JP6578413B2 - Semiconductor device - Google Patents
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Description
本発明は半導体装置に関する。 The present invention relates to a semiconductor device.
半導体記憶装置の1つであるSRAM(Static Random Access Memory)では、リーク電流の低減について、様々な提案がされている。 In SRAM (Static Random Access Memory) which is one of semiconductor memory devices, various proposals have been made for reducing leakage current.
例えば、SRAMのレジュームスタンバイ時に、メモリセルのソース電位をVSSレベルより浮かせて、リーク電流を低減する技術が提案されている(特許文献1)。この技術では、メモリセルのソース電位には0.4Vが印加されている。一方、ビット線には、電源電位として1.0Vが印加されている。 For example, a technology has been proposed in which the leakage current is reduced by raising the source potential of the memory cell from the VSS level during the resume standby of the SRAM (Patent Document 1). In this technique, 0.4 V is applied to the source potential of the memory cell. On the other hand, 1.0 V is applied to the bit line as a power supply potential.
他にも、メモリセル内部ノードがLOWレベルに固定されるなどのハード不良起因で過大なリーク電流が流れることを防止するため、レジュームスタンバイ時にビット線をフローティング状態にする技術が示されている(特許文献2)。 In addition, in order to prevent an excessive leak current from flowing due to a hardware failure such as the internal node of the memory cell being fixed at the LOW level, a technique for bringing the bit line into a floating state during resume standby is shown ( Patent Document 2).
レジュームスタンバイ回路のレジュームスタンバイモードでは、メモリセルのNMOSのソース電位をVSSレベルから浮かせることでチャネルリークを減らし、モジュール全体のリーク電流を低減している。その際ビット線にはVDDレベルもしくはVDDからNMOSのVth落ちの電圧が印加されてきた。一方、最近の微細化プロセスでは、GIDL(Gate Induced Drain Leakage)によりビット線からアクセストランジスタの基板へ抜けるリーク電流が大きく、特に室温では通常のレジュームスタンバイ回路ではリーク電流をそれほど削減することができなかった。 In the resume standby mode of the resume standby circuit, channel leakage is reduced by floating the NMOS source potential of the memory cell from the VSS level, thereby reducing the leakage current of the entire module. At that time, a voltage that is VDD level or a voltage that falls from Vth of NMOS to Vth has been applied to the bit line. On the other hand, in the recent miniaturization process, leakage current from the bit line to the access transistor substrate is large due to GIDL (Gate Induced Drain Leakage), and the leakage current cannot be reduced so much in a normal resume standby circuit especially at room temperature. It was.
ところが、発明者は、上述の技術には以下に示す問題点が有ることを見出した。最近の微細化プロセスではGIDL(Gate Induced Drain Leakage)によりビット線からアクセストランジスタの基板へ抜けるリーク電流が無視できない。特に室温ではチャネルリーク成分に比べて、GIDL成分が支配的である。そのため特許文献1で示されるメモリセルのソース電位をVSSレベルより浮かせるレジュームスタンバイ回路では、室温時にはリーク電流を効果的に削減することができない。また、特許文献2で示されるように、レジュームスタンバイ時にビット線をフローティングにすれば、ハード不良起因だけでなくGIDLによるビット線からのリーク電流を低減することができる。ただし、特許文献2ではメモリセルのソース電位はVSSレベルであり、高温時にリーク電流を効果的に削減することができない。さらに、ビット線をフローティングにすることの問題点として、レジューム復帰時のピーク電流の増大がある。ビット線をフローティングにすると、場合により、リーク電流等によりビット線電位がVSSレベルまで下がってしまう。レジュームスタンバイモードから通常動作モードに復帰する際には、プリチャージトランジスタによってVSSレベルからVDDレベルにビット線が充電される。通常動作時であれば充電されるビット線の本数は、MUX(Yアドレスのマルチプレクサ)ごとに一ビット線対、かつTrue/Barのどちらか一方なので、一度に充電されるビット線の本数は、全ビット線本数/MUX/2に限られる。一方、レジュームスタンバイモードから通常動作モードへ復帰する際には、全ビット線が同時に充電される可能性がある。プリチャージトランジスタは、通常動作時に1サイクルでビット線をVDDレベルまで充電する必要があるため、十分大きなサイズで設計されている。そのため、プリチャージトランジスタで全ビット線を同時に充電すると極めて大きなピーク電流が流れ、瞬間的な電圧低下が起こるおそれが有る。図11は、半導体記憶装置のプリチャージ時の電圧降下を模式的に示す図である。電圧が降下すると、例えば周辺の他のアナログ回路やロジック回路などが誤動作を起こす恐れがある。また、エレクトロマイグレーション等の信頼性不良を引き起こす恐れもある。
However, the inventor has found that the above-described technique has the following problems. In a recent miniaturization process, leakage current from the bit line to the access transistor substrate due to GIDL (Gate Induced Drain Leakage) cannot be ignored. In particular, the GIDL component is dominant over the channel leak component at room temperature. For this reason, the resume current circuit disclosed in
その他の課題と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。 Other problems and novel features will become apparent from the description of the specification and the accompanying drawings.
一実施にかかる半導体装置は、電源線と、複数のワード線と、複数のビット線対と、1本のワード線及び前記複数の1対のビット線対にそれぞれが接続される複数のメモリセルと、前記複数のビット線対ごとに接続され、それぞれが第1プリチャージ回路及び第2プリチャージ回路を含む複数の入出力回路と、第1制御信号が入力され、第2制御信号を出力する遅延回路と、を有し、前記第1プリチャージ回路は、前記電源線と、前記第1プリチャージ回路に接続されたビット線対のうち一方のビット線と、の間にソース・ドレイン経路を有し、ゲート電極に前記第1制御信号が入力される第1のPMOSトランジスタと、前記電源線と、前記第1プリチャージ回路に接続されたビット線対のうち他方のビット線と、の間にソース・ドレイン経路を有し、ゲート電極に前記第1制御信号が入力される第2のPMOSトランジスタと、を有し、前記第2プリチャージ回路は、前記電源線と、前記第2プリチャージ回路に接続されたビット線対のうち一方のビット線と、の間にソース・ドレイン経路を有し、ゲート電極に前記第2制御信号が入力される第3のPMOSトランジスタと、前記電源線と、前記第2プリチャージ回路に接続されたビット線対のうち他方のビット線と、の間にソース・ドレイン経路を有し、ゲート電極に前記第2制御信号が入力される第4のPMOSトランジスタと、を有し、前記第1プリチャージ回路は、前記第1制御信号に応じて、前記電源線と、前記第1プリチャージ回路に接続されたビット線対と、を接続し、前記第2プリチャージ回路は、前記第2制御信号に応じて、前記電源線と、前記第2プリチャージ回路に接続されたビット線対と、を接続するものである。 A semiconductor device according to an embodiment includes a power supply line, a plurality of word lines, a plurality of bit line pairs, a plurality of memory cells each connected to one word line and the plurality of pairs of bit lines. A plurality of input / output circuits connected to each of the plurality of bit line pairs, each including a first precharge circuit and a second precharge circuit, and a first control signal being input and a second control signal being output. A delay circuit, wherein the first precharge circuit has a source / drain path between the power supply line and one bit line of the bit line pair connected to the first precharge circuit. A first PMOS transistor having a gate electrode to which the first control signal is input, the power supply line, and the other bit line of the bit line pair connected to the first precharge circuit. Source / drain A second PMOS transistor having a path and a gate electrode to which the first control signal is input, wherein the second precharge circuit is connected to the power supply line and the second precharge circuit. A third PMOS transistor having a source / drain path between one of the paired bit lines and the second control signal being input to the gate electrode; the power supply line; A fourth PMOS transistor having a source / drain path between the other bit line of the pair of bit lines connected to the precharge circuit and the second control signal being input to the gate electrode; The first precharge circuit connects the power supply line and the bit line pair connected to the first precharge circuit in response to the first control signal, and the second precharge circuit The second Depending on the control signal, and the power line, and connects a bit line pair connected to said second precharge circuit.
