JP6790389B2 - Rotating machine - Google Patents

Description

本発明は、回転電機に関する。 The present invention relates to a rotary electric machine.

永久磁石の磁束を利用してトルクを出力する回転電機では、永久磁石による有効磁束量を可変することができる回転電機が知られている。例えば、特許文献１には、電機子巻線が巻かれた固定子と、該固定子と空隙を介して回転可能に設けられた回転子を有する回転電機において、固定子が回転軸方向に第１回転子と第２回転子とに二分割され、それぞれに極性の異なる界磁用磁石が回転方向に交互に配置された構造が記載されている。 As a rotary electric machine that outputs torque by using the magnetic flux of a permanent magnet, a rotary electric machine that can change the effective magnetic flux amount by the permanent magnet is known. For example, in Patent Document 1, in a rotary electric machine having a stator around which an armature winding is wound and a rotor rotatably provided through the stator and a gap, the stator is the first in the rotation axis direction. A structure is described in which the rotor is divided into a first rotor and a second rotor, and field magnets having different polarities are alternately arranged in the rotation direction.

このような構造から、特許文献１に記載の回転電機は、トルクや回転数の変化に応じて第２回転子を動作させ、第１回転子の永久磁石の極性と第２回転子の永久磁石の極性との位置関係を可変することによって、永久磁石による有効磁束量を調整することができる。このとき、特許文献１に記載の回転電機は、第１回転子の永久磁石の極性と第２回転子の永久磁石の極性との位置関係を可変するにあたって、アクチュエータに入力された制御信号により第２回転子を所定状態に位置させるように制御している。 Due to such a structure, the rotary electric machine described in Patent Document 1 operates the second rotor in response to changes in torque and rotation speed, and has the polarity of the permanent magnet of the first rotor and the permanent magnet of the second rotor. The amount of effective magnetic flux due to the permanent magnet can be adjusted by changing the positional relationship with the polarity of. At this time, the rotary electric machine described in Patent Document 1 uses a control signal input to the actuator to change the positional relationship between the polarity of the permanent magnet of the first rotor and the polarity of the permanent magnet of the second rotor. The two rotors are controlled to be positioned in a predetermined state.

特開２０１０−２４６１９６号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 2010-246196

しかしながら、特許文献１に記載の回転電機は、上述したように、第２回転子を所定状態に位置させるため、アクチュエータや該アクチュエータを制御するための制御装置が必要である。また、第１回転子と第２回転子とが所定の位置関係となるように第２回転子を機械的に移動させていることから精密な制御が必要である。このため、低コストな構成で永久磁石の磁束を可変させることができない。 However, as described above, the rotary electric machine described in Patent Document 1 requires an actuator and a control device for controlling the actuator in order to position the second rotor in a predetermined state. Further, since the second rotor is mechanically moved so that the first rotor and the second rotor have a predetermined positional relationship, precise control is required. Therefore, the magnetic flux of the permanent magnet cannot be changed with a low-cost configuration.

本発明は、上述のような事情に鑑みてなされたもので、永久磁石を備えたロータからステータに鎖交する磁束を低コストな構成で可変させることができる回転電機を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide a rotary electric machine capable of varying the magnetic flux interlinking from a rotor provided with a permanent magnet to a stator in a low-cost configuration. To do.

本発明は、上記目的を達成するため、通電により磁束を発生させる電機子コイルを有するステータと、前記磁束の通過により回転するロータと、を備えた回転電機であって、前記ロータは、永久磁石及び磁束を導く磁路部材を有する複数の突極部と、前記ステータ側で発生した磁束に基づいて誘導電流を発生する誘導コイルが巻かれた複数の補極部と、前記誘導コイルで発生した誘導電流に基づいて前記ロータから前記ステータへ鎖交する磁束の磁束量を調整可能な可変界磁コイルと、を有し、前記磁路部材は、前記永久磁石の周囲で周方向に対して垂直な平面内に、環状に形成され、前記突極部に内包される内包部と、前記突極部から軸方向に延伸された延伸部とを有し、前記可変界磁コイルは、前記磁路部材の延伸部に設けられており、前記補極部は、隣接する前記突極部の間に空隙を介して配置されており、前記内包部の軸方向の両側の端面と前記延伸部の前記突極部側の端面との間には、所定の大きさのギャップが形成されており、前記ギャップは、前記可変界磁コイルに直流電流が供給されていないときには、前記永久磁石から前記ロータの軸方向に漏れる磁束が前記内包部から前記延伸部に流れることがない、又は流れても微量となるような大きさであって、前記ギャップは、前記可変界磁コイルに直流電流が供給されているときには、前記ロータの界磁量を強める磁束が前記延伸部から前記内包部に流れるような大きさに設定されており、前記可変界磁コイルは、前記ロータの界磁量を強める方向へ磁束が流れるように、前記延伸部に対して巻き回されている。 The present invention is a rotary electric machine including a stator having an armature coil that generates magnetic flux by energization and a rotor that rotates by passing the magnetic flux in order to achieve the above object, and the rotor is a permanent magnet. A plurality of salient poles having a magnetic path member for guiding magnetic flux, a plurality of auxiliary poles around which an inductive coil that generates an inductive current based on the magnetic flux generated on the stator side is wound, and the inductive coil. It has a variable field coil capable of adjusting the amount of magnetic flux interlinking from the rotor to the stator based on an induced current, and the magnetic path member is perpendicular to the circumferential direction around the permanent magnet. The variable field coil has an inclusion portion formed in an annular shape in a plane and included in the salient pole portion and an extension portion extending in the axial direction from the salient pole portion. The auxiliary pole portion is provided in the stretched portion of the member, and the auxiliary pole portion is arranged between the adjacent salient pole portions via a gap, and the end faces on both sides of the inclusion portion in the axial direction and the stretched portion are described. A gap having a predetermined size is formed between the end face on the salient pole side, and the gap is formed from the permanent magnet of the rotor when no DC current is supplied to the variable field coil. The magnetic flux leaking in the axial direction does not flow from the inclusion portion to the extension portion, or even if it does flow, the magnetic flux is so large that a DC current is supplied to the variable field coil. When there is, the magnetic flux for strengthening the field amount of the rotor is set to a size such that it flows from the stretched portion to the inclusion portion, and the variable field coil has a magnetic flux in the direction of strengthening the field amount of the rotor. Is wound around the stretched portion so that

本発明によれば、永久磁石を備えたロータからステータに鎖交する磁束を低コストな構成で可変させることができる回転電機を提供することができる。 According to the present invention, it is possible to provide a rotary electric machine capable of varying the magnetic flux interlinking from a rotor provided with a permanent magnet to a stator with a low-cost configuration.

