JP6577849B2 - 電源回路用起動回路 - Google Patents

Description

本発明は、電源回路用起動回路に関する。

従来、電源回路が起動する際の電力を一時的に供給するための起動回路として、トランジスタ等の半導体素子を用いたものが知られている（特許文献１参照）。

特公平６−２４４３５号公報

上述の従来技術では、半導体素子の耐圧を超える電圧が起動回路に印加されると、半導体素子が破壊されてしまう。

本発明の一態様による電源回路用起動回路は、電源ＩＣにより制御される電源回路を起動するためのものであって、直流電源から前記電源ＩＣへの給電を行うための直列接続された複数の半導体素子と、前記電源ＩＣへの給電の際に前記半導体素子に定電流源状態を維持させるためのクランプ回路または分圧回路と、を備える。前記複数の半導体素子は、前記直流電源側に接続された第１の半導体素子と、前記第１の半導体素子よりも前記電源ＩＣ側に接続された第２の半導体素子と、を含んで構成され、前記第１の半導体素子は、バイポーラトランジスタであり、前記クランプ回路または前記分圧回路は、前記バイポーラトランジスタのベース端子に接続されており、前記ベース端子に印加される電圧が前記第２の半導体素子の耐圧より小さくかつ前記直流電源の電圧から前記第１の半導体素子の耐圧を差し引いた電圧より大きくなるように制御する。
本発明の他の態様による電源回路用起動回路は、電源ＩＣにより制御される電源回路を起動するためのものであって、直流電源から前記電源ＩＣへの給電を行うための直列接続された複数の半導体素子と、前記電源ＩＣへの給電の際に前記半導体素子に定電流源状態を維持させるためのクランプ回路または分圧回路と、を備える。前記複数の半導体素子は、前記直流電源側に接続された第１の半導体素子と、前記第１の半導体素子よりも前記電源ＩＣ側に接続された第２の半導体素子と、を含んで構成され、前記第１の半導体素子は、ＭＯＳＦＥＴであり、前記クランプ回路または前記分圧回路は、前記ＭＯＳＦＥＴのゲート端子に接続されており、前記ゲート端子の電圧が前記第２の半導体素子の耐圧より小さくかつ前記直流電源の電圧から前記第１の半導体素子の耐圧を差し引いた電圧より大きくなるように制御する。
本発明のさらに別の態様による電源回路用起動回路は、電源ＩＣにより制御される電源回路を起動するためのものであって、前記電源ＩＣへの給電を行うための直列接続された複数の半導体素子と、前記電源ＩＣへの給電の際に前記半導体素子に定電流源状態を維持させるためのクランプ回路および分圧回路と、を備える。前記複数の半導体素子のうち最下段の半導体素子は、バイポーラトランジスタであり、前記複数の半導体素子のうち前記最下段の半導体素子以外の半導体素子は、ＭＯＳＦＥＴであり、前記クランプ回路は、前記バイポーラトランジスタのベース端子に接続されており、前記ベース端子に流入する電流を制御することで、前記バイポーラトランジスタに前記定電流源状態を維持させ、前記分圧回路は、前記ＭＯＳＦＥＴのゲート端子に接続されており、前記ゲート端子の電圧を制御することで、前記ＭＯＳＦＥＴに前記定電流源状態を維持させる。

本発明によれば、半導体素子の耐圧を超える電圧が起動回路に印加されても、半導体素子が破壊されてしまうのを防ぐことができる。

本発明の一実施形態に係る電源回路用起動回路を含む電源回路の構成を示す図である。 本発明の第１の実施形態に係る起動回路の構成を示す図である。 本発明の第２の実施形態に係る起動回路の構成を示す図である。 本発明の第３の実施形態に係る起動回路の構成を示す図である。 本発明の第４の実施形態に係る起動回路の構成を示す図である。 本発明の第５の実施形態に係る起動回路の構成を示す図である。 本発明の第６の実施形態に係る起動回路の構成を示す図である。 各電圧の変化の様子を示す図である。

以下に図面を参照して、本発明の実施形態について説明する。

図１は、本発明の一実施形態に係る電源回路用起動回路を含む電源回路１００の構成を示す図である。電源回路１００は、起動回路１０１、電源ＩＣ１０３、ダイオード１０４、ダイオード１０５、抵抗１０６、ツェナーダイオード１０７、フィードバック出力回路１０８、分圧抵抗１０９、トランジスタ１１０、トランス１１１、ダイオード１１２および平滑コンデンサ１１３を有する。電源回路１００は、コンタクタ１１６を介してバッテリ１０２に接続されると共に、複数の負荷１１４に接続されている。電源回路１００は、バッテリ１０２の電圧を昇圧または降圧し、負荷１１４に電力を供給するものである。

バッテリ１０２は、たとえばニッケル水素バッテリやリチウムイオンバッテリなどを用いて構成される。コンタクタ１１６は、外部からの切替信号に応じて動作し、バッテリ１０２と電源回路１００の間を導通または遮断する。平滑コンデンサ１１５は、バッテリ１０２に対して電源回路１００と並列に接続されており、バッテリ１０２からの出力電圧の変動を抑制する。

起動回路１０１は、電源回路１００を起動するための回路である。起動回路１０１は、コンタクタ１１６がオンされて電源回路１００がバッテリ１０２に電気的に接続されると、バッテリ１０２からの電力を用いて電源ＩＣ１０３に一時的に給電を行うことで、電源ＩＣ１０３を立ち上げて電源回路１００を起動させる。電源回路１００が起動した後は、フィードバック出力回路１０８により電源ＩＣ１０３への給電が行われる。

電源ＩＣ１０３は、フィードバック出力回路１０８内に設けられた分圧抵抗１０９Ａによって分圧された電圧を監視して、当該電圧が一定となるように、トランジスタ１１０にオンオフの信号を伝送する。これにより、電源回路１００から負荷１１４に対して一定の電圧で電力供給が行われるように、電源回路１００を制御する。

