JP6535188B2 - Receiver - Google Patents
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
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- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Description
本発明は、衛星放送及び地上放送並びに固定通信及び移動通信の技術分野に関するものであり、特に、デジタル伝送方式におけるデジタル信号の受信装置に関する。 The present invention relates to the technical fields of satellite broadcasting and terrestrial broadcasting and fixed communication and mobile communication, and more particularly to an apparatus for receiving digital signals in a digital transmission system.
デジタル伝送方式では、各サービスで利用可能な周波数帯域幅において、より多くの情報が伝送可能となるように、多値変調方式がよく用いられる。周波数利用効率を高めるには、変調信号１シンボル当たりに割り当てるビット数（変調多値数）を高める必要があるが、周波数１Ｈｚあたりに伝送可能な情報速度の上限値と信号対雑音比の関係はシャノン限界で制限される。 In the digital transmission system, a multilevel modulation system is often used so that more information can be transmitted in a frequency bandwidth available for each service. In order to improve frequency utilization efficiency, it is necessary to increase the number of bits allocated to one modulation signal symbol (modulation multi-level number), but the relationship between the upper limit value of the information rate that can be transmitted per 1 Hz frequency and the signal to noise ratio Limited by Shannon limit.
衛星伝送路を用いた情報の伝送形態の一例として、衛星デジタル放送が挙げられる。例えば、図２０に示すように、送信装置５０からの変調波信号は、衛星中継器７０を介して受信装置９０に伝送される。このような衛星デジタル放送において、衛星中継器７０は、主に、入力マルチプレクサ（ＩＭＵＸ）フィルター、進行波管増幅器（ＴＷＴＡ）、及び出力マルチプレクサ（ＯＭＵＸ）フィルターからなり、ＩＭＵＸフィルターによって１チャンネル分ごとに帯域抽出を行い、ＴＷＴＡにより利得制御を行って、ＯＭＵＸフィルターで不要周波数成分を抑圧する。 Satellite digital broadcast is mentioned as an example of the transmission form of the information using a satellite transmission line. For example, as shown in FIG. 20, the modulated wave signal from the transmitter 50 is transmitted to the receiver 90 via the satellite repeater 70. In such a satellite digital broadcast, the satellite repeater 70 mainly comprises an input multiplexer (IMUX) filter, a traveling wave tube amplifier (TWTA), and an output multiplexer (OMUX) filter, and the IMUX filter is used for each channel. Band extraction is performed, gain control is performed by the TWTA, and unnecessary frequency components are suppressed by the OMUX filter.
このように、衛星中継器７０には、ハードウェア制限上、電力効率のよいＴＷＴＡがよく用いられる。また、限られた衛星中継器７０のハードウェア制限を最大限生かすため、衛星中継器７０の出力が最大となるように飽和領域でＴＷＴＡを動作させることが望ましい。１２ＧＨｚ帯放送衛星中継器への搭載を想定したＴＷＴＡの入力信号電力対出力信号電力（ＡＭ／ＡＭ）特性、入力信号電力対出力信号位相（ＡＭ／ＰＭ）特性を図２１に示す。図２１より、ＴＷＴＡにおいては、入力信号電力を増大するに従い出力信号電力が飽和する非線形特性を示し、位相遷移量も大きくなることから、飽和領域付近では信号が大きく歪み、伝送信号が劣化する。よって、衛星デジタル放送では、このＴＷＴＡで発生する歪で生じる伝送劣化に強い変調方式として、位相変調（ＰＳＫ）がよく利用される。 Thus, for the satellite repeater 70, a power efficient TWTA is often used due to hardware limitations. Also, to maximize the limited hardware limitations of the satellite repeater 70, it is desirable to operate the TWTA in the saturation region so that the output of the satellite repeater 70 is maximized. The input signal power to output signal power (AM / AM) characteristics and the input signal power to output signal phase (AM / PM) characteristics of the TWTA assuming installation on a 12 GHz band broadcast satellite repeater are shown in FIG. Referring to FIG. 21, in the TWTA, a non-linear characteristic in which the output signal power is saturated as the input signal power is increased is shown, and the phase transition amount is also increased. Therefore, the signal is largely distorted in the vicinity of the saturation region and the transmission signal is degraded. Therefore, in satellite digital broadcasting, phase modulation (PSK) is often used as a modulation method that is resistant to transmission degradation caused by distortion generated by this TWTA.
ＩＭＵＸフィルター，ＯＭＵＸフィルターに着目すると、隣接チャンネルからの干渉抑圧のため、通過帯域の端において、ＩＭＵＸフィルターは急峻な振幅特性、群遅延特性を有する。ＯＭＵＸフィルターは、ＴＷＴＡで発生するスペクトル再生成分（リグロース）を抑圧するために、ＩＭＵＸフィルターより若干緩和された振幅特性、群遅延特性を有する。一例として、１２ＧＨｚ帯放送衛星中継器への搭載を想定したＩＭＵＸフィルターの振幅特性・群遅延特性を図２２に、ＯＭＵＸフィルターの振幅特性・群遅延特性を図２３に示す。図２２及び図２３より、ＩＭＵＸフィルター、ＯＭＵＸフィルターともに通過帯域の端において群遅延偏差量が増大し、群遅延歪みが発生する。群遅延歪みは、ＴＷＴＡで発生する歪みと相まって、さらなる信号劣化を引き起こす。 Focusing on the IMUX filter and the OMUX filter, the IMUX filter has steep amplitude characteristics and group delay characteristics at the end of the passband in order to suppress interference from the adjacent channel. The OMUX filter has an amplitude characteristic and a group delay characteristic slightly relaxed than the IMUX filter in order to suppress a spectral regenerating component (regrowth) generated in the TWTA. As an example, FIG. 22 shows the amplitude characteristics and group delay characteristics of the IMUX filter assumed to be mounted on a 12 GHz band broadcast satellite repeater, and FIG. 23 shows the amplitude characteristics and group delay characteristics of the OMUX filter. From FIGS. 22 and 23, the amount of group delay deviation increases at the end of the pass band for both IMUX filters and OMUX filters, and group delay distortion occurs. Group delay distortion, coupled with the distortion generated by TWTA, causes further signal degradation.
衛星デジタル放送の従来技術として、標準規格ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ４４に記載の高度広帯域衛星デジタル放送の伝送方式（以下、「高度衛星放送方式」と呼ぶ。）が挙げられる（例えば、非特許文献１参照）。この方式では、変調方式として位相変調に加え、１６ＡＰＳＫや３２ＡＰＳＫといった振幅位相変調（ＡＰＳＫ）も利用可能である。 As a prior art of satellite digital broadcasting, the transmission system of advanced broadband satellite digital broadcasting described in the standard ARIB STD-B44 (hereinafter referred to as "advanced satellite broadcasting system") may be mentioned (see, for example, Non-Patent Document 1) . In this method, in addition to phase modulation as modulation method, amplitude phase modulation (APSK) such as 16APSK or 32APSK can also be used.
ＡＰＳＫは、信号点間距離が従来のＰＳＫと比較して短く、平均電力一定で比較した場合、ＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio)も増大するため、上記の衛星中継器に伝送する場合、さらなる歪の増大が懸念される。 APSK has a shorter signal point distance compared to the conventional PSK, and also increases PAPR (Peak to Average Power Ratio) when compared at a constant average power, and therefore distortion when transmitting to the above satellite repeaters Concern about the
高度衛星放送方式を想定した一般的な受信装置９０の構成を図２４に示す。受信装置９０は、選局部９１、直交復調部９２、誤り訂正復号部９３により構成される。 The configuration of a general receiver 90 assuming an advanced satellite broadcasting system is shown in FIG. The receiving device 90 is configured of a tuning unit 91, an orthogonal demodulation unit 92, and an error correction decoding unit 93.
選局部９１は、受信装置９０に入力される入力信号に対して、周波数指定・選局部９１３により別途指定する選局用の中心周波数に設定し、自動利得制御部（ＡＧＣ）９１１による増幅、中間周波数（ＩＦ）／ベースバンド変換部９１２による周波数変換、及び、ローパスフィルター（ＬＰＦ）９１４によるフィルター処理を行い、同相成分（In-phase）と直交成分（Quadrature-phase）の２つのベースバンド信号からなるベースバンドＩＱ信号を直交復調部９２に出力する。 The tuner 91 sets the center signal for channel selection separately designated by the frequency designation / selector 913 with respect to the input signal inputted to the receiver 90, and amplifies it by the automatic gain control unit (AGC) 911 and middle The frequency conversion by the frequency (IF) / baseband conversion unit 912 and the filtering process by the low pass filter (LPF) 914 are performed, and two base band signals of in-phase component (in-phase) and quadrature component (quadrature-phase) are generated. The baseband IQ signal is output to the quadrature demodulator 92.
直交復調部９２は、選局部９１から出力されるベースバンドＩＱ信号に対して、アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換部９２１によるデジタル信号化、シンボルタイミング再生部９２２によるシンボルタイミング再生信号の生成、同期検波部９２３による受信対象のデジタル信号の同期検波、及び、ルートロールオフフィルタ９２４によるフィルター処理を行い、続いて適応等化器９２５において適応等化処理を行った後、絶対位相化部９２７により絶対位相化（ＩＱ反転、非反転）を行い、デジタルＩＱ信号を誤り訂正復号部９３に出力する。尚、位相誤差制御部９２６は、適応等化処理後の信号を監視して、その位相誤差量を同期検波部９２３に出力する。これにより、同期検波部９２３による受信対象のデジタル信号の位相同期が確保される。 The quadrature demodulator 92 digitizes the baseband IQ signal output from the tuner 91 by an analog / digital (A / D) converter 921, generates a symbol timing reproduction signal by a symbol timing reproducer 922, After synchronous detection of the digital signal to be received by the synchronous detection unit 923 and filter processing by the route roll-off filter 924 and subsequent adaptive equalization processing by the adaptive equalizer 925, the absolute phase processing unit 927 Absolute phase processing (IQ inversion, non-inversion) is performed, and a digital IQ signal is output to the error correction decoding unit 93. The phase error control unit 926 monitors the signal after the adaptive equalization processing, and outputs the phase error amount to the synchronous detection unit 923. Thus, phase synchronization of the digital signal to be received by the synchronization detection unit 923 is secured.