図１は、本発明の一実施形態に係る回転電機の一部断面斜視図である。FIG. 1 is a partial cross-sectional perspective view of a rotary electric machine according to an embodiment of the present invention. 図２は、本発明の一実施形態に係る回転電機のロータの一部を示す分解斜視図であり、磁路部材を装着した状態を示す図である。FIG. 2 is an exploded perspective view showing a part of a rotor of a rotary electric machine according to an embodiment of the present invention, and is a diagram showing a state in which a magnetic path member is attached. 図３は、本発明の一実施形態に係る回転電機のロータの周方向を直線状に描いた径方向断面の模式図である。FIG. 3 is a schematic view of a radial cross section in which the circumferential direction of the rotor of the rotary electric machine according to the embodiment of the present invention is drawn in a straight line. 図４は、本発明の一実施形態に係る回転電機のステータの電機子コイルに流れる各相の電流を示すグラフである。FIG. 4 is a graph showing the current of each phase flowing through the armature coil of the stator of the rotary electric machine according to the embodiment of the present invention. 図５は、本発明の一実施形態に係る回転電機の電機子コイルに流れる電流を示すグラフであり、図５（ａ）は、高調波を重畳されたｑ軸電流を示すグラフであり、図５（ｂ）は、図５（ａ）をｑ軸電流としたＵ相電流を示すグラフである。FIG. 5 is a graph showing a current flowing through an armature coil of a rotating electric machine according to an embodiment of the present invention, and FIG. 5 (a) is a graph showing a q-axis current on which harmonics are superimposed. 5 (b) is a graph showing a U-phase current with FIG. 5 (a) as the q-axis current. 図６は、本発明の一実施形態に係る回転電機の誘導コイル誘導起電力を示すグラフであり、図６（ａ）は、電流角の違いによる変化を示すグラフであり、図６（ｂ）は、電流位相角の違いによる変化を示すグラフである。FIG. 6 is a graph showing the induction coil induced electromotive force of the rotary electric machine according to the embodiment of the present invention, and FIG. 6 (a) is a graph showing the change due to the difference in the current angle, and FIG. 6 (b) is Is a graph showing changes due to differences in current phase angles. 図７は、本発明の一実施形態に係る回転電機における誘導コイル及び可変界磁コイルと整流回路との結線図である。FIG. 7 is a wiring diagram of an induction coil and a variable field coil and a rectifier circuit in a rotary electric machine according to an embodiment of the present invention. 図８は、本発明の一実施形態に係る回転電機の電機子コイルに流れる電流に高調波が重畳されないときのロータからステータに鎖交する磁束量を示す模式図である。FIG. 8 is a schematic view showing the amount of magnetic flux interlinking from the rotor to the stator when harmonics are not superimposed on the current flowing through the armature coil of the rotating electric machine according to the embodiment of the present invention. 図９は、本発明の一実施形態に係る回転電機の電機子コイルに流れる電流に高調波が重畳されるときのロータからステータに鎖交する磁束量を示す模式図である。FIG. 9 is a schematic view showing the amount of magnetic flux interlinking from the rotor to the stator when harmonics are superimposed on the current flowing through the armature coil of the rotating electric machine according to the embodiment of the present invention. 図１０は、本発明の一実施形態に係る回転電機のステータ鎖交磁束数の構成を示すグラフである。FIG. 10 is a graph showing a configuration of a stator interlinkage magnetic flux number of a rotary electric machine according to an embodiment of the present invention. 図１１は、本発明の一実施形態の他の態様に係る回転電機のロータからステータに鎖交する磁束量を示す模式図であり、図１１（ａ）は、電機子コイルに流れる電流に高調波が重畳されないときの模式図であり、図１１（ｂ）は、電機子コイルに流れる電流に高調波が重畳されるときの遮蔽磁束を示す模式図であり、図１１（ｃ）は、電機子コイルに流れる電流に高調波が重畳されるときの模式図である。FIG. 11 is a schematic view showing the amount of magnetic flux interlinking from the rotor of the rotary electric machine according to another embodiment of the present invention to the stator, and FIG. 11 (a) shows harmonics with the current flowing through the armature coil. FIG. 11 (b) is a schematic diagram showing a shielding magnetic flux when a harmonic is superimposed on a current flowing through an armature coil, and FIG. 11 (c) is a schematic diagram showing a shielding magnetic flux when waves are not superimposed. It is a schematic diagram when a harmonic is superimposed on the current flowing through a child coil. 図１２は、本発明の一実施形態の他の態様に係る回転電機の電機子コイルに流れる電流に高調波が重畳されることによるトルクの変化を示すグラフである。FIG. 12 is a graph showing a change in torque due to harmonics being superimposed on a current flowing through an armature coil of a rotating electric machine according to another embodiment of the present invention. 図１３は、本発明の一実施形態の他の態様に係る回転電機の電機子コイルに流れる電流に重畳される高調波の振幅及び周波数を変えたときのトルク及び可変界磁コイルに流れる電流の変化を示す図であり、図１３（ａ）は、電機子コイルに流れる電流に重畳される高調波の振幅及び周波数示す表であり、図１３（ｂ）は、トルクの変化を示すグラフであり、図１３（ｃ）は、可変界磁コイルに流れる電流の変化を示すグラフである。FIG. 13 shows the torque and the current flowing through the variable field coil when the amplitude and frequency of the harmonics superimposed on the current flowing through the armature coil of the rotating electric machine according to another embodiment of the present invention are changed. 13 (a) is a table showing the amplitude and frequency of harmonics superimposed on the current flowing through the armature coil, and FIG. 13 (b) is a graph showing the change in torque. FIG. 13 (c) is a graph showing changes in the current flowing through the variable field coil.

以下、図面を参照して、本発明の実施形態について詳細に説明する。図１から図１０は本発明の一実施形態に係る回転電機を説明する図である。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. 1 to 10 are views for explaining a rotary electric machine according to an embodiment of the present invention.

図１に示すように、回転電機１は、通電により磁束を発生させるＷ相、Ｖ相、Ｕ相の三相の電機子コイル１１を有するステータ１０と、ステータ１０で発生した磁束の通過により回転するロータ２０と、を備えている。 As shown in FIG. 1, the rotary electric machine 1 rotates by passing a stator 10 having three-phase armature coils 11 of W phase, V phase, and U phase that generate magnetic flux by energization, and magnetic flux generated by the stator 10. The rotor 20 and the rotor 20 are provided.

（ステータ）
ステータ１０は、図示しないモータケースに固定されている。ステータ１０は、高透磁率の磁性材料からなる環状のステータコア１２を備えている。ステータコア１２には、径方向の内方側に突出したステータティース１３が周方向に沿って複数形成されている。周方向に隣り合うステータティース１３の間には、溝状の空間であるスロット１４が形成されている。 (Stator)
The stator 10 is fixed to a motor case (not shown). The stator 10 includes an annular stator core 12 made of a magnetic material having a high magnetic permeability. A plurality of stator teeth 13 projecting inward in the radial direction are formed on the stator core 12 along the circumferential direction. Slots 14, which are groove-shaped spaces, are formed between the stator teeth 13 adjacent to each other in the circumferential direction.

なお、「径方向」とは、回転軸２（図８参照）が延伸する方向に直交する方向であり、回転軸２を中心として放射方向に示される。「径方向の外方側」とは、径方向において回転軸２から遠い側のことであり、「径方向の内方側」とは、径方向において回転軸２に近い側のことである。 The "diameter direction" is a direction orthogonal to the direction in which the rotation axis 2 (see FIG. 8) extends, and is indicated in the radial direction with the rotation axis 2 as the center. The "outer side in the radial direction" is the side far from the rotating shaft 2 in the radial direction, and the "inner side in the radial direction" is the side closer to the rotating shaft 2 in the radial direction.

また、「周方向」とは、回転軸２を中心とする円周方向を示す。また、「軸方向」とは、回転軸２が延伸する方向を示す。 Further, the "circumferential direction" indicates a circumferential direction centered on the rotation axis 2. Further, the "axial direction" indicates a direction in which the rotating shaft 2 extends.

ステータコア１２の各スロット１４には、ステータコア１２の周方向に沿ってＷ相、Ｖ相、Ｕ相の三相の電機子コイル１１がそれぞれ配置されている。Ｗ相、Ｖ相、Ｕ相の各電機子コイル１１は、分布巻によりステータティース１３に巻き回されている。 In each slot 14 of the stator core 12, three-phase armature coils 11 of W phase, V phase, and U phase are arranged along the circumferential direction of the stator core 12. The W-phase, V-phase, and U-phase armature coils 11 are wound around the stator teeth 13 by distributed winding.

