JP6552388B2 - Control apparatus and control method of current source power converter - Google Patents

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Description

本発明は電流形電力変換装置の制御装置及び制御方法に関し、特に、パルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）制御により電流形電力変換装置を制御する制御装置及び制御方法に関する。   The present invention relates to a control device and control method for a current source power conversion device, and more particularly to a control device and control method for controlling a current source power conversion device by pulse width modulation (PWM) control.

ブリッジ回路を利用して三相交流電力と直流電力とを相互に変換する電力変換装置が知られている。この種の電力変換装置においては、ブリッジ回路を構成する複数のスイッチング素子に対して、三相交流電力に同期する指令値と所定のキャリア信号（周期信号）とに基づいて生成されるＰＷＭ信号が供給される。各スイッチング素子がこのＰＷＭ信号に応じて高速でオンオフを繰り返すことの結果として、三相交流電力から直流電力の生成（力行）、又は、直流電力から三相交流電力の生成（回生）が行われる。   There is known a power converter that mutually converts three-phase AC power and DC power using a bridge circuit. In this type of power conversion device, a PWM signal generated based on a command value synchronized with three-phase AC power and a predetermined carrier signal (periodic signal) for a plurality of switching elements forming a bridge circuit is used. Supplied. As a result of each switching element repeatedly turning on and off at a high speed according to the PWM signal, generation of DC power from three-phase AC power (powering) or generation of three-phase AC power from DC power (regeneration) is performed .

特許文献１及び非特許文献１には、上記電力変換装置のうち電流形と呼ばれるタイプのものが記載されている。電流形の電力変換装置は、直流側にインダクタを設けることで、直流側に流れる電流が一定時間内に一定となるように構成したもので、定電流源として動作する。特徴としては、直流側電流の方向を変えることなく力行と回生の両方を可能にした点が挙げられ、エレベータなど比較的大型の装置で使用されることが多くなっている。これに対し、直流側にインダクタではなくコンデンサを有する電圧形の電力変換装置も知られている。   Patent Document 1 and Non-Patent Document 1 describe types of the power conversion devices referred to as current type. The power conversion device of the current type is configured such that the current flowing to the direct current side becomes constant within a predetermined time by providing the inductor on the direct current side, and operates as a constant current source. As a feature, it is possible to perform both power running and regeneration without changing the direction of the direct current, and it is often used in a relatively large apparatus such as an elevator. On the other hand, a voltage-type power converter having a capacitor instead of an inductor on the DC side is also known.

特開２００１−００８４５８号公報JP 2001-008458 A

佐藤之彦著、「電流形ＰＷＭ整流回路の状態帰還制御による入力波形改善に関する研究」、東京工業大学博士論文、１９９５年Nobuhiko Sato, "Study on Input Waveform Improvement by State Feedback Control of Current Source PWM Rectifier," Tokyo Institute of Technology Doctoral Dissertation, 1995

ところで、電力変換装置には、寄生インダクタンスが不可避的に生ずる。この寄生インダクタンスはスイッチング時にスパイク電圧が発生する原因となるが、こうして発生するスパイク電圧は電流の変化率が大きいほど大きくなるため、近年の電力変換装置の高速化に伴い、より大きなスパイク電圧が発生するようになっている。スパイク電圧が大きくなりすぎるとスイッチング素子を破壊するおそれが出てくるため、スパイク電圧の低減が課題となっている。   By the way, parasitic inductance inevitably occurs in the power converter. This parasitic inductance causes spike voltage generation during switching, but the spike voltage generated in this way becomes larger as the rate of change of current increases, so a larger spike voltage is generated as the speed of the power conversion device in recent years increases. It is supposed to be. If the spike voltage becomes too large, the switching element may be destroyed, so the reduction of the spike voltage is an issue.

ここで、スパイク電圧を減らす技術のひとつに、キャパシタと抵抗素子を直列に接続してなるスナバ回路を用いるものがある。スナバ回路を用いればスパイク電圧を低減することが可能となるが、一方でスナバ回路は、装置体積の増大や回路全体の損失の増大といった別の問題の原因となる。以下、この点について詳しく説明する。   Here, one technique for reducing the spike voltage is to use a snubber circuit in which a capacitor and a resistance element are connected in series. While using a snubber circuit makes it possible to reduce the spike voltage, the snubber circuit causes another problem such as an increase in device volume and an increase in loss of the entire circuit. Hereinafter, this point will be described in detail.

図７は、背景技術による電流形の電力変換装置１０１の構成例を示す図である。同図に示すように、電力変換装置１０１は、６つのスイッチング素子Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐ，Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎ、６つのダイオードＵｐｄ，Ｖｐｄ，Ｗｐｄ，Ｕｎｄ，Ｖｎｄ，Ｗｎｄ、３つのインダクタからなる交流リアクトルＡＣＬ、３つのキャパシタからなる入力キャパシタＣ、１つのインダクタからなる直流リアクトルＤＣＬ、及び、１２個のスナバ回路Ｓのそれぞれが、３相交流電源に接続される端子Ｕ，Ｖ，Ｗと、直流電力が取り出される端子Ｐ，Ｎとの間に、図示するように接続された構成を有している。   FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration example of a current-type power conversion device 101 according to the background art. As shown to the same figure, the power converter device 101 is an alternating current which consists of six switching elements Up, Vp, Wp, Un, Vn, Wn, six diodes Upd, Vpd, Wpd, Und, Vnd, Wnd, and three inductors. A reactor ACL, an input capacitor C consisting of three capacitors, a DC reactor DCL consisting of one inductor, and terminals U, V, W where each of 12 snubber circuits S is connected to a three-phase AC power supply, DC Between the terminals P and N from which power is taken out, there is a configuration connected as shown.

スイッチング素子Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐ及びダイオードＵｐｄ，Ｖｐｄ，Ｗｐｄは電力変換装置１０１の上アーム（直流電力のプラス側）を構成し、スイッチング素子Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎ及びダイオードＵｎｄ，Ｖｎｄ，Ｗｎｄは、電力変換装置１０１の下アーム（直流電力のマイナス側）を構成する。スイッチング素子Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐ，Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎそれぞれのスイッチングは、図示しない制御回路からそれぞれのゲートに供給されるＰＷＭ信号Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎによって制御される。ダイオードＵｐｄ，Ｖｐｄ，Ｗｐｄ，Ｕｎｄ，Ｖｎｄ，Ｗｎｄはそれぞれスイッチング素子Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐ，Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎと直列に接続されており、電流の逆流を防止する役割を果たす。   The switching elements Up, Vp, Wp and the diodes Upd, Vpd, Wpd constitute the upper arm (plus side of DC power) of the power conversion device 101, and the switching elements Un, Vn, Wn and the diodes Und, Vnd, Wnd represent power The lower arm of the converter 101 (the negative side of the DC power) is configured. Switching of each of the switching elements Up, Vp, Wp, Un, Vn, Wn is controlled by PWM signals Sup, Svp, Swp, Sun, Svn, Swn supplied to respective gates from a control circuit not shown. The diodes Upd, Vpd, Wpd, Und, Vnd, and Wnd are connected in series to the switching elements Up, Vp, Wp, Un, Vn, and Wn, respectively, and play a role of preventing current backflow.

スナバ回路Ｓは、回路に生ずる過渡的な高電圧を吸収する機能を有している。したがって、上述したスパイク電圧も吸収するので、スナバ回路Ｓを有する電力変換装置１０１においては、スナバ回路Ｓを設けない場合に比べてスパイク電圧が低減されることになる。   The snubber circuit S has a function of absorbing a transient high voltage generated in the circuit. Therefore, since the spike voltage described above is also absorbed, in the power conversion device 101 having the snubber circuit S, the spike voltage is reduced as compared with the case where the snubber circuit S is not provided.

しかしながら、図７にも示されるように、スパイク電圧を低減するためには、非常に多くのスナバ回路Ｓが必要となる。したがって、スナバ回路Ｓを設けることにより、装置全体の体積が大きくなってしまう。また、スナバ回路Ｓは抵抗素子を含むことから、スナバ回路Ｓを設けることにより、回路全体の損失が大きくなってしまうという問題も発生する。   However, as also shown in FIG. 7, a very large number of snubber circuits S are required to reduce the spike voltage. Accordingly, the provision of the snubber circuit S increases the volume of the entire device. In addition, since the snubber circuit S includes a resistive element, the provision of the snubber circuit S causes a problem that the loss of the entire circuit is increased.

したがって、本発明の目的のひとつは、電流形電力変換装置で生ずるスパイク電圧をスナバ回路によらずに低減できる電流形電力変換装置の制御装置及び制御方法を提供することにある。   Therefore, an object of the present invention is to provide a control device and control method of a current source power converter capable of reducing the spike voltage generated in the current source power converter without using a snubber circuit.

上記目的を達成するための本発明による電流形電力変換装置の制御装置は、三相交流の第１相乃至第３相にそれぞれ対応する第１乃至第３の交流側ノードと、第１及び第２の直流側ノードと、それぞれ前記第１乃至第３の交流側ノードと前記第１の直流側ノードとの間に接続される第１乃至第３のスイッチング素子と、それぞれ前記第１乃至第３の交流側ノードと前記第２の直流側ノードとの間に接続される第４乃至第６のスイッチング素子とを備える電流形電力変換装置の制御装置であって、前記第１相にかかる第１の交流電圧の絶対値が前記第２相にかかる第２の交流電圧の絶対値及び前記第３相にかかる第３の交流電圧の絶対値より大きく、かつ、前記第２の交流電圧の絶対値が前記第３の交流電圧の絶対値より大きい場合、前記第６のスイッチング素子をオン状態とした後に続けて前記第５のスイッチング素子をオン状態とし、前記第１の交流電圧の絶対値が前記第２の交流電圧の絶対値及び前記第３の交流電圧の絶対値より大きく、かつ、前記第３の交流電圧の絶対値が前記第２の交流電圧の絶対値より大きい場合、前記第５のスイッチング素子をオン状態とした後に続けて前記第６のスイッチング素子をオン状態とすることを特徴とする。   In order to achieve the above object, a control device of a current source power converter according to the present invention comprises first to third alternating current side nodes respectively corresponding to first to third phases of three-phase alternating current, Two DC-side nodes, first to third switching elements connected between the first to third AC-side nodes and the first DC-side node, respectively, and the first to third switching elements, respectively. A control device for a current source power converter including: fourth to sixth switching elements connected between the alternating current side node and the second direct current side node, the first phase related to the first phase The absolute value of the second AC voltage is larger than the absolute value of the second AC voltage applied to the second phase and the absolute value of the third AC voltage applied to the third phase, and the absolute value of the second AC voltage. Is larger than the absolute value of the third AC voltage, the sixth After the switching element is turned on, the fifth switching element is turned on, and the absolute value of the first alternating voltage is the absolute value of the second alternating voltage and the absolute value of the third alternating voltage. And when the absolute value of the third AC voltage is larger than the absolute value of the second AC voltage, the sixth switching element is turned on after the fifth switching element is turned on. It is characterized by being in a state.

