JP6649305B2 - Wireless communication device and wireless communication method - Google Patents
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Description
本発明は、無線通信装置及び無線通信方法に関する。 The present invention relates to a wireless communication device and a wireless communication method.
［第５世代移動通信を取り巻く背景］
現在、スマートフォンなどの高機能な移動通信端末が爆発的に普及している。携帯電話に関しては、第３世代移動通信から第４世代移動通信に移行し、現在ではさらに先の第５世代移動通信（通称「５Ｇ」）に関する研究開発が進められている。この５Ｇに関して行われている検討のひとつに、マクロセルとスモールセルの利用がある。
[Background surrounding 5th generation mobile communication]
At present, high-performance mobile communication terminals such as smartphones are exploding. With regard to mobile phones, the third generation mobile communication has shifted to the fourth generation mobile communication, and research and development on the further fifth generation mobile communication (commonly known as "5G") are currently underway. One of the studies performed on 5G is the use of macro cells and small cells.
これまでの携帯電話では、ひとつのサービスエリアを半径数キロメートル程度に設定し、このマクロセルのエリアをひとつの基地局装置がカバーしていた。しかし、この様なマクロセル内には非常に膨大な数のユーザが存在する。全体の限りあるシステム容量は各ユーザでシェアされることになるため、膨大な数のユーザを収容するときには、個々のユーザ毎のスループットは低下する。 In conventional mobile phones, one service area is set to a radius of several kilometers, and one macro station area is covered by one base station device. However, there is a very large number of users in such a macrocell. Since the entire system capacity is shared by each user, when accommodating an enormous number of users, the throughput for each user decreases.
この様なスループットの低下を回避するために、トラヒックが集中するような人口密集地に、半径数十メートル程度の非常に小さなサービスエリアであるスモールセルを設定する技術が開発されている。この技術では、スモールセルを活用することで、マクロセルを介さずにスポット的なトラヒックをネットワークにオフロードする。ここでは、スモールセルにおける通信能力とマクロセルにおける通信能力を同時並行的に利用可能な端末装置を想定する。このような端末装置を用いることで、制御情報についてはマクロセルを活用して情報交換を行いながら、ユーザデータをスモールセル側において収容する。これによって、マクロセルとスモールセルのメリットを最大限活用することが可能になる。 In order to avoid such a decrease in throughput, a technology for setting a small cell, which is a very small service area with a radius of about several tens of meters, in a densely populated area where traffic is concentrated has been developed. In this technology, small traffic is used to offload spot-like traffic to a network without going through a macro cell. Here, it is assumed that the terminal device can simultaneously and concurrently use the communication capability in the small cell and the communication capability in the macro cell. By using such a terminal device, user data is accommodated on the small cell side while exchanging control information using a macro cell. This makes it possible to maximize the advantages of the macro cell and the small cell.
先に述べた５Ｇでは、伝送速度の目標値に１０Ｇｂｉｔ／ｓ（ギガビット毎秒）以上が設定されており、このスモールセルでも同様の大容量の通信を行うことでトラヒックの効率的なオフロードを実現する必要がある。マクロセルにおいては長距離伝搬を許容するために周波数の低いマイクロ波帯を利用することが前提となる。しかし、既に周波数資源が枯渇しつつあるマイクロ波帯の現状を考慮し、比較的近距離での通信を想定するスモールセルでは、比較的周波数の高い準ミリ波帯またはミリ波帯の利用が想定されている。この高周波数帯の特徴は、周波数の２乗に反比例して伝搬減衰が大きくなることである。従って、スモールセル基地局は理想的にはユーザ端末に近い場所に設置されることが好ましい。例えば、ビルの屋上の様な設置が容易な場所では、ユーザ端末と基地局との距離が離れ過ぎてしまい、回線設計上、好ましくない。 In 5G described above, the target value of the transmission rate is set to 10 Gbit / s (gigabit per second) or more, and even in this small cell, the same large-capacity communication is performed to realize efficient offload of traffic. There is a need to. In a macro cell, it is assumed that a microwave band having a low frequency is used to allow long-distance propagation. However, considering the current situation in the microwave band where frequency resources are already depleted, small cells that assume relatively short distance communication are expected to use quasi-millimeter wave bands or millimeter wave bands with relatively high frequencies. Have been. The feature of this high frequency band is that the propagation attenuation increases in inverse proportion to the square of the frequency. Therefore, it is preferable that the small cell base station is ideally installed at a location close to the user terminal. For example, in a place where installation is easy, such as on the roof of a building, the distance between the user terminal and the base station is too large, which is not preferable in line design.
一方、スモールセルはトラヒックが集中する場所に設定されることになるため、そこまで光ファイバを敷設することが困難な場所であっても、基地局装置の設置が強く望まれるケースがある。例えば新宿や渋谷などの駅前などの様に非常に人が多く密集する場所にスモールセルの基地局装置を設置する場合を想定すると、その様な場所に隣接するビルの屋上では伝搬減衰が大きくなる。そのため、ビルの屋上よりも高さの低い場所、例えばビルの壁面などへの設置が求められることがある。しかし、既設のビルの壁面に光ファイバを敷設するのは困難な場合があり、その様な場合には無線回線を用いてその基地局装置へのバックホール回線を提供する必要に迫られることがある。 On the other hand, since the small cell is set in a place where traffic is concentrated, even in a place where it is difficult to lay an optical fiber, there is a case where the installation of the base station device is strongly desired. For example, assuming that small cell base station devices are installed in places where there are very many people, such as in front of stations such as Shinjuku and Shibuya, propagation attenuation increases on the rooftop of a building adjacent to such places. . Therefore, installation on a place lower than the roof of the building, for example, on the wall surface of the building, may be required. However, it may be difficult to lay optical fiber on the wall of an existing building, and in such cases, it may be necessary to provide a backhaul line to the base station device using a wireless line. is there.
この様なバックホール回線を提供する場合、スモールセルにおいて求められる１０Ｇｂｉｔ／ｓ以上の大容量伝送に対応するために、同様にミリ波帯を活用して１０Ｇｂｉｔ／ｓ以上の大容量伝送を行う必要がある。この様な環境では、対向する無線局装置は双方が安定的な場所に固定設置されるため、当然ながら見通しが安定的に確保され、且つ、指向性アンテナを相互に向け合うことが一般的である。この場合、ビル間の反射波などはある程度は存在するが、受信される信号の殆どは見通し波成分であり、マルチパス環境とは言いにくい状態であると予想される。この状況は、スモールセル用の基地局装置がビル壁面などの高所に設置され、上方から下方のユーザを見下ろす形で、概ね見通し環境で利用するならば、アクセス系に関しても同様である。 When such a backhaul line is provided, it is necessary to perform a large-capacity transmission of 10 Gbit / s or more similarly utilizing a millimeter wave band in order to cope with a large-capacity transmission of 10 Gbit / s or more required in a small cell. There is. In such an environment, since both opposing radio station devices are fixedly installed in a stable place, it is natural that the line of sight is generally secured naturally and the directional antennas are directed toward each other. is there. In this case, although reflected waves between buildings and the like exist to some extent, most of the received signals are line-of-sight components and are expected to be in a state that is difficult to say in a multipath environment. This situation is the same for the access system if the small cell base station device is installed in a high place such as a building wall surface and is generally used in a line-of-sight environment in a manner of looking down on the user from above.
次に、５Ｇで求められる伝送速度である１０Ｇｂｉｔ／ｓ以上の大容量伝送については、ミリ波帯の活用により非常に広い帯域幅の周波数資源を利用することが可能になり、これにより実現可能性は高まっている。例えば、ミリ波帯を用いたバックホール回線を想定するならば、一例としてＥバンド（７１〜７６ＧＨｚ及び８１〜８６ＧＨｚ）などを用い、仮に１ＧＨｚの帯域幅を用いるとすれば、周波数利用効率は１０ｂｉｔ／ｓ／Ｈｚで済むことになる。しかし、１０ｂｉｔ／ｓ／Ｈｚの周波数利用効率を達成するための既存の無線設備は、概ねＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）チャネルを利用した空間多重伝送を採用している。空間多重伝送は一般にはマルチパス環境を利用しており、ＭＩＭＯチャネルの伝達関数を行列形式で表現したチャネル行列Ｈの特異値分解を行った際に、その結果得られる特異値の絶対値の分布が、その空間多重伝送の特性を表す。具体的には、特異値の絶対値の２乗値は信号対雑音電力比ＳＮＲ（Signal to Noise Ratio）に比例した値であり、空間多重伝送のためには第１特異値のみならず、第２特異値以降も十分に大きな値を持たなければ通信が成り立たない。アクセス系であるスモールセルにおける大容量伝送でも同様であるが、この様な見通し波が支配的な環境での空間多重伝送を実現することが、目的とする無線システムの実現には必要不可欠である。 Next, for large-capacity transmission of 10 Gbit / s or more, which is the transmission rate required for 5G, frequency resources with a very wide bandwidth can be used by utilizing the millimeter wave band. Is growing. For example, if a backhaul line using a millimeter wave band is assumed, the E-band (71 to 76 GHz and 81 to 86 GHz) is used as an example, and if a 1 GHz bandwidth is used, the frequency utilization efficiency is 10 bits. / S / Hz. However, existing radio equipment for achieving a frequency utilization efficiency of 10 bit / s / Hz generally employs spatial multiplexing transmission using a multiple-input multiple-output (MIMO) channel. Spatial multiplexing transmission generally uses a multipath environment, and when a singular value decomposition of a channel matrix H expressing a transfer function of a MIMO channel in a matrix format is performed, a distribution of an absolute value of a singular value obtained as a result is obtained. Represents the characteristics of the spatial multiplexing transmission. Specifically, the square of the absolute value of the singular value is a value proportional to the signal-to-noise ratio (SNR). Communication is not established unless it has a sufficiently large value even after the second singular value. The same applies to large-capacity transmission in small cells that are access systems, but realizing spatial multiplexing transmission in an environment where such line-of-sight waves are dominant is indispensable for realizing a target wireless system. .
上述のように、５Ｇではアクセス系及びバックホール回線共に、ミリ波帯の利用が期待される。また、先に述べたように、高周波数帯の特徴は、周波数の２乗に反比例して伝搬減衰が大きくなることである。例えば２ＧＨｚ帯（既存のアクセス系）と８０ＧＨｚ帯（ミリ波帯を用いる将来システム）とを比較すれば４０倍の周波数であるために、伝搬減衰は１６００倍であり、３２ｄＢの回線利得が不足することになる。もちろん、マクロセルほど広範囲をカバーする必要はないので３２ｄＢの全てを補う必要はないが、一方で高周波数帯では送信段でのハイパワーアンプはあまり高出力のデバイスが存在しないため、この点も加味すれば数１０ｄＢレベルでの追加の回線利得の確保をしなければならないと考えられる。さらには、その様な環境で空間多重伝送も期待されるため、基地局及び端末局の双方において、従来技術に比べて格段に多くのアンテナ素子を備えた無線システムが検討されるようになった。この様な技術をＭａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯと呼ぶ。以下に、Ｍａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯに関する従来技術を紹介する。 As described above, in 5G, use of the millimeter wave band is expected for both the access system and the backhaul line. As described above, the characteristic of the high frequency band is that the propagation attenuation increases in inverse proportion to the square of the frequency. For example, comparing the 2 GHz band (existing access system) with the 80 GHz band (future system using the millimeter wave band), since the frequency is 40 times, the propagation attenuation is 1600 times and the line gain of 32 dB is insufficient. Will be. Of course, it is not necessary to cover all of 32 dB because it is not necessary to cover a wider area than a macro cell. However, in a high frequency band, a high power amplifier in a transmission stage does not have a high output device. In this case, it is considered that additional line gain must be secured at a level of several tens of dB. Furthermore, since spatial multiplexing transmission is also expected in such an environment, a radio system equipped with a much larger number of antenna elements than in the prior art has been studied in both the base station and the terminal station. . Such a technique is called Massive MIMO. In the following, conventional techniques related to Massive MIMO are introduced.
非特許文献１では、基地局側が２５６素子、端末局側が１６素子のアンテナを備え、２５６×１６のサイズのチャネル行列を活用して１６ストリームの空間多重伝送を目指している。この非特許文献１では、複数の信号系列（ストリーム）を伝送するために、その指向性形成を、無線のアナログ回路における複素位相量の回転を用いたアナログビームフォーミングと、デジタル・ベースバンド回路におけるデジタル領域でのデジタルビームフォーミングとを併用して行う。これにより、アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器及びデジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器の多用を避け、消費電力の低減とチャネル情報のフィードバック時の回線利得不足対策を行っている。ただし、ここで形成するアナログビームは例えば水平方向、垂直方向に共に所定の刻み幅（例えば５度間隔）で複数の固定パターンを設定し、その中で比較的受信電力の大きなアナログビームを所定の数だけ選択して利用する。当然ながら、見通し波の到来方向に正確にアナログビームを向けることはできないため、冗長な数のアナログビームを選択すると、Ａ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器の所要数を十分に圧縮することはできない。
In Non-Patent
［見通し波が支配的な場合のＭａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯ技術の拡張］
以上のＭａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯ技術の説明では、主としてアクセス系での利用を想定していたために、概ねマルチパス環境であることを前提としていた。しかし、アクセス系であってもスモールセル基地局が上方に設置され、見下ろす格好で概ね見通しが確保できる場合には、非マルチパス環境での運用が余儀なくされる場合がある。特にバックホール回線の場合にはそれが顕著で、所謂、ライス係数Ｋが１０ｄＢ以上となる、見通し波成分の１／１０以下程度しかマルチパス成分が伴わない環境での利用が想定される。この場合、第１特異値に相当する回線利得と第２特異値以上に相当する回線利得差が２０ｄＢ、ないしはそれ以上となることが予想され、実質的に２ストリーム以上の空間多重伝送は非効率となることが予想される。
[Expansion of Massive MIMO technology when line of sight is dominant]
In the above description of the Massive MIMO technology, since it is mainly assumed to be used in an access system, it is generally assumed that the environment is a multipath environment. However, even in the access system, if the small cell base station is installed at the top, and it is possible to look down and look roughly, it may be necessary to operate in a non-multipath environment. This is particularly remarkable in the case of a backhaul line, and is assumed to be used in an environment in which a so-called Rice coefficient K is 10 dB or more and a multipath component is only about 1/10 or less of a line-of-sight component. In this case, the difference between the line gain corresponding to the first singular value and the line gain corresponding to the second singular value or more is expected to be 20 dB or more, and spatial multiplex transmission of two or more streams is inefficient. It is expected that
この様な環境では、非特許文献２に示される様に、第１特異値に対応する回線利得の効率の高さを活用して、全アンテナ素子を複数のセットに分割し、セット毎にサブアレー構成をとることが有効になる。そして、そのサブアレーを空間的に離して設置することで、サブアレー間の相関を低下させ、第１特異値に対応した伝送を低相関で並列伝送することが有効になる。また、同様に非特許文献３では、ここでのサブアレーのアンテナ開口長が狭く、見通し波が支配的で十分にサブアレー内の各アンテナ素子間の相関が強い場合、各アンテナ素子の送受信ウエイトは周波数依存性を持たない定数として扱うことが可能であり、この場合には時間軸上のサンプリングデータ単位でウエイトの乗算が可能であるという「時間軸ビームフォーミング技術」が提案されている。
In such an environment, as shown in
これは、素子間隔が狭くアンテナ素子の相関が強い場合、アンテナ素子毎の相対的なチャネル情報（ある基準となるアンテナ素子でのチャネル情報に対するチャネル情報の相対値であり、具体的には基準アンテナ素子の第ｋ周波数成分のチャネル情報の複素位相をψｒｅｆ （ｋ）とした場合に、各アンテナ素子にＥｘｐ｛−ｊψｒｅｆ （ｋ）｝を乗算して得られる情報）の複素位相の周波数依存性は、概ね一定となっていることに起因した方式である。例えば受信時においては、これらの各アンテナ素子の受信信号を複素位相が同位相になる様に信号合成するための受信ウエイトの複素位相は、全周波数帯域において概ね一定となっており、全周波数帯で同一の定数の受信ウエイトを用いることが可能となる。一般に、周波数軸上で定数となる関数をフーリエ変換するとδ関数になるため、周波数軸の受信ウエイトをＩＦＦＴにより時間軸上に変換したウエイトは、ｔ＝０の成分のみを考慮すればよいことになる。つまり、遅延波成分を考慮した信号処理が不要であることから、アナログ・ベースバンドの受信信号をＡ／Ｄ変換器でサンプリングしたサンプリングデータに、直接、アンテナ素子毎の所定の係数である時間軸受信ウエイトを乗算すれば、受信信号をＦＦＴ処理などにより一度も周波数軸上の信号に変換することなく、完全に時間軸の信号処理だけで指向性形成を実現することが可能になる。 This is a relative value of channel information for each antenna element (a relative value of channel information with respect to channel information of an antenna element serving as a reference, when the element spacing is narrow and the correlation of antenna elements is strong, If the complex phase of the channel information of the k-th frequency component of the element is ψ ref (k) , the frequency dependence of the complex phase of information obtained by multiplying each antenna element by Exp {−j ref (k) } This is a method based on the fact that it is almost constant. For example, at the time of reception, the complex phase of the reception weight for synthesizing the received signals of these antenna elements such that the complex phases are the same is substantially constant in the entire frequency band, and Thus, it is possible to use reception weights having the same constant. Generally, a Fourier transform of a function that becomes a constant on the frequency axis becomes a δ function. Therefore, the weight obtained by transforming the reception weight on the frequency axis on the time axis by IFFT only needs to consider the component at t = 0. Become. In other words, since it is not necessary to perform signal processing in consideration of the delay wave component, the time base, which is a predetermined coefficient for each antenna element, is directly added to the sampling data obtained by sampling the analog / baseband received signal by the A / D converter. If the reception weight is multiplied, the directivity can be completely formed only by signal processing on the time axis without converting the reception signal into a signal on the frequency axis by FFT processing or the like.
時間軸ウエイトとして乗算する複素位相の回転のための係数は以下の式（１）〜式（３）により求められる。 A coefficient for rotating the complex phase to be multiplied as a time axis weight is obtained by the following equations (1) to (3).
上記の式において、Ｓｉ（ｎ）は、受信したトレーニング信号の中で、第ｉアンテナの第ｎサンプルのサンプリングデータを表し、Ｓｉ（ｎ）＊は、Ｓｉ（ｎ）の複素共役を表す。ＮＦＦＴは所定の周期性を想定し、例えばＯＦＤＭのＦＦＴポイント数の様な相関検出において意味を持つ周期性の値を示す。ψｊは時間軸ビームフォーミングで実施する（受信側の）複素位相の回転量である。関数ａｎｇｌｅ（ｘ）は複素数ｘの複素位相を表す関数であり、ｘの実数部とｘの虚数部の比及び実部と虚部の符号により定まる値である。また、式（１）における相関演算においては所定の周期性としてＯＦＤＭ信号の場合にはＦＦＴポイント数であるＮＦＦＴサンプルに渡り相関演算を行うとしたが、例えばＮＦＦＴの整数倍であっても周期性は維持される様に、その他のサンプル数に渡る相関演算を行っても構わない。 In the above equation, S i (n) represents the sampling data of the n-th sample of the i-th antenna in the received training signal, and S i (n) * represents the complex conjugate of S i (n). Represent. N FFT assumes a predetermined periodicity, and indicates a periodicity value that is significant in correlation detection, such as the number of FFT points in OFDM. ψ j is the amount of rotation of the complex phase (on the receiving side) performed by time axis beamforming. The function angle (x) is a function representing the complex phase of the complex number x, and is a value determined by the ratio of the real part of x to the imaginary part of x and the sign of the real part and the imaginary part. Although the in the correlation calculation in the formula (1) performs a correlation operation over N FFT samples is the number of FFT points in the case of the OFDM signal as a predetermined periodicity, be an integer multiple of example N FFT Correlation calculations over other sample numbers may be performed so that periodicity is maintained.
ここで式（２）より明らかな様に、上記式（１）で与えられる複素係数ｃｊの複素位相と、上記式（２）で与えられる時間軸ウエイトｗｊの複素位相は符号が反転したものとなっている。この意味で、後述する本発明の背景技術及び実施形態において、相対的なチャネル情報に対応する式（１）で与えられる複素係数ｃｊの複素位相を求めることと、時間軸ウエイトｗｊの複素位相を求めることは等価である。 Here, as is clear from the equation (2), the complex phase of the complex coefficient c j given by the above equation (1) and the complex phase of the time axis weight w j given by the above equation (2) have inverted signs. Has become something. In this sense, in the background art and embodiments of the present invention to be described later, obtaining the complex phase of the complex coefficient c j given by Expression (1) corresponding to the relative channel information, and calculating the complex phase of the time axis weight w j Finding the phase is equivalent.
図５は、非特許文献３に記載の従来技術における時間軸ビームフォーミングを用いた無線局装置の構成例（サブアレー分離型）を示す機能ブロック図である。同図に示す無線局装置は、ベースバンド信号処理回路１４０と、送受信信号処理回路９２９−１〜９２９−Ｎとを備える。ベースバンド信号処理回路１４０は、変調器１２０−１〜１２０−Ｎ（ＭＯＤ＃１〜ＭＯＤ＃Ｎ）と、信号分離回路１４１と、復調器１３０−１〜１３０−Ｎ（ＤＥＭ＃１〜ＤＥＭ＃Ｎ）と、制御回路４６０を備える。送受信信号処理回路９２９−ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）は、時間軸送信ウエイト乗算回路９２１−ｎと、Ｄ／Ａ変換器９２２−ｎ−１〜９２２−ｎ−Ｍと、アップコンバータ９２３−ｎ−１〜９２３−ｎ−Ｍと、ダウンコンバータ（ＤＣ）９２４−ｎ−１〜９２４−ｎ−Ｍと、Ａ／Ｄ変換器９２５−ｎ−１〜９２５−ｎ−Ｍと、時間軸受信ウエイト乗算回路９２６−ｎと、ＴＤＤスイッチ（ＴＤＤ−ＳＷ）９２７−ｎとを備える。ＴＤＤスイッチ９２７−ｎは、アンテナ素子９２８−ｎ−１〜９２８−ｎ−Ｍと接続される。ここでＮは空間多重を行う際の多重数（ストリーム数）に相当し、送受信信号処理回路９２９−１〜９２９−Ｎは全体でＮ系統分だけ実装されている。またＭは、各送受信信号処理回路９２９−１〜９２９−Ｎに実装されるサブアレーのアンテナ素子数を表している。
FIG. 5 is a functional block diagram illustrating a configuration example (sub-array separation type) of a wireless station device using time-axis beamforming in the related art described in
ここで送受信信号処理回路９２９−１〜９２９−Ｎ（送受信信号処理回路９２９−ｎにはサブアレーのアンテナ素子９２８−ｎ−１〜９２８−ｎ−Ｍが付随している）は、非特許文献２の様に空間的に離して設置することが想定されている。また、ベースバンド信号処理回路１４０は、送受信信号処理回路９２９−１〜９２９−Ｎそれぞれと有線接続され、この有線上でデジタル・ベースバンド信号が転送されている。制御回路４６０は、フレーム周期や送受信タイミングを管理し、ここでＴＤＤスイッチ９２７−１〜９２７−Ｎの切り替えも管理される。
Here, the transmission / reception signal processing circuits 929-1 to 929-N (the transmission / reception signal processing circuits 929-n are accompanied by sub-array antenna elements 928-n-1 to 928-n-M) are described in
さらに時間軸ビームフォーミング技術では、基本的に時間軸での信号処理を前提とするが、ＯＦＤＭ変調方式の様に周波数軸上の信号を形成する場合でもＦＦＴ処理及びＩＦＦＴ処理により周波数軸上の信号は時間軸上の信号に変換可能であり、この時間軸信号への信号処理の実施により、シングルキャリア伝送と共にＯＦＤＭ変調方式でも同様に時間軸ビームフォーミング技術を適用可能である。ただし、ここでは周波数軸上の信号処理を前提としないため、図５では仮にＯＦＤＭ変調方式などを用いる場合であっても、変調器１２０−１〜１２０−Ｎ及び復調器１３０−１〜１３０−Ｎ（または信号分離回路１４１）内部にＦＦＴ処理及びＩＦＦＴ処理の機能が含まれているものと見做し、これらの表記は省略することとした。したがって、ＯＦＤＭ変調方式やシングルキャリア伝送の如何にかかわらず、変調器１２０−１〜１２０−Ｎ及び復調器１３０−１〜１３０−Ｎからの入出力信号は時間軸上の信号であるものとする。また、信号分離回路１４１では各信号系列間の信号分離を行うが、ここでは時間軸での信号分離を行うことも可能であるし、一旦、ＦＦＴにより周波数軸の信号に変換し、周波数軸で周波数依存性のある信号分離を実施しても構わない。この意味で、復調器１３０−１〜１３０−Ｎへの入力は、時間軸の信号である場合と周波数軸の信号である場合が想定されるが、ここでは簡単のために時間軸での信号を入力するものとして説明する。
Furthermore, the time-axis beamforming technology basically presupposes signal processing on the time axis. However, even when a signal on the frequency axis is formed as in the OFDM modulation method, the signal on the frequency axis is subjected to FFT processing and IFFT processing. Can be converted into a signal on the time axis, and by performing signal processing on the time axis signal, the time axis beamforming technique can be similarly applied to the OFDM modulation method together with the single carrier transmission. However, since signal processing on the frequency axis is not assumed here, the modulators 120-1 to 120-N and the demodulators 130-1 to 130-N in FIG. It is considered that the functions of the FFT processing and the IFFT processing are included in N (or the signal separation circuit 141), and these notations are omitted. Therefore, irrespective of the OFDM modulation method or single carrier transmission, the input / output signals from the modulators 120-1 to 120-N and the demodulators 130-1 to 130-N are signals on the time axis. . Further, the
具体的な信号の流れは以下の通りである。まず信号の送信について説明する。変調器１２０−１〜１２０−Ｎは、それぞれで空間多重を行う各ストリームの時間軸デジタル・ベースバンドの送信信号を生成し、それぞれを時間軸送信ウエイト乗算回路９２１−１〜９２１−Ｎに入力する。時間軸送信ウエイト乗算回路９２１−ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）は、変調器１２０−ｎから入力されたデジタル信号を、送受信信号処理回路９２９−ｎで指向性形成するためのサブアレーの各アンテナ素子９２８−ｎ−１〜９２８−ｎ−Ｍに対応した送信ウエイトを乗算したデジタル信号に変換する。Ｄ／Ａ変換器９２２−ｎ−１〜９２２−ｎ−Ｍは、送信ウエイトが乗算されたデジタル信号をアナログ・ベースバンド信号に変換し、アップコンバータ９２３−ｎ−１〜９２３−ｎ−Ｍは、アナログ・ベースバンド信号を無線周波数帯の信号に変換する。送信時において、ＴＤＤスイッチ９２７−ｎは、アップコンバータ９２３−ｎ−ｍ（ｍは１以上Ｍ以下の整数）をアンテナ素子９２８−ｎ−ｍに接続する。各アンテナ素子９２８−ｎ−１〜９２８−ｎ−Ｍからは、アップコンバータ９２３−ｎ−１〜９２３−ｎ−Ｍから入力されたそれぞれの信号が送信され、送受信信号処理回路９２９−１〜９２９−Ｎ毎に指向性ビームが形成される。 The specific signal flow is as follows. First, signal transmission will be described. The modulators 120-1 to 120-N generate transmission signals of the time base digital baseband of the respective streams to be spatially multiplexed, and input these to the time base transmission weight multiplying circuits 921-1 to 921-N. I do. The time-axis transmission weight multiplying circuits 921-n (n = 1,..., N) are each a sub-array for forming the directivity of the digital signal input from the modulator 120-n by the transmission / reception signal processing circuit 929-n. The signal is converted into a digital signal obtained by multiplying the transmission weights corresponding to the antenna elements 928-n-1 to 928-n-M. The D / A converters 922-n-1 to 922-n-M convert the digital signal multiplied by the transmission weight into an analog baseband signal, and the up-converters 923-n-1 to 923-n-M , Convert the analog baseband signal into a signal in a radio frequency band. At the time of transmission, the TDD switch 927-n connects the upconverter 923-nm (m is an integer of 1 or more and M or less) to the antenna element 928-nm. The signals input from the up-converters 923-n-1 to 923-n-M are transmitted from the antenna elements 928-n-1 to 928-n-M, and the transmission / reception signal processing circuits 929-1 to 929 are transmitted. A directional beam is formed every −N.
