JP6518967B2

JP6518967B2 - DC AC conversion circuit and power supply device

Info

Publication number: JP6518967B2
Application number: JP2015132451A
Authority: JP
Inventors: 友隆中村; 翔平今
Original assignee: Takasago Ltd
Current assignee: Takasago Ltd
Priority date: 2015-07-01
Filing date: 2015-07-01
Publication date: 2019-05-29
Anticipated expiration: 2035-07-01
Also published as: JP2017017869A

Description

本発明は直流交流変換回路及び電源装置に関し、特にインバータ回路により直流電圧から交流電圧を生成する直流交流変換回路及び電源装置に関する。 The present invention relates to a DC-AC conversion circuit and a power supply device, and more particularly to a DC-AC conversion circuit and a power supply device generating an AC voltage from a DC voltage by an inverter circuit.

電源装置の一例が特許文献１、２に開示されている。特許文献１に記載の電源装置は、太陽電池で生成された直流電圧をコンバータ回路により降圧した後に、インバータ回路を用いて当該降圧電圧に基づく交流電圧の生成を行う。 Patent Literatures 1 and 2 disclose an example of a power supply device. The power supply device described in Patent Document 1 generates an AC voltage based on the step-down voltage using an inverter circuit after the DC voltage generated by the solar cell is stepped down by the converter circuit.

また、特許文献２に記載の電源装置は、複数のコンバータにより複数の太陽電池で生成された直流電圧をそれぞれ他の電圧に降圧する。そして降圧した複数の直流電圧を合成した後に、インバータ回路を用いて交流電圧を生成する。 Further, the power supply device described in Patent Document 2 steps down DC voltages generated by a plurality of solar cells by a plurality of converters to other voltages. Then, after combining the plurality of step-down DC voltages, an AC voltage is generated using an inverter circuit.

特開２００４−１４７４７２号公報JP 2004-147472 A 特開２００４−２１５４３９号公報Unexamined-Japanese-Patent No. 2004-215439

電源装置では、高効率化が求められている。高効率化の一手段としては、インバータ回路に入力する直流電圧を高くすることが考えられる。しかしながら、インバータ回路に入力する直流電圧を高くした場合、インバータ回路に用いられるスイッチング素子及びコンデンサに高耐圧素子を利用しなければならない。しかし、高耐圧なスイッチング素子は電力損出が大きく、効率を低下させる要因になるという問題がある。更に、高耐圧な回路素子は、体積が大きく装置の体積が増大する問題がある。 Power supply devices are required to be highly efficient. As one means of high efficiency, it is conceivable to increase the DC voltage input to the inverter circuit. However, when the DC voltage input to the inverter circuit is increased, it is necessary to use a high breakdown voltage element as the switching element and capacitor used in the inverter circuit. However, a high withstand voltage switching element has a problem that the power loss is large, which causes a reduction in efficiency. Furthermore, the high withstand voltage circuit element has a problem that the volume is large and the volume of the device is increased.

本発明にかかる直流交流変換回路の一態様は、高電位側直流電圧が入力される高電位側電源配線と、低電位側直流電圧が入力される低電位側電源配線と、前記高電位側電源配線と直列ノードとの間に接続される第１のインバータと、前記直列ノードと前記低電位側電源配線との間に接続される第２のインバータと、前記第１のインバータと並列接続される第１のコンデンサと、前記第２のインバータと並列接続される第２のコンデンサと、前記第１のインバータ内において第１の交流電圧の生成に用いられる複数のスイッチングトランジスタのうち１つのスイッチングトランジスタのソースドレイン間に発生する第１のパルス信号を平滑化して、前記第１のパルス信号の振幅に応じた第１の調整電圧を生成し、当該第１の調整電圧を前記第２のコンデンサの両端に与える第１の相互バランス回路と、を有する。 One aspect of the direct current to alternating current conversion circuit according to the present invention is a high potential side power supply wiring to which a high potential side direct current voltage is input, a low potential side power supply wiring to which a low potential side DC voltage is input, and the high potential side power supply A first inverter connected between the wiring and the series node, a second inverter connected between the series node and the low potential power supply wiring, and a parallel connection with the first inverter A first capacitor, a second capacitor connected in parallel to the second inverter, and one of a plurality of switching transistors used for generating a first alternating voltage in the first inverter The first pulse signal generated between the source and the drain is smoothed to generate a first adjustment voltage according to the amplitude of the first pulse signal, and the first adjustment voltage is output as the second adjustment voltage. It has a first mutual balancing circuit for applying across the capacitor, the.

本発明にかかる電源装置の一態様は、少なくとも上記直流交流変換回路を含み、外部から与えられる交流信号を直流信号に変換して前記直流交流変換回路に与える交流直流変換回路と、前記直流交流変換回路が前記第１のインバータ及び前記第２のインバータにより出力する交流電圧をそれぞれ直流電圧に変換し、変換後の直流電圧を構成して負荷を駆動するコンバータ回路と、を有する。 One aspect of a power supply device according to the present invention includes an AC-DC conversion circuit that includes at least the DC-AC conversion circuit and converts an AC signal supplied from the outside into a DC signal and supplies the DC signal to the DC-AC conversion circuit; And a converter circuit configured to convert an AC voltage output from the first inverter and the second inverter into a DC voltage, and to convert the converted DC voltage to drive a load.

本発明によれば、低い耐圧の回路素子を利用しながらインバータ回路の効率を高めることができる。 According to the present invention, the efficiency of the inverter circuit can be increased while utilizing a low breakdown voltage circuit element.

