JP6505621B2 - Array antenna system, array control method and array controller - Google Patents

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Description

本発明は、アレーアンテナシステムにおけるアンテナ間の周波数・位相誤差を補償する技術に関する。   The present invention relates to a technique for compensating for frequency and phase errors between antennas in an array antenna system.

近年、第５世代以降の移動通信分野において、飛躍的な高速化・大容量化が求められており、その実現のために高周波帯の利用、及び数十〜数百のアンテナ素子によるＭａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯ(multiple input and multiple output)の技術を用いた分散アレーアンテナシステムの利用が考えられている。しかしながら、全てのアンテナ素子でＡ／Ｄ変換・Ｄ／Ａ変換を行う構成は、自由度の高いアレー制御を可能にするが、ハードウェア構成や伝搬路行列を求めるための信号処理が複雑になり、消費電力が増加するなどの観点から実現することが難しい。このため、アンテナ素子をある程度のまとまった数に分割してアナログビームフォーミングとデジタルＭＩＭＯ処理とを組み合わせたサブアレー型の構成などが用いられており、サブアレー間隔を１０λ以上離すことにより、周波数利用効率を向上できることが報告されている(例えば、非特許文献１参照)。   In recent years, in the field of mobile communication of the 5th generation onwards, significant speeding-up and capacity increase are required, and for that purpose, use of high frequency band and Massive MIMO (with tens to hundreds of antenna elements) The use of a distributed array antenna system using the technique of multiple input and multiple output) is considered. However, although the configuration that performs A / D conversion and D / A conversion with all antenna elements enables array control with a high degree of freedom, the signal processing for obtaining the hardware configuration and the propagation path matrix becomes complicated. It is difficult to realize from the viewpoint of increasing power consumption. For this reason, antenna elements are divided into a certain number of sub-arrays, and a sub-array type configuration combining analog beam forming and digital MIMO processing is used, and the frequency utilization efficiency can be increased by separating sub-array intervals by 10 λ or more. It is reported that it can improve (for example, refer nonpatent literature 1).

また、ミリ波を利用する場合、見通し波に対して反射波等の信号成分は減衰が大きいため、見通し波の信号成分を積極的に利用する信号処理技術の検討も行われている(例えば、非特許文献２参照)。この場合、ミリ波は人体遮蔽などによって大きく減衰するので、見通しを確保するためにアンテナ間隔を数１００λ〜数１０００λ（λ：波長）以上離すことが有効であると考えられている。   In addition, when using millimeter waves, signal components such as reflected waves have large attenuation with respect to line-of-sight waves, so signal processing techniques that actively use the signal components of line-of-sight waves are also being studied (for example, See Non-Patent Document 2). In this case, millimeter waves are largely attenuated due to human body shielding or the like, so it is considered effective to separate the antenna intervals by several hundred λ to several thousand λ (λ: wavelength) or more in order to secure the line of sight.

中川兼治・井浦裕貴・平 明徳・石岡和明・岡崎彰浩（三菱電機）・須山 聡・奥村幸彦（ＮＴＴドコモ）・岡村 敦「５Ｇ超大容量Ｍａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯ伝送における４４ＧＨｚ帯屋外基礎実験に基づいたアンテナ構成評価」電子情報通信学会 無線通信システム研究会ＲＣＳ２０１５−２４Kenji Nakagawa, Hiroki Iura, Akinori Taira, Kazuaki Ishioka, Akihiro Okazaki (Mitsubishi Electric), Atsushi Suyama, Yukihiko Okumura (NTT DoCoMo), Atsushi Okamura "Antenna configuration based on the 44 GHz band outdoor basic experiment in 5G supermassive Massive MIMO transmission Evaluation "The Institute of Electronics, Information and Communication Engineers Radio Communication System Research Committee RCS2015-24 丸田一輝・岩國辰彦・太田 厚・白戸裕史・新井拓人・飯塚正孝「第１固有モード伝送を積極活用する高周波数帯マルチユーザＭａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯの検討」電子情報通信学会 無線通信システム研究会 ＲＣＳ２０１５−２０５Itsuki Maruta, Akihiko Iwakuni, Atsushi Ota, Hirofumi Shirato, Takuto Arai, Masataka Iizuka "A study on high frequency band multi-user Massive MIMO that actively uses the first eigenmode transmission" The Institute of Electronics, Information and Communication Engineers RCS2015-205

特許第５６９４２４０号公報Patent No. 5694240 gazette

上述のように、サブアレー型などの複数のアンテナ装置の間隔が広くなると、各アンテナ装置に供給する信号の周波数・位相誤差が問題となる。例えば、複数のアンテナ装置と送受信装置との間でのミリ波信号の直接伝送や、送受信装置から各アンテナ装置への搬送波供給などを行う場合、ケーブルロスの影響が問題となる。また、例えば光ファイバを用いたＲｏＦ(Radio Over Fiber)を行う場合においても、ミリ波帯への対応は難しい。   As described above, when the distance between a plurality of sub array antenna devices increases, the frequency / phase error of the signal supplied to each antenna device becomes a problem. For example, when direct transmission of millimeter wave signals between a plurality of antenna devices and a transmitting / receiving device, or carrier supply from the transmitting / receiving device to each antenna device, etc., the influence of cable loss becomes a problem. Furthermore, even in the case of performing RoF (Radio Over Fiber) using an optical fiber, for example, it is difficult to cope with the millimeter wave band.

図６は、比較例のアレーアンテナシステム７００の一例を示す。図６において、アンテナ装置（７０１（１）〜７０１（ｋ）〜７０１（Ｎ）：Ｎは２以上の整数，ｋは１≦ｋ≦Ｎの整数）は、それぞれにアンテナ（８０１（１）〜８０１（ｋ）〜８０１（Ｎ））と、局部発振器（８０２（１）〜８０２（ｋ）〜８０２（Ｎ））と、周波数変換器（８０３（１）〜８０３（ｋ）〜８０３（Ｎ））とを備える。この場合、Ｎ台の局部発振器８０２は、周波数・位相の同期が必要となり、例えば同一の１０ＭＨｚのレファレンス信号を与えて同期を取る方法などが用いられている。しかし、離れて設置される複数のアンテナ装置７０１のそれぞれに付属するＲＦ（Radio Frequency）装置（局部発振器８０２，周波数変換器８０３など）は、風や日光の当たり方など周辺環境の僅かな違いによって温度特性が異なり、時間経過と共に微小ではあるがＲＦ装置間に位相差が生じるという問題がある。   FIG. 6 shows an example of the array antenna system 700 of the comparative example. In FIG. 6, antenna devices 701 (1) to 701 (k): N is an integer of 2 or more and k is an integer of 1 1 k) N are each an antenna (801 (1) to 801 (k) to 801 (N), local oscillators (802 (1) to 802 (k) to 802 (N)), and frequency converters (803 (1) to 803 (k) to 803 (N) And. In this case, N local oscillators 802 need to be synchronized in frequency and phase, and for example, a method of synchronizing by providing the same 10 MHz reference signal is used. However, RF (Radio Frequency) devices (local oscillator 802, frequency converter 803, etc.) attached to each of a plurality of antenna devices 701 installed at a distance are affected by slight differences in the surrounding environment such as wind and sunlight. There is a problem that the temperature characteristics are different, and a phase difference occurs between the RF devices although it is minute as time passes.

このように、各アンテナ装置７０１に付属する周波数変換器８０３や局部発振器８０２が分散配置されるため、特にミリ波帯の信号を送受信する場合、局部発振器８０２間の同期を完全にとることが難しい。この結果、アレー制御装置７０２の乗算器９０１（１）〜９０１（ｋ）〜９０１（Ｎ）において、振幅位相重み係数（Ｗ１〜Ｗｋ〜ＷＮ）を乗算してアレー制御を行っても、アンテナ装置７０１間で周波数・位相誤差が生じるという問題がある。 As described above, since the frequency converters 803 and the local oscillators 802 attached to the respective antenna devices 701 are distributed, it is difficult to completely synchronize the local oscillators 802 particularly when transmitting and receiving signals in the millimeter wave band. . As a result, even if the multipliers 901 (1) to 901 (k) to 901 (N) of the array controller 702 perform array control by multiplying the amplitude phase weighting coefficients (W 1 to W k to W N ). There is a problem that frequency and phase errors occur between the antenna devices 701.

１３．０５ＧＨｚで−６０ｄＢｃ／Ｈｚ＠１００Ｈｚの局部発振器を持つ２つの周波数変換器８０３を１ｍ程度離して配置し、共通の１ＧＨｚ帯の無変調信号と１０ＭＨｚのレファレンス信号を入力して１４ＧＨｚのＫｕ帯へ周波数変換をそれぞれ実施した。図７は、そのときの出力位相の相対的な変化（相対位相変化）を測定しプロットした図である。ここで、横軸は時間［分］、縦軸は相対位相［度］である。図７の結果から、比較的近くに置いて共通のレファレンス信号を入れているにも拘わらず、分単位の長い時間間隔ではあるが、時間の経過に伴って位相差が大きくなっていくことが確認できる。このため、周波数変換器８０３を有する複数のアンテナ装置７０１が離れて配置されている場合、時間変動に対して発生するアンテナ装置７０１間の位相変動を補償する必要がある。そこで、複数周波数を用いた信号の到来方向の推定により位相変動を補償する方法が考えられている（例えば、特許文献３参照）。しかし、この方法は、信号の到来方向の推定によって算出した到来角を元に位相変動を補償するため、アンテナ装置間の距離が既知である必要がある。この場合、周波数が高いほど波長が短くなるため、求められる距離精度は厳しくなる。ところが、例えば６０ＧＨｚの信号は、１波長の間隔が０．５ｍｍ程度であり、実運用において、アンテナ装置間の正確な距離測定が難しいという問題がある。アレーアンテナシステムでは、複数のアンテナ装置を連携して動作させるため、ＲＦ装置を含むアンテナ装置間の周波数・位相誤差を取り除く必要があるが、従来技術では上述の理由により、実現することが難しい。   Two frequency converters 803 with local oscillators of -60 dBc / Hz @ 100 Hz at 13.05 GHz are separated by about 1 m, and common 1 GHz band unmodulated signal and 10 MHz reference signal are input to 14 GHz Ku band Frequency conversion was performed. FIG. 7 is a diagram measuring and plotting the relative change (relative phase change) of the output phase at that time. Here, the horizontal axis is time [minutes], and the vertical axis is relative phase [degrees]. From the results shown in FIG. 7, although the common reference signal is put relatively close, the phase difference may increase with the passage of time although it is a long time interval of minutes. It can confirm. For this reason, when a plurality of antenna devices 701 having the frequency converter 803 are disposed apart, it is necessary to compensate for phase fluctuations between the antenna devices 701 which occur with respect to time fluctuation. Then, the method of compensating for phase fluctuation by presumption of the arrival direction of the signal using two or more frequency is considered (for example, refer to patent documents 3). However, in this method, the distance between the antenna devices needs to be known in order to compensate for the phase fluctuation based on the angle of arrival calculated by estimation of the direction of arrival of the signal. In this case, since the wavelength becomes shorter as the frequency is higher, the required distance accuracy becomes severe. However, for example, the signal of 60 GHz has an interval of one wavelength of about 0.5 mm, and there is a problem that it is difficult to accurately measure the distance between antenna devices in practical operation. In the array antenna system, in order to operate a plurality of antenna devices in cooperation, it is necessary to remove the frequency / phase error between the antenna devices including the RF device. However, in the prior art, it is difficult to realize for the above reasons.