ステータ１０は、電機子コイル１１に三相交流が供給されることで、周方向に回転する回転磁界を発生させる。ステータ１０で発生した磁束（以下、この磁束を「主磁束」という）は、ロータ２０に鎖交するようになっている。これにより、ステータ１０は、ロータ２０を回転させることができる。 The stator 10 generates a rotating magnetic field that rotates in the circumferential direction by supplying three-phase alternating current to the armature coil 11. The magnetic flux generated in the stator 10 (hereinafter, this magnetic flux is referred to as "main magnetic flux") is interlinking with the rotor 20. As a result, the stator 10 can rotate the rotor 20.

（ロータ）
ロータ２０は、外周面がステータコア１２の内周面と対向するように、ステータコア１２の径方向の内方側に配置されている。ロータ２０は、ロータコア２１と、補極部２２とを含んで構成されている。 (Rotor)
The rotor 20 is arranged on the inner side in the radial direction of the stator core 12 so that the outer peripheral surface faces the inner peripheral surface of the stator core 12. The rotor 20 includes a rotor core 21 and a co-pole portion 22.

ロータコア２１は、高透磁率の磁性材料からなり、回転軸２（図８参照）に一体回転可能に固定されている。ロータコア２１には、ロータコア２１から径方向の外方側に向けて突出した突極部２３がロータコア２１の周方向に沿って所定の間隔をおいて複数形成されている。 The rotor core 21 is made of a magnetic material having a high magnetic permeability, and is integrally rotatably fixed to the rotating shaft 2 (see FIG. 8). The rotor core 21 is formed with a plurality of salient poles 23 protruding outward in the radial direction from the rotor core 21 at predetermined intervals along the circumferential direction of the rotor core 21.

突極部２３は、永久磁石２４と、磁路部材２５と、可変界磁コイル２６とを備えている。永久磁石２４は、例えばネオジウム磁石（Ｎｄ−Ｆｅ−Ｂ磁石）で構成されており、突極部２３に内包されている。永久磁石２４は、磁束の向きが径方向になるように突極部２３に配置されている。周方向に隣接する突極部２３の永久磁石２４は、磁束の向きが逆向きになるように突極部２３に配置されている。 The salient pole portion 23 includes a permanent magnet 24, a magnetic path member 25, and a variable field coil 26. The permanent magnet 24 is composed of, for example, a neodymium magnet (Nd-Fe-B magnet) and is included in the salient pole portion 23. The permanent magnet 24 is arranged in the salient pole portion 23 so that the direction of the magnetic flux is in the radial direction. The permanent magnets 24 of the salient poles 23 adjacent to each other in the circumferential direction are arranged in the salient poles 23 so that the directions of the magnetic fluxes are opposite to each other.

磁路部材２５は、永久磁石２４の磁束を補助する可変界磁コイル２６の磁束を導くもので、永久磁石２４の周囲に環状に形成されている。 The magnetic path member 25 guides the magnetic flux of the variable field coil 26 that assists the magnetic flux of the permanent magnet 24, and is formed in an annular shape around the permanent magnet 24.

磁路部材２５は、永久磁石２４とともに突極部２３に内包された内包部２５ａと、突極部２３からロータコア２１の軸方向に突出するよう延伸された延伸部２５ｂとを備えている。磁路部材２５は、永久磁石２４の軸方向の側面２４ａ側に位置する部分が突極部２３から軸方向に延伸されるような形状で延伸部２５ｂが形成されている。 The magnetic path member 25 includes an inclusion portion 25a included in the salient pole portion 23 together with the permanent magnet 24, and an extension portion 25b extended so as to project from the salient pole portion 23 in the axial direction of the rotor core 21. In the magnetic path member 25, the stretched portion 25b is formed so that the portion of the permanent magnet 24 located on the side surface 24a side in the axial direction is stretched axially from the salient pole portion 23.

内包部２５ａは、永久磁石２４を径方向で挟み込むようにして永久磁石２４の径方向の内方側及び外方側にそれぞれ配置されている。内包部２５ａは、永久磁石２４からステータ１０に鎖交する磁束を通すようになっている。 The inclusion portion 25a is arranged on the inner side and the outer side in the radial direction of the permanent magnet 24 so as to sandwich the permanent magnet 24 in the radial direction. The inclusion portion 25a is adapted to pass magnetic flux interlinking from the permanent magnet 24 to the stator 10.

内包部２５ａは、例えば、複数の電磁鋼板を積層して形成される。電磁鋼板は、図２に示すように、内包部２５ａを通る磁束の向き（軸方向、図中矢印Ｂで示す）に磁束が通りやすいように周方向（図中矢印Ａで示す）に積層されているとよい。なお、内包部２５ａは、強磁性体の微細な粉末が圧縮して固められた圧粉磁心によって形成されてもよい。 The inclusion portion 25a is formed by, for example, laminating a plurality of electromagnetic steel plates. As shown in FIG. 2, the electromagnetic steel sheets are laminated in the circumferential direction (indicated by arrow A in the figure) so that the magnetic flux can easily pass in the direction of the magnetic flux passing through the inclusion portion 25a (axial direction, indicated by arrow B in the figure). It is good to have. The inclusion portion 25a may be formed by a dust core obtained by compressing and solidifying fine powder of a ferromagnetic material.

延伸部２５ｂは、磁路部材２５の突極部２３から軸方向に延伸された部分に相当し、高磁気抵抗の領域を介して突極部２３の軸方向の両側にそれぞれ設けられている。 The stretched portion 25b corresponds to a portion of the magnetic path member 25 extending in the axial direction from the salient pole portion 23, and is provided on both sides of the salient pole portion 23 in the axial direction via a region of high reluctance.

延伸部２５ｂは、例えば、複数の電磁鋼板を周方向に積層したものからコの字状に成形されている。電磁鋼板は、図２に示すように、延伸部２５ｂを通る磁束の向き（軸方向及び径方向、図中矢印Ｃで示す）に磁束が通りやすいように周方向（図中矢印Ａで示す）に積層されているとよい。 The stretched portion 25b is formed in a U shape from, for example, a plurality of electromagnetic steel sheets laminated in the circumferential direction. As shown in FIG. 2, the electromagnetic steel plate has a circumferential direction (indicated by arrow A in the figure) so that the magnetic flux can easily pass in the direction of the magnetic flux passing through the stretched portion 25b (axial direction and radial direction, indicated by arrow C in the figure). It is good that it is laminated on.

延伸部２５ｂは、突極部２３側の端面のそれぞれが各内包部２５ａの軸方向の両側の端面と対向するように配置されている。なお、延伸部２５ｂは、強磁性体の微細な粉末が圧縮して固められた圧粉磁心によって形成されてもよい。 The extending portion 25b is arranged so that each of the end faces on the salient pole portion 23 side faces the end faces on both sides in the axial direction of each inclusion portion 25a. The stretched portion 25b may be formed by a dust core obtained by compressing and solidifying fine powder of a ferromagnet.

延伸部２５ｂは、内包部２５ａとは別体として構成されており、図示しない連結部材を介してロータコア２１に保持されている。これにより、内包部２５ａと延伸部２５ｂとは、ロータコア２１の軸方向で分離されている。 The extension portion 25b is configured as a separate body from the inclusion portion 25a, and is held by the rotor core 21 via a connecting member (not shown). As a result, the inclusion portion 25a and the extension portion 25b are separated in the axial direction of the rotor core 21.

