３８ｉは、比較部３８ｇの出力を反転する。出力反転部３８ｉの出力は、スイッチング素子５２へのＰＷＭ信号Ｑ２となる。出力反転部３８ｉにより、スイッチング素子５１とスイッチング素子５２とが同時にオンすることはない。 The output of the comparison unit 38g is the PWM signal Q1 to the switching element 51. The output inversion unit 38i inverts the output of the comparison unit 38g. The output of the output inverting unit 38i is the PWM signal Q2 to the switching element 52. The output inverting unit 38i does not turn on the switching element 51 and the switching element 52 at the same time.

比較部３８ｈの出力は、スイッチング素子５３へのＰＷＭ信号Ｑ３となる。出力反転部３８ｊは、比較部３８ｈの出力を反転する。出力反転部３８ｊの出力は、スイッチング素子５４へのＰＷＭ信号Ｑ４となる。出力反転部３８ｊにより、スイッチング素子５３とスイッチング素子５４とが同時にオンすることはない。 The output of the comparison unit 38h is the PWM signal Q3 to the switching element 53. The output inversion unit 38j inverts the output of the comparison unit 38h. The output of the output inverting unit 38j is a PWM signal Q4 to the switching element 54. The output inverting unit 38j does not turn on the switching element 53 and the switching element 54 at the same time.

図５は図４に示される正側の電圧指令と、負側の電圧指令と、ＰＷＭ信号と、モータ印加電圧とのそれぞれの波形例を示すタイムチャートである。図５には、上から順に、加算部３８ｅから出力される電圧指令Ｖｍ１の波形と、乗算部３８ｆから出力される電圧指令Ｖｍ２の波形と、ＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４の波形と、モータ印加電圧の波形とが示される。FIG. 5 is a time chart showing waveform examples of the positive side voltage command, the negative side voltage command, the PWM signal, and the motor applied voltage shown in FIG. In FIG. 5, in order from the top, the waveform of the voltage command V m1 output from the addition unit 38e, the waveform of the voltage command V m2 output from the multiplication unit 38f, and the waveforms of the PWM signals Q1, Q2, Q3, and Q4. And the waveform of the voltage applied to the motor are shown.

図４に示すキャリア比較部３８は、図５に示す電圧指令Ｖｍ１，Ｖｍ２を用いて、ＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を生成する。図１に示すモータ駆動装置２は、キャリア比較部３８で生成されたＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を使用して、単相インバータ１１内の複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４を制御する。これにより、図５に示されるモータ印加電圧、すなわちＰＷＭ制御された電圧パルスが、単相モータ１２に印加される。The carrier comparison unit 38 shown in FIG. 4 generates PWM signals Q1, Q2, Q3, and Q4 by using the voltage commands V m1 and V m2 shown in FIG. The motor drive device 2 shown in FIG. 1 uses the PWM signals Q1, Q2, Q3, and Q4 generated by the carrier comparison unit 38 to connect a plurality of switching elements 51, 52, 53, and 54 in the single-phase inverter 11. Control. As a result, the motor applied voltage shown in FIG. 5, that is, the PWM-controlled voltage pulse is applied to the single-phase motor 12.

ところでＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を生成する際に使用する変調方式には、正又は負の電位で変化する電圧パルスを出力するバイポーラ変調と、ユニポーラ変調とが知られている。ユニポーラ変調は、電源半周期ごとに３つの電位で変化する電圧パルス、すなわち正の電位と負の電位と零の電位とに変化する電圧パルスを出力する変調方式である。 By the way, as the modulation method used when generating the PWM signals Q1, Q2, Q3 and Q4, bipolar modulation that outputs a voltage pulse that changes with a positive or negative potential and unipolar modulation are known. Unipolar modulation is a modulation method that outputs a voltage pulse that changes at three potentials every half cycle of the power supply, that is, a voltage pulse that changes at a positive potential, a negative potential, and a zero potential.

図５に示すＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４の波形はユニポーラ変調によるものである。本実施の形態に係るモータ駆動装置２には、何れの変調方式を用いてもよい。なお、モータ電流波形をより正弦波に制御する必要がある用途では、バイポーラ変調よりも、高調波含有率が少ないユニポーラ変調を採用することが好ましい。 The waveforms of the PWM signals Q1, Q2, Q3, and Q4 shown in FIG. 5 are due to unipolar modulation. Any modulation method may be used for the motor drive device 2 according to the present embodiment. In applications where it is necessary to control the motor current waveform to a more sinusoidal wave, it is preferable to employ unipolar modulation having a lower harmonic content than bipolar modulation.

図６は変調率に応じたインバータ出力電圧の変化を示す図である。図６の上段部には、変調率＝１．０である場合の電圧指令Ｖｍとキャリアとインバータ出力電圧とが示される。図６の中段部には、変調率＝１．２である場合の電圧指令Ｖｍとキャリアとインバータ出力電圧とが示される。図６の下段部には、変調率＝２．０である場合の電圧指令Ｖｍとキャリアとインバータ出力電圧とが示される。FIG. 6 is a diagram showing a change in the inverter output voltage according to the modulation factor. The upper part of FIG. 6 shows the voltage command Vm , the carrier, and the inverter output voltage when the modulation factor is 1.0. In the middle part of FIG. 6, the voltage command V m , the carrier, and the inverter output voltage when the modulation factor = 1.2 are shown. In the lower part of FIG. 6, the voltage command V m , the carrier, and the inverter output voltage when the modulation factor = 2.0 are shown.

図４で説明したように、電圧指令Ｖｍ１は、比較部３８ｇにおいてキャリアと比較され、電圧指令Ｖｍ２は、比較部３８ｈにおいてキャリアと比較される。電圧指令Ｖｍ１，２の値がキャリアの値よりも大きいときは、単相インバータ１１のスイッチング素子がオンとなる。電圧指令Ｖｍ１，２の値がキャリアの値よりも小さいときは、単相インバータ１１のスイッチング素子がオフとなる。このため、図６に示すように、ＰＷＭ制御されたインバータ出力電圧が、単相モータ１２に印加される。As described with reference to FIG. 4, the voltage command V m1 is compared with the carrier in the comparison unit 38g, and the voltage command V m2 is compared with the carrier in the comparison unit 38h. When the value of the voltage commands V m1 and 2 is larger than the value of the carrier, the switching element of the single-phase inverter 11 is turned on. When the value of the voltage command V m1 and 2 is smaller than the value of the carrier, the switching element of the single-phase inverter 11 is turned off. Therefore, as shown in FIG. 6, the PWM-controlled inverter output voltage is applied to the single-phase motor 12.

なお、変調率の定義には種々なものが存在するが、ここでは、電圧振幅指令Ｖ*と三角波キャリアの振幅との比率、すなわち「電圧振幅指令Ｖ*／三角波キャリア振幅」を変調率と定義する。図６の上段部には、変調率＝１．０の場合の波形が示されるが、変調率が１．０未満の場合も同様な波形となる。変調率が１．０未満の場合、三角波キャリアの周波数に応じてインバータ出力電圧が生成されるため、インバータ出力電圧もキャリア周波数に応じた電圧パルスが出力される。 There are various definitions of the modulation factor, but here, the ratio of the voltage amplitude command V * to the amplitude of the triangular wave carrier, that is, "voltage amplitude command V * / triangular wave carrier amplitude" is defined as the modulation factor. To do. The upper part of FIG. 6 shows a waveform when the modulation factor is 1.0, but the same waveform is obtained when the modulation factor is less than 1.0. When the modulation factor is less than 1.0, the inverter output voltage is generated according to the frequency of the triangular wave carrier, so that the inverter output voltage also outputs a voltage pulse corresponding to the carrier frequency.

一方、変調率が１．０を超える場合、図６の中段部及び下段部に示すような波形となる。なお、変調率が１．０を超える場合は「過変調」と称され、変調率が１．０を超える領域は「過変調領域」と称される。過変調領域では、電圧指令Ｖｍがキャリアの振幅を超えるため、キャリア周波数に応じてインバータ駆動信号を生成することができない区間が発生する。この区間では、インバータ出力電圧は、正の電源電圧又は負の電源電圧に固定されるため、インバータ出力電圧は変調率が１．０のときに比べ、大きな出力電圧を得ることができる。On the other hand, when the modulation factor exceeds 1.0, the waveforms are as shown in the middle and lower portions of FIG. When the modulation factor exceeds 1.0, it is called "overmodulation", and the region where the modulation factor exceeds 1.0 is called "overmodulation region". In the overmodulation region, since the voltage command V m exceeds the carrier amplitude, there is a section in which the inverter drive signal cannot be generated according to the carrier frequency. In this section, since the inverter output voltage is fixed to a positive power supply voltage or a negative power supply voltage, the inverter output voltage can obtain a larger output voltage than when the modulation factor is 1.0.

ここで図１に示す電源１０にバッテリが用いられている場合の問題点を説明する。バッテリは構造として内部インピーダンスを有しており、バッテリ出力電圧は、バッテリから出力される電流に応じて大きく変化する。具体的には、公称電圧が２０［Ｖ］のバッテリにおいて、２０［Ａ］の電流を流した場合、バッテリ出力電圧はおよそ１７［Ｖ］まで低下することが知られている。また前述した変調率が１．０以上の領域の場合、出力電圧パルスが少なくなることで、電圧指令に対して出力電圧が正確に得られないという問題が生じる。更に、インバータによるスイッチングの影響により、バッテリ電流は脈動した電流となるため、バッテリから出力される電圧も脈動することが知られている。それらの問題に対して、進角を一定とすることなく逐次変化させることによって、バッテリからインバータに供給される電圧のばらつきと、インバータが出力する電圧のばらつきとの両方を抑制することができる。 Here, a problem when a battery is used for the power supply 10 shown in FIG. 1 will be described. The battery has an internal impedance as a structure, and the battery output voltage changes greatly according to the current output from the battery. Specifically, it is known that in a battery having a nominal voltage of 20 [V], when a current of 20 [A] is passed, the battery output voltage drops to about 17 [V]. Further, in the above-mentioned region where the modulation factor is 1.0 or more, the output voltage pulse is reduced, which causes a problem that the output voltage cannot be accurately obtained with respect to the voltage command. Further, it is known that the voltage output from the battery also pulsates because the battery current becomes a pulsating current due to the influence of switching by the inverter. With respect to these problems, it is possible to suppress both the variation in the voltage supplied from the battery to the inverter and the variation in the voltage output by the inverter by sequentially changing the advance angle without making it constant.

