JP6777193B2 - Switching circuit equipment - Google Patents
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Description
本発明は、スイッチング回路装置に関するものである。 The present invention relates to a switching circuit device.
ＩＧＢＴなどのスイッチング素子（Ｔ）のゲート−エミッタ間にキャパシタを集積化させ、又は、ゲート基板にキャパシタを形成することにより、ゲート抵抗ＲＧの抵抗値を低くしても、過大なｄＩ／ｄｔ、ｄＶ／ｄｔを発生しないようにする半導体装置が開示されている（特許文献１）。 Even if the resistance value of the gate resistance RG is lowered by integrating a capacitor between the gate and the emitter of a switching element (T) such as an IGBT, or by forming a capacitor on the gate substrate, excessive dI / dt, A semiconductor device that prevents dV / dt from being generated is disclosed (Patent Document 1).
しかしながら、上記半導体装置の回路構成では、スイッチング速度の高速化に伴って発生するノイズを十分に抑制できないという問題がある。 However, the circuit configuration of the semiconductor device has a problem that the noise generated by increasing the switching speed cannot be sufficiently suppressed.
本発明が解決しようとする課題は、スイッチング速度の高速化に伴って発生するノイズを抑制できるスイッチング回路装置を提供することである。 An object to be solved by the present invention is to provide a switching circuit device capable of suppressing noise generated as a result of increasing the switching speed.
本発明は、主回路スイッチング素子の制御電極と高電位側電極との間に、高電位側コンデンサを電気的に接続し、主回路スイッチング素子の制御電極と低電位側電極との間に、低電位側コンデンサを電気的に接続し、制御電極に電気的に接続される容量調整スイッチング素子を、高電位側コンデンサ及び低電位側コンデンサのうち少なくともいずれか一方のコンデンサに対して直列に接続することによって上記課題を解決する。 In the present invention, a high potential side capacitor is electrically connected between the control electrode of the main circuit switching element and the high potential side electrode, and the low potential side capacitor is electrically connected between the control electrode of the main circuit switching element and the low potential side electrode. The potential side capacitor is electrically connected, and the capacitance adjusting switching element electrically connected to the control electrode is connected in series to at least one of the high potential side capacitor and the low potential side capacitor. To solve the above problems.
本発明によれば、主回路スイッチング素子が駆動するときの容量を調整できるため、サージの低減によりノイズの発生を抑制できるという効果を奏する。 According to the present invention, since the capacitance when the main circuit switching element is driven can be adjusted, it is possible to suppress the generation of noise by reducing the surge.
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
《第１実施形態》
図１は、本発明の実施形態に係るスイッチング回路装置の回路図である。本実施形態に係るスイッチング回路装置は、電力変換回路等に含まれるスイッチング素子を駆動するための駆動回路であって、電力変換装置等の装置に適用される。
<< First Embodiment >>
FIG. 1 is a circuit diagram of a switching circuit device according to an embodiment of the present invention. The switching circuit device according to the present embodiment is a drive circuit for driving a switching element included in a power conversion circuit or the like, and is applied to a device such as a power conversion device.
スイッチング回路装置は、主回路スイッチング素子１、コンデンサ２、コンデンサ３、切替用スイッチング素子４、信号発生器１０、及びコントローラ２０を備えている。
The switching circuit device includes a main
主回路スイッチング素子１は、主回路を構成する回路素子である。主回路は、スイッチング素子回路装置に適用される装置の主要部分の回路である。例えば、スイッチング回路装置を電力変換装置に適用した場合には、主回路スイッチング素子１は、電力変換回路に含まれるスイッチング素子に相当する。主回路スイッチング素子１は、制御電極、高電位側電極、及び低電位側電極を有している。制御電極は、制御信号を送信する配線により、信号発生器１０に接続されている。高電位側電極及び低電位側電極は、主回路用の配線に接続されている。
The main
主回路スイッチング素子１は、ＭＯＳＦＥＴ等の半導体素子である。なお、本実施形態では、主回路スイッチング素子１にＭＯＳＦＥＴが使用されており、制御電極はゲート端子Ｇに相当し、高電位側電極はドレイン端子Ｄに相当し、低電位電極はソース端子Ｓに相当する。また、主回路スイッチング素子１には、ＳｉＣやＧａＮ等のワイドバンドギャップ半導体が用いられる。これにより、高速スイッチング動作を可能としつつ、スイッチング損失を低減できる。
The main
コンデンサ２は、主回路スイッチング素子１のゲート−ドレイン間の容量を調整するためのコンデンサである。コンデンサ２は、ゲート端子Ｇとドレイン端子Ｄとの間に、電気的に接続されている。
The
コンデンサ３は、主回路スイッチング素子１のゲート−ソース間の容量を調整するためのコンデンサである。コンデンサ３は、ゲート端子Ｇとソース端子Ｓとの間に、電気的に接続されている。コンデンサ２の容量は、コンデンサ３の容量より大きい。
The
切替用スイッチング素子４は、主回路スイッチング素子１のゲート容量を調整するためのスイッチング素子である。また、切替用スイッチング素子４は、主回路スイッチング素子１のゲート−ドレイン間に接続されたバイパスラインの導通及び遮断を切り替えるためのスイッチ素子である。バイパスラインは、コンデンサ２を含み、主回路スイッチング素子１のゲート端子Ｇとドレイン端子Ｄとの間を接続する。切替用スイッチング素子４は、主回路スイッチング素子１のゲート端子Ｇとドレイン端子Ｄとの間で、コンデンサ２に対して直列に接続されている。切替用スイッチング素子４は、ＭＯＳＦＥＴ等の半導体素子である。なお、本実施形態では、切替用スイッチング素子４にＭＯＳＦＥＴが使用されている。切替用スイッチング素子４のゲート端子は、信号発生器１０に配線で接続されている。
The
主回路スイッチング素子１のドレイン−ソース間の電流経路のソース側には、信号発生器１０のグランド用の配線が接続されている。
The ground wiring of the
信号発生器１０は、コントローラ２０の制御に基づき、スイッチング信号を生成して、当該スイッチング信号を、主回路スイッチング素子１のゲート端子及び切替用スイッチング素子４のゲート端子に送信する。
The
コントローラ２０は、主回路スイッチング素子１のオン、オフと、切替用スイッチング素子４のオン、オフを切り替える制御回路である。
The
次に、本実施形態に係るスイッチング回路装置の動作について、図２を用いて説明する。図２は、主回路スイッチング素子１の動作のタイムチャート、及び、切替用スイッチング素子４の動作のタイムチャートを示すグラフである。図２のグラフの横軸は時間を示し、縦軸は各スイッチング素子の状態を示している。
Next, the operation of the switching circuit device according to the present embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 2 is a graph showing an operation time chart of the main
初期状態として、主回路スイッチング素子１はオン状態であり、切替用スイッチング素子４はオン状態である。時間ｔ１の時点で、コントローラ２０は、切替用スイッチング素子４をオン状態で維持しつつ、主回路スイッチング素子１をターンオフさせる。
As an initial state, the main
切替用スイッチング素子４をオンにした状態では、主回路スイッチング素子１のドレイン−ゲート間がコンデンサ２を介して導通した状態となるため、ドレイン−ゲート間の容量が大きくなる。そのため、主回路スイッチング素子１のターンオフ時に、コンデンサ２を含むバイパスラインが微分回路として作用する。この微分回路によって、ドレイン−ソース間の電圧変化に対して、ゲート電圧の低下が抑制される。主回路スイッチング素子１のターンオフ時には、高速なスイッチング動作によってドレイン−ソース間の電圧変化量が大きくなるが、ドレイン−ゲート間の微分回路の作用によってゲートの電荷の放電が抑制される。これにより、スイッチング速度が抑制され、サージの発生が抑制される。
When the
時間ｔ１から時間ｔ２までの間に、コントローラ２０は、切替用スイッチング素子４をオンからオフに切り替える。
During the time t 1 to the time t 2 , the