ダイオード１０４および１０５は、電源ＩＣ１０３に給電を行う回路を起動回路１０１からフィードバック出力回路１０８へと切り替えるためのものである。電源回路１００の起動時には、ダイオード１０４の出力電圧がダイオード１０５の出力電圧よりも高いため、バッテリ１０２より起動回路１０１およびダイオード１０４を介して、電源ＩＣ１０３への給電が行われる。電源回路１００の起動後には、フィードバック出力回路１０８内に設けられたコンデンサ１０９Ｂの電圧が所定の電圧を超えると、ダイオード１０５の出力電圧がダイオード１０４の出力電圧よりも高くなる。そのため、フィードバック出力回路１０８よりダイオード１０５を介して、電源ＩＣ１０３への給電が行われる。抵抗１０６は、起動回路１０１またはフィードバック出力回路１０８から電源ＩＣ１０３へ出力される電流を調節する。ツェナーダイオード１０７は、起動回路１０１またはフィードバック出力回路１０８から電源ＩＣ１０３へ出力される電圧をクランプする。

トランス１１１は、バッテリ１０２からの出力電圧を変換し、負荷１１４およびフィードバック出力回路１０８に出力する。図１の例では、６個の負荷１１４がトランス１１１に接続されているため、トランス１１１は、バッテリ１０２側の巻線を１相と、負荷１１４側の巻線を６相と、フィードバック出力回路１０８側の巻線を１相有しており、合計で８巻線により構成される。

トランジスタ１１０は、電源ＩＣ１０３の制御に応じて導通または遮断する。トランジスタ１１０の導通時には、トランス１１１のバッテリ１０２側の巻線が充電される。トランジスタ１１０の遮断時には、バッテリ１０２側の巻線に充電されたエネルギーが、トランス１１１のコアおよびギャップを介して、負荷１１４側の巻線およびフィードバック出力回路１０８側の巻線へと伝送される。

ダイオード１１２は、トランジスタ１１０の導通時には、トランス１１１の負荷１１４側の巻線に流れる電流を遮断し、トランジスタ１１０の遮断時には、トランス１１１の負荷１１４側の巻線に流れる電流を通過させてコンデンサ１１３を充電する。コンデンサ１１３は、負荷１１４に印加される電圧を安定させるためのものである。

次に、起動回路１０１の詳細について説明する。起動回路１０１は、様々な回路構成により実現することができる。以下の各実施形態では、起動回路１０１の回路構成例を説明する。

（第１の実施形態）
図２は、本発明の第１の実施形態に係る起動回路１０１の構成を示す図である。本実施形態では、２つのバイポーラトランジスタを直列接続した起動回路１０１の回路構成例を説明する。図２に示すように、本実施形態の起動回路１０１は、直列接続されたバイポーラトランジスタ２０１、２０２と、クランプ回路２０３、２０４により構成されている。

バイポーラトランジスタ２０１、２０２は、バッテリ１０２からの電力により、ダイオード１０４を介して図１の電源ＩＣ１０３に給電を行うためのものである。バイポーラトランジスタ２０１は、コレクタ端子がバッテリ１０２および平滑コンデンサ１１５の正側端子に接続され、エミッタ端子がバイポーラトランジスタ２０２のコレクタ端子に接続され、ベース端子がクランプ回路２０３に接続されている。バイポーラトランジスタ２０２は、コレクタ端子がバイポーラトランジスタ２０１のエミッタ端子に接続され、エミッタ端子がダイオード１０４のアノード端子に接続され、ベース端子がクランプ回路２０４に接続されている。

クランプ回路２０３、２０４は、電源ＩＣ１０３への給電の際にバイポーラトランジスタ２０１、２０２に定電流源状態をそれぞれ維持させるためのものである。なお、本実施形態において定電流源状態とは、バイポーラトランジスタ２０１、２０２が完全な導通状態とならずに、バイポーラトランジスタ２０１、２０２のコレクタ−エミッタ間に流れる電流が略一定の状態のことである。クランプ回路２０３、２０４により、バイポーラトランジスタ２０１、２０２のベース端子に流入する電流をそれぞれ適切に制御することで、バイポーラトランジスタ２０１、２０２を定電流源状態に維持させることができる。

クランプ回路２０３は、抵抗２０５、ツェナーダイオード２０６およびコンデンサ２０７で構成される。抵抗２０５は、ツェナーダイオード２０６とバイポーラトランジスタ２０１のベース端子にそれぞれ流れる電流を調節する。ツェナーダイオード２０６は、バイポーラトランジスタ２０１のエミッタ端子電圧を、ベース端子電圧を介してクランプするものである。ツェナーダイオード２０６の降伏電圧は、バイポーラトランジスタ２０１、２０２のコレクタ−エミッタ間にこれらの耐圧を超えるような電圧がそれぞれ印加されないような電圧として設定される。すなわち、ツェナーダイオード２０６の降伏電圧に応じてバイポーラトランジスタ２０１のベース端子電圧が調節されることで、バイポーラトランジスタ２０１、２０２のコレクタ−エミッタ間の電圧が、それぞれ耐電圧を超えないように調節される。コンデンサ２０７は、ツェナーダイオード２０６の発生するノイズを低減するものである。

クランプ回路２０４は、抵抗２０８、ツェナーダイオード２０９およびコンデンサ２１０で構成される。抵抗２０８は、ツェナーダイオード２０９とバイポーラトランジスタ２０２のベース端子にそれぞれ流れる電流を調節する。ツェナーダイオード２０９は、バイポーラトランジスタ２０２のエミッタ端子電圧を、ベース端子電圧を介してクランプするものである。ツェナーダイオード２０９の降伏電圧は、電源ＩＣ１０３に供給する電力に応じて設定される。すなわち、ツェナーダイオード２０９の降伏電圧に応じてバイポーラトランジスタ２０２のベース端子電圧が調節されることで、起動回路１０１から電源ＩＣ１０３への供給電力が調節される。コンデンサ２１０は、ツェナーダイオード２０９の発生するノイズを低減するものである。

