JP6790389B2 - Rotating machine - Google Patents

Rotating machine Download PDF

Info

Publication number
JP6790389B2
JP6790389B2 JP2016050134A JP2016050134A JP6790389B2 JP 6790389 B2 JP6790389 B2 JP 6790389B2 JP 2016050134 A JP2016050134 A JP 2016050134A JP 2016050134 A JP2016050134 A JP 2016050134A JP 6790389 B2 JP6790389 B2 JP 6790389B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
magnetic flux
rotor
current
coil
permanent magnet
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
JP2016050134A
Other languages
Japanese (ja)
Other versions
JP2017169284A (en
Inventor
亮介 赤木
亮介 赤木
真大 青山
真大 青山
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Suzuki Motor Co Ltd
Original Assignee
Suzuki Motor Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Suzuki Motor Co Ltd filed Critical Suzuki Motor Co Ltd
Priority to JP2016050134A priority Critical patent/JP6790389B2/en
Publication of JP2017169284A publication Critical patent/JP2017169284A/en
Application granted granted Critical
Publication of JP6790389B2 publication Critical patent/JP6790389B2/en
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Landscapes

  • Permanent Magnet Type Synchronous Machine (AREA)
  • Permanent Field Magnets Of Synchronous Machinery (AREA)

Description

本発明は、回転電機に関する。 The present invention relates to a rotary electric machine.

永久磁石の磁束を利用してトルクを出力する回転電機では、永久磁石による有効磁束量を可変することができる回転電機が知られている。例えば、特許文献1には、電機子巻線が巻かれた固定子と、該固定子と空隙を介して回転可能に設けられた回転子を有する回転電機において、固定子が回転軸方向に第1回転子と第2回転子とに二分割され、それぞれに極性の異なる界磁用磁石が回転方向に交互に配置された構造が記載されている。 As a rotary electric machine that outputs torque by using the magnetic flux of a permanent magnet, a rotary electric machine that can change the effective magnetic flux amount by the permanent magnet is known. For example, in Patent Document 1, in a rotary electric machine having a stator around which an armature winding is wound and a rotor rotatably provided through the stator and a gap, the stator is the first in the rotation axis direction. A structure is described in which the rotor is divided into a first rotor and a second rotor, and field magnets having different polarities are alternately arranged in the rotation direction.

このような構造から、特許文献1に記載の回転電機は、トルクや回転数の変化に応じて第2回転子を動作させ、第1回転子の永久磁石の極性と第2回転子の永久磁石の極性との位置関係を可変することによって、永久磁石による有効磁束量を調整することができる。このとき、特許文献1に記載の回転電機は、第1回転子の永久磁石の極性と第2回転子の永久磁石の極性との位置関係を可変するにあたって、アクチュエータに入力された制御信号により第2回転子を所定状態に位置させるように制御している。 Due to such a structure, the rotary electric machine described in Patent Document 1 operates the second rotor in response to changes in torque and rotation speed, and has the polarity of the permanent magnet of the first rotor and the permanent magnet of the second rotor. The amount of effective magnetic flux due to the permanent magnet can be adjusted by changing the positional relationship with the polarity of. At this time, the rotary electric machine described in Patent Document 1 uses a control signal input to the actuator to change the positional relationship between the polarity of the permanent magnet of the first rotor and the polarity of the permanent magnet of the second rotor. The two rotors are controlled to be positioned in a predetermined state.

特開2010−246196号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 2010-246196

しかしながら、特許文献1に記載の回転電機は、上述したように、第2回転子を所定状態に位置させるため、アクチュエータや該アクチュエータを制御するための制御装置が必要である。また、第1回転子と第2回転子とが所定の位置関係となるように第2回転子を機械的に移動させていることから精密な制御が必要である。このため、低コストな構成で永久磁石の磁束を可変させることができない。 However, as described above, the rotary electric machine described in Patent Document 1 requires an actuator and a control device for controlling the actuator in order to position the second rotor in a predetermined state. Further, since the second rotor is mechanically moved so that the first rotor and the second rotor have a predetermined positional relationship, precise control is required. Therefore, the magnetic flux of the permanent magnet cannot be changed with a low-cost configuration.

本発明は、上述のような事情に鑑みてなされたもので、永久磁石を備えたロータからステータに鎖交する磁束を低コストな構成で可変させることができる回転電機を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide a rotary electric machine capable of varying the magnetic flux interlinking from a rotor provided with a permanent magnet to a stator in a low-cost configuration. To do.

本発明は、上記目的を達成するため、通電により磁束を発生させる電機子コイルを有するステータと、前記磁束の通過により回転するロータと、を備えた回転電機であって、前記ロータは、永久磁石及び磁束を導く磁路部材を有する複数の突極部と、前記ステータ側で発生した磁束に基づいて誘導電流を発生する誘導コイルが巻かれた複数の補極部と、前記誘導コイルで発生した誘導電流に基づいて前記ロータから前記ステータへ鎖交する磁束の磁束量を調整可能な可変界磁コイルと、を有し、前記磁路部材は、前記永久磁石の周囲で周方向に対して垂直な平面内に、環状に形成され、前記突極部に内包される内包部と、前記突極部から軸方向に延伸された延伸部とを有し、前記可変界磁コイルは、前記磁路部材の延伸部に設けられており、前記補極部は、隣接する前記突極部の間に空隙を介して配置されており、前記内包部の軸方向の両側の端面と前記延伸部の前記突極部側の端面との間には、所定の大きさのギャップが形成されており、前記ギャップは、前記可変界磁コイルに直流電流が供給されていないときには、前記永久磁石から前記ロータの軸方向に漏れる磁束が前記内包部から前記延伸部に流れることがない、又は流れても微量となるような大きさであって、前記ギャップは、前記可変界磁コイルに直流電流が供給されているときには、前記ロータの界磁量を強める磁束が前記延伸部から前記内包部に流れるような大きさに設定されており、前記可変界磁コイルは、前記ロータの界磁量を強める方向へ磁束が流れるように、前記延伸部に対して巻き回されている。 The present invention is a rotary electric machine including a stator having an armature coil that generates magnetic flux by energization and a rotor that rotates by passing the magnetic flux in order to achieve the above object, and the rotor is a permanent magnet. A plurality of salient poles having a magnetic path member for guiding magnetic flux, a plurality of auxiliary poles around which an inductive coil that generates an inductive current based on the magnetic flux generated on the stator side is wound, and the inductive coil. It has a variable field coil capable of adjusting the amount of magnetic flux interlinking from the rotor to the stator based on an induced current, and the magnetic path member is perpendicular to the circumferential direction around the permanent magnet. The variable field coil has an inclusion portion formed in an annular shape in a plane and included in the salient pole portion and an extension portion extending in the axial direction from the salient pole portion. The auxiliary pole portion is provided in the stretched portion of the member, and the auxiliary pole portion is arranged between the adjacent salient pole portions via a gap, and the end faces on both sides of the inclusion portion in the axial direction and the stretched portion are described. A gap having a predetermined size is formed between the end face on the salient pole side, and the gap is formed from the permanent magnet of the rotor when no DC current is supplied to the variable field coil. The magnetic flux leaking in the axial direction does not flow from the inclusion portion to the extension portion, or even if it does flow, the magnetic flux is so large that a DC current is supplied to the variable field coil. When there is, the magnetic flux for strengthening the field amount of the rotor is set to a size such that it flows from the stretched portion to the inclusion portion, and the variable field coil has a magnetic flux in the direction of strengthening the field amount of the rotor. Is wound around the stretched portion so that

本発明によれば、永久磁石を備えたロータからステータに鎖交する磁束を低コストな構成で可変させることができる回転電機を提供することができる。 According to the present invention, it is possible to provide a rotary electric machine capable of varying the magnetic flux interlinking from a rotor provided with a permanent magnet to a stator with a low-cost configuration.