時間ｔ３の直前に、コントローラ２０は、主回路スイッチング素子１のオフ状態を維持しつつ、切替用スイッチング素子４のオン動作を開始する。時間ｔ３の時点で、切替用スイッチング素子４は、オフからオンへの過渡状態である。過渡状態は、スイッチング素子のオン状態の開始からスイッチング素子のオン状態になるまでの過渡的な状態（遷移状態）を示している。切替用スイッチング素子４のオン動作は、時間ｔ３から時間ｔ４の間に終了する。
Just prior to time t 3, the
時間ｔ４の時点で、コントローラ２０は、切替用スイッチング素子４をオン状態で維持しつつ、主回路スイッチング素子１をターンオンさせる。
At time t 4, the
主回路スイッチング素子１のゲート−ソース間の電圧は、主回路スイッチング素子１のゲート−ドレイン間の容量と主回路スイッチング素子１のゲート−ソース間の容量との容量比に分圧された電圧となる。主回路スイッチング素子１をターンオンさせる時に、切替用スイッチング素子４はオンになっているため、ゲート−ドレイン間の容量は、切替用スイッチング素子４のオフ時の容量と比較して、大きくなる。そのため、ドレイン−ソース間の容量比で分圧されたゲート−ソース間の電圧が高くなる。これにより、主回路スイッチング素子１のターンオン時に、スイッチング速度が高速化し、スイッチング損失が低減される。
The voltage between the gate and source of the main
コントローラ２０は、時間ｔ５、ｔ６、ｔ７、ｔ８の時点で、時間ｔ１、ｔ２、ｔ３、ｔ４の時点と同様なそれぞれのスイッチング制御で、主回路スイッチング素子１及び切替用スイッチング素子４を制御する。なお、時間ｔ８以降のスイッチング制御は、時間ｔ１、ｔ２、ｔ３、ｔ４と同様である。
The
上記のように、本実施形態では、主回路スイッチング素子１の制御電極と高電位側電極との間にコンデンサ２を電気的に接続し、主回路スイッチング素子１の制御電極と低電位側電極との間にコンデンサ３を電気的に接続し、主回路スイッチング素子１の制御電極に切替用スイッチング素子４を電気的に接続しつつ、コンデンサ２に対して直列に切替用スイッチング素子４を接続している。これにより、主回路スイッチング素子１を駆動させる際に、切替用スイッチング素子４のスイッチング制御によって、主回路スイッチング素子１のゲート容量を調整できるため、サージを低減できる。そして、サージの低減により、主回路の電流経路における電流振幅のリンギング及び電圧振幅のリンギングを抑制できる。その結果として、ノイズの発生を抑制できる。
As described above, in the present embodiment, the
ところで、主回路スイッチング素子１のスイッチング速度を高めた場合には、主回路の共振ノイズが発生し易い。本実施形態では、ゲート−ドレイン間に接続されたコンデンサ２と切替用スイッチング素子４との直列回路により、ノイズ発生源となるサージを抑制できる。また、本実施形態に係るスイッチング制御装置は、発生した共振ノイズを吸収できる。その結果として、ノイズを抑制することができる。
By the way, when the switching speed of the main
また本実施形態では、主回路スイッチング素子１に、酸化膜等の絶縁膜を有したゲート構造をもつ素子（例えばＭＯＳＦＥＴ等）を用いている。このような構造では、寄生容量等によりゲート電圧が高電位になり易いが、上記の回路構成によって、ゲート電位を抑制することができる。その結果として、ゲート構造に含まれる絶縁膜を保護することができる。
Further, in the present embodiment, an element having a gate structure (for example, MOSFET or the like) having an insulating film such as an oxide film is used for the main
また本実施形態では、切替用スイッチング素子４をオンにした状態で、主回路スイッチング素子１をターンオフさせる。これにより、主回路スイッチング素子１のゲート−ソース間の容量が大きくなるため、微分回路により、主回路スイッチング素子１のドレイン−ソース間の電圧変化に対して主回路スイッチング素子１のゲート電圧の低下が抑制される。その結果として、一定の速度以上のスイッチング動作を抑制しつつ、サージの発生を抑制しノイズを抑制できる。
Further, in the present embodiment, the main
また本実施形態では、切替用スイッチング素子４をオンにした状態で、主回路スイッチング素子１をターンオンさせる。これにより、主回路スイッチング素子１のゲート−ドレイン間の容量が大きくなり、主回路スイッチング素子１をターンオンさせる際に、ゲート−ソース間の電圧が高くなるため、ターンオン時のスイッチング速度を高速化させることができ、スイッチング素子の損失を低減できる。
Further, in the present embodiment, the main
また本実施形態では、コンデンサ２の容量がコンデンサ３の容量より大きくなっている。これにより、主回路スイッチング素子１のターンオフ時に、サージの発生を抑制できる。
Further, in the present embodiment, the capacity of the
上記のコンデンサ２が本発明の「高電位側コンデンサ」に相当し、コンデンサ３が本発明の「低電位側コンデンサ」に相当し、切替用スイッチング素子４が本発明の「容量調整スイッチング素子」に相当する。
The above-mentioned
《第２実施形態》
図３は、発明の他の実施形態に係るスイッチング回路装置の回路図である。本例では上述した第１実施形態に対して、切替用スイッチング素子４の接続位置と、コンデンサ２、３の容量が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであり、その記載を援用する。
<< Second Embodiment >>
FIG. 3 is a circuit diagram of a switching circuit device according to another embodiment of the invention. In this example, the connection position of the
コンデンサ２、３の接続位置は、第１実施形態に係るスイッチング回路装置と同様である。コンデンサ３の容量は、コンデンサ２の容量より大きい。
The connection positions of the
切替用スイッチング素子４は、主回路スイッチング素子１のゲート端子Ｇとソース端子Ｓとの間で、コンデンサ３に対して直列に接続されている。
The
次に、本実施形態に係るスイッチング回路装置の動作について、図３を用いて説明する。図３は、主回路スイッチング素子１の動作のタイムチャート、及び、切替用スイッチング素子４の動作のタイムチャートを示すグラフである。図３のグラフの横軸は時間を示し、縦軸は各スイッチング素子の状態を示している。
Next, the operation of the switching circuit device according to the present embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 3 is a graph showing an operation time chart of the main
初期状態として、主回路スイッチング素子１はオン状態であり、切替用スイッチング素子４はオフ状態である。時間ｔ１の時点で、コントローラ２０は、切替用スイッチング素子４をオフ状態で維持しつつ、主回路スイッチング素子１をターンオフさせる。
As an initial state, the main
切替用スイッチング素子４をオフにした場合には、ゲート−ソース間の容量が小さくなり、主回路スイッチング素子１のターンオン時に、コンデンサ２を含むバイパスラインが微分回路として作用する。この微分回路によって、ドレイン−ソース間の電圧変化に対して、ゲート電圧の低下が抑制される。主回路スイッチング素子１のターンオフ時には、高速なスイッチング動作によってドレイン−ソース間の電圧変化量が大きくなるが、ドレイン−ゲート間の微分回路の作用によってゲートの電荷の放電が抑制される。これにより、スイッチング速度が抑制され、サージの発生が抑制される。
When the
時間ｔ１から時間ｔ２までの間に、コントローラ２０は、切替用スイッチング素子４をオフからオンに切り替える。
During the time t 1 to the time t 2 , the
時間ｔ３の直前に、コントローラ２０は、主回路スイッチング素子１のオフ状態を維持しつつ、切替用スイッチング素子４のオフ動作を開始する。時間ｔ３の時点で、切替用スイッチング素子４は、オンからオフへの過渡的な状態である。過渡状態は、スイッチング素子のオフ状態の開始からスイッチング素子のオフ状態になるまでの状態（遷移状態）を示している。切替用スイッチング素子４のオフ動作は、時間ｔ３から時間ｔ４の間に終了する。
Just prior to time t 3, the
時間ｔ４の時点で、コントローラ２０は、切替用スイッチング素子４をオフ状態で維持しつつ、主回路スイッチング素子１をターンオンさせる。
At time t 4, the
主回路スイッチング素子１をターンオンさせる時に、切替用スイッチング素子４はオフになっているため、ゲート−ソース間の容量は、切替用スイッチング素子４のオン時の容量と比較して、小さくなる。そのため、ドレイン−ソース間の容量比で分圧されたゲート−ソース間の電圧が高くなる。これにより、主回路スイッチング素子１のターンオン時に、スイッチング速度が高速化し、スイッチング損失が低減される。
Since the
コントローラ２０は、時間ｔ５、ｔ６、ｔ７、ｔ８の時点で、時間ｔ１、ｔ２、ｔ３、ｔ４の時点と同様なそれぞれのスイッチング制御で、主回路スイッチング素子１及び切替用スイッチング素子４を制御する。なお、時間ｔ８以降のスイッチング制御は、時間ｔ１、ｔ２、ｔ３、ｔ４と同様である。
The
上記のように、本実施形態では、主回路スイッチング素子１の制御電極に切替用スイッチング素子４を電気的に接続しつつ、コンデンサ３に対して直列に切替用スイッチング素子４を接続している。これにより、主回路スイッチング素子１を駆動させる際に、切替用スイッチング素子４のスイッチング制御によって、主回路スイッチング素子１のゲート容量を調整できるため、サージを低減できる。そして、サージの低減により、主回路の電流経路における電流振幅のリンギング及び電圧振幅のリンギングを抑制できる。その結果として、ノイズの発生を抑制できる。
As described above, in the present embodiment, the
また本実施形態では、切替用スイッチング素子４をオフにした状態で、主回路スイッチング素子１をターンオフさせる。これにより、主回路スイッチング素子１のゲート−ソース間の容量が小さくなるため、微分回路により、主回路スイッチング素子１のドレイン−ソース間の電圧変化に対して主回路スイッチング素子１のゲート電圧の低下が抑制される。その結果として、一定の速度以上のスイッチング動作を抑制しつつ、サージの発生を抑制しノイズを抑制できる。
Further, in the present embodiment, the main
また本実施形態では、切替用スイッチング素子４をオフにした状態で、主回路スイッチング素子１をターンオンさせる。これにより、主回路スイッチング素子１のゲート−ソース間の容量が小さくなり、主回路スイッチング素子１をターンオンさせる際には、ゲート−ソース間の電圧が高くなるため、ターンオン時のスイッチング速度を高速化させることができ、スイッチング素子の損失を低減できる。