実施の形態１にかかる直流交流変換回路の回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram of a direct current to alternating current conversion circuit according to a first embodiment. 実施の形態１にかかる直流交流変換回路の動作を説明するグラフである。5 is a graph illustrating the operation of the DC-AC converter circuit according to the first embodiment. 実施の形態１にかかる電源装置のブロック図である。FIG. 1 is a block diagram of a power supply device according to a first embodiment.

実施の形態１
以下では、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。なお、説明の明確化のため、以下の記載及び図面は、適宜、省略、及び簡略化がなされている。また、各図面において、同一の要素には同一の符号が付されており、必要に応じて重複説明は省略されている。 Embodiment 1
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. The following description and the drawings are omitted and simplified as appropriate for clarification of the explanation. Further, in each drawing, the same reference numeral is given to the same element, and the overlapping explanation is omitted as necessary.

図１に実施の形態１にかかる交流直流変換回路１の回路図を示す。図１に示すように、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１は、第１のインバータ１０、第２のインバータ２０、第１の相互バランス回路３０、第２の相互バランス回路４０、第１のコンデンサＣ１１、第２のコンデンサＣ１２を有する。また、交流直流変換回路１は、入力端子ＴＭ１、ＴＭ２を有し、当該入力端子ＴＭ１、ＴＭ２を介して入力電圧Ｖｉｎが与えられる。入力端子ＴＭ１には高電位側電源配線ＮＤＨが接続され、入力端子ＴＭ２には低電位側電源配線ＮＤＬが接続されている。以下の説明では、高電位側電源配線ＮＤＨに与えられる電圧を高電位側直流電圧と称し、低電位側電源配線ＮＤＬに与えられる電圧を低電位側直流電圧と称す。また、高電位側直流電圧と低電位側直流電圧との電圧差が入力電圧Ｖｉｎとなる。 FIG. 1 shows a circuit diagram of the AC-DC converter circuit 1 according to the first embodiment. As shown in FIG. 1, the AC-DC converter circuit 1 according to the first embodiment includes a first inverter 10, a second inverter 20, a first mutual balance circuit 30, a second mutual balance circuit 40, a first And a second capacitor C12. Further, the AC-DC converter circuit 1 has input terminals TM1 and TM2, and an input voltage Vin is given via the input terminals TM1 and TM2. The high potential side power supply wiring NDH is connected to the input terminal TM1, and the low potential side power supply wiring NDL is connected to the input terminal TM2. In the following description, the voltage applied to the high potential side power supply wiring NDH is referred to as a high potential side DC voltage, and the voltage applied to the low potential side power supply wiring NDL is referred to as a low potential side DC voltage. Further, a voltage difference between the high potential side DC voltage and the low potential side DC voltage is the input voltage Vin.

第１のインバータ１０は、高電位側電源配線ＮＤＨと直列ノードＮＤＭとの間に接続される。第２のインバータ２０は、直列ノードＮＤＭと低電位側電源配線ＮＤＬとの間に接続される。つまり、第１のインバータ１０及び第２のインバータ２０は、高電位側電源配線ＮＤＨと低電位側電源配線ＮＤＬとの間に直列に接続される。 The first inverter 10 is connected between the high potential side power supply wiring NDH and the series node NDM. The second inverter 20 is connected between the series node NDM and the low potential side power supply wiring NDL. That is, the first inverter 10 and the second inverter 20 are connected in series between the high potential side power supply wiring NDH and the low potential side power supply wiring NDL.

第１のコンデンサＣ１１は、高電位側電源配線ＮＤＨと直列ノードＮＤＭとの間に接続される。第２のコンデンサＣ２１は、直列ノードＮＤＭと低電位側電源配線ＮＤＬとの間に接続される。つまり、第１のコンデンサＣ１１は第１のインバータ１０と並列に接続され、第２のコンデンサＣ２１は第２のインバータと並列に接続される。また、別の観点では、第１のコンデンサＣ１１及び第２のコンデンサＣ２１は、高電位側電源配線ＮＤＨと低電位側電源配線ＮＤＬとの間に直列に接続される。 The first capacitor C11 is connected between the high potential side power supply wire NDH and the series node NDM. The second capacitor C21 is connected between the series node NDM and the low potential side power supply wiring NDL. That is, the first capacitor C11 is connected in parallel to the first inverter 10, and the second capacitor C21 is connected in parallel to the second inverter. From another point of view, the first capacitor C11 and the second capacitor C21 are connected in series between the high potential side power supply wiring NDH and the low potential side power supply wiring NDL.

第１の相互バランス回路３０は、第１のインバータ１０内において交流電圧の生成に用いられる複数のスイッチングトランジスタのうち１つのスイッチングトランジスタ（図１に示す例ではスイッチングトランジスタＴＲ１２）のソースドレイン間に発生する第１のパルス信号を平滑化して、第１のパルス信号の振幅に応じた第１の調整電圧Ｖ１３を生成し、当該第１の調整電圧Ｖ１３を第２のコンデンサＣ２１の両端に与える。 The first mutual balance circuit 30 is generated between the source and drain of one switching transistor (switching transistor TR12 in the example shown in FIG. 1) among a plurality of switching transistors used for generating an AC voltage in the first inverter 10. The first pulse signal is smoothed to generate a first adjustment voltage V13 according to the amplitude of the first pulse signal, and the first adjustment voltage V13 is applied to both ends of the second capacitor C21.

