JP6550876B2 - LED power supply device and LED lighting device - Google Patents
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Description
本発明は、ＬＥＤ電源装置及びそれを用いたＬＥＤ照明装置に関する。 The present invention relates to an LED power supply device and an LED lighting device using the same.
特許文献１は、ＬＥＤを点灯する絶縁型電源装置を開示する。この絶縁型電源装置は、トランスの一次側に流す電流を制御するスイッチング素子の制御信号を出力する制御回路と、出力電流を検出する検出手段による検出信号を制御回路へ伝達する信号伝達手段とを有する。そして、制御回路は、スイッチング素子のＰＷＭ制御パルスを生成するパルス生成回路と、外部から供給されるデューティ比に制御情報を有する出力制御パルス信号に基づいてスイッチング素子へ供給されるＰＷＭ制御パルスを遮断するマスク回路と、出力制御パルス信号を監視してデューティ比が所定値以下になった場合にデューティ比の下限を制限した制御パルスをマスク回路へ供給するオーバーシュート抑制回路とを備える。同文献によると、上記構成により、一次側と二次側の両方の制御回路に出力制御信号を入力して出力をフィードバック制御する絶縁型電源装置において、出力制御信号を変化させた際にフィードバック制御の比較的大きな時定数に起因して発生する出力オーバーシュートが低減される。
ところで、一般に、特許文献１に開示されるようなＰＷＭ制御下での出力フィードバック構成においては、入力電源電圧から見た負荷が調光等によって軽くなるとＰＷＭオン幅が小さくなる。特に、高い入力電源電圧（例えばＡＣ２００Ｖ）において深い調光が行われる場合、負荷が非常に軽くなり、ＰＷＭオン幅はより狭小化される。そして、ＰＷＭオン幅がＰＷＭ制御用ＩＣの動作下限以下となると、スイッチング動作が断続的になり、ＬＥＤ発光にちらつきが生じる。このオン幅狭小化の問題に対処するため、詳細を後述するように、軽負荷時には、出力電流フィードバック制御下においても所定のＰＷＭオン幅が確保されるように、ＰＷＭオフ幅を強制的に長くする（すなわち、スイッチング周波数を強制的に低下させる）構成が提案されている。しかし、通常の動作モードと、スイッチング周波数を強制的に低下させる動作モードとを切り換えると、このモード切換の際のフィードバック応答の遅れに起因してスイッチング動作が一時的に不安定となる場合がある。この不安定なスイッチング動作のために、ＬＥＤ発光のちらつきが発生し得るという問題があった。
Generally, in the output feedback configuration under PWM control as disclosed in
そこで、本発明は、出力フィードバック制御を適用しつつも、通常の動作モードと軽負荷時の動作モードとの切換に起因するＬＥＤ発光のちらつきを防止するＬＥＤ電源装置及びそれを用いたＬＥＤ照明装置を提供することを課題とする。 Accordingly, the present invention provides an LED power supply device that prevents flickering of LED light emission caused by switching between a normal operation mode and an operation mode at a light load while applying output feedback control, and an LED illumination device using the same The challenge is to provide
本発明のＬＥＤ電源装置は、交流の入力電源電圧を直流の出力電流に変換して出力電流をＬＥＤに供給するコンバータ回路と、コンバータ回路をＰＷＭ制御するように構成されたＰＷＭ制御回路と、入力電源電圧を検出して検出電圧を出力する電圧検出回路と、ＰＷＭ制御において、検出電圧が第１の入力電源電圧に対応する場合には、コンバータ回路のスイッチング動作によって決まる第１のオフ幅を適用し、検出電圧が第１の電源電圧よりも高い第２の入力電源電圧に対応する場合には、第１のオフ幅よりも長い第２のオフ幅を適用するように構成されたオフ幅増大回路と、出力電流を検出して電流検出値を生成する電流検出回路と、電流検出値が電流目標値に一致するようにＰＷＭ制御回路にＰＷＭ制御のオン幅を決定させる出力制御回路とを備える。 An LED power supply device of the present invention includes a converter circuit that converts an AC input power supply voltage into a DC output current and supplies the output current to the LED, a PWM control circuit configured to PWM control the converter circuit, and an input In the voltage detection circuit for detecting the power supply voltage and outputting the detection voltage, and in the PWM control, when the detection voltage corresponds to the first input power supply voltage, the first off width determined by the switching operation of the converter circuit is applied. When the detected voltage corresponds to the second input power supply voltage higher than the first power supply voltage, the off width increase configured to apply the second off width longer than the first off width. Circuit, a current detection circuit that detects an output current to generate a current detection value, and an output control that causes the PWM control circuit to determine the on width of PWM control so that the current detection value matches the current target value And a road.
上記構成のＬＥＤ電源装置によると、電圧検出回路が入力電源電圧を検出して検出電圧を出力し、コンバータ回路及びＰＷＭ制御回路によるＰＷＭ制御において、オフ幅増大回路が、検出電圧が第１の入力電源電圧に対応する場合には、コンバータ回路のスイッチング動作によって決まる第１のオフ幅を適用し、検出電圧が第１の電源電圧よりも高い第２の入力電源電圧に対応する場合には、第１のオフ幅よりも長い第２のオフ幅を適用する。そして、出力制御回路が、出力電流の電流検出値が電流目標値に一致するようにＰＷＭ制御回路にＰＷＭ制御のオン幅を決定させる。これにより、入力電源電圧が高い場合に入力電源電圧が低い場合よりもオン幅及びオフ幅が長くなるとともに、入力電源電圧が少なくとも略一定である間はモード切換動作が発生することなく出力フィードバック制御が実行される。したがって、出力フィードバック制御を適用しつつも、通常の動作モードと軽負荷時の動作モードとの切換に起因するＬＥＤ発光のちらつきを防止することが可能となる。 According to the LED power supply device of the above configuration, the voltage detection circuit detects the input power supply voltage and outputs the detected voltage, and in PWM control by the converter circuit and the PWM control circuit, the off width increasing circuit receives the first detected voltage. When the power supply voltage is supported, the first off width determined by the switching operation of the converter circuit is applied, and when the detection voltage corresponds to the second input power supply voltage higher than the first power supply voltage, Apply a second off width that is longer than the off width of one. Then, the output control circuit causes the PWM control circuit to determine the ON width of the PWM control so that the detected current value of the output current matches the current target value. Thus, when the input power supply voltage is high, the on width and the off width become longer than when the input power supply voltage is low, and the output feedback control is performed without the mode switching operation occurring while the input power supply voltage is at least substantially constant. Is executed. Therefore, it is possible to prevent the flickering of the LED light emission due to the switching between the normal operation mode and the light load operation mode while applying the output feedback control.
ここで、第１及び第２の入力電源電圧がそれぞれ第１及び第２の商用電源電圧である場合、オフ幅増大回路は、検出電圧が切換閾値未満の場合には第１のオフ幅を適用し、検出電圧が切換閾値以上の場合には第２のオフ幅を適用するように構成され、切換閾値が、商用電源電圧として使用されない電圧に対応する値に設定されることが好ましい。これにより、商用電源から給電されるＬＥＤ電源装置の動作中、すなわちＬＥＤ点灯中にモード切換動作が発生することが防止される。 Here, when the first and second input power supply voltages are the first and second commercial power supply voltages, respectively, the off-width increasing circuit applies the first off-width when the detected voltage is less than the switching threshold. When the detected voltage is equal to or higher than the switching threshold, the second off width is preferably applied, and the switching threshold is preferably set to a value corresponding to a voltage that is not used as the commercial power supply voltage. This prevents the mode switching operation from occurring during the operation of the LED power supply supplied from the commercial power source, that is, while the LED is lit.
また、オフ幅増大回路が、検出電圧が切換閾値未満の場合には第１のオフ幅を適用し、検出電圧が切換閾値以上の場合には第２のオフ幅を適用するように構成され、切換閾値が、第１の入力電源電圧の公称値の１１０％以上でかつ第２の入力電源電圧の公称値の９０％以下の電圧に対応する値に設定されるようにしてもよい。これにより、第１及び第２の入力電源電圧に±１０％の電源電圧変動があったとしても、ＬＥＤ電源装置の動作中、すなわちＬＥＤ点灯中のモード切換動作が確実に防止される。 The off-width increasing circuit is configured to apply the first off-width when the detected voltage is less than the switching threshold, and to apply the second off-width when the detected voltage is greater than or equal to the switching threshold, The switching threshold value may be set to a value corresponding to a voltage that is 110% or more of the nominal value of the first input power supply voltage and 90% or less of the nominal value of the second input power supply voltage. Thereby, even if the first and second input power supply voltages have a power supply voltage fluctuation of ± 10%, the mode switching operation during the operation of the LED power supply device, that is, when the LED is lit, is reliably prevented.
また、オフ幅増大回路が、検出電圧が切換閾値未満の場合には第１のオフ幅を適用し、検出電圧が切換閾値以上の場合には第２のオフ幅を適用するように構成され、切換閾値が、第１の入力電源電圧の公称値と第２の入力電源電圧の公称値の中間値の±２０％、好ましくは±１０％以内の電圧に対応する値に設定されてもよい。これにより、第１及び第２の入力電源電圧に±１０％の電源電圧変動があり、更に回路部品の定数のばらつき又は温度特性があったとしても、ＬＥＤ電源装置の動作中、すなわちＬＥＤ点灯中のモード切換動作が確実に防止される。 The off-width increasing circuit is configured to apply the first off-width when the detected voltage is less than the switching threshold, and to apply the second off-width when the detected voltage is greater than or equal to the switching threshold, The switching threshold may be set to a value corresponding to a voltage within ± 20%, preferably within ± 10% of an intermediate value between the nominal value of the first input power supply voltage and the nominal value of the second input power supply voltage. As a result, even if there is a power supply voltage fluctuation of ± 10% in the first and second input power supply voltages, and even if there are variations in circuit component constants or temperature characteristics, the LED power supply device is in operation, that is, the LED is on. Is reliably prevented.
