JP6588531B2 - ドライバ装置及び駆動方法 - Google Patents

Description

本発明は、負荷を駆動するための、特には１以上のＬＥＤを有するＬＥＤユニットを駆動するためのドライバ装置及び対応する駆動方法に関する。更に、本発明は１以上の照明デバイス、特には１以上のＬＥＤを有する照明装置に関する。

ドライバ装置の分野、特にはＬＥＤドライバの分野においては、高力率及び安全絶縁出力が要求される。これらのドライバは、絶縁出力段を備えるＰＦＣフロントエンド段を採用することができるか、又は高力率で動作すると共に第２非絶縁電力段を採用することができる絶縁入力段を使用することができる。ＬＥＤを駆動するための対応するドライバ装置は、例えば、国際特許出願公開第WO2012/085759号から既知である。

絶縁ＰＦＣ段は、通常、対応するＰＦＣ動作にとり必要とされる高利得比をもたらすことができるフライバックコンバータとして形成されるが、フライバックコンバータの電力密度及び効率は、主にスイッチ及び整流器における半導体損失により小型及び／又は効率的ドライバを必要とするアプリケーションにとっては低過ぎる。また、フライバックコンバータ設計により達成可能な最大電力は、主にトランスによる実用的制限により限定される。

ＬＣ並列共振コンバータ及びＬＣＬコンバータ（共振の近傍で又は共振で動作される場合）等の絶縁ＰＦＣ段のためにも使用される共振コンバータは、出力電圧に比例した入力電流を有し、原理的にＰＦＣ動作のために利用することができるが、付加的に必要とされる絶縁は３つまでもの電磁部品を要し、この結果、低電力密度及び高コストとなる。また、クラスＥコンバータも高力率動作をもたらすが、パワートランジスタは典型的な低コスト装置の限界を大きく超える電圧ストレスに耐えなければならない。

絶縁出力段として、高効率及び小さなサイズ故に、共振ＬＬＣコンバータが例えば専門的ＬＥＤドライバのため又は消費者用若しくはオフィス用電子装置における電源のために広く使用されているが、ＬＬＣコンバータは限られた利得比しか有していない。

本発明の目的は、例えば定電圧負荷又は定電流負荷等の負荷を駆動するための（特には１以上のＬＥＤを有するＬＥＤユニットを駆動するための）改善されたドライバ装置であって、ＰＦＣ動作のために使用することができると共に、高効率及び小型の寸法を有するドライバ装置を提供することである。本発明の更なる目的は、例えば定電圧負荷又は定電流負荷等の負荷を駆動するための（特には１以上のＬＥＤを有するＬＥＤユニットを駆動するための）対応する改善された駆動方法を提供することである。更に、本発明の目的は、対応する照明装置を提供することである。

本発明の一態様によれば、負荷を駆動するためのドライバ装置が提供され、該ドライバ装置は、
− 当該ドライバ装置を電源に接続して、該電源から変化し得る電圧を受けるための入力端子と、
− 共振コンバータ及びスイッチユニットを含み、前記入力電圧を出力電圧に変換するためのコンバータユニットであって、前記スイッチユニットが前記入力電圧のチョップされた電圧を前記共振コンバータに駆動電圧として供給するように構成されたコンバータユニットと、
− 前記スイッチユニットに接続されて前記チョップされた電圧のパルス周波数を制御するための制御ユニットであって、前記電源から取り出される入力電流を前記チョップされた電圧のパルス周波数を前記変化し得る入力電圧の測定値に基づいて制御することにより制御するよう構成された制御ユニットと、
を有する。

本発明の他の態様によれば、負荷を駆動するための駆動方法が提供され、該駆動方法は、
− 前記負荷に給電するために共振コンバータを含むコンバータユニットにより、変化し得る入力電圧を出力電圧に変換するステップであって、スイッチユニットにより前記入力電圧のチョップされた電圧が前記共振コンバータに駆動電圧として供給されるステップと、
− 電源から取り出される入力電流を、該電源から入力される前記変化し得る入力電圧の測定値に基づいて前記チョップされた電圧のパルス周波数を制御することにより制御するステップと、
を有する。

