JP6542300B2 - 分散入力分散出力無線システムにおけるドップラー効果に対処するためのシステム及び方法 - Google Patents

分散入力分散出力無線システムにおけるドップラー効果に対処するためのシステム及び方法 Download PDF

Info

Publication number
JP6542300B2
JP6542300B2 JP2017138170A JP2017138170A JP6542300B2 JP 6542300 B2 JP6542300 B2 JP 6542300B2 JP 2017138170 A JP2017138170 A JP 2017138170A JP 2017138170 A JP2017138170 A JP 2017138170A JP 6542300 B2 JP6542300 B2 JP 6542300B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
dido
user
antennas
channel
client
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
JP2017138170A
Other languages
English (en)
Other versions
JP2017225138A (ja
Inventor
アントニオ フォレンツァ
アントニオ フォレンツァ
スティーブン ジー パールマン
スティーブン ジー パールマン
Original Assignee
リアデン リミテッド ライアビリティ カンパニー
リアデン リミテッド ライアビリティ カンパニー
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from US13/464,648 external-priority patent/US9312929B2/en
Application filed by リアデン リミテッド ライアビリティ カンパニー, リアデン リミテッド ライアビリティ カンパニー filed Critical リアデン リミテッド ライアビリティ カンパニー
Publication of JP2017225138A publication Critical patent/JP2017225138A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP6542300B2 publication Critical patent/JP6542300B2/ja
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G08—SIGNALLING
    • G08B—SIGNALLING OR CALLING SYSTEMS; ORDER TELEGRAPHS; ALARM SYSTEMS
    • G08B13/00—Burglar, theft or intruder alarms
    • G08B13/18—Actuation by interference with heat, light, or radiation of shorter wavelength; Actuation by intruding sources of heat, light, or radiation of shorter wavelength
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/01—Reducing phase shift
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7097—Interference-related aspects
    • H04B1/711—Interference-related aspects the interference being multi-path interference
    • H04B1/7115—Constructive combining of multi-path signals, i.e. RAKE receivers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/0413—MIMO systems
    • H04B7/0452—Multi-user MIMO systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0615—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal
    • H04B7/0619—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal using feedback from receiving side
    • H04B7/0621—Feedback content
    • H04B7/0626—Channel coefficients, e.g. channel state information [CSI]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/022—Site diversity; Macro-diversity
    • H04B7/024—Co-operative use of antennas of several sites, e.g. in co-ordinated multipoint or co-operative multiple-input multiple-output [MIMO] systems
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
    • Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
    • Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
    • Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10S367/00—Communications, electrical: acoustic wave systems and devices
    • Y10S367/904—Doppler compensation systems

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)