上記課題に鑑み、本発明に係るアレーアンテナシステム、アレー制御方法およびアレー制御装置は、アンテナ装置の間隔が広い場合であっても、アンテナ装置間で発生する周波数・位相誤差の補償を行うことができる技術を提供することを目的とする。 In view of the above problems, an array antenna system according to the present invention, the array control how you and array controller, even if the spacing of the antenna device is wide, to compensate for frequency and phase errors occurring between the antenna device Aims to provide technology that can

第１の発明は、分散配置された複数のアンテナ装置と、複数のアンテナ装置でそれぞれ送受信される信号の振幅および位相を制御するアレー制御装置とを有するアレーアンテナシステムにおいて、アレー制御装置は、複数のアンテナ装置でそれぞれ送受信される複数周波数の信号にそれぞれ重み係数を乗算する複数の乗算部と、複数の乗算部から出力される複数周波数の信号に対するアンテナ装置毎の暫定重み係数を算出する係数算出部と、係数算出部が算出した複数周波数のそれぞれに対する暫定重み係数間の複素平面上での位相差を算出する位相差算出部と、位相差算出部が算出した暫定重み係数間の位相差から複数周波数の差分周波数を仮想入力信号とする重み係数を算出し、当該仮想入力信号の重み係数と暫定重み係数とに基づいてアンテナ装置間の周波数誤差および位相差を求め、周波数誤差および位相差に応じて係数算出部が求めた暫定重み係数を補正して乗算部が次に乗算する重み係数とする係数補正部とを有することを特徴とする。 According to a first aspect of the present invention, in an array antenna system having a plurality of antenna devices distributed and an array controller for controlling the amplitudes and phases of signals respectively transmitted and received by the plurality of antenna devices, the array controller includes The plurality of multiplying units that multiply the weighting factor by the signals of the plurality of frequencies respectively transmitted and received by each of the antenna devices, and the calculation of the provisional weighting factor for each antenna device with respect to the signals of the plurality of frequencies output from the plurality of multiplying units From the phase difference between the temporary weighting coefficients calculated by the phase difference calculating unit and the phase difference calculating unit that calculates the phase difference on the complex plane between the temporary weighting coefficients for each of the plurality of frequencies calculated by the unit and the coefficient calculating unit Weighting factors that use differential frequencies of multiple frequencies as virtual input signals are calculated, and based on the weighting factors of the virtual input signals and the provisional weighting factors Determined frequency error and the phase difference between the antenna device, and a coefficient correction portion for the weight coefficient multiplication unit corrects the provisional weighting coefficient coefficient calculation unit is determined according to the frequency error and the phase difference is then multiplied by It is characterized by

第２の発明では、アレー制御装置は、複数周波数の第１周波数と第２周波数との周波数差で第１周波数を除算した値を仮想入力信号の重み係数に累乗した値、および周波数差で第２周波数を除算した値を仮想入力信号の重み係数に累乗した値を算出するか、または、周波数差で第１周波数を除算した値を仮想入力信号の重み係数の複素平面上での位相に乗算した値、および周波数差で第２周波数を除算した値を仮想入力信号の重み係数の複素平面上での位相に乗算した値を算出する係数位相差累乗部をさらに有し、係数補正部は、係数位相差累乗部が算出した値からアンテナ装置間の周波数誤差および位相差を求め、係数算出部が求めた暫定重み係数を補正して乗算部が次に乗算する重み係数とすることを特徴とする。 In the second invention, the array control device is configured to divide the first frequency by the frequency difference between the first frequency of the plurality of frequencies and the second frequency, raise the value of the weighting coefficient of the virtual input signal to the power, and or a value obtained by dividing the second frequency to calculate the value raised to the power to weight coefficient of the virtual input signal, or a value obtained by dividing the first frequency frequency difference phase on the complex plane of the weighting coefficients of the virtual input signal The apparatus further includes a coefficient phase difference exponentiation unit that calculates a value obtained by multiplying the phase of the weighting coefficient of the virtual input signal on the complex plane by the value obtained by dividing the second frequency by the multiplied value and the frequency difference. The frequency error and the phase difference between the antenna devices are obtained from the values calculated by the coefficient phase difference exponentiation unit, and the provisional weighting coefficient determined by the coefficient calculation unit is corrected to obtain a weighting coefficient to be multiplied next by the multiplication unit. I assume.

第３の発明では、アレー制御装置は、複数の周波数帯域を有するマルチキャリア信号をアンテナ装置で送受信する場合、マルチキャリア信号を構成する複数の周波数帯域の信号を複数周波数の信号として処理を行い、１つの周波数帯域を有するシングルキャリア信号をアンテナ装置で送受信する場合、シングルキャリア信号を複数の周波数帯域の信号に分離または複数の周波数帯域の信号をシングルキャリア信号に合成する帯域分離合成部を設け、帯域分離合成部が分離または合成する複数の周波数帯域の信号を複数周波数の信号として処理を行うことを特徴とする。 In the third invention, when transmitting and receiving a multicarrier signal having a plurality of frequency bands by the antenna device, the array control apparatus processes signals of a plurality of frequency bands constituting the multicarrier signal as a signal of a plurality of frequencies, for sending and receiving single-carrier signal having one frequency band in the antenna device is provided with a band separation combiner for combining the signals of separation or a plurality of frequency bands a single carrier signal into a signal of a plurality of frequency bands in a single carrier signal, It is characterized in that signals of a plurality of frequency bands to be separated or synthesized by the band separation / combination unit are processed as signals of a plurality of frequencies.

第４の発明は、分散配置された複数のアンテナ装置でそれぞれ送受信される信号の振幅および位相を制御するアレー制御方法であって、複数のアンテナ装置でそれぞれ送受信される複数周波数の信号にそれぞれ重み係数を乗算器で乗算する処理と、複数の乗算器から出力される複数周波数の信号に対するアンテナ装置毎の暫定重み係数を算出する処理と、複数周波数のそれぞれに対する暫定重み係数間の複素平面上での位相差を算出する処理と、暫定重み係数間の位相差から複数周波数の差分周波数を仮想入力信号とする重み係数を算出し、当該仮想入力信号の重み係数と暫定重み係数とに基づいてアンテナ装置間の周波数誤差および位相差を求め、周波数誤差および位相差に応じて暫定重み係数を補正して乗算器が次に乗算する重み係数とする処理とを行うことを特徴とする。 A fourth invention is an array control method for controlling the amplitude and phase of signals respectively transmitted and received by a plurality of antenna devices distributed and arranged, and weights are respectively applied to signals of a plurality of frequencies transmitted and received by a plurality of antenna devices. A process of multiplying coefficients by a multiplier, a process of calculating provisional weighting factors for each antenna device for signals of plural frequencies outputted from plural multipliers, and complex planes between provisional weighting factors for plural frequencies. Calculating a weighting factor using a differential frequency of a plurality of frequencies as a virtual input signal from the phase difference between the provisional weighting factors and the phase difference between the provisional weighting factors, and calculating an antenna based on the weighting factor of the virtual input signal and the provisional weighting factors determined frequency error and the phase difference between the device and the weight coefficient multiplier by correcting the provisional weighting coefficient according to the frequency error and the phase difference is then multiplied by And performing processing and that.

第５の発明では、複数周波数の第１周波数と第２周波数との周波数差で第１周波数を除算した値を仮想入力信号の重み係数に累乗した値、および周波数差で第２周波数を除算した値を仮想入力信号の重み係数に累乗した値を算出するか、または、周波数差で第１周波数を除算した値を仮想入力信号の重み係数の複素平面上での位相に乗算した値、および周波数差で第２周波数を除算した値を仮想入力信号の重み係数の複素平面上での位相に乗算した値を算出する処理をさらに行い、当該処理により算出した値からアンテナ装置間の周波数誤差および位相差を求め、暫定重み係数を補正して乗算器が次に乗算する重み係数とすることを特徴とする。 In the fifth invention, the value obtained by dividing the first frequency by the frequency difference between the first frequency of the plurality of frequencies and the second frequency is raised to the weight coefficient of the virtual input signal and the second frequency is divided by the frequency difference. or a value is calculated by power to weight coefficient of a value virtual input signal, or peripheral value obtained by multiplying the phase on the complex plane of the weighting coefficients of the wave number difference virtual input signal a value obtained by dividing the first frequency, and A process of calculating a value obtained by multiplying the phase on the complex plane of the weighting coefficient of the virtual input signal by dividing the second frequency by the frequency difference is further performed, and the frequency error between the antenna devices and the value calculated by the process It is characterized in that the phase difference is obtained, the provisional weight coefficient is corrected, and the multiplier is used as a weight coefficient to be multiplied next.

第６の発明は、分散配置された複数のアンテナ装置でそれぞれ送受信される信号の振幅および位相を制御するアレー制御装置において、複数のアンテナ装置でそれぞれ送受信される複数周波数の信号にそれぞれ重み係数を乗算する複数の乗算部と、複数の乗算部から出力される複数周波数の信号に対するアンテナ装置毎の暫定重み係数を算出する係数算出部と、係数算出部が算出した複数周波数のそれぞれに対する暫定重み係数間の複素平面上での位相差を算出する位相差算出部と、位相差算出部が算出した暫定重み係数間の位相差から複数周波数の差分周波数を仮想入力信号とする重み係数を算出し、当該仮想入力信号の重み係数と暫定重み係数とに基づいてアンテナ装置間の周波数誤差および位相差を求め、周波数誤差および位相差に応じて係数算出部が求めた暫定重み係数を補正して乗算部が次に乗算する重み係数とする係数補正部とを有することを特徴とする。 A sixth aspect of the invention is an array control apparatus for controlling the amplitude and phase of signals respectively transmitted and received by a plurality of antenna devices distributed and arranged, wherein weighting coefficients are respectively applied to signals of a plurality of frequencies transmitted and received by the plurality of antenna devices. A plurality of multiplication units to be multiplied, a coefficient calculation unit that calculates a provisional weighting coefficient for each antenna device with respect to signals of a plurality of frequencies output from the plurality of multiplication units, and a provisional weighting coefficient for each of the plurality of frequencies calculated by the coefficient calculation unit Calculating a weighting factor that uses a difference frequency of a plurality of frequencies as a virtual input signal from the phase difference between the temporary weighting factor calculated by the phase difference calculating section and the phase difference calculating section that calculates the phase difference on the complex plane between determined frequency error and the phase difference between the antenna apparatus on the basis of the weighting factor a provisional weighting coefficient of the virtual input signal, response to the frequency error and the phase difference Coefficient calculation unit is characterized by having a coefficient correcting section that a weight coefficient multiplication unit corrects next to multiplies the provisional weighting coefficient determined Te.