誤り訂正復号部９３は、デジタルＩＱ信号に対して所定の誤り訂正符号により復号処理を行い、復号ビットストリームの出力信号を出力する。 The error correction decoder 93 decodes the digital IQ signal with a predetermined error correction code, and outputs an output signal of a decoded bit stream.
特に、直交復調部９２においては、前述の衛星中継器７０で発生する歪や、宅内配信におけるケーブル反射等を抑圧するために、適応等化器９２５が用いられる。適応等化器９２５はデジタルフィルターで構成され、受信信号点の収束が改善するよう最小二乗誤差規範に基づく適応アルゴリズムなどにより、適応等化器９２５を構成するデジタルフィルターのタップ係数を適応的に更新することで、各受信環境に応じた歪成分の抑圧を行う（例えば、非特許文献２参照）。 In particular, in the quadrature demodulation unit 92, an adaptive equalizer 925 is used to suppress distortion generated in the satellite repeater 70 described above, cable reflection in in-home distribution, and the like. The adaptive equalizer 925 is composed of a digital filter, and adaptively updates the tap coefficients of the digital filter constituting the adaptive equalizer 925 by an adaptive algorithm based on the least square error criterion or the like so that the convergence of the received signal point is improved. By doing this, distortion components are suppressed according to each reception environment (for example, see Non-Patent Document 2).
しかしながら、従来の適応等化器９２５は、前述の通り、ケーブル反射等の軽微な歪に対処することを想定した構成になっており、特にＡＰＳＫのように信号点間距離が小さく、ＰＡＰＲが大きい変調方式では、衛星中継器で生じる歪の影響が大きいため、十分な等化性能が期待できない。また、衛星放送の場合、降雨によりランダム性の雑音が大きく重畳され、さらなる等化性能の劣化を引き起こす。 However, as described above, the conventional adaptive equalizer 925 is configured to cope with minor distortion such as cable reflection, in particular, as in APSK, the distance between signal points is small and PAPR is large. In the modulation method, since the influence of distortion generated in the satellite repeater is large, sufficient equalization performance can not be expected. Also, in the case of satellite broadcasting, random noise is largely superimposed by rainfall, which causes further deterioration of equalization performance.
さらに、近年は欧州の衛星放送方式ＤＶＢ‐Ｓ２Ｘ（例えば、非特許文献３参照）や日本の超高精細度テレビジョン放送システムの伝送方式（例えば、非特許文献４参照）などで、ロールオフ率を限界値０．０に近づけることで変調信号波形を矩形に整形し、周波数利用効率を高めるのが主流である。この場合、ロールオフ率低減化に伴い、さらにＰＡＰＲが増大するため、特にＡＰＳＫにおいては更なる歪の発生が懸念される。 Furthermore, in recent years, the roll-off factor has been achieved in the satellite broadcasting system DVB-S2X in Europe (see, for example, non-patent document 3) and the transmission system of ultra-high definition television broadcasting system in Japan (for example, see non-patent document 4) It is the mainstream that the modulation signal waveform is shaped into a rectangle by raising the value of to the limit value 0.0 to improve the frequency utilization efficiency. In this case, as the roll-off rate is reduced, PAPR further increases, and thus, there is a concern that further distortion may occur particularly in APSK.
前述したように、ＡＰＳＫや低ロールオフ率を採用した伝送方式においては、衛星中継器における更なる歪の発生が懸念される。 As described above, in the transmission method employing APSK or low roll-off factor, the occurrence of additional distortion in the satellite repeater is concerned.
衛星中継器で発生する歪の一例として、図２１〜図２３に示す特性を有する、衛星中継器７０を想定したＩＭＵＸフィルター、ＴＷＴＡ（ＯＢＯ＝２．２ｄＢ）及びＯＭＵＸフィルターを縦続接続した系統に、ロールオフ率０．０３、シンボルレート３３．７５６１Ｍｂａｕｄの１６ＡＰＳＫ信号を伝送した際の、受信信号の様子を図２５に示す。図２５より、ＴＷＴＡの非線形特性及びフィルターの群遅延特性により、信号が大きく劣化していることがわかる。 As an example of distortion generated in a satellite repeater, an IMUX filter assuming the satellite repeater 70, TWTA (OBO = 2.2 dB), and an OMUX filter having the characteristics shown in FIGS. The state of the received signal when transmitting a 16APSK signal with a roll-off rate of 0.03 and a symbol rate of 33.7561 Mbaud is shown in FIG. It can be seen from FIG. 25 that the signal is significantly degraded by the non-linear characteristic of the TWTA and the group delay characteristic of the filter.
さらに、衛星放送を想定した場合、前述の通り、降雨減衰に伴うランダム性の雑音が重畳されることから、ランダム性雑音への耐性も高める必要がある。 Furthermore, when satellite broadcasting is assumed, as described above, it is necessary to increase resistance to randomness noise because randomness noise accompanying rain attenuation is superimposed.
また、ＴＷＴＡの非線形性特性、フィルターの群遅延特性及びランダム雑音の重畳は、ＩＱ信号の振幅及び位相不安定を引き起こすことから、受信装置の同期検波処理における位相誤差量の算出にも影響を与え、同期性能劣化を引き起こすという問題がある。 In addition, since the non-linearity characteristic of the TWTA, the group delay characteristic of the filter, and the superposition of the random noise cause the amplitude and phase instability of the IQ signal, it also affects the calculation of the phase error amount in the synchronous detection processing of the receiving apparatus. , There is a problem that causes synchronization performance degradation.
そこで、本発明の目的は、上述の問題に鑑みて、衛星中継器上で発生する固有の歪成分を十分に抑圧可能とし、且つ高精度で同期検波処理における位相誤差量を検出可能とする、デジタル信号の受信装置を提供することにある。 Therefore, in view of the above-mentioned problems, an object of the present invention is to make it possible to sufficiently suppress the inherent distortion component generated on the satellite repeater and to detect the phase error amount in synchronous detection processing with high accuracy. An object of the present invention is to provide a receiver for digital signals.
本発明の受信装置は、既存の適応等化部に加えて、その前段に、伝送路で生じる伝送路歪の逆特性を利用して等化処理を行う前置等化部を設け、更に、この縦続等化器の入力信号及び出力信号を適時選択し、同期検波処理における位相誤差量を検出する位相誤差検出制御部を備えるよう構成した。 The receiver according to the present invention is provided, in addition to the existing adaptive equalization unit, a pre-equalization unit for performing equalization processing using the inverse characteristic of the transmission line distortion generated in the transmission line in the former stage, and further The input signal and the output signal of this cascaded equalizer are selected in a timely manner, and a phase error detection control unit for detecting the amount of phase error in the synchronous detection process is provided.
即ち、本発明の受信装置は、デジタル信号を受信する受信装置であって、衛星伝送路で生じる伝送路歪の逆特性を利用して等化処理を行う前置等化部、及び、該前置等化部の後段で適応等化処理により等化処理を行う後段等化部を有する適応等化部と、前記適応等化部の入力信号と出力信号のいずれかを信号源として、同期検波処理における位相誤差量を検出する位相誤差検出制御部と、を備え、前記前置等化部は、前記衛星伝送路で生じる伝送路歪の逆特性と、周波数に対して予め定められた線形特性又は一様特性の逆特性とを周波数に応じて選択的に設定されるように、各逆特性に基づく所定の逆特性実装テーブルを保持する手段を有し、前記後段等化部は、受信Ｃ／Ｎに相当する値が所定の変動幅以内ではないときに前記前置等化部に入力される入力信号を前記適応等化処理の入力信号とし、該受信Ｃ／Ｎに相当する値が所定の変動幅以内となったときに前記前置等化部から出力される出力信号を前記適応等化処理の入力信号とするよう切り替える切替手段を有し、前記位相誤差検出制御部は、前記適応等化部の出力信号における収束状態を監視して該収束状態が所定の値を下回ったときに、前記位相誤差量の検出に係る信号源として、初期段階に当該信号源としていた前記適応等化部の入力信号から、前記適応等化部の出力信号に切り替えを行う信号切替手段、及び、当該信号源の信号について変調方式に応じた理想信号点系列の平均電力と等しくなるよう利得調整を行った上で前記位相誤差量を算出する位相誤差算出手段を有することを特徴とする。
That is, a receiver according to the present invention is a receiver for receiving a digital signal, and a pre-equalizer for performing equalization using the inverse characteristic of channel distortion generated in a satellite channel, and An adaptive equalization unit having a post-stage equalization unit that performs equalization processing by adaptive equalization processing at a stage subsequent to the placement equalization unit, and synchronous detection using any one of an input signal and an output signal of the adaptive equalization unit as a signal source A phase error detection control unit for detecting an amount of phase error in processing , wherein the pre-equalization unit is characterized by an inverse characteristic of transmission line distortion generated in the satellite transmission line and a linear characteristic predetermined for a frequency Or means for holding a predetermined inverse characteristic mounting table based on each inverse characteristic so that the inverse characteristic of the uniform characteristic is selectively set according to the frequency; When the value corresponding to / N is not within the predetermined fluctuation range, The input signal to be input is the input signal of the adaptive equalization processing, and the output signal output from the pre-equalization unit is the above when the value corresponding to the reception C / N falls within a predetermined fluctuation range. The phase error detection control unit monitors the convergence state of the output signal of the adaptive equalization unit, and the convergence state falls below a predetermined value. Sometimes, as a signal source related to the detection of the phase error amount, a signal switching unit that switches from the input signal of the adaptive equalization unit that was used as the signal source at the initial stage to the output signal of the adaptive equalization unit, , characterized Rukoto that have a phase error calculating means for calculating the phase error amount after performing a gain adjustment to be equal to the average power of the ideal signal point sequence corresponding to the modulation method for the signal of the signal source .
また、本発明の受信装置において、前記信号切替手段は、前記適応等化部の出力信号における収束状態を監視して、平均二乗誤差量を基準として等化収束を判定する等化収束判定部と、当該等化収束していると判定した際に、当該信号源を切り替える信号選択部とを備えることを特徴とする。 Further, in the receiving apparatus according to the present invention, the signal switching unit monitors an convergence state of an output signal of the adaptive equalization unit and determines an equalization convergence based on an average squared error amount; And a signal selection unit configured to switch the signal source when it is determined that the equalization convergence has been performed.
