JP6640688B2 - 無線通信装置および無線通信方法 - Google Patents

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Description

本発明の実施形態は、無線通信装置および無線通信方法に関する。
無線通信装置の電力増幅器をインバータにより構成する場合、インバータ内のｐＭＯＳに供給する信号のデューティ比と、インバータ内のｎＭＯＳに供給する信号のデューティ比とをそろえることが望ましい。理由は、これらの信号のデューティ比がそろっていないと、電力増幅器から出力される出力信号の波形の対称性が悪くなり、出力信号に含まれる偶数次の高調波成分が増加するからである。そのため、デューティ比の制御により出力信号の波形を所望の波形に調整することが求められる。
J. Fritzin et al. "Design and Analysis of a Class-D Stage With Harmonic Suppression" IEEE Transactions on Circuits and Systems, Vol. 59, No. 6, June 2012
無線通信の出力信号の波形を所望の波形に調整可能な無線通信装置および無線通信方法を提供する。
一の実施形態によれば、無線通信装置は、信号を発生する信号発生部を備える。前記装置はさらに、インバータを構成する第１および第２トランジスタを有し、前記信号発生部からの信号から得られた第１信号を前記第１トランジスタに供給し、前記信号発生部からの信号から得られた第２信号を前記第２トランジスタに供給し、前記第１トランジスタから出力された第１電流と、前記第２トランジスタから出力された第２電流とに基づいて、出力信号を生成する電力増幅器を備える。前記装置はさらに、前記出力信号の高周波成分を除去するフィルタ回路を備える。前記装置はさらに、前記フィルタ回路を通過した前記出力信号の直流成分に基づいて、前記第１および第２信号にそれぞれ第１および第２バイアス電圧を印加するバイアス印加部を備える。
第１実施形態の無線通信装置の構成を示す回路図である。 第１実施形態の無線通信装置の動作を説明するための波形図である。 第１実施形態の無線通信装置の動作を説明するための別の波形図である。 第１実施形態の検出回路の構成例を示す回路図である。 第１実施形態の検出回路の動作を説明するための波形図である。 第１実施形態の無線通信装置の性能について説明するためのグラフである。 第１実施形態の無線通信装置の性能について説明するためのグラフである。 第２実施形態の無線通信装置の構成を示す回路図である。
以下、本発明の実施形態を、図面を参照して説明する。
（第１実施形態）
図１は、第１実施形態の無線通信装置の構成を示す回路図である。
図１の無線通信装置は、信号発生部１と、インバータ２と、バイアス印加部３と、マッチング回路４と、アンテナ５と、フィルタ回路６と、検出回路７とを備えている。バイアス印加部３は、第１可変抵抗３ａ、第２可変抵抗３ｂ、および第３可変抵抗３ｃを有している。フィルタ回路６は、電気抵抗６ａおよびコンデンサ６ｂを有している。
図１の無線通信装置はさらに、第１コンデンサ１１と、第２コンデンサ１２と、第１インバータ１３と、第２インバータ１４と、互いに並列に接続された複数の電力増幅器１５とを備えている。各電力増幅器１５は、第３インバータ１５ａ、第４インバータ１５ｂ、第１トランジスタ１５ｃ、および第２トランジスタ１５ｄを有している。
本実施形態の無線通信装置は、例えばBluetooth（登録商標）規格に準拠した無線送信を行う。図１は、本実施形態の無線送信の説明に関連する構成要素を示しており、本実施形態の説明に関連しない既知の構成要素については図示を省略している。なお、アンテナ５は、本実施形態の無線通信装置の外部の構成要素であっても構わない。
信号発生部１は、信号を発生する回路であり、例えばシンセサイザやＤＣＯ（Digitally Controlled Oscillator）である。図１では、この信号が符号Ｖ１で示されている。本実施形態の信号発生部１は、信号Ｖ１として正弦波を発生するが、信号Ｖ１が下流に伝播するにつれて、信号Ｖ１の波形はインバータ２、１３、１４等の影響で矩形波に近付いていく。