第７の発明では、複数周波数の第１周波数と第２周波数との周波数差で第１周波数を除算した値を仮想入力信号の重み係数に累乗した値、および周波数差で第２周波数を除算した値を仮想入力信号の重み係数に累乗した値を算出するか、または、周波数差で第１周波数を除算した値を仮想入力信号の重み係数の複素平面上での位相に乗算した値、および周波数差で第２周波数を除算した値を仮想入力信号の重み係数の複素平面上での位相に乗算した値を算出する係数位相差累乗部をさらに有し、係数補正部は、係数位相差累乗部が算出した値からアンテナ装置間の周波数誤差および位相差を求め、係数算出部が求めた暫定重み係数を補正して乗算部が次に乗算する重み係数とすることを特徴とする。 In the seventh invention, the value obtained by dividing the first frequency by the frequency difference between the first frequency of the plurality of frequencies and the second frequency is raised to the weight coefficient of the virtual input signal and the second frequency is divided by the frequency difference. or a value is calculated by power to weight coefficient of a value virtual input signal, or peripheral value obtained by multiplying the phase on the complex plane of the weighting coefficients of the wave number difference virtual input signal a value obtained by dividing the first frequency, and The apparatus further includes a coefficient phase difference exponentiation unit that calculates a value obtained by multiplying the phase of the weighting coefficient of the virtual input signal on the complex plane by dividing the second frequency by the frequency difference, and the coefficient correction unit The frequency error and the phase difference between the antenna devices are obtained from the value calculated by the unit, and the temporary weighting coefficient obtained by the coefficient calculation unit is corrected to obtain a weighting coefficient to be multiplied next by the multiplication unit.

本発明に係るアレーアンテナシステム、アレー制御方法およびアレー制御装置は、アンテナ装置の間隔が広い場合であっても、アンテナ装置間で発生する周波数・位相誤差の補償を行うことができる。 Array antenna system according to the present invention, the array control how you and array controller, even if the spacing of the antenna device is wide, it is possible to compensate for frequency and phase errors occurring between the antenna device.

本実施形態に係るアレーアンテナシステムの受信系の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the receiving system of the array antenna system which concerns on this embodiment. 本実施形態に係るアレーアンテナシステムの送信系の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the transmission system of the array antenna system which concerns on this embodiment. 本実施形態に係るアレーアンテナシステムの制御処理の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the control processing of the array antenna system which concerns on this embodiment. シミュレーション結果の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of a simulation result. 複数の周波数信号の生成例を示す図である。It is a figure which shows the example of a production | generation of several frequency signal. 比較例のアレーアンテナシステムを示す図である。It is a figure which shows the array antenna system of a comparative example. 相対位相の変化の一例を示す図である。It is a figure showing an example of change of relative phase.

以下、図面を参照して本発明に係るアレーアンテナシステムの実施形態について説明する。   Hereinafter, embodiments of the array antenna system according to the present invention will be described with reference to the drawings.

本実施形態では、分散配置されたサブアレー等のアンテナ素子を一つのアンテナ装置と定義する。   In the present embodiment, antenna elements such as distributed subarrays are defined as one antenna device.

図１は、本実施形態に係るアレーアンテナシステム１００の受信系の一例を示す。アレーアンテナシステム１００は、アンテナ装置１０１（１）、・・・、アンテナ装置１０１（ｋ）、・・・、アンテナ装置１０１（Ｎ）のＮ台（ｋ＝１〜Ｎの整数，Ｎ：２以上の整数）のアンテナ装置と、アレー制御装置１０２とを有する。   FIG. 1 shows an example of a reception system of the array antenna system 100 according to the present embodiment. The array antenna system 100 includes N antenna apparatuses 101 (1), ..., antenna apparatuses 101 (k), ..., antenna apparatuses 101 (N) (k = 1 to N, N: 2 or more) And an array controller 102.

アンテナ装置１０１（１）〜１０１（Ｎ）は、アンテナ２０１（１）〜２０１（Ｎ）、局部発振器２０２（１）〜２０２（Ｎ）および周波数変換器２０３（１）〜２０３（Ｎ）をそれぞれ有する。   Antenna apparatuses 101 (1) to 101 (N) are antennas 201 (1) to 201 (N), local oscillators 202 (1) to 202 (N), and frequency converters 203 (1) to 203 (N), respectively. Have.

アレー制御装置１０２は、フィルタ回路３０１（１）〜３０１（Ｎ）、乗算器３０２ｆ１（１）〜３０２ｆ１（Ｎ）、乗算器３０２ｆ２（１）〜３０２ｆ２（Ｎ）、第１合成回路３０３ｆ１、第２合成回路３０３ｆ２、第１係数算出回路３０４ｆ１、第２係数算出回路３０４ｆ２、係数位相差・累乗回路３０５、アンテナ間位相差算出回路３０６および係数補正回路３０７を有する。   The array controller 102 includes filter circuits 301 (1) to 301 (N), multipliers 302f1 (1) to 302f1 (N), multipliers 302f2 (1) to 302f2 (N), a first combining circuit 303f1, a second It has a synthesis circuit 303f2, a first coefficient calculation circuit 304f1, a second coefficient calculation circuit 304f2, a coefficient phase difference / power multiplication circuit 305, an inter-antenna phase difference calculation circuit 306, and a coefficient correction circuit 307.

ここで、アンテナ装置１０１（１）、・・・、アンテナ装置１０１（ｋ）、・・・、アンテナ装置１０１（Ｎ）に共通の事項を説明する場合は、符号末尾の（番号）を省略してアンテナ１０１または１０１（ｋ）と表記する。また、他のブロック（フィルタ回路３０１（１））などの符号末尾に各アンテナ装置１０１に対応する（番号）が付加されたブロックについても、共通の事項を説明する場合は、符号末尾の（番号）を省略して例えばフィルタ回路３０１または３０１（ｋ）と表記する。   Here, when the matters common to the antenna devices 101 (1),..., The antenna devices 101 (k),..., The antenna devices 101 (N) are described, the (number) at the end of the code is omitted. And the antenna 101 or 101 (k). Also, in the case where the same items are described for blocks in which (antenna) corresponding to each antenna device 101 is added at the end of the code of another block (filter circuit 301 (1) etc.), Is omitted and denoted as, for example, the filter circuit 301 or 301 (k).

先ず、アンテナ装置１０１（ｋ）の各部について説明する。   First, each part of the antenna device 101 (k) will be described.

アンテナ２０１（ｋ）は、信号源１０３のアンテナから送信される信号を受信する。   The antenna 201 (k) receives the signal transmitted from the antenna of the signal source 103.

局部発振器２０２（ｋ）は、所定の周波数の信号を発振する。   The local oscillator 202 (k) oscillates a signal of a predetermined frequency.

周波数変換器２０３（ｋ）は、アンテナ２０１（ｋ）の受信信号と局部発振器２０２（ｋ）が発振する信号とを乗算して、受信信号の周波数変換を行う。   The frequency converter 203 (k) multiplies the received signal of the antenna 201 (k) by the signal oscillated by the local oscillator 202 (k) to convert the frequency of the received signal.

ここで、図１において、アレーアンテナシステム１００は、信号源１０３から複数周波数（本実施形態では周波数ｆ１、ｆ２）の信号を受信するものとする。なお、周波数ｆ１、ｆ２の信号は、同一の経路長差で電波が伝搬してくるものとみなすことができる周波数差であるものとする。また、本実施形態では、実際の通信環境を想定して、所望波（信号源１０３からの直接波）だけでなく干渉波（マルチパス信号や他信号源からの干渉波）などもアンテナ装置１０１に入ることを前提に説明する。 Here, in FIG. 1, the array antenna system 100 receives signals of a plurality of frequencies (in this embodiment, frequencies f 1 and f 2 ) from the signal source 103. The signals of frequencies f 1 and f 2 are frequency differences that can be regarded as propagation of radio waves with the same difference in path length. Further, in the present embodiment, assuming an actual communication environment, not only the desired wave (direct wave from the signal source 103) but also the interference wave (multipath signal and interference wave from other signal sources) etc. It explains on the assumption that it enters into.

次に、アレー制御装置１０２の各部について説明する。   Next, each part of the array control apparatus 102 will be described.

フィルタ回路３０１（ｋ）は、信号源１０３から送信される周波数ｆ１の信号と周波数ｆ２の信号と分離する周波数分離フィルタである。 The filter circuit 301 (k) is a frequency separation filter that separates the signal of frequency f 1 transmitted from the signal source 103 and the signal of frequency f 2 .

乗算器３０２ｆ１（ｋ）は、フィルタ回路３０１（ｋ）が分離した周波数ｆ１の信号に振幅位相重み係数Ｗｆ１，ｋを乗算する。 The multiplier 302 f 1 (k) multiplies the signal of the frequency f 1 separated by the filter circuit 301 (k) by the amplitude phase weighting coefficient W f1, k .

乗算器３０２ｆ２（ｋ）は、フィルタ回路３０１（ｋ）が分離した周波数ｆ２の信号に振幅位相重み係数Ｗｆ２，ｋを乗算する。 The multiplier 302 f 2 (k) multiplies the signal of the frequency f 2 separated by the filter circuit 301 (k) by the amplitude phase weighting coefficient W f2, k .

第１合成回路３０３ｆ１は、乗算器３０２ｆ１（１）〜乗算器３０２ｆ１（Ｎ）のＮ台の乗算器３０２ｆ１が出力するＮ個の信号を合成する。   The first combining circuit 303f1 combines N signals output from N multipliers 302f1 of multipliers 302f1 (1) to 302f1 (N).

第２合成回路３０３ｆ２は、乗算器３０２ｆ２（１）〜乗算器３０２ｆ２（Ｎ）のＮ台の乗算器３０２ｆ２が出力するＮ個の信号を合成する。   The second combining circuit 303 f 2 combines the N signals output from the N multipliers 302 f 2 of the multipliers 302 f 2 (1) to 302 f 2 (N).

第１係数算出回路３０４ｆ１は、乗算器３０２ｆ１（１）〜乗算器３０２ｆ１（Ｎ）のＮ台の乗算器３０２ｆ１が出力するＮ個のそれぞれの信号に対する振幅位相重み係数（Ｗｆ１，ｋ）を算出する。 The first coefficient calculation circuit 304f1 calculates an amplitude phase weighting coefficient (W f1, k ) for each of N signals output from N multipliers 302f1 of multipliers 302f1 (1) to 302f1 (N). Do.

