JP6706395B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

この発明は、電力変換装置に関する。

無停電電源装置などに適用される電力変換装置は、一般的に、商用交流電源からの交流電力を直流電力に変換するコンバータと、その直流電力を所望の周波数および電圧の交流電力に変換するインバータとを備えている。

たとえば、国際公開第２０１０／０９５２４１号（特許文献１）には、３レベルコンバータと３レベルインバータとを備えた電力変換装置により構成された無停電電源装置が開示されている。この電力変換装置において、３レベルコンバータおよび３レベルインバータの各々は、複数の半導体スイッチング素子を含んでいる。

上述した電力変換装置では、複数の半導体スイッチング素子のいずれかが破損して短絡状態となった場合に、過電流または過電圧が発生する可能性がある。そのため、特許文献１では、各半導体スイッチング素子の一方端子と直流母線（直流正母線、直流負母線または直流中性点母線）との間にヒューズを接続している。このようにすると、いずれかの半導体スイッチング素子が短絡状態となった場合には、ヒューズが溶断されて電流が流れる経路が遮断されるため、過電流または過電圧の発生を防止することができる。

国際公開第２０１０／０９５２４１号

上記特許文献１に記載される電力変換装置において、３レベルコンバータおよび３レベルインバータの各々は、第１の半導体スイッチング素子と直流正母線との間に接続される第１のヒューズと、第２の半導体スイッチング素子と直流負母線に接続される第２のヒューズと、交流スイッチと直流中性点母線との間に接続される第３のヒューズとを有している。すなわち、各半導体スイッチング素子の一方端子と各直流母線との間の電流経路にヒューズを設けている。そのため、使用するヒューズの数が多くなることが懸念される。なお、特許文献１には、３レベルコンバータおよび３レベルインバータの各々に対して９個のヒューズを使用した構成が示されている。このようにヒューズの数が多くなると、電力変換装置の大型化および高コスト化を招いてしまう可能性がある。

さらに、特許文献１では、ヒューズの数が多いことから、電力変換装置が動作しているときに全てのヒューズで発生する電力損失の合計が大きくなってしまい、結果的に電力変換装置の効率を低下させる可能性がある。

それゆえに、この発明の目的は、簡易な構成で、過電流および過電圧の防止を実現できる電力変換装置を提供することである。

この発明に係る電力変換装置は、直流正母線、直流負母線および直流中性点母線と、コンバータと、第１のコンデンサと、第２のコンデンサとを備える。コンバータは、交流電源と直流正母線、直流負母線および直流中性点母線との間に接続され、交流電源から供給される交流電圧を直流電圧に変換する。第１のコンデンサは、直流正母線と直流中性点母線との間に接続される。第２のコンデンサは、直流中性点母線と直流負母線との間に接続される。コンバータは、交流電源と直流正母線および直流負母線との間に接続されるダイオード整流器と、交流電源と直流中性点母線との間に電気的に接続される第１の交流スイッチとを含む。電力変換器は、第１の交流スイッチと直流中性点母線との間に電気的に接続される第１のヒューズをさらに備える。

この発明によれば、簡易な構成で、過電流および過電圧の防止を実現できる電力変換装置を提供することができる。

本発明の実施の形態による電力変換装置１００の主回路構成を示す概略ブロック図である。 図１に示した単相コンバータ２Ｒ，２Ｓ，２Ｔ、および単相インバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗの構成例を説明する回路図である。 Ｒ相電圧ＶＲとＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒのオンオフとの関係を示す波形図である。 図４は、Ｒ相コンバータの動作を示す回路図である。 ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｓがオンしている期間において、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒが故障して短絡状態になった場合を示す図である。 Ｕ相電圧ＶＵとＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｕ〜Ｑ４Ｕのオンオフとの関係を示す波形図である。 ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｕ，Ｑ３Ｖがオンしている期間において、ＩＧＢＴ素子Ｑ４Ｕが故障して短絡状態になった場合を示す図である。 ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｕ，Ｑ４Ｖがオンしている期間において、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｕが故障して短絡状態になった場合を示す図である。 比較例による電力変換装置の構成を説明する回路図である。 本発明の実施の形態の変形例による電力変換装置の構成を説明する回路図である。 比較例による電力変換装置においてＩＧＢＴ素子が故障して短絡状態になった場合を示す図である。 本発明の実施の形態による電力変換装置においてＩＧＢＴ素子が故障して短絡状態になった場合を示す図である。

以下に本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則的に繰返さないものとする。

図１は、本発明の実施の形態による電力変換装置１００の主回路構成を示す概略ブロック図である。本発明の実施の形態による電力変換装置１００は、たとえば、無停電電源装置に適用される。交流電源１は、商用周波数の三相交流電力を電力変換装置１００に供給する。負荷４は、電力変換装置１００から供給される商用周波数の三相交流電力によって駆動される。

図１を参照して、電力変換装置１００は、交流電源１と負荷４との間に並列接続された３台の変換器ユニットＵ１〜Ｕ３を備える。電力変換装置１００は、配線ＷＰ１，ＷＰ２，ＷＮ１，ＷＮ２，ＷＣ１，ＷＣ２、および制御回路７をさらに備える。電力変換装置１００は、直流正母線ＰＬ４、直流負母線ＮＬ４、直流中性点母線ＣＬ４、双方向チョッパ５、および直流電源６と接続されることで、無停電電源装置を構成する。

第１変換器ユニットＵ１は、Ｒ相コンバータ２Ｒ、Ｕ相インバータ３Ｕ、直流正母線ＰＬ１、直流負母線ＮＬ１、直流中性点母線ＣＬ１、およびコンデンサＣ１Ｒ，Ｃ２Ｒ，Ｃ１Ｕ，Ｃ２Ｕを含む。

Ｒ相コンバータ２Ｒには、交流電源１からＲ相ラインＲＬを介してＲ相電圧ＶＲが供給される。Ｒ相コンバータ２Ｒは、Ｒ相電圧ＶＲを直流電圧に変換し、直流母線ＰＬ１，ＣＬ１，ＮＬ１を介してＵ相インバータ３Ｕにその直流電圧を供給する。Ｕ相インバータ３Ｕは、Ｒ相コンバータ２Ｒからの直流電圧をＵ相電圧ＶＵに変換する。Ｕ相インバータ３Ｕで生成されたＵ相電圧ＶＵは、Ｕ相ラインＵＬを介して負荷４に供給される。コンデンサＣ１Ｒ（第１のコンデンサ）およびＣ１Ｕ（第３のコンデンサ）は、直流正母線ＰＬ１および直流中性点母線ＣＬ１の間に並列に接続される。コンデンサＣ２Ｒ（第２のコンデンサ）およびＣ２Ｕ（第４のコンデンサ）は、直流中性点母線ＣＬ１および直流負母線ＮＬ１の間に並列に接続される。

第２変換器ユニットＵ２は、Ｓ相コンバータ２Ｓ、Ｖ相インバータ３Ｖ、直流正母線ＰＬ２、直流負母線ＮＬ２、直流中性点母線ＣＬ２、およびコンデンサＣ１Ｓ，Ｃ２Ｓ，Ｃ１Ｖ，Ｃ２Ｖを含む。