ここで、第１及び第２の入力電源電圧がそれぞれ第１及び第２の商用電源電圧である場合、第１の商用電源電圧の公称値は１００Ｖ、１１０Ｖ、１１５Ｖ、１２０Ｖ又は１２７Ｖのいずれかの値であり、第２の商用電源電圧の公称値は２００Ｖ、２２０Ｖ、２３０Ｖ、２４０Ｖ、２４２Ｖ又は２６５Ｖのいずれかの値である。これにより、世界各国の電源電圧に対して、ＬＥＤ点灯中のモード切換動作を防止することが可能となる。 Here, when the first and second input power supply voltages are the first and second commercial power supply voltages, respectively, the nominal value of the first commercial power supply voltage is either 100V, 110V, 115V, 120V or 127V. The nominal value of the second commercial power supply voltage is one of 200V, 220V, 230V, 240V, 242V or 265V. As a result, it is possible to prevent the mode switching operation while the LEDs are lit with respect to the power supply voltages of countries around the world.
更に、コンバータ回路が、一次巻線及び二次巻線を有するトランス、一次巻線をスイッチングするスイッチング素子、並びに二次巻線の出力を整流平滑して出力電流を出力する整流平滑回路を含み、オフ幅増大回路において、第１のオフ幅が適用される場合には、オフ期間の終了時が、スイッチング素子に印加される印加電圧の第１の立下りエッジが発生する第１の時点に対応し、第２のオフ幅が適用される場合には、オフ期間の終了時が、印加電圧の第１の立下りエッジより後の第２の時点に対応するように構成される。これにより、簡素な構成のオフ幅増大回路が実現される。 Furthermore, the converter circuit includes a transformer having a primary winding and a secondary winding, a switching element that switches the primary winding, and a rectifying and smoothing circuit that rectifies and smoothes the output of the secondary winding and outputs an output current, In the off-width increasing circuit, when the first off-width is applied, the end of the off period corresponds to the first time point at which the first falling edge of the applied voltage applied to the switching element occurs. If the second off width is applied, the end of the off period is configured to correspond to a second point in time after the first falling edge of the applied voltage. Thereby, the off width increasing circuit with a simple configuration is realized.
ここで、一形態として、コンバータ回路が、一次巻線及び二次巻線を有するトランス、一次巻線をスイッチングするスイッチング素子、並びに二次巻線の出力を整流平滑して出力電流を出力する整流平滑回路を含み、オフ幅増大回路の動作電源がトランスの三次巻線に発生する電圧から取得されるように構成される。これにより、効率的なオフ幅増大回路が実現される。 Here, as one form, the converter circuit includes a transformer having a primary winding and a secondary winding, a switching element that switches the primary winding, and a rectification that rectifies and smoothes the output of the secondary winding to output an output current. A smoothing circuit is included, and the operation power supply of the off-width increasing circuit is configured to be obtained from a voltage generated in the tertiary winding of the transformer. Thereby, an efficient off width increase circuit is realized.
また、他の形態として、オフ幅増大回路の動作電源が検出電圧から取得されるように構成されてもよい。これにより、更に簡素な構成のオフ幅増大回路が実現される。 As another form, the operation power supply of the off width increasing circuit may be obtained from the detection voltage. Thereby, an off width increasing circuit with a simpler configuration is realized.
また更に、出力制御回路において、電流目標値が外部調光信号に基づいて生成されるようにしてもよい。このように、入力電源電圧が比較的高くかつ深い調光によって出力電流又は出力電力が小さい軽負荷状態が発生し得る場合に、本発明の有用性が高まる。 Furthermore, in the output control circuit, the current target value may be generated based on the external dimming signal. Thus, when the input power supply voltage is relatively high and a light load state in which the output current or the output power is small can occur due to deep dimming, the usefulness of the present invention is enhanced.
本発明のＬＥＤ照明装置は、上記いずれかのＬＥＤ電源装置と、ＬＥＤとを備える。これにより、上記の各効果を享受するＬＥＤ照明装置が実現される。 The LED lighting device of the present invention includes any one of the LED power supply devices described above and an LED. Thereby, the LED lighting apparatus which enjoys each of the above effects is realized.
＜第１の実施形態＞
図１に、本発明の第１の実施形態に係るＬＥＤ電源装置１及びそれを用いたＬＥＤ照明装置３の回路構成図を示す。ＬＥＤ照明装置３はＬＥＤ電源装置１及びＬＥＤ２を含む。交流電源ＡＣからの交流入力電圧がＬＥＤ電源装置１に入力され、ＬＥＤ電源装置１からの直流出力がＬＥＤ２に供給される。なお、図１においては、ＬＥＤ２として３個のＬＥＤ素子が直列接続された構成を示すが、ＬＥＤ２を構成するＬＥＤ素子の個数は任意であり、ＬＥＤ素子の直列回路が複数列に並列接続されていてもよい。
First Embodiment
In FIG. 1, the circuit block diagram of the LED
ＬＥＤ電源装置１は、コンバータ回路１０、ＰＷＭ制御回路２０、補助電源回路３０、オフ幅増大回路４０、電流検出回路５０、出力制御回路６０及び電圧検出回路７０を備える。なお、本明細書における説明において、各回路素子が上記のどの名称の回路に属するかは便宜的なものである。
The LED
コンバータ回路１０は、ダイオードブリッジ１１、入力コンデンサ１２、トランス１３、スイッチング素子１４、ダイオード１５、出力コンデンサ１６及び電流検知抵抗１７を備える。コンバータ回路１０は、交流電源ＡＣ（例えば商用電源）からの交流電圧を直流変換し、直流の出力電流をＬＥＤ２に供給する。コンバータ回路１０は、本実施形態においては絶縁型フライバックコンバータからなり、力率改善機能を持つ、いわゆるワンコンバータ方式のフライバック降圧回路を構成する。なお、必要に応じて、コンバータ回路１０の前段には電流ヒューズＦ１及びＦ２並びにノイズフィルタ（不図示）が接続される。トランス１３は一次巻線Ｎ１、二次巻線Ｎ２及び三次巻線Ｎ３を有し、二次巻線Ｎ２の巻方向は三次巻線Ｎ３の巻方向と同じであり、これらの巻方向は一次巻線Ｎ１とは逆となる。すなわち、三次巻線Ｎ３の出力によって二次巻線Ｎ２に発生する電流を検出することができる。本実施形態では、スイッチング素子１４はＭＯＳＦＥＴからなる。したがって、以降において、スイッチング素子１４のことをＦＥＴ１４ともいう。
The
コンバータ回路１０において、交流入力電圧がダイオードブリッジ１１によって全波整流され、入力コンデンサ１２には脈流電圧が現われる。ＦＥＴ１４のオン期間にトランス１３の一次巻線Ｎ１によってエネルギーが蓄積され、ＦＥＴ１４のオフ期間にそのエネルギーがトランス１３の二次巻線Ｎ２側からダイオード１５を介して出力コンデンサ１６に充電される。コンバータ回路１０の出力は、ＦＥＴ１４のＰＷＭ制御におけるオンデューティ（デューティ比）、一次巻線Ｎ１に対する二次巻線Ｎ２の巻数比等によって決まる。ＦＥＴ１４は、後述するスイッチング制御用の制御ＩＣ２１によって駆動される。なお、以降の説明において、コンバータ回路１０の出力電流を「出力電流」という。