次に信号の受信について説明する。アンテナ素子９２８−ｎ−１〜９２８−ｎ−Ｍ（ｎ＝１，…，Ｎ）が受信した信号はＴＤＤスイッチ９２７−ｎを介してダウンコンバータ９２４−ｎ−１〜９２４−ｎ−Ｍに入力される。ダウンコンバータ９２４−ｎ−１〜９２４−ｎ−Ｍは、無線周波数の信号をアナログ・ベースバンド信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器９２５−ｎ−１〜９２５−ｎ−Ｍは、アナログ・ベースバンド信号を、デジタル・ベースバンド信号に変換する。このデジタル・ベースバンド信号は時間軸受信ウエイト乗算回路９２６−ｎに入力される。時間軸受信ウエイト乗算回路９２６−ｎは、入力された信号それぞれに、各アンテナ素子９２８−ｎ−１〜９２８−ｎ−Ｍに対応した受信ウエイトを乗算し、受信ウエイト乗算後の信号を加算合成してそれぞれ１系統の信号系列に変換する。すなわち、時間軸受信ウエイト乗算回路９２６−１〜９２６−Ｎにより、合計でＮ系統の信号系列（ストリーム）に変換され、これらの信号は信号分離回路１４１に入力される。信号分離回路１４１は、各ストリーム間のクロストーク成分を抑圧して信号分離を行い、この分離された信号を対応する復調器１３０−１〜１３０−Ｎに入力する。復調器１３０−１〜１３０−Ｎは、所定の信号検出処理により、データを再生して出力する。
Next, reception of a signal will be described. The signals received by the antenna elements 928-n-1 to 928-n-M (n = 1,..., N) are input to the down converters 924-n-1 to 924-n-M via the TDD switch 927-n. Is done. The down converters 924-n-1 to 924-n-M convert radio frequency signals into analog baseband signals. The A / D converters 925-n-1 to 925-n-M convert an analog baseband signal into a digital baseband signal. This digital baseband signal is input to the time axis reception weight multiplying circuit 926-n. The time axis reception weight multiplying circuit 926-n multiplies each of the input signals by the reception weight corresponding to each of the antenna elements 928-n-1 to 928-n-M, and adds and synthesizes the signals after the reception weight multiplication. And converts them into a single signal sequence. That is, the signals are converted into a total of N signal sequences (streams) by the time axis reception weight multiplying circuits 926-1 to 926 -N, and these signals are input to the
信号分離回路１４１で行うクロストーク成分の抑圧は、時間軸上で実施することも可能であるし、一旦、ＦＦＴ処理により周波数軸信号に変換して周波数軸上で実施することも可能である。ないしは、送受信信号処理回路９２９−１〜９２９−Ｎで行う信号処理のみで済ませ、信号分離回路１４１では特に何も処理を行わなくてもよい。ただしいずれにしても、ここでの信号分離の方法の詳細は本願に直接関係ないために省略する。
The suppression of the crosstalk component performed by the
また、時間軸送信ウエイト乗算回路９２１−１〜９２１−Ｎで用いる時間軸送信ウエイト及び時間軸受信ウエイト乗算回路９２６−１〜９２６−Ｎで用いる時間軸受信ウエイトのそれぞれは、ここでは図示していない時間軸送受信ウエイト取得手段において取得する。そして、同様にここでは図示していない制御回路が、そこで用いる時間軸送受信ウエイトの値を管理する。例えば、通信相手となる無線局が送信したトレーニング信号に対し、Ａ／Ｄ変換器９２５−ｎ−１〜９２５−ｎ−Ｍで取得したサンプリングデータを基に、所定のサンプル数に渡り基準アンテナ素子（例えば９２８−ｎ−１）とのアンテナ素子間の相関値を求め、この複素位相を基に定めてもよい。時間軸受信ウエイトと時間軸送信ウエイトの複素位相の値は、ここでは図示していないパワーアンプとローノイズアンプなどの複素位相の回転量が個々のアンプで異なるため一般には一致しないが、従来技術のインプリシットフィードバックのキャリブレーション手法を用いることで、時間軸受信ウエイトから時間軸送信ウエイトへの変換は可能である。この様にして取得した送受信ウエイトを対応する無線局装置毎にメモリに記憶しておく。そして、送信時及び受信時にはこれらの送受信ウエイトの値を基に時間軸送信ウエイト乗算回路９２１−１〜９２１−Ｎ、時間軸受信ウエイト乗算回路９２６−１〜９２６−Ｎにてウエイトの乗算を行うことになる。 The time axis transmission weights used in the time axis transmission weight multiplying circuits 921-1 to 921-N and the time axis reception weights used in the time axis reception weight multiplication circuits 926-1 to 926-N are shown here. The time axis transmission / reception weight acquisition means obtains it. Similarly, a control circuit (not shown) manages the value of the time axis transmission / reception weight used there. For example, based on the sampling data obtained by the A / D converters 925-n-1 to 925-n-M for a training signal transmitted by a wireless station as a communication partner, the reference antenna element is transmitted over a predetermined number of samples. A correlation value between the antenna elements (for example, 928-n-1) may be determined, and the correlation value may be determined based on the complex phase. The complex phase values of the time axis reception weight and the time axis transmission weight generally do not match because the amount of rotation of the complex phase of a power amplifier and a low noise amplifier (not shown) is different between individual amplifiers. By using the implicit feedback calibration method, it is possible to convert the time axis reception weight to the time axis transmission weight. The transmission / reception weights thus obtained are stored in the memory for each corresponding wireless station device. Then, at the time of transmission and reception, the time axis transmission weight multiplication circuits 921-1 to 921-N and the time axis reception weight multiplication circuits 926-1 to 926-N perform weight multiplication based on the values of these transmission and reception weights. Will be.
図６は、非特許文献３に記載の従来技術における時間軸ビームフォーミングを用いた無線局装置の構成例（サブアレー共用型）を示す機能ブロック図である。同図において、図５と共通の機能には同一の図番号を付与している。同図において、無線局装置９４２は、ベースバンド信号処理回路１４０と、送受信信号処理回路９２９−１〜９２９−Ｎと、分配結合器（ＨＹＢ）９４１−１〜９４１−Ｍと、アンテナ素子９２８−１〜９２８−Ｍとを備える。図５では、送受信信号処理回路９２９−１〜９２９−Ｎは、サブアレー毎に空間的に分離した場所に設置することを想定して異なる筐体に収容され、別筐体のベースバンド信号処理回路１４０との間で有線接続されている構成を示した。一方、図６では、全ての送受信信号処理回路９２９−１〜９２９−Ｎとベースバンド信号処理回路１４０を同一筐体の無線局装置９４２として構成し、アンテナ素子９２８−１〜９２８−Ｍを全体で共用している。このため、例えば送信時においては各送受信信号処理回路９２９−１〜９２９−ＮのＴＤＤスイッチ９２７−１〜９２７−Ｎからの信号を分配結合器９４１−１〜９４１−Ｍで合成し、合成された信号をアンテナ素子９２８−１〜９２８−Ｍから送信する。同様に受信時には、アンテナ素子９２８−１〜９２８−Ｍのそれぞれが受信した信号を分配結合器９４１−１〜９４１−Ｍにより分配する。つまり、分配結合器９４１−ｍ（ｍ＝１，…，Ｍ）は、アンテナ素子９２８−ｍが受信した信号を、ＴＤＤスイッチ９２７−１〜９２７−Ｎに分配して入力する。これ以外の信号処理は全て図５と図６で共通である。
FIG. 6 is a functional block diagram showing a configuration example (shared sub-array type) of a wireless station device using time-axis beam forming in the conventional technology described in
ここで実際の運用においては、図５に示す無線局装置と、図６に示す無線局装置とが対向して通信を行う。例えば、基地局装置については、ビル屋上の様に設置自由度があり、複数個所にサブアレーを設置可能である。一方で、端末局装置側は、ビル壁面などの設置に関する制約が大きい場合、図５を基地局装置、図６を端末局装置とする構成により、端末局装置はサブアレーをひとつのアレーアンテナで共用する形で設置自由度を高めることが可能である。あるいは、例えば端末局装置当たりの伝送容量が空間多重を必要としない程度であれば、図６を基地局装置、図５を送受信信号処理回路９２９−１〜９２９−Ｎのうち１系統のみ（例えば、図５の送受信信号処理回路９２９−１のみ）を実装した端末局装置とすることを想定し、複数の端末局装置と一つの基地局装置とによりマルチユーザＭＩＭＯ伝送を行う構成とすることも可能である。 Here, in actual operation, the wireless station device shown in FIG. 5 and the wireless station device shown in FIG. 6 communicate with each other. For example, the base station apparatus has a degree of freedom in installation as on the roof of a building, and a sub-array can be installed at a plurality of locations. On the other hand, when there is a large restriction on the installation of a building wall or the like on the terminal station device side, the terminal station device shares the sub-array with one array antenna by using the configuration of FIG. 5 as the base station device and FIG. 6 as the terminal station device. It is possible to increase the degree of freedom of installation in the form. Alternatively, for example, if the transmission capacity per terminal station apparatus does not require spatial multiplexing, FIG. 6 shows the base station apparatus, and FIG. 5 shows only one of the transmission / reception signal processing circuits 929-1 to 929-N (for example, 5, only the transmission / reception signal processing circuit 929-1) is implemented, and a configuration in which multi-user MIMO transmission is performed by a plurality of terminal stations and one base station is also possible. It is possible.
［チャネル情報フィードバックにおけるキャリブレーション技術］
一般に、送信側において複数アンテナ素子を用いて指向性形成を行う場合には、上述の非特許文献１から非特許文献３までの技術も含めてＭＩＭＯチャネルのチャネル情報のフィードバックが必要である。この際、アンテナ素子数が膨大になるとフィードバックすべきチャネル情報の情報量が膨大となるために、様々な工夫が必要となる。上述の様なＭａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯシステムにおいては、送信方向のフォワードリンクのチャネル情報を取得するために、受信方向のリバースリンクのチャネル情報を用い、受信時に用いるローノイズアンプ等の回路によって生じる受信信号の複素位相の回転量と、送信時に用いるハイパワーアンプ等の回路によって生じる送信信号の複素位相の回転量との関係を換算し、リバースリンクのチャネル情報に所定のキャリブレーション係数を乗算することでフォワードリンクのチャネル情報を取得することが可能である。一般に、これらの技術は、インプリシットフィードバック技術として知られている（例えば、非特許文献４参照）。ここではキャリブレーション処理の詳細は省略するが、任意の従来技術を用いて受信時に用いるローノイズアンプ等の回路によって生じる受信信号の複素位相の回転量と、送信時に用いるハイパワーアンプ等の回路によって生じる送信信号の複素位相の回転量のアンテナ系統毎の個体差、不確定性は排除できるものとして説明を行う。
[Calibration technology in channel information feedback]
In general, when directivity is formed using a plurality of antenna elements on the transmission side, it is necessary to feed back MIMO channel information including the techniques described in
以上説明してきたミリ波帯などの高周波数帯を用いた無線伝送システムにおいては、以下に示すように、Ａ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器、ならびに、アップコンバータ及びダウンコンバータに関する課題が存在する。 In the wireless transmission system using a high frequency band such as the millimeter wave band described above, there are problems with the A / D converter and the D / A converter, and the up-converter and the down-converter as described below. I do.
上述の「見通し波が支配的な場合のＭａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯ技術の拡張」において説明した時間軸ビームフォーミング技術では、Ａ／Ｄ変換器、Ｄ／Ａ変換器、アップコンバータ、ダウンコンバータがアンテナ素子数分だけ必要になる。また、図６に示した構成例では、これらがアンテナ素子数×ストリーム数分だけ必要になる。一般に、広帯域故に非常にクロック速度の高い環境で利用されるＡ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器は消費電力が大きくなる傾向があり、その結果、発熱量も無視できないレベルになる。発熱量が大きな装置の場合、その熱を放熱するための放熱板などが必要になり、これらは発熱量に比例した大きさが物理的に必要になる。また、回路そのものの設計上の要請に加えて運用時に見込まれる発熱量に対する放熱処理の必要性から、定常的に電力を消費するＡ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器自体も小型化は困難になり、大型化する。 In the time-axis beamforming technology described in the above “Extension of Massive MIMO technology when line-of-sight waves are dominant”, the number of A / D converters, D / A converters, upconverters, and downconverters is equal to the number of antenna elements. Will be needed. Further, in the configuration example shown in FIG. 6, these are required by the number of antenna elements × the number of streams. In general, the power consumption of A / D converters and D / A converters used in an environment with a very high clock speed due to the wide band tends to increase, and as a result, the heat generation also becomes a non-negligible level. In the case of a device that generates a large amount of heat, a heat radiating plate or the like for radiating the heat is required, and these devices physically need to have a size proportional to the amount of the generated heat. Also, it is difficult to reduce the size of A / D converters and D / A converters that constantly consume power due to the need for heat radiation for expected heat generation during operation in addition to the design requirements of the circuit itself. And become larger.
もともと、ミリ波帯の利用を想定したシステムにおいては、アンテナ素子自体は周波数が高まるに従い波長が短くなり、この波長に比例する形でアンテナ素子単体のサイズも小さくすることが可能である。例えば、アンテナ素子のサイズを波長に対して十分に小さく設計可能であり、そのアンテナ素子を１／２波長程度で並べる場合、アンテナ素子数が大きくても全体のアレーアンテナのサイズを小さく設計することが可能になる。例えば、Ｅバンドを想定して中心周波数が８０ＧＨｚであるとすると、１波長は３．７５ｍｍになる。仮に１波長間隔、且つ、正方アレー構造で１６×１６＝２５６素子のアレーアンテナを構成すると、アレーアンテナ全体のサイズは６ｃｍ×６ｃｍ程度の大きさに収まることになる。しかし、このサイズでの実装を実現するためには、Ａ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器自体も１波長である３．７５ｍｍ角以下に収まる構成とし、且つ、運用時に見込まれる発熱量に対する放熱のためのヒートシンクもこの中に納めなければならない。これが出来なければ、実際のアレーアンテナのサイズはＡ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器のサイズ、及びその放熱のヒートシンクのサイズなどに依存することになる。例えば、帯域幅が１ＧＨｚもの広帯域信号を扱うのであれば、ベースバンドで行うサンプリング処理も最低でも１ＧＨｚ以上の超速度で実施する必要がある。速度が速くなれば消費電力が高まり、発熱量も大きくなり、結局のところは小型化を実現することが出来ない。この様に、高周波数帯故に小型化が可能なＭａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯ技術にもかかわらず、消費電力の大きさに起因して小型化が図れない事態になる。この様な理由から、Ａ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器で消費される電力の低減は大きな課題である。 Originally, in a system that assumes use of the millimeter wave band, the wavelength of the antenna element itself becomes shorter as the frequency increases, and the size of the antenna element itself can be reduced in a form proportional to this wavelength. For example, if the size of the antenna element can be designed to be sufficiently small with respect to the wavelength, and the antenna elements are arranged at about 1/2 wavelength, the size of the entire array antenna should be designed to be small even if the number of antenna elements is large. Becomes possible. For example, if the center frequency is 80 GHz assuming the E band, one wavelength is 3.75 mm. If an array antenna of 16 × 16 = 256 elements is formed with a wavelength array and a square array structure, the size of the entire array antenna will fall within a size of about 6 cm × 6 cm. However, in order to realize mounting in this size, the A / D converter and the D / A converter themselves are also configured to fit within 3.75 mm square, which is one wavelength, and the amount of heat generation expected during operation is reduced. A heat sink for heat dissipation must also be accommodated in this. If this is not possible, the actual size of the array antenna will depend on the size of the A / D converter and the D / A converter, and the size of the heat sink for heat dissipation. For example, if a wideband signal having a bandwidth of 1 GHz is handled, it is necessary to perform the sampling process performed in the baseband at a super speed of at least 1 GHz. The higher the speed, the higher the power consumption and the larger the amount of heat generated. As described above, the size cannot be reduced due to the large power consumption, despite the use of the Massive MIMO technology which can be reduced in size due to the high frequency band. For these reasons, reducing the power consumed by the A / D converter and the D / A converter is a major issue.
さらには、消費電力に加えて超高速のＡ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器は、値段的にも高価となるため、アンテナ素子数が１００本単位となれば、なおさらコスト低減のためにＡ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器の総数を減らすことが求められる。これは、アップコンバータ及びダウンコンバータに関しても同様で、アンテナ素子数分のアップコンバータ及びダウンコンバータの実装はコストの増大に繋がる。また、アップコンバータ及びダウンコンバータに入力するローカル発振器は指向性形成のために複素位相の不確定性を排除する必要があるため、ローカル信号の共用化が求められる。これらの高周波信号をアンテナ素子毎に膨大な数を分配することによる損失や、各系統間での相互予被干渉（信号の基板配線上の漏洩）などの影響も無視できない。特に、各系統間の相互予被干渉を回避するためには、それぞれの系統の信号を物理的な距離を隔離することが理想的だが、そのためには更にアレーアンテナの物理的なサイズの大規模化に繋がる。 Furthermore, in addition to the power consumption, an ultra-high-speed A / D converter and a D / A converter are also expensive, so that if the number of antenna elements is in units of 100, the cost is further reduced. There is a need to reduce the total number of A / D converters and D / A converters. The same applies to the up converter and the down converter, and mounting the up converter and the down converter for the number of antenna elements leads to an increase in cost. In addition, local oscillators input to the up-converter and the down-converter need to eliminate the uncertainty of the complex phase in order to form directivity. Therefore, it is required to share local signals. The loss due to distributing an enormous number of these high-frequency signals for each antenna element and the influence of mutual interference between the systems (leakage of signals on the board wiring) cannot be ignored. In particular, to avoid mutual interference between the systems, it is ideal to separate the signals of the respective systems from each other at a physical distance. It leads to conversion.
したがって、各無線局装置のアレーアンテナをより小型に構成するためには、時間軸ビームフォーミングを活用する場合においても、可能な限り実装するＡ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器で消費される電力を低減する必要がある。 Therefore, in order to make the array antenna of each wireless station device smaller, even when utilizing time-axis beamforming, it is consumed by the A / D converter and the D / A converter mounted as much as possible. Power needs to be reduced.
また、上述のように、高周波数帯を用いたＭａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯ技術では、波長の短さ故にアンテナサイズを物理的に小型化し、装置全体のサイズを小さくすることが可能になる。この際、例えば送受信アンテナを共用しながら、ＴＤＤスイッチなどで送信系と受信系を切り替えて利用する際にＴＤＤスイッチでは送信信号が受信系に漏れこむことを避けて、十分なアイソレーションを確保する必要がある。しかし、装置の規模が小型化すると、ＴＤＤスイッチもシンプルな構成にする必要に迫られる。送受信系間のアイソレーションを確保するためには、スイッチを多段にしてアイソレーションをかせぐ方法もあるが、これでは多段のスイッチ分の物理的なサイズが実装時に必要となり小型化には不向きである。このような問題を回避するためには、送信アンテナと受信アンテナを物理的に分けることが想定されるが、送信アンテナと受信アンテナとが異なる場合には、インプリシットフィードバックを行う上でのチャネルの対称性が破れることになるため、インプリシットフィードバックが利用できなくなってしまうという問題があった。 Further, as described above, in the Massive MIMO technology using a high frequency band, the antenna size can be physically reduced due to the short wavelength, and the overall size of the device can be reduced. In this case, for example, when switching between a transmission system and a reception system using a TDD switch or the like while sharing a transmission / reception antenna, the TDD switch prevents a transmission signal from leaking into the reception system and ensures sufficient isolation. There is a need. However, when the size of the device is reduced, the TDD switch also needs to have a simple configuration. In order to ensure isolation between the transmitting and receiving systems, there is a method of increasing the isolation by using multiple switches. . In order to avoid such a problem, it is assumed that the transmitting antenna and the receiving antenna are physically separated. However, if the transmitting antenna and the receiving antenna are different, the channel of the implicit feedback is used. Since the symmetry is broken, there is a problem that the implicit feedback cannot be used.
非特許文献５及び非特許文献６において、このような問題を解決するための技術としては、一部のアンテナ素子を用いてチャネル推定した結果を基に、その他の全体のアンテナ素子の複素位相の回転量情報ないしは送受信ウエイトに関する情報を取得する方法が提案されている（非特許文献５及び６参照）。
In
時間軸ビームフォーミング技術では、例えば受信時においては送受信局間の到来波のメインパスを抽出し、その方向にアンテナ素子群の指向性利得を向けるための信号処理を行う。その際に用いる送受信ウエイトは周波数依存性を持たない定数となり、その結果、様々な点で信号処理を軽減する。ただし、デジタル的な信号処理を基本としているために、アンテナ素子毎に個別にデジタル信号処理上において送受信ウエイトを乗算し、それに付随してアンテナ系統毎に個別のＡ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器及びＤ／Ａ（デジタル／アナログ）変換器を必要としていた。 In the time axis beamforming technique, for example, at the time of reception, a main path of an incoming wave between a transmitting and receiving station is extracted, and signal processing for directing the directional gain of the antenna element group in the direction is performed. The transmission and reception weights used at this time are constants having no frequency dependence, and as a result, signal processing is reduced at various points. However, since digital signal processing is basically used, transmission / reception weights are multiplied individually for each antenna element in digital signal processing, and an A / D (analog / digital) conversion is performed separately for each antenna system. And a D / A (digital / analog) converter.
しかし、周波数依存性を持たない係数の乗算処理は、例えば振幅の変化を伴わない複素位相の回転処理だけに限定すれば、必ずしもデジタル的な信号処理を必要としない。具体的には、アナログ回路である移相器を用い、アナログ信号を所定の複素位相回転に設定されたこの移相器を経由させることで、実質的にウエイトの乗算処理と等価な信号処理を実現することができる。非特許文献１では、移相器を用いて指向性制御を実現しているが、これは例えば水平／垂直方向に５度刻みで設定する所定の方向毎に、アンテナ素子毎の位相回転量の組み合わせセットを事前に定めておき、何らかの制御手順で得られたビームを向けるべき方向に合わせて、各移相器の位相回転量を設定していた。しかし、この位相回転量の組み合わせセットは事前に設定されたメニューから選択することになり、この方向毎に個別にトレーニング信号を送信しながら、最も受信レベルが高くなる方向を検索する必要があった。しかし、時間軸ビームフォーミングでは、端末局装置側から送信されるトレーニング信号を基に各アンテナ素子の位相回転量を最適化するため、指向性形成に用いる位相回転量の算出などを簡易にフィードバックすることが可能であると共に、複素位相の回転量の組み合わせセットは、事前のメニューなどを必要とせず格段に高い自由度で設定可能であった。
However, multiplication processing of coefficients having no frequency dependence does not necessarily require digital signal processing if it is limited to, for example, only rotation processing of a complex phase without a change in amplitude. Specifically, by using a phase shifter that is an analog circuit and passing the analog signal through this phase shifter set to a predetermined complex phase rotation, signal processing substantially equivalent to weight multiplication processing is performed. Can be realized. In
そこで、従来の技術における無線局装置（無線通信装置）は、デジタルアシスト型のアナログビームフォーミングを採用する。すなわち、無線局装置は、各移相器で行う複素位相の回転量の算出処理をデジタル信号処理で実施し、そのデジタル信号処理的に得られた複素位相の値を用いて移相器を制御することにより、所望の複素位相を回転させてアナログ信号上で指向性形成を行う。 Therefore, a wireless station device (wireless communication device) in the related art employs digital assist type analog beamforming. That is, the wireless station device performs the calculation of the amount of rotation of the complex phase performed by each phase shifter by digital signal processing, and controls the phase shifter using the complex phase value obtained by the digital signal processing. Thus, a desired complex phase is rotated to form directivity on an analog signal.
まず、時間軸ビームフォーミングは、到来波の最大強度となるパスに指向性を向ける制御に相当する。そのため、最大強度となるパスの方向からの到来波の平面波近似では、平面的に配置されたアンテナ素子から平面波の波面（信号の複素位相が同位相となる平面）へ引いた垂線の長さは経路長差となり、その経路長差は幾何学的な周期性を持ち、座標の関数で与えられることになる。また、送受信ウエイトは、その経路長差をキャンセルする複素位相の回転に対応する係数になる。 First, time-axis beamforming corresponds to control for directing a directivity to a path where the intensity of an incoming wave is maximum. Therefore, in the plane wave approximation of the arriving wave from the direction of the path having the maximum intensity, the length of the perpendicular drawn from the antenna element arranged in a plane to the wavefront of the plane wave (the plane where the complex phase of the signal is the same) is The path length difference has a geometric periodicity, and is given as a function of coordinates. The transmission / reception weight is a coefficient corresponding to the rotation of the complex phase for canceling the path length difference.
もちろん、実際にはマルチパス成分を伴う上に測定誤差も含むため、アンテナ素子毎の複素位相の回転量は綺麗な周期性から若干ずれることになる。しかし、近似的にはアンテナが配置される平面上にｘ軸、ｙ軸を設定し、アンテナ素子の座標点に対してｚ軸を複素位相の回転量として３次元表記を行い、各アンテナ素子の座標に対してその複素位相の回転量をプロットすると、全プロット点は平面波近似ではひとつの平面上に存在することになる。なお、複素位相の回転量ψは、±２π×整数を加算しても複素数Ｅｘｐ（−ｊ｛ψ±２π×整数｝）は全く等価であるため、全体のアンテナ開口が大きい場合には各アンテナ素子の座標によっては±２π×整数を加算した値として平面上に存在すると見なすべき場合もあるが、その様な複素位相のオフセットを考慮すれば、少数のアンテナ素子で複素位相の回転量を求め、残りのアンテナ素子は経路長差を基に線形補間処理で複素位相の回転量を近似的に取得することができる。 Of course, the rotation amount of the complex phase for each antenna element slightly deviates from the beautiful periodicity because it actually involves a multipath component and also includes a measurement error. However, approximately, an x-axis and a y-axis are set on a plane on which the antenna is arranged, and three-dimensional notation is performed with respect to a coordinate point of the antenna element as a rotation amount of a complex phase on the z-axis. If the amount of rotation of the complex phase is plotted against the coordinates, all plot points will be on one plane in the plane wave approximation. In addition, since the complex number Exp (−j ｛ψ ± 2π × integer ψ) is completely equivalent even if ± 2π × integer is added to the rotation amount 複 素 of the complex phase, each antenna is large when the whole antenna aperture is large. Depending on the coordinates of the elements, there are cases where it is necessary to consider that they exist on a plane as a value obtained by adding ± 2π × integer. However, considering such a complex phase offset, the rotation amount of the complex phase can be obtained with a small number of antenna elements. The remaining antenna elements can approximately acquire the rotation amount of the complex phase by linear interpolation based on the path length difference.
また、装置の設計上、送信アンテナと受信アンテナを分離するようなアップリンク／ダウンリンクのチャネルの非対称性が伴う場合でも、この経路長差を考慮すれば複素位相の回転量を近似的に取得することは可能である。複数のアンテナ素子を用いたシステムにおいては、通常、アンテナ素子間の結合を回避するために、アンテナ素子を半波長以上離して設置するのが一般的である。逆に言えば、最短で半波長程度の素子間隔での運用が可能になる訳であるが、波長が短い高周波数帯のシステムにおいては、アンテナ素子間の物理的な距離を非常に狭めて実装することが予想される。例えば、８０ＧＨｚ帯を想定すれば、波長は３．７５ｍｍ程度であり、数ミリ間隔でアンテナ素子が配列される場合がある。ここで、時分割で送信と受信とを切り替え、送受信アンテナを共用する場合には、この間隔の中に送信用のハイパワーアンプと受信用のローノイズアンプが実装されることになり、これらのアンプが近接するとハイパワーアンプからの信号がローノイズアンプ側に漏洩する可能性がある。 Further, even in the case where the uplink / downlink channel asymmetry that separates the transmission antenna and the reception antenna is involved in the design of the apparatus, the rotation amount of the complex phase is approximately obtained by considering the path length difference. It is possible to do. In a system using a plurality of antenna elements, generally, the antenna elements are generally set apart by a half wavelength or more in order to avoid coupling between the antenna elements. Conversely, it is possible to operate at the shortest element spacing of about half a wavelength, but in a high frequency band system with a short wavelength, the physical distance between antenna elements is extremely narrow It is expected to be. For example, assuming an 80 GHz band, the wavelength is about 3.75 mm, and antenna elements may be arranged at intervals of several millimeters. Here, when switching between transmission and reception is performed in a time-division manner and a transmission / reception antenna is shared, a high-power amplifier for transmission and a low-noise amplifier for reception are mounted in this interval, and these amplifiers are mounted. If the signals are close to each other, a signal from the high power amplifier may leak to the low noise amplifier.
また、時分割で切り替えるためのスイッチも、このサイズに収まるほど小型でありながら、送信側と受信側のアイソレーションを十分に確保しなくてはならず、条件的には厳しい状態になる。さらに言えば、時分割スイッチを導入する場合には、ハイパワーアンプで増幅された信号は時分割スイッチを経由してアンテナ素子に入力されるので、ハイパワーアンプの送信出力は時分割スイッチを経由することによる通過損失分だけロスすることになる。同様に、アンテナで受信された信号は、ローノイズアンプに入力される前に時分割スイッチを経由するため、こちらも時分割スイッチを経由することによる通過損失分だけロスすることになり、その分、ＳＮＲ特性が劣化する。特に、送受信のアイソレーションを確保するために時分割スイッチを多段のスイッチで構成する場合などは、この通過損失が大きくなり、この影響は無視できない。この様な背景から、送信アンテナと受信アンテナを分離して装置を設計する場合があり、アップリンク／ダウンリンクのチャネルの非対称性に対応した対策が求められる。 Also, a switch for time-division switching is small enough to fit in this size, but it is necessary to ensure sufficient isolation between the transmission side and the reception side, which is in a severe condition. Furthermore, when introducing a time division switch, the signal amplified by the high power amplifier is input to the antenna element via the time division switch, so the transmission output of the high power amplifier passes through the time division switch Loss due to the passing loss. Similarly, since the signal received by the antenna passes through the time division switch before being input to the low noise amplifier, the signal is also lost by the passage loss caused by passing through the time division switch. SNR characteristics deteriorate. In particular, when a time-division switch is composed of multi-stage switches in order to secure transmission / reception isolation, the passage loss increases, and this effect cannot be ignored. From such a background, there are cases where the transmission antenna and the reception antenna are separately designed in the device, and a measure corresponding to the asymmetry of the uplink / downlink channel is required.