Ｓ相コンバータ２Ｓには、交流電源１からＳ相ラインＳＬを介してＳ相電圧ＶＳが供給される。Ｓ相コンバータ２Ｓは、Ｓ相電圧ＶＳを直流電圧に変換し、直流母線ＰＬ２，ＣＬ２，ＮＬ２を介してＶ相インバータ３Ｖにその直流電圧を供給する。Ｖ相インバータ３Ｖは、Ｓ相コンバータ２Ｓからの直流電圧をＶ相電圧ＶＶに変換する。Ｖ相インバータ３Ｖで生成されたＶ相電圧ＶＶは、Ｖ相ラインＶＬを介して負荷４に供給される。コンデンサＣ１Ｓ（第１のコンデンサ），Ｃ１Ｖ（第３のコンデンサ）は、直流正母線ＰＬ２および直流中性点母線ＣＬ２の間に並列に接続される。コンデンサＣ２Ｓ（第２のコンデンサ），Ｃ２Ｖ（第４のコンデンサ）は、直流中性点母線ＣＬ２および直流負母線ＮＬ２の間に並列に接続される。

第３変換器ユニットＵ３は、Ｔ相コンバータ２Ｔ、Ｗ相インバータ３Ｗ、直流正母線ＰＬ３、直流負母線ＮＬ３、直流中性点母線ＣＬ３、およびコンデンサＣ１Ｔ，Ｃ２Ｔ，Ｃ１Ｗ，Ｃ２Ｗを含む。

Ｔ相コンバータ２Ｔには、交流電源１からＴ相ラインＴＬを介してＴ相電圧ＶＴが供給される。Ｔ相コンバータ２Ｔは、Ｔ相電圧ＶＴを直流電圧に変換し、直流母線ＰＬ３，ＣＬ３，ＮＬ３を介してＷ相インバータ３Ｗにその直流電圧を供給する。Ｗ相インバータ３Ｗは、Ｔ相コンバータ２Ｔからの直流電圧をＷ相電圧ＶＷに変換する。Ｗ相インバータ３Ｗで生成されたＷ相電圧ＶＷは、Ｗ相ラインＷＬを介して負荷４に供給される。コンデンサＣ１Ｔ（第１のコンデンサ），Ｃ１Ｗ（第３のコンデンサ）は、直流正母線ＰＬ３および直流中性点母線ＣＬ３の間に並列に接続される。コンデンサＣ２Ｔ（第２のコンデンサ），Ｃ２Ｗ（第４のコンデンサ）は、直流中性点母線ＣＬ３および直流負母線ＮＬ３の間に並列に接続される。

このように、変換器ユニットＵ１〜Ｕ３の各々は、１台の単相コンバータ、１台の単相インバータ、３本の直流母線（直流正母線、直流負母線、直流中性点母線）、および４個のコンデンサを含んで構成される。

配線ＷＰ１，ＷＮ１，ＷＣ１は、第１変換器ユニットＵ１および第２変換器ユニットＵ２の間に設けられる。具体的には、配線ＷＰ１は、直流正母線ＰＬ１およびＰＬ２の間に接続される。配線ＷＮ１は、直流負母線ＮＬ１およびＮＬ２の間に接続される。配線ＷＣ１は、直流中性点母線ＣＬ１およびＣＬ２の間に接続される。

配線ＷＰ２，ＷＮ２，ＷＣ２は、第２変換器ユニットＵ２および第３変換器ユニットＵ３の間に設けられる。具体的には、配線ＷＰ２は、直流正母線ＰＬ２およびＰＬ３の間に接続される。配線ＷＮ２は、直流負母線ＮＬ２およびＮＬ３の間に接続される。配線ＷＣ２は、直流中性点母線ＣＬ２およびＣＬ３の間に接続される。

直流正母線ＰＬ４、直流負母線ＮＬ４、直流中性点母線ＣＬ４は、第３変換器ユニットＵ３および双方向チョッパ５の間に設けられる。具体的には、直流正母線ＰＬ４、直流負母線ＮＬ４、直流中性点母線ＣＬ４は、直流正母線ＰＬ３、直流負母線ＮＬ３、直流中性点母線ＣＬ３、双方向チョッパ５との間にそれぞれ接続される。

双方向チョッパ５は、直流正母線ＰＬ４、直流負母線ＮＬ４および直流中性点母線ＣＬ４と直流電源６との間に接続される。双方向チョッパ５は、直流母線ＰＬ４，ＮＬ４，ＣＬ４と直流電源６との間で双方向に直流電圧変換を行なうように構成される。

配線ＷＰ１，ＷＰ２を介して、直流正母線ＰＬ１，ＰＬ２，ＰＬ３が互いに接続される。これにより、直流正母線ＰＬ１，ＰＬ２，ＰＬ３の電圧を一致させることができる。

また、配線ＷＮ１，ＷＮ２を介して、直流負母線ＮＬ１，ＮＬ２，ＮＬ３が互いに接続される。これにより、直流負母線ＮＬ１，ＮＬ２，ＮＬ３の電圧を一致させることができる。

さらに、配線ＷＣ１，ＷＣ２を介して、直流中性点母線ＣＬ１，ＣＬ２，ＣＬ３が互いに接続される。これにより、直流中性点母線ＣＬ１，ＣＬ２，ＣＬ３の電圧を一致させることができる。

このような構成とすることにより、変換器ユニットＵ１〜Ｕ３の単相インバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗの入力電圧を一致させることができる。したがって、単相インバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗから出力される相電圧の振幅を一致させることができる。

次に、本実施の形態１による電力変換装置１００の動作について説明する。
交流電源１からの三相交流電力は、Ｒ相ラインＲＬ、Ｓ相ラインＳＬおよびＴ相ラインＴＬを介してＲ相コンバータ２Ｒ、Ｓ相コンバータ２ＳおよびＴ相コンバータ２Ｔにそれぞれ供給される。Ｒ相コンバータ２Ｒ、Ｓ相コンバータ２ＳおよびＴ相コンバータ２Ｔは三相コンバータを構成する。三相コンバータは、交流電源１から供給される三相交流電力を直流電力に変換し、直流正母線、直流負母線および直流中性点母線を介してＵ相インバータ３Ｕ、Ｖ相インバータ３ＶおよびＷ相インバータ３Ｗにそれぞれ供給する。

Ｕ相インバータ３Ｕ、Ｖ相インバータ３ＶおよびＷ相インバータ３Ｗは三相インバータを構成する。三相インバータは、直流正母線、直流負母線および直流中性点母線を介して供給される直流電力を三相交流電力に変換する。三相インバータで生成された三相交流電力は、Ｕ相ラインＵＬ、Ｖ相ラインＶＬおよびＷ相ラインＷＬを介して負荷４に供給される。

双方向チョッパ５は、交流電源１から三相交流電力が供給されている通常時は、直流母線ＰＬ４，ＣＬ４間の直流電圧および直流母線ＣＬ４，ＮＬ４間の直流電圧の各々を降圧して直流電源６に供給することにより、直流電源６を充電する。双方向チョッパ５は、交流電源１からの三相交流電圧の供給が遮断された停電時は、直流電源６の端子間電圧を昇圧して直流母線ＰＬ４，ＣＬ４間および直流母線ＣＬ４，ＮＬ４間の各々に供給することにより、直流電源６を放電させる。