続いて、図２に示した回路構成による本実施形態の起動回路１０１の動作について説明する。まず、電源回路１００がバッテリ１０２に接続された直後であり、平滑コンデンサ１１５の電圧がツェナーダイオード２０６の降伏電圧未満の場合を考える。この場合、ツェナーダイオード２０６は開放状態となるため、抵抗２０５にはほとんど電流が流れず、バイポーラトランジスタ２０１のベース端子電圧は、平滑コンデンサ１１５の電圧とほぼ等しくなる。このとき、バイポーラトランジスタ２０１の作用により、バイポーラトランジスタ２０１のエミッタ端子電圧も、バッテリ１０２の電圧とほぼ等しくなる。その結果、バイポーラトランジスタ２０１のコレクタ−エミッタ間に印加される電圧は、ほぼ０となる。一方、バイポーラトランジスタ２０２のコレクタ−エミッタ間には、バッテリ１０２の電圧とほぼ同程度の電圧が印加される。

次に、平滑コンデンサ１１５の電圧がバッテリ１０２の電圧に応じて上昇し、ツェナーダイオード２０６の降伏電圧以上となった場合を考える。この場合、ツェナーダイオード２０６により、バイポーラトランジスタ２０１のベース端子電圧はクランプされて降伏電圧とほぼ等しくなる。このとき、バイポーラトランジスタ２０１の作用により、バイポーラトランジスタ２０１のエミッタ端子電圧も、ツェナーダイオード２０６の降伏電圧とほぼ等しくなる。その結果、バイポーラトランジスタ２０１のコレクタ−エミッタ間には、平滑コンデンサ１１５の電圧（バッテリ１０２の電圧）からツェナーダイオード２０６の降伏電圧を差し引いた分の電圧が印加される。一方、バイポーラトランジスタ２０２のコレクタ−エミッタ間には、ツェナーダイオード２０６の降伏電圧とほぼ同程度の電圧が印加される。

以上説明したように、バイポーラトランジスタ２０１のコレクタ−エミッタ間に印加される電圧の最大値は、平滑コンデンサ１１５の電圧（バッテリ１０２の電圧）からツェナーダイオード２０６の降伏電圧を差し引いたものである。一方、バイポーラトランジスタ２０２のコレクタ−エミッタ間に印加される電圧の最大値は、ツェナーダイオード２０６の降伏電圧である。したがって、ツェナーダイオード２０６の降伏電圧を適切に調整することで、バイポーラトランジスタ２０１、２０２のコレクタ−エミッタ間の印加電圧がそれぞれ耐圧を超えないようにし、これらの半導体素子が破壊されるのを防止できる。

以上説明した本発明の第１の実施形態によれば、電源ＩＣ１０３により制御される電源回路１００を起動するための起動回路１０１は、電源ＩＣ１０３への給電を行うための直列接続された半導体素子であるバイポーラトランジスタ２０１、２０２と、電源ＩＣ１０３への給電の際にバイポーラトランジスタ２０１、２０２に定電流源状態を維持させるためのクランプ回路２０３、２０４とを備える。クランプ回路２０３、２０４は、バイポーラトランジスタ２０１、２０２のベース端子にそれぞれ接続されており、これらのベース端子に流入する電流を制御することで、バイポーラトランジスタ２０１、２０２に定電流源状態を維持させるようにする。このようにしたので、バイポーラトランジスタ２０１、２０２のコレクタ−エミッタ間にそれぞれ印加される電圧を分散することができる。その結果、半導体素子であるバイポーラトランジスタ２０１、２０２の耐圧を超える電圧が起動回路１０１に印加されても、これらの半導体素子が破壊されてしまうのを防ぐことができる。

（第２の実施形態）
図３は、本発明の第２の実施形態に係る起動回路１０１の構成を示す図である。本実施形態では、２つのＭＯＳＦＥＴを直列接続した起動回路１０１の回路構成例を説明する。図３に示すように、本実施形態の起動回路１０１は、直列接続されたＭＯＳＦＥＴ２５１、２５２と、クランプ回路２０３、２０４により構成されている。すなわち、本実施形態の起動回路１０１の回路構成は、図２で説明した第１の実施形態の回路構成におけるバイポーラトランジスタ２０１、２０２を、それぞれＭＯＳＦＥＴ２５１、２５２に置き換えたものである。

ＭＯＳＦＥＴ２５１、２５２は、図２のバイポーラトランジスタ２０１、２０２と同様に、バッテリ１０２からの電力により、ダイオード１０４を介して図１の電源ＩＣ１０３に給電を行うためのものである。ＭＯＳＦＥＴ２５１は、ドレイン端子がバッテリ１０２および平滑コンデンサ１１５の正側端子に接続され、ソース端子がＭＯＳＦＥＴ２５２のドレイン端子に接続され、ゲート端子がクランプ回路２０３に接続されている。ＭＯＳＦＥＴ２５２は、ドレイン端子がＭＯＳＦＥＴ２５１のソース端子に接続され、ソース端子がダイオード１０４のアノード端子に接続され、ゲート端子がクランプ回路２０４に接続されている。

本実施形態におけるクランプ回路２０３、２０４は、電源ＩＣ１０３への給電の際にＭＯＳＦＥＴ２５１、２５２に定電流源状態をそれぞれ維持させるためのものである。なお、本実施形態において定電流源状態とは、ＭＯＳＦＥＴ２５１、２５２が完全な導通状態とならずに、ＭＯＳＦＥＴ２５１、２５２のドレイン−ソース間に流れる電流が略一定の状態のことである。クランプ回路２０３、２０４により、ＭＯＳＦＥＴ２５１、２５２のゲート端子電圧をそれぞれ適切に制御することで、ＭＯＳＦＥＴ２５１、２５２を定電流源状態に維持させることができる。

