JP6615695B2 - Antenna device - Google Patents
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Description
本実施形態は、受信装置やレーダ装置に用いるアンテナ装置に関する。 The present embodiment relates to an antenna device used for a receiving device or a radar device.
従来の受信装置やレーダ装置に用いるアンテナ装置には、ＲＦ（Radio Frequency）帯のアナログ合成器を用いたアレイアンテナ装置がよく用いられる。ところが、このアレイアンテナ装置では、アナログ合成器や移相器の量子化誤差により、高指向精度や低サイドロ−ブ（ＳＬ：SideLobe）を実現するのに限界があった。 An array antenna device using an RF (Radio Frequency) band analog synthesizer is often used as a conventional antenna device for a receiving device or a radar device. However, this array antenna apparatus has a limit in realizing high directivity accuracy and low side lobe (SL) due to the quantization error of the analog synthesizer and phase shifter.
これに対して、アナログ回路をデジタル回路で実現するＤＢＦ（Digital Beam Forming）方式のアンテナ装置がある。特に、レーダ装置では、アンテナ装置におけるＤＢＦにより、送信ビーム及び受信ビームをそれぞれペンシルビームにして、目標の捜索及び追跡を行っている。ＤＢＦ方式では、量子化の自由度が大きいため、アナログ方式に比して高指向精度、低サイドローブを実現できる。しかしながら、全素子信号をデジタル変換するために多数のＡＤ（Analog to Digital）変換器や大容量のデータ転送が必要となり、ＨＷ（Hardware）規模が大きく、コスト大となる問題があった。 On the other hand, there is a DBF (Digital Beam Forming) type antenna device that realizes an analog circuit with a digital circuit. In particular, the radar device searches and tracks a target by using a DBF in the antenna device as a transmission beam and a reception beam as a pencil beam. In the DBF method, since the degree of freedom of quantization is large, it is possible to realize higher directivity accuracy and lower side lobes than the analog method. However, a large number of AD (Analog to Digital) converters and large-capacity data transfer are required to digitally convert all element signals, resulting in a large HW (Hardware) scale and high cost.
この対策のために、ＡＺ面かＥＬ面のいずれか一方をＤＢＦ化した１次元ＤＢＦのアンテナ装置があるが、いずれか一方の軸がアナログ回路であるため、ビーム品質が低下するという課題がある。また、アンテナ素子群をサブアレイに分割し、各々のサブアレイはアナログ合成とし、サブアレイ同士はＤＢＦとするサブアレイＤＢＦもあるが、この場合もＤＢＦの自由度が低く、高品質なビームを形成することができない。特に、角度高分解能処理やＳＬＣ（Sidelobe Canceller）等の不要波抑圧処理を適用する際に、１次元ＤＢＦやサブアレイＤＢＦでは、ＤＢＦによる自由度を最大限に生かすことができない。これらは、受信アンテナや送受信を行うレーダ装置でも同様である。 For this measure, there is a one-dimensional DBF antenna device in which either one of the AZ plane or the EL plane is DBF. However, since one of the axes is an analog circuit, there is a problem that the beam quality is deteriorated. . In addition, there is a sub-array DBF in which the antenna element group is divided into sub-arrays, each sub-array is analog synthesis, and the sub-arrays are DBFs. In this case, too, the degree of freedom of the DBF is low and a high-quality beam can be formed. Can not. In particular, when applying unnecessary wave suppression processing such as angular high resolution processing or SLC (Sidelobe Canceller), the one-dimensional DBF or the subarray DBF cannot make full use of the degree of freedom by the DBF. The same applies to a receiving antenna and a radar device that performs transmission and reception.
以上述べたように、従来の受信装置やレーダ装置に用いられるアンテナ装置及び信号処理装置では、自由度が不足し、ビームの指向精度を向上させ、サイドローブを低減することが困難であった。また、角度高分解能や不要波抑圧を行う際に自由度が不足し、ＡＺ軸及びＥＬ軸で所定の性能を発揮することが困難な場合があった。 As described above, the antenna device and the signal processing device used in the conventional receiving device and radar device have insufficient degrees of freedom, and it is difficult to improve the beam pointing accuracy and reduce the side lobes. In addition, the degree of freedom is insufficient when performing high angular resolution and unnecessary wave suppression, and it may be difficult to exhibit predetermined performance on the AZ axis and the EL axis.
本実施形態は上記課題に鑑みなされたもので、互いに異なる２軸のアレイデジタル信号を用いて自由度の高い種々のビームを形成することができ、コストパフォーマンスの高いアンテナ装置を提供することを目的とする。 The present embodiment has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide an antenna device that can form various beams with a high degree of freedom using two-axis array digital signals different from each other and has high cost performance. And
上記の課題を解決するために、本実施形態に係るアンテナ装置は、アレイアンテナと信号処理装置とを備える。アレイアンテナは、第１の軸（Ａ軸）にNa素子（Na段）、前記第１の軸とは異なる第２の軸（Ｂ軸）にNb素子（Nb列）を配列してなる。信号処理装置は、前記Ａ軸の各々の段の素子出力について移相器Pam（m=1〜Nb）により位相を制御してアナログ合成し、前記Ｂ軸の各々の列の素子出力について前記Ａ軸と同じか異なる移相器Pbn（n=1〜Na）により位相を制御してアナログ合成し、前記Ａ軸の一次元に配列したNa素子受信アレイの出力（Xan、n=1〜Na）と前記Ｂ軸の一次元に配列したNb素子受信アレイの出力（Xbm、m=１〜Nb）をそれぞれ周波数変換及びＡＤ変換してアレイデジタル信号に変換した後、各々の軸でビーム形成を含む信号処理を行ってＡ軸とＢ軸の統合処理を行う。 In order to solve the above problems, the antenna device according to the present embodiment includes an array antenna and a signal processing device. The array antenna is formed by arranging Na elements (Na stages) on a first axis (A axis) and Nb elements (Nb row) on a second axis (B axis) different from the first axis. The signal processing apparatus performs analog synthesis by controlling the phase of the element outputs of each stage of the A axis by a phase shifter Pam (m = 1 to Nb), and the element outputs of each column of the B axis. The phase is controlled by the phase shifter Pbn (n = 1 to Na) which is the same as or different from the axis, and the analog synthesis is performed, and the output of the Na element receiving array arranged in one dimension of the A axis (Xan, n = 1 to Na) And the output (Xbm, m = 1 to Nb) of the Nb element receiving array arranged one-dimensionally on the B axis are converted into an array digital signal by frequency conversion and AD conversion, respectively, and beam formation is included in each axis Signal processing is performed to perform integration processing of the A axis and the B axis.
以下、実施形態について、図面を参照して説明する。尚、各実施形態の説明において、同一部分には同一符号を付して示し、重複する説明を省略する。 Hereinafter, embodiments will be described with reference to the drawings. In the description of each embodiment, the same portions are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted.
（第１の実施形態）（直交２軸アレイによる信号処理）
図１乃至図３を参照して、第１の実施形態について説明する。本実施形態では、異なる２軸のリニアアレイを用いた受信による方式について述べる。
(First Embodiment) (Signal processing by orthogonal two-axis array)
The first embodiment will be described with reference to FIGS. 1 to 3. In this embodiment, a reception method using different two-axis linear arrays will be described.