信号発生部１から発生した信号Ｖ１は、インバータ２を通過した後、ノードＫ１で、第１コンデンサ１１に供給される第１信号と、第２コンデンサ１２に供給される第２信号とに分かれる。第１および第２コンデンサ１１、１２はそれぞれ、第１および第２信号の直流成分（ＤＣ成分）を除去する。
第１コンデンサ１１を通過した第１信号は、第１および第３インバータ１３、１５ａを通過した後、第１トランジスタ１５ｃのゲート端子に供給される。また、第２コンデンサ１２を通過した第２信号は、第２および第４インバータ１４、１５ｂを通過した後、第２トランジスタ１５ｄのゲート端子に供給される。第１および第２トランジスタ１５ｃ、１５ｄは、それぞれｐＭＯＳとｎＭＯＳであり、インバータを構成している。第１トランジスタ１５ｃと第２トランジスタ１５ｄは、電源配線（ＶＤＤ配線）とグランド配線（ＧＮＤ配線）との間で直列に接続されている。
なお、図１に示す複数の電力増幅器１５は、各電力増幅器１５を取り囲む枠線の位置で互いに並列に接続されている。すなわち、これらの電力増幅器１５に信号を入力する配線は、第３インバータ１３と電力増幅器１５との間のノードや、第４インバータ１４と電力増幅器１５との間のノードで分岐している。また、これらの電力増幅器１５から信号を出力する配線は、電力増幅器１５とマッチング回路４との間のノードで合流している。
ここで、バイアス印加部３は、第１コンデンサ１１と第１インバータ１３との間のノードＫ２で、第１信号に第１バイアス電圧を印加する。図１では、第１バイアス電圧が印加された直後の第１信号が符号Ｖ２Ｐで示され、第１インバータ１３を通過後の第１信号が符号Ｖ３Ｐで示され、第３インバータ１５ａを通過後の第１信号が符号Ｖ４Ｐで示されている。
同様に、バイアス印加部３は、第２コンデンサ１２と第２インバータ１４との間のノードＫ３で、第２信号に第２バイアス電圧を印加する。図１では、第２バイアス電圧が印加された直後の第２信号が符号Ｖ２Ｎで示され、第２インバータ１４を通過後の第２信号が符号Ｖ３Ｎで示され、第４インバータ１５ｂを通過後の第２信号が符号Ｖ４Ｎで示されている。
本実施形態のバイアス印加部３は、ＶＤＤ配線とＧＮＤ配線との間に直列に接続された第１から第３可変抵抗３ａ〜３ｃを有している。バイアス印加部３は、第１から第３可変抵抗３ａ〜３ｃの抵抗値を変化させることで、第１および第２バイアス電圧の値を独立に制御することができる。そして、バイアス印加部３は、第１バイアス電圧を制御することで第１信号のデューティ比を調整することができ、第２バイアス電圧を制御することで第２信号のデューティ比を調整することができる。
なお、本実施形態のバイアス印加部３は、第１から第３可変抵抗３ａ〜３ｃにより構成されているが、第１および第２信号のデューティ比を調整可能であればその他の構成を有していてもよい。
第１トランジスタ１５ｃに第１信号Ｖ４Ｐが供給されると、第１トランジスタ１５ｃから第１電流Ｉ１Ｐが出力される。また、第２トランジスタ１５ｄに第２信号Ｖ４Ｎが供給されると、第２トランジスタ１５ｄから第２電流Ｉ１Ｎが出力される。その結果、第１トランジスタ１５ｃと第２トランジスタ１５ｄとの間のノードＫ４からマッチング回路５に出力信号Ｖ５が出力される。第１および第２電流Ｉ１Ｐ、Ｉ１Ｎはそれぞれ、第１および第２トランジスタ１５ｃ、１５ｄのドレイン電流に相当する。出力信号Ｖ５は、ノードＫ４の電圧に相当し、第１電流Ｉ１Ｐと第２電流Ｉ１Ｎとに基づいて各電力増幅器１５内で生成され、ノードＫ４からマッチング回路５に出力される。
マッチング回路４は、電力増幅器１５とアンテナ５との間にインピーダンスマッチング用に設けられている。電力増幅器１５から出力された出力信号Ｖ５は、マッチング回路４を通過してアンテナ５に供給され、アンテナ５から外部に送信されることになる。