第２係数算出回路３０４ｆ２は、乗算器３０２ｆ２（１）〜乗算器３０２ｆ２（Ｎ）のＮ台の乗算器３０２ｆ２が出力するＮ個のそれぞれの信号に対する振幅位相重み係数（Ｗｆ２，ｋ）を算出する。 The second coefficient calculation circuit 304f2 calculates the amplitude phase weighting coefficient (W f2, k ) for each of N signals output from the N multipliers 302f2 of the multipliers 302f2 (1) to 302f2 (N). Do.

係数位相差・累乗回路３０５は、第１係数算出回路３０４ｆ１が出力する振幅位相重み係数（Ｗｆ１，ｋ）と第２係数算出回路３０４ｆ２が出力する振幅位相重み係数（Ｗｆ２，ｋ）との複素共役を掛け合わせることにより、周波数ｆ１と周波数ｆ２との差分周波数（ｆ１−ｆ２）の仮想入力信号に対する振幅位相重み係数（Ｗｆｄ，ｋ）を算出する。なお、振幅位相重み係数Ｗｆｄ，ｋの算出式は後述する。ここで、以降の説明において、特に必要とする場合を除いて、アンテナ装置１０１の番号を示す変数ｋを省略して説明する。例えば周波数ｆ１の信号の振幅位相重み係数Ｗｆ１，ｋはＷｆ１、周波数ｆ２の信号の振幅位相重み係数Ｗｆ２，ｋはＷｆ２、差分周波数（ｆ１−ｆ２）の仮想入力信号に対する振幅位相重み係数Ｗｆｄ，ｋはＷｆｄと表記する。 The coefficient phase difference / power multiplication circuit 305 is made up of the amplitude phase weighting coefficient (W f1, k ) output from the first coefficient calculation circuit 304 f 1 and the amplitude phase weighting coefficient (W f2, k ) output from the second coefficient calculation circuit 304 f 2. By multiplying the complex conjugate, the amplitude phase weighting coefficient (W fd, k ) for the virtual input signal of the difference frequency (f 1 −f 2 ) between the frequency f 1 and the frequency f 2 is calculated. The equation for calculating the amplitude phase weighting coefficient W fd, k will be described later. Here, in the following description, the variable k indicating the number of the antenna device 101 will be omitted except when particularly required. For example, the amplitude phase weighting coefficient W f1, k of the signal of the frequency f1 is W f1 , the amplitude phase weighting coefficient W f2, k of the signal of the frequency f2 is W f2 , the amplitude with respect to the virtual input signal of the difference frequency (f 1 -f 2 ) The phase weighting factor W fd, k is written as W fd .

また、係数位相差・累乗回路３０５は、複数周波数の第１周波数と第２周波数とを用いて、第１周波数と第２周波数との差分周波数で第１周波数を除算した値で差分周波数の仮想入力信号に対する振幅位相重み係数を累乗した値を求める。または、係数位相差・累乗回路３０５は、第１周波数と第２周波数との差分周波数で第１周波数を除算した値を差分周波数の仮想入力信号に対する振幅位相重み係数の複素平面上での位相に乗算した値を求める。   Further, the coefficient phase difference / power multiplication circuit 305 is a virtual of the difference frequency by a value obtained by dividing the first frequency by the difference frequency between the first frequency and the second frequency using the first frequency and the second frequency of a plurality of frequencies. The value obtained by raising the amplitude phase weighting coefficient to the input signal is determined. Alternatively, the coefficient phase difference / power multiplication circuit 305 divides a value obtained by dividing the first frequency by the difference frequency between the first frequency and the second frequency into the phase on the complex plane of the amplitude phase weighting coefficient with respect to the virtual input signal of the difference frequency. Find the multiplied value.

具体的には、係数位相差・累乗回路３０５は、差分周波数（ｆ１−ｆ２）の仮想入力信号に対する振幅位相重み係数Ｗｆｄ（正規化されたものＷｆｄ/｜Ｗｆｄ｜）にｆ１／（ｆ１−ｆ２）を累乗した値を算出する。または、係数位相差・累乗回路３０５は、差分周波数（ｆ１−ｆ２）の仮想入力信号に対する振幅位相重み係数Ｗｆｄ（正規化されたものＷｆｄ/｜Ｗｆｄ｜）の複素平面上での位相θｆｄを直接求めて、位相θｆｄにｆ１／（ｆ１−ｆ２）を乗算した値を算出する。 Specifically, the coefficient phase difference / power multiplication circuit 305 sets the amplitude phase weighting coefficient W fd (normalized W fd / | W fd |) f to the virtual input signal of the difference frequency (f 1 −f 2 ) to f A value obtained by raising 1 / (f 1 −f 2 ) is calculated. Alternatively, the coefficient phase difference / power multiplication circuit 305 generates the amplitude phase weighting coefficient W fd (normalized W fd / | W fd |) for the virtual input signal of the difference frequency (f 1 −f 2 ) on the complex plane. The phase θ fd of f is directly obtained, and a value obtained by multiplying the phase θ fd by f 1 / (f 1 −f 2 ) is calculated.

アンテナ間位相差算出回路３０６は、第１係数算出回路３０４ｆ１および第２係数算出回路３０４ｆ２が出力する振幅位相重み係数（Ｗｆ１）および振幅位相重み係数（Ｗｆ２）と、係数位相差・累乗回路３０５が出力する差分周波数（ｆ１−ｆ２）の仮想入力信号に対する振幅位相重み係数（Ｗｆｄ）とに基づいて、アンテナ装置１０１間の位相差θｅを算出する。例えば、アンテナ間位相差算出回路３０６は、周波数ｆ１の振幅位相重み係数（Ｗｆ１）に対するアンテナ装置１０１間の位相差θｅ１と、周波数ｆ２の振幅位相重み係数（Ｗｆ２）に対するアンテナ装置１０１間の位相差θｅ２とを算出する。具体的には、アンテナ間位相差算出回路３０６は、複数周波数のそれぞれの周波数で送受信される信号に対する振幅位相重み係数（Ｗｆ１，Ｗｆ２）と差分周波数（ｆ１−ｆ２）の仮想入力信号に対する振幅位相重み係数（Ｗｆｄ）との複素平面上での位相を比較して、アンテナ装置１０１間の位相差（θｅ１，θｅ２）を算出する。ここで、本実施形態では、説明がわかり易いように係数位相差・累乗回路３０５とアンテナ間位相差算出回路３０６とに分けて説明したが、係数位相差・累乗回路３０５とアンテナ間位相差算出回路３０６とを１つのブロックにまとめて位相差算出回路としてもよい。 The inter-antenna phase difference calculation circuit 306 includes the amplitude phase weighting coefficient (W f1 ) and the amplitude phase weighting coefficient (W f2 ) output from the first coefficient calculation circuit 304 f 1 and the second coefficient calculation circuit 304 f 2, and the coefficient phase difference / power multiplication circuit 305 based on the amplitude and phase weighting coefficients (W fd) for the virtual input signal of the output difference frequency (f 1 -f 2), calculates a phase difference theta e between the antenna device 101. For example, the inter-antenna phase difference calculation circuit 306, a phase difference theta e1 between the antenna device 101 for amplitude and phase weighting coefficients of the frequency f 1 (W f1), the antenna device for the amplitude and phase weighting coefficients of the frequency f 2 (W f2) The phase difference θ e2 between 101 is calculated. Specifically, the inter-antenna phase difference calculation circuit 306 calculates the virtual phase weighting coefficients (W f1 , W f2 ) and the virtual input of the difference frequency (f 1 −f 2 ) with respect to signals transmitted and received at multiple frequencies. The phase difference (θ e1 , θ e2 ) between the antenna devices 101 is calculated by comparing the phase on the complex plane with the amplitude phase weighting coefficient (W fd ) for the signal. Here, in the present embodiment, the coefficient phase difference / power circuit 305 and the inter-antenna phase difference calculation circuit 306 are described separately for easy understanding, but the coefficient phase difference / power circuit 305 and the inter-antenna phase difference calculation circuit The phase difference calculating circuit 306 may be integrated into one block.

係数補正回路３０７は、アンテナ間位相差算出回路３０６が求めた位相差θｅ１および位相差θｅ２を、第１係数算出回路３０４ｆ１が出力する振幅位相重み係数（Ｗｆ１）および第２係数算出回路３０４ｆ２が出力する振幅位相重み係数（Ｗｆ２）のそれぞれに複素乗算して、乗算器３０２ｆ１および乗算器３０２ｆ２が用いる振幅位相重み係数Ｗｆ１およびＷｆ２を更新する。なお、係数補正回路３０７は、Ｎ個の周波数ｆ１の信号の振幅位相重み係数（Ｗｆ１，１〜Ｗｆ１，Ｎ）およびＮ個の周波数ｆ２の信号の振幅位相重み係数（Ｗｆ２，１〜Ｗｆ２，Ｎ）に対して同様の処理を行う。 The coefficient correction circuit 307 outputs the phase difference θ e1 and the phase difference θ e2 calculated by the inter-antenna phase difference calculation circuit 306 to the amplitude / phase weighting coefficient (W f1 ) output from the first coefficient calculation circuit 304 f1 and the second coefficient calculation circuit The amplitude phase weighting coefficients W f1 and W f2 used by the multiplier 302 f 1 and the multiplier 302 f 2 are updated by performing complex multiplication on each of the amplitude phase weighting coefficients (W f2 ) output from the 304 f 2 . The coefficient correction circuit 307, amplitude and phase weighting coefficients for signals of N frequency f1 (W f1,1 ~W f1, N ) and the amplitude and phase weighting coefficients for signals of N frequency f2 (W f2,1 ~ The same process is performed on W f2, N ).

このように、本実施形態に係るアレーアンテナシステム１００は、信号源１０３から受信する信号を複数のアンテナ装置１０１が別々に周波数変換する場合に、周波数変換された信号の複数周波数のそれぞれの信号に対して求めた振幅位相重み係数と、複数周波数の差分周波数の仮想入力信号に対して求めた振幅位相重み係数とに基づいて、アンテナ装置１０１間の位相差θｅを算出する。そして、位相差θｅに基づいて、乗算器３０２ｆ１および乗算器３０２ｆ２が次に乗算する振幅位相重み係数Ｗｆ１およびＷｆ２が更新される。このようにして、本実施形態に係るアレーアンテナシステム１００は、アンテナ装置１０１の間隔が広い場合であっても、アンテナ装置１０１間で発生する周波数・位相誤差の補償を行うことができる。 As described above, in the array antenna system 100 according to the present embodiment, when the plurality of antenna devices 101 separately convert the frequency of the signal received from the signal source 103, each signal of the plurality of frequencies of the frequency converted signal is and amplitude-phase weighting coefficient determined for, based on the amplitude and phase weighting coefficients determined for the virtual input signal of the difference frequency of the plurality of frequencies, to calculate a phase difference theta e between the antenna device 101. Then, based on the phase difference theta e, multipliers 302f1 and the multiplier 302f2 amplitude phase weighting coefficient W f1 and W f2 then be multiplied is updated. Thus, the array antenna system 100 according to the present embodiment can compensate for frequency / phase errors generated between the antenna devices 101 even when the distance between the antenna devices 101 is wide.