制御回路７は、交流電源１から供給される三相交流電圧、直流母線ＰＬ４，ＮＬ４，ＣＬ４の各々の直流電圧、直流電源６の端子間電圧、三相インバータ（単相インバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗ）から出力される三相交流電圧、および負荷４に流れる三相交流電流（負荷電流）などに基づいて、三相コンバータ（単相コンバータ２Ｒ，２Ｓ，２Ｔ）、三相インバータ（単相インバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗ）および双方向チョッパ５の動作を制御する。

電力変換装置１００は、ヒューズＦＲ，ＦＳ，ＦＴ，ＦＰ１，ＦＰ２，ＦＰ３，ＦＮ１，ＦＮ２，ＦＮ３，ＦＣ１，ＦＣ２，ＦＣ３をさらに備える。

ヒューズＦＲは、Ｒ相コンバータ２Ｒと直流中性点母線ＣＬ１との間に電気的に接続される。具体的には、ヒューズＦＲは、一方端子がＲ相コンバータ２Ｒの直流端子に接続され、他方端子がコンデンサＣ１ＲおよびＣ２Ｒの接続点に接続される。ヒューズＦＲは、Ｒ相ラインＲＬおよび直流中性点母線ＣＬ１の間に過電流が流れた場合に溶断される。ヒューズＦＳは、Ｓ相コンバータ２Ｓと直流中性点母線ＣＬ２との間に電気的に接続される。具体的には、ヒューズＦＳは、一方端子がＳ相コンバータ２Ｓの直流端子に接続され、他方端子がコンデンサＣ１ＳおよびＣ２Ｓの接続点に接続される。ヒューズＦＳは、Ｓ相ラインＳＬおよび直流中性点母線ＣＬ２の間に過電流が流れた場合に溶断される。ヒューズＦＴは、Ｔ相コンバータ２Ｔと直流中性点母線ＣＬ３との間に電気的に接続される。具体的には、ヒューズＦＴは、一方端子がＴ相コンバータ２Ｔの直流端子に接続され、他方端子がコンデンサＣ１ＴおよびＣ２Ｔの接続点に接続される。ヒューズＦＴは、Ｔ相ラインＴＬおよび直流中性点母線ＣＬ３の間に過電流が流れた場合に溶断される。

ヒューズＦＰ１は直流正母線ＰＬ１とＵ相インバータ３Ｕとの間に電気的に接続される。具体的には、ヒューズＦＰ１は、一方端子がＵ相インバータ３Ｕの直流端子に接続され、他方端子がコンデンサＣ１Ｕの正側電極に接続される。ヒューズＦＰ１は、直流正母線ＰＬ１およびＵ相インバータ３Ｕの間に過電流が流れた場合に溶断される。ヒューズＦＮ１は直流負母線ＮＬ１とＵ相インバータ３Ｕとの間に電気的に接続される。具体的には、ヒューズＦＮ１は、一方端子がＵ相インバータ３Ｕの直流端子に接続され、他方端子がコンデンサＣ２Ｕの負側電極に接続される。ヒューズＦＮ１は、直流負母線ＮＬ１およびＵ相インバータ３Ｕの間に過電流が流れた場合に溶断される。ヒューズＦＣ１は直流中性点母線ＣＬ１とＵ相インバータ３Ｕとの間に電気的に接続される。具体的には、ヒューズＦＣ１は、一方端子がＵ相インバータ３Ｕの直流端子に接続され、他方端子がコンデンサＣ１ＵおよびＣ２Ｕの接続点に接続される。ヒューズＦＣ１は、直流中性点母線ＣＬ１およびＵ相インバータ３Ｕの間に過電流が流れた場合に溶断される。

ヒューズＦＰ２は直流正母線ＰＬ２とＶ相インバータ３Ｖとの間に接続される。具体的には、ヒューズＦＰ２は、一方端子がＶ相インバータ３Ｖの直流端子に接続され、他方端子がコンデンサＣ１Ｖの正側電極に接続される。ヒューズＦＰ２は、直流正母線ＰＬ２およびＶ相インバータ３Ｖの間に過電流が流れた場合に溶断される。ヒューズＦＮ２は直流負母線ＮＬ２とＶ相インバータ３Ｖとの間に電気的に接続される。具体的には、ヒューズＦＮ２は、一方端子がＶ相インバータ３Ｖの直流端子に接続され、他方端子がコンデンサＣ２Ｖの負側電極に接続される。ヒューズＦＮ２は、直流負母線ＮＬ２およびＶ相インバータ３Ｖの間に過電流が流れた場合に溶断される。ヒューズＦＣ２は直流中性点母線ＣＬ２とＶ相インバータ３Ｖとの間に電気的に接続される。具体的には、ヒューズＦＣ２は、一方端子がＶ相インバータ３Ｖの直流端子に接続され、他方端子がコンデンサＣ１ＶおよびＣ２Ｖの接続点に接続される。ヒューズＦＣ２は、直流中性点母線ＣＬ２およびＶ相インバータ３Ｖの間に過電流が流れた場合に溶断される。

ヒューズＦＰ３は直流正母線ＰＬ３とＷ相インバータ３Ｗとの間に接続される。具体的には、ヒューズＦＰ３は、一方端子がＷ相インバータ３Ｗの直流端子に接続され、他方端子がコンデンサＣ１Ｗの正側電極に接続される。ヒューズＦＰ３は、直流正母線ＰＬ３およびＷ相インバータ３Ｗの間に過電流が流れた場合に溶断される。ヒューズＦＮ３は直流負母線ＮＬ３とＷ相インバータ３Ｗとの間に電気的に接続される。具体的には、ヒューズＦＮ３は、一方端子がＷ相インバータ３Ｗの直流端子に接続され、他方端子がコンデンサＣ２Ｗの負側電極に接続される。ヒューズＦＮ３は、直流負母線ＮＬ３およびＷ相インバータ３Ｗの間に過電流が流れた場合に溶断される。ヒューズＦＣ３は直流中性点母線ＣＬ３とＷ相インバータ３Ｗとの間に電気的に接続される。具体的には、ヒューズＦＣ３は、一方端子がＷ相インバータ３Ｗの直流端子に接続され、他方端子がコンデンサＣ１ＷおよびＣ２Ｗの接続点に接続される。ヒューズＦＣ３は、直流中性点母線ＣＬ３およびＷ相インバータ３Ｗの間に過電流が流れた場合に溶断される。

図２は、図１に示した単相コンバータ２Ｒ，２Ｓ，２Ｔ、および単相インバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗの構成例を説明する回路図である。