マッチング回路４を通過した出力信号Ｖ５は、フィルタ回路６を介して検出回路７にも供給される。フィルタ回路６は、電気抵抗６ａとコンデンサ６ｂにより構成されたローパスフィルタであり、出力信号Ｖ５の高周波成分を除去する。高周波成分が除去された出力信号Ｖ５は、検出回路７用の検出信号ＶＤＥＴとして出力される。なお、フィルタ回路６は、出力信号Ｖ５の高周波成分を除去可能であれば、その他の構成を有していてもよい。
検出回路７は、電力増幅器１５から出力された出力信号Ｖ５の直流成分を検出する回路であり、具体的には、出力信号Ｖ５の直流成分を検出信号ＶＤＥＴを利用して検出する。本実施形態のフィルタ回路６は、出力信号Ｖ５のおおむね全ての交流成分を除去するため、検出信号ＶＤＥＴはほぼ出力信号Ｖ５の直流成分に相当する。よって、検出回路７は、検出信号ＶＤＥＴの値から出力信号Ｖ５の直流成分の値を検出することができる。
検出回路７は、出力信号Ｖ５の直流成分の検出結果に対応する制御信号ＶＯＵＴをバイアス印加部３に出力する。そして、バイアス印加部３は、制御信号ＶＯＵＴに基づいて第１および第２バイアス電圧を制御し、これにより第１および第２信号のデューティ比を調整する。その結果、出力信号Ｖ５の波形が変化し、この出力信号Ｖ５がマッチング回路４、アンテナ５、フィルタ回路６、および検出回路７に供給される。
このように、本実施形態の無線通信装置は、出力信号Ｖ５の直流成分を検出回路７により検出し、検出回路７の検出結果に基づいて出力信号Ｖ５の波形を変化させる。これにより、出力信号Ｖ５の波形を所望の波形に調整することができる。具体的には、本実施形態の無線通信装置は、出力信号Ｖ５の直流成分の値をＶＤＤ／２に近づけ、出力信号Ｖ５の波形の対称性を向上させるように動作する。ここで、ＶＤＤは、ＧＮＤ配線の電位を０としたときのＶＤＤ配線の電位を表す。以下、本実施形態の無線通信装置の動作について詳細に説明する。
図２は、第１実施形態の無線通信装置の動作を説明するための波形図である。
図２(ａ)は、デューティ比を調整される前の第１信号Ｖ４Ｐと、デューティ比を調整された後の第１信号Ｖ４Ｐの一例を示している。デューティ比が調整される前の第１信号Ｖ４Ｐでは、デューティ比が５０％に設定されている（図２(ａ)左）。一方、デューティ比が調整された後の第１信号Ｖ４Ｐでは、デューティ比が５０％から変化し、第１信号Ｖ４Ｐがハイの期間が第１信号Ｖ４Ｐがローの期間よりも長くなっている（図２(ｂ)右）。
図２(ｂ)は、デューティ比を調整される前の第２信号Ｖ４Ｎと、デューティ比を調整された後の第２信号Ｖ４Ｎの一例を示している。デューティ比が調整される前の第２信号Ｖ４Ｎでは、デューティ比が５０％に設定されている（図２(ｂ)左）。一方、デューティ比が調整された後の第２信号Ｖ４Ｎでは、デューティ比が５０％から変化し、第２信号Ｖ４Ｎがハイの期間が第２信号Ｖ４Ｎがローの期間よりも短くなっている（図２(ｂ)右）。
なお、第２信号Ｖ４Ｎのハイ期間とロー期間はそれぞれ、第１信号Ｖ４Ｐのロー期間とハイ期間と同じ長さになるように調整されている。別言すると、第２信号Ｖ４Ｎのデューティ比が、第１信号Ｖ４Ｐのデューティ比とそろうように調整されている。
図２(ｃ)は、デューティ比を調整される前の第１電流Ｉ１Ｐと、デューティ比を調整された後の第１電流Ｉ１Ｐの一例を示している。第１信号Ｖ４Ｐが図２(ａ)のように変化することで、第１電流Ｉ１Ｐのパルス幅が短くなっている。
図２(ｄ)は、デューティ比を調整される前の第２電流Ｉ１Ｎと、デューティ比を調整された後の第２電流Ｉ１Ｎの一例を示している。第２信号Ｖ４Ｎが図２(ｂ)のように変化することで、第２電流Ｉ１Ｎのパルス幅が短くなっている。
図２(ｅ)は、デューティ比を調整される前の出力信号Ｖ５と、デューティ比を調整された後の出力信号Ｖ５の一例を示している。デューティ比が調整される前には、出力信号Ｖ５は矩形波の波形を有している。よって、出力信号Ｖ５の各パルスは長方形の波形を有している。一方、デューティ比が調整された後には、第１および第２電流Ｉ１Ｐ、Ｉ１Ｎのパルス幅が短くなることで、出力信号Ｖ５の各パルスの波形が長方形から台形に変化している。
その結果、ノードＫ４における電圧（出力信号Ｖ５）と電流（第１電流Ｉ１Ｐと第２電流Ｉ１Ｎとの和）との重なり部分が少なくなる。これにより、本実施形態における無線通信のエネルギー効率が向上される。