Description

（関連出願の相互参照）
本出願は、以下の同時係属の米国特許出願の一部継続出願である。
米国特許出願第１２／９１７，２５７号（２０１０年１１月１日出願、名称「Ｓｙｓｔｅｍｓ Ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄｓ Ｔｏ Ｃｏｏｒｄｉｎａｔｅ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｓ Ｉｎ Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｓｙｓｔｅｍｓ Ｖｉａ Ｕｓｅｒ Ｃｌｕｓｔｅｒｉｎｇ」、同第１２／８０２，９８８号（２０１０年６月１６日出願、名称「Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｍａｎａｇｅｍｅｎｔ，Ｈａｎｄｏｆｆ，Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ａｎｄ Ｌｉｎｋ Ａｄａｐｔａｔｉｏｎ Ｉｎ Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ−Ｉｎｐｕｔ Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ−Ｏｕｔｐｕｔ（ＤＩＤＯ）Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ」、同第１２／８０２，９７６号（２０１０年６月１６日出願、名称「Ｓｙｓｔｅｍ Ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄ Ｆｏｒ Ａｄｊｕｓｔｉｎｇ ＤＩＤＯ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ Ｂａｓｅｄ Ｏｎ Ｓｉｇｎａｌ Ｓｔｒｅｎｇｔｈ Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔｓ」、現米国発行済み特許第８，１７０，０８１号（２０１２年５月１日発行））、米国特許出願第１２／８０２，９７４号（２０１０年６月１６日出願、名称「Ｓｙｓｔｅｍ Ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄ Ｆｏｒ Ｍａｎａｇｉｎｇ Ｉｎｔｅｒ−Ｃｌｕｓｔｅｒ Ｈａｎｄｏｆｆ Ｏｆ Ｃｌｉｅｎｔｓ Ｗｈｉｃｈ Ｔｒａｖｅｒｓｅ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ ＤＩＤＯ Ｃｌｕｓｔｅｒｓ」）、同第１２／８０２，９８９号（２０１０年６月１６日出願、名称「Ｓｙｓｔｅｍ Ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄ Ｆｏｒ Ｍａｎａｇｉｎｇ Ｈａｎｄｏｆｆ Ｏｆ Ａ Ｃｌｉｅｎｔ Ｂｅｔｗｅｅｎ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔ Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ−Ｉｎｐｕｔ−Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ−Ｏｕｔｐｕｔ（ＤＩＤＯ）Ｎｅｔｗｏｒｋｓ Ｂａｓｅｄ Ｏｎ Ｄｅｔｅｃｔｅｄ Ｖｅｌｏｃｉｔｙ Ｏｆ Ｔｈｅ Ｃｌｉｅｎｔ」）、同第１２／８０２，９５８号（２０１０年６月１６日出願、名称「Ｓｙｓｔｅｍ Ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄ Ｆｏｒ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ａｎｄ Ａｎｔｅｎｎａ Ｇｒｏｕｐｉｎｇ Ｉｎ Ａ Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ−Ｉｎｐｕｔ−Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ−Ｏｕｔｐｕｔ（ＤＩＤＯ）Ｎｅｔｗｏｒｋ」）、同第１２／８０２，９７５号（２０１０年６月１６日出願、名称「Ｓｙｓｔｅｍ Ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄ Ｆｏｒ Ｌｉｎｋ ａｄａｐｔａｔｉｏｎ Ｉｎ ＤＩＤＯ Ｍｕｌｔｉｃａｒｒｉｅｒ Ｓｙｓｔｅｍｓ」）、同第１２／８０２，９３８号（２０１０年６月１６日出願、名称「Ｓｙｓｔｅｍ Ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄ Ｆｏｒ ＤＩＤＯ Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ Ｉｎ Ｍｕｌｔｉｃａｒｒｉｅｒ Ｓｙｓｔｅｍｓ」）、同第１２／６３０，６２７号（２００９年１２月３日出願、名称「Ｓｙｓｔｅｍ ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄ Ｆｏｒ Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ Ａｎｔｅｎｎａ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」）、同第１２／１４３，５０３号（２００８年６月２０日出願、名称「Ｓｙｓｔｅｍ ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄ Ｆｏｒ Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ Ｉｎｐｕｔ−Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ Ｏｕｔｐｕｔ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」、現米国発行済み特許第８，１６０，１２１号（２００９年４月１７日発行））、米国特許出願第１１／８９４，３９４号（２００７年８月２０日出願、名称「Ｓｙｓｔｅｍ ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ Ｉｎｐｕｔ Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ Ｏｕｔｐｕｔ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」、現米国発行済み特許第７，５９９，４２０号（２００９年１０月６日発行））、米国特許出願第１１／８９４，３６２号（２００７年８月２０日、名称「Ｓｙｓｔｅｍ ａｎｄ ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ Ｉｎｐｕｔ−Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」、現米国発行済み特許第７，６３３，９９４号（２００９年１２月１５日発行））、米国特許出願第１１／８９４，５４０号（２００７年８月２０日出願、名称「Ｓｙｓｔｅｍ ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄ Ｆｏｒ Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ Ｉｎｐｕｔ−Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ Ｏｕｔｐｕｔ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、現米国発行済み特許第７，６３６，３８１号（２００９年１２月２２日発行））、米国特許出願第１１／２５６，４７８号（２００５年１０月２１日出願、名称「Ｓｙｓｔｅｍ ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄ Ｆｏｒ Ｓｐａｔｉａｌ−Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｄ Ｔｒｏｐｏｓｐｈｅｒｉｃ Ｓｃａｔｔｅｒ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」、現米国発行済み特許第７，７１１，０３０号（２０１０年５月４日発行））、米国特許出願第１０／８１７，７３１号（２００４年４月２日出願、名称「Ｓｙｓｔｅｍ ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄ Ｆｏｒ Ｅｎｈａｎｃｉｎｇ Ｎｅａｒ Ｖｅｒｔｉｃａｌ Ｉｎｃｉｄｅｎｃｅ Ｓｋｙｗａｖｅ（「ＮＶＩＳ」）Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｕｓｉｎｇ Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ Ｃｏｄｉｎｇ」、現米国発行済み特許第７，８８５，３５４号（２０１１年２月２８日発行）。
従来技術のマルチユーザ無線システムは、単一の基地局のみ又はいくつかの基地局を含むことができる。
他に全くＷｉＦｉアクセスポイント（例えば、田舎の一般家庭のＤＳＬに取り付けられたＷｉＦｉアクセスポイント）がないエリア内の広帯域有線インターネット接続部に付設された単一のＷｉＦｉ基地局（例えば、２．４ＧＨｚ ８０２．１１ｂ、ｇ、又はｎプロトコルを利用する）は、その送信範囲にいる１人又はそれよりも多くのユーザによって共用される単一の基地局である比較的単一のマルチユーザ無線システムの例である。ユーザが無線アクセスポイントと同じ部屋にいる場合に、ユーザが受けるのは、典型的には、殆ど通信途絶がない高速リンクである（例えば、電子レンジと同様に、２．４ＧＨｚ干渉からであるが他のＷｉＦｉデバイスと共用するスペクトルからではないパケット損失がある場合がある）。ユーザが中程度の距離を隔てている場合に、又はいくつかの障害物がユーザとＷｉＦｉアクセスポイント間の経路内にあると、ユーザが受けるのは、恐らく中速度のリンクになる。ユーザがＷｉＦｉアクセスポイント範囲の端に接近している場合に、ユーザが受けるのは、恐らく低速リンクになり、チャンネル変更により、結果として、信号ＳＮＲが使用可能なレベルを下回れば周期的なドロップアウトを受けやすくなる場合がある。最後に、ユーザがＷｉＦｉ基地局の範囲を超えている場合に、ユーザには全くリンクがなくなる。
複数のユーザが同時にＷｉＦｉ基地局にアクセスした時に、利用可能なデータ収量は、複数のユーザ間で共用される。ユーザが異なれば、典型的には、所定の時間に異なる収量要求をＷｉＦｉ基地局にすることになるが、総収量要求がＷｉＦｉ基地局からユーザまでの利用可能な収量を上回った時に、一部又は全てのユーザは、受けるデータ収量が求めているものよりも少なくなる。ＷｉＦｉアクセスポイントが非常に多くのユーザ間で共用される極端な状況では、各ユーザへの収量は、速度が遅くなる可能性もあり、更に悪いことに、各ユーザへのデータ収量は、全て、データ収量がない長い期間により分離された短時間バーストで到着する場合があり、その間は、他のユーザへの対応は行われている。媒体ストリーミングと同様に、この「途切れ途切れの」データ配信は、ある一定の用途を損なう場合がある。
多くのユーザがいる状況でＷｉＦｉ基地局を更に増設しても、その効果は、単にある一定の点までのものになることになる。米国の２．４ＧＨｚ ＩＳＭ帯域内では、ＷｉＦｉに使用することができる非干渉チャンネルが３つあり、同じカバレージエリア内の３つのＷｉＦｉ基地局が各々異なる非干渉チャンネルを使用するように構成された場合に、複数のユーザ間のカバレージエリアの総収量は、最大３倍まで増大することになる。しかし、それよりも大きいと、同じカバレージエリアでＷｉＦｉ基地局を増設しても、総収量は増大しない。これは、「交替で」スペクトルを使用することによって時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）を利用し、同じ利用可能なスペクトルをＷｉＦｉ基地局間で共用し始めることになるからである。この状況は、集合住宅内のような人口密度が高いカバレージエリアで見られることが多い。例えば、たとえユーザのアクセスポイントが基地局にアクセスしているクライアントデバイスと同じ部屋にあったとしても、ＷｉＦｉアダプタがある大きいアパートにいるユーザは、同じカバレージエリア内にいる他のユーザにサービスを提供する何十もの他の干渉中のＷｉＦｉネットワーク（例えば、他のアパート）のために非常に不良な収量を受ける恐れが十分にある。リンク品質はその状況では良好である可能性が高いが、ユーザは、同じ周波数帯域内で作動している隣接ＷｉＦｉアダプタからの干渉を受けることになり、ユーザへの有効収量が低減する。
ＷｉＦｉのような未認可スペクトル及び認可スペクトルを含む現在のマルチユーザ無線システムには、いくつかの制限がある。これらには、カバレージエリア、ダウンリンク（ＤＬ）データ転送速度、及びアップリンク（ＵＬ）データ転送速度がある。（ＷｉＭａＸ及びＬＴＥのような）次世代無線システムの重要な目標は、多重入力多重出力（ＭＩＭＯ）技術を通じてカバレージエリア、ＤＬデータ転送速度、及びＵＬデータ転送速度を改善することである。ＭＩＭＯでは、リンク品質（結果として受信可能範囲の拡大）又はデータ転送速度（あらゆるユーザに複数の非干渉空間チャンネルを作成することにより）を改善するために複数のアンテナを無線リンクの送信側及び受信側で使用する。十分なデータ転送速度があらゆるユーザに利用可能な場合（注：「ユーザ」及び「クライアント」という用語を本明細書では交換可能に使用する）、マルチユーザＭＩＭＯ（ＭＵ−ＭＩＭＯ）法に従って複数のユーザ（単一のユーザではなく）に非干渉チャンネルを作成するためにチャンネル空間ダイバーシティを利用することが望ましいであろう。例えば、以下の参考文献を参照されたい。
Ｇ．Ｃａｉｒｅ ａｎｄ Ｓ．Ｓｈａｍａｉ，「Ｏｎ ｔｈｅ ａｃｈｉｅｖａｂｌｅ ｔｈｒｏｕｇｈｐｕｔ ｏｆ ａ ｍｕｌｔｉａｎｔｅｎｎａ Ｇａｕｓｓｉａｎ ｂｒｏａｄｃａｓｔ ｃｈａｎｎｅｌ」，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｉｎｆｏ．Ｔｈ．，ｖｏｌ．４９，ｐｐ．１６９１〜１７０６，Ｊｕｌｙ ２００３。
Ｐ．Ｖｉｓｗａｎａｔｈ ａｎｄ Ｄ．Ｔｓｅ，「Ｓｕｍ ｃａｐａｃｉｔｙ ｏｆ ｔｈｅ ｖｅｃｔｏｒ Ｇａｕｓｓｉａｎ ｂｒｏａｄｃａｓｔ ｃｈａｎｎｅｌ ａｎｄ ｕｐｌｉｎｋ−ｄｏｗｎｌｉｎｋ ｄｕａｌｉｔｙ」，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｉｎｆｏ．Ｔｈ．，ｖｏｌ．４９，ｐｐ．１９１２〜１９２１，Ａｕｇ．２００３。
Ｓ．Ｖｉｓｈｗａｎａｔｈ，Ｎ．Ｊｉｎｄａｌ，ａｎｄ Ａ．Ｇｏｌｄｓｍｉｔｈ，「Ｄｕａｌｉｔｙ，ａｃｈｉｅｖａｂｌｅ ｒａｔｅｓ，ａｎｄ ｓｕｍ−ｒａｔｅ ｃａｐａｃｉｔｙ ｏｆ Ｇａｕｓｓｉａｎ ＭＩＭＯ ｂｒｏａｄｃａｓｔ ｃｈａｎｎｅｌｓ」，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｉｎｆｏ．Ｔｈ．，ｖｏｌ．４９，ｐｐ．２６５８〜２６６８，Ｏｃｔ．２００３。
Ｗ．Ｙｕ ａｎｄ Ｊ．Ｃｉｏｆｆｉ，「Ｓｕｍ ｃａｐａｃｉｔｙ ｏｆ Ｇａｕｓｓｉａｎ ｖｅｃｔｏｒ ｂｒｏａｄｃａｓｔ ｃｈａｎｎｅｌｓ」，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｉｎｆｏ．Ｔｈ．，ｖｏｌ．５０，ｐｐ．１８７５〜１８９２，Ｓｅｐ．２００４。
Ｍ．Ｃｏｓｔａ，「Ｗｒｉｔｉｎｇ ｏｎ ｄｉｒｔｙ ｐａｐｅｒ」，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｔｈｅｏｒｙ，ｖｏｌ．２９，ｐｐ．４３９〜４４１，Ｍａｙ １９８３。
Ｍ．Ｂｅｎｇｔｓｓｏｎ，「Ａ ｐｒａｇｍａｔｉｃ ａｐｐｒｏａｃｈ ｔｏ ｍｕｌｔｉ−ｕｓｅｒ ｓｐａｔｉａｌ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ」，Ｐｒｏｃ．ｏｆ Ｓｅｎｓｏｒ Ａｒｒａｙ ａｎｄ Ｍｕｌｔｉｃｈａｎｎｅｌ Ｓｉｇｎ．Ｐｒｏｃ．Ｗｏｒｋｓｈｏｐ，ｐｐ．１３０〜１３４，Ａｕｇ．２００２。
Ｋ．−Ｋ．Ｗｏｎｇ，Ｒ．Ｄ．Ｍｕｒｃｈ，ａｎｄ Ｋ．Ｂ．Ｌｅｔａｉｅｆ，「Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｅｎｈａｎｃｅｍｅｎｔ ｏｆ ｍｕｌｔｉｕｓｅｒ ＭＩＭＯ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ ｓｙｓｔｅｍｓ」，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｃｏｍｍ．，ｖｏｌ．５０，ｐｐ．１９６０〜１９７０，Ｄｅｃ．２００２。
Ｍ．Ｓｈａｒｉｆ ａｎｄ Ｂ．Ｈａｓｓｉｂｉ，「Ｏｎ ｔｈｅ ｃａｐａｃｉｔｙ ｏｆ ＭＩＭＯ ｂｒｏａｄｃａｓｔ ｃｈａｎｎｅｌ ｗｉｔｈ ｐａｒｔｉａｌ ｓｉｄｅ ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ」，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｉｎｆｏ．Ｔｈ．，ｖｏｌ．５１，ｐｐ．５０６〜５２２，Ｆｅｂ．２００５。
例えば、ＭＩＭＯ ４×４システム（すなわち、４つの送信アンテナ及び４つの受信アンテナ）、１０ＭＨｚ帯域幅、１６−ＱＡＭ変調、及び速度３／４（３ｂｐｓ／Ｈｚのスペクトル効率が得られる）による及び前進型誤信号訂正（ＦＥＣ）符号化）では、あらゆるユーザに対して物理層で達成可能な理想的なピークデータ転送速度は、４×３０Ｍｂｐｓ＝１２０Ｍｂｐｓであり、これは、高解像度映像コンテンツ（〜１０Ｍｂｐｓのみを必要とすると考えられる）を配信するのに必要とされるピークデータ転送速度より遥かに高い。理想的なシナリオ（すなわち、独立同分布、ｉ．ｉ．ｄ．チャンネル）において４つの送信アンテナ、４人のユーザ、及びユーザ当たりに単一のアンテナを有するＭＵ−ＭＩＭＯシステムでは、ダウンリンクデータ転送速度は、４人のユーザにわたって共用することができ、チャンネル空間ダイバーシティを利用してユーザに４つの並行した３０Ｍｂｐｓのデータリンクを作成することができる。
例えば、３ＧＰＰ，「Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ ｉｎ ＵＴＲＡ」，３ＧＰＰ ＴＲ ２５．８７６ Ｖ７．０．０，Ｍａｒ．２００７、３ＧＰＰ，「Ｂａｓｅ Ｐｈｙｓｉｃａｌ ｃｈａｎｎｅｌｓ ａｎｄ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ」，ＴＳ ３６．２１１，Ｖ８．７．０，Ｍａｙ ２００９、及び３ＧＰＰ，「Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ ａｎｄ ｃｈａｎｎｅｌ ｃｏｄｉｎｇ」，ＴＳ ３６．２１２，Ｖ８．７．０，Ｍａｙ ２００９に説明されているように、異なるＭＵ−ＭＩＭＯ方式が、ＬＴＥ規格の一部として提案されている。しかし、これらの方式は、ＤＬにおいて、４つの送信アンテナでデータ転送速度は最大２倍までの改善しか得ることができない。ＡｒｒａｙＣｏｍｍなどの企業による標準的かつ固有開発のセルラーシステム内のＭＵ−ＭＩＭＯ法の実際的な例（例えば、ＡｒｒａｙＣｏｍｍ，「Ｆｉｅｌｄ−ｐｒｏｖｅｎ ｒｅｓｕｌｔｓ」，ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ａｒｒａｙｃｏｍｍ．ｃｏｍ／ｓｅｒｖｅ．ｐｈｐ？ｐａｇｅ＝ｐｒｏｏｆを参照）では、空間分割多重アクセス（ＳＤＭＡ）を通じてＤＬデータ転送速度は（４つの送信アンテナで）最大３倍までの増大が得られている。携帯電話ネットワークにおけるＭＵ−ＭＩＭＯ方式の重要な限界は、送信側での空間ダイバーシティの欠如である。空間ダイバーシティは、アンテナ間隔の関数及び無線リンクにおける多経路角度広がりである。ＭＵ−ＭＩＭＯ法を使用するセルラーシステムでは、基地局での送信アンテナは、典型的には、共にクラスター化され、かつアンテナ支持物構造体（物理的に高いか否かに関わらず、本明細書では「塔」と呼ぶ）上の限られた土地建物のために、及び塔を位置付けることができる場所に関する制限のために１つ又は２つの波長のみを隔てて設けられる。更に、多経路角度広がりは低い。これは、携帯電波塔が、典型的には、受信可能範囲の拡大が得られるように障害物よりもかなり高い所（１０メートル以上）で設けられているからである。
セルラーシステム配置による他の実際的な問題には、セルラーアンテナロケーションに関するロケーションの過剰な経費及び限られた利用可能性（例えば、アンテナ配置、土地建物費、物理的障害物などに関する地方自治体の制限のため）、並びに送信機とのネットワーク接続性（「バックホール」と本明細書で呼ぶ）のコスト及び／又は利用可能性がある。更に、セルラーシステムは、壁、天井、床、備品、及び他の妨害物による損失のために建物の奥にあるクライアントに到達することが困難であることが多い。
実際、広域ネットワーク無線のためのセル構造の全体的な概念は、携帯電波塔のかなり強固な配置、隣接したセル間の周波数の交替、及び同じ周波数を使用している送信機（基地局又はユーザのいずれか）間の干渉を回避するように頻繁なセクター化を前提とする。その結果、所定のセルの所定のセクターは、セルセクター内のユーザの全ての間のＵＬスペクトル及びＤＬスペクトルのブロックの共用に終わり、セルセクターは、次に、主として時間領域においてこれらのユーザ間で共用される。例えば、時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）及び符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）に基づくセルラーシステムは、両方とも、時間領域においてユーザ間にスペクトルを共用する。セクター化でこのようなセルラーシステムを重ね合わせることにより、恐らくは、２〜３倍の空間領域利点をもたらすことができる。次に、上述したようなＭＵ−ＭＩＭＯシステムとこのようなセルラーシステムを重ね合わせることにより、恐らくは、更に２〜３倍の時空間領域の利点をもたらすことができる。しかし、セルラーシステムのセル及びセクターが典型的には塔をどこに設けることができるかにより指定されることが多い固定ロケーションにあることを考慮すると、このような限られた利点でさえも所定の時間のユーザ密度（又はデータ転送速度要求）は、塔／セクター配置に良好に適合しなかった場合は利用し難くなる。携帯スマートフォンユーザは、今日、この影響力を受けることが多く、ユーザは、全くトラブルなく電話で話しているか、又はウェブページをダウンロードしている可能性があり、次に、新しいロケーションに車で（又は歩いて）移動した後に声質が落ちたり、又はウェブページの速度が落ちたり、又は完全に接続を失うことさえ突然に目の当たりにすることになる。しかし、日が変わると、ユーザは、各々のロケーションで正反対のことが発生する可能性がある。環境条件が同じであると仮定し、ユーザが恐らく体験しているのは、ユーザ密度（又はデータ転送速度要求）が非常に変化することである。しかし、所定のロケーションでユーザ間で共用すべき利用可能な全スペクトル（及びそれによって従来技術を使用して全データ転送速度）は、主に固定である。
更に、従来技術のセルラーシステムは、異なる隣接したセルにおいて異なる周波数、典型的には３つの異なる周波数を使用することに依存する。所定の量のスペクトルに対して、それによって利用可能なデータ転送速度が３倍低減される。
したがって、要約すると、従来技術のセルラーシステムは、セル化のためにスペクトル利用の恐らく３倍を失う可能性があり、かつセクター化を通じて恐らく３倍、ＭＵ−ＭＩＭＯ法を通じて恐らく更に３倍スペクトル利用を改善することができ、結果として正味３*３／３＝３倍の潜在的なスペクトル利用になる。次に、その帯域幅は、ユーザが所定の時間にどのセルのどのセクターに該当するかに基づいて典型的には時間領域においてユーザ間に分割される。所定のユーザのデータ転送速度要求が典型的にユーザのロケーションとは独立しているために生じる更に別の非効率さえ存在するが、利用可能なデータ転送速度は、ユーザと基地局の間のリンク品質に基づいて変動する。例えば、セルラー基地局から遠いユーザは、典型的に、利用可能なデータ転送速度が基地局に近いユーザよりも少なくなる。データ転送速度は、典型的に所定のセルラーセクター内のユーザの全ての間で共用されるので、この結果、全てのユーザは、不良なリンク品質（例えば、セルの端での）で遠くのユーザからの高いデータ転送速度要求の影響を受ける。これは、このようなユーザが、依然として同量のデータ転送速度を要求することになり、しかも、同量のデータ転送速度を得るために共用スペクトルのより多くの量を消費しているからである。
ユーザの範囲で基地局による同時送信により結果として干渉が発生し、したがって、システムが衝突防止及び共用プロトコルを利用するため、ＷｉＦｉ（例えば、８０２．１１ｂ、ｇ、及びｎ）によって使用されるもの及びホワイトスペース連合により提案されたもののような他の提案されたスペクトル共用システムは、スペクトル共用が非常に非効率的である。これらのスペクトル共用プロトコルは、時間領域内にあり、したがって、多くの干渉中の基地局及びユーザが存在する時に、各基地局自体のスペクトル利用がどのように効率的であろうとも、集合的に、基地局は、互いの間のスペクトルの時間領域共用に限定される。他の従来技術のスペクトル共用システムも、同様に、基地局間の干渉を緩和する類似の方法に依存する（塔上のアンテナを有するセルラー基地局又は小規模基地局（ＷｉＦｉアクセスポイント（ＡＰ）のような）である場合）。これらの方法には、干渉の範囲を制限するように行う基地局からの送信電力の制限、干渉エリアを狭域化するビームフォーミング（合成又は物理手段を通じて）、スペクトルの時間領域多重化、及び／又はユーザデバイス、基地局、若しくは両方の上の複数のクラスター化されたアンテナによるＭＵ−ＭＩＭＯ法がある。そして、すでにあるか又は今日計画されている高度の携帯電話ネットワークの場合には、これらの技術の多くは、一度に使用されることが多い。
しかし、高度のセルラーシステムでさえも、スペクトルを利用する単一のユーザと比較するとスペクトル利用を約３倍しか増加させることはできないことによって明らかであることは、これらの技術の全ては、受信可能範囲の所定のエリアに向けて共用ユーザ間に総データ転送速度を増大させるのに殆ど役に立っていないという点である。特に、所定のカバレージエリアがユーザの観点から拡大する時に、ユーザの成長と足並みをそろえるために、所定の量のスペクトル内の利用可能なデータ転送速度を拡大することが益々困難になる。例えば、セルラーシステムに関して所定のエリア内の総データ転送速度を増大させるために、典型的には、セルは、より小さいセル（ナノセル又はフェムトセルということが多い）に小分けされる。このような小セルは、「不感帯」が最小限の受信可能範囲をもたらし、更には、同じ周波数を使用する近くのセル間の干渉を回避するように塔を設定することができるロケーションに関する制限、及び塔を公平に構成されたパターンで配置すべきである要件を考慮すると極めて高価になる可能性がある。本質的に、カバレージエリアを細かく計画しなければならず、塔又は基地局を設ける利用可能なロケーションを識別しなければならず、次に、これらの制約を前提として、セルラーシステムの設計者は、自分たちが可能な最良のもので間に合わせなければならない。そして、当然のことながら、ユーザデータ転送速度要求が時間と共に増大するのであれば、セルラーシステムの設計者は、カバレージエリアを再びリマップし、塔又は基地局のロケーションを見つけるように努め、かつもう一度状況の制約に対処すべきである。また、非常に多くの場合に、単に良好な解決法がなく、結果として、不感帯が発生するか、又はカバレージエリア内の総データ転送速度容量が不適切になる。換言すると、同じ周波数を利用する塔又は基地局間の干渉を回避するセルラーシステムの強固な物理配置要件により、セルラーシステム設計において有意な問題点及び制約が生じ、これらの要件は、多くの場合にユーザデータ転送速度及び受信可能範囲要件を満たすことができない。
いわゆる従来技術の「協調」無線システム及び「認識」無線システムは、互いの干渉を最小にすることができるように、及び／又はチャンネルが空くまで待つように、他のスペクトルの使用がないか潜在的に「聴取する」ことができるように無線内で知的アルゴリズムを使用することによって所定のエリア内のスペクトル利用を増大しようとする。このようなスペクトルのスペクトル利用を増大させるように未認可スペクトルで特に使用されるようなシステムが提案されている。
モバイルアドホックネットワーク（ＭＡＮＥＴ）（ｈｔｔｐ：／／ｅｎ．ｗｉｋｉｐｅｄｉａ．ｏｒｇ／ｗｉｋｉ／Ｍｏｂｉｌｅ＿ａｄ＿ｈｏｃ＿ｎｅｔｗｏｒｋを参照）は、ピアツーピア通信をもたらすことを目的とした協調自己構成型ネットワークの例であり、かつ携帯電話インフラなしで無線間の通信を確立するために使用することができ、十分に低電力の通信で、互いの範囲外にある同時送信間の干渉を潜在的に緩和することができる。非常に多くの経路指定プロトコルがＭＡＮＥＴシステムに向けて提案されて実行されたが（広範囲にわたるクラスの何十もの経路指定プロトコルのリストに関しては、ｈｔｔｐ：／／ｅｎ．ｗｉｋｉｐｅｄｉａ．ｏｒｇ／ｗｉｋｉ／Ｌｉｓｔ＿ｏｆ＿ａｄ−ｈｏｃ＿ｒｏｕｔｉｎｇ＿ｐｒｏｔｏｃｏｌｓを参照）、経路指定プロトコルに共通のテーマは、これらが所定の効率又は信頼性パラダイムという目標に向けて利用可能なスペクトル内の送信機干渉を最小にするように送信を経路指定する（例えば、繰り返す）全ての技術であることである。
従来技術のマルチユーザ無線システムの全ては、基地局及び複数のユーザ間の同時のスペクトル利用を可能にする技術を利用することによって所定のカバレージエリア内のスペクトル利用を改善しようとする。特に、これらの場合の全てにおいて、基地局及び複数のユーザ間の同時のスペクトル利用に利用される技術は、複数のユーザに対する波形間の干渉を緩和することによって複数のユーザによる同時スペクトル使用をもたらす。例えば、３人のうちの１人に送信するために各々異なる周波数を使用する３つの基地局の場合には、干渉は、３つの送信が３つの異なる周波数であるので緩和される。３人の異なるユーザへの基地局からのセクター化の場合、ビームフォーミングにより、３つの送信がユーザで重なり合うのが防止されるために、基地局に対して各々１８０°間隔で干渉は緩和される。
このような技術がＭＵ−ＭＩＭＯで増大され、かつ例えば各基地局が４つのアンテナを有する時に、これは、所定のカバレージエリア内のユーザに対して４つの非干渉空間チャンネルを作成することによってダウンリンク収量を４倍に増大させる可能性がある。しかしながら、依然として何らかの技術を利用し、異なるカバレージエリア内の複数のユーザに対する複数の同時送信間の干渉を緩和すべきである。
上述のように、このような従来技術（例えば、セル化、セクター化）には、典型的にマルチユーザ無線システムの経費及び／又は配置柔軟性の増大が問題点としてあるのみならず、典型的に所定のカバレージエリア内の総収量の物理的又は実際的な制限が問題点として存在する。例えば、セルラーシステムには、基地局の配置数を増加させて小セル化を行うために利用可能なロケーションが十分ない場合がある。また、ＭＵ−ＭＩＭＯシステムでは、各基地局ロケーションでのクラスター化されたアンテナの間隔を考慮すると、限られた空間ダイバーシティにより、基地局に増設されるアンテナが増加する時に収量の収益が漸近的に減少する。
更に、ユーザロケーション及び密度を予想できないマルチユーザ無線システムの場合に、（周波数の急激な変化で）収量が予想できない。これは、ユーザには不便であり、一部の用途（例えば、予想可能な収量を必要とするサービスの配信）が非実用的又は低品質になる。したがって、従来技術のマルチユーザ無線システムには、ユーザに予想可能な及び／又は高品質のサービスを提供する機能の観点からまだ不満な点が多い。
時間をかけて従来技術のマルチユーザ無線システムに向けて開発された驚異的な高度化及び複雑性にも関わらず、送信が、異なる基地局（又はアドホック送受信機）に配信され、かつ異なる基地局及び／又は異なるアドホック送受信機からのＲＦ波形伝送が特定のユーザの受信機で互いに干渉するのを回避するように構成及び／又は制御されるという共通のテーマが存在する。
あるいは、別の言い方をすると、ユーザが偶然に同時に１つ以上の基地局又はアドホック送受信機から送信を受信したとすると、複数の同時送信からの干渉により、ユーザへの信号のＳＮＲ及び／又は帯域幅の低減が発生することになり、その結果、十分に厳しい場合には、十分に厳しくない場合にユーザによって受信されていたと思われる潜在的なデータ（又はアナログ情報）の全て又は一部の損失が発生することになる。
したがって、マルチユーザ無線システムは、１つ以上のスペクトル共用手法又は別のスペクトル共用手法を利用して同時に同じ周波数で送信する複数の基地局又はアドホック送受信機からのユーザへのこのような干渉を回避又は緩和することが必要である。基地局の物理的位置（例えば、セル化）の制御、基地局及び／又はアドホック送受信機の電力出力の制限（例えば、送信範囲の制限）、ビームフォーミング／セクター化、及び時間領域多重化を含むこのような干渉を回避する従来技術の手法は非常に多い。要するに、これらのスペクトル共用システムの全ては、同時に同じ周波数で送信する複数の基地局及び／又はアドホック送受信機が同じユーザによって受信された時に得られる干渉により影響を受けたユーザに対するデータ収量が低減又は破壊されるマルチユーザ無線システムの限界に対処しようとする。マルチユーザ無線システム内のユーザの殆ど又は全てが複数の基地局及び／又はアドホック送受信機からの干渉を受けた場合（例えば、マルチユーザ無線システムの構成要素の誤作動の場合）に、マルチユーザ無線システムの総収量が激減するか又は機能しなくなる状況が発生する可能性がある。
従来技術のマルチユーザ無線システムは、複雑性を追加し、かつ無線ネットワークへの制限を招き、したがって、多くの場合に、所定のユーザの体験（例えば、利用可能な帯域、待ち時間、予想性、信頼性）がエリア内の他のユーザによるスペクトルの利用により影響を受ける状況が発生する。複数のユーザによって共用される無線スペクトル内の総帯域幅に対する増加する要求、及び所定のユーザに向けてマルチユーザ無線ネットワークの信頼性、予想性、及び短い待ち時間に依存する可能性がある用途の更なる成長を考慮すると、従来技術のマルチユーザ無線技術には多くの制限が問題点としてあることが明らかである。実際、所定のタイプの（例えば、建物の壁を通過する際に効率的である波長での）無線通信に適するスペクトルの限られた利用可能性のために、従来技術の無線技術は、信頼性が高くて、予想可能で、待ち時間が短い帯域幅に対する需要の増大を満たすには不十分であることがある。
本発明に関連する従来技術では、マルチユーザシナリオにおいてヌルステアリングのためのビームフォーミングシステム及び方法が説明されている。ビームフォーミングは、本来は、アレイのアンテナに供給される信号の位相及び／又は振幅を動的に調整することによって（すなわち、ビームフォーミング重み）、受信信号対ノイズ比（ＳＮＲ）を最大にし、したがって、ユーザ方向に向けてエネルギが集中されるように考えられている。マルチユーザシナリオでは、ビームフォーミングを使用し、干渉発生源を抑止して信号対干渉ノイズ比（ＳＩＮＲ）を最大にすることができる。例えば、ビームフォーミングが無線リンクの受信機に使用される時に、重みは、干渉発生源の方向にヌルを生じるように計算される。ビームフォーミングがマルチユーザダウンリンクシナリオで送信機に使用される時に、重みは、ユーザ間干渉を事前に相殺してあらゆるユーザに対してＳＩＮＲを最大にするように計算される。ＢＤ事前符号化などマルチユーザシステムの代替技術では、事前符号化重みを計算してダウンリンクブロードキャストチャンネル内の収量を最大にする。参照することにより本明細書に組み込まれている同時係属出願は、上述の技術を説明している（特定の引用に対しては同時係属出願を参照）。
本発明は、発明を実施するための最良の形態の以下の説明を図面と併せ読むことにより、より良好に理解されると考えられる。
本発明の一実施形態において近傍ＤＩＤＯクラスターによって囲まれた主ＤＩＤＯクラスターを示す。 本発明の一実施形態に使用される周波数分割多重アクセス（ＦＤＭＡ）法を示す。 本発明の一実施形態に使用される時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）法を示す。 本発明の一実施形態において対処される異なるタイプの干渉ゾーンを示す。 本発明の一実施形態に使用されるフレームワークを示す。 干渉ゾーン内のターゲットクライアントに対してＳＩＲ＝１０ｄＢを仮定したＳＮＲの関数としてのＳＥＲを示すグラフを示す。 ２つのＩＤＣＩ事前符号化法から導出されたＳＥＲを示すグラフを示す。 ターゲットクライアントが主ＤＩＤＯクラスターから干渉しているクラスターまで移動する例示的なシナリオを示す。 距離（Ｄ）の関数としての信号対干渉ノイズ比（ＳＩＮＲ）を示す。 平坦フェーディング狭帯域チャンネルにおける４−ＱＡＭ変調の３つのシナリオの符号誤り率（ＳＥＲ）性能を示す。 本発明の一実施形態によるＩＤＣＩ事前符号化の方法を示す。 一実施形態における主ＤＩＤＯクラスターの中心からのクライアントの距離の関数としてのＳＩＮＲ変動を示す。 ＳＥＲが４−ＱＡＭ変調について導出される一実施形態を示す。 有限状態の機械がハンドオフアルゴリズムを実行する本発明の一実施形態を示す。 シャドーイングが存在する場合のハンドオフ戦略の一実施形態を示す。 図９３においていずれか２つの状態間で切り換わる時のヒステリシスループ機構を示す。 電力制御を伴うＤＩＤＯシステムの一実施形態を示す。 異なるシナリオにおいて４つのＤＩＤＯ送信アンテナ及び４台のクライアントを仮定したＳＮＲ対ＳＥＲを示す。 本発明の一実施形態による送信電力の異なる値に対してＲＦ放射線源からの距離の関数としてのＭＰＥ電力密度を示す。 低電力及び高電力ＤＩＤＯ分散型アンテナの異なる分布を示す。 低電力及び高電力ＤＩＤＯ分散型アンテナの異なる分布を示す。 図２０ａ及び２０ｂの構成にそれぞれ対応する２つの電力分布を示す。 図２０ａ及び２０ｂの構成にそれぞれ対応する２つの電力分布を示す。 図９９ａ及び９９ｂにそれぞれ示すシナリオに関する速度分布を示す。 図９９ａ及び９９ｂにそれぞれ示すシナリオに関する速度分布を示す。 電力制御を伴うＤＩＤＯシステムの一実施形態を示す。 データを送信するラウンドロビンスケジューリングポリシーに従って全てのアンテナ群にわたって反復する方法の実施形態を示す。 米国特許第７，６３６，３８１号における従来の固有モード選択に対するアンテナグループ分けによる電力制御の未符号化ＳＥＲ性能の比較を示す。 ＢＤ事前符号化がＤＩＤＯアンテナとクライアントとの間の無線リンクにわたる異なる出力レベルに適合するように動的に事前符号化重みを調整するシナリオを示す。 ＢＤ事前符号化がＤＩＤＯアンテナとクライアントとの間の無線リンクにわたる異なる出力レベルに適合するように動的に事前符号化重みを調整するシナリオを示す。 ＢＤ事前符号化がＤＩＤＯアンテナとクライアントとの間の無線リンクにわたる異なる出力レベルに適合するように動的に事前符号化重みを調整するシナリオを示す。 ＤＩＤＯ ２×２システムに関する遅延領域又は瞬間的なＰＤＰ（上側プロット）及び周波数領域（下側プロット）にわたる低周波数選択チャンネル（β＝１と仮定）の振幅を示す。 クライアント当たり１つのアンテナによるＤＩＤＯ ２×２に関するチャンネル行列周波数応答の一実施形態を示す。 高い周波数選択度（例えば、β＝０．１で）を特徴とするチャンネルのためのクライアント当たりに１つのアンテナによるＤＩＤＯ ２×２に関するチャンネル行列周波数応答の一実施形態を示す。 異なるＱＡＭ方式（すなわち、４−ＱＡＭ、１６−ＱＡＭ、６４−ＱＡＭ）の例示的なＳＥＲを示す。 リンクアダプテーション（ＬＡ）法を実行する方法の実施形態を示す。 リンクアダプテーション（ＬＡ）法の一実施形態のＳＥＲ性能を示す。 ＮFFT＝６４及びＬ0＝８でのＤＩＤＯ ２×２システムに関するＯＦＤＭトーン指数の関数としての方程式（２８）での行列の入力を示す。 Ｌ0＝８、Ｍ＝Ｎt＝２送信アンテナ、及びＰの可変的な数に対するＳＥＲ対ＳＮＲを示す。 異なるＤＩＤＯオーダー及びＬ0＝１６に対する補間法の一実施形態のＳＥＲ性能を示す。 スーパークラスター、ＤＩＤＯクラスター、及びユーザクラスターを使用するシステムの一実施形態を示す。 本発明の一実施形態によるユーザクラスターを有するシステムを示す。 本発明の一実施形態に使用されるリンク品質メトリック閾値を示す。 本発明の一実施形態に使用されるリンク品質メトリック閾値を示す。 ユーザクラスターを確立するリンク品質行列の例を示す。 ユーザクラスターを確立するリンク品質行列の例を示す。 ユーザクラスターを確立するリンク品質行列の例を示す。 クライアントが異なるＤＩＤＯクラスターを横断する実施形態を示す。 本発明の一実施形態において球形アレイの解像度とこれらのエリアＡとの関係を示す。 本発明の一実施形態において球形アレイの解像度とこれらのエリアＡとの関係を示す。 本発明の一実施形態において球形アレイの解像度とこれらのエリアＡとの関係を示す。 本発明の一実施形態において球形アレイの解像度とこれらのエリアＡとの関係を示す。 実際的な室内及び屋外伝播シナリオにおけるＭＩＭＯシステムの自由度を示す。 アレイ直径の関数としてのＤＩＤＯシステムにおける自由度を示す。 有線接続又は無線接続で通信する複数の集中型プロセッサ（ＣＰ）及び分散ノード（ＤＮ）を含む一実施形態を示す。 ＣＰが未認可ＤＮと制御情報を交換し、認可使用向け周波数帯域を停止するようにこれらを再構成する一実施形態を示す。 全スペクトルが新サービスに割り当てられ、ＣＰが制御情報を使用して全ての未認可ＤＮを停止させ、認可ＤＮとの干渉を回避する一実施形態を示す。 複数のＣＰと、分散ノードと、ＣＰをＤＮに相互接続するネットワークと、を含むクラウド無線システムの一実施形態を示す。 適応的にパラメータを再構成して、ユーザ移動性又は伝播環境の変化によるドップラー効果を補正するマルチユーザ（ＭＵ）多重アンテナシステム（ＭＡＳ）の実施形態を示す。 適応的にパラメータを再構成して、ユーザ移動性又は伝播環境の変化によるドップラー効果を補正するマルチユーザ（ＭＵ）多重アンテナシステム（ＭＡＳ）の実施形態を示す。 適応的にパラメータを再構成して、ユーザ移動性又は伝播環境の変化によるドップラー効果を補正するマルチユーザ（ＭＵ）多重アンテナシステム（ＭＡＳ）の実施形態を示す。 適応的にパラメータを再構成して、ユーザ移動性又は伝播環境の変化によるドップラー効果を補正するマルチユーザ（ＭＵ）多重アンテナシステム（ＭＡＳ）の実施形態を示す。 適応的にパラメータを再構成して、ユーザ移動性又は伝播環境の変化によるドップラー効果を補正するマルチユーザ（ＭＵ）多重アンテナシステム（ＭＡＳ）の実施形態を示す。 適応的にパラメータを再構成して、ユーザ移動性又は伝播環境の変化によるドップラー効果を補正するマルチユーザ（ＭＵ）多重アンテナシステム（ＭＡＳ）の実施形態を示す。 適応的にパラメータを再構成して、ユーザ移動性又は伝播環境の変化によるドップラー効果を補正するマルチユーザ（ＭＵ）多重アンテナシステム（ＭＡＳ）の実施形態を示す。 複数のＢＴＳを示し、この一部は良好なＳＮＲを有し、この一部はＵＥに対して低ドップラーを有する。 複数のＢＴＳ−ＵＥリンクに関してＣＰによって記録されたＳＮＲ及びドップラーの値を含む行列の一実施形態を示す。 本発明の一実施形態による異なる時間におけるチャンネル利得（又はＣＳＩ）を示す。
上記の従来技術の制限の多くを克服する１つの解決法は、分散入力分散出力（ＤＩＤＯ）技術の実施形態である。ＤＩＤＯ技術は、以下の特許及び特許出願に説明されており、その全ては、本特許の本出願人に譲渡され、かつ参照することにより組み込まれている。本出願は、これらの特許出願の一部継続（ＣＩＰ）である。これらの特許及び出願は、本明細書において集合的に「関連特許及び出願」と呼ぶことがある。
米国特許出願第１３／２３２，９９６号（２０１１年９月１４日出願、名称「Ｓｙｓｔｅｍｓ Ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄｓ Ｔｏ Ｅｘｐｌｏｉｔ Ａｒｅａｓ ｏｆ Ｃｏｈｅｒｅｎｃｅ ｉｎ Ｗｉｒｌｅｓｓ Ｓｙｓｔｅｍｓ」）。
同第１３／２３３，００６号（２０１１年９月１４日出願、名称「Ｓｙｓｔｅｍｓ ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄｓ ｆｏｒ Ｐｌａｎｎｅｄ Ｅｖｏｌｕａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｏｂｓｏｌｅｓｃｅｎｃｅ ｏｆ Ｍｕｌｔｉｕｓｅｒ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ」）。
同第１２／９１７，２５７号（２０１０年１１月１日出願、名称「Ｓｙｓｔｅｍｓ Ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄｓ Ｔｏ Ｃｏｏｒｄｉｎａｔｅ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｓ Ｉｎ Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｓｙｓｔｅｍｓ Ｖｉａ Ｕｓｅｒ Ｃｌｕｓｔｅｒｉｎｇ」）。
同第１２／８０２，９８８号（２０１０年６月１６日出願、名称「Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｍａｎａｇｅｍｅｎｔ，Ｈａｎｄｏｆｆ，Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ａｎｄ Ｌｉｎｋ Ａｄａｐｔａｔｉｏｎ Ｉｎ Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ−Ｉｎｐｕｔ Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ−Ｏｕｔｐｕｔ（ＤＩＤＯ）Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ」）。
同第１２／８０２，９７６号（２０１０年６月１６日出願、名称「Ｓｙｓｔｅｍ Ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄ Ｆｏｒ Ａｄｊｕｓｔｉｎｇ ＤＩＤＯ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ Ｂａｓｅｄ Ｏｎ Ｓｉｇｎａｌ Ｓｔｒｅｎｇｔｈ Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔｓ」）。
同第１２／８０２，９７４号（２０１０年６月１６日出願、名称「Ｓｙｓｔｅｍ Ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄ Ｆｏｒ Ｍａｎａｇｉｎｇ Ｉｎｔｅｒ−Ｃｌｕｓｔｅｒ Ｈａｎｄｏｆｆ Ｏｆ Ｃｌｉｅｎｔｓ Ｗｈｉｃｈ Ｔｒａｖｅｒｓｅ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ ＤＩＤＯ Ｃｌｕｓｔｅｒｓ」）。
同第１２／８０２，９８９号（２０１０年６月１６日出願、名称「Ｓｙｓｔｅｍ Ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄ Ｆｏｒ Ｍａｎａｇｉｎｇ Ｈａｎｄｏｆｆ Ｏｆ Ａ Ｃｌｉｅｎｔ Ｂｅｔｗｅｅｎ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔ Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ−Ｉｎｐｕｔ−Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ−Ｏｕｔｐｕｔ（ＤＩＤＯ）Ｎｅｔｗｏｒｋｓ Ｂａｓｅｄ Ｏｎ Ｄｅｔｅｃｔｅｄ Ｖｅｌｏｃｉｔｙ Ｏｆ Ｔｈｅ Ｃｌｉｅｎｔ」）。
同第１２／８０２，９５８号（２０１０年６月１６日出願、名称「Ｓｙｓｔｅｍ Ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄ Ｆｏｒ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ａｎｄ Ａｎｔｅｎｎａ Ｇｒｏｕｐｉｎｇ Ｉｎ Ａ Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ−Ｉｎｐｕｔ−Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ−Ｏｕｔｐｕｔ（ＤＩＤＯ）Ｎｅｔｗｏｒｋ」）。
同第１２／８０２，９７５号（２０１０年６月１６日出願、名称「Ｓｙｓｔｅｍ Ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄ Ｆｏｒ Ｌｉｎｋ ａｄａｐｔａｔｉｏｎ Ｉｎ ＤＩＤＯ Ｍｕｌｔｉｃａｒｒｉｅｒ Ｓｙｓｔｅｍｓ」）。
