JP6750508B2 - Power converter and harmonic suppression method thereof - Google Patents
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Description
本発明は、電力変換装置及びその高調波抑制方法に関する。 The present invention relates to a power converter and a harmonic suppression method thereof.
直流電源と交流電路との間に設けられる電力変換装置には一般に、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びインバータが搭載されており、半導体のスイッチングにより、直流電力を交流電力に、又は、必要によりその逆方向にも、変換することができる。伝統的な電力変換装置の場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びインバータの双方が常時、高周波（例えば２０ｋＨｚ）でのスイッチング動作を行っている。 Generally, a DC/DC converter and an inverter are mounted on a power conversion device provided between a DC power supply and an AC power line, and DC power is converted into AC power by semiconductor switching, or in the opposite direction if necessary. Can also be converted. In the case of a traditional power conversion device, both the DC/DC converter and the inverter constantly perform switching operation at a high frequency (for example, 20 kHz).
これに対して、常時スイッチング動作を行うことによる電力損失を低減して変換効率を向上させるべく、例えば直流から交流への変換時に、交流側の電圧の瞬時値（但し絶対値）と直流側の電圧とを互いに比較して、交流半サイクル内で、昇圧が必要な時はＤＣ／ＤＣコンバータのみがスイッチング動作を行い、降圧が必要な時はインバータのみがスイッチング動作を行うようにすれば、交互にスイッチング動作を休止する期間を設けることができる。このような制御方式を、最小スイッチング変換方式と称するものとする。このような最小スイッチング変換方式によれば、全体的なスイッチング動作回数を減少させた電力変換装置を提供することができる（例えば、特許文献１参照。）。 On the other hand, in order to reduce the power loss due to the constant switching operation and improve the conversion efficiency, for example, when converting from DC to AC, the instantaneous value (absolute value) of the voltage on the AC side and the DC value on the DC side are changed. If the voltage is compared with each other and only the DC/DC converter performs the switching operation when the step-up is needed and the inverter only performs the switching operation when the step-down is required in the AC half cycle, the alternating operation is performed. It is possible to provide a period for suspending the switching operation. Such a control method will be referred to as a minimum switching conversion method. According to such a minimum switching conversion method, it is possible to provide a power conversion device in which the number of switching operations as a whole is reduced (see, for example, Patent Document 1).
しかしながら、上記のような最小スイッチング変換方式では、インバータがスイッチング動作を停止し、ＤＣ／ＤＣコンバータがスイッチング動作を行う期間において、交流系統電圧の擾乱や高調波によってインバータを含む閉回路に振動電流が流れる場合がある。このような場合には、振動電流を速やかに減衰させることができず、交流入出力電流に重畳される振動電流が持続して、高調波歪率が増加する場合がある。 However, in the minimum switching conversion method as described above, during the period in which the inverter stops the switching operation and the DC/DC converter performs the switching operation, the oscillating current is generated in the closed circuit including the inverter due to the disturbance of the AC system voltage or the harmonics. It may flow. In such a case, the oscillating current cannot be attenuated promptly, and the oscillating current superimposed on the AC input/output current may be maintained to increase the harmonic distortion rate.
かかる課題に鑑み、本発明は、最小スイッチング変換方式を採用する電力変換装置において、交流電流の高調波を抑制することを目的とする。 In view of such a problem, an object of the present invention is to suppress harmonics of alternating current in a power conversion device that employs the minimum switching conversion method.
本開示は、以下の発明を含む。但し、本発明は特許請求の範囲によって定められるものである。
本開示の一表現に係る電力変換装置は、交流電路と、その交流電圧の絶対値のピーク値より低い電圧の直流電源との間に設けられ、直流から交流への変換又はその逆の変換を行う電力変換装置であって、前記直流電源とＤＣバスとの間に設けられたＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣバスの２線間に接続された中間コンデンサと、前記ＤＣバスと前記交流電路との間に設けられたフルブリッジ回路と、前記交流電路と前記フルブリッジ回路との間に介在する交流リアクトルと、交流半サイクル内で、交流の位相に応じて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記フルブリッジ回路の一方にスイッチング動作を行わせ、他方は休止させる期間を生じさせる制御部と、を備え、前記制御部は、前記フルブリッジ回路のスイッチング動作を休止させて前記ＤＣ／ＤＣコンバータにスイッチング動作を行わせる期間において、前記フルブリッジ回路に流れる交流電流から抽出される高調波電流を減らすための補償値を含めて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電流指令値を演算する電力変換装置である。
The present disclosure includes the following inventions. However, the present invention is defined by the claims.
A power conversion device according to one expression of the present disclosure is provided between an AC power line and a DC power supply having a voltage lower than the peak value of the absolute value of the AC voltage, and performs conversion from DC to AC or vice versa. a power conversion device for performing a DC / DC converter provided al the between the DC power supply and DC bus, and an intermediate capacitor connected between the two lines of the DC bus, said DC bus and the AC circuit a full-bridge circuit provided between the AC reactor interposed between said AC circuit full bridge circuit, the AC in the half cycle, depending on the exchange phase, the DC / DC converter and the A control unit that causes one of the full-bridge circuits to perform a switching operation and the other to generate a pause period, wherein the control unit pauses the switching operation of the full-bridge circuit and switches to the DC/DC converter. A power conversion device that calculates a current command value of the DC/DC converter, including a compensation value for reducing a harmonic current extracted from an alternating current flowing in the full bridge circuit, during a period in which the operation is performed.
また、本開示の一表現に係る電力変換装置の高調波抑制方法は、交流電路と、その交流電圧の絶対値のピーク値より低い電圧の直流電源との間に設けられ、前記直流電源とＤＣバスとの間に設けられたＤＣ／ＤＣコンバータ及び、前記ＤＣバスと前記交流電路との間に設けられたフルブリッジ回路を含み、直流から交流への変換又はその逆の変換を行う電力変換装置を対象とした、電力変換装置の高調波抑制方法である。そして、交流半サイクル内で、交流の位相に応じて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記フルブリッジ回路の一方にスイッチング動作を行わせ、他方は休止させる期間を生じさせ、前記フルブリッジ回路のスイッチング動作を休止させて前記ＤＣ／ＤＣコンバータにスイッチング動作を行わせる期間において、前記フルブリッジ回路に流れる交流電流から高調波電流を抽出し、抽出した高調波電流を減らすための補償値を求め、前記補償値を含めた前記フルブリッジ回路の出力電流指令値を用いて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電流指令値を演算する。 Further, a harmonic suppression method for a power conversion device according to one expression of the present disclosure is provided between an AC power line and a DC power supply having a voltage lower than a peak value of the absolute value of the AC voltage, and the DC power supply and the DC power supply. A power converter including a DC/DC converter provided between the DC bus and a bus and a full bridge circuit provided between the DC bus and the AC electric path, and performing conversion from DC to AC or vice versa. Is a method for suppressing harmonics of a power conversion device. Then, within the AC half cycle, one of the DC/DC converter and the full bridge circuit is caused to perform a switching operation in accordance with the phase of the AC, and the other is caused to have a period of rest, and the switching operation of the full bridge circuit. During a period in which the DC/DC converter is caused to perform a switching operation, a harmonic current is extracted from the alternating current flowing through the full bridge circuit, a compensation value for reducing the extracted harmonic current is obtained, and the compensation is performed. The current command value of the DC/DC converter is calculated using the output current command value of the full bridge circuit including the value.
本発明によれば、最小スイッチング変換方式を採用する電力変換装置における交流電流の高調波を抑制することができる。 According to the present invention, it is possible to suppress harmonics of alternating current in a power conversion device that employs the minimum switching conversion method.