次に本実施の形態における進角制御について説明する。図７は図３及び図４に示したキャリア生成部及びキャリア比較部へ入力される進角位相を算出するための機能構成を示す図である。図７に示す回転速度算出部４２及び進角位相算出部４４のそれぞれの機能は、図１に示すプロセッサ３１及びメモリ３４で実現される。すなわち、プロセッサ３１が回転速度算出部４２及び進角位相算出部４４のそれぞれとして動作するためのプログラムをメモリ３４に格納しておき、メモリ３４に格納されているプログラムをプロセッサ３１が読み出して実行することにより、回転速度算出部４２及び進角位相算出部４４が実現される。 Next, the advance angle control in the present embodiment will be described. FIG. 7 is a diagram showing a functional configuration for calculating the advance phase input to the carrier generation unit and the carrier comparison unit shown in FIGS. 3 and 4. The functions of the rotation speed calculation unit 42 and the advance phase calculation unit 44 shown in FIG. 7 are realized by the processor 31 and the memory 34 shown in FIG. That is, a program for the processor 31 to operate as each of the rotation speed calculation unit 42 and the advance phase calculation unit 44 is stored in the memory 34, and the processor 31 reads and executes the program stored in the memory 34. As a result, the rotation speed calculation unit 42 and the advance phase phase calculation unit 44 are realized.

回転速度算出部４２は、位置センサ信号２１ａに基づいて単相モータ１２の回転速度ωを算出する。更に回転速度算出部４２は、ロータ１２ａの基準位置からの角度であるロータ機械角θｍを、電気角に換算した基準位相θｅを算出する。進角位相算出部４４は、回転速度算出部４２で算出された回転速度ω及び基準位相θｅに基づいて、進角位相θｖを算出する。The rotation speed calculation unit 42 calculates the rotation speed ω of the single-phase motor 12 based on the position sensor signal 21a. Further, the rotation speed calculation unit 42 calculates a reference phase θ e obtained by converting the rotor mechanical angle θ m , which is an angle from the reference position of the rotor 12a, into an electric angle. The advance angle phase calculation unit 44 calculates the advance angle phase θ v based on the rotation speed ω and the reference phase θ e calculated by the rotation speed calculation unit 42.

図８は進角位相の算出方法の一例を示す図である。図８の横軸は回転数であり、図８の縦軸は進角位相である。進角位相θｖは、図８に示すように、回転数Ｎの増加に対して進角位相θｖが増加する関数を用いて決定することができる。図８の例では、１次の線形関数により進角位相θｖが決定されているが、これに限らず、回転数の増加に応じて、進角位相θｖが同じになる関係、又は進角位相θｖが大きくなる関係であれば、１次の線形関数以外の関数を用いてもよい。進角調整幅Δθｄｅｌは、位置センサ２１の取り付け位置のばらつき範囲を示す。FIG. 8 is a diagram showing an example of a method for calculating the advance phase. The horizontal axis of FIG. 8 is the rotation speed, and the vertical axis of FIG. 8 is the advance phase. Advanced angle phase theta v, as shown in FIG. 8, may be determined using a function advanced phase theta v increases with increasing rotational speed N. In the example of FIG. 8, the advance phase θ v is determined by a linear function of the first order, but the advance is not limited to this, and the advance phase θ v becomes the same as the rotation speed increases, or the advance. As long as the angular phase θ v becomes large, a function other than the linear function of the first order may be used. The advance angle adjustment width Δθdel indicates the variation range of the mounting position of the position sensor 21.

図９は位置センサとステータとロータとの位置関係を示す第１の図である。図１０は位置センサとステータとロータとの位置関係を示す第２の図である。図９及び図１０には、ロータ１２ａの回転方向Ｄ１に配列される複数のティース１２ｂ１と、複数のティース１２ｂ１の中央に配置されるロータ１２ａと、位置センサ２１とが示される。中心線ＣＬは、ロータ１２ａの回転方向Ｄ１に隣接する２つのティース１２ｂ１の間の中心と、ロータ１２ａの中心軸ＡＸとを通る線である。 FIG. 9 is a first diagram showing the positional relationship between the position sensor, the stator, and the rotor. FIG. 10 is a second diagram showing the positional relationship between the position sensor, the stator, and the rotor. 9 and 10 show a plurality of teeth 12b1 arranged in the rotation direction D1 of the rotor 12a, a rotor 12a arranged at the center of the plurality of teeth 12b1, and a position sensor 21. The center line CL is a line passing through the center between two teeth 12b1 adjacent to the rotation direction D1 of the rotor 12a and the central axis AX of the rotor 12a.

図９に示される位置センサ２１は２つのティース１２ｂ１の間に配置され、位置センサ２１の回転方向Ｄ１の中心は、中心線ＣＬ上に位置する。図１０に示される位置センサ２１は２つのティース１２ｂ１の間に配置され、位置センサ２１の回転方向Ｄ１の中心は、中心線ＣＬ上からずれている。 The position sensor 21 shown in FIG. 9 is arranged between the two teeth 12b1, and the center of the position sensor 21 in the rotation direction D1 is located on the center line CL. The position sensor 21 shown in FIG. 10 is arranged between the two teeth 12b1, and the center of the position sensor 21 in the rotation direction D1 is deviated from the center line CL.

一般的にモータ制御では、隣接するティース１２ｂ１の間の中心と位置センサ２１の回転方向Ｄ１の中心とが一致するように、位置センサ２１が配置されていることを想定して、位相演算が行われる。ただし、実際の単相モータ１２の組み立て工程では、位置センサ２１の回転方向Ｄ１の中心が隣接するティース１２ｂ１の間の中心からずれた位置で、位置センサ２１が固定される。そのため、この位置のずれ量によって、位置センサ信号２１ａと誘起電圧との間には、位相のずれ、すなわち位相差が発生する。なお位置センサ２１の回転方向Ｄ１の中心が、隣接するティース１２ｂ１の間の中心からずれていることが予め分かっている場合、そのずれ量が考慮されて位相の算出が行われる。 Generally, in motor control, phase calculation is performed on the assumption that the position sensor 21 is arranged so that the center between adjacent teeth 12b1 and the center of the position sensor 21 in the rotation direction D1 coincide with each other. Will be. However, in the actual assembly process of the single-phase motor 12, the position sensor 21 is fixed at a position where the center of the rotation direction D1 of the position sensor 21 deviates from the center between the adjacent teeth 12b1. Therefore, due to the amount of this position shift, a phase shift, that is, a phase difference occurs between the position sensor signal 21a and the induced voltage. If it is known in advance that the center of the rotation direction D1 of the position sensor 21 is deviated from the center between the adjacent teeth 12b1, the phase calculation is performed in consideration of the deviating amount.

図１１は位置センサ信号とモータ誘起電圧とを示す図である。図１１の上段には、位置センサ信号２１ａの波形が示される。図１１の下段には、モータ誘起電圧の波形が示される。図１１には、２種類のモータ誘起電圧の波形が示される。 FIG. 11 is a diagram showing a position sensor signal and a motor-induced voltage. The waveform of the position sensor signal 21a is shown in the upper part of FIG. The lower part of FIG. 11 shows the waveform of the motor-induced voltage. FIG. 11 shows two types of motor-induced voltage waveforms.

点線のモータ誘起電圧の波形は、図９に示すように、隣接するティース１２ｂ１の間の中心と位置センサ２１の回転方向Ｄ１の中心とが一致するように位置センサ２１が配置されている場合、すなわち位置ずれが生じていない場合の波形である。実線のモータ誘起電圧の波形は、図１０に示すように、隣接するティース１２ｂ１の間の中心に対して、位置センサ２１の回転方向Ｄ１の中心がずれて位置センサ２１が配置されている場合、すなわち位置ずれが生じている場合の波形である。図１１では、点線のモータ誘起電圧の波形に「位置ずれなし」と表記され、実線のモータ誘起電圧の波形に「位置ずれあり」と表記される。 As shown in FIG. 9, the waveform of the dotted motor-induced voltage is obtained when the position sensor 21 is arranged so that the center between the adjacent teeth 12b1 and the center of the position sensor 21 in the rotation direction D1 coincide with each other. That is, it is a waveform when there is no misalignment. As shown in FIG. 10, the waveform of the solid motor-induced voltage is obtained when the position sensor 21 is arranged so that the center of the rotation direction D1 of the position sensor 21 is deviated from the center between the adjacent teeth 12b1. That is, it is a waveform when the position shift occurs. In FIG. 11, the dotted line motor-induced voltage waveform is described as “no misalignment”, and the solid line motor-induced voltage waveform is described as “with misalignment”.

位置ずれが生じていない場合、位置センサ信号２１ａのエッジはモータ誘起電圧のゼロクロス点と一致し、位置センサ信号２１ａとモータ誘起電圧との位相差が０となる。なお位置センサ信号２１ａのエッジは、信号の立ち上がり時点又は信号の立ち下がり時点を示す。ところが位置センサ２１の位置ずれが生じている場合、位置センサ信号２１ａのエッジはモータ誘起電圧のゼロクロス点と一致せず、位置センサ信号２１ａとモータ誘起電圧との間に位相差が生じる。 When no misalignment occurs, the edge of the position sensor signal 21a coincides with the zero crossing point of the motor-induced voltage, and the phase difference between the position sensor signal 21a and the motor-induced voltage becomes zero. The edge of the position sensor signal 21a indicates a rising point of the signal or a falling point of the signal. However, when the position sensor 21 is misaligned, the edge of the position sensor signal 21a does not coincide with the zero crossing point of the motor-induced voltage, and a phase difference occurs between the position sensor signal 21a and the motor-induced voltage.