同第１２／８０２，９３８号（２０１０年６月１６日出願、名称「Ｓｙｓｔｅｍ Ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄ Ｆｏｒ ＤＩＤＯ Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ Ｉｎ Ｍｕｌｔｉｃａｒｒｉｅｒ Ｓｙｓｔｅｍｓ」）。
同第１２／６３０，６２７号（２００９年１２月２日出願、名称「Ｓｙｓｔｅｍ ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄ Ｆｏｒ Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ Ａｎｔｅｎｎａ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」）。
米国特許第７，５９９，４２０号（２００７年８月２０日出願、２００９年１０月６日発行、名称「Ｓｙｓｔｅｍ ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ Ｉｎｐｕｔ Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ Ｏｕｔｐｕｔ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ」）。
同第７，６３３，９９４号（２００７年８月２０日出願、２００９年１２月１５日発行、名称「Ｓｙｓｔｅｍ ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ Ｉｎｐｕｔ Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ Ｏｕｔｐｕｔ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ」）。
同第７，６３６，３８１号（２００７年８月２０日出願、２００９年１２月２２日発行、名称「Ｓｙｓｔｅｍ ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ Ｉｎｐｕｔ Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ Ｏｕｔｐｕｔ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ」）。
米国特許出願第１２／１４３，５０３号（２００８年６月２０日出願、名称「Ｓｙｓｔｅｍ ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄ Ｆｏｒ Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ Ｉｎｐｕｔ−Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ Ｏｕｔｐｕｔ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」）。
同第１１／２５６，４７８号（２００５年１０月２１日出願、名称「Ｓｙｓｔｅｍ ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄ Ｆｏｒ Ｓｐａｔｉａｌ−Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｄ Ｔｒｏｐｏｓｐｈｅｒｉｃ Ｓｃａｔｔｅｒ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」）。
米国特許第７，４１８，０５３号（２００４年７月３０日出願、２００８年８月２６日発行、名称「Ｓｙｓｔｅｍ ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ Ｉｎｐｕｔ Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ Ｏｕｔｐｕｔ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ」）。
米国特許出願第１０／８１７，７３１号（２００４年４月２日出願、名称「Ｓｙｓｔｅｍ ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄ Ｆｏｒ Ｅｎｈａｎｃｉｎｇ Ｎｅａｒ Ｖｅｒｔｉｃａｌ Ｉｎｃｉｄｅｎｃｅ Ｓｋｙｗａｖｅ（「ＮＶＩＳ」）Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｕｓｉｎｇ Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ Ｃｏｄｉｎｇ」）。
本特許出願のサイズ及び複雑性を低減するために、関連特許及び出願の一部の開示を以下では明示的に説明してはいない。本開示の完全な詳細説明については関連特許及び出願を参照されたい。
以下の節Ｉ（関連出願第１２／８０２，９８８号からの開示）では、本出願の出願人に譲渡された従来技術の参考文献及び先行出願を指す固有の１組の巻末の注を利用していることに留意されたい。巻末の引用は、節Ｉの終わり（節ＩＩの見出しの直前）に記載されている。節ＩＩでの引用は、これらの数字による表記が異なる参考文献（節ＩＩの終わりに記載）を識別するとしても、その引用に対して、節Ｉに使用された数字による表記と一致する数字による表記を有する場合がある。したがって、特定の数字により識別される参考文献を数字による表記が使用される節内で識別することができる。
Ｉ．関連出願第１２／８０２，９８８号からの開示
１．クラスター間干渉を除去する方法
ゼロＲＦエネルギを有する空間にロケーションを作成するために複数の分散型送信アンテナを使用する無線高周波（ＲＦ）通信システム及び方法を以下に説明する。Ｍ個の送信アンテナを使用する時に、所定のロケーションにおいてゼロＲＦエネルギの（Ｍ−１）個までの点を作成することができる。本発明の一実施形態において、ゼロＲＦエネルギの点は、無線デバイスであり、送信アンテナは、送信機と受信機との間のチャンネル状態情報（ＣＳＩ）を認識している。一実施形態において、ＣＳＩは、受信機で計算されて送信機にフィードバックされる。別の実施形態において、ＣＳＩは、チャンネル相互関係が利用されると仮定して受信機からトレーニングを通じて送信機で計算される。送信機は、ＣＳＩを利用して、同時に送信される干渉信号を決定することができる。一実施形態において、ブロック対角化（ＢＤ）事前符号化が、ゼロＲＦエネルギの点を生成するために送信アンテナにおいて使用される。
本明細書に説明するシステム及び方法は、上述の従来の受信／送信ビームフォーミング法と異なっている。実際には、受信ビームフォーミングでは、受信側で干渉を抑止するために重みを計算し（ヌルステアリングを通じて）、一方、本明細書に記載の本発明の一部の実施形態は、結果として「ゼロＲＦエネルギ」を有する空間内の１つ又は複数のロケーションが得られる干渉パターンを作成するために送信側で重みを適用する。それぞれ、あらゆるユーザに対する信号品質（又はＳＩＮＲ）又はダウンリンク収量を最大にするように設計された従来の送信ビームフォーミング又はＢＤ事前符号化と異なり、本明細書に記載のシステム及び方法は、所定の状況下で及び／又は所定の送信機からの信号品質を最小にし、したがって、ゼロＲＦエネルギの点がクライアントデバイス（本明細書で「ユーザ」と呼ぶことがある）で作成される。更に、分散入力分散出力（ＤＩＤＯ）システム（本発明者らの関連特許及び出願に説明）という関連では、空間内に分散された送信アンテナにより、異なるユーザに対して複数のゼロＲＦエネルギの点及び／又は最大ＳＩＮＲを作成するために利用することができる自由度の拡大（すなわち、チャンネル空間ダイバーシティの拡大）が得られる。例えば、Ｍ個の送信アンテナでは、ＲＦエネルギの（Ｍ−１）個までの点を作成することができる。これとは対照的に、実際的なビームフォーミング又はＢＤマルチユーザシステムは、典型的には送信側で、あらゆる数の送信アンテナＭが得られるように、無線リンク上で対処することができる同時のユーザの数を制限する密集したアンテナで設計される。
Ｋ＜ＭでＭ個の送信アンテナ及びＫ人のユーザを有するシステムについて考える。送信機はＭ個の送信アンテナとＫユーザとの間に
を認識していると仮定する。簡潔さを期すために、あらゆるユーザには単一のアンテナが装備されていると仮定しているが、同じ方法をユーザ当たり複数の受信アンテナに拡張することができる。Ｋ人のユーザのロケーションでゼロＲＦエネルギを作成する事前符号化重み
を以下の条件を満たすために計算する。
Ｈｗ＝０K×1
式中、０K×1は、全てのゼロ入力によるベクトルであり、Ｈは、Ｍ個の送信アンテナからＫ人のユーザまでチャンネルベクトル
を結合することによって
として得られるチャンネル行列である。
一実施形態において、チャンネル行列Ｈの特異値分解（ＳＶＤ）を計算し、事前符号化重みｗをＨのヌル部分空間（０個の単数値により識別）に対応する右特異ベクトルとして定義する。
送信アンテナは、ｋ番目のユーザで受信される信号を以下の式で示すように、Ｋ人のユーザのロケーションでＫ個のゼロＲＦエネルギの点を作成しながら、ＲＦエネルギを送信するために上記で定義した重みベクトルを使用する。
式中、
は、ｋ番目のユーザでの加法性白色ガウスノイズ（ＡＷＧＮ）である。
一実施形態において、チャンネル行列Ｈの特異値分解（ＳＶＤ）を計算し、事前符号化重みＷをＨのヌル部分空間（０個の単数値により識別）に対応する右特異ベクトルとして定義する。
別の実施形態において、無線システムは、ＤＩＤＯシステムであって、ゼロＲＦエネルギの点は、異なるＤＩＤＯカバレージエリア間にクライアントへの干渉を事前に相殺するために作成される。米国特許出願第１２／６３０，６２７号において、以下を含むＤＩＤＯシステムが説明されている。
・ＤＩＤＯクライアント
・ＤＩＤＯ分散型アンテナ
・ＤＩＤＯ基地送受信機局（ＢＴＳ）
・ＤＩＤＯ基地局ネットワーク（ＢＳＮ）
どのＢＴＳも、ＤＩＤＯクラスターという所定のカバレージエリア対してサービスを提供する複数の分散型アンテナにＢＳＮを通じて接続される。本特許出願では、隣接ＤＩＤＯクラスター間の干渉を除去するためのシステム及び方法を説明する。図１に示すように、主ＤＩＤＯクラスターは、近傍クラスターからの干渉による影響を受けるクライアント（すなわち、マルチユーザＤＩＤＯシステムによってサービスを提供されるユーザデバイス、つまりターゲットクライアント）にサービスを提供すると仮定する。
一実施形態において、近傍クラスターは、従来のセルラーシステムと類似の周波数分割多重アクセス（ＦＤＭＡ）法に従って異なる周波数で作動する。例えば、３の周波数再使用係数で、同じキャリア周波数は、図２に示すように３つのＤＩＤＯクラスター毎に繰り返される。図２では、異なるキャリア周波数は、Ｆ1、Ｆ2、及びＦ3として識別される。この実施形態は一部の例に使用することができるが、この解決法により、周波数利用効率の減量が発生する。これは、利用可能なスペクトルが複数のサブバンドに分割され、ＤＩＤＯクラスターの部分集合のみが同じサブバンドにおいて作動するからである。更に、複雑なセル設計により異なる周波数に異なるＤＩＤＯクラスターを関連付ける必要があり、したがって、干渉が防止される。従来技術のセルラーシステムと同様に、このようなセル設計では、同じ周波数を使用するクラスター間の干渉を回避するためにアンテナの所定の配置及び送信電力の制限が必要である。
別の実施形態において、近傍クラスターは、同じ周波数帯域ではあるが、時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）法に従って異なる時間スロットで作動する。例えば、図３に示すように、ＤＩＤＯ送信は、図示のように、所定のクラスターに対しては時間スロットＴ1、Ｔ2、及びＴ3においてのみ許可される。時間スロットは、異なるクラスターがラウンドロビンポリシーに従って予定されるように異なるクラスターに等しく割り当てられる。異なるクラスターが異なるデータ転送速度要件を特徴とする場合に（すなわち、受信可能範囲エリア当たりのクライアント数が少ない農村地帯内のクラスターに対して混雑した都市環境のクラスター）、異なる優先度が、データ転送速度要件が大きいほど多くの時間スロットが割り当てられているように異なるクラスターに割り当てられる。上述のようなＴＤＭＡを本発明の一実施形態に使用することができるが、ＴＤＭＡ手法では、異なるクラスターにわたって時間同期を必要とする場合があり、かつ結果として周波数利用効率低下になる場合がある。これは、干渉クラスターは、同時に同じ周波数を使用することができないからである。
一実施形態において、全ての近傍クラスターは、同じ周波数帯域において同時に送信し、干渉を回避するためにクラスターにわたって空間処理を使用する。この実施形態において、マルチクラスターＤＩＤＯシステムは、（ｉ）複数のクライアントに同じ周波数帯域内で同時非干渉データストリームを送信するために主クラスター内で従来のＤＩＤＯ事前符号化を使用し（例えば、米国特許第７，５９９，４２０号、同第７，６３３，９９４号、同第７，６３６，３８１号、及び米国特許出願第１２／１４３，５０３号を含む関連特許及び出願明細書に記載）、（ｉｉ）ターゲットクライアントのロケーションでゼロ高周波（ＲＦ）エネルギの点を作成することにより、図４において干渉ゾーン８０１０内にあるクライアントに対する干渉を回避するために、近傍クラスターにおいて干渉相殺でＤＩＤＯ事前符号化を使用する。ターゲットクライアントが干渉ゾーン４１０にある場合、主クラスター４１１から、データストリームを含むＲＦの合計を受け取り、干渉クラスター４１２〜４１３から単に主クラスターからのデータストリームを含むＲＦであることになるゼロＲＦエネルギを受け取る。したがって、近傍クラスターは、干渉ゾーン内のターゲットクライアントが干渉を受けることなく同時に同じ周波数を利用することができる。
実用システムでは、ＤＩＤＯ事前符号化の性能は、チャンネル推定誤差又はドップラー効果（ＤＩＤＯ分散型アンテナで古いチャンネル状態情報が発生する）、マルチキャリアＤＩＤＯシステム内の相互変調歪（ＩＭＤ）、時間又は周波数オフセットのような異なるファクタによる影響を受けている場合がある。これらの影響の結果として、ゼロＲＦエネルギの点をもたらすことは非実用的である場合がある。しかし、干渉クラスターからのターゲットクライアントでのＲＦエネルギが主クラスターからのＲＦエネルギと比較して取るに足りない限り、ターゲットクライアントでの関連性能は、干渉による影響を受けない。例えば、１０-6のターゲットビット誤り率（ＢＥＲ）をもたらすように前進型誤信号訂正（ＦＥＣ）符号化を使用し、４−ＱＡＭ衛星配置を復調するためにクライアントが２０ｄＢの信号対ノイズ比（ＳＮＲ）を必要とすると仮定する。干渉クラスターから受け取られたターゲットクライアントでのＲＦエネルギが、主クラスターから受け取られたＲＦエネルギを２０ｄＢ下回る場合、干渉は取るに足りないものであり、クライアントは、所定のＢＥＲターゲット内で無事にデータを復調することができる。したがって、本明細書で使用する時に「ゼロＲＦエネルギ」という用語は、必ずしも干渉ＲＦ信号からのＲＦエネルギがゼロであることを意味するわけではない。むしろ、ＲＦエネルギは、望ましいＲＦ信号が受信機で受信することができるように望ましいＲＦ信号のＲＦエネルギに対して十分に低いことを意味する。更に、望ましいＲＦエネルギに対する干渉ＲＦエネルギの所定の望ましい閾値を説明しているが、本発明の基本的な原理は、所定の閾値に限定されない。
図４に示すように異なるタイプの干渉ゾーン８０１０がある。例えば、「タイプＡ」領域（図８０では文字「Ａ」で表示）は、１つの近傍クラスターのみからの干渉による影響を受けており、一方、「タイプＢ」領域（文字「Ｂ」で表示）は、２つ又は複数の近傍クラスターからの干渉に対応する。
図５は、本発明の一実施形態に使用されるフレームワークを示す。点はＤＩＤＯ分散型アンテナを示し、十字記号はＤＩＤＯクライアントを指し、矢印はＲＦエネルギの伝播の方向を示す。主クラスター内のＤＩＤＯアンテナは、そのクラスター内のクライアントＭＣ ５０１に事前符号化データ信号を送信する。同様に、干渉クラスター内のＤＩＤＯアンテナは、従来のＤＩＤＯ事前符号化を通じてそのクラスター内のクライアントＩＣ ５０２にサービスを提供する。緑色十字記号５０３は、干渉ゾーン内のターゲットクライアントＴＣ ５０３を示す。主クラスター５１１内のＤＩＤＯアンテナは、従来のＤＩＤＯ事前符号化を通じてターゲットクライアント（黒色矢印）に事前符号化データ信号を送信する。干渉クラスター５１２内のＤＩＤＯアンテナは、ターゲットクライアント５０３（緑色矢印）の方向に向けてゼロＲＦエネルギを作成するために事前符号化を使用する。
いずれかの干渉ゾーン４１０Ａ（図４のＢ）内のターゲットクライアントｋでの受信信号は、以下の式によって示される。
式中、ｋ＝１．．．Ｋ、Ｋは干渉ゾーン８０１０Ａ、Ｂ内のクライアントの数であり、Ｕは主ＤＩＤＯクラスター内のクライアントの数であり、Ｃは干渉ＤＩＤＯクラスター４１２〜４１３の数であり、Ｉcは干渉クラスターｃ内のクライアントの数である。更に、クライアントデバイスでのＭ個の送信ＤＩＤＯアンテナ及びＮ個の受信アンテナを仮定し、
は、クライアントｋでの受信データストリームを含むベクトルであり、
は、主ＤＩＤＯクラスター内のクライアントｋへの送信データストリームのベクトルであり、
は、主ＤＩＤＯクラスター内のクライアントｕへの送信データストリームのベクトルであり、
は、ｃ番目の干渉ＤＩＤＯクラスター内のクライアントｉへの送信データストリームのベクトルであり、
は、クライアントｋのＮ個の受信アンテナでの加法性白色ガウスノイズ（ＡＷＧＮ）のベクトルであり、
は、主ＤＩＤＯクラスター内のクライアントｋでのＮ個の受信アンテナへのＭ個の伝送ＤＩＤＯアンテナからのＤＩＤＯチャンネル行列であり、
は、ｃ番目の干渉ＤＩＤＯクラスター内のクライアントｋのＮ個の受信アンテナへのＭ個の伝送ＤＩＤＯアンテナからのＤＩＤＯチャンネル行列であり、
は、主ＤＩＤＯクラスター内のクライアントｋに対するＤＩＤＯ事前符号化重みの行列であり、
は、主ＤＩＤＯクラスター内のクライアントｕに対するＤＩＤＯ事前符号化重みの行列であり、
は、ｃ番目の干渉ＤＩＤＯクラスター内のクライアントｉに対するＤＩＤＯ事前符号化重みの行列である。
表記を簡素化し、かつ一般性を失わないようにするために、全てのクライアントがＮ個の受信アンテナを装備し、あらゆるＤＩＤＯクラスターにおいてＭ個のＤＩＤＯ分散型アンテナがあり、
と仮定する。Ｍがクラスター内の受信アンテナの総数より大きい場合、追加の送信アンテナは、干渉ゾーン内のターゲットクライアントに対して干渉を事前に相殺するために、又は米国特許第７，５９９，４２０号、同第７，６３３，９９４号、同第７，６３６，３８１号、及び米国特許出願第１２／１４３，５０３号を含む関連特許及び出願に記載されたダイバーシティ方式を通じて同じクラスター内のクライアントに対してリンク堅牢性を改善するために使用される。
ＤＩＤＯ事前符号化重みは、同じＤＩＤＯクラスター内のクライアント間干渉を事前に相殺するために計算される。例えば、米国特許第７，５９９，４２０号、同第７，６３３，９９４号、同第７，６３６，３８１号、及び米国特許出願第１２／１４３，５０３号明細書、及び［７］を含む関連特許及び出願に説明されたブロック対角化（ＢＤ）事前符号化を使用し、以下の条件が主クラスターにおいて満たされるようにクライアント間干渉を除去することができる。
近傍ＤＩＤＯクラスター内の事前符号化重み行列は、以下の条件が満たされるように設計される。
事前符号化行列Ｗc,iを計算するには、Ｍ個の送信アンテナから干渉クラスター内のｌcクライアントまで並びに干渉ゾーン内のクライアントｋまでのダウンリンクチャンネルが推定され、事前符号化行列が、干渉クラスター内のＤＩＤＯ ＢＴＳにより計算される。干渉クラスターにおいて事前符号化行列を計算するためにＢＤ方法が使用される場合、以下の実効チャンネル行列が、近傍クラスター内のｉ番目のクライアントへの重みを計算するために構成される。
式中、
は、干渉クラスターｃに対してチャンネル行列
から得られる行列であり、ｉ番目のクライアントに対応する列が除去される。
（１）に条件（２）及び（３）を代入し、ターゲットクライアントｋに対して受信したデータストリームを取得し、クラスター内及びクラスター間干渉が除去される。
近傍クラスターにおいて計算された（１）内の事前符号化重みＷc,iは、干渉ゾーン内のターゲットクライアントへの干渉を事前に相殺しながら、それらのクラスター内の全てのクライアントに事前符号化データストリームを送信するように設計される。ターゲットクライアントは、その主クラスターからのみ事前符号化データを受信する。異なる実施形態において、同じデータストリームは、ダイバーシティ利得を取得するために、主クラスター及び近傍クラスターからターゲットクライアントに送られる。この場合に、（５）内の信号モデルは、以下のように表される。
式中、Ｗc,kは、ｃ番目のクラスター内のＤＩＤＯ送信機から干渉ゾーン内のターゲットクライアントｋまでのＤＩＤＯ事前符号化行列である。（６）の方法は、近傍クラスターにわたる時間同期が必要であり、これは、大規模システムにおいて達成するには複雑であると考えられるが、依然としてダイバーシティ利得利点が実施のコストを正当化する場合は全く達成可能であることに留意されたい。
本発明者らは、信号対ノイズ比（ＳＮＲ）の関数としての符号誤り率（ＳＥＲ）の観点から提案する方法の性能を評価することによって開始する。一般性を失わずに、クライアント当たりの単一のアンテナ及び再定式化（１）を仮定して以下の信号モデルを定義する。
式中、ＩＮＲは、ＩＮＲ＝ＳＮＲ／ＳＩＲとして定義される混信対ノイズ比であり、ＳＩＲは信号対干渉比である。
図６は、干渉ゾーン内のターゲットクライアントに対してＳＩＲ＝１０ｄＢを仮定したＳＮＲの関数としてのＳＥＲを示す。一般性を失わずに、前方誤り訂正（ＦＥＣ）符号化なしで４−ＱＡＭ及び１６−ＱＡＭに対してＳＥＲを測定した。符号化されていないシステムに対して１％にターゲットＳＥＲを固定する。このターゲットは、変調次数に基づいて、ＳＮＲの異なる値に対応する（すなわち、４−ＱＡＭに対してＳＮＲ＝２０ｄＢ及び１６−ＱＡＭに対してＳＮＲ＝２８ｄＢ）。符号化利得のためにＦＥＣ符号化を使用する時に、より低いＳＥＲターゲットをＳＮＲの同じ値に対して満たすことができる。クラスター当たりの２つのＤＩＤＯアンテナ及び２つのクライアント（各単一のアンテナを装備）で２クラスター（１つの主クラスター及び１つの干渉クラスター）のシナリオを考える。主クラスター内のクライアントの１つは、干渉ゾーン内にある。平坦フェーディング狭帯域チャンネルを仮定するが、以下の結果は、周波数選択マルチキャリア（ＯＦＤＭ）システムに拡張することができ、各サブキャリアは、平坦フェーディングを受ける。２つのシナリオ、すなわち、（ｉ）事前符号化重みシナリオ：事前符号化重みＷc,iが干渉ゾーン内のターゲットクライアントに対応することなく計算されるＤＩＤＯクラスター間干渉（ＩＤＣＩ）を有する一方のシナリオ、及び（ｉｉ）ターゲットクライアントへのＩＤＣＩを除去するために重みＷc,iを計算することによってＩＤＣＩが除去される他方のシナリオを考える。ＩＤＣＩが存在する場合に、ＳＥＲが高くかつ所定のターゲットよりも大きいことが認められる。近傍クラスターでのＩＤＣＩ事前符号化で、ターゲットクライアントへの干渉が除去され、ＳＮＲ＞２０ｄＢが得られるようにＳＥＲターゲットに到達する。
図６の結果は、（５）の場合と同様にＩＤＣＩ事前符号化を仮定する。近傍クラスターでのＩＤＣＩ事前符号化も（６）の場合と同様に干渉ゾーン内のターゲットクライアントへのデータストリームを事前符号化するのに使用される場合に、更に別のダイバーシティ利得が得られる。図７は、２つの技術、すなわち、（ｉ）（５）内のＩＤＣＩ事前符号化を使用する「方法１」、及び（ｉｉ）近傍クラスターがターゲットクライアントにも事前符号化データストリームを送信する（６）のＩＤＣＩ事前符号化を使用する「方法２」から導出されるＳＥＲを比較している。方法２では、ターゲットクライアントに事前符号化データストリームを送信するのに使用された近傍クラスター内のＤＩＤＯアンテナによって得られる更に別のアレイ利得のために、従来のＩＤＣＩ事前符号化と比較して〜３ｄＢ利得が得られる。より一般的には、方法１を凌ぐ方法２のアレイ利得は、１０*ｌｏｇ１０（Ｃ＋１）に比例しており、式中、Ｃは近傍クラスターの数であり、係数「１」は主クラスターを指す。
次に、干渉ゾーンに関するターゲットクライアントのロケーションの関数としての以前の方法の性能を評価する。ターゲットクライアント８４０１が図８に示すように主ＤＩＤＯクラスター８０２から干渉クラスター８０３まで移動する１つの簡単なシナリオを考える。主クラスター８０２内の全てのＤＩＤＯアンテナ８１２が条件（２）を満たすようにクラスター内干渉を除去するためにＢＤ事前符号化を使用すると仮定する。単一の干渉ＤＩＤＯクラスター、クライアントデバイス８０１での単一の受信アンテナ、及び主又は干渉クラスター内の全てのＤＩＤＯアンテナからクライアントまでの等しい伝播損失を仮定する（すなわち、円を示してクライアントの周りに設けられたＤＩＤＯアンテナ）。（一般的な都市環境の場合と同様に）伝播損失指数４を有する１つの簡略化された伝播損失モデル［１１］を使用する。
これ以降の解析は、伝播損失に適合するように（７）を拡張する以下の簡略化された信号モデルに基づいている。
式中、信号対干渉比（ＳＩＲ）は、ＳＩＲ＝（（１−Ｄ）／Ｄ）4として導出される。ＩＤＣＩをモデル化する際に、３つのシナリオ、すなわち、ｉ）ＩＤＣＩのない理想的な場合、ｉｉ）条件（３）を満たすために干渉クラスターにおいてＢＤ事前符号化を通じて事前に相殺されるＩＤＣＩ、及びｉｉｉ）ＩＤＣＩがあり、かつ近傍クラスターによる事前除去なしを考慮する。
図９は、Ｄの関数としての信号対干渉ノイズ比（ＳＩＮＲ）を示している（すなわち、ターゲットクライアントが主クラスター８０２から干渉クラスター８４０３内のＤＩＤＯアンテナ８１３の方向に移動する時）。ＳＩＮＲは、信号電源及び干渉の比率プラス（８）内の信号モデルを使用してノイズ電力として導出される。Ｄ＝Ｄoに向けてＤo＝０．１及びＳＮＲ＝５０ｄＢを仮定する。ＩＤＣＩがない場合には、無線リンク性能はノイズだけによる影響を受けており、ＳＩＮＲは伝播損失のために減少する。ＩＤＣＩが存在する場合（すなわち、ＩＤＣＩ事前符号化なしで）近傍クラスター内のＤＩＤＯアンテナからの干渉は、ＳＩＮＲを低減する一因になる。
図１０は、平坦フェーディング狭帯域チャンネルにおける４ＱＡＭ変調の３つのシナリオにおける符号誤り率（ＳＥＲ）性能を示す。これらのＳＥＲ結果は、図９のＳＩＮＲに対応する。図９のＳＩＮＲ閾値ＳＩＮＲT＝２０ｄＢに対応する符号化されていないシステム（すなわち、ＦＥＣなし）に対して１％のＳＥＲ閾値を仮定する。ＳＩＮＲ閾値は、データ送信に使用される変調次数に依存する。典型的には、同じターゲット誤り率をもたらすために、変調次数が高いほど高いＳＩＮＲTを特徴とする。ＦＥＣで、符号化利得のために同じＳＩＮＲ値に対してより低いターゲットＳＥＲをもたらすことができる。事前符号化なしのＩＤＣＩの場合に、ターゲットＳＥＲは、範囲Ｄ＜０．２５の範囲内でのみ達成される。近傍クラスターでのＩＤＣＩ事前符号化で、ターゲットＳＥＲを満たす範囲は、Ｄ＜０．６まで拡張される。その範囲よりも大きいと、ＳＩＮＲは、伝播損失のために増加してターゲットＳＥＲは満たされない。
ＩＤＣＩ事前符号化方法の一実施形態を図１１に示すが、これは以下の段階から構成される。
・ＳＩＲ推定１１０１：クライアントは、主ＤＩＤＯクラスターからの信号電力（すなわち、受信した事前符号化データに基づいて）及び近傍ＤＩＤＯクラスターからのノイズプラス干渉信号電力を推定する。シングルキャリアＤＩＤＯシステムでは、フレーム構造は、短いサイレンス期間に設計することができる。例えば、サイレンス期間は、チャンネル状態情報（ＣＳＩ）フィードバック中にチャンネル推定のトレーニングと事前符号化データ送信との間に定義することができる。一実施形態において、近傍クラスターからのノイズプラス干渉信号電力は、主クラスター内のＤＩＤＯアンテナからサイレンス期間中に測定される。実用的なＤＩＤＯマルチキャリア（ＯＦＤＭ）システムは、ヌルトーンが、典型的には、送信側及び受信側でのフィルタリングのためにオフセットされる直流（ＤＣ）及び帯域の縁部での減衰を防止するのに使用される。マルチキャリアシステムを使用する別の実施形態において、ノイズプラス干渉信号電力は、ヌルトーンから推定される。補正係数を使用し、帯域の縁部での送信／受信フィルタ減衰を補正することができる。主クラスターからの信号対ノイズプラス干渉電力（ＰS）及び近傍クラスター（ＰIN）からのノイズプラス干渉電力が推定されると、クライアントは、以下のようにＳＩＮＲを計算する。
あるいは、ＳＩＮＲ推定値は、無線信号電力を測定するために、一般的な無線通信システムに使用される受信信号強度表示（ＲＳＳＩ）から導出される。
（９）内のメトリックは、ノイズと干渉電力レベルを区別することができないことが認められる。例えば、干渉のない環境のシャドーイングによる影響を受けるクライアント（すなわち、主クラスター内の全てのＤＩＤＯ分散型アンテナからの信号電力を減衰する障害の後方）は、たとえクラスター間干渉による影響を受けていないとしても低いＳＩＮＲを推定することができる。
提案する方法のより信頼性が高いメトリックは、以下のように計算されるＳＩＲである。
式中、ＰNは、ノイズ電力である。実用的なマルチキャリアＯＦＤＭシステムは、主クラスター及び近傍クラスターの全てのＤＩＤＯアンテナが同じ１組のヌルトーンを使用すると仮定し、（１０）のノイズ電力ＰNは、ヌルトーンから推定される。上述のように、ノイズプラス干渉電力（ＰIN）は、サイレンス期間から推定される。最後に、信号対ノイズプラス干渉電力（ＰS）Ｓ）は、データトーンから導出される。これらの推定値から、クライアントは、（１０）でＳＩＲを計算する。
・近傍クラスター１１０２〜１１０３でのチャンネル推定：（１０）内の推定ＳＩＲが、図１１において８７０２で決定される所定の閾値（ＳＩＲT）よりも小さい場合に、クライアントは、近傍クラスターからのトレーニング信号を聴取し始める。ＳＩＲTは、データ送信に使用される変調及びＦＥＣコード方式（ＭＣＳ）に依存することに留意されたい。異なるＳＩＲターゲットは、クライアントのＭＣＳによって定義される。異なるクラスターのＤＩＤＯ分散型アンテナが時間同期化された（すなわち、同じパルス／秒ＰＰＳ時間基準にロックされた）時に、クライアントは、８７０３で近傍クラスター内のＤＩＤＯアンテナにそのチャンネル推定値を配信するためにトレーニングシーケンスを利用する。近傍クラスター内のチャンネル推定のトレーニングシーケンスは、主クラスターからのトレーニングに直交するように設計される。あるいは、異なるクラスター内のＤＩＤＯアンテナが時間同期化されない時に、直角のシーケンス（良好な相互相関特性を有する）が、異なるＤＩＤＯクラスター内の時間同期に使用される。クライアントが近傍クラスターの時間／周波数基準にロックされた状態で、チャンネル推定が１１０３で実行される。
・ＩＤＣＩ事前符号化１１０４：チャンネル推定値が近傍クラスター内のＤＩＤＯ ＢＴＳで利用可能になると、ＩＤＣＩ事前符号化が、（３）の条件を満たすように計算される。近傍クラスター内のＤＩＤＯアンテナは、図４の干渉ゾーン４１０内のクライアントへの干渉を事前に相殺しながら、クラスター内のクライアントだけに事前符号化データストリームを送信する。クライアントが図４のタイプＢ干渉ゾーン４１０内にある場合に、クライアントへの干渉は、複数のクラスターによって生成され、ＩＤＣＩ事前符号化が、同時に全ての近傍クラスターによって実行されることが認められる。
ハンドオフの方法
これ以降、異なる種類のサービス（すなわち、低移動度サービス又は高移動度サービス）を提供する別々のエリアに位置する分散型アンテナによりポピュレートされたＤＩＤＯクラスターにわたって移動するクライアントに関する異なるハンドオフ方法を説明する。
ａ．隣接ＤＩＤＯクラスター間のハンドオフ
一実施形態において、上述のクラスター間干渉を除去するＩＤＣＩ−事前符号化器は、ＤＩＤＯシステムにおけるハンドオフ方法の基線として使用される。セルラーシステムにおける従来のハンドオフは、異なる基地局によってサービスを提供されるセルにわたってシームレスに切り換わるクライアントに向けて考慮される。ＤＩＤＯシステムでは、ハンドオフにより、クライアントは、接続を失わずにクラスター間に移動することができる。
ＤＩＤＯシステムのハンドオフ戦略の一実施形態を示すために、２つのクラスター８０２及び８０３だけによる図８の例を再び考える。クライアント８０１が主クラスター（Ｃ１）８０２から近傍クラスター（Ｃ２）８０３に移動する時に、ハンドオフ方法の一実施形態は、異なるクラスターの信号品質を動的に計算し、クライアントに対して最低誤り率性能が得られるクラスターを選択する。
図１２は、クラスターＣ１の中心からのクライアントの距離の関数としてのＳＩＮＲ変動を示す。ＦＥＣ符号化のない４−ＱＡＭ変調に対して、ターゲットＳＩＮＲ＝２０ｄＢを考える。円により識別される線は、Ｃ１及びＣ２の両方が干渉相殺なしでＤＩＤＯ事前符号化を使用する時にＣ１内のＤＩＤＯアンテナによってサービスを提供されるターゲットクライアントのＳＩＮＲを表す。近傍クラスターからの伝播損失及び干渉のためにＤの関数としてのＳＩＮＲは減少する。ＩＤＣＩ事前符号化が近傍クラスターで実行された時に、ＳＩＮＲ減量は、（三角形を有する線に示すように）伝播損失によるものに過ぎない。これは、干渉が完全に除去されるからである。クライアントが近傍クラスターからサービスを提供される時に対称的挙動が体験される。ハンドオフ戦略の一実施形態は、クライアントがＣ１からＣ２に移動する時に、アルゴリズムが、所定のターゲットよりも上方にＳＩＮＲを維持する異なるＤＩＤＯ方式間で切り換わるように定義される。
図１２のプロットから、図１３の４−ＱＡＭ変調のＳＥＲを導出する。異なる事前符号化戦略間で切り換わることにより、ＳＥＲは、所定のターゲット内に維持されたことが認められる。
ハンドオフ戦略の一実施形態は、以下の通りである。
・Ｃ１−ＤＩＤＯ及びＣ２−ＤＩＤＯ事前符号化：クライアントが干渉ゾーンから離れる方向にＣ１内にある時に、クラスターＣ１及びＣ２の両方は、独立して従来のＤＩＤＯ事前符号化で作動する。
・Ｃ１−ＤＩＤＯ及びＣ２−ＩＤＣＩ事前符号化：クライアントが干渉ゾーンの方向に移動する時に、ＳＩＲ又はＳＩＮＲが劣化する。ターゲットＳＩＮＲT1に到達した時に、ターゲットクライアントは、Ｃ２内の全てのＤＩＤＯアンテナからチャンネルを推定し始めてＣ２のＢＴＳにＣＳＩを供給する。Ｃ２内のＢＴＳは、ＩＤＣＩ事前符号化を計算し、ターゲットクライアントへの干渉を防止しながらＣ２内の全てのクライアントに送信する。ターゲットクライアントが干渉ゾーン内にある限り、Ｃ１及びＣ２の両方にＣＳＩを供給し続ける。
・Ｃ１−ＩＤＣＩ及びＣ２−ＤＩＤＯ事前符号化：クライアントがＣ２の方向に移動する時に、ＳＩＲ又はＳＩＮＲは、再びターゲットに到達するまで減少し続ける。この時点で、クライアントは、近傍クラスターに切り換わることに決定する。この場合に、Ｃ１は、ＩＤＣＩ事前符号化でその方向に向けてゼロ干渉を作成するためにターゲットクライアントからのＣＳＩを使用し始め、一方、近傍クラスターは、従来のＤＩＤＯ事前符号化に向けてＣＳＩを使用する。一実施形態において、ＳＩＲ推定値がターゲットに接近する時に、クラスターＣ１及びＣ２は、クライアントが両方の場合にはＳＩＲを推定することを可能にするために、代替的にＤＩＤＯ事前符号化及びＩＤＣＩ事前符号化方式の両方を試行する。次に、クライアントは、所定の誤り率特性メトリックを最大にする最良の方式を選択する。本方法が適用される時に、ハンドオフ戦略の交差点が、図１２の三角形及び菱形を有する曲線の交差部で発生する。一実施形態は、（６）に説明した修正されたＩＤＣＩ事前符号化方法を使用し、近傍クラスターも、アレイ利得が得られるようにターゲットクライアントに事前符号化データストリームを送信する。クライアントは、交差点で両方の戦略にＳＩＮＲを推定する必要があるわけではないため、この手法で、ハンドオフ戦略が簡素化される。
・Ｃ１−ＤＩＤＯ及びＣ２−ＤＩＤＯ事前符号化：クライアントがＣ２の方向に干渉ゾーンから出た時に、主クラスターＣ１は、ＩＤＣＩ事前符号化を通じてそのターゲットクライアントの方向に干渉を事前に相殺するのを停止し、Ｃ１内に残る全てのクライアントに対する従来のＤＩＤＯ事前符号化に再び切り換わる。ハンドオフ戦略におけるこの最終交差点は、ターゲットクライアントからＣ１への不要なＣＳＩフィードバックを回避するために有用であり、したがって、フィードバックチャネルでのオーバヘッドを低減する。一実施形態において、第２のターゲットＳＩＮＲT2が定義される。ＳＩＮＲ（又はＳＩＲ）がこのターゲットを上回った時に、戦略は、Ｃ１−ＤＩＤＯ及びＣ２−ＤＩＤＯに切り換わる。一実施形態において、クラスターＣ１は、クライアントがＳＩＮＲを推定することを可能にするためにＤＩＤＯ事前符号化とＩＤＣＩ事前符号化との間で交替し続ける。次に、クライアントは、Ｃ１に対して、上からターゲットＳＩＮＲT1により密接に接近する方法を選択する。
上述の方法は、リアルタイムで異なる方式に向けてＳＩＮＲ又はＳＩＲ推定値を計算し、最適方式を選択するのに使用する。一実施形態において、ハンドオフアルゴリズムは、図１４に示す有限状態機械に基づいて設計される。クライアントは、現状を追跡し、ＳＩＮＲ又はＳＩＲが図１２に示す所定の閾値よりも小さいか又は上回った時に次の状態に切り換わる。上述のように、状態１２０１では、クラスターＣ１及びＣ２の両方は、独立して従来のＤＩＤＯ事前符号化で作動し、クライアントは、クラスターＣ１によってサービスを提供され、状態１２０２では、クライアントは、クラスターＣ１によってサービスを提供され、Ｃ２内のＢＴＳは、ＩＤＣＩ事前符号化を計算し、クラスターＣ１は、従来のＤＩＤＯ事前符号化を使用して作動し、状態１２０３では、クライアントは、クラスターＣ２によってサービスを提供され、Ｃ１内のＢＴＳは、ＩＤＣＩ事前符号化を計算し、クラスターＣ２は、従来のＤＩＤＯ事前符号化を使用して作動し、状態１２０４では、クライアントは、クラスターＣ２によってサービスを提供され、クラスターＣ１及びＣ２の両方は、独立して従来のＤＩＤＯ事前符号化で作動する。
シャドーイング効果が存在する場合、信号品質（ＳＩＲ）は、図１５に示すように閾値の周りで変動する場合があり、図１４の連続的状態間の反復的スイッチングが発生する。反復的に状態を変更することは、結果として、伝送方式間のスイッチングを可能にするクライアントとＢＴＳとの間の制御チャンネルに対する有意なオーバヘッドが発生するために望ましくない影響である。図１５は、シャドーイングが存在する場合のハンドオフ戦略の一実施形態を示す。一実施形態において、シャドーイング係数は、分散３［３］を有する対数正規分布に従ってシミュレーションされる。これ以降では、ＤＩＤＯハンドオフ中の反復的スイッチング効果を防止するいくつかの方法を定義する。
本発明の一実施形態は、状態スイッチング効果に対処するためにヒステリシスループを使用する。例えば、図１４の「Ｃ１−ＤＩＤＯ、Ｃ２−ＩＤＣＩ」９３０２と「Ｃ１−ＩＤＣＩ、Ｃ２−ＤＩＤＯ」９３０３（あるいは、その逆もまた同様）の状態間で切り換わる時に、閾値ＳＩＮＲT1を範囲Ａ1内で調整することができる。本方法は、信号品質がＳＩＮＲT1の周りで変動する時に状態間の反復的スイッチングを回避する。例えば、図１６は、図１４の任意の２つの状態間で切り換わる時のヒステリシスループ機構を示す。状態ＢからＡに切り換わるためには、ＳＩＲは、（ＳＩＲT1＋Ａ1／２）より大きくなければならないが、ＡからＢに再び切り換わるためには、ＳＩＲは、（ＳＩＲT1−Ａ1／２）を下回らなければならない。
異なる実施形態において、閾値ＳＩＮＲT2は、図１４で有限状態機械の第１及び第２の（又は第３及び第４の）状態間の反復的スイッチングを回避するように調整される。例えば、値Ａ2の範囲は、閾値ＳＩＮＲT2がチャンネル状態及びシャドーイング効果に基づいてその範囲で選択されるように定義することができる。
一実施形態において、無線リンクにわたって推定されるシャドーイングの分散に基づいて、ＳＩＮＲ閾値は、範囲［ＳＩＮＲT2，ＳＩＮＲT2＋Ａ2］内で動的に調整される。クライアントがその現在のクラスターから近傍クラスターまで移動する時に、受信信号強度（又はＲＳＳＩ）の分散から対数正規分布の分散を推定することができる。
以前の方法は、クライアントがハンドオフ戦略をトリガすると仮定する。一実施形態において、ハンドオフ決定は、複数のＢＴＳにわたる通信が可能にされると仮定してＤＩＤＯ ＢＴＳに任せられる。
簡潔さを期すために、上記の方法は、ＦＥＣ符号化なし及び４−ＱＡＭを仮定して導出される。より一般的には、ＳＩＮＲ又はＳＩＲ閾値は、異なる変調符号化方式（ＭＣＳ）に向けて導出され、ハンドオフ戦略は、干渉ゾーン内の各クライアントに対して、ダウンリンクデータ転送速度を最適化するために、リンクアダプテーションと組合せて設計される（例えば、米国特許第７，６３６，３８１号を参照）。
ｂ．低ドップラー及び高ドップラーＤＩＤＯネットワーク間のハンドオフ
ＤＩＤＯシステムは、クローズドループ伝送方式を使用し、ダウンリンクチャンネルにわたってデータストリームを事前符号化する。クローズドループ方式は、フィードバックチャンネルにわたって待ち時間により本質的に抑制される。実用的なＤＩＤＯシステムでは、コンピュータの時間は、高い処理パワーを有する送受信機により低減することができ、待ち時間の殆どは、ＢＴＳから分散型アンテナにＣＳＩ及びベースバンド方式の事前符号化データを配信する時にＤＩＤＯ ＢＳＮにより導入されることが推定される。ＢＳＮは、デジタル加入者回線（ＤＳＬ）、ケーブルモデム、ファイバリング、Ｔ１線、光同軸混成（ＨＦＣ）ネットワーク、及び／又は固定無線（例えば、ＷｉＦｉ）を含むがこれらに限定されない様々なネットワーク技術で構成することができる。専用ファイバは、典型的には、帯域幅が非常に大きく、待ち時間が低いが（潜在的にローカル領域で１ミリ秒未満）、ＤＳＬ及びケーブルモデムほどは普及していない。今日、ＤＳＬ及びケーブルモデム接続は、典型的には米国ではラストマイル待ち時間が１０〜２５ｍｓ間に存在するが、非常に普及している。
ＢＳＮにわたる最大待ち時間で、ＤＩＤＯ事前符号化の性能劣化なしでＤＩＤＯ無線リンクにわたって許容できる最大ドップラーシフトが決まる。例えば、［１］では、４００ＭＨｚのキャリア周波数で、約１０ミリ秒の待ち時間を有するネットワーク（すなわち、ＤＳＬ）は、最大３．５８ｍ／ｓ（８ｍｐｈ）までのクライアントの速度（稼動速度）を許容することができ、一方、１ミリ秒の待ち時間を有するネットワーク（すなわち、ファイバリング）は、最大３１．３ｍ／ｓ（７０ｍｐｈ）までの速度（すなわち、フリーウェイトラフィック）をサポートすることができることが見出されている。
ＢＳＮにわたって許容できる最大ドップラーシフトに基づいて、２つ又は複数のＤＩＤＯサブネットワークを定義する。例えば、ＤＩＤＯ ＢＴＳと分散型アンテナとの間の待ち時間が長いＤＳＬ接続を有するＢＳＮは、低移動度又は固定無線サービス（すなわち、低ドップラーネットワーク）しか配信することができず、一方、待ち時間が短いファイバリングにわたる待ち時間が短いＢＳＮは、高移動性を許容できる（すなわち、高ドップラーネットワーク）。広帯域ユーザの殆どは、広帯域使用時には移動しておらず、更に、殆どのユーザは、多くの高速物体が通過するエリア（例えば、高速道路の横）の近くに位置する可能性がないことが認められる。これは、このようなロケーションは、典型的には、生活したり、事務所を経営したりするにはより望ましくないロケーションであるためである。しかし、高速で広帯域を使用している（例えば、高速道路を移動する車中）か、又は高速物体近傍（例えば、高速道路の近くに位置する店舗内）にいると思われる広帯域ユーザが存在する。これらの２つの異なるユーザドップラーシナリオに対処するために、一実施形態において、低ドップラーＤＩＤＯネットワークは、広域にわたって比較的低電力（すなわち、１Ｗ〜１００Ｗ、屋内又は屋上配置用）の広がりを有する、典型的には多数のＤＩＤＯアンテナから構成され、一方、高ドップラーネットワークは、高電力送信（すなわち、１００Ｗ、屋上又は塔配置用）を有する、典型的には少数のＤＩＤＯアンテナから構成される。低ドップラーＤＩＤＯネットワークは、典型的には多くの低ドップラーユーザにサービスを提供し、ＤＳＬ及びケーブルモデムのような廉価な待ち時間が長いブロードバンド接続を使用して典型的には低い接続費でサービスを提供することができる。高ドップラーＤＩＤＯネットワークは、典型的には少数の高ドップラーユーザにサービスを提供し、ファイバのような高価な待ち時間が短いブロードバンド接続を使用して典型的に高い接続費でそれを行うことができる。
異なるタイプのＤＩＤＯネットワーク（例えば、低ドップラー及び高ドップラー）にわたる干渉を回避するために、時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）、周波数分割多重アクセス（ＦＤＭＡ）又は符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）など異なる多重アクセス技術を使用することができる。
異なるタイプのＤＩＤＯネットワークにクライアントを割り当てて、その間でハンドオフを可能にする方法を提案する。ネットワーク選択は、各クライアントの移動度のタイプに基づいている。クライアントの速度（ｖ）は、以下の方程式［６］に従って最大ドップラーシフトに比例している。
式中、ｆdは最大ドップラーシフトであり、λはキャリア周波数に対応する波長であり、θは方向送信機−クライアントを示すベクトルと速度ベクトルとの角度である。
一実施形態において、あらゆるクライアントのドップラーシフトは、ブラインド推定技術を通じて計算される。例えば、ドップラーシフトは、クライアントにＲＦエネルギを送ってドップラーレーダシステムと類似の反射された信号を解析することによって推定することができる。
別の実施形態において、１つ又は複数のＤＩＤＯアンテナは、クライアントにトレーニング信号を送る。それらのトレーニング信号に基づいて、クライアントは、チャンネル利得のゼロ交差回数を数えるか、又はスペクトル解析を行うなどの技術を使用してドップラーシフトを推定する。一定の速度ｖ及びクライアントの軌跡に対して、（１１）の角速度ｖ ｓｉｎθは、いずれかのＤＩＤＯアンテナからのクライアントの相対距離に依存する場合があることが認められる。例えば、移動しているクライアントの近くのＤＩＤＯアンテナでは、遠いアンテナより大きい角速度及びドップラーシフトが得られる。一実施形態において、ドップラー速度は、クライアントから異なる距離にある複数のＤＩＤＯアンテナから推定され、平均、重み付き平均又は標準偏差が、クライアントの移動度の指標として使用される。ＤＩＤＯ ＢＴＳは、推定ドップラー指標に基づいて低ドップラー、又は高ドップラーネットワークにクライアントを割り当てるべきであるかを決定する。
ドップラー指標は、周期的に全てのクライアントに対してモニタされてＢＴＳに送り返される。１つ又は複数のクライアントがドップラー速度を変更した時に（すなわち、バスに乗っているクライアント対歩行中又は座っているクライアントに）、それらのクライアントは、移動度のレベルを許容できる異なるＤＩＤＯネットワークに動的に再割り当てされる。
低速のクライアントのドップラーが高速物体の近く（例えば、高速道路の近く）にあることによる影響を受ける可能性があるが、ドップラーは、典型的には、それ自体身移動中であるクライアントのドップラーを遥かに下回る。したがって、一実施形態において、クライアントの速度が推定され（例えば、ＧＰＳを使用してクライアント位置をモニタするなどの手段を使用することにより）、速度が低い場合に、クライアントは、低ドップラーネットワークに割り当てられ、速度が高い場合に、クライアントは、高ドップラーネットワークに割り当てられる。
電力制御及びアンテナグループ分けの方法
電力制御を伴うＤＩＤＯシステムのブロック図を図１７に示す。あらゆるクライアント（１．．．Ｕ）の１つ又は複数のデータストリーム（ｓk）が、ＤＩＤＯ事前符号化ユニットによって生成された重みにより乗算される。事前符号化データストリームには、入力チャンネル品質情報（ＣＱＩ）に基づいて、電力コントローラにより計算される電力スケーリング係数が乗算される。ＣＱＩは、ＤＩＤＯ ＢＴＳにクライアントからフィードバックされるか、アップリンク−ダウンリンクチャンネル相互関係を仮定してアップリンクチャンネルから導出される。次に、異なるクライアントのＵ個の事前符号化ストリームが、Ｍ個のデータストリーム（ｔm）に、Ｍ個の送信アンテナの各々に対して１つに結合及び多重化される。最後に、ストリームｔmが、デジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）ユニット、高周波（ＲＦ）ユニット、電力増幅器（ＰＡ）ユニット、及び最後にアンテナに送られる。
電力制御ユニットは、全てのクライアントに対してＣＱＩを測定する。一実施形態において、ＣＱＩは、平均ＳＮＲ又はＲＳＳＩである。ＣＱＩは、伝播損失又はシャドーイングに基づいて異なるクライアントに対して変動する。電力制御方法は、異なるクライアントに対して伝送電力スケーリング係数Ｐkを調整し、異なるクライアントに対して生成される事前符号化データストリームにより乗算する。クライアントの受信アンテナの数に基づいて、１つ又は複数のデータストリームをあらゆるクライアントに対して生成することができることに留意されたい。
提案する方法の性能を評価するために、伝播損失及び電力制御パラメータを含む（５）に基づいて以下の信号モデルを定義する。
式中、ｋ＝１．．．Ｕ、Ｕはクライアントの数であり、ＳＮＲ＝Ｐo／Ｎoであり、Ｐoは平均送信電力であり、Ｎoはノイズ電力であり、αkは伝播損失／シャドーイング係数である。伝播損失／シャドーイングをモデル化するために、以下の簡略化したモデルを使用する。