［実施形態の要旨］
本発明の実施形態の要旨としては、少なくとも以下のものが含まれる。
[Summary of Embodiment]
The gist of the embodiment of the present invention includes at least the following.
（１）これは、交流電路と、その交流電圧の絶対値のピーク値より低い電圧の直流電源との間に設けられ、直流から交流への変換又はその逆の変換を行う電力変換装置であって、前記直流電源とＤＣバスとの間に設けられたＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣバスの２線間に接続された中間コンデンサと、前記ＤＣバスと前記交流電路との間に設けられたフルブリッジ回路と、前記交流電路と前記フルブリッジ回路との間に介在する交流リアクトルと、交流半サイクル内で、交流の位相に応じて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記フルブリッジ回路の一方にスイッチング動作を行わせ、他方は休止させる期間を生じさせる制御部と、を備え、前記制御部は、前記フルブリッジ回路のスイッチング動作を休止させて前記ＤＣ／ＤＣコンバータにスイッチング動作を行わせる期間において、前記フルブリッジ回路に流れる交流電流から抽出される高調波電流を減らすための補償値を含めて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電流指令値を演算する電力変換装置である。 (1) This is a power conversion device that is provided between an AC electric circuit and a DC power source having a voltage lower than the peak value of the absolute value of the AC voltage, and that converts DC to AC or vice versa. Te, provided between the DC / DC converter provided al the between the DC power supply and DC bus, and an intermediate capacitor connected between the two lines of the DC bus, and the AC circuit and the DC bus A full bridge circuit, an AC reactor interposed between the AC electric circuit and the full bridge circuit, and in one of the DC/DC converter and the full bridge circuit depending on the phase of the AC within an AC half cycle. A control unit that causes a switching operation and the other causes a pause period, the control unit suspends the switching operation of the full-bridge circuit and causes the DC/DC converter to perform the switching operation. A power converter that calculates a current command value of the DC/DC converter including a compensation value for reducing a harmonic current extracted from an alternating current flowing in the full bridge circuit.
上記のように構成された電力変換装置において、制御部は、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びフルブリッジ回路の一方にスイッチング動作を行わせ、他方は休止させる期間を生じさせる、という「最小スイッチング方式」を実行している。フルブリッジ回路のスイッチング動作を休止させてＤＣ／ＤＣコンバータにスイッチング動作を行わせる期間においては、フルブリッジ回路を流れる電流に高調波電流が重畳される場合がある。このような場合に、制御部は、高調波電流を減らすための補償値を含めて、ＤＣ／ＤＣコンバータの電流指令値を演算する。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータがスイッチング動作する期間内の交流電流に含まれる高調波電流を抑制することができる。 In the power conversion device configured as described above, the control unit executes the "minimum switching method" in which one of the DC/DC converter and the full bridge circuit performs a switching operation and the other causes a period of suspension. doing. During the period in which the switching operation of the full bridge circuit is stopped and the DC/DC converter performs the switching operation, a harmonic current may be superimposed on the current flowing through the full bridge circuit. In such a case, the control unit calculates the current command value of the DC/DC converter, including the compensation value for reducing the harmonic current. Thereby, the harmonic current contained in the alternating current within the period in which the DC/DC converter performs the switching operation can be suppressed.
（２）また、（１）の電力変換装置において、前記制御部は、前記フルブリッジ回路に対する電流指令値と、実際に流れる電流検出値との差を高調波電流として前記補償値を求めることができる。
この場合、高調波電流成分を含まない出力電流指令値との比較により、容易に高調波電流を求めることができる。
(2) Further, in the power conversion device of (1), the control unit may obtain the compensation value by using a difference between a current command value for the full bridge circuit and a detection value of an actually flowing current as a harmonic current. it can.
In this case, the harmonic current can be easily obtained by comparison with the output current command value that does not include the harmonic current component.
（３）また、（１）又は（２）の電力変換装置において、前記制御部は、前記高調波電流に対する逆位相高調波電流に近づけるべく前記補償値を求めるようにしてもよい。
この場合、高調波電流と完全に逆位相ではなくても、位相が逆位相に近い補償用の高調波電流により、効果的に、高調波電流を抑制することができる。
(3) Further, in the power conversion device according to (1) or (2), the control unit may obtain the compensation value so as to approach an antiphase harmonic current with respect to the harmonic current.
In this case, even if the phase is not completely opposite to the phase of the harmonic current, it is possible to effectively suppress the harmonic current by the harmonic current for compensation whose phase is close to the opposite phase.
（４）また、（１）〜（３）のいずれかの電力変換装置において、前記高調波電流に前記交流リアクトルと前記中間コンデンサとの共振周波数及びその近傍の周波数を通過させるローパスフィルタ処理を施して前記補償値を求めることが好ましい。
この場合、影響の大きい周波数帯域に絞って効果的に補償値を定めることができる。
(4) Further, in the power conversion device according to any one of (1) to (3), the harmonic current is subjected to a low-pass filter process for passing a resonance frequency of the AC reactor and the intermediate capacitor and a frequency in the vicinity thereof. It is preferable to obtain the compensation value by
In this case, the compensation value can be effectively determined by focusing on the frequency band having a large influence.
（５）一方、方法の観点からは、交流電路と、その交流電圧の絶対値のピーク値より低い電圧の直流電源との間に設けられ、前記直流電源とＤＣバスとの間に設けられたＤＣ／ＤＣコンバータ及び、前記ＤＣバスと前記交流電路との間に設けられたフルブリッジ回路を含み、直流から交流への変換又はその逆の変換を行う電力変換装置を対象とした、電力変換装置の高調波抑制方法である。そして、交流半サイクル内で、交流の位相に応じて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記フルブリッジ回路の一方にスイッチング動作を行わせ、他方は休止させる期間を生じさせ、前記フルブリッジ回路のスイッチング動作を休止させて前記ＤＣ／ＤＣコンバータにスイッチング動作を行わせる期間において、前記フルブリッジ回路に流れる交流電流から高調波電流を抽出し、抽出した高調波電流を減らすための補償値を求め、前記補償値を含めた前記フルブリッジ回路の出力電流指令値を用いて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電流指令値を演算する。 (5) On the other hand, from the viewpoint of the method, it is provided between the AC power line and the DC power supply having a voltage lower than the peak value of the absolute value of the AC voltage, and is provided between the DC power supply and the DC bus. A power conversion device, which includes a DC/DC converter and a full bridge circuit provided between the DC bus and the AC electric path, and which is intended for a power conversion device for converting DC to AC or vice versa. Is a method of suppressing harmonics. Then, within the AC half cycle, one of the DC/DC converter and the full bridge circuit is caused to perform a switching operation in accordance with the phase of the alternating current, and the other is caused to have a period for which the switching operation is performed. During a period in which the DC/DC converter is caused to perform a switching operation, a harmonic current is extracted from the alternating current flowing in the full bridge circuit, a compensation value for reducing the extracted harmonic current is obtained, and the compensation is performed. The current command value of the DC/DC converter is calculated using the output current command value of the full bridge circuit including the value.
上記のような電力変換装置の高調波抑制方法では、まず前提として、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びフルブリッジ回路の一方にスイッチング動作を行わせ、他方は休止させる期間を生じさせる、という「最小スイッチング方式」を実行している。フルブリッジ回路のスイッチング動作を休止させてＤＣ／ＤＣコンバータにスイッチング動作を行わせる期間においては、フルブリッジ回路を流れる電流に高調波電流が重畳される場合がある。このような場合に、高調波電流を減らすための補償値を求め、この補償値を含めたフルブリッジ回路の出力電流指令値を用いて、ＤＣ／ＤＣコンバータの電流指令値を演算する。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータがスイッチング動作する期間内の交流電流に含まれる高調波電流を抑制することができる。 In the harmonic suppression method for a power converter as described above, first, as a premise, one of the DC/DC converter and the full bridge circuit is caused to perform a switching operation, and the other is caused to be in a pause period, which is a “minimum switching method”. Is running. During the period in which the switching operation of the full bridge circuit is stopped and the DC/DC converter performs the switching operation, a harmonic current may be superimposed on the current flowing through the full bridge circuit. In such a case, a compensation value for reducing the harmonic current is obtained, and the current command value of the DC/DC converter is calculated using the output current command value of the full bridge circuit including this compensation value. Thereby, the harmonic current contained in the alternating current within the period in which the DC/DC converter performs the switching operation can be suppressed.