続いて、図３に示した回路構成による本実施形態の起動回路１０１の動作について説明する。電源回路１００がバッテリ１０２に接続されると、平滑コンデンサ１１５の電圧が上昇し、それに応じてＭＯＳＦＥＴ２５１、２５２のゲート端子電圧がそれぞれ上昇する。ゲート端子電圧が上昇すると、ＭＯＳＦＥＴ２５１は遮断状態から導通状態に移行しようとするため、ＭＯＳＦＥＴ２５１のソース端子電圧が上昇する。しかし、ＭＯＳＦＥＴ２５１のゲート−ソース間の電圧が所定の閾値電圧以下になると、ソース端子電圧の上昇は停止する。その結果、ＭＯＳＦＥＴ２５１では、ゲート端子電圧が上昇すると、ゲート−ソース間の電圧を一定に維持した状態で、ソース端子電圧も上昇する。また、ＭＯＳＦＥＴ２５２でも同様に、ゲート端子電圧が上昇すると、ゲート−ソース間の電圧を一定に維持した状態で、ソース端子電圧も上昇する。すなわち、ＭＯＳＦＥＴ２５１、２５２のソース端子電圧は、ゲート端子電圧よりも数Ｖ程度低い状態を維持したままで、それぞれのゲート端子電圧に追従する。

以上説明したように、ＭＯＳＦＥＴ２５１、２５２のソース端子電圧は、それぞれのゲート端子電圧に応じて決定され、それに応じてＭＯＳＦＥＴ２５１、２５２のドレイン−ソース間に印加される電圧も決定される。したがって、ツェナーダイオード２０６、２０９の降伏電圧をそれぞれ適切に調整することで、第１の実施形態と同様に、ＭＯＳＦＥＴ２５１、２５２のドレイン−ソース間の印加電圧がそれぞれ耐圧を超えないようにし、これらの半導体素子が破壊されるのを防止できる。

以上説明した本発明の第２の実施形態によれば、電源ＩＣ１０３により制御される電源回路１００を起動するための起動回路１０１は、電源ＩＣ１０３への給電を行うための直列接続された半導体素子であるＭＯＳＦＥＴ２５１、２５２と、電源ＩＣ１０３への給電の際にＭＯＳＦＥＴ２５１、２５２に定電流源状態を維持させるためのクランプ回路２０３、２０４とを備える。クランプ回路２０３、２０４は、ＭＯＳＦＥＴ２５１、２５２のゲート端子にそれぞれ接続されており、これらのゲート端子の電圧を制御することで、ＭＯＳＦＥＴ２５１、２５２に定電流源状態を維持させるようにする。このようにしたので、ＭＯＳＦＥＴ２５１、２５２のドレイン−ソース間にそれぞれ印加される電圧を分散することができる。その結果、半導体素子であるＭＯＳＦＥＴ２５１、２５２の耐圧を超える電圧が起動回路１０１に印加されても、これらの半導体素子が破壊されてしまうのを防ぐことができる。

（第３の実施形態）
図４は、本発明の第３の実施形態に係る起動回路１０１の構成を示す図である。本実施形態では、分圧回路を設けた起動回路１０１の回路構成例を説明する。図４に示すように、本実施形態の起動回路１０１は、直列接続されたバイポーラトランジスタ４０１、４０２と、分圧回路４０３、４０４により構成されている。すなわち、本実施形態の起動回路１０１の回路構成は、図２で説明した第１の実施形態の回路構成におけるクランプ回路２０３、２０４を、それぞれ分圧回路４０３、４０４に置き換えたものである。

バイポーラトランジスタ４０１、４０２は、図２のバイポーラトランジスタ２０１、２０２と同様に、バッテリ１０２からの電力により、ダイオード１０４を介して図１の電源ＩＣ１０３に給電を行うためのものである。バイポーラトランジスタ４０１は、コレクタ端子がバッテリ１０２および平滑コンデンサ１１５の正側端子に接続され、エミッタ端子がバイポーラトランジスタ４０２のコレクタ端子に接続され、ベース端子が分圧回路４０３に接続されている。バイポーラトランジスタ４０２は、コレクタ端子がバイポーラトランジスタ４０１のエミッタ端子に接続され、エミッタ端子がダイオード１０４のアノード端子に接続され、ベース端子が分圧回路４０４に接続されている。

分圧回路４０３、４０４は、図２のクランプ回路２０３、２０４と同様に、電源ＩＣ１０３への給電の際にバイポーラトランジスタ４０１、４０２に定電流源状態をそれぞれ維持させるためのものである。分圧回路４０３は、抵抗４０５および抵抗４０６で構成されており、これらの抵抗比によって定まる分圧比により、バイポーラトランジスタ４０１のベース端子電圧が調節される。たとえば、抵抗４０５の抵抗値と抵抗４０６の抵抗値とが等しくなるように設定することができる。分圧回路４０４は、抵抗４０７および抵抗４０８で構成されており、これらの抵抗比によって定まる分圧比により、バイポーラトランジスタ４０２のベース端子電圧が調節される。抵抗４０７、４０８の抵抗値は、電源ＩＣ１０３に供給する電力に応じて設定される。

なお、バイポーラトランジスタ４０２のベース端子電圧は、バイポーラトランジスタ４０１のベース端子電圧と比較して、できる限り小さくなるように設定することが好ましい。これは、バイポーラトランジスタ４０２のベース端子電圧がバイポーラトランジスタ４０１のベース端子電圧に近いと、バイポーラトランジスタ４０１が導通状態に移行しにくくなるためである。また、バイポーラトランジスタ４０２のベース端子電圧が大きいと、エミッタ端子電圧も大きくなり、電源ＩＣ１０３に供給する電力が過剰になってしまうためでもある。