また、内包部２５ａの軸方向の両側の端面と延伸部２５ｂの突極部２３側の端面との間には、上述した高磁気抵抗の領域として所定の大きさのギャップＧ（図８参照）が形成されている。ギャップＧは、後述する可変界磁コイル２６に直流電流が供給されていないときには、永久磁石２４からロータコア２１の軸方向に漏れる磁束（以下、この磁束を「漏れ磁束」という）が内包部２５ａから延伸部２５ｂに流れることがない、又は流れても微量となるような大きさである。また、ギャップＧは、後述する可変界磁コイル２６に直流電流が供給されているときには、ロータ２０の界磁量を強める磁束が延伸部２５ｂから内包部２５ａに流れるような大きさに設定されている。すなわち、磁路部材２５は、ロータ２０の界磁量を強めるために、延伸部２５ｂから内包部２５ａへ磁束を導く磁路として機能する。 Further, between the end faces on both sides of the inclusion portion 25a in the axial direction and the end faces on the salient pole portion 23 side of the extension portion 25b, there is a gap G having a predetermined size as the above-mentioned region of high magnetoresistance (see FIG. 8). Is formed. In the gap G, when a direct current is not supplied to the variable field coil 26 described later, a magnetic flux leaking from the permanent magnet 24 in the axial direction of the rotor core 21 (hereinafter, this magnetic flux is referred to as “leakage flux”) is generated from the inclusion portion 25a. The size is such that it does not flow to the stretched portion 25b, or even if it flows, it becomes a trace amount. Further, the gap G is set to a size such that when a direct current is supplied to the variable field coil 26 described later, a magnetic flux that strengthens the field amount of the rotor 20 flows from the stretching portion 25b to the inclusion portion 25a. There is. That is, the magnetic path member 25 functions as a magnetic path for guiding the magnetic flux from the stretched portion 25b to the included portion 25a in order to increase the field amount of the rotor 20.

延伸部２５ｂには、ロータコア２１の周方向に沿って可変界磁コイル２６が巻き回されている。可変界磁コイル２６は、後述する誘導コイル２８で発生した誘導電流の大きさに応じて、ロータ２０の界磁量を強める磁束の磁束量を調整可能に機能するコイルである。すなわち、可変界磁コイル２６は、ロータ２０からステータ１０へ鎖交する磁束の磁束量を調整することを可能にする。 A variable field coil 26 is wound around the stretched portion 25b along the circumferential direction of the rotor core 21. The variable field coil 26 is a coil that functions so that the amount of magnetic flux that strengthens the field amount of the rotor 20 can be adjusted according to the magnitude of the induced current generated by the induction coil 28, which will be described later. That is, the variable field coil 26 makes it possible to adjust the amount of magnetic flux interlinking from the rotor 20 to the stator 10.

可変界磁コイル２６は、ロータ２０の界磁量を強める方向（図９に矢印で示す方向）へ磁束（以下、この磁束を「誘導磁束」という）が流れるように、磁路部材２５の延伸部２５ｂに対して巻き回されている。すなわち、可変界磁コイル２６は、ロータ２０からステータ１０へ鎖交する磁束の磁束量を増やすことのできる方向に誘導磁束が流れるように、延伸部２５ｂに対して巻き回されている。このようにして、磁路部材２５は、ロータ２０の界磁量を強めるために、延伸部２５ｂから内包部２５ａへ磁束を導く磁路として機能する。 The variable field coil 26 extends the magnetic path member 25 so that a magnetic flux (hereinafter, this magnetic flux is referred to as “induced magnetic flux”) flows in a direction in which the field amount of the rotor 20 is strengthened (direction indicated by an arrow in FIG. 9). It is wound around the portion 25b. That is, the variable field coil 26 is wound around the stretched portion 25b so that the induced magnetic flux flows in a direction in which the amount of magnetic flux interlinking from the rotor 20 to the stator 10 can be increased. In this way, the magnetic path member 25 functions as a magnetic path that guides the magnetic flux from the stretched portion 25b to the included portion 25a in order to increase the field amount of the rotor 20.

また、可変界磁コイル２６は、後述する整流回路３０で整流された直流電流が供給されることにより誘導磁束を発生させて、図９に示すようにロータ２０からステータ１０に鎖交する磁束量を補助するようになっている。この誘導磁束の磁束量が調整されることによって、ロータ２０の界磁量が調整される。 Further, the variable field coil 26 generates an induced magnetic flux by supplying a direct current rectified by the rectifying circuit 30 described later, and as shown in FIG. 9, the amount of magnetic flux interlinking from the rotor 20 to the stator 10. It is designed to assist. By adjusting the magnetic flux amount of this induced magnetic flux, the field amount of the rotor 20 is adjusted.

誘導磁束の磁束量は、可変界磁コイル２６に供給される直流電流が大きいほど、可変界磁コイル２６の巻き数が多いほど大きくなる。可変界磁コイル２６の巻き数は、予め実験的に求められた巻き数に設定される。 The magnetic flux amount of the induced magnetic flux increases as the direct current supplied to the variable field coil 26 increases and the number of turns of the variable field coil 26 increases. The number of turns of the variable field coil 26 is set to the number of turns experimentally determined in advance.

補極部２２は、図１及び図３に示すように、ロータコア２１の周方向に隣り合う突極部２３の間の各ｑ軸上にそれぞれ配置されている。補極部２２は、図３に示す径方向における断面を見たときに、隣り合う突極部２３の間において空隙を介して配置されている。また、補極部２２は、例えば樹脂等の非磁性体からなる図示しないブラケットや連結部材等を介してロータコア２１又は回転軸２（図８参照）に保持されている。非磁性体を用いずに補極部２２をロータコア２１又は回転軸２に保持させる場合には、補極部２２とロータコア２１又は回転軸２との磁気的な結合を極力小さくした状態で互いに連結するのが好ましい。 As shown in FIGS. 1 and 3, the auxiliary poles 22 are arranged on each q-axis between the salient poles 23 adjacent to each other in the circumferential direction of the rotor core 21. When the cross section in the radial direction shown in FIG. 3 is viewed, the auxiliary pole portion 22 is arranged between adjacent salient pole portions 23 via a gap. Further, the auxiliary pole portion 22 is held by the rotor core 21 or the rotating shaft 2 (see FIG. 8) via a bracket (not shown) made of a non-magnetic material such as resin, a connecting member, or the like. When the co-pole portion 22 is held by the rotor core 21 or the rotating shaft 2 without using a non-magnetic material, the co-pole portion 22 and the rotor core 21 or the rotating shaft 2 are connected to each other in a state where the magnetic coupling is minimized. It is preferable to do so.

このように、補極部２２は、ロータコア２１の突極部２３と磁気的に遮蔽された状態でｑ軸上に配置される。これにより、突極比の低下が防止され、リラクタンストルクの低下が防止される。 In this way, the auxiliary pole portion 22 is arranged on the q-axis in a state of being magnetically shielded from the salient pole portion 23 of the rotor core 21. As a result, a decrease in the salient pole ratio is prevented, and a decrease in the reluctance torque is prevented.

補極部２２は、例えば、複数の電磁鋼板を軸方向に積層したものからなる。なお、補極部２２は、圧粉磁心によって形成してもよい。補極部２２には、ステータ１０側で発生した主磁束に重畳された高調波成分に基づいて誘導電流を発生する誘導コイル２８が巻かれている。 The auxiliary pole portion 22 is made of, for example, a plurality of electromagnetic steel plates laminated in the axial direction. The co-pole portion 22 may be formed by a dust core. An induction coil 28 that generates an induced current based on a harmonic component superimposed on the main magnetic flux generated on the stator 10 side is wound around the auxiliary pole portion 22.