図１は第１の実施形態に係るアンテナ装置に用いられるアレイアンテナの構成を示すブロック図、図２は第１の実施形態において、図１に示したアレイアンテナの出力から目標を検出するための信号処理装置の構成を示すブロック図である。 FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an array antenna used in the antenna device according to the first embodiment, and FIG. 2 is a diagram for detecting a target from the output of the array antenna shown in FIG. 1 in the first embodiment. It is a block diagram which shows the structure of a signal processing apparatus.
図１において、10はNa×Nb個のアンテナ素子1011〜10NaNbを縦方向・横方向に配列したアレイアンテナで、各アンテナ素子1011〜10NaNbの出力は、それぞれ受信増幅器1111〜11NaNbで低雑音増幅された後、受信移相器1211〜12NaNbによりビーム走査のための所定の位相が与えられる。受信移相器1211〜12NaNbの出力は２分岐され、一方の分岐出力は縦方向の軸（Ａ軸）のアレイ出力を合成する受信合成器131〜13Nbでアナログ合成され、他方の分岐出力は横方向の軸（Ｂ軸）のアレイ出力を合成する受信合成器141〜14Naでアナログ合成され、それぞれ図２に示す信号処理装置20に送られる。
In FIG. 1,
ここで、本実施形態では、受信移相器1211〜12NaNbをＡ軸とＢ軸に共用しているが、アンテナ素子1011〜10NaNbの出力をそれぞれ２分岐してＡ軸用とＢ軸用に、独立に受信移相器を設定してもよい。この場合は、Ａ軸とＢ軸で独立した受信ビームを形成することができ、また、受信合成用の給電回路の経路長差等を独立に制御することができる。
Here, in the present embodiment, the
図２において、アレイアンテナ10のＡ軸アレイ出力の合成信号Nachについては、ＡＤ（Analog digital）変換器21aによって周波数変換後にデジタル信号に変換し、ビーム形成器22aによってＤＢＦ（Digital beam Forming：デジタルビーム形成）処理を施してビーム出力を取得し、信号処理器23aにより所定の信号処理を施してＡ軸における目標の検出を行う。信号処理としては、例えばパルス圧縮、ＦＦＴ，ＣＦＡＲ処理等がある。同様に、受信アンテナ装置１０のＢ軸アレイ出力の合成信号Nbchについては、ＡＤ（Analog digital）変換器21bによって周波数変換後にデジタル信号に変換し、ビーム形成器22bによってＤＢＦ（Digital beam Forming：デジタルビーム形成）処理を施してビーム出力を取得し、信号処理器23bにより所定の信号処理を施してＢ軸における目標の検出を行う。信号処理器23a, 23b で得られたＡ軸とＢ軸の信号処理結果を用いて、統合処理器24で目標検出処理を行う。統合処理としては、例えば、Ａ軸とＢ軸の検出結果のうち、いずれか一方の検出があるときに目標検出とする１／２検出処理や、両者の検出があるときに目標検出とする２／２検出処理等がある。
In FIG. 2, the combined signal Nach of the A-axis array output of the
上記構成による信号処理装置20において、まず、ビーム形成の部分までを定式化する。観測方向（AZ,EL）を含めた２軸の入力信号は、図３に示す座標系において、それぞれXa(AZ,EL)，Xb(AZ,EL)と表すと、次式に示すようになる。なお、位相中心は、Ａ軸とＢ軸で一致する。
以上より、仮想平面アレイの位相中心に入力される信号Xin として、２軸の信号Xa(AZ,EL)，Xb(AZ,EL)は次式となる。
受信ビーム出力は、ビーム形成器22a, 22b において、（４）式の要素にサイドローブ低減用のウェイトとして、サイドローブ低減用のテーラーウェイト（非特許文献２）等を乗算し、ビーム指向方向制御用の複素ウェイトを乗算した後、ＤＢＦ（Digital Beam Forming、非特許文献１）による加算を行い、次式となる。
ビーム指向方向制御用のウェイトWapnm, Wbpnmは次式で表現できる。 The weights Wapnm and Wbpnm for controlling the beam direction can be expressed by the following equations.
すなわち、上記ビーム出力Yaは、ＡＺ面はアナログ合成で、ＥＬ面は自由度の高いＤＢＦである。また、上記ビーム出力Ybは、ＥＬ面はアナログ合成で、ＡＺ面は自由度の高いＤＢＦである。このように、本実施形態では、アナログ合成とＤＢＦを組み合わせた２軸（Ａ軸とＢ軸）のビーム形成を組み合わせることで、２次元のフルＤＢＦ相当の機能性能を発揮することに特徴がある。 That is, in the beam output Ya, the AZ plane is an analog composition, and the EL plane is a DBF having a high degree of freedom. In the beam output Yb, the EL surface is an analog composition, and the AZ surface is a DBF having a high degree of freedom. As described above, the present embodiment is characterized in that a functional performance equivalent to a two-dimensional full DBF is exhibited by combining two-axis (A-axis and B-axis) beam forming that combines analog synthesis and DBF. .
以上のように、第１の実施形態に係るアンテナ装置は、第１の軸（Ａ軸）にNa素子（Na段）、前記第１の軸とは異なる第２の軸（Ｂ軸）にNb素子（Nb列）を配列してなるNa×Nb素子のアレイアンテナ10と、前記Ａ軸の各々の段の素子出力について移相器Pam（m=1〜Nb）により位相を制御してアナログ合成し、前記Ｂ軸の各々の列の素子出力について前記Ａ軸と同じか異なる移相器Pbn（n=1〜Na）により位相を制御してアナログ合成し、前記Ａ軸の位置次元に配列したNa素子受信アレイの出力（Xan、n=1〜Na）と前記Ｂ軸の一次元に配列したNb素子受信アレイの出力（Xbm、m=１〜Nb）をそれぞれ周波数変換及びＡＤ変換してアレイデジタル信号に変換した後、各々の軸でビーム形成を含む信号処理を行ってＡ軸とＢ軸の統合処理をする信号処理装置20とを具備する。この構成によれば、異なる２軸（Ａ軸とＢ軸）のアナログ合成後のＳＮ（信号対雑音電力比）の高いアレイデジタル信号を用いて、２軸のＤＢＦ（Digital Beam Forming）による自由度の高い任意のビームを形成することができる。
As described above, the antenna device according to the first embodiment has the Na element (Na stage) on the first axis (A axis) and Nb on the second axis (B axis) different from the first axis. Analog synthesis by controlling the phase with the phase shifter Pam (m = 1 to Nb) for the element output of each stage of the A-axis with the
（第２の実施形態）（高品質モノパルスビーム形成）
図４乃至図７を参照して、第２の実施形態について説明する。本実施形態では、異なる２軸のリニアアレイを用いた受信による方式について述べる。
Second Embodiment (High Quality Monopulse Beam Formation)
The second embodiment will be described with reference to FIGS. 4 to 7. In this embodiment, a reception method using different two-axis linear arrays will be described.
図４は第２の実施形態に係るアンテナ装置の信号処理装置20の構成を示すブロック図である。但し、図４において、図２と同一部分には同一符号を付して示し、ここでは重複する説明を省略する。 FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of the signal processing device 20 of the antenna device according to the second embodiment. However, in FIG. 4, the same parts as those in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted here.