図1は、本発明の一実施形態に係る回転電機の一部断面斜視図である。FIG. 1 is a partial cross-sectional perspective view of a rotary electric machine according to an embodiment of the present invention. 図2は、本発明の一実施形態に係る回転電機のロータの一部を示す分解斜視図であり、磁路部材を装着した状態を示す図である。FIG. 2 is an exploded perspective view showing a part of a rotor of a rotary electric machine according to an embodiment of the present invention, and is a diagram showing a state in which a magnetic path member is attached. 図3は、本発明の一実施形態に係る回転電機のロータの周方向を直線状に描いた径方向断面の模式図である。FIG. 3 is a schematic view of a radial cross section in which the circumferential direction of the rotor of the rotary electric machine according to the embodiment of the present invention is drawn in a straight line. 図4は、本発明の一実施形態に係る回転電機のステータの電機子コイルに流れる各相の電流を示すグラフである。FIG. 4 is a graph showing the current of each phase flowing through the armature coil of the stator of the rotary electric machine according to the embodiment of the present invention. 図5は、本発明の一実施形態に係る回転電機の電機子コイルに流れる電流を示すグラフであり、図5(a)は、高調波を重畳されたq軸電流を示すグラフであり、図5(b)は、図5(a)をq軸電流としたU相電流を示すグラフである。FIG. 5 is a graph showing a current flowing through an armature coil of a rotating electric machine according to an embodiment of the present invention, and FIG. 5 (a) is a graph showing a q-axis current on which harmonics are superimposed. 5 (b) is a graph showing a U-phase current with FIG. 5 (a) as the q-axis current. 図6は、本発明の一実施形態に係る回転電機の誘導コイル誘導起電力を示すグラフであり、図6(a)は、電流角の違いによる変化を示すグラフであり、図6(b)は、電流位相角の違いによる変化を示すグラフである。FIG. 6 is a graph showing the induction coil induced electromotive force of the rotary electric machine according to the embodiment of the present invention, and FIG. 6 (a) is a graph showing the change due to the difference in the current angle, and FIG. 6 (b) is Is a graph showing changes due to differences in current phase angles. 図7は、本発明の一実施形態に係る回転電機における誘導コイル及び可変界磁コイルと整流回路との結線図である。FIG. 7 is a wiring diagram of an induction coil and a variable field coil and a rectifier circuit in a rotary electric machine according to an embodiment of the present invention. 図8は、本発明の一実施形態に係る回転電機の電機子コイルに流れる電流に高調波が重畳されないときのロータからステータに鎖交する磁束量を示す模式図である。FIG. 8 is a schematic view showing the amount of magnetic flux interlinking from the rotor to the stator when harmonics are not superimposed on the current flowing through the armature coil of the rotating electric machine according to the embodiment of the present invention. 図9は、本発明の一実施形態に係る回転電機の電機子コイルに流れる電流に高調波が重畳されるときのロータからステータに鎖交する磁束量を示す模式図である。FIG. 9 is a schematic view showing the amount of magnetic flux interlinking from the rotor to the stator when harmonics are superimposed on the current flowing through the armature coil of the rotating electric machine according to the embodiment of the present invention. 図10は、本発明の一実施形態に係る回転電機のステータ鎖交磁束数の構成を示すグラフである。FIG. 10 is a graph showing a configuration of a stator interlinkage magnetic flux number of a rotary electric machine according to an embodiment of the present invention. 図11は、本発明の一実施形態の他の態様に係る回転電機のロータからステータに鎖交する磁束量を示す模式図であり、図11(a)は、電機子コイルに流れる電流に高調波が重畳されないときの模式図であり、図11(b)は、電機子コイルに流れる電流に高調波が重畳されるときの遮蔽磁束を示す模式図であり、図11(c)は、電機子コイルに流れる電流に高調波が重畳されるときの模式図である。FIG. 11 is a schematic view showing the amount of magnetic flux interlinking from the rotor of the rotary electric machine according to another embodiment of the present invention to the stator, and FIG. 11 (a) shows harmonics with the current flowing through the armature coil. FIG. 11 (b) is a schematic diagram showing a shielding magnetic flux when a harmonic is superimposed on a current flowing through an armature coil, and FIG. 11 (c) is a schematic diagram showing a shielding magnetic flux when waves are not superimposed. It is a schematic diagram when a harmonic is superimposed on the current flowing through a child coil. 図12は、本発明の一実施形態の他の態様に係る回転電機の電機子コイルに流れる電流に高調波が重畳されることによるトルクの変化を示すグラフである。FIG. 12 is a graph showing a change in torque due to harmonics being superimposed on a current flowing through an armature coil of a rotating electric machine according to another embodiment of the present invention. 図13は、本発明の一実施形態の他の態様に係る回転電機の電機子コイルに流れる電流に重畳される高調波の振幅及び周波数を変えたときのトルク及び可変界磁コイルに流れる電流の変化を示す図であり、図13(a)は、電機子コイルに流れる電流に重畳される高調波の振幅及び周波数示す表であり、図13(b)は、トルクの変化を示すグラフであり、図13(c)は、可変界磁コイルに流れる電流の変化を示すグラフである。FIG. 13 shows the torque and the current flowing through the variable field coil when the amplitude and frequency of the harmonics superimposed on the current flowing through the armature coil of the rotating electric machine according to another embodiment of the present invention are changed. 13 (a) is a table showing the amplitude and frequency of harmonics superimposed on the current flowing through the armature coil, and FIG. 13 (b) is a graph showing the change in torque. FIG. 13 (c) is a graph showing changes in the current flowing through the variable field coil.

以下、図面を参照して、本発明の実施形態について詳細に説明する。図1から図10は本発明の一実施形態に係る回転電機を説明する図である。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. 1 to 10 are views for explaining a rotary electric machine according to an embodiment of the present invention.

図1に示すように、回転電機1は、通電により磁束を発生させるW相、V相、U相の三相の電機子コイル11を有するステータ10と、ステータ10で発生した磁束の通過により回転するロータ20と、を備えている。 As shown in FIG. 1, the rotary electric machine 1 rotates by passing a stator 10 having three-phase armature coils 11 of W phase, V phase, and U phase that generate magnetic flux by energization, and magnetic flux generated by the stator 10. The rotor 20 and the rotor 20 are provided.

(ステータ)
ステータ10は、図示しないモータケースに固定されている。ステータ10は、高透磁率の磁性材料からなる環状のステータコア12を備えている。ステータコア12には、径方向の内方側に突出したステータティース13が周方向に沿って複数形成されている。周方向に隣り合うステータティース13の間には、溝状の空間であるスロット14が形成されている。
(Stator)
The stator 10 is fixed to a motor case (not shown). The stator 10 includes an annular stator core 12 made of a magnetic material having a high magnetic permeability. A plurality of stator teeth 13 projecting inward in the radial direction are formed on the stator core 12 along the circumferential direction. Slots 14, which are groove-shaped spaces, are formed between the stator teeth 13 adjacent to each other in the circumferential direction.

なお、「径方向」とは、回転軸2(図8参照)が延伸する方向に直交する方向であり、回転軸2を中心として放射方向に示される。「径方向の外方側」とは、径方向において回転軸2から遠い側のことであり、「径方向の内方側」とは、径方向において回転軸2に近い側のことである。 The "diameter direction" is a direction orthogonal to the direction in which the rotation axis 2 (see FIG. 8) extends, and is indicated in the radial direction with the rotation axis 2 as the center. The "outer side in the radial direction" is the side far from the rotating shaft 2 in the radial direction, and the "inner side in the radial direction" is the side closer to the rotating shaft 2 in the radial direction.

また、「周方向」とは、回転軸2を中心とする円周方向を示す。また、「軸方向」とは、回転軸2が延伸する方向を示す。 Further, the "circumferential direction" indicates a circumferential direction centered on the rotation axis 2. Further, the "axial direction" indicates a direction in which the rotating shaft 2 extends.