式中、ａ＝４は伝播損失指数であり、伝播損失がクライアントの指数と共に増加する（すなわち、クライアントはＤＩＤＯアンテナからの距離が増大する位置にある）と仮定する。
図１８は、異なるシナリオでの４つのＤＩＤＯ送信アンテナ及び４つのクライアントを仮定したＳＥＲ対ＳＮＲを示す。理想的な場合では、全てのクライアントが同じ伝播損失を有し（すなわち、ａ＝０）、全てのクライアントに対してＰk＝１が得られると仮定する。正方形を有するプロットは、クライアントが異なる伝播損失係数を有し、電力制御がでない場合を指す。点を有する曲線は、同じシナリオ（伝播損失あり）から導出され、電力制御係数は、Ｐk＝１／αkであるように選択される。電力制御方法では、より多くの電力が、より高い伝播損失／シャドーイングを受けるクライアントのためのものであるデータストリームに割り当てられ、したがって、（この所定のシナリオに対しては）電力制御がない場合と比較して９ｄＢのＳＮＲ利得が得られる。
Ｆｅｄｅｒａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｃｏｍｍｉｓｓｉｏｎ（ＦＣＣ）（及び他の国際的規制機関）は、電磁（ＥＭ）放射線への人体の露出を制限するために無線デバイスから送信することができる最大電力に関する制約を定義している。２種類の限度［２］、すなわち、ｉ）人々に柵、警告、又はラベルを通じて高周波（ＲＦ）発生源を完全に認識させている「職業／管理環境下限度」、及びｉｉ）露出に対する管理がない「一般大衆／非管理」限度がある。
異なる放出レベルが、異なるタイプの無線デバイスに対して定義される。一般的に、屋内／屋外用途に使用されるＤＩＤＯ分散型アンテナは、［２］、つまり「通常、ユーザ又はその近くの人の本体から２０ｃｍ又はそれよりも多くに維持される放射構造と共に使用されると思われる固定ロケーション以外に使用されるように設計された送信デバイス」として定義される「モバイル」デバイスのＦＣＣカテゴリに関する。
「モバイル」デバイスのＥＭ放出は、ｍＷ／ｃｍ2で表される最大許容露出（ＭＰＥ）の観点から測定される。図１９は、７００ＭＨｚのキャリア周波数での送信電力の異なる値に対して、ＲＦ放射線源からの距離の関数としてのＭＰＥ電力密度を示す。典型的には人体から２０ｃｍの域よりも大きいと作動するデバイスに対してＦＣＣ「非管理」限度を満たすべき最大許容送信電力は、１Ｗである。
制限が緩い電力放出制約は、「一般大衆」から離れた屋上又は建物上に設けられる送信機に対して定義される。これらの「屋上送信機」に対して、ＦＣＣは、実効輻射電力（ＥＲＰ）の観点から測定される１０００Ｗのより緩い放出限度を定義している。
上記のＦＣＣ制約に基づいて、一実施形態において、実用システムに向けて２種類のＤＩＤＯ分散型アンテナを定義する。
・低電力（ＬＰ）送信機：１Ｗ及び５Ｍｂｐｓの消費者等級の広帯域（例えば、ＤＳＬ、ケーブルモデム、ファイバトゥザホーム（ＦＴＴＨ））の最大送信電力で、あらゆる高さにおいてどこにでも（すなわち、屋内、又は屋外）に位置するバックホール接続性。
・高電力（ＨＰ）送信機：１００Ｗ及び市販等級の広帯域（例えば、光ファイバリング）バックホールの送信電力で（ＤＩＤＯ無線リンクにわたって利用可能な収量と比較して有効に「無制限」データ転送速度で）、ほぼ１０メートルの高さにおける屋上又は建物取り付け式アンテナ。
クライアントは殆どは固定式であるか又は移動度が低いために、ＤＳＬ又はケーブルモデム接続性を有するＬＰ送信機は、（前節において上述したように）低ドップラーＤＩＤＯネットワークの良好な候補であることに留意されたい。市販のファイバ接続性を有するＨＰ送信機は、クライアントのより高い移動度を許容することができ、かつ高ドップラーＤＩＤＯネットワークに使用することができる。
異なるタイプのＬＰ／ＨＰ送信機を有するＤＩＤＯシステムの性能に関する実際的な直観力がつくように、Ｐａｌｏ Ａｌｔｏ，ＣＡのダウンタウンでのＤＩＤＯアンテナ配置の実際的な事例を考える。図２０ａは、Ｐａｌｏ Ａｌｔｏ，ＣＡのＮLP＝１００低電力ＤＩＤＯ分散型アンテナのランダム分布を示している。図２０ｂでは、５０個のＬＰアンテナは、ＮHP＝５０個の高電力送信機で置換される。
図２０ａ〜図２０ｂのＤＩＤＯアンテナ分布に基づいて、ＤＩＤＯ技術を使用するシステムに向けてＰａｌｏ Ａｌｔｏにおいて受信可能範囲地図を導出する。図２１ａ及び図２１ｂは、それぞれ、図２０ａ及び図２０ｂの構成に対応する２つの電力分布を示している。受電分布（ｄＢｍで表す）は、７００ＭＨｚのキャリア周波数で３ＧＰＰ規格［３］により定義された都市環境に対して伝播損失／シャドーイングモデルを仮定して導出される。ＨＰ送信機の５０％を使用し、選択したエリアの受信可能範囲が改善することが認められる。
図２２ａ〜図２２ｂは、上記の２つのシナリオの速度分布を示している。収量（Ｍｂｐｓで表記）は、［４、５］で３ＧＰＰロングタームエボリューション（ＬＴＥ）規格において定義された異なる変調符号化方式に対して電力閾値に基づいて導出される。全可のための帯域幅は、７００ＭＨｚのキャリア周波数で１０ＭＨｚに固定される。２つの異なる周波数割当計画、つまり、ｉ）ＬＰ基地局だけに割り当てられる５ＭＨｚのスペクトル、ｉｉ）ＨＰ送信機に９ＭＨｚ及びＬＰ送信機に１ＭＨｚが考慮される。典型的には、収量に限界があるＤＳＬバックホール接続性のためにＬＰ場にはより低い部帯域幅が割り当てられることに留意されたい。図２２ａ〜図２２ｂは、ＨＰ送信機の５０％を使用する時に、図２２ａの２．４Ｍｂｐｓから図２２ｂの３８Ｍｂｐｓまで平均クライアント当たりのデータ転送速度を上げることによって速度分布を有意に増大させることができることを示している。
次に、より高い電力があらゆる所定の時間に可能になり、したがって、図２２ｂのＤＩＤＯシステムのダウンリンクチャンネルにわたって収量が増大するようにＬＰ基地局の電力送信を制御するアルゴリズムを定義した。電力密度に関するＦＣＣ限度が［２］として経時的な平均に基づいて定義されることが認められる。
式中、
はＭＰＥ平均化時間であり、ｔnは電力密度Ｓnでの放射線に対する露出期間である。
「管理」露出では、平均時間は、６分であり、一方、「非管理」露出では、３０分まで増大される。次に、いずれの電源も、（１４）の平均電力密度が「非管理」露出の３０分の平均値に関するＦＣＣ限度を満たす限りＭＰＥ限度より大きい電力レベルで送信することが許容される。
この解析に基づいて、ＤＩＤＯアンテナ当たりの平均電力をＭＰＥ限度未満に維持しながら、瞬間的なアンテナ当たりの送信電力を増大させる適応電力制御方法を定義する。アクティブクライアントよりも多くの送信アンテナを有するＤＩＤＯシステムを考える。これは、ＤＩＤＯアンテナは、廉価な無線デバイス（ＷｉＦｉアクセスポイントと類似）として考えることができ、かつＤＳＬ、ケーブルモデム、光ファイバ又は他のインターネット接続性がある任意の場所に設けることができることを考慮すると適切な仮定である。
適応アンテナ当たりの電力制御を伴うＤＩＤＯシステムのフレームワークを図２３に示す。マルチプレクサ２３４から現れるデジタル信号の振幅は、ＤＡＣユニット２３５に送られている前に、電力スケーリング係数Ｓ1．．．ＳMで動的に調整される。電力スケーリング係数は、ＣＱＩ ２３３に基づいて電力制御ユニット２３２により計算される。
一実施形態において、Ｎg個のＤＩＤＯアンテナ群が定義される。あらゆる群は、少なくともアクティブクライアント（Ｋ）の数と同数のＤＩＤＯアンテナを含む。あらゆる所定の時点で、１つの群のみがＭＰＥ限度
よりも大きい電力レベル（Ｓo）でクライアントに送信するＮa＞Ｋ個のアクティブＤＩＤＯアンテナを有する。ある方法は、図２４に示すラウンドロビンスケジューリング方針に従って全てのアンテナ群にわたって反復される。別の実施形態において、異なるスケジューリング法（すなわち、比例公平スケジューリング［８］）は、誤り率又は収量性能を最適化するためにクラスター選択に使用される。
ラウンドロビン電力割り当てを仮定し、（１４）から、以下のようにあらゆるＤＩＤＯアンテナに対する平均送信電力を導出する。
式中、ｔoは、アンテナ群がアクティブである期間であり、ＴMPE＝３０ｍｉｎはＦＣＣ指針［２］により定義された平均時間である。（１５）の比率は、あらゆるＤＩＤＯアンテナからの平均送信電力がＭＰＥ限度
を満たすように定義される群の負荷時間率（ＤＦ）である。負荷時間率は、以下の定義に従ってアクティブクライアントの数、群の数、及び群当たりのアクティブアンテナの数に依存する。
電力制御及びアンテナグループ分けを有するＤＩＤＯシステムにおいて得られたＳＮＲ利得（ｄＢ単位）は、以下のように負荷時間率の関数として表される。
（１７）の利得は、全てのＤＩＤＯアンテナにわたるＧdBの更に別の送信電力の代償として達成されることが認められる。
一般的に、全てのＮg群の全てのＮaからの全送信電力は、以下のように定義される。
式中、Ｐijは以下によって示される平均的なアンテナ当たりの送信電力であり、
Ｓij（ｔ）は、ｊ番目の群内のｉ番目の送信アンテナの電力スペクトル密度である。一実施形態において、（１９）の電力スペクトル密度は、あらゆるアンテナが誤り率又は収量性能を最適化するように設計される。
提案する方法の性能に関する何らかの直観力が得られるように、ＤＩＤＯシステムで提供される無線インターネットサービスに登録する所定のカバレージエリア及び４００のクライアント内の４００個のＤＩＤＯ分散型アンテナを考える。あらゆるインターネット接続が常時余す所なく利用されることは考えにくい。クライアントの１０％が任意の所定の時点で無線インターネット接続を能動的に使用すると仮定する。次に、４００個のＤＩＤＯアンテナをそれぞれＮa＝４０アンテナのＮg＝１０個の群に分割することができ、あらゆる群は、負荷時間率ＤＦ＝０．１で任意の所定の時点でＫ＝４０個のアクティブクライアントにサービスを提供する。この送信方式から生じるＳＮＲ利得は、全てのＤＩＤＯアンテナからの１０ｄＢの更に別の送信電力によって供給されたＧdB＝１０ｌｏｇ10（１／ＤＦ）＝１０ｄＢである。しかし、平均的なアンテナ当たりの送信電力は一定であり、かつＭＰＥ限度内であることが認められる。
図２５は、アンテナグループ分けによる上記の電力制御の（符号化されていない）ＳＥＲ性能を米国特許第７，６３６，３８１号の従来の固有モード選択と比較する。全ての方式は、それぞれ単一のアンテナが装備された４つのクライアントと共にＢＤ事前符号化を使用する。ＳＮＲは、ノイズ電力に対する送信アンテナ当りの電力の比率（すなわち、アンテナ当りの送信ＳＮＲ）を指す。ＤＩＤＯ ４×４に示す曲線では、４つの送信アンテナ及びＢＤ事前符号化を仮定する。正方形を有する曲線は、固有モード選択での２つの余分の送信アンテナ及びＢＤでのＳＥＲ性能を示し、従来のＢＤ事前符号化を凌いで（１％のＳＥＲターゲットで）１０ｄＢのＳＮＲ利得が得られる。アンテナグループ分け及びＤＦ＝１／１０による電力制御により、同様に同じＳＥＲで１０ｄＢの利得が得られる。固有モード選択によりダイバーシティ利得のためにＳＥＲ曲線の勾配が変わることが認められ、一方、この電力制御方法は、平均送信電力の増大のために（同じ勾配を維持しながら）左にＳＥＲ曲線がずれる。比較のために、より大きい負荷時間率ＤＦ＝１／５０でのＳＥＲでは、ＤＦ＝１／１０と比較して更に別の７ｄＢの利得が得られることが見出される。
本発明者らの電力制御は、従来の固有モード選択方法よりも複雑性が低くなる場合があることに留意されたい。実際には、Ｋ個のチャンネル推定値のみが任意の所定の時点で必要とされるように、あらゆる群のアンテナＩＤを予め計算し、ルックアップテーブルを通じてＤＩＤＯアンテナとクライアントとの間で共有することができる。固有モード選択に向けて、（Ｋ＋２）個のチャンネル推定値が計算され、全てのクライアントに向けてあらゆる所定の時点でＳＥＲを最小にする固有モードを選択する更に別のコンピュータの処理が必要である。
次に、いくつかの特別なシナリオにおいてＣＳＩフィードバックオーバヘッドを低減するためにＤＩＤＯアンテナグループ分けを伴う別の方法を説明する。図２６ａは、クライアント（点）が、複数のＤＩＤＯ分散型アンテナ（十字記号）の対象になる１つのエリアにおいてランダムに広がっている１つのシナリオを示している。あらゆる送信−受信無線リンクにわたる平均電力は以下のように計算できる。
式中、Ｈは、ＤＩＤＯ ＢＴＳで利用可能であるチャンネル推定行列である。
図２６ａ〜図２６ｃの行列Ａは、１０００個の事例にわたってチャンネル行列を平均化することによって数値的に得られる。２つの代替シナリオをそれぞれ図２６ｂ及び図２６ｃに示すが、クライアントは、ＤＩＤＯアンテナの部分集合の周りでまとめてグループ分けされ、遠くに位置するＤＩＤＯアンテナから取るに足りない電力を受電する。例えば、図２６ｂは、ブロック対角行列Ａが得られるアンテナの２つの群を示す。１つの極端なシナリオは、あらゆるクライアントが１つの送信機だけに非常に近くにあり、全ての他のＤＩＤＯアンテナからの電力が取るに足りないように送信機が互いから遠く離れる方向にある時のものである。この場合に、ＤＩＤＯリンクは複数のＳＩＳＯリンクにおいて劣化し、Ａは、図２６ｃの場合と同様に対角行列である。
上記の３つの全シナリオにおいて、ＢＤ事前符号化では、ＤＩＤＯアンテナとクライアントとの間の無線リンクにわたって異なる電力レベルに適合するように動的に事前符号化重みを調整する。しかし、ＤＩＤＯクラスター内の複数の群を識別して、各群内においてのみＤＩＤＯ事前符号化を操作することが有利である。この提案するグループ分け方法は、以下の利点が得られる。
・計算利得：ＤＩＤＯ事前符号化は、クラスター内のあらゆる群内においてのみ計算される。例えば、例えば、ＢＤ事前符号化が使用される場合に、特異値分解（ＳＶＤ）は複雑性Ｏ（ｎ3）を有し、ｎは、チャンネル行列Ｈの最小次元である。Ｈをブロック対角行列に低減することができる場合、複雑性が低減されたあらゆるブロックに対してＳＶＤが計算される。ｎ＝ｎ1＋ｎ2であるようにチャンネル行列が次元ｎ1及びｎ2２つのブロック行列に分割された場合に、ＳＶＤの複雑性は、Ｏ（ｎ1 3）＋Ｏ（ｎ2 3）＜Ｏ（ｎ3）であるに過ぎない。極端な場合、Ｈが対角行列である場合に、ＤＩＤＯリンクは複数のＳＩＳＯリンクに低減され、ＳＶＤ計算は不要である。
・低減されるＣＳＩフィードバックオーバヘッド：ＤＩＤＯアンテナ及びクライアントが一実施形態において群に分割された時に、ＣＳＩは、同じ群内のみでクライアントからアンテナまで計算される。ＴＤＤシステムは、チャンネル相互関係を仮定することにより、アンテナグループ分けにより、チャンネル行列Ｈを計算すべきチャンネル推定値の数が低減する。ＣＳＩが無線リンク上でフィードバックされるＦＤＤシステムでは、アンテナグループ分けにより、ＤＩＤＯアンテナとクライアントとの間の無線リンクにわたってＣＳＩフィードバックオーバヘッドの低減が更に得られる。
ＤＩＤＯアップリンクチャンネルの多重アクセス技術
本発明の一実施形態において、異なる多重アクセス技術が、ＤＩＤＯアップリンクチャンネルに対して定義される。これらの技術は、ＣＳＩをフィードバックするか、又はアップリンクでクライアントからＤＩＤＯアンテナにデータストリームを送信するために使用することができる。これ以降、フィードバックＣＳＩ及びデータストリームをアップリンクストリームと呼ぶ。
・多重入力多重出力（ＭＩＭＯ）：アップリンクストリームは、オープンループ型ＭＩＭＯ多重化方式を通じてＤＩＤＯアンテナにクライアントから送信される。本方法は、全てのクライアントが時点／周波数同期化されると仮定する。一実施形態において、クライアント間の同期は、ダウンリンクからのトレーニングを通じて達成され、全てのＤＩＤＯアンテナは、同じ時点／周波数基準クロックにロックされると仮定される。異なるクライアントでの遅延広がりの変動により、ＭＩＭＯアップリンク方式の性能に影響を与える可能性がある異なるクライアントのクロック間のジッタが発生する可能性があることに留意されたい。クライアントがＭＩＭＯ多重化方式を通じてアップリンクストリームを送った後に、受信ＤＩＤＯアンテナは、同一チャンネル干渉を除去して個々にアップリンクストリームを復調するために、非線形（すなわち、最大尤度、ＭＬ）又は線形（すなわち、ゼロフォーシング、最小平均二乗誤差）受信機を使用することができる。
・時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）：異なるクライアントは、異なる時間スロットに割り当てられる。あらゆるクライアントは、時間スロットが利用可能な時にアップリンクストリームを送る。
・周波数分割多重アクセス（ＦＤＭＡ）：異なるクライアントは、異なるキャリア周波数に割り当てられる。マルチキャリア（ＯＦＤＭ）システムでは、トーンの部分集合は、同時にアップリンクストリームを送信する異なるクライアントに割り当てられ、したがって、待ち時間が低減する。
・符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）：あらゆるクライアントは、異なる擬似乱数に割り当てられ、クライアントにわたる直交性は、符号領域において達成される。
本発明の一実施形態において、クライアントは、ＤＩＤＯアンテナよりも非常に低い電力で送信する無線デバイスである。この場合、ＤＩＤＯ ＢＴＳは、下位群にわたる干渉が最小化されるようにアップリンクＳＮＲ情報に基づいてクライアント下位群を定義する。あらゆる下位群内において、上記の多重アクセス技術では、時間領域、周波数領域、空間定義域、又は符号領域において直交チャンネルを作成するために使用され、したがって、異なるクライアントにわたってアップリンク干渉が回避される。
別の実施形態において、上述のアップリンク多重アクセス技術は、ＤＩＤＯクラスター内の異なるクライアント群を定義するために、前の節に示したアンテナグループ分け方法と組合せて使用される。
ＤＩＤＯマルチキャリアシステム内のリンクアダプテーションのシステム及び方法
無線チャンネルの時間、周波数、及び空間選択度を利用するＤＩＤＯシステムのリンクアダプテーション方法は、米国特許第７，６３６，３８１号に定義されている。無線チャンネルの時間／周波数選択度を利用するマルチキャリア（ＯＦＤＭ）ＤＩＤＯシステム内のリンクアダプテーションの本発明の実施形態を以下に説明する。
［９］において指数的に減衰する電力遅延プロフィール（ＰＤＰ）又はＳａｌｅｈ−Ｖａｌｅｎｚｕｅｌａモデルに従ってレイリーフェーディングチャンネルのシミュレーションを提供する。簡潔さを期すために、以下のように定義された多経路ＰＤＰを有する単一のクラスターチャンネルを仮定する。
式中、ｎ＝０．．．（Ｌ−１）は、チャンネルタップの指数であり、Ｌは、チャンネルタップの数であり、β＝１／σDSは、チャンネル遅延広がり（σDS）に反比例するチャンネル干渉ゾーン域幅の指標であるＰＤＰ指数である。βの低い値により、周波数非選択性チャンネルが得られ、一方、βの高い値により、周波数選択性チャンネルが得られる。（２１）のＰＤＰは、全てのＬチャンネルタップのための全平均電力が単一であるように正規化される。
図２７は、ＤＩＤＯ ２×２システムに関する遅延領域又は瞬間的なＰＤＰ（上側プロット）及び周波数領域（下側プロット）にわたる低周波数選択チャンネル（β＝１と仮定）の振幅を示す。第１の下付き文字つきはクライアントを示し、第２の下付き文字は送信アンテナを示す。高周波数選択チャンネル（β＝０．１で）を図２８に示す。
次に、周波数選択性チャンネルにおけるＤＩＤＯ事前符号化の性能を研究する。（１）内の信号モデルは（２）の条件を満たすと仮定してＢＤを通じたＤＩＤＯ事前符号化重みを計算する。（２）の条件下で、（５）のＤＩＤＯ受信信号モデルを以下のように再公式化する。
式中、Ｈek＝ＨkＷkは、ユーザｋの実効チャンネル行列である。ＤＩＤＯ ２×２に対して、クライアント当たりの１本のアンテナで、実効チャンネル行列は、図２９及び図２８の高周波数選択度（例えば、β＝０．１で）を特徴とするチャンネルに対して示す周波数応答で１つの値に低減する。図２９の実線は、クライアント１を指し、一方、点を有する線は、クライアント２を指す。図２９のチャンネル品質メトリックに基づいて、チャンネル状態の変化条件に応じて、動的にＭＣＳを調整する時間／周波数領域リンクアダプテーション（ＬＡ）方法を定義する。
本発明者らは、ＡＷＧＮ及びレイリーフェーディングＳＩＳＯチャンネル内の異なるＭＣＳの性能を評価することによって始める。簡潔さを期すために、ＦＥＣ符号化なしと仮定するが、以下のＬＡ方法をＦＥＣを含むシステムに拡張することができる。
図３０は、異なるＱＡＭ方式（すなわち、４−ＱＡＭ、１６−ＱＡＭ、６４−ＱＡＭ）のＳＥＲを示す。一般性を失わずに、符号化されていないシステムに対して１％のターゲットＳＥＲを仮定する。ＡＷＧＮチャンネルにおいてそのターゲットＳＥＲを満たすべきＳＮＲ閾値は、３つの変調方式に対して、それぞれ、８ｄＢ、１５．５ｄＢ、及び２２ｄＢである。レイリーフェーディングチャンネルでは、上記の変調方式のＳＥＲ性能は、ＡＷＧＮ［１３］よりも不良であることが公知であり、ＳＮＲ閾値は、それぞれ、１８．６ｄＢ、２７．３ｄＢ、及び３４．１ｄＢである。ＤＩＤＯ事前符号化により、マルチユーザダウンリンクチャンネルが１組の平行したＳＩＳＯリンクに変換されることが認められる。したがって、ＳＩＳＯシステムに関する図３０の場合と同じＳＮＲ閾値が、クライアント単位でＤＩＤＯシステムに適用される。更に、瞬間的なＬＡが実行される場合に、ＡＷＧＮチャンネル内の閾値が使用される。
ＤＩＤＯシステムに関して提案するＬＡ方法の重要な考え方は、チャンネルがリンク堅牢性が得られるように時間領域又は周波数領域のディープフェード（図２８に示す）を受けた時に低いＭＣＳの次数を使用することである。これに反して、チャンネルが大きい利得を特徴とする時に、ＬＡ方法は、スペクトル効率を増大させるためにより高いＭＣＳの次数にスイッチングする。米国特許第７，６３６，３８１号と比較した本出願の１つの寄与は、アダプテーションを可能にするメトリックとして（２３）及び図２９において実効チャンネル行列を使用することである。
ＬＡ方法の一般的なフレームワークは、図３１に示すが、以下のように定義される。
・ＣＳＩ推定：３１７１で、ＤＩＤＯ ＢＴＳは、全てのユーザからのＣＳＩを計算する。ユーザは、単一の又は複数の受信アンテナを装備することができる。
・ＤＩＤＯ事前符号化：３１７２で、ＢＴＳは全てのユーザに対してＤＩＤＯ事前符号化重みを計算する。一実施形態において、ＢＤは、これらの重みを計算するために使用される。事前符号化重みは、トーン単位で計算される。
・リンク品質メトリック計算：３１７３で、ＢＴＳは、周波数領域リンク品質メトリックを計算する。ＯＦＤＭシステムにおいては、メトリックはＣＳＩから計算され、ＤＩＤＯ事前符号化重みが、あらゆるトーンに対して計算される。本発明の一実施形態において、リンク品質メトリックは、全てのＯＦＤＭトーンにわたる平均ＳＮＲである。本発明者らは、（平均ＳＮＲ性能に基づいて）ＬＡ１として本方法を定義する。別の実施形態において、リンク品質メトリックは、（２３）の実効チャンネルの周波数応答である。発明者らは、（トーン単位の性能に基づいて周波数ダイバーシティを利用するために）ＬＡ２として本方法を定義する。あらゆるクライアントが単一のアンテナを有する場合、周波数領域実効チャンネルを図２９に示す。クライアントが複数の受信アンテナを有する場合、リンク品質メトリックは、あらゆるトーンに対して実効チャンネル行列のフロベニウスノルムとして定義される。あるいは、複数のリンク品質メトリックは、（２３）の実効チャンネル行列の特異値としてあらゆるクライアントに対して定義される。
・ビットローディングアルゴリズム：３１７４で、リンク品質メトリックに基づいて、ＢＴＳは、異なるクライアント及び異なるＯＦＤＭトーンに対してＭＣＳを決定する。ＬＡ１方法では、同じＭＣＳが、図３０のレイリーフェーディングチャンネルのＳＮＲ閾値に基づいて全てのクライアント及び全てのＯＦＤＭトーンに使用される。ＬＡ２では、異なるＭＣＳが、チャンネル周波数ダイバーシティを利用するために異なるＯＦＤＭトーンに割り当てられる。
・事前符号化データ送信：３１７５で、ＢＴＳは、ビットローディングアルゴリズムから導出されたＭＣＳを使用し、ＤＩＤＯ分散型アンテナからクライアントに事前符号化データストリームを送信する。１つのヘッダは、クライアントに異なるトーンに対してＭＣＳを伝えるために事前符号化データに取り付けられる。例えば、８つのＭＣＳが利用可能であり、かつＯＦＤＭ符号がＮ＝６４トーンで定義された場合に、ｌｏｇ2（８）*Ｎ＝１９２ビットが、いずれかのクライアントに現在のＭＣＳを伝えるために必要とされる。４−ＱＡＭ（２ビット／符号スペクトル効率）がそれらのビットを符号にマップするのに使用されると仮定し、１９２／２／Ｎ＝１．５ ＯＦＤＭ符号のみが、ＭＣＳ情報をマップするのに必要とされる。別の実施形態において、複数のサブキャリア（又はＯＦＤＭトーン）が、サブバンドにグループ分けされ、同じＭＣＳが、制御情報によるオーバヘッドを低減するために同じサブバンド内の全てのトーンに割り当てられる。更に、ＭＣＳは、チャンネル利得（可干渉時間に比例）の時間的変動に基づいて調整される。固定無線チャンネル（低いドップラー効果を特徴とする）において、ＭＣＳがチャンネル可干渉時間の小部分毎に再計算され、したがって、制御情報に必要とされるオーバヘッドが低減される。
図３２は、上述のＬＡ方法のＳＥＲ性能を示す。比較のために、レイリーフェーディングチャンネル内のＳＥＲ性能は、使用された３つのＱＡＭ方式の各々に対してプロットされている。ＬＡ２方法は、周波数領域内の実効チャンネルの変動にＭＣＳを適合させ、したがって、ＬＡ１と比較し、低いＳＮＲに対してスペクトル効率において１．８ｂｐｓ／Ｈｚの利得（すなわち、ＳＮＲ＝２０ｄＢ）、ＳＮＲにおいて１５ｄＢ利得（ＳＮＲ＞３５ｄＢに向けて）が得られる。
マルチキャリアシステム内のＤＩＤＯ事前符号化補間のシステム及び方法
ＤＩＤＯシステムの計算の複雑性は、殆どは集中型プロセッサ又はＢＴＳに局在化される。最も計算機的に費用のかかる作業は、ＣＳＩからの全てのクライアントに関する事前符号化重みの計算である。ＢＤ事前符号化が使用された時には、ＢＴＳは、システム内のクライアントと同数の特異値分解（ＳＶＤ）作業を実行する必要がある。複雑性を低減する方法は、ＳＶＤがあらゆるクライアントに対して別々のプロセッサの上で計算される並列化された処理によるものである。
マルチキャリアＤＩＤＯシステムにおいて、各サブキャリアは、平坦フェーディングを受け、ＳＶＤが、あらゆるサブキャリアにわたってあらゆるクライアントに対して実行される。システムの複雑性は、明らかにサブキャリアの数と共に線形に増加する。例えば、１ＭＨｚの信号帯域幅を有するＯＦＤＭシステムでは、循環プレフィックス（Ｌ0）は、大きい遅延広がり［３］を有する屋外の都市マクロセル環境において符号間干渉を回避するために少なくとも８つのチャンネルタップ（すなわち、８マイクロ秒の持続時間）がなければならない。ＯＦＤＭ符号を生成するのに使用される高速フーリエ変換（ＦＦＴ）のサイズ（ＮFFT）は、典型的には、データ転送速度の減量を低減するためにＬ0の倍数に設定される。ＮFFT＝６４である場合に、システムの有効スペクトル効率は、係数ＮFFT／（ＮFFT＋Ｌ0）＝８９％により制限される。ＮFFTの値が増大するほど、ＤＩＤＯ事前符号化器でのより高い計算の複雑性の代償として、高いスペクトル効率が得られる。
ＤＩＤＯ事前符号化器で計算の複雑性を低減する方法は、トーンの部分集合（パイロットトーンと呼ぶ）にわたってＳＶＤ作業を実行し、補間を通じて残りのトーンに対して事前符号化重みを導出することである。重み補間は、結果としてクライアント間干渉が発生する１つの誤差ファクタである。一実施形態において、最適重み補間法が、クライアント間干渉を低減するために使用され、誤り率性能が改善し、マルチキャリアシステム内の計算の複雑性が低減する。Ｍ個の送信アンテナ、Ｕ個のクライアント、及びクライアント当たりのＮ個の受信アンテナを有するＤＩＤＯシステムでは、他のクライアントｕに対する０干渉を保証するｋ番目のクライアント（Ｗk）の事前符号化重みの条件は、以下のように（２）から導出される。
式中、Ｈuは、システム内の他のＤＩＤＯクライアントに対応するチャンネル行列である。
本発明の一実施形態において、重み補間法の目的関数は以下のように定義される。
式中、θkは、ユーザｋに向けて最適化すべき１組のパラメータであり、
は、重み補間行列であり、
は、行列のフロベニウスノルムを示している。最適化問題は、以下のように公式化される。
式中、Θkは、最適化問題の実現可能集合であり、θk,optは、最適解である。
（２５）内の目的関数が、１つのＯＦＤＭトーンに対して定義される。本発明の別の実施形態において、目的関数は、補間すべき全てのＯＦＤＭトーンに対して行列の（２５）のフロベニウスノルムの線形結合として定義される。別の実施形態において、ＯＦＤＭスペクトルは、トーンの部分集合に分割され、最適解は、以下によって示される。
式中、ｎは、ＯＦＤＭトーン指数であり、Ａは、トーンの部分集合である。
（２５）の重み補間行列Ｗk（θk）は、１組のパラメータθkの関数として表される。最適な１組が（２６）又は（２７）に従って決定されると、最適重み行列が計算される。本発明の一実施形態において、所定のＯＦＤＭトーンｎの重み補間行列は、パイロットトーンの重み行列の線形結合として定義される。単一のクライアントを有するビームフォーミングシステムの重み補間関数の一例は、［１１］において定義されている。ＤＩＤＯマルチクライアントシステムでは、本発明者らは、重み補間行列を以下のように書く。
式中、０≦ｌ≦（ＬＯ−１）であり、Ｌ0はパイロットトーンの数であり、ｃn＝（ｎ−１）／Ｎ0であり、Ｎ0＝ＮFFT／Ｌ0である。（２８）の重み行列は、次に、あらゆるアンテナからの単一電力送信を保証するために
であるように正規化される。Ｎ＝１（クライアント当たりの単一の受信アンテナ）である場合に、（２８）の行列は、そのノルムに関して正規化されるベクトルになる。本発明の一実施形態において、パイロットトーンは、ＯＦＤＭトーンの範囲で均一に選択される。別の実施形態において、パイロットトーンは、補間エラーを最小化するためにＣＳＩに基づいて適応的に選択される。
本発明者らは、本特許出願の提案するシステム及び方法に対する［１１］のシステム及び方法の重要な差は、目的関数であることを認めている。具体的には、［１１］のシステムは、複数の送信アンテナ及び単一のクライアントを仮定し、したがって、関連の方法は、クライアントに対して受信ＳＮＲを最大にするためにチャンネルによる事前符号化重みの積を最大にするように設計される。しかし、この方法は、補間誤差によるクライアント間干渉が発生するためにマルチクライアントシナリオでは機能しない。これとは対照的に、本出願の方法は、クライアント間干渉を最小化するように設計され、したがって、全てのクライアントに対して誤り率性能が改善する。
図３３は、ＮFFT＝６４及びＬ0＝８でのＤＩＤＯ ２×２システムに関するＯＦＤＭトーン指数の関数としての方程式（２８）での行列の入力を示す。チャンネルＰＤＰは、β＝１で（２１）のモデルに従って生成され、チャンネルは、８個のチャンネルタップのみから構成される。Ｌ0は、チャンネルタップの数よりも大きいように選択すべきであることが認められる。図３３の実線は、理想的な関数を表す。一方、点線は、補間された関数である。補間された重みは、（２８）の定義に従ってパイロットトーンの理想的な重みに適合する。残りのトーンにわたって計算された重みは、推定誤差のために理想的な場合だけに近似する。
重み補間法を実行する１つの方法は、（２６）の実現可能集合θkにわたる全数探索を通じたものである。探索の複雑性を低減するために、範囲［０，２π］において均一にＰ個の値に実現可能集合を量子化する。図３４は、Ｌ0＝８、Ｍ＝Ｎt＝２の送信アンテナ及び変数のＰに関するＳＮＲ対ＳＥＲを示している。量子化レベルの数が増加するにつれて、ＳＥＲ性能が改善する。事例Ｐ＝１０は、探索件数の減少によって計算の複雑性が遥かに下回るためにＰ＝１００の性能に接近することが認められる。
図３５は、異なるＤＩＤＯ次数及びＬ0＝１６の補間法のＳＥＲ性能を示す。クライアントの数は、送信アンテナの数と同じであり、あらゆるクライアントは、単一のアンテナを装備すると仮定する。クライアントの数が増加するにつれて、ＳＥＲ性能は、重み補間誤差によって生成されたクライアント間干渉の増加のために低下する。
本発明の別の実施形態において、（２８）の関数以外の重み補間関数が使用される。例えば、線形予想自己回帰モデル［１２］は、チャンネル周波数相関の推定に基づいて異なるＯＦＤＭトーンにわたって重みを補間するのに使用することができる。
参考文献
［１］Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ ａｎｄ Ｓ．Ｇ．Ｐｅｒｌｍａｎ，「Ｓｙｓｔｅｍ ａｎｄ ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ ａｎｔｅｎｎａ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」，Ｕ．Ｓ．Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｅｒｉａｌ Ｎｏ．１２／６３０，６２７，ｆｉｌｅｄ Ｄｅｃｅｍｂｅｒ ２，２００９，ｅｎｔｉｔｌｅｄ「Ｓｙｓｔｅｍ ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄ Ｆｏｒ Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ Ａｎｔｅｎｎａ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」。
［２］ＦＣＣ，「Ｅｖａｌｕａｔｉｎｇ ｃｏｍｐｌｉａｎｃｅ ｗｉｔｈ ＦＣＣ ｇｕｉｄｅｌｉｎｅｓ ｆｏｒ ｈｕｍａｎ ｅｘｐｏｓｕｒｅ ｔｏ ｒａｄｉｏｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ ｆｉｅｌｄｓ」，ＯＥＴ Ｂｕｌｌｅｔｉｎ ６５，Ｅｄ．９７−０１，Ａｕｇ．１９９７。
［３］３ＧＰＰ，「Ｓｐａｔｉａｌ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｍｏｄｅｌ ＡＨＧ（Ｃｏｍｂｉｎｅｄ ａｄ−ｈｏｃ ｆｒｏｍ ３ＧＰＰ ＆ ３ＧＰＰ２）」，ＳＣＭ Ｔｅｘｔ Ｖ６．０，Ａｐｒｉｌ ２２，２００３。
［４］３ＧＰＰ ＴＲ ２５．９１２，「Ｆｅａｓｉｂｉｌｉｔｙ Ｓｔｕｄｙ ｆｏｒ Ｅｖｏｌｖｅｄ ＵＴＲＡ ａｎｄ ＵＴＲＡＮ」，Ｖ９．０．０（２００９−１０）。
［５］３ＧＰＰ ＴＲ ２５．９１３，「Ｒｅｑｕｉｒｅｍｅｎｔｓ ｆｏｒ Ｅｖｏｌｖｅｄ ＵＴＲＡ（Ｅ−ＵＴＲＡ）ａｎｄ Ｅｖｏｌｖｅｄ ＵＴＲＡＮ（Ｅ−ＵＴＲＡＮ）」，Ｖ８．０．０（２００９−０１）。
［６］Ｗ．Ｃ．Ｊａｋｅｓ，Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｍｏｂｉｌｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ＩＥＥＥ Ｐｒｅｓｓ，１９７４。
［７］Ｋ．Ｋ．Ｗｏｎｇ，ｅｔ ａｌ．，「Ａ ｊｏｉｎｔ ｃｈａｎｎｅｌ ｄｉａｇｏｎａｌｉｚａｔｉｏｎ ｆｏｒ ｍｕｌｔｉｕｓｅｒ ＭＩＭＯ ａｎｔｅｎｎａ ｓｙｓｔｅｍｓ」，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍ．，ｖｏｌ．２，ｐｐ．７７３〜７８６，Ｊｕｌｙ ２００３。
［８］Ｐ．Ｖｉｓｗａｎａｔｈ，ｅｔ ａｌ．，「Ｏｐｐｏｒｔｕｎｉｓｔｉｃ ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ ｕｓｉｎｇ ｄｕｍｐ ａｎｔｅｎｎａｓ」，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｏｎ Ｉｎｆｏｒｍ．Ｔｈｅｏｒｙ，ｖｏｌ．４８，ｐｐ．１２７７〜１２９４，Ｊｕｎｅ ２００２。
［９］Ａ．Ａ．Ｍ．Ｓａｌｅｈ，ｅｔ ａｌ．，「Ａ ｓｔａｔｉｓｔｉｃａｌ ｍｏｄｅｌ ｆｏｒ ｉｎｄｏｏｒ ｍｕｌｔｉｐａｔｈ ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ」，ＩＥＥＥ Ｊｏｕｒ．Ｓｅｌｅｃｔ．Ａｒｅａｓ ｉｎ Ｃｏｍｍ．，ｖｏｌ．１９５ ＳＡＣ−５，ｎｏ．２，ｐｐ．１２８〜１３７，Ｆｅｂ．１９８７。
［１０］Ａ．Ｐａｕｌｒａｊ，ｅｔ ａｌ．，Ｉｎｔｒｏｄｕｃｔｉｏｎ ｔｏ Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，Ｃａｍｂｒｉｄｇｅ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｐｒｅｓｓ，４０ Ｗｅｓｔ ２０ｔｈ Ｓｔｒｅｅｔ，Ｎｅｗ Ｙｏｒｋ，ＮＹ，ＵＳＡ，２００３。
［１１］Ｊ．Ｃｈｏｉ，ｅｔ ａｌ．，「Ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ Ｂａｓｅｄ Ｔｒａｎｓｍｉｔ Ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ ｆｏｒ ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ ｗｉｔｈ Ｌｉｍｉｔｅｄ Ｆｅｅｄｂａｃｋ」，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．ｏｎ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，ｖｏｌ．５３，ｎｏ．１１，ｐｐ．４１２５〜４１３５，Ｎｏｖ．２００５。
［１２］Ｉ．Ｗｏｎｇ，ｅｔ ａｌ．，「Ｌｏｎｇ Ｒａｎｇｅ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｐｒｅｄｉｃｔｉｏｎ ｆｏｒ Ａｄａｐｔｉｖｅ ＯＦＤＭ Ｓｙｓｔｅｍｓ」，Ｐｒｏｃ．ｏｆ ｔｈｅ ＩＥＥＥ Ａｓｉｌｏｍａｒ Ｃｏｎｆ．ｏｎ Ｓｉｇｎａｌｓ，Ｓｙｓｔｅｍｓ，ａｎｄ Ｃｏｍｐｕｔｅｒｓ，ｖｏｌ．１，ｐｐ．７２３〜７３６，Ｐａｃｉｆｉｃ Ｇｒｏｖｅ，ＣＡ，ＵＳＡ，Ｎｏｖ．７〜１０，２００４。
［１３］Ｊ．Ｇ．Ｐｒｏａｋｉｓ，Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ，Ｐｒｅｎｔｉｃｅ Ｈａｌｌ，１９９４。
［１４］Ｂ．Ｄ．Ｖａｎ Ｖｅｅｎ，ｅｔ ａｌ．，「Ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ：ａ ｖｅｒｓａｔｉｌｅ ａｐｐｒｏａｃｈ ｔｏ ｓｐａｔｉａｌ ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ」，ＩＥＥＥ ＡＳＳＰ Ｍａｇａｚｉｎｅ，Ａｐｒ．１９８８。
［１５］Ｒ．Ｇ．Ｖａｕｇｈａｎ，「Ｏｎ ｏｐｔｉｍｕｍ ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ ａｔ ｔｈｅ ｍｏｂｉｌｅ」，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｏｎ Ｖｅｈｉｃ．Ｔｅｃｈ．，ｖｏｌ３７，ｎ．４，ｐｐ．１８１〜１８８，Ｎｏｖ．１９８８。
［１６］Ｆ．Ｑｉａｎ，「Ｐａｒｔｉａｌｌｙ ａｄａｐｔｉｖｅ ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ ｆｏｒ ｃｏｒｒｅｌａｔｅｄ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ」，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｏｎ Ｓｉｇｎ．Ｐｒｏｃ．，ｖｏｌ．４３，ｎ．２，ｐｐ．５０６〜５１５，Ｆｅｂ．１９９５。
［１７］Ｈ．Ｋｒｉｍ，ｅｔ．ａｌ．，「Ｔｗｏ ｄｅｃａｄｅｓ ｏｆ ａｒｒａｙ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｒｅｓｅａｒｃｈ」，ＩＥＥＥ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃ．Ｍａｇａｚｉｎｅ，ｐｐ．６７〜９４，Ｊｕｌｙ １９９６。
［１９］Ｗ．Ｒ．Ｒｅｍｌｅｙ，「Ｄｉｇｉｔａｌ ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ ｓｙｓｔｅｍ」，ＵＳ Ｐａｔｅｎｔ Ｎ．４，００３，０１６，Ｊａｎ．１９７７。
［１８］Ｒ．Ｊ．Ｍａｓａｋ，「Ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ／ｎｕｌｌ−ｓｔｅｅｒｉｎｇ ａｄａｐｔｉｖｅ ａｒｒａｙ」，ＵＳ Ｐａｔｅｎｔ Ｎ．４，７７１，２８９，Ｓｅｐ．１９８８。
［２０］Ｋ．−Ｂ．Ｙｕ，ｅｔ．ａｌ．，「Ａｄａｐｔｉｖｅ ｄｉｇｉｔａｌ ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ ａｎｄ ａｌｇｏｒｉｔｈｍ ｆｏｒ ｎｕｌｌｉｎｇ ｍａｉｎｌｏｂｅ ａｎｄ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ｓｉｄｅｌｏｂｅ ｒａｄａｒ ｊａｍｍｅｒｓ ｗｈｉｌｅ ｐｒｅｓｅｒｖｉｎｇ ｍｏｎｏｐｕｌｓｅ ｒａｔｉｏ ａｎｇｌｅ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ａｃｃｕｒａｃｙ」，ＵＳ Ｐａｔｅｎｔ ５，６００，３２６，Ｆｅｂ．１９９７。
［２１］Ｈ．Ｂｏｃｈｅ，ｅｔ ａｌ．，「Ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ ｄｉｆｆｅｒｅｎｔ ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ／ｄｅｃｏｄｉｎｇ ｓｔｒａｔｅｇｉｅｓ ｆｏｒ ｍｕｌｔｉｕｓｅｒ ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ」，ＩＥＥＥ Ｖｅｈｉｃ．Ｔｅｃｈ．Ｃｏｎｆ．，ｖｏｌ．１，Ａｐｒ．２００３。
［２２］Ｍ．Ｓｃｈｕｂｅｒｔ，ｅｔ ａｌ．，「Ｊｏｉｎｔ’ｄｉｒｔｙ ｐａｐｅｒ’ ｐｒｅ−ｃｏｄｉｎｇ ａｎｄ ｄｏｗｎｌｉｎｋ ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ」，ｖｏｌ．２，ｐｐ．５３６〜５４０，Ｄｅｃ．２００２。
［２３］Ｈ．Ｂｏｃｈｅ，ｅｔ ａｌ．「Ａ ｇｅｎｅｒａｌ ｄｕａｌｉｔｙ ｔｈｅｏｒｙ ｆｏｒ ｕｐｌｉｎｋ ａｎｄ ｄｏｗｎｌｉｎｋ ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇｃ」，ｖｏｌ．１，ｐｐ．８７〜９１，Ｄｅｃ．２００２。
［２４］Ｋ．Ｋ．Ｗｏｎｇ，Ｒ．Ｄ．Ｍｕｒｃｈ，ａｎｄ Ｋ．Ｂ．Ｌｅｔａｉｅｆ，「Ａ ｊｏｉｎｔ ｃｈａｎｎｅｌ ｄｉａｇｏｎａｌｉｚａｔｉｏｎ ｆｏｒ ｍｕｌｔｉｕｓｅｒ ＭＩＭＯ ａｎｔｅｎｎａ ｓｙｓｔｅｍｓ」，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍ．，ｖｏｌ．２，ｐｐ．７７３〜７８６，Ｊｕｌ ２００３。
［２５］Ｑ．Ｈ．Ｓｐｅｎｃｅｒ，Ａ．Ｌ．Ｓｗｉｎｄｌｅｈｕｒｓｔ，ａｎｄ Ｍ．Ｈａａｒｄｔ，「Ｚｅｒｏ ｆｏｒｃｉｎｇ ｍｅｔｈｏｄｓ ｆｏｒ ｄｏｗｎｌｉｎｋ ｓｐａｔｉａｌ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ ｉｎ ｍｕｌｔｉｕｓｅｒ ＭＩＭＯ ｃｈａｎｎｅｌｓ」，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｓｉｇ．Ｐｒｏｃ．，ｖｏｌ．５２，ｐｐ．４６１〜４７１，Ｆｅｂ．２００４。
ＩＩ．関連出願第１２／９１７，２５７号からの開示
他のユーザに対する干渉を抑止しながら所定のユーザとの無線リンクを作成するために協働して作動する複数の分散型送信アンテナを使用する無線高周波（ＲＦ）通信システム及び方法を以下に説明する。異なる送信アンテナにわたる調整が、ユーザクラスター化を通じて可能になる。ユーザクラスターは、信号が確実に所定のユーザによって検出することができる（すなわち、ノイズ又は干渉レベルよりも大きい受信信号強度である）送信アンテナの部分集合である。システム内のあらゆるユーザが、自分のユーザクラスターを定義する。同じユーザクラスター内の送信アンテナによって送られた波形は、ターゲットユーザのロケーションでＲＦエネルギを作成し、それらのアンテナにより到達可能なあらゆる他のユーザのロケーションでゼロＲＦ干渉の点を作成するためにコヒーレントに結合される。
Ｋ≦ＭでそれらのＭ個のアンテナにより到達可能な１人のユーザクラスター及びＫ人のユーザ内のＭ個の送信アンテナを有するシステムを考える。送信機はＭ個の送信アンテナとＫユーザとの間に
を認識していると仮定する。簡潔さを期すために、あらゆるユーザには単一のアンテナが装備されていると仮定しているが、同じ方法をユーザ当たり複数の受信アンテナに拡張することができる。Ｍ個の送信アンテナからＫ人のユーザまでのチャンネルベクトル
を結合することによって得られるチャンネル行列Ｈを
として考える。
ユーザｋに対するＲＦエネルギ、全ての他のＫ−１ユーザに対するゼロＲＦエネルギを作成する事前符号化重み
を以下の条件を満たすように計算する。
式中、
は、行列Ｈのｋ番目の列を除去することによって得られるユーザｋの実効チャンネル行列であり、０k×1は、全てのゼロ入力を有するベクトルである。
一実施形態において、無線システムは、ＤＩＤＯシステムであり、ユーザクラスター化は、ユーザクラスター内にあるアンテナにより到達可能な任意の他のユーザに対する干渉を事前に相殺しながら、ターゲットユーザとの無線通信リンクを作成するために使用される。米国特許出願第１２／６３０，６２７号において、以下を含むＤＩＤＯシステムが説明されている。
・ＤＩＤＯクライアント：１つ又は複数のアンテナを装備したユーザ端末。
・ＤＩＤＯ分散型アンテナ：複数のユーザに事前符号化データストリームを送信するために協働して作動し、したがって、ユーザ間干渉が抑止される送受信機基地局。
・ＤＩＤＯ基地送受信機局（ＢＴＳ）：ＤＩＤＯ分散型アンテナに事前符号化された波形を生成する集中型プロセッサ。
・ＤＩＤＯ基地局ネットワーク（ＢＳＮ）：ＤＩＤＯ分散型アンテナ又は他のＢＴＳにＢＴＳを接続する有線バックホール。
ＤＩＤＯ分散型アンテナは、ＢＴＳ又はＤＩＤＯクライアントのロケーションに対する空間分布に応じて異なる部分集合にグループ分けされる。図３６に示すように、３つのタイプのクラスターを定義する。
・スーパークラスター３６４０：全てのＢＴＳとそれぞれのユーザとの間の往復待ち時間がＤＩＤＯ事前符号化ループの制約内であるように、１つ又は複数のＢＴＳに接続したＤＩＤＯ分散型アンテナの組である。
・ＤＩＤＯクラスター３６４１：同じＢＴＳに接続したＤＩＤＯ分散型アンテナの組である。スーパークラスターが１つのＢＴＳのみを含む時に、その定義はＤＩＤＯクラスターと一致する。
・ユーザクラスター３６４２：所定のユーザに協働で事前符号化データを送信するＤＩＤＯ分散型アンテナの組である。
例えば、ＢＴＳは、ＢＳＮを通じて他のＢＴＳ及びＤＩＤＯ分散型アンテナに接続したローカルハブである。ＢＳＮは、デジタル加入者回線（ＤＳＬ）、ＡＤＳＬ、ＶＤＳＬ［６］、ケーブルモデム、ファイバリング、Ｔ１線、光同軸混成（ＨＦＣ）ネットワーク、及び／又は固定無線（例えば、ＷｉＦｉ）を含むがこれらに限定されない様々なネットワーク技術で構成することができる。同じスーパークラスター内の全てのＢＴＳは、往復待ち時間がＤＩＤＯ事前符号化ループ内であるように、ＢＳＮを通じてＤＩＤＯ事前符号化に関する情報を共有する。
図３７では、点はＤＩＤＯ分散型アンテナを示し、十字記号はユーザであり、破線は、それぞれ、ユーザＵ１及びＵ８のユーザクラスターを示している。以下に説明する方法は、ユーザクラスターの内側又は外側の任意の他のユーザ（Ｕ２〜Ｕ８）に対してゼロＲＦエネルギの点を作成しながらターゲットユーザＵ１との通信リンクを作成するように設計される。
本発明者らは、ゼロＲＦエネルギの点がＤＩＤＯクラスター間で重なり合うゾーンの干渉を除去するために作成される類似の方法を［５］で提案した。クラスター間干渉を抑止しながらＤＩＤＯクラスター内のクライアントに信号を送信するために追加のアンテナが必要であった。本出願において提案する方法の実施形態においては、ＤＩＤＯクラスター間干渉を除去しようとはせず、むしろ、クラスターは、クライアント（すなわち、ユーザクラスター）と結びついて、干渉がその隣接内のあらゆる他のクライアントに対して生成されない（又は干渉は取るに足りない）ことを保証すると仮定する。
提案する方法に関連の１つの考え方は、大きい伝播損失のために、ユーザクラスターから十分に遠いユーザは、送信アンテナからの放射線による影響を受けていないことである。ユーザクラスターに近いか又はユーザクラスター内のユーザは、事前符号化のために干渉のない信号を受信する。更に、条件Ｋ≦Ｍが満たされるように、（図３７に示すように）更に別の送信アンテナをユーザクラスターに追加することができる。
ユーザクラスター化を使用する方法の一実施形態は、以下の段階から構成される。
ａ．リンク品質測定：あらゆるＤＩＤＯ分散型アンテナ及びあらゆるユーザとの間のリンク品質をＢＴＳに報告する。リンク品質メトリックは、信号対ノイズ比（ＳＮＲ）又は信号対干渉ノイズ比（ＳＩＮＲ）から構成される。