また、本発明の受信装置において、前記前置等化部は、当該逆特性に基づく所定の逆特性実装テーブルを保持する伝送路歪逆特性設定部と、前記伝送路歪逆特性設定部から設定される該所定の逆特性実装テーブルを基に等化処理を行う伝送路歪逆特性等化部とを備えることを特徴とする。 Further, in the receiving apparatus according to the present invention, the pre-equalization unit is configured from a transmission path distortion inverse characteristic setting unit that holds a predetermined inverse characteristic mounting table based on the inverse characteristic, and the transmission path distortion inverse characteristic setting unit. And a transmission path distortion inverse characteristic equalization unit that performs equalization processing based on the predetermined inverse characteristic mounting table.
また、本発明の受信装置において、前記伝送路歪逆特性設定部は、衛星伝送路毎に構成される１以上のフィルター及び１以上の増幅器を個別に指定された当該逆特性に基づく所定の逆特性実装テーブルを保持することを特徴とする。
Further, in the receiver according to the present invention, the transmission path distortion inverse characteristic setting unit is configured to set one or more filters and one or more amplifiers configured for each satellite transmission path to a predetermined inverse based on the inverse characteristic individually designated. It is characterized by holding a characteristic mounting table.
また、本発明の受信装置において、前記所定の逆特性実装テーブルは、前記フィルターの逆特性として、前記フィルターの周波数特性からインパルス応答を算出して生成された第１の逆特性実装テーブルを含むことを特徴とする。
In the receiving apparatus of the present invention, the predetermined inverse characteristic mounting table as an inverse characteristic of the filter, include a first inverse characteristic mounting table generated by calculating the impulse response from the frequency characteristics of the filter It is characterized by
また、本発明の受信装置において、前記所定の逆特性実装テーブルは、前記フィルターの振幅特性と群遅延特性のいずれか一方又は双方に対して、周波数に対して予め定められた一様特性を含む逆特性を基に生成された第２の逆特性実装テーブルを含む複数種の逆特性実装テーブルとして構成され、前記伝送路歪逆特性設定部は、該複数種の逆特性実装テーブルを前記伝送路歪逆特性等化部に対して選択的に設定可能に構成されていることを特徴とする。
In the receiving apparatus of the present invention, the predetermined inverse characteristic mounting table, to either one or both of the amplitude and group delay characteristics of the filter, including uniform characteristics predetermined for the frequency The transmission path distortion inverse characteristic setting unit is configured as a plurality of types of inverse characteristic implementation tables including a second inverse characteristic implementation table generated based on the inverse characteristics, and the transmission path distortion inverse characteristic setting unit It is characterized in that it is configured to be able to selectively set the distortion inverse characteristic equalizer.
また、本発明の受信装置において、前記所定の逆特性実装テーブルは、前記増幅器の逆特性として、増幅器のＡＭ／ＡＭ特性は入出力電力に対して対称となり、ＡＭ／ＰＭ特性は、入力信号に対して対称となる特性を算出して生成された第３の逆特性実装テーブルを含むことを特徴とする。
In the receiving apparatus of the present invention, the predetermined inverse characteristic mounting table as an inverse characteristic of the amplifier, AM / AM characteristic of the amplifier becomes symmetrical with respect to output power, AM / PM characteristics, the input signal It is characterized in that it includes a third inverse characteristic mounting table generated by calculating symmetrical characteristics.
また、本発明の受信装置において、前記所定の逆特性実装テーブルは、前記増幅器のＡＭ／ＡＭ特性及びＡＭ／ＰＭ特性に対して、入力電力に対して線形なＡＭ／ＡＭ特性とするか、又は入力電力に対して一様なＡＭ／ＰＭ特性とする逆特性を基に生成された第４の逆特性実装テーブルを含む複数種の逆特性実装テーブルとして構成され、前記伝送路歪逆特性設定部は、該複数種の逆特性実装テーブルを前記伝送路歪逆特性等化部に対して選択的に設定可能に構成されていることを特徴とする 。
In the receiving apparatus of the present invention, the predetermined inverse characteristic mounting table, with respect to AM / AM characteristic and AM / PM characteristic of the amplifier, or a linear AM / AM characteristics with respect to the input power, or The transmission path distortion inverse characteristic setting unit is configured as a plurality of types of inverse characteristic mounting tables including a fourth inverse characteristic mounting table generated based on the inverse characteristic to be uniform AM / PM characteristics with respect to input power The present invention is characterized in that the plurality of types of inverse characteristic mounting tables can be selectively set to the transmission path distortion inverse characteristic equalization unit.
また、本発明の受信装置において、前記伝送路歪逆特性等化部は、前記伝送路歪逆特性設定部から選択的に設定された当該所定の逆特性実装テーブルを基に、指定された所定の動作点で等化処理を行うことを特徴とする。
Further, in the receiving apparatus according to the present invention, the transmission path distortion inverse characteristic equalization unit is specified based on the predetermined inverse characteristic mounting table selectively set from the transmission path distortion inverse characteristic setting unit. It is characterized in that equalization processing is performed at the operating point of
また、本発明の受信装置において、前記伝送路歪逆特性等化部は、当該所定の逆特性実装テーブルを基に等化処理を行う際に、指定された所定の動作点で当該デジタル信号に関する利得調整を行う利得調整手段を有することを特徴とする。 Further, in the receiving apparatus of the present invention, the transmission path distortion inverse characteristic equalization unit relates to the digital signal at a designated predetermined operation point when performing equalization processing based on the predetermined inverse characteristic mounting table. It is characterized in that it comprises gain adjustment means for performing gain adjustment.
本発明によれば、衛星中継器上で発生する固有の歪成分を十分に抑圧し、また、衛星放送を想定した降雨減衰によるランダム性雑音の重畳に対しても耐性を有することが可能となる。 According to the present invention, it is possible to sufficiently suppress the inherent distortion component generated on the satellite repeater, and to be resistant to the superposition of randomness noise due to rainfall attenuation assuming satellite broadcasting. .
以下、図面を参照して、本発明による一実施形態の受信装置を説明する。図１は、本発明による一実施形態の受信装置９０のブロック図である。前述した図２４に示す従来技術の受信装置９０と同様な構成要素には同一の参照番号を付している。尚、実装される受信装置９０は、変調波信号に多重された同期信号を検出し誤り訂正符号の先頭を検出する同期検出機能や、伝送多重制御信号から伝送方式の設定等の情報を検出して変調方式や符号化率等の設定を行う制御機能などを有するが、その詳細な図示を省略している。以下、非特許文献１記載の方式に基づく送信信号の受信を想定した受信装置９０の構成を基に、本発明の一実施形態を説明する。 Hereinafter, a receiver according to an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram of a receiver 90 of one embodiment according to the present invention. The same components as those of the prior art receiver 90 shown in FIG. 24 described above are designated by the same reference numerals. Note that the receiver 90 to be mounted detects a synchronization detection function that detects a synchronization signal multiplexed in a modulation wave signal and detects the beginning of an error correction code, and detects information such as a transmission scheme setting from a transmission multiplex control signal. Although it has a control function for setting the modulation scheme, coding rate and the like, its detailed illustration is omitted. Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described based on the configuration of the receiving apparatus 90 assuming reception of a transmission signal based on the scheme described in Non-Patent Document 1.
（受信装置構成）
図１を参照するに、本実施形態の受信装置９０は、前方向誤り訂正方式の受信装置であり、選局部９１、直交復調部９２及び誤り訂正復号部９３から構成されるが、特に直交復調部９２内の適応等化部９４（前置等化部９５と後段等化部９６で構成される。）が、前述した図２４に示す従来技術の受信装置９０における適応等化器９２５から置き換えられている点、及び、位相誤差検出制御部９７が、前述した図２４に示す従来技術の受信装置９０における位相誤差制御部９２６から置き換えられている点で、従来技法と異なる。よって、以後の説明では、適応等化部９４及び位相誤差検出制御部９７に関して、詳細に機能を説明する。
(Receiver configuration)
Referring to FIG. 1, the receiving apparatus 90 of the present embodiment is a receiving apparatus of the forward error correction scheme, and is composed of a localizing unit 91, an orthogonal demodulation unit 92, and an error correction decoding unit 93. The adaptive equalization unit 94 (composed of the pre-equalization unit 95 and the post-stage equalization unit 96) in the unit 92 is replaced with the adaptive equalizer 925 in the prior art receiver 90 shown in FIG. 24 described above. This differs from the conventional technique in that the phase error detection control unit 97 is replaced with the phase error control unit 926 in the prior art receiver 90 shown in FIG. 24 described above. Therefore, in the following description, functions of the adaptive equalization unit 94 and the phase error detection control unit 97 will be described in detail.
適応等化部９４の詳細構成を図２に示す。適応等化部９４は、前置等化部９５と後段等化部９６の縦続接続で構成される。前置等化部９５は、伝送路歪逆特性設定部９５１と伝送路歪逆特性等化部９５２で構成される。後段等化部９６は、ＭＥＲ計測部９６１、適応等化設定部９６２、切替スイッチ（ＳＷ）９６３、及び適応等化器９６４から構成される。 The detailed configuration of the adaptive equalization unit 94 is shown in FIG. The adaptive equalization unit 94 is configured by a cascade connection of a pre-equalization unit 95 and a post-stage equalization unit 96. The pre-equalization unit 95 includes a transmission path distortion inverse characteristic setting unit 951 and a transmission path distortion inverse characteristic equalization unit 952. The post-stage equalization unit 96 includes a MER measurement unit 961, an adaptive equalization setting unit 962, a changeover switch (SW) 963, and an adaptive equalizer 964.
まず、前置等化部９５の動作について説明する。前置等化部９５は主に、伝送路で生じる歪に対して、特性が既知であることを想定して動作する。このため、伝送路歪逆特性設定部９５１より、伝送路で用いられるフィルターや増幅器の伝送特性を事前に取得し、さらにその特性を相殺するような特性（逆特性）を伝送路歪逆特性等化部９５２に設定することで、高精度な等化処理を実現する。 First, the operation of the pre-equalizer 95 will be described. The pre-equalizer 95 mainly operates on the assumption that the characteristics are known with respect to distortion generated in the transmission path. For this reason, the transmission characteristics of the filter or amplifier used in the transmission path are obtained in advance from the transmission path distortion inverse characteristic setting unit 951, and the characteristics (inverse characteristics) that cancel the characteristics are By setting in the quantization unit 952, high-precision equalization processing is realized.