本実施形態では、図２に示したビーム形成器22a，22bに代わってモノパルスビーム形成器25a，25bを用い、ＡＤ変換器21a，21bから出力されるアレイデジタル信号から高品質なモノパルスビームを形成し、信号処理器26a，26bによりモノパルスビーム出力から目標を検出する処理を行って総合処理器24が行う。
In this embodiment,
Ａ軸のモノパルスビーム形成器25aは、Na段のアナログ合成出力を用いて、図５（ａ），図６（ｂ）にそれぞれ示すように、開口２分割した信号の和と差により、Ａ軸の和ビーム（Σａ）と差ビーム（Δａ）のモノパルスビ−ムをＤＢＦにより形成する。一方、Ｂ軸のモノパルスビーム形成器25bは、Nb列のアナログ合成出力を用いて、図６（ａ），図５（ｂ）にそれぞれ示すように、開口２分割の和と差により、ＡＺ軸の和ビーム（Σｂ）と差ビーム（Δｂ）のモノパルスビ−ムをＤＢＦにより形成する。 The A-axis monopulse beamformer 25a uses the analog synthesis output of the Na stage, as shown in FIGS. 5 (a) and 6 (b). The monopulse beam of the sum beam (Σa) and the difference beam (Δa) is formed by DBF. On the other hand, the B-axis monopulse beamformer 25b uses the analog composite output of the Nb row, as shown in FIGS. 6 (a) and 5 (b). The monopulse beam of the sum beam (Σb) and the difference beam (Δb) is formed by DBF.
この場合、図７（ａ）のΣＡ（Σａ）、図７（ｂ）のΔＥＬ（Δａ）、図７（ｃ）のΣＢ（Σｂ）、図７（ｄ）のΔＡＺ（Δｂ）に示すように、アナログ合成ビームに比べてＤＢＦの方が、指向精度が高精度で、サイドローブ（ＳＬ）が低い高品質ビームを形成することができる。このため、アンテナ開口面全体を使ったビームとしては、ＳＬの低いΣビームとして、ＥＬ面重視の場合はΣａ、ＡＺ面重視の場合はΣｂを選定する。また、ΔＡＺはΔｂ、ΔＥＬはΔａを選定する。 In this case, as shown by ΣA (Σa) in FIG. 7A, ΔEL (Δa) in FIG. 7B, ΣB (Σb) in FIG. 7C, and ΔAZ (Δb) in FIG. The DBF can form a high-quality beam with higher directivity accuracy and lower side lobe (SL) than the analog combined beam. For this reason, as the beam using the entire antenna aperture plane, Σa having a low SL is selected, Σa is selected when the EL plane is important, and Σb is selected when the AZ plane is important. Also, ΔAZ is selected as Δb, and ΔEL is selected as Δa.
Σ、ΔＡＺ、ΔＥＬビームはそれぞれ同時に処理することが測角精度を確保する上で望ましい。また、ΣとΔＥＬ及びΣとΔＡＺの各々のビーム出力を同時に取得することができれば、例えばＡＤ変換器が2chの場合、時分割によりΣとΔＥＬ、ΣとΔＡＺを観測して、各々で位相モノパルス測角（非特許文献３）することは可能である。 It is desirable to simultaneously process the Σ, ΔAZ, and ΔEL beams in order to ensure angle measurement accuracy. If the beam outputs of Σ and ΔEL and Σ and ΔAZ can be acquired simultaneously, for example, when the AD converter is 2ch, Σ and ΔEL and Σ and ΔAZ are observed by time division, and each phase monopulse It is possible to measure the angle (Non-Patent Document 3).
以上のように、第２の実施形態に係るアンテナ装置は、信号処理装置20において、Ａ軸とＢ軸のアレイデジタル信号を用いて、和ビーム（Σ）、差ビーム（ΔAZ、ΔEL）のモノパルスビームを形成する。この構成によれば、異なる２軸（Ａ軸とＢ軸）のアナログ合成後のＳＮ（信号対雑音電力比）の高いアレイデジタル信号を用いて、２軸のＤＢＦ（Digital Beam Forming）による測角精度の高い任意のモノパルスビームを形成することができる。 As described above, the antenna device according to the second embodiment uses the A-axis and B-axis array digital signals in the signal processing device 20 to generate a monopulse of sum beam (Σ) and difference beam (ΔAZ, ΔEL). Form a beam. According to this configuration, angle measurement by 2-axis DBF (Digital Beam Forming) is performed using an array digital signal having a high SN (signal-to-noise power ratio) after analog synthesis of two different axes (A-axis and B-axis). An arbitrary monopulse beam with high accuracy can be formed.
（第３の実施形態）（再形成ビーム）
図８乃至図１１を参照して、第３の実施形態について説明する。
図８は第３の実施形態に係るアンテナ装置の信号処理装置20の構成を示すブロック図である。但し、図８において、図２と同一部分には同一符号を付して示し、ここでは重複する説明を省略する。
(Third Embodiment) (Reformed Beam)
A third embodiment will be described with reference to FIGS. 8 to 11.
FIG. 8 is a block diagram showing the configuration of the signal processing device 20 of the antenna device according to the third embodiment. However, in FIG. 8, the same parts as those in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted here.
本実施形態では、図８に示すように、ビーム形成器22a，22bをそれぞれデータ保存部22a1，22b1とビーム形成部22a2，22b2で構成する。すなわち、ビーム形成器22a，22bでは、データ保存部22a1，22b1でそれぞれＡ軸のアレイデジタル信号とＢ軸のアレイデジタル信号を保存しつつビーム形成部22a2，22b2で形成したビームのアレイデジタル信号について信号処理器23a，23bで所定の信号処理を施して目標方向を検出し、データ保存部22a1，22b1に保存したアレイデジタル信号を用いて検出した目標方向にビームを再形成する。
In the present embodiment, as shown in FIG. 8, the
例えば、図９（ａ）に示すようにビーム指向方向がオフボアサイトであるとき、図１０（ａ）に示すように差ビームのヌルが劣化している。そこで、モノパルスビーム形成時の和ビームΣと差ビームΔが図１１（ａ）に示すように得られ、図１１（ｂ）に示す誤差電圧εと目標角度の関係からビーム指向角度を補正して図９（ｂ）に示すようにボアサイトに修正する。これにより、図１０（ｂ）に示すように、差ビームのヌルディプスを補正することができる。 For example, when the beam directing direction is off-bore sight as shown in FIG. 9A, the null of the difference beam is degraded as shown in FIG. Therefore, the sum beam Σ and the difference beam Δ at the time of forming the monopulse beam are obtained as shown in FIG. 11A, and the beam directing angle is corrected from the relationship between the error voltage ε and the target angle shown in FIG. The boresight is corrected as shown in FIG. Thereby, as shown in FIG.10 (b), the null depth of a difference beam can be correct | amended.
すなわち、図９（ａ）に示すように一度形成したビームについて、図１１に示すように、次式の誤差電圧εを用いて、誤差電圧と角度のテーブルを引用したモノパルス測角（非特許文献３）を行う。
この測角値によりオフボアサイト方向に目標がある場合には、目標がボアサイト方向になるように、（６）及び（７）式により、ビーム指向方向を変えて、データ保存部22a1，22b1に保存していたアレイデジタル信号を用いてビームを再形成する。 When there is a target in the off-bore sight direction by this angle measurement value, the data storage units 22a1 and 22b1 are changed by changing the beam directing direction according to the equations (6) and (7) so that the target is in the bore sight direction. The beam is reshaped using the array digital signal stored in (1).