図２を参照して、Ｒ相コンバータ２Ｒは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ＲおよびダイオードＤ１Ｒ〜Ｄ６Ｒを含む。Ｓ相コンバータ２Ｓは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ＳおよびダイオードＤ１Ｓ〜Ｄ６Ｓを含む。Ｔ相コンバータ２Ｔは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ＴおよびダイオードＤ１Ｔ〜Ｄ６Ｔを含む。Ｕ相インバータ３Ｕは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｕ〜Ｑ４ＵおよびダイオードＤ１Ｕ〜Ｄ４Ｕを含む。Ｖ相インバータ３Ｖは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｖ〜Ｑ４ＶおよびダイオードＤ１Ｖ〜Ｄ４Ｖを含む。Ｗ相インバータ３Ｗは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｗ〜Ｑ４ＷおよびダイオードＤ１Ｗ〜Ｄ４Ｗを含む。なお、図２では、半導体スイッチング素子としてＩＧＢＴ素子を用いているが、これに限定されず、たとえばＭＯＳＦＥＴ等の別の半導体スイッチング素子を用いてもよい。

ここで、単相コンバータ２Ｒ，２Ｓ，２Ｔの構成を総括的に説明するため、符号Ｒ，Ｓ，Ｔをまとめて符号「ｘ」とも示す。単相インバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗの構成を総括的に説明するため、符号Ｕ，Ｖ，Ｗをまとめて符号「ｙ」と示す。直流正母線ＰＬ１，ＰＬ２，ＰＬ３をまとめて「ＰＬｉ」と示し、直流負母線ＮＬ１，ＮＬ２，ＮＬ３をまとめて「ＮＬｉ」と示し、直流中性点母線ＣＬ１，ＣＬ２，ＣＬ３をまとめて「ＣＬｉ」と示す。

単相コンバータ２ｘは、中性点スイッチを有するダイオード整流器である。具体的には、単相コンバータ２ｘは、ダイオードＤ３ｘ〜Ｄ６ｘからなるブリッジ回路（ダイオードブリッジ）と、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘと、ダイオードＤ１ｘ，Ｄ２ｘとを含む。

ダイオードＤ１ｘのカソードは直流正母線ＰＬｉに接続され、アノードはｘ相ラインｘＬに接続される。ダイオードＤ２ｘのカソードはｘ相ラインｘＬに接続され、アノードは直流負母線ＮＬｉに接続される。ダイオードブリッジにおいて、ダイオードＤ３ｘのアノードおよびダイオードＤ４ｘのカソードはｘ相ラインｘＬに接続され、ダイオードＤ５ｘのアノードおよびダイオードＤ６ｘのカソードは直流中性点母線ＣＬｉに接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘのエミッタはダイオードＤ３ｘのカソードおよびダイオードＤ５ｘのカソードに接続され、コレクタはダイオードＤ４ｘのアノードおよびダイオードＤ６ｘのアノードに接続される。

ダイオードＤ１ｘおよびＤ２ｘは、ダイオード整流器を構成する。ダイオードブリッジおよびＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘは、交流スイッチを構成する。交流スイッチは中性点スイッチとして機能する。ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘは交流電源１からの三相交流電圧に同期してオン／オフされる。交流スイッチは「第１の交流スイッチ」の一実施例に対応する。

第１の交流スイッチは、ｘ相ラインｘＬと直流中性点母線ＣＬｉとの間に電気的に接続され、ｘ相ラインｘＬおよび直流中性点母線ＣＬｉを電気的に導通または遮断するように構成される。すなわち、第１の交流スイッチは「中性点スイッチ」をして機能する。

第１の交流スイッチ（中性点スイッチ）と直流中性点母線ＣＬｉとの間にはヒューズＦｘが電気的に接続される。ヒューズＦｘは「第１のヒューズ」の一実施例に対応する。ヒューズＦｘは、第１の交流スイッチと、直列接続されるコンデンサＣ１ｘ，Ｃ２ｘの接続点との間に接続される。

単相インバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗにおいて、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｙのエミッタはｙ相ラインｙＬに接続され、そのコレクタは直流正母線ＰＬｉに接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｙのコレクタはｙ相ラインｙＬに接続され、そのエミッタは直流負母線ＮＬｉに接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｙのエミッタはｙ相ラインｙＬに接続され、そのコレクタはＩＧＢＴ素子Ｑ４ｙのコレクタに接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｙのエミッタは直流中性点母線ＣＬｉに接続される。ダイオードＤ１ｙ，Ｄ２ｙは還流ダイオードとして機能し、ダイオードＤ３ｙ，Ｄ４ｙはクランプダイオードとして機能する。ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｙ，Ｑ４ｙおよびダイオードＤ３ｙ，Ｄ４ｙは、交流スイッチを構成する。該交流スイッチは「第２の交流スイッチ」の一実施例に対応する。

ヒューズＦＰは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｙのコレクタとコンデンサＣ１ｙの正側電極との間に接続される。ヒューズＦＮは、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｙのエミッタとコンデンサＣ２ｙの負側電極との間に接続される。ヒューズＦＣは、交流スイッチとコンデンサＣ１ｙおよびＣ２ｙの接続点との間に接続される。

次に、単相コンバータ２Ｒ，２Ｓ，２Ｔの動作について図３および図４を用いて説明する。図３は、Ｒ相電圧ＶＲとＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒのオンオフとの関係を示す波形図である。図４は、Ｒ相コンバータの動作を示す回路図である。

図３を参照して、Ｒ相電圧ＶＲと参照信号φ１Ｒ，φ２Ｒとの高低が比較され、その比較結果に基づいてＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒのオンオフの組合せが決定される。

参照信号φ１Ｒ，φ２ＲはＲ相電圧ＶＲの５倍の周波数を有し、Ｒ相電圧ＶＲに同期した三角波信号である。参照信号φ２Ｒは参照信号φ１Ｒと同相の三角波信号である。

Ｒ相電圧ＶＲのレベルが参照信号φ１Ｒ，φ２Ｒのレベルの間にある期間（ｔ１，ｔ３，ｔ５，ｔ６，ｔ８，ｔ１０，ｔ１１，ｔ１３，ｔ１５）は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒがオンされる。この場合、Ｒ相電圧ＶＲが正電圧である期間（ｔ１，ｔ３，ｔ５，ｔ１１，ｔ１３，ｔ１５）においては、図４（Ｂ）に示すように、Ｒ相ラインＲＬからダイオードＤ３Ｒ、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ＲおよびダイオードＤ６Ｒを介して、直流中性点母線ＣＬ１に電流が流れる。よって、Ｒ相ラインＲＬとＲ相コンバータ２Ｒとの接続点の電圧ＶＩＲは、直流中性点母線ＣＬ１の電圧（中性点電圧Ｖｃ）と等しくなる。一方、Ｒ相電圧ＶＲが負電圧である期間（期間ｔ６，ｔ８，ｔ１０）においては、図４（Ｄ）に示すように、直流中性点母線ＣＬ１からダイオードＤ５Ｒ、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ＲおよびダイオードＤ４Ｒを介して、Ｒ相ラインＲＬに電流が流れる。よって、Ｒ相ラインＲＬとＲ相コンバータ２Ｒとの接続点の電圧ＶＩＲは、直流中性点母線ＣＬ１の電圧（中性点電圧Ｖｃ）と等しくなる。