［実施形態の詳細］
以下、本発明の一実施形態に係る電力変換装置及びその高調波抑制方法について、図面を参照して説明する。
[Details of Embodiment]
Hereinafter, a power conversion device and a harmonic suppression method thereof according to an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
《回路構成》
図１は、電力変換装置１の回路図の一例である。図において、電力変換装置１は、直流電源２と、単相の交流電路３との間に、設けられている。交流電路３には、需要家の負荷４が接続されている。また、交流電路３は、商用電力系統５と接続されている。直流電源２は例えば、太陽光発電パネルや、蓄電池である。直流電源２が太陽光発電パネルの場合、電力変換装置１は、直流から交流への電力変換を行って系統連系運転し、交流電力を、負荷４へ供給する。また、余剰電力は商用電力系統５に売電することができる。直流電源２が蓄電池の場合は、電力変換装置１は、系統連系運転により負荷４に給電する他、商用電力系統５の電力を交流から直流に変換して蓄電池としての直流電源２を充電することができる。
<Circuit configuration>
FIG. 1 is an example of a circuit diagram of the power conversion device 1. In the figure, a power conversion device 1 is provided between a DC power supply 2 and a single-phase AC electric path 3. A customer's load 4 is connected to the AC electric circuit 3. Further, the AC power line 3 is connected to the commercial power system 5. The DC power supply 2 is, for example, a solar power generation panel or a storage battery. When the DC power supply 2 is a photovoltaic power generation panel, the power conversion device 1 performs power conversion from DC to AC to perform grid interconnection operation, and supplies AC power to the load 4. Further, the surplus power can be sold to the commercial power system 5. When the DC power supply 2 is a storage battery, the power conversion device 1 supplies power to the load 4 by grid interconnection operation, and also converts the power of the commercial power system 5 from AC to DC to charge the DC power supply 2 as a storage battery. be able to.
電力変換装置１の内部には、主回路構成要素として、直流側コンデンサ６、直流電源２とＤＣバス８との間に設けられたＤＣ／ＤＣコンバータ７、ＤＣバス８の２線間に接続された中間コンデンサ９、ＤＣバス８と交流電路３との間に設けられたインバータ１０、インバータ１０と交流電路３との間に介在する交流リアクトル１１、交流側コンデンサ１２を備えている。ＤＣ／ＤＣコンバータ７は、直流リアクトル７Ｌと、ハイサイドのスイッチング素子ＱＨと、ローサイドのスイッチング素子ＱＬとを備えている。インバータ１０は、フルブリッジを構成する４つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を備えている。スイッチング素子としては、例えば図示のＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）又はＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いることができる。 Inside the power conversion device 1, as main circuit components, a DC side capacitor 6, a DC/DC converter 7 provided between the DC power supply 2 and the DC bus 8, and a DC bus 8 are connected between two lines. The intermediate capacitor 9, the inverter 10 provided between the DC bus 8 and the AC electric path 3, the AC reactor 11 interposed between the inverter 10 and the AC electric path 3, and the AC side capacitor 12 are provided. DC / DC converter 7 is provided with a DC reactor 7L, a switching element Q H of the high-side, low side and a switching element Q L. The inverter 10 includes four switching elements Q1, Q2, Q3, Q4 forming a full bridge. As the switching element, for example, the illustrated MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor) or IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) can be used.
スイッチング素子ＱＨ，ＱＬ，Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング動作は、制御部１３によって制御される。
電圧・電流の計測要素としては、直流側コンデンサ６の両端電圧を検出する電圧センサ１４と、直流リアクトル７Ｌに流れる電流を検出する電流センサ１５と、ＤＣバス８の線間電圧を検出する電圧センサ１６と、交流リアクトル１１に流れる電流を検出する電流センサ１７と、交流側コンデンサ１２の両端電圧を検出する電圧センサ１８とを備えている。各センサ１４〜１８の出力は、制御部１３に送られる。
The switching element Q H, Q L, the switching operation of the Q1~Q4 is controlled by the control unit 13.
The voltage/current measuring elements include a voltage sensor 14 that detects the voltage across the DC capacitor 6, a current sensor 15 that detects the current flowing in the DC reactor 7L, and a voltage sensor that detects the line voltage of the DC bus 8. 16, a current sensor 17 for detecting a current flowing through the AC reactor 11, and a voltage sensor 18 for detecting a voltage across the AC side capacitor 12. The outputs of the sensors 14 to 18 are sent to the control unit 13.
制御部１３は例えば、コンピュータを含み、ソフトウェア（コンピュータプログラム）をコンピュータが実行することで、必要な制御機能を実現する。ソフトウェアは、制御部１３の記憶装置（図示せず。）に格納される。但し、制御機能の一部をコンピュータ以外のハードウェアのみの回路で構成することも可能である。 The control unit 13 includes, for example, a computer, and realizes a necessary control function by the software (computer program) being executed by the computer. The software is stored in the storage device (not shown) of the control unit 13. However, it is also possible to configure a part of the control function by a circuit having only hardware other than the computer.
《制御の課題》
最小スイッチング変換方式の電力変換装置１においては、インバータ１０がスイッチング動作を停止する期間に、ＤＣ／ＤＣコンバータ７がスイッチング動作の期間となる。このとき、制御部１３は、直流リアクトル７Ｌの電流指令値と電流検出値とを互いに比較してフィードバック制御を行うが、交流リアクトル１１に流れる電流の検出値は、ＤＣ／ＤＣコンバータ７の制御には反映されない。そのため、中間コンデンサ９と交流リアクトル１１とで、直列共振が発生した場合に、制御部１３は、これを能動的に減衰させることができない。
<Control issues>
In the minimum switching conversion type power conversion device 1, the DC/DC converter 7 is in the switching operation period while the inverter 10 stops the switching operation. At this time, the control unit 13 performs feedback control by comparing the current command value and the current detection value of the DC reactor 7L with each other, and the detection value of the current flowing through the AC reactor 11 is controlled by the DC/DC converter 7. Is not reflected. Therefore, when series resonance occurs in the intermediate capacitor 9 and the AC reactor 11, the control unit 13 cannot actively attenuate the series resonance.
《制御の主要ポイント》
そこで、交流リアクトル１１の電流検出値から高調波電流を抽出し、抽出した高調波電流と例えば逆位相の高調波電流を電流指令値に注入して、これを打ち消すアクティブダンパを導入する。共振電流が問題となるのはインバータ１０がスイッチング動作を停止し、ＤＣ／ＤＣコンバータ７がスイッチング動作している期間であるため、逆位相の高調波電流はＤＣ／ＤＣコンバータ７の電流指令値に注入する。時間の関数としてのＤＣ／ＤＣコンバータ７の電流指令値ｉｉｎ ＊（ｔ）は、下記の式（１）により、表される。
《Main points of control》
Therefore, a harmonic current is extracted from the detected current value of the AC reactor 11, a harmonic current having a phase opposite to the extracted harmonic current, for example, is injected into the current command value, and an active damper that cancels this is introduced. Since the resonance current becomes a problem during the period in which the inverter 10 stops the switching operation and the DC/DC converter 7 is performing the switching operation, the harmonic current of the opposite phase becomes the current command value of the DC/DC converter 7. inject. The current command value i in * (t) of the DC/DC converter 7 as a function of time is expressed by the following equation (1).