一実施の形態によれば、半導体記憶装置において、リーク電流を低減しつつ動作モード切り替え時のビット線プリチャージの電流を抑制することができる。 According to the embodiment, in the semiconductor memory device, it is possible to suppress the current of the bit line precharge when switching the operation mode while reducing the leakage current.
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。各図面においては、同一要素には同一の符号が付されており、必要に応じて重複説明は省略される。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. In the drawings, the same elements are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted as necessary.
実施の形態1
実施の形態1にかかる半導体記憶装置100について説明する。図1は、実施の形態1にかかる半導体記憶装置100の構成を模式的に示すブロック図である。図2は、実施の形態1にかかる半導体記憶装置100の構成をより詳細に示す回路図である。図1及び2に示すように、半導体記憶装置100は、SRAMとして構成される。半導体記憶装置100は、メモリセル1、I/O回路2、動作モード制御回路3を有する。
A
以下、半導体記憶装置100は、複数のメモリセル、複数のワード線、複数ビット線対を有する。しかし、メモリセル、ワード線及びビット線対の構成は共通であるので、以下の実施の形態では、複数のメモリセル、複数のワード線、複数ビット線対のそれぞれは区別しない。
Hereinafter, the
メモリセル1は、NMOSトランジスタN1〜N4、PMOSトランジスタP1及びP2を有する。メモリセル1において、NMOSトランジスタN1及びN2は転送トランジスタとして機能する。NMOSトランジスタN3及びN4は駆動トランジスタとして機能する。PMOSトランジスタP1及びP2は負荷として機能する。
The
NMOSトランジスタN1のドレインは、ビット線BTと接続される。NMOSトランジスタN2のドレインは、ビット線BBと接続される。NMOSトランジスタN1及びN2のゲートは、ワード線WLと接続される。PMOSトランジスタP1及びP2のソースには、電源電位VDDが印加される。PMOSトランジスタP1のドレインは、NMOSトランジスタN1のソース、NMOSトランジスタN3のドレイン、NMOSトランジスタN4及びPMOSトランジスタP2のゲートと接続される。PMOSトランジスタP2のドレインは、NMOSトランジスタN2のソース、NMOSトランジスタN4のドレイン、NMOSトランジスタN3及びPMOSトランジスタP1のゲートと接続される。NMOSトランジスタN3及び4のソースは、接地(接地電位VSS)される。 The drain of the NMOS transistor N1 is connected to the bit line BT. The drain of the NMOS transistor N2 is connected to the bit line BB. The gates of the NMOS transistors N1 and N2 are connected to the word line WL. A power supply potential VDD is applied to the sources of the PMOS transistors P1 and P2. The drain of the PMOS transistor P1 is connected to the source of the NMOS transistor N1, the drain of the NMOS transistor N3, the gates of the NMOS transistor N4 and the PMOS transistor P2. The drain of the PMOS transistor P2 is connected to the source of the NMOS transistor N2, the drain of the NMOS transistor N4, the gates of the NMOS transistor N3 and the PMOS transistor P1. The sources of the NMOS transistors N3 and N4 are grounded (ground potential VSS).
I/O回路2は、ライトドライバ21、センスアンプ22、通常動作用プリチャージ回路23、レジュームスタンバイ復帰用プリチャージ回路24、ライトカラムスイッチ25、リードカラムスイッチ26、カラムI/O制御回路27を有する。
The I /
ライトドライバ21は、ビット線BT及びビット線BBのへのライトを行う。センスアンプ22は、ビット線BT及びビット線BBをリードする。
The
通常動作用プリチャージ回路23は、PMOSトランジスタP31〜P33を有する。PMOSトランジスタP31の一端はビット線BTと接続され、他端はビット線BBと接続される。PMOSトランジスタP32及びP33のソースには、電源電位VDDが印加される。PMOSトランジスタP32のドレインは、ビット線BTと接続される。PMOSトランジスタP33のドレインは、ビット線BBと接続される。PMOSトランジスタP31〜P33のゲートには、カラムI/O制御回路27からプリチャージ制御信号CPCが入力される。
The normal
レジュームスタンバイ復帰用プリチャージ回路24は、PMOSトランジスタP41及びP42を有する。PMOSトランジスタP41及びP42のソースには、電源電位VDDが印加される。PMOSトランジスタP41のドレインは、ビット線BTと接続される。PMOSトランジスタP42のドレインは、ビット線BBと接続される。PMOSトランジスタP41及びP42のゲートには、動作モード制御回路3からレジュームモード復帰プリチャージ信号RSPCが入力される。
The resume standby recovery
ライトカラムスイッチ25は、NMOSトランジスタN51及びN52を有する。NMOSトランジスタN51の一端はビット線BTと接続され、他端はライトドライバ21と接続される。NMOSトランジスタN52の一端はビット線BBと接続され、他端はライトドライバ21と接続される。NMOSトランジスタN51及びN52のゲートには、カラムI/O制御回路27からライトスイッチ制御信号CWSEが入力される。
The
リードカラムスイッチ26は、PMOSトランジスタP61及びP62を有する。PMOSトランジスタP61の一端はビット線BTと接続され、他端はセンスアンプ22と接続される。PMOSトランジスタP62の一端はビット線BBと接続され、他端はセンスアンプ22と接続される。PMOSトランジスタP61及びP62のゲートには、カラムI/O制御回路27からリードスイッチ制御信号CRSEが入力される。
The read
カラムI/O制御回路27は、PMOSトランジスタP71、NAND回路271及び272、インバータ273を有する。PMOSトランジスタP71のソースには電源電位VDDが印加される。PMOSトランジスタP71のゲートには、反転動作モード切替信号RSIが入力される。NAND回路271の一方の入力端子には、プリチャージ信号PCが入力され、出力端子は通常動作用プリチャージ回路23のPMOSトランジスタP31〜P33のゲートと接続され、プリチャージ制御信号CPCを出力する。NAND回路272の一方の入力端子にはY選択信号Y0が入力され、他方の入力端子にはセンスアンプ22からのセンスイネーブル信号SEが入力される。インバータ273の出力端子は、ライトカラムスイッチ25のNMOSトランジスタN51及びN52のゲートと接続され、ライトスイッチ制御信号CWSEを出力する。PMOSトランジスタP71のドレイン、リードカラムスイッチ26のPMOSトランジスタP61及びP62のゲート、NAND回路271の他方の入力端子、NAND回路272の出力端子、及び、インバータ273の入力端子は、相互に接続されている。
The column I /
動作モード制御回路3は、インバータ31、遅延回路32、AND回路33、インバータ34及びNAND回路35を有する。インバータ31の入力端子には動作モード切替信号RSが入力され、出力端子から動作モード切替信号RSの反転信号である反転動作モード切替信号RSIを出力する。遅延回路32の入力端子は、インバータ31の出力端子と接続され、反転動作モード切替信号RSIが入力される。遅延回路32の出力端子からは、反転動作モード切替信号RSIを遅延させた遅延反転動作モード切替信号RSI_Dが出力される。AND回路33の一方の入力端子は、インバータ31の出力端子と接続され、反転動作モード切替信号RSIが入力される。AND回路33の他方の入力端子は、遅延回路32の出力端子と接続され、遅延反転動作モード切替信号RSI_Dが入力される。AND回路33の出力端子からは、プリチャージ信号PCが出力される。インバータ34の入力端子は遅延回路32の出力端子と接続され、遅延反転動作モード切替信号RSI_Dが入力され、出力端子はNAND回路35の一方の入力端子と接続される。NAND回路35の他方の入力端子は、インバータ31の出力端子と接続され、反転動作モード切替信号RSIが入力される。NAND回路35の出力端子はレジュームスタンバイ復帰用プリチャージ回路24のPMOSトランジスタP41及びP42のゲートと接続され、レジュームモード復帰プリチャージ信号RSPCを出力する。また、反転動作モード切替信号RSIは、カラムI/O制御回路27のPMOSトランジスタP71のゲートへ出力される。
The operation
なお、遅延回路32は、例えば以下で説明するように構成できる。図3は、遅延回路32の構成例を示す図である。遅延回路32は、バッファ321、インバータ322及びインバータ323を有する。
The
インバータ322は、半導体記憶装置100に設けられたメモリセルを通過した反転動作モード切替信号RSIの供給を受けられる位置に配置される。この位置において、インバータ322の入力端子には、反転動作モード切替信号RSIが入力される。
バッファ321は、半導体記憶装置100に設けられた複数のメモリセル1に対応する複数のI/O回路2のそれぞれの近傍に配置される。これらの複数のバッファ321は従属接続される。従属接続された複数のバッファ321の入力端子は、インバータ322の出力端子と接続される。従属接続された複数のバッファ321の出力端子は、インバータ323の入力端子と接続される。インバータ323の出力端子からは、遅延反転動作モード切替信号RSI_Dを出力される。
The
半導体記憶装置100の動作について説明する。図4は、実施の形態1にかかる半導体記憶装置100での信号のタイミング図である。ここでは、まず通常動作モードでのNOP(ノンオペレーション)状態の場合の動作を説明する。このとき、ワード線WLはLOWレベル、Y選択信号Y0及びY1はともにLOWレベル、動作モード切替信号RSはLOWレベルである。