本実施形態では、図４に示すように、電機子コイル１１に供給される三相交流に対して各相の電流と非同期の高調波電流が、図示しない制御装置によって重畳されるようになっている。これにより、ステータ１０側で発生した主磁束に高調波成分が重畳される。 In the present embodiment, as shown in FIG. 4, the current of each phase and the harmonic current asynchronous to the three-phase alternating current supplied to the armature coil 11 are superimposed by a control device (not shown). There is. As a result, the harmonic component is superimposed on the main magnetic flux generated on the stator 10 side.

図５（ａ）に示すように、ｑ軸電流に高調波を重畳した電流と、ｄ軸電流とを合成し三相交流に変換した場合、例えば、Ｕ相の電流は図５（ｂ）に示すようになる。 As shown in FIG. 5 (a), when the current in which harmonics are superimposed on the q-axis current and the d-axis current are combined and converted into three-phase alternating current, for example, the U-phase current is shown in FIG. 5 (b). Will be shown.

図６（ａ）は、ｑ軸電流に高調波を重畳しないsin波の電流を電機子コイル１１に供給した場合と、ｑ軸電流に高調波を重畳した電流を電機子コイル１１に供給した場合の誘導コイル２８における誘導起電力[V]の違いを示したグラフである。ｑ軸電流に高調波を重畳した電流を電機子コイル１１に供給すると、電気角全般において誘導コイル２８に大きな起電力を発生させることができる。 FIG. 6A shows a case where a sin wave current in which a harmonic is not superimposed on the q-axis current is supplied to the armature coil 11 and a case where a current in which a harmonic is superimposed on the q-axis current is supplied to the armature coil 11. It is a graph which showed the difference of the induced electromotive force [V] in the induction coil 28 of. When a current obtained by superimposing a harmonic on the q-axis current is supplied to the armature coil 11, a large electromotive force can be generated in the induction coil 28 over the entire electric angle.

また、図６（ｂ）は、ｑ軸電流に高調波を重畳しないsin波の電流を電機子コイル１１に供給した場合と、ｑ軸電流に高調波を重畳した電流を電機子コイル１１に供給した場合の電流位相角βの変化による誘導コイル２８における誘導起電力実効値[V]の違いを示したグラフである。ｑ軸電流に高調波を重畳した電流を電機子コイル１１に供給すると、電流位相角を変えることで誘導コイル２８の起電力を変化させることができる。 Further, FIG. 6B shows a case where a sin wave current in which a harmonic is not superimposed on the q-axis current is supplied to the armature coil 11 and a current in which a harmonic is superimposed on the q-axis current is supplied to the armature coil 11. It is a graph which showed the difference of the induced electromotive force effective value [V] in the induction coil 28 by the change of the current phase angle β at the time of this. When a current in which harmonics are superimposed on the q-axis current is supplied to the armature coil 11, the electromotive force of the induction coil 28 can be changed by changing the current phase angle.

なお、上述の高調波電流は、ｄ軸と電気的、磁気的に直交するｑ軸電流として重畳される。このため、ｄ軸上に配置された永久磁石２４の磁束は、上述の高調波成分によって発生する磁束の影響を受けることがない。したがって、永久磁石２４からステータ１０に鎖交する磁束の磁束量を安定して制御することができる。 The above-mentioned harmonic current is superimposed as a q-axis current that is electrically and magnetically orthogonal to the d-axis. Therefore, the magnetic flux of the permanent magnet 24 arranged on the d-axis is not affected by the magnetic flux generated by the above-mentioned harmonic component. Therefore, the amount of magnetic flux interlinking from the permanent magnet 24 to the stator 10 can be stably controlled.

（整流回路）
また、回転電機１は、誘導コイル２８で発生した誘導電流を整流して可変界磁コイル２６に供給する整流回路３０を備えている。 (Rectifier circuit)
Further, the rotary electric machine 1 includes a rectifying circuit 30 that rectifies the induced current generated by the induction coil 28 and supplies it to the variable field coil 26.

図７に示すように、整流回路３０は、４つのダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４を整流素子として備え、これらダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４と誘導コイル２８及び可変界磁コイル２６とを結線した閉回路として構成されている。整流素子としては、ダイオードに限らず、他のスイッチング素子などの半導体素子を採用してもよい。 As shown in FIG. 7, the rectifier circuit 30 includes four diodes D1, D2, D3, D4 as rectifier elements, and these diodes D1, D2, D3, D4 are connected to the induction coil 28 and the variable field coil 26. It is configured as a closed circuit. The rectifying element is not limited to a diode, and a semiconductor element such as another switching element may be adopted.

ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４は、例えば図示しないダイオードケースに収納された状態でロータ２０に設けられている。ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４は、ロータ２０の内部に実装するようにしてもよい。 The diodes D1, D2, D3, and D4 are provided in the rotor 20 in a state of being housed in a diode case (not shown), for example. The diodes D1, D2, D3 and D4 may be mounted inside the rotor 20.

整流回路３０において、誘導コイル２８で発生した交流の誘導電流は、ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４により整流され、整流後の直流電流は、界磁電流として可変界磁コイル２６に供給される。可変界磁コイル２６は、直流電流が供給されることにより誘導磁束を発生させる。 In the rectifier circuit 30, the alternating current induced by the induction coil 28 is rectified by the diodes D1, D2, D3, and D4, and the rectified direct current is supplied to the variable field coil 26 as a field current. The variable field coil 26 generates an induced magnetic flux by being supplied with a direct current.

（回転電機の作用）
次に、図８及び図９を参照して、本実施形態に係る回転電機１の作用について説明する。 (Action of rotating electric machine)
Next, the operation of the rotary electric machine 1 according to the present embodiment will be described with reference to FIGS. 8 and 9.

本実施形態に係る回転電機１は、以上説明したように、ロータ２０に永久磁石２４を備え、その永久磁石２４の磁束を利用してトルクを出力する永久磁石型同期モータである。 As described above, the rotary electric machine 1 according to the present embodiment is a permanent magnet type synchronous motor in which the rotor 20 is provided with a permanent magnet 24 and a torque is output by utilizing the magnetic flux of the permanent magnet 24.

従来の永久磁石型同期モータでは、永久磁石の磁束が一定のため、ロータの回転速度が上昇するにつれて永久磁石の磁束によってステータの電機子コイルに生じる逆起電力が増加する。そして、ロータの回転速度がある回転速度に達すると、電機子コイルに生じた逆起電力が永久磁石型同期モータの電源電圧と等しくなる。これにより、永久磁石型同期モータにはそれ以上電流を流すことができなくなる。この結果、ロータの回転速度を上昇させることができなくなってしまう。 In a conventional permanent magnet type synchronous motor, since the magnetic flux of the permanent magnet is constant, the counter electromotive force generated in the armature coil of the stator by the magnetic flux of the permanent magnet increases as the rotation speed of the rotor increases. Then, when the rotation speed of the rotor reaches a certain rotation speed, the counter electromotive force generated in the armature coil becomes equal to the power supply voltage of the permanent magnet type synchronous motor. As a result, no more current can flow through the permanent magnet type synchronous motor. As a result, the rotation speed of the rotor cannot be increased.