Further, in the present embodiment, the main
また本実施形態では、コンデンサ３の容量がコンデンサ２の容量より大きくなっている。これにより、主回路スイッチング素子１のターンオフ時に、サージの発生を抑制できる。
Further, in the present embodiment, the capacity of the
《第３実施形態》
図５は、発明の他の実施形態に係るスイッチング回路装置の回路図である。本例では上述した第１実施形態に対して、主回路スイッチング素子１のゲート−ドレイン間、及び、ゲート−ソース間に、切替用スイッチング素子４の接続位置をそれぞれ接続する点が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであり、第１実施形態及び第２実施形態の記載を、適宜援用する。
<< Third Embodiment >>
FIG. 5 is a circuit diagram of a switching circuit device according to another embodiment of the invention. This example is different from the first embodiment described above in that the connection position of the
切替用スイッチング素子４Ａは、主回路スイッチング素子１のゲート端子Ｇとドレイン端子Ｄとの間で、コンデンサ２に対して直列に接続されている。切替用スイッチング素子４Ｂは、主回路スイッチング素子１のゲート端子Ｇとソース端子Ｓとの間で、コンデンサ３に対して直列に接続されている。切替用スイッチング素子４Ａ、４Ｂは、第１実施形態又は第２実施形態に係る切替用スイッチング素子４と同様の素子である。
The
次に、本実施形態に係るスイッチング回路装置の動作について、図６を用いて説明する。図６は、主回路スイッチング素子１の動作のタイムチャート、及び、切替用スイッチング素子４Ａ、４Ｂの動作のタイムチャートを示すグラフである。図６のグラフの横軸は時間を示し、縦軸は各スイッチング素子の状態を示している。
Next, the operation of the switching circuit device according to the present embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 6 is a graph showing an operation time chart of the main
初期状態として、主回路スイッチング素子１はオン状態であり、切替用スイッチング素子４Ａはオン状態であり、切替用スイッチング素子４Ｂはオフ状態である。時間ｔ１の時点で、コントローラ２０は、切替用スイッチング素子４Ａをオン状態で、切替用スイッチング素子４Ｂをオフ状態で維持しつつ、主回路スイッチング素子１をターンオフさせる。
As an initial state, the main
切替用スイッチング素子４Ａをオンにし、切替用スイッチング素子４Ｂをオフにした場合には、ゲート−ドレイン間の容量は大きく、ゲート−ソース間の容量は小さくなる。そのため、主回路スイッチング素子１のターンオン時に、コンデンサ２を含むバイパスラインが微分回路として作用する。この微分回路によって、ドレイン−ソース間の電圧変化に対して、ゲート電圧の低下が抑制される。主回路スイッチング素子１のターンオフ時には、高速なスイッチング動作によってドレイン−ソース間の電圧変化量が大きくなるが、ドレイン−ゲート間の微分回路の作用によってゲートの電荷の放電が抑制される。これにより、スイッチング速度が抑制され、サージの発生が抑制される。
When the
時間ｔ１から時間ｔ２までの間に、コントローラ２０は、切替用スイッチング素子４Ａをオンからオフに切り替え、切替用スイッチング素子４Ｂをオフからオンに切り替える。
During the time t 1 to the time t 2 , the
時間ｔ３の直前に、コントローラ２０は、主回路スイッチング素子１のオフ状態を維持しつつ、切替用スイッチング素子４Ａのオン動作及び切替用スイッチング素子４Ｂのオフ動作を開始する。時間ｔ３の時点で、切替用スイッチング素子４Ａはオフからオンへの過渡的な状態であり、切替用スイッチング素子４Ｂはオンからオフへの過渡的な状態である。切替用スイッチング素子４Ａのオン動作及び切替用スイッチング素子４Ｂのオフ動作は、時間ｔ３から時間ｔ４の間に終了する。
Just prior to time t 3, the
時間ｔ４の時点で、コントローラ２０は、切替用スイッチング素子４Ａをオン状態で維持し、かつ、切替用スイッチング素子４Ｂをオフ状態で維持しつつ、主回路スイッチング素子１をターンオンさせる。
At time t 4, the
主回路スイッチング素子１をターンオンさせる時に、切替用スイッチング素子４Ａはオンになっているため、ゲート−ドレイン間の容量は、切替用スイッチング素子４のオフ時の容量と比較して、大きくなる。また、主回路スイッチング素子１をターンオンさせる時に、切替用スイッチング素子４Ｂはオフになっているため、ゲート−ソース間の容量は、切替用スイッチング素子４Ｂのオン時の容量と比較して、小さくなる。そのため、ドレイン−ソース間の容量比で分圧されたゲート−ソース間の電圧が高くなる。これにより、主回路スイッチング素子１のターンオン時に、スイッチング速度が高速化し、スイッチング損失が低減される。
Since the
コントローラ２０は、時間ｔ５、ｔ６、ｔ７、ｔ８の時点で、時間ｔ１、ｔ２、ｔ３、ｔ４の時点と同様なそれぞれのスイッチング制御で、主回路スイッチング素子１及び切替用スイッチング素子４Ａ、４Ｂを制御する。なお、時間ｔ８以降のスイッチング制御は、時間ｔ１、ｔ２、ｔ３、ｔ４と同様である。
The
上記のように、本実施形態では、主回路スイッチング素子１の制御電極に切替用スイッチング素子４を電気的に接続しつつ、コンデンサ２に対して直列に切替用スイッチング素子４Ａを接続し、コンデンサ３に対して直列に切替用スイッチング素子４Ｂを接続している。これにより、主回路スイッチング素子１を駆動させる際に、切替用スイッチング素子４Ａ，４Ｂのスイッチング制御によって、主回路スイッチング素子１のゲート容量を調整できるため、サージを低減できる。そして、サージの低減により、主回路の電流経路における電流振幅のリンギング及び電圧振幅のリンギングを抑制できる。その結果として、ノイズの発生を抑制できる。
As described above, in the present embodiment, the
また本実施形態では、切替用スイッチング素子４Ａをオンにし、切替用スイッチング素子４Ｂをオフにした状態で、主回路スイッチング素子１をターンオフさせる。これにより、主回路スイッチング素子１のゲート−ドレイン間の容量が大きくなり、ゲート−ソース間の容量が小さくなるため、微分回路により、主回路スイッチング素子１のドレイン−ソース間の電圧変化に対して主回路スイッチング素子１のゲート電圧の低下が抑制される。その結果として、一定の速度以上のスイッチング動作を抑制しつつ、サージの発生を抑制しノイズを抑制できる。
Further, in the present embodiment, the main
また本実施形態では、切替用スイッチング素子４Ａをオンにし、切替用スイッチング素子４Ｂをオフにした状態で、主回路スイッチング素子１をターンオンさせる。これにより、主回路スイッチング素子１のゲート−ドレイン間の容量が大きくなり、主回路スイッチング素子１のゲート−ソース間の容量が小さくなるため、主回路スイッチング素子１をターンオンさせる際には、ゲート−ソース間の電圧が高くなり、ターンオフ時のスイッチング速度を高速化させることができ、スイッチング素子の損失を低減できる。
Further, in the present embodiment, the main
上記の切替用スイッチング素子４Ａが本発明の「第１容量調整スイッチング素子」に相当し、切替用スイッチング素子４Ｂが本発明の「第２容量調整スイッチング素子」に相当する。
The
《第４実施形態》
図７は、発明の他の実施形態に係るスイッチング回路装置の回路図である。本例では上述した第１実施形態に係る主回路スイッチング素子の駆動回路を、上アーム回路１００及び下アーム回路２００にそれぞれ適用する点が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであり、第１実施形態の記載を、適宜援用する。
<< Fourth Embodiment >>
FIG. 7 is a circuit diagram of a switching circuit device according to another embodiment of the invention. The difference in this example is that the drive circuit of the main circuit switching element according to the first embodiment described above is applied to the
本実施形態に係るスイッチング回路装置は、電力変換装置のアーム回路に適用される。電力変換装置は、例えば直流電源の電力を交流電力に変換し、当該交流電力を負荷に出力する変換回路である。変換回路は、複数のスイッチング素子をブリッジ状に接続した回路である。変換回路は、各相で、複数のトランジスタを直列に接続した回路であり、直列接続されたトランジスタの接続点が、各相の配線で負荷に接続されている。なお、以下の説明では、一相分のアーム回路にスイッチング回路装置を適用した例を説明するが、他の相のアーム回路も同様の構成及びスイッチング制御である。 The switching circuit device according to this embodiment is applied to an arm circuit of a power conversion device. The power conversion device is, for example, a conversion circuit that converts the power of a DC power source into AC power and outputs the AC power to a load. The conversion circuit is a circuit in which a plurality of switching elements are connected in a bridge shape. The conversion circuit is a circuit in which a plurality of transistors are connected in series in each phase, and the connection points of the transistors connected in series are connected to the load by wiring of each phase. In the following description, an example in which a switching circuit device is applied to an arm circuit for one phase will be described, but arm circuits of other phases have the same configuration and switching control.