位置センサ２１の位置ずれに起因するモータ制御への影響は、制御対象である単相モータ１２に設けられたロータ１２ａのロータ径と、ロータ１２ａの磁極数とに応じて、その度合いが変化する。ロータ径が小さくなるほど、ロータ外周面の円弧の距離に応じた位相の変化が大きい。また磁極数が多くなるほど、ロータ１２ａの１回転中の電気角変化率が大きくなる。そのためロータ径が小さく、かつ、磁石の磁極数が多くなるほど、位相差が大きくなる。 The degree of the influence on the motor control caused by the misalignment of the position sensor 21 changes depending on the rotor diameter of the rotor 12a provided in the single-phase motor 12 to be controlled and the number of magnetic poles of the rotor 12a. .. The smaller the rotor diameter, the larger the phase change according to the distance of the arc on the outer peripheral surface of the rotor. Further, as the number of magnetic poles increases, the rate of change in the electric angle during one rotation of the rotor 12a increases. Therefore, the smaller the rotor diameter and the larger the number of magnetic poles of the magnet, the larger the phase difference.

位置センサ２１の位置ずれに起因して、誘起電圧と位置センサ信号２１ａとの間に位相差が生じることで、モータ制御上設定された回転数に対する進角位相が与えられても、与えられた進角位相とは異なる位相でモータに電圧が印加される。異なる位相で電圧が印加された場合、回転数が特定の値まで増加しないといった問題が発生する。 Due to the misalignment of the position sensor 21, a phase difference occurs between the induced voltage and the position sensor signal 21a, so that even if the advance phase with respect to the rotation speed set in the motor control is given, it is given. A voltage is applied to the motor in a phase different from the advance phase. When voltages are applied in different phases, there arises a problem that the rotation speed does not increase to a specific value.

本実施の形態に係るモータ駆動装置２は、電流センサ２２で検出されたモータ電流値が、目標電流値Ｉｍ＿ｒｅｆと一致しないとき、位置センサ信号２１ａとモータ誘起電圧との位相差を、進角調整幅Δθｄｅｌの範囲内で変化させ、目標電流値Ｉｍ＿ｒｅｆになる位相に固定する。目標電流値Ｉｍ＿ｒｅｆは、バッテリ電圧に対応付けて予め設定された電流値である。これにより、位置センサ２１の位置ずれが生じた場合でも、特定の出力を得ることができる。 The motor drive device 2 according to the present embodiment adjusts the phase difference between the position sensor signal 21a and the motor-induced voltage when the motor current value detected by the current sensor 22 does not match the target current value Im_ref. The width is changed within the range of Δθdel, and the phase is fixed to the target current value Im_ref. The target current value Im_ref is a preset current value associated with the battery voltage. As a result, a specific output can be obtained even when the position sensor 21 is displaced.

図１２はバッテリ電圧とモータ電流との関係を示す図である。横軸はモータ電流、縦軸はバッテリ電圧である。例えば、１８．５［Ｖ］のバッテリ電圧が印加されたときに流れるモータ電流は２０［Ａ］であり、１９［Ｖ］のバッテリ電圧が印加されたときに流れるモータ電流は２２［Ａ］であり、２０［Ｖ］のバッテリ電圧が印加されたときに流れるモータ電流は２５［Ａ］である。 FIG. 12 is a diagram showing the relationship between the battery voltage and the motor current. The horizontal axis is the motor current and the vertical axis is the battery voltage. For example, the motor current that flows when a battery voltage of 18.5 [V] is applied is 20 [A], and the motor current that flows when a battery voltage of 19 [V] is applied is 22 [A]. Yes, the motor current that flows when a battery voltage of 20 [V] is applied is 25 [A].

このようにバッテリ電圧の値とモータ電流の値には相関性がある。そのため、バッテリ電圧に対応するモータ電流を予め決定し、決定されたモータ電流が、目標電流値Ｉｍ＿ｒｅｆとして、例えば図１に示すメモリ３４に記録される。メモリ３４への目標電流値Ｉｍ＿ｒｅｆの記録方法には、バッテリ電圧と目標電流値Ｉｍ＿ｒｅｆとを対応付けたテーブルとして記録する方法を例示できる。なお、目標電流値Ｉｍ＿ｒｅｆには、特定の関数にバッテリ電圧を代入することで決定したモータ電流を用いてもよい。 As described above, there is a correlation between the value of the battery voltage and the value of the motor current. Therefore, the motor current corresponding to the battery voltage is determined in advance, and the determined motor current is recorded as the target current value Im_ref in the memory 34 shown in FIG. 1, for example. As a method of recording the target current value Im_ref in the memory 34, a method of recording the battery voltage and the target current value Im_ref as a table associated with each other can be exemplified. For the target current value Im_ref, the motor current determined by substituting the battery voltage into a specific function may be used.

また、複数のモータのそれぞれの誘起電圧と位置センサ信号２１ａとの位相差を予め把握することによって、位置センサ２１の位置ずれの最大値を進角調整幅Δθｄｅｌとすることができる。進角調整幅Δθｄｅｌの最大値を設定しない場合、モータ制御では、回転数を進角調整幅Δθｄｅｌの最大値よりも上げようとするため、制御が困難になるおそれがある。従って進角調整幅Δθｄｅｌを予め決定することにより、安定した制御を実現できる。 Further, by grasping in advance the phase difference between the induced voltage of each of the plurality of motors and the position sensor signal 21a, the maximum value of the positional deviation of the position sensor 21 can be set as the advance angle adjustment width Δθdel. If the maximum value of the advance angle adjustment width Δθdel is not set, the motor control tries to increase the rotation speed above the maximum value of the advance angle adjustment width Δθdel, which may make control difficult. Therefore, stable control can be realized by determining the advance angle adjustment width Δθdel in advance.

図１３は進角位相を決定するための動作を説明するフローチャートである。制御部２５は、位置センサ２１のエッジ間の時間に応じて決定される回転数を演算する（ステップＳ１）。制御部２５は、予め決められた回転数に応じた進角位相θｖを算出し、算出した進角位相θｖをキャリア比較部３８に設定する（ステップＳ２）。FIG. 13 is a flowchart illustrating an operation for determining the advance phase. The control unit 25 calculates the number of rotations determined according to the time between the edges of the position sensor 21 (step S1). The control unit 25 calculates an advance angle phase θ v according to a predetermined rotation speed, and sets the calculated advance angle phase θ v in the carrier comparison unit 38 (step S2).

電圧センサ２０ではバッテリ電圧である直流電圧Ｖｄｃが検出され、また電流センサ２２ではモータ電流が検出され（ステップＳ３）、制御部２５は、検出されたバッテリ電圧に対応する目標電流値Ｉｍ＿ｒｅｆをメモリ３４から読み出し、電流センサ２２で検出されたモータ電流と、読み出した目標電流値Ｉｍ＿ｒｅｆとを比較する（ステップＳ４）。The voltage sensor 20 detects the DC voltage Vdc, which is the battery voltage, the current sensor 22 detects the motor current (step S3), and the control unit 25 stores the target current value Im_ref corresponding to the detected battery voltage in memory. The motor current read from 34 and detected by the current sensor 22 is compared with the read target current value Im_ref (step S4).

検出されたモータ電流値Ｉｍが目標電流値Ｉｍ＿ｒｅｆを超えている場合（ステップＳ４：Ｙｅｓ）、制御部２５は、位相調整角θａｄｊから、予め決められた位相調整角Δθａｄｊを差し引くことにより、位相調整角θａｄｊを更新する（ステップＳ５）。位相調整角θａｄｊから差し引かれる位相調整角Δθａｄｊの値は、位置センサ信号２１ａとモータ誘起電圧との位相差よりも小さい値であればよく、当該位相差の半分の値でもよい、当該位相差の１／４の値でもよい。 When the detected motor current value Im exceeds the target current value Im_ref (step S4: Yes), the control unit 25 adjusts the phase by subtracting the predetermined phase adjustment angle Δθadj from the phase adjustment angle θadj. The angle θadj is updated (step S5). The value of the phase adjustment angle Δθadj subtracted from the phase adjustment angle θadj may be a value smaller than the phase difference between the position sensor signal 21a and the motor-induced voltage, and may be half the value of the phase difference. It may be a value of 1/4.

検出されたモータ電流値Ｉｍが目標電流値Ｉｍ＿ｒｅｆ未満の場合（ステップＳ４：Ｎｏ）、制御部２５は、位相調整角θａｄｊに、予め決められた位相調整角Δθａｄｊを加算することにより、位相調整角θａｄｊを更新する（ステップＳ６）。位相調整角θａｄｊに加算される位相調整角Δθａｄｊの値は、位置センサ信号２１ａとモータ誘起電圧との位相差よりも小さい値であればよく、当該位相差の半分の値でもよい、当該位相差の１／４の値でもよい。 When the detected motor current value Im is less than the target current value Im_ref (step S4: No), the control unit 25 adds the predetermined phase adjustment angle Δθadj to the phase adjustment angle θadj to obtain the phase adjustment angle. Update θadj (step S6). The value of the phase adjustment angle Δθadj added to the phase adjustment angle θadj may be a value smaller than the phase difference between the position sensor signal 21a and the motor-induced voltage, and may be half the value of the phase difference. It may be a value of 1/4 of.

