JP6663319B2 - Power converter - Google Patents
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Description
本発明は、電力変換装置に関する。 The present invention relates to a power converter.
入力側に接続された直流電源から供給される電力をトランスを介して出力するものとして、特許文献１記載の電源制御装置が有る。特許文献１記載の電源制御装置は、主蓄電装置と、主蓄電装置の電力ラインの間に接続される容量負荷と、主蓄電装置の電力ラインの間に、双方向コンバータを介して容量負荷と並列接続された補機用蓄電装置とを備えている。主蓄電装置と補機用蓄電装置との間での電力の授受は、双方向コンバータを用いて行われる。また、補機用蓄電装置の電力を双方向コンバータを用いて容量負荷へ供給することにより、容量負荷の電圧が主蓄電装置の電圧と等しくなるまで充電が行われる。
As a device that outputs power supplied from a DC power supply connected to an input side via a transformer, there is a power supply control device described in
特許文献１記載の電源制御装置における双方向コンバータが、補機用蓄電池側にチョークコイルを備えるものである場合には、容量負荷への充電は、チョークコイルの電流の増加と減少を繰り返すことにより行われる。また、特許文献１記載の電源制御装置では、システムの低コスト化や小型化の観点から、突入電流を防止するための制限抵抗等が設けられていない。
When the bidirectional converter in the power supply control device described in
ここで、チョークコイルの電流が減少するための条件は、補機用蓄電池の電圧が、容量負荷の電圧を、双方向コンバータを構成するコイルの巻数比で除算した値より小さいことである。したがって、充電の開始時等、容量負荷の電圧が小さい場合には、チョークコイルの電流は増加し続けることとなる。その結果として、ＤＣＤＣコンバータの劣化や破損につながるおそれがある。一方で、チョークコイルの電流を減少させるべくスイッチング素子のＯＦＦ操作を行えば、アバランシェ電流により逆起電力が生じ、スイッチング素子の劣化や破損が生ずるおそれがある。 Here, the condition for reducing the current of the choke coil is that the voltage of the auxiliary battery is smaller than the value obtained by dividing the voltage of the capacitive load by the turns ratio of the coils constituting the bidirectional converter. Therefore, when the voltage of the capacitive load is small, such as at the start of charging, the current of the choke coil continues to increase. As a result, the DCDC converter may be deteriorated or damaged. On the other hand, if the switching element is turned off to reduce the current of the choke coil, a back electromotive force is generated by the avalanche current, and the switching element may be deteriorated or damaged.
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その主たる目的は、回路を構成するスイッチング素子の劣化や破損の抑制しつつ、電力の供給効率を向上させることが可能な電力変換装置を提供することにある。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and a main object of the present invention is to provide a power conversion device capable of improving power supply efficiency while suppressing deterioration and damage of switching elements forming a circuit. It is to provide a device.
本発明は、直流電源が接続される入力側から、磁気的に結合する第１コイル及び第２コイルからなるトランス、及びスイッチング素子を備える電力変換回路を介して出力側の回路へと電力を供給する電力変換装置であって、前記電力変換回路と前記直流電源との間に設けられるチョークコイルと、前記チョークコイルをフライバックトランスとして機能させるべく、前記出力側の回路に並列接続され、前記チョークコイルと磁気的に結合し、前記チョークコイルに前記直流電源の正極側から負極側へ励磁電流が流れた場合に、前記出力側の回路の負極側から正極側へ励磁電流が流れる方向に巻かれた補助コイルと、前記補助コイルと直列接続され、前記直流電源から前記出力側への前記補助コイルを介した電力の供給、及び、前記出力側から前記入力側への電力の供給を遮断する整流素子と、を備える。 The present invention supplies power from an input side to which a DC power supply is connected to a circuit on an output side via a power conversion circuit including a transformer including a first coil and a second coil magnetically coupled and a switching element. A choke coil provided between the power conversion circuit and the DC power supply, and a choke coil connected in parallel to the output side circuit so that the choke coil functions as a flyback transformer. When the exciting current flows from the positive side to the negative side of the DC power supply through the choke coil, the coil is wound in the direction in which the exciting current flows from the negative side to the positive side of the output side circuit. The auxiliary coil, which is connected in series with the auxiliary coil, supplies power from the DC power supply to the output side through the auxiliary coil, and from the output side. And a rectifying element for blocking the supply of power to the fill power side.
上記構成により、直流電源からの電力の供給を遮断する期間を含むように制御を行う場合において、回路中に生ずるアバランシェ電流は、補助コイルを介して出力側へと供給されることとなる。そのため、アバランシェ電流による入力側回路の劣化や損傷を抑制することができる。さらに、入力側回路に残存する電力を出力側へ供給することができる。したがって、入力側回路の劣化や損傷を抑制しつつ、出力側への電力の供給効率をより向上させることができる。 According to the above configuration, when control is performed so as to include a period in which the supply of power from the DC power supply is interrupted, the avalanche current generated in the circuit is supplied to the output side via the auxiliary coil. Therefore, deterioration and damage of the input side circuit due to the avalanche current can be suppressed. Further, the power remaining in the input side circuit can be supplied to the output side. Therefore, it is possible to further improve the efficiency of supplying power to the output side while suppressing the deterioration and damage of the input side circuit.
以下、各実施形態を図面に基づいて説明する。なお、以下の各実施形態相互において、互いに同一もしくは均等である部分には、図中、同一符号を付しており、同一符号の部分についてはその説明を援用する。 Hereinafter, each embodiment will be described with reference to the drawings. In the following embodiments, the same or equivalent parts are denoted by the same reference numerals in the drawings, and the description of the same reference numerals is used for the parts with the same reference numerals.
＜第１実施形態＞
本実施形態に係る電力変換装置は、公称電圧が１２Ｖである鉛バッテリ等の二次電池と、公称電圧が数百Ｖであるリチウムイオンバッテリ等の高電圧蓄電池とを備えるハイブリッドカーに搭載されるものである。
<First embodiment>
The power conversion device according to the present embodiment is mounted on a hybrid car including a secondary battery such as a lead battery having a nominal voltage of 12 V and a high-voltage storage battery such as a lithium ion battery having a nominal voltage of several hundred V. Things.
図１は、本実施形態に係る電力変換装置の回路図である。本実施形態に係る電力変換装置は、電力変換回路１０を介して入力側に接続される直流電源である二次電池１００の電力を、出力側へと供給するものである。
FIG. 1 is a circuit diagram of a power conversion device according to the present embodiment. The power converter according to the present embodiment supplies power of a
電力変換回路１０は、トランスＴｒ１１と、ＭＯＳＦＥＴである第１〜第６スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１６を備えている。トランスＴｒ１１は、互いに磁気的に結合した第１コイルＬ１１と第２コイルＬ１２とにより構成され、第１コイルＬ１１は、センタータップを有している。第２コイルＬ１２の巻数は、第１コイルＬ１１の巻数のＮ／２倍である。すなわち、第２コイルＬ１２の巻数が、第１コイルＬ１１のいずれか一方の端からセンタータップまでの巻数のＮ倍となっている。
The
第１コイルＬ１１の両端は、それぞれ、第１スイッチング素子Ｑ１１のドレイン、第２スイッチング素子Ｑ１２のドレインに接続されている。一方、第１スイッチング素子Ｑ１１のソースと第２スイッチング素子Ｑ１２のソースとが接続されている。 Both ends of the first coil L11 are connected to the drain of the first switching element Q11 and the drain of the second switching element Q12, respectively. On the other hand, the source of the first switching element Q11 and the source of the second switching element Q12 are connected.
二次電池１００は、チョークコイルＬ１３を介して電力変換回路１０と接続されている。具体的には、チョークコイルＬ１３の一端が二次電池１００の正極に接続され、チョークコイルＬ１３の他端が、第１コイルＬ１１のセンタータップに接続されている。一方、第１スイッチング素子Ｑ１１のソースと第２スイッチング素子Ｑ１２のソースとの接続点は、二次電池１００の負極に接続されている。また、二次電池１００には、コンデンサ１０１が並列接続されている。
The
第２コイルＬ１２の端部の一方は、第３スイッチング素子Ｑ１３のソース及び第４スイッチング素子Ｑ１４のドレインに接続されている。第２コイルＬ１２の端部の他方は、第５スイッチング素子Ｑ１５のソース及び第６スイッチング素子Ｑ１６のドレインに接続されている。第３スイッチング素子Ｑ１３のドレイン及び第５スイッチング素子Ｑ１５のドレインは、正極側出力端子２００ａに接続されており、第４スイッチング素子Ｑ１４のソース及び第６スイッチング素子Ｑ１６のソースは、負極側出力端子２００ｂに接続されている。この正極側出力端子２００ａ、負極側出力端子２００ｂには、コンデンサ２０１が並列接続されている。
One end of the second coil L12 is connected to the source of the third switching element Q13 and the drain of the fourth switching element Q14. The other end of the second coil L12 is connected to the source of the fifth switching element Q15 and the drain of the sixth switching element Q16. The drain of the third switching element Q13 and the drain of the fifth switching element Q15 are connected to the
電力変換装置は、さらに、チョークコイルＬ１３と磁気的に結合する補助コイルＬ１４を備えている。これらチョークコイルＬ１３と補助コイルＬ１４により、フライバックトランスとして機能する第２トランスＴｒ１２を構成している。補助コイルＬ１４は、電力変換回路１０に対して並列接続され、正極側出力端子２００ａ及び負極側出力端子２００ｂに接続されている。
The power converter further includes an auxiliary coil L14 magnetically coupled to the choke coil L13. The choke coil L13 and the auxiliary coil L14 constitute a second transformer Tr12 functioning as a flyback transformer. The auxiliary coil L14 is connected in parallel to the
この補助コイルＬ１４は、チョークコイルＬ１３に二次電池１００の正極側から負極側へ励磁電流が流れた場合に、出力側の回路の負極側から正極側へ励磁電流が流れる方向に巻かれている。この補助コイルＬ１４とチョークコイルＬ１３との巻数比は、Ｎ：１である。加えて、補助コイルＬ１４の負極側出力端子２００ｂ側には、ダイオードＤ１が直列接続されている。チョークコイルＬ１３に対して二次電池１００の正極から電圧が印加される場合には、ダイオードＤ１により、補助コイルＬ１４を介した出力側への電力の供給は遮断される。また、補助コイルＬ１４に対して正極側出力端子２００ａ側から電圧が印加される場合には、ダイオードＤ１により、チョークコイルＬ１３への電力の供給は遮断される。
The auxiliary coil L14 is wound in the direction in which the exciting current flows from the negative electrode to the positive electrode of the output circuit when the exciting current flows from the positive electrode to the negative electrode of the
電力変換装置は、二次電池１００の電圧である入力側電圧ＶＢを検出する入力側電圧検出部１０２、チョークコイルＬ１３を流れる電流（入力側の回路を流れる電流）であるリアクトル電流ＩＬを検出する入力電流検出部１０３、及び、出力側の電圧（コンデンサ２０１の電圧）である出力側電圧ＶＨを検出する出力側電圧検出部２０２を備えている。検出された入力側電圧ＶＢ、出力側電圧ＶＨ、及びリアクトル電流ＩＬは、制御部３００へ入力される。
The power conversion device detects an input-side voltage VB, which is a voltage of the
制御部３００は、入力された入力側電圧ＶＢ、出力側電圧ＶＨ、及びリアクトル電流ＩＬに基づいて演算を行い、第１スイッチング素子Ｑ１１、第２スイッチング素子Ｑ１２へ制御信号を送信する。このとき、出力側において、コンデンサ２０１への充電の進行具合に応じて、第１〜第３モードのいずれかを選択して制御を行う。
The
第１モードの制御について、図２のタイムチャートを用いて説明する。第１モードでは、第１スイッチング素子Ｑ１１をＯＮとし、第２スイッチング素子Ｑ１２をＯＦＦとする制御Ａと、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２をいずれもＯＦＦとする制御Ｂとを交互に行う。換言すれば、第２スイッチング素子Ｑ１２を常にＯＦＦとしておき、第１スイッチング素子Ｑ１１のＯＮとＯＦＦとを交互に行う。 The control in the first mode will be described with reference to the time chart of FIG. In the first mode, control A for turning on the first switching element Q11 and turning off the second switching element Q12 and control B for turning off both the first switching element Q11 and the second switching element Q12 alternately. Do. In other words, the second switching element Q12 is always kept OFF, and the first switching element Q11 is turned ON and OFF alternately.
制御Ａでは、リアクトル電流ＩＬの単位時間あたりの変化量は、チョークコイルＬ１３に印加される電圧であるリアクトル電圧ＶＬに基づいて定まる。このリアクトル電圧ＶＬは、入力側電圧ＶＢから、出力側電圧ＶＨを巻数比で除算した値を減算したものとなる。また、第２コイルＬ１２側に流れる電流である出力側電流ＩＣの単位時間あたりの変化量は、リアクトル電流ＩＬの単位時間あたりの変化量ｄＩＬ／ｄｔをＮで除算した値となる。第２コイルＬ１２に印加される電圧である励磁電圧ＶＴは出力側電圧ＶＨと等しい。励磁電流ＩＭの時間変化量は、励磁電圧ＶＴを励磁インダクタンスで除算したものであるため、直線的に単調増加する。なお、励磁電流ＩＭについて、正極側出力端子２００ａから負極側出力端子２００ｂへと流れる向きを正としている。
In the control A, the amount of change in the reactor current IL per unit time is determined based on the reactor voltage VL which is a voltage applied to the choke coil L13. The reactor voltage VL is obtained by subtracting a value obtained by dividing the output voltage VH by the turns ratio from the input voltage VB. The amount of change in the output current IC per unit time, which is the current flowing through the second coil L12, is a value obtained by dividing the amount of change dIL / dt of the reactor current IL per unit time by N. The excitation voltage VT which is a voltage applied to the second coil L12 is equal to the output side voltage VH. Since the amount of time change of the exciting current IM is obtained by dividing the exciting voltage VT by the exciting inductance, it increases linearly and monotonically. Note that the direction of the exciting current IM flowing from the
この制御Ａが行われる際の電流経路について、図３（ａ）を用いて説明する。図３（ａ）では、電流経路を矢印で示している。また、励磁電流ＩＭについては破線で示している。第１コイルＬ１１側では、二次電池１００から供給される電流は、チョークコイルＬ１３、第１コイルＬ１１、第１スイッチング素子Ｑ１１の順に通過する経路をとることとなる。第２コイルＬ１２側では、第６スイッチング素子Ｑ１６、第２コイルＬ１２、第３スイッチング素子Ｑ１３の順に通過する経路をとることとなる。また、励磁電流ＩＭについては、第３スイッチング素子Ｑ１３、第２コイルＬ１２、第６スイッチング素子Ｑ１６の順に通過する経路をとることとなる。
A current path when the control A is performed will be described with reference to FIG. In FIG. 3A, the current paths are indicated by arrows. The exciting current IM is indicated by a broken line. On the first coil L11 side, the current supplied from the
制御Ａでは、リアクトル電流ＩＬが単調増加するため、リアクトル電流ＩＬが予め定められた値である第１指令値Ｉｒｅｆ１となることを条件に、リアクトル電流ＩＬを減少させるべく制御Ｂが行われる。 In the control A, since the reactor current IL monotonically increases, the control B is performed to decrease the reactor current IL on condition that the reactor current IL becomes a first command value Iref1 which is a predetermined value.