本発明の他の態様によれば、特には１以上のＬＥＤである１以上の照明デバイスと、該照明デバイスを駆動するための上記の種類のドライバ装置とを有する照明装置が提供される。

本発明の好ましい実施態様は、従属請求項に規定されている。請求項に記載された方法は、従属請求項に規定された請求項に記載の装置と同様及び／又は同一の実施態様を有すると理解されるべきである。

本発明は、高効率及び小さな寸法を有するＬＬＣコンバータ等の共振コンバータの利点を利用すると共に、前記入力電流をＰＦＣ動作が可能となるように制御するというアイデアに基づいている。共振コンバータの力率は共振周波数に依存するので、前記コンバータユニットにより取り出される電流及び対応する力率は該共振コンバータに供給される駆動電圧の周波数に依存する。従って、前記（電磁）コンバータユニットにより取り出される電流及び力率は上記共振コンバータに供給されるチョップされた電圧のパルス周波数を制御することにより制御することができ、かくして、前記コンバータユニットのＰＦＣ動作は該コンバータユニットにより取り出される電流を対応するドライバ装置の入力電圧の測定値に従って制御することにより達成することができる。結果として、共振コンバータの利点を利用することができると共にＰＦＣ段として動作させることができ、従って、高効率及び小さな寸法でのＰＦＣ動作を達成することができる。

好ましい実施態様において、前記変化し得る入力電圧の測定値は前記入力電圧の位相であり、前記制御ユニットは前記入力電流を該入力電圧の位相に基づいて制御するよう構成される。この構成は、ＰＦＣ動作及び高力率が達成され得るように、前記電源から取り出される入力電流を入力電圧と同相に設定するための１つの可能性である。

好ましい実施態様において、当該ドライバ装置は、前記入力端子に接続されて前記入力電圧を整流された電圧に整流すると共に該整流された電圧又は整流された入力電圧を前記コンバータユニットに供給する整流器を更に有し、前記チョップされた電圧の包絡線は該整流された電圧又は前記入力電圧の絶対値に対応する。この構成は、前記駆動電圧が前記スイッチユニットによりチョップされた上記整流された入力電圧に対応することになるので、前記共振コンバータを少ない技術的努力で駆動する１つの可能性となる。言い換えると、上記の整流された入力電圧は、チョップされた電圧を前記駆動電圧として供給するために前記スイッチユニットに直に供給される。従って、フィルタコンデンサ又はブーストコンバータの使用を回避することができる。

他の好ましい実施態様において、前記チョップされた電圧は、上記の整流された電圧に対応する半正弦状包絡線を有する。言い換えると、チョップされた電圧のピーク値は、前記入力電圧の対応する絶対値と同一である。この構成は、整流され且つチョップされた主電源電圧等の正弦状入力電圧を少ない技術的努力で上記共振コンバータに直に供給するための１つの可能性となる。

上記チョップされた電圧は、特には、前記入力電圧の単極性の又は整流され且つチョップされた電圧である。

好ましい実施態様において、前記コンバータユニットは前記共振コンバータに接続された電磁トランスを有する。この構成は、少ない技術的努力で前記入力端子からの安全な絶縁を達成するための１つの可能性である。

好ましい実施態様において、前記共振コンバータはＬＬＣコンバータである。この構成は、少ない技術的努力で前記コンバータユニットの効率を高めると共に寸法を減少させるための１つの可能性である。

好ましい実施態様において、前記制御ユニットは前記パルス周波数を前記共振コンバータの測定された状態変数に基づいて制御するように構成される。この構成は、上記共振コンバータを、測定される変数に基づいて少ない技術的努力で制御することができる自己発振型共振コンバータとして利用する１つの可能性である。

好ましい実施態様において、上記共振コンバータの測定される変数は前記コンバータユニットのコンデンサの又は前記電磁トランスの電圧である。この構成は、自己発振型共振コンバータを制御するための技術的努力を更に減少させる１つの可能性である。