Ｒ相電圧ＶＲが正であり、Ｒ相電圧ＶＲのレベルが参照信号φ１Ｒ，φ２Ｒのレベルよりも高い期間（ｔ２，ｔ４，ｔ１２，ｔ１４）は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒがオフされる。このとき、図４（Ａ）に示すように、Ｒ相ラインＲＬからダイオードＤ１Ｒを介して、直流正母線ＰＬ１に電流が流れる。よって、Ｒ相ラインＲＬとＲ相コンバータ２Ｒとの接続点の電圧ＶＩＲは、直流正母線ＰＬ１の電圧（正電圧Ｖｐ）と等しくなる。

Ｒ相電圧ＶＲのレベルが参照信号φ１Ｒ，φ２Ｒのレベルよりも低い期間（ｔ７，ｔ９）は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒがオフされる。このとき、図４（Ｃ）に示すように、直流負母線ＮＬ１からダイオードＤ２Ｒを介して、Ｒ相ラインＲＬに電流が流れる。よって、Ｒ相ラインＲＬとＲ相コンバータ２Ｒとの接続点の電圧ＶＩＲは、直流中性点母線ＣＬ１の電圧（負電圧Ｖｎ）と等しくなる。

このようにＲ相コンバータ２Ｒにおいて、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ＲはＰＷＭ制御され、交流電源１からのＲ相電圧に同期して所定のタイミングでオンオフされる。Ｒ相コンバータ２Ｒは、Ｒ相電圧に基づいて、直流電圧として正電圧Ｖｐ、中性点電圧Ｖｃおよび負電圧Ｖｎを生成する。すなわち、Ｒ相コンバータ２Ｒは３レベルコンバータを構成する。なお、Ｓ相、Ｔ相の回路も、Ｒ相の回路と同様に動作する。

次に、電力変換装置１００の単相コンバータ２Ｒ，２Ｓ，２Ｔ側に設けられる、ヒューズＦＲ，ＦＳ，ＦＴの働きについて説明する。

図５は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｓがオンしている期間において、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒが故障して短絡状態になった場合を示す図である。この場合は、図中に実線矢印で示されるように、Ｒ相ラインＲＬからダイオードＤ３Ｒ、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒ、配線ＷＣ２、ダイオードＤ５Ｓ、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｓを介してＳ相ラインＳＬに至る経路で短絡電流が流れ、ヒューズＦＲ，ＦＳが溶断される。なお、図５では、Ｒ相およびＶ相を例にして説明したが、Ｗ相でも同様である。

次に、単相インバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗの動作について説明する。
図６は、Ｕ相電圧ＶＵとＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｕ〜Ｑ４Ｕのオンオフとの関係を示す波形図である。Ｕ相電圧ＶＵは、制御回路７において交流電源１から電力変換装置１００に入力される電力を基に計算される、Ｕ相ラインから出力される電圧の目標電圧である。Ｕ相電圧ＶＵと参照信号φ１Ｕ，φ２Ｕとの高低が比較され、その比較結果に基づいてＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｕ〜Ｑ４Ｕのオンオフの組合せが決定される。その結果、Ｕ相ラインＵＬとＵ相インバータ３Ｕとの接続点の電圧をＶＯＵ、直流母線ＰＬ１，ＮＬ１、ＣＬ１の各々の電位をＶｐ，Ｖｃ，Ｖｎとすると、電圧ＶＯＵは、電圧Ｖｐ，Ｖｃ，Ｖｎのいずれかに決定される。

参照信号φ１Ｕ，φ２ＵはＵ相電圧ＶＵの５倍の周波数を有し、Ｕ相電圧ＶＵに同期した三角波信号である。参照信号φ２Ｕは参照信号φ１Ｕと同相の三角波信号である。

図６に示すように、Ｕ相電圧ＶＵのレベルが参照信号φ１Ｕ，φ２Ｕのレベルの間にある期間（ｔ１，ｔ３，ｔ５，ｔ７，ｔ９，ｔ１１，ｔ１３）は、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｕ，Ｑ４Ｕがオンされ、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｕ，Ｑ２Ｕがオフされる。よって、コンデンサＣ１Ｕ，Ｃ２ＵからＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｕ，Ｑ４Ｕを介してＵ相ラインＵＬに直流中性点母線ＣＬ１の電圧が出力される。すなわち、ＶＯＵ＝Ｖｃとなる。

Ｕ相電圧ＶＵのレベルが参照信号φ１Ｕ，φ２Ｕのレベルよりも高い期間（ｔ２，ｔ４，ｔ１０，ｔ１２）は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｕ，Ｑ３Ｕがオンされ、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｕ，Ｑ４Ｕがオフされる。よって、コンデンサＣ１ＵからＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｕを介して、Ｕ相ラインＵＬに直流正母線ＰＬ１の電位が出力される。すなわち、ＶＯＵ＝Ｖｐとなる。

Ｕ相電圧ＶＵのレベルが参照信号φ１Ｕ，φ２Ｕのレベルよりも低い期間（ｔ６，ｔ８）は、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｕ，Ｑ４Ｕがオンされ、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｕ，Ｑ３Ｕがオフされる。よって、コンデンサＣ２ＵからＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｕを介して、Ｕ相ラインＵＬに直流負母線ＮＬ１の電圧が出力される。すなわち、ＶＯＵ＝Ｖｎとなる。

なお、ここではＵ相インバータ３Ｕの動作を説明したが、Ｖ相およびＷ相インバータ３Ｖおよび３Ｗも、Ｕ相インバータ３Ｕと同様に動作する。

次に、電力変換装置１００の単相インバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗ側に設けられるヒューズＦＰ１，ＦＰ２，ＦＰ３，ＦＮ１，ＦＮ２，ＦＮ３，ＦＣ１，ＦＣ２，ＦＣ３の働きについて説明する。

図７は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｕ，Ｑ３Ｖがオンしている期間において、ＩＧＢＴ素子Ｑ４Ｕが故障して短絡状態になった場合を示す図である。この場合は、図中に破線矢印７１で示されるように、Ｕ相ラインＵＬからダイオードＤ３Ｕ、ＩＧＢＴ素子Ｑ４Ｕ、配線ＷＣ１、ダイオードＤ４Ｖ、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｖを介してＶ相ラインＶＬに至る経路で短絡電流が流れ、ヒューズＦＣ１，ＦＣ２が溶断される。また、図中に実線矢印７２で示されるように、コンデンサＣ１Ｖの正側電極から配線ＷＰ１、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｕ、ダイオードＤ３Ｕ、ＩＧＢＴ素子Ｑ４Ｕ、配線ＷＣ１を介してコンデンサＣ１Ｖの負側電極に至る経路で短絡電流が流れ、ヒューズＦＰ２，ＦＰ１，ＦＣ１，ＦＣ２が溶断される。これにより、過電流が流れたり、過電圧が発生することが防止される。