しかし、この様な場合でも、例えば経路長差をΔＬ、波長をλとすれば、送信も受信も同様に、経路長差をキャンセルするための複素位相の回転量は共通に（２πΔＬ／λ）で与えられる。この際、最低３つのアンテナ素子における複素位相の回転量が求まれば、その３点を含む平面上の各アンテナ素子座標の複素位相の回転量から、残りのアンテナ素子の複素位相の回転量が算出できる。４点以上のアンテナ素子で複素位相の回転量を算出できれば、各アンテナ素子の座標と複素位相の回転量で与えられる３次元空間上の平面のｚ軸座標（複素位相の回転量）と、算出された複素位相の回転量との誤差を最小にする最小二乗法のアプローチで、最も２乗誤差の和の小さな平面を算出し、その平面上での各アンテナ座標に対する複素位相の回転量を求め、これを移相器に設定して対応してもよい。 However, even in such a case, if, for example, the path length difference is ΔL and the wavelength is λ, the amount of rotation of the complex phase for canceling the path length difference is common (2πΔL / λ) in both transmission and reception. Given by At this time, if the amount of rotation of the complex phase of at least three antenna elements is obtained, the amount of rotation of the complex phase of the remaining antenna elements is obtained from the amount of rotation of the complex phase of each antenna element coordinate on the plane including the three points. Can be calculated. If the amount of rotation of the complex phase can be calculated with four or more antenna elements, the z-axis coordinate (the amount of rotation of the complex phase) of the plane in the three-dimensional space given by the coordinates of each antenna element and the amount of rotation of the complex phase is calculated. By using the least squares approach to minimize the error with the amount of rotation of the complex phase, the plane with the smallest sum of the square errors is calculated, and the amount of rotation of the complex phase with respect to each antenna coordinate on the plane is calculated. , May be set in a phase shifter.
また、仮に上述の様にアップリンクとダウンリンク（すなわち送受信）のアンテナ素子が異なる構成を取る場合であっても、アップリンクのアンテナ素子とダウンリンクのアンテナ素子が入り混じって全体のアンテナ構成を取る場合には、アップリンクの受信アンテナでそのアンテナ素子の複素位相の回転量を求めたら、その他のダウンリンク用のアンテナ素子をアップリンクでも用いると仮定した場合のアップリンクの複素位相の回転量も算出することが可能であり、そのアンテナ素子のアップリンクでの位相回転量を基にキャリブレーション処理を実施し、ダウンリンク用のアンテナ素子の複素位相の回転量を算出することができる。 Even if the uplink and downlink (that is, transmission / reception) antenna elements have different configurations as described above, the uplink antenna element and the downlink antenna element are mixed and the overall antenna configuration is reduced. When taking the amount of rotation of the complex phase of the antenna element in the uplink receiving antenna, the amount of rotation of the complex phase of the uplink assuming that the other antenna elements for downlink are also used in the uplink Can be calculated, and a calibration process can be performed based on the phase rotation amount of the antenna element in the uplink, and the rotation amount of the complex phase of the antenna element for the downlink can be calculated.
ないしは、アップリンク用のアンテナ素子群とダウンリンク用のアンテナ素子群が物理的に分離して構成されている場合でも、アップリンク用のアンテナ素子群とダウンリンク用のアンテナ素子群が単純な平行移動関係にある場合（すなわち、同一平面上で且つ、各アンテナ素子の相対的な位置関係が送受信アンテナで変わらない場合）、受信側のアンテナで求めたダウンリンクの複素位相の回転量をそのまま送信側の対応するアンテナ素子の複素位相として用いたとしても、送受信局間の距離が十分に離れていて、共通の平面波近似が可能と予想される場合には、十分に近似的に有効な指向性形成が可能であると予想される。 Alternatively, even when the uplink antenna element group and the downlink antenna element group are physically separated, the uplink antenna element group and the downlink antenna element group are simply arranged in parallel. In the case of a moving relationship (that is, when the relative positional relationship between the antenna elements does not change between the transmitting and receiving antennas on the same plane), the amount of rotation of the downlink complex phase obtained by the receiving antenna is transmitted as it is. Even if it is used as the complex phase of the corresponding antenna element on the side, if the distance between the transmitting and receiving stations is sufficiently large and it is expected that a common plane wave approximation is possible, a sufficiently approximate effective directivity It is expected that formation is possible.
なお、図５及び図６に対応するように、指向性ビームを複数のサブアレーに分離して形成する「サブアレー分離型」による構成と、ひとつのアレーで複数の指向性ビームを実現する「サブアレー共用型」（厳密には、サブアレーに分離していないので、「一体型アレー」と理解してもよい）による構成のバリエーションが存在するが、ここでは「サブアレー分離型」について説明を行う。 As shown in FIGS. 5 and 6, a “sub-array separation type” configuration in which a directional beam is divided into a plurality of sub-arrays and a “sub-array shared” that realizes a plurality of directional beams in one array are provided. Although there is a variation in the configuration according to the “type” (strictly speaking, it is not separated into sub-arrays, it may be understood as an “integrated array”), the “sub-array separated type” will be described here.
図７に、従来技術における直線状にアンテナ素子が配置されたリニアアレーにおける複素位相の回転量予測の概要を示す。同図では、アンテナ素子４０１−１〜４０１−５が直線状に配置されている状態が示されている。まず、リニアアレーの正面方向に対して角度θ方向から到来する平面波について考える。また、各アンテナの素子の間隔をｄとする。ここで、アンテナ素子４０１−１における受信信号をΦ１（ｔ）、アンテナ素子４０１−２における受信信号をΦ２（ｔ）、・・・、アンテナ素子４０１−５における受信信号をΦ５（ｔ）とし、アンテナ素子４０１−１を基準とした第ｓアンテナ素子（ｓは２以上の整数）の経路長差をΔＬｓとする。便宜上、ΔＬ１は０とする。 FIG. 7 shows an outline of a prediction of a rotation amount of a complex phase in a conventional linear array in which antenna elements are linearly arranged. FIG. 3 shows a state in which the antenna elements 401-1 to 401-5 are linearly arranged. First, consider a plane wave arriving from the angle θ direction with respect to the front direction of the linear array. The distance between the elements of each antenna is d. Here, the received signal at the antenna element 401-1 is Φ1 (t), the received signal at the antenna element 401-2 is Φ2 (t),..., And the received signal at the antenna element 401-5 is Φ5 (t). Let ΔLs be the path length difference of the s-th antenna element (s is an integer of 2 or more) with respect to antenna element 401-1. ΔL1 is set to 0 for convenience.
一般に、波長がλの時に経路長ΔＬを経由すると、複素位相は２πΔＬ／λだけ回転する。平面波近似を想定すると、アンテナ素子４０１−１とアンテナ素子４０１−２の間の経路長差はΔＬ２＝ｄ・Ｓｉｎθである。同様に、アンテナ素子４０１−１とアンテナ素子４０１−３の間の経路長差はΔＬ３＝２×ｄ・Ｓｉｎθ、アンテナ素子４０１−１とアンテナ素子４０１−４の間の経路長差はΔＬ４＝３×ｄ・Ｓｉｎθ、アンテナ素子４０１−１とアンテナ素子４０１−５の間の経路長差はΔＬ５＝４×ｄ・Ｓｉｎθとなっている。 In general, when the wavelength is λ and passes through the path length ΔL, the complex phase rotates by 2πΔL / λ. Assuming plane wave approximation, the path length difference between antenna element 401-1 and antenna element 401-2 is ΔL2 = d · Sin θ. Similarly, the path length difference between antenna element 401-1 and antenna element 401-3 is ΔL3 = 2 × d · Sin θ, and the path length difference between antenna element 401-1 and antenna element 401-4 is ΔL4 = 3 × d · Sin θ, and the path length difference between the antenna element 401-1 and the antenna element 401-5 is ΔL5 = 4 × d · Sin θ.
したがって、ある波長λの周波数成分に着目すれば、平面波近似が成立する波で、Φ２（ｔ）≒Ｅｘｐ｛−２πｊΔＬ２／λ｝Φ１（ｔ）、Φ３（ｔ）≒Ｅｘｐ｛−２πｊΔＬ３／λ｝Φ１（ｔ）、Φ４（ｔ）≒Ｅｘｐ｛−２πｊΔＬ４／λ｝Φ１（ｔ）、Φ５（ｔ）≒Ｅｘｐ｛−２πｊΔＬ５／λ｝Φ１（ｔ）の関係が成り立つ。上述のΔＬｓ＝（ｓ−１）ｄ・Ｓｉｎθの関係を用いれば、Φｓ（ｔ）≒Ｅｘｐ｛−２πｊ（ｓ−１）ｄ・Ｓｉｎθ／λ｝Φ１（ｔ）であり、アンテナ素子間でそれぞれＥｘｐ｛−２πｊｄ・Ｓｉｎθ／λ｝ずつ複素位相が回転していることになる。したがって、例えばアンテナ素子４０１−１とアンテナ素子４０１−５にてチャネル推定を実施し、この間の複素位相の回転量を基に、その複素位相の差分の１／４ずつがアンテナ素子毎に回転すると予測することが可能になる。 Therefore, if attention is paid to the frequency component of a certain wavelength λ, a wave for which the plane wave approximation is established is Φ2 (t) ≒ Exp ｛-2πjΔL2 / λ｝ Φ1 (t), Φ3 (t) ≒ Exp ｛-2πjπL3 / λ｝ The relationship of Φ1 (t), Φ4 (t) ≒ Exp ｛−2πjΔL4 / λ｝ Φ1 (t), Φ5 (t) ≒ Exp ｛−2πjｊL5 / λ｝ Φ1 (t) holds. Using the above relationship of ΔLs = (s−1) d · Sinθ, Φs (t) ≒ Exp ｛−2πj (s−1) d · Sinθ / λ｝ Φ1 (t), and each antenna element has This means that the complex phase is rotated by Exp {-2πjd · Sinθ / λ}. Therefore, for example, channel estimation is performed by the antenna elements 401-1 and 401-5, and based on the rotation amount of the complex phase between them, １ ／ of the difference of the complex phase rotates for each antenna element. It becomes possible to predict.
同様の予測は、アンテナ素子が１次元的に配列している場合の他に、２次元的に配列している場合でも可能となる。次に、図８を用いて従来技術における平面状に構成されたアレーアンテナの複素位相の回転量予測の具体例を説明する。図８において、「○」で示したアルファベットのａ〜ｚ及びＡ〜Ｋはアンテナ素子を表す。ここでは最密充填状に正三角形を敷き詰めた形状の例を示すが、形状はその他の如何なる構成であっても構わない。 Similar prediction is possible not only when the antenna elements are arranged one-dimensionally but also when the antenna elements are arranged two-dimensionally. Next, with reference to FIG. 8, a description will be given of a specific example of a conventional technique for predicting a rotation amount of a complex phase of an array antenna configured in a plane. In FIG. 8, a to z and A to K in the alphabets shown by “O” represent antenna elements. Here, an example of a shape in which equilateral triangles are spread in a close-packed manner is shown, but the shape may be any other configuration.
例えば、無線局装置は、２重丸で示されたアンテナ素子ｉ、ｍ、ｑの３点のチャネル推定を行い、その３点のチャネル情報の複素位相が求まったとする。ここで、例えば、アンテナ素子ｉを基準アンテナとし、アンテナ素子ｉとアンテナ素子ｍの間の複素位相の回転量をζ、アンテナ素子ｉとアンテナ素子ｑの間の複素位相の回転量をηとする。この場合、アンテナ素子ｉとアンテナ素子ｍを結ぶ直線上のアンテナ素子に着目すれば、アンテナ素子ｃではζ×１／３、アンテナ素子ｄではζ×２／３、アンテナ素子Ｂではζ×４／３、アンテナ素子ｕでは−ζ×１／３と近似可能である。同様に、アンテナ素子ｉとアンテナ素子ｑを結ぶ直線上のアンテナ素子に着目すれば、アンテナ素子ｂではη×１／３、アンテナ素子ｇではη×２／３、アンテナ素子Ｇではη×４／３、アンテナ素子ｖでは−η×１／３と近似可能である。これを拡張すれば２次元的な予測も可能であり、一例としてアンテナ素子ａであればζ×１／３＋η×１／３、アンテナ素子Ｈであれば−ζ×１／３＋η×４／３、アンテナ素子Ｅであればζ×２／３＋η×３／３といったように予測可能である。
For example, it is assumed that the wireless station device performs channel estimation at three points of antenna elements i, m, and q indicated by double circles, and obtains a complex phase of channel information at the three points. Here, for example, the antenna element i is used as a reference antenna, the rotation amount of the complex phase between the antenna element i and the antenna element m is ζ, and the rotation amount of the complex phase between the antenna element i and the antenna element q is η. . In this case, focusing on the antenna element on the straight line connecting the antenna element i and the antenna element m, ζ × １ ／ for the antenna element c, ζ × ２ for the antenna element d, and ζ × 4 / for the antenna element B. 3, the antenna element u can approximate -ζ × １ ／. Similarly, focusing on the antenna element on the straight line connecting the antenna element i and the antenna element q, η × １ ／ for the antenna element b, η × ２ for the antenna element g, and η × 4 / for the
以上の予測を可能とするための条件としては、複素位相の回転量情報を取得するアンテナ素子の中のふたつのアンテナ素子の間において、複素位相の回転量がπ以下である必要がある。例えば、図７の場合を例に取れば、アンテナ素子４０１−１とアンテナ素子４０１−５の間の複素位相差がπ／２であったとしても−３π／２であったとしても、Ｅｘｐ｛ｊ・π／２｝＝Ｅｘｐ｛−ｊ・３π／２｝であることから区別することができない。仮に複素位相差がπ／２であれば、アンテナ素子４０１−１とアンテナ素子４０１−２の間の複素位相差はπ／２×（１／４）であるはずであるが、仮に複素位相差が−３π／２であれば、アンテナ素子４０１−１とアンテナ素子４０１−２の間の複素位相差は−３π／２×（１／４）であるはずである。 As a condition for enabling the above prediction, the rotation amount of the complex phase needs to be π or less between two antenna elements among the antenna elements for acquiring the rotation amount information of the complex phase. For example, taking the case of FIG. 7 as an example, even if the complex phase difference between the antenna element 401-1 and the antenna element 401-5 is π / 2 or -3π / 2, Exp ｛ j · π / 2} = Exp {−j · 3π / 2} and cannot be distinguished. If the complex phase difference is π / 2, the complex phase difference between the antenna element 401-1 and the antenna element 401-2 should be π / 2 × (1/4). Is −3π / 2, the complex phase difference between antenna element 401-1 and antenna element 401-2 should be −3π / 2 × (１ ／).
上記の様な不確定性がある状況では正しく複素位相の回転量情報の予測を行うことは出来ないため、複素位相の回転量情報を取得するアンテナ素子間の複素位相差はπ以下である必要がある。なお、実際の測定においては雑音による測定誤差やマルチパスの影響により複素位相のふらつきも予想される。そのため、実際には複素位相差はπよりも余裕を持って小さな値である必要がある。その目安となる値は反射波の影響の大小で異なるために一概には言えないが、アンテナ素子間隔ｄを小さくしたり、到来角θが十分に小さい場合には、経路長差ΔＬが小さくなるために、経路長差に伴う複素位相の変化量は十分に小さくすることが可能である。図８の例では、アンテナ素子ｉ、ｍ、ｑの３点が比較的離れた位置関係になっているが、アンテナ素子間の複素位相差をπ以下にするために、相互の素子間隔が小さな隣接するアンテナ素子（例えばアンテナ素子ａ、ｅ、ｆなど）を利用することも可能である。なお、図８では３つのアンテナ素子でチャネルを推定して残りのアンテナ素子の複素位相を２次元平面的に近似する場合の例を示したが、より多くのアンテナ素子において複素位相の回転量情報を取得する場合には、もう少し細かな複素位相の回転量情報の予測が可能となる。なお、当然ではあるがアンテナ素子の並び方に対しては本質的な制約はないため、図８の様な細密充填構造である必然性はなく、例えば正方格子アレーを用いることも可能である。 In the situation where there is uncertainty as described above, it is not possible to correctly predict the rotation amount information of the complex phase, so the complex phase difference between the antenna elements that obtains the rotation amount information of the complex phase must be π or less. There is. In an actual measurement, a complex phase may fluctuate due to a measurement error due to noise or an influence of multipath. Therefore, actually, the complex phase difference needs to be a small value with a margin larger than π. The standard value cannot be unconditionally determined because the influence of the reflected wave differs depending on the magnitude of the reflected wave. However, when the antenna element distance d is reduced or the arrival angle θ is sufficiently small, the path length difference ΔL decreases. Therefore, the amount of change in the complex phase due to the path length difference can be made sufficiently small. In the example of FIG. 8, the three points of the antenna elements i, m, and q have a relatively distant positional relationship. However, in order to reduce the complex phase difference between the antenna elements to π or less, the mutual element spacing is small. It is also possible to use adjacent antenna elements (for example, antenna elements a, e, f, etc.). FIG. 8 shows an example in which the channel is estimated by three antenna elements and the complex phases of the remaining antenna elements are approximated in a two-dimensional plane. Is obtained, it is possible to predict the rotation amount information of the complex phase with a little more fineness. Note that, of course, there is no essential restriction on the arrangement of the antenna elements. Therefore, there is no necessity for a densely packed structure as shown in FIG. 8, and for example, a square lattice array can be used.
次に、図９〜図１１を用いて従来技術における平面状に構成された正方アレーアンテナの複素位相の回転量予測の具体例を説明する。詳細は後述するが、ここでは送信アンテナと受信アンテナを分離した構成を想定して説明を行う。図９において、「○」で表したａ〜ｒは受信アンテナ素子、「●」で表したｓ〜ｚ及びＡ〜Ｊは送信アンテナ素子を表す。ここでは最密充填状に正三角形を敷き詰めた形状の代わりに、正方格子状にアンテナ素子が配置された場合の例を示す。例えば、無線局装置は、２重丸で示されたアンテナ素子ａ、ｌ、ｐの３点のチャネル推定を行い、その３点のチャネル情報の複素位相が求まったとする。 Next, a specific example of predicting the rotation amount of the complex phase of a square array antenna formed in a planar shape in the related art will be described with reference to FIGS. Although the details will be described later, the description will be made here assuming a configuration in which the transmitting antenna and the receiving antenna are separated. In FIG. 9, a to r represented by “「 ”represent reception antenna elements, and s to z and A to J represented by“ ● ”represent transmission antenna elements. Here, an example is shown in which the antenna elements are arranged in a square lattice, instead of a shape in which equilateral triangles are spread in a close-packed manner. For example, it is assumed that the wireless station device performs channel estimation at three points of antenna elements a, l, and p indicated by double circles, and determines the complex phase of the channel information at the three points.
例えば、アンテナ素子ａを基準アンテナとし、アンテナ素子ａとアンテナ素子ｌの間の複素位相の回転量をζ、アンテナ素子ａとアンテナ素子ｐの間の複素位相の回転量をηとする。この場合、図８と比べて線形予測は少々複雑になるが、基本的な考え方は同様である。例えば、正方格子をｘｙ平面の格子点と考え、アンテナ素子ａを原点とみなす。この際、例えばアンテナｓは（１，０）、アンテナｖは（０，１）の様に座標を定義すれば（ここでは便宜上、ｙ軸は下向きが正の方向としている）。この場合、アンテナｌは（５，３）、アンテナｐは（１，５）に相当する。
For example, let antenna element a be a reference antenna, let the rotation amount of the complex phase between antenna element a and
位相回転量をｚ軸で表し３次元表記をすると、アンテナａに関しては（０，０，０）、アンテナｌに関しては（５，３，ζ）、アンテナｐに関しては（１，５，η）となる。２次元平面を表す式は、ａ，ｂ，ｃの係数（この係数はアンテナ素子の識別子とは関係ない）を用いると、ａ（ｘ−ｘ０）＋ｂ（ｙ−ｙ０）＋ｃ（ｚ−ｚ０）＝０で表される。例えば（０，０，０）が平面上の点であるから、（ｘ０，ｙ０，ｚ０）＝（０，０，０）とすれば、ａｘ＋ｂｙ＋ｃｚ＝０の関係式が得られる。ここで、（ａ，ｂ，ｃ）はこの平面の法線ベクトルであり、ベクトルの絶対値自体には意味がないので、ａ’＝ａ／ｃ、ｂ’＝ｂ／ｃとすると未定数はふたつとなり、ａ’ｘ＋ｂ’ｙ＋ｚ＝０の関係式が得られる。これに対し、座標（５，３，ζ）、（１，５，η）が平面上にあることから、ａ’及びｂ’に対する２元１次連立方程式を立てることができ、これを解くことで簡単にａ’及びｂ’の値が求まる。
When the amount of phase rotation is represented by the z-axis and expressed in three dimensions, (0,0,0) for the antenna a, (5,3, は) for the
上記の様にして求めたａ’及びｂ’を用いると、ｚ＝−（ａ’ｘ＋ｂ’ｙ）となるので、このｘ、ｙに各アンテナ素子の座標を代入すれば各アンテナ素子の複素位相が求まることになる。例えば、アンテナｅに関しては座標が（３，１）であるのでｚ＝−（３ａ’＋ｂ’）が所望の値であり、アンテナｒに関しては座標が（５，５）であるのでｚ＝−（５ａ’＋５ｂ’）が所望の値となる。この様にすることで、アンテナ配置の構成に依存することなく、同様の平面波近似により少数のアンテナ素子に関する複素位相の回転量情報から残りのアンテナ素子の複素位相の回転量情報を推定することが可能である。 When a 'and b' obtained as described above are used, z =-(a'x + b'y). Therefore, by substituting the coordinates of each antenna element into x and y, the complex phase of each antenna element is obtained. Will be found. For example, z = − (3a ′ + b ′) is a desired value for the antenna e because the coordinates are (3, 1), and z = − (for the antenna r because the coordinates are (5, 5). 5a '+ 5b') is a desired value. By doing so, it is possible to estimate the rotation amount information of the complex phase of the remaining antenna elements from the rotation amount information of the complex phase for a small number of antenna elements by the same plane wave approximation without depending on the configuration of the antenna arrangement. It is possible.
なお、この様な各アンテナ素子の座標と各アンテナ素子の複素位相の関係を示す方程式を活用する方法について、若干補足を加えておく。図８に関する以上の説明では、３点のアンテナ素子の複素位相を求め、そこから線形近似でその他のアンテナ素子の複素位相を求める場合について説明したが、３点以上の複素位相を求め、最小二乗法を用いて全てのアンテナ素子ａ〜ｚ、Ａ〜Ｋをひとつの平面波で近似することも可能である。例えば、アンテナ素子ａ〜ｚ、Ａ〜Ｋが存在する２次元平面において、任意の直交したｘ軸・ｙ軸を定め、第ｋアンテナ素子の座標を（ｘｋ，ｙｋ）とした時に、第ｋアンテナ素子の複素位相φｋをα，β，γの係数を用いて以下の式（４）で与えられるものとする。 It should be noted that the method of utilizing such an equation indicating the relationship between the coordinates of each antenna element and the complex phase of each antenna element is supplemented a little. In the above description regarding FIG. 8, the case where the complex phases of the three antenna elements are obtained and the complex phases of the other antenna elements are obtained by linear approximation therefrom has been described. It is also possible to approximate all the antenna elements a to z and A to K with one plane wave using the multiplication method. For example, in a two-dimensional plane where the antenna elements a to z and A to K exist, arbitrary orthogonal x-axis and y-axis are determined, and the coordinates of the k-th antenna element are (x k , y k ). The complex phase φ k of the k antenna elements is given by the following equation (4) using the coefficients of α, β, and γ.
これに対し、第１アンテナ素子（例えば図中のアンテナ素子ａ）を基準アンテナとして実際に推定された第ｋアンテナ素子の複素位相を〜φｋ（チルダφは「〜」をφの上側に表示したもの。以下、同様に記載する。）とすると、以下の評価関数Ｗ（α，β，γ）を最小にする（α，β，γ）の組み合わせが最小二乗法により求めることが可能である（式（５））。 On the other hand, the complex phase of the k-th antenna element actually estimated using the first antenna element (for example, antenna element a in the figure) as a reference antenna is represented by ~ φ k (tilde φ indicates “~” above φ). In the following, a combination of (α, β, γ) that minimizes the following evaluation function W (α, β, γ) can be obtained by the least squares method. (Equation (5)).
上記の最小二乗法により求めた（α，β，γ）の組み合わせを基に、式（４）を用いて第ｋアンテナ素子の座標（ｘｋ，ｙｋ）から、必要な複素位相を算出することが可能になる。この様に最小二乗法を用いる場合には、複素位相を求めるアンテナ素子数は任意の数が選択可能である。元々、本発明は到来波を平面波で近似しているが、実際には反射波の影響を受けて、見通し波（平面波）以外の成分を含むため、式（４）の様な綺麗な関係にはならない。この平面からの誤差が複素位相の推定精度に影響を与えるのであるが、最小二乗法に活用するアンテナ素子の数を増やすことで、この反射波の影響を平均化することが可能になり、推定精度の改善を図ることができる。一方で最小二乗法に活用するアンテナ素子の数を増やすと回路規模が増大するので、それぞれのトレードオフでアンテナ素子数の設定を行うことになる。 Based on the combination of (α, β, γ) obtained by the above least squares method, a required complex phase is calculated from the coordinates (x k , y k ) of the k-th antenna element using Expression (4). It becomes possible. When the least squares method is used, an arbitrary number of antenna elements for obtaining a complex phase can be selected. Originally, the present invention approximates an incoming wave with a plane wave, but actually includes components other than the line-of-sight wave (plane wave) under the influence of the reflected wave, so that a clean relationship such as equation (4) is obtained. Not be. The error from this plane affects the estimation accuracy of the complex phase.By increasing the number of antenna elements used for the least squares method, it is possible to average the effect of this reflected wave, The accuracy can be improved. On the other hand, when the number of antenna elements used for the least squares method is increased, the circuit scale is increased. Therefore, the number of antenna elements is set in each trade-off.
なお、以上の説明ではチャネル情報の複素位相を予測する手順を示したが、チャネル情報の複素位相を求めた後、その複素位相に−１を乗算した値が移相器で実施する複素位相の回転量に相当するため、この複素位相の回転量をｚ軸の値として設定し、直接、複素位相の回転量を求める演算処理を行ったとしても構わない。 In the above description, the procedure for estimating the complex phase of the channel information has been described. Since the amount of rotation corresponds to the amount of rotation, the amount of rotation of the complex phase may be set as a value on the z-axis, and the calculation processing for directly calculating the amount of rotation of the complex phase may be performed.
なお、図９ではａ〜ｒに相当する「○」で示した受信アンテナ素子と、ｓ〜ｚ及びＡ〜Ｊ相当する「●」で示した送信アンテナ素子が入れ子になって並んでいる。例えば送信アンテナと受信アンテナを分離し、それぞれが比較的近傍に配置される構成をとれば、上述の手法で一部の受信アンテナにて複素位相の回転量情報を取得し、その情報を基にその他のアンテナ素子の情報を予測すれば、その予測するアンテナ素子は送信アンテナであっても受信アンテナであっても構わないので、実際には信号を受信することができない送信アンテナにおいても複素位相の回転量情報の予測は可能になる。なお、送信アンテナと受信アンテナは再隣接の格子点同士で異なる配置にする必要はなく、その他の一般的な配置であっても構わない。 In FIG. 9, the receiving antenna elements indicated by “で” corresponding to a to r and the transmitting antenna elements indicated by “●” corresponding to s to z and A to J are nested. For example, if the transmitting antenna and the receiving antenna are separated and each is arranged relatively close, the rotation amount information of the complex phase is acquired by some of the receiving antennas by the above-described method, and based on the information, If information on other antenna elements is predicted, the predicted antenna element may be a transmitting antenna or a receiving antenna. The rotation amount information can be predicted. Note that the transmitting antenna and the receiving antenna do not need to be arranged differently at the re-adjacent lattice points, and may be arranged in another general manner.
図１０に、従来技術における平面状に構成された正方アレーアンテナの送受信アンテナ配置の別例を示す。図９との差分は、図９では送信アンテナと受信アンテナがオセロのマス目の様に交互に配置されていたのに対し、図１０では縦の列に送信アンテナ又は受信アンテナが整列するような並びになっている点である。この場合では、例えばひとつの送信信号処理回路とひとつの受信信号処理回路のペアとなるアンテナ素子は、図１０のアンテナ素子ａとｓ、アンテナ素子ｄとｖなど、隣接したアンテナとして配置すれば良いことになる。 FIG. 10 shows another example of the arrangement of transmitting and receiving antennas of a square array antenna formed in a planar shape in the related art. The difference from FIG. 9 is that, in FIG. 9, the transmitting antennas and the receiving antennas are alternately arranged like Othello cells, whereas in FIG. 10, the transmitting antennas or the receiving antennas are arranged in a vertical column. It is a point that is aligned. In this case, for example, the antenna elements forming a pair of one transmission signal processing circuit and one reception signal processing circuit may be arranged as adjacent antennas such as the antenna elements a and s and the antenna elements d and v in FIG. Will be.
図１１に、従来技術における平面状に構成された正方アレーアンテナの送受信アンテナ配置の別例を示す。図１０との差分は、図１０では送信アンテナと受信アンテナが縦の列に整列して並んでいながら、隣接する列同士では送信アンテナと受信アンテナが交互になる様な配置になっていたが、図１１では全ての受信アンテナａ〜ｒを一か所にまとめ、同様に全ての送信アンテナｓ〜ｚ及びＡ〜Ｊも一か所にまとめ、それぞれが別の領域に配置される構成となっている。 FIG. 11 shows another example of the arrangement of transmitting and receiving antennas of a square array antenna formed in a planar shape in the related art. The difference from FIG. 10 is that, in FIG. 10, the transmitting antennas and the receiving antennas are arranged in a vertical column, but the transmitting antennas and the receiving antennas are alternately arranged in adjacent columns. In FIG. 11, all the receiving antennas a to r are combined in one place, and similarly, all the transmitting antennas s to z and A to J are also combined in one place, and each is arranged in a different area. ing.
