JP6739170B2 - Overvoltage protection circuit - Google Patents
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Description
本発明は、過電圧から機器を保護する過電圧保護回路に関する。 The present invention relates to an overvoltage protection circuit that protects equipment from overvoltage.
従来から、直流電源出力の過電圧保護回路として、出力電圧の過電圧を検出し、その出力をサイリスタやリレースイッチで短絡し、過電圧から負荷を保護する方法がある。これを交流電源入力側の過電圧保護回路に応用し、過電圧入力を検知し、電源入力を短絡することで、過電圧から機器を保護し、かつヒューズやブレーカなどの保護素子を連動させることで電源と装置の間を電気的に完全に切断して、回路を保護する方法がある。 Conventionally, as an overvoltage protection circuit for a DC power supply output, there is a method of detecting an overvoltage of an output voltage and short-circuiting the output with a thyristor or a relay switch to protect a load from the overvoltage. By applying this to the overvoltage protection circuit on the input side of the AC power supply, the overvoltage input is detected, and the power supply input is short-circuited to protect the equipment from overvoltage, and the protection elements such as fuses and breakers are interlocked with the power supply. There is a method of protecting the circuit by electrically completely disconnecting the devices.
上記交流電源入力側の過電圧保護回路において、電源入力を短絡する短絡素子をサイリスタやトライアックにすると、次のような動作が求められる。すなわち、サイリスタやトライアックは一度点弧すれば、以降はゲート入力無しで、電流がゼロになるゼロクロス点まで点弧状態が継続する。また、ゼロクロス点でサイリスタやトライアックは自然に消弧する。このため、この過電圧保護回路では、点弧状態が継続している間に保護素子を作動させ、電源と装置の間を電気的に切断して、回路を保護している。 In the overvoltage protection circuit on the input side of the AC power source, the following operation is required when the short-circuit element that short-circuits the power source input is a thyristor or a triac. That is, once a thyristor or a triac is fired, thereafter, the ignition state continues until there is no gate input and the zero crossing point where the current becomes zero. Also, the thyristor and triac will extinguish naturally at the zero-cross point. Therefore, in this overvoltage protection circuit, the protection element is activated while the ignition state continues, and the circuit is protected by electrically disconnecting the power supply from the device.
なお、特許文献１には、過電圧検出回路にヒステリシスを持たせた構成が示されている。 Note that Patent Document 1 discloses a configuration in which the overvoltage detection circuit has hysteresis.
上述したように、交流電源入力側の過電圧保護回路では、短絡素子をサイリスタやトライアックにする場合、点弧状態が継続している間に保護素子を作動させるようにしている。しかしながら、例えば電源インピーダンスが高いなどの理由で十分な短絡電流が流れなかった場合、点弧状態が継続している間に保護素子を作動させることができなくなる。この場合、短絡素子の動作が点弧と消弧とを繰り返す不確実な動作となるときがあるという課題があった。 As described above, in the overvoltage protection circuit on the input side of the AC power supply, when the short-circuit element is a thyristor or a triac, the protection element is activated while the ignition state continues. However, if a sufficient short-circuit current does not flow due to, for example, high power supply impedance, the protection element cannot be activated while the ignition state continues. In this case, there is a problem that the operation of the short-circuit element may be an uncertain operation in which firing and extinction are repeated.
本発明は、上記の事情を考慮してなされたものであり、点弧状態が継続している間に保護素子を作動させることができなくとも、短絡素子の動作が点弧と消弧とを繰り返さずに安定して動作することができる過電圧保護回路を提供することを目的とする。 The present invention has been made in consideration of the above circumstances, and even if the protection element cannot be operated while the ignition state continues, the operation of the short-circuit element causes ignition and extinction. It is an object of the present invention to provide an overvoltage protection circuit that can operate stably without repetition.
上記の課題を解決するため本発明の一態様は、交流電源の入力端子と、前記入力端子に入力された前記交流電源を出力する出力端子と、前記交流電源を整流して平滑化した電圧である比較電圧が所定の基準電圧を超えた場合に過電圧検出信号を出力する比較器と、前記過電圧検出信号を前記比較器の入力側にフィードバックするフィードバック回路とを有し、前記比較器が前記過電圧検出信号を出力した場合に所定の制御信号を発生する過電圧検出部と、前記入力端子と前記過電圧検出部との間に設けられ、前記制御信号が入力された場合に、前記入力端子と前記過電圧検出部と間において前記交流電源を短絡させる短絡部と、前記入力端子と前記短絡部との間に挿入され、当該短絡部が過電流発生時に前記交流電源を短絡させた際に前記入力端子と前記短絡部との間の接続を遮断する遮断部と備え、前記制御信号が、前記交流電源に出力側が接続されたゼロクロスオンタイプのフォトトライアックを用いて発生され、前記過電圧検出信号が前記比較器により維持され、当該過電圧検出信号により、前記フォトトライアックがゼロクロスオンとなる状態とする過電圧保護回路である。 In order to solve the above problems, one embodiment of the present invention is an input terminal of an AC power supply, an output terminal that outputs the AC power supply input to the input terminal, and a voltage that is obtained by rectifying and smoothing the AC power supply. A comparator that outputs an overvoltage detection signal when a certain comparison voltage exceeds a predetermined reference voltage, and a feedback circuit that feeds back the overvoltage detection signal to the input side of the comparator, and the comparator has the overvoltage. An overvoltage detection unit that generates a predetermined control signal when a detection signal is output, is provided between the input terminal and the overvoltage detection unit, and when the control signal is input, the input terminal and the overvoltage A short-circuit part that short-circuits the AC power supply between the detection part and the input terminal and the short-circuit part is inserted between the short-circuit part and the input terminal when the short-circuit part short-circuits the AC power supply when an overcurrent occurs. The control signal is generated by using a zero-cross-on type phototriac having an output side connected to the AC power supply, and the overvoltage detection signal is the comparator. And an overvoltage protection circuit for maintaining the phototriac in a zero cross-on state by the overvoltage detection signal .
また、本発明の一態様は、上記過電圧保護回路であって、前記フィードバック回路が、前記比較器の前記比較電圧の入力端子に前記過電圧検出信号をフィードバックする。 Further, according to an aspect of the present invention, in the overvoltage protection circuit, the feedback circuit feeds back the overvoltage detection signal to an input terminal of the comparison voltage of the comparator.