制御Ｂでは、リアクトル電流ＩＬはゼロとなる。一方で、チョークコイルＬ１３には逆起電力が生じ、リアクトル電圧ＶＬは、出力側電圧ＶＨを巻数比で除算した値の負値となる。そのため、フライバック電流ＩＤはリアクトル電圧ＶＬの値に基づいて直線的に単調減少し、それに伴いリアクトル電流ＩＬも直線的に単調減少する。また励磁電圧ＶＴは出力側電圧ＶＨの負値となり、励磁電流ＩＭは単調減少することとなる。 In the control B, the reactor current IL becomes zero. On the other hand, back electromotive force is generated in the choke coil L13, and the reactor voltage VL has a negative value obtained by dividing the output side voltage VH by the turns ratio. Therefore, the flyback current ID linearly and monotonically decreases based on the value of the reactor voltage VL, and accordingly, the reactor current IL also linearly and monotonically decreases. Further, the exciting voltage VT becomes a negative value of the output side voltage VH, and the exciting current IM monotonously decreases.
この制御Ｂが行われる際の電流経路について、図３（ｂ）を用いて説明する。この電流経路は、制御Ｂの前半である期間Ｂ１１の経路を示している。制御Ｂにおいて、第１コイルＬ１１側では、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２が共にＯＦＦであるため、二次電池１００からの電力の供給は行われない。一方で、チョークコイルＬ１３にはリアクトル電流ＩＬが残存しており逆起電力が生ずるため、そのリアクトル電流ＩＬにより補助コイルＬ１４を介した電力の供給がなされることとなる。また、励磁電流ＩＭについては、第３スイッチング素子Ｑ１３、第２コイルＬ１２、第６スイッチング素子Ｑ１６の順に通過する経路をとることとなる。なお、制御Ｂの後半である期間Ｂ１２については、いずれの電流も流れないため、電流経路についての説明を省略する。
A current path when the control B is performed will be described with reference to FIG. This current path indicates the path in the period B11 which is the first half of the control B. In the control B, the power supply from the
ところで、この第１モードにおけるフライバック電流ＩＤは、上述した通り、制御Ｂが行われる期間においてリアクトル電圧ＶＬの値に応じて直線的に単調減少する。このリアクトル電圧ＶＬは、制御Ｂでは出力側電圧ＶＨに基づくものであるため、フライバック電流ＩＤの時間当たりの減少量は、出力側における充電の進行具合に基づいて変化する。この場合のフライバック電流ＩＤについて、図４を用いて説明する。図４（ａ）はコンデンサ２０１への充電の開始時等の出力側電圧ＶＨが０Ｖに近い状態のタイムチャートである。このとき、フライバック電流ＩＤは制御Ｂの期間において十分に減少せず、出力側電流ＩＣは、制御Ａの期間ではトランスＴｒ１１を介して連続的に供給され、制御Ｂの期間では第２トランスＴｒ１２を介して連続的に供給されることとなる。
By the way, the flyback current ID in the first mode linearly and monotonously decreases according to the value of the reactor voltage VL during the period in which the control B is performed, as described above. Since the reactor voltage VL is based on the output side voltage VH in the control B, the amount of decrease in the flyback current ID per time changes based on the progress of charging on the output side. The flyback current ID in this case will be described with reference to FIG. FIG. 4A is a time chart in a state where the output side voltage VH is close to 0 V at the time of starting charging of the
図４（ｂ）は、出力側電圧ＶＨの値が、入力側電圧ＶＢに巻数比Ｎを乗算した値の半分程度である場合でのタイムチャートである。この場合では、制御Ａにおける出力側電流ＩＣの時間当たりの増加量と、制御Ｂにおける出力側電流ＩＣの時間当たりの減少量が等しくなる。そのため、制御Ａが行われる期間と制御Ｂが行われる期間とが等しくなるように第１指令値Ｉｒｅｆ１を設定すれば、制御Ｂの終了時点でフライバック電流ＩＤをゼロとすることができ、充電を効率よく行いつつ、リアクトル電流ＩＬ及びフライバック電流ＩＤの過剰な増加を抑制することができる。 FIG. 4B is a time chart when the value of the output side voltage VH is about half the value obtained by multiplying the input side voltage VB by the turns ratio N. In this case, the amount of increase in the output-side current IC per unit time in the control A is equal to the amount of decrease in the output-side current IC per unit time in the control B. Therefore, if the first command value Iref1 is set so that the period in which the control A is performed and the period in which the control B is performed are equal, the flyback current ID can be set to zero at the end of the control B, and the charging And efficiently increasing the reactor current IL and the flyback current ID.
図４（ｃ）は、コンデンサ２０１への充電が進行し、出力側電圧ＶＨの値が、ＶＢ×Ｎに接近した場合のタイムチャートである。この場合では、制御Ｂの後半である期間Ｂ１２では、出力側電流ＩＣがゼロである期間が設けられることとなる。
FIG. 4C is a time chart when the charging of the
続いて、第２モードの制御について、図５のタイムチャートを用いて説明する。第２モードでは、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２を共にＯＮとする制御Ｃ、第１スイッチング素子Ｑ１１をＯＮとし、第２スイッチング素子Ｑ１２をＯＦＦとする制御Ａ、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２を共にＯＦＦとする制御Ｂを順に行う。 Subsequently, the control in the second mode will be described with reference to the time chart of FIG. In the second mode, a control C for turning on both the first switching element Q11 and the second switching element Q12, a control A for turning on the first switching element Q11 and turning off the second switching element Q12, and a first switching element Q11 And the control B for turning off both the second switching element Q12 and the second switching element Q12 is sequentially performed.
制御Ｃでは、チョークコイルＬ１３に印加されるリアクトル電圧ＶＬは、二次電池１００から印加される入力側電圧ＶＢに等しい。すなわち、リアクトル電流ＩＬは、直線的に単調増加する。このとき、第１コイルＬ１１には通電がなされないため出力側電流ＩＣはゼロである。
In the control C, the reactor voltage VL applied to the choke coil L13 is equal to the input voltage VB applied from the
この制御Ｃが行われる際の電流経路について、図６（ａ）を用いて説明する。第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２が共にＯＮであるため、第１コイルＬ１１から第２コイルＬ１２へと電力が供給されることはない。加えて、チョークコイルＬ１３から補助コイルＬ１４への電力の供給についても、ダイオードＤ１により遮断されることとなる。そのため、チョークコイルＬ１３に流れるリアクトル電流ＩＬが増加することとなる。 A current path when the control C is performed will be described with reference to FIG. Since both the first switching element Q11 and the second switching element Q12 are ON, power is not supplied from the first coil L11 to the second coil L12. In addition, the supply of power from the choke coil L13 to the auxiliary coil L14 is also cut off by the diode D1. Therefore, the reactor current IL flowing through the choke coil L13 increases.
このように、制御Ｃではリアクトル電流ＩＬが単調増加するため、リアクトル電流ＩＬが予め定められた値である第２指令値Ｉｒｅｆ２となることを条件に、制御Ｃから制御Ａへと移行する。 As described above, since the reactor current IL monotonically increases in the control C, the control C shifts to the control A on condition that the reactor current IL becomes the second command value Iref2 which is a predetermined value.
続く制御Ａでは、図６（ｂ）に示すように、第１モードにおける制御Ａと同じ電流経路をとることとなるため、その説明を省略する。制御Ａから制御Ｂへの切り替えは、制御Ｃの開始から所定時間が経過することを条件としてもよいし、制御Ａの開始から所定時間が経過することを条件としてもよい。なお、図４のタイムチャートにおいて、制御Ａでリアクトル電流ＩＬが単調増加するものとしているが、リアクトル電流ＩＬの変化量は上式（１）で示されるとおり、入力側電圧ＶＢと出力側電圧ＶＨの関係によっては、増減しない場合もあるし、単調減少する場合もある。 In the subsequent control A, as shown in FIG. 6 (b), the same current path as in the control A in the first mode is taken, so that the description is omitted. Switching from the control A to the control B may be performed on condition that a predetermined time has elapsed since the start of the control C, or may be performed on condition that a predetermined time has elapsed since the start of the control A. In the time chart of FIG. 4, it is assumed that the reactor current IL monotonically increases in the control A, but the amount of change in the reactor current IL is, as shown in the above equation (1), the input voltage VB and the output voltage VH. May not increase or decrease, or may decrease monotonically depending on the relationship.
制御Ｂでは、第１コイルＬ１１側では、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２が共にＯＦＦであるため、二次電池１００からの電流の供給は行われず、リアクトル電流ＩＬはゼロとなる。一方で、チョークコイルＬ１３には逆起電力が生じ、リアクトル電圧ＶＬは、出力側電圧ＶＨを巻数比で除算した値の負値となる。そのため、フライバック電流ＩＤは直線的に単調減少し、それに伴いリアクトル電流ＩＬも直線的に単調減少する。また励磁電圧ＶＴは出力側電圧ＶＨの負値となり、励磁電流ＩＭは単調減少することとなる。
In the control B, on the first coil L11 side, since the first switching element Q11 and the second switching element Q12 are both OFF, no current is supplied from the
この制御Ｂが行われる際の電流経路について、図６（ｃ）及び図６（ｄ）を用いて説明する。図６（ｃ）の電流経路は、制御Ｂの前半である期間Ｂ１１の経路を示している。制御Ｂにおいて、第１コイルＬ１１側では、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２が共にＯＦＦであるため、二次電池１００からの電力の供給は行われない。一方で、チョークコイルＬ１３にはリアクトル電流ＩＬが残存しており逆起電力が生ずるため、そのリアクトル電流ＩＬにより補助コイルＬ１４を介した電力の供給がなされることとなる。また、励磁電流ＩＭについては、第３スイッチング素子Ｑ１３、第２コイルＬ１２、第６スイッチング素子Ｑ１６の順に通過する経路をとることとなる。なお、制御Ｂの後半である期間Ｂ１１については、いずれの電流も流れないため、電流経路についての説明を省略する。このフライバック電流ＩＤがゼロとなった後の期間である期間Ｂ２２では、電流経路は図５（ｄ）に示すものとなる。すなわち補助コイルＬ１４を介した電力の供給が終了し、出力側では、第３スイッチング素子Ｑ１３、第２コイルＬ１２、第６スイッチング素子Ｑ１６の順に通過する経路をとる励磁電流ＩＭが流れることとなる。なお、制御Ｂの後半である期間Ｂ２３については、第１モードと同様にいずれの電流も流れないため、電流経路についての説明を省略する。
A current path when the control B is performed will be described with reference to FIGS. 6C and 6D. The current path in FIG. 6C shows the path in the period B11 which is the first half of the control B. In the control B, the power supply from the
続いて、第３モードの制御について、図７のタイムチャートを用いて説明する。第３モードでは、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２を共にＯＮとする制御Ａと、第１スイッチング素子Ｑ１１と第２スイッチング素子Ｑ１２との一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする制御Ａとを交互に行う。このとき、制御Ａについては、第１スイッチング素子Ｑ１１がＯＮであり第２スイッチング素子Ｑ１２がＯＦＦである場合と、第１スイッチング素子Ｑ１１がＯＦＦであり第２スイッチング素子Ｑ１２がＯＮである場合とが、交互に行われる。 Next, the control in the third mode will be described with reference to the time chart of FIG. In the third mode, a control A that turns on both the first switching element Q11 and the second switching element Q12, and a control A that turns on one of the first switching element Q11 and the second switching element Q12 and turns off the other. And are performed alternately. At this time, the control A includes a case where the first switching element Q11 is ON and the second switching element Q12 is OFF, and a case where the first switching element Q11 is OFF and the second switching element Q12 is ON. , Alternating.
制御Ｃでは、リアクトル電圧ＶＬは二次電池１００から印加される入力側電圧ＶＢと等しく、リアクトル電流ＩＬは、第２モードと同様に直線的に単調増加する。このとき、第１コイルＬ１１には通電がなされないため出力側電流ＩＣはゼロである。
In the control C, the reactor voltage VL is equal to the input-side voltage VB applied from the
この制御Ｃが行われる際の電流経路について、図８（ａ）を用いて説明する。第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２が共にＯＮであるため、第１コイルＬ１１から第２コイルＬ１２へと電力が供給されることはない。加えて、チョークコイルＬ１３から補助コイルＬ１４への電力の供給についても、ダイオードＤ１により遮断されることとなる。そのため、チョークコイルＬ１３に流れるリアクトル電流ＩＬが増加することとなる。このように、制御Ｃではリアクトル電流ＩＬが単調増加するため、リアクトル電流ＩＬが予め定められた値である第３指令値Ｉｒｅｆ３となることを条件に、制御Ｃから制御Ａへと移行する。 A current path when the control C is performed will be described with reference to FIG. Since both the first switching element Q11 and the second switching element Q12 are ON, power is not supplied from the first coil L11 to the second coil L12. In addition, the supply of power from the choke coil L13 to the auxiliary coil L14 is also cut off by the diode D1. Therefore, the reactor current IL flowing through the choke coil L13 increases. As described above, since the reactor current IL monotonically increases in the control C, the control C shifts to the control A on condition that the reactor current IL becomes the third command value Iref3 which is a predetermined value.
続く制御Ａでは、リアクトル電流ＩＬは直線的に単調減少する。すなわち、出力側電流ＩＣの単位時間あたりの変化量は、リアクトル電流ＩＬの単位時間あたりの変化量ｄＩＬ／ｄｔをＮで除算した値となる。第２コイルＬ１２に印加される電圧である励磁電圧ＶＴは出力側電圧ＶＨと等しいものの、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２のいずれをＯＮとするかに応じて、その極性が反転する。そのため、励磁電流ＩＭについては、その励磁電圧ＶＴの極性に基づいて、増加するか減少するかが定まる。 In the subsequent control A, the reactor current IL monotonically decreases linearly. That is, the amount of change in output current IC per unit time is a value obtained by dividing the amount of change dIL / dt in reactor current IL per unit time by N. The excitation voltage VT, which is a voltage applied to the second coil L12, is equal to the output side voltage VH, but its polarity is inverted according to which of the first switching element Q11 and the second switching element Q12 is turned on. . Therefore, whether the excitation current IM increases or decreases is determined based on the polarity of the excitation voltage VT.
この制御Ａが行われる際の電流経路について、図８（ｂ）及び図８（ｃ）を用いて説明する。図８（ｂ）は第１スイッチング素子Ｑ１１がＯＮであり、第２スイッチング素子Ｑ１２がＯＦＦである例を示している。第１コイルＬ１１側では、二次電池１００から供給される電流は、チョークコイルＬ１３、第１コイルＬ１１、第１スイッチング素子Ｑ１１を通過する経路をとることとなる。第２コイルＬ１２側では、第６スイッチング素子Ｑ１６、第２コイルＬ１２、第３スイッチング素子Ｑ１３を通過する経路をとることとなる。図８（ｃ）は第１スイッチング素子Ｑ１１がＯＦＦであり、第２スイッチング素子Ｑ１２がＯＮである例を示している。第１コイルＬ１１側では、二次電池１００から供給される電流は、チョークコイルＬ１３、第１コイルＬ１１、第２スイッチング素子Ｑ１２を通過する経路をとることとなる。第２コイルＬ１２側では、第４スイッチング素子Ｑ１４、第２コイルＬ１２、第５スイッチング素子Ｑ１５を通過する経路をとることとなる。
A current path when the control A is performed will be described with reference to FIGS. 8B and 8C. FIG. 8B shows an example in which the first switching element Q11 is ON and the second switching element Q12 is OFF. On the first coil L11 side, the current supplied from the
これら第１モード、第２モード、第３モードは、出力側電圧ＶＨの値によって切り替えられる。コンデンサ２０１の充電開始時には第１モードで制御が行われ、充電が進行して出力側電圧ＶＨが第１所定値Ｖ１よりも大きくなれば、第２モードで制御が行われる。そして、さらに充電が進行して出力側電圧ＶＨが第２所定値Ｖ２よりも大きくなれば、第３モードで制御が行われる。
The first mode, the second mode, and the third mode are switched according to the value of the output side voltage VH. When the charging of the
上式（１）で示したように、第１モードの制御で入力側から出力側へと電力の供給が可能であるのは、入力側電圧ＶＢに巻数比Ｎを乗算した値が、出力側電圧ＶＨよりも大きい場合である。そのため、入力側電圧ＶＢが一定であるとしたうえで、第１所定値Ｖ１は、少なくとも、定数である入力側電圧ＶＢに巻数比Ｎを乗算した値よりも小さく設定されることとなる。また、第３モードにおける制御Ａでリアクトル電流ＩＬが減少する条件は、入力側電圧ＶＢに巻数比Ｎを乗算した値が、出力側電圧ＶＨよりも小さい場合である。そのため、入力側電圧ＶＢが一定であるとしたうえで、第２所定値Ｖ２は、少なくとも、定数である入力側電圧ＶＢに巻数比Ｎを乗算した値よりも大きく設定されることとなる。 As shown in the above equation (1), power can be supplied from the input side to the output side under the control of the first mode because the value obtained by multiplying the input side voltage VB by the turns ratio N is the output side voltage. This is the case when the voltage is higher than the voltage VH. Therefore, on the assumption that the input side voltage VB is constant, the first predetermined value V1 is set to be at least smaller than a value obtained by multiplying the input side voltage VB which is a constant by the turns ratio N. The condition in which the reactor current IL decreases in the control A in the third mode is when the value obtained by multiplying the input voltage VB by the turns ratio N is smaller than the output voltage VH. Therefore, the second predetermined value V2 is set to be at least larger than a value obtained by multiplying the input side voltage VB, which is a constant, by the turns ratio N, on the assumption that the input side voltage VB is constant.