好ましい実施態様において、前記スイッチユニットは、更に、前記コンバータユニットのコンデンサの又は電磁トランスの電圧に対して定められた閾値に基づいて制御される。

好ましい実施態様において、前記スイッチユニットは前記入力電圧を前記チョップされた駆動電圧に変換するための２つの可制御スイッチを有し、これら可制御スイッチの間のノードは該チョップされた駆動電圧を前記共振コンバータに直に供給するために該共振コンバータに直に接続される。この構成は、前記入力電圧に基づくチョップされた駆動電圧を前記共振コンバータに供給するための１つの可能性であり、該チョップされた電圧の周波数を少ない技術的努力で制御することができる。

好ましい実施態様において、前記スイッチユニットはハーフブリッジとして形成される。この構成は、技術的努力を低減すると共に、過電圧に対する高い耐性を有するスイッチユニットを提供する１つの可能性である。

好ましい実施態様において、前記制御ユニットは当該ドライバ装置の出力電力を決定するための測定ユニットに接続され、該制御ユニットは前記入力電流を該測定された出力電力に基づいて制御するよう構成される。この構成は、出力電圧又は電流を制御するための１つの可能性である。

好ましい実施態様において、前記制御ユニットは前記電磁コンバータユニットの出力電流を測定するための電流測定ユニットに接続され、該制御ユニットは前記パルス周波数を制御することにより該出力電流を制御するよう構成される。この構成は、負荷を駆動するための所望の駆動電流を供給すると共に当該ドライバ装置の高力率を達成する１つの可能性である。

好ましい実施態様において、前記制御ユニットは前記電磁コンバータユニットの出力電圧を測定するための電圧測定ユニットに接続され、該制御ユニットは前記パルス周波数を制御することにより該出力電圧を制御するよう構成される。この構成は、上記出力電圧を所望の値に制御すると共に高力率を達成する１つの可能性である。

好ましい実施態様において、前記制御ユニットは前記出力電流又は前記出力電圧を予め定められた所望の値に基づいて制御変数として制御するよう構成される。この構成は、上記出力電流又は出力電圧を予め定められた値に少ない技術的努力で正確に設定するための１つの可能性となる。

好ましい実施態様において、前記制御ユニットは、前記チョップされた電圧のパルス周波数を前記スイッチユニットのスイッチング周波数を制御することにより制御するよう構成される。この構成は、上記のチョップされた電圧を前記電磁コンバータユニットに少ない技術的努力で供給するための１つの可能性である。

好ましい実施態様において、前記制御ユニットは、前記入力電流を前記入力電圧の各周期内で少なくとも部分的に一定な値に制御するよう構成される。この構成は、上記入力電流を制御するための技術的努力を低減するための１つの可能性であり、その場合、該入力電流は前記入力電圧と同相に設定することができ、更に高い力率を達成することができる。特に、上記入力電流は入力電圧と同相の矩形形状又は台形形状に制御される。

他の実施態様において、前記制御ユニットは前記入力電流を前記入力電圧と同相の正弦曲線に制御するよう構成される。この構成は、当該ドライバ装置の高い力率を達成するための１つの可能性である。

好ましい実施態様において、前記スイッチユニットは整流器を介して前記入力端子に接続され、前記駆動電圧は整流され且つチョップされた電圧となる。この構成は、当該ドライバ装置の高力率を達成するための１つの可能性である。

上述したように、上記ドライバ装置及び駆動方法は、効率及び寸法に関して共振コンバータの利点を利用することができると共に、ＰＦＣ段として動作させることができる。何故なら、電源から取り出される電流を、入力電圧の測定値に基づいて容易に制御することができるからである。前記入力電流は、コンバータユニットにより取り込まれる電流が共振コンバータに供給される駆動電圧の周波数に依存するので、少ない技術的努力で制御することができる。