ステータコア12の各スロット14には、ステータコア12の周方向に沿ってW相、V相、U相の三相の電機子コイル11がそれぞれ配置されている。W相、V相、U相の各電機子コイル11は、分布巻によりステータティース13に巻き回されている。 In each slot 14 of the stator core 12, three-phase armature coils 11 of W phase, V phase, and U phase are arranged along the circumferential direction of the stator core 12. The W-phase, V-phase, and U-phase armature coils 11 are wound around the stator teeth 13 by distributed winding.

ステータ10は、電機子コイル11に三相交流が供給されることで、周方向に回転する回転磁界を発生させる。ステータ10で発生した磁束(以下、この磁束を「主磁束」という)は、ロータ20に鎖交するようになっている。これにより、ステータ10は、ロータ20を回転させることができる。 The stator 10 generates a rotating magnetic field that rotates in the circumferential direction by supplying three-phase alternating current to the armature coil 11. The magnetic flux generated in the stator 10 (hereinafter, this magnetic flux is referred to as "main magnetic flux") is interlinking with the rotor 20. As a result, the stator 10 can rotate the rotor 20.

(ロータ)
ロータ20は、外周面がステータコア12の内周面と対向するように、ステータコア12の径方向の内方側に配置されている。ロータ20は、ロータコア21と、補極部22とを含んで構成されている。
(Rotor)
The rotor 20 is arranged on the inner side in the radial direction of the stator core 12 so that the outer peripheral surface faces the inner peripheral surface of the stator core 12. The rotor 20 includes a rotor core 21 and a co-pole portion 22.

ロータコア21は、高透磁率の磁性材料からなり、回転軸2(図8参照)に一体回転可能に固定されている。ロータコア21には、ロータコア21から径方向の外方側に向けて突出した突極部23がロータコア21の周方向に沿って所定の間隔をおいて複数形成されている。 The rotor core 21 is made of a magnetic material having a high magnetic permeability, and is integrally rotatably fixed to the rotating shaft 2 (see FIG. 8). The rotor core 21 is formed with a plurality of salient poles 23 protruding outward in the radial direction from the rotor core 21 at predetermined intervals along the circumferential direction of the rotor core 21.

突極部23は、永久磁石24と、磁路部材25と、可変界磁コイル26とを備えている。永久磁石24は、例えばネオジウム磁石(Nd−Fe−B磁石)で構成されており、突極部23に内包されている。永久磁石24は、磁束の向きが径方向になるように突極部23に配置されている。周方向に隣接する突極部23の永久磁石24は、磁束の向きが逆向きになるように突極部23に配置されている。 The salient pole portion 23 includes a permanent magnet 24, a magnetic path member 25, and a variable field coil 26. The permanent magnet 24 is composed of, for example, a neodymium magnet (Nd-Fe-B magnet) and is included in the salient pole portion 23. The permanent magnet 24 is arranged in the salient pole portion 23 so that the direction of the magnetic flux is in the radial direction. The permanent magnets 24 of the salient poles 23 adjacent to each other in the circumferential direction are arranged in the salient poles 23 so that the directions of the magnetic fluxes are opposite to each other.

磁路部材25は、永久磁石24の磁束を補助する可変界磁コイル26の磁束を導くもので、永久磁石24の周囲に環状に形成されている。 The magnetic path member 25 guides the magnetic flux of the variable field coil 26 that assists the magnetic flux of the permanent magnet 24, and is formed in an annular shape around the permanent magnet 24.

磁路部材25は、永久磁石24とともに突極部23に内包された内包部25aと、突極部23からロータコア21の軸方向に突出するよう延伸された延伸部25bとを備えている。磁路部材25は、永久磁石24の軸方向の側面24a側に位置する部分が突極部23から軸方向に延伸されるような形状で延伸部25bが形成されている。 The magnetic path member 25 includes an inclusion portion 25a included in the salient pole portion 23 together with the permanent magnet 24, and an extension portion 25b extended so as to project from the salient pole portion 23 in the axial direction of the rotor core 21. In the magnetic path member 25, the stretched portion 25b is formed so that the portion of the permanent magnet 24 located on the side surface 24a side in the axial direction is stretched axially from the salient pole portion 23.

内包部25aは、永久磁石24を径方向で挟み込むようにして永久磁石24の径方向の内方側及び外方側にそれぞれ配置されている。内包部25aは、永久磁石24からステータ10に鎖交する磁束を通すようになっている。 The inclusion portion 25a is arranged on the inner side and the outer side in the radial direction of the permanent magnet 24 so as to sandwich the permanent magnet 24 in the radial direction. The inclusion portion 25a is adapted to pass magnetic flux interlinking from the permanent magnet 24 to the stator 10.

内包部25aは、例えば、複数の電磁鋼板を積層して形成される。電磁鋼板は、図2に示すように、内包部25aを通る磁束の向き(軸方向、図中矢印Bで示す)に磁束が通りやすいように周方向(図中矢印Aで示す)に積層されているとよい。なお、内包部25aは、強磁性体の微細な粉末が圧縮して固められた圧粉磁心によって形成されてもよい。 The inclusion portion 25a is formed by, for example, laminating a plurality of electromagnetic steel plates. As shown in FIG. 2, the electromagnetic steel sheets are laminated in the circumferential direction (indicated by arrow A in the figure) so that the magnetic flux can easily pass in the direction of the magnetic flux passing through the inclusion portion 25a (axial direction, indicated by arrow B in the figure). It is good to have. The inclusion portion 25a may be formed by a dust core obtained by compressing and solidifying fine powder of a ferromagnetic material.

延伸部25bは、磁路部材25の突極部23から軸方向に延伸された部分に相当し、高磁気抵抗の領域を介して突極部23の軸方向の両側にそれぞれ設けられている。 The stretched portion 25b corresponds to a portion of the magnetic path member 25 extending in the axial direction from the salient pole portion 23, and is provided on both sides of the salient pole portion 23 in the axial direction via a region of high reluctance.

延伸部25bは、例えば、複数の電磁鋼板を周方向に積層したものからコの字状に成形されている。電磁鋼板は、図2に示すように、延伸部25bを通る磁束の向き(軸方向及び径方向、図中矢印Cで示す)に磁束が通りやすいように周方向(図中矢印Aで示す)に積層されているとよい。 The stretched portion 25b is formed in a U shape from, for example, a plurality of electromagnetic steel sheets laminated in the circumferential direction. As shown in FIG. 2, the electromagnetic steel plate has a circumferential direction (indicated by arrow A in the figure) so that the magnetic flux can easily pass in the direction of the magnetic flux passing through the stretched portion 25b (axial direction and radial direction, indicated by arrow C in the figure). It is good that it is laminated on.

延伸部25bは、突極部23側の端面のそれぞれが各内包部25aの軸方向の両側の端面と対向するように配置されている。なお、延伸部25bは、強磁性体の微細な粉末が圧縮して固められた圧粉磁心によって形成されてもよい。 The extending portion 25b is arranged so that each of the end faces on the salient pole portion 23 side faces the end faces on both sides in the axial direction of each inclusion portion 25a. The stretched portion 25b may be formed by a dust core obtained by compressing and solidifying fine powder of a ferromagnet.

延伸部25bは、内包部25aとは別体として構成されており、図示しない連結部材を介してロータコア21に保持されている。これにより、内包部25aと延伸部25bとは、ロータコア21の軸方向で分離されている。 The extension portion 25b is configured as a separate body from the inclusion portion 25a, and is held by the rotor core 21 via a connecting member (not shown). As a result, the inclusion portion 25a and the extension portion 25b are separated in the axial direction of the rotor core 21.