続いて、制御部３００が実行する一連の処理について、図９のフローチャートを用いて説明する。図９のフローチャートに係る制御は、所定の制御周期で実行される。
Next, a series of processes executed by the
まず、起動要求を取得したか否かを判定する（Ｓ１０１）。この起動要求の指令信号は、例えば、上位の制御装置であるＥＣＵ等から送信される。起動要求を取得していない場合（Ｓ１０１：ＮＯ）、一連の制御を行わず、待機状態を継続する。 First, it is determined whether an activation request has been acquired (S101). The command signal of the activation request is transmitted from, for example, an ECU or the like as a higher-level control device. If the activation request has not been acquired (S101: NO), the standby state is continued without performing a series of controls.
起動要求を取得すれば（Ｓ１０１：ＹＥＳ）、出力側電圧ＶＨを取得し（Ｓ１０２）、その出力側電圧ＶＨが第１所定値Ｖ１以下であるか否かを判定する（Ｓ１０３）。出力側電圧ＶＨが第１所定値Ｖ１以下であれば（Ｓ１０３：ＹＥＳ）、第１モードでの制御を行う（Ｓ１０４）。出力側電圧ＶＨが第１所定値Ｖ１以下でなければ（Ｓ１０３：ＮＯ）、続いて、出力側電圧ＶＨが第２所定値Ｖ２以下であるか否かを判定する（Ｓ１０５）。出力側電圧ＶＨが第２所定値Ｖ２以下であれば（Ｓ１０５：ＹＥＳ）、第２モードで制御を行う（Ｓ１０６）。一方、出力側電圧ＶＨが第２所定値Ｖ２以下でなければ（Ｓ１０５：ＮＯ）、第３モードで制御を行う（Ｓ１０７）。 If the activation request is acquired (S101: YES), the output-side voltage VH is acquired (S102), and it is determined whether or not the output-side voltage VH is equal to or less than the first predetermined value V1 (S103). If the output side voltage VH is equal to or less than the first predetermined value V1 (S103: YES), control in the first mode is performed (S104). If the output side voltage VH is not equal to or lower than the first predetermined value V1 (S103: NO), subsequently, it is determined whether or not the output side voltage VH is equal to or lower than the second predetermined value V2 (S105). If the output side voltage VH is equal to or less than the second predetermined value V2 (S105: YES), control is performed in the second mode (S106). On the other hand, if the output side voltage VH is not equal to or less than the second predetermined value V2 (S105: NO), control is performed in the third mode (S107).
第１モード、第２モード、第３モードのいずれかの制御が所定時間行われた後、制御の終了判定を行う（Ｓ１０８）。Ｓ１０８の処理では、例えば、再度出力側電圧ＶＨを取得し、その出力側電圧ＶＨが所定の上限値以上となったか否かを判定すればよい。なお、出力側電圧ＶＨが所定の上限値以上となったか否かの判定は、Ｓ１０５で否定的な判定がなされた後に行うものとしてもよい。制御を終了すると判定した場合（Ｓ１０８：ＹＥＳ）、一連の処理を終了して起動要求がなされるまで待機する。制御を終了すると判定しない場合（Ｓ１０８：ＮＯ）、終了要求を取得したか否かを判定する（Ｓ１０９）。この終了要求の指令信号は、ＥＣＵ等の上位の制御装置から送信される。終了要求を取得すれば（Ｓ１０９：ＹＥＳ）、一連の処理を終了して起動要求がなされるまで待機する。終了要求を取得しなければ（Ｓ１０９：ＮＯ）、Ｓ１０２以降の処理を再度実行する。 After the control of any one of the first mode, the second mode, and the third mode has been performed for a predetermined time, it is determined whether the control has ended (S108). In the process of S108, for example, the output-side voltage VH may be acquired again, and it may be determined whether or not the output-side voltage VH has exceeded a predetermined upper limit. The determination as to whether or not the output side voltage VH has become equal to or higher than the predetermined upper limit may be performed after a negative determination is made in S105. When it is determined that the control is to be ended (S108: YES), a series of processes is ended and the process stands by until a start request is made. When it is not determined that the control is to be ended (S108: NO), it is determined whether an end request has been acquired (S109). The command signal for the termination request is transmitted from a host control device such as an ECU. If an end request is obtained (S109: YES), a series of processes is ended and the system stands by until a start request is made. If the end request has not been acquired (S109: NO), the processing after S102 is executed again.
なお、図９のフローチャートでは、コンデンサ２０１への充電制御に関する制御のみを示しているが、電力変換装置はコンデンサ２０１への充電制御以外の電力変換も行う。例えば、正極側出力端子２００ａ及び負極側出力端子２００ｂを介して供給される電力を降圧し、二次電池１００への充電を行う制御が挙げられる。その制御は、周知の制御であるため、説明を省略する。
In the flowchart of FIG. 9, only the control related to the charge control of the
上記構成により、本実施形態に係る電力変換装置は以下の効果を奏する。 With the above configuration, the power conversion device according to the present embodiment has the following effects.
・コンデンサ２０１への充電（プリチャージ）の開始時等、出力側電圧ＶＨが小さい場合では、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２の一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする制御Ａと、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２を共にＯＦＦとする制御Ｂとを交互に行うものとしている。これにより、制御Ａにおいて増加したチョークコイルＬ１３の電流を、制御Ｂで減少させることができる。よって、チョークコイルＬ１３に流れる電流が増加し続けることを防ぐことができる。ところが、この制御Ｂでは、チョークコイルＬ１３に残存するリアクトル電流ＩＬを回路中で消費する必要がある。この点、チョークコイルＬ１３と磁気的に結合する補助コイルＬ１４を介して出力側へと電力を供給することができるため、入力側の回路の劣化や損傷を防ぐことができる。
When the output-side voltage VH is small, such as when charging (pre-charging) the
・出力側電圧ＶＨが第１所定値Ｖ１より大きくなった場合において、第２モードへと移行し、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２を共にＯＮとする制御Ｃ、第１スイッチング素子Ｑ１１をＯＮとし、第２スイッチング素子Ｑ１２をＯＦＦとする制御Ａ、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２を共にＯＦＦとする制御Ｂを順に行うものとしている。そのため、制御ＣでチョークコイルＬ１３に流れる電流を大きくすることができ、出力側への電力の供給速度を向上させることができる。また、制御ＢでチョークコイルＬ１３の電流を減少させることができる。よって、チョークコイルＬ１３に流れる電流が増加し続けることを防ぐことができる。ところが、第１モードと同様に、制御ＢではチョークコイルＬ１３に残存するリアクトル電流ＩＬを回路中で消費する必要がある。この点、チョークコイルＬ１３と磁気的に結合する補助コイルＬ１４を介して出力側へと電力を供給することができるため、入力側の回路の劣化や損傷を防ぐことができる。 When the output side voltage VH becomes larger than the first predetermined value V1, the mode shifts to the second mode, and the control C and the first switching element Q11 for turning on both the first switching element Q11 and the second switching element Q12. Is turned on and the control A for turning off the second switching element Q12, and the control B for turning off both the first switching element Q11 and the second switching element Q12 are sequentially performed. Therefore, the current flowing through the choke coil L13 can be increased by the control C, and the speed of supplying power to the output side can be improved. Further, the current of the choke coil L13 can be reduced by the control B. Therefore, it is possible to prevent the current flowing through the choke coil L13 from continuing to increase. However, as in the first mode, in the control B, it is necessary to consume the reactor current IL remaining in the choke coil L13 in the circuit. In this regard, since power can be supplied to the output side via the auxiliary coil L14 magnetically coupled to the choke coil L13, deterioration and damage of the input side circuit can be prevented.
・補助コイルＬ１４を設けているため、第１モード及び第２モードの制御Ｂにおいて、その補助コイルＬ１４を介して出力側へと電力を供給可能としている。この電力は、補助コイルＬ１４を設けていない場合には入力側の回路中で消費されるものである。よって、補助コイルＬ１４を設けることにより、電力の供給効率を向上させることができる。 -Since the auxiliary coil L14 is provided, power can be supplied to the output side via the auxiliary coil L14 in the control B of the first mode and the second mode. This power is consumed in the input side circuit when the auxiliary coil L14 is not provided. Therefore, by providing the auxiliary coil L14, the power supply efficiency can be improved.
・コンデンサ２０１へのプリチャージがさらに進行した場合等、出力側電圧ＶＨが第２所定値Ｖ２より大きくなった場合には、第３モードへと移行し、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第３スイッチング素子Ｑ１３をＯＮとし、第２スイッチング素子Ｑ１２及び第４スイッチング素子Ｑ１４をＯＦＦとする制御Ｃと、第１スイッチング素子Ｑ１１、第３スイッチング素子Ｑ１３及び第４スイッチング素子Ｑ１４をＯＦＦとし、第２スイッチング素子Ｑ１２をＯＮとする制御Ａとを交互に行うものとしている。したがって、制御ＣによりチョークコイルＬ１３に流れる電流を増加させることができ、続く制御ＡによりチョークコイルＬ１３に流れる電流を減少させることができ、充電が進行したコンデンサ２０１へのさらなる充電を迅速に行うことができる。
When the output-side voltage VH becomes larger than the second predetermined value V2, such as when the precharge of the
＜第２実施形態＞
本実施形態では、第３モードにおける制御が、第１実施形態と一部異なっている。図１０は、本実施形態での第３モードにおける第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２の開閉状態と、そのときのリアクトル電流ＩＬとを示している。
<Second embodiment>
In the present embodiment, the control in the third mode is partially different from that in the first embodiment. FIG. 10 shows the open / closed state of the first switching element Q11 and the second switching element Q12 in the third mode in the present embodiment, and the reactor current IL at that time.
第３モードにおいて、制御Ｃにおけるリアクトル電流ＩＬの増加量と、制御Ａにおけるリアクトル電流ＩＬの減少量が等しければ、リアクトル電流ＩＬの過剰な増加を抑制することができる。そこで、制御Ｃが行われる期間と制御Ａが行われる期間の比を、１未満の値であるＤを用いてＤ：（１−Ｄ）とし、入力側電圧ＶＢ及び出力側電圧ＶＨを用いてＤを定める。 In the third mode, if the amount of increase in reactor current IL in control C is equal to the amount of decrease in reactor current IL in control A, an excessive increase in reactor current IL can be suppressed. Therefore, the ratio between the period in which the control C is performed and the period in which the control A is performed is set to D: (1−D) using D which is a value less than 1, and using the input side voltage VB and the output side voltage VH. D is determined.
加えて、第３モードでは、低調波発振を抑制すべく、リアクトル電流ＩＬにスロープ電流Ｉｓを加算した値が補正指令値Ｉｒｅｆ３＊となるように、制御Ｃから制御Ａへと切り替えるタイミングを制御する。このスロープ電流Ｉｓについて、図１０を用いて説明する。スロープ電流Ｉｓは、直線的に増加する仮想的な値であり、制御Ｃにおけるリアクトル電流ＩＬの増加量をΔＩＬとし、スロープ電流Ｉｓの増加量をΔＩｓとすれば、第３指令値Ｉｒｅｆ３にΔＩＬとΔＩｓとを加算した値である補正指令値Ｉｒｅｆ３＊を算出する。そして、この補正指令値Ｉｒｅｆ３＊となるように、制御Ｃから制御Ａへと切り替える制御を行う。 In addition, in the third mode, the timing of switching from control C to control A is controlled such that the value obtained by adding the slope current Is to the reactor current IL becomes the correction command value Iref3 * in order to suppress subharmonic oscillation. . This slope current Is will be described with reference to FIG. The slope current Is is a virtual value that increases linearly, and if the amount of increase in the reactor current IL in the control C is ΔIL and the amount of increase in the slope current Is is ΔIs, the third command value Iref3 is ΔIL. A correction command value Iref3 *, which is a value obtained by adding ΔIs, is calculated. Then, control is performed to switch from control C to control A so that the correction command value Iref3 * is obtained.