上アーム回路１００は、主回路スイッチング素子１Ｂ、コンデンサ２、コンデンサ３及び切替用スイッチング素子４Ｃを有している。下アーム回路２００は、主回路スイッチング素子１Ａ、コンデンサ２、コンデンサ３及び切替用スイッチング素子４Ａを有している。上アーム回路１００と下アーム回路２００は直列に接続されている。各アーム回路を構成する回路素子の接続形態は、第１実施形態に係るスイッチング回路素子の接続形態と同様である。
The
次に、本実施形態に係るスイッチング回路装置の動作について、図８を用いて説明する。図８は、主回路スイッチング素子１Ａ、１Ｂの動作のタイムチャート、及び、切替用スイッチング素子４Ａ、４Ｃの動作のタイムチャートを示すグラフである。図８のグラフの横軸は時間を示し、縦軸は各スイッチング素子の状態を示している。
Next, the operation of the switching circuit device according to the present embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 8 is a graph showing an operation time chart of the main
初期状態として、主回路スイッチング素子１Ａはオン状態であり、主回路スイッチング素子１Ｂはオフ状態であり、切替用スイッチング素子４Ａはオン状態であり、切替用スイッチング素子４Ｃはオフ状態である。
As an initial state, the main
時間ｔ１の直前に、コントローラ２０は、主回路スイッチング素子１Ａのオン状態、主回路スイッチング素子１Ｂのオフ状態、及び、切替用スイッチング素子４Ａのオン状態を維持しつつ、切替用スイッチング素子４Ｃのオン動作を開始する。時間ｔ１の時点で、切替用スイッチング素子４Ａはオフからオンへの過渡的な状態である。切替用スイッチング素子４Ａのオン動作は、時間ｔ１から時間ｔ２の間に終了する。
Immediately before the time t 1 , the
時間ｔ１の時点で、切替用スイッチング素子４Ｃはハーフオンの状態となり、切替用スイッチング素子４Ｃの導通抵抗は、切替用スイッチング素子４Ｃのオン状態の抵抗値と、切替用スイッチング素子４Ｃのオフ状態の抵抗値との間の値になる。すなわち、コントローラ２０は、切替用スイッチング素子４Ｃを過渡状態にすることで、切替用スイッチング素子４Ｃの抵抗値を任意の抵抗値に設定できる。
At time t 1,
そして、切替用スイッチング素子４Ｃを過渡状態（ハーフオンの状態）にすることで、コンデンサ２から切替用スイッチング素子４Ｃを介してコンデンサ３に繋がる回路がＣＲフィルタとして機能する。これにより、主回路スイッチング素子１Ａのターンオフ時に発生するノイズは、このＣＲフィルタによって抑制される。また、コントローラ２０は、ＣＲフィルタのカットオフ周波数が主回路の共振周波数になるように、切替用スイッチング素子４Ｃの導通抵抗を設定することで、主回路スイッチング素子１Ａのターンオフ時に発生するノイズを抑制できる。
Then, by putting the
また、切替用スイッチング素子４Ａをオンにした状態で、主回路スイッチング素子１Ａがターンオフになる。そのため、下アーム回路２００において、微分回路が作用し、主回路スイッチング素子１Ａのドレイン−ソース間の電圧変化に対して、ゲート電圧の低下が抑制される。これにより、スイッチング速度が抑制され、サージの発生が抑制される。
Further, with the
時間ｔ１から時間ｔ２の間に、コントローラ２０は、切替用スイッチング素子４Ａをオンからオフに切り替える。
During the time t 1 to the time t 2 , the
時間ｔ２の時点で、コントローラ２０は、切替用スイッチング素子４Ａをオフ状態、切替用スイッチング素子４Ｃをオン状態及び主回路スイッチング素子１Ａをオフ状態で維持しつつ、主回路スイッチング素子１Ｂをターンオンさせる。このとき、切替用スイッチング素子４Ａはオフ状態であるため、主回路スイッチング素子１Ａの静電容量の割合（Ｃｇｓ／Ｃｇｄ）は大きくなる。静電容量の割合（Ｃｇｓ／Ｃｇｄ）は、主回路スイッチング素子１Ａのゲート−ドレイン間の静電容量に対するゲート−ソース間の静電容量の比である。そして、静電容量の割合（Ｃｇｓ／Ｃｇｄ）が大きくなると、主回路スイッチング素子１Ａはターンオンし難くなる。これにより、主回路スイッチング素子１Ｂのターンオン時において、主回路スイッチング素子１Ａの誤作動の可能性を低減できる。
At time t 2, controller 20 turns off the
時間ｔ３の直前に、コントローラ２０は、主回路スイッチング素子１Ａのオフ状態、主回路スイッチング素子１Ｂのオン状態、及び、切替用スイッチング素子４Ｃのオン状態を維持しつつ、切替用スイッチング素子４Ａのオン動作を開始する。時間ｔ３の時点で、切替用スイッチング素子４Ａはオフからオンへの過渡的な状態である。切替用スイッチング素子４Ａのオン動作は、時間ｔ３から時間ｔ４の間に終了する。
Just prior to time t 3, the
時間ｔ３の時点で、切替用スイッチング素子４Ａはハーフオンの状態となり、切替用スイッチング素子４Ａの導通抵抗は、切替用スイッチング素子４Ａのオン状態の抵抗値と、切替用スイッチング素子４Ａのオフ状態の抵抗値との間の値になる。切替用スイッチング素子４Ａを過渡状態（ハーフオンの状態）にすることで、コンデンサ２から切替用スイッチング素子４Ａを介してコンデンサ３に繋がる回路がＣＲフィルタとして機能する。これにより、主回路スイッチング素子１Ｂのターンオフ時に発生するノイズは、このＣＲフィルタによって抑制される。
At time t 3,
また、切替用スイッチング素子４Ｃをオンにした状態で、主回路スイッチング素子１Ｂがターンオフになる。そのため、上アーム回路１００において、コンデンサ２を含むバイパスラインが微分回路として作用し、主回路スイッチング素子１Ｂのドレイン−ソース間の電圧変化に対して、ゲート電圧の低下が抑制される。これにより、スイッチング速度が抑制され、サージの発生が抑制される。
Further, the main
時間ｔ３から時間ｔ４の間に、コントローラ２０は、切替用スイッチング素子４Ａをオフからオンに切り替える。
Between time t 3 of the time t 4, the
時間ｔ４の時点で、コントローラ２０は、切替用スイッチング素子４Ａをオン状態、切替用スイッチング素子４Ｃをオフ状態及び主回路スイッチング素子１Ｂをオフ状態で維持しつつ、主回路スイッチング素子１Ａをターンオンさせる。このとき、切替用スイッチング素子４Ｃはオフ状態であるため、主回路スイッチング素子１Ｂの静電容量の割合（Ｃｇｓ／Ｃｇｄ）は大きくなる。静電容量の割合（Ｃｇｓ／Ｃｇｄ）は、主回路スイッチング素子１Ｂのゲート−ドレイン間の静電容量に対するゲート−ソース間の静電容量の比である。そして、静電容量の割合（Ｃｇｓ／Ｃｇｄ）が大きくなると、主回路スイッチング素子１Ｂはターンオンし難くなる。これにより、主回路スイッチング素子１Ａのターンオン時において、主回路スイッチング素子１Ｂの誤作動の可能性を低減できる。
At time t 4, the
コントローラ２０は、時間ｔ５、ｔ６、ｔ７、ｔ８の時点で、時間ｔ１、ｔ２、ｔ３、ｔ４の時点と同様なそれぞれのスイッチング制御で、主回路スイッチング素子１及び切替用スイッチング素子４を制御する。なお、時間ｔ８以降のスイッチング制御は、時間ｔ１、ｔ２、ｔ３、ｔ４と同様である。
The
上記のように、本実施形態では、上アーム回路１００において、主回路スイッチング素子１Ｂの制御電極に切替用スイッチング素子４Ｃを電気的に接続し、コンデンサ２に対して直列に切替用スイッチング素子４Ｃを接続している。また、下アーム回路２００において、主回路スイッチング素子１Ａの制御電極に切替用スイッチング素子４Ａを電気的に接続し、コンデンサ２に対して直列に切替用スイッチング素子４Ａを接続している。これにより、主回路スイッチング素子１Ａ又は主回路スイッチング素子１Ｂを駆動させる際に、切替用スイッチング素子４Ａ、４Ｃのスイッチング制御によって、主回路スイッチング素子１Ａ、１Ｂのゲート容量を調整できるため、サージを低減できる。そして、サージの低減により、主回路の電流経路における電流振幅のリンギング及び電圧振幅のリンギングを抑制できる。その結果として、ノイズの発生を抑制できる。
As described above, in the present embodiment, in the
また本実施形態において、コントローラ２０は、上アーム回路１００及び下アーム回路２００のうちいずれか一方のアーム回路に含まれる主回路スイッチング素子１Ａ、１Ｂをターンオフさせる場合には、上アーム回路１００及び下アーム回路２００のうち他方のアーム回路に含まれる切替用スイッチング素子４Ａ、４Ｃを過渡状態にする。これにより、主回路スイッチング素子１Ａ、１Ｂのターンオフ時に発生するノイズを、ＣＲフィルタ作用によって抑制できる。