本発明の上記及び他の態様は、後述する実施態様から明らかとなり、斯かる実施態様を参照して解明されるであろう。

図１は、負荷を駆動するためのドライバ装置の概略ブロック図を示す。 図２は、入力電圧及び電磁コンバータユニットを駆動するためのチョップされた駆動電圧のタイミング図を示す。 図３は、入力電圧、入力電流及びドライバ装置により取り出される電力のタイミング図を示す。 図４は、負荷を駆動するためのドライバ装置の詳細なブロック図を示す。

図１は、全体として１０により示されたドライバ装置の概略ブロック図を示す。ドライバ装置１０は、該ドライバ装置１０を電源１６（特には、電圧供給部１６）に接続するための入力端子１２，１４を有し、該電源１６はドライバ装置１０に電源電圧Ｖ10を供給する。電源１６は、好ましくは、ドライバ装置１０に対する電源電圧Ｖ10として主電源電圧を供給する主電源（mains）である。ドライバ装置１０は、更に、負荷２２に給電するために該負荷２２に出力電圧Ｖ12及び出力電流Ｉ12を供給するための出力端子１８，２０を有し、該負荷は図１に示された特定の実施態様ではＬＥＤユニット２２として形成される。

ドライバ装置１０は整流器２４を有し、該整流器は入力端子１２，１４に接続されて、電源電圧Ｖ10又は入力電圧Ｖ10を整流し、整流された電圧Ｖ14を供給する。ドライバ装置１０は、更に、スイッチユニット２６及び電磁コンバータユニット２８を含むコンバータユニット２５を有している。スイッチユニット２６は整流器２４に直に接続され、整流された電圧Ｖ14を受けると共に駆動電圧Ｖ16を供給する。電磁コンバータユニット２８は共振コンバータを有し、該共振コンバータは前記スイッチユニット２６と当該電磁コンバータユニット２８の電磁トランスとの間に接続される。スイッチユニット２６は前記駆動電圧Ｖ16を電磁コンバータユニット２８の共振コンバータに供給して、該電磁コンバータユニット２８を駆動する。該電磁コンバータユニット２８は出力端子１８，２０に接続され、これら出力端子１８，２０に出力電圧Ｖ12及び出力電流Ｉ12を供給して負荷２２に給電する。

当該ドライバ装置１０はフィルタ装置３０を更に有することができ、該フィルタ装置は整流器２４に接続されて、前記整流された電圧Ｖ14をフィルタする。該フィルタ装置３０は、この特定のケースではコンデンサ３０として形成される。ドライバ装置１０は更にフィルタコンデンサ３２を有することができ、該フィルタコンデンサは前記出力端子１８，２０に接続されて、出力電圧Ｖ12をフィルタし、一定の電圧を負荷２２に出力電圧Ｖ12として供給する。

スイッチユニット２６はインバータスイッチ又はチョッパとして形成され、該インバータスイッチ又はチョッパは前記整流された電圧Ｖ14を入力し、駆動電圧Ｖ16を電磁コンバータユニット２８の共振コンバータにパルス状の電圧又はチョップされた電圧として供給する。スイッチユニット２６は制御ユニット３４により制御され、該制御ユニットは、以下に詳細に説明されるように、前記電源１６から取り出される入力電流Ｉ10を設定又は制御するために前記パルス状の又はチョップされた電圧Ｖ16のパルス周波数を制御する。

電磁コンバータユニット２８により伝達される電力は、対応する駆動電圧Ｖ16の周波数に、即ち、この特定のケースではスイッチユニット２６により供給されるパルス状の又はチョップされた電圧Ｖ16の周波数に依存する。従って、電磁コンバータユニット２８により変換される電力及び電源１６から取り出される入力電流Ｉ10は、スイッチユニット２６を介してパルス状の又はチョップされた電圧Ｖ16のパルス周波数を制御することにより、各々、制御することができる。好ましい実施態様において、スイッチユニット２６はハーフブリッジ又はフルブリッジインバータを有し、該インバータは殆ど如何なる波形の入力電流Ｉ10も供給することができるように制御ユニット３４により容易に制御することができる。パルス状の電圧Ｖ16又はチョップされた電圧Ｖ16の周波数は、例えば、５０〜１５０ｋＨｚの間の範囲、又は他のコンバータに対しては５００ｋＨｚ〜１.５ＭＨｚの間の範囲である。該パルス周波数は、コンバータユニット２８の部品により、即ち該電磁コンバータユニットの容量及び誘導部品のインダクタンスにより決定される。該パルス周波数は、更に、入力電圧及び電力により決定される。