次に制御部２５は、位相調整角θａｄｊと進角調整幅Δθｄｅｌを比較する（ステップＳ７）。位相調整角θａｄｊが進角調整幅Δθｄｅｌ以上の場合（ステップＳ７：Ｙｅｓ）、制御部２５は、位相調整角θａｄｊが進角調整幅Δθｄｅｌよりも大きくなることを防ぐため、位相調整角θａｄｊを進角調整幅Δθｄｅｌに固定する（ステップＳ８）。そして、制御部２５は、ステップＳ５又はステップＳ６で求められた位相調整角θａｄｊを、進角位相θｖに加算する（ステップＳ９）。これにより制御部２５は、最終的な電圧指令Ｖｍを導出する（ステップＳ１０）。Next, the control unit 25 compares the phase adjustment angle θadj and the advance angle adjustment width Δθdel (step S7). When the phase adjustment angle θadj is equal to or greater than the advance angle adjustment width Δθdel (step S7: Yes), the control unit 25 advances the phase adjustment angle θadj in order to prevent the phase adjustment angle θadj from becoming larger than the advance angle adjustment width Δθdel. It is fixed to the angle adjustment width Δθdel (step S8). Then, the control unit 25 adds the phase adjustment angle θadj obtained in step S5 or step S6 to the advance phase θ v (step S9). Thus, the control unit 25 derives the final voltage command V m (step S10).

位相調整角θａｄｊが進角調整幅Δθｄｅｌ未満の場合（ステップＳ７：Ｎｏ）、制御部２５は、ステップＳ９の処理を実行して、最終的な電圧指令Ｖｍを導出する（ステップＳ１０）。When the phase adjustment angle θadj is less than the advance angle adjustment width Δθdel (step S7: No), the control unit 25 executes the process of step S9 to derive the final voltage command V m (step S10).

これらの進角位相θｖの設定により、検出されたモータ電流値Ｉｍが目標電流値Ｉｍ＿ｒｅｆよりも小さい場合には、位相を進めることでモータ出力を大きくでき、検出されたモータ電流値Ｉｍが目標電流値Ｉｍ＿ｒｅｆよりも大きい場合には、位相を遅らせることで出力を小さくすることができる。By setting these advance phases θ v , when the detected motor current value Im is smaller than the target current value Im_ref, the motor output can be increased by advancing the phase, and the detected motor current value Im is the target. When the current value is larger than Im_ref, the output can be reduced by delaying the phase.

本実施の形態では、モータ電流値Ｉｍが目標電流値Ｉｍ＿ｒｅｆに追従するような制御をする場合の例を説明したが、本実施の形態の制御例は、モータ電流値Ｉｍが目標電流値Ｉｍ＿ｒｅｆに追従するような制御に限定されず、最大回転数を得るように進角位相θｖを調整する制御でもよい。In the present embodiment, an example in which the motor current value Im follows the target current value Im_ref has been described, but in the control example of the present embodiment, the motor current value Im is set to the target current value Im_ref. The control is not limited to the control that follows, and the control that adjusts the advance phase θ v so as to obtain the maximum rotation speed may be used.

三相のセンサレスＤＣブラシレスモータにおいては、ロータ１２ａの位置を直接検出することができず、モータ電流からロータ磁極位置を推定する方式が一般的に用いられている。この場合、推定されたロータ磁極位置と実際のロータ磁極位置との誤差が発生するため、モータ制御で進角を調整することは公知である。 In a three-phase sensorless DC brushless motor, the position of the rotor 12a cannot be directly detected, and a method of estimating the rotor magnetic pole position from the motor current is generally used. In this case, since an error occurs between the estimated rotor magnetic pole position and the actual rotor magnetic pole position, it is known to adjust the advance angle by motor control.

一方、位置センサ付ＤＣブラシレスモータでは、位置センサ信号を直接読むことができるため、磁極間の位置把握が可能となる。ロータ磁極位置を把握することが容易となるため、位置センサ付ＤＣブラシレスモータでは、位置センサ２１の取り付け位置のばらつきに起因する補正を、モータ制御で実施する事例は少ない。位置センサ付ＤＣブラシレスモータで進角補正をすることによって、位置センサ２１の取り付け位置のばらつきに起因するモータ制御への影響が抑制され、ロータ位置に応じた高精度な制御を実現することができる。 On the other hand, in the DC brushless motor with a position sensor, since the position sensor signal can be read directly, the position between the magnetic poles can be grasped. Since it is easy to grasp the position of the rotor magnetic pole, in a DC brushless motor with a position sensor, there are few cases where correction due to variation in the mounting position of the position sensor 21 is performed by motor control. By correcting the advance angle with the DC brushless motor with a position sensor, the influence on the motor control caused by the variation in the mounting position of the position sensor 21 can be suppressed, and highly accurate control according to the rotor position can be realized. ..

バッテリ電圧が満充電に近い状態であるとき、バッテリから出力可能な電力も大きいため、インバータによって、バッテリから最大に近い状態で電力を取り出そうとした場合、変調率が１．０を超えて、出力電圧誤差が大きくなる。その状態においては、制御部２５は、進角位相による回転数変動の影響が大きくなるため、位相調整角θａｄｊを小さくする。また、バッテリ電圧が低下した場合、放電電流の制限により最大出力電力が低下してしまう。そこで制御部２５は、バッテリ電圧が低下した場合には位相調整角θａｄｊを大きくすることで、最大回転数になるまでの時間を早くすることができる。 When the battery voltage is close to full charge, the power that can be output from the battery is also large, so if you try to extract power from the battery in a state close to the maximum with an inverter, the modulation factor will exceed 1.0 and the output will be The voltage error becomes large. In that state, the control unit 25 reduces the phase adjustment angle θadj because the influence of the rotation speed fluctuation due to the advance phase becomes large. In addition, when the battery voltage drops, the maximum output power drops due to the limitation of the discharge current. Therefore, when the battery voltage drops, the control unit 25 can increase the phase adjustment angle θadj to shorten the time required to reach the maximum rotation speed.

図１４は位置センサ信号と、ロータ機械角と、基準位相と、電圧指令との関係を示す図である。図１４の最下段部には、ロータ１２ａが時計方向に回転したときのロータ機械角θｍが０°、４５°、９０°、１３５°及び１８０°である単相モータ１２が示される。単相モータ１２のロータ１２ａには４つの磁石が設けられている。ロータ１２ａの外周に４つのティース１２ｂ１が設けられている。ロータ１２ａが時計方向に回転した場合、制御部２５では、ロータ機械角θｍに応じた位置センサ信号２１ａが検出され、検出された位置センサ信号２１ａに応じて電気角に換算された基準位相θｅが算出される。FIG. 14 is a diagram showing the relationship between the position sensor signal, the rotor mechanical angle, the reference phase, and the voltage command. The lowermost portion of FIG. 14 shows a single-phase motor 12 in which the rotor mechanical angles θ m when the rotor 12a is rotated clockwise are 0 °, 45 °, 90 °, 135 °, and 180 °. The rotor 12a of the single-phase motor 12 is provided with four magnets. Four teeth 12b1 are provided on the outer circumference of the rotor 12a. If the rotor 12a is rotated clockwise, the control unit 25, the position sensor signal 21a corresponding to the rotor mechanical angle theta m is detected, it converted to an electrical angle in accordance with the detected position sensor signals 21a the reference phase theta e is calculated.

図１４の中段部に「例１」として示される電圧指令Ｖｍは、進角位相θｖ＝０の場合の電圧指令である。進角位相θｖ＝０の場合、基準位相θｅと同相の正弦波状の電圧指令Ｖｍが出力される。このときの電圧指令Ｖｍの振幅は、前述した電圧振幅指令Ｖ*に基づいて決定される。The voltage command V m shown as “Example 1” in the middle part of FIG. 14 is a voltage command when the advance phase θ v = 0. When the advance phase θ v = 0, a sinusoidal voltage command V m having the same phase as the reference phase θ e is output. The amplitude of the voltage command V m at this time is determined based on the voltage amplitude command V * described above.

図１４の中段部に「例２」として示される電圧指令Ｖｍは、進角位相θｖ＝π／４の場合の電圧指令である。進角位相θｖ＝π／４の場合、基準位相θｅから進角位相θｖの成分、すなわちπ／４進めた正弦波状の電圧指令Ｖｍが出力される。The voltage command V m shown as “Example 2” in the middle part of FIG. 14 is a voltage command when the advance phase θ v = π / 4. When the advance phase θ v = π / 4, the component of the advance phase θ v from the reference phase θ e , that is, the sinusoidal voltage command V m advanced by π / 4 is output.

次に、電圧振幅指令Ｖ*の与え方について説明する。図１５は電圧振幅指令の時間変化を示す図である。本実施の形態において、電圧振幅指令Ｖ*は、図示のように、時間ｔに応じて段階的に変化する動作態様とする。具体的に説明すると、まず、起動時には予め設定した一定の第１電圧Ｖ１が与えられ、加速後の定常運転時には、第１電圧Ｖ１よりも大きな一定の第２電圧Ｖ２が与えられる。また、第１電圧Ｖ１から第２電圧Ｖ２に変化させる加速時には、予め設定した加速レートが得られるように電圧振幅指令Ｖ*を上昇させる。すなわち、本実施の形態では、起動時及び定常運転時には、電圧振幅指令Ｖ*を一定とするように制御している。なお、起動時において、第１電圧Ｖ１を与える時間τ１は制御系の安定時間を考慮した任意の時間を設定することができる。Next, how to give the voltage amplitude command V * will be described. FIG. 15 is a diagram showing a time change of the voltage amplitude command. In the present embodiment, as shown in the figure, the voltage amplitude command V * is an operation mode that changes stepwise according to the time t. Specifically, first, the first voltage V 1 of the constant set in advance is given at startup, during steady operation after the acceleration, the second voltage V 2 is applied a larger constant than the first voltages V 1. Further, when accelerating to change from the first voltage V 1 to the second voltage V 2 , the voltage amplitude command V * is increased so that a preset acceleration rate can be obtained. That is, in the present embodiment, the voltage amplitude command V * is controlled to be constant during start-up and steady operation. At the time of startup, the time τ1 for applying the first voltage V 1 can be set to an arbitrary time in consideration of the stabilization time of the control system.

次に、電圧振幅指令Ｖ*が一定であることの効果について説明する。定常運転時において、電圧振幅指令Ｖ*を一定に制御することにより、以下の効果が得られる。 Next, the effect of the constant voltage amplitude command V * will be described. The following effects can be obtained by controlling the voltage amplitude command V * to be constant during steady operation.