図８は、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｕ，Ｑ４Ｖがオンしている期間において、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｕが故障して短絡状態になった場合を示す図である。この場合は、図中に破線矢印８１で示されるように、Ｖ相ラインＶＬからダイオードＤ３Ｖ、ＩＧＢＴ素子Ｑ４Ｖ、配線ＷＣ１、ダイオードＤ４Ｕ、およびＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｕを介してＵ相ラインＵＬに至る経路で短絡電流が流れ、ヒューズＦＣ２，ＦＣ１が溶断される。また、実線矢印８２で示されるように、コンデンサＣ２Ｖの正側電極から配線ＷＣ１、ダイオードＤ４Ｕ、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｕ、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｕ、配線ＷＮ１を介してコンデンサＣ２Ｖの負側電極に至る経路で短絡電流が流れ、ヒューズＦＣ２，ＦＣ１，ＦＮ１，ＦＮ２が溶断される。これにより、過電流が流れたり、過電圧が発生することが防止される。なお、図７および図８では、Ｕ相およびＶ相を例にして説明したが、Ｗ相でも同様である。

［本実施の形態の作用効果］
次に、比較例による電力変換装置と対比しながら、本実施の形態による電力変換装置の作用効果について説明する。

図９は、比較例による電力変換装置１０００の構成を説明する回路図である。比較例による電力変換装置１０００は、上述した特許文献１に示される電力変換装置に相当する。比較例による電力変換装置１０００は、図１に示した本実施の形態による電力変換装置１００とコンバータおよびインバータで構成される基本構造は同じであるが、コンバータの主回路構成および変換器ユニットの構成が異なっている。

図９を参照して、比較例による電力変換装置１０００は、交流電源１および負荷４（ともに図示せず）の間に接続された１台の変換器ユニットＵａを備える。変換器ユニットＵは、三相コンバータ２ａ、三相インバータ３、直流正母線ＰＬ、直流負母線ＮＬおよび直流中性点母線ＣＬを含む。

三相コンバータ２ａは、直流正母線ＰＬおよび直流負母線ＮＬの間に、Ｒ相コンバータ２Ｒａ、Ｓ相コンバータ２ＳａおよびＴ相コンバータ２Ｔａを並列に接続することにより構成される。単相コンバータ２Ｒａ，２Ｓａ，２Ｔａの構成は、単相インバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗと入出力関係が逆転したものである。以下にその詳細を説明する。

図９を参照して、Ｒ相コンバータ２Ｒａは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒ〜Ｑ４ＲおよびダイオードＤ１Ｒ〜Ｄ４Ｒを含む。Ｓ相コンバータ２Ｓａは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｓ〜Ｑ４ＳおよびダイオードＤ１Ｓ〜Ｄ４Ｓを含む。Ｔ相コンバータ２Ｔａは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｔ〜Ｑ４ＴおよびダイオードＤ１Ｔ〜Ｄ４Ｔを含む。

ここで、単相コンバータ２Ｒａ，２Ｓａ，２Ｔａの構成を総括的に説明するため、符号Ｒ，Ｓ，Ｔをまとめて符号「ｘａ」と示す。また、直流正母線ＰＬ１，ＰＬ２，ＰＬ３をまとめて「ＰＬｉ」と示し、直流負母線ＮＬ１，ＮＬ２，ＮＬ３をまとめて「ＮＬｉ」と示し、直流中性点母線ＣＬ１，ＣＬ２，ＣＬ３をまとめて「ＣＬｉ」と示す。

ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘａのエミッタはｘａ相ラインｘａＬに接続され、そのコレクタは直流正母線ＰＬｉに接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘａのコレクタはｘａ相ラインｘａＬに接続され、そのエミッタは直流負母線ＮＬｉに接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘａのエミッタはｘａ相ラインｘａＬに接続され、そのコレクタはＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘａのコレクタに接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘａのエミッタは直流中性点母線ＣＬｉに接続される。ダイオードＤ１ｘａ，Ｄ２ｘａは還流ダイオードとして機能し、ダイオードＤ３ｘａ，Ｄ４ｘａはクランプダイオードとして機能する。ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘａ，Ｑ４ｘａおよびダイオードＤ３ｘａ，Ｄ４ｘａは、交流スイッチを構成する。この構成において、各相コンバータの直流中性点母線は直流中性点母線ＣＬに共通に接続されている。

三相インバータ３は、直流正母線ＰＬおよび直流負母線ＮＬの間に、図１および図２に示したＵ相インバータ３Ｕ、Ｖ相インバータ３ＶおよびＷ相インバータ３Ｗを並列に接続することにより構成される。この構成において、各相インバータの直流中性点母線は直流中性点母線ＣＬに共通に接続される。

なお、三相インバータ３の動作は、図６で説明した、単相インバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗの動作と実質的に同じである。三相コンバータ２ａの動作は、単相インバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗの動作と入出力関係が逆転したものである。

比較例による電力変換装置１０００は、ヒューズＦ１Ｒ〜Ｆ３Ｒ，Ｆ１Ｓ〜Ｆ３Ｓ，Ｆ１Ｔ〜Ｆ３Ｔ，Ｆ１Ｕ〜Ｆ３Ｕ，Ｆ１Ｖ〜Ｆ３Ｖ，Ｆ１Ｗ〜Ｆ３Ｗをさらに備える。以下にこれらのヒューズの構成を総括的に説明するため、符号Ｒ，Ｓ，Ｔ，Ｕ，Ｖ，Ｗをまとめて符号「ｚ」と示す。

ヒューズＦ１ｚは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｚのコレクタと直流正母線ＰＬとの間に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｚのコレクタはコンデンサＣ１ｚの正側電極と接続されている。したがって、ヒューズＦ１ｚは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｚおよびコンデンサＣ１の接続点と直流正母線ＰＬとの間に接続される。ヒューズＦ２ｚは、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｚのエミッタと直流負母線ＮＬとの間に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｚのエミッタはコンデンサＣ２ｚの負側電極と接続されている。したがって、ヒューズＦ２ｚは、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｚおよびコンデンサＣ２の接続点と直流負母線ＮＬとの間に接続されている。ヒューズＦ３ｚは、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｚのエミッタと直流中性点母線ＣＬｚとの間に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｚのコレクタはコンデンサＣ１ｚおよびＣ２ｚの接続点と接続されている。したがって、ヒューズＦ３ｚは、コンデンサＣ１ｚおよびＣ２ｚの接続点と直流中性点母線ＣＬｚＬとの間に接続される。

このように、比較例による電力変換装置１０００においては、ヒューズＦ１ｚ，Ｆ２ｚ，Ｆ３ｚの各々は、ＩＧＢＴ素子およびコンデンサの接続点と直流母線との間に接続されている。これに対して、図２に示したように、本実施の形態による電力変換装置１００においては、ヒューズはＩＧＢＴ素子とコンデンサとの間に接続されている。