制御ユニット３４は、電源電圧Ｖ10又は整流された電圧Ｖ14を測定するための測定ユニット（図示略）に接続され、入力電流Ｉ10を、パルス状電圧Ｖ16のパルス周波数を制御又は設定することにより、測定された電源電圧Ｖ10又は測定された整流された電圧Ｖ14に基づいて制御する。好ましくは、制御ユニット３４は入力電流Ｉ10を、当該ドライバ装置１０がＰＦＣ段を形成すると共にオーム抵抗と同等に振る舞うように、電源電圧Ｖ10と同相となるように制御する。

制御ユニット３４は、更に、出力電圧Ｖ12及び／又は出力電流Ｉ12を測定するための測定装置（図示略）に接続され、入力電流Ｉ10を更に該出力電圧Ｖ12又は出力電流Ｉ12に基づいて制御する。この場合、制御ユニット３４は出力電圧Ｖ12又は出力電流Ｉ12を所望の値に基づいて制御するように構成されるものとし、該所望の値は予め規定されるか又は動作中に調整することができ、かくして、負荷２２が所望の出力電圧Ｖ12又は所望の出力電流Ｉ12により駆動されるようにする。

一実施態様において、電磁コンバータユニット２８の共振コンバータは共振回路を形成する１つのコンデンサ及び２つのインダクタを有するＬＬＣコンバータとして形成され、その場合、変換される電力は、パルス状の又はチョップされた電圧Ｖ16の該共振コンバータの共振周波数の近傍のパルス周波数において増加する。

制御ユニット３４は、上記共振コンバータの少なくとも１つの状態変数を測定するための測定装置に接続することができる。特に、該共振コンバータのコンデンサの両端間の又は前記トランスの両端間の電圧降下を測定して、該制御ユニット３４に供給することができ、かくして、入力電流Ｉ10が当該共振コンバータの各測定状態変数に基づいて制御され得るようにし、このことは駆動電圧Ｖ16のパルス周波数を暗黙的に調整することになる。特定のケースにおいて、上記共振コンバータは自己発振するものとされる。即ち、該共振コンバータは発振器の一部を形成する。

このように、ドライバ装置１０は一般的に高効率及び小さな寸法を持つＰＦＣコンバータとして設けることができ、従って、このドライバ装置はＬＥＤユニットを駆動するために使用することができると共に電源として主電源（幹線電源）に接続することができる。

図２は、電源電圧Ｖ10及び駆動電圧Ｖ16のタイミング図を示す。電源電圧Ｖ10は正弦状交流波形を有し、当該電源１６が主電源である場合は５０Ｈｚの周波数を有する。駆動電圧Ｖ16は、整流器２４が二極性正弦状電源電圧Ｖ10を整流電圧Ｖ14に整流するので、単極性電圧である。整流電圧Ｖ14は、入力電圧Ｖ10に対応する全波整流波形を有する。この場合、整流電圧Ｖ14はＤＣの全波正弦状波形を有している。従って、入力電圧Ｖ10及び整流電圧Ｖ14の絶対値は同一である。更に、図２に示されるように、整流電圧Ｖ14及び入力電圧Ｖ10の振幅又は大きさは同一である。整流電圧Ｖ14はスイッチユニット２６によりチョップされるので、駆動電圧Ｖ16は、整流電圧Ｖ14に対応する半正弦状包絡線を有するパルス状の又はチョップされた電圧Ｖ16となる。従って、チョップされた電圧Ｖ16のピーク値は、入力電圧Ｖ10の対応する絶対値と同一である。