In the
本実施形態のコンバータ回路１０は力率改善型であるので、出力コンデンサ１６が低周波リップル（入力電源周波数に基づくリップル）の平滑機能を担う。したがって、入力コンデンサ１２の容量≪出力コンデンサ１６の容量であり、例えば、入力コンデンサ１２はフィルムコンデンサからなり、出力コンデンサ１６は電解コンデンサからなる。なお、トランス１３の一次巻線Ｎ１側の基準電位（すなわち、入力コンデンサ１２の低電位電極側ノード）を一次側グランドといい、二次巻線側の基準電位（すなわち、出力コンデンサ１６の低電位電極側ノード）を二次側グランドというものとする。
Since the
ＰＷＭ制御回路２０は、制御ＩＣ２１、フォトカプラ２２、抵抗２３、抵抗２４及び抵抗２５を含む。制御ＩＣ２１（例えば、ミツミ電機株式会社製のＭＭ３４６０）は、フォトカプラ２２のフォトトランジスタの出力状態に基づくオン幅でスイッチング素子１４をＰＷＭ制御する。フォトカプラ２２の出力状態（信号Ｓ１ｔ）は出力制御回路６０からの入力（信号Ｓ１ｄ）によって決定される。制御ＩＣ２１には、必要に応じて周辺回路部品が接続されていてもよい。また、フォトカプラ２２のフォトトランジスタのコレクタ端子には、所定の電圧源を構成する抵抗回路（不図示）が適宜接続されるものとする。抵抗２３は、トランス１３の三次巻線Ｎ３と制御ＩＣ２１（ＺＣＤ端子）の間に接続される。抵抗２４及び２５の分圧回路は、ダイオードブリッジ１１の出力端子間に接続され、その分圧点が制御ＩＣ２１（ＭＵＬ端子）に接続される。
The
制御ＩＣ２１は、少なくとも、制御電源端子（ＶＣＣ端子）、ゲート出力端子（ＯＵＴ端子）、ゼロクロス検出端子（ＺＣＤ端子）、フィードバック端子（ＦＢ端子）、グランド端子（ＧＮＤ端子）及びマルチプライヤ入力端子（ＭＵＬ端子）を有する。また、制御ＩＣ２１は、不図示の電流センス端子（ＩＳＮＳ端子）及び補償端子（ＣＯＭＰ端子）を有する。制御ＩＣ２１はＶＣＣ端子から動作電源の供給を受け、ＧＮＤ端子を基準電位として動作する。ＧＮＤ端子は一次側グランドに接続され、したがって制御ＩＣ２１は一次側グランドを基準電位として動作する。
The
ＯＵＴ端子は、ＦＥＴ１４のゲート端子に接続される。ＯＵＴ端子の内部回路はＦＥＴ１４のゲート信号を出力し、このゲート信号は後述のオフ幅増大回路４０にも入力される。
The OUT terminal is connected to the gate terminal of the
ＺＣＤ端子は、抵抗２３を介してトランス１３の三次巻線Ｎ３に接続される。ＺＣＤ端子の内部回路は、トランス１３の三次巻線Ｎ３の電圧に対応するＺＣＤ端子電圧における立下りエッジを検出する。具体的には、ＺＣＤ端子の内部回路は、ＺＣＤ端子電圧が閾値（例えば、１．５Ｖ）以下に減少した時点をゼロクロスとして検出し、このゼロクロスの検出に応じてＯＵＴ端子の出力をローからハイに遷移させる。
The ZCD terminal is connected to the tertiary winding N3 of the
ＦＢ端子は、フォトカプラ２２のフォトトランジスタに接続される。ＦＢ端子の内部回路は、ＦＢ端子電圧（すなわち、信号Ｓ１ｔ）に応じて、ＯＵＴ端子からのゲート信号におけるハイ期間、すなわちＦＥＴ１４のＰＷＭ制御におけるオン幅を決定する。
The FB terminal is connected to the phototransistor of the
ＭＵＬ端子は、抵抗２４と抵抗２５の接続点に接続され、ダイオードブリッジ１１の脈流出力電圧の分圧の入力を受ける。不図示のＩＳＮＳ端子は、電流検知抵抗１７とＦＥＴ１４のソース端子との接続点に接続され、電流検知抵抗１７に発生するＦＥＴ電流に対応する電圧の入力を受ける。ＭＵＬ端子及びＩＳＮＳ端子の入力によってＦＥＴ１４のスイッチング動作が適正化される。
The MUL terminal is connected to a connection point between the
前述したコンバータ回路１０の動作を併せて参照すると、制御ＩＣ２１の通常の使用における動作は概略として以下のようになる。まず、ＯＵＴ端子の出力がローからハイに遷移すると、ＦＢ端子の内部回路によって決定されたオン幅にわたってＦＥＴ１４がオン状態となる。ＦＥＴ１４がオン状態である間は、ＺＣＤ端子電圧はゼロとなる。その後、オン期間の終了時にＯＵＴ端子の出力がローとなり、ＦＥＴ１４はオフ状態となる。そして、二次巻線Ｎ２及び三次巻線Ｎ３に電流が流れ、ＺＣＤ端子電圧が上昇する（ＺＣＤ端子電圧は適宜クランプされる）。その後、二次巻線Ｎ２及び三次巻線Ｎ３の電流の減少に伴ってＺＣＤ端子電圧は減少する。ＺＣＤ端子電圧が閾値（例えば、１．５Ｖ）以下となると、ＯＵＴ端子の出力がローからハイに遷移し、上記の動作が繰り返される。
Referring also to the operation of the
補助電源回路３０は、トランス１３の三次巻線Ｎ３、ダイオード３１、コンデンサ３２、トランジスタ３３、抵抗３４、ツェナーダイオード３５及びコンデンサ３６を含み、更に起動抵抗３７を有する。三次巻線Ｎ３に発生する電圧はダイオード３１及びコンデンサ３２によって整流及び平滑され、この平滑された電圧が、トランジスタ３３、抵抗３４及びツェナーダイオード３５によって構成されたシリーズレギュレータで降圧される。この降圧された電圧がコンデンサ３６によって平滑されて補助電源回路３０の出力電圧となる。このように、補助電源回路３０は、ＦＥＴ１４のパルスごとに生成される電圧を平滑してＰＷＭ制御回路２０及びオフ幅増大回路４０に制御電圧Ｖｃｃ（以下、必要に応じて「制御電源Ｖｃｃ」ともいう）を供給する。なお、起動抵抗３７は制御ＩＣ２１の起動時の電源を供給するためにダイオードブリッジ１１の出力端に接続されるが、起動後には実質的に機能しない。
The auxiliary
オフ幅増大回路４０は、ＺＣＤ無効化回路４１及びモード切換回路４２を備える。ＺＣＤ無効化回路４１は、トランジスタ４１０（以下、「ＦＥＴ４１０」という）、抵抗４１１、コンデンサ４１２、抵抗４１３、抵抗４１４及びトランジスタ４１５を有する。モード切換回路４２は、トランジスタ４２０（以下、「ＦＥＴ４２０」という）、抵抗４２１、トランジスタ４２２、抵抗４２３及び抵抗４２４を備え、必要に応じてツェナーダイオード４２５及び抵抗４２６を含む。
The off
ＦＥＴ４１０のドレイン端子は、トランジスタ４２２のコレクタ端子に抵抗４１１を介して接続されるとともに、更に抵抗４２３を介して制御電源Ｖｃｃに接続される。ＦＥＴ４１０のソース端子はコンデンサ４１２、抵抗４１３及び抵抗４１４に接続される。ＦＥＴ４１０のゲート端子はＯＵＴ端子に接続され、はＦＥＴ１４と同期してスイッチングされる。トランジスタ４２２がオフ状態で、かつＦＥＴ１４のオン期間に制御電源Ｖｃｃがコンデンサ４１２に入力される。
The drain terminal of the
コンデンサ４１２及び抵抗４１３の並列回路は、充放電回路を構成し、ＦＥＴ４１０のソース端子と一次側グランドの間に接続される。すなわち、トランジスタ４２２がオン状態の場合にはＦＥＴ４１０がオンされてもコンデンサ４１２は充電されず、トランジスタ４２２がオフ状態の場合にＦＥＴ４１０がオンされると、コンデンサ４１２に制御電源Ｖｃｃが充電される。そして、ＦＥＴ４１０がオフされると、コンデンサ４１２の電荷は、コンデンサ４１２の容量と抵抗４１３の抵抗値によって決まる時定数τで、抵抗４１３によって放電される。
The parallel circuit of the
トランジスタ４１５のベース端子は、抵抗４１４を介してコンデンサ４１２の高電位側端子及びＦＥＴ４１０のソース端子に接続される。トランジスタ４１５のコレクタ端子はＩＣ２１のＺＣＤ端子に接続され、エミッタ端子は一次側グランドに接続される。したがって、コンデンサ４１２の高電位側端子の電圧（以下、「コンデンサ電圧Ｖａ」という）がトランジスタ４１５の動作閾値Ｖｔｈ以上の場合には、トランジスタ４１５がオンされ、ＺＣＤ端子は一次側グランドに実質的に短絡される。これにより、ＺＣＤ端子電圧が無効化される。一方、コンデンサ電圧Ｖａがトランジスタ４１５の動作閾値Ｖｔｈ未満の場合には、トランジスタ４１５がオフされ、三次巻線Ｎ３からの電圧が抵抗２３を介してＺＣＤ端子に入力される。
The base terminal of the
このように、モード切換回路４２の出力がロー状態（トランジスタ４２２がオン状態）の場合には、ＦＥＴ４１０に電源が供給されず、トランジスタ４１５はオフ状態に維持される。すなわち、オフ幅増大回路４０がない場合と同様の動作モードが実行される。以下において、このモード切換回路４２の出力がロー状態の場合の動作モードを「通常モード」という。一方、モード切換回路４２の出力がハイ状態（トランジスタ４２２がオフ状態）の場合には、ＦＥＴ４１０のオン／オフ動作に応じてコンデンサ４１２が充放電され、コンデンサ電圧Ｖａに応じてトランジスタ４１５がオン／オフされる。詳細を後述するように、オフ幅増大回路４０は、ＺＣＤ端子電圧の無効化によってＰＷＭ制御におけるオフ幅を強制的に増大させることができる。以下において、モード切換回路４２の出力がハイ状態の場合の動作モードを「オフ幅増大モード」という。モード切換回路４２の詳細は後述する。
Thus, when the output of the
ここで、図２及び図３を用いて、各モードにおけるオフ幅増大回路４０、ＰＷＭ制御回路２０及びコンバータ回路１０の動作を説明する。なお、図２及び図３は説明のための模式図であり、実際の信号レベル及び時間の比率は図面通りとは限らない。図２は通常モードの動作を示し、図３はオフ幅増大モードの動作を示す。図２及び図３において、上段から、ＦＥＴ１４のドレイン−ソース電圧（以下、「電圧Ｖｄｓ」という）、ＺＣＤ端子電圧（以下、「電圧Ｖｚｃｄ」）という、コンデンサ電圧Ｖａ、及びＯＵＴ端子電圧（以下、「電圧Ｖｏｕｔ」という）を示し、各縦軸は電圧、各横軸は時間を示す。
Here, the operations of the off-
図２に示す通常モードでは、モード切換回路４２の出力はロー（ゼロ）であるため、コンデンサ電圧Ｖａは全期間を通じてゼロである。
時刻ｔ０の時点で、電圧Ｖｏｕｔがハイになると、ＦＥＴ１４がオンされ、電圧Ｖｄｓ及び電圧Ｖｚｃｄはゼロとなる。
時刻ｔ１において、電圧Ｖｏｕｔがローになると、ＦＥＴ１４がオフされ、電圧Ｖｄｓが入力コンデンサ１１の電圧に実質的に等しくなるとともに、電圧Ｖｚｃｄが上昇する。
時刻ｔ２において、トランス１３において一次巻線Ｎ１から二次巻線Ｎ２への放電が終息すると電圧Ｖｄｓ及び電圧Ｖｚｃｄが低下し、電圧Ｖｚｃｄが閾値（１．５Ｖ）を下回ると電圧Ｖｏｕｔがハイとなり、次のＰＷＭオンサイクルが開始される。
In the normal mode shown in FIG. 2, since the output of the