続いて、制御部３００が実行する処理を、図１１の制御ブロック図により説明する。定電流制御部５０では、第１モードにおけるリアクトル電流ＩＬの指令値である第１指令値Ｉｒｅｆ１と、第２モードにおけるリアクトル電流ＩＬの指令値である第２指令値Ｉｒｅｆ２、及び、第３モードにおけるリアクトル電流ＩＬの指令値である第３指令値Ｉｒｅｆ３とを、メモリから読み出して制御に用いる。
Subsequently, a process executed by the
第１指令値Ｉｒｅｆ１及び第２指令値Ｉｒｅｆ２は、そのまま、定電流制御部５０から出力される。なお、第１指令値Ｉｒｅｆ１と第２指令値Ｉｒｅｆ２とは、同じ値であってもよいし、異なる値であってもよい。
The first command value Iref1 and the second command value Iref2 are output from the constant
第３指令値Ｉｒｅｆ３は、フィードバック制御部５１に入力される。フィードバック制御部５１は、加えて、リアクトル電流ＩＬの実電流である平均値ＩＬ＿ａｖｅを取得する。この平均値ＩＬ＿ａｖｅは、入力電流検出部１０３により検出されたリアクトル電流ＩＬを所定期間蓄積し、その値を平均化したものである。第３指令値Ｉｒｅｆ３と平均値ＩＬ＿ａｖｅは加算部５２に入力され、加算部５２は、第３指令値Ｉｒｅｆ３と平均値ＩＬ＿ａｖｅの差分をとる。この差分はＰＩ制御器５３に入力され、リミッタ５４へ入力される。このリミッタ５４では、ＰＩ制御器５３の出力値が上限値よりも大きければ、その出力値を上限値に制限する。リミッタ５４からの出力値は、加算器５５において第３指令値Ｉｒｅｆ３に加算され、フィードバック制御部５１から出力される。
The third command value Iref3 is input to the
一方、電流補正部５７には、入力側電圧ＶＢ及び出力側電圧ＶＨが入力され、第３指令値Ｉｒｅｆ３の補正量を出力する。そして、加算器５６で第３指令値Ｉｒｅｆ３とフィードバック制御部５１の出力値との和に加算されることにより、補正指令値Ｉｒｅｆ３＊が得られる。
On the other hand, the input side voltage VB and the output side voltage VH are input to the
定電流制御部５０から出力された第１指令値Ｉｒｅｆ１、第２指令値Ｉｒｅｆ２、及び補正指令値Ｉｒｅｆ３＊は、モード選択部６０に入力される。モード選択部６０には、さらに、出力側電圧ＶＨも入力され、その出力側電圧ＶＨと、第１所定値Ｖ１及び第２所定値Ｖ２とを比較する。そして、第１指令値Ｉｒｅｆ１、第２指令値Ｉｒｅｆ２及び補正指令値Ｉｒｅｆ３＊のいずれを出力するかを決定して出力する。
The first command value Iref1, the second command value Iref2, and the correction command value Iref3 * output from the constant
モード選択部６０から出力された第１指令値Ｉｒｅｆ１、第２指令値Ｉｒｅｆ２及び補正指令値Ｉｒｅｆ３＊のいずれかは、ピーク電流制御部７０に入力され、ＤＡ変換器７１においてアナログ値に変換され、コンパレータ７２のマイナス端子に入力される。
One of the first command value Iref1, the second command value Iref2, and the correction command value Iref3 * output from the
一方、ピーク電流制御部７０のスロープ補償部７３は、レジスタの値により得られるスロープ電流Ｉｓの値を信号として生成し、ＤＡ変換器７４に入力する。このスロープ電流Ｉｓは、上述した通り、各制御周期において０Ａから直線的に単調増加する鋸歯状波の信号である。そして、ＤＡ変換器７４によりアナログ波形とされたスロープ電流Ｉｓとリアクトル電流ＩＬとを、加算部７５において加算して、コンパレータ７２のプラス端子に入力する。なお、スロープ補償部７３は、直接アナログ波形を生成し、ＤＡ変換器７４を介さずコンパレータ７２に入力するものとしてもよい。
On the other hand, the
このスロープ補償部７３は、第１モード及び第２モードでは、スロープ電流Ｉｓの値をゼロとし、第３モードでは、上述した鋸歯状波のスロープ電流Ｉｓを出力するものとしている。これは、第１モードでは、第１スイッチング素子Ｑ１１と第２スイッチング素子Ｑ１２とを共にＯＦＦとする期間を有しており、その期間ではリアクトル電流ＩＬがゼロとなり、その結果として低調波発振現象が発生しないためである。
The
コンパレータ７２は、マイナス端子に入力された、第１指令値Ｉｒｅｆ１、第２指令値Ｉｒｅｆ２及び補正指令値Ｉｒｅｆ３＊のいずれかと、プラス端子に入力された、リアクトル電流ＩＬにスロープ電流Ｉｓが加算された値との比較を行う。そして、プラス端子の入力値がマイナス端子の入力値よりも小さい期間において、ハイ状態の信号をＲＳフリップフロップ７７のＳ端子に入力し、プラス端子の入力値がマイナス端子の入力値よりも大きい期間において、ロー状態の信号をＲＳフリップフロップ７７のＳ端子に入力する。また、ＲＳフリップフロップ７７のＲ端子には、クロック７６からクロック信号が入力される。
The
第１モードにおいて、入力された信号がロー状態の信号となれば、リアクトル電流ＩＬが第１指令値Ｉｒｅｆ１を超えたことを意味する。そのため、ＲＳフリップフロップ７７は、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２を共にＯＦＦとする信号を送信することにより、制御Ａから制御Ｂへと切り替える。そして、１制御周期が経過すれば、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２の一方をＯＮとし他方をＯＦＦとする信号を送信することにより、制御Ｂから制御Ａへと切り替える。
In the first mode, if the input signal becomes a low state signal, it means that the reactor current IL has exceeded the first command value Iref1. Therefore, the RS flip-
第２モードにおいて、入力された信号がロー状態の信号となれば、リアクトル電流ＩＬが第２指令値Ｉｒｅｆ２を超えたことを意味する。そのため、ＲＳフリップフロップ７７は、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２の一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする信号を送信することにより、制御Ｃから制御Ａへと切り替える。続いて、制御Ｃの開始から１制御周期未満の所定時間（例えば半周期）が経過すれば、ＲＳフリップフロップ７７は、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２をいずれもＯＦＦとする信号を送信することにより、制御Ａから制御Ｂへと切り替える。そして、１制御周期が経過すれば、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２を共にＯＮとする信号を送信することにより、制御Ｂから制御Ｃへと切り替える。
In the second mode, if the input signal becomes a low state signal, it means that the reactor current IL has exceeded the second command value Iref2. Therefore, the RS flip-
第３モードにおいて、入力された信号がロー状態の信号となれば、リアクトル電流ＩＬにスロープ電流Ｉｓを加算した値が補正指令値Ｉｒｅｆ３＊を超えたことを意味する。そのため、ＲＳフリップフロップ７７は、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２の一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする信号を送信することにより、制御Ｃから制御Ａへと切り替える。そして、１制御周期が経過すれば、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２を共にＯＮとする信号を送信することにより、制御Ａから制御Ｃへと切り替える。
In the third mode, if the input signal becomes a low state signal, it means that the value obtained by adding the slope current Is to the reactor current IL has exceeded the correction command value Iref3 *. Therefore, the RS flip-
ＲＳフリップフロップ７７の出力は、Ｄｕｔｙ制限部７８へ入力される。このＤｕｔｙ制限部７８では、各制御の期間の長さが上限値を超えていればその上限値に設定され、下限値を下回っていれば、下限値に設定される。そして、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２へ制御信号が送信される。
The output of the RS flip-
上記構成により、本実施形態に係る電力変換装置は、第１実施形態に係る電力変換装置が奏する効果に加えて、以下の効果を奏する。 With the above configuration, the power converter according to the present embodiment has the following effects in addition to the effects obtained by the power converter according to the first embodiment.
・ピーク電流制御部７０において、定電流制御部５０から入力された各指令値を用いて定電流制御を行っている。これにより、入力側電圧ＶＢに変化が生じた場合等において、過電流に対するロバスト性を向上させることができる。
In the peak
・第３モードでリアクトル電流ＩＬについてのピーク電流制御を行ううえで、スロープ電流を加算するものとしている。これにより、リアクトル電流ＩＬの低調波発振を抑制することができる。 -In performing the peak current control for the reactor current IL in the third mode, the slope current is added. Thereby, subharmonic oscillation of reactor current IL can be suppressed.
＜第３実施形態＞
本実施形態では、電力変換装置の回路構成が第１実施形態と異なっている。また、回路構成が異なっていることから、制御部３００が実行する処理についても、一部異なっている。
<Third embodiment>
In the present embodiment, the circuit configuration of the power converter is different from that of the first embodiment. Further, since the circuit configuration is different, some of the processes executed by the
図１２は、本実施形態に係る電力変換装置の回路図である。電力変換装置が備える電力変換回路２０は、第１コイルＬ２１及び第２コイルＬ２２からなるトランスＴｒ２１と、ＭＯＳＦＥＴである第１〜第８スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２８を備えている。第１コイルＬ２１と第２コイルＬ２２の巻数比は、１：Ｎである。
FIG. 12 is a circuit diagram of the power conversion device according to the present embodiment. The
第１スイッチング素子Ｑ２１のソースと、第２スイッチング素子Ｑ２２のドレインとが接続され、その接続点には第１コイルＬ２１の一端が接続されている。一方、第３スイッチング素子Ｑ２３のソースと第４スイッチング素子Ｑ２４のドレインとが接続され、その接続点には第１コイルＬ２１の他端が接続されている。第１スイッチング素子Ｑ２１のドレイン及び第３スイッチング素子Ｑ２３のドレインは、チョークコイルＬ２３の一端に接続され、チョークコイルＬ２３の他端は二次電池１００の正極に接続されている。第２スイッチング素子Ｑ２２のソース及び第４スイッチング素子Ｑ２４のソースは、二次電池１００の負極に接続されている。
The source of the first switching element Q21 and the drain of the second switching element Q22 are connected, and one end of the first coil L21 is connected to the connection point. On the other hand, the source of the third switching element Q23 and the drain of the fourth switching element Q24 are connected, and the connection point is connected to the other end of the first coil L21. The drain of the first switching element Q21 and the drain of the third switching element Q23 are connected to one end of a choke coil L23, and the other end of the choke coil L23 is connected to the positive electrode of the
第２コイルＬ２２側に設けられる第５〜第８スイッチング素子Ｑ２５〜Ｑ２８については、第１実施形態の第３〜第６スイッチング素子Ｑ１３〜Ｑ１６と同様に接続されるため、その説明を省略する。 The fifth to eighth switching elements Q25 to Q28 provided on the second coil L22 side are connected in the same manner as the third to sixth switching elements Q13 to Q16 of the first embodiment, and thus description thereof will be omitted.
チョークコイルＬ２３には、補助コイルＬ２４が磁気的に結合するように設けられ、これらチョークコイルＬ２３及び補助コイルＬ２４により、第２トランスＴｒ２２を構成している。なお、チョークコイルＬ２３、補助コイルＬ２４については、第１実施形態と同様に巻かれており、ダイオードＤ２についても第１実施形態と同様に設けられるため、詳しい説明を省略する。 The choke coil L23 is provided with an auxiliary coil L24 so as to be magnetically coupled. The choke coil L23 and the auxiliary coil L24 constitute a second transformer Tr22. The choke coil L23 and the auxiliary coil L24 are wound in the same manner as in the first embodiment, and the diode D2 is provided in the same manner as in the first embodiment.
図１３は、第１モードにおける処理を示すタイムチャートである。第１モードでは、第１スイッチング素子Ｑ２１及び第４スイッチング素子Ｑ２４をＯＮし、第２スイッチング素子Ｑ２２及び第３スイッチング素子Ｑ２３をＯＦＦとする制御Ａと、第１〜第４スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４をいずれもＯＦＦとする制御Ｂとを交互に行う。 FIG. 13 is a time chart showing the processing in the first mode. In the first mode, the control A that turns on the first switching element Q21 and the fourth switching element Q24 and turns off the second switching element Q22 and the third switching element Q23, and the first to fourth switching elements Q21 to Q24 Control B, which turns off both, is performed alternately.
制御Ａでは、第１実施形態における制御Ａと同様に、リアクトル電流ＩＬが単調増加し、それに伴い出力側電流ＩＣも単調増加する。制御Ｂについても、第１実施形態における制御Ｂと同様に、リアクトル電流ＩＬはゼロとなり、フライバック電流ＩＤが単調減少する。そして、それに伴い出力側電流ＩＣも単調減少する。 In the control A, similarly to the control A in the first embodiment, the reactor current IL monotonically increases, and accordingly, the output current IC monotonically increases. In the control B, similarly to the control B in the first embodiment, the reactor current IL becomes zero, and the flyback current ID monotonously decreases. Then, the output-side current IC monotonously decreases accordingly.
図１４は、第２モードにおける処理を示すタイムチャートである。第２モードでは、第１〜第４スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４をいずれもＯＮとする制御Ｃ、第１スイッチング素子Ｑ２１及び第４スイッチング素子Ｑ２４をＯＮし、第２スイッチング素子Ｑ２２及び第３スイッチング素子Ｑ２３をＯＦＦとする制御Ａ、第１〜第４スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４をいずれもＯＦＦとする制御Ｂを順に行う。 FIG. 14 is a time chart showing the processing in the second mode. In the second mode, control C for turning on all of the first to fourth switching elements Q21 to Q24, turning on the first switching element Q21 and fourth switching element Q24, and setting the second switching element Q22 and third switching element Q23 Is performed in turn, and control B in which all of the first to fourth switching elements Q21 to Q24 are turned off is sequentially performed.
制御Ｃでは、第１実施形態における制御Ｃと同様に、リアクトル電流ＩＬは単調増加する。一方で、第１コイルＬ２１から第２コイルＬ２２への電力の供給は行われないため、出力側電流ＩＣはゼロである。制御Ａでは、第１実施形態における制御Ａと同様に、入力側電圧ＶＢと出力側電圧ＶＨとの関係によって、リアクトル電流ＩＬの変化量が定まる。このとき、第１コイルＬ２１から第２コイルＬ２２への電力の供給が行われ、出力側電流ＩＣはリアクトル電流ＩＬの値に準ずるものとなる。続く制御Ｂでは、第１実施形態における制御Ｂと同様に、リアクトル電流ＩＬはゼロとなり、フライバック電流ＩＤが単調減少する。そして、それに伴い出力側電流ＩＣも単調減少する。 In the control C, the reactor current IL monotonously increases, as in the control C in the first embodiment. On the other hand, since power is not supplied from the first coil L21 to the second coil L22, the output current IC is zero. In the control A, similarly to the control A in the first embodiment, the amount of change in the reactor current IL is determined by the relationship between the input voltage VB and the output voltage VH. At this time, electric power is supplied from the first coil L21 to the second coil L22, and the output-side current IC conforms to the value of the reactor current IL. In the subsequent control B, the reactor current IL becomes zero and the flyback current ID monotonously decreases, similarly to the control B in the first embodiment. Then, the output-side current IC monotonously decreases accordingly.
図１５は、第３モードにおける処理を示すタイムチャートである。第３モードでは、第１〜第４スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４をいずれもＯＮとする制御Ｃと、第１スイッチング素子Ｑ２１及び第４スイッチング素子Ｑ２４をＯＮし、第２スイッチング素子Ｑ２２及び第３スイッチング素子Ｑ２３をＯＦＦとする制御Ａ、又は第１スイッチング素子Ｑ２１及び第４スイッチング素子Ｑ２４をＯＦＦし、第２スイッチング素子Ｑ２２及び第３スイッチング素子Ｑ２３をＯＮとする制御Ａとを、交互に行う。 FIG. 15 is a time chart showing the processing in the third mode. In the third mode, control C for turning on all of the first to fourth switching elements Q21 to Q24, and turning on the first switching element Q21 and the fourth switching element Q24, and the second switching element Q22 and the third switching element Control A for turning off Q23 or control A for turning off the first switching element Q21 and the fourth switching element Q24 and turning on the second switching element Q22 and the third switching element Q23 are alternately performed.
制御Ｃでは、第１実施形態における制御Ｃと同様に、リアクトル電流ＩＬは単調増加する。一方で、第１コイルＬ２１から第２コイルＬ２２への電力の供給は行われないため、出力側電流ＩＣはゼロである。制御Ａでは、第１実施形態における制御Ａと同様に、リアクトル電流ＩＬは単調減少する。このとき、第１コイルＬ２１から第２コイルＬ２２への電力の供給が行われ、出力側電流ＩＣはリアクトル電流ＩＬの値に準ずるものとなる。 In the control C, the reactor current IL monotonously increases, as in the control C in the first embodiment. On the other hand, since power is not supplied from the first coil L21 to the second coil L22, the output current IC is zero. In the control A, the reactor current IL monotonously decreases as in the control A in the first embodiment. At this time, electric power is supplied from the first coil L21 to the second coil L22, and the output-side current IC conforms to the value of the reactor current IL.
上記構成により、本実施形態に係る電力変換装置は、第１実施形態に準ずる効果を奏する。 With the configuration described above, the power conversion device according to the present embodiment has effects similar to those of the first embodiment.