伝送路歪逆特性設定部９５１に対する事前設定の詳細について図３に示すフローチャートを基に説明する。伝送路歪逆特性設定部９５１に対する事前設定は、その管理者の操作によって行われる。まず、管理者は、伝送路の定義を行う（ステップＳ１）。具体的な伝送路として、図２０に示す衛星伝送路を想定した場合、送信装置５０においては、地球局送信機内のフィルター特性、増幅器特性、衛星中継器７０においては、前述したＩＭＵＸフィルター、ＴＷＴＡ，ＯＭＵＸフィルター、受信装置９０においては、受信アンテナに内蔵されるブロックコンバーター増幅器特性などが挙げられる。特に衛星伝送路においては、衛星中継器７０で発生する歪が支配的であることから、衛星中継器７０を構成するＩＭＵＸフィルター、ＴＷＴＡ、ＯＭＵＸフィルターの縦続構成を、本実施例の代表的な伝送路と定義し、この定義された伝送路で発生する歪を、以下の順で生成・設定する逆歪特性の対象とする。 Details of the presetting for the transmission path distortion inverse characteristic setting unit 951 will be described based on the flowchart shown in FIG. The presetting of the transmission path distortion inverse characteristic setting unit 951 is performed by the operation of the administrator. First, the administrator defines a transmission path (step S1). When a satellite transmission line shown in FIG. 20 is assumed as a specific transmission line, in the transmission apparatus 50, filter characteristics and amplifier characteristics in the earth station transmitter, and in the satellite repeater 70, the above-described IMUX filter, TWTA, In the OMUX filter and the receiving apparatus 90, block converter amplifier characteristics and the like built in the receiving antenna can be mentioned. In particular, in the satellite transmission line, since distortion generated in the satellite repeater 70 is dominant, the cascade configuration of the IMUX filter, TWTA, and OMUX filter constituting the satellite repeater 70 is a typical transmission of this embodiment. It defines as a path | route, and makes distortion generate | occur | produced in this defined transmission path the object of the reverse distortion characteristic produced | generated and set in the following order.
当該定義した伝送路（ＩＭＵＸフィルター、ＴＷＴＡ及びＯＭＵＸフィルター）について、管理者は、例えば汎用コンピューターにより、事前に取得し所定のメモリに保存しておいた特性テーブルを読み込む（ステップＳ２）。ＩＭＵＸフィルターやＯＭＵＸフィルターの場合、図２２や図２３に示す振幅特性及び群遅延特性がフィルター特性に関する特性テーブルであり、ＴＷＴＡの場合、図２１に示すＡＭ／ＡＭ特性及びＡＭ／ＰＭ特性が増幅器特性に関する特性テーブルである。 For the defined transmission path (IMUX filter, TWTA and OMUX filter), the administrator reads the characteristic table acquired in advance and stored in a predetermined memory, for example, by a general purpose computer (step S2). In the case of IMUX filters and OMUX filters, the amplitude characteristics and group delay characteristics shown in FIG. 22 and FIG. 23 are characteristic tables related to filter characteristics, and in the case of TWTA, the AM / AM characteristics and AM / PM characteristics shown in FIG. Characteristic table.
続いて、フィルター特性及び増幅器特性に関する特性テーブルに対する逆特性テーブルを生成する（ステップＳ３）。より具体的には、当該読み込んだフィルター特性に関する特性テーブルの逆特性として、管理者は、例えば汎用コンピューターにより、周波数軸上で対称となる振幅特性及び群遅延特性を計算する。これにより、フィルターの振幅に関して一定振幅が保たれ、群遅延偏差については偏差量を０に相殺することが可能となる逆特性テーブルを生成する。また、増幅器特性の逆特性として、管理者は、例えば汎用コンピューターにより、元のＡＭ／ＡＭ特性に対して入出力電力軸上で対称となるＡＭ／ＡＭ特性、及び、入力電力軸上で対称となるＡＭ／ＰＭ特性を計算する。これにより、ＡＭ／ＡＭ特性に関しては利得一定、ＡＭ／ＰＭ特性に関しては位相遷移量を０に相殺することが可能となる逆特性テーブルを生成する。このようにして事前に生成したＩＭＵＸフィルターの特性（図２２）とＯＭＵＸフィルターの特性（図２３）の逆特性テーブルを図４及び図５に示す。また、事前に生成したＴＷＴＡの特性（図２１）の逆特性テーブルを図６に示す。 Subsequently, an inverse characteristic table for the characteristic table relating to the filter characteristic and the amplifier characteristic is generated (step S3). More specifically, as an inverse characteristic of the characteristic table relating to the read filter characteristic, the administrator calculates an amplitude characteristic and a group delay characteristic which are symmetrical on the frequency axis, for example, by a general purpose computer. Thereby, a constant amplitude is maintained with respect to the amplitude of the filter, and an inverse characteristic table is generated which makes it possible to offset the deviation amount to 0 for the group delay deviation. In addition, as an inverse characteristic of the amplifier characteristic, the administrator can, for example, use a general purpose computer to select an AM / AM characteristic symmetrical on the input / output power axis with respect to the original AM / AM characteristic and a symmetry on the input power axis. Calculate the AM / PM characteristics As a result, a constant gain is obtained for the AM / AM characteristic, and an inverse characteristic table is generated which makes it possible to offset the phase shift amount to 0 for the AM / PM characteristic. The inverse characteristic tables of the characteristics of the IMUX filter (FIG. 22) and the characteristics of the OMUX filter (FIG. 23) generated in advance in this way are shown in FIG. 4 and FIG. Further, FIG. 6 shows an inverse characteristic table of TWTA characteristics (FIG. 21) generated in advance.
続いて、当該生成した逆特性テーブルの他、フィルター特性の場合、振幅・群遅延特性のいずれか一方又は双方については一様特性とする逆特性テーブルも生成する（ステップＳ４）。振幅のみ一様な周波数特性を適用した例を図７及び図８に示す。このようにフィルター逆特性の一種として一様特性とする逆特性テーブルを生成することは、各種逆特性を選択的に使用する際に、過度な利得上昇などを防ぐことを可能にするためである。尚、本願明細書中で云う「一様特性」とは、図７及び図８に示すような完全な直線状とする場合に限らず、部分的に逆特性を残すなど、直線状の特性の一部に凹凸を有する特性を含む。 Subsequently, in addition to the generated inverse characteristic table, in the case of the filter characteristic, an inverse characteristic table is also generated in which either or both of the amplitude and the group delay characteristic have uniform characteristics (step S4). 7 and 8 show an example in which only uniform amplitude frequency characteristics are applied. The generation of the inverse characteristic table having uniform characteristics as one type of filter inverse characteristic in this way is to make it possible to prevent an excessive gain increase etc. when selectively using various inverse characteristics. . Incidentally, the "uniform characteristics" referred to in the specification of the present invention are not limited to the case where they are completely linear as shown in FIG. 7 and FIG. It includes the characteristic of having some unevenness.
同様に、増幅器特性の場合、ＡＭ／ＡＭについては線形特性、或いはＡＭ／ＰＭについては一様特性とする逆特性テーブルも生成する（ステップＳ４）。ＡＭ／ＡＭ特性にのみ線形特性を適用した例を図９に示す。このように増幅器逆特性の一種として線形特性や一様特性とする逆特性テーブルを生成することは、各種逆特性を選択的に使用する際に、飽和点付近の非線形領域における過度な利得上昇などを防ぐことを可能にするためである。尚、本願明細書中で云う「線形特性」とは、図９に示すような完全な直線状とする場合に限らず、部分的に逆特性を残すなど、直線状の特性の一部に凹凸を有する特性を含む。 Similarly, in the case of the amplifier characteristic, an inverse characteristic table is also generated which is a linear characteristic for AM / AM or a uniform characteristic for AM / PM (step S4). An example in which the linear characteristic is applied only to the AM / AM characteristic is shown in FIG. As described above, it is possible to generate an inverse characteristic table having a linear characteristic and a uniform characteristic as one type of amplifier inverse characteristic, such as excessive gain increase in a nonlinear region near the saturation point when selectively using various inverse characteristics. To make it possible to prevent. Incidentally, the “linear characteristic” referred to in the specification of the present application is not limited to the case where the linear characteristic is completely linear as shown in FIG. Including the characteristics having
続いて、生成した各逆特性テーブルについて、管理者は、例えば汎用コンピューターにより、各逆特性テーブルに対応するそれぞれの逆特性実装テーブルを計算して生成する（ステップＳ５）。より具体的には、フィルター特性に関する逆特性テーブルに対しては、たとえば、周波数サンプリング法により、振幅及び群遅延偏差量の周波数応答のサンプル値又はサンプル値を補間した値から、逆フーリエ変換処理（ＩＤＦＴ）により、ＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルターのインパルス応答を算出し逆特性実装テーブルとして生成する。一例として、図７に対応した複素インパルス応答を図１０に、図８に対応した複素インパルス応答を図１１に示す。また、増幅器特性に関する逆特性テーブルに対しては、ＡＭ／ＡＭ特性、及び、ＡＭ／ＰＭ特性が入出力特性に対応するため、これらの特性を適時補間し入出力特性に対応した利得係数Ａ及び位相遷移量φから構成される複素乗算テーブル（Ａ・exp(jφ））を算出し逆特性実装テーブルとして生成する。 Subsequently, for each of the generated inverse characteristic tables, the administrator calculates and generates the respective inverse characteristic implementation tables corresponding to the respective inverse characteristic tables, for example, using a general-purpose computer (step S5). More specifically, for the inverse characteristic table relating to the filter characteristic, for example, inverse Fourier transform processing (from the value obtained by interpolating the sample value or the sample value of the frequency response of the amplitude and group delay deviation amount by frequency sampling) Based on IDFT, the impulse response of a FIR (Finite Impulse Response) filter is calculated and generated as an inverse characteristic mounting table. As an example, FIG. 10 shows a complex impulse response corresponding to FIG. 7 and FIG. 11 shows a complex impulse response corresponding to FIG. In addition, for the inverse characteristic table relating to the amplifier characteristic, the AM / AM characteristic and the AM / PM characteristic correspond to the input / output characteristic, and these characteristics are appropriately interpolated to obtain the gain coefficient A corresponding to the input / output characteristic A complex multiplication table (A · exp (jφ)) composed of the phase shift amount φ is calculated and generated as an inverse characteristic mounting table.