An operation of the
Y選択信号Y0及びY1が、ともにLOWレベルであるので、リードスイッチ制御信号CRSEはHIGHレベルとなる。よって、リードカラムスイッチ26はオフとなり、センスアンプ22と、ビット線BT及びビット線BBとは、電気的に切り離されている。
Since the Y selection signals Y0 and Y1 are both at the LOW level, the reed switch control signal CRSE is at the HIGH level. Therefore, the
リードスイッチ制御信号CRSEがHIGHレベルであるので、ライトスイッチ制御信号CWSEはLOWレベルとなる。よって、ライトカラムスイッチ25はオフとなり、ライトドライバ21と、ビット線BT及びビット線BBとは、電気的に切り離されている。
Since the read switch control signal CRSE is at a high level, the write switch control signal CWSE is at a LOW level. Accordingly, the
動作モード切替信号RSがLOWレベルであるので、反転動作モード切替信号RSIはHIGHレベル、遅延反転動作モード切替信号RSI_DはHIGHレベルとなる。従って、レジュームモード復帰プリチャージ信号RSPCはHIGHレベルとなり、レジュームスタンバイ復帰用プリチャージ回路24はオフとなる。
Since the operation mode switching signal RS is at the LOW level, the inversion operation mode switching signal RSI is at the HIGH level, and the delay inversion operation mode switching signal RSI_D is at the HIGH level. Therefore, the resume mode return precharge signal RSPC becomes HIGH level, and the resume standby return
反転動作モード切替信号RSIがHIGHレベル、遅延反転動作モード切替信号RSI_DがHIGHレベルであるので、プリチャージ信号PCはHIGHレベルとなる。リードスイッチ制御信号CRSEもHIGHレベルであるので、プリチャージ制御信号CPCはLOWレベルとなる。従って、通常動作用プリチャージ回路23がオンとなり、ビット線BTとビット線BBとが、HIGHレベルにプリチャージされる。
Since the inversion operation mode switching signal RSI is at the HIGH level and the delay inversion operation mode switching signal RSI_D is at the HIGH level, the precharge signal PC is at the HIGH level. Since the reed switch control signal CRSE is also at a high level, the precharge control signal CPC is at a LOW level. Accordingly, the normal operation
以上のように、通常動作モードでのNOP状態では、ビット線BT及びビット線BBは、通常動作用プリチャージ回路23によってHIGHレベルに保持される。なお、この際、メモリセル1のNMOSトランジスタN3及びN4のソースは接地(接地電位VSS)されているので、負荷(PMOSトランジスタP1及びP2)、駆動トランジスタ(NMOSトランジスタN3及びN4)、転送トランジスタ(NMOSトランジスタN1及びN2)のチャネルリークによって電源からグランドへリーク電流が流れる。また、転送トランジスタのGIDLによって、ビット線(電源)から転送トランジスタの基板(グランド)へリーク電流が流れる。
As described above, in the NOP state in the normal operation mode, the bit line BT and the bit line BB are held at the HIGH level by the normal operation
次に、通常動作モードからレジュームスタンバイモードへ遷移する場合(図4のタイミングT1)の動作を説明する。このとき、ワード線WLはLOWレベルのままであるが、動作モード切替信号RSがLOWレベルからHIGHレベルへ遷移する。なお、レジュームスタンバイモードでは、アドレスデコーダ(図示せず)の電源が切断されるため、Y選択信号Y0及びY1は不定となる。 Next, the operation when transitioning from the normal operation mode to the resume standby mode (timing T1 in FIG. 4) will be described. At this time, the word line WL remains at the LOW level, but the operation mode switching signal RS changes from the LOW level to the HIGH level. In the resume standby mode, the power of the address decoder (not shown) is cut off, so that the Y selection signals Y0 and Y1 are undefined.
反転動作モード切替信号RSIはHIGHレベルからLOWレベルへ遷移する。Y選択信号Y0及びY1は不定であるが、PMOSトランジスタP71がオンになるので、リードスイッチ制御信号CRSEはHIGHレベルに駆動される。従って、リードカラムスイッチ26はオフとなり、センスアンプ22と、ビット線BT及びビット線BBとは、電気的に切り離されている。
The inversion operation mode switching signal RSI transits from HIGH level to LOW level. The Y selection signals Y0 and Y1 are indefinite, but the PMOS transistor P71 is turned on, so that the reed switch control signal CRSE is driven to the HIGH level. Accordingly, the
リードスイッチ制御信号CRSEがHIGHレベルであるので、ライトスイッチ制御信号CWSEはLOWレベルとなる。よって、ライトカラムスイッチ25はオフとなり、ライトドライバ21と、ビット線BT及びビット線BBとは、電機的に切り離されている。
Since the read switch control signal CRSE is at a high level, the write switch control signal CWSE is at a LOW level. Therefore, the
反転動作モード切替信号RSIがHIGHレベルからLOWレベルへ遷移しても、レジュームモード復帰プリチャージ信号RSPCはHIGHレベルのままであり、レジュームスタンバイ復帰用プリチャージ回路24はオフである。
Even when the inversion operation mode switching signal RSI changes from HIGH level to LOW level, the resume mode return precharge signal RSPC remains at HIGH level, and the resume standby return
反転動作モード切替信号RSIがHIGHレベルからLOWレベルへ遷移すると、プリチャージ信号PCはLOWレベルとなる。従って、プリチャージ制御信号CPCはHIGHレベルとなり、通常動作用プリチャージ回路はオフとなる。 When the inversion operation mode switching signal RSI changes from HIGH level to LOW level, the precharge signal PC becomes LOW level. Accordingly, the precharge control signal CPC becomes HIGH level, and the normal operation precharge circuit is turned off.
ワード線WLはLOWレベルであるので、転送トランジスタはオフしている。 Since the word line WL is at the LOW level, the transfer transistor is off.
以上のように、レジュームスタンバイモードにおいては、ビット線BT及びビット線BBは、半導体記憶装置100の他の回路から電気的に切り離され、フローティング状態となる。そのため、ビット線BT及びビット線BBの電位は、メモリセル1やその他の回路のリーク電流が最小となるような電位におのずから決まる。従って、GIDLによるビット線から転送トランジスタの基板へのリーク電流を低減できる。
As described above, in the resume standby mode, the bit line BT and the bit line BB are electrically disconnected from other circuits of the
反転動作モード切替信号RSIがHIGHレベルからLOWレベルへ遷移しても、遅延反転動作モード切替信号RSI_DはただちにHIGHレベルからLOWレベルへは遷移しない。すなわち、遅延反転動作モード切替信号RSI_Dは、反転動作モード切替信号RSIがHIGHレベルからLOWレベルへ遷移してから、ある程度の遅延時間の経過後、HIGHレベルからLOWレベルに遷移する。 Even if the inversion operation mode switching signal RSI changes from HIGH level to LOW level, the delay inversion operation mode switching signal RSI_D does not immediately change from HIGH level to LOW level. That is, the delayed inversion operation mode switching signal RSI_D changes from the HIGH level to the LOW level after a certain delay time has elapsed since the inversion operation mode switching signal RSI has changed from the HIGH level to the LOW level.