＜第４実施形態＞
本実施形態では、電力変換装置の回路構成が第１実施形態と異なっている。また、回路構成が異なっていることから、制御部３００が実行する処理についても、一部異なっている。
<Fourth embodiment>
In the present embodiment, the circuit configuration of the power converter is different from that of the first embodiment. Further, since the circuit configuration is different, some of the processes executed by the
図１６は、本実施形態に係る電力変換装置の回路図である。電力変換装置が備える電力変換回路３０は、トランスＴｒ３１、第１〜第４スイッチング素子Ｑ３１〜Ｑ３４、第１〜第４ダイオードＤ３１〜Ｄ３４、及びコンデンサＣ３０を含んで構成されている。トランスＴｒ３１の入力側として設けられる第１コイルＬ３１には、ＭＯＳＦＥＴである第２スイッチング素子Ｑ３２が直列接続されて直列接続体をなし、その直列接続体にＭＯＳＦＥＴである第１スイッチング素子Ｑ３１が並列接続されている。より具体的には、第１コイルＬ３１の一端に第１スイッチング素子Ｑ３１のドレインが接続されており、第１コイルＬ３１の他端に第２スイッチング素子Ｑ３２のドレインが接続されている。そして、第１スイッチング素子Ｑ３１のソースと第２スイッチング素子Ｑ３２のソースが接続されている。
FIG. 16 is a circuit diagram of the power conversion device according to the present embodiment. The
第１スイッチング素子Ｑ３１のドレインと第１コイルＬ３１との接続点は、チョークコイルＬ３３を介して二次電池１００の正極に接続されている。一方、第１スイッチング素子Ｑ３１のソースと第２スイッチング素子Ｑ３２のソースとの接続点は、二次電池１００の負極に接続されている。
A connection point between the drain of the first switching element Q31 and the first coil L31 is connected to the positive electrode of the
トランスＴｒ３１の出力側には第１コイルＬ３１と磁気的に結合する第２コイルＬ３２が設けられている。第１コイルＬ３１と第２コイルＬ３２との巻数比は、１：Ｎである。出力側では、ＭＯＳＦＥＴである第３スイッチング素子Ｑ３３とコンデンサＣ３０とが直列接続されて直列接続体をなし、その直列接続体と第２コイルＬ３２とが並列接続されて並列接続体をなしている。その並列接続体には、ＭＯＳＦＥＴである第４スイッチング素子Ｑ３４が直列接続されている。より具体的には、第２コイルＬ３２の一端とコンデンサＣ３０の一端とが接続され、コンデンサＣ３０の他端と第３スイッチング素子Ｑ３３のドレインが接続され、第２コイルＬ３２の他端と第３スイッチング素子Ｑ３３のソースが接続されている。第２コイルＬ３２と第３スイッチング素子Ｑ３３のソースとの接続点には、第４スイッチング素子Ｑ３４のドレインが接続されている。 A second coil L32 magnetically coupled to the first coil L31 is provided on the output side of the transformer Tr31. The turns ratio between the first coil L31 and the second coil L32 is 1: N. On the output side, the third switching element Q33, which is a MOSFET, and the capacitor C30 are connected in series to form a series connection, and the series connection and the second coil L32 are connected in parallel to form a parallel connection. A fourth switching element Q34, which is a MOSFET, is connected in series to the parallel connection body. More specifically, one end of the second coil L32 is connected to one end of the capacitor C30, the other end of the capacitor C30 is connected to the drain of the third switching element Q33, and the other end of the second coil L32 is connected to the third switching element. The source of the element Q33 is connected. The connection point between the second coil L32 and the source of the third switching element Q33 is connected to the drain of the fourth switching element Q34.
第２コイルＬ３２とコンデンサＣ３０との接続点は、正極側出力端子２００ａに接続されており、第４スイッチング素子Ｑ３４のソースは負極側出力端子２００ｂに接続されている。この正極側出力端子２００ａ、負極側出力端子２００ｂには、コンデンサ２０１が並列接続されている。
The connection point between the second coil L32 and the capacitor C30 is connected to the
チョークコイルＬ３３には、補助コイルＬ３４が磁気的に結合するように設けられ、これらチョークコイルＬ３３及び補助コイルＬ３４により、第２トランスＴｒ３２を構成している。なお、チョークコイルＬ３３、補助コイルＬ３４については、第１実施形態と同様に巻かれており、ダイオードＤ３についても第１実施形態と同様に設けられるため、詳しい説明を省略する。 The choke coil L33 is provided with an auxiliary coil L34 so as to be magnetically coupled. The choke coil L33 and the auxiliary coil L34 constitute a second transformer Tr32. The choke coil L33 and the auxiliary coil L34 are wound in the same manner as in the first embodiment, and the diode D3 is provided in the same manner as in the first embodiment.
図１７は、第１モードにおける処理を示すタイムチャートである。第１モードでは、第１スイッチング素子Ｑ３１、第３スイッチング素子Ｑ３３及び第４スイッチング素子Ｑ３４をＯＦＦとし、第２スイッチング素子Ｑ３２をＯＮとする制御Ａと、第１スイッチング素子Ｑ３１、第２スイッチング素子Ｑ３２、及び第４スイッチング素子Ｑ３４をＯＦＦとし、第３スイッチング素子Ｑ３３をＯＮとする制御Ｂとを交互に行う。換言すれば、第１スイッチング素子Ｑ３１及び第４スイッチング素子Ｑ３４については常にＯＦＦとし、第２スイッチング素子Ｑ３２と第３スイッチング素子Ｑ３３とを交互にＯＮとする制御を行う。 FIG. 17 is a time chart showing the processing in the first mode. In the first mode, the control A for turning off the first switching element Q31, the third switching element Q33, and the fourth switching element Q34 and turning on the second switching element Q32, and the first switching element Q31 and the second switching element Q32 , And the control B in which the fourth switching element Q34 is turned off and the third switching element Q33 is turned on are performed alternately. In other words, control is performed such that the first switching element Q31 and the fourth switching element Q34 are always turned off, and the second switching element Q32 and the third switching element Q33 are turned on alternately.
制御Ａでは、第１実施形態における制御Ａと同様に、リアクトル電流ＩＬが単調増加し、それに伴い出力側電流ＩＣも単調増加する。制御Ｂについても、第１実施形態における制御Ｂと同様に、リアクトル電流ＩＬはゼロとなり、フライバック電流ＩＤが単調減少する。そして、それに伴い出力側電流ＩＣも単調減少する。 In the control A, similarly to the control A in the first embodiment, the reactor current IL monotonically increases, and accordingly, the output current IC monotonically increases. In the control B, similarly to the control B in the first embodiment, the reactor current IL becomes zero, and the flyback current ID monotonously decreases. Then, the output-side current IC monotonously decreases accordingly.
図１８は、第２モードにおける処理を示すタイムチャートである。第２モードでは、第１スイッチング素子Ｑ３１及び第３スイッチング素子Ｑ３３をＯＮとし、第２スイッチング素子Ｑ３２及び第４スイッチング素子Ｑ３４をＯＦＦとする制御Ｃ、第１スイッチング素子Ｑ３１、第３スイッチング素子Ｑ３３及び第４スイッチング素子Ｑ３４をＯＦＦとし、第２スイッチング素子Ｑ３２をＯＮとする制御Ａ、第１スイッチング素子Ｑ３１、第２スイッチング素子Ｑ３２、及び第４スイッチング素子Ｑ３４をＯＦＦとし、第３スイッチング素子Ｑ３３をＯＮとする制御Ｂを順に行う。 FIG. 18 is a time chart showing the processing in the second mode. In the second mode, a control C that turns on the first switching element Q31 and the third switching element Q33 and turns off the second switching element Q32 and the fourth switching element Q34, the first switching element Q31, the third switching element Q33, Control A that turns off the fourth switching element Q34 and turns on the second switching element Q32, turns off the first switching element Q31, the second switching element Q32, and the fourth switching element Q34, and turns on the third switching element Q33 Are performed in order.
制御Ｃでは、第１実施形態における制御Ｃと同様に、リアクトル電流ＩＬは単調増加する。一方で、第１コイルＬ３１から第２コイルＬ３２への電力の供給は行われないため、出力側電流ＩＣはゼロである。制御Ａでは、第１実施形態における制御Ａと同様に、入力側電圧ＶＢと出力側電圧ＶＨとの関係によって、リアクトル電流ＩＬの変化量が定まる。このとき、第１コイルＬ３１から第２コイルＬ３２への電力の供給が行われ、出力側電流ＩＣはリアクトル電流ＩＬの値に準ずるものとなる。続く制御Ｂでは、第１実施形態における制御Ｂと同様に、リアクトル電流ＩＬはゼロとなり、フライバック電流ＩＤが単調減少する。そして、それに伴い出力側電流ＩＣも単調減少する。 In the control C, the reactor current IL monotonously increases, as in the control C in the first embodiment. On the other hand, since power is not supplied from the first coil L31 to the second coil L32, the output current IC is zero. In the control A, similarly to the control A in the first embodiment, the amount of change in the reactor current IL is determined by the relationship between the input voltage VB and the output voltage VH. At this time, power is supplied from the first coil L31 to the second coil L32, and the output-side current IC conforms to the value of the reactor current IL. In the subsequent control B, the reactor current IL becomes zero and the flyback current ID monotonously decreases, similarly to the control B in the first embodiment. Then, the output-side current IC monotonously decreases accordingly.
図１９は、第３モードにおける処理を示すタイムチャートである。第３モードでは、第１スイッチング素子Ｑ３１及び第３スイッチング素子Ｑ３３をＯＮとし、第２スイッチング素子Ｑ３２及び第４スイッチング素子Ｑ３４をＯＦＦとする制御Ｃと、第１スイッチング素子Ｑ３１、第３スイッチング素子Ｑ３３及び第４スイッチング素子Ｑ３４をＯＦＦとし、第２スイッチング素子Ｑ３２をＯＮとする制御Ａとを交互に行う。 FIG. 19 is a time chart showing the processing in the third mode. In the third mode, a control C that turns on the first switching element Q31 and the third switching element Q33 and turns off the second switching element Q32 and the fourth switching element Q34, and a first switching element Q31 and a third switching element Q33 The control A in which the fourth switching element Q34 is turned off and the second switching element Q32 is turned on is alternately performed.
制御Ｃでは、第１実施形態における制御Ｃと同様に、リアクトル電流ＩＬは単調増加する。一方で、第１コイルＬ３１から第２コイルＬ３２への電力の供給は行われないため、出力側電流ＩＣはゼロである。制御Ａでは、第１実施形態における制御Ａと同様に、リアクトル電流ＩＬは単調減少する。このとき、第１コイルＬ３１から第２コイルＬ３２への電力の供給が行われ、出力側電流ＩＣはリアクトル電流ＩＬの値に準ずるものとなる。 In the control C, the reactor current IL monotonously increases, as in the control C in the first embodiment. On the other hand, since power is not supplied from the first coil L31 to the second coil L32, the output current IC is zero. In the control A, the reactor current IL monotonously decreases as in the control A in the first embodiment. At this time, power is supplied from the first coil L31 to the second coil L32, and the output-side current IC conforms to the value of the reactor current IL.
上記構成により、本実施形態に係る電力変換装置は、第１実施形態に準ずる効果を奏する。 With the configuration described above, the power conversion device according to the present embodiment has effects similar to those of the first embodiment.
＜第５実施形態＞
本実施形態に係る電力変換装置は、回路構成の一部、及び、制御部が実行する制御が第１実施形態と異なっている。
<Fifth embodiment>
The power converter according to the present embodiment is different from the first embodiment in a part of the circuit configuration and the control executed by the control unit.
図２０は、本実施形態に係る電力変換装置の回路図である。本実施形態では、プリチャージ時における出力側の回路の電流値である出力側電流ＩＨ、及び、出力側電流ＩＨの平均値ＩＨ＿ａｖｅを検出する電流検出部２０３を備えている。具体的には、電流検出部２０３は出力側の回路の負極側の配線に設けられている。なお、電流検出部２０３を設ける箇所については、図２０に示したものに限られず、正極側の配線に設けるものとしてもよい。
FIG. 20 is a circuit diagram of the power conversion device according to the present embodiment. In the present embodiment, there is provided a
制御部４００は、入力された入力側電圧ＶＢ、出力側電圧ＶＨ、出力側電流ＩＨ、及び、出力側電流ＩＨの平均値ＩＨ＿ａｖｅに基づいて演算を行い、第１実施形態で説明した第１〜第３モードの制御に準ずる制御を行う。具体的には、第１モード及び第２モードでは、出力側電流ＩＨが指令値となるように、ピーク電流制御を行う。第３モードでは、出力側電流ＩＨの平均値ＩＨ＿ａｖｅが指令値となるように、平均電流制御を行う。 The control unit 400 performs calculations based on the input input voltage VB, the output voltage VH, the output current IH, and the average value IH_ave of the output current IH. Control according to the control in the third mode is performed. Specifically, in the first mode and the second mode, the peak current control is performed so that the output current IH becomes a command value. In the third mode, the average current control is performed so that the average value IH_ave of the output side current IH becomes the command value.
加えて、第１モードでは、出力側電圧ＶＨが所定値Ｖ０よりも小さい値である所定値Ｖ０よりも小さい場合と、出力側電圧ＶＨが所定値Ｖ０よりも大きい場合とで、制御を変更している。具体的には、出力側電圧ＶＨが所定値Ｖ０以下である場合には第１ａモードの制御を行い、出力側電圧ＶＨが所定値Ｖ０よりも大きく第１所定値Ｖ１以下である場合には、第１ｂモードの制御を行う。 In addition, in the first mode, the control is changed between a case where the output side voltage VH is smaller than a predetermined value V0 which is a value smaller than the predetermined value V0 and a case where the output side voltage VH is larger than the predetermined value V0. ing. Specifically, when the output side voltage VH is equal to or lower than the predetermined value V0, the control in the 1a mode is performed. When the output side voltage VH is higher than the predetermined value V0 and equal to or lower than the first predetermined value V1, Control of the 1b mode is performed.
本実施形態における第１モードの制御について、図２１及び図２２を参照して説明する。なお、第２モード及び第３モードの制御における第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２のＯＮとＯＦＦのタイミングは、第１実施形態と同等であるため、具体的な説明及び図示を省略する。 Control of the first mode in the present embodiment will be described with reference to FIGS. 21 and 22. Note that the ON and OFF timings of the first switching element Q11 and the second switching element Q12 in the control of the second mode and the third mode are the same as those in the first embodiment, and a specific description and illustration are omitted. .
第１ａモードでは、第１スイッチング素子Ｑ１１についてＯＮとＯＦＦとを交互に行い、第２スイッチング素子Ｑ１２について、ＯＦＦ状態を継続する。このとき、第１スイッチング素子Ｑ１１の、１制御周期Ｔｓに対するＯＮ状態を継続する期間を示す時比率の上限が５０％未満となるようにする。具体的には、時比率の上限を４５％とする。すなわち、ピーク電流制御を行ううえで、出力側電流ＩＨが指令値に到達した場合、及び時比率が４５％に到達した場合の一方を満たした場合に、第１スイッチング素子Ｑ１１の制御状態をＯＮからＯＦＦへと切り替える。 In the 1a mode, ON and OFF are alternately performed for the first switching element Q11, and the OFF state is maintained for the second switching element Q12. At this time, the upper limit of the duty ratio indicating the period during which the first switching element Q11 continues the ON state for one control cycle Ts is set to be less than 50%. Specifically, the upper limit of the duty ratio is set to 45%. That is, in performing the peak current control, the control state of the first switching element Q11 is turned on when either the output side current IH reaches the command value or when the duty ratio reaches 45%. To OFF.
以上のように第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２の制御が行われるため、図２１に示すように、第１ａモードでは、第１スイッチング素子Ｑ１１がＯＮであり第２スイッチング素子Ｗ１２がＯＦＦである制御Ａと、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２がいずれもＯＦＦである制御Ｂとが交互に行われ、且つ、制御Ａが行われる期間の長さは、１制御周期Ｔｓの半分未満となる。 Since the first switching element Q11 and the second switching element Q12 are controlled as described above, as shown in FIG. 21, in the first mode, the first switching element Q11 is ON and the second switching element W12 is OFF. And the control B in which both the first switching element Q11 and the second switching element Q12 are OFF are alternately performed, and the length of the period in which the control A is performed is equal to one control cycle Ts. Less than half.
なお、第１ａモードにおいて、第１スイッチング素子Ｑ１１についてＯＦＦ状態を継続し、第２スイッチング素子Ｑ１２についてＯＮとＯＦＦとを交互に行うものとしてもよい。また、所定の制御周期毎に、ＯＮとＯＦＦとを交互に行うスイッチング素子とＯＦＦ状態を継続するスイッチング素子とを切り替えるものとしてもよい。 In the first mode, the OFF state of the first switching element Q11 may be continued, and the ON and OFF states of the second switching element Q12 may be alternately performed. Further, a switching element that alternates between ON and OFF and a switching element that continues to be in the OFF state may be switched every predetermined control cycle.