At time t0, when the voltage Vout becomes high, the
When the voltage Vout becomes low at time t1, the
At time t2, when the discharge from the primary winding N1 to the secondary winding N2 ends in the
図３に示すオフ幅増大モードでは、モード切換回路４２の出力はハイとなっている。
時刻ｔ１０の時点で、電圧Ｖｏｕｔがハイになると、ＦＥＴ１４がオンされ、電圧Ｖｄｓ及び電圧Ｖｚｃｄはゼロとなる。一方、コンデンサ４１２が制御電源Ｖｃｃによって充電されてコンデンサ電圧Ｖａが上昇する。コンデンサ電圧Ｖａのピークは、制御電圧Ｖｃｃ並びに抵抗４２３、抵抗４２４、抵抗４１１及び抵抗４１３の分圧比に依存する。
In the off width increasing mode shown in FIG. 3, the output of the
At time t10, when the voltage Vout becomes high, the
時刻ｔ１１において、電圧Ｖｏｕｔがローになると、ＦＥＴ１４がオフされ、電圧Ｖｄｓが入力コンデンサ１１の電圧に実質的に等しくなる。時刻ｔ１１において、ＦＥＴ４１０もオフされるため、コンデンサ電圧Ｖａは低下していくが、コンデンサ電圧Ｖａによってトランジスタ４１５は依然としてオンされているため、三次巻線Ｎ３からの電圧はＺＣＤ端子に入力されず、電圧Ｖｚｃｄはゼロに維持される。
When the voltage Vout becomes low at time t11, the
時刻ｔ１２において、トランス１３において一次巻線Ｎ１から二次巻線Ｎ２への放電が終息すると、トランス１３のインダクタンス及びＦＥＴ１４の寄生容量に起因して、電圧Ｖｄｓは振動を開始する。この時点でも、コンデンサ電圧Ｖａによってトランジスタ４１５がオンされているため、電圧Ｖｚｃｄはゼロに維持される。したがって、ＺＣＤ端子において三次巻線電圧のゼロクロスは検出されず、ＯＵＴ端子からのゲート信号は依然としてローに維持される。
When the discharge from primary winding N1 to secondary winding N2 ends in
時刻ｔ１３において、コンデンサ電圧Ｖａがトランジスタ４１５の動作閾値Ｖｔｈを下回ると、トランジスタ４１５がオフされ、電圧Ｖｄｓに応じた（時間遅れを含み得る）電圧Ｖｚｃｄが制御端子ＺＣＤに入力される。
At time t13, when the capacitor voltage Va falls below the operation threshold Vth of the
時刻ｔ１４において、電圧Ｖｄｓの立下りエッジに対応して電圧Ｖｚｃｄが閾値（１．５Ｖ）を下回ると、電圧Ｖｏｕｔがハイとなり、次のＰＷＭオンサイクルが開始される。 At time t14, when the voltage Vzcd falls below the threshold value (1.5V) corresponding to the falling edge of the voltage Vds, the voltage Vout becomes high and the next PWM on-cycle is started.
図２及び図３から分かるように、通常モードにおいては、ＰＷＭ制御の各スイッチングサイクルにおいてオフ期間の終了時は電圧Ｖｄｓの最初の立下りエッジに対応し、オフ幅増大モードにおいては、オフ期間の終了時が電圧Ｖｄｓの２番目以降の下りエッジに対応する。そして、オフ幅増大モードでは、通常モードのＰＷＭオフ期間よりも長い期間にわたってＦＥＴ１４が強制的にオフされる期間の長さ（すなわち、時刻ｔ２又はｔ１２と時刻ｔ１４との差分）はコンデンサ電圧Ｖａのピーク値に依存する。
As can be seen from FIG. 2 and FIG. 3, in the normal mode, the end of the off period corresponds to the first falling edge of the voltage Vds in each switching cycle of PWM control, and in the off width increase mode, the off period The end time corresponds to the second and subsequent falling edges of the voltage Vds. In the off width increase mode, the length of the period in which the
このように、オフ幅増大モードにおいては、ＦＥＴ１４のＰＷＭオフ幅を強制的に長くすることができる（すなわち、スイッチング周波数を強制的に低下させることができる）。したがって、コンバータ回路１０の平均出力電流が同じであれば、通常モードよりもオフ幅増大モードにおいてＰＷＭオン幅が長くなる。このように、オフ幅増大モードによって、例えば軽負荷時（高い入力電源電圧と比較的深い調光の組合せの場合）にＰＷＭオン幅が制御ＩＣ２１の規定する最小オン幅よりも短くなることを防止することができる。言い換えると、コンバータ回路１０のスイッチング動作は、通常モードにおいては実質的に臨界モードとなり、オフ幅増大モードにおいては実質的に不連続モードとなる。なお、本明細書において、負荷が重い／軽いとは、入力電源電圧に対する出力電流又は出力電力の大／小をいうものとする。
Thus, in the off width increase mode, the PWM off width of the
図１に戻り、モード切換回路４２において、ツェナーダイオード４２５のカソード端子が後述の電圧検出回路７０の出力に接続され、アノード端子にＦＥＴ４２０のゲート端子が接続される。ＦＥＴ４２０のドレイン端子は、抵抗４２１を介して制御電源Ｖｃｃに接続されるとともにトランジスタ４２２のベース端子に接続される。トランジスタ４２２のコレクタ端子は抵抗４２３を介して制御電源Ｖｃｃに接続されるとともに、ＺＣＤ無効化回路４１の抵抗４１１に接続される。ＦＥＴ４２０のソース端子及びトランジスタ４２２のエミッタ端子はともに一次側グランドに接続される。抵抗４２３は制御電源Ｖｃｃとトランジスタ４２２のコレクタ端子間に接続され、抵抗４２４はトランジスタ４２２のコレクタ端子と一次グランド間に接続され、抵抗４２３及び４２４によってトランジスタ４２２のオフ時におけるＺＣＤ無効化回路４１への入力電圧が決定される。抵抗４２６は、ツェナーダイオード４２５のアノード端子及びＦＥＴ４２０のゲート端子と一次側グランドとの間に接続される。
Returning to FIG. 1, in the
ツェナーダイオード４２５のアノード電圧がＦＥＴ４２０のオン閾値Ｖｏｎ未満の場合には、ＦＥＴ４２０はオフ状態となり、トランジスタ４２２がオン状態となる。これにより、モード切換回路４２のロー出力（すなわち、０Ｖの電圧）が抵抗４１１及びＦＥＴ４１０に入力される。ツェナーダイオード４２５のアノード電圧がＦＥＴ４２０のオン閾値Ｖｏｎ以上の場合には、ＦＥＴ４２０はオン状態となり、トランジスタ４２２がオフ状態となる。これにより、モード切換回路４２のハイ出力（すなわち、抵抗４２３及び４２４による制御電源Ｖｃｃの分圧）が抵抗４１１及びＦＥＴ４１０に入力される。ツェナーダイオード４２５の動作状態は、後述の電圧検出回路７０によって出力される検出電圧Ｖｄｃによって決定される。
When the anode voltage of the
なお、オフ幅増大モードにおけるオフ幅は、コンデンサ４１２への入力電圧ピーク値及び上記時定数τによって設定される。言い換えると、オフ幅増大モードにおける所望のオフ幅が実行されるように、抵抗４１１、４１３、４２３及び４２４の抵抗値並びにコンデンサ４１２の容量が設定される（オフ幅の設定によっては抵抗４１１又は抵抗４２４の一方が省略されてもよい）。
The off width in the off width increasing mode is set by the input voltage peak value to the
電流検出回路５０（以下、「電流検出抵抗５０」ともいう）は、二次側グランドとＬＥＤ２のカソード端の間に挿入された低抵抗素子からなり、出力電流に比例した電圧が電流検出抵抗５０に発生する。電流検出抵抗５０に発生する電圧が、電流検出値として出力制御回路６０に入力される。
The current detection circuit 50 (hereinafter also referred to as “
出力制御回路６０は、目標値生成部６１（例えば、マイコン）、定電流制御部６２及び調光制御部６５を有する。出力制御回路６０回路には、コンバータ回路１０の出力コンデンサ１６の電圧から得られる電力をもとに制御電圧Ｖｓが適宜供給されるものとする。あるいは、補助電源回路３０と同様の回路によってトランス１３の補助巻線（三次巻線Ｎ３であってもよいし別途の四次巻線であってもよい）から得られる電力をもとに制御電圧Ｖｓが生成されるようにしてもよい。あるいは、出力コンデンサ１６の電圧をから得られる電力及びトランス１３の補助巻線から得られる電力の双方をもとに制御電圧Ｖｓが生成されるようにしてもよい。
The
調光制御部６５は、装置外部の調光器Ｄから入力される外部調光信号を受け付け、調光率を示す調光指令電圧を生成する。具体的には、ＰＷＭ信号又はアナログＤＣ信号の外部調光信号がフォトカプラ（不図示）のフォトダイオードに入力され、そのフォトカプラのフォトトランジスタから二次側グランドを基準電位とする信号が出力され、これが平滑化されて調光指令電圧となる。これにより、調光率に対して単調減少又は単調増加する調光指令電圧が得られる。
The dimming
目標値生成部６１は、調光制御部６５によって生成された調光指令電圧に基づいて出力電流の目標値（電流目標値）を生成する。目標値生成部６１は、調光指令電圧に対して略線形に電流目標値を演算するように構成されていてもよいし、メモリ（不図示）に記憶された参照テーブルを参照することによって調光指令電圧に対する電流目標値を決定するように構成されていてもよい。目標値生成部６１によって生成された電流目標値は定電流制御部６２に入力される。
The target