一実施形態において、ＤＩＤＯ分散型アンテナは、トレーニング信号を送信し、ユーザは、そのトレーニングに基づいて受信信号品質を推定する。トレーニング信号は、ユーザが異なる送信機にわたって区別することができるように時間領域、周波数領域、又は符号領域において直交であるように設計される。あるいは、ＤＩＤＯアンテナは、１つの所定の周波数（すなわち、ビーコンチャンネル）で狭帯域信号（すなわち、単一のトーン）を送信し、ユーザは、そのビーコン信号に基づいてリンク品質を推定する。１つの閾値は、図３８ａに示すように正常にデータを復調するノイズレベルよりも大きい最小限の信号振幅（又は電力）として定義される。この閾値よりも小さいあらゆるリンク品質メトリック値は、ゼロであると仮定される。リンク品質メトリックは、有限数のビットにわたって量子化され、送信機にフィードバックされる。
異なる実施形態において、トレーニング信号又はビーコンは、ユーザから送られて、リンク品質が、アップリンク（ＵＬ）伝播損失とダウンリンク（ＤＬ）伝播損失との間の相互関係を仮定して（図３８ｂの場合と同様に）ＤＩＤＯ送信アンテナで推定される。伝播損失相互関係は、ＵＬ周波数帯域及びＤＬ周波数帯域が比較的近い時に、（ＵＬ及びＤＬのチャンネルが同じ周波数である状態の）時分割複信（ＴＤＤ）システム及び周波数分割複信（ＦＤＤ）システムでは現実的な仮定であることに留意されたい。
リンク品質メトリックに関する情報は、図３７に示すように、全てのＢＴＳが異なるＤＩＤＯクラスターにわたってあらゆるアンテナ／ユーザ間のリンク品質を認識するように、ＢＳＮを通じて異なるＢＴＳにわたって共有される。
ｂ．ユーザクラスターの定義：ＤＩＤＯクラスター内の全ての無線リンクのリンク品質メトリックは、ＢＳＮを通じて全てのＢＴＳにわたって共有されるリンク品質行列への入力である。図３７のシナリオのリンク品質行列の一例を図３９に示す。
リンク品質行列は、ユーザクラスターを定義するために使用される。例えば、図３９は、ユーザＵ８に関するユーザクラスターの選択を示している。ユーザＵ８に対する非ゼロリンク品質メトリック（すなわち、アクティブ送信機）を有する送信機の部分集合が最初に識別される。これらの送信機は、ユーザＵ８のユーザクラスターをポピュレートする。
次に、他のユーザへのユーザクラスター内の送信機からの非ゼロ入力を含む部分行列が選択される。リンク品質メトリックは、ユーザクラスターを選択するためにのみ使用されるので、２ビットのみで量子化することができ（すなわち、図３８において閾値よりも大きいか又は下回る状態を識別するために）、したがって、フィードバックオーバヘッドが低減される。
別の例をユーザＵ１に対して図４０に示している。この場合に、アクティブ送信機の数は、部分行列においてユーザの数より低く、したがって、条件Ｋ≦Ｍに違反するものである。したがって、１つ又はそれよりも多くの列がその条件を満たすために部分行列に追加される。送信機の数がユーザの数よりも大きい場合、追加のアンテナをダイバーシティ方式（すなわち、アンテナ又は固有モード選択）に使用することができる。
更に別の例をユーザＵ４に対して図４１に示す。部分行列を２つの部分行列の組合せとして取得することができることが認められる。
ｃ．ＢＴＳへのＣＳＩ報告：ユーザクラスターが選択されると、ユーザクラスター内の全ての送信機からそれらの送信機が到達するあらゆるユーザへのＣＳＩが、全てのＢＴＳに対して利用可能になる。ＣＳＩ情報は、ＢＳＮを通じて全てのＢＴＳにわたって共有される。ＴＤＤシステムは、ＵＬ／ＤＬチャンネル相互関係を利用し、ＵＬチャンネルでＣＳＩをトレーニングから導出することができる。ＦＤＤシステムでは、全てのユーザからのＢＴＳへのフィードバックチャンネルが必要である。フィードバック量を低減するために、リンク品質行列の非ゼロ入力に対応するＣＳＩだけがフィードバックされる。
ｄ．ＤＩＤＯ事前符号化：最後に、ＤＩＤＯ事前符号化は、（例えば、関連の米国特許出願に説明されているように）異なるユーザに対応するあらゆるＣＳＩに適用される。
一実施形態において、実効チャンネル行列
の特異値分解（ＳＶＤ）が計算され、かつユーザｋの事前符号化重みｗkが
のヌル部分空間に対応する右特異ベクトルとして定義される。あるいは、Ｍ＞Ｋであり、かつＳＶＤが
として実効チャンネル行列を分解する場合、ユーザｋのＤＩＤＯ事前符号化重みが、以下によって示される。
式中、Ｕoは
のヌル部分空間の特異ベクトルである列を有する行列である。
基本的な線形代数による考察から、行列
のヌル部分空間内の右特異ベクトルは、ゼロ固有値に対応するＣの固有ベクトルに等しいことが認められる。
式中、実効チャンネル行列は、ＳＶＤに従って、
として分解される。次に、
のＳＶＤの計算の１つの代案は、Ｃの固有値分解を計算することである。固有値分解を計算するには、べき乗法などいくつかの方法がある。Ｃのヌル部分空間に対応する固有ベクトルにのみ興味があるので、以下の反復により説明された逆べき乗法を使用する。
式中、第１の反復におけるベクトル（ｕi）はランダムベクトルである。
ヌル部分空間の固有値（λ）が既知（すなわち、ゼロ）であることを考慮すると、逆べき乗法では、収束すべき反復は１回しか必要なく、したがって、計算の複雑性が低減される。次に、事前符号化重みベクトルを以下のように書く。
式中、ｕiは、１に等しい真の入力を有するベクトルである（すなわち、事前符号化重みベクトルは、Ｃ-1の列の合計である）。
ＤＩＤＯ事前符号化計算に必要とされる行列反転は１回である。Ｓｔｒａｓｓｅｎのアルゴリズム［１］又はＣｏｐｐｅｒｓｍｉｔｈ−Ｗｉｎｏｇｒａｄのアルゴリズム［２、３］のような行列反転の複雑性を低減するいくつかの数値解法がある。Ｃは本質的にエルミート行列であるので、代替解決法は、［４、節１１．４］の方法に従って実数部及び虚数部においてＣを分解して実行列の行列反転を計算することである。
提案する方法及びシステムの別の特徴は、再構成可能性である。クライアントが図４２において異なるＤＩＤＯクラスターを横切る時に、ユーザクラスターはその動きに追随する。換言すると、送信アンテナの部分集合は、クライアントが位置を変えると、絶えず更新され、実効チャンネル行列（及び対応する事前符号化重み）が再計算される。
本明細書で提案する方法は、ＢＳＮを通じたＢＴＳ間のリンクが低待ち時間でなければならないため、図３６においてスーパークラスター内で機能する。異なるスーパークラスターの重なり合うゾーンの干渉を抑止するために、ＤＩＤＯクラスター間の干渉ゾーンにおいてゼロＲＦエネルギの点を作成するために追加のアンテナを使用する［５］の方法を使用することができる。
用語「ユーザ」及び「クライアント」は、本明細書で交換可能に使用されることに留意すべきである。
参考文献
［１］Ｓ．Ｒｏｂｉｎｓｏｎ，「Ｔｏｗａｒｄ ａｎ Ｏｐｔｉｍａｌ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ ｆｏｒ Ｍａｔｒｉｘ Ｍｕｌｔｉｐｌｉｃａｔｉｏｎ」，ＳＩＡＭ Ｎｅｗｓ，Ｖｏｌｕｍｅ ３８，Ｎｕｍｂｅｒ ９，Ｎｏｖｅｍｂｅｒ ２００５。
［２］Ｄ．Ｃｏｐｐｅｒｓｍｉｔｈ ａｎｄ Ｓ．Ｗｉｎｏｇｒａｄ，「Ｍａｔｒｉｘ Ｍｕｌｔｉｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｖｉａ Ａｒｉｔｈｍｅｔｉｃ Ｐｒｏｇｒｅｓｓｉｏｎ」，Ｊ．Ｓｙｍｂ．Ｃｏｍｐ．ｖｏｌ．９，ｐ．２５１〜２８０，１９９０。
［３］Ｈ．Ｃｏｈｎ，Ｒ．Ｋｌｅｉｎｂｅｒｇ，Ｂ．Ｓｚｅｇｅｄｙ，Ｃ．Ｕｍａｎｓ，「Ｇｒｏｕｐ−ｔｈｅｏｒｅｔｉｃ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍｓ ｆｏｒ Ｍａｔｒｉｘ Ｍｕｌｔｉｐｌｉｃａｔｉｏｎ」，ｐ．３７９〜３８８，Ｎｏｖ．２００５。
［４］Ｗ．Ｈ．Ｐｒｅｓｓ，Ｓ．Ａ．Ｔｅｕｋｏｌｓｋｙ，Ｗ．Ｔ．Ｖｅｔｔｅｒｌｉｎｇ，Ｂ．Ｐ．Ｆｌａｎｎｅｒｙ 「ＮＵＭＥＲＩＣＡＬ ＲＥＣＩＰＥＳ ＩＮ Ｃ：ＴＨＥ ＡＲＴ ＯＦ ＳＣＩＥＮＴＩＦＩＣ ＣＯＭＰＵＴＩＮＧ」，Ｃａｍｂｒｉｄｇｅ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｐｒｅｓｓ，１９９２。
［５］Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ ａｎｄ Ｓ．Ｇ．Ｐｅｒｌｍａｎ，「Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｍａｎａｇｅｍｅｎｔ，Ｈａｎｄｏｆｆ，Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｔｒｏｌ ａｎｄ Ｌｉｎｋ Ａｄａｐｔａｔｉｏｎ ｉｎ Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ−Ｉｎｐｕｔ Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ−Ｏｕｔｐｕｔ（ＤＩＤＯ）Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ」，Ｐａｔｅｎｔ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｅｒｉａｌ Ｎｏ．１２／８０２，９８８，ｆｉｌｅｄ Ｊｕｎｅ １６，２０１０。
［６］Ｐｅｒ−Ｅｒｉｋ Ｅｒｉｋｓｓｏｎ ａｎｄ Ｂｊｏｒｎ Ｏｄｅｎｈａｍｍａｒ，「ＶＤＳＬ２：Ｎｅｘｔ ｉｍｐｏｒｔａｎｔ ｂｒｏａｄｂａｎｄ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ」，Ｅｒｉｃｓｓｏｎ Ｒｅｖｉｅｗ Ｎｏ．１，２００６。
ＩＩＩ．無線システム内の可干渉エリアを利用するシステム及び方法
実際的な伝播環境における多重アンテナシステム（ＮＡＳ）の容量は、無線リンクにわたって利用可能な空間ダイバーシティの関数である。空間ダイバーシティは、無線チャンネルにおける散乱物体の分散、並びに送信アンテナアレイ及び受信アンテナアレイの形状によって決定される。
ＭＡＳチャンネルに対する１つの一般的なモデルは、いわゆるクラスター化チャンネルモデルと呼ばれ、これは、送信機及び受信機の周辺に配置されたクラスターとして散乱物体の群を定義する。一般に、より多くのクラスターが存在し、より広範囲にこれらの角度が広がると、無線リンクにわたって利用可能な空間ダイバーシティ及び容量はより高くなる。クラスター化チャンネルモデルは、実用的測定法［１〜２］によって確認されており、これらのモデルの変動は、屋内無線規格（すなわち、ＷＬＡＮ向けのＩＥＥＥ ８０２．１１ｎ Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｇｒｏｕｐ［３］）及び屋外無線規格（３Ｇセラーシステム向けの３ＧＰＰ Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ Ｇｒｏｕｐｓ［４］）に導入されている。
無線チャンネルにおける空間ダイバーシティを決定する他のファクタは、アンテナ要素の間隔［５〜７］、アンテナの数［８〜９］、アレイ開口［１０〜１１］、アレイ構造［５、１２、１３］、偏波及びアンテナパターン［１４〜２８］を含む、アンテナアレイの特徴である。
アンテナアレイ設計の効果並びに無線リンクの空間ダイバーシティ（又は自由度）での伝播チャンネルの特徴を説明する統合モデルを［２９］に示した。［２９］の受信信号モデルは、以下によって示される。
式中、
は送信信号を説明する偏波ベクトルであり、
はそれぞれ送信アレイ及び受信アレイを説明する偏波ベクトルの位置であり、
は以下によって示される送信ベクトルの位置と受信ベクトルの位置との間のシステム応答を説明する行列である。
式中、
はそれぞれ送信アレイの応答及び受信アレイの応答であり、
はエントリが送信方向
と受信方向
との間の複素利得である、チャンネル応答行列である。ＤＩＤＯシステムでは、ユーザデバイスは１つ又は複数のアンテナを有してよい。簡潔さを期すために、理想的な等方性パターンを有する単一アンテナの受信機を仮定し、システム応答行列を以下のように書き直す。
式中、送信アンテナパターン
のみを考慮した。
マクスウェルの方程式及びグリーン関数の遠地項から、アレイ応答は［２９］で近似できる。
であり、Ｐはアンテナアレイを定義する空間であり、式中、
であり、
である。非偏波アンテナについては、アレイ応答を研究することは、上記の積分核を研究することに等しい。これ以降、異なるタイプのアレイの積分核の閉形式方程式（closedfor expressions）を示す。
非偏波線形アレイ
（波長で正規化された）長さＬの非偏波線形アレイ及びｚ軸に沿って配向され、かつ原点を中心とするアンテナ要素については、積分核は［２９］によって示される。
上記の方程式を一連の移動ダイアドに拡大して、ｓｉｎｃ関数が１／Ｌの分解能を有し、アレイ制限及びほぼ波数ベクトル制限部分空間の次元（すなわち、自由度）は以下の通りであることを得た。
ＤＦ＝Ｌ｜Ωθ｜
式中、Ωθ＝｛ｃｏｓθ；θ∈Θ｝である。横形アレイは｜Ωθ｜＝｜Θ｜であり、一方、エンドファイアは｜Ωθ｜≒｜Θ｜2／２であることを認める。
非偏波球形アレイ
（波長で正規化された）半径Ｒの球形アレイの積分核は、［２９］によって示される。
上記の関数を第１種の球ベッセル関数の合計で分解し、球形アレイの分解能は１／（πＲ2）であり、自由度は以下によって示されることを得た。
ＤF＝Ａ｜Ω｜＝πＲ2｜Ω｜
式中、Ａは球形アレイのエリアであり、
である。
無線チャンネルにおける可干渉エリア
球形アレイの分解能とそれらのエリアＡとの関係を図４３に示す。中央の球は、エリアＡの球形アレイである。単位球面へのチャンネルクラスターの投射は、クラスターの角度広がりに比例するサイズの異なる散乱領域を定義する。各クラスター内のサイズ１／Ａのエリア（「可干渉エリア」と呼ぶ）は、アレイの放射界の基底関数の投射を示し、波数ベクトル領域内のアレイの分解能を定義する。
図４３を図４４と比較すると、可干渉エリアのサイズがアレイのサイズに反比例して減少することが認められる。実際、より大きいアレイは、より小さいエリアにエネルギを集中させることができ、より大きい数の自由度ＤFが得られる。自由度の総数は、上記の定義に示すように、クラスターの角度広がりにも依存することに留意されたい。
図４５は、アレイサイズが図４４よりも更に大きいエリアを占め、更なる自由度が得られる別の例を示す。ＤＩＤＯシステムでは、アレイ開口は、（アンテナがわずかな波長で隔てられると仮定して）全てのＤＩＤＯ送信機によって占められる総面積で近似できる。
その結果、図４５は、ＤＩＤＯシステムが、空間にアンテナを分散させることにより自由度を増加させることができ、したがって、可干渉エリアのサイズを低減させることを示す。これらの図は、理想的な球形アレイを仮定して生成されることに留意されたい。実際的なシナリオでは、ＤＩＤＯアンテナは広域にわたってランダムに分散し、得られる可干渉エリアの形状は、これらの図に示すように規則的ではないことがある。
図４６は、アレイサイズが増加するにつれて、ＤＩＤＯ送信機間の物体数が増加することにより無線波が散乱するため、無線チャンネル内により多くのクラスターが含まれることを示す。したがって、（放射界にわたる）基底関数の数を増加させて、上記の定義に従って、更なる自由度を得られることが可能である。
本特許出願に記載のマルチユーザ（ＭＵ）多重アンテナシステム（ＭＡＳ）は、無線チャンネルの可干渉エリアを利用して、異なるユーザに対して複数の独立した同時非干渉データストリームを作成する。所定のチャンネル状態及びユーザ分布に対して、放射界の基底関数が選択されて、あらゆるユーザが干渉のないリンクを経験するような方法で、異なるユーザに対して独立した同時無線リンクを作成する。ＭＵ−ＭＡＳはあらゆる送信機とあらゆるユーザとの間のチャンネルを認識するため、事前符号化送信はこの情報に基づいて調整されて、異なるユーザに対して別々の可干渉エリアを作成する。
本発明の一実施形態において、ＭＵ−ＭＡＳは、ダーティーペーパー符号化（ＤＰＣ）［３０〜３１］又はＴｏｍｌｉｎｓｏｎ−Ｈａｒａｓｈｉｍａ（ＴＨ）［３２〜３３］事前符号化など非線形事前符号化を利用する。本発明の別の実施形態において、ＭＵ−ＭＡＳは、本発明者らの以前の特許出願でのようなブロック対角化（ＢＤ）［０００３〜０００９］又はゼロフォーシングビームフォーミング（ＺＦ−ＢＦ）［３４］など非線形事前符号化を利用する。
事前符号化を可能にするために、ＭＵ−ＭＡＳはチャネル状態情報（ＣＳＩ）を把握する必要がある。ＣＳＩは、フィードバックチャンネルを介してＭＵ−ＭＡＳで利用可能になるか、時分割複信（ＴＤＤ）システムでアップリンク／ダウンリンクチャンネル相互関係が可能であると仮定してアップリンクチャネル上で推定される。ＣＳＩに必要なフィードバック量を低減する１つの方法は、限定フィードバック法［３５〜３７］を使用することである。一実施形態において、ＭＵ−ＭＡＳは限定フィードバック法を使用して制御チャンネルのＣＳＩオーバヘッドを低減する。限定フィードバック法においては、コードブック設計が重要である。一実施形態は、送信アレイの放射界にわたる基底関数からコードブックを定義する。
ユーザが空間を移動するか、移動体（人又は車など）によって伝播環境が時間と共に変化するにつれて、可干渉エリアはそのロケーション及び形状を変化させる。これは、公知の無線通信におけるドップラー効果によるものである。本特許出願に記載のＭＵ−ＭＡＳは、ドップラー効果によって環境が変化するにつれて、事前符号化を調整してあらゆるユーザに対して可干渉エリアを絶えず適合させる。この可干渉エリアのアダプテーションは、異なるユーザに同時非干渉チャンネルを作成するためのものである。
本発明の別の実施形態は、ＭＵ−ＭＡＳシステムのアンテナの部分集合を適応的に選択して異なるサイズの可干渉エリアを作成する。例えば、ユーザが空間にまばらに分散する場合（すなわち、農村地帯又は無線リソースの使用率が低い時刻）、小さい部分集合のアンテナが選択され、可干渉エリアのサイズは、図４３のアレイサイズに対して大きい。あるいは、密度の高いエリア（すなわち、都市部又は無線サービスの使用率がピークの時刻）では、より多くのアンテナが選択されて、互いに直近に存在するユーザに対して可干渉の小さいエリアを作成する。
本発明の一実施形態において、ＭＵ−ＭＡＳは、以前の特許出願［０００３〜０００９］で説明したようにＤＩＤＯシステムである。ＤＩＤＯシステムは、線形若しくは非線形事前符号化及び／又は限定フィードバック法を使用して、異なるユーザに対して可干渉エリアを作製する。
数値結果
アレイサイズの関数として従来の多重入力多重出力（ＭＩＭＯ）システムにおける自由度数を計算することによって開始する。非偏波線形アレイ及び２種類のチャンネルモデル（ＷｉＦｉシステム向けのＩＥＥＥ ８０２．１１ｎ規格のように屋内及びセラーシステム向けの３ＧＰＰ−ＬＴＥ規格のように屋外）を考える。［３］の屋内チャンネルモードは、範囲内のクラスターの数［２，６］及び範囲内の角度広がり［１５°，４０°］を定義する。都市ミクロ用屋外チャンネルモデルは、約６個のクラスター及び約２０°の基地局における角度広がりを定義する。
図４７は、実際的な室内及び屋外伝播シナリオにおけるＭＩＭＯシステムの自由度を示す。例えば、１波長を隔てた１０個のアンテナを備える線形アレイを考えると、無線リンク全体で利用可能な最大自由度（又は空間チャンネルの数）は、屋外シナリオの場合に約３、屋内の場合は７に限定される。当然のことながら、室内チャンネルは、角度広がりが大きいため、より多くの自由度を提供する。
次に、ＤＩＤＯシステムにおける自由度を計算する。ＤＩＤＯアクセスポイントが隣接する建物の異なる階に分布し得るダウンタウン都市シナリオなど、３Ｄ空間にわたってアンテナが分布している場合を考える。したがって、ＤＩＤＯ送信アンテナ（ファイバ又はＤＳＬバックボーンを介して全て互いに接続されている）を球形アレイとしてモデル化する。また、クラスターは立体角にわたって均一に分布していると仮定する。
図４８は、アレイ直径の関数としてのＤＩＤＯシステムにおける自由度を示す。１０波長に等しい直径については、約１０００自由度がＤＩＤＯシステムで利用可能である。理論上、ユーザに対して最大１０００個の非干渉チャンネルを作成することが可能である。空間に分布するアンテナによって増加した空間ダイバーシティは、従来のＭＩＭＯシステムにわたってＤＩＤＯによって提供される多重化利得にとって重要である。
比較として、郊外環境においてＤＩＤＯシステムで達成可能な自由度を示す。クラスターは仰角（α，π−α）内に分布していると仮定し、クラスターの立体角を｜Ω｜＝４πｃｏｓαと定義する。例えば、２階建ての建物を含む郊外シナリオにおいて、散乱の仰角はα＝６０°であり得る。この場合、波長の関数としての自由度の数を図４８に示す。
参考文献
［１］Ａ．Ａ．Ｍ．Ｓａｌｅｈ ａｎｄ Ｒ．Ａ．Ｖａｌｅｎｚｕｅｌａ，「Ａ ｓｔａｔｉｓｔｉｃａｌ ｍｏｄｅｌ ｆｏｒ ｉｎｄｏｏｒ ｍｕｌｔｉｐａｔｈ ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ」，ＩＥＥＥ Ｊｏｕｒ．Ｓｅｌｅｃｔ．Ａｒｅａｓ ｉｎ Ｃｏｍｍ．，ｖｏｌ．１９５ ＳＡＣ−５，ｎｏ．２，ｐｐ．１２８〜１３７，Ｆｅｂ．１９８７。
［２］Ｊ．Ｗ．Ｗａｌｌａｃｅ ａｎｄ Ｍ．Ａ．Ｊｅｎｓｅｎ，「Ｓｔａｔｉｓｔｉｃａｌ ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ ｏｆ ｍｅａｓｕｒｅｄ ＭＩＭＯ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｃｈａｎｎｅｌ ｄａｔａ ａｎｄ ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎ ｔｏ ｃｏｎｖｅｎｔｉｏｎａｌ ｍｏｄｅｌｓ」，Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ Ｖｅｈ．Ｔｅｃｈｎｏｌ．Ｃｏｎｆ．，ｖｏｌ．２，ｎｏ．７〜１１，ｐｐ．１０７８〜１０８２，Ｏｃｔ．２００１。
［３］Ｖ．Ｅｒｃｅｇ ｅｔ ａｌ．，「ＴＧｎ ｃｈａｎｎｅｌ ｍｏｄｅｌｓ」，ＩＥＥＥ ８０２．１１−０３／９４０ｒ４，Ｍａｙ ２００４。
［４］３ＧＰＰ Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ Ｇｒｏｕｐ，「Ｓｐａｔｉａｌ ｃｈａｎｎｅｌ ｍｏｄｅｌ，ＳＣＭ−１３４ ｔｅｘｔ Ｖ６．０」，Ｓｐａｔｉａｌ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｍｏｄｅｌ ＡＨＧ（Ｃｏｍｂｉｎｅｄ ａｄ−ｈｏｃ ｆｒｏｍ ３ＧＰＰ ａｎｄ ３ＧＰＰ２），Ａｐｒ．２００３。
［５］Ｄ．−Ｓ．Ｓｈｉｕ，Ｇ．Ｊ．Ｆｏｓｃｈｉｎｉ，Ｍ．Ｊ．Ｇａｎｓ，ａｎｄ Ｊ．Ｍ．Ｋａｈｎ，「Ｆａｄｉｎｇ ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ ａｎｄ ｉｔｓ ｅｆｆｅｃｔ ｏｎ ｔｈｅ ｃａｐａｃｉｔｙ ｏｆ ｍｕｌｔｉｅｌｅｍｅｎｔ ａｎｔｅｎｎａ ｓｙｓｔｅｍｓ」，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｃｏｍｍ．，ｖｏｌ．４８，ｎｏ．３，ｐｐ．５０２〜５１３，Ｍａｒ．２０００。
［６］Ｖ．Ｐｏｈｌ，Ｖ．Ｊｕｎｇｎｉｃｋｅｌ，Ｔ．Ｈａｕｓｔｅｉｎ，ａｎｄ Ｃ．ｖｏｎ Ｈｅｌｍｏｌｔ，「Ａｎｔｅｎｎａ ｓｐａｃｉｎｇ ｉｎ ＭＩＭＯ ｉｎｄｏｏｒ ｃｈａｎｎｅｌｓ」，Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ Ｖｅｈ．Ｔｅｃｈｎｏｌ．Ｃｏｎｆ．，ｖｏｌ．２，ｐｐ．７４９〜７５３，Ｍａｙ ２００２。
［７］Ｍ．Ｓｔｏｙｔｃｈｅｖ，Ｈ．Ｓａｆａｒ，Ａ．Ｌ．Ｍｏｕｓｔａｋａｓ，ａｎｄ Ｓ．Ｓｉｍｏｎ，「Ｃｏｍｐａｃｔ ａｎｔｅｎｎａ ａｒｒａｙｓ ｆｏｒ ＭＩＭＯ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ」，Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ Ａｎｔｅｎｎａｓ ａｎｄ Ｐｒｏｐ．Ｓｙｍｐ．，ｖｏｌ．３，ｐｐ．７０８〜７１１，Ｊｕｌｙ ２００１。
［８］Ｋ．Ｓｕｌｏｎｅｎ，Ｐ．Ｓｕｖｉｋｕｎｎａｓ，Ｌ．Ｖｕｏｋｋｏ，Ｊ．Ｋｉｖｉｎｅｎ，ａｎｄ Ｐ．Ｖａｉｎｉｋａｉｎｅｎ，「Ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎ ｏｆ ＭＩＭＯ ａｎｔｅｎｎａ ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎｓ ｉｎ ｐｉｃｏｃｅｌｌ ａｎｄ ｍｉｃｒｏｃｅｌｌ ｅｎｖｉｒｏｎｍｅｎｔｓ」，ＩＥＥＥ Ｊｏｕｒ．Ｓｅｌｅｃｔ．Ａｒｅａｓ ｉｎ Ｃｏｍｍ．，ｖｏｌ．２１，ｐｐ．７０３〜７１２，Ｊｕｎｅ ２００３。
［９］Ｓｈｕａｎｇｑｉｎｇ Ｗｅｉ，Ｄ．Ｌ．Ｇｏｅｃｋｅｌ，ａｎｄ Ｒ．Ｊａｎａｓｗａｍｙ，「Ｏｎ ｔｈｅ ａｓｙｍｐｔｏｔｉｃｃａｐａｃｉｔｙ ｏｆ ＭＩＭＯ ｓｙｓｔｅｍｓ ｗｉｔｈ ｆｉｘｅｄ ｌｅｎｇｔｈ ｌｉｎｅａｒ ａｎｔｅｎｎａ ａｒｒａｙｓ」，Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ Ｉｎｔ．Ｃｏｎｆ．ｏｎ Ｃｏｍｍ．，ｖｏｌ．４，ｐｐ．２６３３〜２６３７，２００３。
［１０］Ｔ．Ｓ．Ｐｏｌｌｏｃｋ，Ｔ．Ｄ．Ａｂｈａｙａｐａｌａ，ａｎｄ Ｒ．Ａ．Ｋｅｎｎｅｄｙ，「Ａｎｔｅｎｎａ ｓａｔｕｒａｔｉｏｎ ｅｆｆｅｃｔｓ ｏｎ ＭＩＭＯ ｃａｐａｃｉｔｙ」，Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ Ｉｎｔ．Ｃｏｎｆ．ｏｎ Ｃｏｍｍ．，１９２ ｖｏｌ．４，ｐｐ．２３０１〜２３０５，Ｍａｙ ２００３。
［１１］Ｍ．Ｌ．Ｍｏｒｒｉｓ ａｎｄ Ｍ．Ａ．Ｊｅｎｓｅｎ，「Ｔｈｅ ｉｍｐａｃｔ ｏｆ ａｒｒａｙ ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ ｏｎ ＭＩＭＯ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｃｈａｎｎｅｌ ｃａｐａｃｉｔｙ」，Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ Ａｎｔｅｎｎａｓ ａｎｄ Ｐｒｏｐ．Ｓｙｍｐ．，ｖｏｌ．３，ｐｐ．２１４〜２１７，Ｊｕｎｅ ２００２。
［１２］Ｌｉａｎｇ Ｘｉａｏ，Ｌｉｎ Ｄａｌ，Ｈａｉｒｕｏ Ｚｈｕａｎｇ，Ｓｈｉｄｏｎｇ Ｚｈｏｕ，ａｎｄ Ｙａｎ Ｙａｏ，「Ａ ｃｏｍｐａｒａｔｉｖｅ ｓｔｕｄｙ ｏｆ ＭＩＭＯ ｃａｐａｃｉｔｙ ｗｉｔｈ ｄｉｆｆｅｒｅｎｔ ａｎｔｅｎｎａ ｔｏｐｏｌｏｇｉｅｓ」，ＩＥＥＥ ＩＣＣＳ’０２，ｖｏｌ．１，ｐｐ．４３１〜４３５，Ｎｏｖ．２００２。
［１３］Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ ａｎｄ Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ Ｊｒ．，「Ｉｍｐａｃｔ ｏｆ ａｎｔｅｎｎａ ｇｅｏｍｅｔｒｙ ｏｎ ＭＩＭＯ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ ｉｎ ｉｎｄｏｏｒ ｃｌｕｓｔｅｒｅｄ ｃｈａｎｎｅｌｓ」，Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ Ａｎｔｅｎｎａｓ ａｎｄ Ｐｒｏｐ．Ｓｙｍｐ．，ｖｏｌ．２，ｐｐ．１７００〜１７０３，Ｊｕｎｅ ２００４。
［１４］Ｍ．Ｒ．Ａｎｄｒｅｗｓ，Ｐ．Ｐ．Ｍｉｔｒａ，ａｎｄ Ｒ．ｄｅＣａｒｖａｌｈｏ，「Ｔｒｉｐｌｉｎｇ ｔｈｅ ｃａｐａｃｉｔｙ ｏｆ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ ｕｓｉｎｇ ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ」，Ｎａｔｕｒｅ，ｖｏｌ．４０９，ｐｐ．３１６〜３１８，Ｊａｎ．２００１。
［１５］Ｄ．Ｄ．Ｓｔａｎｃｉｌ，Ａ．Ｂｅｒｓｏｎ，Ｊ．Ｐ．Ｖａｎ’ｔ Ｈｏｆ，Ｒ．Ｎｅｇｉ，Ｓ．Ｓｈｅｔｈ，ａｎｄ Ｐ．Ｐａｔｅｌ，「Ｄｏｕｂｌｉｎｇ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｃｈａｎｎｅｌ ｃａｐａｃｉｔｙ ｕｓｉｎｇ ｃｏ−ｐｏｌａｒｉｓｅｄ，ｃｏ−ｌｏｃａｔｅｄ ｅｌｅｃｔｒｉｃ ａｎｄ ｍａｇｎｅｔｉｃ ｄｉｐｏｌｅｓ」，Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｌｅｔｔｅｒｓ，ｖｏｌ．３８，ｐｐ．７４６〜７４７，Ｊｕｌｙ ２００２。
［１６］Ｔ．Ｓｖａｎｔｅｓｓｏｎ，「Ｏｎ ｃａｐａｃｉｔｙ ａｎｄ ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ ｏｆ ｍｕｌｔｉ−ａｎｔｅｎｎａ ｓｙｓｔｅｍｓ ｅｍｐｌｏｙｉｎｇ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎｓ」，Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ Ａｎｔｅｎｎａｓ ａｎｄ Ｐｒｏｐ．Ｓｙｍｐ．，ｖｏｌ．３，ｐｐ．２０２〜２０５，Ｊｕｎｅ ２００２。
［１７］Ｃ．Ｄｅｇｅｎ ａｎｄ Ｗ．Ｋｅｕｓｇｅｎ，「Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｅｖａｌｕａｔｉｏｎ ｏｆ ＭＩＭＯ ｓｙｓｔｅｍｓ ｕｓｉｎｇ ｄｕａｌ−ｐｏｌａｒｉｚｅｄ ａｎｔｅｎｎａｓ」，Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ Ｉｎｔ．Ｃｏｎｆ．ｏｎ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎ．，ｖｏｌ．２，ｐｐ．１５２０〜１５２５，Ｆｅｂ．２００３。
［１８］Ｒ．Ｖａｕｇｈａｎ，「Ｓｗｉｔｃｈｅｄ ｐａｒａｓｉｔｉｃ ｅｌｅｍｅｎｔｓ ｆｏｒ ａｎｔｅｎｎａ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ」，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ａｎｔｅｎｎａｓ Ｐｒｏｐａｇａｔ．，ｖｏｌ．４７，ｐｐ．３９９〜４０５，Ｆｅｂ．１９９９。
［１９］Ｐ．Ｍａｔｔｈｅｉｊｓｓｅｎ，Ｍ．Ｈ．Ａ．Ｊ．Ｈｅｒｂｅｎ，Ｇ．Ｄｏｌｍａｎｓ，ａｎｄ Ｌ．Ｌｅｙｔｅｎ，「Ａｎｔｅｎｎａ−ｐａｔｔｅｒｎ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｖｅｒｓｕｓ ｓｐａｃｅ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｆｏｒ ｕｓｅ ａｔ ｈａｎｄｈｅｌｄｓ」，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．ｏｎ Ｖｅｈ．Ｔｅｃｈｎｏｌ．，ｖｏｌ．５３，ｐｐ．１０３５〜１０４２，Ｊｕｌｙ ２００４。
［２０］Ｌ．Ｄｏｎｇ，Ｈ．Ｌｉｎｇ，ａｎｄ Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ Ｊｒ．，「Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ｉｎｐｕｔ ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ｏｕｔｐｕｔ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ ｓｙｓｔｅｍｓ ｕｓｉｎｇ ａｎｔｅｎｎａ ｐａｔｔｅｒｎ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ」，Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ Ｇｌｏｂ．Ｔｅｌｅｃｏｍ．Ｃｏｎｆ．，ｖｏｌ．１，ｐｐ．９９７〜１００１，Ｎｏｖ．２００２。
［２１］Ｊ．Ｂ．Ａｎｄｅｒｓｅｎ ａｎｄ Ｂ．Ｎ．Ｇｅｔｕ，「Ｔｈｅ ＭＩＭＯ ｃｕｂｅ−ａ ｃｏｍｐａｃｔ ＭＩＭＯ ａｎｔｅｎｎａ」，ＩＥＥＥ Ｐｒｏｃ．ｏｆ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｍｕｌｔｉｍｅｄｉａ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｉｎｔ．Ｓｙｍｐ．，ｖｏｌ．１，ｐｐ．１１２〜１１４，Ｏｃｔ．２００２。
［２２］Ｃ．Ｗａｌｄｓｃｈｍｉｄｔ，Ｃ．Ｋｕｈｎｅｒｔ，Ｓ．Ｓｃｈｕｌｔｅｉｓ，ａｎｄ Ｗ．Ｗｉｅｓｂｅｃｋ，「Ｃｏｍｐａｃｔ ＭＩＭＯ−ａｒｒａｙｓ ｂａｓｅｄ ｏｎ ｐｏｌａｒｉｓａｔｉｏｎ−ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ」，Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ Ａｎｔｅｎｎａｓ ａｎｄ Ｐｒｏｐ．Ｓｙｍｐ．，ｖｏｌ．２，ｐｐ．４９９〜５０２，Ｊｕｎｅ ２００３。
［２３］Ｃ．Ｂ．Ｄｉｅｔｒｉｃｈ Ｊｒ，Ｋ．Ｄｉｅｔｚｅ，Ｊ．Ｒ．Ｎｅａｌｙ，ａｎｄ Ｗ．Ｌ．Ｓｔｕｔｚｍａｎ，「Ｓｐａｔｉａｌ，ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ，ａｎｄ ｐａｔｔｅｒｎ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｆｏｒ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｈａｎｄｈｅｌｄ ｔｅｒｍｉｎａｌｓ」，Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ Ａｎｔｅｎｎａｓ ａｎｄ Ｐｒｏｐ．Ｓｙｍｐ．，ｖｏｌ．４９，ｐｐ．１２７１〜１２８１，Ｓｅｐ．２００１。
［２４］Ｓ．Ｖｉｓｕｒｉ ａｎｄ Ｄ．Ｔ．Ｓｌｏｃｋ，「Ｃｏｌｏｃａｔｅｄ ａｎｔｅｎｎａ ａｒｒａｙｓ：ｄｅｓｉｇｎ ｄｅｓｉｄｅｒａｔａ ｆｏｒ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」，Ｐｒｏｃ．ｏｆ Ｓｅｎｓｏｒ Ａｒｒａｙ ａｎｄ Ｍｕｌｔｉｃｈａｎｎｅｌ Ｓｉｇｎ．Ｐｒｏｃ．Ｗｏｒｋｓｈｏｐ，ｐｐ．５８０〜５８４，Ａｕｇ．２００２。
［２５］Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ ａｎｄ Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ Ｊｒ．，「Ｂｅｎｅｆｉｔ ｏｆ ｐａｔｔｅｒｎ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｖｉａ ２−ｅｌｅｍｅｎｔ ａｒｒａｙ ｏｆ ｃｉｒｃｕｌａｒ ｐａｔｃｈ ａｎｔｅｎｎａｓ ｉｎ ｉｎｄｏｏｒ ｃｌｕｓｔｅｒｅｄ ＭＩＭＯ ｃｈａｎｎｅｌｓ」，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ｖｏｌ．５４，ｎｏ．５，ｐｐ．９４３〜９５４，Ｍａｙ ２００６。
［２６］Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ ａｎｄ Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ，Ｊｒ．，「Ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ Ｍｅｔｈｏｄｏｌｏｇｙ ｆｏｒ Ｄｅｓｉｇｎｉｎｇ ２−ＣＰＡｓ Ｅｘｐｌｏｉｔｉｎｇ Ｐａｔｔｅｒｎ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｉｎ Ｃｌｕｓｔｅｒｅｄ ＭＩＭＯ Ｃｈａｎｎｅｌｓ」，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，Ｖｏｌ．５６，ｎｏ．１０，ｐｐ．１７４８〜１７５９，Ｏｃｔ．２００８。
［２７］Ｄ．Ｐｉａｚｚａ，Ｎ．Ｊ．Ｋｉｒｓｃｈ，Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ，Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ，Ｊｒ．，ａｎｄ Ｋ．Ｒ．Ｄａｎｄｅｋａｒ，「Ｄｅｓｉｇｎ ａｎｄ Ｅｖａｌｕａｔｉｏｎ ｏｆ ａ Ｒｅｃｏｎｆｉｇｕｒａｂｌｅ Ａｎｔｅｎｎａ Ａｒｒａｙ ｆｏｒ ＭＩＭＯ Ｓｙｓｔｅｍｓ」，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ａｎｔｅｎｎａｓ ａｎｄ Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ，ｖｏｌ．５６，ｎｏ．３，ｐｐ．８６９〜８８１，Ｍａｒｃｈ ２００８。
［２８］Ｒ．Ｂｈａｇａｖａｔｕｌａ，Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ，Ｊｒ．，Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ，ａｎｄ Ｓ．Ｖｉｓｈｗａｎａｔｈ，「Ｓｉｚｉｎｇ ｕｐ ＭＩＭＯ Ａｒｒａｙｓ」，ＩＥＥＥ Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｍａｇａｚｉｎｅ，ｖｏｌ．３，ｎｏ．４，ｐｐ．３１〜３８，Ｄｅｃ．２００８。
［２９］Ａｄａ Ｐｏｏｎ，Ｒ．Ｂｒｏｄｅｒｓｅｎ ａｎｄ Ｄ．Ｔｓｅ，「Ｄｅｇｒｅｅｓ ｏｆ Ｆｒｅｅｄｏｍ ｉｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｎｔｅｎｎａ Ｃｈａｎｎｅｌｓ：Ａ Ｓｉｇｎａｌ Ｓｐａｃｅ Ａｐｐｒｏａｃｈ」，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｔｈｅｏｒｙ，ｖｏｌ．５１（２），Ｆｅｂ．２００５，ｐｐ．５２３〜５３６。
［３０］Ｍ．Ｃｏｓｔａ，「Ｗｒｉｔｉｎｇ ｏｎ ｄｉｒｔｙ ｐａｐｅｒ」，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｔｈｅｏｒｙ，Ｖｏｌ．２９，Ｎｏ．３，Ｐａｇｅ（ｓ）：４３９〜４４１，Ｍａｙ １９８３。
［３１］Ｕ．Ｅｒｅｚ，Ｓ．Ｓｈａｍａｉ（Ｓｈｉｔｚ），ａｎｄ Ｒ．Ｚａｍｉｒ，「Ｃａｐａｃｉｔｙ ａｎｄ ｌａｔｔｉｃｅ−ｓｔｒａｔｅｇｉｅｓ ｆｏｒ ｃａｎｃｅｌｌｉｎｇ ｋｎｏｗｎ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ」，Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ ｏｎ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｔｈｅｏｒｙ，Ｈｏｎｏｌｕｌｕ，Ｈａｗａｉｉ，Ｎｏｖ．２０００。
［３２］Ｍ．Ｔｏｍｌｉｎｓｏｎ，「Ｎｅｗ ａｕｔｏｍａｔｉｃ ｅｑｕａｌｉｚｅｒ ｅｍｐｌｏｙｉｎｇ ｍｏｄｕｌｏ ａｒｉｔｈｍｅｔｉｃ」，Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｌｅｔｔｅｒｓ，Ｐａｇｅ（ｓ）：１３８〜１３９，Ｍａｒｃｈ １９７１。
［３３］Ｈ．Ｍｉｙａｋａｗａ ａｎｄ Ｈ．Ｈａｒａｓｈｉｍａ，「Ａ ｍｅｔｈｏｄ ｏｆ ｃｏｄｅ ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ ｆｏｒ ｄｉｇｉｔａｌ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ ｃｈａｎｎｅｌｓ ｗｉｔｈ ｉｎｔｅｒｓｙｍｂｏｌ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ」，Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｆ ｔｈｅ Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ ｏｆ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ。
［３４］Ｒ．Ａ．Ｍｏｎｚｉａｎｏ ａｎｄ Ｔ．Ｗ．Ｍｉｌｌｅｒ，Ｉｎｔｒｏｄｕｃｔｉｏｎ ｔｏ Ａｄａｐｔｉｖｅ Ａｒｒａｙｓ，Ｎｅｗ Ｙｏｒｋ：Ｗｉｌｅｙ，１９８０。
［３５］Ｔ．Ｙｏｏ，Ｎ．Ｊｉｎｄａｌ，ａｎｄ Ａ．Ｇｏｌｄｓｍｉｔｈ，「Ｍｕｌｔｉ−ａｎｔｅｎｎａ ｂｒｏａｄｃａｓｔ ｃｈａｎｎｅｌｓ ｗｉｔｈ ｌｉｍｉｔｅｄ ｆｅｅｄｂａｃｋ ａｎｄ ｕｓｅｒ ｓｅｌｅｃｔｉｏｎ」，ＩＥＥＥ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｎ Ｓｅｌ．Ａｒｅａｓ ｉｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ｖｏｌ．２５，ｐｐ．１４７８〜９１，Ｊｕｌｙ ２００７。
［３６］Ｐ．Ｄｉｎｇ，Ｄ．Ｊ．Ｌｏｖｅ，ａｎｄ Ｍ．Ｄ．Ｚｏｌｔｏｗｓｋｉ，「Ｏｎ ｔｈｅ ｓｕｍ ｒａｔｅ ｏｆ ｃｈａｎｎｅｌ ｓｕｂｓｐａｃｅ ｆｅｅｄｂａｃｋ ｆｏｒ ｍｕｌｔｉ−ａｎｔｅｎｎａ ｂｒｏａｄｃａｓｔ ｃｈａｎｎｅｌｓ」，ｉｎ Ｐｒｏｃ．，ＩＥＥＥ Ｇｌｏｂｅｃｏｍ，ｖｏｌ．５，ｐｐ．２６９９〜２７０３，Ｎｏｖｅｍｂｅｒ ２００５。
［３７］Ｎ．Ｊｉｎｄａｌ，「ＭＩＭＯ ｂｒｏａｄｃａｓｔ ｃｈａｎｎｅｌｓ ｗｉｔｈ ｆｉｎｉｔｅ−ｒａｔｅ ｆｅｅｄｂａｃｋ」，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．ｏｎ Ｉｎｆｏ．Ｔｈｅｏｒｙ，ｖｏｌ．５２，ｐｐ．５０４５〜６０，Ｎｏｖｅｍｂｅｒ ２００６。
ＩＶ．マルチユーザスペクトルの計画的進化及び廃用化のためのシステム及び方法
高速無線サービスに対する高まる需要及び携帯電話加入者数の増加は、初期のアナログ音声サービス（ＡＭＰＳ［１〜２］）からデジタル音声（ＧＳＭ［３〜４］、ＩＳ−９５ ＣＤＭＡ［５］）、データトラフィック（ＥＤＧＥ［６］、ＥＶ−ＤＯ［７］）、及びインターネットブラウジング（ＷｉＦｉ［８〜９］、ＷｉＭＡＸ［１０〜１１］、３Ｇ［１２〜１３］、４Ｇ［１４〜１５］）をサポートする規格まで、過去３０年間にわたり無線産業において抜本的な技術革新をもたらしている。この３０年間にわたる無線技術の成長は、以下の２つの主要な取り組みによって可能になっている。
ｉ）Ｆｅｄｅｒａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｃｏｍｍｉｓｓｉｏｎ（ＦＣＣ）［１６］は、新たに現れた規格をサポートするために新しいスペクトルを割り当てている。例えば、ＡＭＰＳシステムの第１世代において、ＦＣＣによって割り当てられたチャンネルの数は１９８３年の当初３３３から１９８０年代後半の４１６へと増加して、セルラークライアント数の増加を支えた。より最近では、Ｗｉ−Ｆｉ、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ、及びＺｉｇＢｅｅなど技術の製品化は、かつて１９８５年にＦＣＣによって割り当てられた未認可ＩＳＭバンドの使用により可能になっている［１７］。
ｉｉ）無線産業は、限られた利用可能なスペクトルをより効率的に利用して、より高いデータ速度リンク及び加入者数の増加を支える、新たな技術を生み出してきた。無線の世界における１つの大きな革新は、１９９０年代におけるアナログＡＭＰＳシステムからデジタルＤ−ＡＭＰＳ及びＧＳＭへの移行であった。これにより、スペクトル効率が向上したために所定の周波数帯域に対してはるかに高い通話ボリュームが可能になった。別の根本的な変化は、以前の無線ネットワークのデータ速度を４倍向上させ、異なる規格で導入された（すなわち、Ｗｉ−ＦｉでＩＥＥＥ ８０２．１１ｎ、ＷｉＭＡＸではＩＥＥＥ ８０２．１６、４Ｇ−ＬＴＥでは３ＧＰＰ）、多重入力多重出力（ＭＩＭＯ）など空間処理技術によって２０００年代前半にもたらされた。
高速無線接続の解決法を提供しようとする取り組みにも関わらず、無線産業は、高解像度（ＨＤ）ビデオストリーミングを提供して、ゲームなどのサービスに対して高まる需要を満たし、あらゆる場所（無線バックボーンの構築に費用がかかり、非現実的である農村地帯を含む）で無線カバレージを提供するという新たな課題に直面している。現在、最先端の無線規格システム（すなわち、４Ｇ−ＬＴＥ）は、ＨＤストリーミングサービスをサポートするデータ速度要件及び待ち時間制約を提供することができない。これは、特にネットワークが大量の同時リンクで過負荷の場合に該当する。ここにおいても、主な欠点は、限定的なスペクトル可用性であり、データ速度を真に向上し、完全なカバレージを提供できる、スペクトル的に効率の良い技術の欠如であった。
近年、分散入力分散出力（ＤＩＤＯ）［１８〜２１］と呼ばれ、発明者らの以前の特許出願［０００２〜０００９］に記載されている新技術が出現した。ＤＩＤＯ技術では、スペクトル効率の数桁の増加が約束され、過負荷ネットワークにおけるＨＤ無線ストリーミングサービスを可能にする。
同時に、米国政府は今後１０年間にわたって５００ＭＨｚのスペクトルを開放する計画を進めることによりスペクトルの問題に対処している。この計画は、２０１０年６月２８日に発表され、新たな無線技術が新周波数帯域で作動し、都市部及び農村地帯で高速無線カバレッジを提供できるようにすることを目標とする［２２］。この計画の一環として、ＦＣＣは、２０１０年９月２３日に「ホワイトスペース」と呼ばれる約２００ＭＨｚのＶＨＦ及びＵＨＦスペクトルを未認可使用向けに開放した［２３］。これらの周波数帯域で作動するための１つの制約は、同じ帯域で作動している既存のワイヤレスマイクデバイスとの有害な干渉を生じさせてはいけないことである。したがって、２０１１年７月２２日に、ＩＥＥＥ ８０２．２２ワーキンググループは、スペクトルを動的にモニタし、使用可能な帯域で作動することにより共存する無線デバイスとの有害な干渉を回避することを主な特徴とする、コグニティブ無線技術（又はスペクトル検知）を使用する新たな無線システムの規格をまとめた［２４］。ごく最近になって、ホワイトスペースの一部を認可使用に割り当てて、周波数オークションに従ってこのホワイトスペースを開放するという議論がなされている［２５］。
同一周波数帯域内での未認可デバイスの共存及び未認可使用対認可使用のスペクトル競合は、ＦＣＣスペクトル割り当て計画にとって何年間にもわたる２つの重要課題であった。例えば、ホワイトスペースでは、ワイヤレスマイクと無線通信デバイスとの共存は、コグニティブ無線技術を通じて可能となっている。しかし、コグニティブ無線は、ＤＩＤＯなど空間処理を使用する他の技術のスペクトル効率のごく一部しか提供しない。同様に、Ｗｉ−Ｆｉシステムの性能は、アクセスポイント数及び同一未認可ＩＳＭバンドで作動し、未制御干渉をもたらすＢｌｕｅｔｏｏｔｈ／ＺｉｇＢｅｅデバイスの使用の増加により、過去１０年にわたって著しく劣化している。未認可スペクトルの欠点の１つは、今後数年間にわたって汚染し続けるであろう、ＲＦデバイスの無秩序な使用である。ＲＦ汚染は、未認可スペクトルが将来の認可作動に使用されることも阻止する。したがって、無線広帯域商用サービス及びスペクトルオークションの重要な市場機会を制限する。
本発明者らは、無線スペクトルを動的に割り当てて、異なるサービス及び規格の共存及び進化を可能にする新しいシステム及び方法を提案する。この方法の一実施形態は、スペクトルの特定部分で作動する資格をＲＦ送受信機に動的に割り当て、同一ＲＦデバイスを廃用化させて以下のことを実現できる。
ｉ）新しいタイプの無線操作（即ち、認可対未認可）を可能にする、及び／又は新たなＲＦ電力放出制限を満たすためのスペクトルの再構成可能性。この特徴により、認可スペクトル対未認可スペクトルの使用を事前に計画する必要なく、必要に応じてスペクトルオークションを開催できる。また、送信電力レベルを調整して、ＦＣＣから課せられる新電力放出レベルを満たすことができる。
ｉｉ）既存技術との干渉を回避しつつ、新技術の登場時に帯域を動的に再割り当てできるように、同一帯域内で作動する異なる技術（すなわち、ホワイトスペースと、ワイヤレスマイク、ＷｉＦｉ、及びＢｌｕｅｔｏｏｔｈ／ＺｉｇＢｅｅと）の共存。
ｉｉｉ）より高いスペクトル効率、より良好なカバレージ、及び向上した性能を提供して、より高いＱｏＳを要求する新しいタイプのサービス（すなわち、ＨＤビデオストリーミング）をサポートするより高度な技術へのシステムの移行時の無線インフラストラクチャのシームレスな進化。
これ以降、マルチユーザスペクトルの計画的進化及び廃用化のためのシステム及び方法を説明する。システムの一実施形態は、図４９に示すように、１つ又は複数の集中型プロセッサ（ＣＰ）４９０１〜４９０４と、有線又は無線接続を介して通信する１つ又は複数の分散ノード（ＤＮ）４９１１〜４９１３と、からなる。例えば、４Ｇ−ＬＴＥネットワーク［２６］の関連では、集中型プロセッサはいくつかのＮｏｄｅ Ｂ送受信機に接続されたアクセスコアゲートウェイ（ＡＣＧＷ）である。Ｗｉ−Ｆｉの関連では、集中型プロセッサはインターネットサービスプロバイダ（ＩＳＰ）であり、分散ノードは、モデム又はケーブル若しくはＤＳＬへの直接接続を通じてＩＳＰに接続されたＷｉ−Ｆｉアクセスポイントである。本発明の別の実施形態において、システムは、分散入力分散出力（ＤＩＤＯ）システム［０００２〜０００９］であり、１つの集中型プロセッサ（又はＢＴＳ）と、ＤＩＤＯアクセスポイント（又はＢＳＮを通じてＢＴＳに接続されたＤＩＤＯ分散型アンテナ）である分散ノードと、を備える。