第１ｂモードでは、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２のいずれも、ＯＮとＯＦＦとを交互に行うものとしている。この制御を行ううえで、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２の一方がＯＮであり他方がＯＦＦである期間と、第１スイッチング素子Ｑ１１と第２スイッチング素子Ｑ１２が共にＯＦＦである期間とを交互に設けるべく、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２を制御する。具体的には、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２の１制御周期Ｔｓの長さを等しくし、第１スイッチング素子Ｑ１１の制御周期と第２スイッチング素子Ｑ１２の制御周期とを半制御周期ずらし、時比率の上限を５０％未満、例えば４５％としている。 In the 1b mode, both the first switching element Q11 and the second switching element Q12 are turned on and off alternately. In performing this control, a period in which one of the first switching element Q11 and the second switching element Q12 is ON and the other is OFF, a period in which both the first switching element Q11 and the second switching element Q12 are OFF, Are controlled alternately to control the first switching element Q11 and the second switching element Q12. Specifically, the lengths of one control cycle Ts of the first switching element Q11 and the second switching element Q12 are made equal, and the control cycle of the first switching element Q11 and the control cycle of the second switching element Q12 are set to a half control cycle. The upper limit of the duty ratio is set to less than 50%, for example, 45%.
以上のように第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２の制御が行われるため、図２２に示すように、第１ｂモードでは、第１スイッチング素子Ｑ１１がＯＮであり第２スイッチング素子Ｑ１２がＯＦＦである制御Ａ、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２がいずれもＯＦＦである制御Ｂ、第２スイッチング素子Ｑ１２がＯＮであり第１スイッチング素子Ｑ１１がＯＦＦである制御Ａ、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２がいずれもＯＦＦである制御Ｂが順に行われ、且つ、制御Ａが行われる期間の長さは、１制御周期Ｔｓの半分未満となる。 Since the control of the first switching element Q11 and the second switching element Q12 is performed as described above, as shown in FIG. 22, in the 1b mode, the first switching element Q11 is ON and the second switching element Q12 is OFF. A, a control B in which the first switching element Q11 and the second switching element Q12 are all OFF, a control A in which the second switching element Q12 is ON and the first switching element Q11 is OFF, and a first switching element Control B in which both Q11 and the second switching element Q12 are OFF is performed in order, and the length of the period during which control A is performed is less than half of one control cycle Ts.
続いて、制御部３００が実行する処理を、図２３の制御ブロック図により説明する。最初に、第１モード設定部４１０について説明する。まず、リアクトル電流ＩＬの指令値である第１指令値Ｉｒｅｆ１が乗算器４１１へ入力され、巻数比Ｎの逆数が乗算される。すなわち、リアクトル電流ＩＬの指令値を、出力側電流ＩＨの指令値に換算する。乗算器４１１から得られた値は、ＤＡ変換器４１２を介してコンパレータ４１３のマイナス端子へ入力される。一方、コンパレータ４１３のプラス端子には、出力側電流ＩＨが入力される。
Subsequently, the processing executed by the
コンパレータ４１３は、マイナス端子に入力された、第１指令値Ｉｒｅｆ１を出力側電流ＩＨの指令値に換算した値と、プラス端子に入力された出力側電流ＩＨとの比較を行う。そして、プラス端子の入力値がマイナス端子の入力値よりも大きい期間において、ロー状態の信号をＲＳフリップフロップ４１４のＳ端子に入力する。また、ＲＳフリップフロップ４１４のＲ端子には、クロック４１５からクロック信号が入力される。
The
第１モードにおいて、入力された信号がロー状態の信号となれば、出力側電流ＩＨが第１指令値Ｉｒｅｆ１を巻数比Ｎで除算した値を超えたことを意味する。そのため、ＲＳフリップフロップ４１４は、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２を共にＯＦＦとする信号を送信することにより、制御Ａから制御Ｂへと切り替える。そして、１制御周期が経過すれば、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２の一方をＯＮとし他方をＯＦＦとする信号を送信することにより、制御Ｂから制御Ａへと切り替える。
In the first mode, if the input signal becomes a low state signal, it means that the output side current IH has exceeded a value obtained by dividing the first command value Iref1 by the turns ratio N. Therefore, the RS flip-
ＲＳフリップフロップ４１４の出力信号は、Ｄｕｔｙ制限部４１６へ入力される。Ｄｕｔｙ制限部４１６では、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２の時比率が、上限値よりも大きければ時比率が上限値に設定される。この上限値は、５０％未満の値、例えば４５％に設定されている。以上のように求められた第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２の制御信号は、モード選択部４５０へ入力される。
The output signal of the RS flip-
第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２の制御信号がモード選択部４５０へ入力されるうえで、選択されるモードが第１ａモードであれば、第２スイッチング素子Ｑ１２の制御信号については、ＯＦＦ状態を継続する信号とする。
When the control signal of the first switching element Q11 and the control signal of the second switching element Q12 is input to the
なお、上述した第１モード設定部４１０について、第１ａモードでは第１スイッチング素子Ｑ１１のみの制御信号を生成すべく各演算を行い、第１ｂモードでは第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２の制御信号を生成すべく演算を行うものとしてもよい。
In the first
次に、第２モード設定部４２０について説明する。第２モード設定部４２０では、第１スイッチング素子Ｑ１１のＯＮ／ＯＦＦ状態と、第２スイッチング素子Ｑ１２のＯＮ／ＯＦＦ状態とが、それぞれ別の演算により求められる。
Next, the second
第１スイッチング素子Ｑ１１の制御では、まず、入力側電流の上限値Ｉｇが乗算器４２１へ入力され、巻数比Ｎの逆数が乗算される。この上限値Ｉｇは、第２モードにおいて、制御Ａの終了時点のリアクトル電流ＩＬの上限を示している。すなわち、リアクトル電流ＩＬの上限を、出力側電流ＩＨの上限に換算する。乗算器４２１から得られた値は、ＤＡ変換器４２２を介してコンパレータ４２３のマイナス端子へ入力される。一方、コンパレータ４２３のプラス端子には、出力側電流ＩＨが入力される。
In the control of the first switching element Q11, first, the upper limit Ig of the input-side current is input to the
コンパレータ４２３は、マイナス端子に入力された、上限値Ｉｇを出力側電流ＩＨの上限に換算した値と、プラス端子に入力された出力側電流ＩＨとの比較を行う。そして、プラス端子の入力値がマイナス端子の入力値よりも大きい期間において、ロー状態の信号をＲＳフリップフロップ４２４のＳ端子に入力する。また、ＲＳフリップフロップ４２４のＲ端子には、クロック４２５からクロック信号が入力される。
The comparator 423 compares a value obtained by converting the upper limit value Ig input to the minus terminal into the upper limit of the output current IH, and the output current IH input to the plus terminal. Then, during a period in which the input value of the plus terminal is larger than the input value of the minus terminal, a low-state signal is input to the S terminal of the RS flip-
入力された信号がロー状態の信号となれば、出力側電流ＩＨが上限値Ｉｇを巻数比Ｎで除算した値を超えたことを意味する。そのため、ＲＳフリップフロップ４２４は、第１スイッチング素子Ｑ５をＯＦＦとする信号を送信する。ＲＳフリップフロップ４２４の出力信号は、Ｄｕｔｙ制限部４２６へ入力される。Ｄｕｔｙ制限部４２６では、第１スイッチング素子Ｑ１１の時比率が、上限値よりも大きければ時比率が上限値に設定される。この上限値は、例えば５０％に設定されている。以上のように設定された第１スイッチング素子Ｑ１１の制御信号は、モード選択部４５０へ入力される。
If the input signal becomes a low state signal, it means that the output side current IH has exceeded a value obtained by dividing the upper limit Ig by the turns ratio N. Therefore, the RS flip-
第２スイッチング素子Ｑ１２の制御では、リアクトル電流ＩＬの第２指令値Ｉｒｅｆ２が乗算器４２７へ入力される。この乗算器４２７へは、リアクトル電圧ＶＬの逆数と、チョークコイルＬ１３の自己インダクタンスＬを１制御周期Ｔｓで除算した値も入力される。この乗算器４２７の出力値は、Ｄｕｔｙ制限部４２８へ入力される。Ｄｕｔｙ制限部４２８では、第２スイッチング素子Ｑ１２の時比率が、上限値よりも大きければ時比率が５０％未満である上限値に設定される。この上限値は、例えば４５％に設定されている。以上のように設定された第２スイッチング素子Ｑ１２の制御信号は、モード選択部４５０へ入力される。
In the control of second switching element Q12, second command value Iref2 of reactor current IL is input to
続いて、第３モード設定部４３０について説明する。第３モード設定部４３０では、まず、リアクトル電流ＩＬの平均値の指令値を求める。具体的には、定電圧制御を行ううえでの指令値と、定電流制御を行ううえでの指令値を求めたうえで、求められた指令値の中で最も小さい指令値を用いて制御を行う。
Next, the third
定電圧制御の指令値を求めるうえで、出力側電圧ＶＨの目標値ＶＨ＊と、検出された出力側電圧ＶＨとが加算器４３１へ入力され、その偏差は、ＰＩ制御器４３２へ入力される。ＰＩ制御器４３２の出力値は定電圧制御を行ううえでのリアクトル電流ＩＬの指令値であり、最小値選択部４４０へ入力される。
In obtaining the command value of the constant voltage control, the target value VH * of the output voltage VH and the detected output voltage VH are input to the
一方、制御部４００は、上位のＥＣＵからＣＡＮ通信等により、リアクトル電流ＩＬの指令値ＩＬ＊を取得する。この指令値ＩＬ＊は徐変部４３３に入力される。徐変部４３３では、入力された指令値ＩＬ＊に基づいて、漸増する値を出力するものである。徐変部４３３の出力値は、最小値選択部４４０へ入力される。
On the other hand, control unit 400 acquires command value IL * of reactor current IL from a higher-level ECU by CAN communication or the like. This command value IL * is input to
以上のようにして最小値選択部４４０へ各指令値が入力されれば、最小値選択部４４０は、入力された各指令値のうち最も小さい値を指令値として出力する。最小値選択部４４０から出力された指令値は、加算器４４１へ入力される。加算器４４１へは、出力側電流ＩＨの平均値ＩＨ＿ａｖｅをリアクトル電流ＩＬの値に換算した値も入力される。具体的には、出力側電流ＩＨの平均値ＩＨ＿ａｖｅと、出力側電圧ＶＨを入力側電圧ＶＢで除算した値とが乗算器４４２へ入力される。この乗算器４４２で乗算を行ううえで、電力変換回路１０の変換効率αを考慮するものとしてもよい。乗算器４４２の出力値は加算器４４１へ入力される。加算器４４１では、入力された値の差分がとられ、その差分はＰＩ制御器４４３へ入力される。
When each command value is input to the minimum
ＰＩ制御器４４３の出力値は、乗算器４４４へ入力され、巻数比Ｎを出力側電圧ＶＨの２倍の値で除算した値が乗算される。乗算器４４４の出力値は、加算器４４５へと入力される。この加算器４４５へは、選択部４４６で選択された、フィードフォワード制御用の時比率と、定数との一方が入力される。このとき、選択部４４６では、第３モードの制御においてコンデンサ２０１の充電が終了するまでは、フィードフォワード制御用の時比率が選択され、コンデンサ２０１の充電の終了後は、定数が選択される。
The output value of the
加算器４４５の出力値は、Ｄｕｔｙ制限部４４７へ入力される。Ｄｕｔｙ制限部４４７には、上限値設定部４４８で求められた時比率の上限値も入力される。この時比率の上限値は、入力側電圧ＶＢ及び出力側電圧ＶＨで定まるものである。Ｄｕｔｙ制限部４４７では、算出された時比率が上限値よりも大きければ、上限値を出力する。Ｄｕｔｙ制限部４４７の出力値は、モード選択部４５０に入力される。
The output value of the
モード選択部４５０へは出力側電圧ＶＨも入力され、第１〜第３モードの選択が行われる。そして、選択されたモードにより、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２の制御が行われる。
The output-side voltage VH is also input to the
続いて、制御部３００が実行する一連の処理について、図２４のフローチャートを用いて説明する。図２４のフローチャートに係る制御は、所定の制御周期で実行される。なお、図９のフローチャートと同等の箇所については、同じ符号を付しており、具体的な説明は省略する。
Subsequently, a series of processes executed by the
起動要求を取得し（Ｓ１０１：ＹＥＳ）、出力側電圧ＶＨを取得すれば（Ｓ１０２）、その出力側電圧ＶＨが所定値Ｖ０以下であるか否かを判定する（Ｓ２０１）。出力側電圧ＶＨが所定値Ｖ０以下であれば（Ｓ２０２：ＹＥＳ）、第１ａモードで制御を行う。出力側電圧ＶＨが所定値Ｖ０以下でなければ（Ｓ２０２：ＮＯ）、第１所定値Ｖ１以下であるか否かを判定する（Ｓ２０３）。出力側電圧ＶＨが第１所定値Ｖ１以下であれば（Ｓ２０３：ＹＥＳ）、第１ｂモードでの制御を行う（Ｓ２０４）。出力側電圧ＶＨが第１所定値Ｖ１以下でなければ（Ｓ２０３：ＮＯ）、図９のＳ１０５以降の処理を行う。 When the activation request is acquired (S101: YES) and the output voltage VH is acquired (S102), it is determined whether or not the output voltage VH is equal to or lower than a predetermined value V0 (S201). If the output side voltage VH is equal to or less than the predetermined value V0 (S202: YES), control is performed in the 1a mode. If the output side voltage VH is not equal to or lower than the predetermined value V0 (S202: NO), it is determined whether or not the output side voltage VH is equal to or lower than the first predetermined value V1 (S203). If the output side voltage VH is equal to or less than the first predetermined value V1 (S203: YES), control in the 1b mode is performed (S204). If the output side voltage VH is not equal to or less than the first predetermined value V1 (S203: NO), the processing from S105 onward in FIG. 9 is performed.
第１ａモード、第１ｂモード、第２モード、第３モードのいずれかの制御が所定時間行われた後、制御の終了判定を行う（Ｓ１０８）。制御を終了すると判定した場合（Ｓ１０８：ＹＥＳ）、一連の処理を終了して起動要求がなされるまで待機する。制御を終了すると判定しない場合（Ｓ１０８：ＮＯ）、終了要求を取得したか否かを判定する（Ｓ１０９）。終了要求を取得すれば（Ｓ１０９：ＹＥＳ）、一連の処理を終了して起動要求がなされるまで待機する。終了要求を取得しなければ（Ｓ１０９：ＮＯ）、Ｓ１０２以降の処理を再度実行する。 After the control of any one of the first mode, the first mode, the second mode, and the third mode has been performed for a predetermined time, it is determined whether the control is completed (S108). When it is determined that the control is to be ended (S108: YES), a series of processes is ended and the process stands by until a start request is made. When it is not determined that the control is to be ended (S108: NO), it is determined whether an end request has been acquired (S109). If an end request is obtained (S109: YES), a series of processes is ended and the system stands by until a start request is made. If the end request has not been acquired (S109: NO), the processing after S102 is executed again.
本実施形態に係る電力変換装置が奏する効果について、図２５（ａ）〜（ｃ）を参照して説明する。図２５（ａ）〜（ｃ）は、第１〜第３モードに係る処理を実行した場合のリアクトル電流ＩＬと出力側電圧ＶＨを示している。また、第３モードを終了する条件としては、出力側電圧ＶＨが予め定められた値である第３所定値Ｖ３よりも大きくなる条件を採用している。 The effects of the power conversion device according to the present embodiment will be described with reference to FIGS. FIGS. 25A to 25C show the reactor current IL and the output voltage VH when the processes according to the first to third modes are executed. As a condition for terminating the third mode, a condition is adopted in which the output side voltage VH becomes higher than a third predetermined value V3 which is a predetermined value.