送信系と受信系を分離するメリットは、例えば信号受信時においても送信系のハイパワーアンプの電源を落とさずに運用する場合において、送信系のノイズが受信系に漏洩するのを回避する上で、送信系全体と受信系全体が分離されていることで、相互のアイソレーションを確保しやすいという点があげられる。一方で、図９、図１０で示した様に実際に信号受信による複素位相の回転量情報の取得を行っていないアンテナ素子における複素位相の回転量情報を、上述の手法で推定するためには構成的には好ましくはない。しかし、仮に対抗する無線局装置＃１と無線局装置＃２の送信アンテナと受信アンテナのアンテナ配置がある種の対称性を持つ場合には、受信側で取得した複素位相の回転量情報（チャネル情報）を適切なキャリブレーション処理を行う前提の上では、そのまま送信側の複素位相の回転量情報と見なして扱うことが可能になる。一例としては、図１１において受信アンテナ素子ａと送信アンテナ素子ｓ、受信アンテナ素子ｂと送信アンテナ素子ｔ、受信アンテナ素子ｃと送信アンテナ素子ｕ、受信アンテナ素子ｄと送信アンテナ素子ｖ・・・とが幾何学的に平行移動した位置関係にあり、この様な対称性を考慮して受信アンテナａ〜ｒの複素位相の回転量を、そのまま送信アンテナｓ〜Ｊに適用しても、平面波近似が可能な範囲では大きな差はないとみなすことができる。
The advantage of separating the transmission system and the reception system is that, for example, when operating without turning off the power of the high power amplifier of the transmission system even at the time of signal reception, it is possible to prevent the noise of the transmission system from leaking to the reception system. In addition, since the entire transmission system and the entire reception system are separated from each other, mutual isolation can be easily ensured. On the other hand, as shown in FIGS. 9 and 10, in order to estimate the complex phase rotation amount information of an antenna element that has not actually acquired the complex phase rotation amount information by signal reception, using the above-described method. It is not preferable in terms of structure. However, if the antenna arrangements of the transmitting and receiving antennas of the opposing radio
なお、複素位相の回転量予測に用いるアンテナ素子の選び方は、図８、図９などで示した様に比較的離れた位置のアンテナ素子を用いる以外にも、当然ながらその他のパターンのアンテナ素子を用いることも可能である。図１２に、本発明の背景技術における複素位相の回転量の予測に用いるアンテナパターンの例を示す。図１２では、５×５の正方アレーにおける（ａ）から（ｄ）の４つのパターンの例を示している。図中に置ける記号ａ〜ｙで示した●及び◎はアンテナ素子を表し、◎で示したアンテナ素子を用いて求めた複素位相の回転量を基にその他の●で示したアンテナ素子の複素位相の回転量の予測をする。ここでは５つのアンテナ素子を複素位相の回転量を求めるために利用する場合を例として示しているが、当然ながら３以上のその他の数の素子数で実施することも可能である。 It should be noted that the method of selecting the antenna element used for the prediction of the amount of rotation of the complex phase is not limited to using the antenna element at a relatively distant position as shown in FIGS. It is also possible to use. FIG. 12 shows an example of an antenna pattern used for predicting the rotation amount of the complex phase in the background art of the present invention. FIG. 12 shows examples of four patterns (a) to (d) in a 5 × 5 square array. In the drawing, ● and ◎ indicated by symbols a to y represent antenna elements, and based on the rotation amount of the complex phase obtained using the antenna element indicated by ◎, the complex phases of other antenna elements indicated by ● Predict the amount of rotation. Here, a case where five antenna elements are used to determine the amount of rotation of the complex phase is shown as an example, but it goes without saying that the present invention can be implemented with another number of elements equal to or more than three.
例えば、図１２（ａ）を例に取れば、アンテナ素子ｈ，ｌ，ｍ，ｎ，ｒを用いて複素位相の回転量を取得し、重心付近のアンテナ素子ｍとその他のアンテナ素子ｈ，ｌ，ｎ，ｒの相関を算出し、相関値の複素位相をアンテナ素子ｈ，ｌ，ｎ，ｒに対して求める。その様にして求めた複素位相をｚ軸に設定し、式（４）、式（５）で説明したのと同様の最小二乗法を用い、式（４）に示す関係式で各アンテナ素子の複素位相の回転量を推測しても良い。図１２（ｂ）も同様である。 For example, taking FIG. 12A as an example, the rotation amount of the complex phase is obtained using the antenna elements h, l, m, n, and r, and the antenna element m near the center of gravity and the other antenna elements h, l , N, r are calculated, and the complex phase of the correlation value is determined for the antenna elements h, l, n, r. The complex phase obtained in this manner is set on the z-axis, and the least square method similar to that described in Equations (4) and (5) is used. The rotation amount of the complex phase may be estimated. FIG. 12B is the same.
その他にも、複素位相の回転量予測に用いるアンテナ素子の空間的な広がりを拡張するために、基準アンテナの第１近接及び第２近接の素子以外を複素位相の回転量情報の予測に用いる図１２（ｃ）及び（ｄ）のパターンを用いることも可能である。この場合も図１２（ａ）及び（ｂ）の場合と同様であるが、例えば（ｃ）の場合にはアンテナ素子ｒを基準アンテナと設定し、アンテナ素子ｒとアンテナ素子ｌ及びアンテナ素子ｎとの相関演算を行い、相関値の複素位相を求めた後に、アンテナ素子ｆ及びアンテナ素子ｊに関しては、直接、基準のアンテナ素子ｒと相関演算を行う代わりに、アンテナ素子ｌとアンテナ素子ｆの相関演算とアンテナ素子ｎとアンテナ素子ｊの相関演算とを行っても良い。アンテナ素子ｒに対するアンテナ素子ｌの複素位相の相対値と、アンテナ素子ｌに対するアンテナ素子ｆの複素位相の相対値の加算値が、近似的にアンテナ素子ｒに対するアンテナ素子ｆの複素位相の相対値と見なすことが可能である。これは同様に、アンテナ素子ｒに対するアンテナ素子ｎの複素位相の相対値と、アンテナ素子ｎに対するアンテナ素子ｊの複素位相の相対値の加算値が、近似的にアンテナ素子ｒに対するアンテナ素子ｊの複素位相の相対値と見なすことが可能である。
In addition, in order to expand the spatial spread of antenna elements used for prediction of the amount of rotation of a complex phase, a diagram in which elements other than the first proximity and the second proximity of the reference antenna are used for prediction of rotation amount information of a complex phase. It is also possible to use the patterns 12 (c) and (d). This case is similar to the case of FIGS. 12 (a) and 12 (b), but in the case of (c), for example, the antenna element r is set as the reference antenna, and the antenna element r, the
さらに言えば、アンテナ素子ｒとアンテナ素子ｆ及びｊの相関値を直接算出する一方、２π周期の複素位相の不確定性を除去するために、アンテナ素子ｒに対するアンテナ素子ｌの複素位相の相対値とアンテナ素子ｌに対するアンテナ素子ｆの複素位相の相対値の加算値、及びアンテナ素子ｒに対するアンテナ素子ｎの複素位相の相対値とアンテナ素子ｎに対するアンテナ素子ｊの複素位相の相対値の加算値を別の形で利用しても良い。この場合には、アンテナ素子ｒとアンテナ素子ｆ及びｊの相関値を直接算出した値に２πの整数倍を加えた値と、アンテナ素子ｒに対するアンテナ素子ｌの複素位相の相対値とアンテナ素子ｌに対するアンテナ素子ｆの複素位相の相対値の加算値、及びアンテナ素子ｒに対するアンテナ素子ｎの複素位相の相対値とアンテナ素子ｎに対するアンテナ素子ｊの複素位相の相対値の加算値が最も近くなるようにアンテナ素子ｒとアンテナ素子ｆ及びｊの相関値を補正しても良い。 More specifically, the correlation value between the antenna element r and the antenna elements f and j is directly calculated, while the relative value of the complex phase of the antenna element l with respect to the antenna element r is removed in order to remove the uncertainty of the complex phase of the 2π period. The sum of the relative value of the complex phase of antenna element f with respect to antenna element l and the sum of the relative value of the complex phase of antenna element n with antenna element r and the relative value of the complex phase of antenna element j with antenna element n You may use it in another form. In this case, a value obtained by adding an integral multiple of 2π to a value obtained by directly calculating the correlation value between the antenna element r and the antenna elements f and j, the relative value of the complex phase of the antenna element l with respect to the antenna element r, and the antenna element l , And the sum of the relative value of the complex phase of the antenna element n with respect to the antenna element r and the relative value of the complex phase of the antenna element j with respect to the antenna element n is the closest. Alternatively, the correlation value between the antenna element r and the antenna elements f and j may be corrected.
このように、複数段に分けて複素位相差を算出して加算する処理を含む理由は、所望のアンテナ素子間の複素位相差が±π以上となる場合には、複素位相の周期性故に位相の２π周期の不確定性が無視できなくなるためで、近接のアンテナ素子間の相関値の複素位相を加算して用いることで、複素位相の回転量推定に用いるアンテナ素子間で複素位相差がπ以上にならないようにすることが可能になり、結果的に２π周期の複素位相の不確定性を回避することが可能になる。 The reason for including the process of calculating and adding the complex phase difference in a plurality of stages as described above is that when the complex phase difference between the desired antenna elements is ± π or more, the phase of the complex phase is reduced due to the periodicity of the complex phase. Since the uncertainty of the 2π period cannot be ignored, by adding and using the complex phases of the correlation values between adjacent antenna elements, the complex phase difference between the antenna elements used for estimating the rotation amount of the complex phase becomes π. It is possible to avoid the above, and as a result, it is possible to avoid the uncertainty of the complex phase of the 2π period.
図１３は、従来技術における通信システムの構成例を示す図である。図１３において、４５０及び４５２は無線局装置である。ここでは、例えば基地局装置に相当する無線局装置４５０が端末局に相当する無線局装置４５２と通信する構成を示しているが、端末局に相当する無線局装置４５２が複数台存在し、同時に同一周波数上で空間多重伝送を行うことも可能である。
FIG. 13 is a diagram illustrating a configuration example of a communication system according to the related art. In FIG. 13,
ここで、同図に示す無線局装置４５０は、ベースバンド信号処理回路１４０と、送受信信号処理回路６５１−１〜６５１−Ｎとを備える。ベースバンド信号処理回路１４０は、変調器１２０−１〜１２０−Ｎ（ＭＯＤ＃１〜ＭＯＤ＃Ｎ）と、信号分離回路１４１と、復調器１３０−１〜１３０−Ｎ（ＤＥＭ＃１〜ＤＥＭ＃Ｎ）と、制御回路４６０を備える。無線局装置４５０では、複数の送受信信号処理回路６５１−１〜６５１−Ｎのそれぞれがサブアレーとしてひとつのビームを形成する。これに対し、無線局装置４５２では（サブ）アレーが共通化されており、ひとつのアレーアンテナが複数のビームを形成する構成である。実際の運用では、図１３に示す様に、無線局装置４５０が無線局装置４５２と対向することで、Ｎ系統の信号を空間多重することが可能になる。送受信信号処理回路６５１−１〜６５１−Ｎはそれぞれ共通の構成を備え、変調器１２０−ｎからの信号が入力され、出力は信号分離回路１４１に出力される。
以下、図１４及び図１５を用いて、従来技術の送受信信号処理回路６５１−１〜６５１−Ｎの構成について説明する。
Here, the
Hereinafter, the configuration of the transmission / reception signal processing circuits 651-1 to 651-N of the related art will be described with reference to FIGS.
図１４は、非特許文献５に示された従来技術における送受信信号処理回路６５１−ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）の構成例を示す機能ブロック図である。
同図に示す送受信信号処理回路６５１−ｎは、Ｄ／Ａ変換器１２２−ｎと、アップコンバータ（ＵＣ）１２３−ｎと、ダウンコンバータ（ＤＣ）１２４−ｎと、Ａ／Ｄ変換器１２５−ｎと、ＴＤＤスイッチ（ＴＤＤ−ＳＷ）１２７−ｎと、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍと、スイッチ４０３−ｎ−１〜４０３−ｎ−Ｍと、分配結合器４０４−ｎと、ダウンコンバータ（ＤＣ）４２４−ｎ−１〜４２４−ｎ−２と、Ａ／Ｄ変換器４２５−ｎ−１〜４２５−ｎ−２と、相関算出回路４０５−ｎと、位相シフト制御回路４０６−ｎと、複素位相回転量予測回路４１０−ｎとを備える。
FIG. 14 is a functional block diagram showing a configuration example of a transmission / reception signal processing circuit 651-n (n = 1,..., N) in the related art shown in
The transmission / reception signal processing circuit 651-n shown in the figure includes a D / A converter 122-n, an up converter (UC) 123-n, a down converter (DC) 124-n, and an A / D converter 125-n. n, TDD switch (TDD-SW) 127-n, phase shifters 402-n-1 to 402-n-M, switches 403-n-1 to 403-n-M, and distribution coupler 404- n, down converters (DC) 424-n-1 to 424-n-2, A / D converters 425-n-1 to 425-n-2, a correlation calculation circuit 405-n, and phase shift control The circuit includes a circuit 406-n and a complex phase rotation amount prediction circuit 410-n.
また、送受信信号処理回路６５１−ｎには、アンテナ素子４０１−１〜４０１−Ｍと、ベースバンド信号処理回路１４０とが接続されている。なお、同図では、ダウンコンバータ４２４−ｎ及びＡ／Ｄ変換器４２５−ｎが２つの構成を示しているが、ダウンコンバータ４２４−ｎ及びＡ／Ｄ変換器４２５−ｎはＭより少ない値であればどのような値であってもよい。以下の説明では、ダウンコンバータ４２４−ｎ及びＡ／Ｄ変換器４２５−ｎが２つ（ダウンコンバータ４２４−ｎ−１〜４２４−ｎ−２及びＡ／Ｄ変換器４２５−ｎ−１〜４２５−ｎ−２）の場合を例に説明する。
The transmission / reception signal processing circuit 651-n is connected to the antenna elements 401-1 to 401-M and the baseband
アンテナ素子４０１−１〜４０１−Ｍの中の３系統（一般的には３系統以上、Ｍ−１系統以下）にダウンコンバータ４２４−ｎ及びＡ／Ｄ変換器４２５−ｎ等を配置し、図８〜図１０で説明した複素位相の回転量情報の取得手順を実施すれば、実効的に残りのアンテナ素子の系統においてはダウンコンバータ４２４−ｎ及びＡ／Ｄ変換器４２５−ｎ等は不要である。 A down converter 424-n, an A / D converter 425-n, and the like are arranged in three systems (generally, three systems or more and M-1 systems or less) among the antenna elements 401-1 to 401-M. If the procedure of acquiring the rotation amount information of the complex phase described with reference to FIGS. is there.
以下に、具体的な信号の流れを示す。信号処理に関しては、大きく分けて、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍで行う複素位相の回転量を算出する際の信号処理、信号受信処理及び信号送信処理の３種類に分けて説明を行う。また、図１３に示した制御回路４６０は通信全体を管理する回路であり、詳細は省略するが全体のタイミング管理や各種処理を管理し、例えばＴＤＤスイッチ１２７−ｎなどのスイッチ切り替えや、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍの設定タイミングの管理など、一連の管理を司る。したがって、厳密には各機能ブロックとの信号の入出力があり得るが、ここでは簡単化のために省略している。
The specific signal flow is shown below. The signal processing is roughly divided into three types: signal processing, signal reception processing, and signal transmission processing when calculating the amount of rotation of the complex phase performed by the phase shifters 402-n-1 to 402-n-M. Will be explained. Further, the
まず最初に、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍで行う複素位相の回転量を算出する際の信号処理について説明する。複素位相の回転量を算出する際の信号処理において、スイッチ４０３−ｎ−１はダウンコンバータ４２４−ｎ−１と移相器４０２−ｎ−１とを接続し、スイッチ４０３−ｎ−４はダウンコンバータ４２４−ｎ−２と移相器４０２−ｎ−４とを接続し（実際には、ここには図示していないダウンコンバータ、Ａ／Ｄ変換器を備えたアンテナ系統のスイッチも同様）、残りのスイッチに関しては未接続状態とする。この状態で、まず複素位相の回転量を取得すべき通信相手の無線局装置からチャネル推定用のトレーニング信号を送信し、当該無線局装置ではこの信号を受信する。 First, the signal processing performed by the phase shifters 402-n-1 to 402-n-M when calculating the amount of rotation of the complex phase will be described. In the signal processing for calculating the amount of rotation of the complex phase, the switch 403-n-1 connects the down converter 424-n-1 to the phase shifter 402-n-1, and the switch 403-n-4 switches down. A converter 424-n-2 and a phase shifter 402-n-4 are connected (actually, a down converter and an antenna system switch provided with an A / D converter not shown here are also similar), The remaining switches are left unconnected. In this state, first, a training signal for channel estimation is transmitted from the wireless station device of the communication partner from which the rotation amount of the complex phase is to be obtained, and the wireless station device receives this signal.
アンテナ素子４０１−ｎ−１〜Ｍで受信した信号は、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍに入力され、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍにてアナログ信号上で所定の複素位相回転（例えば０度でも良い）が加えられ、それぞれがスイッチ４０３−ｎ−１〜４０３−ｎ−Ｍに入力される。スイッチ４０３−ｎ−１、４０３−ｎ−４（実際には、ここには図示していないダウンコンバータ、Ａ／Ｄ変換器を備えたアンテナ系統のスイッチも同様であるが、説明の簡単化のためにこの二つのアンテナ系統についてのみ説明する）に入力された信号は、ダウンコンバータ４２４−ｎ−１〜４２４−ｎ−２に入力される。ダウンコンバータ４２４−ｎ−１〜４２４−ｎ−２は、入力された無線周波数の信号をアナログ・ベースバンド信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器４２５−ｎ−１〜４２５−ｎ−２は、アナログ信号からデジタル・ベースバンド信号に変換する。 The signals received by the antenna elements 401-n-1 to M are input to the phase shifters 402-n-1 to 402-n-M, and are analogized by the phase shifters 402-n-1 to 402-n-M. A predetermined complex phase rotation (for example, 0 degree may be applied) is applied on the signal, and each is input to the switches 403-n-1 to 403-n-M. Switches 403-n-1 and 403-n-4 (actually, the same applies to an antenna system switch including a down converter and an A / D converter not shown here, Therefore, the signals input to the two antenna systems will be input to the down converters 424-n-1 to 424-n-2. The down converters 424-n-1 to 424-n-2 convert the input radio frequency signals into analog baseband signals. The A / D converters 425-n-1 to 425-n-2 convert analog signals into digital baseband signals.
Ａ／Ｄ変換器４２５−ｎ−１〜４２５−ｎ−２によってデジタル・ベースバンド信号に変換された情報は相関算出回路４０５−ｎに入力される。相関算出回路４０５−ｎは、入力された情報を基に、式（１）〜式（３）を用いて複素位相の回転量を算出する。また、必要に応じてキャリブレーション処理が必要な場合には、式（１）〜式（３）にキャリブレーション係数を考慮した値として送信側の複素位相の回転量を定める。相関算出回路４０５−ｎで求めた複素位相の回転量は、通信する相手となる無線局装置の識別番号と共に、複素位相回転量予測回路４１０−ｎに入力される。 The information converted into digital baseband signals by the A / D converters 425-n-1 to 425-n-2 is input to the correlation calculation circuit 405-n. The correlation calculation circuit 405-n calculates the rotation amount of the complex phase based on the input information by using Expressions (1) to (3). When the calibration process is required as needed, the rotation amount of the complex phase on the transmission side is determined as a value in consideration of the calibration coefficient in Expressions (1) to (3). The rotation amount of the complex phase obtained by the correlation calculation circuit 405-n is input to the complex phase rotation amount prediction circuit 410-n together with the identification number of the wireless station device to communicate with.
複素位相回転量予測回路４１０−ｎは、限られたアンテナ系統の複素位相回転量情報（ないしはチャネル情報）を基に、残りのアンテナ素子の複素位相回転量情報を予測する。図１４の場合には、複素位相回転量予測回路４１０−ｎは、アンテナ素子４０１−１及び４０１−４（実際には、ここには図示していないダウンコンバータ、Ａ／Ｄ変換器を備えた系統のアンテナ素子も同様）で取得された複素位相回転量情報を基に、残りのアンテナ素子の複素位相回転量情報を予測する。複素位相回転量予測回路４１０−ｎは、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍで行うべき複素位相の回転量を算出し、通信する相手となる無線局装置の識別番号と共に、位相シフト制御回路４０６−ｎに入力する。位相シフト制御回路４０６−ｎでは、ここで入力された値がメモリに記憶されるなどして管理される。なお、これらの一連の処理は、制御回路４６０が全体の調整、タイミング制御等を行う。
The complex phase rotation amount prediction circuit 410-n predicts complex phase rotation amount information of the remaining antenna elements based on complex phase rotation amount information (or channel information) of a limited antenna system. In the case of FIG. 14, the complex phase rotation amount prediction circuit 410-n includes the antenna elements 401-1 and 401-4 (actually, a down converter and an A / D converter not shown are provided. Based on the complex phase rotation amount information obtained in the same manner, the complex phase rotation amount information of the remaining antenna elements is predicted. The complex phase rotation amount prediction circuit 410-n calculates the amount of rotation of the complex phase to be performed by the phase shifters 402-n-1 to 402-n-M, and together with the identification number of the wireless station device to communicate with, Input to the phase shift control circuit 406-n. In the phase shift control circuit 406-n, the value input here is managed by being stored in a memory or the like. Note that the
次に、実際のデータ通信を行う際、すなわち送信ないし受信処理を行う際の信号処理について説明する。まずデータ通信を行う際には、スイッチ４０３−ｎ−１〜４０３−ｎ−Ｍは全て分配結合器４０４−ｎに接続される。また、ここには図示されていない制御回路４６０が通信相手となる無線局装置を把握し、位相シフト制御回路４０６−ｎに対して、通信を行う無線局装置に対応する複素位相の回転量を移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍに指示する。 Next, signal processing when performing actual data communication, that is, when performing transmission or reception processing will be described. First, when performing data communication, all the switches 403-n-1 to 403-n-M are connected to the distribution coupler 404-n. In addition, a control circuit 460 (not shown) grasps a wireless station device to be a communication partner, and instructs a phase shift control circuit 406-n of a rotation amount of a complex phase corresponding to the wireless station device performing communication. Instruct the phase shifters 402-n-1 to 402-nM.
まず、信号を送信する際の信号処理について説明する。送信時には、ＴＤＤスイッチ１２７−ｎがアップコンバータ１２３−ｎと分配結合器４０４−ｎとを接続した状態で信号の送信を行う（ｎ＝１，…，Ｎ）。ここには図示されていない変調器１２０−ｎは、空間多重を行う各ストリームの時間軸デジタル・ベースバンドの送信信号を生成し、送受信信号処理回路６５１−ｎに入力する。送受信信号処理回路６５１−ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）には、ここには図示されていない変調器１２０−ｎが生成した時間軸デジタル・ベースバンドの送信信号が入力される。 First, signal processing when transmitting a signal will be described. At the time of transmission, a signal is transmitted while the TDD switch 127-n connects the up-converter 123-n and the distribution coupler 404-n (n = 1,..., N). The modulator 120-n (not shown) generates a time-base digital baseband transmission signal of each stream to be subjected to spatial multiplexing, and inputs the transmission signal to the transmission / reception signal processing circuit 651-n. The transmission / reception signal processing circuit 651-n (n = 1,..., N) receives the transmission signal of the time base digital baseband generated by the modulator 120-n (not shown).
送受信信号処理回路６５１−ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）のＤ／Ａ変換器１２２−ｎは、変調器１２０−ｎから入力された送信信号を、アナログ・ベースバンド信号に変換し、アップコンバータ１２３−ｎに入力する。アップコンバータ１２３−ｎは、Ｄ／Ａ変換器１２２−ｎから入力された信号を、ベースバンド信号から無線周波数帯の信号に変換し、ＴＤＤスイッチ１２７−ｎに入力する。ＴＤＤスイッチ１２７−ｎは、アップコンバータ１２３−ｎから入力された信号を、分配結合器４０４−ｎに入力する。 The D / A converter 122-n of the transmission / reception signal processing circuit 651-n (n = 1,..., N) converts the transmission signal input from the modulator 120-n into an analog baseband signal, and Input to converter 123-n. The up-converter 123-n converts the signal input from the D / A converter 122-n from a baseband signal to a signal in a radio frequency band, and inputs the signal to the TDD switch 127-n. The TDD switch 127-n inputs the signal input from the up converter 123-n to the distribution coupler 404-n.
分配結合器４０４−ｎは、ＴＤＤスイッチ１２７−ｎから入力されたアナログ信号をＭ系統のアナログ信号に分岐する。分岐されたアナログ信号は、スイッチ４０３−ｎ−１〜４０３−ｎ−Ｍを介して移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍに入力される。移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍは、アナログ信号上で所定の複素位相回転を加える。例えば、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍは、アナログ信号形式の無線周波数帯の信号に対して所定量の複素位相回転を加える。移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍにより複素位相回転が加えられたアナログ信号はそれぞれ、アンテナ素子４０１−ｎ−１〜４０１−ｎ−Ｍを介して送信される。送信信号は、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍにおける複素位相回転により、所定の指向性形成がなされている。ここでは、ひとつの送受信信号処理回路６５１−ｎに対して説明を行ったが、例えば、アンテナ素子４０１−１−１〜４０１−１−Ｍとアンテナ素子４０１−Ｎ−１〜４０１−Ｎ−Ｍでは個別の指向性形成がなされており、その指向性方向にある無線局装置と通信を行う。 The distribution coupler 404-n branches the analog signal input from the TDD switch 127-n into M-system analog signals. The branched analog signals are input to phase shifters 402-n-1 to 402-n-M via switches 403-n-1 to 403-n-M. The phase shifters 402-n-1 to 402-n-M apply a predetermined complex phase rotation on the analog signal. For example, the phase shifters 402-n-1 to 402-n-M apply a predetermined amount of complex phase rotation to a signal in a radio frequency band in an analog signal format. The analog signals subjected to the complex phase rotation by the phase shifters 402-n-1 to 402-n-M are transmitted via the antenna elements 401-n-1 to 401-n-M, respectively. The transmission signal has a predetermined directivity formed by complex phase rotation in the phase shifters 402-n-1 to 402-n-M. Here, one transmission / reception signal processing circuit 651-n has been described, but for example, the antenna elements 401-1-1 to 401-1-M and the antenna elements 401-N-1 to 401-N-M In this case, individual directivity is formed, and communication is performed with a wireless station device in the directivity direction.
次に信号の受信について説明する。受信時には、ＴＤＤスイッチ１２７−ｎが分配結合器４０４−ｎとダウンコンバータ１２４−ｎとを接続した状態で信号の受信を行う（ｎ＝１，…，Ｎ）。アンテナ素子４０１−ｎ−１〜４０１−ｎ−Ｍ（ｎ＝１，…，Ｎ）が受信した信号はそれぞれ、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍに入力される。移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍはそれぞれ、入力された信号に対し、アナログ信号上で所定の複素位相回転を加え、スイッチ４０３−ｎ−１〜４０３−ｎ−Ｍを介して分配結合器４０４−ｎに入力する。 Next, reception of a signal will be described. At the time of reception, the TDD switch 127-n receives a signal with the distribution coupler 404-n connected to the down converter 124-n (n = 1,..., N). The signals received by the antenna elements 401-n-1 to 401-nM (n = 1,..., N) are input to the phase shifters 402-n-1 to 402-nM, respectively. Each of the phase shifters 402-n-1 to 402-n-M applies a predetermined complex phase rotation on an analog signal to the input signal, and outputs the result through switches 403-n-1 to 403-n-M. And input to the distribution coupler 404-n.
分配結合器４０４−ｎは、スイッチ４０３−ｎ−１〜４０３−ｎ−Ｍを介して入力された各アンテナ系統の信号をアナログ信号上で合成し、合成した信号をＴＤＤスイッチ１２７−ｎを介してダウンコンバータ１２４−ｎに入力する。ダウンコンバータ１２４−ｎは、ＴＤＤスイッチ１２７−ｎを介して入力された無線周波数の信号をアナログ・ベースバンド信号に変換し、Ａ／Ｄ変換器１２５−ｎに入力する。Ａ／Ｄ変換器１２５−ｎは、ダウンコンバータ１２４−ｎから入力された信号を、アナログ・ベースバンド信号からデジタル・ベースバンド信号に変換し、ここには図示されていない信号分離回路に出力する。 The distribution coupler 404-n combines signals of the respective antenna systems input via the switches 403-n-1 to 403-n-M on an analog signal, and combines the combined signals via the TDD switch 127-n. Input to the down-converter 124-n. The down-converter 124-n converts a radio frequency signal input via the TDD switch 127-n into an analog baseband signal, and inputs the analog baseband signal to the A / D converter 125-n. The A / D converter 125-n converts the signal input from the down converter 124-n from an analog baseband signal to a digital baseband signal, and outputs the signal to a signal separation circuit (not shown). .