続いて、管理者は、例えば汎用コンピューターにより、生成した各逆特性実装テーブルであるフィルターの複素インパルス応答及び複素乗算テーブルを伝送路歪逆特性設定部９５１が備える所定のメモリに記憶させる。伝送路歪逆特性設定部９５１は、管理者の操作によって、伝送路歪逆特性設定部９５１が保持する各逆特性実装テーブルを適時選択して、伝送路歪逆特性等化部９５２に設定可能である。尚、伝送路歪逆特性設定部９５１は、各逆特性実装テーブル以外にも、変更可能な増幅器の動作点情報を当該所定のメモリに記憶しており、管理者の操作によって、伝送路歪逆特性設定部９５１から伝送路歪逆特性等化部９５２に増幅器の動作点情報を設定可能に構成されている。増幅器の動作点情報は、伝送路で動作する増幅器の動作点と同一であり、ＴＷＴＡにおいては入力バックオフ（ＩＢＯ）又は出力バックオフ（ＯＢＯ）で定義される。一例として、図２１に示すＡＭ／ＡＭ特性において、無変調波入力時の最大電力に対する変調波信号入力時の出力低下量をＯＢＯと定義し、１６ＡＰＳＫ、ロールオフ率０．０３、シンボルレート３３．７５６１Ｍｂａｕｄの信号を入力した場合、ＯＢＯ＝２．２ｄＢに対応するＩＢＯは４．４７ｄＢである。
Subsequently, the administrator causes the general-purpose computer, for example, to store the complex impulse response and the complex multiplication table of the filters, which are the generated inverse characteristic mounting tables, in a predetermined memory provided in the transmission path distortion inverse characteristic setting unit 951. The transmission path distortion inverse characteristic setting unit 951 can select each inverse characteristic mounting table held by the transmission path distortion inverse characteristic setting unit 951 according to the operation of the administrator, and can set the transmission path distortion inverse characteristic equalization unit 952 It is. The transmission path distortion inverse characteristic setting unit 951 stores the changeable amplifier operating point information in the predetermined memory in addition to each inverse characteristic mounting table, and the transmission path distortion inverse is operated by the administrator. The operating point information of the amplifier can be set from the characteristic setting unit 951 to the transmission path distortion inverse characteristic equalization unit 952. The operating point information of the amplifier is the same as the operating point of the amplifier operating in the transmission path, and is defined as input backoff (IBO) or output backoff (OBO) in TWTA. As an example, in the AM / AM characteristic shown in FIG. 21, OBO is defined as the amount of decrease in output at the time of modulation wave input with respect to the maximum power at the time of non-modulation wave input, 16APSK, roll off rate 0.03, symbol rate 33. When a 7561 Mbaud signal is input, the IBO corresponding to OBO = 2.2 dB is 4.47 dB.
次に、図１２を参照して、本発明による一実施形態の受信装置９０における伝送路歪逆特性設定部９５１から伝送路歪逆特性等化部９５２への設定動作例を説明する。図１２には、伝送路歪逆特性等化部９５２の詳細構成例も示してある。伝送路歪逆特性等化部９５２は、伝送路歪逆特性設定部９５１から設定可能な逆特性実装テーブルを実装可能とする回路構成を有しており、また、伝送路に対して双対な回路構成となっている。図１２に示す例では、伝送路はＩＭＵＸフィルター、ＴＷＴＡ、及びＯＭＵＸフィルターの縦続接続であるため、この場合、伝送路歪逆特性等化部９５２の回路構成は、ＯＭＵＸフィルター逆特性用ＦＩＲフィルター部９５２１、ＴＷＴＡ逆特性用振幅・位相調整部９５２２、利得調整部９５２３、及びＩＭＵＸフィルター逆特性用ＦＩＲフィルター部９５２４の順序で接続される。尚、利得調整部９５２３は、動作点情報によって利得低下が生じる場合に利得補償するために設けられる。 Next, with reference to FIG. 12, an example of setting operation from the transmission path distortion inverse characteristic setting unit 951 to the transmission path distortion inverse characteristic equalization unit 952 in the receiving device 90 according to an embodiment of the present invention will be described. FIG. 12 also shows a detailed configuration example of the transmission path distortion inverse characteristic equalization unit 952. The transmission path distortion inverse characteristic equalization unit 952 has a circuit configuration that enables implementation of the inverse characteristic mounting table that can be set from the transmission path distortion inverse characteristic setting unit 951, and a circuit that is dual to the transmission path. It is a structure. In the example shown in FIG. 12, since the transmission path is a cascade connection of the IMUX filter, the TWTA, and the OMUX filter, in this case, the circuit configuration of the transmission path distortion inverse characteristic equalizer 952 is the FIR filter for the OMUX filter inverse characteristic. 9521, an amplitude / phase adjustment unit for inverse characteristic of TWTA 9522, a gain adjustment unit 9523, and an FIR filter unit for inverse characteristic of IMUX filter 9524 are connected in this order. A gain adjustment unit 9523 is provided to perform gain compensation when gain reduction occurs due to operating point information.
ＯＭＵＸフィルター逆特性用ＦＩＲフィルター部９５２１には、伝送路歪逆特性設定部９５で保持されたＯＭＵＸフィルター逆特性用複素インパルス応答（図１１に相当）を設定する。同様に、ＩＭＵＸフィルター逆特性用ＦＩＲフィルター部９５２４には、ＩＭＵＸフィルター逆特性用複素インパルス応答（図１０に相当）を設定する。 In the OMUX filter inverse characteristic FIR filter unit 9521, the OMUX filter inverse characteristic complex impulse response (corresponding to FIG. 11) held by the transmission path distortion inverse characteristic setting unit 95 is set. Similarly, in the IMUX filter inverse characteristic FIR filter unit 9524, an IMUX filter inverse characteristic complex impulse response (corresponding to FIG. 10) is set.
ＴＷＴＡ逆特性用振幅・位相調整部９５２２には、伝送路歪逆特性設定部９５１で取得したＴＷＴＡ逆特性複素乗算テーブル（図９に相当）及び、動作点情報を設定する。衛星中継器７０側において、ＴＷＴＡが動作点としてＯＢＯ＝２．２ｄＢで運用されている場合、同一の動作点情報（ＯＢＯ又はＯＢＯに対応するＩＢＯ）を指定することで、衛星中継器７０で生じる歪と同一動作点で歪を相殺することが可能となる。 In the TWTA inverse characteristic amplitude / phase adjustment unit 9522, the TWTA inverse characteristic complex multiplication table (corresponding to FIG. 9) acquired by the transmission path distortion inverse characteristic setting unit 951 and the operating point information are set. When the TWTA is operated at OBO = 2.2 dB as the operating point on the satellite relay 70 side, the same operation point information (IBO corresponding to OBO or OBO) is generated in the satellite relay 70 by designating the same. It is possible to cancel the distortion at the same operating point as the distortion.
利得調整部９５２３はＴＷＴＡ逆特性用振幅・位相調整部で生じる利得低下を補償する機能を有する。一例として、ＴＷＴＡ逆特性用振幅・位相調整部９５２２において、ＯＢＯ＝２．２ｄＢを設定し、図９に示す特性を適用した場合、ＡＭ／ＡＭ特性に線形特性を適用することから、出力信号はＯＢＯ＝２．２ｄＢ相当の信号レベル低下が生じる。ＴＷＴＡ逆特性用振幅・位相調整部９５２通過後は、ＴＷＴＡに起因する歪成分は除去されているため、利得調整部９５２３で線形利得処理を施しても歪成分の増大は発生しないことから、ＯＢＯ＝２．２ｄＢの利得低下を相殺する利得調整を行うことで、後続する誤り訂正復号部９３に適した振幅に調整することが可能となる。尚、利得調整部９５２３は、上述のＩＭＵＸフィルター逆特性用ＦＩＲフィルター部９５２４の後段に設置することも可能である。 The gain adjustment unit 9523 has a function of compensating for the gain reduction that occurs in the TWTA inverse characteristic amplitude / phase adjustment unit. As an example, when the OBO = 2.2 dB is set in the amplitude / phase adjustment unit 9522 for TWTA inverse characteristics and the characteristic shown in FIG. 9 is applied, the linear signal is applied to the AM / AM characteristic, so the output signal is A signal level drop corresponding to OBO = 2.2 dB occurs. Since the distortion component caused by the TWTA is removed after passing through the amplitude / phase adjustment unit 952 for the TWTA inverse characteristic, no increase in the distortion component occurs even when the linear adjustment processing is performed by the gain adjustment unit 9523. By performing a gain adjustment that cancels the gain reduction of = 2.2 dB, it is possible to adjust to an amplitude suitable for the subsequent error correction decoding unit 93. Note that the gain adjustment unit 9523 can also be installed at the subsequent stage of the above-described IMUX filter inverse characteristic FIR filter unit 9524.
伝送路歪逆特性設定部９５１から設定されるＩＭＵＸ及びＯＭＵＸフィルターの逆特性実装テーブルはインパルス応答の形状になっており、ＴＷＴＡの逆特性実装テーブルは振幅及び位相の情報になっていることから、これらの逆特性実装テーブルの情報は、ＦＰＧＡ等任意のデータを書き換え可能且つ複素乗算機能を有する集積回路によって、容易に実装することが可能である。 The inverse characteristic mounting table of the IMUX and OMUX filter set from the transmission path distortion inverse characteristic setting unit 951 is in the form of an impulse response, and the inverse characteristic mounting table of the TWTA is information of amplitude and phase, The information of these inverse characteristic mounting tables can be easily implemented by an integrated circuit such as an FPGA capable of rewriting arbitrary data and having a complex multiplication function.