また、上記目的を達成するための本発明による電流形電力変換装置の制御方法は、三相交流の第１相乃至第３相にそれぞれ対応する第１乃至第３の交流側ノードと、第１及び第２の直流側ノードと、それぞれ前記第１乃至第３の交流側ノードと前記第１の直流側ノードとの間に接続される第１乃至第３のスイッチング素子と、それぞれ前記第１乃至第３の交流側ノードと前記第２の直流側ノードとの間に接続される第４乃至第６のスイッチング素子とを備える電流形電力変換装置の制御方法であって、前記第１相にかかる第１の交流電圧の絶対値が前記第２相にかかる第２の交流電圧の絶対値及び前記第３相にかかる第３の交流電圧の絶対値より大きく、かつ、前記第２の交流電圧の絶対値が前記第３の交流電圧の絶対値より大きい場合、前記第６のスイッチング素子をオン状態とした後に続けて前記第５のスイッチング素子をオン状態とし、前記第１の交流電圧の絶対値が前記第２の交流電圧の絶対値及び前記第３の交流電圧の絶対値より大きく、かつ、前記第３の交流電圧の絶対値が前記第２の交流電圧の絶対値より大きい場合、前記第５のスイッチング素子をオン状態とした後に続けて前記第６のスイッチング素子をオン状態とすることを特徴とする。   In order to achieve the above object, a control method of a current source power converter according to the present invention includes first to third AC-side nodes corresponding to first to third phases of a three-phase AC, respectively, And the second DC side nodes, the first to third switching elements connected between the first to third AC side nodes and the first DC side node, respectively, and the first to third switching elements, respectively. A control method of a current source power converter including a fourth to sixth switching elements connected between a third AC side node and the second DC side node, the method being applied to the first phase. The absolute value of the first AC voltage is greater than the absolute value of the second AC voltage applied to the second phase and the absolute value of the third AC voltage applied to the third phase, and the second AC voltage If the absolute value is greater than the absolute value of the third AC voltage, After the sixth switching element is turned on, the fifth switching element is turned on, and the absolute value of the first alternating voltage is the absolute value of the second alternating voltage and the third alternating voltage. And when the absolute value of the third AC voltage is greater than the absolute value of the second AC voltage, the sixth switching element is turned on after the fifth switching element is turned on. It is characterized in that the element is turned on.

本発明によれば、第１及び第２の直流側ノードの間に現れる電圧の急激な上昇を抑制することができる。したがって、電流形電力変換装置で生ずるスパイク電圧を、スナバ回路によらずに低減することが可能になる。   According to the present invention, it is possible to suppress a sharp rise in voltage appearing between the first and second DC side nodes. Therefore, it is possible to reduce the spike voltage generated in the current source power converter without using the snubber circuit.

上記制御装置において、前記第１乃至第３の交流電圧とそれぞれ同期する第１乃至第３の指令値を生成し、前記第１の交流電圧の絶対値が前記第２の交流電圧の絶対値及び前記第３の交流電圧の絶対値より大きく、かつ、前記第２の交流電圧の絶対値が前記第３の交流電圧の絶対値より大きい場合、前記第１のスイッチング素子をオン状態とするとともに、前記第３の指令値の絶対値が周期信号であるキャリア信号以上であれば前記第６のスイッチング素子を、前記第３の指令値の絶対値が前記キャリア信号より小さく、かつ、前記第１の指令値の絶対値が前記キャリア信号以上であれば前記第５のスイッチング素子を、前記第１の指令値の絶対値が前記キャリア信号より小さければ前記第４のスイッチング素子をそれぞれオン状態とし、前記第１の交流電圧の絶対値が前記第２の交流電圧の絶対値及び前記第３の交流電圧の絶対値より大きく、かつ、前記第３の交流電圧の絶対値が前記第２の交流電圧の絶対値より大きい場合、前記第１のスイッチング素子をオン状態とするとともに、前記第２の指令値の絶対値又は前記第１の指令値の絶対値から前記第３の指令値の絶対値を減じてなる値が前記キャリア信号以上であれば前記第５のスイッチング素子を、前記第２の指令値の絶対値又は前記第１の指令値の絶対値から前記第３の指令値の絶対値を減じてなる値が前記キャリア信号より小さく、かつ、前記第１の指令値の絶対値が前記キャリア信号以上であれば前記第６のスイッチング素子を、前記第１の指令値の絶対値が前記キャリア信号より小さければ前記第４のスイッチング素子をそれぞれオン状態とすることとしてもよい。これによれば、好適に第１乃至第６のスイッチング素子の制御を行うことが可能になる。   In the control device, first to third command values that are respectively synchronized with the first to third AC voltages are generated, and an absolute value of the first AC voltage is an absolute value of the second AC voltage and When the absolute value of the third AC voltage is larger than the absolute value of the third AC voltage, the first switching element is turned on. If the absolute value of the third command value is greater than or equal to the carrier signal that is a periodic signal, the sixth switching element is configured such that the absolute value of the third command value is smaller than the carrier signal and the first If the absolute value of the command value is greater than or equal to the carrier signal, the fifth switching element is turned on, and if the absolute value of the first command value is smaller than the carrier signal, the fourth switching element is turned on. The absolute value of the first AC voltage is greater than the absolute value of the second AC voltage and the absolute value of the third AC voltage, and the absolute value of the third AC voltage is equal to the second AC voltage. If larger than the absolute value, the first switching element is turned on, and the absolute value of the third command value is subtracted from the absolute value of the second command value or the absolute value of the first command value. Is equal to or greater than the carrier signal, the fifth switching element is subtracted from the absolute value of the second command value or the absolute value of the first command value, and the absolute value of the third command value is subtracted. Is smaller than the carrier signal, and the absolute value of the first command value is greater than or equal to the carrier signal, the sixth switching element, and the absolute value of the first command value is the carrier signal If it is smaller, the fourth switch Element may be used as to respectively turned on. According to this, it is possible to suitably control the first to sixth switching elements.

上記制御装置においてさらに、前記キャリア信号は鋸波であることとしてもよい。これによれば、鋸波であるキャリア信号に基づいて、好適に第１乃至第６のスイッチング素子の制御を行うことが可能になる。   In the control apparatus, the carrier signal may be a sawtooth wave. According to this, it is possible to preferably control the first to sixth switching elements based on the carrier signal which is a sawtooth wave.

上記各制御装置に関して、前記電流形電力変換装置は、前記電流形電力変換装置は、前記第１乃至第６のスイッチング素子とそれぞれ直列に接続された第１乃至第６のダイオードと、一端が前記第１の直流側ノードに接続されたリアクトルとを備えることとしてもよい。   With regard to each of the above control devices, the current source power conversion device includes the first to sixth diodes connected in series with the first to sixth switching elements, respectively, and one end of the current source power conversion device. It is good also as providing the reactor connected to the 1st DC side node.

また、本発明の他の一側面による電流形電力変換装置の制御装置は、三相交流の第１相乃至第３相にそれぞれ対応する第１乃至第３の交流側ノードと、第１及び第２の直流側ノードと、それぞれ前記第１乃至第３の交流側ノードと前記第１の直流側ノードとの間に接続される第１乃至第３のスイッチング素子と、それぞれ前記第１乃至第３の交流側ノードと前記第２の直流側ノードとの間に接続される第４乃至第６のスイッチング素子とを備え、前記第１のスイッチング素子の一端と前記第４のスイッチング素子の一端とは相互に接続され、前記第２のスイッチング素子の一端と前記第５のスイッチング素子の一端とは相互に接続され、前記第３のスイッチング素子の一端と前記第６のスイッチング素子の一端とは相互に接続される電流形電力変換装置の制御装置であって、それぞれ前記第１相乃至第３相にかかる前記第１乃至第３の交流電圧とそれぞれ同期する第１乃至第３の指令値を生成し、前記第１のスイッチング素子をオン状態、前記第２及び第３のスイッチング素子をオフ状態とするとともに、前記第２の指令値の絶対値又は前記第１の指令値の絶対値から前記第３の指令値の絶対値を減じてなる値が前記キャリア信号以上であれば前記第５のスイッチング素子を、前記第２の指令値の絶対値又は前記第１の指令値の絶対値から前記第３の指令値の絶対値を減じてなる値が前記キャリア信号より小さく、かつ、前記第１の指令値の絶対値が前記キャリア信号以上であれば前記第６のスイッチング素子を、前記第１の指令値の絶対値が前記キャリア信号より小さければ前記第４のスイッチング素子をそれぞれオン状態とすることを特徴とする。   According to another aspect of the present invention, there is provided a control device for a current source power conversion device including first to third AC side nodes respectively corresponding to first to third phases of a three-phase AC, first and third phases. Two DC-side nodes, first to third switching elements connected between the first to third AC-side nodes and the first DC-side node, respectively, and the first to third switching elements, respectively. 4th to 6th switching elements connected between the AC side node and the second DC side node, and one end of the first switching element and one end of the fourth switching element are They are mutually connected, one end of the second switching element and one end of the fifth switching element are mutually connected, and one end of the third switching element and one end of the sixth switching element are mutually connected Connected current source A control device of a conversion device, which generates first to third command values respectively synchronized with the first to third AC voltages applied to the first to third phases, respectively, and the first switching The element is turned on, the second and third switching elements are turned off, and the absolute value of the third command value is calculated from the absolute value of the second command value or the absolute value of the first command value. Is the absolute value of the second command value or the absolute value of the third command value from the absolute value of the second command value or the absolute value of the first command value When the absolute value of the first command value is smaller than the carrier signal and the absolute value of the first command value is greater than or equal to the carrier signal, the absolute value of the first command value is If smaller than the carrier signal Characterized by fourth switching elements respectively turned on.

同様に、本発明の他の一側面による電流形電力変換装置の制御方法は、三相交流の第１相乃至第３相にそれぞれ対応する第１乃至第３の交流側ノードと、第１及び第２の直流側ノードと、それぞれ前記第１乃至第３の交流側ノードと前記第１の直流側ノードとの間に接続される第１乃至第３のスイッチング素子と、それぞれ前記第１乃至第３の交流側ノードと前記第２の直流側ノードとの間に接続される第４乃至第６のスイッチング素子とを備え、前記第１のスイッチング素子の一端と前記第４のスイッチング素子の一端とは相互に接続され、前記第２のスイッチング素子の一端と前記第５のスイッチング素子の一端とは相互に接続され、前記第３のスイッチング素子の一端と前記第６のスイッチング素子の一端とは相互に接続される電流形電力変換装置の制御方法であって、それぞれ前記第１相乃至第３相にかかる前記第１乃至第３の交流電圧とそれぞれ同期する第１乃至第３の指令値を生成し、前記第１のスイッチング素子をオン状態、前記第２及び第３のスイッチング素子をオフ状態とするとともに、前記第２の指令値の絶対値又は前記第１の指令値の絶対値から前記第３の指令値の絶対値を減じてなる値が前記キャリア信号以上であれば前記第５のスイッチング素子を、前記第２の指令値の絶対値又は前記第１の指令値の絶対値から前記第３の指令値の絶対値を減じてなる値が前記キャリア信号より小さく、かつ、前記第１の指令値の絶対値が前記キャリア信号以上であれば前記第６のスイッチング素子を、前記第１の指令値の絶対値が前記キャリア信号より小さければ前記第４のスイッチング素子をそれぞれオン状態とすることを特徴とする。   Similarly, a control method for a current source power converter according to another aspect of the present invention includes first to third AC-side nodes corresponding to first to third phases of three-phase AC, respectively, A second DC-side node, first to third switching elements connected between the first to third AC-side nodes and the first DC-side node, respectively; 4 to 6 switching elements connected between three AC side nodes and the second DC side node, and one end of the first switching element and one end of the fourth switching element, Are mutually connected, one end of the second switching element and one end of the fifth switching element are mutually connected, and one end of the third switching element and one end of the sixth switching element are mutually connected Current type connected to A control method for a force converter, wherein first to third command values are generated that are respectively synchronized with the first to third AC voltages applied to the first to third phases, respectively, and the first to third command values are generated. The switching element is turned on, the second and third switching elements are turned off, and the absolute value of the second command value or the absolute value of the first command value is absolute of the third command value. If the value obtained by subtracting the value is equal to or more than the carrier signal, the fifth switching element is selected from the absolute value of the second command value or the absolute value of the first command value. If the value obtained by subtracting the value is smaller than the carrier signal and the absolute value of the first command value is greater than or equal to the carrier signal, the absolute value of the first command value is set to the sixth switching element. Previous if smaller than the carrier signal Characterized by a fourth, respectively turning on the switching element.