Further, in the present embodiment, when the
また本実施形態において、コントローラ２０は、上アーム回路１００及び下アーム回路２００のうちいずれか一方のアーム回路に含まれる主回路スイッチング素子１Ａ、１Ｂをターンオフさせる場合には、当該一方のアーム回路に含まれる切替用スイッチング素子４Ａ、４Ｃをオン状態で維持させる。これにより、ターンオフする主回路スイッチング素子１Ａ、１Ｂにおいて、ゲート−ドレイン間の容量が大きくなり、ゲート−ソース間の容量が小さくなるため、微分回路の作用によって、主回路スイッチング素子１のドレイン−ソース間の電圧変化に対して主回路スイッチング素子１のゲート電圧の低下が抑制される。その結果として、一定の速度以上のスイッチング動作を抑制しつつ、サージの発生を抑制しノイズを抑制できる。
Further, in the present embodiment, when the
また本実施形態において、コントローラ２０は、上アーム回路１００及び下アーム回路２００のうちいずれか一方のアーム回路に含まれる主回路スイッチング素子１Ａ、１Ｂをターンオンさせる場合には、当該一方のアーム回路に含まれる切替用スイッチング素子４Ａ、４Ｃをオフ状態で維持させ、かつ、上アーム回路１００及び下アーム回路２００のうち他方のアーム回路に含まれる切替用スイッチング素子４Ａ、４Ｃをオン状態で維持させる。これにより、当該一方のアーム回路の含まれる主回路スイッチング素子１Ａ、１Ｂのターンオン時において、当該他方のアーム回路に含まれる主回路スイッチング素子１Ａ、１Ｂの誤作動の可能性を低減できる。
Further, in the present embodiment, when the
上記の切替用スイッチング素子４Ａ、４Ｃが本発明の「容量調整スイッチング素子」に相当する。
The
《第５実施形態》
図９は、発明の他の実施形態に係るスイッチング回路装置の回路図である。本例では上述した第２実施形態に係る主回路スイッチング素子の駆動回路を、上アーム回路１００及び下アーム回路２００にそれぞれ適用する点が異なる。これ以外の構成は上述した第２実施形態と同じであり、第２実施形態及び第４実施形態の記載を、適宜援用する。
<< Fifth Embodiment >>
FIG. 9 is a circuit diagram of a switching circuit device according to another embodiment of the invention. The difference in this example is that the drive circuit of the main circuit switching element according to the second embodiment described above is applied to the
上アーム回路１００は、主回路スイッチング素子１Ｂ、コンデンサ２、コンデンサ３及び切替用スイッチング素子４Ｄを有している。下アーム回路２００は、主回路スイッチング素子１Ａ、コンデンサ２、コンデンサ３及び切替用スイッチング素子４Ｂを有している。上アーム回路１００と下アーム回路２００は直列に接続されている。各アーム回路を構成する回路素子の接続形態は、第２実施形態に係るスイッチング回路素子の接続形態と同様である。
The
次に、本実施形態に係るスイッチング回路装置の動作について、図１０を用いて説明する。図１０は、主回路スイッチング素子１Ａ、１Ｂの動作のタイムチャート、及び、切替用スイッチング素子４Ｂ、４Ｄの動作のタイムチャートを示すグラフである。図１０のグラフの横軸は時間を示し、縦軸は各スイッチング素子の状態を示している。
Next, the operation of the switching circuit device according to the present embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 10 is a graph showing an operation time chart of the main
初期状態として、主回路スイッチング素子１Ａはオン状態であり、主回路スイッチング素子１Ｂはオフ状態であり、切替用スイッチング素子４Ｂはオフ状態であり、切替用スイッチング素子４Ｄはオン状態である。
As an initial state, the main
時間ｔ１の直前に、コントローラ２０は、主回路スイッチング素子１Ａのオン状態、主回路スイッチング素子１Ｂのオフ状態、及び、切替用スイッチング素子４Ｂのオフ状態を維持しつつ、切替用スイッチング素子４Ｄのオフ動作を開始する。時間ｔ１の時点で、切替用スイッチング素子４Ｄはオンからオフへの過渡的な状態である。切替用スイッチング素子４Ｄのオフ動作は、時間ｔ１から時間ｔ２の間に終了する。
Immediately before the time t 1 , the
時間ｔ１の時点で、切替用スイッチング素子４Ｄはハーフオンの状態となり、切替用スイッチング素子４Ｄの導通抵抗は、切替用スイッチング素子４Ｄのオン状態の抵抗値と、切替用スイッチング素子４Ｄのオフ状態の抵抗値との間の値になる。すなわち、コントローラ２０は、切替用スイッチング素子４Ｄを過渡状態にすることで、切替用スイッチング素子４Ｄの抵抗値を任意の抵抗値に設定できる。
At time t 1,
切替用スイッチング素子４Ｄを過渡状態（ハーフオンの状態）にすることで、コンデンサ２から切替用スイッチング素子４Ｄを介してコンデンサ３に繋がる回路がＣＲフィルタとして機能する。これにより、主回路スイッチング素子１Ａのターンオフ時に発生するノイズは、このＣＲフィルタによって抑制される。また、コントローラ２０は、ＣＲフィルタのカットオフ周波数が主回路の共振周波数になるように、切替用スイッチング素子４Ｄの導通抵抗を設定することで、主回路スイッチング素子１Ａのターンオフ時に発生するノイズを抑制できる。
By putting the
また、切替用スイッチング素子４Ｂをオフにした状態で、主回路スイッチング素子１Ａがターンオフになる。そのため、下アーム回路２００において、微分回路が作用し、主回路スイッチング素子１Ａのドレイン−ソース間の電圧変化に対して、ゲート電圧の低下が抑制される。これにより、スイッチング速度が抑制され、サージの発生が抑制される。
Further, the main
時間ｔ１から時間ｔ２の間に、コントローラ２０は、切替用スイッチング素子４Ｂをオフからオンに切り替える。
During the time t 1 to the time t 2 , the
時間ｔ２の時点で、コントローラ２０は、切替用スイッチング素子４Ｂをオン状態、切替用スイッチング素子４Ｄをオフ状態及び主回路スイッチング素子１Ａをオフ状態で維持しつつ、主回路スイッチング素子１Ｂをターンオンさせる。このとき、切替用スイッチング素子４Ｂはオン状態であるため、主回路スイッチング素子１Ａの静電容量の割合（Ｃｇｓ／Ｃｇｄ）は大きくなる。そして、静電容量の割合（Ｃｇｓ／Ｃｇｄ）が大きくなると、主回路スイッチング素子１Ａはターンオンし難くなる。これにより、主回路スイッチング素子１Ｂのターンオン時において、主回路スイッチング素子１Ａの誤作動の可能性を低減できる。
At time t 2, the
時間ｔ３の直前に、コントローラ２０は、主回路スイッチング素子１Ａのオフ状態、主回路スイッチング素子１Ｂのオン状態、及び、切替用スイッチング素子４Ｄのオフ状態を維持しつつ、切替用スイッチング素子４Ｂのオン動作を開始する。時間ｔ３の時点で、切替用スイッチング素子４Ｂはオンからオフへの過渡的な状態である。切替用スイッチング素子４Ｂのオフ動作は、時間ｔ３から時間ｔ４の間に終了する。
Just prior to time t 3, the
時間ｔ３の時点で、切替用スイッチング素子４Ｂはハーフオンの状態となり、切替用スイッチング素子４Ｂの導通抵抗は、切替用スイッチング素子４Ｂのオン状態の抵抗値と、切替用スイッチング素子４Ｂのオフ状態の抵抗値との間の値になる。切替用スイッチング素子４Ｂを過渡状態（ハーフオンの状態）にすることで、コンデンサ２から切替用スイッチング素子４Ｂを介してコンデンサ３に繋がる回路がＣＲフィルタとして機能する。これにより、主回路スイッチング素子１Ｂのターンオフ時に発生するノイズは、このＣＲフィルタによって抑制される。
At time t 3,
また、切替用スイッチング素子４Ｄをオフにした状態で、主回路スイッチング素子１Ｂがターンオフになる。そのため、上アーム回路１００において、微分回路が作用し、主回路スイッチング素子１Ａのドレイン−ソース間の電圧変化に対して、ゲート電圧の低下が抑制される。これにより、スイッチング速度が抑制され、サージの発生が抑制される。
Further, the main
時間ｔ３から時間ｔ４の間に、コントローラ２０は、切替用スイッチング素子４Ｄをオフからオンに切り替える。
Between time t 3 of the time t 4, the