パルス状電圧Ｖ16のパルス周波数ｆ_ｐは、可変であるか、又は制御ユニット３４により設定することができ、例えば５０〜１５０ｋＨｚの範囲内である。

パルス状電圧Ｖ16のパルス周波数又はスイッチング周波数を制御することにより、入力電流Ｉ10を制御することができ、特定の実施態様において当該ドライバ装置１０のＰＦＣ動作を達成することができるように所望の波形に設定することができる。

図３は、電源電圧Ｖ10、入力電流Ｉ10及び電源１６から取り出された伝達される電力Ｐのタイミング図を示す。該タイミング図は正弦状電源電圧Ｖ10の1周期を示し、該正弦状電源電圧は当該電源１６が主電源電圧ある場合５０Ｈｚの周波数を有する。電源１６から取り出され、駆動電圧Ｖ16のパルス周波数又はスイッチング周波数ｆ_ｐにより制御される入力電流Ｉ10は、入力電圧Ｖ10の各半波の間において台形の形状を有すると共に、該入力電圧Ｖ10と同相である。従って、電源１６から取り出される電力Ｐは、入力電圧Ｖ10の各半波に対応するパルス状の形状を有する。この特定のケースにおいて、電源電圧Ｖ10及び入力電流Ｉ10の波形は同一ではないので、当該電磁コンバータユニットの力率は１未満となる。入力電流Ｉ10も正弦状で入力電圧Ｖ10と同相となるように制御される場合、力率は１となるであろう。他の実施態様において、入力電流Ｉ10は電源電圧Ｖ10の各半波にわたって一定となるように制御することができる。入力電流Ｉ10は入力電圧Ｖ10の各半波の間において少なくとも部分的に一定の値に設定することができるので、このことは一般的に制御努力を低減するための１つの可能性となる。

図４は、図１に示したドライバ装置１０の詳細なブロック図を示す。同一の要素は同一の符号により示され、ここでは差異のみが詳細に説明される。スイッチユニット２６は互いに直列に接続された２つの可制御スイッチ３６，３８を有するハーフブリッジとして形成され、電磁コンバータユニット２８の共振コンバータ４０は駆動電圧Ｖ16を入力するために上記可制御スイッチ３６，３８の間のノードに直に接続されている。共振コンバータ４０は、直列コンデンサ４１、直列インダクタ４２、並列インダクタ４４並びに一次巻線４８及び二次巻線５０を備えた電磁トランス４６を有するＬＬＣ共振コンバータとして形成されている。直列コンデンサ４１及びインダクタ４２，４４，４８は当該電磁コンバータユニット２８の共振回路を形成し、駆動電圧が該共振回路の共振周波数に対応するパルス周波数ｆ_ｐ又はスイッチング周波数ｆ_ｐを有する場合に最大電力を達成することができる。

上記二次巻線５０は整流器５２に供給されるトランス電圧を形成し、該整流器は該トランス電圧Ｖ18を整流して、出力電圧Ｖ12がフィルタコンデンサ３２によりフィルタされた一定電圧となるようにする。この出力コンデンサは低周波数（１００Ｈｚ）緩衝のために設計される一方、入力コンデンサ３０は小さく、スイッチング周波数（例えば、１００ｋＨｚ）のみをフィルタするように設計される。該入力コンデンサ３０は、通常、電力定格及び入力電圧に依存する。例えば、該入力コンデンサは、高力率が２３０Ｖac及び５０Ｈｚで望まれる場合、１０ｎＦ／Ｗ未満の容量を有する。前記出力コンデンサは電力及び電圧定格並びに所望の出力電力リップルに依存する。例えば、２００Ｖdcにおいて±５％のリップルに対しては、少なくとも１μＦ／Ｗの容量が必要とされる。この整流器５２は、ブリッジ整流器とすることができる。他の実施態様において、電磁トランス４６は、トランス電圧Ｖ18を整流すると共に負荷２２に対する出力電圧Ｖ12として単極性電圧を供給するためにタップ付き二次巻線を有することができる。