以上のように、レジュームスタンバイモードでは、ビット線BT及びビット線BBがフローティング状態となるので、GIDLによるビット線から転送トランジスタの基板へのリーク電流が低減できる。 As described above, in the resume standby mode, since the bit line BT and the bit line BB are in a floating state, leakage current from the bit line to the transfer transistor substrate due to GIDL can be reduced.
次に、レジュームスタンバイモードから通常動作モードへ復帰する場合(図4のタイミングT2)の動作を説明する。このとき、ワード線WLはLOWレベルのままであるが、動作モード切替信号RSがHIGHレベルからLOWレベルへ遷移する。なお、図示はしていないが、アドレスデコーダの電源も切断される。そのため、Y選択信号Y0及びY1は不定となっている。電源が復帰する一定時間後、Y選択信号Y0及びY1はLOWレベルとなる。 Next, the operation when returning from the resume standby mode to the normal operation mode (timing T2 in FIG. 4) will be described. At this time, the word line WL remains at the LOW level, but the operation mode switching signal RS changes from the HIGH level to the LOW level. Although not shown, the address decoder is also powered off. Therefore, the Y selection signals Y0 and Y1 are indefinite. After a certain time when the power supply is restored, the Y selection signals Y0 and Y1 become LOW level.
反転動作モード切替信号RSIはLOWレベルからHIGHレベルへ遷移する。Y選択信号Y0及びY1は、当初は不定であるが、一定時間後にLOWレベルへ遷移するので、リードスイッチ制御信号CRSEはHIGHレベルに駆動される。従って、リードカラムスイッチ26はオフとなり、センスアンプ22と、ビット線BT及びビット線BBとは、電気的に切り離されている。
The inversion operation mode switching signal RSI changes from the LOW level to the HIGH level. The Y selection signals Y0 and Y1 are initially indefinite, but transition to the LOW level after a certain time, so that the reed switch control signal CRSE is driven to the HIGH level. Accordingly, the
リードスイッチ制御信号CRSEがHIGHレベルであるので、ライトスイッチ制御信号CWSEはLOWレベルとなる。従って、ライトカラムスイッチ25はオフとなり、ライトドライバ21と、ビット線BT及びビット線BBとは、電気的に切り離されている。
Since the read switch control signal CRSE is at a high level, the write switch control signal CWSE is at a LOW level. Accordingly, the
反転動作モード切替信号RSIがLOWレベルからHIGHレベルへ遷移しても、遅延反転動作モード切替信号RSI_Dは、ただちにLOWレベルからHIGHレベルへは遷移しない。 Even if the inversion operation mode switching signal RSI changes from the LOW level to the HIGH level, the delay inversion operation mode switching signal RSI_D does not immediately change from the LOW level to the HIGH level.
反転動作モード切替信号RSIがHIGHレベルになると、レジュームモード復帰プリチャージ信号RSPCはLOWレベルとなる。よって、レジュームスタンバイ復帰用プリチャージ回路がオンとなり、ビット線BT及びビット線BBがHIGHレベルにプリチャージされる。 When the inversion operation mode switching signal RSI becomes HIGH level, the resume mode return precharge signal RSPC becomes LOW level. Therefore, the resume standby recovery precharge circuit is turned on, and the bit line BT and the bit line BB are precharged to HIGH level.
遅延反転動作モード切替信号RSI_DがただちにLOWレベルからHIGHレベルへは遷移しないので、反転動作モード切替信号RSIがHIGHレベルになっても、プリチャージ信号PCはLOWレベルに維持される。従って、プリチャージ制御信号CPCはHIGHに維持され、通常動作用プリチャージ回路もオフのままで維持される。そのため、レジュームスタンバイ復帰用プリチャージ回路24によってビット線BT及びビット線BBの復帰プリチャージが行われている間は、通常動作用プリチャージ回路によるプリチャージは行われない。
Since the delayed inversion operation mode switching signal RSI_D does not immediately shift from the LOW level to the HIGH level, the precharge signal PC is maintained at the LOW level even when the inversion operation mode switching signal RSI becomes the HIGH level. Therefore, the precharge control signal CPC is maintained HIGH, and the normal operation precharge circuit is also maintained off. Therefore, the normal operation precharge circuit does not perform precharge while the resume standby recovery
反転動作モード切替信号RSIがLOWレベルからHIGHレベルへ遷移してから一定時間経過後(図4のタイミングT3)に、遅延反転動作モード切替信号RSI_DがLOWレベルからHIGHレベルへ遷移する。その結果、レジュームモード復帰プリチャージ信号RSPCはHIGHレベルへ遷移するので、レジュームスタンバイ復帰用プリチャージ回路24はオフとなる。
The delay inversion operation mode switching signal RSI_D changes from the LOW level to the HIGH level after a lapse of a certain time after the inversion operation mode switching signal RSI changes from the LOW level to the HIGH level (timing T3 in FIG. 4). As a result, the resume mode return precharge signal RSPC transits to the HIGH level, so that the resume standby return
一方、プリチャージ信号PCがHIGHレベルに遷移する。リードスイッチ制御信号CRSEがHIGHレベルであるので、プリチャージ制御信号CPCはLOWレベルに遷移し、通常動作用プリチャージ回路がオンとなる。これにより、半導体記憶装置100は、通常動作モードへ復帰する。
On the other hand, the precharge signal PC transits to a HIGH level. Since the reed switch control signal CRSE is at a high level, the precharge control signal CPC transitions to a LOW level and the normal operation precharge circuit is turned on. Thereby, the
以上で説明したように、レジュームスタンバイモードから通常動作モードへの復帰時には、復帰後の一定期間はレジュームスタンバイ復帰用プリチャージ回路24によって、ビット線BT及びビット線BBがHIGHレベルまで充電される。そして、一定期間の経過後、ビット線BT及びBTのプリチャージを行う主体は、レジュームスタンバイ復帰用プリチャージ回路24から通常動作用プリチャージ回路23に切り替わり、通常動作モードへ復帰が完了する。
As described above, when returning from the resume standby mode to the normal operation mode, the bit line BT and the bit line BB are charged to the HIGH level by the resume standby return
上述の通り、レジュームスタンバイモードから通常動作モードへの復帰時には、半導体記憶装置100のビット線BT及びビット線BBの両方をプリチャージしなければならなず、通常動作モード時と比べてプリチャージを行う際の電流が大きくなる。このため、半導体記憶装置100には多数のビット線が設けられるので、通常動作用プリチャージ回路23でプリチャージを行うと、レジュームスタンバイモードから通常動作モードへの復帰時のプリチャージに要するピーク電流が大きくなる。
As described above, when returning from the resume standby mode to the normal operation mode, both the bit line BT and the bit line BB of the
これに対し、半導体記憶装置100においては、レジュームスタンバイ復帰用プリチャージ回路24の駆動力は、通常動作用プリチャージ回路23の駆動力よりも小さくなるように設計される。これにより、レジュームスタンバイモードから通常動作モードへの復帰時のプリチャージを行う際のピーク電流を抑制することができる。
On the other hand, the
よって、本構成によれば、レジュームスタンバイモードから通常動作モードへの復帰時のプリチャージを通常動作用プリチャージ回路を行う場合と比べて、電源電位のドロップやエレクトロマイグレーションなどの信頼性不良の発生を防止することができる。 Therefore, according to this configuration, compared to the case where the precharge circuit for returning from the resume standby mode to the normal operation mode is used, a reliability failure such as a drop in power supply potential or electromigration occurs. Can be prevented.