ｉｉｎ ＊（ｔ）＝｛ｉｉｎｖ ＊（ｔ）ｖｉｎｖ ＊（ｔ）＋Ｃｏ（ｄｖｏ ＊（ｔ）／ｄｔ）ｖｏ ＊（ｔ）｝／ｖｉｎ ＊（ｔ） ・・・（１）
ｉｉｎｖ ＊（ｔ）：交流リアクトル１１に流れるべき電流指令値
ｖｉｎｖ ＊（ｔ）：インバータ１０の交流側での電圧指令値
Ｃｏ：中間コンデンサ９のキャパシタンス
ｖｏ ＊（ｔ）：ＤＣバス８の電圧指令値
ｖｉｎ ＊（ｔ）：ＤＣ／ＤＣコンバータ７の電圧指令値
図２の（ａ）は、式（１）に対応する制御ブロック図である。
i in * (t)={i inv * (t) v inv * (t)+C o (dv o * (t)/dt) v o * (t)}/v in * (t)...( 1)
i inv * (t): current command value that should flow in the AC reactor 11 v inv * (t): voltage command value on the AC side of the inverter 10 Co : capacitance of the intermediate capacitor 9 v o * (t): DC bus 8 voltage command value v in * (t): DC/DC converter 7 voltage command value FIG. 2A is a control block diagram corresponding to the equation (1).
ここで、制御部１３は、電流センサ１７による検出値から高調波電流を抽出する。そして、抽出した高調波電流の逆位相電流を補償値として式（１）の右辺のｉｉｎｖ ＊（ｔ）に用いる。
具体的には式（１）で用いる本来のｉｉｎｖ ＊（ｔ）に代えて、以下の式（２）により補償値を加味した電流指令値ｉｉｎｖ ＃（ｔ）を用いることで、アクティブダンパとしての機能を付与する。
ｉｉｎｖ ＃（ｔ）＝ｉｉｎｖ ＊（ｔ）＋
Ｋｘ｛ｉｉｎｖ ＊（ｔ）−ｉｉｎｖ（ｔ）｝ ・・・（２）
Ｋｘ：比例ゲイン
ｉｉｎｖ（ｔ）：電流センサ１７による電流検出値
図２の（ｃ）は、式（２）に対応する制御ブロック図である。
Here, the control unit 13 extracts the harmonic current from the value detected by the current sensor 17. Then, the antiphase current of the extracted harmonic current is used as a compensation value in i inv * (t) on the right side of the equation (1).
Specifically, instead of the original i inv * (t) used in the equation (1), the current command value i inv # (t) in which the compensation value is added according to the following equation (2) is used, whereby the active damper is obtained. As a function.
i inv # (t)=i inv * (t)+
K x {i inv * (t)-i inv (t)} (2)
K x : Proportional gain i inv (t): Current detection value by current sensor 17 (c) of FIG. 2 is a control block diagram corresponding to the equation (2).
式（２）の右辺第２項の｛ｉｉｎｖ ＊（ｔ）−ｉｉｎｖ（ｔ）｝は、インバータ１０に対する出力電流の指令値と、実際に流れる出力電流の検出値との差を高調波電流として、補償値を求めることを表している。すなわち、高調波電流成分を含まない出力電流の指令値と検出値との比較により、容易に高調波電流を求めることができる。−ｉｉｎｖ（ｔ）のマイナス符号は、高調波電流に対する逆位相高調波電流に近づけるべく補償値を求めることを表している。実際には応答遅れがあって、完全に逆位相ではないが、高調波電流と完全に逆位相ではなくても、位相が逆位相に近い補償用の高調波電流により、効果的に、高調波電流を抑制することができる。 The second term on the right side of the equation (2), {i inv * (t)-i inv (t)}, is the difference between the command value of the output current to the inverter 10 and the detected value of the actually flowing output current. It represents that a compensation value is obtained as a current. That is, the harmonic current can be easily obtained by comparing the command value and the detected value of the output current that does not include the harmonic current component. The minus sign of -i inv (t) represents that the compensation value is calculated so as to approximate the antiphase harmonic current with respect to the harmonic current. In reality, there is a response delay and it is not completely in anti-phase, but even if it is not completely in anti-phase with the harmonic current, it is effectively The current can be suppressed.
すなわち、式（２）では、電流指令値ｉｉｎｖ ＊（ｔ）と電流検出値ｉｉｎｖ（ｔ）の差分をとり、これに比例ゲインＫｘを乗じることによって、式（２）の右辺第２項に示す逆位相高調波電流を抽出する。そして、これを、インバータ１０の本来の電流指令値ｉｉｎｖ ＊（ｔ）に加算して得た補償後の電流指令値ｉｉｎｖ ＃（ｔ）を式（１）のｉｉｎｖ ＊（ｔ）の代わりに用いる。図２の（ｂ）の制御ブロック図は、このことを示している。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ７の出力電流に、逆位相高調波電流を重畳して、アクティブダンパとしての機能を付与することができる。 That is, in the formula (2), the difference between the current command value i inv * (t) and the detected current value i inv (t) is taken, and this is multiplied by the proportional gain K x to obtain the second right side of the formula (2). Extract the anti-phase harmonic current shown in section. Then, the compensated current command value i inv # (t) obtained by adding this to the original current command value i inv * (t) of the inverter 10 is calculated as i inv * (t) of the equation (1). Use instead. The control block diagram of FIG. 2B shows this. As a result, the output current of the DC/DC converter 7 can be superposed with the antiphase harmonic current to give a function as an active damper.
但し、電流検出値ｉｉｎｖ（ｔ）は、検出の遅れのため、周波数が高い高調波電流に対しては正帰還となってこれを増幅させる場合がある。そこで、高調波電流の増幅を防ぐために、以下の式（３）に示すように逆位相高調波電流はローパスフィルタＦを通過させた信号を注入する。
ｉｉｎｖ ＃（ｔ）＝ｉｉｎｖ ＊（ｔ）＋
Ｆ［Ｋｘ｛ｉｉｎｖ ＊（ｔ）−ｉｉｎｖ（ｔ）｝］ ・・・（３）
However, the current detection value i inv (t) may become positive feedback for a high-frequency harmonic current and may be amplified due to the detection delay. Therefore, in order to prevent amplification of the harmonic current, the antiphase harmonic current injects a signal that has passed through the low-pass filter F, as shown in the following expression (3).
i inv # (t)=i inv * (t)+
F[K x {i inv * (t)-i inv (t)}] (3)
例えば、高調波電流に交流リアクトル１１と中間コンデンサ９との共振周波数及びその近傍の周波数を通過させるローパスフィルタ処理を施して補償値を求める。これにより、影響の大きい周波数帯域に絞って効果的に補償値を定めることができる。 For example, the harmonic current is low-pass filtered to pass the resonance frequency of the AC reactor 11 and the intermediate capacitor 9 and frequencies in the vicinity thereof to obtain a compensation value. As a result, the compensation value can be effectively determined by focusing on the frequency band having a large influence.
なお、上記ローパスフィルタＦとしては、具体的には例えば、１次遅れのデジタルフィルタを用いることができる。
時間の関数ｘ（ｔ）を、１次遅れのデジタルフィルタに入力したときの出力をＦ［ｘ（ｔ）］で表すと、以下のようになる。
As the low-pass filter F, specifically, for example, a first-order lag digital filter can be used.
The output when the time function x(t) is input to the first-order lag digital filter is represented by F[x(t)] as follows.