図４に、定電流制御部６２の一例を示す。定電流制御部６２は、オペアンプ６２１、入力素子６２２、帰還素子６２３、ダイオード６２４、抵抗６２５及び抵抗６２６を含む。概略として、オペアンプ６２１は出力電流を一定化させる機能を担う定電流制御用のオペアンプである。オペアンプ６２１の負入力端子（−）には電流検出抵抗５０によって検出された電流検出値が入力され、正入力端子（＋）には電流目標値に対応する電圧値が目標値生成部６１から入力される。入力素子６２２は、電流検出抵抗５０とオペアンプ６２１の負入力端子間に接続され、抵抗等によって構成され、必要に応じて積分回路、フィルタ回路等が構成される。帰還素子６２３は、オペアンプ６２１の負入力端子と出力端子の間に接続され、抵抗、コンデンサ、又はこれらの直列回路若しくは並列回路からなる。オペアンプ６２１は、負入力端子に入力される電流検出値と、正入力端子に入力される電圧値との誤差を増幅して出力する。オペアンプ６２１は、制御ＩＣ２１との協働により、電流検出値が電流目標値に一致するようにＰＷＭオン幅を制御することになる。
An example of the constant
オペアンプ６２１の出力端子はダイオード６２４のカソードに接続され、ダイオード６２４のアノードはフォトカプラ２２のフォトダイオードのカソード側に接続される。フォトカプラ２２のフォトダイオードのアノードは制御電圧Ｖｓに抵抗６２５を介して接続され、フォトダイオードに抵抗６２６が並列接続される。なお、抵抗６２５はフォトダイオードのカソード側に挿入されていてもよい。フォトカプラ２２のフォトトランジスタには、フォトダイオードに流れる電流（発光）（信号Ｓ１ｄ）に応じた出力電流が流れる。前述したように、制御ＩＣ２１はフォトカプラ２２のフォトトランジスタの出力状態（信号Ｓ１ｔ）に応じたパルス幅のゲート電圧を出力する。なお、本実施形態において、ダイオード６２４は省略してもよいが、他の制御回路（例えば、出力電圧の過電圧保護回路等）の出力をフォトカプラ２２への入力に反映させる場合に選択回路の一部として必要となる。このように、定電流制御部６２、フォトカプラ２２、制御ＩＣ２１、コンバータ回路１０及び電流検出抵抗５０によって、出力電流のフィードバック制御が行われる。
The output terminal of the
ここで、図７に、モード切換動作に伴うフィードバックの不安定動作が発生し得る参照例に係るＬＥＤ電源装置４を示す。ＬＥＤ電源装置４は、コンバータ回路１０、ＰＷＭ制御回路２０、補助電源回路３０、オフ幅増大回路８０、電流検出抵抗５０及び出力制御回路９０を備える。コンバータ回路１０、ＰＷＭ制御回路２０、補助電源回路３０及び電流検出抵抗５０は、図１に示すＬＥＤ電源装置１のものと同様である。
Here, FIG. 7 shows the LED
出力制御回路９０は、調光制御部９５、目標値生成部６１及び定電流制御部６２を備える。目標値生成部６１及び定電流制御部６２は、図１に示す第１の実施形態のものと同じである。調光制御部９５は調光制御部６５と実質的に同じであるが、調光制御部９５によって生成される調光指令電圧は、目標値生成部６１だけでなくオフ幅増大回路８０にも出力される。調光指令電圧は、信号Ｓ２ｄとしてオフ幅増大回路８０のフォトカプラ８２０のフォトダイオードにも入力され、フォトトランジスタの出力として一次側グランドを基準とする信号Ｓ２ｔに変換される。本明細書においては、調光率が高いほど（負荷が重いほど）調光指令電圧が低く、調光率が低いほど（負荷が軽いほど）調光指令電圧が高くなるものとする。調光指令電圧が所定値以下（調光率が所定率以上）においては、信号Ｓ２ｄ及びＳ２ｔがローであり、通常モードが実行される。調光指令電圧が所定値を超えると（調光率が所定率未満）においては、信号Ｓ２ｄ及びＳ２ｔがハイとなり、オフ幅増大モードが実行される。
The
オフ幅増大回路８０は、ＺＣＤ無効化回路４１及び信号伝達回路８２を備える。ＺＣＤ無効化回路４１は、図１に示すオフ幅増大回路４０のものと実質的に同じである。ただし、ＦＥＴ４１０のドレイン端子は抵抗４１１を介して信号伝達回路８２に接続される。
The off-
信号伝達回路８２は、フォトカプラ８２０並びに抵抗８２１及び８２２を含む。制御電源Ｖｃｃと一次側グランドとの間に、抵抗８２１、フォトカプラ８２０のフォトトランジスタ及び抵抗８２２の直列回路が形成され、フォトトランジスタのエミッタ端子の電圧が抵抗４１１を介してＦＥＴ４１０のドレイン端子に入力される。フォトカプラ８２０のフォトダイオードに信号Ｓ２ｄが入力されると、信号Ｓ２ｄの電流値又は電圧値に応じてフォトトランジスタに電流が流れる。したがって、信号Ｓ２ｄがローの場合には、フォトトランジスタはオフ状態となり、抵抗８２２に発生する電圧、すなわち信号Ｓ２ｔの電圧は実質的にゼロとなる。一方、信号Ｓ２ｄがハイの場合には、フォトトランジスタはオン状態となり、制御電源Ｖｃｃから抵抗８２１、フォトトランジスタを介してハイ出力の信号Ｓ２ｔが入力される。
The signal transmission circuit 82 includes a photocoupler 820 and
第１の実施形態に関して上述したように、ＦＥＴ４１０は、ＦＥＴ１４と同期してスイッチングされる。信号Ｓ２ｔがローの場合には、ＦＥＴ４１０がオンされてもコンデンサ４１２は充電されず、信号Ｓ２ｔがハイの場合には、ＦＥＴ４１０がオンされるとコンデンサ４１２に信号Ｓ２ｔが充電される。コンデンサ４１２のピーク電圧は信号Ｓ２ｔのレベルに依存する。そして、ＦＥＴ４１０がオフされると、コンデンサ４１２の電荷は、上記時定数τで放電される。そして、コンデンサ電圧Ｖａがトランジスタ４１５の動作閾値Ｖｔｈ以上の場合には、トランジスタ４１５がオンされ、ＺＣＤ端子は一次側グランドに実質的に短絡されてＺＣＤ端子電圧が無効化される。一方、コンデンサ電圧Ｖａがトランジスタ４１５の動作閾値Ｖｔｈ未満の場合には、トランジスタ４１５がオフされ、三次巻線Ｎ３からの電圧が抵抗２３を介してＺＣＤ端子に入力される。すなわち、信号Ｓ２ｔがローの場合には通常モードが実行され、信号Ｓ２ｔがハイの場合にはオフ幅増大モードが実行される。
As described above with respect to the first embodiment, the
ここで、上記の参照例においては、調光率の切換に伴う、通常モードとオフ幅増大モードとの間の急峻な切換に起因してＬＥＤ電源装置４の動作が不安定になるという問題がある。すなわち、モード切換のための信号Ｓ２ｄが専ら調光指令電圧に依存するため、調光率が瞬時に切り換えられると、信号Ｓ２ｔのレベルも瞬時に変化する。この信号Ｓ２ｔのレベルの急峻な変化に伴い、ＦＥＴ１４のＰＷＭ制御におけるＰＷＭオフ幅及びスイッチング周波数も急峻に変化する。そして、スイッチング周波数の急峻な変化に対して、そのスイッチング周波数におけるＰＷＭオン幅を決定するための出力電流フィードバック制御の応答が遅れるため、調光率切換後（フィードバックが正常に動作するとした場合の）最終的なＰＷＭオン幅に収束するまでＦＥＴ１４のスイッチング動作が不安定となる。この不安定なスイッチング動作のために、ＬＥＤ発光のちらつきが発生し得るという問題があった。本実施形態は、参照例のように調光指令電圧（すなわち、出力側の動作指令）に応じて通常モードとオフ幅増大モードを切り換えるのではなく、入力電源電圧に応じて両モードを切り換えることにより、上記問題を解決する。
Here, in the above reference example, there is a problem in that the operation of the LED
図１に戻り、電圧検出回路７０は、分圧抵抗７１及び７２並びにコンデンサ７３を備える。分圧抵抗７１及び７２はダイオードブリッジ１１の出力端間に接続され、ダイオードブリッジ１１の整流出力電圧を分圧する。分圧抵抗７２にコンデンサ７３が並列接続され、分圧抵抗７２に発生する検出電圧Ｖｄｃが平滑化される。これにより、分圧抵抗７２及びコンデンサ７３には、電源電圧のピーク電圧の分圧値が検出電圧Ｖｄｃとして発生する。例えば、分圧抵抗７１及び７２の分圧比が１／２０の場合、入力電源がＡＣ１００Ｖの場合には検出電圧Ｖｄｃは約７Ｖ（≒１００Ｖ×√２／２０）となり、入力電源がＡＣ２００Ｖの場合には検出電圧Ｖｄｃは約１４Ｖ（≒２００Ｖ×√２／２０）となる。分圧抵抗７２及び７３の分圧点（すなわち接続点）がツェナーダイオード４２５のカソード端子に接続される。ツェナーダイオード４２５は、検出電圧Ｖｄｃがツェナーダイオード４２５のツェナー電圧Ｖｚｄ以上の場合にはオンし、ツェナー電圧Ｖｚｄ未満の場合にはオフする。なお、抵抗４２６は高抵抗素子であり、分圧抵抗７１及び７２による分圧比に実質的な影響を与えないものとする。なお、ＦＥＴ４２０のオン閾値Ｖｏｎは１Ｖ程度である。
Returning to FIG. 1, the
ここで、ツェナー電圧Ｖｚｄが１０Ｖであるとすると、入力電源がＡＣ１００Ｖの場合には、検出電圧Ｖｄｃ＜ツェナー電圧Ｖｚｄであり、ツェナーダイオード４２５はオフ状態となり、アノード電圧は０Ｖとなる。したがって、ＦＥＴ４２０はオフ状態となるとともにトランジスタ４２２はオン状態となり、通常モードが実行される。一方、入力電源がＡＣ２００Ｖの場合には、検出電圧Ｖｄｃ＞ツェナー電圧Ｖｚｄであり、ツェナーダイオード４２５はオン状態となり、そのアノード電圧は約４Ｖ（＝１４Ｖ−１０Ｖ）＞Ｖｏｎとなる。したがって、ＦＥＴ４２０はオン状態となるとともにトランジスタ４２２はオフ状態となり、オフ幅増大モードが実行される。このように、比較的重い負荷となる場合が多いＡＣ１００Ｖ入力時には通常モードが適用され、比較的軽負荷となる場合が多いＡＣ２００Ｖ入力時にはオフ幅増大モードが適用される。
Here, assuming that the Zener voltage Vzd is 10V, when the input power supply is AC 100V, the detection voltage Vdc <the Zener voltage Vzd, the
ここで、ＦＥＴ４２０の動作状態を決定する切換閾値Ｖｓｗを、ツェナーダイオード４２５のツェナー電圧ＶｚｄにＦＥＴ４２０のオン閾値Ｖｏｎを加算した値と定義する。例えば、ツェナー電圧Ｖｚｄが１０Ｖであり、オン閾値Ｖｏｎが１Ｖである場合、切換閾値Ｖｓｗは１１Ｖとなる。上記の分圧比が採用される場合、切換閾値Ｖｓｗは、ＡＣ１５６Ｖ（＝１１Ｖ×２０／√２）の入力電圧に対応する。このように、検出電圧Ｖｄｃが切換閾値Ｖｓｗ未満である場合、すなわち、検出電圧ＶｄｃがＡＣ１００Ｖの電源電圧に対応する場合には、通常モードによるオフ幅が適用される。そして、検出電圧Ｖｄｃが切換閾値Ｖｓｗ以上である場合、すなわち、検出電圧ＶｄｃがＡＣ２００Ｖの電源電圧に対応する場合には、オフ幅増大モードによって増大されたオフ幅が適用される。
Here, the switching threshold Vsw for determining the operation state of the