コンデンサ２０１の充電の開始時等、出力側電圧ＶＨが所定値Ｖ０よりも小さいような場合では、第１実施形態における図４（ａ）で示したように、リアクトル電流ＩＬは、制御Ｂの期間において十分に小さくならない。すなわち、リアクトル電流ＩＬが連続して流れる電流連続モードとなる。この電流連続モードでは、電流の周波数成分が高くなり、電流検出部２０３の出力が遅延する。このような場合では、制御Ｂを行う時間が短いほど、出力側電流ＩＨが指令値を超えるオーバーシュートが大きくなる。すなわち、第１ａモードの制御を行わず、第１ｂモードの制御のみを行うものとした場合には、図２５（ｂ）に示すように、出力側電流ＩＨのオーバーシュートに伴いリアクトル電流ＩＬがオーバーシュートする期間が生ずる。
When the output side voltage VH is smaller than the predetermined value V0, such as when charging of the
一方、第１ｂモードの制御を行わず第１ａモードの制御のみを行うものとした場合には、制御Ａを行う期間が短くなるため、コンデンサ２０１への充電の進行に伴い、時間当たりの充電量が小さくなる。したがって、図２５（ｃ）に示すように、リアクトル電流ＩＬのオーバーシュートは抑制できるものの、コンデンサ２０１の充電により長い時間を要することとなる。
On the other hand, when only the control in the 1a mode is performed without performing the control in the 1b mode, the period for performing the control A is shortened. Becomes smaller. Therefore, as shown in FIG. 25C, overshoot of reactor current IL can be suppressed, but it takes a long time to charge
本実施形態では、図２５（ａ）に示すように、出力側電圧ＶＨが所定値Ｖ０以下である場合には第１ａモードの制御を行うものとしているため、制御Ｂを行う期間を十分に確保することができる。これにより、リアクトル電流ＩＬ及び出力側電流ＩＨのオーバーシュートを抑制することができる。加えて、出力側電圧ＶＨが所定値Ｖ０よりも大きくなれば、第１ｂモードの制御を行うものとしているため、制御Ａを行う期間を長くすることができる。これにより、コンデンサ２０１への充電時間を短縮することができる。
In the present embodiment, as shown in FIG. 25A, when the output side voltage VH is equal to or less than the predetermined value V0, the control in the 1a mode is performed, so that a sufficient period for performing the control B is secured. can do. Thereby, overshoot of reactor current IL and output side current IH can be suppressed. In addition, when the output side voltage VH becomes higher than the predetermined value V0, the control in the 1b mode is performed, so that the period during which the control A is performed can be lengthened. Thereby, the charging time for the
＜第６実施形態＞
本実施形態に係る電力変換装置は、図２６に示す通り、回路構成は第３実施形態に準ずるものであり、且つ、第５実施形態と同様に電流検出部２０３を備え、プリチャージ時における出力側の回路の電流値である出力側電流ＩＨ、及び、出力側電流ＩＨの平均値ＩＨ＿ａｖｅを検出するものとしている。
<Sixth embodiment>
As shown in FIG. 26, the power converter according to the present embodiment has a circuit configuration similar to that of the third embodiment, and includes a
本実施形態における第１モードの制御について、図２７及び図２８を参照して説明する。なお、第２モード及び第３モードの制御における第１〜第４スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４のＯＮとＯＦＦのタイミングは、第１実施形態と同等であるため、具体的な説明及び図示を省略する。 The control in the first mode in the present embodiment will be described with reference to FIGS. Note that the ON and OFF timings of the first to fourth switching elements Q21 to Q24 in the control of the second mode and the third mode are the same as those in the first embodiment, and a specific description and illustration thereof will be omitted.
第１ａモードでは、第１スイッチング素子Ｑ２１と第４スイッチング素子Ｑ２４とを同期させてＯＮとＯＦＦとを交互に行い、第２スイッチング素子Ｑ２２と第３スイッチング素子Ｑ２３はＯＦＦ状態を継続する。このとき、第１スイッチング素子Ｑ２１及び第４スイッチング素子Ｑ２４の時比率の上限が５０％未満となるようにする。具体的には、時比率の上限を４５％とする。 In the first mode, ON and OFF are alternately performed by synchronizing the first switching element Q21 and the fourth switching element Q24, and the second switching element Q22 and the third switching element Q23 continue to be in the OFF state. At this time, the upper limit of the duty ratio of the first switching element Q21 and the fourth switching element Q24 is set to be less than 50%. Specifically, the upper limit of the duty ratio is set to 45%.
以上のように第１〜第４スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４の制御が行われるため、図２７に示すように、第１ａモードでは、第１スイッチング素子Ｑ２１及び第４スイッチング素子Ｑ２４がＯＮであり第２スイッチング素子Ｑ２２及び第３スイッチング素子Ｑ２３がＯＦＦである制御Ａと、第１〜第４スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４がいずれもＯＦＦである制御Ｂとが交互に行われ、且つ、制御Ａが行われる期間の長さは、１制御周期Ｔｓの半分未満となる。 Since the control of the first to fourth switching elements Q21 to Q24 is performed as described above, as shown in FIG. 27, in the 1a mode, the first switching element Q21 and the fourth switching element Q24 are ON and the second switching element Q24 is ON. A period in which the control A in which the switching element Q22 and the third switching element Q23 are OFF and the control B in which all of the first to fourth switching elements Q21 to Q24 are OFF are performed alternately, and the control A is performed. Is less than half of one control cycle Ts.
なお、第１ａモードにおいて、第１スイッチング素子Ｑ２１及び第４スイッチング素子Ｑ２４についてＯＦＦ状態を継続し、第２スイッチング素子Ｑ２２及び第３スイッチング素子Ｑ２３についてＯＮとＯＦＦとを交互に行うものとしてもよい。また、所定の制御周期毎に、ＯＮとＯＦＦとを交互に行うスイッチング素子とＯＦＦ状態を継続するスイッチング素子とを切り替えるものとしてもよい。 In the 1a mode, the first switching element Q21 and the fourth switching element Q24 may be kept in the OFF state, and the second switching element Q22 and the third switching element Q23 may be alternately turned ON and OFF. Further, a switching element that alternates between ON and OFF and a switching element that continues to be in the OFF state may be switched every predetermined control cycle.
第１ｂモードでは、第１スイッチング素子Ｑ２１と第４スイッチング素子Ｑ２４とを同期させ、第２スイッチング素子Ｑ２２及び第３スイッチング素子Ｑ２３とを同期させている。第１〜第４スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４の１制御周期の長さを等しく、且つ、第１スイッチング素子Ｑ２１及び第４スイッチング素子Ｑ２４と、第２スイッチング素子Ｑ２２及び第４スイッチング素子Ｑ２４とを、半制御周期ずらしている。そして、第１〜第４スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４のいずれも、前記時比率を５０％未満としてＯＮとＯＦＦとを交互に行うものとしている。 In the 1b mode, the first switching element Q21 and the fourth switching element Q24 are synchronized, and the second switching element Q22 and the third switching element Q23 are synchronized. The lengths of one control cycle of the first to fourth switching elements Q21 to Q24 are equal, and the first switching element Q21 and the fourth switching element Q24 and the second switching element Q22 and the fourth switching element Q24 are half The control cycle is shifted. Then, all of the first to fourth switching elements Q21 to Q24 are set to the duty ratio of less than 50% to alternately perform ON and OFF.
以上のように第１〜第４スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４の制御が行われるため、図２８に示すように、第１ｂモードでは、第１スイッチング素子Ｑ２１及び第４スイッチング素子Ｑ２４がＯＮであり第２スイッチング素子Ｑ２２及び第３スイッチング素子Ｑ２３がＯＦＦである制御Ａ、第１〜第４スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４がいずれもＯＦＦである制御Ｂ、第２スイッチング素子Ｑ２２及び第３スイッチング素子Ｑ２３がＯＮであり第１スイッチング素子Ｑ２１及び第４スイッチング素子Ｑ２４がＯＦＦである制御Ａ、第１〜第４スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４がいずれもＯＦＦである制御Ｂが順に行われ、且つ、制御Ａが行われる期間の長さは、１制御周期Ｔｓの半分未満となる。 Since the control of the first to fourth switching elements Q21 to Q24 is performed as described above, as shown in FIG. 28, in the 1b mode, the first switching element Q21 and the fourth switching element Q24 are ON and the second switching element Q24 is ON. The control A in which the switching element Q22 and the third switching element Q23 are OFF, the control B in which all of the first to fourth switching elements Q21 to Q24 are OFF, and the second switching element Q22 and the third switching element Q23 are ON. The control A in which the first switching element Q21 and the fourth switching element Q24 are OFF, the control B in which the first to fourth switching elements Q21 to Q24 are all OFF are sequentially performed, and the control A is performed during a period in which the control A is performed. The length is less than half of one control cycle Ts.
上記構成により、本実施形態に係る電力変換装置は、第５実施形態に係る電力変換装置と同等の効果を奏する。 With the above configuration, the power conversion device according to the present embodiment has the same advantages as the power conversion device according to the fifth embodiment.
＜変形例＞
・第１実施形態では、ダイオードＤ１を、補助コイルＬ１４の負極側出力端子２００ｂ側に設けるものとしているが、図２９に示すように、ダイオードＤ１ａを、補助コイルＬ１４の正極側出力端子２００ａ側に設けるものとしてもよい。この場合でも、第１実施形態と同様の効果を奏する。
<Modification>
In the first embodiment, the diode D1 is provided on the
・第１実施形態の電力変換回路１０を、図３０（ａ）のように構成してもよい。具体的には、電力変換回路１０ａにおいて、トランスＴｒ１１ａを構成する第１コイルＬ１１ａの端部のそれぞれに、第１スイッチング素子Ｑ１１ａのソース、第２スイッチング素子Ｑ１２ａのソースをそれぞれ接続する。一方で、第１スイッチング素子Ｑ１１ａのドレインと第２スイッチング素子Ｑ１２ａのドレインは接続され、その接続点はチョークコイルＬ１３の一端に接続される。また、第１コイルＬ１１のセンタータップは、二次電池１００の負極に接続される。なお、第２コイルＬ１２側の構成については、第１実施形態と同様であるため、説明を省略する。このとき、制御部３００が実行する処理は、第１実施形態と同様のものとなる。また、この場合においても、図３０（ｂ）に示すように、ダイオードＤ１ａを補助コイルＬ１４の正極側出力端子２００ａ側に設けるものとしてもよい。
-The
・図３１に示すように、第３実施形態に係るフルブリッジ回路においても、ダイオードＤ２ａを補助コイルＬ２４の正極側出力端子２００ａ側に設けるものとしてもよい。また、図示しないが、第４実施形態に係るフォワードアクティブクランプ回路についても同様に、ダイオードを補助コイルＬ３４の正極側出力端子２００ａ側に設けるものとしてもよい。
As shown in FIG. 31, also in the full bridge circuit according to the third embodiment, the diode D2a may be provided on the
・第４実施形態に係る電力変換回路３０（フォワードアクティブクランプ回路）の第２コイルＬ３２側について、図３２のように構成してもよい。具体的には、トランスＴｒ３１の出力側を構成する第２コイルＬ３２の一端は正極側出力端子２００ａに接続されており、他端は第４スイッチング素子Ｑ３４ａのドレインに接続されている。第２コイルＬ３２と第４スイッチング素子Ｑ３４ａのドレインとの接続点は、コンデンサＣ３０ａを介して第３スイッチング素子Ｑ３３ａのソースに接続されており、第４スイッチング素子Ｑ３４ａのソースは第３スイッチング素子Ｑ３３ａのドレインに接続されている。この第４スイッチング素子Ｑ３４ａと第３スイッチング素子Ｑ３３ａの接続点は、負極側出力端子２００ｂに接続されている。なお、第３スイッチング素子Ｑ３３ａには第３ダイオードＤ３３ａが逆方向に並列接続されており、第４スイッチング素子Ｑ３４には第４ダイオードＤ３４ａが逆方向に並列接続されている。制御部３００が実行する具体的な処理については、第４実施形態と同様であるため、説明を省略する。
-The second coil L32 side of the power conversion circuit 30 (forward active clamp circuit) according to the fourth embodiment may be configured as shown in FIG. Specifically, one end of the second coil L32 that forms the output side of the transformer Tr31 is connected to the
・各実施形態では、第１〜第３モードの制御をいずれも行うものとしているが、各モードのうち、少なくとも２つのモードの制御を行うものであってもよい。すなわち、充電の開始時には第１モードの制御を行い、出力側電圧ＶＨが所定値を超えれば第２モードを経ずに第３モードの制御を行うものとしてもよい。また、充電の開始時から第２モードの制御を行い、出力側電圧ＶＨが所定値を超えれば第３モードを行うものとしてもよい。 In each embodiment, the control of the first to third modes is performed, but control of at least two of the modes may be performed. That is, the control in the first mode may be performed at the start of charging, and the control in the third mode may be performed without passing through the second mode if the output voltage VH exceeds a predetermined value. Further, the control in the second mode may be performed from the start of charging, and the third mode may be performed if the output side voltage VH exceeds a predetermined value.
・各実施形態では、補助コイルＬ１４，Ｌ２４，Ｌ３４に接続する整流素子としてダイオードＤ１，Ｄ１ａ，Ｄ２，Ｄ２ａ，Ｄ３を用いるものとしているが、ダイオードＤ１，Ｄ１ａ，Ｄ２，Ｄ２ａ，Ｄ３の代わりにスイッチング素子を用いるものとしてもよい。この場合には、補助コイルＬ１４，Ｌ２４，Ｌ３４を介して入力側から出力側へと電力を供給する際に、スイッチング素子をＯＮとして通電するものとすればよい。 In each embodiment, the diodes D1, D1a, D2, D2a, and D3 are used as rectifiers connected to the auxiliary coils L14, L24, and L34. However, switching is performed instead of the diodes D1, D1a, D2, D2a, and D3. An element may be used. In this case, when power is supplied from the input side to the output side via the auxiliary coils L14, L24, and L34, the switching element may be turned on and energized.
・第１実施形態における第１モードにおいて、第２スイッチング素子Ｑ１２を常にＯＦＦとする例を示したが、図３３（ａ）に示すように、制御Ａでは、第１スイッチング素子Ｑ１１がＯＮである場合とＱ１２がＯＮである場合とを交互に行うものとしてもよい。また、図３３（ｂ）に示すように、第１スイッチング素子Ｑ１１がＯＮである制御Ａを複数回行い、続いて、第２スイッチング素子Ｑ１２がＯＮである制御Ａを複数回行うものとしてもよい。 In the first mode of the first embodiment, an example has been described in which the second switching element Q12 is always OFF. However, as shown in FIG. 33A, in the control A, the first switching element Q11 is ON. The case and the case where Q12 is ON may be alternately performed. Further, as shown in FIG. 33B, the control A in which the first switching element Q11 is ON may be performed a plurality of times, and the control A in which the second switching element Q12 is ON may be performed a plurality of times. .
・第１実施形態における第２モードにおいて、第２スイッチング素子Ｑ１２をＯＦＦとすることにより制御Ｃから制御Ａへと切り替えるものとしているが、図３４（ａ）に示すように、第２スイッチング素子Ｑ１２をＯＦＦとすることにより制御Ｃから制御Ａへと切り替える制御と、第１スイッチング素子Ｑ１１をＯＦＦとすることにより制御Ｃから制御Ａへと切り替える制御とを交互に行うものとしてもよい。また、図３４（ｂ）に示すように、第２スイッチング素子Ｑ１２をＯＦＦとすることにより制御Ｃから制御Ａへと切り替える制御を複数回行い、続いて、第１スイッチング素子Ｑ１１をＯＦＦとすることにより、制御Ｃから制御Ａへと切り替える制御を複数回行うものとしてもよい。 In the second mode in the first embodiment, the control is switched from the control C to the control A by turning off the second switching element Q12. However, as shown in FIG. The control for switching from control C to control A by turning off the control and the control for switching from control C to control A by turning off the first switching element Q11 may be alternately performed. Further, as shown in FIG. 34 (b), the control for switching from control C to control A is performed a plurality of times by turning off the second switching element Q12, and then the first switching element Q11 is turned off. Accordingly, control for switching from control C to control A may be performed a plurality of times.