（１）負荷が急変した場合においても位置センサ信号２１ａから検出された位相を元に、一定の電圧指令を出力できる。
（２）回転数が変動した場合においても電圧指令に影響が及ばないため、出力電圧を安定に保つことができる。(1) Even when the load suddenly changes, a constant voltage command can be output based on the phase detected from the position sensor signal 21a.
(2) Since the voltage command is not affected even when the rotation speed fluctuates, the output voltage can be kept stable.

上記の効果は、電気掃除機のように、電気掃除機の吸込口と床面との接触面積に応じて負荷が変動するアプリケーションの場合に有効である。 The above effect is effective in the case of an application such as a vacuum cleaner in which the load varies depending on the contact area between the suction port of the vacuum cleaner and the floor surface.

一般的な電動送風機で実施されている回転数一定制御では、モータに過電流が流れる場合がある。過電流が流れる理由は、負荷変動の際に回転数を一定に保とうとするため、電流が急激に変動するからである。より詳細に説明すると、「負荷が軽い状態」すなわち「負荷トルクが小さい状態」から、「負荷が重い状態」すなわち「負荷トルクが大きい状態」に遷移した際に回転数一定制御を行うと、同一回転数を維持しようしてモータ出力トルクを大きくしなければならず、モータ電流の変化量が大きくなるからである。 In the constant rotation speed control implemented in a general electric blower, an overcurrent may flow in the motor. The reason why the overcurrent flows is that the current fluctuates rapidly because the rotation speed is kept constant when the load fluctuates. More specifically, when the constant rotation speed control is performed when the transition from the "light load state", that is, the "load torque is small state" to the "heavy load state", that is, the "load torque is large state", This is because the motor output torque must be increased in order to maintain the same rotation speed, and the amount of change in the motor current becomes large.

一方、本実施の形態の制御では、前述したように、定常運転時において、電圧振幅指令Ｖ*を一定とする制御を行っている。ここで、電圧振幅指令Ｖ*を一定とする場合、負荷が重くなった際には、電圧振幅指令Ｖ*は変化させないので、負荷トルクが大きくなった分、モータ回転数は低下する。この制御により、モータ電流の急峻な変化と過電流とを防止できるので、モータに接続される羽根が安定して回転する電動送風機及び電機掃除機を実現することができる。 On the other hand, in the control of the present embodiment, as described above, the voltage amplitude command V * is controlled to be constant during the steady operation. Here, when the voltage amplitude command V * is constant, the voltage amplitude command V * is not changed when the load becomes heavy, so that the motor rotation speed decreases as the load torque increases. By this control, a sudden change in the motor current and an overcurrent can be prevented, so that it is possible to realize an electric blower and an electric vacuum cleaner in which the blades connected to the motor rotate stably.

なお、電動送風機の場合、負荷トルクは、モータの負荷である羽根の回転数の増加に伴って増加すると共に、風路の径が広くなるに従って増加する。風路の径とは、電機掃除機を例とした場合、吸込口の広さを表している。風路の径が広いとき、吸込口に何も接触していない場合、風を吸込む力が必要となるため、同一回転数で羽根が回転している際の負荷トルクは大きくなる。一方、風路の径が狭いとき、吸込口が何かと接触して塞がれている状態では、風を吸込む力が必要なくなるため、同一回転数で羽根が回転している際の負荷トルクは小さくなる。 In the case of an electric blower, the load torque increases as the rotation speed of the blades, which is the load of the motor, increases, and increases as the diameter of the air passage increases. The diameter of the air passage represents the width of the suction port in the case of an electric vacuum cleaner as an example. When the diameter of the air passage is wide and nothing is in contact with the suction port, a force for sucking the wind is required, so that the load torque when the blades are rotating at the same rotation speed becomes large. On the other hand, when the diameter of the air passage is narrow and the suction port is blocked by contact with something, the force to suck the wind is not required, so the load torque when the blades are rotating at the same rotation speed is small. Become.

次に、進角制御による効果について説明する。まず、回転数の増加に応じて進角位相θｖを増加させることにより、回転数範囲を広げることができる。進角位相θｖを「０」とした場合には、モータ印加電圧とモータ誘起電圧とが釣り合う所で回転数が飽和する。回転数を更に増加させるためには、進角位相θｖを進め、電機子反作用によるステータに発生させる磁束を弱めることにより、モータ誘起電圧の増加が抑制され、回転数が増加する。よって、進角位相θｖを回転数に応じて選択することで、広い回転数領域を得ることができる。Next, the effect of the advance angle control will be described. First, the rotation speed range can be expanded by increasing the advance angle phase θ v according to the increase in the rotation speed. When the advance phase θ v is set to “0”, the rotation speed is saturated at the point where the motor applied voltage and the motor induced voltage are balanced. In order to further increase the rotation speed, the advance phase θ v is advanced and the magnetic flux generated in the stator due to the armature reaction is weakened, so that the increase in the motor-induced voltage is suppressed and the rotation speed is increased. Therefore, a wide rotation speed region can be obtained by selecting the advance angle phase θ v according to the rotation speed.

次に、進角制御に進角調整幅Δθｄｅｌを設けることによる効果について説明する。まず、進角調整幅Δθｄｅｌを設けることで、製造時に位置センサ２１の位置ずれが生じた場合においても、安定して特定の回転数を得ることができる。また、位置センサ固有の感度の特性ずれが発生した場合においても特定の回転数を得ることができる。よって、製造工程上で位置センサ２１の取り付け位置のばらつきを無くすように調整するためのコストの発生を抑制できる。 Next, the effect of providing the advance angle adjustment width Δθdel for the advance angle control will be described. First, by providing the advance angle adjustment width Δθdel, it is possible to stably obtain a specific rotation speed even when the position sensor 21 is displaced during manufacturing. In addition, a specific rotation speed can be obtained even when the sensitivity characteristic deviation peculiar to the position sensor occurs. Therefore, it is possible to suppress the occurrence of a cost for adjusting the position sensor 21 so as to eliminate the variation in the mounting position in the manufacturing process.

本実施の形態による進角制御御を電気掃除機に適用する場合には、吸込口の塞ぎ状態の変化によらず、すなわち負荷トルクに関係なく、電圧指令を一定とし、回転速度の増加に応じて電圧指令の進み角である進角位相θｖを増加させるようにすればよい。このように制御すれば、広い回転速度範囲において安定した駆動が可能となる。また、進角調整幅を設けることにより、位置センサ２１の位置ずれが発生した場合においても、駆動回転数の低下を抑制できる。When the advance angle control according to the present embodiment is applied to the vacuum cleaner, the voltage command is kept constant regardless of the change in the closed state of the suction port, that is, regardless of the load torque, and the rotation speed is increased. Therefore, the advance angle phase θ v , which is the advance angle of the voltage command, may be increased. By controlling in this way, stable driving is possible in a wide rotation speed range. Further, by providing the advance angle adjustment width, it is possible to suppress a decrease in the drive rotation speed even when the position sensor 21 is displaced.

次に、図１６から図１９を参照して本実施の形態における損失低減手法について説明する。図１６はインバータ出力電圧の極性によるモータ電流の経路を示す第１の図である。図１７はインバータ出力電圧の極性によるモータ電流の経路を示す第２の図である。図１８はインバータ出力電圧の極性によるモータ電流の経路を示す第３の図である。図１９は、ＭＯＳＦＥＴの概略構造を示す模式的断面図である。 Next, the loss reduction method in the present embodiment will be described with reference to FIGS. 16 to 19. FIG. 16 is a first diagram showing a path of a motor current depending on the polarity of the inverter output voltage. FIG. 17 is a second diagram showing a path of a motor current depending on the polarity of the inverter output voltage. FIG. 18 is a third diagram showing a path of a motor current depending on the polarity of the inverter output voltage. FIG. 19 is a schematic cross-sectional view showing a schematic structure of a MOSFET.

ここでは、図１９を参照してＭＯＳＦＥＴの概略の構造を説明した後に、図１６から図１８を参照してモータ電流の経路を説明する。ｎ型ＭＯＳＦＥＴの場合、図１９に示すように、ｐ型の半導体基板が用いられる。ｐ型の半導体基板上には、ソース電極（Ｓ）、ドレイン電極（Ｄ）及びゲート電極（Ｇ）が形成される。ソース電極（Ｓ）及びドレイン電極（Ｄ）と接する部位には、高濃度の不純物がイオン注入されてｎ型の領域が形成される。また、ｐ型の半導体基板において、ｎ型の領域が形成されない部位とゲート電極（Ｇ）との間には、酸化絶縁膜が形成される。すなわち、ゲート電極（Ｇ）と、半導体基板におけるｐ型の領域との間には、酸化絶縁膜が介在している。 Here, the schematic structure of the MOSFET will be described with reference to FIG. 19, and then the path of the motor current will be described with reference to FIGS. 16 to 18. In the case of an n-type MOSFET, as shown in FIG. 19, a p-type semiconductor substrate is used. A source electrode (S), a drain electrode (D), and a gate electrode (G) are formed on the p-type semiconductor substrate. High-concentration impurities are ion-implanted into the portions in contact with the source electrode (S) and the drain electrode (D) to form an n-type region. Further, in the p-type semiconductor substrate, an oxide insulating film is formed between the portion where the n-type region is not formed and the gate electrode (G). That is, an oxide insulating film is interposed between the gate electrode (G) and the p-type region of the semiconductor substrate.

ゲート電極（Ｇ）に正電圧が印加されると、半導体基板におけるｐ型の領域と酸化絶縁膜との間の境界面に電子が引き寄せられ、当該境界面が負に帯電する。電子が集まった所は、電子の密度がホール密度よりも高くなりｎ型化する。このｎ型化した部分は電流の通り道となりチャネルと呼ばれる。当該チャネルは、図１９の例では、ｎ型チャネルである。ＭＯＳＦＥＴがオンに制御されることにより、通流する電流は、寄生ダイオード側よりもチャネル側の方に多く流れる。 When a positive voltage is applied to the gate electrode (G), electrons are attracted to the interface between the p-shaped region and the oxide insulating film on the semiconductor substrate, and the interface is negatively charged. Where the electrons are gathered, the density of the electrons becomes higher than the hole density and the electron is formed into an n-type. This n-shaped portion serves as a current passage and is called a channel. The channel is an n-type channel in the example of FIG. Since the MOSFET is controlled to be ON, more current flows toward the channel side than at the parasitic diode side.