また、内包部25aの軸方向の両側の端面と延伸部25bの突極部23側の端面との間には、上述した高磁気抵抗の領域として所定の大きさのギャップG(図8参照)が形成されている。ギャップGは、後述する可変界磁コイル26に直流電流が供給されていないときには、永久磁石24からロータコア21の軸方向に漏れる磁束(以下、この磁束を「漏れ磁束」という)が内包部25aから延伸部25bに流れることがない、又は流れても微量となるような大きさである。また、ギャップGは、後述する可変界磁コイル26に直流電流が供給されているときには、ロータ20の界磁量を強める磁束が延伸部25bから内包部25aに流れるような大きさに設定されている。すなわち、磁路部材25は、ロータ20の界磁量を強めるために、延伸部25bから内包部25aへ磁束を導く磁路として機能する。 Further, between the end faces on both sides of the inclusion portion 25a in the axial direction and the end faces on the salient pole portion 23 side of the extension portion 25b, there is a gap G having a predetermined size as the above-mentioned region of high magnetoresistance (see FIG. 8). Is formed. In the gap G, when a direct current is not supplied to the variable field coil 26 described later, a magnetic flux leaking from the permanent magnet 24 in the axial direction of the rotor core 21 (hereinafter, this magnetic flux is referred to as “leakage flux”) is generated from the inclusion portion 25a. The size is such that it does not flow to the stretched portion 25b, or even if it flows, it becomes a trace amount. Further, the gap G is set to a size such that when a direct current is supplied to the variable field coil 26 described later, a magnetic flux that strengthens the field amount of the rotor 20 flows from the stretching portion 25b to the inclusion portion 25a. There is. That is, the magnetic path member 25 functions as a magnetic path for guiding the magnetic flux from the stretched portion 25b to the included portion 25a in order to increase the field amount of the rotor 20.

延伸部25bには、ロータコア21の周方向に沿って可変界磁コイル26が巻き回されている。可変界磁コイル26は、後述する誘導コイル28で発生した誘導電流の大きさに応じて、ロータ20の界磁量を強める磁束の磁束量を調整可能に機能するコイルである。すなわち、可変界磁コイル26は、ロータ20からステータ10へ鎖交する磁束の磁束量を調整することを可能にする。 A variable field coil 26 is wound around the stretched portion 25b along the circumferential direction of the rotor core 21. The variable field coil 26 is a coil that functions so that the amount of magnetic flux that strengthens the field amount of the rotor 20 can be adjusted according to the magnitude of the induced current generated by the induction coil 28, which will be described later. That is, the variable field coil 26 makes it possible to adjust the amount of magnetic flux interlinking from the rotor 20 to the stator 10.

可変界磁コイル26は、ロータ20の界磁量を強める方向(図9に矢印で示す方向)へ磁束(以下、この磁束を「誘導磁束」という)が流れるように、磁路部材25の延伸部25bに対して巻き回されている。すなわち、可変界磁コイル26は、ロータ20からステータ10へ鎖交する磁束の磁束量を増やすことのできる方向に誘導磁束が流れるように、延伸部25bに対して巻き回されている。このようにして、磁路部材25は、ロータ20の界磁量を強めるために、延伸部25bから内包部25aへ磁束を導く磁路として機能する。 The variable field coil 26 extends the magnetic path member 25 so that a magnetic flux (hereinafter, this magnetic flux is referred to as “induced magnetic flux”) flows in a direction in which the field amount of the rotor 20 is strengthened (direction indicated by an arrow in FIG. 9). It is wound around the portion 25b. That is, the variable field coil 26 is wound around the stretched portion 25b so that the induced magnetic flux flows in a direction in which the amount of magnetic flux interlinking from the rotor 20 to the stator 10 can be increased. In this way, the magnetic path member 25 functions as a magnetic path that guides the magnetic flux from the stretched portion 25b to the included portion 25a in order to increase the field amount of the rotor 20.

また、可変界磁コイル26は、後述する整流回路30で整流された直流電流が供給されることにより誘導磁束を発生させて、図9に示すようにロータ20からステータ10に鎖交する磁束量を補助するようになっている。この誘導磁束の磁束量が調整されることによって、ロータ20の界磁量が調整される。 Further, the variable field coil 26 generates an induced magnetic flux by supplying a direct current rectified by the rectifying circuit 30 described later, and as shown in FIG. 9, the amount of magnetic flux interlinking from the rotor 20 to the stator 10. It is designed to assist. By adjusting the magnetic flux amount of this induced magnetic flux, the field amount of the rotor 20 is adjusted.

誘導磁束の磁束量は、可変界磁コイル26に供給される直流電流が大きいほど、可変界磁コイル26の巻き数が多いほど大きくなる。可変界磁コイル26の巻き数は、予め実験的に求められた巻き数に設定される。 The magnetic flux amount of the induced magnetic flux increases as the direct current supplied to the variable field coil 26 increases and the number of turns of the variable field coil 26 increases. The number of turns of the variable field coil 26 is set to the number of turns experimentally determined in advance.

補極部22は、図1及び図3に示すように、ロータコア21の周方向に隣り合う突極部23の間の各q軸上にそれぞれ配置されている。補極部22は、図3に示す径方向における断面を見たときに、隣り合う突極部23の間において空隙を介して配置されている。また、補極部22は、例えば樹脂等の非磁性体からなる図示しないブラケットや連結部材等を介してロータコア21又は回転軸2(図8参照)に保持されている。非磁性体を用いずに補極部22をロータコア21又は回転軸2に保持させる場合には、補極部22とロータコア21又は回転軸2との磁気的な結合を極力小さくした状態で互いに連結するのが好ましい。 As shown in FIGS. 1 and 3, the auxiliary poles 22 are arranged on each q-axis between the salient poles 23 adjacent to each other in the circumferential direction of the rotor core 21. When the cross section in the radial direction shown in FIG. 3 is viewed, the auxiliary pole portion 22 is arranged between adjacent salient pole portions 23 via a gap. Further, the auxiliary pole portion 22 is held by the rotor core 21 or the rotating shaft 2 (see FIG. 8) via a bracket (not shown) made of a non-magnetic material such as resin, a connecting member, or the like. When the co-pole portion 22 is held by the rotor core 21 or the rotating shaft 2 without using a non-magnetic material, the co-pole portion 22 and the rotor core 21 or the rotating shaft 2 are connected to each other in a state where the magnetic coupling is minimized. It is preferable to do so.

このように、補極部22は、ロータコア21の突極部23と磁気的に遮蔽された状態でq軸上に配置される。これにより、突極比の低下が防止され、リラクタンストルクの低下が防止される。 In this way, the auxiliary pole portion 22 is arranged on the q-axis in a state of being magnetically shielded from the salient pole portion 23 of the rotor core 21. As a result, a decrease in the salient pole ratio is prevented, and a decrease in the reluctance torque is prevented.

補極部22は、例えば、複数の電磁鋼板を軸方向に積層したものからなる。なお、補極部22は、圧粉磁心によって形成してもよい。補極部22には、ステータ10側で発生した主磁束に重畳された高調波成分に基づいて誘導電流を発生する誘導コイル28が巻かれている。 The auxiliary pole portion 22 is made of, for example, a plurality of electromagnetic steel plates laminated in the axial direction. The co-pole portion 22 may be formed by a dust core. An induction coil 28 that generates an induced current based on a harmonic component superimposed on the main magnetic flux generated on the stator 10 side is wound around the auxiliary pole portion 22.

本実施形態では、図4に示すように、電機子コイル11に供給される三相交流に対して各相の電流と非同期の高調波電流が、図示しない制御装置によって重畳されるようになっている。これにより、ステータ10側で発生した主磁束に高調波成分が重畳される。 In the present embodiment, as shown in FIG. 4, the current of each phase and the harmonic current asynchronous to the three-phase alternating current supplied to the armature coil 11 are superimposed by a control device (not shown). There is. As a result, the harmonic component is superimposed on the main magnetic flux generated on the stator 10 side.