また、本構成では、上記したように、レジュームスタンバイモード時にビット線をフローティングにする。これにより、ビット線から転送トランジスタの基板へ流れる、GIDLによるリーク電流を低減できる。 Further, in this configuration, as described above, the bit line is floated in the resume standby mode. As a result, leakage current due to GIDL flowing from the bit line to the transfer transistor substrate can be reduced.
実施の形態2
実施の形態2にかかる半導体記憶装置200について説明する。図5は、実施の形態2にかかる半導体記憶装置200の構成を模式的に示す回路図である。図5に示すように、半導体記憶装置200は、メモリセル1、I/O回路4、動作モード制御回路5を有する。
A
I/O回路4は、実施の形態1で説明したI/O回路2からレジュームスタンバイ復帰用プリチャージ回路24を除去し、かつ、通常動作用プリチャージ回路23及びカラムI/O制御回路27を、それぞれ通常動作用プリチャージ回路43及びカラムI/O制御回路47に置換した構成を有する。I/O回路4のその他の構成は、I/O回路2と同様であるので、説明を省略する。
The I /
通常動作用プリチャージ回路43は、通常動作用プリチャージ回路23において、PMOSトランジスタP31及びP32のソースの接続先を、プリチャージ電源線PSLへ変更した構成を有する。
The normal operation
カラムI/O制御回路47は、カラムI/O制御回路27からNAND回路271を除去し、かつ、インバータ471を追加した構成を有する。インバータ471の入力端子、PMOSトランジスタP71のドレイン、リードカラムスイッチ26のPMOSトランジスタP61及びP62のゲート、NAND回路272の出力端子、及び、インバータ273の入力端子は、相互に接続されている。インバータ471の出力端子は、通常動作用プリチャージ回路23のPMOSトランジスタP31〜P33のゲートと接続され、プリチャージ制御信号CPCを出力する。カラムI/O制御回路47のその他の構成は、カラムI/O制御回路27と同様であるので、説明を省略する。
The column I /
動作モード制御回路5は、インバータ31、遅延回路32、OR回路51、NMOSトランジスタN5及びPMOSトランジスタP5を有する。
The operation
インバータ31及び遅延回路32については、実施の形態1で説明した動作モード制御回路3における場合と同様である。
The
NMOSトランジスタN5のドレイン及びゲートには、電源電位VDDが印加される。NMOSトランジスタN5のソースは、プリチャージ電源線PSLと接続される。PMOSトランジスタP5のソースには、電源電位VDDが印加される。PMOSトランジスタP5のドレインは、プリチャージ電源線PSLと接続される。 The power supply potential VDD is applied to the drain and gate of the NMOS transistor N5. The source of the NMOS transistor N5 is connected to the precharge power supply line PSL. A power supply potential VDD is applied to the source of the PMOS transistor P5. The drain of the PMOS transistor P5 is connected to the precharge power supply line PSL.
OR回路51の一方の入力端子は、インバータ31の出力端子と接続され、反転動作モード切替信号RSIが入力される。OR回路51の他方の入力端子は、遅延回路32の出力端子と接続され、遅延反転動作モード切替信号RSI_Dが入力される。OR回路51の出力端子は、PMOSトランジスタP5のゲートと接続される。
One input terminal of the
半導体記憶装置200の動作について説明する、半導体記憶装置200での信号のタイミングは、図4と同様となる。
The operation of the
通常動作モードでのNOP状態ではPMOSトランジスタP5及びNMOSトランジスタN5がオンとなり、プリチャージ電源線PSLには電源電位VDDが印加される。 In the NOP state in the normal operation mode, the PMOS transistor P5 and the NMOS transistor N5 are turned on, and the power supply potential VDD is applied to the precharge power supply line PSL.
これに対し、レジュームスタンバイモード(図4のタイミングT1)では、PMOSトランジスタP5がオフとなり、NMOSトランジスタN5がオンとなる。よって、プリチャージ電源線PSLには電源電位VDDからNMOSトランジスタN5のVth(しきい値)分だけ低下した電位が印加される。このとき、プリチャージ制御信号CPCがHIGHGレベルであるので、通常動作用プリチャージ回路43はオフであり、ビット線BT及びビット線BBはフローティング状態となっている。
On the other hand, in the resume standby mode (timing T1 in FIG. 4), the PMOS transistor P5 is turned off and the NMOS transistor N5 is turned on. Therefore, a potential that is lower than the power supply potential VDD by the Vth (threshold value) of the NMOS transistor N5 is applied to the precharge power supply line PSL. At this time, since the precharge control signal CPC is at the HIGH level, the normal operation
レジュームスタンバイモードから通常動作モードへ復帰する場合(図4のタイミングT2)には、一定期間は、PMOSトランジスタP5はオフしており、NMOSトランジスタN5がオンとなる。一方、プリチャージ制御信号CPCがLOWレベルとなるので、ビット線BT及びビット線BBはプリチャージされる。このとき、プリチャージ電源線PSLには電源電位VDDからNMOSトランジスタN5のVth(しきい値)分だけ低下した電位が継続して印加されている。よって、ビット線のプリチャージは緩やかに行われ、半導体記憶装置100と同様に、プリチャージ時のピーク電流を低減できる。
When returning from the resume standby mode to the normal operation mode (timing T2 in FIG. 4), the PMOS transistor P5 is off and the NMOS transistor N5 is on for a certain period. On the other hand, since the precharge control signal CPC becomes LOW level, the bit line BT and the bit line BB are precharged. At this time, a potential that is lower than the power supply potential VDD by the Vth (threshold value) of the NMOS transistor N5 is continuously applied to the precharge power supply line PSL. Therefore, the bit line is precharged slowly, and the peak current during precharge can be reduced as in the
以上、本構成によれば、レジュームスタンバイモードから通常動作モードへの復帰時にビット線を充電する際に、通常動作用プリチャージ回路43の充電用トランジスタに与える電源電位を降下させ、充電用トランジスタの駆動能力を低下させる。これにより、半導体記憶装置100と同様に、復帰時のピーク電流の大きさを抑制することができる。
As described above, according to this configuration, when the bit line is charged when returning from the resume standby mode to the normal operation mode, the power supply potential applied to the charging transistor of the normal operation
従って、本構成によれば、実施の形態1にかかる半導体記憶装置100と同様の作用効果を奏することが理解できる。
Therefore, according to this configuration, it can be understood that the same operational effects as the
実施の形態3
実施の形態3にかかる半導体記憶装置300について説明する。図6は、実施の形態3にかかる半導体記憶装置300の構成を模式的に示すブロック図である。図6に示すように、半導体記憶装置300は、半導体記憶装置100にワード線ドライバ6を追加した構成を有する。
A
図7は、実施の形態3にかかるワード線ドライバ6とメモリセル1とを示す回路図である。ワード線ドライバ6は、制御信号生成回路61、ドライバ回路62、レジュームスタンバイワード線保持回路63、復帰用ワード線電源スイッチ64、ワード線電源スイッチ65を有する。
FIG. 7 is a circuit diagram showing the word line driver 6 and the
制御信号生成回路61は、インバータ611〜613、NOR回路614及びNAND回路615を有する。インバータ611の入力端子には、動作モード制御回路3から反転動作モード切替信号RSIが入力される。インバータ611の出力端子からは、復帰用ワード線電源スイッチ制御信号LCMが出力される。NOR回路614の一方の入力端子は、動作モード制御回路3から反転動作モード切替信号RSIが入力される。NOR回路614の他方の入力端子は、動作モード制御回路3から遅延反転動作モード切替信号RSI_Dが入力される。NOR回路614の出力端子は、インバータ612の入力端子と、NAND回路615の一方の入力端子と、に接続される。インバータ612の出力端子からは、ワード線電源スイッチ制御信号LCMWが出力される。インバータ613の入力端子は、インバータ612の出力端子と接続され、ワード線電源スイッチ制御信号LCMWが入力される。インバータ612の出力端子からは、反転ワード線電源スイッチ制御信号LCMWIがNAND回路615の他方の入力端子へ出力される。NAND回路615の出力端子からは、レジュームスタンバイワード線保持制御信号LCMWDが出力される。
The control