次に、本実施形態に係るアレーアンテナシステム１００の処理について詳しく説明する。   Next, processing of the array antenna system 100 according to the present embodiment will be described in detail.

図１において、時間軸上のある瞬間ｔにｋ番目のアンテナ装置１０１（ｋ）で受信される信号Ｓｆ１，ｋ（ｔ）は、式（１）で表わすことができる。 In FIG. 1, the signal S f1, k (t) received by the k-th antenna device 101 (k) at an instant t on the time axis can be expressed by equation (1).

Figure 0006505621
Figure 0006505621

式（１）において、ｔは時間、ｆ１は第１信号搬送波の周波数、ｃは光速、ＶｓおよびＶｕはそれぞれ所望波および干渉波の振幅、Ｄｋ，ｓおよびＤｋ，ｕはそれぞれ所望波および干渉波におけるアンテナ装置１０１（ｋ）の基準点に対する経路長差、ｎｋ，１はアンテナ装置１０１（ｋ）に対する信号搬送波の周波数ｆ１で加わる雑音、をそれぞれ示している。ここで、基準点は、例えばアンテナ装置１０１（１）のアンテナ２０１（１）の位置を基準点にしてもよいし、他の位置を基準点にしてもよい。 In equation (1), t is time, f 1 is the frequency of the first signal carrier, c is the speed of light, Vs and Vu are the amplitudes of the desired wave and the interference wave, and D k, s and D k, u are the desired wave, respectively. Also, n k, 1 represents the noise added at the frequency f 1 of the signal carrier wave to the antenna device 101 (k), and the path length difference of the interference wave with respect to the reference point of the antenna device 101 (k). Here, the reference point may be, for example, the position of the antenna 201 (1) of the antenna device 101 (1) as the reference point, or another position as the reference point.

また、各アンテナ装置１０１の信号Ｓｆ１,ｋをまとめた信号をＳｆ１と置くと、相関行列Ｒｘｘ１は式（２）で表される。 Further, a signal summarizing the signal S f1, k of each antenna device 101 by placing the S f1, correlation matrix Rxx1 is expressed by Equation (2).

Figure 0006505621
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ここで、アンテナ装置１０１の振幅位相重み係数を固定し、信号源１０３のアンテナから信号が到来する角度や経路長差が未知の場合、アダプティブアレーのＰＩＡＡ(Power Inversion Adaptive Array)アルゴリズムによる拘束ベクトルをＣ＝［１，０，…］とすると、信号搬送波の周波数ｆ１における振幅位相重み係数Ｗｆ１は、第１係数算出回路３０４ｆ１により式（３）で求めることができる。
Ｗｆ１＝Ｒｘｘ１−１Ｃ …（３）
ここで、ＰＩＡＡアルゴリズムは、アンテナ装置１０１の最適化係数を拘束し、入力電力が最も大きい信号を抑圧する周知のアルゴリズムである。つまり、アンテナ装置１０１の入力信号が抑圧されるように動作する。なお、上述のアルゴリズムは、一例であり、他のアルゴリズムを用いてもよい。 Here, if the amplitude and phase weighting coefficients of the antenna device 101 are fixed and the angle at which the signal arrives from the antenna of the signal source 103 and the path length difference are unknown, the constraint vector by the PIAA (Power Inversion Adaptive Array) algorithm of the adaptive array is used. C = [1,0, ...] and when the amplitude phase weighting coefficient W f1 at the frequency f 1 of the signal carrier, the first coefficient calculating circuit 304f1 can be determined by formula (3).
W f1 = Rxx 1 −1 C (3)
Here, the PIAA algorithm is a known algorithm that constrains the optimization coefficient of the antenna device 101 and suppresses the signal with the largest input power. That is, the operation is performed such that the input signal of the antenna device 101 is suppressed. Note that the above-described algorithm is an example, and another algorithm may be used.

そして、上述の信号搬送波の周波数ｆ１と同様に、第２係数算出回路３０４ｆ２は、第２信号搬送波の周波数ｆ２に対しても同様の計算を行って振幅位相重み係数Ｗｆ２を求める。 Then, as in the frequency f 1 of the aforementioned signal carrier, the second coefficient calculating circuit 304f2 also for the frequency f 2 of the second signal carrier by performing the same calculation to obtain an amplitude phase weighting coefficient W f2.

次に、簡単化のために干渉波がないと仮定して、アンテナ装置１０１への入力が所望波だけの１波とし、雑音電力を０とすると、振幅位相重み係数Ｗｆ１およびＷｆ２は式（４）で求めることができる。 Next, assuming that there is no interference wave for simplicity, assuming that the input to the antenna device 101 is one wave of only the desired wave and the noise power is 0, the amplitude phase weighting coefficients W f1 and W f2 are It can be determined by (4).

Figure 0006505621
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ここで、アンテナ装置１０１における経路長差から求まる各周波数の位相（２πＤｋ，ｓｆ１／ｃおよび２πＤｋ，ｓｆ２／ｃ）は、周波数ｆについて比例関係にあり、振幅位相重み係数の複素平面上での関係も同様に表される。 Here, the phase of each frequency (2πD k, s f 1 / c and 2πD k, s f 2 / c) obtained from the path length difference in the antenna device 101 is proportional to the frequency f, and the amplitude phase weighting factor is The relationship on the complex plane is expressed similarly.

しかしながら、アンテナ装置１０１間の距離が長くなると、アンテナ装置１０１間の経路長差も大きくなり、２π以上の位相が加わった場合の振幅位相重み係数は、２πまで縮退するため、振幅位相重み係数は、複素平面上で位相が数回転してしまい、位相誤差の判別が困難となる。   However, when the distance between the antenna devices 101 increases, the path length difference between the antenna devices 101 also increases, and the amplitude phase weighting coefficient degenerates to 2π when the phase of 2π or more is added. The phase rotates several turns on the complex plane, making it difficult to determine the phase error.

そこで、本実施形態では、係数位相差・累乗回路３０５において、周波数ｆ１の振幅位相重み係数Ｗｆ１と周波数ｆ２の振幅位相重み係数Ｗｆ２の複素共役を掛け合わせることにより、差分周波数（例えば（ｆ１−ｆ２））に対応する仮想入力信号の振幅位相重み係数Ｗｆｄを算出する（式（５））。 Therefore, in the present embodiment, the coefficient phase difference-power circuit 305, by multiplying the complex conjugate of the amplitude-phase weighting coefficient of a frequency f 1 W f1 and the frequency f 2 of the amplitude-phase weighting coefficient W f2, the difference frequency (e.g. The amplitude phase weighting coefficient W fd of the virtual input signal corresponding to (f 1 −f 2 )) is calculated (Equation (5)).

Figure 0006505621
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ここで、各アンテナ装置１０１間の経路長差は同じであるため、各周波数における振幅位相重み係数は、周波数に対して比例関係にある。従って、例えば（ｆ１−ｆ２）の差分周波数の仮想入力信号がｆ１およびｆ２の周波数の信号と同一の経路長差で入ってきたと仮定した場合、仮想入力信号の振幅位相重み係数Ｗｆｄの振幅をアンテナ装置１０１の要素毎に１に正規化した振幅位相重み係数（Ｗｆｄ／｜Ｗｆｄ｜）と、各周波数（例えばｆ１）の振幅位相重み係数Ｗｆ１とは比例関係にある。従って、オイラーの公式より、ｆ１／（ｆ１−ｆ２）乗した指数の関係で表現すると、式（６）の関係が成り立つ。このとき、差分周波数（ｆ１−ｆ２）に対する仮想信号の振幅位相重み係数Ｗｆｄの位相が（２πＤｋ，ｓ（｜ｆ１−ｆ２｜／ｃ）＜２πを満たすように、周波数ｆ１および周波数ｆ２を選択する。なお、周波数ｆ１および周波数ｆ２を固定として上記の条件を満たすようにＤｋを選択してもよい。 Here, since the path length difference between the antenna devices 101 is the same, the amplitude phase weighting coefficient at each frequency is proportional to the frequency. Therefore, for example, assuming that the virtual input signal of the differential frequency of (f 1 −f 2 ) comes in with the same path length difference as the signals of the frequencies of f 1 and f 2 , the amplitude phase weighting coefficient W of the virtual input signal The amplitude phase weighting coefficient (W fd / | W fd |) obtained by normalizing the amplitude of f d to 1 for each element of the antenna device 101 and the amplitude phase weighting coefficient W f1 of each frequency (for example f 1 ) are proportional to each other is there. Therefore, from Euler's formula, when expressed in relation to f 1 / (f 1 -f 2 ) raised to the power exponent, the relationship of the formula (6) holds. At this time, the frequency f is set so that the phase of the amplitude phase weighting coefficient W fd of the virtual signal with respect to the difference frequency (f 1 −f 2 ) satisfies (2πD k, s (| f 1 −f 2 | / c) <2π selecting one and the frequency f 2. it is also possible to select the D k so as to satisfy the above conditions the frequency f 1 and frequency f 2 as a fixed.

Figure 0006505621
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同様に、周波数ｆ２に対しても式（７）の関係が成り立つ。 Similarly, the relationship of equation (7) holds for the frequency f 2 .

Figure 0006505621
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なお、図６で説明した比較例のアレーアンテナシステム７００において、アンテナ装置７０１間の距離を０．５λ程度とした場合、所望波におけるアンテナ装置７０１の基準点に対する経路長差Ｄｋ，ｓが非常に小さくなるため、周波数差を大きく取る必要がある。この場合、周波数毎の伝搬状況の変化により経路長差が変化すると、上記の関係が成立しなくなる。 In the array antenna system 700 of the comparative example described in FIG. 6, when the distance between the antenna devices 701 is about 0.5λ, the path length difference D k, s of the desired wave with respect to the reference point of the antenna device 701 is extremely large. It is necessary to take a large frequency difference. In this case, when the path length difference changes due to the change in propagation condition for each frequency, the above relationship does not hold.

次に、アンテナ装置１０１間の局部発振器２０２に周波数誤差ｆｅ，ｘや初期位相差φがある場合について説明する。アンテナ装置１０１間の局部発振器２０２に周波数誤差ｆｅ，ｘや初期位相差φがある場合、先に説明した式（１）は、式（８）のように表すことができる。 Next, the case where the local oscillator 202 between the antenna devices 101 has the frequency error fe, x and the initial phase difference φ will be described. When the local oscillator 202 between the antenna devices 101 has the frequency error fe, x and the initial phase difference φ, the equation (1) described above can be expressed as the equation (8).