また、本発明の一態様は、上記過電圧保護回路であって、前記フィードバック回路が、前記比較器の前記基準電圧の入力端子に前記過電圧検出信号をフィードバックする。 Further, according to one aspect of the present invention, in the overvoltage protection circuit, the feedback circuit feeds back the overvoltage detection signal to an input terminal of the reference voltage of the comparator.
また、本発明の一態様は、上記過電圧保護回路であって、前記フィードバック回路が、抵抗とダイオードとの組み合わせまたは抵抗から構成されている。 Moreover, one mode of the present invention is the above-mentioned overvoltage protection circuit, wherein the feedback circuit comprises a combination of a resistor and a diode or a resistor.
本発明によれば、フィードバック回路が比較器の入力側に比較器が出力した過電圧検出信号をフィードバックするので、比較電圧と基準電圧との比較動作にヒステリシスを持たせることができる。これによれば、過電圧検出部が、短絡部の動作を制御する制御信号を継続して発生することができる。よって、短絡部は短絡状態を安定して維持することができる。 According to the present invention, since the feedback circuit feeds back the overvoltage detection signal output from the comparator to the input side of the comparator, it is possible to add hysteresis to the comparison operation between the comparison voltage and the reference voltage. According to this, the overvoltage detection unit can continuously generate the control signal for controlling the operation of the short-circuit unit. Therefore, the short-circuited portion can stably maintain the short-circuited state.
以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。図１は、本発明の実施形態の構成例を示した回路図である。図１に示した電気機器１は、過電圧保護回路１０と、ＡＣ（交流）電源使用機器２０とを備える。ＡＣ電源使用機器２０は、商用電源などの交流電源ＡＣ１を電源として動作する機器である。過電圧保護回路１０は、本実施形態においては外付けされているが、ＡＣ電源使用機器２０に内蔵する構成としても良い。過電圧保護回路１０がＡＣ電源使用機器２０に内蔵された場合は、電気機器１がＡＣ電源使用機器２０そのものとなる。
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration example of an embodiment of the present invention. The electric device 1 shown in FIG. 1 includes an
過電圧保護回路１０は、交流電源ＡＣ１の入力端子１０１および１０２と、入力端子１０１および１０２に入力された交流電源ＡＣ１を出力する出力端子１０３および１０４とを備える。
The
また、過電圧保護回路１０は、遮断部１０５を備える。遮断部１０５は、過電流遮断器を構成するものであり、入力端子１０１および１０２と出力端子１０３および１０４との間に挿入され、過電流発生時に入力端子１０１および１０２と出力端子１０３および１０４との間の接続を遮断する。接続を遮断する過電流の値は、ＡＣ電源使用機器２０の定格電流より大きな値に設定されている。また図１に示した例では、遮断部１０５がヒューズＦ１とヒューズＦ２とから構成されている。ヒューズＦ１は一端が入力端子１０１に接続され、他端が出力端子１０３に接続されている。ヒューズＦ２は一端が入力端子１０２に接続され、他端が出力端子１０４に接続されている。なお、遮断部１０５は、ヒューズに限らず、例えば、過電流を検出して遮断する配線用遮断器を用いて構成することができる。また、ヒューズＦ１とヒューズＦ２とのうちいずれか一方を省略してもよい。
The
また、過電圧保護回路１０は、出力端子１０３および１０４の間に介挿されるトライアックＣＤ１を備える。トライアックＣＤ１は、ゲートＧに所定の制御信号が入力された場合に、点弧され、端子Ｔ１および端子Ｔ２間をオンする。また、トライアックＣＤ１は、ゲートＧに所定の電圧が印加されていない場合、端子Ｔ１および端子Ｔ２間に流れる電流が０になったときに端子Ｔ１および端子Ｔ２間を自然にオフして消弧する。このトライアックＣＤ１は、ゲートＧに所定の制御信号が入力された場合に、遮断部１０５の挿入位置からみて出力端子１０３および１０４側で交流電源ＡＣ１を短絡する短絡部を構成する。なお、トライアックＣＤ１の端子Ｔ１と端子Ｔ２との間に流れる電流を電流ＩＴとする。また、トライアックＣＤ１は、例えばサイリスタやリレーに代えてもよい。
The
また、過電圧保護回路１０は、過電圧検出部１０６を備える。過電圧検出部１０６は、フォトトライアックＰＨＴ１と、全波整流回路ＣＤ２と、コンパレータ（比較器）ＣＯＭＰと、フィードバック回路ＦＢと、トランジスタＴＲ１と、平滑コンデンサＣ１と、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ１０およびＲ１１とを備える。図１においてフォトトライアックＰＨＴ１は、出力側の回路ＰＨＴ１−１と入力側の回路ＰＨＴ１−２とに分けて示されている。回路ＰＨＴ１−１と回路ＰＨＴ１−２とをあわせたものをフォトトライアックＰＨＴ１と呼ぶ。また、フィードバック回路ＦＢは、抵抗ＲＦとダイオードＤ１とを備える。
The
図１に示した例では、フォトトライアックＰＨＴ１が、交流電源ＡＣ１に出力側が接続されたゼロクロスオンタイプのフォトトライアックである。すなわち、フォトトライアックＰＨＴ１は、出力側にゼロクロス回路ＺＣを備え、入力側の発光ダイオード（ＬＥＤ）ＰＤ１に所定の電流が流れている状態でゼロクロス回路ＺＣに印加された電圧が所定の値以下となった場合（ゼロクロスに近い一定の範囲内の電圧になった場合）にフォトトライアックＰＴＲ１を点弧して出力側の端子間をオン状態とし、抵抗Ｒ１０の端子間に電圧（所定の制御信号）を発生させ、トライアックＣＤ１のゲートＧに対してこの制御信号を出力する。一方、入力側の発光ダイオードＰＤ１に所定の電流が流れなくなると、フォトトライアックＰＴＲ１は消弧している場合は消弧状態を継続して制御信号を出力せず、点弧していた場合にはフォトトライアックＰＴＲ１に流れる電流が０になったときに消弧して制御信号の出力を停止する。フォトトライアックＰＨＴ１は、２つの出力側端子の一方を出力端子１０３に接続し、他方をトライアックＣＤ１のゲートＧと抵抗Ｒ１０の一端とに接続している。抵抗Ｒ１０の他端は出力端子１０４に接続されている。また、フォトトライアックＰＨＴ１は、２つの入力側端子のうち発光ダイオードＰＤ１のアノード側を抵抗Ｒ１１の一端に接続し、カソード側をトランジスタＴＲ１のドレインに接続している。
In the example shown in FIG. 1, the phototriac PHT1 is a zero-cross-on type phototriac in which the output side is connected to the AC power supply AC1. That is, the phototriac PHT1 is provided with the zero-cross circuit ZC on the output side, and the voltage applied to the zero-cross circuit ZC becomes less than or equal to the predetermined value while the predetermined current flows through the light emitting diode (LED) PD1 on the input side. In the case of (when it becomes a voltage within a certain range near zero cross), the phototriac PTR1 is ignited to turn on the output side terminals, and the voltage (predetermined control signal) is applied between the terminals of the resistor R10. The control signal is generated and the control signal is output to the gate G of the triac CD1. On the other hand, when a predetermined current stops flowing in the light emitting diode PD1 on the input side, if the phototriac PTR1 is extinguished, it does not continue to output the control signal in the extinguished state, but if it is ignited. When the current flowing through the phototriac PTR1 becomes 0, the arc is extinguished and the output of the control signal is stopped. In the photo triac PHT1, one of the two output side terminals is connected to the