さらに、図１０に示すように、図９の処理をする際に所定のスレショルドを超えて検出したレンジ−ドップラセルと同一のアレイデジタル信号（XanとXbm）を抽出し、開口分割した各々で次式によりビーム形成する。
これらを用いて、次式により、開口分割ビーム信号を補正する。
これにより、図１０に示すように、開口分割信号が同じになるように振幅を補正し、Δビームのヌルディプスを深くし、図１１に示す誤差電圧εの傾斜を大きくすることができ、これによって測角精度を向上させることができる。なお、本手法は、主にヌルディプスを深くするのが目的であり、Σａ及びΣｂについては、（１１）〜（１４）の補正をしない再形成ビ−ムを用いてもよい。 As a result, as shown in FIG. 10, the amplitude is corrected so that the aperture division signals are the same, the null depth of the Δ beam is deepened, and the slope of the error voltage ε shown in FIG. 11 can be increased. Angle measurement accuracy can be improved. The purpose of this method is mainly to deepen the null depth, and for Σa and Σb, a reconstruction beam that does not perform the corrections (11) to (14) may be used.
以上のように、本実施形態に係るアンテナ装置は、信号処理装置20において、Ａ軸とＢ軸のアレイデジタル信号を保存し、各々の軸でビーム形成を含む信号処理を行って目標方向を検出し、検出した目標方向に保存したアレイデジタル信号を用いてビームを再形成する。この構成によれば、異なる２軸（Ａ軸とＢ軸）のアナログ合成後のＳＮ（信号対雑音電力比）の高いアレイデジタル信号をメモリし、目標方向に指向したビームを用いて、常に目標方向に指向するビームを再形成でき、SN向上や指向精度を向上できる。 As described above, the antenna device according to this embodiment stores the A-axis and B-axis array digital signals in the signal processing device 20, and performs signal processing including beam formation on each axis to detect the target direction. Then, the beam is reshaped using the array digital signal stored in the detected target direction. According to this configuration, an array digital signal having a high SN (signal to noise power ratio) after analog synthesis of two different axes (A axis and B axis) is stored in memory, and a beam directed in a target direction is always used as a target. The beam directed in the direction can be reformed, and the SN and pointing accuracy can be improved.
（第４の実施形態）（受信用マルチビーム）
図１２乃至図１５を参照して、第４の実施形態について説明する。
図１２は第４の実施形態に係るアンテナ装置の信号処理装置20の構成を示すブロック図である。但し、図１２において、図２と同一部分には同一符号を付して示し、ここでは重複する説明を省略する。
(Fourth embodiment) (Multibeam for reception)
The fourth embodiment will be described with reference to FIGS. 12 to 15.
FIG. 12 is a block diagram showing the configuration of the signal processing device 20 of the antenna device according to the fourth embodiment. However, in FIG. 12, the same parts as those in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted here.
本実施形態では、図１２に示すように、ビーム形成器22a，22bに代わってマルチビーム形成器26a，26bを用い、ＡＤ変換器21a，21bから出力されるアレイデジタル信号から受信用マルチビームを形成することを特徴とする。このために、移相器は、所定の方向θB（θAZ、θEL）にビーム指向するように設定し、Ａ軸において、ＥＬ面にＤＢＦによりマルチビ−ムを形成し、同様にＢ軸において、ＡＺ面にマルチビームを形成する。すると、図１３に示すように、所定の方向θBを通るマルチビーム（十字型またはＴ字型）を形成することができる。例えば、Ａ軸アレイを用いた場合には、図１３のＺ軸を軸とする円錐状にマルチビームが形成される。また、Ｂ軸アレイを用いた場合には、Ｙ軸を軸とする円錐状にマルチビームが形成される。
In this embodiment, as shown in FIG. 12,
この手法を用いれば、例えば、図１４に示すように、所定の捜索空間ΩをＡ軸に沿った縦バーによるＡＺ面走査とＢ軸に沿った横バーによるＥＬ面走査を同時に行うことで、捜索空間Ωの中の任意の領域を２回観測することになり、１バーによる走査の場合よりもデータレートを２倍にすることができる。 If this method is used, for example, as shown in FIG. 14, a predetermined search space Ω is simultaneously scanned by a vertical bar along the A axis by an AZ plane scanning and an EL plane scanning by a horizontal bar along the B axis. An arbitrary region in the search space Ω is observed twice, and the data rate can be doubled as compared with the case of scanning with one bar.
また、角度精度が低くてよい粗測角モードの場合には、ＤＢＦによるビーム幅を広げて、さらにデータレートを向上させて捜索速度を速くし、図１５に示すように、目標を含む限定捜索空間Ω′の範囲を、角度精度の高い精測角モードにより、ビーム幅を狭くして、高精度に測角する手法にも対応することができる。 In the case of the rough angle measurement mode where the angle accuracy may be low, the beam width by DBF is widened, the data rate is further improved to increase the search speed, and the limited search including the target as shown in FIG. It is possible to cope with a method of measuring the angle of the space Ω ′ with high accuracy by narrowing the beam width by the precise angle measurement mode with high angle accuracy.
以上のように、本実施形態に係るアンテナ装置は、信号処理装置20において、Ａ軸とＢ軸のアレイデジタル信号を用いてＡ軸にNBa本、Ｂ軸にNBb本の受信用マルチビームを形成することで、異なる２軸（Ａ軸とＢ軸）のアナログ合成後のＳＮ（信号対雑音電力比）の高いアレイデジタル信号を用いて、２軸のＤＢＦによる自由度の高い任意のマルチビームを形成することができる。 As described above, the antenna device according to this embodiment forms NBa reception multi-beams on the A axis and NBb reception B beams on the A axis using the A-axis and B-axis array digital signals in the signal processing device 20. By using an array digital signal having a high SN (signal-to-noise power ratio) after analog synthesis of two different axes (A axis and B axis), an arbitrary multi-beam with a high degree of freedom by a two-axis DBF can be obtained. Can be formed.
（第５の実施形態）（レーダ用マルチビーム）
図１６乃至図１８を参照して、第５の実施形態について説明する。
第４の実施形態では、受信のみのアンテナ装置の場合について述べたが、第５の実施形態ではレーダ装置のように送信系統を付加したアンテナ装置の場合について述べる。
(Fifth Embodiment) (Radar Multibeam)
The fifth embodiment will be described with reference to FIGS. 16 to 18.
In the fourth embodiment, the case of an antenna device for reception only has been described. In the fifth embodiment, the case of an antenna device to which a transmission system is added, such as a radar device, will be described.
図１６は第５の実施形態に係るアンテナ装置のアレイアンテナの構成を示すブロック図である。但し、図１６において、図１と同一部分には同一符号を付して示し、ここでは重複する説明を省略する。 FIG. 16 is a block diagram showing the configuration of the array antenna of the antenna device according to the fifth embodiment. However, in FIG. 16, the same parts as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted here.