従来、こうした問題を解決するために、ステータの電機子コイルに永久磁石による磁束を打ち消す電流を流すことにより電機子コイルに生じる逆起電力を等価的に低減させる弱め界磁制御が行われていた。 Conventionally, in order to solve such a problem, field weakening control has been performed in which the counter electromotive force generated in the armature coil is equivalently reduced by passing a current that cancels the magnetic flux due to the permanent magnet through the armature coil of the stator.

しかしながら、この弱め界磁制御は、永久磁石の磁束を打ち消す方向の磁束を発生させるべく電流を流すことから、トルクに寄与しない磁束を発生させることになるため、出力に対して無駄なエネルギーを消費しており、効率の低下を招いていた。 However, in this field weakening control, a current is passed to generate a magnetic flux in a direction that cancels the magnetic flux of the permanent magnet, so that a magnetic flux that does not contribute to torque is generated, so that wasteful energy is consumed for the output. This caused a decrease in efficiency.

また、弱め界磁制御では、高調波磁束が生じるため、その高調波磁束に起因して永久磁石型同期モータの鉄損や電磁振動が増加するおそれがある。さらに、弱め界磁制御では、永久磁石の磁束に対して逆向きの磁束を発生させて永久磁石の磁束を抑え込むため、永久磁石の不可逆減磁が生じるおそれがある。このため、比較的保磁力の高い永久磁石を用いる必要があり、コストが増加してしまう。 Further, in the field weakening control, a harmonic magnetic flux is generated, and the iron loss and electromagnetic vibration of the permanent magnet type synchronous motor may increase due to the harmonic magnetic flux. Further, in the field weakening control, a magnetic flux in the opposite direction to the magnetic flux of the permanent magnet is generated to suppress the magnetic flux of the permanent magnet, so that irreversible demagnetization of the permanent magnet may occur. Therefore, it is necessary to use a permanent magnet having a relatively high coercive force, which increases the cost.

また、永久磁石としてネオジウム磁石を用いた場合には、弱め界磁制御による外部磁場の変動により永久磁石に渦電流が生じ、永久磁石が発熱する。この発熱によって永久磁石の不可逆減磁が生じるおそれがある。したがって、耐熱性の高いレアアース等の材料を永久磁石に添加する必要がある。しかし、この場合には、添加されたレアアース等の材料が永久磁石にとって不純物となるため、永久磁石本来の性能を発揮させることができないおそれがある。 Further, when a neodium magnet is used as the permanent magnet, an eddy current is generated in the permanent magnet due to the fluctuation of the external magnetic field due to the field weakening control, and the permanent magnet generates heat. This heat generation may cause irreversible demagnetization of the permanent magnet. Therefore, it is necessary to add a material such as rare earth having high heat resistance to the permanent magnet. However, in this case, since the added material such as rare earth becomes an impurity for the permanent magnet, there is a possibility that the original performance of the permanent magnet cannot be exhibited.

そこで、本実施形態に係る回転電機１では、弱め界磁制御を行わずに、上述した磁路部材２５及び可変界磁コイル２６の作用によって、ロータ２０からステータ１０に鎖交する磁束量を調整可能な構成とした。これにより、本実施形態に係る回転電機１は、上述したような弱め界磁制御による問題を解決することができる。 Therefore, in the rotary electric machine 1 according to the present embodiment, the amount of magnetic flux interlinking from the rotor 20 to the stator 10 can be adjusted by the action of the magnetic path member 25 and the variable field coil 26 described above without performing field weakening control. It was configured. Thereby, the rotary electric machine 1 according to the present embodiment can solve the problem due to the field weakening control as described above.

（正弦波励磁時）
本実施形態に係る回転電機１においてステータ１０の電機子コイル１１に供給される電流が、高調波成分を含まない正弦波電流である場合、ロータ２０の誘導コイル２８に鎖交する磁束はないか、あるいは鎖交していても微量である。このため、ロータ２０の可変界磁コイル２６は、誘導磁束を発生してないか、あるいは発生していても微量である。したがって、ギャップＧにおいては、磁気抵抗が高い状態である。 (At the time of sine wave excitation)
When the current supplied to the armature coil 11 of the stator 10 in the rotary electric machine 1 according to the present embodiment is a sinusoidal current that does not include a harmonic component, is there a magnetic flux interlinking with the induction coil 28 of the rotor 20? Or, even if it is interlinking, the amount is very small. Therefore, the variable field coil 26 of the rotor 20 does not generate the induced magnetic flux, or even if it does, the amount is very small. Therefore, in the gap G, the magnetic resistance is high.

この結果、図８に示すように、永久磁石２４の磁束は、磁路部材２５内を短絡しない。これにより、永久磁石２４の磁束の全てがステータ１０に鎖交する。 As a result, as shown in FIG. 8, the magnetic flux of the permanent magnet 24 does not short-circuit the inside of the magnetic path member 25. As a result, all of the magnetic flux of the permanent magnet 24 is interlinked with the stator 10.

（高調波重畳励磁時）
本実施形態に係る回転電機１において、ステータ１０の電機子コイル１１に供給される電流が高調波成分を重畳された電流である場合、ロータ２０の誘導コイル２８に磁束が鎖交し、誘導電流が誘起される。この誘導電流が、整流回路３０によって整流されて直流電流として可変界磁コイル２６に供給される。直流電流が供給された可変界磁コイル２６は、図９に示すように、誘導磁束を発生させる。この誘導磁束が内包部２５ａを通ってステータ１０に鎖交する。このため、永久磁石２４の磁束に加えて、可変界磁コイル２６による誘導磁束をステータ１０に鎖交させることができ、ロータ２０の界磁量を強めることができる。 (At the time of harmonic superimposition excitation)
In the rotary electric machine 1 according to the present embodiment, when the current supplied to the armature coil 11 of the stator 10 is a current on which a harmonic component is superimposed, magnetic flux is interlinked with the induction coil 28 of the rotor 20, and the induced current Is induced. This induced current is rectified by the rectifier circuit 30 and supplied to the variable field coil 26 as a direct current. The variable field coil 26 to which the direct current is supplied generates an induced magnetic flux as shown in FIG. This induced magnetic flux passes through the inclusion portion 25a and interlinks with the stator 10. Therefore, in addition to the magnetic flux of the permanent magnet 24, the induced magnetic flux of the variable field coil 26 can be interlocked with the stator 10, and the field amount of the rotor 20 can be increased.

また、電機子コイル１１に供給される電流に重畳される高調波電流の周波数や振幅を変更することで、誘導コイル２８に鎖交する磁束密度を変えることができ、可変界磁コイル２６に供給される電流の大きさを変えることができる。このため、可変界磁コイル２６で発生する誘導磁束の磁束密度を変えることによって、ロータ２０の強め界磁量を可変とすることができる。 Further, by changing the frequency and amplitude of the harmonic current superimposed on the current supplied to the armature coil 11, the magnetic flux density interlinking with the induction coil 28 can be changed and supplied to the variable field coil 26. The magnitude of the applied current can be changed. Therefore, the strengthening field amount of the rotor 20 can be made variable by changing the magnetic flux density of the induced magnetic flux generated in the variable field coil 26.