なお、アンテナ５に出力される信号に含まれる高調波成分を抑えるためには、出力信号Ｖ５の波形を対称にすることが望ましい。これは、上述のように、第２信号Ｖ４Ｎのハイ期間とロー期間をそれぞれ、第１信号Ｖ４Ｐのロー期間とハイ期間と同じ長さに設定することで実現可能である。
図３は、第１実施形態の無線通信装置の動作を説明するための別の波形図である。図３は、バイアス印加部３によるバイアスの印加とデューティ比の調整との関係を示したものである。
図３(ａ)は、信号発生部１から発生した信号Ｖ１の一例を示している。この信号Ｖ１は、電圧０と電圧ＶＤＤとの間で変動する正弦波である。以下、この信号Ｖ１から生じる第１電圧や第１電流について説明する。
図３(ｂ)は、第１バイアス電圧が印加された直後の第１信号Ｖ２Ｐを示している。第１信号Ｖ２Ｐの振動方向は、インバータ２の作用により、信号Ｖ１の振動方向と反転している。また、第１信号Ｖ２Ｐの平均値は、第１バイアス電圧の影響により、第１インバータ１３の閾値ＶＴＨよりもＶＢだけ高くなっている。さらに、図３(ｂ)は、第１信号Ｖ２Ｐの値が閾値ＶＴＨよりも低い期間Ｔ１と、第１信号Ｖ２Ｐの値が閾値ＶＴＨよりも高い期間Ｔ２とを示している。
図３(ｃ)は、第１インバータ１３を通過後の第１信号Ｖ３Ｐを示している。第１信号Ｖ３Ｐの波形は、上述の閾値ＶＴＨの影響により、ハイ期間Ｔ１がロー期間Ｔ２よりも短い矩形波となる。なお、正確には、第１信号は下流に伝播するにつれて徐々に正弦波から矩形波に変化していくが、ここでは作図の便宜上、第１信号Ｖ２Ｐを正弦波で示し、第１信号Ｖ３Ｐを矩形波で示している。
図３(ｄ)は、第３インバータ１５ａを通過後の第１信号Ｖ４Ｐを示している。第３インバータ１５ａの作用により、第１信号Ｖ４Ｐの波形は、ロー期間Ｔ１がハイ期間Ｔ２よりも短い矩形波となる。
図３(ｅ)は、第１トランジスタ１５ｃから出力された第１電流Ｉ１Ｐを示している。第１信号Ｖ４Ｐのロー期間Ｔ１の影響により、第１電流Ｉ１Ｐのパルス幅はＴ１になる。
このように、第１信号Ｖ４Ｐのデューティ比は第１バイアス電圧に応じて変化し、これにより第１電流Ｉ１Ｐのパルス幅が変化する。これは、第１電流Ｉ１Ｐでも同様である。すなわち、第２信号Ｖ４Ｎのデューティ比は第２バイアス電圧に応じて変化し、これにより第２電流Ｉ１Ｎのパルス幅が変化する。その結果、図２(ｅ)に示すように、出力信号Ｖ５の波形を正弦波に近付けることができる。
次に、本実施形態の検出回路７の構成や動作について説明する。
図４は、第１実施形態の検出回路７の構成例を示す回路図である。図４に示す検出回路７は、第１可変抵抗７ａと、第２可変抵抗７ｂと、比較器７ｃとを有している。
第１および第２可変抵抗７ａ、７ｂは、ＶＤＤ配線とＧＮＤ配線との間に直列に接続されており、電圧ＶＤＤ／２を出力するために使用される。比較器７ｃは、フィルタ回路６から検出信号ＶＤＥＴが入力される第１入力端子と、電圧ＶＤＤ／２が入力される第２入力端子とを有している。
そして、比較器７ｃは、ＶＤＥＴとＶＤＤ／２との比較結果を示す制御信号ＶＯＵＴを出力端子から出力する。制御信号ＶＯＵＴは例えば、ＶＤＥＴがＶＤＤ／２以上のときにハイとなり、ＶＤＥＴがＶＤＤ／２未満のときにローとなる２値信号である。
バイアス印加部３は、制御信号ＶＯＵＴがハイのときには、出力信号Ｖ５の直流成分を減少させるように第１および第２バイアス電圧を調整する。一方、バイアス印加部３は、制御信号ＶＯＵＴがローのときには、出力信号Ｖ５の直流成分を増加させるように第１および第２バイアス電圧を調整する。その結果、出力信号Ｖ５の直流成分の値はＶＤＤ／２に近付いていく。
図５は、第１実施形態の検出回路７の動作を説明するための波形図である。
図５(ａ)左は、出力信号Ｖ５の一例を示している。この出力信号Ｖ５の波形は、正弦波に近く、ほぼ上下対称である。よって、この場合の検出信号ＶＤＥＴの値は、ほぼＶＤＤ／２となる（図５(ａ)右）。