ＤＮ ４９１１〜４９１３は、ＣＰ ４９０１〜４９０４と通信する。ＤＮからＣＰへと交換された情報を使用して、ネットワークアーキテクチャの発展的設計に合わせてノードの構成を動的に調整する。一実施形態では、ＤＮ ４９１１〜４９１３はＣＰと識別番号を共有する。ＣＰは、ネットワークを介して接続されている全てのＤＮの識別番号をルックアップテーブル又は共有テーブルに格納する。これらのルックアップテーブル又はデータベースは、他のＣＰと共有することができ、この情報は、全てのＣＰがネットワーク上の全てのＤＮに関する最新情報に常にアクセスできるように同期化される。
例えば、ＦＣＣは特定部分のスペクトルを未認可使用に割り当てることを決定することがあるが、提案されるシステムはそのスペクトル内で作動されるように設計できる。スペクトルが不足しているため、今後、ＦＣＣが、これらのスペクトルの一部を商業キャリア（すなわち、ＡＴ＆Ｔ、Ｖｅｒｉｚｏｎ、又はＳｐｒｉｎｔ）、防衛、又は公衆安全用途の認可使用に割り当てる必要があり得る。従来の無線システムでは、未認可帯域で作動する無線デバイスは、認可を受けたＲＦ送受信機に対して有害な干渉を生じさせるため、この共存は不可能である。本発明者らの提案するシステムでは、分散ノードがＣＰ ４９０１〜４９０３と制御情報を交換して、ＲＦ送信を発展的帯域計画に適合させる。一実施形態において、ＤＮ ４９１１〜４９１３は、本来、利用可能スペクトル内の異なる周波数帯域にわたって作動するように設計された。ＦＣＣがこのスペクトルの一部又は複数部分を認可操作に割り当てると、ＣＰは未認可ＤＮと制御情報を交換し、未認可ＤＮが認可ＤＮと干渉しないように、これらを再構成して認可使用向け周波数帯域を停止させる。このシナリオは図５０に示されており、未認可ノード（例えば、５００２）は黒丸で示され、認可ノード（例えば、５００１）は白丸で示される。別の実施形態において、スペクトル全体が新しい認可サービスに割り当てられることができ、制御情報は、ＣＰが全ての未認可ＤＮを停止させ、認可ＤＮとの干渉を回避するために使用される。このシナリオは図５１に示されており、廃用化された未認可ノードは十字記号で覆われる。
別の例として、ＦＣＣ露出制限［２７］を満たすために所定の周波数で作動する特定デバイスに関して電源放出を制限することが必要であり得る。例えば、無線システムは、本来、屋外屋上送受信機アンテナに接続されたＤＮ ４９１１〜４９１３との固定無線リンク用に設計され得る。後に、同一のシステムが、屋内ポータブルアンテナを含むＤＮをサポートしてより良好な屋内カバレッジを提供するように更新されてよい。携帯デバイスのＦＣＣ露出制限は、人体により近接する可能性があるため、屋上送信機よりも厳しい。この場合、屋外用途に設計された旧式のＤＮは、送信電力設定が調整される限り、屋内用途に再利用できる。本発明の一実施形態において、ＤＮは所定の複数組の送信電力レベルで設計され、ＣＰ ４９０１〜４９０３はＤＮ ４９１１〜４９１３に制御情報を送信して、システムのアップグレード時に新しい電力レベルを選択し、これにより、ＦＣＣ露出制限を満たす。別の実施形態において、ＤＮは１つの電力放出設定のみで製造され、新しい電力放出レベルを超えるこれらのＤＮはＣＰによってリモートで停止される。
一実施形態において、ＣＰ ４９０１〜４９０３はネットワーク内の全てのＤＮ ４９１１〜４９１３を定期的にモニタして、特定の規格に従ってＲＦ送受信機として作動する資格を定義する。最新ではないこれらのＤＮは、廃止と表示され、ネットワークから除去され得る。例えば、現在の電力制限及び周波数帯域内で作動するＤＮはネットワーク内でアクティブのままであり、他の全ては停止される。ＣＰによって制御されるＤＮパラメータは電力放出及び周波数帯域に限定されるものではなく、ＤＮとクライアントデバイスとの間の無線リンクを定義する任意のパラメータであり得ることに留意されたい。
本発明の別の実施形態において、ＤＮ ４９１１〜４９１３は再構成されて、同一スペクトル内での異なる規格のシステムを共存を可能にすることができる。例えば、ＷＬＡＮの関連で作動する特定のＤＮの電力放出、周波数帯域、又は他の構成パラメータは、有害な干渉を回避しつつ、ＷＰＡＮ用途に設計された新たなＤＮの導入に適合するように調整されることができる。
無線ネットワーク内でのデータ速度及びカバレッジを向上させるために新しい無線規格が定められると、ＤＮ ４９１１〜４９１３はこれらの規格をサポートするように更新され得る。一実施形態において、ＤＮは、ベースバンド信号処理用アルゴリズムを実行するＦＰＧＡ、ＤＳＰ、ＣＰＵ、ＧＰＵ及び／又はＧＰＧＰＵなどプログラム可能な計算機能を備えるソフトウェア無線（ＳＤＲ）である。規格がアップグレードされた場合、新しいベースバンドアルゴリズムがＣＰからＤＮにリモートでアップロードされて新しい規格を反映する。例えば、一実施形態において、最初の規格がＣＤＭＡベースであり、続いて、その代わりにＯＦＤＭ技術が使用されるようになり、異なるタイプのシステムをサポートする。同様に、サンプルレート、電力、及び他のパラメータがＤＮにリモートで更新され得る。このＤＮのＳＤＲ機能により、新技術の開発時にネットワークを継続的にアップグレードして、システム性能全体を向上できる。
別の実施形態において、本明細書に記載のシステムは、複数のＣＰと、分散ノードと、ＣＰをＤＮに相互接続するネットワークと、からなるクラウド無線システムである。図５２は、クラウド無線システムの一例を示しており、黒丸で識別されるノード（例えば、５２０３）がＣＰ ５２０６と通信し、白丸で識別されるノードがＣＰ ５２０５と通信し、ＣＰ ５２０５〜５２０６は、ネットワーク５２０１を通してずっと互いに通信する。本発明の一実施形態において、クラウド無線システムはＤＩＤＯシステムであり、ＤＮはＣＰに接続されており、情報を交換してシステムパラメータを定期的に、又は直ちにシステムパラメータを再構成し、動的に調整して無線アーキテクチャの変化する状態に合わせる。ＤＩＤＯシステムにおいて、ＣＰはＤＩＤＯ ＢＴＳであり、分散ノードはＤＩＤＯ分散型アンテナであり、ネットワークはＢＳＮであり、複数のＢＴＳは本発明者らの以前の特許出願［０００２〜０００９］で説明したようにＤＩＤＯ集中型プロセッサを介して互いに相互接続されている。
クラウド無線システム内の全てのＤＮ ５２０２〜５２０３は異なる組にグループ分けできる。これらの組のＤＮは、各組が異なる多重アクセス技術（例えば、ＴＤＭＡ、ＦＤＭＡ、ＣＤＭＡ、ＯＦＤＭＡ、及び／又はＳＤＭＡ）、異なる変調（例えば、ＱＡＭ、ＯＦＤＭ）、及び／又は符号化方式（例えば、畳み込み符号化、ＬＤＰＣ、ターボ符号）をサポートしつつ、多数のクライアントデバイスに対して非干渉無線リンクを同時に作成できる。同様に、あらゆるクライアントは、異なる多重アクセス技術及び／又は異なる変調／符号化方式でサービスを供給されてよい。ＣＰ ５２０５〜５２０６は、システム内のアクティブクライアント及びこれらが無線リンクに導入する規格に基づいて、これらの規格をサポートでき、クライアントデバイスの範囲内であるＤＮの部分集合を動的に選択する。
参考文献
［１］Ｗｉｋｉｐｅｄｉａ，「Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｍｏｂｉｌｅ Ｐｈｏｎｅ Ｓｙｓｔｅｍ」
ｈｔｔｐ：／／ｅｎ．ｗｉｋｉｐｅｄｉａ．ｏｒｇ／ｗｉｋｉ／Ａｄｖａｎｃｅｄ＿Ｍｏｂｉｌｅ＿Ｐｈｏｎｅ＿Ｓｙｓｔｅｍ
［２］ＡＴ＆Ｔ，「１９４６：Ｆｉｒｓｔ Ｍｏｂｉｌｅ Ｔｅｌｅｐｈｏｎｅ Ｃａｌｌ」
ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｃｏｒｐ．ａｔｔ．ｃｏｍ／ａｔｔｌａｂｓ／ｒｅｐｕｔａｔｉｏｎ／ｔｉｍｅｌｉｎｅ／４６ｍｏｂｉｌｅ．ｈｔｍｌ
［３］ＧＳＭＡ，「ＧＳＭ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ」
ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｇｓｍｗｏｒｌｄ．ｃｏｍ／ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ／ｉｎｄｅｘ．ｈｔｍ
［４］ＥＴＳＩ，「Ｍｏｂｉｌｅ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ ＧＳＭ」
ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｅｔｓｉ．ｏｒｇ／ＷｅｂＳｉｔｅ／Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ／ｇｓｍ．ａｓｐｘ
［５］Ｗｉｋｉｐｅｄｉａ，「ＩＳ−９５」
ｈｔｔｐ：／／ｅｎ．ｗｉｋｉｐｅｄｉａ．ｏｒｇ／ｗｉｋｉ／ＩＳ−９５
［６］Ｅｒｉｃｓｓｏｎ，「Ｔｈｅ ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ ｏｆ ＥＤＧＥ」
ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｅｒｉｃｓｓｏｎ．ｃｏｍ／ｒｅｓ／ｄｏｃｓ／ｗｈｉｔｅｐａｐｅｒｓ／ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ＿ｔｏ＿ｅｄｇｅ．ｐｄｆ
［７］Ｑ．Ｂｉ（２００４−０３）．「Ａ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｌｉｎｋ Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ Ｓｔｕｄｙ ｏｆ ｔｈｅ １ｘＥＶ−ＤＯ Ｒｅｌ．０ Ｓｙｓｔｅｍ Ｕｓｉｎｇ Ｆｉｅｌｄ Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔｓ ａｎｄ Ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｓ」（ＰＤＦ）．ＬｕｃｅｎｔＴｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ。
ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｃｄｇ．ｏｒｇ／ｒｅｓｏｕｒｃｅｓ／ｗｈｉｔｅ＿ｐａｐｅｒｓ／ｆｉｌｅｓ／Ｌｕｃｅｎｔ％２０１ｘＥＶ−ＤＯ％２０Ｒｅｖ％２０Ｏ％２０Ｍａｒ％２００４．ｐｄｆ
［８］Ｗｉ−Ｆｉ ａｌｌｉａｎｃｅ，ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｗｉ−ｆｉ．ｏｒｇ／
［９］Ｗｉ−Ｆｉ ａｌｌｉａｎｃｅ，「Ｗｉ−Ｆｉ ｃｅｒｔｉｆｉｅｄ ｍａｋｅｓ ｉｔ Ｗｉ−Ｆｉ」
ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｗｉ−ｆｉ．ｏｒｇ／ｆｉｌｅｓ／ＷＦＡ＿Ｃｅｒｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ＿Ｏｖｅｒｖｉｅｗ＿ＷＰ＿ｅｎ．ｐｄｆ
［１０］ＷｉＭＡＸ ｆｏｒｕｍ，ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｗｉｍａｘｆｏｒｕｍ．ｏｒｇ／
［１１］Ｃ．Ｅｋｌｕｎｄ，Ｒ．Ｂ．Ｍａｒｋｓ，Ｋ．Ｌ．Ｓｔａｎｗｏｏｄ ａｎｄ Ｓ．Ｗａｎｇ，「ＩＥＥＥ Ｓｔａｎｄａｒｄ ８０２．１６：Ａ Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｏｖｅｒｖｉｅｗ ｏｆ ｔｈｅ ＷｉｒｅｌｅｓｓＭＡＮ（商標）Ａｉｒ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ ｆｏｒ Ｂｒｏａｄｂａｎｄ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ａｃｃｅｓｓ」
ｈｔｔｐ：／／ｉｅｅｅ８０２．ｏｒｇ／１６／ｄｏｃｓ／０２／Ｃ８０２１６−０２＿０５．ｐｄｆ
［１２］３ＧＰＰ，「ＵＭＴＳ」，ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．３ｇｐｐ．ｏｒｇ／ａｒｔｉｃｌｅ／ｕｍｔｓ
［１３］Ｈ．Ｅｋｓｔｒｏｍ，Ａ．Ｆｕｒｕｓｋａｒ，Ｊ．Ｋａｒｌｓｓｏｎ，Ｍ．Ｍｅｙｅｒ，Ｓ．Ｐａｒｋｖａｌｌ，Ｊ．Ｔｏｒｓｎｅｒ，ａｎｄ Ｍ．Ｗａｈｌｑｖｉｓｔ「Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｓｏｌｕｔｉｏｎｓ ｆｏｒ ｔｈｅ ３Ｇ Ｌｏｎｇ−Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ」，ＩＥＥＥ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｍａｇａｚｉｎｅ，ｐｐ．３８〜４５，Ｍａｒ．２００６
［１４］３ＧＰＰ，「ＬＴＥ」，ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．３ｇｐｐ．ｏｒｇ／ＬＴＥ
［１５］Ｍｏｔｏｒｏｌａ，「Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ（ＬＴＥ）：Ａ Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｏｖｅｒｖｉｅｗ」，ｈｔｔｐ：／／ｂｕｓｉｎｅｓｓ．ｍｏｔｏｒｏｌａ．ｃｏｍ／ｅｘｐｅｒｉｅｎｃｅｌｔｅ／ｐｄｆ／ＬＴＥＴｅｃｈｎｉｃａｌＯｖｅｒｖｉｅｗ．ｐｄｆ
［１６］Ｆｅｄｅｒａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｃｏｍｍｉｓｓｉｏｎ，「Ａｕｔｈｏｒｉｚａｔｉｏｎ ｏｆ Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｓｙｓｔｅｍｓ Ｕｎｄｅｒ Ｐａｒｔｓ １５ ａｎｄ ９０ ｏｆ ｔｈｅ ＦＣＣ Ｒｕｌｅｓ ａｎｄ Ｒｅｇｕｌａｔｉｏｎｓ」，Ｊｕｎｅ １９８５
［１７］ＩＴＵ，「ＩＳＭ ｂａｎｄ」 ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｉｔｕ．ｉｎｔ／ＩＴＵ−Ｒ／ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ／ｆａｑ／ｉｎｄｅｘ．ｈｔｍｌ＃ｇ０１３
［１８］Ｓ．Ｐｅｒｌｍａｎ ａｎｄ Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ 「Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ−ｉｎｐｕｔ ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ−ｏｕｔｐｕｔ（ＤＩＤＯ）ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ：ａ ｎｅｗ ａｐｐｒｏａｃｈ ｔｏ ｍｕｌｔｉｕｓｅｒ ｗｉｒｅｌｅｓｓ」，Ａｕｇ．２０１１
ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｒｅａｒｄｅｎ．ｃｏｍ／ＤＩＤＯ／ＤＩＤＯ＿Ｗｈｉｔｅ＿Ｐａｐｅｒ＿１１０７２７．ｐｄｆ
［１９］Ｂｌｏｏｍｂｅｒｇ Ｂｕｓｉｎｅｓｓｗｅｅｋ，「Ｓｔｅｖｅ Ｐｅｒｌｍａｎ’ｓ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｆｉｘ」，Ｊｕｌｙ ２７，２０１１
ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｂｕｓｉｎｅｓｓｗｅｅｋ．ｃｏｍ／ｍａｇａｚｉｎｅ／ｔｈｅ−ｅｄｉｓｏｎ−ｏｆ−ｓｉｌｉｃｏｎ−ｖａｌｌｅｙ−０７２７２０１１．ｈｔｍｌ
［２０］Ｗｉｒｅｄ，「Ｈａｓ ＯｎＬｉｖｅ’ｓ Ｓｔｅｖｅ Ｐｅｒｌｍａｎ Ｄｉｓｃｏｖｅｒｅｄ Ｈｏｌｙ Ｇｒａｉｌ ｏｆ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ？」，Ｊｕｎｅ ３０，２０１１
ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｗｉｒｅｄ．ｃｏｍ／ｅｐｉｃｅｎｔｅｒ／２０１１／０６／ｐｅｒｌｍａｎ−ｈｏｌｙ−ｇｒａｉｌ−ｗｉｒｅｌｅｓｓ／
［２１］Ｔｈｅ Ｗａｌｌ Ｓｔｒｅｅｔ Ｊｏｕｒｎａｌ「Ｓｉｌｉｃｏｎ Ｖａｌｌｅｙ Ｉｎｖｅｎｔｏｒ’ｓ Ｒａｄｉｃａｌ Ｒｅｗｒｉｔｅ ｏｆ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ」，Ｊｕｌｙ ２８，２０１１
ｈｔｔｐ：／／ｂｌｏｇｓ．ｗｓｊ．ｃｏｍ／ｄｉｇｉｔｓ／２０１１／０７／２８／ｓｉｌｉｃｏｎ−ｖａｌｌｅｙ−ｉｎｖｅｎｔｏｒｓ−ｒａｄｉｃａｌ−ｒｅｗｒｉｔｅ−ｏｆ−ｗｉｒｅｌｅｓｓ／
［２２］Ｔｈｅ Ｗｈｉｔｅ Ｈｏｕｓｅ，「Ｐｒｅｓｉｄｅｎｔｉａｌ Ｍｅｍｏｒａｎｄｕｍ：Ｕｎｌｅａｓｈｉｎｇ ｔｈｅ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｂｒｏａｄｂａｎｄ Ｒｅｖｏｌｕｔｉｏｎ」，Ｊｕｎｅ ２８，２０１０
ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｗｈｉｔｅｈｏｕｓｅ．ｇｏｖ／ｔｈｅ−ｐｒｅｓｓ−ｏｆｆｉｃｅ／ｐｒｅｓｉｄｅｎｔｉａｌ−ｍｅｍｏｒａｎｄｕｍ−ｕｎｌｅａｓｈｉｎｇ−ｗｉｒｅｌｅｓｓ−ｂｒｏａｄｂａｎｄ−ｒｅｖｏｌｕｔｉｏｎ
［２３］ＦＣＣ，「Ｏｐｅｎ ｃｏｍｍｉｓｓｉｏｎ ｍｅｅｔｉｎｇ」，Ｓｅｐｔ．２３rd，２０１０
ｈｔｔｐ：／／ｒｅｂｏｏｔ．ｆｃｃ．ｇｏｖ／ｏｐｅｎ−ｍｅｅｔｉｎｇｓ／２０１０／ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ
［２４］ＩＥＥＥ ８０２．２２，「ＩＥＥＥ ８０２．２２ Ｗｏｒｋｉｎｇ Ｇｒｏｕｐ ｏｎ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｒｅｇｉｏｎａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋｓ」，ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｉｅｅｅ８０２．ｏｒｇ／２２／
［２５］「Ａ ｂｉｌｌ」，１１２ｔｈ ｃｏｎｇｒｅｓｓ，１st ｓｅｓｓｉｏｎ，Ｊｕｌｙ １２，２０１１
ｈｔｔｐ：／／ｒｅｐｕｂｌｉｃａｎｓ．ｅｎｅｒｇｙｃｏｍｍｅｒｃｅ．ｈｏｕｓｅ．ｇｏｖ／Ｍｅｄｉａ／ｆｉｌｅ／Ｈｅａｒｉｎｇｓ／Ｔｅｌｅｃｏｍ／０７１５１１／ＤｉｓｃｕｓｓｉｏｎＤｒａｆｔ．ｐｄｆ
［２６］Ｈ．Ｅｋｓｔｒｏｍ，Ａ．Ｆｕｒｕｓｋａｒ，Ｊ．Ｋａｒｌｓｓｏｎ，Ｍ．Ｍｅｙｅｒ，Ｓ．Ｐａｒｋｖａｌｌ，Ｊ．Ｔｏｒｓｎｅｒ，ａｎｄ Ｍ．Ｗａｈｌｑｖｉｓｔ「Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｓｏｌｕｔｉｏｎｓ ｆｏｒ ｔｈｅ ３Ｇ Ｌｏｎｇ−Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ」，ＩＥＥＥ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｍａｇａｚｉｎｅ，ｐｐ．３８〜４５，Ｍａｒ．２００６
［２７］ＦＣＣ，「Ｅｖａｌｕａｔｉｎｇ ｃｏｍｐｌｉａｎｃｅ ｗｉｔｈ ＦＣＣ ｇｕｉｄｅｌｉｎｅｓ ｆｏｒ ｈｕｍａｎ ｅｘｐｏｓｕｒｅ ｔｏ ｒａｄｉｏｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ ｆｉｅｌｄｓ」，ＯＥＴ Ｂｕｌｌｅｔｉｎ ６５，Ｅｄｉｔｉｏｎ ９７−０１，Ａｕｇ．１９９７
Ｖ．分散入力分散出力無線システムにおけるドップラー効果を補正するためのシステム及び方法
この部分の発明を実施するための最良の形態においては、適応的にそのパラメータを再構成して、ユーザ移動性又は伝播環境の変化によるドップラー効果を補正するマルチユーザ無線送信のためのマルチユーザ（ＭＵ）多重アンテナシステム（ＭＡＳ）を説明する。
一実施形態において、ＭＡＳは、同時係属の特許出願［０００２〜００１６］で説明し、図５３に示すように、分散入力分散出力（ＤＩＤＯ）システムである。一実施形態のＤＩＤＯシステムは、以下の構成要素を含む。
・ユーザ機器（ＵＥ）：一実施形態のＵＥ ５３０１は、ダウンリンク（ＤＬ）チャンネル上でＤＩＤＯバックホールからデータストリームを受信し、アップリンク（ＵＬ）チャンネルを介してＤＩＤＯバックホールにデータを送信する、固定又はモバイルクライアント用ＲＦ送受信機を含む。
・基地送受信機局（ＢＴＳ）：一実施形態のＢＴＳ ５３１０〜５３１４は、ＤＩＤＯバックホール及び無線チャンネルのインタフェースとなる。ＢＴＳ ５３１０〜５３１４は、ベースバンド信号をＲＦに変換する、ＤＡＣ／ＡＤＣ及び高周波（ＲＦ）チェーンからなるアクセスポイントである。場合によっては、ＢＴＳは、電力増幅器／アンテナを備える単純なＲＦ送受信機であり、ＲＦ信号は、本発明者らの特許出願で説明するようにＲＦ−ｏｖｅｒ−ｆｉｂｅｒ技術を通じてＢＴＳに伝送される。
・コントローラ（ＣＴＲ）：一実施形態におけるＣＴＲ ５３２０は、ＢＴＳ及び／又はＵＥの時間／周波数同期用トレーニング信号の送信、ＵＥに対する制御信号の送受信、ＵＥからのチャンネル状態情報（ＣＳＩ）又はチャンネル品質情報の受信など特定の専用機能向けに設計された、ある特定タイプのＢＴＳである。
・集中型プロセッサ（ＣＰ）：一実施形態のＣＰ ５３４０は、インターネット又は他のタイプの外部ネットワーク５３５０及びＤＩＤＯバックホールのインタフェースとなる、ＤＩＤＯサーバである。ＣＰは、ＤＩＤＯベースバンド処理を計算し、ＤＬ送信のために分散型ＢＴＳに波形を送信する。
・基地局ネットワーク（ＢＳＮ）：一実施形態のＢＳＮ ５３３０は、ＤＬチャンネル又はＵＬチャンネルのいずれかのために情報を伝送する分散型ＢＴＳにＣＰを接続するネットワークである。ＢＳＮは、有線ネットワーク、無線ネットワーク、又はこれら２つの組合せである。例えば、ＢＳＮは、ＤＳＬ、ケーブル、光ファイバネットワーク、又はｌｉｎｅ−ｏｆ−ｓｉｇｈｔ若しくはｎｏｎ−ｌｉｎｅ−ｏｆ−ｓｉｇｈｔ無線リンクである。更に、ＢＳＮは固有ネットワーク、又はローカルエリアネットワーク、又はインターネットである。
同時係属出願に記載するように、ＤＩＤＯシステムは、各ユーザが干渉のないチャンネルを受信できるように複数のユーザに対して独立したチャンネルを作成する。ＤＩＤＯシステムでは、分散型アンテナ又はＢＴＳを使用して空間ダイバーシティを利用することにより達成される。一実施形態において、ＤＩＤＯシステムは、空間ダイバーシティ、偏波ダイバーシティ、及び／又はパターンダイバーシティを使用して各チャンネル内の自由度を増加させる。無線リンクの増加した自由度は、増加した数のＵＥ（すなわち、多重化利得）への独立したデータストリームの送信及び／又はカバレージ（すなわち、ダイバーシティ利得）の向上に使用される。
ＢＴＳ ５３１０〜５３１４は、インターネット又はＢＳＮへのアクセスが存在する便利な任意の場所に配置される。本発明の一実施形態において、ＵＥ ５３０１〜５３０５は、図５４に示すように、ＢＴＳ又は分散型アンテナの間、これらの周囲、及び／又はこれらに囲まれるようにランダムに配置される。
一実施形態において、ＢＴＳ ５３１０〜５３１４は、図５５に示すように、ＤＬチャンネル上でトレーニング信号及び／又は独立したデータストリームをＵＥ ５３０１に送信する。トレーニング信号は、ＵＥが、時間／周波数同期、チャンネル推定、及び／又はチャンネル状態情報（ＣＳＩ）の推定など異なる目的で使用する。本発明の一実施形態において、ＭＵ−ＭＡＳ ＤＬは、ダーティーペーパー符号化（ＤＰＣ）［１〜２］又はＴｏｍｌｉｎｓｏｎ−Ｈａｒａｓｈｉｍａ（ＴＨ）［３〜４］事前符号化など非線形事前符号化を利用する。本発明の別の実施形態において、ＭＵ−ＭＡＳ ＤＬは、本発明者らの同時係属特許出願に記載するようなブロック対角化（ＢＤ）［０００３〜０００９］又はゼロフォーシングビームフォーミング（ＺＦ−ＢＦ）［５］など非線形事前符号化を利用する。ＢＴＳの数がＵＥよりも大きい場合、追加のＢＴＳが使用されて、［０００２〜００１６］に記載のアンテナ選択又は固有モード選択などダイバーシティ方式を通じてあらゆるＵＥに対するリンク品質を増加する。ＢＴＳの数がＵＥよりも小さい場合、追加のＵＥが、従来の多重化技術（例えば、ＴＤＭＡ、ＦＤＭＡ、ＣＤＭＡ、ＯＦＤＭＡ）を通じて他のＵＥと無線リンクを共有する。
ＵＬチャンネルは、ＵＥ ５３０１からＣＰ ５３４０へのデータ送信、及び／又はＤＩＤＯ事前符号化器によって使用されるＣＳＩ（又はチャンネル品質情報）の送信に使用される。一実施形態において、ＵＥからのＵＬチャンネルは、従来の多重化技術（例えば、ＴＤＭＡ、ＦＤＭＡ、ＣＤＭＡ、ＯＦＤＭＡ）を通じて、図５６に示すようにＣＴＲに、又は最も近いＢＴＳに多重化される。本発明の別の実施形態において、図５７に示すように、空間処理技術が使用されて、ＵＥ ５３０１からのＵＬチャンネルを分散型ＢＴＳ ５３１０〜５３１４に分離させる。例えば、ＵＬストリームは、多重入力多重出力（ＭＩＭＯ）多重化方式を通じてＤＩＤＯアンテナにクライアントから送信される。ＭＩＭＯ多重化方式は、クライアントからの独立したデータストリームの送信と、ＤＩＤＯアンテナにおける線形又は非線形受信機の使用による同一チャンネル干渉の排除と、を含む。別の実施形態において、ＵＬ／ＤＬチャンネル相互関係が持続され、チャンネルは、ドップラー効果によりＤＬ送信とＵＬ送信との間であまり大幅に変化しないと仮定して、ダウンリンク重みをアップリンクにわたって使用して、アップリンクストリームを復調させる。別の実施形態において、ＵＬチャンネル上で最大比合成（ＭＲＣ）受信機が使用されて、ＤＩＤＯアンテナにおいてあらゆるクライアントからの信号品質を増加させる。
ＤＬ／ＵＬチャンネル上で送信されるデータ、制御情報、及びＣＳＩは、ＢＳＮ ５３３０を介してＣＰ ５３４０とＢＴＳ ５３１０〜５３１４との間で共有される。ＤＬチャンネルの既知のトレーニング信号はＢＴＳ ５３１０〜５３１４においてメモリに保存されて、ＢＳＮ ５３３０上のオーバヘッドを低減することができる。ネットワークのタイプに応じて（すなわち、無線対有線、ＤＳＬ対ケーブル又は光ファイバ）、ＣＰ ５３４０とＢＴＳ ５３１０〜５３１４との間で情報を交換するために利用可能なデータ速度がＢＳＮ ５３３０上で十分ではないことがあり得る（特に、ベースバンド信号がＢＴＳに送達される場合）。例えば、ＢＴＳが、５ＭＨｚ帯域幅上であらゆるＵＥに１０Ｍｂｐｓの独立したデータストリームを送信する（無線リンク上で使用されるデジタル変調及びＦＥＣ符号化方式に応じて）と仮定する。実数部に１６ビットの量子化が使用され、虚数部に１６が使用される場合、ベースバンド信号には、ＢＳＮ上でＣＰからＢＴＳまで１６０Ｍｂｐｓのデータ収量が必要である。一実施形態において、ＣＰ及びＢＴＳには、ＢＳＮ上で送信された情報を圧縮するための符号化器及びこれらの情報を解凍するための復号化器が装備されている。送信リンクでは、ＣＰからＢＴＳに送信された事前符号化ベースバンドデータが圧縮されて、ＢＳＮ上で送信されるビット量及びオーバヘッドを低減する。同様に、逆方向リンクでは、ＢＴＳからＣＰへとＢＳＮ上で送信される前に、ＣＳＩ並びにデータ（ＵＥからＢＴＳへとアップリンクチャンネル上で送信される）が圧縮される。ＢＳＮ上で送信されるビット量及びオーバヘッドを低減するために、無損失技術及び／又は損失技術［６］が含まれるが、これらに限定されない異なる圧縮アルゴリズムが使用される。
一実施形態において使用されるＤＩＤＯシステムの１つの特徴は、ＣＰ ５３４０に全てのＢＴＳ ５３１０５３１４とＵＥ ５３０１との間のＣＳＩ又はチャンネル品質情報を認識させて事前符号化を可能にすることである。説明したように、ＤＩＤＯの性能は、無線リンクの変化率に対してＣＳＩがＣＰに送達される速度に依存する。チャンネル複素利得の変動は、ＵＥ移動度及び／又はドップラー効果を引き起こす伝播環境の変化によるものであることが公知である。チャンネルの変化率は、最大ドップラーシフトに反比例するチャンネル可干渉時間（Ｔc）の観点から測定される。ＤＩＤＯ送信を確実に実行するためには、ＣＳＩフィードバックによる待ち時間がチャンネル可干渉時間に対してわずか（例えば、１／１０以下）である必要がある。一実施形態において、ＣＳＩフィードバックループでの待ち時間は、図５８に示すように、ＣＳＩトレーニングの送信時間と、事前符号化データのＵＥ側での復調時間との差の時間として測定される。
周波数分割複信（ＦＤＤ）ＤＩＤＯシステムにおいては、ＢＴＳ ５３１０〜５３１４はＣＳＩトレーニングをＵＥ ５３０１に送信し、ＵＥ ５３０１はＣＳＩを推定し、ＢＴＳにフィードバックする。次に、ＢＴＳはＢＳＮを介してＣＳＩをＣＰ ５３４０に送信し、ＣＰ ５３４０は、ＤＩＤＯ事前符号化データストリームを計算し、ＢＳＮ ５３３０を介してこれらをＢＴＳに戻す。最後に、ＢＴＳは、データを復調するＵＥに事前符号化ストリームを送信する。図５８を参照すると、ＤＩＤＯフィードバックの総待ち時間は以下によって示される。
２*ＴDL＋ＴUL＋ＴBSN＋ＴCP
式中、ＴDLは、ダウンリンクフレームの構築、送信、及び処理を行う時間を含み、ＴULは、アップリンクフレームの構築、送信、及び処理を行う時間を含み、ＴBSNは、ＢＳＮ上での往復待ち時間であり、ＴCPは、ＣＰがＣＳＩを処理し、ＵＥのために事前符号化データストリームを生成し、現在の送信に関して異なるＵＥの予定を決定するためにかかる時間である。この場合、ＴDLは、トレーニング信号時間（ＢＴＳからＵＥへ）及びフィードバック信号時間（ＵＥからＢＴＳへ）に相当させるために２を乗じる。時分割複信（ＴＤＤ）では、チャンネル相互関係が利用可能な場合、ＵＥは、ＣＳＩを計算し、それをＣＰに送信するＢＴＳにＣＳＩトレーニングを送信するため、最初の段階が省略される（すなわち、ＢＴＳからＵＥにＣＳＩトレーニング信号を送信する）。したがって、この実施形態において、ＤＩＤＯフィードバックループの総待ち時間は、以下の通りである。
ＴDL＋ＴUL＋ＴBSN＋ＴCP
待ち時間ＴBSNは、ＢＳＮのタイプ（専用ケーブル、ＤＳＬ、光ファイバ接続、又は一般インターネットかどうか）に依存する。典型的な値は、１ｍｓｅｃの何分のいくつかと５０ｍｓｅｃとの間で変化し得る。ＣＰでの計算時間は、ＤＩＤＯ処理がＣＰにおいてＡＳＩＣ、ＦＰＧＡ、ＤＳＰ、ＣＰＵ、ＧＰＵ及び／又はＧＰＧＰＵなど専用プロセッサで実行される場合、短縮できる。更に、ＢＴＳ ５３１０〜５３１４の数がＵＥ ５３０１の数を超える場合、全てのＵＥは、マルチユーザ予定決定により同一時間にサービスが提供され、それにより待ち時間を除去することができる。したがって、待ち時間ＴCPはＴBSNと比較して取るに足りないものである。最終的に、ＤＬ及びＵＬの送信処理及び受信処理は、典型的には、取るに足らない計算時間でＡＳＩＣ、ＦＰＧＡ、又はＤＳＰで実行され、信号帯域幅が比較的大きい（例えば、１ＭＨｚ超）場合には、フレーム時間を非常に小さく（すなわち、１ｍｓｅｃ未満）にすることができる。したがって、ＴDL及びＴULもまた、ＴBSNと比較して取るに足りないものである。
本発明の一実施形態において、ＣＰ ５３４０は全てのＵＥ ５３０１のドップラー速度を追跡し、ＢＴＳ ５３１０〜５３１４を最低のＴBSNでより高いドップラーのＵＥに動的に割り当てる。このアダプテーションは、以下の異なる基準に基づいている。
・ＢＳＮのタイプ：例えば、専用光ファイバリンクは、典型的には、ケーブルモデム又はＤＳＬよりも低い待ち時間を経験する。その結果、より低い待ち時間のＢＳＮは高移動度ＵＥ（例えば、高速道路上の自動車、電車）に使用されるが、より高い待ち時間のＢＳＮは、固定無線又は低移動度ＵＥ（例えば、宅内機器、歩行者、住宅地域の自動車）に使用される。
・ＱｏＳのタイプ：例えば、ＢＳＮは異なるタイプのＤＩＤＯトラフィック又は非ＤＩＤＯトラフィックをサポートできる。異なるタイプのトラフィックに対して異なる優先度でサービス品質（ＱｏＳ）を定義することが可能である。例えば、ＢＳＮは、ＤＩＤＯトラフィックに高優先度を割り当て、非ＤＩＤＯトラフィックには低優先度を割り当てる。あるいは、高優先度のＱｏＳは高移動度ＵＥのトラフィックに割り当てられ、低優先度のＱｏＳは低移動度のＵＥに割り当てられる。
・長期統計：例えば、ＢＳＮ上のトラフィックは、時刻に応じて著しく変化することがある（例えば、家庭の夜間使用及び事務所の日中使用）。より高いトラフィック負荷は、より高い待ち時間をもたらし得る。その結果、異なる時刻において、高トラフィックのＢＳＮは、より高い待ち時間をもたらす場合、低移動度ＵＥに使用されるが、低トラフィックのＢＳＮは、より低い待ち時間をもたらす場合、高移動度ＵＥに使用される。
・短期統計：例えば、いずれのＢＳＮもより高い待ち時間をもたらし得る一時的なネットワークの輻輳の影響を受けることがある。その結果、輻輳がより高い待ち時間をもたらす場合は低移動度ＵＥ及び残りのＢＳＮのために、これらがより低い待ち時間の場合には高移動度ＵＥのために、ＣＰは、輻輳が発生したＢＳＮから適応的にＢＴＳを選択することができる。
本発明の別の実施形態において、ＢＴＳ ５３１０〜５３１４は、個々のＢＴＳ−ＵＥリンクで経験されたドップラーに基づいて選択される。例えば、図５９のｌｉｎｅ−ｏｆ−ｓｉｇｈｔ（ＬＯＳ）リンクＢでは、最大ドップラーシフトは、以下の公知の方程式に従って、ＢＴＳ−ＵＥリンクと車速（ｖ）との角度（φ）の関数である。
式中、λは搬送周波数に対応する波長である。したがって、ＬＯＳチャンネルにおいて、ドップラーシフトは、図５９のリンクＡについて最大であり、リンクＣについてはほぼゼロである。非ＬＯＳ（ＮＬＯＳ）では、最大ドップラーシフトはＵＥの周囲の多経路の方向に基づくが、一般に、ＤＩＤＯシステムにおけるＢＴＳは分散型であるという性質のため、一部のＢＴＳは、所定のＵＥ（例えば、ＢＴＳ ５３１２）についてより高いドップラーを経験するが、他のＢＴＳは所定のＵＥ（例えば、ＢＴＳ ５３１４）についてより低いドップラーを経験するであろう。
一実施形態において、ＣＰは、あらゆるＢＴＳ−ＵＥリンク上でドップラー速度を追跡し、あらゆるＵＥに関して最低のドップラー効果を有するリンクのみを選択する。本明細書に記載の技術と同様に、ＣＰ ５３４０は、あらゆるＵＥ ５３０１に対して「ユーザクラスター」を定義する。ユーザクラスターは、図６０に示すように、ＵＥに対して良好なリンク品質（特定の信号対雑音比、ＳＮＲ、閾値に基づいて定義される）及び低ドップラー（例えば、所定のドップラー閾値に基づいて定義される）を有するＢＴＳの組である。図６０では、ＢＴＳ ５〜１０の全てがＵＥ１に対して良好なＳＮＲを有するが、ＢＴＳ ６〜９のみが低ドップラー効果（例えば、指定閾値未満）を経験する。
この実施形態のＣＰは、あらゆるＢＴＳ−ＵＥリンクのＳＮＲ及びドップラーの値の全てを行列に記録し、ＳＮＲ閾値及びドップラー閾値を満たす部分行列を選択する。図６１に示す例において、部分行列は、Ｃ2,6、Ｃ2,7、Ｃ3,9、Ｃ4,7、Ｃ4,8、Ｃ4,9、及びＣ5,6を囲む緑色の点線で識別される。ＤＩＤＯ事前符号化重みは、該当する部分行列に基づいて該当するＵＥに対して計算される。ＢＴＳ ５及び１０は、図６１に示すようにＵＥ ２、３、４、５、及び７によって到達可能であることに留意されたい。その結果、これらの他のＵＥへの送信時にＵＥ１への干渉を回避するために、ＢＴＳ ５及び１０のいずれかは、切り替えられるか、ＴＤＭＡ、ＦＤＭＡ、ＣＤＭＡ、又はＯＦＤＭＡなど従来の多重化技術に基づいて異なる直交チャンネルに割り当てられる必要がある。
別の実施形態において、ＤＩＤＯ事前符号化システムの性能に対するドップラー効果の悪影響は、過去のチャンネル推定に基づいて将来の複素チャンネル係数を予想する１つの技術である線形予想によって低減される。制約を意図するのではなく、例として、単入力単出力（ＳＩＳＯ）及びＯＦＤＭ無線システムの異なる予想アルゴリズムが［７〜１１］で提案された。将来のチャンネル複素係数を把握していれば、古いＣＳＩによる誤差を低減することが可能である。例えば、図６２は、異なる時間、すなわち、ｉ）ｔCTRは、図５８のＣＴＲがＦＤＤシステムにおいてＵＥからＣＳＩを受信する（又は、同時に、ＢＴＳがＴＤＤシステムにおいてＤＬ／ＵＬ相互関係を使用するＵＬチャンネルからＣＳＩを推定する）時間であり、ｉｉ）ｔCPは、ＣＳＩがＢＳＮを介してＣＰに送達される時間であり、ｉｉｉ）ｔBTSは、ＣＳＩが無線リンク上で事前符号化に使用される時間である、におけるチャネル利得（又はＣＳＩ）を示す。図６２では、待ち時間ＴBSN（図５８にも示す）のために、時間ｔCTRで推定されたＣＳＩは、時間ｔBTSにおいてＤＬチャンネル上での無線送信に使用する時点までには、古くなるであろう（すなわち、複素チャンネル利得が変化した）ことが認められる。ドップラーによるこの効果を回避する１つの方法は、ＣＰにおいて予想方法を実行することである。ｔCTRにおいて使用可能なＣＳＩ推定は、ＣＴＲからＣＰへの遅延によってＴBSN／２遅れ、図６２の時間ｔ0におけるチャンネル利得に対応する。その結果、ＣＰは、時間ｔ0以前に予想されたＣＳＩの全て又は一部を使用し、メモリに格納して、時間ｔ0＋ＴBSN＝ｔCPにおいて将来のチャンネル係数を予想する。予想アルゴリズムが最小の誤り伝播を有する場合、時間ｔCPにおいて予想されたＣＳＩは、将来のチャンネル利得を確実に再現する。予想されたＣＳＩと現在のＣＳＩとの時間差は予想範囲と呼ばれ、ＳＩＳＯシステムにおいて、典型的には、チャンネル可干渉時間に対応する。
ＤＩＤＯシステムにおいては、予想アルゴリズムが時間領域及び空間領域の両方で将来のチャンネル係数を推定するため、より複雑である。ＭＩＭＯ無線チャンネルの時間空間的（spatio-temporal）特性を利用する線形予想アルゴリズムが［１２〜１３］に記載された。［１３］では、ＭＩＭＯシステムにおける予想アルゴリズムの性能（平均２乗誤差（ＭＳＥ）で測定）が、より高いチャンネル可干渉時間（すなわち、ドップラー効果の低減）及び（より低い空間相関による）より低いチャンネル可干渉距離へと改善することが示された。したがって、時間空間的方法の予想範囲（秒で示す）は、チャンネル可干渉時間に正比例し、チャンネル可干渉距離に反比例する。ＤＩＤＯシステムでは、分散型アンテナによってもたらされる高空間選択性により、可干渉距離は低い。
本明細書では、ＤＩＤＯシステムの時間空間的ダイバーシティを利用して将来のべクトルチャンネル（すなわち、ＢＴＳからＵＥへのＣＳＩ）を予想する予想技術が説明される。これらの実施形態は、無線チャンネルで使用可能な空間ダイバーシティを利用して、取るに足りないＣＳＩ予想誤差及び任意の既存のＳＩＳＯ及びＭＩＭＯ予想アルゴリズムよりも拡大された予想範囲を得る。これらの技術の１つの重要な特徴は、分散型ＵＥから無相関の複素チャンネル係数を受信することを考慮して、分散型アンテナを利用することである。
本発明の一実施形態において、空間時間的予想因子が周波数領域の推定量と組み合わされて、ＯＦＤＭシステムなどシステム内の使用可能な副搬送波の全てにわたるＣＳＩ予想を可能にする。本発明の別の実施形態において、（ＣＳＩではなく）ＤＩＤＯ事前符号化重みが、ＤＩＤＯ重みの以前の推定値に基づいて予想される。
参考文献
［１］Ｍ．Ｃｏｓｔａ，「Ｗｒｉｔｉｎｇ ｏｎ ｄｉｒｔｙ ｐａｐｅｒ」，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｔｈｅｏｒｙ，Ｖｏｌ．２９，Ｎｏ．３，Ｐａｇｅ（ｓ）：４３９〜４４１，Ｍａｙ １９８３。
［２］Ｕ．Ｅｒｅｚ，Ｓ．Ｓｈａｍａｉ（Ｓｈｉｔｚ），ａｎｄ Ｒ．Ｚａｍｉｒ，「Ｃａｐａｃｉｔｙ ａｎｄ ｌａｔｔｉｃｅ−ｓｔｒａｔｅｇｉｅｓ ｆｏｒ ｃａｎｃｅｌｌｉｎｇ ｋｎｏｗｎ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ」，Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ ｏｎ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｔｈｅｏｒｙ，Ｈｏｎｏｌｕｌｕ，Ｈａｗａｉｉ，Ｎｏｖ．２０００。
［３］Ｍ．Ｔｏｍｌｉｎｓｏｎ，「Ｎｅｗ ａｕｔｏｍａｔｉｃ ｅｑｕａｌｉｚｅｒ ｅｍｐｌｏｙｉｎｇ ｍｏｄｕｌｏ ａｒｉｔｈｍｅｔｉｃ」，ＥｌｅＣＴＲｏｎｉｃｓ Ｌｅｔｔｅｒｓ，Ｐａｇｅ（ｓ）：１３８〜１３９，Ｍａｒｃｈ １９７１。
［４］Ｈ．Ｍｉｙａｋａｗａ ａｎｄ Ｈ．Ｈａｒａｓｈｉｍａ，「Ａ ｍｅｔｈｏｄ ｏｆ ｃｏｄｅ ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ ｆｏｒ ｄｉｇｉｔａｌ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ ｃｈａｎｎｅｌｓ ｗｉｔｈ ｉｎｔｅｒｓｙｍｂｏｌ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ」，Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｆ ｔｈｅ Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ ｏｆ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ。
［５］Ｒ．Ａ．Ｍｏｎｚｉａｎｏ ａｎｄ Ｔ．Ｗ．Ｍｉｌｌｅｒ，Ｉｎｔｒｏｄｕｃｔｉｏｎ ｔｏ Ａｄａｐｔｉｖｅ Ａｒｒａｙｓ，Ｎｅｗ Ｙｏｒｋ：Ｗｉｌｅｙ，１９８０。
［６］Ｇｕｙ Ｅ．Ｂｌｅｌｌｏｃｈ，「Ｉｎｔｒｏｄｕｃｔｉｏｎ ｔｏ Ｄａｔａ Ｃｏｍｐｒｅｓｓｉｏｎ」，Ｃａｒｎｅｇｉｅ Ｍｅｌｌｏｎ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｔｅｃｈ．Ｒｅｐｏｒｔ Ｓｅｐｔ．２０１０。
［７］Ａ．Ｄｕｅｌ−Ｈａｌｌｅｎ，Ｓ．Ｈｕ，ａｎｄ Ｈ．Ｈａｌｌｅｎ，「Ｌｏｎｇ−Ｒａｎｇｅ Ｐｒｅｄｉｃｔｉｏｎ ｏｆ Ｆａｄｉｎｇ Ｓｉｇｎａｌｓ」，ＩＥＥＥ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｍａｇ．，ｖｏｌ．１７，ｎｏ．３，ｐｐ．６２〜７５，Ｍａｙ ２０００。
［８］Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ ａｎｄ Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ，Ｊｒ．，「Ｌｉｎｋ Ａｄａｐｔａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｐｒｅｄｉｃｔｉｏｎ ｉｎ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ ＯＦＤＭ Ｓｙｓｔｅｍｓ」，ｉｎ Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ Ｍｉｄｗｅｓｔ Ｓｙｍｐ．ｏｎ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ ａｎｄ Ｓｙｓ．，Ａｕｇ ２００２，ｐｐ．２１１〜２１４。
［９］Ｍ．Ｓｔｅｒｎａｄ ａｎｄ Ｄ．Ａｒｏｎｓｓｏｎ，「Ｃｈａｎｎｅｌ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ａｎｄ ｐｒｅｄｉｃｔｉｏｎ ｆｏｒ ａｄａｐｔｉｖｅ ＯＦＤＭ ｄｏｗｎｌｉｎｋｓ ［ｖｅｈｉｃｕｌａｒ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ］」，ｉｎ Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，ｖｏｌ．２，Ｏｃｔ ２００３，ｐｐ．１２８３〜１２８７。
［１０］Ｄ．Ｓｃｈａｆｈｕｂｅｒ ａｎｄ Ｇ．Ｍａｔｚ，「ＭＭＳＥ ａｎｄ Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｐｒｅｄｉｃｔｉｏｎ ｏｆ Ｔｉｍｅ−Ｖａｒｙｉｎｇ Ｃｈａｎｎｅｌｓ ｆｏｒ ＯＦＤＭ Ｓｙｓｔｅｍｓ」，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎ．，ｖｏｌ．４，ｎｏ．２，ｐｐ．５９３〜６０２，Ｍａｒ ２００５。
［１１］Ｉ．Ｃ．Ｗｏｎｇ ａｎｄ Ｂ．Ｌ．Ｅｖａｎｓ，「Ｊｏｉｎｔ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｐｒｅｄｉｃｔｉｏｎ ｆｏｒ ＯＦＤＭ Ｓｙｓｔｅｍｓ」，ｉｎ Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ Ｇｌｏｂａｌ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，Ｓｔ．Ｌｏｕｉｓ，ＭＯ，Ｄｅｃ ２００５。
［１２］Ｍ．Ｇｕｉｌｌａｕｄ ａｎｄ Ｄ．Ｓｌｏｃｋ，「Ａ ｓｐｅｃｕｌａｒ ａｐｐｒｏａｃｈ ｔｏ ＭＩＭＯ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙｓｅｌｅｃｔｉｖｅ ｃｈａｎｎｅｌ ｔｒａｃｋｉｎｇ ａｎｄ ｐｒｅｄｉｃｔｉｏｎ」，ｉｎ Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ａｄｖａｎｃｅｓ ｉｎ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，Ｊｕｌｙ ２００４，ｐｐ．５９〜６３。
［１３］Ｗｏｎｇ，Ｉ．Ｃ．Ｅｖａｎｓ，Ｂ．Ｌ．，「Ｅｘｐｌｏｉｔｉｎｇ Ｓｐａｔｉｏ−Ｔｅｍｐｏｒａｌ Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎｓ ｉｎ ＭＩＭＯ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｐｒｅｄｉｃｔｉｏｎ」，ＩＥＥＥ Ｇｌｏｂｅｃｏｍ Ｃｏｎｆ．，ｐｐ．１〜５，Ｄｅｃ．２００６。
本発明の実施形態は、上記のような様々な段階を含むことができる。これらの段階は、汎用プロセッサ又は専用プロセッサにある一定の段階を行わせる機械実行可能命令で実施することができる。例えば、基地局／ＡＰ内の様々な構成要素及び上記のクライアントデバイスは、汎用プロセッサ又は専用プロセッサ上で実行されるソフトウェアとして実行することができる。本発明の関連する面を不明瞭にすることを回避するために、コンピュータメモリ、ハードドライブ、入力デバイスなど様々な公知のパーソナルコンピュータ構成要素は図から割愛した。
代わりに、一実施形態において、本明細書に示す様々な機能モジュール及び関連の段階は、特定用途向け集積回路（「ＡＳＩＣ」）など段階を実行するハードワイヤード論理回路を含む所定のハードウエア構成要素により、又はプログラムされたコンピュータ構成要素及びカスタムハードウエア構成要素のあらゆる組合せによって実行することができる。
一実施形態において、上記の符号化、変調、及び信号処理論理回路９０３など所定のモジュールは、Ｔｅｘａｓ ＩｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓのＴＭＳ３２０ｘアーキテクチャ（例えば、ＴＭＳ３２０Ｃ６０００、ＴＭＳ３２０Ｃ５０００．．．など）を使用してデジタル信号プロセッサ（「ＤＳＰ」）などプログラム可能なＤＳＰ（又はＤＳＰの群）上で実行することができる。この実施形態におけるＤＳＰは、例えば、ＰＣＩカードなどパーソナルコンピュータへのアドオンカード内に埋め込むことができる。当然ながら、依然として本発明の根本的な原理を遵守しつつ、様々な異なるＤＳＰアーキテクチャを使用することができる。
本発明の様々な実施形態は、機械実行可能命令を格納する機械可読媒体として提供することができる。機械可読媒体は、フラッシュメモリ、光ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ ＲＯＭ、ＲＡＭ、ＥＰＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ、磁気カード、光学カード、又は電子命令の格納に好適なあらゆる他のタイプの機械可読媒体を含むことができるがこれらに限定されない。例えば、本発明は、通信リンク（例えば、モデム又はネットワーク接続）を通じて搬送波又は他の伝播媒体内で実施されるデータ信号として、リモートコンピュータ（例えば、サーバ）から要求側コンピュータ（例えば、クライアント）に転送することができるコンピュータプログラムとしてダウンロードすることができる。
以上の説明を通じて、解説を目的として本システム及び方法を完全に理解することができるように多くの詳細を示した。しかし、これらの特定の詳細の一部がなくてもシステム及び方法を実施することができることは当業者には明らかであろう。したがって、本発明の範囲及び精神は、以下の特許請求の範囲に関連して判断すべきである。
更に、以上の説明を通じて、本発明をより完全に理解することができるように多くの文献を引用した。これらの引用文献の全ては、その引用により本出願に組み込まれている。