このことから、ロータ２０の回転数が高く弱め界磁が必要なときには上述の正弦波励磁を行ない、ロータ２０の回転数が低く高いトルクが必要なときには上述の高調波重畳励磁を行なうことにより、図１０に示すように、永久磁石２４として、弱め界磁のときに鎖交させる磁束数の磁石を使用したとしても、電機子コイル１１に供給する電流に重畳される高調波によって必要な磁束数をステータ１０に鎖交させることができる。これにより、ロータ２０の界磁量を強めることができる。したがって、磁石量を削減させたり、残留磁束密度の低い安価な磁石を使用したりしてもトルクを確保することができ、回転電機１のコストを低減させることができる。 From this, when the rotation speed of the rotor 20 is high and a field weakening is required, the above-mentioned sine wave excitation is performed, and when the rotation speed of the rotor 20 is low and a high torque is required, the above-mentioned harmonic superimposition excitation is performed. As shown in FIG. 10, even if a magnet having a magnetic flux number to be interlocked at the time of field weakening is used as the permanent magnet 24, the number of magnetic fluxes required by the harmonics superimposed on the current supplied to the armature coil 11. Can be interlocked with the stator 10. As a result, the field amount of the rotor 20 can be increased. Therefore, the torque can be secured even if the amount of magnets is reduced or an inexpensive magnet having a low residual magnetic flux density is used, and the cost of the rotary electric machine 1 can be reduced.

さらに、弱め界磁を不要とすることができ、高回転時の出力増加と効率向上を図ることができる。加えて、弱め界磁磁束によって発生する高調波を無くすことができ、電磁振動を大幅に低減させることができる。 Further, the field weakening can be eliminated, and the output can be increased and the efficiency can be improved at high rotation speed. In addition, harmonics generated by the field weakening magnetic flux can be eliminated, and electromagnetic vibration can be significantly reduced.

また、磁路部材２５が永久磁石２４の径方向の内方側にも設けられているため、可変界磁コイル２６による磁束がロータ２０の内部にまで通りやすくなり、誘導磁束の磁束数を増加させることができる。 Further, since the magnetic path member 25 is also provided on the inner side in the radial direction of the permanent magnet 24, the magnetic flux due to the variable field coil 26 can easily pass through the inside of the rotor 20, and the number of magnetic fluxes of the induced magnetic flux is increased. Can be made to.

（他の態様）
本実施形態の他の態様としては、図１１に示すように、磁路部材２５の内包部２５ａと延伸部２５ｂを連結させた構成とする。 (Other aspects)
As another aspect of the present embodiment, as shown in FIG. 11, the inclusion portion 25a and the extension portion 25b of the magnetic path member 25 are connected to each other.

このようにすることで、図１１（ａ）に示すように、永久磁石２４の磁束の一部が漏れ磁束として磁路部材２５内を短絡する。これにより、永久磁石２４の磁束のうち漏れ磁束を除いた磁束がステータ１０に鎖交する。すなわち、永久磁石２４からステータ１０に鎖交する磁束の磁束量が抑えられる。 By doing so, as shown in FIG. 11A, a part of the magnetic flux of the permanent magnet 24 is short-circuited in the magnetic path member 25 as a leakage flux. As a result, the magnetic flux of the permanent magnet 24 excluding the leakage flux is interlinked with the stator 10. That is, the amount of magnetic flux interlinking from the permanent magnet 24 to the stator 10 is suppressed.

また、電機子コイル１１に供給される電流に高調波を重畳させて可変界磁コイル２６に直流電流を供給させて、図１１（ｂ）に示すように、永久磁石２４の漏れ磁束の方向とは反対方向の遮蔽磁束を発生させるように構成する。 Further, a harmonic is superimposed on the current supplied to the armature coil 11 to supply a direct current to the variable field coil 26, and as shown in FIG. 11B, the direction of the leakage magnetic flux of the permanent magnet 24 Is configured to generate a shielding magnetic flux in the opposite direction.

このようにすることで、トルクが必要な場合には電機子コイル１１に供給される電流に高調波を重畳させて遮蔽磁束を発生させ、図１１（ｃ）に示すように、磁路部材２５内を短絡していた永久磁石２４の漏れ磁束を無くすことができる。 By doing so, when torque is required, a harmonic is superimposed on the current supplied to the armature coil 11 to generate a shielding magnetic flux, and as shown in FIG. 11C, the magnetic path member 25 is generated. It is possible to eliminate the leakage flux of the permanent magnet 24 that has short-circuited the inside.

これにより、永久磁石２４の磁束の全てがステータ１０に鎖交する。さらに、可変界磁コイル２６に供給される直流電流が大きければ、可変界磁コイル２６によって発生した遮蔽磁束が永久磁石２４の磁束に加えられてステータ１０に鎖交する。 As a result, all of the magnetic flux of the permanent magnet 24 is interlinked with the stator 10. Further, if the direct current supplied to the variable field coil 26 is large, the shielding magnetic flux generated by the variable field coil 26 is applied to the magnetic flux of the permanent magnet 24 and interlinks with the stator 10.

このように、永久磁石２４からステータ１０に鎖交する磁束の磁束量を増加させることができる。 In this way, the amount of magnetic flux of the magnetic flux interlinking from the permanent magnet 24 to the stator 10 can be increased.

図１２は、誘導コイル２８と可変界磁コイル２６を開放（切断）してｑ軸電流に高調波を重畳しないsin波の電流を電機子コイル１１に供給した場合と、誘導コイル２８と可変界磁コイル２６を結線してｑ軸電流に高調波を重畳した電流を電機子コイル１１に供給した場合の回転電機１の平均トルク[Nm]の違いを示したグラフである。 FIG. 12 shows a case where the induction coil 28 and the variable field coil 26 are opened (cut) and a sin wave current that does not superimpose a harmonic on the q-axis current is supplied to the armature coil 11, and a case where the induction coil 28 and the variable field are supplied. It is a graph which showed the difference of the average torque [Nm] of the rotating electric machine 1 when the magnetic coil 26 was connected and the current which superimposed the harmonic on the q-axis current was supplied to the armature coil 11.

誘導コイル２８と可変界磁コイル２６を結線してｑ軸電流に高調波を重畳した電流を電機子コイル１１に供給すると、トルクが向上していることが分かる。ロータ２０の構造が順突極形のため、電流位相角βが遅角（電流位相角βはｑ軸基準）しているときに最大トルクとなる。 It can be seen that the torque is improved when the induction coil 28 and the variable field coil 26 are connected and a current in which harmonics are superimposed on the q-axis current is supplied to the armature coil 11. Since the structure of the rotor 20 is a forward projecting pole type, the maximum torque is obtained when the current phase angle β is retarded (the current phase angle β is based on the q-axis).

また、電機子コイル１１に供給される電流に重畳される高調波電流の周波数や振幅を変更することで、誘導コイル２８に鎖交する磁束量を変えることができる。これにより、可変界磁コイル２６に供給される電流の大きさを変えることができる。このため、可変界磁コイル２６で発生する遮蔽磁束の磁束量を変えることができ、ロータ２０の強め界磁量を可変とすることが可能となる。 Further, by changing the frequency and amplitude of the harmonic current superimposed on the current supplied to the armature coil 11, the amount of magnetic flux interlinking with the induction coil 28 can be changed. Thereby, the magnitude of the current supplied to the variable field coil 26 can be changed. Therefore, the magnetic flux amount of the shielding magnetic flux generated by the variable field coil 26 can be changed, and the strengthened field amount of the rotor 20 can be made variable.

図１３は、表のようにステータ１０の電機子コイル１１に供給される電流に重畳される高調波電流の振幅Ｉq ac[A]と周波数ｆq[Hz]を変えた場合の平均トルク[Nm]と可変界磁コイル２６に供給される電流の平均値[A]を示したグラフである。 FIG. 13 shows the average torque [Nm] when the amplitude Iq ac [A] and the frequency fq [Hz] of the harmonic current superimposed on the current supplied to the armature coil 11 of the stator 10 are changed as shown in the table. It is a graph which showed the average value [A] of the current supplied to the variable field coil 26.