比較例による電力変換装置１０００において、たとえば、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒ，Ｑ３Ｓがオンしている期間において、ＩＧＢＴ素子Ｑ４Ｒが故障して短絡状態になった場合は、Ｒ相ラインＲＬからダイオードＤ３Ｒ、ＩＧＢＴ素子Ｑ４Ｒ、ヒューズＦ３Ｒ，Ｆ３Ｓ、ダイオードＤ４Ｓ、およびＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｓを介してＳ相ラインＳＬに至る経路で短絡電流が流れ、ヒューズＦ３Ｒ，Ｆ３Ｓが溶断される。また、コンデンサＣ１Ｓの正側電極からヒューズＦ１Ｓ，Ｆ１Ｒ，ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒ、ダイオードＤ３Ｒ、ＩＧＢＴ素子Ｑ４Ｒ、およびヒューズＦ３Ｒ，Ｆ３Ｓを介してコンデンサＣ１Ｓの負側電極に至る経路で短絡電流が流れ、ヒューズＦ１Ｓ，Ｆ１Ｒ，Ｆ３Ｒ，Ｆ３Ｓが溶断される。

このように、電力変換装置１０００においても、ＩＧＢＴ素子が故障して短絡状態になった場合には、ヒューズが溶断されることで、故障した相と正常な相とを切り離し、過電流が流れたり、過電圧が発生することが防止される。

その一方で、電力変換装置１０００においては、三相インバータ３および三相コンバータ２ａの各々について９個、合計１８個ものヒューズが使用されている。そのため、電力変換装置の大型化および高コスト化を招くことが懸念される。また、ヒューズの数が多くなると、電力変換装置の動作時において、全てのヒューズにおける電力損失の合計が大きくなり、電力変換装置の効率が低下することも懸念される。

本実施の形態による電力変換装置１００では、図２に示したように、単相コンバータ２Ｒ，２Ｓ，２Ｔの各々を、中性点スイッチ（第１の交流スイッチ）を有するダイオード整流器で構成している。

ここで、ＩＧＢＴ素子は、スイッチング動作が不要なダイオードに比べて、誤ったスイッチング動作などによって短絡が起こりやすい。言い換えると、中性点スイッチを有するダイオード整流器では、３レベルコンバータでありながらも、ダイオードに比べて短絡しやすいＩＧＢＴ素子の数を１つまで減らしたことで、短絡が起こりにくくなっている。よって、中性点スイッチを有するダイオード整流器をコンバータとして用いることで、比較例においてＩＧＢＴ素子の一方端子と直流正母線との間に配置されていたヒューズ、およびＩＧＢＴ素子の一方端子と直流負母線との間に配置されていたヒューズが不要となる。したがって、図１〜図２に示すように、３レベルコンバータに対するヒューズの数を、３個にまで減らすことが可能である。この結果、実施の形態による電力変換装置１００においては、３レベルコンバータについて３個、３レベルインバータについて９個、合計１２個のヒューズで、電力変換装置の全てのスイッチング素子の短絡に対応し、過電流または過電圧の発生を防止することができる。

よって、本実施の形態による電力変換装置１００によれば、過電流または過電圧の発生を抑制しつつ、電力変換装置の小型化および低コスト化を実現することができる。すなわち、簡易な構成で、過電流および過電圧の防止を実現することができる電力変換装置を提供することができる。

［変形例］
図１０は、本発明の実施の形態の変形例による電力変換装置１０１の構成を説明する回路図である。本変形例による電力変換装置１０１は、基本的に図１および図２に示した本実施の形態による電力変換装置１００と、コンバータおよびインバータの主回路構造、および、コンバータおよびインバータで構成される基本構造は同じであるが、変換器ユニットの構成が異なっている。

図１０を参照して、本変形例による電力変換装置１０１は、交流電源１および負荷４（ともに図示せず）の間に接続された１台の変換器ユニットＵｂを備える。変換器ユニットＵｂは、三相コンバータ２、三相インバータ３、直流正母線ＰＬ、直流負母線ＮＬおよび直流中性点母線ＣＬを含む。

三相コンバータ２は、直流正母線ＰＬおよび直流負母線ＮＬの間に、図１および図２に示したＲ相コンバータ２Ｒ、Ｓ相コンバータ２ＳおよびＴ相コンバータ２Ｔを並列に接続することにより構成される。この構成において、各相コンバータの直流中性点母線は直流中性点母線ＣＬに共通に接続されている。

三相インバータ３は、直流正母線ＰＬおよび直流負母線ＮＬの間に、図１および図２に示したＵ相インバータ３Ｕ、Ｖ相インバータ３ＶおよびＷ相インバータ３Ｗを並列に接続することにより構成される。この構成において、各相インバータの直流中性点母線は直流中性点母線ＣＬに共通に接続される。なお、三相コンバータ２および三相インバータ３の動作は、図３および図６でそれぞれ説明した、単相コンバータ２Ｒ，２Ｓ，２Ｔおよび単相インバータ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗの動作と実質的に同じである。

本変形例による電力変換装置１０１において、ヒューズＦＲ，ＦＳ，ＦＴ，ＦＰ１，ＦＰ２，ＦＰ３，ＦＮ１，ＦＮ２，ＦＮ３，ＦＣ１，ＦＣ２，ＦＣ３の総数、介挿位置およびその働きは、上述した実施の形態による電力変換装置１００と同様である。

すなわち、本変形例でも、単相コンバータおよび単相インバータのいずれかにおいてＩＧＢＴ素子が故障して短絡状態になった場合には、１２個のヒューズのうちいくつかが溶断されるため、過電流または過電圧の発生を防止できる。よって、本変形例でも上述した実施の形態と同様の効果が得られる。他の構成については、上述した実施の形態と同様であるので説明を繰返さない。

なお、図２および図１０に示したように、本実施の形態および変形例による電力変換装置１００，１０１においては、ヒューズを、ＩＧＢＴ素子とコンデンサとの間に接続している。これにより、ＩＧＢＴ素子およびコンデンサの接続点と直流母線との間にヒューズを接続する、比較例による電力変換装置１０００（図９）に比べて、より確実に過電流および過電圧の発生を防止することができる。

図１１には、図９に示した比較例による電力変換装置１０００において、三相コンバータ２ａのＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｓが故障して短絡状態になった場合が示される。この場合、ＩＧＢＴ素子Ｑ４Ｓがオンすると、図中に矢印で示すように、コンデンサＣ１Ｓの正側電極からＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｓ，ダイオードＤ３ＳおよびＩＧＢＴ素子Ｑ４Ｓを介してコンデンサＣ１Ｓの負側電極に至る経路で短絡電流が流れることになる。しかしながら、この短絡電流の経路上にはヒューズが配置されていないため、経路を遮断することができない。このような不具合は、三相インバータ３のＩＧＢＴ素子が故障して短絡状態になった場合においても起こり得る。

これに対して、本実施の形態の変形例による電力変換装置１０１においては、図１２に示すように、例えば、三相コンバータ２のダイオードＤ１Ｓが故障して短絡状態になった場合において、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｓがオンすると、図中に矢印で示すように、コンデンサＣ１Ｒの正側電極からダイオードＤ１Ｓ，Ｄ３Ｓ、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｓ，ダイオードＤ６Ｓを介してコンデンサＣ１Ｓの負側電極に至る経路で短絡電流が流れることになる。ただし、この短絡電流の経路上にはヒューズＦＳが配置されているため、ヒューズＦＳが溶断されることで、過電流および過電圧を防止することができる。