第２の相互バランス回路４０は、第２のインバータ２０内において交流電圧の生成に用いられる複数のスイッチングトランジスタのうち１つのスイッチングトランジスタ（図１に示す例ではスイッチングトランジスタＴＲ２２）のソースドレイン間に発生する第２のパルス信号を平滑化して、第２のパルス信号の振幅に応じた第２の調整電圧Ｖ２３を生成し、当該第２の調整電圧Ｖ２３を前記第１のコンデンサの両端に与える。 The second mutual balance circuit 40 is generated between the source and drain of one switching transistor (switching transistor TR22 in the example shown in FIG. 1) among a plurality of switching transistors used for generating an AC voltage in the second inverter 20. The second pulse signal is smoothed to generate a second adjustment voltage V23 according to the amplitude of the second pulse signal, and the second adjustment voltage V23 is applied to both ends of the first capacitor.

なお、図１に示す例では、第１の相互バランス回路３０と第２の相互バランス回路４０を示したが、相互バランス回路は、第１の相互バランス回路３０と第２の相互バランス回路４０のいずれか一方のみが実装されている形態であっても構わない。第１の相互バランス回路３０と第２の相互バランス回路４０との両方を備えることで、第１のコンデンサＣ１１の両端に発生する電圧と、第２のコンデンサＣ２１の両端に発生する電圧と、をより安定化させることができる。 Although the first mutual balance circuit 30 and the second mutual balance circuit 40 are shown in the example shown in FIG. 1, the mutual balance circuit includes the first mutual balance circuit 30 and the second mutual balance circuit 40. Only one of them may be implemented. By providing both the first balance circuit 30 and the second balance circuit 40, a voltage generated across the first capacitor C11 and a voltage generated across the second capacitor C21 can be obtained. It can be made more stable.

続いて、第１のインバータ１０、第２のインバータ２０、第１の相互バランス回路３０、第２の相互バランス回路４０の回路構成についてそれぞれ説明する。 Subsequently, circuit configurations of the first inverter 10, the second inverter 20, the first mutual balance circuit 30, and the second mutual balance circuit 40 will be respectively described.

第１のインバータ１０は、スイッチングトランジスタＴＲ１１〜ＴＲ１４、トランスＴ１１を有する。スイッチングトランジスタＴＲ１１〜ＴＲ１４は同一導電型のトランジスタである。スイッチングトランジスタＴＲ１１及びスイッチングトランジスタＴＲ１２は、高電位側電源配線ＮＤＨと直列ノードＮＤＭとの間に直列に接続される。スイッチングトランジスタＴＲ１３及びスイッチングトランジスタＴＲ１４は、高電位側電源配線ＮＤＨと直列ノードＮＤＭとの間に直列に接続される。そして、スイッチングトランジスタＴＲ１１とスイッチングトランジスタＴＲ１２とを接続するノードが、トランスＴ１１の一次側コイルの一端に接続される。また、スイッチングトランジスタＴＲ１３とスイッチングトランジスタＴＲ１４とを接続するノードが、トランスＴ１１の一次側コイルの他端に接続される。第１のインバータ１０では、スイッチングトランジスタＴＲ１１及びスイッチングトランジスタＴＲ１４を同位相のＰＷＭ信号により駆動し、スイッチングトランジスタＴＲ１２及びスイッチングトランジスタＴＲ１３をスイッチングトランジスタＴＲ１１、ＴＲ１４とは反転する位相のＰＷＭ信号により駆動する。スイッチングトランジスタＴＲ１１〜ＴＲ１４を駆動するＰＷＭ信号はＰＷＭ制御回路により生成される。つまり、第１のインバータ１０では、スイッチングトランジスタＴＲ１１〜ＴＲ１４及びトランスＴ１１の一次側コイルによりＨブリッジ型駆動回路を構成する。また、第１のインバータ１０は、トランスＴ１１の二次側コイルの両端には第１の交流電圧Ｖｏ１を生成する。 The first inverter 10 includes switching transistors TR11 to TR14 and a transformer T11. The switching transistors TR11 to TR14 are transistors of the same conductivity type. The switching transistor TR11 and the switching transistor TR12 are connected in series between the high potential side power supply wire NDH and the series node NDM. The switching transistor TR13 and the switching transistor TR14 are connected in series between the high potential side power supply wire NDH and the series node NDM. Then, a node connecting the switching transistor TR11 and the switching transistor TR12 is connected to one end of the primary side coil of the transformer T11. Further, a node connecting the switching transistor TR13 and the switching transistor TR14 is connected to the other end of the primary side coil of the transformer T11. In the first inverter 10, the switching transistor TR11 and the switching transistor TR14 are driven by the PWM signal of the same phase, and the switching transistor TR12 and the switching transistor TR13 are driven by the PWM signal whose phase is opposite to that of the switching transistors TR11 and TR14. The PWM signal for driving the switching transistors TR11 to TR14 is generated by a PWM control circuit. That is, in the first inverter 10, the switching transistors TR11 to TR14 and the primary coil of the transformer T11 constitute an H bridge type drive circuit. The first inverter 10 also generates a first AC voltage Vo1 at both ends of the secondary coil of the transformer T11.