図５(ｂ)左は、出力信号Ｖ５の別の一例を示している。この出力信号Ｖ５の波形は、正弦波から遠く、上下非対称である。よって、この場合の検出信号ＶＤＥＴの値は、ＶＤＤ／２からずれる（図５(ｂ)右）。
このような上下非対称な出力信号Ｖ５は、第１信号Ｖ４Ｐのデューティ比と第２信号Ｖ４Ｎのデューティ比がそろっていない場合に発生し、偶数次の高調波成分を多く含んでいる。そこで、本実施形態の検出回路７は、このような非対称性を検出信号ＶＤＥＴを利用して検出し、その検出結果を示す制御信号ＶＯＵＴをバイアス印加部３に出力する。これにより、出力信号Ｖ５の波形の対称性を向上させ、出力信号Ｖ５に含まれる偶数次の高調波成分を減少させることができる。
図６は、第１実施形態の無線通信装置の性能について説明するためのグラフである。
曲線Ｃ１は、本実施形態の電力増幅器１５において、図２のようにデューティ比を調整した場合の消費電流を示す。曲線Ｃ２は、本実施形態の電力増幅器１５において、図２のようにデューティ比を調整しなかった場合の消費電流を示す。曲線Ｃ３は、本実施形態の電力増幅器１５をｎＭＯＳ型の電力増幅器に置き換えた場合において、図２のようにデューティ比を調整した場合の消費電流を示す。これらは、シミュレーションにより得られた結果を示している。図６の横軸は、出力信号Ｖ５のパワーを表す。
曲線Ｃ１、Ｃ２の比較から、本実施形態のデューティ比調整は消費電流を低減させる効果があることが分かる。さらに、曲線Ｃ１、Ｃ３の比較から、本実施形態のデューティ比調整は本実施形態の電力増幅器１５に適していることが分かる。
図７も、第１実施形態の無線通信装置の性能について説明するためのグラフである。
図７(ａ)の横軸は、第１信号Ｖ４Ｐのパルス幅（下側パルス幅）を表す。なお、第２信号Ｖ４Ｎのパルス幅（上側パルス幅）は固定とする。また、図７(ａ)の縦軸は、出力信号Ｖ５に含まれる２次高調波のパワーと、ＶＤＥＴ−ＶＤＤ／２の値とを示している。符号Ｗ１、Ｗ２、Ｗ３は３種類のパルス幅を示している。図７(ａ)は、下側パルス幅がＷ２のときに、２次高調波成分が減少し、ＶＤＥＴがＶＤＤ／２に近付くことを示している。
図７(ｂ)は、下側パルス幅がＷ１、Ｗ２、Ｗ３のときの出力信号Ｖ５を示している。図７(ｂ)によれば、下側パルス幅がＷ２のときの出力信号Ｖ５の波形は、上下対称形に近いことが分かる。
以上のように、本実施形態のバイアス印加部３は、出力信号Ｖ５の直流成分に基づいて第１および第２信号にバイアスを印加する。よって、本実施形態によれば、第１および第２信号のデューティ比をバイアスにより調整し、出力信号Ｖ５の波形を所望の波形に調整することが可能となる。本実施形態によれば、出力信号Ｖ５の波形の対称性を向上させ、アンテナ５に出力される偶数次の高調波成分を減少させることが可能となる。
（第２実施形態）
図８は、第２実施形態の無線通信装置の構成を示す回路図である。
図８の無線通信装置は、図１に示す構成要素に加えて、第１コンデンサ２１と、第２コンデンサ２２と、第１インバータ２３と、第２インバータ２４と、電力増幅器２５とを備えている。電力増幅器２５は、第３インバータ２５ａ、第４インバータ２５ｂ、第１トランジスタ２５ｃ、および第２トランジスタ２５ｄを有している。第１コンデンサ２１、第２コンデンサ２２、第１インバータ２３、第２インバータ２４、電力増幅器２５はそれぞれ、第１コンデンサ１１、第２コンデンサ１２、第１インバータ１３、第２インバータ１４、電力増幅器１５と同じ構成や機能を有している。
図８の無線通信装置は、図１の無線通信装置の無線送信機能と直流成分検出機能とを分離した構成を有しており、具体的には、無線送信用の第１回路１０と、直流成分検出用の第２回路２０とを備えている。第２回路２０は、第１回路１０のレプリカに相当する。
第１回路１０は、第１コンデンサ１１と、第２コンデンサ１２と、第１インバータ１３と、第２インバータ１４と、第１電力増幅器の例である複数の電力増幅器１５と、マッチング回路４と、アンテナ５とを備えている。これらの構成要素の構成や機能は、第１実施形態の場合と同様である。
第２回路２０は、第１コンデンサ２１と、第２コンデンサ２２と、第１インバータ２３と、第２インバータ２４と、第２電力増幅器の例である電力増幅器２５と、フィルタ回路６と、検出回路７とを備えている。