なお、フォトトライアックＰＨＴ１は、ゼロクロス機能を有するものに限らず、ゼロクロス機能が無いフォトトライアックであってもよい。ゼロクロス機能が無い場合、フォトトライアックＰＨＴ１は、入力側の発光ダイオードＰＤ１に所定の電流が流れた場合にフォトトライアックＰＴＲ１を点弧して出力側の端子間をオン状態とし、トライアックＣＤ１のゲートＧに対して所定の制御信号を出力する。一方、入力側の発光ダイオードＰＤ１に所定の電流が流れなくなると、フォトトライアックＰＴＲ１は消弧している場合は消弧状態を継続して制御信号を出力せず、点弧していた場合にはフォトトライアックＰＴＲ１に流れる電流が０になったときに消弧して制御信号の出力を停止する。 The phototriac PHT1 is not limited to the one having the zero-cross function, and may be a phototriac having no zero-cross function. If there is no zero-cross function, the phototriac PHT1 fires the phototriac PTR1 to turn on the terminals on the output side when a predetermined current flows in the light emitting diode PD1 on the input side, and turns on the gate G of the triac CD1. A predetermined control signal is output in response. On the other hand, when a predetermined current stops flowing in the light emitting diode PD1 on the input side, if the phototriac PTR1 is extinguished, it does not continue to output the control signal in the extinguished state, but if it is ignited. When the current flowing through the phototriac PTR1 becomes 0, the arc is extinguished and the output of the control signal is stopped.
全波整流回路ＣＤ２は、交流入力を過電圧保護回路１０の出力端子１０３および１０４から入力し、直流出力を平滑コンデンサＣ１の両端に対して出力する。すなわち、全波整流回路ＣＤ２は、交流電源ＡＣ１を全波整流して直流に変換し、平滑コンデンサＣ１の両端に出力する。この場合、図の上側が正側、下側が負側（グランド）である。過電圧保護回路１０は、この全波整流回路ＣＤ２で交流電圧を整流し、平滑コンデンサＣ１で平滑した直流電圧に基づいて過電圧を検出するとともに、その直流電圧を過電圧保護回路１０の電源として用いている。この平滑コンデンサＣ１の端子電圧を検出電圧ＶＤＥＴとする。平滑コンデンサＣ１の一端には抵抗Ｒ１、Ｒ３およびＲ１１の各一端が接続されている。平滑コンデンサＣ１の他端には抵抗Ｒ２およびＲ４の各一端とトランジスタＴＲ１のソースとが接続されている。
The full-wave rectifier circuit CD2 inputs an AC input from the
抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とは直列に接続されている。その抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点がコンパレータＣＯＭＰの正相入力端子（非反転入力端子）（Ｘ）に接続されている。この正相入力端子（非反転入力端子）（Ｘ）に入力される、検出電圧ＶＤＥＴを抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とで分圧した電圧が比較電圧ＶＣＯＭＰである。また、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４とは直列に接続されている。その抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との接続点がコンパレータＣＯＭＰの出力端子（Ｘ＞Ｙ）とトランジスタＴＲ１のゲートとに接続されている。また、コンパレータＣＯＭＰの逆相入力端子（反転入力端子）（Ｙ）には、図示していない基準電圧回路が発生した所定の基準電圧ＶＲＥＦが入力される。コンパレータＣＯＭＰの出力端子（Ｘ＞Ｙ）は、例えばオープンドレインあるいはオープンコレクタ出力であり、正相入力端子（Ｘ）に入力された比較電圧ＶＣＯＭＰが逆相入力端子（Ｙ）に入力された基準電圧ＶＲＥＦを超えた場合に出力をオフし、比較電圧ＶＣＯＭＰが基準電圧ＶＲＥＦ以下の場合に出力をオンする。したがって、抵抗ＲＦが抵抗Ｒ４より十分大きい場合、出力端子（Ｘ＞Ｙ）の出力信号である過電圧検出信号Ｖｏの電圧は、ＶＣＯＭＰ＞ＶＲＥＦの場合にＶＤＥＴを抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４とで分圧した電圧（これをＨレベルとする）となり、ＶＣＯＭＰ≦ＶＲＥＦの場合に出力端子（Ｘ＞Ｙ）のトランジスタのオン電圧（これをＬレベルとする）となる。過電圧検出信号Ｖｏは、ＨレベルでトランジスタＴＲ１をオンし、ＬレベルでトランジスタＴＲ１をオフする値に設定されている。 The resistors R1 and R2 are connected in series. The connection point between the resistors R1 and R2 is connected to the positive phase input terminal (non-inverting input terminal) (X) of the comparator COMP. The voltage obtained by dividing the detection voltage VDET by the resistors R1 and R2, which is input to the positive phase input terminal (non-inverting input terminal) (X), is the comparison voltage VCOMP. The resistors R3 and R4 are connected in series. The connection point between the resistors R3 and R4 is connected to the output terminal (X>Y) of the comparator COMP and the gate of the transistor TR1. Further, a predetermined reference voltage VREF generated by a reference voltage circuit (not shown) is input to the negative phase input terminal (inverting input terminal) (Y) of the comparator COMP. The output terminal (X>Y) of the comparator COMP is, for example, an open drain or open collector output, and the reference voltage VCOMP input to the positive phase input terminal (X) is input to the negative phase input terminal (Y). When the voltage exceeds VREF, the output is turned off, and when the comparison voltage VCOMP is equal to or lower than the reference voltage VREF, the output is turned on. Therefore, when the resistance RF is sufficiently larger than the resistance R4, the voltage of the overvoltage detection signal Vo which is the output signal of the output terminal (X>Y) is obtained by dividing VDET by the resistances R3 and R4 when VCOMP>VREF. The voltage becomes the H level and becomes the ON voltage of the transistor at the output terminal (X>Y) (the L level) when VCOMP≦VREF. The overvoltage detection signal Vo is set to a value that turns on the transistor TR1 at H level and turns off the transistor TR1 at L level.