三相インバータ３においても同様に、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｖが故障して短絡状態になった場合において、ＩＧＢＴ素子Ｑ４Ｖがオンすると、図中に矢印で示すように、コンデンサＣ１Ｖの正側電極からＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｖ，ダイオードＤ３ＶおよびＩＧＢＴ素子Ｑ４Ｖを介してコンデンサＣ１Ｖの負側電極に至る経路で短絡電流が流れることになる。ただし、この短絡電流の経路上にはヒューズＦＰ２，ＦＣ２が配置されているため、ヒューズＦＰ２，ＦＣ２の少なくとも一方が溶断されることで、過電流および過電圧を防止することができる。

上記の実施の形態およびその変形例において、三相コンバータ２（Ｒ相コンバータ２Ｒ、Ｓ相コンバータ２Ｓ、Ｔ相コンバータ２Ｔ）はこの発明における「コンバータ」の一実施例に対応する。直流正母線ＰＬ１，ＰＬ２，ＰＬ３，ＰＬはこの発明における「直流正母線」に対応し、直流負母線ＮＬ１，ＮＬ２，ＮＬ３，ＮＬはこの発明における「直流負母線」に対応し、直流中性点母線ＣＬ１，ＣＬ２，ＣＬ３，ＣＬはこの発明における「直流中性点母線」に対応する。

ダイオードＤ３ｘ〜Ｄ６ｘからなるダイオードブリッジおよびＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘはこの発明における「第１の交流スイッチ」の一実施例に対応する。ヒューズＦＲ，ＦＳ，ＦＴはこの発明における「第１のヒューズ」に対応する。

三相インバータ３（Ｕ相インバータ３Ｕ、Ｖ相インバータ３Ｖ、Ｗ相インバータ３Ｗ）はこの発明における「インバータ」の一実施例に対応する。ヒューズＦＰ１，ＦＰ２，ＦＰ３はこの発明における「第２のヒューズ」に対応し、ヒューズＦＮ１，ＦＮ２，ＦＮ３はこの発明における「第３のヒューズ」に対応し、ヒューズＦＣ１，ＦＣ２，ＦＣ３はこの発明における「第４のヒューズ」に対応する。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上述した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ 交流電源、２，２ａ 三相コンバータ、２Ｒ，２Ｒａ，２Ｓ，２Ｓａ，２Ｔ，２Ｔａ 単相コンバータ、３ 三相インバータ、３Ｕ，３Ｖ，３Ｗ 単相インバータ、４ 負荷、５ 双方向チョッパ、６ 直流電源、７ 制御回路、１００，１０１ 電力変換装置、Ｃ１Ｒ，Ｃ１Ｓ，Ｃ１Ｔ，Ｃ１Ｕ，Ｃ１Ｖ，Ｃ１Ｗ，Ｃ２Ｒ，Ｃ２Ｓ，Ｃ２Ｔ，Ｃ２Ｕ，Ｃ２Ｖ，Ｃ２Ｗ コンデンサ、ＰＬ，ＰＬ１〜ＰＬ４ 直流正母線、ＮＬ，ＮＬ１〜ＮＬ４ 直流負母線、ＣＬ，ＣＬ１〜ＣＬ４ 直流中性点母線、Ｄ１Ｒ〜Ｄ６Ｒ，Ｄ１Ｓ〜Ｄ６Ｓ，Ｄ１Ｔ〜Ｄ６Ｔ，Ｄ１Ｕ〜Ｄ６Ｕ，Ｄ１Ｖ〜Ｄ６Ｖ，Ｄ１Ｗ〜Ｄ６Ｗ ダイオード、ＦＲ，ＦＳ，ＦＴ，ＦＰ１〜ＦＰ３，ＦＣ１〜ＦＣ３，ＦＮ１〜ＦＮ３，Ｆ１Ｒ〜Ｆ３Ｒ，Ｆ１Ｓ〜Ｆ３Ｓ，Ｆ１Ｔ〜Ｆ３Ｔ，Ｆ１Ｕ〜Ｆ３Ｕ，Ｆ１Ｖ〜Ｆ３Ｖ，Ｆ１Ｗ〜Ｆ３Ｗ ヒューズ、Ｑ１Ｒ〜Ｑ４Ｒ，Ｑ１Ｓ〜Ｑ４Ｓ，Ｑ１Ｔ〜Ｑ４Ｔ，Ｑ１Ｕ〜Ｑ４Ｕ，Ｑ１Ｖ〜Ｑ４Ｖ，Ｑ１Ｗ〜Ｑ４Ｗ ＩＧＢＴ素子、ＲＬ，ＳＬ，ＴＬ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬ 各相ライン、Ｕａ 変換器ユニット、Ｕ１ 第１変換器ユニット、Ｕ２ 第２変換器ユニット、Ｕ３ 第３変換器ユニット、ＷＣ１，ＷＣ２，ＷＮ１，ＷＮ２，ＷＰ１，ＷＰ２ 配線。

Claims (4)

1. 直流正母線、直流負母線および直流中性点母線と、
   交流電源と、前記直流正母線、前記直流負母線および前記直流中性点母線との間に接続され、前記交流電源から供給される交流電圧を直流電圧に変換するコンバータと、
   前記直流正母線と前記直流中性点母線との間に接続される第１のコンデンサと、
   前記直流中性点母線と前記直流負母線との間に接続される第２のコンデンサとを備え、
   前記コンバータは、
   前記交流電源と前記直流正母線および前記直流負母線との間に接続されるダイオード整流器と、
   前記交流電源と前記直流中性点母線との間に電気的に接続される第１の交流スイッチとを含み、
   前記第１の交流スイッチと前記第１および第２のコンデンサの接続点との間に電気的に接続される第１のヒューズをさらに備える、電力変換装置。
2. 前記コンバータは、前記交流電源から供給される三相交流電圧を直流電圧に変換するように構成され、
   前記第１の交流スイッチおよび前記第１のヒューズは、前記三相交流電圧の各相電圧の交流ラインと前記第１および第２のコンデンサの接続点との間に電気的に直列に接続される、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記第１の交流スイッチは、ダイオードブリッジおよび単一の半導体スイッチング素子を有する、請求項１または２に記載の電力変換装置。
4. 前記直流正母線、前記直流負母線および前記直流中性点母線と負荷との間に接続され、直流電圧を交流電圧に変換して前記負荷に供給するインバータをさらに備え、
   前記インバータは、
   前記直流正母線と前記負荷との間に電気的に接続される第１の半導体スイッチング素子と、
   前記直流負母線と前記負荷との間に電気的に接続される第２の半導体スイッチング素子と、
   前記直流中性点母線と前記負荷との間に電気的に接続される第２の交流スイッチと、
   前記直流正母線と前記直流中性点母線との間に接続される第３のコンデンサと、
   前記直流中性点母線と前記直流負母線との間に接続される第４のコンデンサとを含み、
   前記第３のコンデンサと前記第１の半導体スイッチング素子との間に接続される第２のヒューズと、
   前記第４のコンデンサと前記第２の半導体スイッチング素子との間に接続される第３のヒューズと、
   前記第３および第４のコンデンサの接続点と前記第２の交流スイッチとの間に接続される第４のヒューズとをさらに備える、請求項１から３のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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