第２のインバータ２０は、スイッチングトランジスタＴＲ２１〜ＴＲ２４、トランスＴ２１を有する。スイッチングトランジスタＴＲ２１〜ＴＲ２４は同一導電型のトランジスタである。スイッチングトランジスタＴＲ２１及びスイッチングトランジスタＴＲ２２は、直列ノードＮＤＭと低電位側電源配線ＮＤＬとの間に直列に接続される。スイッチングトランジスタＴＲ２３及びスイッチングトランジスタＴＲ２４は、直列ノードＮＤＭと低電位側電源配線ＮＤＬとの間に直列に接続される。そして、スイッチングトランジスタＴＲ２１とスイッチングトランジスタＴＲ２２とを接続するノードが、トランスＴ２１の一次側コイルの一端に接続される。また、スイッチングトランジスタＴＲ２３とスイッチングトランジスタＴＲ２４とを接続するノードが、トランスＴ２１の一次側コイルの他端に接続される。第２のインバータ２０では、スイッチングトランジスタＴＲ２１及びスイッチングトランジスタＴＲ２４を同位相のＰＷＭ信号により駆動し、スイッチングトランジスタＴＲ２２及びスイッチングトランジスタＴＲ２３をスイッチングトランジスタＴＲ２１、ＴＲ２４とは反転する位相のＰＷＭ信号により駆動する。スイッチングトランジスタＴＲ２１〜ＴＲ２４を駆動するＰＷＭ信号はＰＷＭ制御回路により生成される。つまり、第２のインバータ２０では、スイッチングトランジスタＴＲ２１〜ＴＲ２４及びトランスＴ２１の一次側コイルによりＨブリッジ型駆動回路を構成する。また、第２のインバータ２０は、トランスＴ２１の二次側コイルの両端には第２の交流電圧Ｖｏ２を生成する。 The second inverter 20 includes switching transistors TR21 to TR24 and a transformer T21. The switching transistors TR21 to TR24 are transistors of the same conductivity type. The switching transistor TR21 and the switching transistor TR22 are connected in series between the series node NDM and the low potential side power supply wiring NDL. Switching transistor TR23 and switching transistor TR24 are connected in series between series node NDM and low potential side power supply wiring NDL. Then, a node connecting the switching transistor TR21 and the switching transistor TR22 is connected to one end of the primary side coil of the transformer T21. Further, a node connecting the switching transistor TR23 and the switching transistor TR24 is connected to the other end of the primary side coil of the transformer T21. In the second inverter 20, the switching transistor TR21 and the switching transistor TR24 are driven by the PWM signal of the same phase, and the switching transistor TR22 and the switching transistor TR23 are driven by the PWM signal of the phase inverted to that of the switching transistors TR21 and TR24. The PWM signal for driving the switching transistors TR21 to TR24 is generated by a PWM control circuit. That is, in the second inverter 20, the switching transistors TR21 to TR24 and the primary coil of the transformer T21 constitute an H bridge type drive circuit. Further, the second inverter 20 generates a second AC voltage Vo2 at both ends of the secondary coil of the transformer T21.

なお、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１では、交流電圧Ｖｏ１、Ｖｏ２の振幅が安定する定常運転状態ではＰＷＭ制御回路が出力するＰＷＭ信号のデューティーが５０％となるように制御される。 In the alternating current direct current conversion circuit 1 according to the first embodiment, the duty of the PWM signal output from the PWM control circuit is controlled to be 50% in a steady operation state in which the amplitudes of the alternating current voltages Vo1 and Vo2 are stable.

第１の相互バランス回路３０は、コンデンサＣ３１〜Ｃ３３、トランスＴ３１、ダイオードＤ３１、Ｄ３２、抵抗Ｒ３１、Ｒ３２、配線ＮＤ３１、ＮＤ３２を有する。トランスＴ３１の一次側コイルの一端には、コンデンサＣ３１を介してスイッチングトランジスタＴＲ１２のドレイン側の電圧が入力される。トランスＴ３１の一次側コイルの他端にはスイッチングトランジスタＴＲ１２のソース側の電圧が入力される。ここで、スイッチングトランジスタＴＲ１２がＰＷＭ信号により駆動されるため、スイッチングトランジスタＴＲ１２のソースドレイン間の電圧は矩形状の変化を示す。つまり、トランスＴ３１の一次側コイルにはパルス信号が入力される。 The first mutual balance circuit 30 includes capacitors C31 to C33, a transformer T31, diodes D31 and D32, resistors R31 and R32, and wirings ND31 and ND32. The voltage at the drain side of the switching transistor TR12 is input to one end of the primary side coil of the transformer T31 via the capacitor C31. The voltage at the source side of the switching transistor TR12 is input to the other end of the primary coil of the transformer T31. Here, since the switching transistor TR12 is driven by the PWM signal, the voltage between the source and the drain of the switching transistor TR12 exhibits a rectangular change. That is, a pulse signal is input to the primary coil of the transformer T31.