Figure 0006505621
Figure 0006505621

ここで、簡単化のために、干渉波がなく、アンテナ装置１０１への入力が所望波だけの１波で、雑音電力が０であると仮定すると、周波数ｆ１に対する振幅位相重み係数Ｗｆ１は、式（９）で求めることができる。 Here, for the sake of simplicity, assuming that there is no interference wave, the input to the antenna apparatus 101 is one wave of only the desired wave, and the noise power is 0, the amplitude phase weighting coefficient W f1 for the frequency f 1 is , Can be obtained by equation (9).

Figure 0006505621
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同様に、周波数ｆ２に対する振幅位相重み係数Ｗｆ２は、式（１０）で求めることができる。 Similarly, the amplitude phase weighting coefficient W f2 with respect to the frequency f 2 can be obtained by equation (10).

Figure 0006505621
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ここで、係数位相差・累乗回路３０５は、周波数ｆ１の振幅位相重み係数Ｗｆ１と周波数ｆ２の振幅位相重み係数Ｗｆ２の複素共役を掛け合わせて、差分周波数（ｆ１−ｆ２）の仮想入力信号に対する振幅位相重み係数Ｗｆｄを算出することができる（式（５））。 Here, the coefficient phase difference-power circuit 305, by multiplying the complex conjugate of the amplitude-phase weighting coefficient W f1 and the frequency f 2 of the amplitude-phase weighting coefficient W f2 frequency f 1, the difference frequency (f 1 -f 2) The amplitude phase weighting coefficient W fd can be calculated with respect to the virtual input signal of equation (5).

このとき、差分周波数（ｆ１−ｆ２）の仮想入力信号に対する振幅位相重み係数Ｗｆｄを算出する計算によって、式（９）および式（１０）のｅｘｐ（−ｊ２πｆｅ，ｋｔ）の成分が打ち消され、式（５）と同様の結果が得られる。ここで、アンテナ装置１０１間の局部発振器２０２に周波数誤差ｆｅ，ｘや初期位相差φがない場合は、式（６）および式（７）が成立するが、アンテナ装置１０１間の局部発振器２０２に周波数誤差ｆｅ，ｘや初期位相差φがある場合は、式（６）および式（７）の右辺と左辺との間に位相差θｅが生じるので、式（１１）および式（１２）のようにして位相差θｅ（θｅ１は周波数ｆ１の位相差、θｅ２は周波数ｆ２の位相差）を求めることができる。なお、位相差θｅの算出は、アンテナ間位相差算出回路３０６により行われる。 At this time, the component of exp (-j2πf e, k t) of the equation (9) and the equation (10) is calculated by calculating the amplitude phase weighting coefficient W fd for the virtual input signal of the difference frequency (f 1 -f 2 ) Is canceled and the same result as that of the equation (5) is obtained. Here, when there is no frequency error f e, x or the initial phase difference φ in the local oscillator 202 between the antenna devices 101, the equations (6) and (7) hold, but the local oscillator 202 between the antenna devices 101 If there is a frequency error f e, x or an initial phase difference φ, a phase difference θ e occurs between the right side and the left side of equations (6) and (7). The phase difference θ e (θ e1 is the phase difference of the frequency f 1 and θ e2 is the phase difference of the frequency f 2 ) can be obtained as in the above. The calculation of the phase difference theta e is performed by the inter-antenna phase difference calculation circuit 306.

Figure 0006505621
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なお、式（１１）および式（１２）により算出される位相差は、計算するごとに残留の位相差が算出されるので、各アンテナ装置１０１の振幅位相重み係数に予め複素乗算しておくことにより、周波数誤差および初期位相差をキャンセルすることができる。本実施形態の場合、係数位相差・累乗回路３０５およびアンテナ間位相差算出回路３０６が位相差(θｅ１およびθｅ２)を算出する。そして、係数補正回路３０７は、位相差(θｅ１およびθｅ２)を第１係数算出回路３０４ｆ１および第２係数算出回路３０４ｆ２がそれぞれ求めた暫定の振幅位相重み係数(Ｗｆ１およびＷｆ２)に複素乗算して、局部発振器２０２の周波数誤差ｆｅ，ｘや初期位相差φをキャンセルするための補正後の振幅位相重み係数(Ｗｆ１’およびＷｆ２’)を求める。このようにして、係数補正回路３０７は、補正後の振幅位相重み係数(Ｗｆ１’およびＷｆ２’)を乗算器３０２ｆ１および乗算器３０２ｆ２が次に乗算する振幅位相重み係数(Ｗｆ１およびＷｆ２)として、乗算器３０２ｆ１および乗算器３０２ｆ２に出力する。 Since the residual phase difference is calculated each time the phase difference calculated by the equations (11) and (12) is calculated, the amplitude phase weighting coefficient of each antenna device 101 should be complex-multiplied in advance. By this, the frequency error and the initial phase difference can be canceled. In the case of this embodiment, the coefficient phase difference / power multiplication circuit 305 and the inter-antenna phase difference calculation circuit 306 calculate the phase differences (θ e1 and θ e2 ). The coefficient correction circuit 307 then makes the phase difference (θ e1 and θ e2 ) complex with the provisional amplitude phase weighting coefficients (W f1 and W f2 ) determined by the first coefficient calculation circuit 304 f 1 and the second coefficient calculation circuit 304 f 2 respectively. Multiplication is performed to obtain amplitude phase weighting coefficients (W f1 'and W f2 ') after correction for canceling the frequency error f e, x of the local oscillator 202 and the initial phase difference φ. Thus, the coefficient correction circuit 307 multiplies the amplitude phase weighting coefficients (W f1 'and W f2 ') after the correction by the multiplier 302 f 1 and the multiplier 302 f 2 next (W f 1 and W f 2). , And outputs to the multiplier 302 f 1 and the multiplier 302 f 2.

ここで、上記の例では、複数周波数の第１周波数（例えばｆ１）と第２周波数（例えばｆ２）との差分周波数（ｆ１−ｆ２）で第１周波数（ｆ１）を除算した値により、差分周波数（ｆ１−ｆ２）の仮想入力信号に対する振幅位相重み係数Ｗｆｄ（正規化されたものＷｆｄ/｜Ｗｆｄ｜）を累乗した値を求めたが、次のように計算してもよい。例えば、複数周波数の第１周波数（例えばｆ１）と第２周波数（例えばｆ２）との差分周波数（ｆ１−ｆ２）で第１周波数（ｆ１）を除算した値を、差分周波数（ｆ１−ｆ２）の仮想入力信号に対する振幅位相重み係数Ｗｆｄ（正規化されたものＷｆｄ/｜Ｗｆｄ｜）の複素平面上での位相θｆｄに直接乗算した値を求めてもよい。この場合、例えば周波数ｆ１の信号の振幅位相重み係数Ｗｆ１の複素平面上での位相θｆ１と、振幅位相重み係数Ｗｆｄの複素平面上での位相θｆｄとを比較して位相差θｅ１を求めることができる。なお、位相差θｅ２についても位相差θｅ１と同様に求めることができる。 Here, in the above example, the first frequency (f 1 ) is divided by the difference frequency (f 1 −f 2 ) between the first frequency (for example f 1 ) of the plurality of frequencies and the second frequency (for example f 2 ) The value is obtained by raising the amplitude and phase weighting coefficient W fd (normalized W fd / | W fd |) to the virtual input signal of the difference frequency (f 1 −f 2 ) according to the value. It may be calculated. For example, the difference frequency (f 1 ) is obtained by dividing the first frequency (f 1 ) by the difference frequency (f 1 −f 2 ) between the first frequency (for example f 1 ) and the second frequency (for example f 2 ) of multiple frequencies. A value obtained by directly multiplying the phase θ fd on the complex plane of the amplitude phase weighting coefficient W fd (normalized W fd / | W fd |) for the virtual input signal of f 1 −f 2 ) may be determined . In this case, for example, the phase difference θ is compared between the phase θ f1 on the complex plane of the amplitude phase weighting coefficient W f1 of the signal of the frequency f 1 and the phase θ fd on the complex plane of the amplitude phase weighting coefficient W fd We can ask for e1 . The phase difference θ e2 can also be obtained in the same manner as the phase difference θ e1 .

なお、図１は、アレーアンテナシステム１００の受信系におけるアンテナ間の位相差を補正する回路を示してあるが、アレーアンテナシステム１００の送信系についても同様に行うことができる。   Although FIG. 1 shows a circuit for correcting the phase difference between antennas in the reception system of the array antenna system 100, the transmission system of the array antenna system 100 can be similarly implemented.

図２は、本実施形態に係るアレーアンテナシステム１００の送信系の一例を示す。送信系のアレーアンテナシステム１００は、アンテナ装置４０１（１）、・・・、アンテナ装置４０１（ｋ）、・・・、アンテナ装置４０１（Ｎ）のＮ台のアンテナ装置と、アレー制御装置４０２とを有する。ここで、説明が分かり易いように、受信系のアンテナ装置１０１と異なる符号のアンテナ装置４０１として説明するが、アンテナ装置１０１とアンテナ装置４０１とを共通にして、送受信アンテナ装置として用いてもよい。   FIG. 2 shows an example of a transmission system of the array antenna system 100 according to the present embodiment. The array antenna system 100 of the transmitting system includes N antenna devices of antenna devices 401 (1),..., Antenna devices 401 (k),..., Antenna devices 401 (N), an array control device 402, and Have. Here, for ease of explanation, the antenna device 401 will be described as having a different symbol from the antenna device 101 of the reception system, but the antenna device 101 and the antenna device 401 may be shared and used as a transmitting / receiving antenna device.

アンテナ装置４０１（１）〜４０１（Ｎ）は、局部発振器５０１（１）〜５０１（Ｎ）、周波数変換器５０２（１）〜５０２（Ｎ）およびアンテナ５０３（１）〜５０３（Ｎ）を有する。   The antenna devices 401 (1) to 401 (N) include local oscillators 501 (1) to 501 (N), frequency converters 502 (1) to 502 (N), and antennas 503 (1) to 503 (N). .

アレー制御装置４０２は、係数補正回路６０１、乗算器６０２ｆ１（１）〜６０２ｆ１（Ｎ）、乗算器６０２ｆ２（１）〜６０２ｆ２（Ｎ）、合波回路６０３（１）〜６０３（Ｎ）を有する。   The array control device 402 has a coefficient correction circuit 601, multipliers 602f1 (1) to 602f1 (N), multipliers 602f2 (1) to 602f2 (N), and multiplexing circuits 603 (1) to 603 (N).