ここで、前述のように分圧回路４０３において、抵抗４０５の抵抗値と抵抗４０６の抵抗値とが等しくなるように分圧比を設定すると、バイポーラトランジスタ４０１のベース端子電圧は、平滑コンデンサ１１５の電圧（バッテリ１０２の電圧）の半分になる。このとき、バイポーラトランジスタ４０１の作用により、バイポーラトランジスタ４０１のエミッタ端子電圧も、平滑コンデンサ１１５の電圧（バッテリ１０２の電圧）のほぼ半分になる。その結果、バイポーラトランジスタ４０１のコレクタ−エミッタ間には、平滑コンデンサ１１５の電圧（バッテリ１０２の電圧）のほぼ半分の電圧が印加される。また、バイポーラトランジスタ４０２のコレクタ−エミッタ間にも同様に、平滑コンデンサ１１５の電圧（バッテリ１０２の電圧）のほぼ半分の電圧が印加される。

以上説明したように、バイポーラトランジスタ４０１、４０２のコレクタ−エミッタ間に印加される電圧は、共にバッテリ１０２の電圧のほぼ半分となり、均等化される。したがって、分圧回路４０３の分圧比を適切に調整することで、バイポーラトランジスタ４０１、４０２のコレクタ−エミッタ間の印加電圧がそれぞれ耐圧を超えないようにし、これらの半導体素子が破壊されるのを防止できる。また、バッテリ１０２の電圧の大きさに関係なく、バイポーラトランジスタ４０１、４０２のコレクタ−エミッタ間電圧を均等化できるため、電源ＩＣ１０３に給電する際のバイポーラトランジスタ４０１、４０２の消費電力を均等化させることができる。その結果、耐熱性の低い低廉な素子を用いても、起動回路１０１に必要な使用可能時間を確保することができる。さらに、抵抗のみで分圧回路４０３、４０４を構成できるため、低廉化が可能である。

以上説明した本発明の第３の実施形態によれば、電源ＩＣ１０３により制御される電源回路１００を起動するための起動回路１０１は、電源ＩＣ１０３への給電を行うための直列接続された半導体素子であるバイポーラトランジスタ４０１、４０２と、電源ＩＣ１０３への給電の際にバイポーラトランジスタ４０１、４０２に定電流源状態を維持させるための分圧回路４０３、４０４とを備える。分圧回路４０３、４０４は、バイポーラトランジスタ４０１、４０２のベース端子にそれぞれ接続されており、これらのベース端子に流入する電流を制御することで、バイポーラトランジスタ４０１、４０２に定電流源状態を維持させるようにする。このようにしたので、第１の実施形態と同様に、バイポーラトランジスタ４０１、４０２のコレクタ−エミッタ間にそれぞれ印加される電圧を分散することができる。その結果、半導体素子であるバイポーラトランジスタ４０１、４０２の耐圧を超える電圧が起動回路１０１に印加されても、これらの半導体素子が破壊されてしまうのを防ぐことができる。

（第４の実施形態）
図５は、本発明の第４の実施形態に係る起動回路１０１の構成を示す図である。本実施形態では、２つのＭＯＳＦＥＴを直列接続し、分圧回路を設けた起動回路１０１の回路構成例を説明する。図５に示すように、本実施形態の起動回路１０１は、直列接続されたＭＯＳＦＥＴ４５１、４５２と、分圧回路４０３、４０４により構成されている。すなわち、本実施形態の起動回路１０１の回路構成は、図４で説明した第３の実施形態の回路構成におけるバイポーラトランジスタ４０１、４０２を、それぞれＭＯＳＦＥＴ４５１、４５２に置き換えたものである。

ＭＯＳＦＥＴ４５１、４５２は、図４のバイポーラトランジスタ４０１、４０２と同様に、バッテリ１０２からの電力により、ダイオード１０４を介して図１の電源ＩＣ１０３に給電を行うためのものである。ＭＯＳＦＥＴ４５１は、ドレイン端子がバッテリ１０２および平滑コンデンサ１１５の正側端子に接続され、ソース端子がＭＯＳＦＥＴ４５２のドレイン端子に接続され、ゲート端子が分圧回路４０３に接続されている。ＭＯＳＦＥＴ４５２は、ドレイン端子がＭＯＳＦＥＴ４５１のソース端子に接続され、ソース端子がダイオード１０４のアノード端子に接続され、ゲート端子が分圧回路４０４に接続されている。

本実施形態における分圧回路４０３、４０４は、電源ＩＣ１０３への給電の際にＭＯＳＦＥＴ４５１、４５２に定電流源状態をそれぞれ維持させるためのものである。すなわち、分圧回路４０３、４０４により、ＭＯＳＦＥＴ４５１、４５２のゲート端子電圧をそれぞれ適切に制御することで、ＭＯＳＦＥＴ４５１、４５２を定電流源状態に維持させることができる。

電源回路１００がバッテリ１０２に接続されると、平滑コンデンサ１１５の電圧が上昇し、それに応じてＭＯＳＦＥＴ４５１、４５２のゲート端子電圧がそれぞれ上昇する。このとき第２の実施形態で説明したのと同様に、ＭＯＳＦＥＴ４５１、４５２では、ゲート端子電圧が上昇すると、ゲート−ソース間の電圧を一定に維持した状態で、ソース端子電圧もそれぞれ上昇する。すなわち、ＭＯＳＦＥＴ４５１、４５２のソース端子電圧は、ゲート端子電圧よりも数Ｖ程度低い状態を維持したままで、それぞれのゲート端子電圧に追従する。