配線ＮＤ３１は、第２のコンデンサＣ２１の直列ノードＮＤＭ側の端子に接続される。配線ＮＤ３２は、第２のコンデンサＣ２１の低電位側電源配線ＮＤＬ側の端子に接続される。ダイオードＤ３１、Ｄ３２は、配線ＮＤ３１と配線ＮＤ３２の間に直列に接続される。そして、ダイオードＤ３１とダイオードＤ３２との間のノードにはトランスＴ３１の二次側コイルの一端が接続される。コンデンサＣ３２、Ｃ３３は、配線ＮＤ３１と配線ＮＤ３２の間に直列に接続される。コンデンサＣ３２とコンデンサＣ３３との間のノードにはトランスＴ３１の二次側コイルの他端が接続される。また、抵抗Ｒ３１は、コンデンサＣ３２に並列に接続される。抵抗Ｒ３２は、コンデンサＣ３３に並列に接続される。 The wiring ND31 is connected to the terminal on the series node NDM side of the second capacitor C21. The wiring ND32 is connected to the terminal on the low potential side power supply wiring NDL side of the second capacitor C21. The diodes D31 and D32 are connected in series between the wiring ND31 and the wiring ND32. Then, one end of the secondary coil of the transformer T31 is connected to a node between the diode D31 and the diode D32. The capacitors C32 and C33 are connected in series between the wiring ND31 and the wiring ND32. The other end of the secondary coil of the transformer T31 is connected to a node between the capacitor C32 and the capacitor C33. The resistor R31 is connected in parallel to the capacitor C32. The resistor R32 is connected in parallel to the capacitor C33.

第２の相互バランス回路２０は、コンデンサＣ４１〜Ｃ４３、トランスＴ４１、ダイオードＤ４１、Ｄ４２、抵抗Ｒ４１、Ｒ４２、配線ＮＤ４１、ＮＤ４２を有する。トランスＴ４１の一次側コイルの一端には、コンデンサＣ４１を介してスイッチングトランジスタＴＲ２２のドレイン側の電圧が入力される。トランスＴ４１の一次側コイルの他端にはスイッチングトランジスタＴＲ２２のソース側の電圧が入力される。ここで、スイッチングトランジスタＴＲ２２がＰＷＭ信号により駆動されるため、スイッチングトランジスタＴＲ２２のソースドレイン間の電圧は矩形状の変化を示す。つまり、トランスＴ４１の一次側コイルにはパルス信号が入力される。 The second mutual balance circuit 20 includes capacitors C41 to C43, a transformer T41, diodes D41 and D42, resistors R41 and R42, and wirings ND41 and ND42. The voltage at the drain side of the switching transistor TR22 is input to one end of the primary side coil of the transformer T41 via the capacitor C41. The voltage at the source side of the switching transistor TR22 is input to the other end of the primary side coil of the transformer T41. Here, since the switching transistor TR22 is driven by the PWM signal, the voltage between the source and the drain of the switching transistor TR22 exhibits a rectangular change. That is, a pulse signal is input to the primary coil of the transformer T41.

配線ＮＤ４１は、第１のコンデンサＣ１１の直列ノードＮＤＭ側の端子に接続される。配線ＮＤ４２は、第１のコンデンサＣ１１の低電位側電源配線ＮＤＬ側の端子に接続される。ダイオードＤ４１、Ｄ４２は、配線ＮＤ４１と配線ＮＤ４２の間に直列に接続される。そして、ダイオードＤ４１とダイオードＤ４２との間のノードにはトランスＴ４１の二次側コイルの一端が接続される。コンデンサＣ４２、Ｃ４３は、配線ＮＤ４１と配線ＮＤ４２の間に直列に接続される。コンデンサＣ４２とコンデンサＣ４３との間のノードにはトランスＴ４１の二次側コイルの他端が接続される。また、抵抗Ｒ４１は、コンデンサＣ４２に並列に接続される。抵抗Ｒ４２は、コンデンサＣ４３に並列に接続される。 The wiring ND41 is connected to the terminal on the series node NDM side of the first capacitor C11. The wiring ND42 is connected to the terminal on the low potential side power supply wiring NDL side of the first capacitor C11. The diodes D41 and D42 are connected in series between the wiring ND41 and the wiring ND42. Then, one end of a secondary coil of the transformer T41 is connected to a node between the diode D41 and the diode D42. The capacitors C42 and C43 are connected in series between the wiring ND41 and the wiring ND42. The other end of the secondary coil of the transformer T41 is connected to a node between the capacitor C42 and the capacitor C43. The resistor R41 is connected in parallel to the capacitor C42. The resistor R42 is connected in parallel to the capacitor C43.

続いて、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１の動作について説明する。実施の形態１にかかる交流直流変換回路１は、入力電圧Ｖｉｎに基づき交流電圧Ｖｏ１、Ｖｏ２を生成する。また、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１は、第１の相互バランス回路３０及び第２の相互バランス回路４０により、第１のコンデンサＣ１１の両端に印加される電圧と、第２のコンデンサＣ２１の両端に印加される電圧と、のずれを解消する。ここで、入力電圧Ｖｉｎから交流電圧Ｖｏ１、Ｖｏ２を生成する動作は、ＰＷＭ信号に基づきスイッチングトランジスタＴＲ１１〜ＴＲ１４、ＴＲ２１〜ＴＲ２４を駆動することで行うことで一般的なインバータ回路の動作と実質的に同じであるため、ここでは説明を省略する。一方、第１のコンデンサＣ１１の両端に印加される電圧と、第２のコンデンサＣ２１の両端に印加される電圧と、のずれを解消する動作は交流直流変換回路１の動作の特徴の１つであるため、以下で詳細に説明する。 Subsequently, the operation of the AC-DC converter circuit 1 according to the first embodiment will be described. The AC-DC converter circuit 1 according to the first embodiment generates AC voltages Vo1 and Vo2 based on the input voltage Vin. Further, in the AC-DC converter circuit 1 according to the first embodiment, the voltage applied across the first capacitor C11 by the first mutual balance circuit 30 and the second mutual balance circuit 40, and the second capacitor The deviation between the voltage applied to both ends of C21 is eliminated. Here, the operation of generating the AC voltages Vo1 and Vo2 from the input voltage Vin is performed substantially by driving the switching transistors TR11 to TR14 and TR21 to TR24 based on the PWM signal and the operation of a general inverter circuit. The description is omitted here because it is the same. On the other hand, the operation for eliminating the difference between the voltage applied across the first capacitor C11 and the voltage applied across the second capacitor C21 is one of the characteristics of the operation of the AC-DC converter circuit 1. Because there is, it will be described in detail below.