図5(a)に示すように、q軸電流に高調波を重畳した電流と、d軸電流とを合成し三相交流に変換した場合、例えば、U相の電流は図5(b)に示すようになる。 As shown in FIG. 5 (a), when the current in which harmonics are superimposed on the q-axis current and the d-axis current are combined and converted into three-phase alternating current, for example, the U-phase current is shown in FIG. 5 (b). Will be shown.

図6(a)は、q軸電流に高調波を重畳しないsin波の電流を電機子コイル11に供給した場合と、q軸電流に高調波を重畳した電流を電機子コイル11に供給した場合の誘導コイル28における誘導起電力[V]の違いを示したグラフである。q軸電流に高調波を重畳した電流を電機子コイル11に供給すると、電気角全般において誘導コイル28に大きな起電力を発生させることができる。 FIG. 6A shows a case where a sin wave current in which a harmonic is not superimposed on the q-axis current is supplied to the armature coil 11 and a case where a current in which a harmonic is superimposed on the q-axis current is supplied to the armature coil 11. It is a graph which showed the difference of the induced electromotive force [V] in the induction coil 28 of. When a current obtained by superimposing a harmonic on the q-axis current is supplied to the armature coil 11, a large electromotive force can be generated in the induction coil 28 over the entire electric angle.

また、図6(b)は、q軸電流に高調波を重畳しないsin波の電流を電機子コイル11に供給した場合と、q軸電流に高調波を重畳した電流を電機子コイル11に供給した場合の電流位相角βの変化による誘導コイル28における誘導起電力実効値[V]の違いを示したグラフである。q軸電流に高調波を重畳した電流を電機子コイル11に供給すると、電流位相角を変えることで誘導コイル28の起電力を変化させることができる。 Further, FIG. 6B shows a case where a sin wave current in which a harmonic is not superimposed on the q-axis current is supplied to the armature coil 11 and a current in which a harmonic is superimposed on the q-axis current is supplied to the armature coil 11. It is a graph which showed the difference of the induced electromotive force effective value [V] in the induction coil 28 by the change of the current phase angle β at the time of this. When a current in which harmonics are superimposed on the q-axis current is supplied to the armature coil 11, the electromotive force of the induction coil 28 can be changed by changing the current phase angle.

なお、上述の高調波電流は、d軸と電気的、磁気的に直交するq軸電流として重畳される。このため、d軸上に配置された永久磁石24の磁束は、上述の高調波成分によって発生する磁束の影響を受けることがない。したがって、永久磁石24からステータ10に鎖交する磁束の磁束量を安定して制御することができる。 The above-mentioned harmonic current is superimposed as a q-axis current that is electrically and magnetically orthogonal to the d-axis. Therefore, the magnetic flux of the permanent magnet 24 arranged on the d-axis is not affected by the magnetic flux generated by the above-mentioned harmonic component. Therefore, the amount of magnetic flux interlinking from the permanent magnet 24 to the stator 10 can be stably controlled.

(整流回路)
また、回転電機1は、誘導コイル28で発生した誘導電流を整流して可変界磁コイル26に供給する整流回路30を備えている。
(Rectifier circuit)
Further, the rotary electric machine 1 includes a rectifying circuit 30 that rectifies the induced current generated by the induction coil 28 and supplies it to the variable field coil 26.

図7に示すように、整流回路30は、4つのダイオードD1,D2,D3,D4を整流素子として備え、これらダイオードD1,D2,D3,D4と誘導コイル28及び可変界磁コイル26とを結線した閉回路として構成されている。整流素子としては、ダイオードに限らず、他のスイッチング素子などの半導体素子を採用してもよい。 As shown in FIG. 7, the rectifier circuit 30 includes four diodes D1, D2, D3, D4 as rectifier elements, and these diodes D1, D2, D3, D4 are connected to the induction coil 28 and the variable field coil 26. It is configured as a closed circuit. The rectifying element is not limited to a diode, and a semiconductor element such as another switching element may be adopted.

ダイオードD1,D2,D3,D4は、例えば図示しないダイオードケースに収納された状態でロータ20に設けられている。ダイオードD1,D2,D3,D4は、ロータ20の内部に実装するようにしてもよい。 The diodes D1, D2, D3, and D4 are provided in the rotor 20 in a state of being housed in a diode case (not shown), for example. The diodes D1, D2, D3 and D4 may be mounted inside the rotor 20.

整流回路30において、誘導コイル28で発生した交流の誘導電流は、ダイオードD1,D2,D3,D4により整流され、整流後の直流電流は、界磁電流として可変界磁コイル26に供給される。可変界磁コイル26は、直流電流が供給されることにより誘導磁束を発生させる。 In the rectifier circuit 30, the alternating current induced by the induction coil 28 is rectified by the diodes D1, D2, D3, and D4, and the rectified direct current is supplied to the variable field coil 26 as a field current. The variable field coil 26 generates an induced magnetic flux by being supplied with a direct current.

(回転電機の作用)
次に、図8及び図9を参照して、本実施形態に係る回転電機1の作用について説明する。
(Action of rotating electric machine)
Next, the operation of the rotary electric machine 1 according to the present embodiment will be described with reference to FIGS. 8 and 9.

本実施形態に係る回転電機1は、以上説明したように、ロータ20に永久磁石24を備え、その永久磁石24の磁束を利用してトルクを出力する永久磁石型同期モータである。 As described above, the rotary electric machine 1 according to the present embodiment is a permanent magnet type synchronous motor in which the rotor 20 is provided with a permanent magnet 24 and a torque is output by utilizing the magnetic flux of the permanent magnet 24.

従来の永久磁石型同期モータでは、永久磁石の磁束が一定のため、ロータの回転速度が上昇するにつれて永久磁石の磁束によってステータの電機子コイルに生じる逆起電力が増加する。そして、ロータの回転速度がある回転速度に達すると、電機子コイルに生じた逆起電力が永久磁石型同期モータの電源電圧と等しくなる。これにより、永久磁石型同期モータにはそれ以上電流を流すことができなくなる。この結果、ロータの回転速度を上昇させることができなくなってしまう。 In a conventional permanent magnet type synchronous motor, since the magnetic flux of the permanent magnet is constant, the counter electromotive force generated in the armature coil of the stator by the magnetic flux of the permanent magnet increases as the rotation speed of the rotor increases. Then, when the rotation speed of the rotor reaches a certain rotation speed, the counter electromotive force generated in the armature coil becomes equal to the power supply voltage of the permanent magnet type synchronous motor. As a result, no more current can flow through the permanent magnet type synchronous motor. As a result, the rotation speed of the rotor cannot be increased.

従来、こうした問題を解決するために、ステータの電機子コイルに永久磁石による磁束を打ち消す電流を流すことにより電機子コイルに生じる逆起電力を等価的に低減させる弱め界磁制御が行われていた。 Conventionally, in order to solve such a problem, field weakening control has been performed in which the counter electromotive force generated in the armature coil is equivalently reduced by passing a current that cancels the magnetic flux due to the permanent magnet through the armature coil of the stator.

しかしながら、この弱め界磁制御は、永久磁石の磁束を打ち消す方向の磁束を発生させるべく電流を流すことから、トルクに寄与しない磁束を発生させることになるため、出力に対して無駄なエネルギーを消費しており、効率の低下を招いていた。 However, in this field weakening control, a current is passed to generate a magnetic flux in a direction that cancels the magnetic flux of the permanent magnet, so that a magnetic flux that does not contribute to torque is generated, so that wasteful energy is consumed for the output. This caused a decrease in efficiency.

また、弱め界磁制御では、高調波磁束が生じるため、その高調波磁束に起因して永久磁石型同期モータの鉄損や電磁振動が増加するおそれがある。さらに、弱め界磁制御では、永久磁石の磁束に対して逆向きの磁束を発生させて永久磁石の磁束を抑え込むため、永久磁石の不可逆減磁が生じるおそれがある。このため、比較的保磁力の高い永久磁石を用いる必要があり、コストが増加してしまう。 Further, in the field weakening control, a harmonic magnetic flux is generated, and the iron loss and electromagnetic vibration of the permanent magnet type synchronous motor may increase due to the harmonic magnetic flux. Further, in the field weakening control, a magnetic flux in the opposite direction to the magnetic flux of the permanent magnet is generated to suppress the magnetic flux of the permanent magnet, so that irreversible demagnetization of the permanent magnet may occur. Therefore, it is necessary to use a permanent magnet having a relatively high coercive force, which increases the cost.