・・・（３ａ） ...(3a)
式（３ａ）におけるＴは、デジタル制御系の制御周期であり、ｘ（ｔ−Ｔ）は入力の１制御周期前の値である。ｒはフィルタの特性を決める定数で０から１までの範囲の値をとる。
このとき、デジタルフィルタのゲインＧ及び遮断周波数ｆは、それぞれ、以下の式（３ｂ）、（３ｃ）により、表すことができる。
T in the equation (3a) is a control cycle of the digital control system, and x(t-T) is a value one control cycle before the input. r is a constant that determines the characteristics of the filter and takes a value in the range of 0 to 1.
At this time, the gain G and the cutoff frequency f of the digital filter can be expressed by the following equations (3b) and (3c), respectively.
・・・（３ｂ）
・・・（３ｃ）
...(3b)
...(3c)
《制御全体のアルゴリズム》
次に、上述の式（１）〜（３）を含む、最小スイッチング変換方式の電力変換装置１における制御全体のアルゴリズムを、状態平均化法による連続系の微分方程式を用いて説明する。
ここで、交流電路の電圧検出値ｖａ（ｔ）としては、位相同期ループを用いて抽出した基本波成分ｖａｘ（ｔ）を用いる。
ｖａ（ｔ）は電流指令値ｉｉｎｖ ＊（ｔ）を計算する後述の式（４）、電圧指令値ｖｉｎｖ ＊（ｔ）を計算する式（５）、インバータ１０の参照波ｖｉｎｖ ｒｅｆ（ｔ）を計算する式（９）に、直接現れる。これらの演算においては、ｖａ（ｔ）をｖａｘ（ｔ）に置き換える。
<Overall control algorithm>
Next, the algorithm of the entire control in the power conversion device 1 of the minimum switching conversion system including the above-mentioned formulas (1) to (3) will be described using a continuous system differential equation by the state averaging method.
Here, as the voltage detection value v a (t) of the AC circuit, the fundamental wave component v ax (t) extracted by using the phase locked loop is used.
v a (t) is a later-described formula (4) for calculating the current command value i inv * (t), a formula (5) for calculating the voltage command value v inv * (t), and the reference wave v inv ref of the inverter 10. It appears directly in the equation (9) for calculating (t). In these operations, v a (t) is replaced with v ax (t).
電流指令値ｉｉｎｖ ＊は、出力電流指令値ｉａ ＊と、交流側コンデンサ１２に流れる電流との和により求められる。交流側コンデンサ１２（キャパシタンスはＣａとする。）に流れる電流は、交流電路の電圧検出値ｖａの微分値にＣａを乗じて求められる。時間の関数としての数式で表現すると、以下のようになる。
ｉｉｎｖ ＊（ｔ）＝Ｋｉａ ＊（ｔ）＋Ｃａ（ｄｖａ（ｔ）／ｄｔ） ・・・（４）
Ｋ：出力電流調整のための比例定数
なお、式（４）におけるｖａ（ｔ）をｖａｘ（ｔ）に置き換えると、以下の式（４ａ）となる。
ｉｉｎｖ ＊（ｔ）＝Ｋｉａ ＊（ｔ）＋Ｃａ（ｄｖａｘ（ｔ）／ｄｔ） ・・・（４ａ）
The current command value i inv * is obtained by the sum of the output current command value i a * and the current flowing through the AC-side capacitor 12. The current flowing through the AC-side capacitor 12 (capacitance is C a ) is obtained by multiplying C a by the differential value of the voltage detection value v a of the AC circuit. Expressed as a mathematical function as a function of time, it becomes as follows.
i inv * (t) = Ki a * (t) + C a (dv a (t) / dt) ··· (4)
K: Proportional constant for adjusting output current When v a (t) in the formula (4) is replaced with v ax (t), the following formula (4a) is obtained.
i inv * (t) = Ki a * (t) + C a (dv ax (t) / dt) ··· (4a)
電圧指令値ｖｉｎｖ ＊は、交流電路の電圧検出値ｖａと、電流指令値ｉｉｎｖ ＊の比例値と、電流指令値ｉｉｎｖ ＊の微分値の比例値との総和で求められる。数式としては以下の式（５）のように表現される。
ｖｉｎｖ ＊（ｔ）＝ｖａ（ｔ）＋｛Ｒｉｎｖｉｉｎｖ ＊（ｔ）＋Ｌｉｎｖ（ｄｉｉｎｖ ＊（ｔ）／ｄｔ）｝ ・・・（５）
Ｒｉｎｖ：インバータ１０の直流抵抗
Ｌｉｎｖ：インバータ１０のインダクタンス
なお、式（５）におけるｖａ（ｔ）をｖａｘ（ｔ）に置き換えると、以下の式（５ａ）となる。
ｖｉｎｖ ＊（ｔ）＝ｖａｘ（ｔ）＋｛Ｒｉｎｖｉｉｎｖ ＊（ｔ）＋Ｌｉｎｖ（ｄｉｉｎｖ ＊（ｔ）／ｄｔ）｝ ・・・（５ａ）
* The voltage command value v inv, and the voltage detection value v a of the AC circuit, a proportional value of the current command value i inv *, determined by the sum of the proportional value of the current command value i inv * derivative values. The formula is expressed as the following formula (5).
v inv * (t) = v a (t) + {R inv i inv * (t) + L inv (di inv * (t) / dt)} ··· (5)
R inv : DC resistance of the inverter 10 L inv : Inductor of the inverter 10 When v a (t) in formula (5) is replaced with v ax (t), the following formula (5a) is obtained.
v inv * (t)=v ax (t)+{R inv i inv * (t)+L inv (di inv * (t)/dt)} (5a)
電流指令値ｉｉｎ ＊（ｔ）の近似値としてのｉｉｎ **（ｔ）は、数式で表現すれば以下の式（６）となる。
ｉｉｎ **（ｔ）≒ｉｉｎｖ ＊（ｔ）ｖｉｎｖ ＊（ｔ）／ｖｇ（ｔ） ・・・（６）
ｖｇ（ｔ）：直流電源２の電圧検出値
I in ** (t) as an approximate value of the current command value i in * (t) is expressed by the following formula (6).
i in ** (t) ≒ i inv * (t) v inv * (t) / v g (t) ··· (6)
v g (t): voltage detection value of DC power supply 2
ＤＣ／ＤＣコンバータ７についての、電圧指令値ｖｉｎ ＊（ｔ）を数式で表現すれば以下の式（７）となる。
ｖｉｎ ＊（ｔ）≒ｖｇ（ｔ）−｛Ｒｉｎｉｉｎ **（ｔ）＋Ｌｉｎ（ｄｉｉｎ **（ｔ）／ｄｔ）｝
・・・（７）
Ｒｉｎ：ＤＣ／ＤＣコンバータ７の直流抵抗
Ｌｉｎ：ＤＣ／ＤＣコンバータ７のインダクタンス
If the voltage command value v in * (t) of the DC/DC converter 7 is expressed by a mathematical expression, the following expression (7) is obtained.
v in * (t)≈v g (t)-{R in i in ** (t)+L in (di in ** (t)/dt)}
...(7)
R in : DC resistance of the DC/DC converter 7 L in : Inductance of the DC/DC converter 7
ＤＣバス８の電圧指令値ｖｏ ＊（ｔ）は、比較対象の２つの電圧のうち、大きい方となる。数式で表現すれば以下の式（８ａ，８ｂ）となる。
制御部１３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ７の低圧側での電圧指令値ｖｉｎ ＊（ｔ）と、インバータ１０の交流側での電圧指令値ｖｉｎｖ ＊（ｔ）の絶対値とを、互いに常に比較している。そして、以下のように電圧指令値ｖｏ ＊（ｔ）を決定する。
|ｖｉｎｖ ＊（ｔ）|＜ｖｉｎ ＊（ｔ）のとき、ｖｏ ＊（ｔ）＝ｖｉｎ ＊（ｔ）
・・・（８ａ）
|ｖｉｎｖ ＊（ｔ）|≧ｖｉｎ ＊（ｔ）のとき、ｖｏ ＊（ｔ）＝|ｖｉｎｖ ＊（ｔ）|
・・・（８ｂ）
The voltage command value v o * (t) of the DC bus 8 is the larger of the two voltages to be compared. If expressed by mathematical expressions, the following expressions (8a, 8b) are obtained.