なお、コンパレータＣＯＭＰや、基準電圧ＶＲＥＦの図示していない基準電圧回路は、検出電圧ＶＤＥＴをそのまま電源とする回路であってもよいし、検出電圧ＶＤＥＴを降圧して検出電圧ＶＤＥＴより低電圧の直流電源を出力する図示していない電源回路の出力を電源として動作する回路であってもよい。 The comparator COMP and a reference voltage circuit (not shown) for the reference voltage VREF may be a circuit that uses the detection voltage VDET as a power source as it is, or may be a DC voltage lower than the detection voltage VDET by lowering the detection voltage VDET. It may be a circuit that operates using the output of a power supply circuit (not shown) that outputs a power supply as a power supply.
出力端子（Ｘ＞Ｙ）の出力信号である過電圧検出信号Ｖｏは、フィードバック回路ＦＢによって比較電圧ＶＣＯＭＰを入力する正相入力端子（Ｘ）にフィードバックされる。図１に示した例では、フィードバック回路ＦＢが抵抗ＲＦとダイオードＤ１との直列回路から構成されている。図１に示した例では、ダイオードＤ１のアノードが出力端子（Ｘ＞Ｙ）に接続され、ダイオードＤ１のカソードが抵抗ＲＦの一端に接続され、そして、抵抗ＲＦの他端が正相入力端子（Ｘ）に接続されている。なお、ダイオードＤ１と抵抗ＲＦとの配置は逆でもよく、また、ダイオードＤ１は省略して抵抗ＲＦのみとしてもよい。本実施形態では、フィードバック回路ＦＢにダイオードＤ１を設けることで、過電圧検出信号ＶｏがＬレベルの場合に比較電圧ＶＣＯＭＰに対する検出電圧ＶＤＥＴの分圧比を抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との抵抗比で決定することができるようにしている。図１に示した例では、過電圧検出信号Ｖｏを出力する出力端子（Ｘ＞Ｙ）側にダイオードＤ１のアノードが向けられている。したがって、過電圧検出信号Ｖｏが比較電圧ＶＣＯＭＰより大きい場合（ダイオードＤ１の順方向電圧と抵抗ＲＦによる電圧降下分以上大きい場合）に、比較電圧ＶＣＯＭＰを上昇させる方向で過電圧検出信号Ｖｏが正相入力端子（Ｘ）に対してフィードバック（正帰還）される。したがって、コンパレータＣＯＭＰは、ＶＣＯＭＰ＞ＶＲＥＦとなって出力をＨレベルとした場合、正帰還によってＶＣＯＭＰを上昇させることでＶＤＥＴが一定程度低下した場合でもＨレベルの状態を維持することができる。過電圧検出信号Ｖｏをフィードバックした場合の比較電圧ＶＣＯＭＰの変化は、抵抗Ｒ１〜Ｒ４と抵抗ＲＦの値によって所望の値に設定することができる。 The overvoltage detection signal Vo, which is the output signal of the output terminal (X>Y), is fed back to the positive phase input terminal (X) for inputting the comparison voltage VCOMP by the feedback circuit FB. In the example shown in FIG. 1, the feedback circuit FB is composed of a series circuit of a resistor RF and a diode D1. In the example shown in FIG. 1, the anode of the diode D1 is connected to the output terminal (X>Y), the cathode of the diode D1 is connected to one end of the resistor RF, and the other end of the resistor RF is connected to the positive phase input terminal ( X). The arrangement of the diode D1 and the resistor RF may be reversed, and the diode D1 may be omitted and only the resistor RF may be provided. In this embodiment, by providing the diode D1 in the feedback circuit FB, the voltage division ratio of the detection voltage VDET to the comparison voltage VCOMP is determined by the resistance ratio of the resistors R1 and R2 when the overvoltage detection signal Vo is at the L level. I am able to do it. In the example shown in FIG. 1, the anode of the diode D1 is directed to the output terminal (X>Y) side that outputs the overvoltage detection signal Vo. Therefore, when the overvoltage detection signal Vo is larger than the comparison voltage VCOMP (when it is larger than the voltage drop due to the forward voltage of the diode D1 and the resistance RF), the overvoltage detection signal Vo is increased in the direction of increasing the comparison voltage VCOMP. Feedback (positive feedback) is given to (X). Therefore, when VCOMP>VREF and the output is at the H level, the comparator COMP can maintain the H level even if VDET is reduced to a certain extent by increasing VCOMP by positive feedback. The change in the comparison voltage VCOMP when the overvoltage detection signal Vo is fed back can be set to a desired value by the values of the resistors R1 to R4 and the resistor RF.
トランジスタＴＲ１は、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体電界効果トランジスタ）であり、過電圧検出信号ＶｏがＨレベルの場合にオンして、フォトトライアックＰＨＴ１の発光ダイオードＰＤ１に所定の電流を流して、フォトトライアックＰＴＲ１をオン可能な状態とする。他方、トランジスタＴＲ１は、過電圧検出信号ＶｏがＬレベルの場合にオフして、フォトトライアックＰＨＴ１の発光ダイオードＰＤ１に流れる電流をオフし、フォトトライアックＰＴＲ１が点弧しない状態とする。 The transistor TR1 is an n-channel MOSFET (metal oxide semiconductor field effect transistor), and is turned on when the overvoltage detection signal Vo is at the H level to supply a predetermined current to the light emitting diode PD1 of the phototriac PHT1 to cause the phototriac. The PTR1 is turned on. On the other hand, the transistor TR1 is turned off when the overvoltage detection signal Vo is at L level to turn off the current flowing through the light emitting diode PD1 of the phototriac PHT1 so that the phototriac PTR1 is not ignited.