図１６において、151〜15Nbはそれぞれ送信信号をNa系統に分配する送信分配器であり、分配出力は対応する系統の送信移相器1611〜16NaNbによりビーム指向方向に応じた位相制御が施され、送信増幅器1711〜17NaNbにより電力増幅され、サーキュレータ1811〜18NaNbを介してアンテナ素子1011〜10NaNbに送られ、空間に送出される。アンテナ素子1011〜10NaNbは送受信共用であり、それぞれの素子出力はサーキュレータ1811〜18NaNbを介して受信増幅器1111〜11NaNbに送られ、以下、第１の実施形態と同様に処理される。
In FIG. 16, 151 to 15 Nb are transmission distributors that distribute the transmission signal to the Na system, and the distribution output is subjected to phase control according to the beam directing direction by the
本実施形態のビ−ム形成手法としては、図１７（ａ）、（ｂ）それぞれのＡ軸アレイ（EL-DBF）の出力、Ｂ軸アレイ（AZ-DBF）の出力に示されるように、Ａ軸とＢ軸の各々について、送信ビームを所定の捜索空間Ωに形成し、その範囲内に受信マルチビームを形成することにより、同時に広角範囲を観測することができる。 As the beam forming method of this embodiment, as shown in the outputs of the A-axis array (EL-DBF) and B-axis array (AZ-DBF) in FIGS. A wide-angle range can be simultaneously observed by forming a transmission beam in a predetermined search space Ω for each of the A axis and the B axis and forming a reception multibeam within the range.
また、図１８に示すように、送信移相器1611〜16NaNbにより、送信ビームを所定の捜索空間Ωに形成する場合に広範囲にビーム成形（非特許文献５）した場合には、受信移相器1211〜12NaNbにより、所定の方向に指向した受信ビームを中心に、十字型またはＴ字型の受信マルチビームを形成することで、高データレートで観測することができる。
In addition, as shown in FIG. 18, when the transmission beam is formed in a predetermined search space Ω by the
以上のように本実施形態に係るアンテナ装置は、送信信号をアレイアンテナの各素子に送って所定の方向に送信ビームを形成し、信号処理装置20において、Ａ軸とＢ軸のアレイデジタル信号を用いて、送信ビームの方向にＡ軸にNBa本、Ｂ軸にNBb本のマルチビームを形成する。この構成によれば、送信ビームとともに、異なる２軸（Ａ軸とＢ軸）のアナログ合成後のＳＮ（信号対雑音電力比）の高いアレイデジタル信号を用いて、２軸のＤＢＦによる自由度の高い任意の受信マルチビームを形成することができ、多目標に同時に対処するレーダを構築することができる。 As described above, the antenna device according to the present embodiment transmits a transmission signal to each element of the array antenna to form a transmission beam in a predetermined direction, and the signal processing device 20 converts the A-axis and B-axis array digital signals. In this way, NBa multi-beams are formed on the A-axis and NBb multi-beams on the B-axis in the direction of the transmission beam. According to this configuration, using the array digital signal having a high SN (signal to noise power ratio) after analog synthesis of two different axes (A axis and B axis) together with the transmission beam, the degree of freedom by the two axis DBF can be increased. Arbitrary high receive multi-beams can be formed, and radars can be built that deal with multiple targets simultaneously.
（第６の実施形態）（角度高分解能／高精度）
図１９を参照して、第６の実施形態について説明する。本実施形態では、異なる２軸のリニアアレイを用いた受信方式において、角度高分解能化手法を適用した場合について述べる。
図１９は第６の実施形態に係るアンテナ装置の信号処理装置20の構成を示すブロック図である。但し、図１９において、図２、図１２と同一部分には同一符号を付して示し、ここでは重複する説明を省略する。
(Sixth embodiment) (high angle resolution / high accuracy)
The sixth embodiment will be described with reference to FIG. In this embodiment, a case where an angular resolution enhancement technique is applied to a reception system using different two-axis linear arrays will be described.
FIG. 19 is a block diagram showing the configuration of the signal processing device 20 of the antenna device according to the sixth embodiment. However, in FIG. 19, the same parts as those in FIGS. 2 and 12 are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted here.
本実施形態では、図２に示したビーム形成器22a，22b、信号処理器23a，23bに代わってマルチビーム形成器26a，26b、角度分解能処理器27a，27bを用い、マルチビーム形成器26a，26bによってＡＤ変換器21a，21bから出力されるアレイデジタル信号からマルチビームを形成し、角度分解能処理器27a，27bによってＥＬ軸及びＡＺ軸の角度高分解能処理を適用して、角度軸について、高分解能化／高精度な出力を得ることを特徴とする。
In this embodiment, in place of the
すなわち、Ａ軸は、Na段のアナログ合成出力を用いて、ＥＬ軸のNa段分のデジタル出力を得る。また、Ｂ軸はNb列のアナログ合成出力を用いて、ＡＺ軸のNb列分のデジタル出力を得る。これらの信号を用いて、ＥＬ軸及びＡＺ軸のエレメントスペース型（非特許文献７）の角度高分解能処理（MUSIC／ESPRIT（非特許文献６）等）を適用することにより、角度軸について、高分解能化／高精度な出力を得ることができる。 That is, the A axis obtains a digital output corresponding to the Na stage of the EL axis by using the analog composite output of the Na stage. The B axis uses the Nb column analog composite output to obtain a digital output corresponding to the AZ axis Nb column. By using these signals and applying the angle high resolution processing (MUSIC / ESPRIT (Non-Patent Document 6), etc.) of the element space type (Non-Patent Document 7) of the EL axis and AZ axis, Resolution / high accuracy output can be obtained.
また、Ａ軸のNa段分のアレイデジタル信号を用いて、ＤＢＦによりNBa（NBa≦Na）本のマルチビームを形成することができ、また、Ｂ軸もNb列分のアレイデジタル信号を用いて、ＤＢＦによりNBb（NBb≦Nb）本のマルチビームを形成することができる。これらのビーム信号を用いて、ＥＬ軸及びＡＺ軸のビームスペース型（非特許文献７）の角度高分解能処理（MUSIC／ESPRIT（非特許文献７）等）を適用して、角度軸について高分解能／高精度な出力を得ることができる。 Also, NBa (NBa ≦ Na) multi-beams can be formed by DBF using the array digital signal for the Na stage of the A axis, and the B axis also uses the array digital signal for the Nb column. , NBb (NBb ≦ Nb) multi-beams can be formed by the DBF. These beam signals are used to apply high-resolution angular processing (such as MUSIC / ESPRIT (non-patent document 7)) of beam space type (non-patent document 7) of the EL axis and AZ axis. / Highly accurate output can be obtained.
統合処理においては、ＡＺ軸とＥＬ軸の結果を統合して出力する。例えば、距離情報がある場合は、距離と角度よより、３次元の位置を出力する。 In the integration process, the results of the AZ axis and the EL axis are integrated and output. For example, when there is distance information, a three-dimensional position is output from the distance and angle.
以上のように本実施形態に係るアンテナ装置は、信号処理装置20において、Ａ軸とＢ軸のアレイデジタル信号を用いてエレメントスペースによる高角度分解能／精度の処理を行うか、または、Ａ軸にNBa本、Ｂ軸にNBb本の受信用マルチビームを形成してビームスペースによる高角度分解能／精度の処理を行う。この構成によれば、異なる２軸（Ａ軸とＢ軸）のアナログ合成後のＳＮ（信号対雑音電力比）の高いアレイデジタル信号を用いて、２軸のＤＢＦによる高角度分解能／精度の処理を実行することができる。 As described above, the antenna device according to the present embodiment performs high-angle resolution / accuracy processing by the element space using the A-axis and B-axis array digital signals in the signal processing device 20, or NBb reception multi-beams are formed on the NBa and B axes, and high angle resolution / accuracy processing is performed using the beam space. According to this configuration, high angle resolution / accuracy processing by a 2-axis DBF is performed using an array digital signal having a high SN (signal-to-noise power ratio) after analog synthesis of two different axes (A-axis and B-axis). Can be executed.