Control unit 13, a voltage command value of the low pressure side of the DC / DC converter 7 v in * (t), the absolute value of the voltage command value of the AC side of the inverter 10 v inv * (t), always together I'm comparing. Then, the voltage command value v o * (t) is determined as follows.
| v inv * (t) | <v when in * of (t), v o * ( t) = v in * (t)
...(8a)
| v inv * (t) | when ≧ v in * of (t), v o * ( t) = | v inv * (t) |
...(8b)
このように、電圧指令値ｖｏ ＊（ｔ）を決定することで、ＤＣ／ＤＣコンバータ７と、インバータ１０とは、交互にスイッチング動作し、それぞれ、交流半サイクルの間に休止期間ができる最小スイッチング変換方式の動作となる。 In this way, by determining the voltage command value v o * (t), the DC/DC converter 7 and the inverter 10 alternately perform the switching operation, and each has a minimum idle period during the AC half cycle. The operation is a switching conversion method.
そして、補償値を加味したＤＣ／ＤＣコンバータ７の電流指令値ｉｉｎ *（ｔ）及びインバータ１０の電流指令値ｉｉｎｖ ＃（ｔ）については、前述の式（１）〜（３）により決まる。 Then, the current command value i in * (t) of the DC/DC converter 7 and the current command value i inv # (t) of the inverter 10 in which the compensation value is added are determined by the above equations (1) to (3). ..
インバータ１０の電流フィードバック制御において、交流リアクトル１１に流れる電流指令値ｉｉｎｖ ＊と、電流検出値ｉｉｎｖとは、互いに比較され、その差に比例ゲインＫｉｎｖを乗じたものを、交流電路の電圧ｖａに加算することにより、インバータ１０を駆動するためのＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御の参照波ｖｉｎｖ ｒｅｆが得られる。これを数式で表現すると、以下の式（９）となる。
ｖｉｎｖ ｒｅｆ（ｔ）＝Ｋｉｎｖ｛ｉｉｎｖ ＊（ｔ）−ｉｉｎｖ（ｔ）｝＋ｖａ（ｔ）
・・・（９）
なお、式（９）におけるｖａ（ｔ）をｖａｘ（ｔ）に置き換えると、以下の式（９ａ）となる。
ｖｉｎｖ ｒｅｆ（ｔ）＝Ｋｉｎｖ｛ｉｉｎｖ ＊（ｔ）−ｉｉｎｖ（ｔ）｝＋ｖａｘ（ｔ）
・・・（９ａ）
In the current feedback control of the inverter 10, the current command value i inv * flowing in the AC reactor 11 and the detected current value i inv are compared with each other, and the difference is multiplied by the proportional gain K inv to obtain the voltage of the AC circuit. By adding to v a , a reference wave v inv ref of PWM (Pulse Width Modulation) control for driving the inverter 10 is obtained. When this is expressed by a mathematical expression, the following Expression (9) is obtained.
v inv ref (t) = K inv {i inv * (t) -i inv (t)} + v a (t)
...(9)
When v a (t) in formula (9) is replaced with v ax (t), the following formula (9a) is obtained.
v inv ref (t)=K inv {i inv * (t)−i inv (t)}+v ax (t)
...(9a)
ＤＣ／ＤＣコンバータ７の電流フィードバック制御において、ＤＣ／ＤＣコンバータ７の直流リアクトル７Ｌに流れる電流指令値ｉｉｎ ＊と、電流検出値ｉｉｎとは、互いに比較され、その差に比例ゲインＫｉｎを乗じたものを、直流電源２の電圧検出値ｖｇに加算することにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ７を駆動するためのＰＷＭ制御の参照波ｖｉｎ ｒｅｆが得られる。これを数式で表現すると、以下の式（１０）となる。
ｖｉｎ ｒｅｆ（ｔ）＝Ｋｉｎ｛ｉｉｎ ＊（ｔ）−ｉｉｎ（ｔ）｝＋ｖｇ（ｔ）
・・・（１０）
ｉｉｎ（ｔ）：直流リアクトル７Ｌの電流検出値
In the current feedback control of the DC/DC converter 7, the current command value i in * flowing in the DC reactor 7L of the DC/DC converter 7 and the detected current value i in are compared with each other, and the proportional gain K in is calculated as the difference. A reference wave v in ref for PWM control for driving the DC/DC converter 7 is obtained by adding the product of the multiplied values to the detected voltage value v g of the DC power supply 2. When this is expressed by a mathematical expression, the following Expression (10) is obtained.
v in ref (t)=K in {i in * (t)−i in (t)}+v g (t)
...(10)
i in (t): Current detection value of DC reactor 7L
インバータ１０を構成するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の各ゲートを制御する駆動信号は以下の手順で得られる。
まず、参照波ｖｉｎｖ ｒｅｆは、電圧指令値ｖｏ ＊で割ることにより規格化される。規格化された値は、搬送波と比較されて、スイッチングのＰＷＭパルスが生成される。
The drive signal for controlling the gates of the switching elements Q1 to Q4 forming the inverter 10 is obtained by the following procedure.
First, the reference wave v inv ref is standardized by dividing by the voltage command value v o * . The normalized value is compared to a carrier wave to generate a switching PWM pulse.
また、ＤＣ／ＤＣコンバータ７を構成するスイッチング素子ＱＨ，ＱＬの各ゲートを制御する駆動信号は以下の手順で得られる。
まず、参照波ｖｉｎ ｒｅｆは、電圧指令値ｖｏ ＊で割ることにより規格化される。規格化された値は、搬送波と比較されて、スイッチングのＰＷＭパルスが生成される。
The switching element Q H which constitutes the DC / DC converter 7, a drive signal for controlling the gates of Q L is obtained by the following procedure.
First, the reference wave v in ref is standardized by dividing by the voltage command value v o * . The normalized value is compared to a carrier wave to generate a switching PWM pulse.
《双方向性について》
なお、前述のように、直流電源２が蓄電池である場合、放電時には「電源」であり、また、充電時には「負荷」となる。充電時には、インバータ１０は交流リアクトル１１と協働して昇圧チョッパとなり、ＤＣ／ＤＣコンバータ７は降圧チョッパとなる。充電時の制御は、放電時の制御とは方向性が異なるだけで、制御アルゴリズムの内容は同様なものとなる。一方向性のみならず双方向性を考慮する場合、インバータ１０は、単に回路構成の点からは「フルブリッジ回路」とも言える。
<About bidirectionality>
As described above, when the DC power supply 2 is a storage battery, it is a “power supply” at the time of discharging and a “load” at the time of charging. During charging, the inverter 10 works as a step-up chopper in cooperation with the AC reactor 11, and the DC/DC converter 7 becomes a step-down chopper. The control at the time of charging is different from the control at the time of discharging, but the contents of the control algorithm are the same. When considering not only unidirectionality but also bidirectionality, the inverter 10 can be said to be a “full bridge circuit” simply in terms of circuit configuration.