以上説明したように、ＭＯＳＦＥＴ４５１、４５２のソース端子電圧は、それぞれのゲート端子電圧に応じて決定され、それに応じてＭＯＳＦＥＴ４５１、４５２のドレイン−ソース間に印加される電圧も決定される。したがって、分圧回路４０３、４０４の分圧比をそれぞれ適切に調整することで、第３の実施形態と同様に、ＭＯＳＦＥＴ４５１、４５２のドレイン−ソース間の印加電圧がそれぞれ耐圧を超えないようにし、これらの半導体素子が破壊されるのを防止できる。また、バッテリ１０２の電圧の大きさに関係なく、ＭＯＳＦＥＴ４５１、４５２のドレイン−ソース間電圧を均等化できるため、電源ＩＣ１０３に給電する際のＭＯＳＦＥＴ４５１、４５２の消費電力を均等化させることができる。その結果、耐熱性の低い低廉な素子を用いても、起動回路１０１に必要な使用可能時間を確保することができる。さらに、抵抗のみで分圧回路４０３、４０４を構成できるため、低廉化が可能である。

以上説明した本発明の第４の実施形態によれば、電源ＩＣ１０３により制御される電源回路１００を起動するための起動回路１０１は、電源ＩＣ１０３への給電を行うための直列接続された半導体素子であるＭＯＳＦＥＴ４５１、４５２と、電源ＩＣ１０３への給電の際にＭＯＳＦＥＴ４５１、４５２に定電流源状態を維持させるための分圧回路４０３、４０４とを備える。分圧回路４０３、４０４は、ＭＯＳＦＥＴ４５１、４５２のゲート端子にそれぞれ接続されており、これらのゲート端子の電圧を制御することで、ＭＯＳＦＥＴ４５１、４５２に定電流源状態を維持させるようにする。このようにしたので、第２の実施形態と同様に、ＭＯＳＦＥＴ４５１、４５２のドレイン−ソース間にそれぞれ印加される電圧を分散することができる。その結果、半導体素子であるＭＯＳＦＥＴ４５１、４５２の耐圧を超える電圧が起動回路１０１に印加されても、これらの半導体素子が破壊されてしまうのを防ぐことができる。

（第５の実施形態）
なお、以上説明した第１〜第４の各実施形態は、任意に組み合わせてもよい。たとえば、第３の実施形態で説明した図４の回路構成において、直列接続されたバイポーラトランジスタ４０１、４０２のうち一方は、ＭＯＳＦＥＴでも代用可能である。また、図４の回路構成において、バイポーラトランジスタ４０１、４０２のベース端子にそれぞれ接続される分圧回路４０３、４０４のうち一方は、クランプ回路でも代用可能である。本実施形態では、その一例を説明する。

図６は、本発明の第５の実施形態に係る起動回路１０１の構成を示す図である。図６に示すように、本実施形態の起動回路１０１は、直列接続されたＭＯＳＦＥＴ６０１およびバイポーラトランジスタ４０２と、分圧回路４０３およびクランプ回路６０４により構成されている。すなわち、本実施形態の起動回路１０１の回路構成は、図４で説明した第３の実施形態の回路構成におけるバイポーラトランジスタ４０１をＭＯＳＦＥＴ６０１に置き換えると共に、分圧回路４０４を図２、３のクランプ回路２０４と同様のクランプ回路６０４に置き換えたものである。クランプ回路６０４は、抵抗６０８、ツェナーダイオード６０９およびコンデンサ６１０で構成される。

本実施形態では、上段の半導体素子をＭＯＳＦＥＴ６０１にすることで、ＭＯＳＦＥＴ６０１の制御端子すなわちゲート端子に流れ出す電流をほぼ０にすることができる。そのため、バイポーラトランジスタを採用した場合と比べて、分圧回路４０３の抵抗４０５における電圧降下をほぼなくすことができる。また、下段の半導体素子をＭＯＳＦＥＴに比べて特性のばらつきが小さいバイポーラトランジスタ４０２とすることで、バイポーラトランジスタ４０２のエミッタ端子電圧のばらつきを小さくすることができる。そのため、電源ＩＣ１０３への供給電圧の精度を向上させることができる。

さらに、上段のＭＯＳＦＥＴ６０１に抵抗４０５、４０６の抵抗値が等しい分圧回路４０３を接続することで、バッテリ１０２の電圧の大きさに関係なく、上下段の半導体素子の印加電圧を均等化できる。また、下段のバイポーラトランジスタ４０２にクランプ回路６０４を接続することで、バイポーラトランジスタ４０２のエミッタ端子電圧をクランプし、電源ＩＣ１０３に過剰な電力が供給されるのを防ぐことができる。

以上説明した本発明の第５の実施形態によれば、起動回路１０１において、直列接続された２つの半導体素子のうち最下段の半導体素子はバイポーラトランジスタ４０２であり、それ以外の半導体素子はＭＯＳＦＥＴ６０１である。この起動回路１０１は、バイポーラトランジスタ４０２のベース端子に接続されており、そのベース端子に流入する電流を制御することで、バイポーラトランジスタ４０２に定電流源状態を維持させるクランプ回路６０４と、ＭＯＳＦＥＴ６０１のゲート端子に接続されており、そのゲート端子の電圧を制御することで、ＭＯＳＦＥＴ６０１に定電流源状態を維持させる分圧回路４０３とを備える。このようにしたので、上記のような作用効果を奏するように、起動回路１０１の回路構成を最適化することができる。

なお、以上説明した第５の実施形態では、３つ以上の半導体素子を直列に接続してもよい。この場合、最下段の半導体素子のみをバイポーラトランジスタとし、そのベース端子にクランプ回路を接続すると共に、最下段の半導体素子以外の半導体素子をＭＯＳＦＥＴとし、それぞれのゲート端子に分圧回路を接続することが好ましい。このようにすれば、上記のような作用効果を奏することができる。