本発明の他の一側面によっても、第１及び第２の直流側ノードの間に現れる電圧の急激な上昇を抑制することができる。したがって、電流形電力変換装置で生ずるスパイク電圧を、スナバ回路によらずに低減することが可能になる。   According to another aspect of the present invention, it is also possible to suppress a sharp rise in voltage appearing between the first and second DC side nodes. Therefore, it is possible to reduce the spike voltage generated in the current source power converter without using the snubber circuit.

本発明によれば、第１及び第２の直流側ノードの間に現れる電圧の急激な上昇を抑制することができる。したがって、電流形電力変換装置で生ずるスパイク電圧を、スナバ回路によらずに低減することが可能になる。   According to the present invention, it is possible to suppress a sharp rise in voltage appearing between the first and second DC side nodes. Therefore, it is possible to reduce the spike voltage generated in the current source power converter without using the snubber circuit.

本発明の好ましい実施の形態による電流形電力変換装置１１及びその制御装置１０を示す図である。1 is a diagram showing a current source power conversion device 11 and its control device 10 according to a preferred embodiment of the present invention. 本発明の好ましい実施の形態によるＰＷＭ制御に関する信号の波形を示す信号波形図である。It is a signal waveform diagram which shows the waveform of the signal regarding PWM control by preferable embodiment of this invention. 図２から空間Ｃ，Ｄにかかる部分を抜き出して示す信号波形図である。FIG. 3 is a signal waveform diagram in which portions related to spaces C and D are extracted from FIG. 2. 本発明の好ましい実施の形態の第１の変形例による電流形電力変換装置１１及びその制御装置１０を示す図である。It is a figure which shows the current source power converter device 11 by the 1st modification of the preferable embodiment of this invention, and its control apparatus 10. As shown in FIG. 本発明の好ましい実施の形態の第２の変形例による電流形電力変換装置１１及びその制御装置１０を示す図である。It is a figure which shows the current source power converter device 11 by the 2nd modification of the preferable embodiment of this invention, and its control apparatus 10. As shown in FIG. 本発明の好ましい実施の形態の第３の変形例による電流形電力変換装置１１及びその制御装置１０を示す図である。It is a figure which shows the current type power converter device 11 and its control apparatus 10 by the 3rd modification of preferable embodiment of this invention. 背景技術による電流形電力変換装置１０１を示す図である。It is a figure which shows the current source power converter device 101 by a background art. 図７に示した電流形電力変換装置１０１からスナバ回路Ｓを除去した例を示す図である。It is a figure which shows the example which removed the snubber circuit S from the current source power converter device 101 shown in FIG. 本発明の背景技術によるＰＷＭ制御に関する信号の波形を示す信号波形図である。It is a signal waveform diagram which shows the waveform of the signal regarding PWM control by the background art of this invention. 図９から空間ＩＩにかかる部分を抜き出して示す信号波形図である。FIG. 10 is a signal waveform diagram showing a portion relating to space II extracted from FIG. 9.

以下、添付図面を参照しながら、本発明の好ましい実施の形態について詳細に説明する。以下では、初めに本発明の背景技術によるＰＷＭ制御とその課題について説明した後、本発明の実施の形態について説明する。   Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. In the following, first, PWM control according to the background art of the present invention and its problems will be described, and then an embodiment of the present invention will be described.

図９は、本発明の背景技術によるＰＷＭ制御に関する信号の波形を示す信号波形図である。このＰＷＭ制御は、図８に示した電流形電力変換装置１０１に対して実行されるものである。なお、図８に示した電流形電力変換装置１０１は、図７に示した電流形電力変換装置１０１からスナバ回路Ｓを除去したものとなっている。また、図９に示した波形は基本的にシミュレーション結果を示すものであるが、電圧Ｖｄｃに限りイメージ図となっている。この点は、後述する図１０、図２、図３でも同様である。   FIG. 9 is a signal waveform diagram showing waveforms of signals related to PWM control according to the background art of the present invention. This PWM control is executed for the current source power converter 101 shown in FIG. The current source power converter 101 shown in FIG. 8 is obtained by removing the snubber circuit S from the current source power converter 101 shown in FIG. The waveform shown in FIG. 9 basically indicates a simulation result, but is an image only for the voltage Vdc. This also applies to FIGS. 10, 2, and 3 described later.

図９に示す交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗはそれぞれ図８に示した端子Ｕ，Ｖ，Ｗに現れる電圧であり、三相交流を構成している。また、指令値ｄｕ＊，ｄｖ＊，ｄｗ＊は、交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと同じ位相を有する三相変調波指令値である。電流形電力変換装置１０１においては、これら指令値ｄｕ＊，ｄｖ＊，ｄｗ＊を操作することにより、直流側と交流側の間での電力授受が制御される。図９には、指令値ｄｕ＊，ｄｖ＊，ｄｗ＊それぞれの絶対値を図示している。 AC voltages Vu, Vv, and Vw shown in FIG. 9 are voltages that appear at terminals U, V, and W shown in FIG. 8, respectively, and constitute a three-phase AC. The command values du * , dv * and dw * are three-phase modulation wave command values having the same phase as the AC voltages Vu, Vv and Vw. In the current source power converter 101, by operating these command values du * , dv * , dw * , power transfer between the DC side and the AC side is controlled. FIG. 9 illustrates the absolute values of the command values du * , dv * , dw * .

キャリア信号Ｃａは、スイッチング素子Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐ，Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎのオンオフ制御の周波数と同じ周波数を有する周期信号である。図９では、図示の都合でキャリア信号Ｃａの周波数を三相交流の周波数の３６倍としているが、実際のキャリア信号Ｃａは、三相交流の周波数の数十倍〜数千倍の周波数を有する高周波信号となる。キャリア信号Ｃａはいわゆる鋸波であり、その値は、各周期の始点で所定の最小値、終点で所定の最大値となり、その間を一定の上昇率で直線状に上昇するように変化する。なお、キャリア信号Ｃａを三角波によって構成することも可能である。これらの点は、後述する図２及び図３に示すキャリア信号Ｃａでも同様である。   The carrier signal Ca is a periodic signal having the same frequency as the on / off control frequency of the switching elements Up, Vp, Wp, Un, Vn, and Wn. In FIG. 9, for convenience of illustration, the frequency of the carrier signal Ca is set to 36 times the frequency of the three-phase AC, but the actual carrier signal Ca has a frequency that is several tens to several thousand times the frequency of the three-phase AC. It becomes a high frequency signal. The carrier signal Ca is a so-called sawtooth wave, and its value becomes a predetermined minimum value at the start point of each cycle, a predetermined maximum value at the end point, and changes so as to linearly increase at a constant rate during that period. The carrier signal Ca can also be configured by a triangular wave. These points also apply to the carrier signal Ca shown in FIGS. 2 and 3 described later.

電圧Ｖｄｃは、直流リアクトルＤＣＬの一端（両端のうち端子Ｐに接続されない方の端部）と、端子Ｎとの間に現れる電圧である。電流形電力変換装置１０１の用途が三相交流電力を直流電力に変換することにある場合、電圧Ｖｄｃは電流形電力変換装置１０１の出力電圧となる。   The voltage Vdc is a voltage that appears between one end (the end not connected to the terminal P of the two ends) of the direct current reactor DCL and the terminal N. When the application of the current source power conversion device 101 is to convert three-phase AC power to direct current power, the voltage Vdc is the output voltage of the current source power conversion device 101.

上記三相交流の一周期は、交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの位相に応じて、図９に示すように６つの空間Ｉ〜ＶＩに分けることができる。具体的には、交流電圧Ｖｕの位相が０°以上６０°未満である領域を空間Ｉ、６０°以上１２０°未満である領域を空間ＩＩ、１２０°以上１８０°未満である領域を空間ＩＩＩ、１８０°以上２４０°未満である領域を空間ＩＶ、２４０°以上３００°未満である領域を空間Ｖ、３００°以上３６０°未満である領域を空間ＶＩと定義する。ＰＷＭ信号Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎは、こうして定義される空間ごとに異なる処理によって生成される。以下、一例として空間ＩＩを取り上げて説明する。   One cycle of the three-phase alternating current can be divided into six spaces I to VI as shown in FIG. 9 according to the phases of the alternating voltages Vu, Vv and Vw. Specifically, a region where the phase of the AC voltage Vu is 0 ° or more and less than 60 ° is space I, a region which is 60 ° or more and less than 120 ° is space II, a region which is 120 ° or more and less than 180 ° is space III, A region of 180 ° or more and less than 240 ° is defined as space IV, a region of 240 ° or more and less than 300 ° is defined as space V, and a region of 300 ° or more and less than 360 ° is defined as space VI. The PWM signals Sup, Svp, Swp, Sun, Svn, Swn are generated by different processing for each space defined in this way. Hereinafter, the space II will be described as an example.

図１０は、図９から空間ＩＩにかかる部分を抜き出して示す信号波形図である。空間ＩＩでは、指令値ｄｕ＊の絶対値｜ｄｕ＊｜が指令値ｄｖ＊の絶対値｜ｄｖ＊｜及び指令値ｄｗ＊の絶対値｜ｄｗ＊｜より大きくなっている。なお、同図では、空間ＩＩに含まれるキャリア信号Ｃａの６つの周期のうち２つ目と５つ目にのみ説明用の符号を付しているが、他の周期についても同様である。 FIG. 10 is a signal waveform diagram shown by extracting a portion related to the space II from FIG. In space II, the command value du * of the absolute value | du * | is the command value dv * of the absolute value | dv * | and the command value dw * of the absolute value | dw * | becomes larger. In the figure, only the second and fifth of the six periods of the carrier signal Ca included in the space II are provided with explanatory symbols, but the same applies to other periods.

背景技術によれば、空間ＩＩにおいては、次の表１に示す条件分岐によって各ＰＷＭ信号の値が決定される。表中、「Ｈ」は各ＰＷＭ信号の値がハイであることを示し、「Ｌ」は各ＰＷＭ信号の値がローであることを示す。スイッチング素子Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐ，Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎはそれぞれ、ゲートに供給されるＰＷＭ信号の値がハイである場合にオンとなり、ローである場合にオフとなる。この点は、後述する電流形電力変換装置１１についても同様である。   According to the background art, in space II, the value of each PWM signal is determined by the conditional branch shown in Table 1 below. In the table, "H" indicates that the value of each PWM signal is high, and "L" indicates that the value of each PWM signal is low. The switching elements Up, Vp, Wp, Un, Vn, and Wn are turned on when the value of the PWM signal supplied to the gate is high, and turned off when the value is low. This also applies to the current source power converter 11 described later.