ここで、以下の説明において、図１と同様に、アンテナ装置４０１（１）、・・・、アンテナ装置４０１（ｋ）、・・・、アンテナ装置４０１（Ｎ）に共通の事項を説明する場合は、符号末尾の（番号）を省略してアンテナ装置４０１または４０１（ｋ）と表記する。同様に、合波回路６０３（１）〜６０３（Ｎ）など他のブロックについても、合波回路６０３または６０３（ｋ）のように表記する。   Here, in the following description, in the same way as in FIG. 1, when the matters common to the antenna devices 401 (1),..., The antenna devices 401 (k),. Is abbreviated as the antenna apparatus 401 or 401 (k) by omitting the (number) at the end of the code. Similarly, other blocks such as the multiplexing circuit 603 (1) to 603 (N) are also described as multiplexing circuit 603 or 603 (k).

先ず、アンテナ装置４０１の各部について説明する。   First, each part of the antenna device 401 will be described.

局部発振器５０１（ｋ）は、所定の周波数の信号を発振する。   The local oscillator 501 (k) oscillates a signal of a predetermined frequency.

周波数変換器５０２（ｋ）は、アレー制御装置４０２から出力される信号と局部発振器５０１（ｋ）が発振する信号とを乗算して、アレー制御装置４０２から出力される信号の周波数変換を行う。   The frequency converter 502 (k) multiplies the signal output from the array control device 402 by the signal oscillated by the local oscillator 501 (k) to perform frequency conversion of the signal output from the array control device 402.

アンテナ５０３（ｋ）は、周波数変換器５０２（ｋ）から出力される信号を送信する。   The antenna 503 (k) transmits the signal output from the frequency converter 502 (k).

ここで、図２に示した送信系のアレーアンテナシステム１００は、変調装置などが出力する周波数ｆ１、ｆ２の信号を入力してアンテナ装置４０１から送信する。 Here, the array antenna system 100 of the transmission system shown in FIG. 2 receives the signals of the frequencies f 1 and f 2 outputted by the modulation device etc., and transmits them from the antenna device 401.

次に、送信系のアレー制御装置４０２の各部について説明する。   Next, each part of the array control apparatus 402 of the transmission system will be described.

係数補正回路６０１は、図１で説明した係数補正回路３０７と同様に、乗算器６０２ｆ１（ｋ）および乗算器６０２ｆ２（ｋ）で乗算する振幅位相重み係数Ｗｆ１，１〜Ｗｆ１，ＮおよびＷｆ２，１〜Ｗｆ２，Ｎを補正する。ここで、本実施形態では、振幅位相重み係数Ｗｆ１，１〜Ｗｆ１，ＮおよびＷｆ２，１〜Ｗｆ２，Ｎは、図１で説明した受信系で算出された振幅位相重み係数を用いる。 The coefficient correction circuit 601 is similar to the coefficient correction circuit 307 described with reference to FIG. 1 in the amplitude phase weighting coefficients W f1,1 to W f1, N and W multiplied by the multipliers 602 f1 (k) and 602 f2 (k). f2, 1 to W f2, N are corrected. Here, in the present embodiment, the amplitude phase weighting coefficients W f1,1 to W f1, N and W f2,1 to W f2, N use the amplitude phase weighting coefficients calculated in the receiving system described in FIG. 1. .

乗算器６０２ｆ１（ｋ）は、アレー制御装置１０２が入力する周波数ｆ１の送信信号に振幅位相重み係数Ｗｆ１，ｋを乗算する。 The multiplier 602 f 1 (k) multiplies the transmission signal of frequency f 1 input by the array controller 102 by the amplitude phase weighting coefficient W f1, k .

乗算器６０２ｆ２（ｋ）は、アレー制御装置１０２が入力する周波数ｆ２の送信信号に振幅位相重み係数Ｗｆ２，ｋを乗算する。 The multiplier 602 f 2 (k) multiplies the transmission signal of frequency f 2 input by the array controller 102 by the amplitude phase weighting coefficient W f2, k .

合成回路６０３（ｋ）は、乗算器６０２ｆ１（ｋ）が乗算後の信号および乗算器６０２ｆ２（ｋ）が乗算後の信号を合成する。   The synthesis circuit 603 (k) synthesizes the signal after multiplication by the multiplier 602 f 1 (k) and the signal after multiplication by the multiplier 602 f 2 (k).

このように、本実施形態に係る送信系のアレーアンテナシステム１００は、受信系で求めた振幅位相重み係数を用いて、アンテナ装置４０１間で発生する周波数・位相誤差の補償を行うことができる。   As described above, the array antenna system 100 of the transmission system according to the present embodiment can compensate for frequency / phase errors generated between the antenna devices 401 using the amplitude phase weighting coefficient obtained by the reception system.

図３は、図１に示した受信系のアレーアンテナシステム１００の処理例を示す。   FIG. 3 shows a processing example of the receiving array antenna system 100 shown in FIG.

ステップＳ１０１において、アンテナ装置１０１は、信号源１０３から送信される信号を受信する。   In step S101, the antenna device 101 receives a signal transmitted from the signal source 103.

ステップＳ１０２において、フィルタ回路３０１は、アンテナ装置１０１が出力する受信信号を複数周波数の信号に分離する。図１の例では、フィルタ回路３０１は、周波数ｆ１の信号と周波数ｆ２の信号とに分離する。 In step S102, the filter circuit 301 separates the reception signal output from the antenna device 101 into signals of multiple frequencies. In the example of FIG. 1, the filter circuit 301 separates the signal of the frequency f 1 and the signal of the frequency f 2 .

ステップＳ１０３において、第１係数算出回路３０４ｆ１および第２係数算出回路３０４ｆ２は、周波数毎の振幅位相重み係数（Ｗｆ１およびＷｆ２）を算出する。 In step S103, the first coefficient calculating circuit 304f1 and the second coefficient calculating circuit 304f2 calculate amplitude phase weighting coefficients (W f1 and W f2 ) for each frequency.

ステップＳ１０４において、係数位相差・累乗回路３０５は、周波数ｆ１の信号に対する振幅位相重み係数（Ｗｆ１）と周波数ｆ２の信号に対する振幅位相重み係数（Ｗｆ２）とに対する係数間の位相差を算出する。 In step S104, the coefficient phase difference / power multiplication circuit 305 calculates the phase difference between coefficients for the amplitude phase weighting coefficient (W f1 ) for the signal of frequency f 1 and the amplitude phase weighting coefficient (W f2 ) for the signal of frequency f 2 calculate.

ステップＳ１０５において、係数位相差・累乗回路３０５は、第１係数算出回路３０４ｆ１および第２係数算出回路３０４ｆ２が出力する係数位相差の複素共役を掛け合わせることにより、周波数ｆ１と周波数ｆ２との差の周波数（ｆ１−ｆ２）成分の信号に対する振幅位相重み係数（Ｗｆｄ）を算出する。 In step S105, the coefficient phase difference-power circuit 305, by multiplying the complex conjugate of the coefficient phase difference first coefficient calculating circuit 304f1 and the second coefficient calculating circuit 304f2 outputs, the frequencies f 1 and f 2 The amplitude phase weighting factor (W fd ) for the signal of the difference frequency (f 1 −f 2 ) component is calculated.

ステップＳ１０６において、係数位相差・累乗回路３０５は、１に正規化された振幅位相重み係数Ｗｆｄにｆ１／（ｆ１−ｆ２）を累乗する。 In step S106, the coefficient phase difference-power circuit 305 powers a f 1 / (f 1 -f 2 ) the normalized amplitude-phase weighting coefficient W fd to 1.

ステップＳ１０７において、アンテナ間位相差算出回路３０６は、第１係数算出回路３０４ｆ１および第２係数算出回路３０４ｆ２が出力する振幅位相重み係数（Ｗｆ１，Ｗｆ２）と、係数位相差・累乗回路３０５が出力する差分周波数（ｆ１−ｆ２）の仮想入力信号の振幅位相重み係数（Ｗｆｄ）とから、アンテナ装置１０１間の位相差（θｅ１，θｅ２）を算出する。 In step S107, the inter-antenna phase difference calculation circuit 306 includes the amplitude phase weighting coefficient (W f1 , W f2 ) output from the first coefficient calculation circuit 304f1 and the second coefficient calculation circuit 304f2, and the coefficient phase difference / power multiplication circuit 305. The phase difference (θ e1 , θ e2 ) between the antenna devices 101 is calculated from the amplitude phase weighting coefficient (W fd ) of the virtual input signal of the differential frequency (f 1 −f 2 ) to be output.

そして、係数補正回路３０７は、アンテナ間位相差算出回路３０６が算出した位相差（θｅ１，θｅ２）を第１係数算出回路３０４ｆ１，３０４ｆ２が出力する振幅位相重み係数（Ｗｆ１，Ｗｆ２）のそれぞれに複素乗算して、振幅位相重み係数（Ｗｆ１，Ｗｆ２）を補正し、乗算器３０２ｆ１，３０２ｆ２に出力する。なお、係数補正回路３０７は、Ｎ個の周波数ｆ１の信号の振幅位相重み係数（Ｗｆ１，１〜Ｗｆ１，Ｎ）およびＮ個の周波数ｆ２の信号の振幅位相重み係数（Ｗｆ２，１〜Ｗｆ２，Ｎ）に対して同様の処理を行う。 Then, the coefficient correction circuit 307 outputs the phase difference (θ e1 , θ e2 ) calculated by the inter-antenna phase difference calculation circuit 306 to the amplitude phase weighting coefficient (W f1 , W f2 ) output by the first coefficient calculation circuit 304 f1 , 304 f2 Are complexly multiplied to correct the amplitude phase weighting coefficients (W f1 , W f2 ), and output to the multipliers 302 f 1 , 302 f 2 . Note that the coefficient correction circuit 307 is configured to calculate the amplitude phase weighting coefficients (W f1, 1 to W f1, N ) of the N frequency f 1 signals and the amplitude phase weighting coefficients (W f 2 , The same process is performed on 1 to W f2, N ).