制御ユニット３４が図４に詳細に示されており、該制御ユニット３４は、可制御スイッチ３６，３８に制御信号を供給して当該スイッチユニット２６をそれに応じて駆動するためのドライバデバイスを有している。制御ユニット３４は、測定された出力電圧Ｖ12又は測定された出力電流Ｉ12、並びに、これに対応して出力端子１８，２０において達成されるべき所望の値としての基準値Ｖ12Ｒ又はＩ12Ｒを入力する。これら基準値は、予め定めることができるか、又は操作者により選択することができる。

制御ユニット３４の第１制御デバイス５４は、制御誤差として各基準値Ｖ12Ｒ，Ｉ12Ｒと出力電圧又は出力電流の測定値Ｖ12’又はＩ12’との間の差分を加算器から入力する。該第１制御デバイス５４は当該ドライバ装置１０の平均出力電力に対応する制御因数をマルチプレクサ５６に供給し、該マルチプレクサは前記整流電圧Ｖ14に対応する測定値Ｖ14’を入力する。マルチプレクサ５６は、測定された入力電流と比較される入力電流基準値Ｉ10Ｒを決定する。入力電流Ｉ10は第２制御デバイス５８を用いて前記可制御スイッチ３６，３８のスイッチング周波数により制御される。該第２制御デバイス５８は、代わりに、入力電流Ｉ10を共振コンバータ４０（電磁コンバータユニット２８）の測定値に基づいて自己発振態様で制御するために直列コンデンサ４１のコンデンサ電圧Ｖc’を入力することもできる。この場合、可制御スイッチ３６，３８はコンデンサ電圧Ｖｃに対する閾値に基づいて制御され、その場合において、スイッチ３６，３８はコンデンサ電圧Ｖｃが該閾値に到達すると切り換えられる。この場合、直列コンデンサ４１、第２制御デバイス５８及びスイッチユニット２６は発振ループを形成する。第２制御デバイス５８は、更に、可制御スイッチ３６，３８を駆動するためのドライバを有する。

入力電流Ｉ10は実質的に式：
Ｉ10＝Ｖ14＊Ｐ12＊ｃ０
に対応して制御され、ここで、Ｐ12は出力端子１８，２０で供給される出力電力であり、ｃ０はピーク入力電圧に依存する一定因数である。

共振コンバータからＰＦＣ段への該制御ループにより、入力電流Ｉ10を電源電圧Ｖ10に対応して正確に制御することができ、かくして、高効率で小さな寸法のＰＦＣ段を実現することができる。

簡略化された実施態様では、入力電流Ｉ10は制御変数として整流電圧Ｖ14、コンデンサ電圧Ｖｃ、出力電圧Ｖ12又は出力電流Ｉ12に基づいて制御することもでき、かくして、技術的努力が更に低減されると理解されるべきである。

以上、本発明を図面及び上記記載において詳細に図示及び説明したが、このような図示及び説明は解説的又は例示的なものであり、限定するものではないと見なされるべきである。即ち、本発明は開示された実施態様に限定されるものではない。開示された実施態様に対する他の変形例は、当業者によれば、請求項に記載された本発明を実施するに際して図面、本開示及び添付請求項の精査から理解し、実行することができる。

尚、請求項において“有する”なる文言は他の要素又はステップを排除するものではなく、単数形は複数を排除するものではない。また、単一の要素又は他のユニットは、請求項に記載された幾つかの項目の機能を満たすことができる。また、特定の手段が相互に異なる従属請求項に記載されているという単なる事実は、これら手段の組み合わせを有利に使用することができないということを示すものではない。

また、請求項における如何なる符号も、当該範囲を限定するものと見なしてはならない。

Claims (15)