表１に示す各ＰＷＭ信号の値によれば、まず上アームについては、スイッチング素子Ｕｐがオンに固定され、スイッチング素子Ｖｐ，Ｗｎがオフに固定される。一方、下アームについては、絶対値｜ｄｗ＊｜がキャリア信号Ｃａ以上であればスイッチング素子Ｗｎがオン、スイッチング素子Ｕｎ，Ｖｎがオフとなり、絶対値｜ｄｗ＊｜がキャリア信号Ｃａより小さく、かつ、絶対値｜ｄｕ＊｜がキャリア信号Ｃａ以上であればスイッチング素子Ｖｎがオン、スイッチング素子Ｕｎ，Ｗｎがオフとなり、絶対値｜ｄｕ＊｜がキャリア信号Ｃａより小さければスイッチング素子Ｕｎがオン、スイッチング素子Ｖｎ，Ｗｎがオフとなる。 According to the value of each PWM signal shown in Table 1, for the upper arm, first, the switching element Up is fixed on, and the switching elements Vp, Wn are fixed off. On the other hand, for the lower arm, if the absolute value | dw * | is greater than or equal to the carrier signal Ca, the switching element Wn is turned on, the switching elements Un and Vn are turned off, and the absolute value | dw * | If the absolute value | du * | is greater than or equal to the carrier signal Ca, the switching element Vn is turned on and the switching elements Un and Wn are turned off. If the absolute value | du * | is smaller than the carrier signal Ca, the switching element Un is turned on and switched. The elements Vn and Wn are turned off.

Figure 0006552388
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以上の制御の結果として、電圧Ｖｄｃは、図１０に示したような変化を見せる。すなわち、まずスイッチング素子Ｕｎがオンとなっている場合には、電圧Ｖｄｃはゼロとなる。一方、スイッチング素子Ｗｎがオンとなっている場合には、電圧Ｖｄｃは交流電圧Ｖｕから交流電圧Ｖｗを減じてなる値Ｖｕ−Ｖｗとなり、スイッチング素子Ｖｎがオンとなっている場合には、電圧Ｖｄｃは交流電圧Ｖｕから交流電圧Ｖｖを減じてなる値Ｖｕ−Ｖｖとなる。   As a result of the above control, the voltage Vdc shows a change as shown in FIG. That is, first, when the switching element Un is turned on, the voltage Vdc becomes zero. On the other hand, when switching element Wn is on, voltage Vdc becomes a value Vu−Vw obtained by subtracting AC voltage Vw from AC voltage Vu, and when switching element Vn is on, voltage Vdc is Vdc. Becomes a value Vu−Vv obtained by subtracting the AC voltage Vv from the AC voltage Vu.

表１及び図１０からも明らかなように、上記制御によれば、スイッチング素子Ｗｎは、スイッチング素子Ｕｎがオン状態となった後に続けてオン状態となる。その結果、スイッチング素子Ｗｎがオンとなるタイミング（すなわち、キャリア信号Ｃａの各周期の始期）でＵ相とＷ相の間に電圧Ｖｄｃ（Ｖｕ−Ｖｗ）がかかり、Ｕ相下アームの電流が減少し、Ｖ相下アームの電流が増大する。この間、電流の変化率が大きくなることと、電流形電力変換装置１０１内の交流側寄生インダクタンスとの影響により、図示したようなスパイク電圧Ｖｓｐ１が発生する。電流の変化率は電圧Ｖｄｃの変化（＝Ｖｕ−Ｖｗ）が大きいほど大きくなるので、スパイク電圧Ｖｓｐ１も値Ｖｕ−Ｖｗが大きいほど大きくなる。値Ｖｕ−Ｖｗは空間ＩＩの終期に近づくにつれて大きくなるため、図１０にも示すように、スパイク電圧Ｖｓｐ１も大きくなる。そして、特に空間ＩＩの後半では、スパイク電圧Ｖｓｐ１の大きさが、回路内の半導体素子に悪影響を及ぼすレベルに達する可能性がある。   As apparent from Table 1 and FIG. 10, according to the above control, the switching element Wn is continuously turned on after the switching element Un is turned on. As a result, voltage Vdc (Vu-Vw) is applied between the U phase and the W phase at the timing when the switching element Wn is turned on (that is, at the beginning of each cycle of the carrier signal Ca), and the current of the U phase lower arm decreases And the current in the V-phase lower arm increases. During this time, the spike voltage Vsp1 as shown in the figure is generated due to the influence of the current change rate and the AC side parasitic inductance in the current source power converter 101. Since the rate of change of current increases as the change in voltage Vdc (= Vu−Vw) increases, spike voltage Vsp1 also increases as value Vu−Vw increases. Since the value Vu−Vw increases as the end of the space II is approached, as also shown in FIG. 10, the spike voltage Vsp1 also increases. And, particularly in the second half of the space II, the magnitude of the spike voltage Vsp1 may reach a level that adversely affects the semiconductor elements in the circuit.

そこで背景技術では、スパイク電圧Ｖｓｐ１を低減するため、図７に示したようにスナバ回路Ｓが利用される。上述したようにスナバ回路Ｓは過渡的な高電圧を吸収する性質を有するので、スナバ回路Ｓを設けることにより、図１０の例に比べてスパイク電圧Ｖｓｐ１を低減することが可能になる。一方で、このようにスナバ回路Ｓを設けると電流形電力変換装置１０１の体積増大や回路全体の損失の増大といった別の問題が発生するという点は、上述したとおりである。   Therefore, in the background art, in order to reduce the spike voltage Vsp1, a snubber circuit S is used as shown in FIG. As described above, since the snubber circuit S has the property of absorbing a transient high voltage, the provision of the snubber circuit S makes it possible to reduce the spike voltage Vsp1 compared to the example of FIG. On the other hand, as described above, provision of the snubber circuit S in this manner causes another problem such as an increase in the volume of the current source power converter 101 and an increase in the loss of the entire circuit, as described above.

なお、上記制御によれば、少なくとも空間ＩＩの前半では、スイッチング素子Ｖｎがオンとなるタイミングでも電圧Ｖｄｃが急上昇する。そのため、図１０にも示すように、このタイミングでもスパイク電圧Ｖｓｐ２が発生する。しかしながら、この場合の電圧Ｖｄｃの上昇幅はさほど大きくないため、スパイク電圧Ｖｓｐ２もそれほど大きくはならない。   Note that according to the above control, at least in the first half of the space II, the voltage Vdc rapidly rises also at the timing when the switching element Vn is turned on. Therefore, as also shown in FIG. 10, the spike voltage Vsp2 is generated also at this timing. However, since the rise width of the voltage Vdc in this case is not so large, the spike voltage Vsp2 also does not become so large.

以上、空間ＩＩに着目したが、図９に示すように、他の空間でも同様にスパイク電圧Ｖｓｐ１，Ｖｓｐ２が発生し、特に各空間の後半において、スパイク電圧Ｖｓｐ１が回路内の半導体素子に悪影響を及ぼすレベルに達する可能性がある。本発明によるＰＷＭ制御は、このような性質を有するスパイク電圧Ｖｓｐ１の低減を、スナバ回路Ｓによらずに実現するものである。以下、本発明の実施の形態について、詳しく説明する。   As mentioned above, although attention was paid to the space II, as shown in FIG. 9, spike voltages Vsp1 and Vsp2 are similarly generated in other spaces, and in the latter half of each space, the spike voltage Vsp1 adversely affects semiconductor elements in the circuit. There is a possibility of reaching the impact level. The PWM control according to the present invention realizes reduction of the spike voltage Vsp1 having such a property without using the snubber circuit S. Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail.

図１は、本実施の形態による電流形電力変換装置１１及びその制御装置１０を示す図である。   FIG. 1 is a diagram showing a current source power conversion device 11 according to the present embodiment and a control device 10 thereof.

電流形電力変換装置１１は、図１に示すように、６つのスイッチング素子Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐ，Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎ、６つのダイオードＵｐｄ，Ｖｐｄ，Ｗｐｄ，Ｕｎｄ，Ｖｎｄ，Ｗｎｄ、３つのインダクタからなる交流リアクトルＡＣＬ、３つのキャパシタからなる入力キャパシタＣ、１つのインダクタからなる直流リアクトルＤＣＬ、及び、５つの端子Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｐ，Ｎを有して構成される。電流形電力変換装置１１は、三相交流電力を直流電力に変換する用途（力行）、直流電力を三相交流電力に変換する用途（回生）のいずれでも利用可能である。   As shown in FIG. 1, the current source power conversion device 11 includes six switching elements Up, Vp, Wp, Un, Vn, Wn, six diodes Upd, Vpd, Wpd, Und, Vnd, Wnd, and three inductors. An AC reactor ACL, an input capacitor C composed of three capacitors, a DC reactor DCL composed of one inductor, and five terminals U, V, W, P, N are configured. The current source power conversion device 11 can be used for either a use for converting three-phase AC power into DC power (powering) or a use for converting DC power into three-phase AC power (regeneration).

スイッチング素子Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐ，Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ:Insulated Gate Bipolar Transistor）又はＭＯＳトランジスタによって構成される。図１では、スイッチング素子Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐ，Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎのそれぞれと並列に接続されたダイオードを図示しているが、これは構造上生ずるダイオードである。   The switching elements Up, Vp, Wp, Un, Vn, and Wn are each formed of an insulated gate bipolar transistor (IGBT: Insulated Gate Bipolar Transistor) or a MOS transistor. In FIG. 1, the diodes connected in parallel with the switching elements Up, Vp, Wp, Un, Vn, and Wn are illustrated, but these are diodes that occur structurally.

スイッチング素子Ｕｐの一端は電流形電力変換装置１１内に設けられる交流側ノードＮｕに接続され、他端はダイオードＵｐｄのアノードに接続される。また、スイッチング素子Ｖｐの一端は電流形電力変換装置１１内に設けられる交流側ノードＮｖに接続され、他端はダイオードＶｐｄのアノードに接続される。さらに、スイッチング素子Ｗｐの一端は電流形電力変換装置１１内に設けられる交流側ノードＮｗに接続され、他端はダイオードＷｐｄのアノードに接続される。ダイオードＵｐｄ，Ｖｐｄ，Ｗｐｄそれぞれのカソードは、電流形電力変換装置１１内に設けられる直流側ノードＮｐに共通に接続される。直流側ノードＮｐは、直流リアクトルＤＣＬを介して端子Ｐに接続される。   One end of the switching element Up is connected to an AC side node Nu provided in the current source power conversion device 11, and the other end is connected to the anode of the diode Upd. Further, one end of the switching element Vp is connected to an AC side node Nv provided in the current source power conversion device 11, and the other end is connected to the anode of the diode Vpd. Furthermore, one end of the switching element Wp is connected to an AC side node Nw provided in the current source power conversion device 11, and the other end is connected to the anode of the diode Wpd. The cathodes of the diodes Upd, Vpd, and Wpd are commonly connected to a DC side node Np provided in the current source power conversion device 11. The DC side node Np is connected to the terminal P through the DC reactor DCL.