時間ｔ４の時点で、コントローラ２０は、切替用スイッチング素子４Ｂをオフ状態、切替用スイッチング素子４Ｄをオン状態及び主回路スイッチング素子１Ｂをオフ状態で維持しつつ、主回路スイッチング素子１Ａをターンオンさせる。このとき、切替用スイッチング素子４Ｄはオン状態であるため、主回路スイッチング素子１Ｂの静電容量の割合（Ｃｇｓ／Ｃｇｄ）は大きくなる。そして、静電容量の割合（Ｃｇｓ／Ｃｇｄ）が大きくなると、主回路スイッチング素子１Ｂはターンオンし難くなる。これにより、主回路スイッチング素子１Ａのターンオン時において、主回路スイッチング素子１Ｂの誤作動の可能性を低減できる。
At time t 4, the
コントローラ２０は、時間ｔ５、ｔ６、ｔ７、ｔ８の時点で、時間ｔ１、ｔ２、ｔ３、ｔ４の時点と同様なそれぞれのスイッチング制御で、主回路スイッチング素子１Ａ、１Ｂ及び切替用スイッチング素子４Ｂ、４Ｄを制御する。なお、時間ｔ８以降のスイッチング制御は、時間ｔ１、ｔ２、ｔ３、ｔ４と同様である。
The
上記のように、本実施形態では、上アーム回路１００において、主回路スイッチング素子１Ｂの制御電極に切替用スイッチング素子４Ｄを電気的に接続し、コンデンサ３に対して直列に切替用スイッチング素子４Ｄを接続している。また、下アーム回路２００において、主回路スイッチング素子１Ｂの制御電極に切替用スイッチング素子４Ｂを電気的に接続し、コンデンサ３に対して直列に切替用スイッチング素子４Ｂを接続している。これにより、主回路スイッチング素子１Ａ又は主回路スイッチング素子１Ｂを駆動させる際に、切替用スイッチング素子４Ｂ、４Ｄのスイッチング制御によって、主回路スイッチング素子１Ａ、１Ｂのゲート容量を調整できるため、サージを低減できる。そして、サージの低減により、主回路の電流経路における電流振幅のリンギング及び電圧振幅のリンギングを抑制できる。その結果として、ノイズの発生を抑制できる。
As described above, in the present embodiment, in the
また本実施形態において、コントローラ２０は、上アーム回路１００及び下アーム回路２００のうちいずれか一方のアーム回路に含まれる主回路スイッチング素子１Ａ、１Ｂをターンオフさせる場合には、上アーム回路１００及び下アーム回路２００のうち他方のアーム回路に含まれる切替用スイッチング素子４Ｂ、４Ｄを過渡状態にする。これにより、主回路スイッチング素子１Ａ、１Ｂのターンオフ時に発生するノイズを、ＣＲフィルタ作用によって抑制できる。
Further, in the present embodiment, when the
また本実施形態において、コントローラ２０は、上アーム回路１００及び下アーム回路２００のうちいずれか一方のアーム回路に含まれる主回路スイッチング素子１Ａ、１Ｂをターンオフさせる場合には、当該一方のアーム回路に含まれる切替用スイッチング素子４Ｂ、４Ｄをオフ状態で維持させる。これにより、ターンオフする主回路スイッチング素子１Ａ、１Ｂにおいて、微分回路の作用によって、主回路スイッチング素子１のドレイン−ソース間の電圧変化に対して主回路スイッチング素子１のゲート電圧の低下が抑制される。その結果として、一定の速度以上のスイッチング動作を抑制しつつ、サージの発生を抑制しノイズを抑制できる。
Further, in the present embodiment, when the
また本実施形態において、コントローラ２０は、上アーム回路１００及び下アーム回路２００のうちいずれか一方のアーム回路に含まれる主回路スイッチング素子１Ａ、１Ｂをターンオンさせる場合には、当該一方のアーム回路に含まれる切替用スイッチング素子４Ｂ、４Ｄをオフ状態で維持させ、かつ、上アーム回路１００及び下アーム回路２００のうち他方のアーム回路に含まれる切替用スイッチング素子４Ｂ、４Ｄをオン状態で維持させる。これにより、当該一方のアーム回路の含まれる主回路スイッチング素子１Ａ、１Ｂのターンオン時において、当該他方のアーム回路に含まれる主回路スイッチング素子１Ａ、１Ｂの誤作動の可能性を低減できる。
Further, in the present embodiment, when the
上記の切替用スイッチング素子４Ｂ、４Ｄが本発明の「容量調整スイッチング素子」に相当する。
The above-mentioned
《第６実施形態》
図１１は、発明の他の実施形態に係るスイッチング回路装置の回路図である。本例では上述した第３実施形態に係る主回路スイッチング素子の駆動回路を、上アーム回路１００及び下アーム回路２００にそれぞれ適用する点が異なる。これ以外の構成は上述した第３実施形態と同じであり、第３〜第５実施形態の記載を、適宜援用する。
<< 6th Embodiment >>
FIG. 11 is a circuit diagram of a switching circuit device according to another embodiment of the invention. The difference in this example is that the drive circuit of the main circuit switching element according to the third embodiment described above is applied to the
上アーム回路１００は、主回路スイッチング素子１Ｂ、コンデンサ２、コンデンサ３及び切替用スイッチング素子４Ｃ、４Ｄを有している。下アーム回路２００は、主回路スイッチング素子１Ａ、コンデンサ２、コンデンサ３及び切替用スイッチング素子４Ａ、４Ｂを有している。上アーム回路１００と下アーム回路２００は直列に接続されている。各アーム回路を構成する回路素子の接続形態は、第３実施形態に係るスイッチング回路素子の接続形態と同様である。
The
次に、本実施形態に係るスイッチング回路装置の動作について、図１２を用いて説明する。図１２は、主回路スイッチング素子１Ａ、１Ｂの動作のタイムチャート、及び、切替用スイッチング素子４Ａ〜４Ｄの動作のタイムチャートを示すグラフである。図１２のグラフの横軸は時間を示し、縦軸は各スイッチング素子の状態を示している。
Next, the operation of the switching circuit device according to the present embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 12 is a graph showing an operation time chart of the main
初期状態として、主回路スイッチング素子１Ａはオン状態であり、主回路スイッチング素子１Ｂはオフ状態であり、切替用スイッチング素子４Ｂ、４Ｃはオフ状態であり、切替用スイッチング素子４Ａ、４Ｄはオン状態である。
As an initial state, the main
時間ｔ１の直前に、コントローラ２０は、主回路スイッチング素子１Ａのオン状態、主回路スイッチング素子１Ｂのオフ状態、切替用スイッチング素子４Ａのオン状態、及び、切替用スイッチング素子４Ｂのオフ状態を維持しつつ、切替用スイッチング素子４Ｃのオン動作及び切替用スイッチング素子４Ｄのオフ動作を開始する。時間ｔ１の時点で、切替用スイッチング素子４Ｃはオフからオンへの過渡的な状態であり、切替用スイッチング素子４Ｄはオンからオフへの過渡的な状態である。切替用スイッチング素子４Ｃのオン動作及び切替用スイッチング素子４Ｄのオフ動作は、時間ｔ１から時間ｔ２の間に終了する。
Immediately before the time t 1 , the
時間ｔ１の時点で、切替用スイッチング素子４Ｃ、４Ｄはハーフオンの状態となる。
At time t 1,
切替用スイッチング素子４Ｃ、４Ｄを過渡状態（ハーフオンの状態）にすることで、コンデンサ２から切替用スイッチング素子４Ｃ、４Ｄを介してコンデンサ３に繋がる回路がＣＲフィルタとして機能する。これにより、主回路スイッチング素子１Ａのターンオフ時に発生するノイズは、このＣＲフィルタによって抑制される。
By putting the
コントローラ２０は、ＣＲフィルタのカットオフ周波数が主回路の共振周波数になるように、切替用スイッチング素子４Ｃの導通抵抗及び切替用スイッチング素子４Ｄの導通抵抗を設定することで、主回路スイッチング素子１Ａのターンオフ時に発生するノイズを抑制できる。
The
また、切替用スイッチング素子４Ａをオンにした状態及び切替用スイッチング素子４Ｂをオフにした状態で、主回路スイッチング素子１Ａがターンオフになる。そのため、下アーム回路２００において、微分回路が作用し、主回路スイッチング素子１Ａのドレイン−ソース間の電圧変化に対して、ゲート電圧の低下が抑制される。これにより、スイッチング速度が抑制され、サージの発生が抑制される。
Further, the main
時間ｔ１から時間ｔ２の間に、コントローラ２０は、切替用スイッチング素子４Ａをオンからオフに切り替え、切替用スイッチング素子４Ｂをオフからオンに切り替える。