復帰用ワード線電源スイッチ64は、PMOSトランジスタP6を有する。PMOSトランジスタP6のソースには、電源電位VDDが印加される。PMOSトランジスタP6のドレインは、ワード線ドライバ電源線LCVDDと接続される。PMOSトランジスタP6のゲートには、復帰用ワード線電源スイッチ制御信号LCMが入力される。
The return word
ワード線電源スイッチ65は、PMOSトランジスタP7を有する。PMOSトランジスタP7のソースには、電源電位VDDが印加される。PMOSトランジスタP7のドレインは、ワード線ドライバ電源線LCVDDと接続される。PMOSトランジスタP7のゲートは、インバータ612の出力端子と接続され、ワード線電源スイッチ制御信号LCMWが入力される。
The word
ドライバ回路62は、PMOSトランジスタP11及びNMOSトランジスタN11を有する。PMOSトランジスタP11とNMOSトランジスタN11とは、インバータ回路を構成する。PMOSトランジスタP11のソースは、復帰用ワード線電源スイッチ64のPMOSトランジスタP6のドレインと、ワード線電源スイッチ65のPMOSトランジスタP7のドレインと(すなわち、ワード線ドライバ電源線LCVDD)、に接続される。PMOSトランジスタP11のドレインは、NMOSトランジスタN11のドレインと、ワード線WLと、に接続される。NMOSトランジスタN11のソースは、接地(接地電位VSS)される。PMOSトランジスタP11及びNMOSトランジスタN11のゲートには、ワード線選択信号WLSが入力される。
The
レジュームスタンバイワード線保持回路63は、NMOSトランジスタN6を有する。NMOSトランジスタN6のドレインは、ドライバ回路62とメモリセル1との間のワード線WLと接続される。NMOSトランジスタN6のソースは、接地(接地電位VSS)される。NMOSトランジスタN6のゲートは、NAND回路615の出力端子と接続され、レジュームスタンバイワード線保持制御信号LCMWDが入力される。
The resume standby word
半導体記憶装置400の動作について説明する。図8は、実施の形態3にかかる半導体記憶装置300での信号のタイミング図である。初めに、通常動作モードでのNOP状態の場合の動作を説明する。通常動作モードでのNOP状態では、動作モード切替信号RSはLOWレベルである。
The operation of the
このとき、遅延反転動作モード切替信号RSI_DはHIGHレベルであるので、ワード線電源スイッチ制御信号LCMWはLOWレベルとなる。従って、ワード線電源スイッチ65はオンとなり、ワード線ドライバ電源線LCVDDをHIGHレベルに駆動する。
At this time, since the delayed inversion operation mode switching signal RSI_D is at the HIGH level, the word line power switch control signal LCMW is at the LOW level. Accordingly, the word
このとき、反転動作モード切替信号RSIはHIGHレベルとなる。従って、復帰用ワード線電源スイッチ制御信号LCMはLOWレベルとなり、復帰用ワード線電源スイッチ64がオンとなり、ワード線ドライバ電源線LCVDDをHIGHレベルに駆動している。
At this time, the inversion operation mode switching signal RSI becomes HIGH level. Therefore, the return word line power switch control signal LCM is at the LOW level, the return word
ワード線電源スイッチ制御信号LCMWがLOWレベルであるので、反転ワード線電源スイッチ制御信号LCMWIはHIGHレベルである。従って、レジュームスタンバイワード線保持制御信号LCMWDはLOWレベルとなり、レジュームスタンバイワード線保持回路はオフとなる。 Since the word line power switch control signal LCMW is at the LOW level, the inverted word line power switch control signal LCMWI is at the HIGH level. Therefore, the resume standby word line holding control signal LCMWD becomes LOW level, and the resume standby word line holding circuit is turned off.
以上のように、通常動作モードではワード線ドライバ電源線LCVDDは、ワード線電源スイッチ65及び復帰用ワード線電源スイッチ64の両方でHIGHレベルに駆動される。
As described above, in the normal operation mode, the word line driver power supply line LCVDD is driven to the HIGH level by both the word line
次に、通常動作モードからレジュームスタンバイモードへ遷移する場合(図8のタイミングT1)の動作を説明する。このとき、動作モード切替信号RSがLOWレベルからHIGHレベルへ遷移する。 Next, the operation when transitioning from the normal operation mode to the resume standby mode (timing T1 in FIG. 8) will be described. At this time, the operation mode switching signal RS changes from the LOW level to the HIGH level.
動作モード切替信号RSがHIGHレベルになるので、ワード線電源スイッチ制御信号LCMWがHIGHレベルになり、ワード線電源スイッチ65はオフとなる。
Since the operation mode switching signal RS becomes HIGH level, the word line power switch control signal LCMW becomes HIGH level, and the word
反転動作モード切替信号RSIがLOWレベルになるので、復帰用ワード線電源スイッチ制御信号LCMはHIGHレベルとなり、復帰用ワード線電源スイッチ64がオフとなる。
Since the inversion operation mode switching signal RSI becomes LOW level, the return word line power switch control signal LCM becomes HIGH level, and the return word
ワード線電源スイッチ制御信号LCMWがHIGHレベルになるので、反転ワード線電源スイッチ制御信号LCMWIはLOWレベルになる。従って、レジュームスタンバイワード線保持制御信号LCMWDはHIGHレベルとなり、レジュームスタンバイワード線保持回路63がオンとなり、ワード線WLはすべてLOWレベルに保持される。
Since the word line power switch control signal LCMW goes high, the inverted word line power switch control signal LCMWI goes low. Therefore, the resume standby word line holding control signal LCMWD becomes HIGH level, the resume standby word
以上のように、レジュームスタンバイモードでは、ワード線ドライバ電源線LCVDDがフローティングになり、ドライバ回路62でのリーク電流を低減できる。また、ドライバ回路に代わり、レジュームスタンバイワード線保持回路63によってワード線WLをLOWレベルに保持される。
As described above, in the resume standby mode, the word line driver power supply line LCVDD becomes floating, and the leakage current in the
次に、レジュームスタンバイモードから通常動作モードへ復帰する場合(図8のタイミングT2)の動作を説明する。このとき、動作モード切替信号RSがHIGHレベルからLOWレベルへ遷移する。 Next, the operation when returning from the resume standby mode to the normal operation mode (timing T2 in FIG. 8) will be described. At this time, the operation mode switching signal RS changes from HIGH level to LOW level.
動作モード切替信号RSがLOWレベルに遷移しても、遅延反転動作モード切替信号RSI_DがただちにLOWレベルからHIGHレベルへは遷移しない。ワード線電源スイッチ制御信号LCMWもただちにLOWレベルへは遷移しないので、ワード線電源スイッチ65はオフのままとなる。
Even when the operation mode switching signal RS transits to the LOW level, the delayed inversion operation mode switching signal RSI_D does not immediately transit from the LOW level to the HIGH level. Since the word line power switch control signal LCMW does not immediately shift to the LOW level, the word
一方、反転動作モード切替信号RSIがHIGHレベルになるので、ただちに復帰用ワード線電源スイッチ制御信号LCMはLOWレベルになり、復帰用ワード線電源スイッチ64がオンとなり、ワード線ドライバ電源線LCVDDがHIGHレベルに充電される。
On the other hand, since the inversion operation mode switching signal RSI becomes HIGH level, the return word line power switch control signal LCM immediately becomes LOW, the return word
反転動作モード切替信号RSIがLOWレベルからHIGHレベルへ遷移してのち、一定時間後(図8のタイミングT3)、遅延反転動作モード切替信号RSI_DがLOWレベルからHIGHレベルへ遷移する。 After the inversion operation mode switching signal RSI transitions from the LOW level to the HIGH level, the delay inversion operation mode switching signal RSI_D transitions from the LOW level to the HIGH level after a certain time (timing T3 in FIG. 8).