同様に、スイッチング素子Ｕｎの一端は交流側ノードＮｕに接続され、他端はダイオードＵｎｄのカソードに接続される。また、スイッチング素子Ｖｎの一端は交流側ノードＮｖに接続され、他端はダイオードＶｎｄのカソードに接続される。さらに、スイッチング素子Ｗｎの一端は交流側ノードＮｗに接続され、他端はダイオードＷｎｄのカソードに接続される。ダイオードＵｎｄ，Ｖｎｄ，Ｗｎｄそれぞれのアノードは、電流形電力変換装置１１内に設けられる直流側ノードＮｎに共通に接続される。直流側ノードＮｎは、端子Ｎに直接接続される。   Similarly, one end of the switching element Un is connected to the AC side node Nu, and the other end is connected to the cathode of the diode Und. Further, one end of the switching element Vn is connected to the AC node Nv, and the other end is connected to the cathode of the diode Vnd. Furthermore, one end of the switching element Wn is connected to the AC node Nw, and the other end is connected to the cathode of the diode Wnd. The anodes of the diodes Und, Vnd, and Wnd are commonly connected to a DC side node Nn provided in the current source power conversion device 11. The DC side node Nn is directly connected to the terminal N.

交流リアクトルＡＣＬを構成する３つのインダクタは、一端が端子Ｕに接続され、他端がノードＮｕに接続されるインダクタと、一端が端子Ｖに接続され、他端がノードＮｖに接続されるインダクタと、一端が端子Ｗに接続され、他端がノードＮｗに接続されるインダクタとによって構成される。また、入力キャパシタＣを構成する３つのキャパシタはデルタ結線されており、その３つの接続点はそれぞれノードＮｕ，Ｎｖ，Ｎｗに接続される。なお、図１には、入力キャパシタＣとノードＮｕ，Ｎｖ，Ｎｗの間にインダクタンスＬｐを図示しているが、これは電流形電力変換装置１１内の寄生インダクタンスを模式的に図示したものであって、この位置に素子としてのインダクタを挿入しているわけではない。交流リアクトルＡＣＬ及び入力キャパシタＣは、ＡＣフィルタを構成する。   The three inductors constituting the AC reactor ACL have one end connected to the terminal U and the other end connected to the node Nu, the other end connected to the terminal V, and the other end connected to the node Nv And an inductor whose one end is connected to the terminal W and whose other end is connected to the node Nw. The three capacitors forming the input capacitor C are delta-connected, and the three connection points are respectively connected to the nodes Nu, Nv and Nw. In FIG. 1, an inductance Lp is illustrated between the input capacitor C and the nodes Nu, Nv, and Nw, which schematically illustrates a parasitic inductance in the current source power conversion device 11. Thus, an inductor as an element is not inserted at this position. The AC reactor ACL and the input capacitor C constitute an AC filter.

端子Ｕ，Ｖ，Ｗには、系統電源１２から、それぞれ三相交流のＵ相、Ｖ相、Ｗ相が供給される。図１に示した交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗはそれぞれ、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相に対応する電圧を示している。一方、端子Ｐ，Ｎの間には負荷１３が接続される。電流形電力変換装置１１の力行時の出力電圧Ｖｄｃは、直流側ノードＮｐ，Ｎｎ間の電位差によって表される。   The U-phase, V-phase, and W-phase of three-phase alternating current are supplied from the system power supply 12 to the terminals U, V, and W, respectively. The AC voltages Vu, Vv and Vw shown in FIG. 1 respectively indicate voltages corresponding to the U phase, the V phase and the W phase. On the other hand, a load 13 is connected between the terminals P and N. The output voltage Vdc at the time of power running of the current source power conversion device 11 is represented by the potential difference between the DC side nodes Np and Nn.

なお、ここでは端子Ｕ，Ｖ，Ｗに系統電源１２が接続されることとしているが、例えば三相誘導モーターのような電源でない負荷を接続することも可能である。この場合の負荷１３は直流電源となり、電流形電力変換装置１１は、負荷１３から供給される直流電力を三相交流電力に変換して交流側の負荷（三相誘導モーターなど）に供給する役割を果たす。   Here, although it is supposed that the system power supply 12 is connected to the terminals U, V, W, it is also possible to connect a load other than a power supply such as a three-phase induction motor, for example. In this case, the load 13 is a DC power source, and the current source power converter 11 converts the DC power supplied from the load 13 into three-phase AC power and supplies it to an AC-side load (such as a three-phase induction motor). Fulfill.

制御装置１０は、交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと同期するＰＷＭ信号Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎを生成し、それぞれをスイッチング素子Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐ，Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎのゲートに供給することにより、電流形電力変換装置１１のＰＷＭ制御を行う装置である。より具体的に説明すると、制御装置１０は、まず端子Ｕ，Ｖ，Ｗに系統電源１２が接続されている場合には、系統電源１２から供給される交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの少なくとも一部に基づき、これらと同期するように上述した指令値ｄｕ＊，ｄｖ＊，ｄｗ＊を生成する。一方、端子Ｕ，Ｖ，Ｗに電源でない負荷が接続されている場合には、制御装置１０は、内蔵する第１のクロック回路（図示せず）が生成するクロック信号に同期するように、上述した指令値ｄｕ＊，ｄｖ＊，ｄｗ＊を生成する。なお、制御装置１０は、指令値ｄｕ＊，ｄｖ＊，ｄｗ＊の振幅を適宜制御することにより、出力の調整及び力行と回生の切り替えを行う機能も有している。また、制御装置１０は、内蔵する第２のクロック回路（図示せず）が生成するクロック信号に同期するように、キャリア信号Ｃａを生成する。そして制御装置１０は、こうして生成した指令値ｄｕ＊，ｄｖ＊，ｄｗ＊及びキャリア信号Ｃａに基づいて、ＰＷＭ信号Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎを生成するよう構成される。以下、このＰＷＭ信号Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの生成について、詳しく説明する。 Control device 10 generates PWM signals Sup, Svp, Swp, Sun, Svn, Swn synchronized with AC voltages Vu, Vv, Vw, respectively, as gates of switching elements Up, Vp, Wp, Un, Vn, Wn. This is a device that performs PWM control of the current source power converter 11 by supplying it. More specifically, in the case where system power supply 12 is connected to terminals U, V, W first, at least a part of AC voltages Vu, Vv, Vw supplied from system power supply 12 of control device 10 Based on the above, the above-mentioned command values du * , dv * , dw * are generated so as to synchronize with them. On the other hand, when a load other than a power source is connected to the terminals U, V, W, the control device 10 synchronizes with the clock signal generated by the built-in first clock circuit (not shown). The command values du * , dv * , dw * are generated. The control device 10 also has a function of adjusting the output and switching between power running and regeneration by appropriately controlling the amplitudes of the command values du * , dv * , dw * . Further, the control device 10 generates a carrier signal Ca so as to be synchronized with a clock signal generated by a built-in second clock circuit (not shown). The control device 10 is configured to generate the PWM signals Sup, Svp, Swp, Sun, Svn, Swn based on the command values du * , dv * , dw * thus generated and the carrier signal Ca. The generation of the PWM signals Sup, Svp, Swp, Sun, Svn, Swn will be described in detail below.

図２は、本実施の形態によるＰＷＭ制御に関する信号の波形を示す信号波形図である。同図に示すように、交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ、指令値ｄｕ＊，ｄｖ＊，ｄｗ＊、及びキャリア信号Ｃａの波形は、図９に示した背景技術のものと同一である。 FIG. 2 is a signal waveform diagram showing waveforms of signals related to PWM control according to the present embodiment. As shown in the figure, the waveforms of the AC voltages Vu, Vv, Vw, the command values du * , dv * , dw * , and the carrier signal Ca are the same as those of the background art shown in FIG.

図９の例では、三相交流の一周期を、交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの位相に応じて６つの空間Ｉ〜ＶＩに分けたが、本実施の形態では、図２に示すように、交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの位相に応じて１２個の空間Ａ〜Ｌに分ける。具体的には、交流電圧Ｖｕの位相が０°以上３０°未満である領域を空間Ａ、３０°以上６０°未満である領域を空間Ｂ、６０°以上９０°未満である領域を空間Ｃ、９０°以上１２０°未満である領域を空間Ｄ、１２０°以上１５０°未満である領域を空間Ｅ、１５０°以上１８０°未満である領域を空間Ｆ、１８０°以上２１０°未満である領域を空間Ｇ、２１０°以上２４０°未満である領域を空間Ｈ、２４０°以上２７０°未満である領域を空間Ｉ、２７０°以上３００°未満である領域を空間Ｊ、３００°以上３３０°未満である領域を空間Ｋ、３３０°以上３６０°未満である領域を空間Ｌと定義する。ＰＷＭ信号Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎは、こうして定義される空間ごとに異なる処理によって生成される。以下、一例として空間Ｃ，Ｄを取り上げて説明する。


In the example of FIG. 9, one cycle of the three-phase AC is divided into six spaces I to VI according to the phases of the AC voltages Vu, Vv and Vw, but in the present embodiment, as shown in FIG. The space is divided into 12 spaces A to L according to the phases of the AC voltages Vu, Vv and Vw. Specifically, a region where the phase of the AC voltage Vu is 0 ° or more and less than 30 ° is a space A, a region where the phase is 30 ° or more and less than 60 ° is a space B, a region where the phase is 60 ° or more and less than 90 ° is a space C, A region that is 90 ° or more and less than 120 ° is a space D, a region that is 120 ° or more and less than 150 ° is a space E, a region that is 150 ° or more and less than 180 ° is a space F, and a region that is 180 ° or more and less than 210 ° is a space. G, an area that is 210 ° or more and less than 240 ° is a space H, an area that is 240 ° or more and less than 270 ° is a space I, an area that is 270 ° or more and less than 300 ° is a space J, and an area that is 300 ° or more and less than 330 ° A space K is defined as a space L which is 330 ° or more and less than 360 °. The PWM signals Sup, Svp, Swp, Sun, Svn, Swn are generated by different processing for each space defined in this way. Hereinafter, the spaces C and D will be described as an example.


図３は、図２から空間Ｃ，Ｄにかかる部分を抜き出して示す信号波形図である。同図と図１０を比較すると明らかなように、本実施の形態による空間Ｃ，Ｄは、背景技術による空間ＩＩの前半と後半にそれぞれ対応している。空間Ｃでは、指令値ｄｕ＊の絶対値｜ｄｕ＊｜が指令値ｄｖ＊の絶対値｜ｄｖ＊｜及び指令値ｄｗ＊の絶対値｜ｄｗ＊｜より大きく、かつ、絶対値｜ｄｖ＊｜が絶対値｜ｄｗ＊｜より大きくなっている。一方、空間Ｄでは、指令値ｄｕ＊の絶対値｜ｄｕ＊｜が指令値ｄｖ＊の絶対値｜ｄｖ＊｜及び指令値ｄｗ＊の絶対値｜ｄｗ＊｜より大きく、かつ、絶対値｜ｄｗ＊｜が絶対値｜ｄｖ＊｜より大きくなっている。なお、図３では、空間Ｃに含まれるキャリア信号Ｃａの３つの周期のうちの２つ目と、空間Ｄに含まれるキャリア信号Ｃａの３つの周期のうちの２つ目とにのみ説明用の符号を付しているが、他の周期についても同様である。 FIG. 3 is a signal waveform diagram showing a portion of the space C and D in FIG. As is clear from comparison between FIG. 10 and FIG. 10, the spaces C and D according to the present embodiment correspond to the first half and the second half of the space II according to the background art. In space C, the command value du * of the absolute value | du * | is the command value dv * of the absolute value | dv * | and the command value dw * of the absolute value | dw * | larger and the absolute value | dv * | Is larger than the absolute value | dw * |. On the other hand, the space D, the command value du * of the absolute value | du * | is the command value dv * of the absolute value | dv * | and the command value dw * of the absolute value | dw * | larger and the absolute value | dw * Is larger than the absolute value | dv * | In FIG. 3, only the second of the three periods of the carrier signal Ca included in the space C and the second of the three periods of the carrier signal Ca included in the space D are for illustrative purposes. Although the reference numerals are attached, the same applies to other periods.