図２の後段等化部９６の詳細動作について説明する。図２のとおり、適応等化設定部９６２は、図２４に示す従来の適応等化器９２５と同様に構成される適応等化器９６４の動作条件である適応等化器パラメーター（タップ長、忘却係数など）を設定する。適応等化器９６４は最小二乗誤差規範を代表とする適応アルゴリズムにより動作するよう、逐次係数更新が可能なＦＩＲフィルターで構成することができる。 The detailed operation of the post-stage equalization unit 96 of FIG. 2 will be described. As shown in FIG. 2, the adaptive equalization setting unit 962 is an adaptive equalizer parameter (tap length, forgetting) which is an operation condition of the adaptive equalizer 964 configured similarly to the conventional adaptive equalizer 925 shown in FIG. Set coefficients etc.) The adaptive equalizer 964 can be configured with an FIR filter capable of successive coefficient updating to operate by an adaptive algorithm typified by a least squares error criterion.
最小二乗誤差規範に基づく適応アルゴリズムをＡＰＳＫ信号に対して適用した場合、ＡＰＳＫの理想信号点配置を基準信号点とし、適応等化器９６４に入力される信号と基準信号点候補（１６ＡＰＳＫの場合、１６点）との誤差ベクトルが最小となるよう、適応等化器９６４のＦＩＲフィルター係数が逐次更新される。適応等化器９６４のＦＩＲフィルターをシンボル時間ｔ単位で動作させ、ｔを離散時間、ｘ（ｔ）を入力シンボル列（複素値）、ｚ（ｔ）を等化器出力（複素値）、ｗ（ｔ）をＦＩＲフィルター係数列（複素値）、e （ｔ）を誤差ベクトル、μを忘却係数と定義した場合、ｚ（ｔ）及びｗ（ｔ）は以下の式（１）及び式（２）で更新される。尚、Ｔは行列の転置、＊は複素共役を示す。 When an adaptive algorithm based on the least squares error criterion is applied to an APSK signal, the APSK ideal signal point arrangement is used as a reference signal point, and a signal input to the adaptive equalizer 964 and a reference signal point candidate (in the case of 16APSK) The FIR filter coefficients of the adaptive equalizer 964 are successively updated such that the error vector with 16 points is minimized. The FIR filter of the adaptive equalizer 964 is operated at symbol time t, t is discrete time, x (t) is an input symbol string (complex value), z (t) is an equalizer output (complex value), w When (t) is defined as a FIR filter coefficient sequence (complex value), e (t) as an error vector, and μ as a forgetting factor, z (t) and w (t) are expressed by the following equations (1) and (2) Updated with). In addition, T shows transposition of a matrix and * shows a complex conjugate.
切替スイッチ（ＳＷ）９６３は、前置等化部９５の入力信号と出力信号を選択的に切り変える機能を有し、適応等化設定部９６２から信号切換指示を受けることで動作する。切替ＳＷ９６３により、図２４に示す一般的な受信装置９０と同様に動作させる適応等化器９６４のみで動作する機能と、本実施形態との機能の性能比較等を行うことが可能となる。 The changeover switch (SW) 963 has a function of selectively switching an input signal and an output signal of the pre-equalization unit 95, and operates by receiving a signal switching instruction from the adaptive equalization setting unit 962. By the switching SW 963, it is possible to compare the performance of the function of this embodiment with the function operating only with the adaptive equalizer 964 operated in the same manner as the general receiving device 90 shown in FIG.
ＭＥＲ計測部９６１は、前置等化部９５に入力される信号のＭＥＲ（Modulation Error Ratio)を計測する機能を有し、受信Ｃ／Ｎ（Carrier／Noise）に相当する値を取得する。上記切替ＳＷ９６３は、ＭＥＲ計測部９６１の値を基に適応等化設定部９６２から信号切換指示を得ることで、入力信号の受信品質に応じて、前置等化部９５の入力信号と出力信号を選択的に切り変えることが可能となる。 The MER measurement unit 961 has a function of measuring the MER (Modulation Error Ratio) of the signal input to the pre-equalization unit 95, and acquires a value corresponding to the reception C / N (Carrier / Noise). The switch SW 963 obtains a signal switching instruction from the adaptive equalization setting unit 962 based on the value of the MER measurement unit 961 so that the input signal and the output signal of the pre-equalization unit 95 according to the reception quality of the input signal. Can be switched selectively.
切替ＳＷ９６３による切替動作として、本実施形態の受信装置９０の受信動作開始直後では、前置等化部９５の入力信号を適応等化器９６４へと入力する状態にすることが想定される。適応等化設定部９６２は、ＭＥＲ計測部９６１から受信Ｃ／Ｎに相当する値が得られる度にその値を監視しており、所定の変動幅以内となると、信号切換指示を切替ＳＷ９６３に出力する。このように受信Ｃ／Ｎに相当する値が所定の変動幅以内で安定した状態で、前置等化部９５の出力信号が適応等化器９６４へと入力する状態にされる。受信Ｃ／Ｎ相当値に基づいて、あらかじめ適応等化器９６４のみによる受信確認を行うことが可能な機能を有することで、前置等化部９５の設定変更等を容易に行うことが可能となり、受信状況の安定性を確認後、さらなる等化性能を向上させることが可能となる。 As the switching operation by the switching SW 963, it is assumed that the input signal of the pre-equalizer 95 is input to the adaptive equalizer 964 immediately after the reception operation of the receiving device 90 of this embodiment starts. The adaptive equalization setting unit 962 monitors a value corresponding to the reception C / N from the MER measurement unit 961 each time it is obtained, and outputs a signal switching instruction to the switching SW 963 when it falls within a predetermined fluctuation range. Do. As described above, the output signal of the pre-equalizer 95 is input to the adaptive equalizer 964 while the value corresponding to the reception C / N is stabilized within the predetermined fluctuation range. By having a function capable of performing reception confirmation only by the adaptive equalizer 964 in advance based on the reception C / N equivalent value, it becomes possible to easily change the setting of the pre-equalizer 95, etc. After confirming the stability of the reception situation, it is possible to further improve the equalization performance.
尚、ＭＥＲ計測部９６１は、前置等化部９５の入力信号から受信Ｃ／Ｎに相当する値を取得する構成とする代わりに、前置等化部９５の出力信号から受信Ｃ／Ｎに相当する値を取得する構成とすることや、後段等化部９６の出力信号から受信Ｃ／Ｎに相当する値を取得する構成とすることもできる。 It is to be noted that the MER measurement unit 961 is not configured to obtain a value corresponding to the reception C / N from the input signal of the pre-equalization unit 95, but the output signal of the pre-equalization unit 95 to the reception C / N. Alternatively, a value corresponding to the reception C / N may be obtained from the output signal of the post-stage equalization unit 96.
このように、本実施形態の受信装置９０では、適応等化部９４による縦続等化処理で等化させるよう構成したため、出力されるＩＱ信号をより理想信号点に近づけることができ、これに伴い、後続する誤り訂正復号部９３による誤り率をより低減させることが可能となる。 As described above, in the receiving apparatus 90 according to the present embodiment, since the equalization is performed by the cascade equalization processing by the adaptive equalization unit 94, the output IQ signal can be closer to the ideal signal point. The error rate by the subsequent error correction decoding unit 93 can be further reduced.
次に、図１に示す位相誤差検出制御部９７について、図１３を参照して詳細に説明する。図１３は、本発明による一実施形態の受信装置９０における位相誤差検出制御部９７の詳細構成を示す図である。位相誤差検出制御部９７は、信号選択部９８、位相誤差検出部９９及び等化収束判定部１００から構成される。更に、位相誤差検出部９９は、利得調整部９９１、領域判定部９９２、理想信号点テーブル９９３、位相誤差算出部９９４、及び領域判定テーブル保持部９９５から構成される。 Next, the phase error detection control unit 97 shown in FIG. 1 will be described in detail with reference to FIG. FIG. 13 is a diagram showing a detailed configuration of the phase error detection control unit 97 in the receiving device 90 according to an embodiment of the present invention. The phase error detection control unit 97 includes a signal selection unit 98, a phase error detection unit 99, and an equalization convergence determination unit 100. Furthermore, the phase error detection unit 99 includes a gain adjustment unit 991, an area determination unit 992, an ideal signal point table 993, a phase error calculation unit 994, and an area determination table holding unit 995.
等化収束判定部１００は、等化信号の収束度合いを平均二乗誤差量の判定基準で等化状況を判別し、後続する位相誤差検出部９９に対して、等化前のＩＱ信号と、等化後のＩＱ信号のいずれかを選択するための切替信号を信号選択部９８に出力する。平均二乗誤差量は、等化後のＩＱ信号と理想信号点に対する最近傍信号点のＩＱ信号との複素誤差量を所定のシンボル数分にわたり、二乗平均化した値であり、この値が所定の値を下回ることで、等化の収束度合いを判定することが可能である。また、所定の値を下回った場合に、信号選択部９８における接続状態を遷移させる切替信号を信号選択部９８に出力する。特に、適応等化部９４による縦続等化処理の初期段階においては、等化の収束が安定せず、ＩＱ信号の振幅及び位相が不安定になるおそれがある。よって、等化収束判定部１００を設けることで、適応等化部９４による縦続等化処理の等化状態を監視しつつ、位相誤差検出部９９に対して、振幅及び位相をより整わせたＩＱ信号を出力するよう制御することが可能となる。 The equalization convergence determination unit 100 determines the equalization state based on the determination criterion of the mean square error amount on the convergence degree of the equalization signal, and the IQ signal before equalization for the subsequent phase error detection unit 99, etc. The switching signal for selecting any of the post-conversion IQ signals is output to the signal selection unit 98. The mean squared error amount is a value obtained by squaring averaging the complex error amount between the equalized IQ signal and the IQ signal of the nearest signal point to the ideal signal point for a predetermined number of symbols, and this value is a predetermined value. Below the value, it is possible to determine the convergence degree of equalization. In addition, when it is lower than a predetermined value, a switching signal for causing the connection state in the signal selection unit 98 to transition is output to the signal selection unit 98. In particular, in the initial stage of the cascade equalization process by the adaptive equalization unit 94, convergence of equalization is not stable, and the amplitude and phase of the IQ signal may be unstable. Therefore, by providing the equalization convergence determination unit 100, while monitoring the equalization state of the cascade equalization processing by the adaptive equalization unit 94, an IQ in which the amplitude and the phase are further adjusted with respect to the phase error detection unit 99. Control can be made to output a signal.