・第１〜第３モードにおいて、第１〜第３指令値Ｉｒｅｆ１〜Ｉｒｅｆ３を用いて制御するものとしたが、各モードにおいて、制御Ａ〜制御Ｃを行う期間の長さを予め定めておき、その定められた期間に基づいて制御を行うものとしてもよい。 In the first to third modes, control is performed using the first to third command values Iref1 to Iref3. In each mode, the length of the period for performing control A to control C is determined in advance, The control may be performed based on the determined period.
・第５実施形態における第１ａモードでは、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２の一方はＯＦＦ状態を継続するものであるため、時比率の上限を５０％よりも大きくしたとしても、制御Ａと制御Ｂとが交互に行われる。したがって、時比率に上限を設けなくてもよい。第６実施形態についても同様である。 In the first mode in the fifth embodiment, one of the first switching element Q11 and the second switching element Q12 continues to be in the OFF state. Therefore, even if the upper limit of the duty ratio is made larger than 50%, the control is performed. A and control B are performed alternately. Therefore, there is no need to set an upper limit on the duty ratio. The same applies to the sixth embodiment.
・第５実施形態における第１ｂモードにおいて、第１スイッチング素子Ｑ１１の制御周期と第２スイッチング素子Ｑ１２の制御周期とを半制御周期ずらすものとしたが、制御周期のずれ量は、半制御周期に限られない。すなわち、第１スイッチング素子Ｑ１１をＯＮ状態とする期間と第２スイッチング素子Ｑ１２をＯＮ状態とする期間とが重複しないように、制御周期のずれ量及び時比率の上限が定められていればよい。第６実施形態についても同様である。 In the 1b mode in the fifth embodiment, the control cycle of the first switching element Q11 and the control cycle of the second switching element Q12 are shifted by a half control cycle. Not limited. That is, it is sufficient that the shift amount of the control cycle and the upper limit of the duty ratio are set so that the period in which the first switching element Q11 is turned on and the period in which the second switching element Q12 is turned on do not overlap. The same applies to the sixth embodiment.
・各実施形態では、チョークコイルＬ１３，Ｌ２３，Ｌ３３を二次電池１００に対して正極側に設けているが、負極側に設けてもよい。また、チョークコイルＬ１３，Ｌ２３，Ｌ３３を正極側及び負極側に設け、それぞれに磁気結合する補助コイルＬ１４，Ｌ２４，Ｌ３４を設けるものとしてもよい。
In each embodiment, the choke coils L13, L23, and L33 are provided on the positive electrode side with respect to the
・補助コイルＬ１４とチョークコイルとの巻数比を、Ｎ以上：１としてもよい。 -The turns ratio between the auxiliary coil L14 and the choke coil may be N or more and 1 or more.
・実施形態において、電力変換装置がハイブリッドカーに搭載されるものとしたが、搭載対象はこれに限られることはない。 In the embodiment, the power converter is mounted on the hybrid car, but the mounting target is not limited to this.
１０…電力変換回路、２０…電力変換回路、３０…電力変換回路、３００…制御部、Ｃ３０，Ｃ３０ａ…コンデンサ、Ｄ１，Ｄ１ａ，Ｄ２，Ｄ２ａ，Ｄ３…ダイオード、Ｌ１１，Ｌ１１ａ，Ｌ２１，Ｌ３１…第１コイル、Ｌ１２，Ｌ２２，Ｌ３２…第２コイル、Ｌ１３，Ｌ２３，Ｌ３３…チョークコイル、Ｌ１４，Ｌ２４，Ｌ３４…補助コイル、Ｑ１１〜Ｑ１６，Ｑ２１〜Ｑ２８，Ｑ３１〜Ｑ３４…スイッチング素子、Ｔｒ１１，Ｔｒ１１ａ，Ｔｒ２１，Ｔｒ３１…トランス。
DESCRIPTION OF
Claims (4)
前記電力変換回路と前記直流電源との間に設けられるチョークコイル（Ｌ１３，Ｌ２３，Ｌ３３）と、
前記チョークコイルをフライバックトランスとして機能させるべく、前記出力側の回路に並列接続され、前記チョークコイルと磁気的に結合し、前記チョークコイルに前記直流電源の正極側から負極側へ励磁電流が流れた場合に、前記出力側の回路の負極側から正極側への励磁電流が流れる方向に巻かれた補助コイル（Ｌ１４，Ｌ２４，Ｌ３４）と、
前記補助コイルと直列接続され、前記直流電源から前記出力側への前記補助コイルを介した電力の供給、及び、前記出力側から前記入力側への電力の供給を遮断する整流素子（Ｄ１）と、を備え、
前記第１コイル（Ｌ１１）は、センタータップを有し、
前記電力変換回路（１０，１０ａ）は、前記第１コイルの両端のそれぞれに接続された第１スイッチング素子（Ｑ１１，Ｑ１１ａ）及び第２スイッチング素子（Ｑ１２，Ｑ１２ａ）を有し、
前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子が、前記直流電源の正極及び負極の一方に接続され、前記センタータップが前記直流電源の正極及び負極の他方に接続され、
前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子を制御する制御部（３００）と、
前記出力側の電圧を出力側電圧として検出する電圧検出部（２０２）と、をさらに備え、
前記制御部は、
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする制御と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＦＦとする制御と、を順に行う期間を含む第１モードと、
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＮとする制御と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする制御と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＦＦとする制御と、を順に行う期間を含む第２モードと、
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする制御と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＮとする制御と、を順に行う期間を含む第３モードと、のうち、少なくとも２つのモードを実行し、
前記第１モードでは、
前記出力側電圧が所定値よりも小さい場合には、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との一方についてＯＮとＯＦＦとを交互に行い、且つ、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との他方について、ＯＦＦ状態を継続し、
前記出力側電圧が所定値よりも大きい場合には、前記第１スイッチング素子のＯＮ期間と前記第２スイッチング素子のＯＮ期間とを重複させず、且つ、１制御周期に対するＯＮ状態を継続する期間の長さである時比率を５０％未満としてＯＮとＯＦＦとを交互に行う、電力変換装置。 Transformers (Tr11, Tr21, Tr31) including a first coil (L11, L21, L31) and a second coil (L12, L22, L32) that are magnetically coupled from the input side to which the DC power supply (100) is connected; And power to a circuit on the output side via a power conversion circuit (10, 10a, 20, 30, 30a) including switching elements (Q11, Q11a, Q12, Q12a, Q21 to Q24, Q31 to Q33, Q33a). Power conversion device,
Choke coils (L13, L23, L33) provided between the power conversion circuit and the DC power supply;
In order to make the choke coil function as a flyback transformer, the choke coil is connected in parallel to the output side circuit, is magnetically coupled to the choke coil, and an exciting current flows through the choke coil from the positive side to the negative side of the DC power supply. An auxiliary coil (L14, L24, L34) wound in the direction in which the exciting current flows from the negative side to the positive side of the output side circuit,
A rectifier element (D1) connected in series with the auxiliary coil, for supplying power from the DC power supply to the output side via the auxiliary coil, and for interrupting supply of power from the output side to the input side; , Bei to give a,
The first coil (L11) has a center tap,
The power conversion circuit (10, 10a) includes a first switching element (Q11, Q11a) and a second switching element (Q12, Q12a) connected to both ends of the first coil, respectively.
The first switching element and the second switching element are connected to one of a positive electrode and a negative electrode of the DC power supply, the center tap is connected to the other of the positive electrode and the negative electrode of the DC power supply,
A control unit (300) for controlling the first switching element and the second switching element;
A voltage detection unit (202) for detecting the output-side voltage as an output-side voltage,
The control unit includes:
A period in which one of the first switching element and the second switching element is turned on and the other is turned off, and the control of turning off both the first switching element and the second switching element is sequentially performed. A first mode including:
A control for turning on both the first switching element and the second switching element, a control for turning on one of the first switching element and the second switching element and turning off the other; A second mode including a period in which the element and the second switching element are both turned off.
A period in which one of the first switching element and the second switching element is turned on and the other is turned off, and the control of turning on both the first switching element and the second switching element is sequentially performed. Executing at least two modes of a third mode including
In the first mode,
When the output side voltage is smaller than a predetermined value, ON and OFF are alternately performed for one of the first switching element and the second switching element, and the first switching element and the second switching element are switched. Continue the OFF state for the other element and
When the output side voltage is larger than a predetermined value, the ON period of the first switching element and the ON period of the second switching element are not overlapped, and the ON period for one control cycle is maintained. A power conversion device that performs ON and OFF alternately with a duty ratio of less than 50% .
前記電力変換回路と前記直流電源との間に設けられるチョークコイル（Ｌ１３，Ｌ２３，Ｌ３３）と、
前記チョークコイルをフライバックトランスとして機能させるべく、前記出力側の回路に並列接続され、前記チョークコイルと磁気的に結合し、前記チョークコイルに前記直流電源の正極側から負極側へ励磁電流が流れた場合に、前記出力側の回路の負極側から正極側への励磁電流が流れる方向に巻かれた補助コイル（Ｌ１４，Ｌ２４，Ｌ３４）と、
前記補助コイルと直列接続され、前記直流電源から前記出力側への前記補助コイルを介した電力の供給、及び、前記出力側から前記入力側への電力の供給を遮断する整流素子（Ｄ１）と、を備え、
前記電力変換回路（２０）は、
直列接続された第１スイッチング素子（Ｑ２１）及び第２スイッチング素子（Ｑ２２）と、直列接続された第３スイッチング素子（Ｑ２３）及び第４スイッチング素子（Ｑ２４）と、を有し、
前記第１コイルの一端は前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子の接続部に接続され、前記第１コイルの他端は前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子の接続部に接続され、
前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子が前記直流電源の正極側に接続され、前記第２スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子が前記直流電源の負極側に接続されるフルブリッジ回路を備え、
前記第１〜第４スイッチング素子を制御する制御部（３００）と、
前記出力側の電圧を出力側電圧として検出する電圧検出部（２０２）と、をさらに備え、
前記制御部は、
前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とをＯＮとし、前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子とをＯＦＦとする制御、又は、前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子とをＯＮとし、前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とをＯＦＦとする制御と、前記第１〜第４スイッチング素子をいずれもＯＦＦとする制御と、を順に行う期間を含む第１モードと、
前記第１〜第４スイッチング素子をいずれもＯＮとする制御と、前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とをＯＮとし、前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子とをＯＦＦとする制御、又は、前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子とをＯＮとし、前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とをＯＦＦとする制御と、前記第１〜第４スイッチング素子をいずれもＯＦＦとする制御と、を順に行う期間を含む第２モードと、
前記第１〜第４スイッチング素子をいずれもＯＮとする制御と、前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とをＯＮとし、前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子とをＯＦＦとする制御、又は、前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子とをＯＮとし、前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とをＯＦＦとする制御と、順に行う期間を含む第３モードと、のうち、少なくとも２つのモードを実行し、
前記第１モードでは、
前記出力側電圧が所定値よりも小さい場合には、前記第１スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子についてＯＮとＯＦＦとを交互に行い、且つ、前記第２スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子についてＯＦＦ状態を継続する制御、又は、前記第２スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子についてＯＮとＯＦＦとを交互に行い、且つ、前記第１スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子についてＯＦＦ状態を継続する制御を行い、
前記出力側電圧が所定値よりも大きい場合には、前記第１スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子のＯＮ期間と、前記第２スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子のＯＮ期間とを重複させず、且つ、前記第１〜第４スイッチング素子のいずれも、１制御周期に対するＯＮ状態を継続する期間の長さである時比率を５０％未満としてＯＮとＯＦＦとを交互に行う、電力変換装置。 Transformers (Tr11, Tr21, Tr31) including a first coil (L11, L21, L31) and a second coil (L12, L22, L32) that are magnetically coupled from the input side to which the DC power supply (100) is connected; And power to a circuit on the output side via a power conversion circuit (10, 10a, 20, 30, 30a) including switching elements (Q11, Q11a, Q12, Q12a, Q21 to Q24, Q31 to Q33, Q33a). Power conversion device,
Choke coils (L13, L23, L33) provided between the power conversion circuit and the DC power supply;
In order to make the choke coil function as a flyback transformer, the choke coil is connected in parallel to the output side circuit, is magnetically coupled to the choke coil, and an exciting current flows through the choke coil from the positive side to the negative side of the DC power supply. An auxiliary coil (L14, L24, L34) wound in the direction in which the exciting current flows from the negative side to the positive side of the output side circuit,
A rectifier element (D1) connected in series with the auxiliary coil, for supplying power from the DC power supply to the output side via the auxiliary coil, and for interrupting supply of power from the output side to the input side; , Bei to give a,
The power conversion circuit (20) includes:
A first switching element (Q21) and a second switching element (Q22) connected in series, a third switching element (Q23) and a fourth switching element (Q24) connected in series,
One end of the first coil is connected to a connection between the first switching element and the second switching element, and the other end of the first coil is connected to a connection between the third switching element and the fourth switching element. ,
A full bridge circuit in which the first switching element and the third switching element are connected to the positive side of the DC power supply, and the second switching element and the fourth switching element are connected to the negative side of the DC power supply;
A control unit (300) for controlling the first to fourth switching elements;
A voltage detection unit (202) for detecting the output-side voltage as an output-side voltage,
The control unit includes:
Control to turn on the first switching element and the fourth switching element and turn off the second switching element and the third switching element, or turn on the second switching element and the third switching element A first mode including a period in which control for turning off the first switching element and the fourth switching element and control for turning off all of the first to fourth switching elements are sequentially performed;
A control for turning on all of the first to fourth switching elements and a control for turning on the first and fourth switching elements and turning off the second and third switching elements. Or control to turn on the second switching element and the third switching element and turn off the first switching element and the fourth switching element, and to turn off all of the first to fourth switching elements. And a second mode including a period of sequentially performing
A control for turning on all of the first to fourth switching elements and a control for turning on the first and fourth switching elements and turning off the second and third switching elements. Or a control in which the second switching element and the third switching element are turned on, and a control in which the first switching element and the fourth switching element are turned off, and a third mode including a period in which the switching is sequentially performed. Perform at least two modes,
In the first mode,
When the output side voltage is smaller than a predetermined value, ON and OFF are alternately performed for the first switching element and the fourth switching element, and OFF for the second switching element and the third switching element. Control that continues the state, or control that alternately turns ON and OFF for the second switching element and the third switching element, and that continues the OFF state for the first switching element and the fourth switching element Do
When the output side voltage is greater than a predetermined value, the ON period of the first switching element and the fourth switching element does not overlap with the ON period of the second switching element and the third switching element, In addition, all of the first to fourth switching elements perform ON and OFF alternately by setting the duty ratio, which is the length of the period during which the ON state is continued for one control cycle, to be less than 50% .
前記制御部は、前記各モードにおいて、前記電流値が予め定められた所定値となるように各スイッチング素子を制御する、請求項１又は２に記載の電力変換装置。 A current detection unit (103) for detecting a current value of the choke coil;
3. The power converter according to claim 1, wherein the control unit controls each switching element such that the current value becomes a predetermined value in each of the modes. 4.
前記スロープ補償部は、前記第１モード及び前記第２モードでは前記スロープ信号を加算せず、前記第３モードでは前記スロープ信号を加算する、請求項３に記載の電力変換装置。 The control unit further includes a slope compensation unit that adds a slope signal that is a sawtooth wave to the current value,
The power converter according to claim 3 , wherein the slope compensator does not add the slope signal in the first mode and the second mode, and adds the slope signal in the third mode.
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