《検証：比例ゲインと歪率》
次に、式（２）、（３）における比例ゲインＫｘを種々の値に変化させて、そのときの交流出力電流の総合高調波歪率を検証した。ここで、交流出力電流の指令値は１０Ａｒｍｓ、出力１ｋＷとした。
<Verification: Proportional gain and distortion>
Next, the proportional gain K x in the equations (2) and (3) was changed to various values, and the total harmonic distortion rate of the AC output current at that time was verified. Here, the command value of the AC output current was 10 Arms and the output was 1 kW.
まず、参考のために、電圧歪みのない交流電路に出力した場合について調べた。電圧歪みがなければ本来、アクティブダンパは必要ないが、歪みの有無に限らずアクティブダンパの影響を調査した。式（２）においてＫｘが０のときはアクティブダンパを用いていない場合に相当するが、このとき電流歪率は３．１６％であった。Ｋｘを大きくしていくと徐々に歪率は大きくなり、Ｋｘが０．２のときに４．６５％、０．２５のときに７．５６％となった。出力電流をフーリエ解析するとＫｘを大きくするに従って、２．７ｋＨｚを中心とした帯域の高調波電流が増えることがわかった。アクティブダンパを用いていないときの交流出力電流にも元々この帯域の高調波が含まれている。これはスイッチング動作期間がインバータからＤＣ／ＤＣコンバータに切替わった瞬間から電流がピークになる期間に表れる振動である。 First, for reference, the case of outputting to an AC circuit without voltage distortion was examined. Originally, an active damper is not necessary if there is no voltage distortion, but the influence of the active damper was investigated regardless of the presence or absence of distortion. In the formula (2), when K x is 0, it corresponds to the case where the active damper is not used, but the current distortion rate was 3.16% at this time. The strain rate gradually increased as K x was increased, and was 4.65% when K x was 0.2 and 7.56% when K x was 0.25. When Fourier analysis of the output current was performed, it was found that the harmonic current in the band centered on 2.7 kHz increased as K x was increased. The AC output current when the active damper is not used originally contains harmonics in this band. This is a vibration that appears in the period when the current peaks from the moment when the switching operation period is switched from the inverter to the DC/DC converter.
そこで、式（２）における右辺第２項の逆位相高調波成分を、カットオフ周波数が２ｋＨｚの１次ローパスフィルタを通過させてから電流指令値ｉｉｎｖ ＊（ｔ）に注入することにした。すなわち、式（３）におけるローパスフィルタＦの処理である。 Therefore, the antiphase harmonic component of the second term on the right side in the equation (2) is injected into the current command value i inv * (t) after passing through the first-order low-pass filter having a cutoff frequency of 2 kHz. That is, the processing of the low-pass filter F in Expression (3).
図３は、高調波が重畳され、電圧歪のある交流電路と系統連系した電力変換装置において、アクティブダンパの比例ゲインＫｘを変化させた場合に、電流総合歪率がどのように変化するかを検証した結果を示すグラフである。高調波は意図的に注入したものであり、注入する高調波は中間コンデンサ（キャパシタンス：１７．６μＦ）と交流リアクトル（インダクタンス：１．２ｍＨ）の直列共振周波数である１０９５．１５Ｈｚとした。 FIG. 3 shows how the total current distortion factor changes when the proportional gain Kx of the active damper is changed in a power conversion system in which harmonics are superposed and which is grid-connected to an AC circuit having voltage distortion. It is a graph which shows the result of having verified. The harmonic was intentionally injected, and the injected harmonic was 109.15 Hz, which is the series resonance frequency of the intermediate capacitor (capacitance: 17.6 μF) and AC reactor (inductance: 1.2 mH).
図３の実線は、系統電圧に高調波を１．７５％注入した場合で、かつ、逆位相高調波はローパスフィルタを通過させないで注入した場合を示している。アクティブダンパを用いないときの歪率５．４３％に対しては、Ｋｘが０．１５までは歪率は順調に低下して５．０２％となったが、Ｋｘが０．２以上ではアクティブダンパを用いないときよりもむしろ増加した。 The solid line in FIG. 3 shows the case where the harmonics are injected into the system voltage by 1.75% and the antiphase harmonics are injected without passing through the low pass filter. In contrast to the strain rate of 5.43% when the active damper is not used, the strain rate steadily decreased to 5.02% until K x was 0.15, but K x was 0.2 or more. Then, it increased rather than when the active damper was not used.
そこで、前述のように、逆位相高調波を２ｋＨｚの１次ローパスフィルタを通過させてからＤＣ／ＤＣコンバータ７の電流指令値に注入したところ、図３の点線に示したように、Ｋｘが０．２から０．３の間で歪率は約４．８％となり、アクティブダンパを用いないときと比べて０．６ポイント低減することができた。 Therefore, as described above, was injected antiphase harmonic were allowed to pass through a 2kHz first-order low-pass filter to the current command value of the DC / DC converter 7, as shown in dotted line in FIG. 3, the K x The distortion factor was about 4.8% between 0.2 and 0.3, and could be reduced by 0.6 points compared with the case where the active damper was not used.
系統電圧に重畳する高調波の割合を増やして１０９５．１５Ｈｚ、３．４５％とすると、アクティブダンパを用いないときの電流歪率は９．５５％となった。２ｋＨｚの１次ローパスフィルを含むアクティブダンパを用いると、Ｋｘが０．２で歪率は７．７５％であり、１．８ポイントの低減であった。また、Ｋｘが０．４で歪率は７．１２％であり、２．４ポイントの低減となった。 When the ratio of harmonics superimposed on the system voltage was increased to 1095.15 Hz and 3.45%, the current distortion rate when the active damper was not used was 9.55%. When an active damper including a primary low-pass fill of 2 kHz was used, K x was 0.2 and the distortion rate was 7.75%, which was a reduction of 1.8 points. Further, K x was 0.4 and the distortion rate was 7.12%, which was a reduction of 2.4 points.
図４及び図５は交流波形及び歪電流についてのシミュレーション結果の例示である。
図４においては、（ａ）が系統電圧、（ｂ）が電力変換装置から交流電路への出力電流、（ｃ）が周波数に対する電流を示している。この例では、系統電圧の歪率１．７５％、Ｋｘは０で、アクティブダンパを機能させていない。このときの電流総合歪率は５．４３％であった。（ｃ）における５ｋＨｚ以下の領域で高調波が現れている。なお、２０ｋＨｚ近傍の電流はスイッチング周波数によるものである。
4 and 5 are examples of simulation results for AC waveforms and strain currents.
In FIG. 4, (a) shows the system voltage, (b) shows the output current from the power converter to the AC circuit, and (c) shows the current with respect to frequency. In this example, the distortion of the system voltage is 1.75%, K x is 0, and the active damper is not functioning. The total current distortion rate at this time was 5.43%. Harmonics appear in the region of 5 kHz or less in (c). The current near 20 kHz is due to the switching frequency.
また、図５においては、（ａ）が系統電圧、（ｂ）が電力変換装置から交流電路への出力電流、（ｃ）が周波数に対する電流を示している。この例では、系統電圧の歪率１．７５％、Ｋｘは０．３で、アクティブダンパを機能させている。このときの電流総合歪率は４．７６％であり、フィルタ及びアクティブダンパの効果が良く現れている。 Further, in FIG. 5, (a) shows the system voltage, (b) shows the output current from the power converter to the AC circuit, and (c) shows the current with respect to frequency. In this example, the distortion factor of the system voltage is 1.75%, K x is 0.3, and the active damper is functioning. At this time, the total current distortion rate is 4.76%, and the effect of the filter and the active damper is well shown.