また、永久磁石としてネオジウム磁石を用いた場合には、弱め界磁制御による外部磁場の変動により永久磁石に渦電流が生じ、永久磁石が発熱する。この発熱によって永久磁石の不可逆減磁が生じるおそれがある。したがって、耐熱性の高いレアアース等の材料を永久磁石に添加する必要がある。しかし、この場合には、添加されたレアアース等の材料が永久磁石にとって不純物となるため、永久磁石本来の性能を発揮させることができないおそれがある。 Further, when a neodium magnet is used as the permanent magnet, an eddy current is generated in the permanent magnet due to the fluctuation of the external magnetic field due to the field weakening control, and the permanent magnet generates heat. This heat generation may cause irreversible demagnetization of the permanent magnet. Therefore, it is necessary to add a material such as rare earth having high heat resistance to the permanent magnet. However, in this case, since the added material such as rare earth becomes an impurity for the permanent magnet, there is a possibility that the original performance of the permanent magnet cannot be exhibited.

そこで、本実施形態に係る回転電機1では、弱め界磁制御を行わずに、上述した磁路部材25及び可変界磁コイル26の作用によって、ロータ20からステータ10に鎖交する磁束量を調整可能な構成とした。これにより、本実施形態に係る回転電機1は、上述したような弱め界磁制御による問題を解決することができる。 Therefore, in the rotary electric machine 1 according to the present embodiment, the amount of magnetic flux interlinking from the rotor 20 to the stator 10 can be adjusted by the action of the magnetic path member 25 and the variable field coil 26 described above without performing field weakening control. It was configured. Thereby, the rotary electric machine 1 according to the present embodiment can solve the problem due to the field weakening control as described above.

(正弦波励磁時)
本実施形態に係る回転電機1においてステータ10の電機子コイル11に供給される電流が、高調波成分を含まない正弦波電流である場合、ロータ20の誘導コイル28に鎖交する磁束はないか、あるいは鎖交していても微量である。このため、ロータ20の可変界磁コイル26は、誘導磁束を発生してないか、あるいは発生していても微量である。したがって、ギャップGにおいては、磁気抵抗が高い状態である。
(At the time of sine wave excitation)
When the current supplied to the armature coil 11 of the stator 10 in the rotary electric machine 1 according to the present embodiment is a sinusoidal current that does not include a harmonic component, is there a magnetic flux interlinking with the induction coil 28 of the rotor 20? Or, even if it is interlinking, the amount is very small. Therefore, the variable field coil 26 of the rotor 20 does not generate the induced magnetic flux, or even if it does, the amount is very small. Therefore, in the gap G, the magnetic resistance is high.

この結果、図8に示すように、永久磁石24の磁束は、磁路部材25内を短絡しない。これにより、永久磁石24の磁束の全てがステータ10に鎖交する。 As a result, as shown in FIG. 8, the magnetic flux of the permanent magnet 24 does not short-circuit the inside of the magnetic path member 25. As a result, all of the magnetic flux of the permanent magnet 24 is interlinked with the stator 10.

(高調波重畳励磁時)
本実施形態に係る回転電機1において、ステータ10の電機子コイル11に供給される電流が高調波成分を重畳された電流である場合、ロータ20の誘導コイル28に磁束が鎖交し、誘導電流が誘起される。この誘導電流が、整流回路30によって整流されて直流電流として可変界磁コイル26に供給される。直流電流が供給された可変界磁コイル26は、図9に示すように、誘導磁束を発生させる。この誘導磁束が内包部25aを通ってステータ10に鎖交する。このため、永久磁石24の磁束に加えて、可変界磁コイル26による誘導磁束をステータ10に鎖交させることができ、ロータ20の界磁量を強めることができる。
(At the time of harmonic superimposition excitation)
In the rotary electric machine 1 according to the present embodiment, when the current supplied to the armature coil 11 of the stator 10 is a current on which a harmonic component is superimposed, magnetic flux is interlinked with the induction coil 28 of the rotor 20, and the induced current Is induced. This induced current is rectified by the rectifier circuit 30 and supplied to the variable field coil 26 as a direct current. The variable field coil 26 to which the direct current is supplied generates an induced magnetic flux as shown in FIG. This induced magnetic flux passes through the inclusion portion 25a and interlinks with the stator 10. Therefore, in addition to the magnetic flux of the permanent magnet 24, the induced magnetic flux of the variable field coil 26 can be interlocked with the stator 10, and the field amount of the rotor 20 can be increased.

また、電機子コイル11に供給される電流に重畳される高調波電流の周波数や振幅を変更することで、誘導コイル28に鎖交する磁束密度を変えることができ、可変界磁コイル26に供給される電流の大きさを変えることができる。このため、可変界磁コイル26で発生する誘導磁束の磁束密度を変えることによって、ロータ20の強め界磁量を可変とすることができる。 Further, by changing the frequency and amplitude of the harmonic current superimposed on the current supplied to the armature coil 11, the magnetic flux density interlinking with the induction coil 28 can be changed and supplied to the variable field coil 26. The magnitude of the applied current can be changed. Therefore, the strengthening field amount of the rotor 20 can be made variable by changing the magnetic flux density of the induced magnetic flux generated in the variable field coil 26.

このことから、ロータ20の回転数が高く弱め界磁が必要なときには上述の正弦波励磁を行ない、ロータ20の回転数が低く高いトルクが必要なときには上述の高調波重畳励磁を行なうことにより、図10に示すように、永久磁石24として、弱め界磁のときに鎖交させる磁束数の磁石を使用したとしても、電機子コイル11に供給する電流に重畳される高調波によって必要な磁束数をステータ10に鎖交させることができる。これにより、ロータ20の界磁量を強めることができる。したがって、磁石量を削減させたり、残留磁束密度の低い安価な磁石を使用したりしてもトルクを確保することができ、回転電機1のコストを低減させることができる。 From this, when the rotation speed of the rotor 20 is high and a field weakening is required, the above-mentioned sine wave excitation is performed, and when the rotation speed of the rotor 20 is low and a high torque is required, the above-mentioned harmonic superimposition excitation is performed. As shown in FIG. 10, even if a magnet having a magnetic flux number to be interlocked at the time of field weakening is used as the permanent magnet 24, the number of magnetic fluxes required by the harmonics superimposed on the current supplied to the armature coil 11. Can be interlocked with the stator 10. As a result, the field amount of the rotor 20 can be increased. Therefore, the torque can be secured even if the amount of magnets is reduced or an inexpensive magnet having a low residual magnetic flux density is used, and the cost of the rotary electric machine 1 can be reduced.

さらに、弱め界磁を不要とすることができ、高回転時の出力増加と効率向上を図ることができる。加えて、弱め界磁磁束によって発生する高調波を無くすことができ、電磁振動を大幅に低減させることができる。 Further, the field weakening can be eliminated, and the output can be increased and the efficiency can be improved at high rotation speed. In addition, harmonics generated by the field weakening magnetic flux can be eliminated, and electromagnetic vibration can be significantly reduced.

また、磁路部材25が永久磁石24の径方向の内方側にも設けられているため、可変界磁コイル26による磁束がロータ20の内部にまで通りやすくなり、誘導磁束の磁束数を増加させることができる。 Further, since the magnetic path member 25 is also provided on the inner side in the radial direction of the permanent magnet 24, the magnetic flux due to the variable field coil 26 can easily pass through the inside of the rotor 20, and the number of magnetic fluxes of the induced magnetic flux is increased. Can be made to.