図１０を参照して説明したように、背景技術では空間ＩＩの全体にわたり、スイッチング素子Ｗｎをオン状態とした後に続けてスイッチング素子Ｖｎをオン状態とする処理が行われていた。これに対し、制御装置１０は、空間Ｃ（背景技術による空間ＩＩの前半に相当）では背景技術と同様にスイッチング素子Ｗｎをオン状態とした後に続けてスイッチング素子Ｖｎをオン状態とする一方、空間Ｄ（背景技術による空間ＩＩの後半に相当）ではその順序を逆にし、スイッチング素子Ｖｎをオン状態とした後に続けてスイッチング素子Ｗｎをオン状態とする。制御装置１０がこのような処理を行うことにより、本実施の形態によれば、電圧Ｖｄｃに現れるスパイク電圧の低減が実現される。以下、詳しく説明する。   As described with reference to FIG. 10, in the background art, processing for turning on the switching element Vn is performed continuously after turning on the switching element Wn throughout the space II. On the other hand, in the space C (corresponding to the first half of the space II according to the background art), the control device 10 turns the switching element Vn on after the switching element Wn is turned on similarly to the background art. In D (corresponding to the second half of the space II according to the background art), the order is reversed, and the switching element Wn is subsequently turned on after the switching element Vn is turned on. By the control device 10 performing such processing, according to the present embodiment, reduction of the spike voltage appearing in the voltage Vdc is realized. This will be described in detail below.

制御装置１０は、まず空間Ｃにおいては、次の表２に示す条件分岐によって各ＰＷＭ信号の値を決定する。表２の内容は、上掲した表１と同一である。したがって、まず上アームについては、スイッチング素子Ｕｐがオンに固定され、スイッチング素子Ｖｐ，Ｗｎがオフに固定される。一方、下アームについては、絶対値｜ｄｗ＊｜がキャリア信号Ｃａ以上であればスイッチング素子Ｗｎがオン、スイッチング素子Ｕｎ，Ｖｎがオフとなり、絶対値｜ｄｗ＊｜がキャリア信号Ｃａより小さく、かつ、絶対値｜ｄｕ＊｜がキャリア信号Ｃａ以上であればスイッチング素子Ｖｎがオン、スイッチング素子Ｕｎ，Ｗｎがオフとなり、絶対値｜ｄｕ＊｜がキャリア信号Ｃａより小さければスイッチング素子Ｕｎがオン、スイッチング素子Ｖｎ，Ｗｎがオフとなる。 First, in space C, control device 10 determines the value of each PWM signal by the conditional branch shown in Table 2 below. The contents of Table 2 are identical to Table 1 above. Therefore, first, for the upper arm, the switching element Up is fixed on, and the switching elements Vp and Wn are fixed off. On the lower arm, if the absolute value | dw * | is greater than or equal to the carrier signal Ca, the switching element Wn is on, the switching elements Un and Vn are off, and the absolute value | dw * | is smaller than the carrier signal Ca, If the absolute value | du * | is greater than or equal to the carrier signal Ca, the switching element Vn is turned on and the switching elements Un and Wn are turned off. If the absolute value | du * | is smaller than the carrier signal Ca, the switching element Un is turned on and switched. The elements Vn and Wn are turned off.

Figure 0006552388
Figure 0006552388

一方、空間Ｄにおいては、制御装置１０は、次の表３に示す条件分岐によって各ＰＷＭ信号の値を決定する。これによれば、まず上アームについては、空間Ｃと同様、スイッチング素子Ｕｐがオンに固定され、スイッチング素子Ｖｐ，Ｗｎがオフに固定される。一方、下アームについては、絶対値｜ｄｕ＊｜から絶対値｜ｄｗ＊｜を減じてなる値｜ｄｕ＊｜−｜ｄｗ＊｜がキャリア信号Ｃａ以上であればスイッチング素子Ｖｎがオン、スイッチング素子Ｕｎ，Ｗｎがオフとなり、値｜ｄｕ＊｜−｜ｄｗ＊｜がキャリア信号Ｃａより小さく、かつ、絶対値｜ｄｕ＊｜がキャリア信号Ｃａ以上であればスイッチング素子Ｗｎがオン、スイッチング素子Ｕｎ，Ｖｎがオフとなり、絶対値｜ｄｕ＊｜がキャリア信号Ｃａより小さければスイッチング素子Ｕｎがオン、スイッチング素子Ｖｎ，Ｗｎがオフとなる。 On the other hand, in space D, control device 10 determines the value of each PWM signal by the conditional branch shown in Table 3 below. According to this, with regard to the upper arm, as in the space C, the switching element Up is fixed to ON, and the switching elements Vp and Wn are fixed to OFF. On the other hand, the lower arm, the absolute value | du * | from the absolute value | dw * | a reduced and becomes the value | du * | - | dw * | switching element Vn if carrier signal Ca or ON, the switching element Un, Wn are turned off, the value | du * | - | dw * | is smaller than the carrier signal Ca, and the absolute value | du * | switching element Wn if carrier signal Ca or oN, the switching element Un, When Vn is off and the absolute value | du * | is smaller than the carrier signal Ca, the switching element Un is on and the switching elements Vn and Wn are off.

Figure 0006552388
Figure 0006552388

以上の制御の結果として、電圧Ｖｄｃは、図３に示したような変化を見せる。すなわち、まずスイッチング素子Ｕｎがオンとなっている場合には、電圧Ｖｄｃはゼロとなる。一方、スイッチング素子Ｗｎがオンとなっている場合には、電圧Ｖｄｃは交流電圧Ｖｕから交流電圧Ｖｗを減じてなる値Ｖｕ−Ｖｗとなり、スイッチング素子Ｖｎがオンとなっている場合には、電圧Ｖｄｃは交流電圧Ｖｕから交流電圧Ｖｖを減じてなる値Ｖｕ−Ｖｖとなる。   As a result of the above control, the voltage Vdc shows a change as shown in FIG. That is, when the switching element Un is turned on, the voltage Vdc is zero. On the other hand, when switching element Wn is on, voltage Vdc becomes a value Vu−Vw obtained by subtracting AC voltage Vw from AC voltage Vu, and when switching element Vn is on, voltage Vdc is Vdc. Becomes a value Vu−Vv obtained by subtracting the AC voltage Vv from the AC voltage Vu.

図３と図１０を比較すると理解されるように、本実施の形態によるＰＷＭ制御は、空間Ｃを経て空間Ｄ（背景技術による空間ＩＩの後半）に入ったときに、スイッチング素子Ｗｎ，Ｖｎのそれぞれをオンとする順序を入れ替えている点で、背景技術によるＰＷＭ制御と相違している。この違いの結果、本実施の形態による空間Ｄでは、電圧Ｖｄｃは、ゼロから上昇する際にまずＶｕ−Ｖｖだけ上昇し、次いでＶｕ−Ｖｗまで上昇することになる。Ｖｕ−Ｖｖは空間Ｄではそれほど大きな値とはならないので、図３に示すように、スパイク電圧Ｖｓｐ１もそれほど大きな値とはならない。また、Ｖｕ−Ｖｗまで上昇する際に発生するスパイク電圧Ｖｓｐ２についても、ゼロからではなくＶｕ−Ｖｖからの上昇となるため、それほど大きな値とはならない。したがって、本実施の形態によれば、空間Ｄにおいて電圧Ｖｄｃに現れるスパイク電圧が低減されることになる。   As understood from comparison between FIG. 3 and FIG. 10, the PWM control according to the present embodiment allows the switching elements Wn and Vn to be switched when entering space D (the second half of space II according to the background art) via space C. This is different from the PWM control according to the background art in that the order of turning each on is changed. As a result of this difference, in the space D according to the present embodiment, when the voltage Vdc rises from zero, it first rises by Vu−Vv and then rises to Vu−Vw. Since Vu-Vv does not have a large value in the space D, as shown in FIG. 3, the spike voltage Vsp1 also does not have a large value. In addition, the spike voltage Vsp2 generated when the voltage rises to Vu−Vw also does not increase from Vu−Vv, not from zero, and is not so large. Therefore, according to the present embodiment, the spike voltage appearing in voltage Vdc in space D is reduced.

ここまで空間Ｃ，Ｄに着目して説明したが、制御装置１０は、他の空間においても上記と同様の制御を行っている。以下、各空間において制御装置１０が行う制御について、一般化した説明を行う。以下の説明において登場する構成と、図１〜図３に示した本実施の形態との対応関係は、次の表４のとおりである。また、例えば「第１相にかかる第１の交流電圧」とは、第１相がＶ相である場合には電圧Ｖｖを意味する。   Although the description has been given focusing on the spaces C and D so far, the control device 10 performs the same control as described above in other spaces. Hereinafter, a general description will be given of the control performed by the control device 10 in each space. The correspondence between the configurations appearing in the following description and the present embodiment shown in FIGS. 1 to 3 is as shown in Table 4 below. Further, for example, the “first alternating voltage applied to the first phase” means the voltage Vv when the first phase is the V phase.

Figure 0006552388
Figure 0006552388

制御装置１０は、第１相にかかる第１の交流電圧の絶対値が第２相にかかる第２の交流電圧の絶対値及び第３相にかかる第３の交流電圧の絶対値より大きく、かつ、第２の交流電圧の絶対値が第３の交流電圧の絶対値より大きい場合（すなわち、空間Ａ，Ｃ，Ｅ，Ｇ，Ｉ，Ｋ）、第１のスイッチング素子をオン状態とし、第２及び第３のスイッチング素子をオフとするよう構成される。そして、第３の交流電圧と同期する第３の指令値の絶対値が周期信号であるキャリア信号Ｃａ以上であれば第６のスイッチング素子をオン、第４及び第５のスイッチング素子をオフとし、第３の指令値の絶対値がキャリア信号Ｃａより小さく、かつ、第１の交流電圧と同期する第１の指令値の絶対値がキャリア信号Ｃａ以上であれば第５のスイッチング素子をオン、第４及び第６のスイッチング素子をオフとし、第１の指令値の絶対値がキャリア信号Ｃａより小さければ第４のスイッチング素子をオン、第５及び第６のスイッチング素子をオフとするよう構成される。   The controller 10 has an absolute value of the first AC voltage applied to the first phase greater than the absolute value of the second AC voltage applied to the second phase and the absolute value of the third AC voltage applied to the third phase, and When the absolute value of the second AC voltage is greater than the absolute value of the third AC voltage (ie, spaces A, C, E, G, I, K), the first switching element is turned on, and the second And the third switching element is turned off. If the absolute value of the third command value synchronized with the third AC voltage is equal to or higher than the carrier signal Ca which is a periodic signal, the sixth switching element is turned on, the fourth and fifth switching elements are turned off, If the absolute value of the third command value is smaller than the carrier signal Ca and the absolute value of the first command value synchronized with the first AC voltage is greater than or equal to the carrier signal Ca, the fifth switching element is turned on. The fourth and sixth switching elements are turned off. If the absolute value of the first command value is smaller than the carrier signal Ca, the fourth switching element is turned on, and the fifth and sixth switching elements are turned off. .