電機子コイル１１に供給される電流に重畳される高調波電流の周波数や振幅を変更することで、可変界磁コイル２６に供給される電流が変化することが分かる。これに伴い、回転電機１の平均トルクも変化することが分かる。 It can be seen that the current supplied to the variable field coil 26 changes by changing the frequency and amplitude of the harmonic current superimposed on the current supplied to the armature coil 11. It can be seen that the average torque of the rotary electric machine 1 also changes accordingly.

このように、本実施形態の他の態様によれば、弱め界磁を不要とすることができ、高回転時の出力増加と効率向上を図ることができる。加えて、弱め界磁磁束によって発生する高調波を無くすことができ、電磁振動を大幅に低減させることができる。 As described above, according to another aspect of the present embodiment, it is possible to eliminate the need for field weakening, and it is possible to increase the output and improve the efficiency at high rotation speeds. In addition, harmonics generated by the field weakening magnetic flux can be eliminated, and electromagnetic vibration can be significantly reduced.

以上のように、本実施形態の回転電機１によれば、電機子コイル１１に流れる電流に重畳された高調波電流を誘導コイル２８に鎖交させることにより誘導電流を発生させ、その誘導電流を整流回路３０で整流して可変界磁コイル２６に供給する。これにより、ロータ２０の界磁量を強める磁束が、磁路部材２５の延伸部２５ｂから内包部２５ａに流れるため、ロータ２０の界磁量を調整することができる。 As described above, according to the rotary electric machine 1 of the present embodiment, an induced current is generated by interlinking the harmonic current superimposed on the current flowing through the armature coil 11 with the induction coil 28, and the induced current is generated. It is rectified by the rectifying circuit 30 and supplied to the variable field coil 26. As a result, the magnetic flux that strengthens the field amount of the rotor 20 flows from the extending portion 25b of the magnetic path member 25 to the inclusion portion 25a, so that the field amount of the rotor 20 can be adjusted.

また、電機子コイル１１に流れる電流に重畳される高調波電流の周波数や振幅を変えることで誘導コイル２８に発生する誘導電流の大きさを変えて、ロータ２０の強め界磁量を変えることができる。 Further, the magnitude of the induced current generated in the induction coil 28 can be changed by changing the frequency and amplitude of the harmonic current superimposed on the current flowing through the armature coil 11, and the strengthening field amount of the rotor 20 can be changed. it can.

回転電機１は、例えば車載用の電動機、風力発電用の発電機や工作機械用の電動機として好適に採用することができる。 The rotary electric machine 1 can be suitably adopted as, for example, an in-vehicle electric motor, a generator for wind power generation, or an electric motor for a machine tool.

なお、本実施形態では、電機子コイル１１は分布巻によりステータティース１３に巻き回されているが、集中巻によりステータティース１３に巻き回されてもよい。 In the present embodiment, the armature coil 11 is wound around the stator teeth 13 by distributed winding, but may be wound around the stator teeth 13 by concentrated winding.

本発明の実施形態を開示したが、当業者によっては本発明の範囲を逸脱することなく変更が加えられうることは明白である。すべてのこのような修正及び等価物が次の請求項に含まれることが意図されている。 Although embodiments of the present invention have been disclosed, it will be apparent to those skilled in the art that modifications may be made without departing from the scope of the invention. All such modifications and equivalents are intended to be included in the following claims.

１ 回転電機
１０ ステータ
１１ 電機子コイル
２０ ロータ
２２ 補極部
２３ 突極部
２４ 永久磁石
２４ａ 側面
２５ 磁路部材
２５ａ 内包部
２５ｂ 延伸部
２６ 可変界磁コイル
２８ 誘導コイル
３０ 整流回路 1 Rotating electric machine 10 stator 11 armature coil 20 rotor 22 auxiliary pole part 23 salient pole part 24 permanent magnet 24a side surface 25 magnetic path member 25a inclusion part 25b extension part 26 variable field coil 28 induction coil 30 rectifier circuit

Claims (3)

通電により磁束を発生させる電機子コイルを有するステータと、前記磁束の通過により回転するロータと、を備えた回転電機であって、
前記ロータは、
永久磁石及び磁束を導く磁路部材を有する複数の突極部と、
前記ステータ側で発生した磁束に基づいて誘導電流を発生する誘導コイルが巻かれた複数の補極部と、
前記誘導コイルで発生した誘導電流に基づいて前記ロータから前記ステータへ鎖交する磁束の磁束量を調整可能な可変界磁コイルと、を有し、
前記磁路部材は、前記永久磁石の周囲で周方向に対して垂直な平面内に、環状に形成され、前記突極部に内包される内包部と、前記突極部から軸方向に延伸された延伸部とを有し、
前記可変界磁コイルは、前記磁路部材の延伸部に設けられており、
前記補極部は、隣接する前記突極部の間に空隙を介して配置されており、
前記内包部の軸方向の両側の端面と前記延伸部の前記突極部側の端面との間には、所定の大きさのギャップが形成されており、
前記ギャップは、前記可変界磁コイルに直流電流が供給されていないときには、前記永久磁石から前記ロータの軸方向に漏れる磁束が前記内包部から前記延伸部に流れることがない、又は流れても微量となるような大きさであって、
前記ギャップは、前記可変界磁コイルに直流電流が供給されているときには、前記ロータの界磁量を強める磁束が前記延伸部から前記内包部に流れるような大きさに設定されており、
前記可変界磁コイルは、前記ロータの界磁量を強める方向へ磁束が流れるように、前記延伸部に対して巻き回されている回転電機。 A rotary electric machine including a stator having an armature coil that generates magnetic flux by energization and a rotor that rotates by passing the magnetic flux.
The rotor
A plurality of salient poles having a permanent magnet and a magnetic path member for guiding magnetic flux,
A plurality of auxiliary poles around which an induction coil that generates an induced current based on the magnetic flux generated on the stator side is wound.
It has a variable field coil whose amount of magnetic flux interlinking from the rotor to the stator can be adjusted based on the induced current generated by the induction coil.
The magnetic path member is formed in an annular shape around the permanent magnet in a plane perpendicular to the circumferential direction, and is included in the salient pole portion and extends axially from the salient pole portion. Has a stretched part
The variable field coil is provided in the extension portion of the magnetic path member, and is provided.
The auxiliary pole portion is arranged between the adjacent pole portions via a gap .
A gap having a predetermined size is formed between the end faces on both sides of the inclusion portion in the axial direction and the end faces on the salient pole side of the extension portion.
In the gap, when a direct current is not supplied to the variable field coil, the magnetic flux leaking from the permanent magnet in the axial direction of the rotor does not flow from the inclusion portion to the extension portion, or even if it does flow, it is very small. The size is such that
The gap is set to a size such that when a direct current is supplied to the variable field coil, a magnetic flux that strengthens the field amount of the rotor flows from the stretched portion to the included portion.
The variable field coil is a rotary electric machine that is wound around the stretched portion so that magnetic flux flows in a direction that strengthens the field amount of the rotor . 前記電機子コイルに供給される電流に高調波電流を重畳させることにより前記誘導コイルに前記誘導電流を発生させる請求項１に記載の回転電機。 The rotary electric machine according to claim 1, wherein the induced current is generated in the induction coil by superimposing a harmonic current on the current supplied to the armature coil. 前記高調波電流の周波数及び振幅の少なくともいずれか一方を変更することで前記誘導コイルに発生する前記誘導電流を変更する請求項２に記載の回転電機。 The rotary electric machine according to claim 2, wherein the induced current generated in the induction coil is changed by changing at least one of the frequency and the amplitude of the harmonic current.

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