以上の構成で過電圧検出部１０６では、コンパレータＣＯＭＰが、交流電源ＡＣ１を整流、平滑および分圧した電圧である比較電圧ＶＣＯＭＰが所定の基準電圧ＶＲＥＦを超えた場合にＨレベルの過電圧検出信号Ｖｏを出力する。また、フィードバック回路ＦＢが、比較電圧ＶＣＯＭＰを入力する正相入力端子（Ｘ）にＨレベルの過電圧検出信号Ｖｏをフィードバックする。これによって、コンパレータＣＯＭＰにヒステリシスを持たせることでトライアックＣＤ１のゲートＧに入力する制御信号を検出電圧ＶＤＥＴが低下した場合でも継続して発生することができる。
With the above configuration, in the
次に、図２〜図５を参照して図１に示した過電圧保護回路１０の動作例について説明する。図２は、図１に示した過電圧保護回路１０においてゼロクロス機能が無いフォトトライアックＰＨＴ１を用いた場合の各部の動作例を示すタイミング図である。図３は、図２に示した本実施形態の動作例と比較するための参考動作例を示すものであって、図１に示した過電圧保護回路１０においてゼロクロス機能が無いフォトトライアックＰＨＴ１を用いて、かつ、フィードバック回路ＦＢを省略した場合の各部の動作例を示すタイミング図である。図４は、図１に示した過電圧保護回路１０においてゼロクロス機能が有るフォトトライアックＰＨＴ１を用いた場合の各部の動作例を示すタイミング図である。そして、図５は、図４に示した本実施形態の動作例と比較するための参考動作例を示すものであって、図１に示した過電圧保護回路１０においてゼロクロス機能が有るフォトトライアックＰＨＴ１を用いて、かつ、フィードバック回路ＦＢを省略した場合の各部の動作例を示すタイミング図である。なお、図２〜図５は、横軸を時間軸として、上から順に、１番目にトライアックＣＤ１の端子Ｔ１およびＴ２間の電圧ＶＴ１−Ｔ２を示す。２番目にトライアックＣＤ１に流れる電流ＩＴを示す。３番目にトライアックＣＤ１のオンまたはオフの状態を示す。４番目にフォトトライアックＰＨＴ１の出力側（すなわちフォトトライアックＰＴＲ１）のオンまたはオフの状態を示す。５番目に検出電圧ＶＤＥＴを示す。なお、ＶＬＭＴは、コンパレータＣＯＭＰの出力が一旦Ｈレベルとなった後、検出電圧ＶＤＥＴが低下する場合に、コンパレータＣＯＭＰがＨレベルを維持可能な検出電圧ＶＤＥＴの下限値である。６番目に基準電圧ＶＲＥＦと比較電圧ＶＣＯＭＰとを示す。そして、７番目に過電圧検出信号Ｖｏを示す。
Next, an operation example of the
まず、図２を参照して、図１に示した過電圧保護回路１０においてゼロクロス機能が無いフォトトライアックＰＨＴ１を用いた場合の過電圧保護回路１０の動作例について説明する。図２に示したように、図１に示した構成からフォトトライアックＰＨＴ１内のゼロクロス回路ＺＣを省略した場合の過電圧保護回路１０において、時刻ｔ１１で検出電圧ＶＤＥＴが上昇し、比較電圧ＶＣＯＭＰが基準電圧ＶＲＥＦより大きくなったとすると、過電圧検出信号ＶｏがＨレベルとなり、比較電圧ＶＣＯＭＰがフィードバック回路ＦＢによる正帰還によって電圧Ｖ１だけ上昇する。また、時刻ｔ１１で過電圧検出信号ＶｏがＨレベルとなると、フォトトライアックＰＨＴ１がオンし、トライアックＣＤ１がオンする。トライアックＣＤ１がオンすると、電圧ＶＴ１−Ｔ２はほぼ０Ｖとなり、トライアックＣＤ１に電流ＩＴが流れ出す。そして、この例では時刻ｔ１２でヒューズＦ１およびＦ２が溶断するまでトライアックＣＤ１はオン状態を継続する。また、過電圧検出信号Ｖｏは時刻ｔ１３までＨレベルを維持している。また、時刻ｔ１３を過ぎたところで、比較電圧ＶＣＯＭＰが基準電圧ＶＲＥＦ以下となって過電圧検出信号ＶｏがＬレベルとなり、フィードバック回路ＦＢによる正帰還がなくなって比較電圧ＶＣＯＭＰが低下している。このように本実施形態では、過電圧検出信号Ｖｏを比較電圧ＶＣＯＭＰにフィードバックするフィードバック回路ＦＢを設けることで、過電圧検出信号ＶｏがＯＦＦする（Ｌレベルになる）検出電圧ＶＤＥＴを低くすることができる。そのため、平滑コンデンサＣ１の容量を大きくするなどの特段の対策をすることなく、ゼロクロス点を超えて連続的にトライアックＣＤ１を点弧でき、トライアックＣＤ１が点弧、消弧を繰り返すことなく確実に遮断部１０５を動作させることができる。なお、ヒステリシスの電圧Ｖ１は検出電圧ＶＤＥＴのレベルに換算して例えば数十Ｖ程度とすることができる。
First, with reference to FIG. 2, an operation example of the
次に、図３を参照して、図２に示した動作例との比較のため、図１の構成からゼロクロス回路ＺＣを省略するとともに、さらにフィードバック回路ＦＢを省略した場合の過電圧保護回路１０の動作例について説明する。図３において、時刻ｔ２１で検出電圧ＶＤＥＴが上昇し、比較電圧ＶＣＯＭＰが基準電圧ＶＲＥＦより大きくなったとすると、過電圧検出信号ＶｏがＨレベルとなる。次に、時刻ｔ２１で過電圧検出信号ＶｏがＨレベルとなると、フォトトライアックＰＨＴ１がオンし、トライアックＣＤ１がオンする。トライアックＣＤ１がオンすると、電圧ＶＴ１−Ｔ２はほぼ０Ｖとなり、トライアックＣＤ１に電流ＩＴが流れ出す。次に、時刻ｔ２２で比較電圧ＶＣＯＭＰが基準電圧ＶＲＥＦ以下になったとすると、過電圧検出信号ＶｏがＬレベルとなる。次に、時刻ｔ２３で電流ＩＴが０になると、トライアックＣＤ１とフォトトライアックＰＨＴ１がオフする。