Claims (9)

  1. マルチユーザ（ＭＵ）多重アンテナシステム（ＭＡＳ）であって、
    複数のユーザと、
    前記ユーザと複数の同時非干渉データリンクを作成するように複数のデータストリームを協調的に事前符号化する複数の分散型送受信機局又はアンテナと、
    ネットワークを通じて前記複数の分散型送受信機局又はアンテナに通信可能に接続される１つ以上の集中型ユニットと、
    を含み、
    前記ネットワークが、バックホール通信チャンネルとして使用される有線リンク、無線リンク、又は両方の組合せからなり、
    前記１つ以上の集中型ユニットが、前記ネットワークを通じて前記複数の分散型送受信機局又はアンテナと通信して、前記複数の分散型送受信機局又はアンテナと前記ユーザとの間の通信を適応的に再構成して、ユーザ移動性又は伝播環境の変化によるドップラー効果を補正する、マルチユーザ（ＭＵ）多重アンテナシステム（ＭＡＳ）。
  2. 前記事前符号化データストリームが、チャンネル状態情報（ＣＳＩ）から計算される事前符号化重みから得られる、請求項１に記載のシステム。
  3. 複数のユーザと、
    前記ユーザと複数の同時非干渉データリンクを作成するように複数のデータストリームを協調的に事前符号化する複数の分散型送受信機局又はアンテナと、
    ネットワークを通じて前記複数の分散型送受信機局又はアンテナに通信可能に接続される１つ以上の集中型ユニットと、
    を含み、
    前記ネットワークが、バックホール通信チャンネルとして使用される有線リンク、無線リンク、又は両方の組合せからなる、マルチユーザ（ＭＵ）多重アンテナシステム（ＭＡＳ）、内で実施される方法であって、
    前記１つ以上の集中型ユニットが、前記ネットワークを通じて前記複数の分散型送受信機局又はアンテナと通信して、前記複数の分散型送受信機局又はアンテナと前記ユーザとの間の通信を適応的に再構成して、ユーザ移動性又は伝播環境の変化によるドップラー効果を補正する、方法。
  4. 前記集中型ユニットが集中型プロセッサ（ＣＰ）であり、前記ネットワークが基地局ネットワーク（ＢＳＮ）であり、及び、前記分散型送受信機局が分散型基地送受信機局（ＢＴＳ）である、請求項３に記載の方法。
  5. 前記ＣＰ及び前記ＢＴＳに符号化器／復号器が装備されて、前記ＢＳＮ上でこれらの間で交換される情報を圧縮／解凍する、請求項４に記載の方法。
  6. 前記ＣＰが、前記ＢＳＮ上の待ち時間に基づいて、定常的に又は歩行速度あるいは車速で移動するＵＥに使用される前記ＢＴＳを適応的に選択する、請求項４に記載の方法。
  7. 前記適応が、前記ＢＳＮ上の待ち時間、又はサービスの品質（ＱｏＳ）、又は、異なるネットワークの日中使用又は夜間使用を含む平均トラフィック統計、又は、一時的なネットワークの輻輳を含む前記ＢＳＮ上での瞬間的なトラフィック統計に基づいている、請求項６に記載の方法。
  8. 前記ＣＰが、ＢＴＳ−ユーザリンクのドップラー広がりに基づいて、定常的に又は歩行速度あるいは車速で移動するユーザに使用される前記ＢＴＳを適応的に選択する、請求項４に記載の方法。
  9. 前記事前符号化データストリームが、チャンネル状態情報から計算される事前符号化重みから得られる、請求項３に記載の方法。
JP2017138170A 2012-05-04 2017-07-14 分散入力分散出力無線システムにおけるドップラー効果に対処するためのシステム及び方法 Active JP6542300B2 (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US13/464,648 2012-05-04
US13/464,648 US9312929B2 (en) 2004-04-02 2012-05-04 System and methods to compensate for Doppler effects in multi-user (MU) multiple antenna systems (MAS)