インバータ出力電圧の極性が正の場合、図１６の太実線（ａ）で示すように、電流は、第１相の上アームであるスイッチング素子５１のチャネルを通って単相モータ１２に流れ込み、第２相の下アームであるスイッチング素子５４のチャネルを通って単相モータ１２から流れ出す。また、インバータ出力電圧の極性が負の場合、図１６の太破線（ｂ）で示すように、電流は、第２相の上アームであるスイッチング素子５３のチャネルを通って単相モータ１２に流れ込み、第１相の下アームであるスイッチング素子５２のチャネルを通って単相モータ１２から流れ出す。 When the polarity of the inverter output voltage is positive, as shown by the thick solid line (a) in FIG. 16, the current flows into the single-phase motor 12 through the channel of the switching element 51 which is the upper arm of the first phase, and the first phase It flows out of the single-phase motor 12 through the channel of the switching element 54, which is a two-phase lower arm. When the polarity of the inverter output voltage is negative, as shown by the thick broken line (b) in FIG. 16, the current flows into the single-phase motor 12 through the channel of the switching element 53 which is the upper arm of the second phase. , Flow out from the single-phase motor 12 through the channel of the switching element 52, which is the lower arm of the first phase.

次に、インバータ出力電圧が零、すなわち単相インバータ１１から零電圧が出力された場合の電流経路について説明する。正のインバータ出力電圧が生成された後にインバータ出力電圧が零になると、図１７の太実線（ｃ）で示すように、電源側からは電流が流れず、単相インバータ１１と単相モータ１２との間で電流が行き来する還流モードとなる。このとき、単相モータ１２に直前に流れている電流の向きは変わらないため、単相モータ１２から流れ出した電流は、第２相の下アームであるスイッチング素子５４のチャネルと、第１相の下アームであるスイッチング素子５２のボディダイオード５２ａとを通って単相モータ１２に戻る。なお、負のインバータ出力電圧が生成された後にインバータ出力電圧が零になる場合は、直前に流れていた電流の向きが逆であるため、図１７の太破線（ｄ）で示すように、還流電流の向きは逆となる。具体的に説明すると、単相モータ１２から流れ出した電流は、第１相の上アームであるスイッチング素子５１のボディダイオード５１ａと、第２相の上アームであるスイッチング素子５３のチャネルとを通って単相モータ１２に戻る。 Next, the current path when the inverter output voltage is zero, that is, when the zero voltage is output from the single-phase inverter 11, will be described. When the inverter output voltage becomes zero after the positive inverter output voltage is generated, no current flows from the power supply side as shown by the thick solid line (c) in FIG. 17, and the single-phase inverter 11 and the single-phase motor 12 It becomes a reflux mode in which the current flows back and forth between them. At this time, since the direction of the current flowing immediately before the single-phase motor 12 does not change, the current flowing out from the single-phase motor 12 is the channel of the switching element 54 which is the lower arm of the second phase and the channel of the first phase. It returns to the single-phase motor 12 through the body diode 52a of the switching element 52 which is the lower arm. When the inverter output voltage becomes zero after the negative inverter output voltage is generated, the direction of the current flowing immediately before is opposite, so that the current flows back as shown by the thick broken line (d) in FIG. The direction of the current is reversed. Specifically, the current flowing out of the single-phase motor 12 passes through the body diode 51a of the switching element 51, which is the upper arm of the first phase, and the channel of the switching element 53, which is the upper arm of the second phase. Return to the single-phase motor 12.

上記の説明の通り、単相モータ１２と単相インバータ１１との間で電流が還流する還流モードでは、第１相及び第２相の内の何れか一方の相ではボディダイオードに電流が流れる。一般的に、ダイオードの順方向に電流を流すことに比べ、ＭＯＳＦＥＴのチャネルに電流を流した方が、導通損失が小さくなることが知られている。そこで、本実施の形態では、還流電流が流れる還流モードにおいて、ボディダイオードに流れる通流電流を小さくすべく、当該ボディダイオードを有する側のＭＯＳＦＥＴがオンに制御される。 As described above, in the reflux mode in which the current recirculates between the single-phase motor 12 and the single-phase inverter 11, a current flows through the body diode in either one of the first phase and the second phase. In general, it is known that the conduction loss is smaller when the current is passed through the channel of the MOSFET than when the current is passed in the forward direction of the diode. Therefore, in the present embodiment, in the reflux mode in which the reflux current flows, the MOSFET on the side having the body diode is controlled to be turned on in order to reduce the current flowing through the body diode.

還流モードにおいて、図１７の太実線（ｃ）で示す還流電流が流れるタイミングでは、スイッチング素子５２がオンに制御される。このように制御すれば、図１８の太実線（ｅ）で示すように、還流電流の多くは抵抗値の小さいスイッチング素子５２のチャネル側を流れる。これにより、スイッチング素子５２での導通損失が低減される。また、図１７の太破線（ｄ）で示す還流電流が流れるタイミングでは、スイッチング素子５１がオンに制御される。このように制御すれば、図１８の太破線（ｆ）で示すように、還流電流の多くは抵抗値の小さいスイッチング素子５１のチャネル側を流れる。これにより、スイッチング素子５１での導通損失が低減される。 In the reflux mode, the switching element 52 is controlled to be ON at the timing when the reflux current shown by the thick solid line (c) in FIG. 17 flows. When controlled in this way, as shown by the thick solid line (e) in FIG. 18, most of the reflux current flows on the channel side of the switching element 52 having a small resistance value. As a result, the conduction loss in the switching element 52 is reduced. Further, the switching element 51 is controlled to be turned on at the timing when the reflux current shown by the thick broken line (d) in FIG. 17 flows. When controlled in this way, as shown by the thick broken line (f) in FIG. 18, most of the reflux current flows on the channel side of the switching element 51 having a small resistance value. As a result, the conduction loss in the switching element 51 is reduced.

前述のように、ボディダイオードに還流電流が流れるタイミングにおいて、当該ボディダイオードを有する側のＭＯＳＦＥＴがオンに制御されることにより、スイッチング素子の損失を低減することができる。このため、ＭＯＳＦＥＴの形状を表面実装タイプにして基板にて放熱可能な構造とし、また、スイッチング素子の一部又は全部をワイドバンドギャップ半導体で形成することにより、基板のみでＭＯＳＦＥＴの発熱を抑制する構造を実現する。なお、基板のみで放熱が可能であれば、ヒートシンクが不要となるため、インバータの小型化に寄与し、製品の小型化にも繋げることができる。 As described above, the loss of the switching element can be reduced by controlling the MOSFET on the side having the body diode to be turned on at the timing when the reflux current flows through the body diode. For this reason, the shape of the MOSFET is a surface mount type so that heat can be dissipated on the substrate, and by forming a part or all of the switching element with a wide bandgap semiconductor, heat generation of the MOSFET is suppressed only by the substrate. Realize the structure. If heat can be dissipated only by the substrate, a heat sink is not required, which contributes to the miniaturization of the inverter and can lead to the miniaturization of the product.

前述の放熱方法に加え、基板を風路に設置することで、更なる放熱効果をも得ることができる。ここで、風路とは、電動送風機のように空気の流れを発生させるファンを周囲の空間、又は電動送風機が発生する風が流れる通路である。基板を風路に設置することにより、電動送風機が発生する風によって基板上の半導体素子を放熱できるので、半導体素子の発熱を大幅に抑制することができる。 By installing the substrate in the air passage in addition to the above-mentioned heat dissipation method, a further heat dissipation effect can be obtained. Here, the air passage is a space around a fan that generates an air flow like an electric blower, or a passage through which the wind generated by the electric blower flows. By installing the substrate in the air passage, the semiconductor element on the substrate can be dissipated by the wind generated by the electric blower, so that the heat generation of the semiconductor element can be significantly suppressed.

次に、実施の形態に係るモータ駆動装置の適用例について説明する。図２０は実施の形態に係るモータ駆動装置を備えた電気掃除機の構成図である。電気掃除機６１は、直流電源であるバッテリ６７と、図１に示されるモータ駆動装置２と、図１に示される単相モータ１２により駆動される電動送風機６４と、集塵室６５と、センサ６８と、吸込口体６３と、延長管６２と、操作部６６とを備える。バッテリ６７は図１に示す電源１０に相当する。 Next, an application example of the motor drive device according to the embodiment will be described. FIG. 20 is a configuration diagram of a vacuum cleaner provided with a motor drive device according to the embodiment. The vacuum cleaner 61 includes a battery 67 which is a DC power source, a motor driving device 2 shown in FIG. 1, an electric blower 64 driven by a single-phase motor 12 shown in FIG. 1, a dust collecting chamber 65, and a sensor. It includes 68, a suction port body 63, an extension pipe 62, and an operation unit 66. The battery 67 corresponds to the power supply 10 shown in FIG.

電気掃除機６１を使用するユーザは、操作部６６を持ち、電気掃除機６１を操作する。電気掃除機６１のモータ駆動装置２は、バッテリ６７を電源として電動送風機６４を駆動する。電動送風機６４が駆動することにより、吸込口体６３からごみの吸込みが行われ、吸込まれたごみは、延長管６２を介して集塵室６５へ集められる。 The user who uses the vacuum cleaner 61 has an operation unit 66 and operates the vacuum cleaner 61. The motor drive device 2 of the vacuum cleaner 61 drives the electric blower 64 using the battery 67 as a power source. By driving the electric blower 64, dust is sucked from the suction port body 63, and the sucked dust is collected in the dust collection chamber 65 via the extension pipe 62.