また、制御装置１０は、第１相にかかる第１の交流電圧の絶対値が第２相にかかる第２の交流電圧の絶対値及び第３相にかかる第３の交流電圧の絶対値より大きく、かつ、第３の交流電圧の絶対値が第２の交流電圧の絶対値より大きい場合（すなわち、空間Ｂ，Ｄ，Ｆ，Ｈ，Ｊ，Ｌ）、第１のスイッチング素子をオン状態とし、第２及び第３のスイッチング素子をオフとするよう構成される。そして、第１の交流電圧と同期する第１の指令値の絶対値から第３の交流電圧と同期する第３の指令値の絶対値を減じてなる値がキャリア信号Ｃａ以上であれば第５のスイッチング素子をオン、第４及び第６のスイッチング素子をオフとし、第１の指令値の絶対値から第３の指令値の絶対値を減じてなる値がキャリア信号Ｃａより小さく、かつ、第１の指令値の絶対値がキャリア信号Ｃａ以上であれば第６のスイッチング素子をオン、第４及び第５のスイッチング素子をオフとし、第１の指令値の絶対値がキャリア信号Ｃａより小さければ第４のスイッチング素子をオン、第５及び第６のスイッチング素子をオフとするよう構成される。   Further, in the control device 10, the absolute value of the first AC voltage applied to the first phase is larger than the absolute value of the second AC voltage applied to the second phase and the absolute value of the third AC voltage applied to the third phase. And when the absolute value of the third AC voltage is greater than the absolute value of the second AC voltage (ie, spaces B, D, F, H, J, L), the first switching element is turned on, The second and third switching elements are configured to be turned off. If the value obtained by subtracting the absolute value of the third command value synchronized with the third AC voltage from the absolute value of the first command value synchronized with the first AC voltage is greater than or equal to the carrier signal Ca, the fifth The switching element is turned on, the fourth and sixth switching elements are turned off, and the value obtained by subtracting the absolute value of the third command value from the absolute value of the first command value is smaller than the carrier signal Ca, and If the absolute value of the first command value is greater than or equal to the carrier signal Ca, the sixth switching element is turned on, the fourth and fifth switching elements are turned off, and if the absolute value of the first command value is smaller than the carrier signal Ca The fourth switching element is turned on, and the fifth and sixth switching elements are turned off.

このように、制御装置１０は、空間Ａ，Ｃ，Ｅ，Ｇ，Ｉ，Ｋと、空間Ｂ，Ｄ，Ｆ，Ｈ，Ｊ，Ｌとで異なる処理により、各スイッチング素子のオンオフ制御を行っている。その結果、本実施の形態では、スナバ回路を利用していないにも関わらず、図２に示すように、空間Ｂ，Ｄ，Ｆ，Ｈ，Ｊ，Ｌにおいて電圧Ｖｄｃに現れるスパイク電圧の低減が実現される。   As described above, the control device 10 performs on / off control of each switching element by different processing in the spaces A, C, E, G, I, and K and the spaces B, D, F, H, J, and L. Yes. As a result, in the present embodiment, although the snubber circuit is not used, as shown in FIG. 2, the spike voltage appearing in the voltage Vdc in the spaces B, D, F, H, J, L is reduced. Realized.

以上説明したように、本実施の形態による制御装置１０及びＰＷＭ制御によれば、電流形電力変換装置１１で生ずるスパイク電圧をスナバ回路によらずに低減することが可能になる。別の言い方をすれば、本実施の形態による制御装置１０及びＰＷＭ制御によれば、背景技術における各空間の後半に相当する空間Ｂ，Ｄ，Ｆ，Ｈ，Ｊ，Ｌにおいても、前半に相当する空間Ａ，Ｃ，Ｅ，Ｇ，Ｉ，Ｋと同様に、キャリア信号Ｃａの一周期に生ずるスパイク電圧が２つ（スパイク電圧Ｖｓｐ１，Ｖｓｐ２）に分散されている。したがって、スパイク電圧Ｖｓｐ１の大きさを低減することが実現されている。   As described above, according to the control device 10 and the PWM control according to the present embodiment, it is possible to reduce the spike voltage generated in the current source power conversion device 11 without using the snubber circuit. In other words, according to control device 10 and PWM control according to the present embodiment, spaces B, D, F, H, J, L corresponding to the second half of each space in the background art also correspond to the first half Similarly to the spaces A, C, E, G, I, and K, the spike voltage generated in one cycle of the carrier signal Ca is dispersed into two (spike voltages Vsp1 and Vsp2). Therefore, reduction of the magnitude of the spike voltage Vsp1 is realized.

以上、本発明の好ましい実施の形態について説明したが、本発明はこうした実施の形態に何等限定されるものではなく、本発明が、その要旨を逸脱しない範囲において、種々なる態様で実施され得ることは勿論である。   The preferred embodiments of the present invention have been described above, but the present invention is not limited to these embodiments in any way, and the present invention can be implemented in various aspects without departing from the scope of the present invention. Of course.

例えば、上記実施の形態による制御装置１０は、空間Ｂ，Ｄ，Ｆ，Ｈ，Ｊ，Ｌにおいて、第１の指令値の絶対値から第３の指令値の絶対値を減じてなる値がキャリア信号Ｃａ以上であれば第５のスイッチング素子をオン、第４及び第６のスイッチング素子をオフとし、第１の指令値の絶対値から第３の指令値の絶対値を減じてなる値がキャリア信号Ｃａより小さく、かつ、第１の指令値の絶対値がキャリア信号Ｃａ以上であれば第６のスイッチング素子をオン、第４及び第５のスイッチング素子をオフとしたが、第２の指令値の絶対値がキャリア信号Ｃａ以上であれば第５のスイッチング素子をオン、第４及び第６のスイッチング素子をオフとし、第２の指令値の絶対値がキャリア信号Ｃａより小さく、かつ、第１の交流電圧の絶対値がキャリア信号Ｃａ以上であれば第６のスイッチング素子をオン、第４及び第５のスイッチング素子をオフとするように制御装置１０を構成することも可能である。この場合、例えば空間Ｄを例に取ると、制御装置１０は、前述した表３に代え、次の表５によりＰＷＭ制御を行うこととなる。   For example, in the spaces B, D, F, H, J, and L, the control device 10 according to the above embodiment has a carrier value obtained by subtracting the absolute value of the third command value from the absolute value of the first command value. If the signal is Ca or higher, the fifth switching element is turned on, the fourth and sixth switching elements are turned off, and a value obtained by subtracting the absolute value of the third command value from the absolute value of the first command value is the carrier. Although the sixth switching element is turned on and the fourth and fifth switching elements are turned off if the absolute value of the first command value is smaller than the signal Ca and the absolute value of the first command value is greater than or equal to the carrier signal Ca, the second command value The fifth switching element is turned on, the fourth and sixth switching elements are turned off, and the absolute value of the second command value is smaller than the carrier signal Ca, and the first switching element is turned on. The absolute value of the AC voltage of the 6 turns on the switching element if the A signal Ca or, it is also possible to the fourth and fifth switching elements constituting the control device 10 so as to turn off. In this case, for example, taking the space D as an example, the control device 10 performs PWM control according to Table 5 below, instead of Table 3 described above.

Figure 0006552388
Figure 0006552388

また、スイッチング素子Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐ，Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎの具体的な構成は、図１に示したものに限定されない。例えば、図４に示すように、スイッチング素子Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐ，Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎは何らかのスイッチング素子であればよい。また、スイッチング素子Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐ，Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎと、対応するダイオードＵｐｄ，Ｖｐｄ，Ｗｐｄ，Ｕｎｄ，Ｖｎｄ，Ｗｎｄとは直列に接続されていればよく、例えば図５に示すように、スイッチング素子とダイオードの位置関係が図１とは逆になっていてもよい。さらに、ダイオードＵｐｄ，Ｖｐｄ，Ｗｐｄ，Ｕｎｄ，Ｖｎｄ，Ｗｎｄを使わず、逆阻止機能を有するスイッチング素子Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐ，Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎのみを利用することも可能である。この場合、図６に示す例のように、素子としてのダイオードＵｐｄ，Ｖｐｄ，Ｗｐｄ，Ｕｎｄ，Ｖｎｄ，Ｗｎｄは回路図に現れないことになる。   Further, specific configurations of the switching elements Up, Vp, Wp, Un, Vn and Wn are not limited to those shown in FIG. For example, as shown in FIG. 4, the switching elements Up, Vp, Wp, Un, Vn and Wn may be any switching elements. Further, switching elements Up, Vp, Wp, Un, Vn, Wn and corresponding diodes Upd, Vpd, Wpd, Und, Vnd, Wnd may be connected in series, for example, as shown in FIG. The positional relationship between the switching element and the diode may be opposite to that in FIG. Furthermore, it is also possible to use only the switching elements Up, Vp, Wp, Un, Vn, Wn having reverse blocking function without using the diodes Upd, Vpd, Wpd, Und, Vnd, Wnd. In this case, like the example shown in FIG. 6, the diodes Upd, Vpd, Wpd, Und, Vnd, and Wnd as elements do not appear in the circuit diagram.

また、上記実施の形態による制御装置１０は、各指令値の絶対値とキャリア信号Ｃａとの比較を行う際、比較時点での各指令値の絶対値を利用して比較を行っていたが、例えばキャリア信号Ｃａの立ち上がり時点で各指令値の絶対値をホールドしておき、ホールドした値とキャリア信号Ｃａとを比較するようにしてもよい。実際のキャリア信号Ｃａは、上述したように三相交流の周波数の数十倍〜数千倍の周波数を有する高周波信号であるため、各指令値の絶対値は、キャリア信号Ｃａの一周期の間に変動しないとみなすことができる。したがって、上記のように、ホールドした各指令値の絶対値とキャリア信号Ｃａとを比較することとしても、比較時点での各指令値の絶対値を利用して比較を行う場合と同様の効果を得ることが可能である。   Further, when comparing the absolute value of each command value with the carrier signal Ca, the control device 10 according to the above embodiment performs the comparison using the absolute value of each command value at the comparison time point, For example, the absolute value of each command value may be held at the rise time of the carrier signal Ca, and the held value may be compared with the carrier signal Ca. Since the actual carrier signal Ca is a high-frequency signal having a frequency that is several tens to several thousand times the frequency of the three-phase alternating current as described above, the absolute value of each command value is equal to one period of the carrier signal Ca. It can be considered not to change. Therefore, as described above, even if the absolute value of each command value held is compared with the carrier signal Ca, the same effect as in the case where the comparison is performed using the absolute value of each command value at the time of comparison. It is possible to obtain.

また、図１や図４〜図６に示した電流形電力変換装置１１にはスナバ回路Ｓを設けていないが、本発明を適用した制御装置１０を用いる場合であっても、電流形電力変換装置１１に図７と同様のスナバ回路Ｓを設けても構わない。その場合、本発明ではスナバ回路Ｓによらずにスパイク電圧が低減されているので、スナバ回路Ｓを構成するキャパシタ及び抵抗素子として、背景技術によるスナバ回路Ｓよりも小さなものを用いることができる。したがって、背景技術に比べ、装置体積を小さくし、回路全体の損失を低減することが可能になる。   Moreover, although the snubber circuit S is not provided in the current source power converter 11 shown in FIG.1 and FIG.4-FIG.6, even when using the control apparatus 10 to which this invention is applied, current source power conversion is carried out. The device 11 may be provided with a snubber circuit S similar to that shown in FIG. In that case, in the present invention, since the spike voltage is reduced regardless of the snubber circuit S, a smaller capacitor than the snubber circuit S according to the background art can be used as a capacitor and a resistance element constituting the snubber circuit S. Therefore, it is possible to reduce the device volume and reduce the loss of the entire circuit as compared to the background art.