実施の形態１にかかる交流直流変換回路１は、第１のインバータ１０内のスイッチングトランジスタの１つからパルス信号を取得し、取得したパルス信号の振幅に応じた電圧レベルを有する第１の調整電圧Ｖ１３を生成する。また、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１は、第２のインバータ２０内のスイッチングトランジスタの１つからパルス信号を取得し、取得したパルス信号の振幅に応じた電圧レベルを有する第２の調整電圧Ｖ２３を生成する。そして、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１は、第１の調整電圧Ｖ１３及び第２の調整電圧Ｖ２３により、第１のコンデンサＣ１１及び第２のコンデンサＣ２１の電圧を揃える。そこで、当該実施の形態１にかかる交流直流変換回路１において上記動作を説明するグラフを図２に示す。 The AC / DC converter circuit 1 according to the first embodiment acquires a pulse signal from one of the switching transistors in the first inverter 10, and has a first adjustment voltage having a voltage level according to the amplitude of the acquired pulse signal. Generate V13. Further, the AC-DC converter circuit 1 according to the first embodiment acquires a pulse signal from one of the switching transistors in the second inverter 20 and has a voltage level corresponding to the amplitude of the acquired pulse signal. The adjustment voltage V23 is generated. Then, the AC-DC converter circuit 1 according to the first embodiment aligns the voltages of the first capacitor C11 and the second capacitor C21 by the first adjustment voltage V13 and the second adjustment voltage V23. Then, the graph which demonstrates the said operation | movement in the alternating current direct current conversion circuit 1 concerning the said Embodiment 1 is shown in FIG.

図２に示す例は、上側に第１のコンデンサＣ１１の両端の電圧と第２のコンデンサＣ２１の両端の電圧とにズレが生じた状態のグラフを示し、下側に第１のコンデンサＣ１１の両端の電圧と第２のコンデンサＣ２１の両端の電圧とのズレが解消した状態のグラフを示した。 The example shown in FIG. 2 shows a graph in a state in which the voltage at both ends of the first capacitor C11 and the voltage at both ends of the second capacitor C21 are deviated on the upper side, and both ends of the first capacitor C11 are on the lower side. The graph shows a state in which the difference between the voltage V.sub.2 and the voltage across the second capacitor C21 has been eliminated.

図２に示すように、第１のコンデンサＣ１１の両端の電圧と第２のコンデンサＣ２１の両端の電圧とにズレが生じている状態では、スイッチングトランジスタＴＲ１２のソースドレイン間に発生するパルス信号の振幅Ｖ１１が、スイッチングトランジスタＴＲ２２のソースドレイン間に発生するパルス信号の振幅Ｖ２１よりも大きくなる。これは、第１のインバータ１０の両端に印加される電圧が第２のインバータ２０の両端に印加される電圧よりも大きくなるためである。また、この電圧のズレは、スイッチングトランジスタの能力のズレ、交流電圧Ｖｏ１、Ｖｏ２の先に接続される負荷の大きさのズレに起因して生じる。 As shown in FIG. 2, in a state where there is a deviation between the voltage across the first capacitor C11 and the voltage across the second capacitor C21, the amplitude of the pulse signal generated between the source and drain of the switching transistor TR12 V11 is larger than the amplitude V21 of the pulse signal generated between the source and the drain of the switching transistor TR22. This is because the voltage applied to both ends of the first inverter 10 is larger than the voltage applied to both ends of the second inverter 20. Further, this deviation in voltage occurs due to the deviation in capacity of the switching transistor and the deviation in size of the load connected to the end of the AC voltages Vo1 and Vo2.

そして、第１のコンデンサＣ１１の両端の電圧と第２のコンデンサＣ２１の両端の電圧とにズレが生じている状態では、パルス信号の振幅のズレに起因して、トランスＴ３１の二次側コイルに生成される整流信号の振幅Ｖ１２が、トランスＴ４１の二次側コイルに生成される整流信号の振幅Ｖ２２よりも大きくなる。そのため、第１の相互バランス回路３０が出力する第１の調整電圧Ｖ１３が第２の相互バランス回路４０が出力する第２の調整電圧Ｖ２３よりも大きくなる。そして、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１では、第１の調整電圧Ｖ１３を第２のコンデンサＣ２１に与えることで第２のコンデンサＣ２１の両端の電圧（つまり、第２のインバータ２０に印加される電圧）を上昇させる。一方、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１では、第２の調整電圧Ｖ２３を第１のコンデンサＣ１１に与えることで第１のコンデンサＣ１１の両端の電圧（つまり、第１のインバータ１０に印加される電圧）を降下させる。 Then, in a state where there is a deviation between the voltage across the first capacitor C11 and the voltage across the second capacitor C21, the secondary coil of the transformer T31 is caused due to the deviation of the amplitude of the pulse signal. The amplitude V12 of the rectified signal generated is larger than the amplitude V22 of the rectified signal generated in the secondary coil of the transformer T41. Therefore, the first adjustment voltage V13 output from the first mutual balance circuit 30 is larger than the second adjustment voltage V23 output from the second mutual balance circuit 40. Then, in the AC-DC converter circuit 1 according to the first embodiment, the voltage across the second capacitor C21 (that is, application to the second inverter 20) is given by applying the first adjustment voltage V13 to the second capacitor C21. Voltage)). On the other hand, in the AC-DC converter circuit 1 according to the first embodiment, the second adjustment voltage V23 is applied to the first capacitor C11, whereby the voltage across the first capacitor C11 (that is, application to the first inverter 10). Voltage)).