信号選択部９８は、等化収束判定部１００から得られる切替信号に基づき、等化前のＩＱ信号か、又は等化後のＩＱ信号を位相誤差検出部９９に出力する。 The signal selection unit 98 outputs the IQ signal before equalization or the IQ signal after equalization to the phase error detection unit 99 based on the switching signal obtained from the equalization convergence determination unit 100.
位相誤差検出部９９では、信号選択部９８から出力されるＩＱ信号を利得調整部９９１に入力し、利得調整部９９１は、等化前後のＩＱ信号が、なるべく理想信号点系列の平均電力と等しくなるよう利得調整し、利得調整後のＩＱ信号を領域判定部９９２に出力する。このように利得調整を行うことで、領域判定部９９２及び位相誤差算出部９９４の各処理において、誤差の少ない計算を行うことが可能となる。 The phase error detection unit 99 inputs the IQ signal output from the signal selection unit 98 to the gain adjustment unit 991, and the gain adjustment unit 991 determines that the IQ signal before and after equalization is equal to the average power of the ideal signal point sequence as much as possible. The gain is adjusted so that the IQ signal after gain adjustment is output to the area determination unit 992. By performing the gain adjustment in this manner, it is possible to perform calculation with a small error in each process of the area determination unit 992 and the phase error calculation unit 994.
領域判定部９９２は、利得調整部９９１から出力される利得調整後のＩＱ信号を入力し、領域判定テーブル保持部９９５から得られる領域判定テーブルを用いて、当該ＩＱ信号がどの領域に存在するかを判定し、その旨を示す領域判定情報を理想信号点テーブル９９３に出力する。この判定の後、領域判定部９９２は、利得調整部９９１から得られた利得調整後のＩＱ信号を位相誤差算出部９９４に出力する。領域判定テーブル保持部９９５は、各変調方式に対応する領域判定テーブルを保持するメモリとして構成される。一例として、ＱＰＳＫを例にとる場合、利得調整後のＩＱ信号は複素平面上の第１〜第４象限のいずれかに含まれることから、領域判定部９９２は、領域判定テーブル保持部９９５から、ＱＰＳＫにおける４つの領域判定テーブル（図１４（ａ）に示す点線枠）を取得し、仮に当該ＩＱ信号が第１象限に含まれる場合に、第１象限を領域判定情報として理想信号点テーブル９９３に出力する。 Region determination unit 992 receives the IQ signal after gain adjustment output from gain adjustment unit 991 and uses the region determination table obtained from region determination table storage unit 995 to determine in which region the IQ signal is present Are determined, and area determination information indicating that is output to the ideal signal point table 993. After this determination, the area determination unit 992 outputs the IQ signal after gain adjustment obtained from the gain adjustment unit 991 to the phase error calculation unit 994. The area determination table holding unit 995 is configured as a memory that holds an area determination table corresponding to each modulation method. As an example, in the case of taking QPSK as an example, since the IQ signal after gain adjustment is included in any of the first to fourth quadrants on the complex plane, the area judgment unit 992 receives the signal from the area judgment table holding unit 995 If four area determination tables (dotted line frame shown in FIG. 14A) in QPSK are acquired and the IQ signal is included in the first quadrant, the first quadrant is used as the area determination information in the ideal signal point table 993. Output.
また、１６ＱＡＭのように振幅・位相共に異なる変調信号の場合、領域判定部９９２は、領域判定テーブル保持部９９５から、複素平面を理想信号点が等間隔で分割されるよう１６領域に分割した領域判定閾値テーブル（図１４（ｂ）に示す点線枠）を取得し、当該ＩＱ信号が含まれる象限を領域判定情報として理想信号点テーブル９９３に出力する。 Further, in the case of a modulation signal different in both amplitude and phase as in 16 QAM, the area determination unit 992 divides the complex plane into 16 areas so that ideal signal points are equally spaced from the area determination table holding unit 995. The determination threshold table (dotted line frame shown in FIG. 14B) is acquired, and the quadrant in which the IQ signal is included is output as the area determination information to the ideal signal point table 993.
理想信号点テーブル９９３は、入力値（領域判定情報）に対して対応する出力値（最近傍信号点）を出力するメモリにより構成され、当該領域判定情報に示される象限に含まれる最近傍信号点を位相誤差算出部９９４に出力する。 The ideal signal point table 993 is composed of a memory that outputs an output value (nearest signal point) corresponding to an input value (area determination information), and is the nearest signal point included in the quadrant indicated by the area determination information Are output to the phase error calculation unit 994.
位相誤差算出部９９４は、領域判定部９９２を経て利得調整部９９１から出力される利得調整後のＩＱ信号（Ｉｒ，Ｑｒ）を入力するとともに、理想信号点テーブル９９３から出力される、該ＩＱ信号（Ｉｒ，Ｑｒ）を基に求められた最近傍信号点のＩＱ信号（Ｉｔ，Ｑｔ）を入力し、ＩＱ信号（Ｉｒ，Ｑｒ）とＩＱ信号（Ｉｔ，Ｑｔ）とを比較して、位相誤差量Δφを算出し、図１に示す同期検波部９２３に出力する。Δφは、次式により算出することができる。 The phase error calculation unit 994 receives the IQ signal (Ir, Qr) after gain adjustment output from the gain adjustment unit 991 via the area determination unit 992, and outputs the IQ signal output from the ideal signal point table 993. The IQ signal (It, Qt) of the nearest signal point obtained based on (Ir, Qr) is input, and the IQ signal (Ir, Qr) and the IQ signal (It, Qt) are compared to obtain a phase error. The amount Δφ is calculated and output to the synchronous detection unit 923 shown in FIG. Δφ can be calculated by the following equation.
Δφ＝| arctan（Ir／Qr） − arctan（It／Qt）| Δφ = | arctan (Ir / Qr) − arctan (It / Qt) |
尚、信号選択部９８は、管理者の操作により切り替え動作させるよう構成することも可能であるが、等化収束判定部１００と連動して動作するよう構成するのが好適である。これにより、適応等化部９４による縦続等化処理に関して、その等化の収束度合いに応じて自動的に等化前のＩＱ信号か、又は等化後のＩＱ信号を切り替えるようになるため、適応等化部９４による縦続等化処理の状態に関わらず、同期検波部９２３による安定した検波が保持される。 The signal selection unit 98 may be configured to perform switching operation by the operation of the administrator, but is preferably configured to operate in conjunction with the equalization convergence determination unit 100. As a result, in the cascade equalization processing by the adaptive equalization unit 94, the IQ signal before equalization or the IQ signal after equalization is automatically switched according to the convergence degree of the equalization. Regardless of the state of the cascade equalization processing by the equalization unit 94, stable detection by the synchronization detection unit 923 is maintained.
また、前述した実施形態の受信装置９０の例では、ルートロールオフフィルタ９２４の後段に、前置等化部９５と後段等化部９６で構成される適応等化部９４を配置する例を説明したが、例えば図１５及び図１６に示すように、ルートロールオフフィルタ９２４と前置等化部９５の配置を入れ替えた構成としてもよい。 Further, in the example of the receiving apparatus 90 according to the above-described embodiment, the example in which the adaptive equalization unit 94 configured by the pre-equalization unit 95 and the post-stage equalization unit 96 is disposed downstream of the route roll-off filter 924 is described. However, as shown in FIGS. 15 and 16, for example, the arrangement of the route roll-off filter 924 and the pre-equalizer 95 may be interchanged.
或いはまた、図１６において、ルートロールオフフィルタ９２４を複数用意し、後段等化部９６における切替スイッチ（ＳＷ）９６３の各入力段に、それぞれルートロールオフフィルタ９２４を配置する構成とすることもできる。 Alternatively, in FIG. 16, a plurality of route roll off filters 924 may be prepared, and the route roll off filters 924 may be arranged at each input stage of the changeover switch (SW) 963 in the post equalization unit 96. .
本実施形態の例の有効性を確認するため、図１５に示す構成のうち、前置等化部９５の効果と、位相誤差検出制御部９７を設けた適応等化部９４の効果を計算機シミュレーションにより確認した。想定する伝送路としては１２ＧＨｚ帯放送衛星用衛星中継器を想定したＩＭＵＸフィルター、ＴＷＴＡ及びＯＭＵＸフィルターによる縦続構成とし、図２１から図２３に示す特性を適用した。適応等化部９４による縦続等化処理では、図１６に示す伝送路歪逆特性設定部９５１により、ＯＭＵＸフィルター逆特性用複素インパルス応答（図１１）、ＩＭＵＸフィルター逆特性用複素インパルス応答（図１０）及びＴＷＴＡ逆特性複素乗算テーブル（図９）を伝送路歪逆特性等化部９５２に設定させた。信号源は１６ＡＰＳＫ、ロールオフ率０．０３、シンボルレート３３．７５６１Ｍｂａｕｄとし、ＴＷＴＡの動作点はＯＢＯ＝２．２ｄＢ（ＩＢＯ＝４．４７ｄＢ相当）に設定し、動作点情報も同様にＯＢＯ＝２．２ｄＢとした。 In order to confirm the effectiveness of the example of this embodiment, computer simulation of the effect of the pre-equalizer 95 and the effect of the adaptive equalizer 94 provided with the phase error detection controller 97 in the configuration shown in FIG. It confirmed by. The assumed transmission path is a cascade configuration of an IMUX filter, a TWTA and an OMUX filter assuming a satellite repeater for a 12 GHz band broadcast satellite, and the characteristics shown in FIGS. 21 to 23 are applied. In the cascade equalization processing by the adaptive equalization unit 94, the complex impulse response for the OMUX filter inverse characteristic (FIG. 11) and the complex impulse response for the IMUX filter inverse characteristic (FIG. 10) are generated by the transmission path distortion inverse characteristic setting unit 951 shown in FIG. And the TWTA inverse characteristic complex multiplication table (FIG. 9) are set in the transmission path distortion inverse characteristic equalization unit 952. The signal source is 16APSK, rolloff rate is 0.03, symbol rate is 33.7561 Mbaud, the operating point of TWTA is set to OBO = 2.2 dB (IBO = 4.47 dB equivalent), and the operating point information is also OBO = 2 .2 dB.