電気掃除機６１は、モータ回転数が０［ｒｐｍ］から１０万以上［ｒｐｍ］まで変動する製品である。このように単相モータ１２が高速回転する製品を駆動する際には、前述した実施の形態に係る制御手法が好適である。電圧振幅指令Ｖ*を一定とし、回転速度に応じて進角位相θｖを変更することで、低速から高速回転領域まで回転数駆動範囲を広げつつ、負荷の急変に対応することができる。また、ＰＷＭ制御によってモータ電流を正弦波状に制御することで高効率な駆動ができるため、運転時間の長時間化が可能である。The vacuum cleaner 61 is a product in which the motor rotation speed fluctuates from 0 [rpm] to 100,000 or more [rpm]. When the single-phase motor 12 drives a product that rotates at high speed in this way, the control method according to the above-described embodiment is suitable. By keeping the voltage amplitude command V * constant and changing the advance angle phase θ v according to the rotation speed, it is possible to respond to sudden changes in the load while expanding the rotation speed drive range from the low speed to the high speed rotation region. Further, since the motor current is controlled in a sinusoidal shape by PWM control, highly efficient driving is possible, so that the operating time can be extended.

また電気掃除機６１のように小型モータを搭載した製品は、位置センサ２１の取り付け位置のばらつきによる位相差の影響が大きく、制御に大きな影響を与えてしまう。そのため、一般的には製造上で予め位置センサ２１の位置ずれ量が測定され、電気掃除機６１では位置センサ２１の位置のずれ量を考慮した制御が実施される。ただし、この場合、製造工程で位置センサ２１の位置ずれ量を測定する工程が発生するため、製造コストが増大するといった課題がある。そのため、位置センサ２１の位置ずれ量を測定することなく、位置センサ２１の位置ずれによる影響を抑制するモータ制御を実現することで、安価で製品品質の向上を図ることができる。 Further, in a product equipped with a small motor such as the vacuum cleaner 61, the influence of the phase difference due to the variation in the mounting position of the position sensor 21 is large, which greatly affects the control. Therefore, in general, the amount of misalignment of the position sensor 21 is measured in advance in manufacturing, and the vacuum cleaner 61 performs control in consideration of the amount of misalignment of the position sensor 21. However, in this case, since a step of measuring the amount of misalignment of the position sensor 21 occurs in the manufacturing process, there is a problem that the manufacturing cost increases. Therefore, by realizing motor control that suppresses the influence of the positional deviation of the position sensor 21 without measuring the displacement amount of the position sensor 21, it is possible to improve the product quality at low cost.

また実施の形態に係る電気掃除機６１は、前述した放熱部品の削減により小型化及び軽量化することができる。更に電気掃除機６１は、電流を検出する電流センサが必要なく、高速なアナログディジタル変換器も必要ないことから、コストを抑制することができる。 Further, the vacuum cleaner 61 according to the embodiment can be made smaller and lighter by reducing the heat dissipation parts described above. Further, the vacuum cleaner 61 does not require a current sensor for detecting a current and does not require a high-speed analog-to-digital converter, so that the cost can be suppressed.

図２１は実施の形態に係るモータ駆動装置を備えたハンドドライヤの構成図である。ハンドドライヤ９０は、モータ駆動装置２と、ケーシング９１と、手検知センサ９２と、水受け部９３と、ドレン容器９４と、カバー９６と、センサ９７と、吸気口９８と、電動送風機９５とを備える。ここで、センサ９７は、ジャイロセンサ及び人感センサの何れかである。ハンドドライヤ９０では、水受け部９３の上部にある手挿入部９９に手が挿入されることにより、電動送風機９５による送風で水が吹き飛ばされ、吹き飛ばされた水は、水受け部９３で集められた後、ドレン容器９４に溜められる。 FIG. 21 is a configuration diagram of a hand dryer including the motor drive device according to the embodiment. The hand dryer 90 includes a motor drive device 2, a casing 91, a hand detection sensor 92, a water receiving portion 93, a drain container 94, a cover 96, a sensor 97, an intake port 98, and an electric blower 95. Be prepared. Here, the sensor 97 is either a gyro sensor or a motion sensor. In the hand dryer 90, when the hand is inserted into the hand insertion portion 99 at the upper part of the water receiving portion 93, the water is blown off by the blown air by the electric blower 95, and the blown water is collected by the water receiving portion 93. After that, it is stored in the drain container 94.

ハンドドライヤ９０は、図２０に示す電気掃除機６１と同様に、モータ回転数が０［ｒｐｍ］から１０万［ｒｐｍ］まで変動する製品である。このため、ハンドドライヤ９０においても、前述した実施の形態に係る制御手法が好適であり、電気掃除機６１と同様な効果を得ることができる。 Like the vacuum cleaner 61 shown in FIG. 20, the hand dryer 90 is a product in which the motor rotation speed fluctuates from 0 [rpm] to 100,000 [rpm]. Therefore, also in the hand dryer 90, the control method according to the above-described embodiment is suitable, and the same effect as that of the vacuum cleaner 61 can be obtained.

図２２は実施の形態に係るモータ駆動装置における変調制御を説明するための図である。同図の左側には、回転数と変調率の関係が示される。また同図の右側には、変調率が１．０以下のときのインバータ出力電圧の波形と、変調率が１．０を超えるときのインバータ出力電圧の波形とが示される。一般的に、回転数の増加に伴い回転体の負荷トルクは大きくなる。このため、回転数の増加に伴いモータ出力トルクを増加させる必要がある。また、一般的にモータ出力トルクはモータ電流に比例して増加し、モータ電流の増加にはインバータ出力電圧の増加が必要である。よって、変調率を上げてインバータ出力電圧を増加させることで、回転数を増加させることができる。 FIG. 22 is a diagram for explaining modulation control in the motor drive device according to the embodiment. The relationship between the number of revolutions and the modulation factor is shown on the left side of the figure. Further, on the right side of the figure, a waveform of the inverter output voltage when the modulation factor is 1.0 or less and a waveform of the inverter output voltage when the modulation factor exceeds 1.0 are shown. Generally, the load torque of a rotating body increases as the number of rotations increases. Therefore, it is necessary to increase the motor output torque as the rotation speed increases. Further, in general, the motor output torque increases in proportion to the motor current, and it is necessary to increase the inverter output voltage in order to increase the motor current. Therefore, the rotation speed can be increased by increasing the modulation rate and increasing the inverter output voltage.

次に、本実施の形態における回転数制御について説明する。なお、以下の説明では、負荷として電動送風機を想定し、電動送風機の運転域を以下の通り区分する。
（Ａ）低速回転域（低回転数領域）：０［ｒｐｍ］から８万［ｒｐｍ］
（Ｂ）高速回転域（高回転数領域）：８万［ｒｐｍ］以上Next, the rotation speed control in the present embodiment will be described. In the following description, an electric blower is assumed as a load, and the operating range of the electric blower is classified as follows.
(A) Low speed rotation range (low rotation speed range): 0 [rpm] to 80,000 [rpm]
(B) High-speed rotation range (high rotation speed range): 80,000 [rpm] or more

なお、上記（Ａ）と上記（Ｂ）に挟まれた領域はグレーゾーンであり、用途に応じて、低速回転域に含まれる場合もあれば、高速回転域に含まれる場合もある。 The region sandwiched between the above (A) and the above (B) is a gray zone, and may be included in the low speed rotation range or included in the high speed rotation range depending on the application.

まず、低速回転域での制御について説明する。低速回転域では変調率を１．０以下としてＰＷＭ制御される。なお、変調率を１．０以下とすることで、モータ電流を正弦波に制御し、モータの高効率化を図ることができる。なお、低速回転域と高速回転域とで同じキャリア周波数で動作させた場合、キャリア周波数は高速回転域に合わせたキャリア周波数となるため、低速回転域ではＰＷＭパルスが必要以上に多くなる傾向にある。このため、低速回転域ではキャリア周波数を低下させ、スイッチング損失を低下させる手法を用いてもよい。また、回転数に同期させてキャリア周波数を変化させることで、回転数に応じてパルス数が変化しないように制御してもよい。 First, control in the low speed rotation range will be described. In the low speed rotation range, PWM control is performed with the modulation factor set to 1.0 or less. By setting the modulation factor to 1.0 or less, the motor current can be controlled to be a sine wave, and the efficiency of the motor can be improved. When operating at the same carrier frequency in the low-speed rotation range and the high-speed rotation range, the carrier frequency becomes the carrier frequency that matches the high-speed rotation range, so that the PWM pulse tends to increase more than necessary in the low-speed rotation range. .. Therefore, a method of lowering the carrier frequency and lowering the switching loss in the low speed rotation range may be used. Further, by changing the carrier frequency in synchronization with the rotation speed, the pulse number may be controlled so as not to change according to the rotation speed.

次に、高速回転域での制御について説明する。高速回転域では、変調率が１．０より大きな値に設定される。変調率を１．０より大きくすることで、インバータ出力電圧を増加させつつ、インバータ内のスイッチング素子が行うスイッチング回数を低減させることで、スイッチング損失の増加を抑えることができる。ここで、変調率が１．０を超えることによって、モータ出力電圧は増加するが、スイッチング回数が低下するため、電流の歪が懸念される。しかしながら、高速回転中においては、モータのリアクタンス成分が大きくなり、モータ電流の変化成分であるｄｉ／ｄｔが小さくなるため、低速回転域に比べて電流歪は小さくなり、波形の歪に対する影響は小さくなる。よって、高速回転域では、変調率を１．０より大きな値に設定し、スイッチングパルス数を低減させる制御を行う。この制御により、スイッチング損失の増加を抑制し、高効率化を図ることができる。 Next, control in the high-speed rotation range will be described. In the high speed rotation range, the modulation factor is set to a value larger than 1.0. By making the modulation factor larger than 1.0, it is possible to suppress an increase in switching loss by reducing the number of switchings performed by the switching element in the inverter while increasing the inverter output voltage. Here, when the modulation factor exceeds 1.0, the motor output voltage increases, but the number of switchings decreases, so that there is a concern about current distortion. However, during high-speed rotation, the reactance component of the motor becomes large and the di / dt, which is the change component of the motor current, becomes small. Become. Therefore, in the high-speed rotation range, the modulation factor is set to a value larger than 1.0, and control is performed to reduce the number of switching pulses. By this control, an increase in switching loss can be suppressed and high efficiency can be achieved.