つまり、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１は、印加される電圧が高いインバータから、印加される電圧が低いインバータに、エネルギーを移転させることで、直列に接続されるインバータのそれぞれに印加される電圧を同じにする。このようなエネルギーの移転が安定化した後のグラフが図２の下図である。 That is, in the AC-DC converter circuit 1 according to the first embodiment, energy is transferred from the inverter with a high applied voltage to the inverter with a low applied voltage, thereby applying each of the inverters connected in series. The same voltage. The graph after such energy transfer has stabilized is the lower part of FIG.

上記説明より、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１は、入力電圧Ｖｉｎが印加される高電位側電源配線ＮＤＨと低電位側電源配線ＮＤＬとの間にインバータ回路を直列に接続した。また、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１では、入力電圧Ｖｉｎが印加される高電位側電源配線ＮＤＨと低電位側電源配線ＮＤＬとの間に２つのコンデンサを直列に接続した。これにより、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１では、入力電圧Ｖｉｎが各インバータ及び各コンデンサに入力電圧Ｖｉｎを分散させることができるため、インバータ及びコンデンサの両端に印加される電圧を入力電圧Ｖｉｎに比べて小さくすことができる。これにより、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１では、インバータ回路を構成する回路素子及びコンデンサとして、入力電圧Ｖｉｎよりも低い耐圧の素子を利用することができる。 From the above description, in the AC-DC converter circuit 1 according to the first embodiment, the inverter circuit is connected in series between the high potential side power supply wiring NDH to which the input voltage Vin is applied and the low potential side power supply wiring NDL. Further, in the alternating current direct current conversion circuit 1 according to the first embodiment, two capacitors are connected in series between the high potential side power supply wiring NDH to which the input voltage Vin is applied and the low potential side power supply wiring NDL. Thereby, in the AC-DC converter circuit 1 according to the first embodiment, since the input voltage Vin can disperse the input voltage Vin to each inverter and each capacitor, the voltage applied to both ends of the inverter and the capacitor is input voltage It can be made smaller than Vin. Thus, in the AC-DC converter circuit 1 according to the first embodiment, an element having a withstand voltage lower than the input voltage Vin can be used as a circuit element and a capacitor that constitute the inverter circuit.

また、耐圧の低い素子によりインバータ回路を構成することで、交流直流変換回路１の効率を高めることができる。さらに、耐圧の低い素子によりインバータ回路を構成することで、交流直流変換回路１の実装時の体積を抑制することができる。 Moreover, the efficiency of the alternating current direct current conversion circuit 1 can be enhanced by configuring the inverter circuit with an element having a low withstand voltage. Furthermore, the volume at the time of mounting of the alternating current direct current conversion circuit 1 can be suppressed by configuring the inverter circuit with the element having a low withstand voltage.

また、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１では、定常運転状態において、第１のインバータ１０及び第２のインバータ２０を動作させるＰＷＭ信号のデューティーを５０％に固定しても第１のインバータ１０及び第２のインバータ２０に印加される電圧を揃えることができる。つまり、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１では、第１のインバータ１０及び第２のインバータ２０に印加される電圧を揃えるために、ＰＷＭ信号のデューティー比を制御する等の複雑な制御が不要である。 Further, in the alternating current direct current conversion circuit 1 according to the first embodiment, the first inverter 10 and the second inverter 20 operate in the steady operation state even if the duty of the PWM signal for operating the first inverter 10 and the second inverter 20 is fixed at 50%. The voltages applied to the 10 and the second inverter 20 can be made uniform. That is, in the AC-DC converter circuit 1 according to the first embodiment, complicated control such as control of the duty ratio of the PWM signal is performed in order to align the voltages applied to the first inverter 10 and the second inverter 20. It is unnecessary.

また、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１では、第１のインバータ１０及び第２のインバータ２０に印加される電圧を揃えるための制御において別途クロック信号、或いは、ＰＷＭ信号等の矩形波を利用する必要がない。これにより、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１は、ノイズの発生を抑制することができる。 Further, in the AC-DC converter circuit 1 according to the first embodiment, a rectangular wave such as a separate clock signal or PWM signal is separately used in control for aligning the voltages applied to the first inverter 10 and the second inverter 20. There is no need to use it. Thus, the AC-DC converter circuit 1 according to the first embodiment can suppress the generation of noise.