図１３における信号分離回路１４１は、各ストリーム間のクロストーク成分を抑圧して信号分離を行い、この分離された信号を対応する復調器１３０−１〜１３０−Ｎに入力する。信号分離回路１４１が行うクロストーク成分の抑圧は、時間軸上で実施することも可能であるし、一旦、ＦＦＴ処理により周波数軸信号に変換して周波数軸上で実施することも可能である。クロストーク成分の抑圧を時間軸上で実施する場合には、まず、信号分離回路１４１に入力される信号系列間の相関を、受信したトレーニング信号に対応するデジタル・ベースバンド信号を基に算出する。そして、算出された相関により与えられるＭＩＭＯチャネル行列を基に、そのＺＦ（Zero Forcing）型やＭＭＳＥ（Maximum Mean Square Error）型の信号分離などの一般的なＭＩＭＯ信号分離処理と同様の行列を算出し、この行列を信号分離回路１４１に入力される信号ベクトルに対しサンプリングデータ単位で乗算すればよい。
The
これは、一般的な周波数軸上のＺＦ型やＭＭＳＥ型の信号分離などの一般的なＭＩＭＯ信号分離処理では周波数成分毎に異なる行列を用いていたのに対し、周波数軸上でほぼ同一の行列を用いる場合には、サンプリングデータ単位で時間軸上で信号分離処理が可能であることに対応する。ないしは、送受信信号処理回路６５１−１〜６５１−Ｎで行う信号処理のみで済ませ、信号分離回路１４１では特に何も処理を行わなくてもよい。ただしいずれにしても、ここでの信号分離の方法の詳細は本実施形態の特徴に直接関係ないために省略する。復調器１３０−１〜１３０−Ｎは、信号分離回路１４１においてクロストーク成分が抑圧された信号を復調処理する。
This is because, in general MIMO signal separation processing such as ZF type or MMSE type signal separation on the frequency axis, different matrices are used for each frequency component, but almost the same matrix on the frequency axis. In the case where is used, it corresponds to the fact that signal separation processing can be performed on the time axis in units of sampling data. Alternatively, only the signal processing performed by the transmission / reception signal processing circuits 651-1 to 651-N may be sufficient, and the
なお、図１４においては明記していないが、例えば送信側のハイパワーアンプ（ＨＰＡ）等を配置するとすれば、図中の「Ａ」の記述のある点に配置し、受信側のローノイズアンプ（ＬＮＡ）等を配置するとすれば、図中の「Ｂ」及び「Ｃ１」〜「Ｃ２」の記述のある点に配置することになる。「Ａ」及び「Ｂ」に関しては、送受信信号処理回路６５１−ｎでは相互に協調することを想定していないので個別のハイパワーアンプ及びローノイズアンプの複素位相の不確定性を除去するキャリブレーション処理は不要だが、「Ｃ１」〜「Ｃ２」の記述のある点のローノイズアンプに関しては、同一の送受信信号処理回路６５１−ｎ内の各アンテナ素子４０１−１及びアンテナ素子４０１−４等との間での複素位相の不確定性の原因となり得るために、従来技術のインプリシットフィードバックのキャリブレーション手法等を用いることで、各系統のローノイズアンプの複素位相の不確定性は除去する必要がある。 Although not explicitly shown in FIG. 14, if a transmitting-side high-power amplifier (HPA) is disposed, for example, the transmitting-side high-power amplifier (HPA) is disposed at a point indicated by “A” in FIG. if placing LNA) or the like, will be placed at a point with a description of "B" and "C 1" - "C 2" in FIG. Regarding “A” and “B”, since the transmission / reception signal processing circuit 651-n does not assume that they cooperate with each other, a calibration process for removing the uncertainty of the complex phases of the individual high-power amplifiers and low-noise amplifiers Is unnecessary, but regarding the low-noise amplifier at the point where “C 1 ” to “C 2 ” are described, the antennas 401-1, 401-4, etc. in the same transmission / reception signal processing circuit 651-n are not connected. It is necessary to remove the uncertainty of the complex phase of the low-noise amplifier of each system by using a prior art implicit feedback calibration method or the like, because the uncertainty of the complex phase between them may be a cause of the uncertainty. .
本発明は任意の手法に対して適用可能であり、キャリブレーション処理の具体的な方法は問わない。このキャリブレーション結果を考慮し、例えば「Ｃ１」「Ｃ２」での複素位相の回転量が＋１０度、＋２０度であったとすると、式（１）〜式（３）で得られた複素位相の回転量に対し、−１０度、−２０度の補正を行い位相回転量を調整する。なお、このキャリブレーション結果の情報はここでは図示していないキャリブレーション回路にて収集し、位相シフト制御回路４０６−ｎ、複素位相回転量予測回路４１０−ｎないしは相関算出回路４０５−ｎにてこの情報を用いて補正を実施する。 The present invention can be applied to any method, and the specific method of the calibration process is not limited. Considering this calibration result, for example, assuming that the rotation amounts of the complex phases at “C 1 ” and “C 2 ” are +10 degrees and +20 degrees, the complex phases obtained by the equations (1) to (3) are obtained. Is corrected by -10 degrees and -20 degrees to adjust the phase rotation amount. The information on the calibration result is collected by a calibration circuit (not shown), and is collected by the phase shift control circuit 406-n, the complex phase rotation amount prediction circuit 410-n, or the correlation calculation circuit 405-n. The correction is performed using the information.
また本図において、ダウンコンバータ、Ａ／Ｄ変換器を備えていない系統のスイッチ４０３−ｎ−２、４０３−ｎ−３、４０３−ｎ−５〜４０３−ｎ−Ｍに関しては、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍで行う複素位相の回転量を算出する際の信号処理において接続状態としたり、ないしはこれらのスイッチ４０３−ｎ−２、４０３−ｎ−３、４０３−ｎ−５〜４０３−ｎ−Ｍを省略したりしても、実効的には問題とはならない。
なお、移相器による位相回転は、通常はデバイス上で位相回転量に相当する遅延線を選択的に経由させることで位相回転を与える。そのため、絶対値としてｘの位相回転を与えると、信号としては位相ｘに相当する遅延に伴い複素位相回転量はマイナスの位相回転（遅延）が行われることになり、符号の整合性が取れない。しかし、以降の説明では便宜上、信号として係数Ｅｘｐ｛ｊψα｝の乗算に相当する位相回転を移相器で与える場合に「移相器で行う複素位相の回転量をψα」と呼ぶことにする。
In the figure, the switches 403-n-2, 403-n-3, 403-n-5 to 403-n-M of the system without the down converter and the A / D converter have the
It should be noted that the phase rotation by the phase shifter normally gives phase rotation by selectively passing through a delay line corresponding to the amount of phase rotation on the device. Therefore, when a phase rotation of x is given as an absolute value, a negative phase rotation (delay) of the complex phase rotation amount is performed with a delay corresponding to the phase x as a signal, and code consistency cannot be obtained. . However, in the following description for convenience, will be referred to as "the rotation amount of complex phase carried out in the phase shifter [psi alpha" when giving a phase rotation equivalent to multiplication of the coefficient Exp {jψ α} as a signal with the phase shifter I do.
図１５は、非特許文献５に示された従来技術における送受信信号処理回路６５２−ｎの別の構成例を示す機能ブロック図である。前述の図と同一の機能ブロックについては、同一の番号を付与している。
FIG. 15 is a functional block diagram showing another configuration example of the transmission / reception signal processing circuit 652-n according to the related art shown in
同図に示す送受信信号処理回路６５２−ｎは、Ｄ／Ａ変換器１２２−ｎと、アップコンバータ（ＵＣ）１２３−ｎと、ダウンコンバータ（ＤＣ）１２４−ｎと、Ａ／Ｄ変換器１２５−ｎと、分配結合器４１４−ｎと、分配結合器４１５−ｎと、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍと、スイッチ４０３−ｎ−１〜４０３−ｎ−Ｍと、移相器４０９−ｎ−１〜４０９−ｎ−Ｍと、ダウンコンバータ（ＤＣ）４２４−ｎ−１〜４２４−ｎ−２と、Ａ／Ｄ変換器４２５−ｎ−１〜４２５−ｎ−２と、相関算出回路４０５−ｎと、位相シフト制御回路４０６−ｎと、複素位相回転量予測回路４１０−ｎとを備える。また、送受信信号処理回路６５２−ｎには、アンテナ素子４０１−ｎ−１〜４０１−ｎ−Ｍ及びアンテナ素子４４１−ｎ−１〜４４１−ｎ−Ｍが接続されている。 The transmission / reception signal processing circuit 652-n shown in the figure includes a D / A converter 122-n, an up converter (UC) 123-n, a down converter (DC) 124-n, and an A / D converter 125-n. n, distribution couplers 414-n, distribution couplers 415-n, phase shifters 402-n-1 to 402-n-M, switches 403-n-1 to 403-n-M, Phasers 409-n-1 to 409-n-M, down converters (DC) 424-n-1 to 424-n-2, A / D converters 425-n-1 to 425-n-2, , A correlation calculation circuit 405-n, a phase shift control circuit 406-n, and a complex phase rotation amount prediction circuit 410-n. Further, antenna elements 401-n-1 to 401-n-M and antenna elements 441-n-1 to 441-n-M are connected to the transmission / reception signal processing circuit 652-n.
図１４との違いは、送信用のアンテナ素子４０１−ｎ−１〜４０１−ｎ−Ｍと受信用のアンテナ素子４４１−ｎ−１〜４４１−ｎ−Ｍが分離されており、その結果、ＴＤＤスイッチ１２７−ｎが不要になる一方、送受信で共用していた分配結合器４０４−ｎが送信用の分配結合器４１４−ｎと受信用の分配結合器４１５−ｎに分離され、同様に送受信で共用していた移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍが送信用の移相器４０９−ｎ−１〜４０９−ｎ−Ｍと受信用の移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍに分離されている点である。それ以外の構成は同じである。 The difference from FIG. 14 is that the antenna elements for transmission 401-n-1 to 401-n-M and the antenna elements for reception 441-n-1 to 441-n-M are separated, and as a result, TDD While the switch 127-n becomes unnecessary, the distribution coupler 404-n shared for transmission and reception is separated into a distribution coupler 414-n for transmission and a distribution coupler 415-n for reception. The shared phase shifters 402-n-1 to 402-n-M are phase shifters 409-n-1 to 409-n-M for transmission and phase shifters 402-n-1 to 402-402 for reception. -N-M. Other configurations are the same.
図１４と同様に、信号処理に関しては、大きく分けて移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍ及び移相器４０９−ｎ−１〜４０９−ｎ−Ｍで行う複素位相の回転量を算出する際の信号処理、信号受信処理及び信号送信処理の３種類に分けて説明を行う。また同様に、図１３に示す制御回路４６０は通信全体を管理する回路であり、詳細は省略するが全体のタイミング管理や各種処理を管理し、例えば移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍ及び移相器４０９−ｎ−１〜４０９−ｎ−Ｍの設定タイミングの管理など、一連の管理を司る。したがって、厳密には各機能ブロックとの信号の入出力があり得るが、ここでは簡単化のために省略している。
As in FIG. 14, the amount of complex processing rotation performed by the phase shifters 402-n-1 to 402-n-M and the phase shifters 409-n-1 to 409-n-M can be roughly divided for signal processing. The calculation will be described separately for three types of signal processing, signal reception processing, and signal transmission processing. Similarly, a
まず最初に、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍ及び移相器４０９−ｎ−１〜４０９−ｎ−Ｍで行う複素位相の回転量を算出する際の信号処理について説明する。移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍ及び移相器４０９−ｎ−１〜４０９−ｎ−Ｍで行う複素位相の回転量を算出する際の信号処理において、スイッチ４０３−ｎ−１はダウンコンバータ４２４−ｎ−１と移相器４０２−ｎ−１とを接続し、スイッチ４０３−ｎ−４はダウンコンバータ４２４−ｎ−２と移相器４０２−ｎ−４とを接続し（実際には、ここには図示していないダウンコンバータ、Ａ／Ｄ変換器を備えたアンテナ系統のスイッチも同様）、残りのスイッチに関しては未接続状態とする。 First, the signal processing performed by the phase shifters 402-n-1 to 402-n-M and the phase shifters 409-n-1 to 409-n-M when calculating the amount of rotation of the complex phase will be described. . In the signal processing for calculating the amount of rotation of the complex phase performed by the phase shifters 402-n-1 to 402-n-M and the phase shifters 409-n-1 to 409-n-M, the switches 403-n- 1 connects the down converter 424-n-1 and the phase shifter 402-n-1 and the switch 403-n-4 connects the down converter 424-n-2 and the phase shifter 402-n-4. (Actually, the same applies to a switch of an antenna system including a down converter and an A / D converter not shown here), and the other switches are not connected.
これらのスイッチ切替は、ここには図示されていない制御回路４６０の指示のもと、相関算出回路４０５−ｎより管理し、複素位相の回転量を算出する際以外は移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍは分配結合器４１５−ｎに接続される。また、この処理を行う際には移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍの位相回転量は所定の値に設定しておく。その後の処理で得られる複素位相の回転量は、上述の説明と同様に、当初の所定の値に対する差分として設定する。また、ここでは図示されていないその他の送受信信号処理回路６５２−ｎにおいても、ここでは図示されていない制御回路４６０の管理の基、一斉に同様の処理を行うことになる。 These switches are managed by the correlation calculation circuit 405-n under the instruction of the control circuit 460 (not shown), and the phase shifter 402-n- is used except when calculating the rotation amount of the complex phase. 1-402-nM are connected to the distribution coupler 415-n. When performing this process, the phase rotation amounts of the phase shifters 402-n-1 to 402-n-M are set to predetermined values. The amount of rotation of the complex phase obtained in the subsequent processing is set as a difference from an initial predetermined value, as in the above description. Also, other transmission / reception signal processing circuits 652-n (not shown) perform the same processing all at once under the control of the control circuit 460 (not shown).
この状態で、まず複素位相の回転量を取得すべき通信相手の無線局装置からチャネル推定用のトレーニング信号を送信し、当該無線局装置ではこの信号を受信する。アンテナ素子４４１−ｎ−１〜４４１−ｎ−Ｍで受信した信号は、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍに入力され、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍにてアナログ信号上で所定の複素位相回転が加えられ、それぞれがスイッチ４０３−ｎ−１〜４０３−ｎ−Ｍに入力される。スイッチ４０３−ｎ−１、４０３−ｎ−４（実際には、ここには図示していないダウンコンバータ、Ａ／Ｄ変換器を備えたアンテナ系統のスイッチも同様であるが、説明の簡単化のためにこの二つのアンテナ系統についてのみ説明する）に入力された信号はダウンコンバータ４２４−ｎ−１〜４２４−ｎ−２に入力される。ダウンコンバータ４２４−ｎ−１〜４２４−ｎ−２は、入力された無線周波数の信号をアナログ・ベースバンド信号に変換し、Ａ／Ｄ変換器４２５−ｎ−１〜４２５−ｎ−２ではアナログ信号からデジタル・ベースバンド信号に変換する。 In this state, first, a training signal for channel estimation is transmitted from the wireless station device of the communication partner from which the rotation amount of the complex phase is to be obtained, and the wireless station device receives this signal. The signals received by the antenna elements 441-n-1 to 441-n-M are input to the phase shifters 402-n-1 to 402-n-M, and the phase shifters 402-n-1 to 402-n-M are input. At M, a predetermined complex phase rotation is applied on the analog signal, and each is input to the switches 403-n-1 to 403-n-M. Switches 403-n-1 and 403-n-4 (actually, the same applies to an antenna system switch including a down converter and an A / D converter not shown here, Therefore, signals input to these two antenna systems will be input to down converters 424-n-1 to 424-n-2. The down-converters 424-n-1 to 424-n-2 convert the input radio frequency signals into analog baseband signals, and the A / D converters 425-n-1 to 425-n-2 perform analog conversion. Converts a signal to a digital baseband signal.
Ａ／Ｄ変換器４２５−ｎ−１〜４２５−ｎ−２によってデジタル・ベースバンド信号に変換された情報は相関算出回路４０５−ｎに入力される。相関算出回路４０５−ｎは、式（１）〜式（３）を用いて複素位相の回転量を算出する。また、必要に応じてキャリブレーション処理が必要な場合には、式（１）〜式（３）にキャリブレーション係数を考慮した値として送信側の複素位相の回転量を定める。相関算出回路４０５−ｎで求めたこの複素位相の回転量は、通信する相手となる無線局装置の識別番号と共に、複素位相回転量予測回路４１０−ｎに入力される。 The information converted into digital baseband signals by the A / D converters 425-n-1 to 425-n-2 is input to the correlation calculation circuit 405-n. The correlation calculation circuit 405-n calculates the rotation amount of the complex phase by using Expressions (1) to (3). When the calibration process is required as needed, the rotation amount of the complex phase on the transmission side is determined as a value in consideration of the calibration coefficient in Expressions (1) to (3). The rotation amount of the complex phase obtained by the correlation calculation circuit 405-n is input to the complex phase rotation amount prediction circuit 410-n together with the identification number of the wireless station device to communicate with.
複素位相回転量予測回路４１０−ｎは、限られたアンテナ系統の複素位相回転量情報を基に、残りのアンテナ素子の複素位相回転量情報を予測する。図１５の場合には、複素位相回転量予測回路４１０−ｎは、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍで行うべき複素位相の回転量を算出し、通信する相手となる無線局装置の識別番号と共に、位相シフト制御回路４０６−ｎに入力する。位相シフト制御回路４０６−ｎでは、ここで入力された値がメモリに記憶されるなどして管理される。 The complex phase rotation amount prediction circuit 410-n predicts complex phase rotation amount information of the remaining antenna elements based on complex phase rotation amount information of a limited antenna system. In the case of FIG. 15, the complex phase rotation amount prediction circuit 410-n calculates the amount of rotation of the complex phase to be performed by the phase shifters 402-n-1 to 402-n-M, and the wireless communication partner The information is input to the phase shift control circuit 406-n together with the identification number of the station device. In the phase shift control circuit 406-n, the value input here is managed by being stored in a memory or the like.
また、以上の複素位相の回転量は受信系における移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍの位相回転量に関するものであるが、ローノイズアンプ及びハイパワーアンプなどにおける複素位相回転量の個体差をキャンセルするため、従来技術のインプリシットフィードバックにおけるキャリブレーション処理を施し、送信系における複素位相の回転量を換算し、移相器４０９−ｎ−１〜４０９−ｎ−Ｍに設定する値として、同様にメモリに記憶されるなどして管理される。 Further, the rotation amount of the complex phase described above relates to the phase rotation amount of the phase shifters 402-n-1 to 402-n-M in the receiving system, but the rotation amount of the complex phase rotation amount in a low noise amplifier, a high power amplifier, or the like. In order to cancel the individual difference, a calibration process in the implicit feedback of the related art is performed, a rotation amount of the complex phase in the transmission system is converted, and a value set in the phase shifters 409-n-1 to 409-n-M And is similarly managed by being stored in a memory.
なお、実際のデータ通信を行う際、すなわち送信ないし受信処理を行う際には、図１５には図示されていない制御回路４６０が通信相手となる無線局装置を把握し、位相シフト制御回路４０６−ｎに対して、通信を行う無線局装置に対応する複素位相の回転量を移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍ及び移相器４０９−ｎ−１〜４０９−ｎ−Ｍに複素位相の回転量を指示し、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍ及び移相器４０９−ｎ−１〜４０９−ｎ−Ｍではこの複素位相の回転量に設定してアナログ上のビームフォーミングを実現する。 Note that when performing actual data communication, that is, when performing transmission or reception processing, a control circuit 460 (not shown in FIG. 15) grasps a wireless station device to be a communication partner and performs phase shift control circuit 406- For n, the amount of rotation of the complex phase corresponding to the wireless station device performing communication is transmitted to the phase shifters 402-n-1 to 402-n-M and the phase shifters 409-n-1 to 409-n-M. The rotation amount of the complex phase is indicated, and the phase shifters 402-n-1 to 402-n-M and the phase shifters 409-n-1 to 409-n-M set the rotation amount of the complex phase to analog. The above beamforming is realized.
なお、本図においては明記していないが、例えば送信側のハイパワーアンプ（ＨＰＡ）等を配置するとすれば、図中の「Ａ」及び又は「Ｄ１」〜「ＤＭ」の記述のある点に配置し、受信側のローノイズアンプ（ＬＮＡ）等を配置するとすれば、図中の「Ｂ」及び又は「Ｅ１」〜「ＥＭ」の記述のある点に配置することになる。「Ａ」及び「Ｂ」に関しては、送受信信号処理回路６５２−ｎでは相互に協調することを想定していないので個別のハイパワーアンプ及びローノイズアンプの複素位相の不確定性を除去するキャリブレーション処理は不要だが、「Ｄ１」〜「ＤＭ」の記述のある点のハイパワーアンプ、及び「Ｅ１」〜「ＥＭ」の記述のある点のローノイズアンプに関しては、同一の送受信信号処理回路６５２−ｎ内の各アンテナ素子４０１−ｎ−１〜Ｍ及びアンテナ素子４４１−ｎ−１〜４４１−ｎ−Ｍとの間での複素位相の不確定性の原因となり得るために、従来技術のインプリシットフィードバックのキャリブレーション手法を用いることで、各系統のローノイズアンプの複素位相の不確定性は除去する必要がある。 Although not stated in this view, for example, if placing a sender of the high-power amplifier (HPA) or the like, a description of "A" and or "D 1" - "D M" in FIG. place the point, if placing such reception side low-noise amplifier (LNA), it will be located in a point on the description of "B" and or "E 1" - "E M" in FIG. As for “A” and “B”, the transmission / reception signal processing circuit 652-n does not assume that they cooperate with each other. Are unnecessary, but the same transmission / reception signal processing circuit is used for the high power amplifier with the description of “D 1 ” to “D M ” and the low noise amplifier with the description of “E 1 ” to “E M ” 652-n may cause uncertainty in the complex phase between each of the antenna elements 401-n-1 to M and the antenna elements 441-n-1 to 441-n-M. It is necessary to remove the uncertainty of the complex phase of the low-noise amplifier of each system by using the calibration method of the implicit feedback.
本発明は任意の手法に対して適用可能であり、キャリブレーション処理の具体的な方法は問わない。このキャリブレーション結果を考慮し、例えば「Ｅ１」「Ｅ４」等での複素位相の回転量が＋１０度、＋２０度等であったとすると、式（１）〜式（３）で得られた複素位相の回転量に対し、−１０度、−２０度等の補正を行い位相回転量を調整する。なお、このキャリブレーション結果の情報はここでは図示していないキャリブレーション回路にて収集し、位相シフト制御回路４０６−ｎ、複素位相回転量予測回路４１０−ｎないしは相関算出回路４０５−ｎにてこの情報を用いて補正を実施する。 The present invention can be applied to any method, and the specific method of the calibration process is not limited. Considering this calibration result, for example, assuming that the amount of rotation of the complex phase at “E 1 ”, “E 4 ”, etc. is +10 degrees, +20 degrees, etc., the equations (1) to (3) are obtained. The phase rotation amount is adjusted by correcting the rotation amount of the complex phase by, for example, -10 degrees or -20 degrees. The information on the calibration result is collected by a calibration circuit (not shown), and is collected by the phase shift control circuit 406-n, the complex phase rotation amount prediction circuit 410-n, or the correlation calculation circuit 405-n. The correction is performed using the information.
また、図１４と同様に、ダウンコンバータ、Ａ／Ｄ変換器を備えていない系統のスイッチ４０３−ｎ−２、４０３−ｎ−３、４０３−ｎ−５〜４０３−ｎ−Ｍに関しては、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍで行う複素位相の回転量を算出する際の信号処理において接続状態にしたり、ないしはこれらのスイッチ４０３−ｎ−２、４０３−ｎ−３、４０３−ｎ−５〜４０３−ｎ−Ｍを省略したりしても、実効的には問題とはならない。 Similarly to FIG. 14, switches 403-n-2, 403-n-3, 403-n-5 to 403-n-M of a system without a down converter and an A / D converter are shifted. In the signal processing for calculating the amount of rotation of the complex phase performed by the phasers 402-n-1 to 402-n-M, a connection state is established, or these switches 403-n-2, 403-n-3, and 403 are used. Even if -n-5 to 403-n-M is omitted, there is no practical problem.
次に、実際のデータ通信を行う際、すなわち送信ないし受信処理を行う際の信号処理について説明する。まずデータ通信を行う際には、スイッチ４０３−ｎ−１〜４０３−ｎ−Ｍは全て分配結合器４１５−ｎに接続される。また、ここには図示されていない制御回路４６０が通信相手となる無線局装置を把握し、位相シフト制御回路４０６−ｎに対して、通信を行う無線局装置に対応する複素位相の回転量を移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍ及び又は移相器４０９−ｎ−１〜４０９−ｎ−Ｍに指示する。 Next, signal processing when performing actual data communication, that is, when performing transmission or reception processing will be described. First, when performing data communication, all the switches 403-n-1 to 403-n-M are connected to the distribution coupler 415-n. Further, a control circuit 460 (not shown) grasps a wireless station device to be a communication partner, and sends a phase shift control circuit 406-n a rotation amount of a complex phase corresponding to the wireless station device performing communication. It instructs the phase shifters 402-n-1 to 402-n-M and / or the phase shifters 409-n-1 to 409-n-M.
まず、信号を送信する際の信号処理について説明する。送信時には、図１４の場合と同様に送受信信号処理回路６５２−ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）には、ここには図示されていない変調器１２０−ｎが生成した時間軸デジタル・ベースバンドの送信信号が入力され、Ｄ／Ａ変換器１２２−ｎは、変調器１２０−ｎから入力された送信信号を、アナログ・ベースバンド信号に変換し、アップコンバータ１２３−ｎに入力する。アップコンバータ１２３−ｎは、Ｄ／Ａ変換器１２２−ｎから入力された信号を、ベースバンド信号から無線周波数帯の信号に変換し、分配結合器４１４−ｎに入力する。 First, signal processing when transmitting a signal will be described. At the time of transmission, as in the case of FIG. 14, the transmission / reception signal processing circuit 652-n (n = 1,..., N) includes the time base digital baseband generated by the modulator 120-n (not shown). The D / A converter 122-n converts the transmission signal input from the modulator 120-n into an analog baseband signal, and inputs the analog / baseband signal to the up-converter 123-n. The up-converter 123-n converts the signal input from the D / A converter 122-n from a baseband signal to a signal in a radio frequency band, and inputs the signal to the distribution coupler 414-n.
分配結合器４１４−ｎは、アップコンバータ１２３−ｎから入力されたアナログ信号をＭ系統のアナログ信号に分岐する。分岐されたアナログ信号は、移相器４０９−ｎ−１〜４０９−ｎ−Ｍに入力される。移相器４０９−ｎ−１〜４０９−ｎ−Ｍは、アナログ信号上で所定の複素位相回転を加える。移相器４０９−ｎ−１〜４０９−ｎ−Ｍにより複素位相回転が加えられたアナログ信号はそれぞれ、アンテナ素子４０１−ｎ−１〜４０１−ｎ−Ｍを介して送信される。送信信号は、移相器４０９−ｎ−１〜４０９−ｎ−Ｍにおける複素位相回転により、所定の指向性形成がなされている。例えば、アンテナ素子４０１−１−１〜４０１−１−Ｍとアンテナ素子４０１−Ｎ−１〜４０１−Ｎ−Ｍでは個別の指向性形成がなされており、その指向性方向にある無線局装置と通信を行う。 The distribution coupler 414-n branches the analog signal input from the up-converter 123-n into M-system analog signals. The branched analog signals are input to phase shifters 409-n-1 to 409-n-M. The phase shifters 409-n-1 to 409-n-M apply a predetermined complex phase rotation on the analog signal. The analog signals subjected to the complex phase rotation by the phase shifters 409-n-1 to 409-n-M are transmitted via the antenna elements 401-n-1 to 401-n-M, respectively. The transmission signal has a predetermined directivity formed by complex phase rotation in the phase shifters 409-n-1 to 409-n-M. For example, the antenna elements 401-1-1 to 401-1-M and the antenna elements 401-N-1 to 401-NM have individual directivities formed, and a radio station device in the directivity direction is provided. Perform communication.
次に、信号の受信について説明する。受信時には、スイッチ４０３−ｎ−１〜４０３−ｎ−Ｍが分配結合器４１５−ｎと移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍとを接続した状態で信号の受信を行う（ｎ＝１，…，Ｎ）。アンテナ素子４４１−ｎ−１〜４４１−ｎ−Ｍ（ｎ＝１，…，Ｎ）が受信した信号はそれぞれ、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍに入力される。移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍはそれぞれ、入力された信号に対し、アナログ信号上で所定の複素位相回転を加え、スイッチ４０３−ｎ−１〜４０３−ｎ−Ｍを介して分配結合器４１５−ｎに入力する。 Next, signal reception will be described. At the time of reception, the switches 403-n-1 to 403-n-M receive signals while the distribution coupler 415-n and the phase shifters 402-n-1 to 402-n-M are connected (n = 1, ..., N). The signals received by the antenna elements 441-n-1 to 441-n-M (n = 1,..., N) are input to the phase shifters 402-n-1 to 402-n-M, respectively. Each of the phase shifters 402-n-1 to 402-n-M applies a predetermined complex phase rotation on an analog signal to the input signal, and outputs the result through switches 403-n-1 to 403-n-M. And input to the distribution coupler 415-n.
分配結合器４１５−ｎは、スイッチ４０３−ｎ−１〜４０３−ｎ−Ｍを介して入力された各アンテナ系統の信号をアナログ信号上で合成し、合成した信号をダウンコンバータ１２４−ｎに入力する。ダウンコンバータ１２４−ｎは、入力された無線周波数の信号をアナログ・ベースバンド信号に変換し、Ａ／Ｄ変換器１２５−ｎに入力する。Ａ／Ｄ変換器１２５−ｎは、ダウンコンバータ１２４−ｎから入力された信号を、アナログ・ベースバンド信号からデジタル・ベースバンド信号に変換し、ここには図示されていない信号分離回路に出力する。その他の処理は図１４と同様である。 The distribution coupler 415-n combines signals of the respective antenna systems input via the switches 403-n-1 to 403-n-M on an analog signal, and inputs the combined signal to the down-converter 124-n. I do. The down-converter 124-n converts the input radio frequency signal into an analog baseband signal, and inputs the signal to the A / D converter 125-n. The A / D converter 125-n converts the signal input from the down converter 124-n from an analog baseband signal to a digital baseband signal, and outputs the signal to a signal separation circuit (not shown). . Other processes are the same as those in FIG.