以後、時刻ｔ２ＣでヒューズＦ１およびＦ２が溶断するまで、時刻ｔ２１〜ｔ２３と同様に、時刻ｔ２４〜２６、時刻ｔ２７〜ｔ２９および時刻ｔ２Ａ〜２Ｃにおいて、それぞれ、トライアックＣＤ１が点弧、過電圧検出信号ＶｏがＨレベルからＬレベル、およびトライアックＣＤ１が消弧するという各動作が繰り返される。例えば、電源インピーダンスが高いなどの理由により、トライアックＣＤ１の点弧後、次のゼロクロス点までに保護素子が作動しない場合、トライアックＣＤ１はゼロクロス点で自然に消弧するため、トライアックＣＤ１を再点弧しなければならない。しかし、トライアックＣＤ１によって短絡されている間に、回路消費電力により検出電圧ＶＤＥＴは降下する。このため過電圧検出信号Ｖｏは一旦、ＯＦＦする。そのため、入力電圧が再び電圧ピークの過電圧状態に到達したときにトライアックＣＤ１は再点弧することになる。結果トライアックＣＤ１は点弧、消弧を繰り返す不確実な動作となる。これを改善するためには、例えば、平滑コンデンサＣ１の静電容量を大きくしたり、回路の消費電流を小さくしたりすることで、検出電圧ＶＤＥＴの変化を小さくしなければならない。これに対して本実施形態では容易に動作を安定化することができる。
Next, referring to FIG. 3, for comparison with the operation example shown in FIG. 2, the
一方、図４に示したように、図１に示したフォトトライアックＰＨＴ１がゼロクロス回路ＺＣを有する過電圧保護回路１０において、時刻ｔ３１で検出電圧ＶＤＥＴが上昇し、比較電圧ＶＣＯＭＰが基準電圧ＶＲＥＦより大きくなったとすると、過電圧検出信号ＶｏがＨレベルとなり、比較電圧ＶＣＯＭＰがフィードバック回路ＦＢによる正帰還によって電圧Ｖ１だけ上昇する。また、時刻ｔ３１で過電圧検出信号ＶｏがＨレベルとなると、フォトトライアックＰＨＴ１の入力側の発光ダイオードＰＤ１に電流が流れ、フォトトライアックＰＨＴ１はゼロクロス点でオン可能な状態となる。この場合、時刻ｔ３２においてトライアックＣＤ１の端子間電圧ＶＴ１−Ｔ２がゼロクロス付近となったところでフォトトライアックＰＨＴ１がオンし、フォトトライアックＰＨＴ１がオンすることでトライアックＣＤ１がオンする。トライアックＣＤ１がオンすると、電圧ＶＴ１−Ｔ２はほぼ０Ｖとなり、トライアックＣＤ１に電流ＩＴが流れ出す。そして、この例では時刻ｔ３３でヒューズＦ１およびＦ２が溶断するまでトライアックＣＤ１はオン状態を継続する。また、過電圧検出信号Ｖｏは時刻ｔ３４までＨレベルを維持している。また、時刻ｔ３４を過ぎたところで、比較電圧ＶＣＯＭＰが基準電圧ＶＲＥＦ以下となって過電圧検出信号ＶｏがＬレベルとなり、フィードバック回路ＦＢによる正帰還がなくなって比較電圧ＶＣＯＭＰが低下している。このように本実施形態では、過電圧検出信号Ｖｏを比較電圧ＶＣＯＭＰにフィードバックするフィードバック回路ＦＢを設けることで、過電圧検出信号ＶｏがＯＦＦする検出電圧ＶＤＥＴを低くすることができる。このため、電圧ピークで過電圧を検出後、ゼロクロス点を超えてフォトトライアックＰＨＴ１の入力側に電流を流すことができる。そのため、平滑コンデンサＣ１の容量を大きくするなどの特段の対策をすることなく、ゼロクロス点を超えて連続的にトライアックＣＤ１を点弧でき、トライアックＣＤ１が点弧、消弧を繰り返すことなく確実に遮断部１０５を動作させることができる。
On the other hand, as shown in FIG. 4, in the
また、図４に示したように、本動作例では、電圧ピークで過電圧を検出後、ゼロクロス点を超えてフォトトライアックＰＨＴ１の入力側に電流を流すことができる。したがって、図２の場合と同じように保護動作電圧は電圧ピークとなり回路消費電流や静電容量による検出電圧ＶＤＥＴのバラツキの増大は生じさせることなく、トライアックＣＤ１をゼロクロス点弧できる。また次サイクルのゼロクロス点を超えて連続的に点弧できるため、トライアックＣＤ１は、点弧、消弧を繰り返すことなく確実に保護素子を動作させることができる。 Further, as shown in FIG. 4, in this operation example, after detecting the overvoltage at the voltage peak, a current can be passed to the input side of the phototriac PHT1 beyond the zero cross point. Therefore, as in the case of FIG. 2, the protection operation voltage has a voltage peak, and the triac CD1 can be ignited at zero cross without causing an increase in the variation of the detection voltage VDET due to the circuit consumption current or the electrostatic capacity. Further, since the ignition can be continuously performed beyond the zero cross point of the next cycle, the triac CD1 can reliably operate the protection element without repeating ignition and extinction.