これにより、ワード線電源スイッチ制御信号LCMWもLOWレベルへ遷移するので、ワード線電源スイッチ65がオンとなり、ワード線ドライバ電源線LCVDDをHIGHレベルに駆動する。
As a result, the word line power switch control signal LCMW also transitions to the LOW level, so that the word
以上のように、レジュームスタンバイモードから通常動作モードへの復帰時には、ワード線ドライバ電源線LCVDDは、復帰後の一定期間、復帰用ワード線電源スイッチ64によってHIGHレベルまで充電される。その後、ワード線電源スイッチ65がオンとなり、通常動作モードへの復帰が完了する。復帰用ワード線電源スイッチ64の駆動力は、ワード線ドライバ電源線LCVDDを充電する際のピーク電流が大きくならないように、ワード線電源スイッチ65に比べて十分小さなサイズで設計される。従って、ワード線電源スイッチ65を用いて充電を行う場合と比較して、ワード線ドライバ電源線LCVDDの充電を緩やかに行うことができる。その結果、充電時のピーク電流が大きくなることによる、瞬間的な電圧降下や信頼性不良が引き起こされる問題は無い。
As described above, when returning from the resume standby mode to the normal operation mode, the word line driver power supply line LCVDD is charged to the HIGH level by the return word
実施の形態4
実施の形態1にかかる半導体記憶装置400について説明する。図9は、実施の形態4にかかる半導体記憶装置400の構成を模式的に示す回路図である。図9に示すように、半導体記憶装置400は、半導体記憶装置100にソースレベル制御回路7を追加した構成を有する。
A
ソースレベル制御回路7は、NMOSトランジスタN15及びN16を有する。NMOSトランジスタN15のドレイン及びゲートは、ソース線ARVSSと接続される。NMOSトランジスタN16のドレインは、ソース線ARVSSと接続される。NMOSトランジスタN16のゲートには、動作モード制御回路3から出力される反転動作モード切替信号RSIが入力される。NMOSトランジスタN15及びN16のソースは、接地(接地電位VSS)されている。
The source level control circuit 7 includes NMOS transistors N15 and N16. The drain and gate of the NMOS transistor N15 are connected to the source line ARVSS. The drain of the NMOS transistor N16 is connected to the source line ARVSS. An inverted operation mode switching signal RSI output from the operation
半導体記憶装置400の動作について説明する。図10は、実施の形態4にかかる半導体記憶装置400での信号のタイミング図である。ソースレベル制御回路7は以外の動作については、半導体記憶装置100と同様であるので、説明を省略する。以下、ソースレベル制御回路7の動作について説明する。
The operation of the
通常動作モードにおいては、反転動作モード切替信号RSIはHIGHレベルである。よって、ソースレベル制御回路7によって、ソース線ARVSSはLOWレベルに駆動される。 In the normal operation mode, the inversion operation mode switching signal RSI is at a HIGH level. Therefore, the source line ARVSS is driven to the LOW level by the source level control circuit 7.
通常動作モードからレジュームスタンバイモードに遷移(図10のタイミングT1)すると、反転動作モード切替信号RSIはHIGHレベルからLOWレベルに遷移する。反転動作モード切替信号RSIはLOWレベルであるので、ソースレベル制御回路7のNMOSトランジスタN16はオフとなり、ダイオード接続されたNMOSトランジスタN15によってソース線ARVSSが駆動される。従って、ソース線ARVSSの電位は、メモリセル1のリーク電流と、ダイオード接続されたNMOSトランジスタN15のオン電流と、の比によって決定される。これにより、ソース線ARVSSの電位は、接地電位VSSよりも高いレベルに浮き上がるので、メモリセルのリーク電流を低減することができる。
When the normal operation mode is changed to the resume standby mode (timing T1 in FIG. 10), the inverted operation mode switching signal RSI is changed from the HIGH level to the LOW level. Since the inverting operation mode switching signal RSI is at the LOW level, the NMOS transistor N16 of the source level control circuit 7 is turned off, and the source line ARVSS is driven by the diode-connected NMOS transistor N15. Therefore, the potential of the source line ARVSS is determined by the ratio between the leakage current of the
以上のように、本構成によれば、半導体記憶装置100と同様に、レジュームスタンバイモードでは、ビット線BT及びビット線BBがフローティング状態となるので、GIDLによるビット線から転送トランジスタの基板へのリーク電流が低減できる。
As described above, according to this configuration, similarly to the
また、本構成によれば、ソースレベル制御回路7によって、レジュームスタンバイモードの際にソース線ARVSSは接地電位VSSレベルより浮き上がる。これにより、チャネルリークによるリーク電流をも低減することができる。よって、本構成によれば、更なるリーク電流の低減を実現できる。 Further, according to this configuration, the source line ARVSS is raised from the ground potential VSS level by the source level control circuit 7 in the resume standby mode. Thereby, leakage current due to channel leakage can also be reduced. Therefore, according to this configuration, it is possible to further reduce the leakage current.
その他の実施の形態
なお、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。例えば、実施の形態3及び4にかかる半導体記憶装置のI/O回路2及び動作モード制御回路3を、それぞれ実施の形態2で説明したI/O回路4及び動作モード制御回路5に置き換えることが可能である。
Other Embodiments The present invention is not limited to the above-described embodiments, and can be appropriately changed without departing from the spirit of the present invention. For example, the I /
また、ワード線ドライバ6とソースレベル制御回路7の両方を、上述の実施の形態にかかる半導体記憶装置に設けてもよい。 Further, both the word line driver 6 and the source level control circuit 7 may be provided in the semiconductor memory device according to the above-described embodiment.
上述の実施の形態で説明したトランジスタは例示に過ぎない。同様の動作を実現できるならば、他のトランジスタや、導電型を入れ換えるなど、種々の変更が可能であることは、言うまでもない。 The transistors described in the above embodiments are merely examples. Needless to say, various changes can be made, such as switching other transistors or conductivity types, as long as the same operation can be realized.
以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は既に述べた実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能であることはいうまでもない。 As mentioned above, the invention made by the present inventor has been specifically described based on the embodiments. However, the present invention is not limited to the embodiments already described, and various modifications can be made without departing from the scope of the invention. It goes without saying that it is possible.