ここで、切換閾値Ｖｓｗは、入力電源電圧が商用電源電圧である場合には、商用電源電圧として使用されていない電圧に対応する値であることが好ましい。これにより、商用電源から給電されるＬＥＤ電源装置１の動作中、すなわちＬＥＤ２の点灯中にモード切換動作が発生することが確実に防止される。
Here, when the input power supply voltage is a commercial power supply voltage, the switching threshold Vsw is preferably a value corresponding to a voltage not used as the commercial power supply voltage. This reliably prevents the mode switching operation from occurring during the operation of the
また更に、切換閾値Ｖｓｗは、低い方の第１の入力電源電圧の公称値の１１０％以上でかつ高い方の第２の入力電源電圧の公称値の９０％以下の電圧に対応する値に設定されることが好ましい。例えば、上述したように第１及び第２の入力電源電圧としてＡＣ１００Ｖ及びＡＣ２００Ｖが使用される場合、切換閾値Ｖｓｗは、ＡＣ１００Ｖの１１０％以上、すなわち１１０Ｖ以上で、かつＡＣ２００Ｖの９０％以下、すなわち１８０Ｖ以下に対応する値であればよい。これにより、電源に±１０％の電源電圧変動があったとしても、ＬＥＤ電源装置１の動作中、すなわちＬＥＤ２の点灯中におけるモード切換動作が確実に防止される。
Still further, the switching threshold Vsw is set to a value corresponding to a voltage that is 110% or more of the nominal value of the lower first input power supply voltage and 90% or less of the nominal value of the higher second input power supply voltage. Preferably. For example, when AC100V and AC200V are used as the first and second input power supply voltages as described above, the switching threshold Vsw is 110% or more of AC100V, that is, 110V or more and 90% or less of AC200V, that is, 180V It may be a value corresponding to the following. As a result, even if there is a power supply voltage fluctuation of ± 10% in the power supply, the mode switching operation during the operation of the
あるいは、切換閾値Ｖｓｗが、第１の入力電源電圧の公称値と第２の商用電源電圧の公称値の中間値の±２０％程度、好ましくは±１０％の電圧に対応する値に設定されていてもよい。例えば、上述したように第１及び第２の入力電源電圧としてＡＣ１００Ｖ及びＡＣ２００Ｖが使用される場合、切換閾値Ｖｓｗは、ＡＣ１００ＶとＡＣ２００Ｖの中間値であるＡＣ１５０Ｖの±２０％（すなわちＡＣ１２０Ｖ〜ＡＣ１８０Ｖ）、好ましくは±１０％（すなわちＡＣ１３５Ｖ〜ＡＣ１６５Ｖ）に対応する値であればよい。これにより、第１及び第２の入力電源電圧に±１０％の電源電圧変動があり、かつ回路部品の定数のばらつき又は温度特性があったとしても、ＬＥＤ２の点灯中におけるモード切換動作が確実に防止される。
Alternatively, switching threshold value Vsw is set to a value corresponding to a voltage of about ± 20%, preferably ± 10%, between the nominal value of the first input power supply voltage and the nominal value of the second commercial power supply voltage. May be. For example, when AC100V and AC200V are used as the first and second input power supply voltages as described above, the switching threshold Vsw is ± 20% of AC150V which is an intermediate value between AC100V and AC200V (that is, AC120V to AC180V), Preferably, the value may correspond to ± 10% (ie, AC 135 V to AC 165 V). As a result, even if the first and second input power supply voltages have ± 10% power supply voltage fluctuation, and even if the circuit components have constant variations or temperature characteristics, the mode switching operation can be reliably performed while the
また、上記では、第１及び第２の入力電源電圧がそれぞれＡＣ１００Ｖ及びＡＣ２００Ｖである日本の一般的な商用電源の仕様を想定して電源電圧及び切換閾値Ｖｓｗを例示したが、本発明はＡＣ２４２Ｖ、ＡＣ２６５Ｖ等の国内の他の商用電源仕様、及び他の国の種々の商用電源仕様に対しても同様に適用可能である。例えば、米国、カナダ等では、ＡＣ１２０Ｖ又はＡＣ１１５Ｖの第１の商用電源電圧及びＡＣ２４０Ｖ又はＡＣ２３０Ｖの第２の商用電源電圧が採用されている。また、韓国、中国、台湾等では、ＡＣ１１０Ｖの第１の商用電源電圧及びＡＣ２２０Ｖの第２の商用電源電圧が採用され、ドイツ、フランス等、欧州の一部の国では、ＡＣ１２７Ｖの第１の商用電源電圧及びＡＣ２３０Ｖの第２の商用電源電圧が採用されている。したがって、各国での対応を検討すると、切換閾値Ｖｓｗは、各国の第１及び第２の商用電源電圧以外の電圧に対応する値、各国の第１の商用電源電圧の１１０％以上で第２の商用電源電圧の９０％以下の電圧に対応する値、各国の第１の商用電源電圧と第２の商用電源電圧の中間値の±２０％、好ましくは±１０％の電圧に対応する値等に設定されればよい。 In the above, the power supply voltage and the switching threshold Vsw are exemplified assuming the specification of a general commercial power supply in Japan where the first and second input power supply voltages are AC 100 V and AC 200 V, respectively. The present invention can be similarly applied to other domestic commercial power supply specifications such as AC265V and various commercial power supply specifications in other countries. For example, in the United States, Canada, etc., the first commercial power supply voltage of AC120V or AC115V and the second commercial power supply voltage of AC240V or AC230V are adopted. In Korea, China, Taiwan, etc., the first commercial power supply voltage of AC110V and the second commercial power supply voltage of AC220V are adopted, and in some countries in Germany, France, etc., the first commercial power of AC127V. A power supply voltage and a second commercial power supply voltage of 230V AC are employed. Therefore, considering the correspondence in each country, the switching threshold Vsw is a value corresponding to a voltage other than the first and second commercial power supply voltages in each country, 110% or more of the first commercial power supply voltage in each country, and the second threshold Vsw. A value corresponding to a voltage of 90% or less of the commercial power supply voltage, a value corresponding to a voltage of ± 20%, preferably ± 10% of the intermediate value between the first commercial power supply voltage and the second commercial power supply voltage in each country, etc. It may be set.