前置等化部９５による効果として、前置等化部９５により等化した信号のコンスタレーションを図１７に示す。等化前のコンスタレーションは図２５であることから、本発明に係る受信装置９０とすることで、信号品質が大きく改善し、適切に等化されていることがわかる。尚、前置等化部９５は係数が固定の状態で動作する等化器であることから、降雨減衰等により、ランダム性の雑音が重畳されていても、係数が変わらず安定的な等化処理を継続することが可能となる。また、必要に応じて、管理者の操作により、適宜、一様特性及び線形特性を用いた逆特性テーブルにより生成した逆特性実装テーブルを選択的に前置等化部９５で動作するよう設定することができるので、例えば各事業者の要望に応じてチャンネル毎に逆特性実装テーブルの種別を変える場合も容易に設定することが可能となる。 As an effect of the pre-equalization unit 95, FIG. 17 shows a constellation of the signal equalized by the pre-equalization unit 95. Since the constellation before equalization is as shown in FIG. 25, it can be seen that the signal quality is greatly improved and equalized appropriately by using the receiving apparatus 90 according to the present invention. Since the pre-equalizer 95 is an equalizer operating with fixed coefficients, even if random noise is superimposed due to rainfall attenuation etc., the equalization is stable without changing the coefficients. Processing can be continued. In addition, the inverse characteristic mounting table generated by the inverse characteristic table using the uniform characteristic and the linear characteristic is appropriately set to be selectively operated by the pre-equalizer 95 by the operation of the administrator, as necessary. Therefore, it is possible to easily set even when the type of the reverse characteristic mounting table is changed for each channel according to the request of each business operator, for example.
図１８に、適応等化部９４による縦続等化前のＩＱ信号と理想信号点との比較、及び平均位相誤差量（計測シンボル数１０２４シンボル）を示す。また、位相誤差検出制御部９７を設けた適応等化部９４の効果として、図１９に、適応等化部による縦続等化後のＩＱ信号と理想信号点との比較、及び平均位相誤差量（計測シンボル数１０２４シンボル）を示す。図１８より、適応等化部９４による縦続等化前の場合では、平均位相誤差量は１０．６７度であるのに対し、図１９より、適応等化部９４による縦続等化後の場合では、平均位相誤差量は４．４７度となることがわかった。よって、本発明に係る位相誤差検出制御部９７と適応等化部９４を設けた受信装置９０とすることで、より安定した位相誤差検出を行うことが可能となる。 FIG. 18 shows a comparison between an IQ signal before cascade equalization by the adaptive equalization unit 94 and an ideal signal point, and an average phase error amount (1024 measurement symbols). Further, as an effect of the adaptive equalization unit 94 provided with the phase error detection control unit 97, in FIG. 19, a comparison between an IQ signal after cascade equalization by the adaptive equalization unit and an ideal signal point, and an average phase error amount Number of measurement symbols (1024 symbols). From FIG. 18, the average phase error amount is 10.67 degrees before cascade equalization by adaptive equalization unit 94, while from FIG. 19, after cascade equalization by adaptive equalization unit 94. The average phase error amount was found to be 4.47 degrees. Therefore, with the reception device 90 provided with the phase error detection control unit 97 and the adaptive equalization unit 94 according to the present invention, it is possible to perform more stable phase error detection.
上述の実施形態では特定の例を基に説明したが、様々な応用が可能である。例えば、変調方式は１６ＡＰＳＫを例に説明したが、他の変調方式にも適用可能である。また、衛星放送、地上放送、移動通信、固定通信などの他の伝送方式にも適用可能であり、伝送路を適切に指定することで、様々な伝送路にも適用可能である。 Although the above embodiments have been described based on specific examples, various applications are possible. For example, although the modulation scheme has been described taking 16APSK as an example, the present invention is applicable to other modulation schemes. Moreover, it is applicable also to other transmission systems, such as satellite broadcasting, terrestrial broadcasting, mobile communication, fixed communication, and it can apply it to various transmission paths by specifying a transmission path appropriately.
本発明によれば、衛星中継器上で発生する固有の歪成分を十分に抑圧可能であり、また、衛星放送を想定した降雨減衰によるランダム性雑音の重畳に対しても耐性を有する受信装置とすることが可能となるので、多値変調を受信する任意の受信装置の用途に有用である。 According to the present invention, it is possible to sufficiently suppress an inherent distortion component generated on a satellite repeater, and a receiver having resistance to superposition of randomness noise due to rainfall attenuation assuming satellite broadcasting. As such, it is useful for any receiver application that receives multi-level modulation.
５０ 送信装置
７０ 衛星中継器
９０ 受信装置
９１ 選局部
９２ 直交復調部
９３ 誤り訂正復号部
９４ 適応等化部
９５ 前置等化部
９６ 後段等化部
９７ 位相誤差検出制御部
９８ 信号選択部
９９ 位相誤差検出部
１００ 等化収束判定部
９１１ 自動利得制御部（ＡＧＣ）
９１２ 中間周波数（ＩＦ）／ベースバンド変換部
９１３ 周波数指定・選局部
９１４ ローパスフィルター
９２１ アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換部
９２２ シンボルタイミング再生部
９２３ 同期検波部
９２４ ルートロールオフフィルタ
９２５ 適応等化器
９２６ 位相誤差制御部
９２７ 絶対位相化部
９５１ 伝送路歪逆特性設定部
９５２ 伝送路歪逆特性等化部
９６１ ＭＥＲ計測部
９６２ 適応等化設定部
９６３ 切替スイッチ（ＳＷ）
９６４ 適応等化器
９９１ 利得調整部
９９２ 領域判定部
９９３ 理想信号点テーブル
９９４ 位相誤差算出部
９９５ 領域判定テーブル保持部
９５２１ 出力マルチプレクサ（ＯＭＵＸ）フィルター逆特性用ＦＩＲフィルター部
９５２２ ＴＷＴＡ逆特性用振幅・位相調整部
９５２３ 利得調整部
９５２４ 入力マルチプレクサ（ＩＭＵＸ）フィルター逆特性用ＦＩＲフィルター部
Reference Signs List 50 transmitting apparatus 70 satellite repeater 90 receiving apparatus 91 selective area 92 quadrature demodulation section 93 error correction decoding section 94 adaptive equalization section 95 pre-equalization section 96 post-stage equalization section 97 phase error detection control section 98 signal selection section 99 phase Error detection unit 100 Equalization convergence determination unit 911 Automatic gain control unit (AGC)
912 Intermediate frequency (IF) / baseband conversion unit 913 frequency designation / localization 914 low pass filter 921 analog / digital (A / D) conversion unit 922 symbol timing recovery unit 923 synchronization detection unit 924 root roll off filter 925 adaptive equalizer 926 Phase error control unit 927 Absolute phase conversion unit 951 Transmission path distortion inverse characteristic setting unit 952 Transmission path distortion inverse characteristic equalization unit 961 MER measurement unit 962 Adaptive equalization setting unit 963 Switch (SW)
964 Adaptive equalizer 991 Gain adjustment unit 992 Region judgment unit 993 Ideal signal point table 994 Phase error calculation unit 995 Region judgment table holding unit 9521 Output multiplexer (OMUX) filter inverse characteristic FIR filter unit 9522 TWTA amplitude / phase Adjustment unit 9523 Gain adjustment unit 9524 Input multiplexer (IMUX) filter Inverse filter for FIR filter
Claims (10)
衛星伝送路で生じる伝送路歪の逆特性を利用して等化処理を行う前置等化部、及び、該前置等化部の後段で適応等化処理により等化処理を行う後段等化部を有する適応等化部と、
前記適応等化部の入力信号と出力信号のいずれかを信号源として、同期検波処理における位相誤差量を検出する位相誤差検出制御部と、を備え、
前記前置等化部は、前記衛星伝送路で生じる伝送路歪の逆特性と、周波数に対して予め定められた線形特性又は一様特性の逆特性とを周波数に応じて選択的に設定されるように、各逆特性に基づく所定の逆特性実装テーブルを保持する手段を有し、
前記後段等化部は、受信Ｃ／Ｎに相当する値が所定の変動幅以内ではないときに前記前置等化部に入力される入力信号を前記適応等化処理の入力信号とし、該受信Ｃ／Ｎに相当する値が所定の変動幅以内となったときに前記前置等化部から出力される出力信号を前記適応等化処理の入力信号とするよう切り替える切替手段を有し、
前記位相誤差検出制御部は、前記適応等化部の出力信号における収束状態を監視して該収束状態が所定の値を下回ったときに、前記位相誤差量の検出に係る信号源として、初期段階に当該信号源としていた前記適応等化部の入力信号から、前記適応等化部の出力信号に切り替えを行う信号切替手段、及び、当該信号源の信号について変調方式に応じた理想信号点系列の平均電力と等しくなるよう利得調整を行った上で前記位相誤差量を算出する位相誤差算出手段を有することを特徴とする受信装置。 A receiver for receiving digital signals, wherein
A pre-equalization unit that performs equalization processing using the inverse characteristic of transmission line distortion generated in a satellite transmission line, and post-stage equalization processing that performs equalization processing by adaptive equalization processing at the subsequent stage of the pre-equalization unit An adaptive equalization unit having a control unit,
And a phase error detection control unit that detects an amount of phase error in synchronous detection processing using either the input signal or the output signal of the adaptive equalization unit as a signal source ,
The pre-equalization unit selectively sets, according to the frequency, an inverse characteristic of the transmission line distortion generated in the satellite transmission line and an inverse characteristic of a linear characteristic or a uniform characteristic predetermined for the frequency. And means for holding a predetermined inverse characteristic mounting table based on each inverse characteristic,
The post-stage equalization unit takes the input signal input to the pre-equalization unit when the value corresponding to the reception C / N is not within a predetermined fluctuation range as the input signal for the adaptive equalization process, A switching unit configured to switch an output signal output from the pre-equalization unit to an input signal of the adaptive equalization processing when a value corresponding to C / N falls within a predetermined fluctuation range;
The phase error detection control unit monitors a convergence state of an output signal of the adaptive equalization unit, and when the convergence state falls below a predetermined value, an initial stage as a signal source relating to the detection of the phase error amount. Signal switching means for switching from the input signal of the adaptive equalization unit that has been the signal source to the output signal of the adaptive equalization unit, and an ideal signal point sequence of the signal of the signal source according to the modulation scheme receiving apparatus according to claim Rukoto that have a phase error calculating means for calculating the phase error amount after performing a gain adjustment to be equal to the average power.
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