（第６の実施形態）
なお、以上説明した第１、第２の各実施形態において、直列接続されたバイポーラトランジスタ２０１および２０２、またはＭＯＳＦＥＴ２５１および２５２にそれぞれ接続されているクランプ回路２０３、２０４を共通化してもよい。本実施形態では、第１の実施形態においてクランプ回路２０３、２０４を共通化した例を説明する。

図７は、本発明の第６の実施形態に係る起動回路１０１の構成を示す図である。図７に示すように、本実施形態の起動回路１０１は、直列接続されたバイポーラトランジスタ７０１、７０２と、これらに共通に接続されているクランプ回路７０３により構成されている。すなわち、本実施形態の起動回路１０１の回路構成は、図２で説明した第１の実施形態の回路構成におけるバイポーラトランジスタ２０１、２０２と同様のバイポーラトランジスタ７０１、７０２を備え、クランプ回路２０３、２０４を１つのクランプ回路７０３に置き換えたものである。

バイポーラトランジスタ７０１、７０２は、図２のバイポーラトランジスタ２０１、２０２と同様に、バッテリ１０２からの電力により、ダイオード１０４を介して図１の電源ＩＣ１０３に給電を行うためのものである。バイポーラトランジスタ７０１は、コレクタ端子がバッテリ１０２および平滑コンデンサ１１５の正側端子に接続され、エミッタ端子がバイポーラトランジスタ７０２のコレクタ端子に接続され、ベース端子がクランプ回路７０３に接続されている。バイポーラトランジスタ７０２は、コレクタ端子がバイポーラトランジスタ７０１のエミッタ端子に接続され、エミッタ端子がダイオード１０４のアノード端子に接続され、ベース端子がクランプ回路７０３に接続されている。

クランプ回路７０３は、抵抗７０４、抵抗７０５、ツェナーダイオード７０６およびコンデンサ７０７で構成される。抵抗７０４は、平滑コンデンサ１１５の正側端子とバイポーラトランジスタ７０１のベース端子の間に接続されている。抵抗７０５は、バイポーラトランジスタ７０１のベース端子とバイポーラトランジスタ７０２のベース端子の間に接続されている。ツェナーダイオード７０６は、バイポーラトランジスタ７０２のエミッタ端子電圧を、ベース端子電圧を介して調節（クランプ）するものである。コンデンサ７０７は、ツェナーダイオード７０６の発生するノイズを低減するものである。

図７の回路構成において、バイポーラトランジスタ７０１、７０２のコレクタ−エミッタ間電圧の比率は、抵抗７０４、７０５の抵抗値の比率に等しくなる。したがって、抵抗７０４、７０５の抵抗値を等しくすることで、バイポーラトランジスタ７０１、７０２のコレクタ−エミッタ間電圧をほぼ均一化することができる。この点について、以下に詳しく説明する。なお以下の説明では、図７に示すように、バイポーラトランジスタ７０１のコレクタ端子電圧（平滑コンデンサ１１５の電圧）、エミッタ端子電圧（バイポーラトランジスタ７０２のコレクタ端子電圧）をそれぞれＶｈ、Ｖｅ１とし、これらの差、すなわちバイポーラトランジスタ７０１のコレクタ−エミッタ間電圧をＶｃｅ１とする。また、バイポーラトランジスタ７０２のエミッタ端子電圧をＶｅ２とし、これとコレクタ端子電圧Ｖｅ１との差、すなわちバイポーラトランジスタ７０１のコレクタ−エミッタ間電圧をＶｃｅ２とする。

図８は、上記の各電圧Ｖｈ、Ｖｅ１、Ｖｅ２、Ｖｃｅ１、Ｖｃｅ２の変化の様子を示す図である。図８において、前半の期間ＤＢ１は、バイポーラトランジスタ７０１のコレクタ端子電圧Ｖｈが０から最大値Ｖｈｍａｘに上昇するまでの期間である。また、後半の期間ＤＢ２は、バイポーラトランジスタ７０１のコレクタ端子電圧Ｖｈが最大値Ｖｈｍａｘに達した後の期間である。

期間ＤＢ１において、図７のツェナーダイオード７０６に印加される電圧が所定の降伏電圧未満であるときには、抵抗７０４、７０５を介してバイポーラトランジスタ７０１、７０２のベース端子に電流が流れないため、電源ＩＣ１０３への給電は行われない。ツェナーダイオード７０６に印加される電圧が降伏電圧を超えると、抵抗７０４、７０５を介してバイポーラトランジスタ７０１、７０２のベース端子に電流が流入し、電源ＩＣ１０３への給電が開始される。このとき前述のように抵抗７０４、７０５の抵抗値が等しいと、バイポーラトランジスタ７０１のベース端子電圧は、コレクタ端子電圧Ｖｈにツェナーダイオード７０６の降伏電圧を加えた電圧の半分となる。そのため、バイポーラトランジスタ７０１の作用により、エミッタ端子電圧Ｖｅ１もベース端子電圧と同様に、コレクタ端子電圧Ｖｈにツェナーダイオード７０６の降伏電圧を加えた電圧の半分にほぼ等しくなる。バイポーラトランジスタ７０１のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅ１は、コレクタ端子電圧Ｖｈからエミッタ端子電圧Ｖｅ１を引いた値であるため、ツェナーダイオード７０６の降伏電圧をＶｚとすると、以下の式（１）で求められる。
Ｖｃｅ１＝Ｖｈ−（Ｖｈ＋Ｖｚ）／２＝（Ｖｈ−Ｖｚ）／２ ・・・（１）