（第７の実施形態）（不要波抑圧ビーム）
図２０乃至図２５を参照して、第７の実施形態について説明する。本実施形態では、アレイデジタル信号を用いて不要波を抑圧する手法について述べる。不要波抑圧手法としては、例えばＳＬＣ処理（非特許文献８）がある。
(Seventh embodiment) (Unnecessary wave suppression beam)
The seventh embodiment will be described with reference to FIGS. 20 to 25. In the present embodiment, a technique for suppressing unnecessary waves using an array digital signal will be described. As an unnecessary wave suppression method, for example, there is SLC processing (Non-Patent Document 8).
図２０はエレメントスペース型による信号処理装置20の実施例であり、ＡＤ変換器21a，21bの出力についてそれぞれ不要波抑圧処理器28a，28bでＳＬＣ等によって不要波を抑圧し、統合処理器24に送る。本実施例では、Ａ軸の系統は、Na段のアナログ合成出力を用いて、ＥＬ軸のNa段分のアレイデジタル出力を得て、Ｂ軸の系統はNb列のアナログ合成出力を用いて、ＡＺ軸のNb列分のアレイデジタル出力を得る。これらの信号を用いて、ＥＬ軸及びＡＺ軸のエレメントスペース型の不要波抑圧処理を適用して、不要波を抑圧する。例えば、Ａ軸では、ΣとΔELビームに適用し、Ｂ軸ではΔAZビームに適用することで、不要波を抑圧したモノパルスビーム（Σ、ΔAZ、ΔEL）を出力することができる。
FIG. 20 shows an embodiment of the element space type signal processing device 20. The unnecessary
図２１はビームスペース型による信号処理装置20の実施例であり、ＡＤ変換器21a，21bの出力からマルチビーム形成器26a，26bでマルチビームを形成し、各ビーム出力から不要波抑圧処理器28a，28bでＳＬＣ等によって不要波を抑圧し、統合処理器24に送る。本実施例では、Ａ軸のNa段分のアレイデジタル信号を用いて、ＤＢＦによりNBa（NBa≦Na）本のマルチビームを形成でき、また、Ｂ軸もNb列分のアレイデジタル信号を用いて、ＤＢＦによりNBb（NBb≦Nb）本のマルチビームを形成することができる。これらのビーム信号を用いて、ＥＬ軸及びＡＺ軸のビームスペース型の不要波抑圧処理を適用して、不要波を抑圧することができる。例えば、Ａ軸では、ΣとΔELビームに適用し、Ｂ軸はΔAZビームに適用することで、不要波を抑圧したモノパルスビーム（Σ、ΔAZ、ΔEL）を出力することができる。
FIG. 21 shows an embodiment of the signal processing device 20 of the beam space type, in which multi-beams are formed by
上記統合処理器24は、具体的には図２２に示すように、Ａ軸系統の不要波抑圧出力Σａ，Δａについて、パルス圧縮部241AによってＡ軸のレンジ方向にパルス圧縮し、ＦＦＴ242Aによって周波数領域の信号に変換し、ＣＦＡＲ処理部243Aによって複数の極値を持つレンジセルから閾値以上の極値を持つレンジセルを検出してそのレンジ圧縮信号を出力する。同様に、Ｂ軸系統の不要波抑圧出力Σｂ，Δｂについて、パルス圧縮部241BによってＢ軸のレンジ方向にパルス圧縮し、ＦＦＴ242Bによって周波数領域の信号に変換し、ＣＦＡＲ処理部243Bによって複数の極値を持つレンジセルから閾値以上の極値を持つレンジセルを検出してそのレンジ圧縮信号を出力する。そして、検出処理部244によってＡ軸、Ｂ軸それぞれの検出信号から目標を検出し、測角部245によって各軸のＦＦＴ出力Δａ，Δｂに基づいて目標方向を測角する。
Specifically, as shown in FIG. 22, the
ここで、上記ビームスペース型の場合は、目標方向に向けたビーム以外で、不要波信号電力が所定のスレショルドレベルを超えるNBa（Na≧NBa≧1、）本及びNBb（Nb≧NBｂ≧1）本のビームを選定し、それを補助チャンネルとして、Ａ軸及びＢ軸の各々で図２４に示すように不要波方向に対してヌルを形成するＳＬＣ処理（非特許文献８）を適用すればよい。マルチビームの中の所定の方向を向いているビームを主チャンネル（主ビーム）として、不要波信号電力が所定のスレショルドレベルを超えるチャンネルを補助チャンネル（補助ビーム）として動作させると、図２３に示すように、不要波方向にヌルを形成することができる。図２５にＳＬＣ処理回路の具体的な構成を示す。このＳＬＣ処理回路は、補助チャンネルの信号AUX1〜AUXNaで得られる不要波成分をウェイト制御して主チャンネルの信号Σから減算処理することで不要波を抑圧する。このＳＬＣ処理のウェイト制御としては、ＭＳＮ方式（非特許文献９）、ＳＭＩ方式（非特許文献１０）等、種々の方式が適用できる。このＳＬＣ処理の他に、クラッタやパルス状の不要波に対して、受信をブランキングすることにより抑圧するＳＬＢ（非特許文献８）も適用することができる。 Here, in the case of the beam space type, NBa (Na ≧ NBa ≧ 1,) and NBb (Nb ≧ NBb ≧ 1) in which the unnecessary wave signal power exceeds a predetermined threshold level other than the beam directed toward the target direction. SLC processing (Non-Patent Document 8) that selects null beams and uses them as auxiliary channels to form nulls in the direction of unnecessary waves as shown in FIG. . FIG. 23 shows a case where a beam that is directed in a predetermined direction among the multi-beams is operated as a main channel (main beam), and a channel whose unnecessary wave signal power exceeds a predetermined threshold level is operated as an auxiliary channel (auxiliary beam). Thus, a null can be formed in the unnecessary wave direction. FIG. 25 shows a specific configuration of the SLC processing circuit. The SLC processing circuit suppresses unnecessary waves by weight-controlling unnecessary wave components obtained from the auxiliary channel signals AUX1 to AUXNa and subtracting them from the main channel signal Σ. As the weight control of the SLC process, various methods such as the MSN method (Non-patent document 9) and the SMI method (Non-patent document 10) can be applied. In addition to this SLC processing, SLB (Non-patent Document 8) that suppresses reception by blanking against clutter and pulse-like unnecessary waves can also be applied.