なお、図１３に示した無線局装置４５０では、送受信信号処理回路６５１−１〜６５１−Ｎの備えるアンテナがそれぞれ独立である場合を示したが、送受信信号処理回路６５１−１〜６５１−Ｎ毎のアンテナ素子４０１−１〜４０１−Ｍを共用することも可能である。例えば、図１３に示す送受信信号処理回路６５１−１〜６５１−Ｎが図１４に示す構成を取る場合（即ち、送信アンテナと受信アンテナが共用化されている場合）、送受信信号処理回路６５１−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ）からアンテナ素子４０１−ｎ−ｋ（１≦ｋ≦Ｍ）への信号線を分配結合器４０７−ｋにて合成し、その先にアンテナ素子４０１−ｋが接続される構成であっても良い。この構成は図１６に示す構成である。
Note that, in the
また、図１３に示す送受信信号処理回路６５１−１〜６５１−Ｎが図１４に示す送受信信号処理回路６５２−１〜６５２−Ｎに置き換えられた構成を取る場合（即ち、送信アンテナと受信アンテナが分離されている場合）、送受信信号処理回路６５２−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ）からアンテナ素子４０１−ｎ−ｋ（１≦ｋ≦Ｍ）への信号線を分配結合器４０７−ｋにて合成し、その先にアンテナ素子４０１−ｋが接続され、且つ、送受信信号処理回路６５２−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ）からアンテナ素子４４１−ｎ−ｋ（１≦ｋ≦Ｍ）への信号線を分配結合器４４７−ｋにて合成し、その先にアンテナ素子４４１−ｋが接続される構成であっても良い。この構成は図１７に示す構成である。 Further, a configuration in which the transmission / reception signal processing circuits 651-1 to 651-N illustrated in FIG. 13 are replaced with the transmission / reception signal processing circuits 652-1 to 652-N illustrated in FIG. 14 (that is, the transmission antenna and the reception antenna If separated, the signal line from the transmission / reception signal processing circuit 652-n (1 ≦ n ≦ N) to the antenna element 401-nk (1 ≦ k ≦ M) is combined by the distribution coupler 407-k. Then, the antenna element 401-k is connected first, and a signal line from the transmission / reception signal processing circuit 652-n (1 ≦ n ≦ N) to the antenna element 441-nk (1 ≦ k ≦ M) is connected. The configuration may be such that the signals are combined by the distribution coupler 447-k, and the antenna element 441-k is connected to the end. This configuration is the configuration shown in FIG.
図１３の説明では、無線局装置４５２についての説明を行わなかったが、図１３に示す無線局装置４５２の構成を図１６に示す無線局装置４５６又は図１７に示す無線局装置４５７のように構成することも可能である。この様にして、ひとつの（サブ）アレーアンテナで複数の指向性ビームを形成し、同一時刻に同一周波数上で空間多重伝送を行うことが可能である。
In the description of FIG. 13, the description of the
以上の本発明の背景技術では、基本的に送受信ウエイトに相当する可変移相器で行う複素位相回転量の推定処理をデジタル信号処理にて行い、実際の複素位相の回転処理はアナログ信号処理にて実現する。このため、変調器１２０−１〜１２０−Ｎ及び復調器１３０−１〜１３０−ＮではＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）変調方式の様に周波数軸上の信号処理を前提とする場合でも、シングルキャリア伝送及びＳＣ−ＦＤＥ（Single-Carrier Frequency Domain Equalization）の様に時間軸上での信号処理を前提とする場合でも、どちらの方式に対しても対応可能である。 In the above background art of the present invention, the process of estimating the amount of complex phase rotation performed by the variable phase shifter basically corresponding to the transmission / reception weight is performed by digital signal processing, and the actual complex phase rotation processing is performed by analog signal processing. To achieve. For this reason, the modulators 120-1 to 120-N and the demodulators 130-1 to 130-N are premised on signal processing on the frequency axis like the OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) modulation method. In both cases, signal processing on the time axis such as single carrier transmission and SC-FDE (Single-Carrier Frequency Domain Equalization) is applicable to both systems.
ただし、信号分離回路１４１では各信号系列間の信号分離を行うが、ここでは時間軸での信号分離を行うことも可能であるし、一旦、ＦＦＴにより周波数軸の信号に変換し、周波数軸で周波数依存性のある信号分離を実施しても構わない。この意味で、復調器１３０−１〜１３０−Ｎへの入力は、時間軸の信号である場合と周波数軸の信号である場合が想定されるが、ここでは簡単のために時間軸での信号を入力するものとして説明する。この様に、ＯＦＤＭ変調方式やＳＣ−ＦＤＥなどの通信方式のバリエーションに関する考え方は、以降の説明でも同様である。
However, the
また、サブアレー構成とした送受信信号処理回路６５１−１〜６５１−Ｎは、物理的に離して設置することで、アナログ上で形成される指向性ビームの相関を低減可能であるため、一般的には所定以上の距離だけ離して設置する。
さらに、以下の全ての説明（本発明の実施形態も含む）においても同様であるが、ベースバンド信号処理回路１４０と送受信信号処理回路６５１−１〜６５１−Ｎの間が有線接続され、この有線上でデジタル・ベースバンド信号を送受信する構成としているが、Ｄ／Ａ変換器１２２−１〜１２２−Ｎ及びＡ／Ｄ変換器１２５−１〜１２５−Ｎをベースバンド信号処理回路１４０が実装する場合は、ベースバンド信号処理回路１４０と送受信信号処理回路６５１−１〜６５１−Ｎとの間の有線接続上で流れる信号を、アナログ・ベースバンド信号とすることも可能である。
In addition, the transmission / reception signal processing circuits 651-1 to 651-N having a sub-array configuration can be installed physically apart from each other, so that the correlation between directional beams formed on analog can be reduced. Are set apart by a predetermined distance or more.
Further, the same applies to all the following descriptions (including the embodiments of the present invention). However, the baseband
図７において、隣接するアンテナ素子間の経路長差に伴う複素位相の回転量の差がπ以上になると、複素位相の±２ｎπの不確定性により正確な複素位相の回転量の推定が出来ない場合がある。例えば図７のアンテナ素子間隔が１波長で、到来方向の角度θが３０度である場合を考える。この場合、最近接のアンテナ素子間の経路長差はλＳｉｎ３０＝λ／２となり、複素位相に換算してπの回転が生じることになる。ここで想定する通信環境は、見通し波が支配的な環境ではあるが、若干は反射波の影響を受けるため、測定された値は若干異なる値となる。 In FIG. 7, when the difference in the amount of rotation of the complex phase due to the difference in the path length between adjacent antenna elements is π or more, it is not possible to accurately estimate the amount of rotation of the complex phase due to the uncertainty of ± 2nπ of the complex phase. There are cases. For example, consider a case where the antenna element spacing in FIG. 7 is one wavelength and the angle of arrival θ is 30 degrees. In this case, the path length difference between the closest antenna elements is λSin30 = λ / 2, and a rotation of π occurs in terms of a complex phase. The communication environment assumed here is an environment where the line of sight wave is dominant, but is slightly affected by the reflected wave, so that the measured values are slightly different values.
例えば、アンテナ素子４０１−１、４０１−２、４０１−３において、見通し波の複素位相の回転量が０→π→２π→・・・の様に変化したとする。その際、正の微小誤差δ１、δ２に対し、アンテナ素子４０１−２には反射波によりπ―δ１、アンテナ素子４０１−３には反射波により２π＋δ２の複素位相の回転量が測定されたとする。この際、４０１−２とアンテナ素子４０１−３の間の複素位相の回転量は、（２π＋δ２）−（π―δ１）＝π＋（δ１＋δ２）となり、絶対値がπを超えてしまう一方、仮にアンテナ素子４０１−３の複素位相の回転量２π＋δ２−２πと２πだけ補正した値だとすると、その場合の複素位相の回転量は（２π＋δ２−２π）−（π―δ１）＝−π＋（δ１＋δ２）となり、複素位相の回転量の絶対値はπよりも小さくなる。この場合、このいずれが正しいかが判断突かないため、複素位相の回転量は±π以内に収まっていると仮定すると、誤って後者のアンテナ素子４０１−３の複素位相回転量は（２π＋δ２−２π）と見なされることになる。この様に、２π周期の複素位相の不確定性に起因して、誤った複素位相の回転量を用いて最小二乗法の推定処理を行うと、得られる複素位相の回転量は不適切な値となり、適切な指向性制御を行うことができない。 For example, it is assumed that the rotation amount of the complex phase of the line-of-sight wave changes in the antenna elements 401-1, 401-2, and 401-3 as 0 → π → 2π →. At this time, for the small positive errors δ 1 and δ 2 , the amount of rotation of the complex phase of π−δ 1 is measured by the reflected wave at the antenna element 401-2 and 2π + δ 2 is measured by the reflected wave at the antenna element 401-3. Suppose it was done. At this time, the amount of rotation of the complex phase between 401-2 and the antenna element 401-3 is (2π + δ 2 ) − (π−δ 1 ) = π + (δ 1 + δ 2 ), and the absolute value exceeds π. On the other hand, if the complex phase rotation amount of the antenna element 401-3 is corrected by 2π + δ 2 −2π and 2π, the complex phase rotation amount in that case is (2π + δ 2 −2π) − (π−δ 1 ) = −π + (δ 1 + δ 2 ), and the absolute value of the rotation amount of the complex phase becomes smaller than π. In this case, since it is difficult to judge which of these is correct, assuming that the rotation amount of the complex phase is within ± π, the complex phase rotation amount of the latter antenna element 401-3 is erroneously calculated as (2π + δ 2 − 2π). As described above, if the least squares estimation process is performed using the wrong amount of rotation of the complex phase due to the uncertainty of the complex phase of the 2π period, the obtained amount of rotation of the complex phase becomes an inappropriate value. Therefore, appropriate directivity control cannot be performed.
一方、アンテナ全体のサイズが大きくなると、アンテナ開口の増大に伴い指向性ビームのビーム幅は狭くなる。大規模なアンテナで狭指向性ビームを形成する場合には、より多くのアンテナ素子を用いるか、隣接又は近接するアンテナ素子の代わりに例えば図８や図９の様に離れたアンテナ素子を用いることが好ましい。しかし、到来方向を推定し複素位相の回転量を推定するために用いるアンテナ素子数を増やすことは、比較的コストの高いＡ／Ｄ変換器を多数利用することに繋がり、コスト抑制の観点からは好ましくない。また、離れたアンテナ素子を利用すると、上述の様にそのアンテナ素子間の複素位相の回転量が２π周期の不確定性を持つため、正しい複素位相の回転量を算出することができない。したがって、より少ないアンテナ素子数にＡ／Ｄ変換器を実装する構成を取りながら、複素位相の回転量の２π周期の不確定性を回避し、高精度に複素位相の回転量を推定することができる複素位相回転量推定技術が求められる。 On the other hand, when the size of the entire antenna increases, the beam width of the directional beam decreases as the antenna aperture increases. When forming a narrow directional beam with a large-scale antenna, use more antenna elements, or use distant antenna elements as shown in FIGS. 8 and 9 instead of adjacent or adjacent antenna elements. Is preferred. However, increasing the number of antenna elements used for estimating the direction of arrival and estimating the amount of rotation of the complex phase leads to using a relatively large number of A / D converters having relatively high costs, and from the viewpoint of cost reduction. Not preferred. Also, if a separate antenna element is used, the amount of rotation of the complex phase between the antenna elements has an uncertainty of 2π period as described above, so that the correct amount of rotation of the complex phase cannot be calculated. Therefore, while adopting a configuration in which the A / D converter is mounted on a smaller number of antenna elements, it is possible to avoid the uncertainty of the 2π period of the rotation amount of the complex phase and estimate the rotation amount of the complex phase with high accuracy. A technique for estimating the amount of complex phase rotation is required.
上記事情に鑑み、本発明は、低コスト化を図るとともに、高精度に複素位相の回転量を推定することができる技術の提供を目的としている。 In view of the above circumstances, an object of the present invention is to provide a technique capable of reducing the cost and estimating the rotation amount of the complex phase with high accuracy.
本発明の一態様は、複数のアンテナ素子を含んで構成されるひとつまたは複数のアレーアンテナを用いて指向性を形成し、他の無線通信装置と無線通信する無線通信装置であって、前記他の無線通信装置が送信した信号を、前記複数のアンテナ素子それぞれを介して受信する信号受信部と、前記複数のアンテナ素子の中の一部の複数系統ないしは該複数のアンテナ素子とは別の複数のアンテナ素子に備えられ、該アンテナ素子にて受信された無線周波数のアナログ信号をベースバンドのデジタル信号に変換する信号変換部と、前記他の無線通信装置が送信したトレーニング信号を用いて、前記信号変換部が備えられた複数系統のアンテナ素子の中のふたつのアンテナ素子の組合せの相関を算出する相関算出部と、前記相関算出部で直接求められた相関値ないしは前記相関算出部で求められた前記信号変換部が備えられたアンテナ素子間の相関を組み合わせて求められた相関値に基づいて、前記信号変換部が備えられた複数系統のアンテナ素子の中から選定される基準となるアンテナ素子と、前記信号変換部が備えられた他のアンテナ素子との組合せ毎の相関情報を取得する基本相関情報取得部と、前記基本相関情報取得部で取得された情報に基づいて、前記複数のアンテナ素子の受信信号に対して与えるべき複素位相の回転量を予測する第１の回転量予測部と、前記信号変換部が備えられた複数系統のアンテナ素子を第１の部分アンテナ素子と、第２の部分アンテナ素子にグループ化し、前記第１の部分アンテナ素子に関する相関値のみを用いて前記第２の部分アンテナ素子の受信信号に対して与えるべき複素位相の回転量を前記第１の回転量予測部にて予測し、予測値と前記基本相関情報取得部で取得された情報を組み合わせて前記第２の部分アンテナ素子の受信信号に対して与えるべき複素位相の回転量を補正する基本相関情報補正部と、前記基本相関情報取得部及び基本相関情報補正部からの情報に基づいて、前記複数のアンテナ素子の受信信号に対して与えるべき複素位相の回転量を予測する第２の回転量予測部と、前記第２の回転量予測部で予測された複素位相に基づいて、受信信号に対して与えるべき複素位相の回転量を管理する第１の位相回転量管理部と、前記第１の位相回転量管理部によって管理された複素位相の回転量を、受信に用いる前記アンテナ素子毎の受信信号に対しアナログ信号上又はデジタル信号上で位相回転する第１の位相回転部と、前記第１の位相回転部からの出力信号を、アナログ信号上又はデジタル信号上で前記アレーアンテナ毎の受信に用いた全てまたはその一部のアンテナ素子に亘り信号を合成する信号合成部と、前記信号合成部により合成された前記受信信号に基づいて前記他の無線通信装置が送信した信号を再生する信号再生部と、を備える無線通信装置である。 One embodiment of the present invention is a wireless communication device that forms directivity using one or a plurality of array antennas including a plurality of antenna elements and wirelessly communicates with another wireless communication device. A signal receiving unit that receives a signal transmitted by the wireless communication device through each of the plurality of antenna elements, and a plurality of systems or some of the plurality of antenna elements different from the plurality of antenna elements. A signal conversion unit that is provided in the antenna element and converts a radio frequency analog signal received by the antenna element into a baseband digital signal, using a training signal transmitted by the other wireless communication device, A correlation calculator for calculating a correlation of a combination of two antenna elements among a plurality of antenna elements provided with a signal converter; and a correlation calculator for directly calculating the correlation. A plurality of antenna elements provided with the signal conversion unit, based on the correlation value or a correlation value obtained by combining the correlation between the antenna elements provided with the signal conversion unit obtained by the correlation calculation unit. An antenna element serving as a reference selected from among the above, a basic correlation information obtaining unit for obtaining correlation information for each combination of the other antenna elements provided with the signal conversion unit, and a basic correlation information obtaining unit for obtaining A first rotation amount prediction unit for predicting a rotation amount of a complex phase to be given to reception signals of the plurality of antenna elements based on the obtained information, and a plurality of antenna elements provided with the signal conversion unit Are grouped into a first partial antenna element and a second partial antenna element, and reception of the second partial antenna element is performed using only a correlation value related to the first partial antenna element. The first rotation amount prediction unit predicts the rotation amount of the complex phase to be given to the signal, and combines the prediction value and the information acquired by the basic correlation information acquisition unit to combine the prediction value with the information of the second partial antenna element. A basic correlation information correction unit that corrects a rotation amount of a complex phase to be given to a received signal, and based on information from the basic correlation information acquisition unit and the basic correlation information correction unit, the received signals of the plurality of antenna elements A second rotation amount prediction unit that predicts a rotation amount of a complex phase to be given to the received signal, and a rotation of the complex phase to be given to the received signal based on the complex phase predicted by the second rotation amount prediction unit. A first phase rotation amount management unit for managing the amount, and a rotation amount of the complex phase managed by the first phase rotation amount management unit, on a received signal for each antenna element used for reception, on an analog signal or Digital A first phase rotator that performs phase rotation on a signal, and an output signal from the first phase rotator, on an analog signal or a digital signal, all or a part thereof used for reception of each array antenna. A wireless communication device including: a signal combining unit that combines a signal over an antenna element; and a signal reproducing unit that reproduces a signal transmitted by the other wireless communication device based on the received signal combined by the signal combining unit. It is.
本発明の一態様は、上記の無線通信装置であって、前記第１の部分アンテナ素子は、通信相手となる無線通信装置からの直接波を平面波近似した際の経路長差が、当該アンテナ素子の中の最近接素子との間で１／２波長以下となる。 One embodiment of the present invention is the above wireless communication device, wherein the first partial antenna element has a difference in path length when a direct wave from a wireless communication device to be a communication partner is approximated by a plane wave. The wavelength is equal to or less than 波長 wavelength with the closest element in the above.
本発明の一態様は、上記の無線通信装置であって、前記第２の部分アンテナ素子は、通信相手となる無線通信装置からの直接波を平面波近似した際の経路長差が、前記第１の部分アンテナ素子の中の最近接素子との間で１／２波長以上となる。 One embodiment of the present invention is the above wireless communication device, wherein the second partial antenna element has a path length difference when a direct wave from a wireless communication device that is a communication partner is approximated by a plane wave, and The wavelength is equal to or longer than 波長 wavelength with the closest element among the partial antenna elements.
本発明の一態様は、上記の無線通信装置であって、前記第１の位相回転部は、前記アンテナ素子毎の受信信号に対しアナログ信号上で複素位相を所定の値だけ回転させ、前記信号合成部は、アナログ信号上で受信に用いた全てのアンテナ素子に亘りアナログ信号の前記受信信号を合成する。 One embodiment of the present invention is the above wireless communication device, wherein the first phase rotation unit rotates a complex phase by a predetermined value on an analog signal with respect to a reception signal of each of the antenna elements, and The combining unit combines the received signal of the analog signal over all the antenna elements used for reception on the analog signal.
本発明の一態様は、上記の無線通信装置であって、前記他の無線通信装置が送信した信号に対して、前記アンテナ素子毎にデジタル信号上又はアナログ信号上で複素位相を所定の値だけ回転させる前記第１の位相回転部と共通化された、又は、独立した第２の位相回転部と、前記基本相関情報取得部及び又は基本相関情報補正部で取得した情報あるいは前記第１の回転量予測部及び又は第２の回転量予測部で予測された情報、又は、該情報に所定のキャリブレーション処理を実施して得られる新たな複素位相回転量に関する情報のいずれかに基づいて、前記第２の位相回転部で与えるべき複素位相の回転量を算出する第３の回転量予測部と、前記第３の回転量予測部で算出された複素位相に基づいて、前記第２の位相回転部が与える複素位相の回転量を管理する第２の位相回転量管理部と、前記他の無線通信装置宛てのデジタル信号を生成する送信信号生成部と、前記送信信号生成部が生成した送信信号をデジタル信号上又はアナログ信号上で前記アンテナ素子毎に分岐させる信号分配部と、前記第２の位相回転量管理部によって管理された複素位相の回転量を前記第２の位相回転部に設定し、前記第２の位相回転部にて前記信号分配部で分岐した信号に所定の複素位相回転を施した後の信号を、無線周波数のアナログ信号として前記アンテナ素子を介して送信する信号送信部と、をさらに備える。 One embodiment of the present invention is the above wireless communication device, wherein a complex phase of a signal transmitted by the other wireless communication device is changed by a predetermined value on a digital signal or an analog signal for each antenna element. A second phase rotation unit common to or independent of the first phase rotation unit to be rotated, and information acquired by the basic correlation information acquisition unit and / or the basic correlation information correction unit or the first rotation The information predicted by the amount prediction unit and / or the second rotation amount prediction unit, or based on any of information on a new complex phase rotation amount obtained by performing a predetermined calibration process on the information, A third rotation amount prediction unit that calculates a rotation amount of a complex phase to be given by the second phase rotation unit, and the second phase rotation based on the complex phase calculated by the third rotation amount prediction unit. Complex phase given by the part A second phase rotation amount management unit for managing the rotation amount, a transmission signal generation unit for generating a digital signal addressed to the other wireless communication device, and a transmission signal generated by the transmission signal generation unit on a digital signal or an analog signal. A signal distributing unit that branches each antenna element on a signal, and a rotation amount of a complex phase managed by the second phase rotation amount management unit is set in the second phase rotation unit; A signal transmitting unit that transmits, via the antenna element, a signal obtained by performing a predetermined complex phase rotation on the signal branched by the signal distribution unit in the rotating unit as a radio frequency analog signal.
本発明の一態様は、上記の無線通信装置であって、前記信号合成部と前記信号分配部とが個別独立であり、かつ、前記第１の位相回転部と前記第２の位相回転部とが個別独立である。 One embodiment of the present invention is the above wireless communication apparatus, wherein the signal synthesizing unit and the signal distributing unit are individually independent, and the first phase rotating unit and the second phase rotating unit Are independent.
本発明の一態様は、上記の無線通信装置であって、受信信号と送信信号の周波数が異なる場合に、前記第３の回転量予測部は、第２の位相回転部で与えるべき複素位相の回転量に受信信号と送信信号の周波数の比率を乗算する補正を行い補正後の複素位相の回転量を算出する。 One embodiment of the present invention is the above wireless communication apparatus, wherein, when a frequency of a received signal is different from a frequency of a transmitted signal, the third rotation amount prediction unit includes a complex phase to be given by a second phase rotation unit. The rotation amount is corrected by multiplying the ratio of the frequency of the reception signal to the transmission signal, and the rotation amount of the corrected complex phase is calculated.
本発明の一態様は、複数のアンテナ素子を含んで構成されるひとつまたは複数のアレーアンテナを用いて指向性を形成し、他の無線通信装置と無線通信する無線通信装置が実行する無線通信方法であって、前記他の無線通信装置が送信した信号を、前記複数のアンテナ素子それぞれを介して受信する信号受信ステップと、前記他の無線通信装置が送信したトレーニング信号を用いて、前記複数のアンテナ素子の中の一部ないしは該複数のアンテナ素子とは別の複数のアンテナ素子の複数系統に備えられ、該アンテナ素子にて受信された無線周波数のアナログ信号をベースバンドのデジタル信号に変換する信号変換部が備えられた複数系統のアンテナ素子の中のふたつのアンテナ素子の組合せの相関を算出する相関算出ステップと、前記相関算出ステップで直接求められた相関値ないしは前記相関算出ステップで求められた前記信号変換部が備えられたアンテナ素子間の相関を組み合わせて求められた相関値に基づいて、前記信号変換部が備えられた複数系統のアンテナ素子の中から選定される基準となるアンテナ素子と、前記信号変換部が備えられた他のアンテナ素子との組合せ毎の相関情報を取得する基本相関情報取得ステップと、前記基本相関情報取得ステップで取得された情報に基づいて、前記複数のアンテナ素子の受信信号に対して与えるべき複素位相の回転量を予測する第１の回転量予測ステップと、前記信号変換部が備えられた複数系統のアンテナ素子を第１の部分アンテナ素子と、第２の部分アンテナ素子にグループ化し、前記第１の部分アンテナ素子に関する相関値のみを用いて前記第２の部分アンテナ素子の受信信号に対して与えるべき複素位相の回転量を前記第１の回転量予測ステップにて予測し、予測値と前記基本相関情報取得ステップで取得された情報を組み合わせて前記第２の部分アンテナ素子の受信信号に対して与えるべき複素位相の回転量を補正する基本相関情報補正ステップと、前記基本相関情報取得ステップ及び基本相関情報補正ステップから得られた情報に基づいて、前記複数のアンテナ素子の受信信号に対して与えるべき複素位相の回転量を予測する第２の回転量予測ステップと、前記第２の回転量予測ステップで予測された複素位相に基づいて、受信信号に対して与えるべき複素位相の回転量を管理する第１の位相回転量管理ステップと、前記第１の位相回転量管理ステップにおいて管理された複素位相の回転量を、受信に用いる前記アンテナ素子毎の受信信号に対しアナログ信号上又はデジタル信号上で位相回転する第１の位相回転ステップと、前記第１の位相回転ステップからの出力信号を、アナログ信号上又はデジタル信号上で前記アレーアンテナ毎の受信に用いた全てのアンテナ素子に亘り信号を合成する信号合成ステップと、前記信号合成ステップにより合成された前記受信信号に基づいて前記他の無線通信装置が送信した信号を再生する信号再生ステップと、を有する無線通信方法である。 One aspect of the present invention is a wireless communication method executed by a wireless communication device that forms directivity using one or more array antennas including a plurality of antenna elements and wirelessly communicates with another wireless communication device In, the signal transmitted by the other wireless communication device, a signal receiving step of receiving via each of the plurality of antenna elements, using a training signal transmitted by the other wireless communication device, the plurality of A part of the antenna elements or a plurality of antenna elements different from the plurality of antenna elements is provided in a plurality of systems, and converts a radio frequency analog signal received by the antenna element to a baseband digital signal. A correlation calculating step of calculating a correlation of a combination of two antenna elements among a plurality of antenna elements provided with a signal conversion unit; The signal conversion unit is provided based on the correlation value obtained directly in the step or the correlation value obtained by combining the correlation between the antenna elements provided with the signal conversion unit obtained in the correlation calculation step. A basic correlation information obtaining step of obtaining correlation information for each combination of an antenna element serving as a reference selected from a plurality of antenna elements and another antenna element provided with the signal conversion unit; and A first rotation amount prediction step of predicting a rotation amount of a complex phase to be given to the reception signals of the plurality of antenna elements based on the information acquired in the information acquisition step; and the signal conversion unit. The antenna elements of a plurality of systems are grouped into a first partial antenna element and a second partial antenna element, and a correlation related to the first partial antenna element is obtained. The first rotation amount prediction step predicts the rotation amount of the complex phase to be given to the reception signal of the second partial antenna element using only the second partial antenna element, and obtains the prediction value and the basic correlation information acquisition step. The basic correlation information correction step of correcting the amount of rotation of the complex phase to be given to the reception signal of the second partial antenna element by combining the obtained information and the basic correlation information obtaining step and the basic correlation information correction step. A second rotation amount prediction step of predicting a rotation amount of a complex phase to be given to the reception signals of the plurality of antenna elements based on the obtained information, and a complex phase predicted by the second rotation amount prediction step. A first phase rotation amount management step of managing a rotation amount of a complex phase to be given to the received signal based on the first and second phase rotation amount management steps. A first phase rotation step of performing a phase rotation on an analog signal or a digital signal with respect to a reception signal of each antenna element used for reception, and the first phase rotation step. A signal synthesis step of synthesizing a signal over all antenna elements used for reception of each array antenna on an analog signal or a digital signal, based on the reception signal synthesized by the signal synthesis step A signal reproducing step of reproducing a signal transmitted by the other wireless communication device.
本発明により、低コスト化を図るとともに、高精度に複素位相の回転量を推定することが可能となる。 According to the present invention, it is possible to reduce the cost and to estimate the rotation amount of the complex phase with high accuracy.
本発明の実施形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、本明細書にて用いる「時間軸」「周波数軸」と言う用語は、「時間領域」「周波数領域」と表現されることもあるが、ここでは「時間軸」「周波数軸」に統一して説明を行う。 An embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. Note that the terms “time axis” and “frequency axis” used in this specification may be expressed as “time domain” and “frequency domain”. Will be described.
［第１の実施形態］
以下、図を用いて本発明の基本原理について説明する。図１に、本発明の第１の実施形態におけるアンテナ素子の一例を示す。図１は、図９と類似の配置であるが、最大の差分としては、基準となるアンテナ素子ｏの近傍に、アンテナ素子ｏとの複素位相の回転量を測定するためのアンテナ素子Ｋ〜Ｍ（Ｋ，Ｌ，Ｍ）が配置され、その他の複素位相の回転量を測定するためのアンテナ素子をアンテナ素子ｃとｍとした点である。図９と同様に、図において「○」で表したａ〜ｒはデータの受信で用いる受信アンテナ素子、「●」で表したｓ〜ｚ及びＡ〜Ｊはデータの送信で用いる送信アンテナ素子を表す。アンテナ素子Ｋ〜Ｍは、複素位相の回転量測定には用いるが、データの送受信には用いない。
[First Embodiment]
Hereinafter, the basic principle of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 shows an example of an antenna element according to the first embodiment of the present invention. FIG. 1 shows an arrangement similar to that of FIG. 9, but the largest difference is that antenna elements K to M for measuring the amount of rotation of the complex phase with antenna element o are provided near antenna element o serving as a reference. (K, L, M) is arranged, and antenna elements for measuring the amount of rotation of other complex phases are antenna elements c and m. As in FIG. 9, a to r represented by “O” in the figure represent reception antenna elements used for data reception, and s to z and A to J represented by “●” represent transmission antenna elements used for data transmission. Represent. The antenna elements K to M are used for measuring the amount of rotation of the complex phase, but are not used for transmitting and receiving data.