信号発生部１は、信号Ｖ１、Ｖ６を発生する。信号Ｖ１と信号Ｖ６は、同じ波形の信号である。信号発生部１から発生した信号Ｖ６は、インバータ２を通過した後、ノードＫ５で、第１コンデンサ２１に供給される第１信号と、第２コンデンサ２２に供給される第２信号とに分かれる。
第１コンデンサ２１を通過した第１信号は、第１および第３インバータ２３、２５ａを通過した後、第１トランジスタ２５ｃのゲート端子に供給される。また、第２コンデンサ２２を通過した第２信号は、第２および第４インバータ２４、２５ｂを通過した後、第２トランジスタ２５ｄのゲート端子に供給される。第１および第２トランジスタ２５ｃ、２５ｄは、それぞれｐＭＯＳとｎＭＯＳであり、インバータを構成している。
ここで、バイアス印加部３は、第１コンデンサ２１と第１インバータ２３との間のノードＫ６で、第１信号に第１バイアス電圧を印加する。第１バイアス電圧は、ノードＫ２に供給されるものと同じものである。図８では、第１バイアス電圧が印加された直後の第１信号が符号Ｖ７Ｐで示され、第１インバータ２３を通過後の第１信号が符号Ｖ８Ｐで示され、第３インバータ２５ａを通過後の第１信号が符号Ｖ９Ｐで示されている。
同様に、バイアス印加部３は、第２コンデンサ２２と第２インバータ２４との間のノードＫ７で、第２信号に第２バイアス電圧を印加する。第２バイアス電圧は、ノードＫ３に供給されるものと同じものである。図８では、第２バイアス電圧が印加された直後の第２信号が符号Ｖ７Ｎで示され、第２インバータ２４を通過後の第２信号が符号Ｖ８Ｎで示され、第４インバータ２５ｂを通過後の第２信号が符号Ｖ９Ｎで示されている。
第１トランジスタ２５ｃに第１信号Ｖ９Ｐが供給されると、第１トランジスタ２５ｃから第１電流Ｉ２Ｐが出力される。また、第２トランジスタ２５ｄに第２信号Ｖ９Ｎが供給されると、第２トランジスタ２５ｄから第２電流Ｉ２Ｎが出力される。その結果、第１トランジスタ２５ｃと第２トランジスタ２５ｄとの間のノードＫ８からフィルタ回路６に出力信号Ｖ１０が出力される。第１および第２電流Ｉ２Ｐ、Ｉ２Ｎはそれぞれ、第１および第２トランジスタ２５ｃ、２５ｄのドレイン電流に相当する。出力信号Ｖ１０は、ノードＫ８の電圧に相当し、第１電流Ｉ２Ｐと第２電流Ｉ２Ｎとに基づいて電力増幅器２５内で生成され、ノードＫ８からフィルタ回路６に出力される。
電力増幅器２５から出力された出力信号Ｖ１０は、フィルタ回路６を介して検出回路７に供給される。フィルタ回路６は、電気抵抗６ａとコンデンサ６ｂにより構成されたローパスフィルタであり、出力信号Ｖ１０の高周波成分を除去する。高周波成分が除去された出力信号Ｖ１０は、検出回路７用の検出信号ＶＤＥＴとして出力される。
検出回路７は、電力増幅器２５から出力された出力信号Ｖ１０の直流成分を検出する回路であり、具体的には、出力信号Ｖ１０の直流成分を検出信号ＶＤＥＴを利用して検出する。本実施形態のフィルタ回路６は、出力信号Ｖ１０のおおむね全ての交流成分を除去するため、検出信号ＶＤＥＴはほぼ出力信号Ｖ１０の直流成分に相当する。よって、検出回路７は、検出信号ＶＤＥＴの値から出力信号Ｖ１０の直流成分の値を検出することができる。
検出回路７は、出力信号Ｖ１０の直流成分の検出結果に対応する制御信号ＶＯＵＴをバイアス印加部３に出力する。そして、バイアス印加部３は、制御信号ＶＯＵＴに基づいて第１および第２バイアス電圧を制御し、これにより第１および第２回路１０、２０内の第１および第２信号のデューティ比を調整する。その結果、第１回路１０内の出力信号Ｖ５の波形が変化し、この出力信号Ｖ５がマッチング回路４およびアンテナ５に供給される。さらには、第２回路２０内の出力信号Ｖ１０の波形が変化し、この出力信号Ｖ１０がフィルタ回路６および検出回路７に供給される。
このように、本実施形態の無線通信装置は、出力信号Ｖ１０の直流成分を検出回路７により検出し、検出回路７の検出結果に基づいて出力信号Ｖ５、Ｖ１０の波形を変化させる。これにより、出力信号Ｖ５、Ｖ１０の波形を所望の波形に調整することができる。具体的には、本実施形態の無線通信装置は、出力信号Ｖ５、Ｖ１０の直流成分の値をＶＤＤ／２に近づけ、出力信号Ｖ５、Ｖ１０の波形の対称性を向上させるように動作する。