なお、上記の通り、低速回転域と高速回転域の境界は曖昧である。このため、制御部２５には、低速回転域と高速回転域との境界を決める第１回転速度が設定され、制御部２５は、モータ又は負荷の回転速度が第１回転速度以下の場合には変調率を１．０以下に設定し、モータ又は負荷の回転速度が第１回転速度を超えた場合には１を超える変調率に設定するように制御すればよい。 As described above, the boundary between the low speed rotation range and the high speed rotation range is ambiguous. Therefore, the control unit 25 is set with a first rotation speed that determines the boundary between the low-speed rotation range and the high-speed rotation range, and the control unit 25 sets the rotation speed of the motor or load when the rotation speed is equal to or less than the first rotation speed. The modulation factor may be set to 1.0 or less, and when the rotation speed of the motor or load exceeds the first rotation speed, the modulation factor may be set to exceed 1.

以上の説明の通り、本実施の形態では、電気掃除機６１及びハンドドライヤ９０にモータ駆動装置２を適用した構成例を説明したが、モータ駆動装置２は、モータが搭載された電気機器に適用することができる。モータが搭載された電気機器は、焼却炉、粉砕機、乾燥機、集塵機、印刷機械、クリーニング機械、製菓機械、製茶機械、木工機械、プラスチック押出機、ダンボール機械、包装機械、熱風発生機、物体輸送、吸塵用、一般送排風、又はＯＡ機器といった機器である。 As described above, in the present embodiment, the configuration example in which the motor drive device 2 is applied to the vacuum cleaner 61 and the hand dryer 90 has been described, but the motor drive device 2 is applied to an electric device equipped with a motor. can do. Electrical equipment equipped with motors includes incinerators, crushers, dryers, dust collectors, printing machines, cleaning machines, confectionery machines, tea making machines, woodworking machines, plastic extruders, cardboard machines, packaging machines, hot air generators, and objects. Equipment such as transportation, dust collection, general ventilation, or OA equipment.

以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。 The configuration shown in the above-described embodiment shows an example of the content of the present invention, can be combined with another known technique, and is one of the configurations without departing from the gist of the present invention. It is also possible to omit or change the part.

１ モータ駆動システム、２ モータ駆動装置、１０ 電源、１１ 単相インバータ、１１−１，１１−２ 接続端、１２ 単相モータ、１２ａ ロータ、１２ｂ ステータ、１２ｂ１ ティース、２０ 電圧センサ、２１ 位置センサ、２１ａ 位置センサ信号、２２ 電流センサ、２５ 制御部、３０ アナログディジタル変換器、３０ａ 直流電圧、３１ プロセッサ、３２ 駆動信号生成部、３３ キャリア生成部、３４ メモリ、３８ キャリア比較部、３８ａ 絶対値演算部、３８ｂ 除算部、３８ｃ，３８ｄ，３８ｆ 乗算部、３８ｅ 加算部、３８ｇ，３８ｈ 比較部、３８ｉ，３８ｊ 出力反転部、４２ 回転速度算出部、４４ 進角位相算出部、５１，５２，５３，５４ スイッチング素子、５１ａ，５２ａ，５３ａ，５４ａ ボディダイオード、６１ 電気掃除機、６２ 延長管、６３ 吸込口体、６４，９５ 電動送風機、６５ 集塵室、６６ 操作部、６７ バッテリ、６８ センサ、９０ ハンドドライヤ、９１ ケーシング、９２ 手検知センサ、９３ 水受け部、９４ ドレン容器、９６ カバー、９７ センサ、９８ 吸気口、９９ 手挿入部。 1 motor drive system, 2 motor drive device, 10 power supply, 11 single-phase inverter, 11-1, 11-2 connection end, 12 single-phase motor, 12a rotor, 12b stator, 12b1 teeth, 20 voltage sensor, 21 position sensor, 21a Position sensor signal, 22 Current sensor, 25 Control unit, 30 Analog digital converter, 30a DC voltage, 31 Processor, 32 Drive signal generator, 33 Carrier generator, 34 Memory, 38 Carrier comparison unit, 38a Absolute value calculation unit , 38b division part, 38c, 38d, 38f multiplication part, 38e addition part, 38g, 38h comparison part, 38i, 38j output inversion part, 42 rotation speed calculation part, 44 advance phase calculation part, 51, 52, 53, 54 Switching element, 51a, 52a, 53a, 54a Body diode, 61 Vacuum cleaner, 62 Extension tube, 63 Suction port, 64,95 Electric blower, 65 Dust collection room, 66 Operation unit, 67 Battery, 68 sensor, 90 hands Dryer, 91 casing, 92 hand detection sensor, 93 water receiver, 94 drain container, 96 cover, 97 sensor, 98 intake port, 99 hand insertion part.

Claims (10)

バッテリを電源として単相モータを駆動するモータ駆動装置であって、
複数のスイッチング素子を備え、前記単相モータに交流電圧を印加する単相インバータと、
前記単相モータに取り付けられ、前記単相モータのロータ磁極位置を検出して磁極位置検出信号を出力する位置センサと、
前記単相モータへ流れる電流であるモータ電流値を検出する電流センサと、
を備え、
電圧指令と前記磁極位置検出信号とに基づいて、複数の前記スイッチング素子をパルス幅変調制御すると共に、前記磁極位置検出信号とモータ誘起電圧との位相差を変化させることによって、前記モータ電流値を、前記バッテリの電圧に対応付けて設定される目標電流値にさせ、
前記磁極位置検出信号と前記モータ誘起電圧との位相差を調整するための位相調整角が、前記単相モータへの前記位置センサの取り付け位置のばらつき範囲に相当する進角調整幅以上のとき、前記位相調整角を、前記電圧指令の演算に用いられ特定の回転数に対する進角位相に加算するモータ駆動装置。 A motor drive device that drives a single-phase motor using a battery as a power source.
A single-phase inverter equipped with a plurality of switching elements and applying an AC voltage to the single-phase motor,
A position sensor attached to the single-phase motor that detects the rotor magnetic pole position of the single-phase motor and outputs a magnetic pole position detection signal.
A current sensor that detects the motor current value, which is the current flowing through the single-phase motor,
With
Based on the voltage command and the magnetic pole position detection signal, the plurality of switching elements are pulse-width modulated and controlled, and the phase difference between the magnetic pole position detection signal and the motor-induced voltage is changed to change the motor current value. , The target current value set in association with the voltage of the battery is set.
When the phase adjustment angle for adjusting the phase difference between the magnetic pole position detection signal and the motor-induced voltage is equal to or greater than the advance angle adjustment width corresponding to the variation range of the mounting position of the position sensor on the single-phase motor. A motor drive device that adds the phase adjustment angle to the advance phase for a specific rotation speed used in the calculation of the voltage command. 前記モータ電流値が前記目標電流値よりも小さいときには、前記電圧指令の演算に用いられ特定の回転数に対する進角位相を進め、前記モータ電流値が前記目標電流値よりも大きいときには、前記進角位相を遅らせる請求項１に記載のモータ駆動装置。 When prior SL motor current value is smaller than the target current value is used for calculation of the voltage command advances the advanced phase with respect to a specific rotation speed, when the motor current value is greater than the target current value, the advance The motor drive device according to claim 1, wherein the angular phase is delayed. 前記パルス幅変調制御を行うためのパルス幅変調信号を、ユニポーラ変調によって生成する請求項１又は２に記載のモータ駆動装置。 The motor drive device according to claim 1 or 2, wherein a pulse width modulation signal for performing the pulse width modulation control is generated by unipolar modulation. 起動時には、前記電圧指令の振幅である電圧振幅指令に予め設定した一定の第１電圧が与えられ、
加速後の定常運転時には、前記第１電圧よりも大きな一定の第２電圧が与えられる請求項１から３の何れか一項に記載のモータ駆動装置。 At startup, a preset constant first voltage is applied to the voltage amplitude command, which is the amplitude of the voltage command.
The motor drive device according to any one of claims 1 to 3, wherein a constant second voltage larger than the first voltage is applied during steady operation after acceleration. 低速回転域と高速回転域の境界を決める第１回転速度を設定し、
前記単相モータの回転速度が前記第１回転速度以下の場合には、前記パルス幅変調制御の変調率を１以下に設定し、前記回転速度が前記第１回転速度を超えた場合には、前記変調率を、１を超える値に設定する請求項１から３の何れか一項に記載のモータ駆動装置。 Set the first rotation speed that determines the boundary between the low speed rotation range and the high speed rotation range,
When the rotation speed of the single-phase motor is equal to or less than the first rotation speed, the modulation factor of the pulse width modulation control is set to 1 or less, and when the rotation speed exceeds the first rotation speed, the modulation factor is set to 1 or less. The motor drive device according to any one of claims 1 to 3, wherein the modulation rate is set to a value exceeding 1. 複数の前記スイッチング素子の内の少なくとも１つはワイドバンドギャップ半導体で形成されている請求項１から５の何れか一項に記載のモータ駆動装置。 The motor drive device according to any one of claims 1 to 5, wherein at least one of the plurality of switching elements is formed of a wide bandgap semiconductor. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム又はダイヤモンドである請求項６に記載のモータ駆動装置。 The motor drive device according to claim 6, wherein the wide bandgap semiconductor is silicon carbide, gallium nitride, or diamond. 請求項１から７の何れか一項に記載のモータ駆動装置を備えた電動送風機。 An electric blower provided with the motor drive device according to any one of claims 1 to 7. 請求項８に記載の電動送風機を備えた電気掃除機。 A vacuum cleaner provided with the electric blower according to claim 8. 請求項８に記載の電動送風機を備えたハンドドライヤ。 A hand dryer provided with the electric blower according to claim 8.
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