また、上述した図２に示した動作例では、電圧ピークでトライアックＣＤ１を点弧するため、トライアックＣＤ１にはｄｉ／ｄｔの大きな電流が流れる。また、高ｄｉ／ｄｔのスイッチングのため、意図しないサージ電圧がトライアックＣＤ１の端子Ｔ１−Ｔ２間に加わる。そのため、トライアックＣＤ１を保護するため、端子Ｔ１−Ｔ２間にサージ電圧を抑えるスナバ回路などの保護回路が必須となる。一方、図４に示した動作例では、電圧のゼロクロス点付近でトライアックＣＤ１を点弧するため、トライアックＣＤ１の故障を防ぎ、スナバ回路などを省略したり、スナバ回路などの容量を小さくしたりすることができる。本動作例では、トライアックＣＤ１をゼロクロス点で点弧するため、ゼロクロスオンタイプのフォトトライアックＰＨＴ１を用いてトライアックＣＤ１のゲートに入力される制御信号が発生される。このゼロクロスオンタイプのフォトトライアックＰＨＴ１を使用してトライアックＣＤ１をゼロクロスオンさせる場合、ゼロクロス時に、フォトトライアックＰＨＴ１の発光ダイオードＰＤ１に電流を流している必要がある。これに対し、本実施形態では、上述したように、過電圧検出信号Ｖｏを比較電圧ＶＣＯＭＰにフィードバックするフィードバック回路ＦＢを設けることで、過電圧検出信号Ｖｏのオン・オフ動作にヒステリシスを持たせ、電圧ピークで過電圧を検出後、ゼロクロス点を超えてフォトトライアックＰＨＴ１の入力側に電流を流すことができる。 Further, in the above-described operation example shown in FIG. 2, since the triac CD1 is ignited at the voltage peak, a large current of di/dt flows through the triac CD1. Further, due to the high di/dt switching, an unintended surge voltage is applied between the terminals T1 and T2 of the triac CD1. Therefore, in order to protect the triac CD1, a protection circuit such as a snubber circuit that suppresses the surge voltage is essential between the terminals T1 and T2. On the other hand, in the operation example shown in FIG. 4, the triac CD1 is ignited in the vicinity of the zero-cross point of the voltage, so that failure of the triac CD1 is prevented, the snubber circuit or the like is omitted, or the capacity of the snubber circuit or the like is reduced. be able to. In this operation example, since the triac CD1 is fired at the zero-cross point, a control signal input to the gate of the triac CD1 is generated by using the zero-cross-on type phototriac PHT1. When the zero cross-on of the triac CD1 is performed by using the zero cross-on type phototriac PHT1, it is necessary to supply a current to the light emitting diode PD1 of the phototriac PHT1 at the time of zero cross. On the other hand, in the present embodiment, as described above, by providing the feedback circuit FB that feeds back the overvoltage detection signal Vo to the comparison voltage VCOMP, hysteresis is provided in the on/off operation of the overvoltage detection signal Vo and the voltage peak. After the overvoltage is detected at, the current can be passed to the input side of the phototriac PHT1 beyond the zero cross point.
次に、図５を参照して、図４に示した動作例との比較のため、図１の構成からフィードバック回路ＦＢを省略した場合の過電圧保護回路１０の動作例について説明する。この動作例は、図３に示した動作例と異なり、ゼロクロスタイプのフォトトライアックＰＨＴ１を用いた場合である。図５において、時刻ｔ４１で検出電圧ＶＤＥＴが上昇し、比較電圧ＶＣＯＭＰが基準電圧ＶＲＥＦより大きくなったとすると、過電圧検出信号ＶｏがＨレベルとなる。また、時刻ｔ４１で過電圧検出信号ＶｏがＨレベルとなると、フォトトライアックＰＨＴ１の入力側の発光ダイオードＰＤ１に電流が流れ、フォトトライアックＰＨＴ１はゼロクロス点でオン可能な状態となる。この場合、時刻ｔ４２においてトライアックＣＤ１の端子間電圧ＶＴ１−Ｔ２がゼロクロス付近となったところでフォトトライアックＰＨＴ１がオンし、フォトトライアックＰＨＴ１がオンすることでトライアックＣＤ１がオンする。トライアックＣＤ１がオンすると、電圧ＶＴ１−Ｔ２はほぼ０Ｖとなり、トライアックＣＤ１に電流ＩＴが流れ出す。次に、時刻ｔ４３で比較電圧ＶＣＯＭＰが基準電圧ＶＲＥＦ以下になったとすると、過電圧検出信号ＶｏがＬレベルとなる。次に、時刻ｔ４４で電流ＩＴが０になってトライアックＣＤ１がオフし、また、フォトトライアックＰＨＴ１がオフする。以後、時刻ｔ４８でヒューズＦ１およびＦ２が溶断するまで、時刻ｔ４１〜ｔ４４と同様に、時刻ｔ４５〜４８において、それぞれ、過電圧検出信号ＶｏがＬレベルからＨレベル、フォトトライアックＰＨＴ１およびトライアックＣＤ１が点弧、過電圧検出信号ＶｏがＨレベルからＬレベル、ならびに、フォトトライアックＰＨＴ１およびトライアックＣＤ１が消弧する各動作が繰り返される。この場合、ゼロクロス時の検出電圧ＶＤＥＴが保護動作電圧になるが、この検出電圧ＶＤＥＴは回路の消費電力によりピーク電圧よりも低い値になっており、その電圧降下量は、回路消費電流と平滑コンデンサＣ１の静電容量によって変化する。そのため、保護動作電圧のバラツキが大きくなる。また、点弧した周期で保護素子を動作させることができなかった場合、トライアックＣＤ１はいったん消弧し、次の周期で再点弧することになり、トライアックＣＤ１は点弧、消弧を繰り返す不確実な動作になる。これを改善するためには、例えば、平滑コンデンサＣ１の静電容量を大きくしたり、回路の消費電流を小さくしたりする必要がある。これに対して本実施形態では容易に動作を安定化することができる。
Next, an operation example of the
以上のように、本実施形態によれば、フィードバック回路ＦＢがコンパレータＣＯＭＰの入力側にコンパレータＣＯＭＰが出力した過電圧検出信号Ｖｏをフィードバックするので、比較電圧ＶＣＯＭＰと基準電圧ＶＲＥＦとの比較動作にヒステリシスを持たせることができる。これによれば、過電圧検出部１０６が、トライアックＣＤ１（短絡部）の動作を制御する制御信号（トライアックＣＤ１のゲート信号）を継続して発生することができる。よって、トライアックＣＤ１は短絡状態を安定して維持することができる。
As described above, according to the present embodiment, the feedback circuit FB feeds back the overvoltage detection signal Vo output from the comparator COMP to the input side of the comparator COMP, so that the comparison operation between the comparison voltage VCOMP and the reference voltage VREF has hysteresis. You can have it. According to this, the