1 メモリセル
2、4 I/O回路
3、5 動作モード制御回路
6 ワード線ドライバ
7 ソースレベル制御回路
21 ライトドライバ
22 センスアンプ
23、43 通常動作用プリチャージ回路
24 レジュームスタンバイ復帰用プリチャージ回路
25 ライトカラムスイッチ
26 リードカラムスイッチ
27、47 カラムI/O制御回路
31、34、62、273、322、323、471、611−613 インバータ
32 遅延回路
33 AND回路
35、271、272、615 NAND回路
51 OR回路
61 制御信号生成回路
62 ドライバ回路
63 レジュームスタンバイワード線保持回路
64 復帰用ワード線電源スイッチ
65 ワード線電源スイッチ
100、200、300、400 半導体記憶装置
321 バッファ
614 NOR回路
ARVSS ソース線
BB ビット線
BT ビット線
CPC プリチャージ制御信号
CRSE リードスイッチ制御信号
CWSE ライトスイッチ制御信号
LCM 復帰用ワード線電源スイッチ制御信号
LCMW ワード線電源スイッチ制御信号
LCMWD レジュームスタンバイワード線保持制御信号
LCMWI 反転ワード線電源スイッチ制御信号
LCVDD ワード線ドライバ電源線
N1〜N6、N11、N15、N16、N51、N52 NMOSトランジスタ
P1〜P7、P11、P31〜33、P41、P42、P61、P62、P71 PMOSトランジスタ
PC プリチャージ信号
PSL プリチャージ電源線
RS 動作モード切替信号
RSI 反転動作モード切替信号
RSI_D 遅延反転動作モード切替信号
RSPC レジュームモード復帰プリチャージ信号
VDD 電源電位
VSS 接地電位
WL ワード線
WLS ワード線選択信号
Y0、Y1 Y選択信号
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Memory cell 2, 4 I / O circuit 3, 5 Operation mode control circuit 6 Word line driver 7 Source level control circuit 21 Write driver 22 Sense amplifier 23, 43 Normal operation precharge circuit 24 Resume standby return precharge circuit 25 Write column switch 26 Read column switch 27, 47 Column I / O control circuit 31, 34, 62, 273, 322, 323, 471, 611-613 Inverter 32 Delay circuit 33 AND circuit 35, 271, 272, 615 NAND circuit 51 OR circuit 61 Control signal generation circuit 62 Driver circuit 63 Resume standby word line holding circuit 64 Return word line power switch 65 Word line power switch 100, 200, 300, 400 Semiconductor memory device 321 Buffer 614 NOR circuit ARVS S source line BB bit line BT bit line CPC precharge control signal CRSE read switch control signal CWSE write switch control signal LCM recovery word line power switch control signal LCMW word line power switch control signal LCMWD resume standby word line holding control signal LCMWI inversion Word line power switch control signal LCVDD Word line driver power supply lines N1 to N6, N11, N15, N16, N51, N52 NMOS transistors P1 to P7, P11, P31 to 33, P41, P42, P61, P62, P71 PMOS transistor PC Pre Charge signal PSL Precharge power supply line RS Operation mode switching signal RSI Inversion operation mode switching signal RSI_D Delayed inversion operation mode switching signal RSPC Resume mode return precharge signal VDD Power supply potential VSS Ground potential WL Word line WLS Word line selection signal Y0, Y1 Y selection signal
Claims (5)
複数のワード線と、
複数のビット線対と、
前記複数のワード線のうち1本のワード線及び前記複数のビット線対のうち1対のビット線対にそれぞれが接続される複数のメモリセルと、
前記複数のビット線対ごとに接続され、それぞれが第1プリチャージ回路及び第2プリチャージ回路を含む複数の入出力回路と、
第1制御信号が入力され、第2制御信号を出力する遅延回路と、を備え、
前記第1プリチャージ回路は、
前記電源線と、前記第1プリチャージ回路に接続されたビット線対のうち一方のビット線と、の間にソース・ドレイン経路を有し、ゲート電極に前記第1制御信号が入力される第1のPMOSトランジスタと、
前記電源線と、前記第1プリチャージ回路に接続されたビット線対のうち他方のビット線と、の間にソース・ドレイン経路を有し、ゲート電極に前記第1制御信号が入力される第2のPMOSトランジスタと、を備え、
前記第2プリチャージ回路は、
前記電源線と、前記第2プリチャージ回路に接続されたビット線対のうち一方のビット線と、の間にソース・ドレイン経路を有し、ゲート電極に前記第2制御信号が入力される第3のPMOSトランジスタと、
前記電源線と、前記第2プリチャージ回路に接続されたビット線対のうち他方のビット線と、の間にソース・ドレイン経路を有し、ゲート電極に前記第2制御信号が入力される第4のPMOSトランジスタと、を備え、
前記第1プリチャージ回路は、前記第1制御信号に応じて、前記電源線と、前記第1プリチャージ回路に接続されたビット線対と、を接続し、
前記第2プリチャージ回路は、前記第2制御信号に応じて、前記電源線と、前記第2プリチャージ回路に接続されたビット線対と、を接続し、
前記遅延回路は、縦続接続された複数のバッファを含み、
前記複数のバッファのそれぞれは、前記複数の入出力回路のそれぞれの近傍に配置される、
半導体装置。 A power line;
Multiple word lines,
Multiple bit line pairs;
A plurality of memory cells each connected to one word line of the plurality of word lines and one bit line pair of the plurality of bit line pairs;
A plurality of input / output circuits connected to each of the plurality of bit line pairs, each including a first precharge circuit and a second precharge circuit;
A delay circuit that receives the first control signal and outputs the second control signal,
The first precharge circuit includes:
A source / drain path is provided between the power supply line and one of the bit line pairs connected to the first precharge circuit, and the first control signal is input to the gate electrode. A PMOS transistor;
A source / drain path is provided between the power supply line and the other bit line of the bit line pair connected to the first precharge circuit, and the first control signal is input to the gate electrode. Two PMOS transistors,
The second precharge circuit includes:
A source / drain path is provided between the power supply line and one of the bit line pairs connected to the second precharge circuit, and the second control signal is input to the gate electrode. 3 PMOS transistors;
A source / drain path is provided between the power supply line and the other bit line of the bit line pair connected to the second precharge circuit, and the second control signal is input to the gate electrode. 4 PMOS transistors,
The first precharge circuit connects the power supply line and a bit line pair connected to the first precharge circuit in response to the first control signal.
The second pre-charge circuit in response to the second control signal, to connect said power supply line, and a bit line pair connected to said second precharge circuit,
The delay circuit includes a plurality of cascaded buffers,
Each of the plurality of buffers is disposed in the vicinity of each of the plurality of input / output circuits.
Semiconductor device.
前記フリップフロップ回路は、
第1記憶ノードと、
第2記憶ノードと、
出力が前記第1記憶ノードに接続され、入力が前記第2記憶ノードに接続される第1のCMOSインバータと、
出力が前記第2記憶ノードに接続され、入力が前記第1記憶ノードに接続される第2のCMOSインバータと、
前記第1記憶ノードと、前記メモリセルに接続されたビット線対のうち一方のビット線と、の間にソース・ドレイン経路を有する第1転送NMOSトランジスタと、
前記第2記憶ノードと、前記メモリセルに接続されたビット線対のうち他方のビット線と、の間にソース・ドレイン経路を有するように接続される第2転送NMOSトランジスタと、を備え、
前記第1のCMOSインバータは、第1負荷PMOSトランジスタ及び第1駆動NMOSトランジスタを含み、
前記第2のCMOSインバータは、第2負荷PMOSトランジスタ及び第2駆動NMOSトランジスタを含み、
前記第1転送NMOSトランジスタ及び前記第2転送NMOSトランジスタは、前記メモリセルに接続されたワード線と接続されたゲート電極を有する、
請求項1に記載の半導体装置。 Each of the plurality of memory cells has a flip-flop circuit,
The flip-flop circuit is
A first storage node;
A second storage node;
A first CMOS inverter having an output connected to the first storage node and an input connected to the second storage node;
A second CMOS inverter having an output connected to the second storage node and an input connected to the first storage node;
A first transfer NMOS transistor having a source / drain path between the first storage node and one of the bit line pairs connected to the memory cell;
A second transfer NMOS transistor connected to have a source / drain path between the second storage node and the other bit line of the bit line pair connected to the memory cell;
The first CMOS inverter includes a first load PMOS transistor and a first driving NMOS transistor,
The second CMOS inverter includes a second load PMOS transistor and a second driving NMOS transistor,
The first transfer NMOS transistor and the second transfer NMOS transistor have a gate electrode connected to a word line connected to the memory cell.
The semiconductor device according to claim 1.
前記入出力回路に接続された一対のビット線対と接続されるライトドライバと、
前記入出力回路に接続された前記一対のビット線対と接続されるセンスアンプと、をさらに備える、
請求項2に記載の半導体装置。 Each of the plurality of input / output circuits is
A write driver connected to a pair of bit lines connected to the input / output circuit;
A sense amplifier connected to the pair of bit lines connected to the input / output circuit;
The semiconductor device according to claim 2 .
前記センスアンプは、第2スイッチを介して、前記センスアンプに接続されたビット線対と接続される、
請求項3に記載の半導体装置。 The write driver is connected to a bit line pair connected to the write driver via a first switch,
The sense amplifier is connected to a bit line pair connected to the sense amplifier via a second switch.
The semiconductor device according to claim 3 .
請求項3に記載の半導体装置。 The driving power of the second precharge circuit is greater than the driving power of the first precharge circuit,
The semiconductor device according to claim 3 .
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