本実施形態によれば、第１および第２回路１０、２０内の第１および第２信号のデューティ比をバイアスにより調整し、出力信号Ｖ５、Ｖ１０の波形を所望の波形に調整することが可能となる。
本実施形態の構成は、例えば無線通信装置の無線送信機能と直流成分検出機能とを分離したい場合に好適である。一方、第１実施形態の構成は、例えば無線通信装置を少ない部品で構成したい場合に好適である。
以上、いくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例としてのみ提示したものであり、発明の範囲を限定することを意図したものではない。本明細書で説明した新規な装置および方法は、その他の様々な形態で実施することができる。また、本明細書で説明した装置および方法の形態に対し、発明の要旨を逸脱しない範囲内で、種々の省略、置換、変更を行うことができる。添付の特許請求の範囲およびこれに均等な範囲は、発明の範囲や要旨に含まれるこのような形態や変形例を含むように意図されている。
１：信号発生部、２：インバータ、３：バイアス印加部、
３ａ：第１可変抵抗、３ｂ：第２可変抵抗、３ｃ：第３可変抵抗、
４：マッチング回路、５：アンテナ、６：フィルタ回路、
６ａ：電気抵抗、６ｂ：コンデンサ、７：検出回路、
７ａ：第１可変抵抗、７ｂ：第２可変抵抗、７ｃ：比較器、
１０：第１回路、１１：第１コンデンサ、１２：第２コンデンサ、
１３：第１インバータ、１４：第２インバータ、１５：電力増幅器、
１５ａ：第３インバータ、１５ｂ：第４インバータ、
１５ｃ：第１トランジスタ、１５ｄ：第２トランジスタ、
２０：第２回路、２１：第１コンデンサ、２２：第２コンデンサ、
２３：第１インバータ、２４：第２インバータ、２５：電力増幅器、
２５ａ：第３インバータ、２５ｂ：第４インバータ、
２５ｃ：第１トランジスタ、２５ｄ：第２トランジスタ

Claims (8)

  1. 信号を発生する信号発生部と、
    インバータを構成する第１および第２トランジスタを有し、前記信号発生部からの信号から直流成分が除去されて得られた第１信号を前記第１トランジスタに供給し、前記信号発生部からの信号から直流成分が除去されて得られた第２信号を前記第２トランジスタに供給し、前記第１トランジスタから出力された第１電流と、前記第２トランジスタから出力された第２電流とに基づいて、出力信号を生成する電力増幅器と、
    前記出力信号の高周波成分を除去するフィルタ回路と、
    前記フィルタ回路を通過した前記出力信号を利用して、前記出力信号の直流成分を検出する検出回路と、
    前記信号発生部からの信号から直流成分が除去されて得られた前記第１信号に第１バイアス電圧を印加し、前記信号発生部からの信号から直流成分が除去されて得られた前記第２信号に第２バイアス電圧を印加するバイアス印加部であって、前記検出回路により検出された前記直流成分に基づいて前記第１および第２バイアス電圧を制御し、前記第１バイアス電圧を制御することで前記第１信号のデューティ比を調整し、前記第２バイアス電圧を制御することで前記第２信号のデューティ比を調整するバイアス印加部と、
    を備え、
    前記電力増幅器は、前記第１バイアス電圧が印加された前記第１信号を前記第１トランジスタに供給し、前記第２バイアス電圧が印加された前記第２信号を前記第２トランジスタに供給する、無線通信装置。
  2. 前記出力信号をアンテナに供給するマッチング回路をさらに備え、
    前記検出回路は、前記マッチング回路および前記フィルタ回路を通過した前記出力信号から前記直流成分を検出する、
    請求項１に記載の無線通信装置。
  3. 前記出力信号をアンテナに供給するマッチング回路をさらに備え、
    前記マッチング回路は、第１電力増幅器から出力された前記出力信号を前記アンテナに供給し、
    前記検出回路は、前記第１電力増幅器と異なる第２電力増幅器から出力されて前記フィルタ回路を通過した前記出力信号から前記直流成分を検出する、