また更に、ＬＥＤ電源装置１を多数の国に対して共通仕様とする場合には、切換閾値Ｖｓｗを、対象となる全ての第１及び第２の商用電源電圧以外の電圧に対応する値としてもよい。また、切換閾値Ｖｓｗは、対象となる全ての第１の商用電源電圧のうちの最大の商用電源電圧の公称値（例えばＡＣ１２７Ｖ）の１１０％以上で、かつ対象となる全ての第２の商用電源電圧のうちの最小の商用電源電圧の公称値（例えばＡＣ２００Ｖ）の９０％以下の電圧に対応する値に設定されてもよい。あるいは、切換閾値Ｖｓｗは、対象となる全ての第１の商用電源電圧のうちの最大の商用電源電圧の公称値（例えばＡＣ１２７Ｖ）と、対象となる全ての第２の商用電源電圧のうちの最小の商用電源電圧の公称値（例えばＡＣ２００Ｖ）の中間値の±２０％、好ましくは±１０％の電圧に対応する値に設定されてもよい。
Furthermore, when the LED
以上のように、第１の実施形態のＬＥＤ電源装置１では、電圧検出回路７０が入力電源電圧を検出して検出電圧Ｖｄｃを出力し、コンバータ回路１０及びＰＷＭ制御回路２０によるＰＷＭ制御において、オフ幅増大回路４０は、低い方の入力電源電圧（ＡＣ１００Ｖ等）に検出電圧Ｖｄｃが対応する場合には、コンバータ回路１０の動作によって決まるオフ幅ｔ１−ｔ２を適用し、高い方の入力電源電圧（ＡＣ２００Ｖ等）に検出電圧Ｖｄｃが対応する場合にはオフ幅ｔ１−ｔ２よりも長いオフ幅ｔ１１−ｔ１４を適用する。そして、出力制御回路６０は、電流検出回路５０によって検出される電流検出値が電流目標値に一致するようにＰＷＭ制御回路２０にオン幅を決定させる。これにより、入力電源電圧が高い場合に入力電源電圧が低い場合よりもオン幅及びオフ幅が長くなるとともに、入力電源電圧が少なくとも概ね一定である間はモード切換動作が発生することなく出力フィードバック制御が実行される。したがって、出力フィードバック制御を適用しつつも、通常の動作モードと軽負荷時の動作モードとの切換に起因するＬＥＤ発光のちらつきを防止するＬＥＤ電源装置１及びそれを用いたＬＥＤ照明装置３が実現される。
As described above, in the LED
＜第１の実施形態の代替例＞
上記第１の実施形態では、モード切換回路４２の出力端（トランジスタ４２２のコレクタ端子）がＺＣＤ無効化回路４１のＦＥＴ４１０のドレイン端子側に接続される構成を示した。代替として、モード切換回路４２の出力端がＦＥＴ４１０のソース端子側に接続されるようにしてもよい。
<Alternative Example of First Embodiment>
In the first embodiment, the configuration is shown in which the output terminal of the mode switching circuit 42 (the collector terminal of the transistor 422) is connected to the drain terminal side of the
図５に、本変形例におけるＰＷＭ制御回路２０の一部、オフ幅増大回路４０及び電圧検出回路７０を示す。図示以外の構成は、上記第１の実施形態における構成と同様である。ＦＥＴ４１０のドレイン端子は抵抗４１１を介して制御電源Ｖｃｃに接続される。トランジスタ４２２のコレクタ端子はＦＥＴ４１０のソース端子及びコンデンサ４１２の高電位側端子に接続される。あるいは、更なる代替として、トランジスタ４２２のコレクタ端子がトランジスタ４１５のベース端子に接続されてもよい。
FIG. 5 shows a part of the
この構成によると、検出電圧Ｖｄｃが切換閾値Ｖｓｗ未満の場合にトランジスタ４２２がオン状態となると、トランジスタ４１５は常にオフ状態となり、通常モードが実行される。一方、検出電圧Ｖｄｃが切換閾値Ｖｓｗ以上の場合にトランジスタ４２２がオフ状態となると、コンデンサ４１２はＦＥＴ４１０のオン／オフに従って充放電され、それに従ってトランジスタ４１５がオン／オフされ、オフ幅増大モードが実行される。コンデンサ電圧Ｖａのピーク値は、抵抗４１１及び４１３による制御電圧Ｖｃｃの分圧値によって決まり、コンデンサ電圧Ｖａの放電時間は上記時定数τによって決まる。これらの変形例においても上記第１の実施形態と同様の効果が得られる。
According to this configuration, when the
＜第２の実施形態＞
上記第１の実施形態では、最も効率的なモード切換回路４２の構成として、オフ幅増大回路４０動作電源が制御電源Ｖｃｃから取得される構成を示したが、本実施形態では、オフ幅増大回路４０の動作電源が検出電圧Ｖｄｃから取得される構成を示す。
Second Embodiment
In the first embodiment, the configuration in which the off-
図６に、本実施形態に係るＬＥＤ電源装置１及びそれを用いたＬＥＤ照明装置３の回路構成図を示す。本実施形態と第１の実施形態とは、オフ幅増大回路４０のモード切換回路４２のみが異なり、他の構成要素は実質的に同じであるのでその詳細な説明を省略する。本実施形態のモード切換回路４２はツェナーダイオード４２７からなる。ツェナーダイオード４２７のカソード端子は電圧検出回路７０の分圧抵抗７１及び７２の分圧点に接続され、アノード端子はＦＥＴ４１０のドレイン端子に抵抗４１１を介して接続される。
In FIG. 6, the circuit block diagram of the LED
ＺＣＤ無効化回路４１において、第１の実施形態と同様にＦＥＴ４１０がＦＥＴ１４と同期してオン／オフされる。ここで、検出電圧Ｖｄｃがツェナーダイオード４２７のツェナー電圧Ｖｚｄ２未満の場合、ツェナーダイオード４２７はオフ状態となる。この場合、ＦＥＴ４１０がオン／オフしてもコンデンサ４１２は充放電されず、トランジスタ４１５はオフ状態に維持され、通常モードが実行される。一方、検出電圧Ｖｄｃがツェナー電圧Ｖｚｄ２以上の場合、ツェナーダイオード４２７はオン状態となる。この場合、ＦＥＴ４１０のオン期間に検出電圧Ｖｄｃがツェナーダイオード４２７、抵抗４１１及びＦＥＴ４１０を介してコンデンサ４１２が充電され、ＦＥＴ４１０のオフ期間にコンデンサ４１２が時定数τで放電される。これにより、コンデンサ電圧Ｖａがトランジスタ４１５の動作閾値Ｖｔｈ以上である期間にわたってトランジスタ４１５がオンされてＺＣＤ端子電圧が無効化され、オフ幅増大モードが実行される。
In the
ここで、動作モードの切換閾値Ｖｓｗは、実質的にツェナー電圧Ｖｚｄ２と所定のコンデンサ電圧Ｖａとを加算した値となる。所定のコンデンサ電圧Ｖａとは、図３において、コンデンサ電圧Ｖａの下りエッジが動作閾値Ｖｔｈを下回る瞬間が、所望のＺＣＤ無効化期間ｔ１１〜ｔ１３を生成するのに必要な電圧である。電源電圧及び検出電圧Ｖｄｃと切換閾値Ｖｓｗとの対応関係は、第１の実施形態におけるものと同様であればよい。したがって、その対応関係が実現されるように、電圧検出回路７０の分圧抵抗７２及び７３の抵抗値、ツェナーダイオード４２７のツェナー電圧Ｖｚｄ２、抵抗４１１及び４１３の抵抗値、並びにコンデンサ４１２の容量が設定される。なお、設定によっては、抵抗４１１は省略可能である。
Here, the switching threshold Vsw of the operation mode is substantially a value obtained by adding the Zener voltage Vzd2 and the predetermined capacitor voltage Va. The predetermined capacitor voltage Va is a voltage necessary for generating the desired ZCD invalidation periods t11 to t13 when the falling edge of the capacitor voltage Va falls below the operation threshold value Vth in FIG. The correspondence relationship between the power supply voltage and detection voltage Vdc and the switching threshold value Vsw may be the same as that in the first embodiment. Therefore, the resistances of the
以上のように、本実施形態のＬＥＤ電源装置１においては、オフ幅増大回路４０の動作電源が検出電圧Ｖｄｃから取得される。これにより、第１の実施形態において得られる効果とともに、オフ幅増大回路４０の回路構成の簡素化が可能となる。更に、オフ幅増大モードにおいて、電源電圧が上昇して検出電圧Ｖｄｃが上昇すると、コンデンサ４１２の充電電圧も上昇するためにその放電時間が長くなり、オフ幅がより長くなる。したがって、オフ幅増大モードでは、電源電圧の上昇によって負荷が軽くなるのに対応してオフ幅が更に長くなるような自己補正動作が可能となる。
As described above, in the LED
＜変形例＞
以上に本発明の好適な実施形態を示したが、本発明は、例えば以下に示すように種々の態様に変形可能である。
<Modification>
Although preferred embodiments of the present invention have been described above, the present invention can be modified into various modes as shown below, for example.
（１）入力電源の変形
上記各実施形態では、入力電源が商用電源である場合を示したが、入力電源は自家発電機、構内電源設備等から給電されるものであってもよい。
(1) Modification of input power supply In each of the above-described embodiments, the case where the input power supply is a commercial power supply has been described. However, the input power supply may be supplied from a private power generator, a premises power supply facility, or the like.