１０ 制御装置
１１ 電流形電力変換装置
１２ 系統電源
１３ 負荷
ＡＣＬ 交流リアクトル
Ｃ 入力キャパシタ
Ｃａ キャリア信号
ＤＣＬ 直流リアクトル
Ｌｐ 寄生インダクタンス
Ｐ，Ｎ，Ｕ，Ｖ，Ｗ 端子
Ｎｐ，Ｎｎ 直流側ノード
Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗ 交流側ノード
Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ ＰＷＭ信号
Ｕｐｄ，Ｖｐｄ，Ｗｐｄ，Ｕｎｄ，Ｖｎｄ，Ｗｎｄ ダイオード
Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐ，Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎ スイッチング素子
Ｖｄｃ 直流側ノードＮｐ，Ｎｎ間の電位差
Ｖｓｐ１，Ｖｓｐ２ スパイク電圧
Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ 交流電圧
ｄｕ＊，ｄｖ＊，ｄｗ＊ 指令値
｜ｄｕ＊｜，｜ｄｖ＊｜，｜ｄｗ＊｜ 指令値の絶対値 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Control apparatus 11 Current source power converter 12 System power supply 13 Load ACL AC reactor C Input capacitor Ca Carrier signal DCL DC reactor Lp Parasitic inductance P, N, U, V, W Terminal Np, Nn DC side node Nu, Nv, Nw AC side node Sup, Svp, Swp, Sun, Svn, Swn PWM signal Upd, Vpd, Wpd, Und, Vnd, Wnd Diode Up, Vp, Wp, Un, Vn, Wn Switching element Vdc Between DC side nodes Np, Nn Potential difference Vsp1, Vsp2 Spike voltage Vu, Vv, Vw AC voltage du * , dv * , dw * command value | du * |, | dv * |, | dw * | Absolute value of command value

Claims (4)

三相交流の第１相乃至第３相にそれぞれ対応する第１乃至第３の交流側ノードと、
第１及び第２の直流側ノードと、
それぞれ前記第１乃至第３の交流側ノードと前記第１の直流側ノードとの間に接続される第１乃至第３のスイッチング素子と、
それぞれ前記第１乃至第３の交流側ノードと前記第２の直流側ノードとの間に接続される第４乃至第６のスイッチング素子とを備える電流形電力変換装置の制御装置であって、
前記第１相にかかる第１の交流電圧の絶対値が前記第２相にかかる第２の交流電圧の絶対値及び前記第３相にかかる第３の交流電圧の絶対値より大きい場合、前記第１乃至第３の交流電圧にそれぞれ同期する第１乃至第３の指令値のうちの少なくとも２つの絶対値と鋸波であるキャリア信号との比較結果に基づいて前記第４乃至第６のスイッチング素子のオンオフ状態を制御するよう構成され、
前記第１の交流電圧の絶対値が前記第２の交流電圧の絶対値及び前記第３の交流電圧の絶対値より大きく、かつ、前記第２の交流電圧の絶対値が前記第３の交流電圧の絶対値より大きい場合、前記第６のスイッチング素子をオン状態とした後に続けて前記第５のスイッチング素子をオン状態とし、
前記第１の交流電圧の絶対値が前記第２の交流電圧の絶対値及び前記第３の交流電圧の絶対値より大きく、かつ、前記第３の交流電圧の絶対値が前記第２の交流電圧の絶対値より大きい場合、前記第５のスイッチング素子をオン状態とした後に続けて前記第６のスイッチング素子をオン状態とする
ことを特徴とする制御装置。 First to third AC side nodes respectively corresponding to the first to third phases of three-phase AC;
First and second DC side nodes;
First to third switching elements respectively connected between the first to third AC side nodes and the first DC side node;
A control device for a current source power converter comprising fourth to sixth switching elements respectively connected between the first to third AC side nodes and the second DC side node,
When the absolute value of the first AC voltage applied to the first phase is larger than the absolute value of the second AC voltage applied to the second phase and the absolute value of the third AC voltage applied to the third phase, The fourth to sixth switching elements based on a comparison result between at least two absolute values of the first to third command values synchronized with the first to third AC voltages, respectively, and a carrier signal that is a sawtooth wave. Configured to control the on / off state of the
Before Symbol greater than the absolute value of the absolute value and the prior SL third AC voltage absolute value before Symbol second AC voltage of the first AC voltage, and the absolute value of said second alternating voltage third If the absolute value of the AC voltage is larger than the absolute value of the alternating current voltage, the fifth switching element is subsequently turned on after the sixth switching element is turned on,
The absolute value of the first AC voltage is greater than the absolute value of the second AC voltage and the absolute value of the third AC voltage, and the absolute value of the third AC voltage is the second AC voltage. The controller is characterized in that the sixth switching element is subsequently turned on after the fifth switching element is turned on if the absolute value of the first switching element is larger than the absolute value of the second switching element. 前記第１の交流電圧の絶対値が前記第２の交流電圧の絶対値及び前記第３の交流電圧の絶対値より大きく、かつ、前記第２の交流電圧の絶対値が前記第３の交流電圧の絶対値より大きい場合、前記第１のスイッチング素子をオン状態とするとともに、前記第３の指令値の絶対値が周期信号であるキャリア信号以上であれば前記第６のスイッチング素子を、前記第３の指令値の絶対値が前記キャリア信号より小さく、かつ、前記第１の指令値の絶対値が前記キャリア信号以上であれば前記第５のスイッチング素子を、前記第１の指令値の絶対値が前記キャリア信号より小さければ前記第４のスイッチング素子をそれぞれオン状態とし、
前記第１の交流電圧の絶対値が前記第２の交流電圧の絶対値及び前記第３の交流電圧の絶対値より大きく、かつ、前記第３の交流電圧の絶対値が前記第２の交流電圧の絶対値より大きい場合、前記第１のスイッチング素子をオン状態とするとともに、前記第１の指令値の絶対値から前記第３の指令値の絶対値を減じてなる値又は前記第２の指令値の絶対値が前記キャリア信号以上であれば前記第５のスイッチング素子を、前記第１の指令値の絶対値から前記第３の指令値の絶対値を減じてなる値又は前記第２の指令値の絶対値が前記キャリア信号より小さく、かつ、前記第１の指令値の絶対値が前記キャリア信号以上であれば前記第６のスイッチング素子を、前記第１の指令値の絶対値が前記キャリア信号より小さければ前記第４のスイッチング素子をそれぞれオン状態とする
ことを特徴とする請求項１に記載の制御装置。 Before Symbol greater than the absolute value of the absolute value and the third AC voltage of the absolute value of the second alternating voltage of the first AC voltage, and the absolute value of the third alternating current of the second alternating voltage If the absolute value of the voltage is larger, the first switching element is turned on, and if the absolute value of the third command value is greater than or equal to a carrier signal that is a periodic signal, the sixth switching element is If the absolute value of the third command value is smaller than the carrier signal and the absolute value of the first command value is greater than or equal to the carrier signal, the fifth switching element is set to the absolute value of the first command value. If the value is smaller than the carrier signal, the fourth switching element is turned on.
The absolute value of the first AC voltage is greater than the absolute value of the second AC voltage and the absolute value of the third AC voltage, and the absolute value of the third AC voltage is the second AC voltage. of greater than the absolute value, while the first switching element on, before Symbol first absolute value from the composed by subtracting the absolute value value or the second of the third command value of the command value the absolute value of the switching elements of the fifth long the carrier signal over the command value, consisting of pre-Symbol absolute value of the first command value by subtracting the absolute value of the third command value value or the second The absolute value of the first command value is smaller than the carrier signal, and the absolute value of the first command value is the sixth switching element if the absolute value of the first command value is greater than or equal to the carrier signal. The fourth switch if smaller than the carrier signal Control device according to claim 1, characterized in that the the grayed elements each turned on. 前記電流形電力変換装置は、
前記第１乃至第６のスイッチング素子とそれぞれ直列に接続された第１乃至第６のダイオードと、
一端が前記第１の直流側ノードに接続されたリアクトルとを備える
ことを特徴とする請求項１又は２に記載の制御装置。 The current source power converter is
First to sixth diodes connected in series to the first to sixth switching elements,
The control device according to claim 1 or 2 , further comprising: a reactor whose one end is connected to the first DC side node. 三相交流の第１相乃至第３相にそれぞれ対応する第１乃至第３の交流側ノードと、
第１及び第２の直流側ノードと、
それぞれ前記第１乃至第３の交流側ノードと前記第１の直流側ノードとの間に接続される第１乃至第３のスイッチング素子と、
それぞれ前記第１乃至第３の交流側ノードと前記第２の直流側ノードとの間に接続される第４乃至第６のスイッチング素子とを備える電流形電力変換装置の制御方法であって、
前記第１相にかかる第１の交流電圧の絶対値が前記第２相にかかる第２の交流電圧の絶対値及び前記第３相にかかる第３の交流電圧の絶対値より大きい場合、前記第１乃至第３の交流電圧にそれぞれ同期する第１乃至第３の指令値のうちの少なくとも２つの絶対値と鋸波であるキャリア信号との比較結果に基づいて前記第４乃至第６のスイッチング素子のオンオフ状態を制御するよう構成され、
前記第１の交流電圧の絶対値が前記第２の交流電圧の絶対値及び前記第３の交流電圧の絶対値より大きく、かつ、前記第２の交流電圧の絶対値が前記第３の交流電圧の絶対値より大きい場合、前記第６のスイッチング素子をオン状態とした後に続けて前記第５のスイッチング素子をオン状態とし、
前記第１の交流電圧の絶対値が前記第２の交流電圧の絶対値及び前記第３の交流電圧の絶対値より大きく、かつ、前記第３の交流電圧の絶対値が前記第２の交流電圧の絶対値より大きい場合、前記第５のスイッチング素子をオン状態とした後に続けて前記第６のスイッチング素子をオン状態とする
ことを特徴とする制御方法。 First to third AC side nodes respectively corresponding to the first to third phases of the three-phase AC;
First and second DC side nodes;
First to third switching elements respectively connected between the first to third AC nodes and the first DC node;
A control method of a current source power conversion device, comprising: fourth to sixth switching elements connected between the first to third AC side nodes and the second DC side node, respectively.
When the absolute value of the first alternating voltage applied to the first phase is larger than the absolute value of the second alternating voltage applied to the second phase and the absolute value of a third alternating voltage applied to the third phase, the first The fourth to sixth switching elements based on a comparison result of at least two absolute values of first to third command values synchronized with the first to third AC voltages and a carrier signal which is a sawtooth wave. Configured to control the on / off state of the
Before Symbol greater than the absolute value of the absolute value and the prior SL third AC voltage absolute value before Symbol second AC voltage of the first AC voltage, and the absolute value of said second alternating voltage third Is greater than the absolute value of the AC voltage, the fifth switching element is subsequently turned on after the sixth switching element is turned on,
The absolute value of the first AC voltage is larger than the absolute value of the second AC voltage and the absolute value of the third AC voltage, and the absolute value of the third AC voltage is the second AC voltage And controlling the sixth switching element to be in the on state subsequently to turning on the fifth switching element.
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