なお、本発明の実施の形態は上記のものに限定されない。例えば、比較電圧ＶＣＯＭＰを入力する正相入力端子（Ｘ）ではなく、コンパレータＣＯＭＰの逆相入力端子（Ｙ）に対して過電圧検出信号Ｖｏをフィードバックするようにしてもよい。この場合、図１に示した構成において、抵抗ＲＦとダイオードＤ１とを省略するとともに、基準電圧ＶＲＥＦを抵抗Ａを介して逆相入力端子（Ｙ）に入力するとともに、出力端子（Ｘ＞Ｙ）と逆相入力端子（Ｙ）との間に抵抗Ｂを接続する。さらに、過電圧検出信号Ｖｏを負論理とし（Ｌレベルでアクティブとし）、Ｌレベルで発光ダイオードＰＤ１に電流が流れるようにフォトトライアックＰＨＴ１の入力回路を変更する。この構成では、逆相入力端子（Ｙ）へは、基準電圧ＶＲＥＦと過電圧検出信号Ｖｏの電圧値と抵抗ＡおよびＢの抵抗比とで決まる電圧が入力される。この場合、過電圧検出信号ＶｏがＨレベルのときに逆相入力端子（Ｙ）に対して基準電圧ＶＲＥＦより高い電圧が入力され、過電圧検出信号ＶｏがＬレベルのときに逆相入力端子（Ｙ）に対して基準電圧ＶＲＥＦより低い電圧が入力される。よって、正相入力端子（Ｘ）に過電圧検出信号Ｖｏをフィードバックした場合と同様にコンパレータＣＯＭＰの動作にヒステリシスを持たせることができる。また、上記では本実施形態を単相交流に適用する場合について説明したが、３相交流などにも適用することができる。 The embodiment of the present invention is not limited to the above. For example, the overvoltage detection signal Vo may be fed back to the negative-phase input terminal (Y) of the comparator COMP instead of the positive-phase input terminal (X) to which the comparison voltage VCOMP is input. In this case, in the configuration shown in FIG. 1, the resistor RF and the diode D1 are omitted, the reference voltage VREF is input to the negative phase input terminal (Y) via the resistor A, and the output terminal (X>Y). A resistor B is connected between the negative phase input terminal (Y) and the negative phase input terminal (Y). Further, the overvoltage detection signal Vo is set to negative logic (active at L level), and the input circuit of the phototriac PHT1 is changed so that current flows to the light emitting diode PD1 at L level. In this configuration, a voltage determined by the reference voltage VREF, the voltage value of the overvoltage detection signal Vo, and the resistance ratio of the resistors A and B is input to the negative-phase input terminal (Y). In this case, a voltage higher than the reference voltage VREF is input to the negative phase input terminal (Y) when the overvoltage detection signal Vo is H level, and the negative phase input terminal (Y) is input when the overvoltage detection signal Vo is L level. , A voltage lower than the reference voltage VREF is input. Therefore, it is possible to add hysteresis to the operation of the comparator COMP as in the case where the overvoltage detection signal Vo is fed back to the positive phase input terminal (X). Further, although the case where the present embodiment is applied to single-phase alternating current has been described above, the present embodiment can also be applied to three-phase alternating current.
１０１、１０２ 入力端子
１０３、１０４ 出力端子
１０５ 遮断部
１０６ 過電圧検出部
ＡＣ１ 交流電源
Ｆ１、Ｆ２ ヒューズ
ＣＤ１ トライアック（短絡部）
ＣＯＭＰ コンパレータ（比較器）
ＦＢ フィードバック回路１
ＰＨＴ１ フォトトライアック
ＲＦ 抵抗
Ｄ１ ダイオード
101, 102
COMP comparator
FB feedback circuit 1
PHT1 Phototriac RF resistance D1 diode
Claims (4)
前記入力端子に入力された前記交流電源を出力する出力端子と、
前記交流電源を整流して平滑化した電圧である比較電圧が所定の基準電圧を超えた場合に過電圧検出信号を出力する比較器と、前記過電圧検出信号を前記比較器の入力側にフィードバックするフィードバック回路とを有し、前記比較器が前記過電圧検出信号を出力した場合に所定の制御信号を発生する過電圧検出部と、
前記入力端子と前記過電圧検出部との間に設けられ、前記制御信号が入力された場合に、前記入力端子と前記過電圧検出部と間において前記交流電源を短絡させる短絡部と、
前記入力端子と前記短絡部との間に挿入され、当該短絡部が過電流発生時に前記交流電源を短絡させた際に前記入力端子と前記短絡部との間の接続を遮断する遮断部と
を備え、
前記制御信号が、前記交流電源に出力側が接続されたゼロクロスオンタイプのフォトトライアックを用いて発生され、
前記過電圧検出信号が前記比較器により維持され、当該過電圧検出信号により、前記フォトトライアックがゼロクロスオンとなる状態とする
ことを特徴とする過電圧保護回路。 AC power input terminal,
An output terminal for outputting the AC power source input to the input terminal,
A comparator that outputs an overvoltage detection signal when the comparison voltage, which is a voltage obtained by rectifying and smoothing the AC power supply, exceeds a predetermined reference voltage, and a feedback that feeds back the overvoltage detection signal to the input side of the comparator. An overvoltage detector that generates a predetermined control signal when the comparator outputs the overvoltage detection signal, and
Provided between the input terminal and the overvoltage detection unit, when the control signal is input, a short circuit unit that short-circuits the AC power supply between the input terminal and the overvoltage detection unit,
A disconnection unit that is inserted between the input terminal and the short-circuiting unit and that disconnects the connection between the input terminal and the short-circuiting unit when the short-circuiting unit short-circuits the AC power supply when an overcurrent occurs. Prepare ,
The control signal is generated using a zero-cross-on type phototriac whose output side is connected to the AC power supply,
An overvoltage protection circuit, wherein the overvoltage detection signal is maintained by the comparator, and the phototriac is brought into a zero cross-on state by the overvoltage detection signal .
請求項１に記載の過電圧保護回路。 The overvoltage protection circuit according to claim 1, wherein the feedback circuit feeds back the overvoltage detection signal to an input terminal of the comparison voltage of the comparator.
請求項１に記載の過電圧保護回路。 The overvoltage protection circuit according to claim 1, wherein the feedback circuit feeds back the overvoltage detection signal to an input terminal of the reference voltage of the comparator.
請求項１から３のいずれか１項に記載の過電圧保護回路。 Wherein the feedback circuit, an overvoltage protection circuit according to claims 1, which is configured to any one of the three combinations or resistance of the resistor and the diode.
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