一方、バイポーラトランジスタ７０２のベース端子電圧は、ツェナーダイオード７０６の降伏電圧と同等である。そのため、バイポーラトランジスタ７０２の作用により、エミッタ端子電圧Ｖｅ２もベース端子電圧と同様に、ツェナーダイオード７０６の降伏電圧にほぼ等しくなる。バイポーラトランジスタ７０２のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅ２は、コレクタ端子電圧すなわちバイポーラトランジスタ７０１のエミッタ端子電圧Ｖｅ１から、エミッタ端子電圧Ｖｅ２を引いた値であるため、ツェナーダイオード７０６の降伏電圧をＶｚとすると、以下の式（２）で求められる。
Ｖｃｅ２＝（Ｖｈ＋Ｖｚ）／２−Ｖｚ＝（Ｖｈ−Ｖｚ）／２ ・・・（２）

以上説明したように、本実施形態では、バイポーラトランジスタ７０１、７０２に共通のクランプ回路７０３とした。これにより、平滑コンデンサ１１５からバイポーラトランジスタ７０１のコレクタ端子に印加される電圧Ｖｈの大きさや、ツェナーダイオード７０６の降伏電圧Ｖｚの大きさに関係なく、式（１）、（２）のように、バイポーラトランジスタ７０１、７０２のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅ１、Ｖｃｅ２をほぼ等しくすることができる。

なお、期間ＤＢ２においても、以上説明した期間ＤＢ１と同様の原理により、バイポーラトランジスタ７０１、７０２のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅ１、Ｖｃｅ２をほぼ等しくすることができる。

以上説明した本発明の第６の実施形態によれば、起動回路１０１において、クランプ回路７０３は、半導体素子であるバイポーラトランジスタ７０１、７０２に共通に接続されている。このようにしたので、起動回路１０１の部品点数を削減し、低廉化や小型化が可能となる。

なお、以上説明した第１〜第６の各実施形態では、半導体素子であるバイポーラトランジスタまたはＭＯＳＦＥＴを２つ直列に接続した回路構成をそれぞれ説明したが、３つ以上の半導体素子を直列に接続してもよい。直列接続する半導体素子の個数を増やすほど、１個当たりの印加電圧を低減できるため、各半導体素子の破壊をより確実に防止することができる。

本発明は、上記の実施形態に限定されるものではない。本発明の技術的思想の範囲内で考えられるその他の態様も本発明の範囲内に含まれる。

１００：電源回路
１０１：起動回路
１０２：バッテリ
１０３：電源ＩＣ
２０１，２０２，４０１，４０２，７０１，７０２：バイポーラトランジスタ
２０３，２０４，６０４，７０３：クランプ回路
２０５，２０８，４０５，４０６，４０７，４０８，６０８，７０４，７０５：抵抗
２０６，２０９，６０９，７０６：ツェナーダイオード
２０７，２１０，６１０，７０７：コンデンサ
２５１，２５２，４５１，４５２，６０１：ＭＯＳＦＥＴ
４０３，４０４：分圧回路

Claims (4)

1. 電源ＩＣにより制御される電源回路を起動するための電源回路用起動回路であって、
   直流電源から前記電源ＩＣへの給電を行うための直列接続された複数の半導体素子と、
   前記電源ＩＣへの給電の際に前記半導体素子に定電流源状態を維持させるためのクランプ回路または分圧回路と、を備え、
   前記複数の半導体素子は、前記直流電源側に接続された第１の半導体素子と、前記第１の半導体素子よりも前記電源ＩＣ側に接続された第２の半導体素子と、を含んで構成され、
   前記第１の半導体素子は、バイポーラトランジスタであり、
   前記クランプ回路または前記分圧回路は、前記バイポーラトランジスタのベース端子に接続されており、前記ベース端子に印加される電圧が前記第２の半導体素子の耐圧より小さくかつ前記直流電源の電圧から前記第１の半導体素子の耐圧を差し引いた電圧より大きくなるように制御する電源回路用起動回路。
2. 電源ＩＣにより制御される電源回路を起動するための電源回路用起動回路であって、
   直流電源から前記電源ＩＣへの給電を行うための直列接続された複数の半導体素子と、
   前記電源ＩＣへの給電の際に前記半導体素子に定電流源状態を維持させるためのクランプ回路または分圧回路と、を備え、
   前記複数の半導体素子は、前記直流電源側に接続された第１の半導体素子と、前記第１の半導体素子よりも前記電源ＩＣ側に接続された第２の半導体素子と、を含んで構成され、
   前記第１の半導体素子は、ＭＯＳＦＥＴであり、
   前記クランプ回路または前記分圧回路は、前記ＭＯＳＦＥＴのゲート端子に接続されており、前記ゲート端子の電圧が前記第２の半導体素子の耐圧より小さくかつ前記直流電源の電圧から前記第１の半導体素子の耐圧を差し引いた電圧より大きくなるように制御する電源回路用起動回路。
3. 電源ＩＣにより制御される電源回路を起動するための電源回路用起動回路であって、
   前記電源ＩＣへの給電を行うための直列接続された複数の半導体素子と、
   前記電源ＩＣへの給電の際に前記半導体素子に定電流源状態を維持させるためのクランプ回路および分圧回路と、を備え、
   前記複数の半導体素子のうち最下段の半導体素子は、バイポーラトランジスタであり、
   前記複数の半導体素子のうち前記最下段の半導体素子以外の半導体素子は、ＭＯＳＦＥＴであり、
   前記クランプ回路は、前記バイポーラトランジスタのベース端子に接続されており、前記ベース端子に流入する電流を制御することで、前記バイポーラトランジスタに前記定電流源状態を維持させ、
   前記分圧回路は、前記ＭＯＳＦＥＴのゲート端子に接続されており、前記ゲート端子の電圧を制御することで、前記ＭＯＳＦＥＴに前記定電流源状態を維持させる電源回路用起動回路。
4. 請求項１または２に記載の電源回路用起動回路において、
   前記クランプ回路は、前記複数の半導体素子に共通に接続されている、電源回路用起動回路。

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