During the time t 1 to the time t 2 , the
時間ｔ２の時点で、コントローラ２０は、切替用スイッチング素子４Ａ、４Ｄをオフ状態、切替用スイッチング素子４Ｂ、４Ｃをオン状態及び主回路スイッチング素子１Ａをオフ状態で維持しつつ、主回路スイッチング素子１Ｂをターンオンさせる。このとき、切替用スイッチング素子４Ａはオフ状態であり、切替用スイッチング素子４Ｂはオン状態であるため、主回路スイッチング素子１Ａの静電容量の割合（Ｃｇｓ／Ｃｇｄ）は大きくなる。そして、静電容量の割合（Ｃｇｓ／Ｃｇｄ）が大きくなると、主回路スイッチング素子１Ｂはターンオンし難くなる。これにより、主回路スイッチング素子１Ｂのターンオン時において、主回路スイッチング素子１Ａの誤作動の可能性を低減できる。
At time t 2, controller 20, switching the
時間ｔ３の直前に、コントローラ２０は、主回路スイッチング素子１Ａのオフ状態、主回路スイッチング素子１Ｂのオン状態、切替用スイッチング素子４Ｃのオン状態、及び、切替用スイッチング素子４Ｄのオフ状態を維持しつつ、切替用スイッチング素子４Ａのオン動作及び切替用スイッチング素子４Ｂのオフ動作を開始する。時間ｔ３の時点で、切替用スイッチング素子４Ａ、４Ｂは過渡的な状態である。切替用スイッチング素子４Ａのオン動作及び切替用スイッチング素子４Ｂのオフ動作は、時間ｔ３から時間ｔ４の間に終了する。
Just prior to time t 3, the
時間ｔ３の時点で、切替用スイッチング素子４Ａ、４Ｂはハーフオンの状態となる。切替用スイッチング素子４Ａ、４Ｂを過渡状態（ハーフオンの状態）にすることで、コンデンサ２から切替用スイッチング素子４Ａ、４Ｂを介してコンデンサ３に繋がる回路がＣＲフィルタとして機能する。これにより、主回路スイッチング素子１Ｂのターンオフ時に発生するノイズは、このＣＲフィルタによって抑制される。
At time t 3,
コントローラ２０は、ＣＲフィルタのカットオフ周波数が主回路の共振周波数になるように、切替用スイッチング素子４Ａの導通抵抗及び切替用スイッチング素子４Ｂの導通抵抗を設定することで、主回路スイッチング素子１Ｂのターンオフ時に発生するノイズを抑制できる。
The
また、切替用スイッチング素子４Ｃをオンにした状態、及び、切替用スイッチング素子４Ｄをオフにした状態で、主回路スイッチング素子１Ｂがターンオフになる。そのため、上アーム回路１００において、微分回路が作用し、主回路スイッチング素子１Ａのドレイン−ソース間の電圧変化に対して、ゲート電圧の低下が抑制される。これにより、スイッチング速度が抑制され、サージの発生が抑制される。
Further, the main
時間ｔ３から時間ｔ４の間に、コントローラ２０は、切替用スイッチング素子４Ｂをオンからオフに切り替え、切替用スイッチング素子４Ａをオフからオンに切り替える。
Between time t 3 of the time t 4, the
時間ｔ４の時点で、コントローラ２０は、切替用スイッチング素子４Ａ、４Ｄをオン状態、切替用スイッチング素子４Ｂ、４Ｃをオフ状態及び主回路スイッチング素子１Ｂをオフ状態で維持しつつ、主回路スイッチング素子１Ａをターンオンさせる。このとき、切替用スイッチング素子４Ｃはオフ状態であり、切替用スイッチング素子４Ｄはオン状態であるため、主回路スイッチング素子１Ｂの静電容量の割合（Ｃｇｓ／Ｃｇｄ）は大きくなる。静電容量の割合（Ｃｇｓ／Ｃｇｄ）は、主回路スイッチング素子１Ｂのゲート−ドレイン間の静電容量に対するゲート−ソース間の静電容量の比である。そして、静電容量の割合（Ｃｇｓ／Ｃｇｄ）が大きくなると、主回路スイッチング素子１Ａはターンオンし難くなる。これにより、主回路スイッチング素子１Ａのターンオン時において、主回路スイッチング素子１Ｂの誤作動の可能性を低減できる。
At time t 4, the
コントローラ２０は、時間ｔ５、ｔ６、ｔ７、ｔ８の時点で、時間ｔ１、ｔ２、ｔ３、ｔ４の時点と同様なそれぞれのスイッチング制御で、主回路スイッチング素子１Ａ、１Ｂ及び切替用スイッチング素子４Ａ〜４Ｄを制御する。なお、時間ｔ８以降のスイッチング制御は、時間ｔ１、ｔ２、ｔ３、ｔ４と同様である。
上記のように、本実施形態では、上アーム回路１００において、主回路スイッチング素子１Ｂの制御電極に切替用スイッチング素子４Ｃ、４Ｄを電気的に接続し、コンデンサ２に対して直列に切替用スイッチング素子４Ｃを接続し、コンデンサ３に対して直列に切替用スイッチング素子４Ｄを接続している。また、下アーム回路２００において、主回路スイッチング素子１Ｂの制御電極に切替用スイッチング素子４Ａ、４Ｂを電気的に接続し、コンデンサ２に対して直列に切替用スイッチング素子４Ａを接続し、コンデンサ３に対して直列に切替用スイッチング素子４Ｂを接続している。これにより、主回路スイッチング素子１Ａ又は主回路スイッチング素子１Ｂを駆動させる際に、切替用スイッチング素子４Ａ〜４Ｄのスイッチング制御によって、主回路スイッチング素子１Ａ、１Ｂのゲート容量を調整できるため、サージを低減できる。そして、サージの低減により、主回路の電流経路における電流振幅のリンギング及び電圧振幅のリンギングを抑制できる。その結果として、ノイズの発生を抑制できる。
As described above, in the present embodiment, in the
《第７実施形態》
図１３は、発明の他の実施形態に係るスイッチング回路装置の回路図である。本例では上述した第３実施形態に対して、主回路スイッチング素子１Ａ及び切替用スイッチング素子４Ａ、４Ｂのオン、オフのタイミングを調整するための回路が組み込まれている点が異なる。これ以外の構成は上述した第３実施形態と同じであり、第１〜第３実施形態の記載を、適宜援用する。
<< 7th Embodiment >>
FIG. 13 is a circuit diagram of a switching circuit device according to another embodiment of the invention. This example is different from the above-described third embodiment in that a circuit for adjusting the on / off timing of the main
切替用スイッチング素子４Ａと切替用スイッチング素子４Ｂとの接続点と、主回路スイッチング素子１のゲート端子Ｇとの間には、タイミング調整回路５０が接続されている。
A
タイミング調整回路５０は、抵抗５１とダイオード５２との直列回路と、抵抗５３とダイオード５４との直列回路とを並列に接続した回路である。このとき、ダイオード５２の順方向と、ダイオード５４との順方向が互いに逆向きになるように、それぞれの直列回路が並列に接続されている。
The
切替用スイッチング素子４ＡにはＮＰＮトランジスタが用いられ、切替用スイッチング素子４ＢにはＰＮＰトランジスタが用いられている。タイミング調整回路６０は、切替用スイッチング素子４Ａ、４Ｂのオン、オフのタイミングを調整する回路である。タイミング調整回路６０の一端は、信号発生器１０と主回路スイッチング素子１のゲート端子Ｇとの間を接続する制御用配線に接続されている。タイミング調整回路６０の他端は、切替用スイッチング素子４Ａの制御端子及び切替用スイッチング素子４Ｂの制御端子にそれぞれ接続されている。
An NPN transistor is used for the
タイミング調整回路６０は、抵抗６１とダイオード６２との直列回路と、抵抗６３とダイオード６４との直列回路とを並列に接続した回路である。このとき、ダイオード６２の順方向と、ダイオード６４との順方向が互いに逆向きになるように、それぞれの直列回路が並列に接続されている。
The
信号発生器１０で発生したゲート信号は、タイミング調整回路５０を介してゲート端子に入力しつつ、タイミング調整回路６０を介して切替用スイッチング素子４Ａの制御端子及び切替用スイッチング素子４Ｂの制御端子にも入力される。すなわち、コントローラ２０は、同じ制御信号（ゲート信号）により、主回路スイッチング素子１のスイッチング動作と、切替用スイッチング素子４Ａ、４Ｂのスイッチング動作を制御している。
The gate signal generated by the
これにより、本実施形態では、スイッチング動作の高速化及びスイッチング周期の高速化に対して、複雑な制御回路等を追加することなく、本実施形態におけるスイッチング制御を実現できる。 As a result, in the present embodiment, switching control in the present embodiment can be realized without adding a complicated control circuit or the like for speeding up the switching operation and speeding up the switching cycle.