ここで、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１は、電源装置内のインバータ回路として利用することに適している。そこで、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１を用いた電源装置のブロック図を図３に示す。図３に示すように、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１を用いた電源装置では、交流直流変換回路１に与える直流信号（例えば入力電圧Ｖｉｎ）を外部の交流信号Ｖｓを直流電圧に変換する交流直流変換回路３により生成する。また、実施の形態１にかかる電源装置では、コンバータ回路４を用いて、交流直流変換回路１が出力する２つの交流信号Ｖｏ１、Ｖｏ２を直流電圧に変換し、変換後の直流電圧を合成することで負荷５に与える出力電圧ＶＬを生成する。 Here, the AC-DC converter circuit 1 according to the first embodiment is suitable for use as an inverter circuit in a power supply device. Therefore, a block diagram of a power supply device using the AC / DC converter circuit 1 according to the first embodiment is shown in FIG. As shown in FIG. 3, in the power supply device using the AC-DC converter circuit 1 according to the first embodiment, a DC signal (for example, input voltage Vin) to be supplied to the AC-DC converter circuit 1 is converted to an AC signal Vs as the DC voltage. It is generated by the alternating current direct current conversion circuit 3 to be converted. Further, in the power supply device according to the first embodiment, the converter circuit 4 is used to convert two alternating current signals Vo1 and Vo2 output from the alternating current to direct current conversion circuit 1 into direct current voltage, and to combine the converted direct current voltage. To generate the output voltage VL to be applied to the load 5.

このように、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１を用いることで、電源装置の小型化、高効率化を実現することができる。 As described above, by using the AC / DC converter circuit 1 according to the first embodiment, downsizing and high efficiency of the power supply device can be realized.

なお、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。 The present invention is not limited to the above embodiment, and can be appropriately modified without departing from the scope of the present invention.

１交流直流変換回路
２交流電源
３交流直流変換回路
４コンバータ回路
５負荷
１０第１のインバータ
２０第２のインバータ
３０第１の相互バランス回路
４０第２の相互バランス回路
ＮＤＨ高電位側電源配線
ＮＤＬ低電位側電源配線
ＮＤＭ直列ノード 1 AC DC conversion circuit 2 AC power supply 3 AC DC conversion circuit 4 converter circuit 5 load 10 first inverter 20 second inverter 30 first mutual balance circuit 40 second mutual balance circuit NDH high potential side power supply wire NDL low Potential side power supply wiring NDM series node

Claims

高電位側直流電圧が入力される高電位側電源配線と、
低電位側直流電圧が入力される低電位側電源配線と、
前記高電位側電源配線と直列ノードとの間に接続される第１のインバータと、
前記直列ノードと前記低電位側電源配線との間に接続される第２のインバータと、
前記第１のインバータと並列接続される第１のコンデンサと、
前記第２のインバータと並列接続される第２のコンデンサと、
前記第１のインバータ内において第１の交流電圧の生成に用いられる複数のスイッチングトランジスタのうち１つのスイッチングトランジスタのソースドレイン間に発生する第１のパルス信号を平滑化して、前記第１のパルス信号の振幅に応じた第１の調整電圧を生成し、当該第１の調整電圧を前記第２のコンデンサの両端に与える第１の相互バランス回路と、
を有する直流交流変換回路。 High potential side power supply wiring to which high potential side DC voltage is input;
Low potential side power supply wiring to which low potential side DC voltage is input;
A first inverter connected between the high potential side power supply wire and a series node;
A second inverter connected between the series node and the low potential side power supply wire;
A first capacitor connected in parallel with the first inverter;
A second capacitor connected in parallel with the second inverter;
A first pulse signal generated between a source and a drain of one of a plurality of switching transistors used for generating a first alternating voltage in the first inverter is smoothed to generate the first pulse signal. A first mutual balancing circuit that generates a first regulated voltage according to the amplitude of the second capacitor and applies the first regulated voltage across the second capacitor;
DC alternating current conversion circuit having.

前記第２のインバータ内において第２の交流電圧の生成に用いられる複数のスイッチングトランジスタのうち１つのスイッチングトランジスタのソースドレイン間に発生する第２のパルス信号を平滑化して、前記第２のパルス信号の振幅に応じた第２の調整電圧を生成し、当該第２の調整電圧を前記第１のコンデンサの両端に与える第２の相互バランス回路を有する請求項１に記載の直流交流変換回路。 The second pulse signal generated by smoothing the second pulse signal generated between the source and drain of one of the plurality of switching transistors used for generating the second AC voltage in the second inverter The direct current to alternating current conversion circuit according to claim 1, further comprising: a second mutual balance circuit that generates a second adjustment voltage in accordance with the amplitude of the second adjustment voltage and applies the second adjustment voltage to both ends of the first capacitor.

前記第１のインバータ及び前記第２のインバータは、それぞれ、対応して設けられるトランスの一次側コイルを駆動するＨブリッジ型駆動回路を前記複数のスイッチングトランジスタにより構成する請求項１又は２に記載の直流交流変換回路。 The said 1st inverter and said 2nd inverter each comprise the H bridge type drive circuit which drives the primary side coil of the transformer provided correspondingly by said several switching transistor. DC to AC converter circuit.

請求項１乃至３のいずれか１項に記載の直流交流変換回路と、
外部から与えられる交流信号を直流信号に変換して前記直流交流変換回路に与える交流直流変換回路と、
前記直流交流変換回路が前記第１のインバータ及び前記第２のインバータにより出力する交流電圧をそれぞれ直流電圧に変換し、変換後の直流電圧を構成して負荷を駆動するコンバータ回路と、
を有する電源装置。 A direct current to alternating current conversion circuit according to any one of claims 1 to 3;
An AC-DC conversion circuit that converts an AC signal supplied from the outside into a DC signal and supplies the DC signal to the DC-AC conversion circuit;
A converter circuit configured to convert an AC voltage outputted by the first inverter and the second inverter into a DC voltage, and to generate a DC voltage after conversion to drive a load;
Power supply device.