    請求項１に記載の無線通信装置。
  4. 前記バイアス印加部は、
    前記第１信号が正弦波である第１ノードで前記第１信号に前記第１バイアス電圧を印加することで、前記第１信号の平均値を変化させ、
    前記第２信号が正弦波である第２ノードで前記第２信号に前記第２バイアス電圧を印加することで、前記第２信号の平均値を変化させ、
    前記第１信号は、前記第１ノードから前記第１トランジスタに伝播する間に、前記正弦波から、前記第１バイアス電圧に応じたデューティ比を有する矩形波に変化し、
    前記第２信号は、前記第２ノードから前記第２トランジスタに伝播する間に、前記正弦波から、前記第２バイアス電圧に応じたデューティ比を有する矩形波に変化する、
    請求項１から３のいずれか１項に記載の無線通信装置。
  5. 前記信号発生部からの信号から直流成分を除去する第１コンデンサと、
    前記信号発生部からの信号から直流成分を除去する第２コンデンサとをさらに備え、
    前記バイアス印加部は、
    前記信号発生部からの信号から前記第１コンデンサにより直流成分が除去されて得られた前記第１信号に、前記第１バイアス電圧を、抵抗を介して前記第１ノードで印加し、
    前記信号発生部からの信号から前記第２コンデンサにより直流成分が除去されて得られた前記第２信号に、前記第２バイアス電圧を、抵抗を介して前記第２ノードで印加し、
    前記電力増幅器は、
    前記信号発生部からの信号から前記第１コンデンサにより直流成分が除去されて得られた前記第１信号を、前記第１ノードを介して前記第１トランジスタに供給し、
    前記信号発生部からの信号から前記第２コンデンサにより直流成分が除去されて得られた前記第２信号が、前記第２ノードを介して前記第２トランジスタに供給する、
    請求項４に記載の無線通信装置。
  6. 前記検出回路は、
    前記フィルタ回路を通過した前記出力信号である第１電圧と第２電圧とを比較し、
    前記第１電圧が前記第２電圧よりも大きい場合には第１値を示し、前記第１電圧が前記第２電圧よりも小さい場合には第２値を示す信号を、前記出力信号の前記直流成分の検出結果として出力する、
    請求項１から５のいずれか１項に記載の無線通信装置。
  7. 信号発生部から信号を発生し、
    インバータを構成する第１および第２トランジスタを有する電力増幅器において、前記信号発生部からの信号から直流成分が除去されて得られた第１信号を前記第１トランジスタに供給し、前記信号発生部からの信号から直流成分が除去されて得られた第２信号を前記第２トランジスタに供給し、前記第１トランジスタから出力された第１電流と、前記第２トランジスタから出力された第２電流とに基づいて、出力信号を生成し、
    前記出力信号の高周波成分をフィルタ回路により除去し、
    検出回路が、前記フィルタ回路を通過した前記出力信号を利用して、前記出力信号の直流成分を検出し、
    前記信号発生部からの信号から直流成分が除去されて得られた前記第１信号に第１バイアス電圧を印加し、前記信号発生部からの信号から直流成分が除去されて得られた前記第２信号に第２バイアス電圧を印加するバイアス印加部が、前記検出回路により検出された前記直流成分に基づいて前記第１および第２バイアス電圧を制御し、前記第１バイアス電圧を制御することで前記第１信号のデューティ比を調整し、前記第２バイアス電圧を制御することで前記第２信号のデューティ比を調整する、
    ことを含み、
    前記電力増幅器は、前記第１バイアス電圧が印加された前記第１信号を前記第１トランジスタに供給し、前記第２バイアス電圧が印加された前記第２信号を前記第２トランジスタに供給する、無線通信方法。
  8. さらに、前記第１および第２バイアス電圧に基づいて生成された前記出力信号を、前記電力増幅器からアンテナに供給することを含む、請求項７に記載の無線通信方法。
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