本実施形態では、上記不要波抑圧処理（28a，28b）をＡ軸とＢ軸で独立に行い、さらに図２２に示す統合処理器24で以下の処理を行う。すなわち、統合処理器24では、不要波抑圧後のＡ軸出力とＢ軸出力を用いて、例えば、パルス圧縮（非特許文献１１）やドップラ処理をするレーダの場合は、パルス圧縮（241A,241B）及びＦＦＴ（242A,242B）の処理に続いてＣＦＡＲ（非特許文献１２）処理（243A,243B）により、レンジ−ドップラ軸で検出セルを抽出して、検出Ａ及び検出Ｂの出力を得る。次に検出処理部244で、レンジ−ドップラセル毎に、検出Ａと検出Ｂの結果を用いて、両者の検出があるセルを２／２抽出する。この検出セルについて、測角部245で、Σ、Δa（ΔEL）、Δb（ΔAZ）のセルを抽出しモノパルス測角して、ＡＺ軸とＥＬ軸の測角値を出力する。レンジについては、検出処理部244において、抽出セルのレンジにより出力することができる。
In the present embodiment, the unnecessary wave suppression processing (28a, 28b) is performed independently for the A axis and the B axis, and the following processing is performed by the
以上のように本実施形態に係るアンテナ装置は、信号処理装置20において、Ａ軸とＢ軸のアレイデジタル信号を用いて、Ａ軸にNBa本、Ｂ軸にNBb本の受信用マルチビームを形成して、ビームスペースによる不要波抑圧処理を行う。この構成によれば、異なる２軸（Ａ軸とＢ軸）のアナログ合成後のＳＮ（信号対雑音電力比）の高いアレイデジタル信号を用いて、２軸のＤＢＦによる不要波抑圧処理を実行することができる。 As described above, the antenna device according to the present embodiment forms NBa reception multi-beams on the A axis and NBb reception B beams on the A axis using the A-axis and B-axis array digital signals in the signal processing device 20. Then, unnecessary wave suppression processing by the beam space is performed. According to this configuration, the unnecessary wave suppression processing by the 2-axis DBF is executed using an array digital signal having a high SN (signal-to-noise power ratio) after analog synthesis of two different axes (A-axis and B-axis). be able to.
（第８の実施形態）（広帯域ビーム）
図２６乃至図２７を参照して、第８の実施形態について説明する。レンジ分解能を向上するために周波数帯域が広い場合には、Ａ軸とＢ軸の信号をＡＤ変換器でサンプリングする際の速度が高くなり、ハードウェア（ＨＷ）規模が大きくなる。本実施形態では、この対策について述べる。
(Eighth embodiment) (broadband beam)
The eighth embodiment will be described with reference to FIGS. 26 to 27. When the frequency band is wide in order to improve the range resolution, the speed at which the A-axis and B-axis signals are sampled by the AD converter increases, and the hardware (HW) scale increases. In this embodiment, this countermeasure will be described.
図２６は第８の実施形態に係る信号処理装置20の構成を示すブロック図である。図２６において、図２、図１９と同一部分には同一符号を付して示し、ここでは重複する説明を省略する。 FIG. 26 is a block diagram showing the configuration of the signal processing device 20 according to the eighth embodiment. In FIG. 26, the same parts as those in FIGS. 2 and 19 are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted here.
図２６において、ＡＤ変換器21a，21bの出力についてそれぞれマルチビーム形成器26a，26bでマルチビームを形成し、ＳＡＲ／ＩＳＡＲ（Synthetic Aperture Radar/Inverse Aperture Radar：合成開口レーダ／逆合成開口レーダ）処理器29に送る。
In FIG. 26, the
ここで、ＳＡＲ／ＩＳＡＲ（非特許文献１３）では、レンジ分解能を向上するために周波数帯域が広い。この場合には、Ａ軸とＢ軸の信号をＡＤ変換器21a，21bでサンプリングする際の速度が高くなり、ハードウェア（ＨＷ）規模が大きくなる。そこで、本実施形態では、Ａ軸とＢ軸の周波数帯域Bmの信号を、図２７に示すように、Ａ軸とＢ軸の各々でアナログ合成後の信号を、Bm/2のサンプリング速度で交互にサンプル（TaとTb）して得た帯域Bm/2のデジタル信号により、Ａ軸とＢ軸で各々ＤＢＦにより、Na本とMb本のビ−ム形成後、同一ビーム方向のビームについて、TaとTbの時刻のデータ（それぞれ帯域Bm/2）を交互にサンプル合成して、帯域Bmのサンプルレートの信号を得る。これにより、SAR/ISAR処理によって所定の画像を得る際に、ＡＤサンプルレートを半分にすることができ、ＨＷ規模の軽減を図ることができる。
Here, in SAR / ISAR (Non-Patent Document 13), the frequency band is wide in order to improve the range resolution. In this case, the speed at which the A-axis and B-axis signals are sampled by the
以上のように本実施形態に係るアンテナ装置は、信号処理装置20において、Ａ軸とＢ軸のアレイデジタル信号を交互にサンプリングして広帯域信号処理を行う。この構成によれば、異なる２軸（Ａ軸とＢ軸）のアナログ合成後のＳＮ（信号対雑音電力比）の高いアレイデジタル信号を交互にサンプルしたものを統合することで、サンプリングレートを高め、SAR/ISAR（合成開口レーダ／逆合成開口レーダ）等の広帯域信号を処理できる。 As described above, the antenna apparatus according to the present embodiment performs wideband signal processing in the signal processing apparatus 20 by alternately sampling the A-axis and B-axis array digital signals. According to this configuration, the sampling rate is increased by integrating alternately sampled array digital signals with high SN (signal to noise power ratio) after analog synthesis of two different axes (A axis and B axis). It can process wideband signals such as SAR / ISAR (Synthetic Aperture Radar / Inverse Synthetic Aperture Radar).
（第９の実施形態）（ダイバーシティ）
本実施形態では、Ａ軸とＢ軸のビーム出力を用いてダイバーシティ効果を得る手法について述べる。
(Ninth Embodiment) (Diversity)
In the present embodiment, a technique for obtaining a diversity effect using the beam outputs of the A axis and the B axis will be described.
図２８は第９の実施形態に係る信号処理装置20の構成を示すブロック図である。図２８において、図２と同一部分には同一符号を付して示し、ここでは重複する説明を省略する。 FIG. 28 is a block diagram showing a configuration of a signal processing device 20 according to the ninth embodiment. In FIG. 28, the same parts as those in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted here.
図２８において、ビーム形成器22a，22bはＡＤ変換器21a，21bから出力されるアレイデジタル信号から同一方向にビームを形成し、それぞれのビーム出力をダイバーシティ処理器210に送る。このダイバーシティ処理器210は、環境に応じて、Ａ軸出力、Ｂ軸出力のいずれか一方を選定するダイバーシティ効果を用いて、不要波を抑圧する。
In FIG. 28,
すなわち、Ａ軸は、Na段のアナログ合成出力を用いて、ＥＬ軸のNa段分のデジタル出力を得て、Ｂ軸は、Nb列のアナログ合成出力を用いて、ＡＺ軸のNb列分のデジタル出力を得る。これらの信号を用いて、ＤＢＦ処理することにより、Ａ軸及びＢ軸で同一の指向方向をもつビームを形成できる。 That is, the A axis obtains the digital output for the Na stage of the EL axis using the analog composite output of the Na stage, and the B axis uses the analog composite output of the Nb line for the Nb column of the AZ axis. Get digital output. By performing DBF processing using these signals, it is possible to form a beam having the same directivity in the A axis and the B axis.