Related Parent Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2015510498A Division JP6178842B2 (ja) 2012-05-04 2013-05-03 分散入力分散出力無線システムにおけるドップラー効果に対処するためのシステム及び方法

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2019109413A Division JP2019198082A (ja) 2012-05-04 2019-06-12 分散入力分散出力無線システムにおけるドップラー効果に対処するためのシステム及び方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2017225138A JP2017225138A (ja) 2017-12-21
JP6542300B2 true JP6542300B2 (ja) 2019-07-10

Family

ID=49514932

Family Applications (3)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2015510498A Active JP6178842B2 (ja) 2012-05-04 2013-05-03 分散入力分散出力無線システムにおけるドップラー効果に対処するためのシステム及び方法
JP2017138170A Active JP6542300B2 (ja) 2012-05-04 2017-07-14 分散入力分散出力無線システムにおけるドップラー効果に対処するためのシステム及び方法
JP2019109413A Pending JP2019198082A (ja) 2012-05-04 2019-06-12 分散入力分散出力無線システムにおけるドップラー効果に対処するためのシステム及び方法

Family Applications Before (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2015510498A Active JP6178842B2 (ja) 2012-05-04 2013-05-03 分散入力分散出力無線システムにおけるドップラー効果に対処するためのシステム及び方法

Family Applications After (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2019109413A Pending JP2019198082A (ja) 2012-05-04 2019-06-12 分散入力分散出力無線システムにおけるドップラー効果に対処するためのシステム及び方法

Country Status (14)

Country Link
EP (1) EP2845178A4 (ja)
JP (3) JP6178842B2 (ja)
KR (1) KR101875397B1 (ja)
CN (2) CN111262613A (ja)
AU (3) AU2013256044B2 (ja)
BR (1) BR112014027631A2 (ja)
CA (1) CA2872502C (ja)
HK (1) HK1209521A1 (ja)
IL (2) IL272481B2 (ja)
MX (1) MX354045B (ja)
RU (2) RU2649078C2 (ja)
SG (1) SG11201407381VA (ja)
TW (4) TW202243428A (ja)
WO (1) WO2013166464A1 (ja)

Families Citing this family (72)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10985811B2 (en) 2004-04-02 2021-04-20 Rearden, Llc System and method for distributed antenna wireless communications
US11309943B2 (en) 2004-04-02 2022-04-19 Rearden, Llc System and methods for planned evolution and obsolescence of multiuser spectrum
US11451275B2 (en) 2004-04-02 2022-09-20 Rearden, Llc System and method for distributed antenna wireless communications
US10886979B2 (en) 2004-04-02 2021-01-05 Rearden, Llc System and method for link adaptation in DIDO multicarrier systems
US8654815B1 (en) 2004-04-02 2014-02-18 Rearden, Llc System and method for distributed antenna wireless communications
US9312929B2 (en) 2004-04-02 2016-04-12 Rearden, Llc System and methods to compensate for Doppler effects in multi-user (MU) multiple antenna systems (MAS)
US10749582B2 (en) 2004-04-02 2020-08-18 Rearden, Llc Systems and methods to coordinate transmissions in distributed wireless systems via user clustering
US11394436B2 (en) 2004-04-02 2022-07-19 Rearden, Llc System and method for distributed antenna wireless communications
US10425134B2 (en) 2004-04-02 2019-09-24 Rearden, Llc System and methods for planned evolution and obsolescence of multiuser spectrum
US10277290B2 (en) 2004-04-02 2019-04-30 Rearden, Llc Systems and methods to exploit areas of coherence in wireless systems
US10200094B2 (en) 2004-04-02 2019-02-05 Rearden, Llc Interference management, handoff, power control and link adaptation in distributed-input distributed-output (DIDO) communication systems
US8542763B2 (en) 2004-04-02 2013-09-24 Rearden, Llc Systems and methods to coordinate transmissions in distributed wireless systems via user clustering
US9826537B2 (en) 2004-04-02 2017-11-21 Rearden, Llc System and method for managing inter-cluster handoff of clients which traverse multiple DIDO clusters
US9685997B2 (en) 2007-08-20 2017-06-20 Rearden, Llc Systems and methods to enhance spatial diversity in distributed-input distributed-output wireless systems
US11190947B2 (en) 2014-04-16 2021-11-30 Rearden, Llc Systems and methods for concurrent spectrum usage within actively used spectrum
US11050468B2 (en) * 2014-04-16 2021-06-29 Rearden, Llc Systems and methods for mitigating interference within actively used spectrum
US10194346B2 (en) 2012-11-26 2019-01-29 Rearden, Llc Systems and methods for exploiting inter-cell multiplexing gain in wireless cellular systems via distributed input distributed output technology
US11189917B2 (en) 2014-04-16 2021-11-30 Rearden, Llc Systems and methods for distributing radioheads
US9923657B2 (en) 2013-03-12 2018-03-20 Rearden, Llc Systems and methods for exploiting inter-cell multiplexing gain in wireless cellular systems via distributed input distributed output technology
US10164698B2 (en) 2013-03-12 2018-12-25 Rearden, Llc Systems and methods for exploiting inter-cell multiplexing gain in wireless cellular systems via distributed input distributed output technology
US10488535B2 (en) 2013-03-12 2019-11-26 Rearden, Llc Apparatus and method for capturing still images and video using diffraction coded imaging techniques
US9973246B2 (en) 2013-03-12 2018-05-15 Rearden, Llc Systems and methods for exploiting inter-cell multiplexing gain in wireless cellular systems via distributed input distributed output technology
RU2767777C2 (ru) 2013-03-15 2022-03-21 Риарден, Ллк Системы и способы радиочастотной калибровки с использованием принципа взаимности каналов в беспроводной связи с распределенным входом - распределенным выходом
US9379789B2 (en) 2013-07-03 2016-06-28 Qualcomm Incorporated Antenna selection adjustment
US11290162B2 (en) 2014-04-16 2022-03-29 Rearden, Llc Systems and methods for mitigating interference within actively used spectrum
US9680547B2 (en) * 2014-05-15 2017-06-13 Mediatek Inc. Methods for efficient beam training and network control device utilizing the same
CN106302301A (zh) * 2015-06-24 2017-01-04 北京三星通信技术研究有限公司 基于复数调制的fbmc信号发送和接收的方法及其装置
CN107124213B (zh) * 2016-02-23 2019-12-24 中国科学院声学研究所 多入多出***中基于直接自适应的双向turbo均衡方法
CN107294888B (zh) * 2016-04-11 2020-08-14 联发科技股份有限公司 等化增强模块、解调制***以及等化增强方法
CA3025393A1 (en) * 2016-06-10 2017-12-14 At&T Intellectual Property I, L.P. Host node device and methods for use therewith
MX2018015294A (es) * 2016-06-10 2019-04-09 At & T Ip I Lp Dispositivo de nodo cliente de un sistema de antenas distribuidas.
CN107766366A (zh) * 2016-08-18 2018-03-06 深圳市劲嘉数媒科技有限公司 物理空间和信息空间实现对偶关系的方法和***
CN108072864B (zh) * 2016-11-07 2021-03-26 中国科学院沈阳自动化研究所 一种基于变载频调频序列的多目标探测方法
EP3413077B1 (en) * 2017-06-09 2020-02-19 Veoneer Sweden AB Enhanced vertical object detection for a vehicle radar system
US10386408B2 (en) * 2017-07-24 2019-08-20 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for testing millimeter wave devices
CN109391961A (zh) * 2017-08-10 2019-02-26 捷开通讯(深圳)有限公司 通信方法、用户设备、基站和具有存储性能的装置
US10680644B2 (en) 2017-09-15 2020-06-09 Groq, Inc. Decompression of model parameters using functions based upon cumulative count distributions
CN107591002B (zh) * 2017-09-21 2020-06-02 电子科技大学 一种基于分布式光纤的高速公路交通参数实时估计方法
CN107846464B (zh) * 2017-11-08 2020-09-29 深圳大学 一种多天线物联网信息传输方法
EP3741008B1 (en) * 2018-01-21 2023-08-02 Infinidome Ltd. Phased-array anti-jamming device and method
ES2820228T3 (es) * 2018-03-29 2021-04-20 Leica Microsystems Aparato y método, en particular para microscopios y endoscopios, que utilizan estimación de línea de base y minimización semi-cuadrática para eliminar la borrosidad de imágenes
CN112544046B (zh) * 2018-07-27 2022-12-23 上海诺基亚贝尔股份有限公司 用于发送解调参考信号的装置和方法
CN109064694B (zh) * 2018-08-22 2022-07-19 平安科技（深圳）有限公司 入侵检测方法、装置、计算机设备及存储介质
EP3662414A4 (en) * 2018-10-24 2020-07-22 Alibaba Group Holding Limited RAPID CALCULATION OF A CONVOLUTIVE NEURONAL NETWORK
EP3867973A1 (en) 2018-11-30 2021-08-25 Huawei Technologies Co., Ltd. Beam steering antenna structure and electronic device comprising said structure
EP3685534B1 (en) * 2018-12-14 2022-08-17 Waviot Integrated Systems, LLC Method and system of frequency correction in lpwan networks
US10893492B2 (en) * 2019-01-19 2021-01-12 Maxim Integrated Products, Inc. Near field communication reader with dynamic power control
TWI708196B (zh) * 2019-03-22 2020-10-21 美商葛如克公司 使用基於累積計數分佈之函數之用於模型參數之解壓縮之方法及處理器
TWI729939B (zh) * 2019-03-22 2021-06-01 美商葛如克公司 使用基於累積計數分佈之函數之用於模型參數之解壓縮之方法及處理器
US10979120B2 (en) 2019-05-30 2021-04-13 Cypress Semiconductor Corporation Method for optimizing channel sounding feedback in MIMO systems
CN110635836A (zh) * 2019-09-12 2019-12-31 重庆大学 一种基于波束选择的毫米波大规模mimo***mmse-pca信道估计方法
JP2022550214A (ja) * 2019-11-21 2022-11-30 スマートスカイ ネットワークス エルエルシー 空対地ＷｉＦｉシステムを強化する為の方法及び装置
CN110971763B (zh) * 2019-12-10 2021-01-26 Oppo广东移动通信有限公司 到站提醒方法、装置、存储介质及电子设备
CN111162824B (zh) * 2019-12-27 2021-06-29 中国人民解放军国防科技大学 一种基于mimo的多波束高通量卫星通信***和实现方法
CN111405667B (zh) * 2020-03-17 2022-05-03 重庆邮电大学 基于线性预测的tdma动态时隙分配的节点及其方法
CN111540212B (zh) * 2020-07-08 2020-09-25 浙江浙能天然气运行有限公司 一种用于分布式光纤的高速公路干扰估计***及方法
WO2022059120A1 (ja) * 2020-09-17 2022-03-24 三菱電機株式会社 無線通信装置、制御回路、記憶媒体および信号処理方法
CN112187321A (zh) * 2020-09-23 2021-01-05 江苏恒宝智能***技术有限公司 一种mimo数据传输同步方法及装置
CN112512074B (zh) * 2020-11-19 2021-12-17 北京邮电大学 一种设备性能测试方法及装置
CN114520681B (zh) * 2020-11-20 2023-06-23 维沃移动通信有限公司 信息传输方法、装置、通信设备及存储介质
CN112733930B (zh) * 2021-01-07 2022-10-18 北京邮电大学 人体行为感知***、方法及存储介质
CN113225274B (zh) * 2021-04-14 2023-11-03 西安宇飞电子技术有限公司 一种针对快速移动的多径信道模型测量方法
CN113114323B (zh) * 2021-04-22 2022-08-12 桂林电子科技大学 一种mimo***的信号接收方法
CN113691990A (zh) * 2021-07-16 2021-11-23 德清阿尔法创新研究院 一种基于信噪比冗余和干扰消除技术的异构网络智能共存方法
TWI790000B (zh) 2021-11-18 2023-01-11 立積電子股份有限公司 都卜勒雷達裝置及其窄頻干擾抑制方法
CN114374407B (zh) * 2022-01-10 2024-03-08 哈尔滨工程大学 基于m序列的空间信道特性预测方法、***及可存储介质
CN114553256B (zh) * 2022-01-26 2022-10-18 荣耀终端有限公司 射频模组及电子设备
US20230246974A1 (en) * 2022-01-28 2023-08-03 Mediatek Inc. Transmission rate management method and device
CN114884787B (zh) * 2022-04-22 2024-06-04 华中科技大学 适用快时变信道的波形可控多载波通信方法、装置及***
CN114978386B (zh) * 2022-05-07 2023-05-16 南京信息工程大学 一种基于组合法的Nakagami衰落信道仿真方法
CN115941021A (zh) * 2022-10-24 2023-04-07 西安电子科技大学 一种高超声速飞行器遥测simo信道下基于功率调制的ldpc-bicm-id***
CN116628729B (zh) * 2023-07-25 2023-09-29 天津市城市规划设计研究总院有限公司 根据数据特性差异化提升数据安全的方法及***

Family Cites Families (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2754968B1 (fr) * 1996-10-22 1999-06-04 Sagem Terminal de telephonie mobile cellulaire localisable
US6920192B1 (en) * 2000-08-03 2005-07-19 Lucent Technologies Inc. Adaptive antenna array methods and apparatus for use in a multi-access wireless communication system
US8396368B2 (en) * 2009-12-09 2013-03-12 Andrew Llc Distributed antenna system for MIMO signals
KR100957395B1 (ko) * 2003-05-23 2010-05-11 삼성전자주식회사 레벨 교차율을 이용한 속도추정 장치 및 방법
US8542763B2 (en) * 2004-04-02 2013-09-24 Rearden, Llc Systems and methods to coordinate transmissions in distributed wireless systems via user clustering
US8170081B2 (en) * 2004-04-02 2012-05-01 Rearden, LLC. System and method for adjusting DIDO interference cancellation based on signal strength measurements
US10425134B2 (en) * 2004-04-02 2019-09-24 Rearden, Llc System and methods for planned evolution and obsolescence of multiuser spectrum
US8571086B2 (en) * 2004-04-02 2013-10-29 Rearden, Llc System and method for DIDO precoding interpolation in multicarrier systems
JP2005341432A (ja) * 2004-05-28 2005-12-08 Ntt Docomo Inc 周波数選択装置、移動通信システムおよびマルチバンド制御方法
CN101405973B (zh) * 2006-03-20 2013-04-24 英特尔公司 用于分配时间和频率资源的无线接入网和方法
US8041362B2 (en) * 2006-03-20 2011-10-18 Intel Corporation Downlink resource allocation and mapping
US20090195355A1 (en) * 2008-02-01 2009-08-06 Cynthia Sue Mitchell Methods and apparatus for place shifting content to a vehicle entertainment system
JP4946922B2 (ja) * 2008-03-06 2012-06-06 住友電気工業株式会社 無線通信装置
US8174428B2 (en) * 2008-05-21 2012-05-08 Integrated Device Technology, Inc. Compression of signals in base transceiver systems
US8243690B2 (en) * 2008-07-09 2012-08-14 Intel Corporation Bandwidth allocation base station and method for allocating uplink bandwidth using SDMA
KR101236033B1 (ko) * 2008-07-21 2013-02-21 한국전자통신연구원 통신 오버헤드를 제거하는 통신 시스템
WO2010093226A2 (ko) * 2009-02-13 2010-08-19 엘지전자주식회사 다중안테나 시스템에서 데이터 전송방법 및 장치
JP5455026B2 (ja) * 2009-10-28 2014-03-26 京セラ株式会社 無線基地局および無線通信方法
KR101759366B1 (ko) * 2010-02-11 2017-07-31 엘지전자 주식회사 기지국과 중계 노드 사이의 백홀 링크 실패를 복구하는 방법 및 장치
KR102171272B1 (ko) * 2011-09-14 2020-10-29 리어덴 엘엘씨 무선 시스템들의 코히어런스의 영역들을 이용하기 위한 시스템들 및 방법들
RU2767777C2 (ru) * 2013-03-15 2022-03-21 Риарден, Ллк Системы и способы радиочастотной калибровки с использованием принципа взаимности каналов в беспроводной связи с распределенным входом - распределенным выходом

Also Published As

Publication number Publication date
CA2872502A1 (en) 2013-11-07
MX354045B (es) 2018-02-09
EP2845178A1 (en) 2015-03-11
EP2845178A4 (en) 2015-12-23
JP2017225138A (ja) 2017-12-21
TWI685222B (zh) 2020-02-11
CA2872502C (en) 2021-05-18
AU2013256044B2 (en) 2017-05-25
IL235518B (en) 2020-02-27
TW202015357A (zh) 2020-04-16
CN111262613A (zh) 2020-06-09
IL272481A (en) 2020-03-31
MX2014013377A (es) 2015-06-03
BR112014027631A2 (pt) 2019-05-14
AU2017210619A1 (en) 2017-08-24
CN104603853A (zh) 2015-05-06
TWI756605B (zh) 2022-03-01
AU2020200070A1 (en) 2020-01-30
TW201407987A (zh) 2014-02-16
IL235518A0 (en) 2015-01-29
IL272481B2 (en) 2024-03-01
TW201729553A (zh) 2017-08-16
HK1209521A1 (en) 2016-04-01
JP6178842B2 (ja) 2017-08-09
KR101875397B1 (ko) 2018-08-02
RU2649078C2 (ru) 2018-03-29
AU2017210619B2 (en) 2019-10-24
AU2013256044A1 (en) 2014-11-27
CN104603853B (zh) 2020-02-18
IL272481B1 (en) 2023-11-01
KR20150016299A (ko) 2015-02-11
SG11201407381VA (en) 2014-12-30
TW202243428A (zh) 2022-11-01
JP2015526917A (ja) 2015-09-10
TWI591976B (zh) 2017-07-11
RU2014148791A (ru) 2016-06-27
RU2018109118A (ru) 2019-02-26
JP2019198082A (ja) 2019-11-14
WO2013166464A1 (en) 2013-11-07

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6542300B2 (ja) 分散入力分散出力無線システムにおけるドップラー効果に対処するためのシステム及び方法
US11070258B2 (en) System and methods for planned evolution and obsolescence of multiuser spectrum
AU2017272246B2 (en) System and Methods for Planned Evolution and Obsolescence of Multiuser Spectrum
US10349417B2 (en) System and methods to compensate for doppler effects in multi-user (MU) multiple antenna systems (MAS)
US10277290B2 (en) Systems and methods to exploit areas of coherence in wireless systems
US20190335445A1 (en) System and methods to compensate for doppler effects in multi-user (mu) multiple antenna systems (mas)
US11309943B2 (en) System and methods for planned evolution and obsolescence of multiuser spectrum
NZ754048B2 (en) Systems and methods to exploit areas of coherence in wireless systems

Legal Events

Date Code Title Description
A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20180516

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20180604

A601 Written request for extension of time

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601

Effective date: 20180827

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20181204

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20190513

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20190612

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 6542300

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250