(他の態様)
本実施形態の他の態様としては、図11に示すように、磁路部材25の内包部25aと延伸部25bを連結させた構成とする。
(Other aspects)
As another aspect of the present embodiment, as shown in FIG. 11, the inclusion portion 25a and the extension portion 25b of the magnetic path member 25 are connected to each other.

このようにすることで、図11(a)に示すように、永久磁石24の磁束の一部が漏れ磁束として磁路部材25内を短絡する。これにより、永久磁石24の磁束のうち漏れ磁束を除いた磁束がステータ10に鎖交する。すなわち、永久磁石24からステータ10に鎖交する磁束の磁束量が抑えられる。 By doing so, as shown in FIG. 11A, a part of the magnetic flux of the permanent magnet 24 is short-circuited in the magnetic path member 25 as a leakage flux. As a result, the magnetic flux of the permanent magnet 24 excluding the leakage flux is interlinked with the stator 10. That is, the amount of magnetic flux interlinking from the permanent magnet 24 to the stator 10 is suppressed.

また、電機子コイル11に供給される電流に高調波を重畳させて可変界磁コイル26に直流電流を供給させて、図11(b)に示すように、永久磁石24の漏れ磁束の方向とは反対方向の遮蔽磁束を発生させるように構成する。 Further, a harmonic is superimposed on the current supplied to the armature coil 11 to supply a direct current to the variable field coil 26, and as shown in FIG. 11B, the direction of the leakage magnetic flux of the permanent magnet 24 Is configured to generate a shielding magnetic flux in the opposite direction.

このようにすることで、トルクが必要な場合には電機子コイル11に供給される電流に高調波を重畳させて遮蔽磁束を発生させ、図11(c)に示すように、磁路部材25内を短絡していた永久磁石24の漏れ磁束を無くすことができる。 By doing so, when torque is required, a harmonic is superimposed on the current supplied to the armature coil 11 to generate a shielding magnetic flux, and as shown in FIG. 11C, the magnetic path member 25 is generated. It is possible to eliminate the leakage flux of the permanent magnet 24 that has short-circuited the inside.

これにより、永久磁石24の磁束の全てがステータ10に鎖交する。さらに、可変界磁コイル26に供給される直流電流が大きければ、可変界磁コイル26によって発生した遮蔽磁束が永久磁石24の磁束に加えられてステータ10に鎖交する。 As a result, all of the magnetic flux of the permanent magnet 24 is interlinked with the stator 10. Further, if the direct current supplied to the variable field coil 26 is large, the shielding magnetic flux generated by the variable field coil 26 is applied to the magnetic flux of the permanent magnet 24 and interlinks with the stator 10.

このように、永久磁石24からステータ10に鎖交する磁束の磁束量を増加させることができる。 In this way, the amount of magnetic flux of the magnetic flux interlinking from the permanent magnet 24 to the stator 10 can be increased.

図12は、誘導コイル28と可変界磁コイル26を開放(切断)してq軸電流に高調波を重畳しないsin波の電流を電機子コイル11に供給した場合と、誘導コイル28と可変界磁コイル26を結線してq軸電流に高調波を重畳した電流を電機子コイル11に供給した場合の回転電機1の平均トルク[Nm]の違いを示したグラフである。 FIG. 12 shows a case where the induction coil 28 and the variable field coil 26 are opened (cut) and a sin wave current that does not superimpose a harmonic on the q-axis current is supplied to the armature coil 11, and a case where the induction coil 28 and the variable field are supplied. It is a graph which showed the difference of the average torque [Nm] of the rotating electric machine 1 when the magnetic coil 26 was connected and the current which superimposed the harmonic on the q-axis current was supplied to the armature coil 11.

誘導コイル28と可変界磁コイル26を結線してq軸電流に高調波を重畳した電流を電機子コイル11に供給すると、トルクが向上していることが分かる。ロータ20の構造が順突極形のため、電流位相角βが遅角(電流位相角βはq軸基準)しているときに最大トルクとなる。 It can be seen that the torque is improved when the induction coil 28 and the variable field coil 26 are connected and a current in which harmonics are superimposed on the q-axis current is supplied to the armature coil 11. Since the structure of the rotor 20 is a forward projecting pole type, the maximum torque is obtained when the current phase angle β is retarded (the current phase angle β is based on the q-axis).

また、電機子コイル11に供給される電流に重畳される高調波電流の周波数や振幅を変更することで、誘導コイル28に鎖交する磁束量を変えることができる。これにより、可変界磁コイル26に供給される電流の大きさを変えることができる。このため、可変界磁コイル26で発生する遮蔽磁束の磁束量を変えることができ、ロータ20の強め界磁量を可変とすることが可能となる。 Further, by changing the frequency and amplitude of the harmonic current superimposed on the current supplied to the armature coil 11, the amount of magnetic flux interlinking with the induction coil 28 can be changed. Thereby, the magnitude of the current supplied to the variable field coil 26 can be changed. Therefore, the magnetic flux amount of the shielding magnetic flux generated by the variable field coil 26 can be changed, and the strengthened field amount of the rotor 20 can be made variable.

図13は、表のようにステータ10の電機子コイル11に供給される電流に重畳される高調波電流の振幅Iq ac[A]と周波数fq[Hz]を変えた場合の平均トルク[Nm]と可変界磁コイル26に供給される電流の平均値[A]を示したグラフである。 FIG. 13 shows the average torque [Nm] when the amplitude Iq ac [A] and the frequency fq [Hz] of the harmonic current superimposed on the current supplied to the armature coil 11 of the stator 10 are changed as shown in the table. It is a graph which showed the average value [A] of the current supplied to the variable field coil 26.

電機子コイル11に供給される電流に重畳される高調波電流の周波数や振幅を変更することで、可変界磁コイル26に供給される電流が変化することが分かる。これに伴い、回転電機1の平均トルクも変化することが分かる。 It can be seen that the current supplied to the variable field coil 26 changes by changing the frequency and amplitude of the harmonic current superimposed on the current supplied to the armature coil 11. It can be seen that the average torque of the rotary electric machine 1 also changes accordingly.

このように、本実施形態の他の態様によれば、弱め界磁を不要とすることができ、高回転時の出力増加と効率向上を図ることができる。加えて、弱め界磁磁束によって発生する高調波を無くすことができ、電磁振動を大幅に低減させることができる。 As described above, according to another aspect of the present embodiment, it is possible to eliminate the need for field weakening, and it is possible to increase the output and improve the efficiency at high rotation speeds. In addition, harmonics generated by the field weakening magnetic flux can be eliminated, and electromagnetic vibration can be significantly reduced.

以上のように、本実施形態の回転電機1によれば、電機子コイル11に流れる電流に重畳された高調波電流を誘導コイル28に鎖交させることにより誘導電流を発生させ、その誘導電流を整流回路30で整流して可変界磁コイル26に供給する。これにより、ロータ20の界磁量を強める磁束が、磁路部材25の延伸部25bから内包部25aに流れるため、ロータ20の界磁量を調整することができる。 As described above, according to the rotary electric machine 1 of the present embodiment, an induced current is generated by interlinking the harmonic current superimposed on the current flowing through the armature coil 11 with the induction coil 28, and the induced current is generated. It is rectified by the rectifying circuit 30 and supplied to the variable field coil 26. As a result, the magnetic flux that strengthens the field amount of the rotor 20 flows from the extending portion 25b of the magnetic path member 25 to the inclusion portion 25a, so that the field amount of the rotor 20 can be adjusted.

また、電機子コイル11に流れる電流に重畳される高調波電流の周波数や振幅を変えることで誘導コイル28に発生する誘導電流の大きさを変えて、ロータ20の強め界磁量を変えることができる。 Further, the magnitude of the induced current generated in the induction coil 28 can be changed by changing the frequency and amplitude of the harmonic current superimposed on the current flowing through the armature coil 11, and the strengthening field amount of the rotor 20 can be changed. it can.