このＡ軸（ＥＬ面ＤＢＦ）とＢ軸（ＡＺ面ＤＢＦ）のビームは、Ａ軸はＥＬ面ＤＢＦであるため、ＥＬ面のサイドローブ（ＳＬ）が低く、Ｂ軸はＡＺ面ＤＢＦであるため、ＡＺ面のＳＬが低く、クラッタや不要波の受信信号が異なっている。このため、環境に応じて、Ａ軸出力かＢ軸出力のいずれか一方を選定することによるダイバーシティ効果を用いて、不要波を抑圧することが期待することできる。例えば、強クラッタ環境下ではＡ軸ビーム出力を優先し、クラッタ以外の不要波環境下ではＢ軸ビーム出力を優先する等の方法とする。この様子を図２９に示す。図２９において、（ａ）はＡ軸アレイ（EL-DBF）出力、（ｂ）はＢ軸アレイ（AZ-DBF）出力、（ｃ）はＡ軸アレイ出力とＢ軸アレイ出力によるダイバーシティ処理結果を示している。 Since the A axis is the EL plane DBF, the side lobe (SL) of the EL plane is low, and the B axis is the AZ plane DBF in the beams of the A axis (EL plane DBF) and the B axis (AZ plane DBF). , The SL of the AZ plane is low, and the received signals of clutter and unwanted waves are different. For this reason, it can be expected that unnecessary waves are suppressed by using the diversity effect by selecting either the A-axis output or the B-axis output according to the environment. For example, the A-axis beam output is prioritized in a strong clutter environment, and the B-axis beam output is prioritized in an unnecessary wave environment other than clutter. This situation is shown in FIG. In FIG. 29, (a) is an A-axis array (EL-DBF) output, (b) is a B-axis array (AZ-DBF) output, and (c) is a diversity processing result by the A-axis array output and the B-axis array output. Show.
以上のように本実施形態に係るアンテナ装置は、信号処理装置20において、Ａ軸とＢ軸のアレイデジタル信号を用いて乗算による仮想アレイによりダイバーシティ効果を取得する。この構成によれば、異なる２軸（Ａ軸とＢ軸）のアナログ合成後のＳＮ（信号対雑音電力比）の高いアレイデジタル信号を用いて、２系統のビーム形成後、各々のダーバーシティ効果を得ることで、クラッタ抑圧性能等の不要波抑圧性能を向上することができる。 As described above, the antenna device according to the present embodiment acquires the diversity effect by the virtual array by multiplication using the A-axis and B-axis array digital signals in the signal processing device 20. According to this configuration, each array effect after forming two beams using an array digital signal having a high SN (signal to noise power ratio) after analog synthesis of two different axes (A axis and B axis) is used. Thus, unnecessary wave suppression performance such as clutter suppression performance can be improved.
（他の実施形態）
その他、Ａ軸とＢ軸の各々のアレイデジタル信号を用いて、ＫＲ積アレイ（非特許文献１４）の手法により、Ａ軸またはＢ軸において、仮想的に大開口のアレイを構成することで、角度高分解能処理を行うことができる。
(Other embodiments)
In addition, by using the array digital signal of each of the A axis and the B axis, by constructing a virtual large aperture array in the A axis or the B axis by the method of the KR product array (Non-Patent Document 14), Angular high resolution processing can be performed.
なお、上記実施形態では、主にレーダ装置を例にして説明したが、パッシブ型のように送信系統を持たない受信装置のアンテナ装置に適用することも可能である。また、上記実施形態はそのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。更に、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。 In the embodiment described above, the radar apparatus is mainly described as an example, but the present invention can also be applied to an antenna apparatus of a receiving apparatus that does not have a transmission system, such as a passive type. Moreover, the said embodiment is not limited as it is, In an implementation stage, it can change and implement a component within the range which does not deviate from the summary. In addition, various inventions can be formed by appropriately combining a plurality of constituent elements disclosed in the embodiment. For example, some components may be deleted from all the components shown in the embodiment. Furthermore, constituent elements over different embodiments may be appropriately combined.
10…アレイアンテナ、1011〜10NaNb…アンテナ素子、1111〜11NaNb…受信増幅器、1211〜12NaNb…受信移相器、131〜13Nb…受信合成器、141〜14Na…受信合成器、151〜15Nb…送信分配器、1611〜16NaNb…送信移相器、1711〜17NaNb…送信増幅器、1811〜18NaNb…サーキュレータ、
20…信号処理装置、21a,21b…ＡＤ変換器、22a,22b…ビーム形成器、22a1，22b1…データ保存部、22a2，22b2…ビーム形成部、23a,23b…信号処理器、24…統合処理器、241A,241B…パルス圧縮。242A,242B…ＦＦＴ、243A,243B…ＣＦＡＲ処理、244…検出処理部、245…測角部、25a,25b…モノパルスビーム形成器、26a，26b…マルチビーム形成器、27a，27b…角度分解能処理器、28a，28b…不要波抑圧処理器、29…ＳＡＲ／ＩＳＡＲ処理器、210…ダイバーシティ処理器。
10 ... Array antenna, 1011-10NaNb ... Antenna element, 1111-11NaNb ... Receive amplifier, 1211-12NaNb ... Receive phase shifter, 131-13Nb ... Receive synthesizer, 141-14Na ... Receive synthesizer, 151-15Nb ... Transmit distribution 1611-16NaNb ... transmission phase shifter, 1711-17NaNb ... transmission amplifier, 1811-18NaNb ... circulator,
20 ... Signal processing device, 21a, 21b ... AD converter, 22a, 22b ... Beam former, 22a1, 22b1 ... Data storage unit, 22a2, 22b2 ... Beam forming unit, 23a, 23b ... Signal processor, 24 ...
Claims (9)
前記Ａ軸の各々の段の全素子出力について移相器Pam（m=1〜Nb）により位相を制御してアナログ合成し、前記Ｂ軸の各々の列の全素子出力について前記Ａ軸と同じか異なる移相器Pbn（n=1〜Na）により位相を制御してアナログ合成し、前記Ａ軸の一次元に配列したNa素子受信アレイの出力Nb列分と前記Ｂ軸の一次元に配列したNb素子受信アレイの出力Na段分をそれぞれ周波数変換及びＡＤ変換してアレイデジタル信号に変換した後、各々の軸でビーム形成を含む信号処理を行ってＡ軸とＢ軸の統合処理をする信号処理装置と
を具備するアンテナ装置。 An array of Na × Nb elements in which Na elements (Na stages) are arranged on the first axis (A axis) and Nb elements (Nb rows) are arranged on a second axis (B axis) different from the first axis. An antenna,
The phase is controlled by the phase shifter Pam (m = 1 to Nb) for all the element outputs of each stage of the A axis, and the same as the A axis for all the element outputs of each column of the B axis. The phase is controlled by different phase shifters Pbn (n = 1 to Na) and analog synthesis is performed, and the output Nb column of the Na element receiving array arranged in one dimension of the A axis and the B axis are arranged in one dimension. The output Na stage of the Nb element receiving array is converted into an array digital signal by frequency conversion and AD conversion, respectively, and then signal processing including beam formation is performed on each axis to perform integration processing of the A axis and the B axis. An antenna device comprising a signal processing device.
前記信号処理装置は、前記Ａ軸とＢ軸のアレイデジタル信号を用いて、前記送信ビームの方向に前記Ａ軸にNBa本、前記Ｂ軸にNBb本のマルチビームを形成する請求項１記載のアンテナ装置。 Transmitting means for transmitting a transmission signal to each element of the array antenna to form a transmission beam in a predetermined direction;
The signal processing device forms NBa multi-beams on the A-axis and NBb multi-beams on the B-axis in the direction of the transmission beam using the A-axis and B-axis array digital signals. Antenna device.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2016113865A JP6615695B2 (en) | 2016-06-07 | 2016-06-07 | Antenna device |
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