一例として、「○」で表したａ〜ｒ、「●」で表したｓ〜ｚ及びＡ〜Ｊで構成される正方格子の各格子の１辺が１波長間隔であるとする。したがって、アンテナ素子ｏ及びアンテナ素子Ｋ〜Ｍの正方形は１辺が１／２波長の正方形である。この４つのアンテナ素子の近接アンテナ素子間で、図７に示した様な経路長差は、例えば角度６０度方向からの到来波に対しても、（λ／２）Ｓｉｎ６０＝（√３）／４×λであり、半波長より大分小さな値に抑えられている。したがって、この４素子の間では複素位相の回転量は確実に±π以内に収まっている。そこで、この４点で最小二乗法ないしはその他の類似の方法で到来方向を大雑把に推定し、その推定結果からアンテナ素子ｃ及びアンテナ素子ｍでの複素位相の回転量を推定し、その推定結果を基にアンテナ素子ｃ及びアンテナ素子ｍでの複素位相の２π周期の不確定性を排除する。 As an example, it is assumed that one side of each of the square lattices constituted by a to r represented by “○”, s to z represented by “●”, and A to J is one wavelength interval. Therefore, the squares of the antenna element o and the antenna elements K to M are squares each having a half wavelength. The path length difference as shown in FIG. 7 between the four adjacent antenna elements is, for example, (λ / 2) Sin60 = (√3) / 4 × λ, which is suppressed to a value that is much smaller than a half wavelength. Therefore, among these four elements, the rotation amount of the complex phase surely falls within ± π. Therefore, at these four points, the direction of arrival is roughly estimated by the least squares method or another similar method, and the amount of rotation of the complex phase in the antenna elements c and m is estimated from the estimation result. Based on this, the uncertainty of the 2π period of the complex phase in the antenna element c and the antenna element m is eliminated.
例えば、アンテナ素子ｏを原点（０，０）、アンテナ素子ｃを（０，４）、アンテナ素子ｍを（４，０）と置く。この際に、アンテナ素子ｃ及びアンテナ素子ｍで求めた式（４）に相当する式のαが０．３π、βが０．７π、γが０であったとする。この場合、φ＝０．３πｘ＋０．７πｙであり、アンテナ素子ｃは２．８π、アンテナ素子ｍは１．２πと推定される。仮に、別途求めたアンテナ素子ｏとアンテナ素子ｃの複素位相の回転量が０．２π、アンテナ素子ｍの複素位相の回転量が−０．４πであったとする。この場合、アンテナ素子ｃの複素位相の回転量は２π周期の不確定性を考慮すると、例えば・・・、−１．８π、０．２π、２．２π、４．２π、・・・の可能性があり、この中で最も最初に予測した複素位相の回転量２．８πに近いのは２．２πであり、この結果をアンテナ素子ｃのアンテナ素子ｏに対する複素位相の回転量と見なすことができる。 For example, the antenna element o is set to the origin (0, 0), the antenna element c is set to (0, 4), and the antenna element m is set to (4, 0). At this time, it is assumed that α in the expression corresponding to Expression (4) obtained with the antenna elements c and m is 0.3π, β is 0.7π, and γ is 0. In this case, φ = 0.3πx + 0.7πy, the antenna element c is estimated to be 2.8π, and the antenna element m is estimated to be 1.2π. It is assumed that the rotation amount of the complex phase of the antenna element o and the antenna element c separately obtained is 0.2π, and the rotation amount of the complex phase of the antenna element m is −0.4π. In this case, the amount of rotation of the complex phase of the antenna element c can be, for example,..., -1.8π, 0.2π, 2.2π, 4.2π,. 2.2π is closest to the first predicted complex phase rotation amount of 2.8π, and the result can be regarded as the complex phase rotation amount of the antenna element c with respect to the antenna element o. it can.
同様に、アンテナ素子ｍの複素位相の回転量は２π周期の不確定性を考慮すると、例えば・・・、−２．４π、−０．４π、１．６π、３．６π、・・・の可能性があり、この中で最も最初に予測した複素位相の回転量１．２πに近いのは１．６πであり、この結果をアンテナ素子ｍのアンテナ素子ｏに対する複素位相の回転量と見なすことができる。この様にしてアンテナ素子ｃ及びアンテナ素子ｍの複素位相の回転量の２π周期の不確定性を排除しながらも、複素位相の回転量推定に用いるアンテナ素子の空間的な広がりを拡大し、等価的に広開口のアンテナ素子で高精度の推定が可能になる。 Similarly, the amount of rotation of the complex phase of the antenna element m is, for example,..., -2.4π, -0.4π, 1.6π, 3.6π,. There is a possibility that 1.6π is closest to the first predicted amount of rotation of the complex phase of 1.2π, and this result is regarded as the amount of rotation of the complex phase of the antenna element m with respect to the antenna element o. Can be. In this manner, while eliminating the uncertainty of the 2π period of the rotation amount of the complex phase of the antenna elements c and m, the spatial extent of the antenna element used for estimating the rotation amount of the complex phase is expanded, and High-precision estimation is possible with an antenna element having a wide aperture.
図２は、第１の実施形態を実現するための送受信信号処理回路の構成例を示す機能ブロック図である。図２は、図１３に示す送受信信号処理回路６５１−ｎに対応し、図１４に示した送受信信号処理回路６５１−ｎとの差分を中心に説明する。 FIG. 2 is a functional block diagram illustrating a configuration example of a transmission / reception signal processing circuit for realizing the first embodiment. FIG. 2 corresponds to the transmission / reception signal processing circuit 651-n shown in FIG. 13 and mainly describes differences from the transmission / reception signal processing circuit 651-n shown in FIG.
同図に示す送受信信号処理回路６５３−ｎは、Ｄ／Ａ変換器１２２−ｎと、アップコンバータ（ＵＣ）１２３−ｎと、ダウンコンバータ（ＤＣ）１２４−ｎと、Ａ／Ｄ変換器１２５−ｎと、ＴＤＤスイッチ（ＴＤＤ−ＳＷ）１２７−ｎと、移相器４０２−ｎ−２〜４０２−ｎ−Ｍと、スイッチ４０３−ｎ−２〜４０３−ｎ−Ｍと、分配結合器４０４−ｎと、ダウンコンバータ（ＤＣ）４２４−ｎ−１〜４２４−ｎ−２と、Ａ／Ｄ変換器４２５−ｎ−１〜４２５−ｎ−２と、相関算出回路４０５−ｎと、位相シフト制御回路４０６−ｎと、複素位相回転量予測回路４１７−ｎとを備える。また、送受信信号処理回路６５３−ｎには、アンテナ素子４０１−１〜４０１−Ｍと、ベースバンド信号処理回路１４０とが接続されている。なお、同図では、ダウンコンバータ４２４−ｎ及びＡ／Ｄ変換器４２５−ｎがそれぞれ２つの構成を示しているが、ダウンコンバータ４２４−ｎ−１及びＡ／Ｄ変換器４２５−ｎ−１の数に関する制約はなく、一方、ダウンコンバータ４２４−ｎ−２、Ａ／Ｄ変換器４２５−ｎ−２はＭより少ない値であればどのような値であってもよい。以下の説明では、ダウンコンバータ４２４−ｎ及びＡ／Ｄ変換器４２５−ｎが２つ（ダウンコンバータ４２４−ｎ−１〜４２４−ｎ−２及びＡ／Ｄ変換器４２５−ｎ−１〜４２５−ｎ−２）の場合を例に説明する。なお、同図において、前述の図と同一の機能ブロックについては、同一の番号を付与し、その説明の詳細は必要に応じて省略する。
The transmission / reception signal processing circuit 653-n shown in the figure includes a D / A converter 122-n, an up converter (UC) 123-n, a down converter (DC) 124-n, and an A / D converter 125-n. n, TDD switch (TDD-SW) 127-n, phase shifters 402-n-2 to 402-n-M, switches 403-n-2 to 403-n-M, and distribution coupler 404- n, down converters (DC) 424-n-1 to 424-n-2, A / D converters 425-n-1 to 425-n-2, a correlation calculation circuit 405-n, and phase shift control The circuit includes a circuit 406-n and a complex phase rotation amount prediction circuit 417-n. The transmission / reception signal processing circuit 653-n is connected to the antenna elements 401-1 to 401-M and the baseband
図１４との差分は、全体の中の１部のアンテナ素子（本実施形態の図２においては、アンテナ素子４０１−１に対応）は、移相器４０２−ｎ−１及びスイッチ４０３−ｎ−１を介することなくダウンコンバータ１２４−ｎ−１に接続し、アンテナ素子４０１−１から分配結合器４０４−ｎへの信号線が省略されている。また、複素位相回転量予測回路４１０−ｎが複素位相回転量予測回路４１７−ｎに置き換えられている。 The difference from FIG. 14 is that a part of the entire antenna element (corresponding to the antenna element 401-1 in FIG. 2 of the present embodiment) is a phase shifter 402-n-1 and a switch 403-n- 1, the signal line is connected to the down converter 124-n-1 and the signal line from the antenna element 401-1 to the distribution coupler 404-n is omitted. Further, the complex phase rotation amount prediction circuit 410-n is replaced with a complex phase rotation amount prediction circuit 417-n.
図１との対応（厳密には、図１は送受信アンテナが別であることを想定した図になっているが、送受信アンテナを共用する場合と見なして以下の説明を行う）でみれば、移相器４０２−ｎおよびスイッチ４０３−ｎを伴わないアンテナ素子４０１−１は例えば図１のアンテナ素子Ｋ、Ｌ、Ｍに対応し、移相器４０２−ｎおよびスイッチ４０３−ｎを伴なうアンテナ素子４０１−４は例えば図１のアンテナ素子ｏ、ｃ、ｍに対応する。アンテナ素子Ｋ、Ｌ、Ｍが分配結合器４０４−ｎに接続されていないことを除けば、アンテナ素子４０１−２〜４０２−Ｍを介したデータの送受信に関する信号処理は、図１４における本発明の背景技術の信号処理と等価である。信号処理の差分は、移相器４０２−ｎ−２〜４０２−ｎ−Ｍで行う複素位相の回転量を算出する際の信号処理のみに存在する。以下、移相器４０２−ｎ−２〜４０２−ｎ−Ｍで行う複素位相の回転量を算出する際の信号処理について説明する。 In correspondence with FIG. 1 (strictly, FIG. 1 is a diagram assuming that the transmitting and receiving antennas are different, but the following description will be made assuming that the transmitting and receiving antennas are shared). The antenna element 401-1 without the phase shifter 402-n and the switch 403-n corresponds to, for example, the antenna elements K, L, and M in FIG. 1, and the antenna with the phase shifter 402-n and the switch 403-n. The element 401-4 corresponds to, for example, the antenna elements o, c, and m in FIG. Except that the antenna elements K, L, and M are not connected to the distribution coupler 404-n, the signal processing related to transmission and reception of data via the antenna elements 401-2 to 402-M corresponds to the signal processing of the present invention in FIG. This is equivalent to the signal processing of the background art. The difference of the signal processing exists only in the signal processing when calculating the amount of rotation of the complex phase performed by the phase shifters 402-n-2 to 402-n-M. Hereinafter, signal processing performed by the phase shifters 402-n-2 to 402-n-M when calculating the amount of rotation of the complex phase will be described.
複素位相の回転量を算出する際の信号処理において、スイッチ４０３−ｎ−４はダウンコンバータ４２４−ｎ−２と移相器４０２−ｎ−４とを接続し（実際には、ここには図示していないダウンコンバータ、Ａ／Ｄ変換器を備えたアンテナ系統のスイッチも同様）、残りのスイッチに関しては未接続状態とする。この状態で、まず複素位相の回転量を取得すべき通信相手の無線局装置からチャネル推定用のトレーニング信号を送信し、当該無線局装置ではこの信号を受信する。 In the signal processing for calculating the rotation amount of the complex phase, the switch 403-n-4 connects the down converter 424-n-2 and the phase shifter 402-n-4 (actually, FIG. The same applies to an antenna system switch including a down converter and an A / D converter not shown), and the remaining switches are not connected. In this state, first, a training signal for channel estimation is transmitted from the wireless station device of the communication partner from which the rotation amount of the complex phase is to be obtained, and the wireless station device receives this signal.
アンテナ素子４０１−ｎ−１で受信した信号は、ダウンコンバータ４２４−ｎ−１に入力される。また、アンテナ素子４０１−ｎ−４で受信した信号は、移相器４０２−ｎ−４に入力され、移相器４０２−ｎ−４にてアナログ信号上で所定の複素位相回転（例えば０度でも良い）が加えられ、スイッチ４０３−ｎ−４に入力される。スイッチ４０３−ｎ−４（実際には、ここには図示していないダウンコンバータ、Ａ／Ｄ変換器を備えたアンテナ系統のスイッチも同様であるが、説明の簡単化のためにこの１つのアンテナ系統についてのみ説明する）に入力された信号は、ダウンコンバータ４２４−ｎ−４に入力される。 The signal received by the antenna element 401-n-1 is input to the down converter 424-n-1. The signal received by the antenna element 401-n-4 is input to the phase shifter 402-n-4, and the phase shifter 402-n-4 rotates a predetermined complex phase on the analog signal (for example, 0 degree). May be added) and input to the switch 403-n-4. Switch 403-n-4 (actually, the same applies to an antenna system switch including a down converter and an A / D converter not shown here, but for simplification of description, this one antenna The signal input to only the system is input to the downconverter 424-n-4.
ダウンコンバータ４２４−ｎ−１〜４２４−ｎ−２は、入力された無線周波数の信号をアナログ・ベースバンド信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器４２５−ｎ−１〜４２５−ｎ−２は、アナログ信号からデジタル・ベースバンド信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器４２５−ｎ−１〜４２５−ｎ−２によってデジタル・ベースバンド信号に変換された情報は相関算出回路４０５−ｎに入力される。相関算出回路４０５−ｎは、入力された情報を基に、式（１）〜式（３）を用いて複素位相の回転量を算出する。また、必要に応じてキャリブレーション処理が必要な場合には、式（１）〜式（３）にキャリブレーション係数を考慮した値として送信側の複素位相の回転量を定める。相関算出回路４０５−ｎで求めた複素位相の回転量は、通信する相手となる無線局装置の識別番号と共に、複素位相回転量予測回路４１７−ｎに入力される。この際、アンテナ素子毎の複素位相の回転量が±π以下になる様に設定されたアンテナ素子に関する情報と、それ以外のアンテナ素子に関する情報は区別されて入力されるものとする。図１の例では例えば、アンテナ素子毎の複素位相の回転量が±π以下になる様に設定されたアンテナ素子はアンテナ素子ｏ、Ｋ、Ｌ、Ｍであり、それ以外のアンテナ素子はアンテナ素子ｃ、ｍに対応している。 The down converters 424-n-1 to 424-n-2 convert the input radio frequency signals into analog baseband signals. The A / D converters 425-n-1 to 425-n-2 convert analog signals into digital baseband signals. The information converted into digital baseband signals by the A / D converters 425-n-1 to 425-n-2 is input to the correlation calculation circuit 405-n. The correlation calculation circuit 405-n calculates the rotation amount of the complex phase based on the input information by using Expressions (1) to (3). When the calibration process is required as needed, the rotation amount of the complex phase on the transmission side is determined as a value in consideration of the calibration coefficient in Expressions (1) to (3). The rotation amount of the complex phase obtained by the correlation calculation circuit 405-n is input to the complex phase rotation amount prediction circuit 417-n together with the identification number of the wireless station device to communicate with. At this time, it is assumed that the information on the antenna element set so that the rotation amount of the complex phase for each antenna element is ± π or less and the information on the other antenna elements are inputted in a distinguished manner. In the example of FIG. 1, for example, the antenna elements set such that the rotation amount of the complex phase for each antenna element is ± π or less are the antenna elements o, K, L, and M, and the other antenna elements are the antenna elements. It corresponds to c and m.
複素位相回転量予測回路４１７−ｎは、まず、アンテナ素子はアンテナ素子ｏ、Ｋ、Ｌ、Ｍを用いて全アンテナ素子の複素位相の回転量の仮推定を行う。この仮推定結果にアンテナ素子ｃ、ｍの座標を設定し、アンテナ素子ｃ、ｍの複素位相の回転量の１次予測を行う。ここでは例えば前述の様に、アンテナ素子ｏを原点（０，０）、アンテナ素子ｃを（０，４）、アンテナ素子ｍを（４，０）とした際に、アンテナ素子ｃ及びアンテナ素子ｍで求めた式（４）に相当する式のαが０．３π、βが０．７π、γが０であったとすれば、φ＝０．３πｘ＋０．７πｙであり、アンテナ素子ｃは２．８π、アンテナ素子ｍは１．２πと仮推定される。以上が１次予測による仮推定である。 First, the complex phase rotation amount prediction circuit 417-n performs temporary estimation of the rotation amount of the complex phase of all the antenna elements using the antenna elements o, K, L, and M. The coordinates of the antenna elements c and m are set in the provisional estimation result, and the primary prediction of the rotation amount of the complex phase of the antenna elements c and m is performed. Here, for example, as described above, when the antenna element o is the origin (0, 0), the antenna element c is (0, 4), and the antenna element m is (4, 0), the antenna elements c and m If α is 0.3π, β is 0.7π, and γ is 0 in the equation corresponding to equation (4) obtained in the above, φ = 0.3πx + 0.7πy, and the antenna element c is 2.8π. , Antenna element m is provisionally estimated to be 1.2π. The above is the provisional estimation based on the primary prediction.
次に、２次推定の手順を示す。別途求めたアンテナ素子ｏとアンテナ素子ｃの複素位相の回転量が０．２π、アンテナ素子ｍの複素位相の回転量が−０．４πであったとする。この場合、アンテナ素子ｃの複素位相の回転量は２π周期の不確定性を考慮すると、例えば・・・、−１．８π、０．２π、２．２π、４．２π、・・・の可能性があり、この中で最も最初に予測した複素位相の回転量２．８πに近いのは２．２πであり、この結果をアンテナ素子ｃのアンテナ素子ｏに対する複素位相の回転量と見なすことができる。同様に、アンテナ素子ｍの複素位相の回転量は２π周期の不確定性を考慮すると、例えば・・・、−２．４π、−０．４π、１．６π、３．６π、・・・の可能性があり、この中で最も最初に予測した複素位相の回転量１．２πに近いのは１．６πであり、この結果をアンテナ素子ｍのアンテナ素子ｏに対する複素位相の回転量と見なすことができる。 Next, the procedure of the secondary estimation will be described. It is assumed that the rotation amount of the complex phase of the antenna element o and the antenna element c separately obtained is 0.2π, and the rotation amount of the complex phase of the antenna element m is −0.4π. In this case, the amount of rotation of the complex phase of the antenna element c can be, for example,..., -1.8π, 0.2π, 2.2π, 4.2π,. 2.2π is closest to the first predicted complex phase rotation amount of 2.8π, and the result can be regarded as the complex phase rotation amount of the antenna element c with respect to the antenna element o. it can. Similarly, the amount of rotation of the complex phase of the antenna element m is, for example,..., -2.4π, -0.4π, 1.6π, 3.6π,. There is a possibility that 1.6π is closest to the first predicted amount of rotation of the complex phase of 1.2π, and this result is regarded as the amount of rotation of the complex phase of the antenna element m with respect to the antenna element o. Can be.
この様にして求めたアンテナ素子ｏ、ｍの補正され且つ２π周期の不確定性が排除された複素位相の回転量と、アンテナ素子ｏ、Ｋ、Ｌ、Ｍの複素位相の回転量を基に最小二乗法を適用し、式（４）に相当する最終的な推定式を算出する。この結果を各アンテナ素子の座標に適用し、各アンテナ素子の複素位相の回転量を推定する。この様にしてアンテナ素子ｃ及びアンテナ素子ｍの複素位相の回転量の２π周期の不確定性を排除しながらも、複素位相の回転量推定に用いるアンテナ素子の空間的な広がりを拡大し、等価的に広開口のアンテナ素子で高精度の推定が可能になる。この様にして複素位相回転量予測回路４１７−ｎは、移相器４０２−ｎ−２〜４０２−ｎ−Ｍで行うべき複素位相の回転量を算出し、通信する相手となる無線局装置の識別番号と共に、位相シフト制御回路４０６−ｎに入力する。位相シフト制御回路４０６−ｎでは、ここで入力された値がメモリに記憶されるなどして管理される。なお、これらの一連の処理は、制御回路４６０が全体の調整、タイミング制御等を行う。
Based on the corrected complex phase rotation amounts of the antenna elements o, m and the uncertainty of the 2π period that have been determined in this way, and the complex phase rotation amounts of the antenna elements o, K, L, and M, By applying the least-squares method, a final estimation formula corresponding to the formula (4) is calculated. The result is applied to the coordinates of each antenna element, and the amount of rotation of the complex phase of each antenna element is estimated. In this manner, while eliminating the uncertainty of the 2π period of the rotation amount of the complex phase of the antenna elements c and m, the spatial extent of the antenna element used for estimating the rotation amount of the complex phase is expanded, and High-precision estimation is possible with an antenna element having a wide aperture. In this way, the complex phase rotation amount prediction circuit 417-n calculates the rotation amount of the complex phase to be performed by the phase shifters 402-n-2 to 402-n-M, and calculates the rotation amount of the wireless station device to be communicated with. It is input to the phase shift control circuit 406-n together with the identification number. In the phase shift control circuit 406-n, the value input here is managed by being stored in a memory or the like. Note that the
図３は、第１の実施形態における複素位相回転量予測回路４１７−ｎの構成例を示す図である。図３において、複素位相回転量予測回路４１７−ｎは、第１次推定回路４１８−ｎと、第２次推定回路４１９−ｎとを備える。図２の説明を例に取れば、第１次推定回路４１８−ｎには、アンテナ素子ｏ、Ｋ、Ｌ、Ｍの複素位相の回転量に関する情報が相関算出回路から入力される。第１次推定回路４１８−ｎは、まずアンテナ素子ｏ、Ｋ、Ｌ、Ｍに関する情報を用いて全アンテナ素子の複素位相の回転量の仮推定を行い、式（４）に対応する式にアンテナ素子ｃ、ｍの座標を設定し、アンテナ素子ｃ、ｍの複素位相の回転量の１次予測を行う。この結果を第２次推定回路４１９−ｎに入力する。第２次推定回路４１９−ｎには、第１次推定回路４１８−ｎからのアンテナ素子ｃ、ｍの複素位相の回転量の１次予測結果に加えて、アンテナ素子ｏ、Ｋ、Ｌ、Ｍの複素位相の回転量に関する情報が入力され、第２次推定回路４１９−ｎは入力された値を用いて上述の様にアンテナ素子ｃ、ｍの複素位相回転量の２π周期の不確定性を排除し、その補正されたアンテナ素子ｃ、ｍの複素位相回転量とアンテナ素子ｏ、Ｋ、Ｌ、Ｍの複素位相の回転量に関する情報を基に最小二乗法を用いて式（４）に相当する全アンテナ素子の複素位相の回転量に関する情報を算出する。 FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration example of the complex phase rotation amount prediction circuit 417-n according to the first embodiment. In FIG. 3, the complex phase rotation amount prediction circuit 417-n includes a first-order estimation circuit 418-n and a second-order estimation circuit 419-n. Taking the example of FIG. 2 as an example, information on the amount of rotation of the complex phases of the antenna elements o, K, L, and M is input to the first-order estimation circuit 418-n from the correlation calculation circuit. The first-order estimating circuit 418-n first tentatively estimates the amounts of rotation of the complex phases of all the antenna elements using information on the antenna elements o, K, L, and M, and calculates the antenna in accordance with the equation corresponding to equation (4). The coordinates of the elements c and m are set, and the primary prediction of the rotation amount of the complex phase of the antenna elements c and m is performed. The result is input to the second estimation circuit 419-n. The second-order estimation circuit 419-n includes, in addition to the first-order prediction results of the rotation amounts of the complex phases of the antenna elements c and m from the first-order estimation circuit 418-n, the antenna elements o, K, L, and M Is input, and the second-order estimation circuit 419-n uses the input value to determine the uncertainty of the 2π period of the complex phase rotation of the antenna elements c and m as described above. Equivalent to the equation (4) using the least squares method based on the corrected complex phase rotation amounts of the antenna elements c and m and the complex phase rotation amounts of the antenna elements o, K, L and M. Information about the rotation amount of the complex phase of all the antenna elements to be calculated.
この様にして得られた式（４）に相当する式に各アンテナ素子の座標を代入し、各アンテナ素子の移相器に設定すべき複素位相の回転量を算出し、これを位相シフト制御回路に入力する。この様に、第１次推定回路４１８−ｎで行う仮推定処理を除けば、基本的に図１４の複素位相回転量予測回路４１０−ｎと等価な処理を行う。 The coordinates of each antenna element are substituted into the equation corresponding to equation (4) obtained in this way, the amount of rotation of the complex phase to be set in the phase shifter of each antenna element is calculated, and this is used for phase shift control. Input to the circuit. As described above, except for the temporary estimation processing performed by the primary estimation circuit 418-n, processing equivalent to the complex phase rotation amount prediction circuit 410-n in FIG. 14 is basically performed.
以上説明したように、本実施形態によれば、無線局装置は、複素位相回転量測定に使用するアンテナ素子を設け、複素位相回転量測定に使用するアンテナ素子から得られた情報に基づき、複素位相回転量を推定し、複素位相の回転量に関する２π周期の不確定性を排除する。これにより、高精度に複素位相の回転量を推定することができる。そのため、チャネル情報ないしは複素位相の回転量情報を取得するのに必要とするＡ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器の台数を抑えつつ、指向性を高精度で設定することが可能となる。また、無線局装置は、消費電力を低減するとともに、装置を構成するコストを低減することができる。 As described above, according to the present embodiment, the wireless station device is provided with the antenna element used for the complex phase rotation amount measurement, and performs the complex operation based on the information obtained from the antenna element used for the complex phase rotation amount measurement. Estimate the amount of phase rotation and eliminate the uncertainty of the 2π period regarding the amount of rotation of the complex phase. As a result, the rotation amount of the complex phase can be estimated with high accuracy. Therefore, it is possible to set the directivity with high accuracy while suppressing the number of A / D converters and D / A converters required to acquire the channel information or the complex phase rotation amount information. In addition, the wireless station device can reduce power consumption and the cost of configuring the device.
図２では、本発明の背景技術における図１４の送受信信号処理回路６５１−ｎに対応した送受信信号処理回路６５３−ｎについて説明を行ったが、同様に図１５に対応した構成により実現することも可能である。すなわち、送信アンテナと受信アンテナを分離する構成でも同様に利用可能である。 In FIG. 2, the transmission / reception signal processing circuit 653-n corresponding to the transmission / reception signal processing circuit 651-n in FIG. 14 in the background art of the present invention has been described, but the transmission / reception signal processing circuit 653-n may be realized by the configuration corresponding to FIG. It is possible. That is, a configuration in which the transmitting antenna and the receiving antenna are separated can be similarly used.
また、図２においてアンテナ素子４０１−１（図１においてはアンテナ素子Ｋ、Ｌ、Ｍ）で受信した信号は通常のサービスでは受信信号処理に用いないとして説明を行ったが、これらのアンテナ素子での受信信号も受信信号処理を行うこととしても構わない。この場合には、アンテナ素子４０１−１につながる回路構成を図１４の場合と同様にし、移相器４０２−ｎ−１、スイッチ４０３−ｎ−１を介して分配結合器４０４−ｎに接続されるようにすれば良い。この場合の図４との差分は、図１に示す様に複素位相の回転量が±π以内となるアンテナ素子ｏ、Ｋ、Ｌ、Ｍが存在し、この値を用いて図２に示す第１次推定回路でアンテナ素子ｃ、ｍの複素位相回転量の２π周期の不確定性を排除できるようにする点である。 In FIG. 2, the signal received by the antenna element 401-1 (in FIG. 1, the antenna elements K, L, and M) has been described as not being used for received signal processing in a normal service. May be subjected to the received signal processing. In this case, the circuit configuration connected to the antenna element 401-1 is the same as that in FIG. 14, and is connected to the distribution coupler 404-n via the phase shifter 402-n-1 and the switch 403-n-1. You should do it. The difference from FIG. 4 in this case is that there are antenna elements o, K, L, and M in which the amount of rotation of the complex phase is within ± π as shown in FIG. The point is that the uncertainty of the 2π period of the complex phase rotation amount of the antenna elements c and m can be eliminated by the primary estimation circuit.
また、さらに、図２においてアンテナ素子４０１−４（図１においてはアンテナ素子ｏ、ｃ、ｍ）で受信した信号は通常のサービスでは受信信号処理に用いるとして説明を行ったが、これらのアンテナ素子での受信信号も受信信号処理に用いないとしても構わない。この場合には、アンテナ素子４０１−４につながる回路構成をアンテナ素子４０１−１につながる回路構成の様に、移相器４０２−ｎ−１、スイッチ４０３−ｎ−１を省略して分配結合器４０４−ｎには接続されない構成とすればよい。この場合、複素位相の回転量の予測に用いるアンテナ素子は、他の通常のサービスで受信信号処理に用いるアンテナ素子とは異なるため、図１の様にアンテナ素子Ｋ、Ｌ、Ｍを全体の素子の中に埋め込ませるアンテナ配置とせず、例えばアンテナ素子ａ、ｕ、Ｈ、ｒなどの外側などに配置する構成であっても構わない。この様に他のアンテナ素子と異なる構成の部分を外側にまとめることで、装置の実装の視点では好ましい場合もある。 Further, in FIG. 2, it has been described that the signals received by the antenna elements 401-4 (in FIG. 1, the antenna elements o, c, and m) are used for reception signal processing in a normal service. May not be used for the received signal processing. In this case, the phase shifter 402-n-1 and the switch 403-n-1 are omitted, so that the circuit configuration connected to the antenna element 401-4 is the same as the circuit configuration connected to the antenna element 401-1. What is necessary is just to make it the structure which is not connected to 404-n. In this case, the antenna elements used for estimating the amount of rotation of the complex phase are different from the antenna elements used for received signal processing in other normal services, and therefore, as shown in FIG. The antenna may not be embedded in the antenna element, but may be arranged outside the antenna elements a, u, H, r, and the like. In this way, by combining parts having different configurations from the other antenna elements on the outside, it may be preferable from the viewpoint of mounting the device.