なお、本実施形態に係るタイミング調整回路５０、６０は、第４〜第６実施形態に係るスイッチング回路装置に適用されてもよい。
The
《第８実施形態》
図１４は、発明の他の実施形態に係るスイッチング回路装置の回路図である。本例では上述した第３実施形態に対して、主回路スイッチング素子１Ａ及び切替用スイッチング素子４Ａ、４Ｂの制御端子と、信号発生器１０との間を接続する回路構成が異なる。これ以外の構成は上述した第３実施形態と同じであり、第１〜第３実施形態の記載を、適宜援用する。
<< 8th Embodiment >>
FIG. 14 is a circuit diagram of a switching circuit device according to another embodiment of the invention. In this example, the circuit configuration for connecting the control terminals of the main
図１４に示すように、主回路スイッチング素子１のゲート端子には、ＮＰＮトランジスタ８１とＰＮＰトランジスタ８２で構成されるプッシュプル回路が接続されている。信号発生器１０に接続された制御用の信号線は分岐してＮＰＮトランジスタ８１のベースとＰＮＰトランジスタ８２のベースに接続されている。ＮＰＮトランジスタ８１の制御信号とＰＮＰトランジスタ８２の制御信号は、共通の信号となる。
As shown in FIG. 14, a push-pull circuit composed of an
ＮＰＮトランジスタ８１のコレクタには、電源８３が接続されている。ＰＮＰトランジスタ８２のコレクタは、電源８３に接続されたグランド線に接続されている。また、ＮＰＮトランジスタ８１エミッタとＰＮＰトランジスタ８２のエミッタとの接続点は、ゲート端子Ｇに接続されている。
A
切替用スイッチング素子４ＡにはＮＰＮトランジスタが用いられ、切替用スイッチング素子４ＢにはＰＮＰトランジスタが用いられている。
An NPN transistor is used for the
これにより、本実施形態では、２つの切替用スイッチング素子４Ａ、４Ｂの動きを共通の電気信号で制御することが可能となり、構成部品および制御の簡素化が可能である。
As a result, in the present embodiment, the movements of the two switching
１、１Ａ、１Ｂ…主回路スイッチング素子
１Ｂ 主回路スイッチング素子
２、３…コンデンサ
４、４Ａ〜４Ｄ…切替用スイッチング素子
１０…信号発生器
２０…コントローラ
５０、６０…タイミング調整回路
１００…上アーム回路
２００…下アーム回路
1, 1A, 1B ... Main
Claims (8)
前記制御電極と前記高電位側電極との間に、電気的に接続される高電位側コンデンサと、
前記制御電極と前記低電位側電極との間に、電気的に接続される低電位側コンデンサと、
前記制御電極に電気的に接続され、容量を調整する容量調整スイッチング素子とを備え、
前記容量調整スイッチング素子は、前記制御電極と前記高電位側電極との間で、前記高電位側コンデンサに対して直列に接続されており、
前記高電位側コンデンサの容量は前記低電位側コンデンサの容量より大きい
スイッチング回路装置。 A main circuit switching element having a control electrode, a high potential side electrode, and a low potential side electrode,
A high-potential side capacitor electrically connected between the control electrode and the high-potential side electrode,
A low-potential side capacitor electrically connected between the control electrode and the low-potential side electrode,
A capacitance adjusting switching element that is electrically connected to the control electrode and adjusts the capacitance is provided.
The capacitance adjusting switching element is connected in series to the high potential side capacitor between the control electrode and the high potential side electrode .
A switching circuit device in which the capacity of the high potential side capacitor is larger than the capacity of the low potential side capacitor .
前記コントローラは、
前記容量調整スイッチング素子をオンにした状態で、前記主回路スイッチング素子をターンオフ又はターンオンさせる
請求項１記載のスイッチング回路装置。 A controller for controlling the on / off of the capacitance adjusting switching element is provided .
Before Symbol controller,
The capacity adjustment switching elements while turned on, the switching circuit device according to claim 1, wherein the turn off or turn on the main circuit switching device.
前記制御電極と前記高電位側電極との間に、電気的に接続される高電位側コンデンサと、
前記制御電極と前記低電位側電極との間に、電気的に接続される低電位側コンデンサと、
前記制御電極に電気的に接続され、容量を調整する容量調整スイッチング素子とを備え、
前記容量調整スイッチング素子は、前記制御電極と前記低電位側電極との間で、前記低電位側コンデンサに対して直列に接続されており、
前記低電位側コンデンサの容量は前記高電位側コンデンサの容量より大きい
スイッチング回路装置。 A main circuit switching element having a control electrode, a high potential side electrode, and a low potential side electrode,
A high-potential side capacitor electrically connected between the control electrode and the high-potential side electrode,
A low-potential side capacitor electrically connected between the control electrode and the low-potential side electrode,
A capacitance adjusting switching element that is electrically connected to the control electrode and adjusts the capacitance is provided.
Before SL capacity adjustment switching element is in between the control electrode lower voltage electrodes are connected in series with the low-potential-side capacitor,
A switching circuit device in which the capacity of the low-potential side capacitor is larger than the capacity of the high-potential side capacitor .
前記コントローラは、
前記容量調整スイッチング素子をオフにした状態で、前記主回路スイッチング素子をターンオフ又はターンオンさせる
請求項３記載のスイッチング回路装置。 A controller for controlling the on / off of the capacitance adjusting switching element is provided .
Before Symbol controller,
The switching circuit device according to claim 3 , wherein the main circuit switching element is turned off or turned on while the capacitance adjusting switching element is turned off.
前記制御電極と前記高電位側電極との間に、電気的に接続される高電位側コンデンサと、
前記制御電極と前記低電位側電極との間に、電気的に接続される低電位側コンデンサと、
前記制御電極に電気的に接続され、容量を調整する容量調整スイッチング素子と、
前記容量調整スイッチング素子のオン、オフを制御するコントローラを備え、
を備え、
前記容量調整スイッチング素子は、第１容量調整スイッチング素子及び第２容量調整スイッチング素子を含み、
前記第１容量調整スイッチング素子は、前記制御電極と前記高電位側電極との間で、前記高電位側コンデンサに対して直列に接続されており、
前記第２容量調整スイッチング素子は、前記制御電極と前記低電位側電極との間で、前記低電位側コンデンサに対して直列に接続されており、
前記コントローラは、前記第１容量調整スイッチング素子と前記第２容量調整スイッチング素子を同期して前記第１容量調整スイッチング素子及び前記第２容量調整スイッチング素子のオン、オフを切り替える
スイッチング回路装置。 A main circuit switching element having a control electrode, a high potential side electrode, and a low potential side electrode,
A high-potential side capacitor electrically connected between the control electrode and the high-potential side electrode,
A low-potential side capacitor electrically connected between the control electrode and the low-potential side electrode,
A capacitance adjusting switching element that is electrically connected to the control electrode and adjusts the capacitance,
A controller for controlling the on / off of the capacitance adjusting switching element is provided.
With
The capacitance adjusting switching element includes a first capacitance adjusting switching element and a second capacitance adjusting switching element.
The first capacitance adjusting switching element is connected in series with the high potential side capacitor between the control electrode and the high potential side electrode.
The second capacitance adjusting switching element is connected in series between the control electrode and the low potential side electrode with respect to the low potential side capacitor .
The controller synchronizes the first capacitance adjusting switching element with the second capacitance adjusting switching element to switch on / off the first capacitance adjusting switching element and the second capacitance adjusting switching element. apparatus.
前記第１容量調整スイッチング素子をオンにし、かつ、前記第２容量調整スイッチング素子をオフにした状態で、前記主回路スイッチング素子をターンオフさせる
請求項５記載のスイッチング回路装置。 Before Symbol controller,
The switching circuit device according to claim 5 , wherein the main circuit switching element is turned off with the first capacitance adjusting switching element turned on and the second capacitance adjusting switching element turned off.
前記第１容量調整スイッチング素子をオンにし、かつ、前記第２容量調整スイッチング素子をオフにした状態で、前記主回路スイッチング素子をターンオンさせる
請求項５又は６記載のスイッチング回路装置。 Before Symbol controller,
The switching circuit device according to claim 5 or 6 , wherein the main circuit switching element is turned on with the first capacitance adjusting switching element turned on and the second capacitance adjusting switching element turned off.
前記主回路スイッチング素子、前記高電位側コンデンサ、及び、前記低電位側コンデンサを有し、前記上アーム回路に対して直列に接続される下アーム回路とを備える請求項２、４、又は５に記載のスイッチング回路装置。 The main circuit switching element, the high potential side capacitor, and the upper arm circuit having the low potential side capacitor,
2. 4, or 5, wherein the main circuit switching element, the high potential side capacitor, and the lower arm circuit having the low potential side capacitor and connected in series with the upper arm circuit are provided. The switching circuit device described.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2019098172A JP6777193B2 (en) | 2019-05-27 | 2019-05-27 | Switching circuit equipment |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2015181441A Division JP6627351B2 (en) | 2015-09-15 | 2015-09-15 | Switching circuit device |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2019176493A JP2019176493A (en) | 2019-10-10 |
| JP6777193B2 true JP6777193B2 (en) | 2020-10-28 |
Family
ID=68167490
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2019098172A Active JP6777193B2 (en) | 2019-05-27 | 2019-05-27 | Switching circuit equipment |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP6777193B2 (en) |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3462032B2 (en) * | 1997-03-04 | 2003-11-05 | 株式会社東芝 | Power converter |
| JP2003189592A (en) * | 2001-12-12 | 2003-07-04 | Toyoda Mach Works Ltd | Motor drive circuit |
| JP2004014547A (en) * | 2002-06-03 | 2004-01-15 | Toshiba Corp | Semiconductor device and capacitance regulating circuit |
| JP2006238547A (en) * | 2005-02-23 | 2006-09-07 | Nissan Motor Co Ltd | Drive circuit of voltage drive element |
| MY157390A (en) * | 2011-05-12 | 2016-06-15 | Nissan Motor | Switching circuit and semiconductor module |
| JP5940281B2 (en) * | 2011-11-01 | 2016-06-29 | 株式会社東芝 | Gate drive circuit |
-
2019
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2019176493A (en) | 2019-10-10 |
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|
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