回転電機1は、例えば車載用の電動機、風力発電用の発電機や工作機械用の電動機として好適に採用することができる。 The rotary electric machine 1 can be suitably adopted as, for example, an in-vehicle electric motor, a generator for wind power generation, or an electric motor for a machine tool.

なお、本実施形態では、電機子コイル11は分布巻によりステータティース13に巻き回されているが、集中巻によりステータティース13に巻き回されてもよい。 In the present embodiment, the armature coil 11 is wound around the stator teeth 13 by distributed winding, but may be wound around the stator teeth 13 by concentrated winding.

本発明の実施形態を開示したが、当業者によっては本発明の範囲を逸脱することなく変更が加えられうることは明白である。すべてのこのような修正及び等価物が次の請求項に含まれることが意図されている。 Although embodiments of the present invention have been disclosed, it will be apparent to those skilled in the art that modifications may be made without departing from the scope of the invention. All such modifications and equivalents are intended to be included in the following claims.

1 回転電機
10 ステータ
11 電機子コイル
20 ロータ
22 補極部
23 突極部
24 永久磁石
24a 側面
25 磁路部材
25a 内包部
25b 延伸部
26 可変界磁コイル
28 誘導コイル
30 整流回路
1 Rotating electric machine 10 stator 11 armature coil 20 rotor 22 auxiliary pole part 23 salient pole part 24 permanent magnet 24a side surface 25 magnetic path member 25a inclusion part 25b extension part 26 variable field coil 28 induction coil 30 rectifier circuit

Claims (3)

通電により磁束を発生させる電機子コイルを有するステータと、前記磁束の通過により回転するロータと、を備えた回転電機であって、
前記ロータは、
永久磁石及び磁束を導く磁路部材を有する複数の突極部と、
前記ステータ側で発生した磁束に基づいて誘導電流を発生する誘導コイルが巻かれた複数の補極部と、
前記誘導コイルで発生した誘導電流に基づいて前記ロータから前記ステータへ鎖交する磁束の磁束量を調整可能な可変界磁コイルと、を有し、
前記磁路部材は、前記永久磁石の周囲で周方向に対して垂直な平面内に、環状に形成され、前記突極部に内包される内包部と、前記突極部から軸方向に延伸された延伸部とを有し、
前記可変界磁コイルは、前記磁路部材の延伸部に設けられており、
前記補極部は、隣接する前記突極部の間に空隙を介して配置されており、
前記内包部の軸方向の両側の端面と前記延伸部の前記突極部側の端面との間には、所定の大きさのギャップが形成されており、
前記ギャップは、前記可変界磁コイルに直流電流が供給されていないときには、前記永久磁石から前記ロータの軸方向に漏れる磁束が前記内包部から前記延伸部に流れることがない、又は流れても微量となるような大きさであって、
前記ギャップは、前記可変界磁コイルに直流電流が供給されているときには、前記ロータの界磁量を強める磁束が前記延伸部から前記内包部に流れるような大きさに設定されており、
前記可変界磁コイルは、前記ロータの界磁量を強める方向へ磁束が流れるように、前記延伸部に対して巻き回されている回転電機。
A rotary electric machine including a stator having an armature coil that generates magnetic flux by energization and a rotor that rotates by passing the magnetic flux.
The rotor
A plurality of salient poles having a permanent magnet and a magnetic path member for guiding magnetic flux,
A plurality of auxiliary poles around which an induction coil that generates an induced current based on the magnetic flux generated on the stator side is wound.
It has a variable field coil whose amount of magnetic flux interlinking from the rotor to the stator can be adjusted based on the induced current generated by the induction coil.
The magnetic path member is formed in an annular shape around the permanent magnet in a plane perpendicular to the circumferential direction, and is included in the salient pole portion and extends axially from the salient pole portion. Has a stretched part
The variable field coil is provided in the extension portion of the magnetic path member, and is provided.
The auxiliary pole portion is arranged between the adjacent pole portions via a gap .
A gap having a predetermined size is formed between the end faces on both sides of the inclusion portion in the axial direction and the end faces on the salient pole side of the extension portion.
In the gap, when a direct current is not supplied to the variable field coil, the magnetic flux leaking from the permanent magnet in the axial direction of the rotor does not flow from the inclusion portion to the extension portion, or even if it does flow, it is very small. The size is such that
The gap is set to a size such that when a direct current is supplied to the variable field coil, a magnetic flux that strengthens the field amount of the rotor flows from the stretched portion to the included portion.
The variable field coil is a rotary electric machine that is wound around the stretched portion so that magnetic flux flows in a direction that strengthens the field amount of the rotor .
前記電機子コイルに供給される電流に高調波電流を重畳させることにより前記誘導コイルに前記誘導電流を発生させる請求項1に記載の回転電機。 The rotary electric machine according to claim 1, wherein the induced current is generated in the induction coil by superimposing a harmonic current on the current supplied to the armature coil. 前記高調波電流の周波数及び振幅の少なくともいずれか一方を変更することで前記誘導コイルに発生する前記誘導電流を変更する請求項2に記載の回転電機。 The rotary electric machine according to claim 2, wherein the induced current generated in the induction coil is changed by changing at least one of the frequency and the amplitude of the harmonic current.
JP2016050134A 2016-03-14 2016-03-14 Rotating machine Active JP6790389B2 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2016050134A JP6790389B2 (en) 2016-03-14 2016-03-14 Rotating machine

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2016050134A JP6790389B2 (en) 2016-03-14 2016-03-14 Rotating machine

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2017169284A JP2017169284A (en) 2017-09-21
JP6790389B2 true JP6790389B2 (en) 2020-11-25

Family

ID=59909238

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2016050134A Active JP6790389B2 (en) 2016-03-14 2016-03-14 Rotating machine

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP6790389B2 (en)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR102423928B1 (en) * 2019-12-12 2022-07-22 한국전자기술연구원 Spoke type motor structure

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010022185A (en) * 2008-06-13 2010-01-28 Suri-Ai:Kk Synchronous machine
JP2015149830A (en) * 2014-02-06 2015-08-20 トヨタ自動車株式会社 Dynamo-electric machine
JP6326938B2 (en) * 2014-04-24 2018-05-23 スズキ株式会社 Electric rotating machine

Also Published As

Publication number Publication date
JP2017169284A (en) 2017-09-21

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5302527B2 (en) Rotating electric machine and drive control device thereof
JP5261539B2 (en) Electromagnetic rotating electric machine
JP6668844B2 (en) Rotating electric machine
JP6485102B2 (en) Rotating electric machine
JP2013021749A (en) Rotary electric machine system
JP2017169281A (en) Rotary electric machine
WO2018051938A1 (en) Rotating electrical machine
JP5782850B2 (en) Electromagnetic rotating electric machine
JP6645351B2 (en) Rotating electric machine
JP6766575B2 (en) Rotating electric machine
WO2017171037A1 (en) Rotor and method for designing rotor
JP6589703B2 (en) Rotating electric machine
JP6790389B2 (en) Rotating machine
JP5802487B2 (en) Permanent magnet rotating electric machine
JP5694062B2 (en) Electromagnetic rotating electric machine
JP2019193352A (en) Rotary electric machine
JP6724362B2 (en) Rotating electric machine
JP6610357B2 (en) Rotating electric machine
JP6593163B2 (en) Rotating electric machine
JP6696238B2 (en) Rotating electric machine
JP6772492B2 (en) Rotating machine
JP2014030293A (en) Rotor of rotary electric machine
CN109698565B (en) Rotating electrical machine
JP6645352B2 (en) Rotating electric machine
JP6766574B2 (en) Rotating electric machine

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20181108

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20190918

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20191001

A521 Written amendment

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20191108

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20200324

A521 Written amendment

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20200417

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20201006

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20201019

R151 Written notification of patent or utility model registration

Ref document number: 6790389

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R151