1. 負荷として１以上のＬＥＤを有するＬＥＤユニットを駆動するためのドライバ装置であって、
   − 当該ドライバ装置を電源に接続して、該電源から入力電圧を変化し得る電圧として受けるための入力端子と、
   − 前記入力電圧を出力電圧に変換するためのコンバータユニットであって、共振コンバータ及びスイッチユニットを含み、該スイッチユニットが前記入力電圧のチョップされた電圧を前記共振コンバータに駆動電圧として供給するコンバータユニットと、
   − 前記スイッチユニットに接続されて前記チョップされた電圧のパルス周波数を制御するための制御ユニットであり、前記電源から取り出される入力電流を前記チョップされた電圧の前記パルス周波数を変化し得る前記入力電圧の測定値に基づいて制御することにより制御する制御ユニットであって、更に、入力電流基準値を決定し、前記入力電流基準値と前記入力電流の測定値を比較する制御ユニットと、
   を有する、ドライバ装置。
2. 前記測定値は前記入力電圧の位相であり、前記制御ユニットが前記入力電流を該入力電圧の位相に基づいて制御する、請求項１に記載のドライバ装置。
3. 前記入力端子に接続されて前記入力電圧を整流された電圧に整流すると共に該整流された電圧を前記コンバータユニットに供給する整流器を更に有し、前記チョップされた電圧の包絡線が該整流された電圧に対応する、請求項１に記載のドライバ装置。
4. 前記コンバータユニットが前記共振コンバータに接続された電磁トランスを有する、請求項１に記載のドライバ装置。
5. 前記共振コンバータがＬＬＣコンバータである、請求項１に記載のドライバ装置。
6. 前記制御ユニットが前記パルス周波数を前記共振コンバータの測定変数に基づいて制御する、請求項１に記載のドライバ装置。
7. 前記スイッチユニットが前記入力電圧を前記チョップされた電圧に変換するための２つの可制御スイッチを有し、これら可制御スイッチの間のノードが前記チョップされた電圧を前記共振コンバータに直に供給するために該共振コンバータに直に接続される、請求項１に記載のドライバ装置。
8. 前記制御ユニットは当該ドライバ装置の出力電力を決定するための測定ユニットに接続され、前記制御ユニットが前記入力電流を、決定された該出力電力に基づいて制御する、請求項１に記載のドライバ装置。
9. 前記制御ユニットは前記コンバータユニットの出力電流を測定するための電流測定ユニットに接続され、前記制御ユニットが前記パルス周波数を制御することにより該出力電流を制御する、請求項１に記載のドライバ装置。
10. 前記制御ユニットは前記コンバータユニットの出力電圧を測定するための電圧測定ユニットに接続され、前記制御ユニットが前記パルス周波数を制御することにより該出力電圧を制御する、請求項１に記載のドライバ装置。
11. 前記制御ユニットが、前記出力電圧の測定値又は出力電流の測定値、及びそれに対応して出力端子において達成されるべき所望の値としての前記出力電圧の基準値又は前記出力電流の基準値を受ける、請求項４又は請求項５に記載のドライバ装置。
12. 前記制御ユニットが前記チョップされた電圧の前記パルス周波数を前記スイッチユニットのスイッチング周波数を制御することにより制御する、請求項１に記載のドライバ装置。
13. 前記制御ユニットが前記入力電流を前記変化し得る入力電圧の各半周期内で少なくとも部分的に一定な値に制御する、請求項１に記載のドライバ装置。
14. 負荷としてＬＥＤユニットを駆動するための駆動方法であって、当該駆動方法は、
    − 前記負荷に給電するために、共振コンバータを含むコンバータユニットにより、変化し得る入力電圧を出力電圧に変換するステップであって、スイッチユニットにより前記入力電圧のチョップされた電圧が前記共振コンバータに駆動電圧として供給されるステップと、
    − 電源から取り出される入力電流を、該電源から入力される前記変化し得る入力電圧の測定値に基づいて前記チョップされた電圧のパルス周波数を制御することにより制御するステップと、
    − 入力電流基準値を決定するステップと、
    − 前記入力電流基準値と前記入力電流の測定値を比較するステップと、
    を有する、駆動方法。
15. １以上のＬＥＤである１以上の照明デバイスと、該照明デバイスを駆動するための請求項１に記載のドライバ装置とを有する、照明装置。

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