［第２の実施形態］
図４は、第２の実施形態を実現するための送受信信号処理回路の構成を示す機能ブロック図である。図１５との差分は、図１４に対する図３の場合と同様に、全体の中の１部のアンテナ素子（本実施形態の図２においては、アンテナ素子４４１−１に対応）は、移相器４４２−ｎ−１及びスイッチ４４３−ｎ−１を介することなくダウンコンバータ１２４−ｎ−１に接続し、アンテナ素子４４１−１から分配結合器４４４−ｎへの信号線が省略されている。また、複素位相回転量予測回路４１０−ｎが複素位相回転量予測回路４１７−ｎに置き換えられている。
[Second embodiment]
FIG. 4 is a functional block diagram showing a configuration of a transmission / reception signal processing circuit for realizing the second embodiment. The difference from FIG. 15 is that a part of the antenna elements (corresponding to the antenna element 441-1 in FIG. 2 of the present embodiment) is a phase shifter as in the case of FIG. It is connected to the down converter 124-n-1 without passing through the switch 442-n-1 and the switch 443-n-1, and a signal line from the antenna element 441-1 to the distribution coupler 444-n is omitted. Further, the complex phase rotation amount prediction circuit 410-n is replaced with a complex phase rotation amount prediction circuit 417-n.
図１との対応でみれば、移相器４４２−ｎおよびスイッチ４４３−ｎを伴わないアンテナ素子４４１−１は例えば図１のアンテナ素子Ｋ、Ｌ、Ｍに対応し、移相器４４２−ｎおよびスイッチ４４３−ｎを伴なうアンテナ素子４４１−４は例えば図１のアンテナ素子ｏ、ｃ、ｍに対応する。アンテナ素子Ｋ、Ｌ、Ｍが分配結合器４０４−ｎに接続されていないことを除けば、アンテナ素子４４１−２〜４４２−Ｍを介したデータの受信に関する信号処理は、図１５における本発明の背景技術の信号処理と等価である。同様に、アンテナ素子４０１−１〜４０１−Ｍを介したデータの送信に関する信号処理は、図１５における本発明の背景技術の信号処理と等価である。信号処理の差分は、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍ及び移相器４４２−ｎ−２〜４４２−ｎ−Ｍで行う複素位相の回転量を算出する際の信号処理のみに存在する。また、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍ及び移相器４４２−ｎ−２〜４４２−ｎ−Ｍで行う複素位相の回転量を算出する際の信号処理は、第１の実施形態における図３の信号処理と等価である。したがって、複素位相回転量予測回路４１７−ｎも図３の構成で実現される。 1, the antenna element 441-1 without the phase shifter 442-n and the switch 443-n corresponds to, for example, the antenna elements K, L, and M in FIG. The antenna element 441-4 including the switch 443-n and the switch 443-n correspond to, for example, the antenna elements o, c, and m in FIG. Except that the antenna elements K, L, and M are not connected to the distribution coupler 404-n, the signal processing related to the reception of data via the antenna elements 441-2 to 442-M is the same as that of FIG. This is equivalent to the signal processing of the background art. Similarly, signal processing related to data transmission via the antenna elements 401-1 to 401-M is equivalent to the signal processing of the background art of the present invention in FIG. The difference in the signal processing is only the signal processing when calculating the amount of rotation of the complex phase performed by the phase shifters 402-n-1 to 402-n-M and the phase shifters 442-n-2 to 442-n-M. Exists. The signal processing for calculating the amount of rotation of the complex phase performed by the phase shifters 402-n-1 to 402-n-M and the phase shifters 442-n-2 to 442-n-M is the first signal processing. This is equivalent to the signal processing of FIG. 3 in the embodiment. Therefore, the complex phase rotation amount prediction circuit 417-n is also realized by the configuration of FIG.
［第３の実施形態］
本発明の背景技術では、非特許文献６に記載の通り、送受信間で利用する周波数が異なるＦＤＤの場合の移相器に設定する複素位相の回転量の取得方法が記されている。ここでは、例えば式（４）で与えられる複素位相の回転量に関するα、β、γの値、及び受信方向（バックワード方向）の周波数ｆＢＷと送信方向（フォワード方向）の周波数ｆＦＷに対し、以下の式で受信方向で求めた式（４）に対し、送信方向の複素位相の回転量の換算式が以下の式６のように与えられる。
[Third Embodiment]
As described in Non-Patent Document 6, the background art of the present invention describes a method of acquiring a rotation amount of a complex phase set in a phase shifter in the case of FDD in which frequencies used between transmission and reception are different. Here, for example, the values of α, β, and γ relating to the amount of rotation of the complex phase given by Expression (4), and the frequency f BW in the reception direction (backward direction) and the frequency f FW in the transmission direction (forward direction) The conversion formula of the rotation amount of the complex phase in the transmission direction is given by the following Expression 6 with respect to Expression (4) obtained in the reception direction by the following expression.
したがって、複素位相回転量予測回路４１７−ｎ内（例えば第２次推定回路４１９−ｎ）にて、この換算を行う機能を実装すれば、ＦＤＤにおいても本発明を利用することが可能になる。 Therefore, if a function for performing this conversion is implemented in the complex phase rotation amount prediction circuit 417-n (for example, the secondary estimation circuit 419-n), the present invention can be used in FDD.
以上説明したように、本実施形態によれば、無線局装置は、全てのアンテナ素子の複素位相回転量情報を取得せず、一部のアンテナ素子の複素位相回転量情報を取得する。無線局装置は、取得した複素位相回転量情報からウエイト情報を算出し、算出したウエイト情報に基づいて他のアンテナ素子のウエイト情報を近似で算出する。この際、一部のアンテナ素子の中のさらに一部のアンテナ素子に関しては、複素位相の２π周期の不確定性を排除する形で設定し、このアンテナ素子を用いて一旦全体のアンテナの複素位相の回転量を仮推定し、この仮推定した値を用いて残りの一部のアンテナ素子の複素位相の回転量から２π周期の複素位相の不確定性を排除する。この複素位相の不確定性を排除することで、本発明の背景技術では設定できなかった比較的離れたアンテナ素子を、複素位相の回転量の推定に用いることを可能としている。これにより、チャネル情報ないしは複素位相の回転量情報を取得するために必要となるＡ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器の数を抑えながら、複素位相の回転量を推定するために用いるアンテナ素子の空間的な広がり（アンテナ開口）を広げることができ、その結果として形成する指向性を高精度で設定することができる。また、上記のように、他のアンテナ素子のウエイト情報を近似で算出することにより、送信アンテナと受信アンテナとが異なる場合であってもインプリシットフィードバックを利用することができる。そのため、小型化及び低コスト化を図るとともに、送信アンテナと受信アンテナとが異なる場合であってもインプリシットフィードバックを利用することが可能になる。また、送信と受信で周波数が異なる場合でも、拡張したインプリシットフィードバックを利用し、高精度で指向性制御が可能となる。 As described above, according to the present embodiment, the wireless station device acquires the complex phase rotation information of some of the antenna elements without acquiring the complex phase rotation information of all the antenna elements. The wireless station device calculates weight information from the acquired complex phase rotation amount information, and calculates weight information of other antenna elements by approximation based on the calculated weight information. At this time, some of the antenna elements are set so as to eliminate the uncertainty of the 2π period of the complex phase, and the complex phase of the entire antenna is temporarily determined using this antenna element. Is temporarily estimated, and the uncertainty of the 2π-period complex phase is eliminated from the rotation amount of the complex phase of the remaining part of the antenna elements using the provisionally estimated value. By removing the uncertainty of the complex phase, it is possible to use a relatively distant antenna element that cannot be set in the background art of the present invention for estimating the rotation amount of the complex phase. Accordingly, the antenna element used for estimating the amount of rotation of the complex phase while suppressing the number of A / D converters and D / A converters required to acquire the channel information or the rotation amount information of the complex phase Can be widened spatially (antenna aperture), and the resulting directivity can be set with high accuracy. Also, as described above, by calculating the weight information of other antenna elements by approximation, even if the transmitting antenna and the receiving antenna are different, implicit feedback can be used. Therefore, it is possible to reduce the size and cost and to use the implicit feedback even when the transmitting antenna and the receiving antenna are different. Further, even when the frequency differs between transmission and reception, directivity control can be performed with high accuracy by using extended implicit feedback.
なお、上述した各実施形態においては無線周波数のアナログ信号上で複素位相の回転を行っていたが、アップコンバータの位置を変更し、ベースバンドまたは中間周波数のアナログ信号に対して複素位相の回転を与え、その後段または前段で無線周波数との周波数変換を行う構成としてもよい。 In each of the embodiments described above, the complex phase rotation is performed on the radio frequency analog signal. However, the position of the up converter is changed, and the complex phase rotation is performed on the baseband or intermediate frequency analog signal. It is also possible to adopt a configuration in which a frequency conversion with a radio frequency is performed in a subsequent stage or a preceding stage.
［実施形態に関する補足事項］
以上説明した本発明の実施形態に関する補足事項を以下に示す。
前述した実施形態における無線局装置をコンピュータで実現する様にしてもよい。その場合、この機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによって実現してもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。更に「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線の様に、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリの様に、一定時間プログラムを保持しているものも含んでもよい。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであってもよく、更に前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであってもよく、ＰＬＤ（Programmable Logic Device）やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等のハードウェアを用いて実現されるものであってもよい。
[Supplementary information on the embodiment]
The supplementary items relating to the embodiment of the present invention described above are shown below.
The wireless station device in the above-described embodiment may be realized by a computer. In that case, a program for realizing this function may be recorded on a computer-readable recording medium, and the program recorded on this recording medium may be read and executed by a computer system. Here, the “computer system” includes an OS and hardware such as peripheral devices. The “computer-readable recording medium” refers to a portable medium such as a flexible disk, a magneto-optical disk, a ROM, and a CD-ROM, and a storage device such as a hard disk built in a computer system. Further, a “computer-readable recording medium” refers to a communication line for transmitting a program via a network such as the Internet or a communication line such as a telephone line. Such a program may include a program that holds a program for a certain period of time, such as a volatile memory in a computer system serving as a server or a client in that case. The program may be for realizing a part of the functions described above, or may be a program that can realize the functions described above in combination with a program already recorded in a computer system, It may be realized using hardware such as a PLD (Programmable Logic Device) or an FPGA (Field Programmable Gate Array).
以上、図面を参照して本発明の実施の形態を説明してきたが、上記実施の形態は本発明の例示に過ぎず、本発明が上記実施の形態に限定されるものではないことは明らかである。したがって、本発明の技術思想及び範囲を逸脱しない範囲で構成要素の追加、省略、置換、その他の変更を行ってもよい。 As described above, the embodiments of the present invention have been described with reference to the drawings. However, it is apparent that the above embodiments are merely examples of the present invention, and the present invention is not limited to the above embodiments. is there. Therefore, additions, omissions, replacements, and other changes may be made to the components without departing from the technical spirit and scope of the present invention.
複数アンテナにより無線信号を送受信する無線通信装置に適用可能である。 The present invention is applicable to a wireless communication device that transmits and receives a wireless signal using a plurality of antennas.
１２０−１〜１２０−Ｎ…変調器
１２２−１〜１２２−Ｎ、１２２−ｎ…Ｄ／Ａ変換器
１２３−１〜１２３−Ｎ、１２３−ｎ…アップコンバータ
１２４−１〜１２４−Ｎ、１２４−ｎ…ダウンコンバータ
１２５−１〜１２５−Ｎ、１２５−ｎ…Ａ／Ｄ変換器
１２７−１〜１２７−Ｎ…ＴＤＤスイッチ
１３０−１〜１３０−Ｎ…復調器
１４０…ベースバンド信号処理回路
１４１…信号分離回路
４０１−１〜４０１−Ｍ…アンテナ素子
４０１−１−１〜４０１−Ｎ−Ｍ、４０１−ｎ−１〜４０１−ｎ−Ｍ…アンテナ素子
４０２−１−１〜４０２−Ｎ−Ｍ、４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍ…移相器
４０３−１−１〜４０３−Ｎ−Ｍ、４０３−ｎ−１〜４０３−ｎ−Ｍ…スイッチ
４０４−１〜４０４−Ｎ…分配結合器
４０５−１〜４０５−Ｎ、４０５−ｎ…相関算出回路
４０６−１〜４０６−Ｎ、４０６−ｎ…位相シフト制御回路
４０７−１〜４０７−Ｍ…分配結合器
４０８−ｎ−１〜４０８−ｎ−Ｍ…ＴＤＤスイッチ
４０９−ｎ−１〜４０９−ｎ−Ｍ…移相器
４１０−ｎ…複素位相回転量予測回路
４１１−ｎ…送信ウエイト算出回路
４１４−ｎ…分配結合器
４１５−ｎ…分配結合器
４１７−ｎ…複素位相回転量予測回路
４１８−ｎ…第１次推定回路
４１９−ｎ…第２次推定回路
４２４−１−１〜４２４−Ｎ−Ｍ、４２４−ｎ−１〜４２４−ｎ−Ｍ…ダウンコンバータ
４２５−１−１〜４２５−Ｎ−Ｍ、４２５−ｎ−１〜４２５−ｎ−Ｍ…Ａ／Ｄ変換器
４４１−１〜４４１−Ｍ…アンテナ素子
４４１−ｎ−１〜４４１−ｎ−Ｍ…アンテナ素子
４５０…無線局装置
４５１−１〜４５１−Ｎ…送受信信号処理回路
４５２…無線局装置
４５３−ｎ…送受信信号処理回路
４５４−ｎ…送受信信号処理回路
４５５−ｎ…送受信信号処理回路
４６０…制御回路
６５３−ｎ…送受信信号処理回路
６５４−ｎ…送受信信号処理回路
９０１−１〜９０１−Ｎ…変調器
９０２…プリコーダ
９０３−１〜９０３−Ｎ０…ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路
９０４−１〜９０４−Ｎ０…Ｄ／Ａ変換器
９０５−１〜９０５−Ｎ０…アップコンバータ
９０６−１〜９０６−Ｎ０…ダウンコンバータ
９０７−１〜９０７−Ｎ０…Ａ／Ｄ変換器
９０８−１〜９０８−Ｎ０…ＧＩ除去＆ＦＦＴ回路
９０９…ポストコーダ
９１０−１〜９１０−Ｎ…復調器
９１１…ＴＤＤスイッチ
９１２−１〜９１２−Ｎ０…分配結合器
９１３−１−１〜９１３−Ｎ０−Ｍ０…移相器
９１５−１〜９１５−Ｍ０…分配結合器
９１６−１〜９１６−Ｍ０…アンテナ素子
９２１−１〜９２１−Ｎ…時間軸送信ウエイト乗算回路
９２２−１〜９２２−Ｍ…Ｄ／Ａ変換器
９２２−１−１〜９２２−Ｎ−Ｍ…Ｄ／Ａ変換器
９２３−１〜９２３−Ｍ…アップコンバータ
９２３−１−１〜９２３−Ｎ−Ｍ…アップコンバータ
９２４−１〜９２４−Ｍ…ダウンコンバータ
９２４−１−１〜９２４−Ｎ−Ｍ…ダウンコンバータ
９２５−１〜９２５−Ｍ…Ａ／Ｄ変換器
９２５−１−１〜９２５−Ｎ−Ｍ…Ａ／Ｄ変換器
９２６−１〜９２６−Ｎ…時間軸受信ウエイト乗算回路
９２７−１〜９２７−Ｎ…ＴＤＤスイッチ
９２８−１〜９２８−Ｍ…アンテナ素子
９２８−１−１〜９２８−Ｎ−Ｍ…アンテナ素子
９２９−１〜９２９−Ｎ…送受信信号処理回路
９４１−１〜９４１−Ｍ…分配結合器
９４２…無線局装置
９４３−１〜９４３−Ｍ…加算合成器
９４４−１〜９４４−Ｍ…複製器
９４５…無線局装置
９５１−１〜９５１−３…ハイパワーアンプ
９５２−１〜９５２−３…ローノイズアンプ
９５３−１〜９５３−３…ＴＤＤスイッチ
９５４−１〜９５４−３…アンテナ素子
９５５−１〜９５５−３…無線モジュール
120-1 to 120-N ... Modulators 122-1 to 122-N, 122-n ... D / A converters 123-1 to 123-N, 123-n ... Up-converters 124-1 to 124-N, 124 -N: Down converters 125-1 to 125-N, 125-n: A / D converters 127-1 to 127-N: TDD switches 130-1 to 130-N: Demodulator 140: Baseband
Claims (8)
前記他の無線通信装置が送信した信号を、前記複数のアンテナ素子それぞれを介して受信する信号受信部と、
前記複数のアンテナ素子の中の一部の複数系統ないしは該複数のアンテナ素子とは別の複数のアンテナ素子に備えられ、該アンテナ素子にて受信された無線周波数のアナログ信号をベースバンドのデジタル信号に変換する信号変換部と、
前記他の無線通信装置が送信したトレーニング信号を用いて、前記信号変換部が備えられた複数系統のアンテナ素子の中のふたつのアンテナ素子の組合せの相関を算出する相関算出部と、
前記相関算出部で直接求められた相関値ないしは前記相関算出部で求められた前記信号変換部が備えられたアンテナ素子間の相関を組み合わせて求められた相関値に基づいて、前記信号変換部が備えられた複数系統のアンテナ素子の中から選定される基準となるアンテナ素子と、前記信号変換部が備えられた他のアンテナ素子との組合せ毎の相関情報を取得する基本相関情報取得部と、
前記基本相関情報取得部で取得された情報に基づいて、前記複数のアンテナ素子の受信信号に対して与えるべき複素位相の回転量を予測する第１の回転量予測部と、
前記信号変換部が備えられた複数系統のアンテナ素子を第１の部分アンテナ素子と、第２の部分アンテナ素子にグループ化し、前記第１の部分アンテナ素子に関する相関値のみを用いて前記第２の部分アンテナ素子の受信信号に対して与えるべき複素位相の回転量を前記第１の回転量予測部にて予測し、予測値と前記基本相関情報取得部で取得された情報を組み合わせて前記第２の部分アンテナ素子の受信信号に対して与えるべき複素位相の回転量を補正する基本相関情報補正部と、
前記基本相関情報取得部及び基本相関情報補正部からの情報に基づいて、前記複数のアンテナ素子の受信信号に対して与えるべき複素位相の回転量を予測する第２の回転量予測部と、
前記第２の回転量予測部で予測された複素位相に基づいて、受信信号に対して与えるべき複素位相の回転量を管理する第１の位相回転量管理部と、
前記第１の位相回転量管理部によって管理された複素位相の回転量を、受信に用いる前記アンテナ素子毎の受信信号に対しアナログ信号上又はデジタル信号上で位相回転する第１の位相回転部と、
前記第１の位相回転部からの出力信号を、アナログ信号上又はデジタル信号上で前記アレーアンテナ毎の受信に用いた全てまたはその一部のアンテナ素子に亘り信号を合成する信号合成部と、
前記信号合成部により合成された前記受信信号に基づいて前記他の無線通信装置が送信した信号を再生する信号再生部と、
を備える無線通信装置。 A wireless communication device that forms directivity using one or a plurality of array antennas including a plurality of antenna elements and wirelessly communicates with another wireless communication device,
A signal receiving unit that receives the signal transmitted by the other wireless communication device via each of the plurality of antenna elements,
A part of the plurality of antenna elements or a plurality of antenna elements provided separately from the plurality of antenna elements, and a radio frequency analog signal received by the antenna element is converted to a baseband digital signal. A signal conversion unit for converting the
Using a training signal transmitted by the other wireless communication device, a correlation calculating unit that calculates a correlation of a combination of two antenna elements among a plurality of antenna elements provided with the signal conversion unit,
Based on the correlation value obtained directly by the correlation calculation unit or the correlation value obtained by combining the correlation between the antenna elements provided with the signal conversion unit obtained by the correlation calculation unit, the signal conversion unit An antenna element serving as a reference selected from a plurality of antenna elements provided, and a basic correlation information acquisition unit for acquiring correlation information for each combination of the other antenna elements provided with the signal conversion unit,
A first rotation amount prediction unit that predicts a rotation amount of a complex phase to be given to reception signals of the plurality of antenna elements based on information acquired by the basic correlation information acquisition unit;
The plurality of antenna elements provided with the signal conversion unit are grouped into a first partial antenna element and a second partial antenna element, and the second partial antenna element is grouped using only a correlation value related to the first partial antenna element. The first rotation amount prediction unit predicts the rotation amount of the complex phase to be given to the reception signal of the partial antenna element, and combines the predicted value and the information acquired by the basic correlation information acquisition unit to generate the second rotation amount. A basic correlation information correction unit that corrects the amount of rotation of the complex phase to be given to the received signal of the partial antenna element,
A second rotation amount prediction unit that predicts a rotation amount of a complex phase to be given to reception signals of the plurality of antenna elements based on information from the basic correlation information acquisition unit and the basic correlation information correction unit;
A first phase rotation amount management unit that manages a rotation amount of a complex phase to be given to a received signal based on the complex phase predicted by the second rotation amount prediction unit;
A first phase rotation unit that rotates the amount of rotation of the complex phase managed by the first phase rotation amount management unit on an analog signal or a digital signal with respect to a reception signal for each antenna element used for reception; ,
An output signal from the first phase rotation unit, a signal synthesis unit that synthesizes a signal over all or some of the antenna elements used for reception of each array antenna on an analog signal or a digital signal,
A signal reproducing unit that reproduces a signal transmitted by the another wireless communication device based on the received signal synthesized by the signal synthesizing unit,
A wireless communication device comprising:
前記信号合成部は、アナログ信号上で受信に用いた全てまたはその一部のアンテナ素子に亘りアナログ信号の前記受信信号を合成する、請求項１から３のいずれか一項に記載の無線通信装置。 The first phase rotation unit rotates a complex phase by a predetermined value on an analog signal with respect to a reception signal of each of the antenna elements,
The wireless communication device according to any one of claims 1 to 3, wherein the signal combining unit combines the received signal of the analog signal over all or some of the antenna elements used for reception on the analog signal. .
前記基本相関情報取得部及び又は基本相関情報補正部で取得した情報あるいは前記第１の回転量予測部及び又は第２の回転量予測部で予測された情報、又は、該情報に所定のキャリブレーション処理を実施して得られる新たな複素位相回転量に関する情報のいずれかに基づいて、前記第２の位相回転部で与えるべき複素位相の回転量を算出する第３の回転量予測部と、
前記第３の回転量予測部で算出された複素位相に基づいて、前記第２の位相回転部が与える複素位相の回転量を管理する第２の位相回転量管理部と、
前記他の無線通信装置宛てのデジタル信号を生成する送信信号生成部と、
前記送信信号生成部が生成した送信信号をデジタル信号上又はアナログ信号上で前記アンテナ素子毎に分岐させる信号分配部と、
前記第２の位相回転量管理部によって管理された複素位相の回転量を前記第２の位相回転部に設定し、前記第２の位相回転部にて前記信号分配部で分岐した信号に所定の複素位相回転を施した後の信号を、無線周波数のアナログ信号として前記アンテナ素子を介して送信する信号送信部と、
をさらに備える、請求項１から４のいずれか一項に記載の無線通信装置。 For the signal transmitted by the other wireless communication device, the antenna is shared with the first phase rotation unit that rotates a complex phase by a predetermined value on a digital signal or an analog signal for each antenna element, or An independent second phase rotator,
The information acquired by the basic correlation information acquisition unit and / or the basic correlation information correction unit or the information predicted by the first rotation amount prediction unit and / or the second rotation amount prediction unit, or a predetermined calibration is performed on the information. A third rotation amount prediction unit that calculates a rotation amount of a complex phase to be given by the second phase rotation unit based on any of the information on the new complex phase rotation amount obtained by performing the processing;
A second phase rotation amount management unit that manages a rotation amount of a complex phase provided by the second phase rotation unit based on the complex phase calculated by the third rotation amount prediction unit;
A transmission signal generation unit that generates a digital signal addressed to the other wireless communication device,
A signal distribution unit that branches the transmission signal generated by the transmission signal generation unit for each antenna element on a digital signal or an analog signal,
The rotation amount of the complex phase managed by the second phase rotation amount management unit is set in the second phase rotation unit, and the second phase rotation unit applies a predetermined amount to the signal branched by the signal distribution unit. A signal transmitting unit that transmits the signal after performing the complex phase rotation through the antenna element as a radio frequency analog signal,
The wireless communication device according to claim 1, further comprising:
前記他の無線通信装置が送信した信号を、前記複数のアンテナ素子それぞれを介して受信する信号受信ステップと、
前記他の無線通信装置が送信したトレーニング信号を用いて、前記複数のアンテナ素子の中の一部ないしは該複数のアンテナ素子とは別の複数のアンテナ素子の複数系統に備えられ、該アンテナ素子にて受信された無線周波数のアナログ信号をベースバンドのデジタル信号に変換する信号変換部が備えられた複数系統のアンテナ素子の中のふたつのアンテナ素子の組合せの相関を算出する相関算出ステップと、
前記相関算出ステップで直接求められた相関値ないしは前記相関算出ステップで求められた前記信号変換部が備えられたアンテナ素子間の相関を組み合わせて求められた相関値に基づいて、前記信号変換部が備えられた複数系統のアンテナ素子の中から選定される基準となるアンテナ素子と、前記信号変換部が備えられた他のアンテナ素子との組合せ毎の相関情報を取得する基本相関情報取得ステップと、
前記基本相関情報取得ステップで取得された情報に基づいて、前記複数のアンテナ素子の受信信号に対して与えるべき複素位相の回転量を予測する第１の回転量予測ステップと、
前記信号変換部が備えられた複数系統のアンテナ素子を第１の部分アンテナ素子と、第２の部分アンテナ素子にグループ化し、前記第１の部分アンテナ素子に関する相関値のみを用いて前記第２の部分アンテナ素子の受信信号に対して与えるべき複素位相の回転量を前記第１の回転量予測ステップにて予測し、予測値と前記基本相関情報取得ステップで取得された情報を組み合わせて前記第２の部分アンテナ素子の受信信号に対して与えるべき複素位相の回転量を補正する基本相関情報補正ステップと、
前記基本相関情報取得ステップ及び基本相関情報補正ステップから得られた情報に基づいて、前記複数のアンテナ素子の受信信号に対して与えるべき複素位相の回転量を予測する第２の回転量予測ステップと、
前記第２の回転量予測ステップで予測された複素位相に基づいて、受信信号に対して与えるべき複素位相の回転量を管理する第１の位相回転量管理ステップと、
前記第１の位相回転量管理ステップにおいて管理された複素位相の回転量を、受信に用いる前記アンテナ素子毎の受信信号に対しアナログ信号上又はデジタル信号上で位相回転する第１の位相回転ステップと、
前記第１の位相回転ステップからの出力信号を、アナログ信号上又はデジタル信号上で前記アレーアンテナ毎の受信に用いた全てのアンテナ素子に亘り信号を合成する信号合成ステップと、
前記信号合成ステップにより合成された前記受信信号に基づいて前記他の無線通信装置が送信した信号を再生する信号再生ステップと、
を有する無線通信方法。 A wireless communication method executed by a wireless communication device that wirelessly communicates with another wireless communication device by forming directivity using one or more array antennas including a plurality of antenna elements,
A signal receiving step of receiving the signal transmitted by the other wireless communication device via each of the plurality of antenna elements,
Using a training signal transmitted by the other wireless communication device, a part of the plurality of antenna elements or provided in a plurality of systems of a plurality of antenna elements different from the plurality of antenna elements, the antenna element A correlation calculating step of calculating a correlation of a combination of two antenna elements among a plurality of antenna elements provided with a signal conversion unit that converts a received radio frequency analog signal into a baseband digital signal,
Based on the correlation value obtained directly in the correlation calculation step or the correlation value obtained by combining the correlation between the antenna elements provided with the signal conversion unit obtained in the correlation calculation step, the signal conversion unit An antenna element serving as a reference selected from a plurality of antenna elements provided, and a basic correlation information obtaining step of obtaining correlation information for each combination of the other antenna elements provided with the signal conversion unit,
A first rotation amount prediction step of predicting a rotation amount of a complex phase to be given to the reception signals of the plurality of antenna elements based on the information acquired in the basic correlation information acquisition step;
The plurality of antenna elements provided with the signal conversion unit are grouped into a first partial antenna element and a second partial antenna element, and the second partial antenna element is grouped using only a correlation value related to the first partial antenna element. A rotation amount of a complex phase to be given to a received signal of the partial antenna element is predicted in the first rotation amount prediction step, and a prediction value and information obtained in the basic correlation information obtaining step are combined to obtain the second rotation amount. A basic correlation information correction step of correcting the amount of rotation of the complex phase to be given to the received signal of the partial antenna element of
A second rotation amount prediction step of predicting a rotation amount of a complex phase to be given to the reception signals of the plurality of antenna elements based on the information obtained from the basic correlation information acquisition step and the basic correlation information correction step; ,
A first phase rotation amount management step of managing a rotation amount of a complex phase to be given to a received signal based on the complex phase predicted in the second rotation amount prediction step;
A first phase rotation step of performing a phase rotation of a complex phase rotation amount managed in the first phase rotation amount management step on an analog signal or a digital signal with respect to a reception signal for each antenna element used for reception; ,
A signal synthesizing step of synthesizing the output signal from the first phase rotation step, on an analog signal or a digital signal, over all antenna elements used for reception of each array antenna;
A signal reproducing step of reproducing a signal transmitted by the other wireless communication device based on the received signal synthesized by the signal synthesizing step,
A wireless communication method comprising:
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