《まとめ》
以上、まとめると、電力変換装置１において、制御部１３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ７及びインバータ１０（フルブリッジ回路）の一方にスイッチング動作を行わせ、他方は休止させる期間を生じさせる「最小スイッチング方式」を実行している。インバータ１０のスイッチング動作を休止させてＤＣ／ＤＣコンバータ７にスイッチング動作を行わせる期間においては、インバータ１０を流れる電流に高調波電流が重畳される場合がある。このような場合に、制御部１３は、高調波電流を減らすための補償値を含めて、ＤＣ／ＤＣコンバータ７の電流指令値ｉｉｎ ＊を演算する。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ７がスイッチング動作する期間内の交流電流に含まれる高調波電流を抑制することができる。
<<Summary>>
In summary, in the power conversion device 1, the control unit 13 causes the one of the DC/DC converter 7 and the inverter 10 (full bridge circuit) to perform the switching operation, and causes the other to have a pause period in the “minimum switching method”. Is running. During the period in which the switching operation of the inverter 10 is stopped and the DC/DC converter 7 is allowed to perform the switching operation, a harmonic current may be superimposed on the current flowing through the inverter 10. In such a case, the control unit 13 calculates the current command value i in * of the DC/DC converter 7, including the compensation value for reducing the harmonic current. Thereby, the harmonic current contained in the alternating current within the period in which the DC/DC converter 7 performs the switching operation can be suppressed.
このようなアクティブダンパの機能は、電力変換装置１の制御周波数（２０ｋＨｚ）よりも十分に小さな周波数の高調波に対しては有効であるが、周波数が制御周波数に近い高調波では、逆位相高調波電流の位相遅れが無視できなくなり、注入する高調波が交流出力電流の高調波に対して正帰還で作用するため出力電流の高調波は増幅されてしまう。このたびのシミュレーションでは制御周波数を２０ｋＨｚとしたが、２．７ｋＨｚの高調波はアクティブダンパによってむしろ増幅される。そこでカットオフ周波数が２ｋＨｚのローパスフィルタを組合せて、２ｋＨｚ以上の高調波に対してはアクティブダンパが働かないようにすることによって、１ｋＨｚ程度の高調波に対しては有効に働き、電流総合歪率を低減することができる。 The function of such an active damper is effective for harmonics of a frequency sufficiently smaller than the control frequency (20 kHz) of the power converter 1, but for harmonics whose frequencies are close to the control frequency, anti-phase harmonics are used. The phase delay of the wave current cannot be ignored, and the injected harmonic acts on the harmonic of the AC output current by positive feedback, so that the harmonic of the output current is amplified. In this simulation, the control frequency was set to 20 kHz, but the harmonic of 2.7 kHz is rather amplified by the active damper. Therefore, by combining a low-pass filter with a cutoff frequency of 2 kHz so that the active damper does not work for harmonics of 2 kHz or more, it works effectively for harmonics of about 1 kHz, and the total current distortion factor Can be reduced.
《補記》
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。
《Supplementary note》
It should be understood that the embodiments disclosed this time are exemplifications in all points and not restrictive. The scope of the present invention is defined by the claims, and is intended to include meanings equivalent to the claims and all modifications within the scope.
１ 電力変換装置
２ 直流電源
３ 交流電路
４ 負荷
５ 商用電力系統
６ 直流側コンデンサ
７ ＤＣ／ＤＣコンバータ（チョッパ回路）
７Ｌ 直流リアクトル
８ ＤＣバス
９ 中間コンデンサ
１０ インバータ（フルブリッジ回路）
１１ 交流リアクトル
１２ 交流側コンデンサ
１３ 制御部
１４ 電圧センサ
１５ 電流センサ
１６ 電圧センサ
１７ 電流センサ
１８ 電圧センサ
ＱＨ，ＱＬ，Ｑ１〜Ｑ４ スイッチング素子
1 Power Converter 2 DC Power Supply 3 AC Line 4 Load 5 Commercial Power System 6 DC Capacitor 7 DC/DC Converter (Chopper Circuit)
7L DC reactor 8 DC bus 9 Intermediate capacitor 10 Inverter (full bridge circuit)
11 AC reactors 12 AC side capacitor 13 control unit 14 voltage sensor 15 a current sensor 16 voltage sensor 17 a current sensor 18 the voltage sensor Q H, Q L, Q1~Q4 switching element
Claims (4)
前記直流電源とＤＣバスとの間に設けられたＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記ＤＣバスの２線間に接続された中間コンデンサと、
前記ＤＣバスと前記交流電路との間に設けられたフルブリッジ回路と、
前記交流電路と前記フルブリッジ回路との間に介在する交流リアクトルと、
交流半サイクル内で、交流の位相に応じて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記フルブリッジ回路の一方にスイッチング動作を行わせ、他方は休止させる期間を生じさせる制御部と、を備え、
前記制御部は、前記フルブリッジ回路のスイッチング動作を休止させて前記ＤＣ／ＤＣコンバータにスイッチング動作を行わせる期間において、前記フルブリッジ回路に流れる交流電流から抽出される高調波電流を減らすための補償値を含めて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電流指令値を演算し、
前記制御部は、前記フルブリッジ回路に対する電流指令値と、実際に流れる電流検出値との差を前記高調波電流として前記補償値を求める、
電力変換装置。 An electric power conversion device that is provided between an AC electric circuit and a DC power source having a voltage lower than the peak value of the absolute value of the AC voltage, and that performs conversion from DC to AC or vice versa.
A DC / DC converter provided al the between the DC power supply and DC bus,
An intermediate capacitor connected between the two wires of the DC bus;
A full-bridge circuit provided between the DC bus and the AC circuit,
An alternating current reactor interposed between the alternating current circuit and the full bridge circuit,
A controller that causes one of the DC/DC converter and the full bridge circuit to perform a switching operation in the AC half cycle in accordance with the phase of the AC, and causes the other to pause.
The control unit compensates for reducing a harmonic current extracted from an alternating current flowing through the full bridge circuit during a period in which the switching operation of the full bridge circuit is stopped and the DC/DC converter performs the switching operation. Including the value, the current command value of the DC/DC converter is calculated ,
The control unit obtains the compensation value by using the difference between the current command value for the full bridge circuit and the detection value of the current that actually flows as the harmonic current.
Power converter.
交流半サイクル内で、交流の位相に応じて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記フルブリッジ回路の一方にスイッチング動作を行わせ、他方は休止させる期間を生じさせ、
前記フルブリッジ回路のスイッチング動作を休止させて前記ＤＣ／ＤＣコンバータにスイッチング動作を行わせる期間において、前記フルブリッジ回路に対する電流指令値と、実際に流れる電流検出値との差を高調波電流として抽出し、
抽出した高調波電流を減らすための補償値を求め、
前記補償値を含めた前記フルブリッジ回路の出力電流指令値を用いて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電流指令値を演算する、
電力変換装置の高調波抑制方法。 A DC/DC converter provided between the AC power line and a DC power supply having a voltage lower than the peak value of the absolute value of the AC voltage, and a DC/DC converter provided between the DC power supply and a DC bus; and the DC bus and the DC bus. A harmonic suppression method for a power conversion device, comprising a full-bridge circuit provided between an alternating current circuit and a power conversion device for converting direct current to alternating current or vice versa,
In the AC half cycle, one of the DC/DC converter and the full bridge circuit is caused to perform a switching operation in accordance with the phase of the AC, and the other is caused to be in a pause period,
During a period in which the switching operation of the full bridge circuit is stopped and the DC/DC converter performs the switching operation, the difference between the current command value for the full bridge circuit and the actual flowing current detection value is extracted as a harmonic current. Then
Calculate the compensation value to reduce the extracted harmonic current,
An output current command value of the full bridge circuit including the compensation value is used to calculate a current command value of the DC/DC converter.
Harmonic suppression method for power converter .
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