（２）固定出力タイプへの変形
上記各実施形態では、調光タイプのＬＥＤ電源装置について説明したが、本発明は、固定出力タイプのＬＥＤ電源装置にも当然に適用でき、特に、入力電源電圧の範囲が広い（例えば、ＡＣ１００Ｖ〜ＡＣ２４２Ｖ、ＡＣ１００Ｖ〜ＡＣ２６５Ｖ等に対応した）ＬＥＤ電源装置において有用である。この場合も、切換閾値Ｖｓｗに上述した各設定による値を適用することにより、複数機種についてオフ幅増大回路４０及び電圧検出回路７０を標準化することができ、生産コストが低減される。固定出力タイプのＬＥＤ電源装置においては、調光制御部６５は不要である。
(2) Modification to Fixed Output Type In each of the above embodiments, the dimming type LED power supply device has been described. However, the present invention is naturally applicable to a fixed output type LED power supply device, and in particular, an input power supply voltage. This is useful in LED power supply devices having a wide range (for example, corresponding to AC100V to AC242V, AC100V to AC265V, etc.). Also in this case, by applying the values according to the above settings to the switching threshold Vsw, the off-
（３）オフ幅増大回路４０のトランジスタに関する変形
上記各実施形態では、オフ幅増大回路４０の各トランジスタがＭＯＳＦＥＴ又はバイポーラトランジスタのいずれかであるものとしたが、各トランジスタについて、ＭＯＳＦＥＴとバイポーラトランジスタとは適宜変更可能である（ただし、その変更に伴い回路定数は相違し得る）。このような変更において、ＭＯＳＦＥＴのゲート端子及びバイポーラトランジスタのベース端子がトランジスタの制御端子として、ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子及びバイポーラトランジスタのコレクタ端子がトランジスタの入力端子として、ＭＯＳＦＥＴのソース端子及びバイポーラトランジスタのエミッタ端子がトランジスタの出力端子として置き換えられる。
(3) Modification of transistor of off-
（４）電圧検出回路７０の変形
上記各実施形態では、電圧検出回路７０がダイオードブリッジ１１の出力端に接続される構成を示したが、電圧検出回路７０はダイオードブリッジ１１の入力端側に別途のダイオード又はダイオードブリッジを介して接続されてもよい。これにより、入力コンデンサ１２の時定数の影響を受けることなく、所望の時定数で電圧検出回路７０及びオフ幅増大回路４０を起動することができる。すなわち、設計仕様に応じて、コンバータ回路１０の起動により制御電源Ｖｃｃが立ち上がる前又は後に、オフ幅増大回路４０を起動させることが可能となる。
(4) Modification of
１ ＬＥＤ電源装置
２ ＬＥＤ
３ ＬＥＤ照明装置
１０ コンバータ回路
２０ ＰＷＭ制御回路
３０ 補助電源回路
４０ オフ幅増大回路
５０ 電流検出回路（電流検出抵抗）
６０ 出力制御回路
７０ 電圧検出回路
1
3
60
Claims (10)
交流の入力電源電圧を直流の出力電流に変換して該出力電流をＬＥＤに供給するコンバータ回路と、
前記コンバータ回路をＰＷＭ制御するように構成されたＰＷＭ制御回路と、
前記入力電源電圧を検出して検出電圧を出力する電圧検出回路と、
前記ＰＷＭ制御において、前記検出電圧が第１の入力電源電圧に対応する場合には、前記コンバータ回路のスイッチング動作によって決まる第１のオフ幅を適用し、前記検出電圧が前記第１の入力電源電圧よりも高い第２の入力電源電圧に対応する場合には、前記第１のオフ幅よりも長い第２のオフ幅を適用するように構成されたオフ幅増大回路と、
前記出力電流を検出して電流検出値を生成する電流検出回路と、
前記電流検出値が電流目標値に一致するように前記ＰＷＭ制御回路に前記ＰＷＭ制御のオン幅を決定させる出力制御回路と
を備え、
前記コンバータ回路が、一次巻線、二次巻線及び三次巻線を有するトランス、前記一次巻線をスイッチングするスイッチング素子、並びに前記二次巻線の出力を整流平滑して前記出力電流を出力する整流平滑回路を含み、
前記ＰＷＭ制御回路が、前記三次巻線の電流の検出値がゼロになった時点で前記スイッチング素子をオンして前記ＰＷＭ制御のオフ期間を終了するように構成され、
前記オフ幅増大回路が、モード切換回路及びＺＣＤ無効化回路を含み、
前記モード切換回路は、前記入力電源電圧が前記第１の入力電源電圧に対応する場合にはロー状態の出力となり、前記入力電源電圧が前記第２の入力電源電圧に対応する場合にはハイ状態の出力となるように構成され、
前記ＺＣＤ無効化回路が第１のトランジスタ、コンデンサ、抵抗及び第２のトランジスタを含み、前記ＰＷＭ制御のオン期間に前記第１のトランジスタの制御端子に制御信号が供給され、前記モード切換回路の出力がハイ状態でありかつ前記第１のトランジスタに前記制御信号が供給される場合に前記コンデンサが充電され、前記モード切換回路の出力がロー状態又は前記第１のトランジスタに前記制御信号が供給されない場合に前記コンデンサの電圧が前記抵抗によって放電され、前記コンデンサの電圧が閾値以上となる場合に前記第２のトランジスタがオンされ、該第２のトランジスタがオンされている期間に前記三次巻線の電流の検出が無効化されるように構成された、ＬＥＤ電源装置。 LED power supply,
A converter circuit for converting an AC input power supply voltage into a DC output current and supplying the output current to the LED;
A PWM control circuit configured to PWM control the converter circuit;
A voltage detection circuit that detects the input power supply voltage and outputs the detected voltage;
In the PWM control, when said detection voltage corresponds to the first input power supply voltage is first applied to OFF width, the detection voltage of the first input power determined by the switching operation of the converter circuit An off-width increasing circuit configured to apply a second off-width longer than the first off-width when corresponding to a second input power supply voltage higher than the voltage;
A current detection circuit that detects the output current and generates a current detection value;
E Bei and an output control circuit for determining the PWM control of the ON width in the PWM control circuit so that the current detection value matches the current target value,
The converter circuit rectifies and smoothes an output of the transformer having a primary winding, a transformer having a secondary winding and a tertiary winding, a switching element for switching the primary winding, and the secondary winding, and outputs the output current. Including a rectifying and smoothing circuit,
The PWM control circuit is configured to turn on the switching element and end the PWM control off period when the detected value of the current of the tertiary winding becomes zero;
The off-width increasing circuit includes a mode switching circuit and a ZCD invalidation circuit;
The mode switching circuit outputs a low state when the input power supply voltage corresponds to the first input power supply voltage, and a high state when the input power supply voltage corresponds to the second input power supply voltage. Is configured to be
The ZCD invalidation circuit includes a first transistor, a capacitor, a resistor, and a second transistor, and a control signal is supplied to a control terminal of the first transistor during an on period of the PWM control, and an output of the mode switching circuit Is high and the control signal is supplied to the first transistor, the capacitor is charged, and the output of the mode switching circuit is low or the control signal is not supplied to the first transistor. When the voltage of the capacitor is discharged by the resistor and the voltage of the capacitor becomes equal to or higher than a threshold, the current of the tertiary winding is turned on while the second transistor is turned on and the second transistor is turned on. LED power supply configured to disable detection of.
前記モード切換回路が、前記検出電圧が切換閾値未満の場合には前記ロー状態を出力し、前記検出電圧が前記切換閾値以上の場合には前記ハイ状態を出力するように構成され、前記切換閾値が、商用電源電圧として使用されない電圧に対応する値に設定された、ＬＥＤ電源装置。 The LED power supply device according to any one of claims 1 to 4 , wherein the first and second input power supply voltages are commercial power supply voltages,
Before Symbol mode switching circuit, the detected voltage is outputted pre SL low state in the case of less than switching threshold, wherein when the detection voltage is above the switching threshold is configured so that to output the pre-Symbol high state The LED power supply device in which the switching threshold is set to a value corresponding to a voltage that is not used as a commercial power supply voltage.
前記モード切換回路が、前記検出電圧が切換閾値未満の場合には前記ロー状態を出力し前記検出電圧が前記切換閾値以上の場合には前記ハイ状態を出力するように構成され、前記切換閾値が、前記第１の入力電源電圧の公称値の１１０％以上でかつ前記第２の入力電源電圧の公称値の９０％以下の電圧に対応する値に設定された、ＬＥＤ電源装置。 The LED power supply device according to any one of claims 1 to 4 .
Before Symbol mode switching circuit, wherein when the detected voltage and outputs a pre-Symbol low state when the detected voltage is less than the switching threshold is equal to or greater than the switching threshold is configured so that to output the pre-Symbol high state, The LED power supply device, wherein the switching threshold is set to a value corresponding to a voltage that is 110% or more of the nominal value of the first input power supply voltage and 90% or less of the nominal value of the second input power supply voltage.
前記モード切換回路が、前記検出電圧が切換閾値未満の場合には前記ロー状態を出力し、前記検出電圧が前記切換閾値以上の場合には前記ハイ状態を出力するように構成され、前記切換閾値が、前記第１の入力電源電圧の公称値と前記第２の入力電源電圧の公称値の中間値の±２０％、好ましくは±１０％以内の電圧に対応する値に設定された、ＬＥＤ電源装置。 The LED power supply device according to any one of claims 1 to 4 .
Before Symbol mode switching circuit, the detected voltage is outputted pre SL low state in the case of less than switching threshold, wherein when the detection voltage is above the switching threshold is configured so that to output the pre-Symbol high state The switching threshold is set to a value corresponding to a voltage within ± 20%, preferably within ± 10% of an intermediate value between the nominal value of the first input power supply voltage and the nominal value of the second input power supply voltage. LED power supply.
前記第１及び第２の入力電源電圧がそれぞれ第１及び第２の商用電源電圧であり、前記第１の商用電源電圧の公称値が１００Ｖ、１１０Ｖ、１１５Ｖ、１２０Ｖ又は１２７Ｖのいずれかの値であり、前記第２の商用電源電圧の公称値が２００Ｖ、２２０Ｖ、２３０Ｖ、２４０Ｖ、２４２Ｖ又は２６５Ｖのいずれかの値である、ＬＥＤ電源装置。 In the LED power supply device according to any one of claims 1 or et 7,
The first and second input power supply voltages are first and second commercial power supply voltages, respectively, and the nominal value of the first commercial power supply voltage is any one of 100V, 110V, 115V, 120V or 127V. An LED power supply device, wherein the second commercial power supply voltage has a nominal value of 200V, 220V, 230V, 240V, 242V, or 265V.
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