このようにして、本実施形態に係るアレーアンテナシステム１００は、アンテナ装置１０１間で発生する周波数・位相誤差を同一経路で伝搬してきた複数周波数の信号を用いて各アンテナ装置１０１の振幅位相重み係数を補正することにより、アンテナ装置１０１間の周波数・位相誤差を補償することができる。
［数値解析結果］
次に、本実施形態に係るアレーアンテナシステム１００の数値解析結果の一例を示す。ここで、アンテナ装置１０１（１）〜１０１（３）の台数Ｎ＝３、周波数ｆ１＝６０．０１ＧＨｚ、周波数ｆ２＝６０．００ＧＨｚとする。また、周波数ｆ１の第１信号について、アンテナ装置１０１（１）に対するアンテナ装置１０１（２）およびアンテナ装置１０１（３）の経路長差を６．４２ｍおよび１２．８５ｍと、第１信号の電力を０ｄＢｍとする。一方、干渉信号は、電力を−１０ｄＢｍ、アンテナ装置１０１（１）に対するアンテナ装置１０１（２）およびアンテナ装置１０１（３）の経路長差を５．００ｍおよび１０．００ｍとする。なお、各アンテナ装置１０１に入力される雑音電力は、−７０ｄＢｍとする。 Thus, in the array antenna system 100 according to the present embodiment, the amplitude and phase weighting coefficients of the respective antenna devices 101 are generated using signals of a plurality of frequencies that propagate the frequency and phase errors generated between the antenna devices 101 along the same path. By correcting the frequency, it is possible to compensate for the frequency / phase error between the antenna devices 101.
[Result of numerical analysis]
Next, an example of the numerical analysis result of the array antenna system 100 according to the present embodiment will be shown. Here, the antenna device 101 (1) - 101 (3) of the number N = 3, the frequency f 1 = 60.01GHz, a frequency f 2 = 60.00GHz. Also, for the first signal of frequency f 1, and 6.42m and 12.85m path length difference of the antenna device 101 (2) and the antenna device 101 (3) for the antenna device 101 (1), of the first signal power Is set to 0 dBm. On the other hand, for the interference signal, the power is set to -10 dBm, and the path length difference between the antenna device 101 (2) and the antenna device 101 (3) with respect to the antenna device 101 (1) is set to 5.00 m and 10.00 m. The noise power input to each antenna device 101 is −70 dBm.

ここで、アンテナ装置１０１（１）に対するアンテナ装置１０１（２）およびアンテナ装置１０１（３）の初期位相差が４０度と３００度との場合について、補正係数の急速な変動を防ぐための係数α＝０．０１として、以下の条件でシミュレーションを行う。
θｃ（ｔ＋１）＝θｃ（ｔ）＋αθｅ（ｔ） …（１３）
Ｗｃ（ｔ）＝ｅｘｐ（ｊθｃ（ｔ）） …（１４）
なお、相関行列Ｒｘｘ１、Ｒｘｘ２のサンプル数を１０００００とする。 Here, for the case where the initial phase difference between the antenna device 101 (2) and the antenna device 101 (3) with respect to the antenna device 101 (1) is 40 degrees and 300 degrees, the coefficient α for preventing rapid fluctuation of the correction coefficient A simulation is performed under the following conditions, assuming = 0.01.
θ c (t + 1) = θ c (t) + αθ e (t) (13)
W c (t) = exp (jθ c (t)) (14)
The number of samples of the correlation matrices Rxx1 and Rxx2 is assumed to be 100,000.

図４は、シミュレーションにおける位相差の収束時間の一例を示す。図４において、（ａ）の特性は初期位相が４０度の場合、（ｂ）の特性は初期位相が３００度の場合をそれぞれ示す。上述の条件で数値解析を行った結果、図４に示すように、ステップ数が約５００ステップで位相差が収束して約０度になっていることが確認できる。ここで、Ａ／Ｄ変換器のサンプリングレートが１００ＭＨｚであると仮定すると、約５００ステップを実行するために要する時間は約０．５秒であり、上述の例では、位相差は約０．５秒で約０度に収束することを示している。なお、先に図７で説明したように、周波数は十分にゆっくりと変動しているので、アレー制御装置１０２は、上述の収束速度で動作し続けることにより、各アンテナ装置１０１における周波数変動分の補正をリアルタイムで行うことが可能となる。   FIG. 4 shows an example of the convergence time of the phase difference in the simulation. In FIG. 4, the characteristic (a) shows the case where the initial phase is 40 degrees, and the characteristic (b) shows the case where the initial phase is 300 degrees. As a result of numerical analysis under the conditions described above, as shown in FIG. 4, it can be confirmed that the phase difference converges to about 0 degree in about 500 steps. Here, assuming that the sampling rate of the A / D converter is 100 MHz, the time required to execute about 500 steps is about 0.5 seconds, and in the above example, the phase difference is about 0.5 It shows that it converges to about 0 degrees in seconds. As described above with reference to FIG. 7, since the frequency fluctuates sufficiently slowly, the array control apparatus 102 continues to operate at the above-described convergence speed, so that the frequency fluctuation in each antenna apparatus 101 can be reduced. It is possible to perform correction in real time.

（補足）
なお、本実施形態に係るアンテナ装置１０１に対して信号源１０３が十分に遠方界にある場合は、Ｄｋを式（１５）で表すことができる。
Ｄｋ＝２πｄｋｓｉｎθ／λ１ …（１５）
ここで、ｄｋ：アンテナ装置１０１（ｋ）の基準点からの距離、θ：到来角、λ１：信号搬送波の波長である。 (Supplement)
When the signal source 103 is sufficiently far from the antenna device 101 according to the present embodiment, D k can be expressed by equation (15).
D k = 2πd k sin θ / λ 1 (15)
Here, d k is the distance from the reference point of the antenna device 101 (k), θ is the arrival angle, and λ 1 is the wavelength of the signal carrier.

しかしながら、本実施形態に係るアレーアンテナシステム１００では、アンテナ装置１０１間の距離が大きく離れている場合を想定している。このため、信号源１０３が十分に遠方界にあると見なせるアンテナ装置１０１と信号源１０３との距離は非常に大きくなる。本実施形態では、各アンテナ装置１０１における信号の到来角度が変わるので、信号源１０３からの信号の到来角度が未知の場合であっても動作可能なＰＩＡＡアルゴリズムを使用する。ＰＩＡＡアルゴリズムは、（干渉波の信号電力＞所望波の信号電力）の関係を満たすときに動作するが、今回は（アンテナ装置１０１の数−１）＝（所望波と干渉波の合計数）として、全ての信号に対して抑圧する係数を算出する。   However, in the array antenna system 100 according to the present embodiment, it is assumed that the distance between the antenna devices 101 is large. For this reason, the distance between the signal source 103 and the antenna device 101 where the signal source 103 can be considered to be sufficiently far is very large. In this embodiment, since the arrival angle of the signal in each antenna device 101 changes, the PIAA algorithm which can operate even when the arrival angle of the signal from the signal source 103 is unknown is used. The PIAA algorithm operates when satisfying the relationship of (signal power of interference wave> signal power of desired wave), but this time as (number of antenna devices 101−1) = (total number of desired wave and interference wave) The coefficients to be suppressed for all the signals are calculated.

なお、アンテナ装置１０１への到来信号が既知である場合は、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）アルゴリズムを使用してもよいし、また遠方界で使用する場合はＤＣＭＰ(Directionally Constrained Minimization of Power)アルゴリズムを使用してもよい。さらに、信号源１０３が等包絡線信号の場合は、ＣＭＡ(Constant Modulus Algorithm)アルゴリズムなど別の手法で振幅位相重み係数を求めても構わない。また、振幅位相重み係数は、最小ノルム法やＭＵＳＩＣ(MUltiple SIgnal Classification)法などの信号の到来方向を推定するアルゴリズムを用いる際に算出される固有ベクトルを使用しても構わない。   If the incoming signal to the antenna device 101 is known, the Minimum Mean Square Error (MMSE) algorithm may be used, or if it is used in the far field, the Directionally Constrained Minimization of Power (DCMP) algorithm may be used. You may use it. Furthermore, when the signal source 103 is an equal envelope signal, the amplitude and phase weighting coefficients may be determined by another method such as a CMA (Constant Modulus Algorithm) algorithm. Further, as the amplitude phase weighting coefficient, an eigenvector calculated when using an algorithm for estimating a direction of arrival of a signal such as a minimum norm method or a MUSIC (MUltiple Classification) method may be used.

ここで、本実施形態で説明する方式は、初期位相の補正が可能となるため、各アンテナ装置１０１の局部発振器２０２が共通の場合でも、初期位相差のキャリブレーションに使用することができる。   Here, since the system described in the present embodiment can correct the initial phase, even when the local oscillator 202 of each antenna device 101 is common, it can be used for the calibration of the initial phase difference.

なお、上述の実施形態において、複数周波数の信号は、マルチキャリア信号であってもよいし、シングルキャリア信号であってもよい。   In the above-mentioned embodiment, a signal of a plurality of frequencies may be a multicarrier signal or a single carrier signal.

図５（ａ）は、マルチキャリア信号の一例を示す。図５（ａ）において、複数の周波数帯域の信号を有するマルチキャリア信号を送受信する場合、上記で説明した複数周波数の信号は、マルチキャリア信号の各周波数帯域の信号に対応する。例えば、図５（ａ）に示したマルチキャリア信号は、周波数ｆ１の信号帯域と、周波数ｆ２の信号帯域とを有する。 FIG. 5A shows an example of a multicarrier signal. In FIG. 5A, when transmitting and receiving a multicarrier signal having signals of a plurality of frequency bands, the signals of the plurality of frequencies described above correspond to the signals of each frequency band of the multicarrier signal. For example, the multicarrier signal shown in FIG. 5A has a signal band of frequency f 1 and a signal band of frequency f 2 .

図５（ｂ）は、シングルキャリア信号の一例を示す。図５（ｂ）において、１つの周波数帯域の信号を有するシングルキャリア信号を送受信する場合、例えば図１に示したフィルタ回路３０１により、シングルキャリア信号から所望の帯域だけフィルタで切り出して複数の周波数帯域の信号を生成してもよい。例えば、図５（ｂ）に示したシングルキャリア信号は、周波数ｆ１の信号帯域と周波数ｆ２の信号帯域とに分割される。 FIG. 5 (b) shows an example of a single carrier signal. In (b) of FIG. 5, when transmitting and receiving a single carrier signal having a signal of one frequency band, for example, a filter circuit 301 shown in FIG. May be generated. For example, single carrier signal shown in FIG. 5 (b) is divided into a signal band of the signal band and the frequency f 2 of the frequency f 1.

さらに、アレー制御装置１０２が処理する信号は、変調信号や無変調信号などの種類を問わず、上述の実施形態と同様に処理することができる。   Furthermore, signals processed by the array control apparatus 102 can be processed in the same manner as the above-described embodiment regardless of the type of the modulation signal or the non-modulation signal.

また、２以上の複数周波数の信号の場合、求めた位相差を平均化してもよい。この場合、式（４）は、式（１６）に示すように一般化することができる。   Moreover, in the case of the signal of two or more multiple frequencies, you may average the phase difference calculated | required. In this case, equation (4) can be generalized as shown in equation (16).

Figure 0006505621
Figure 0006505621

ここで、Ｍ：１，２，３…の整数、Ｎ：２，３，４…の整数、ｃ：ｆＭとｆＮの周波数差である。 Here, M is an integer of 1, 2, 3 ..., an integer of N: 2, 3, 4 ..., c: a frequency difference of f M and f N.

そして、式（９）および式（１０）と同様に、位相差θｅＭは、Ｍ≠Ｎの場合について、式（１７）により求めることができる。 Then, the phase difference θ eM can be obtained by the equation (17) for the case of M ≠ N, as in the equations (9) and (10).

Figure 0006505621
Figure 0006505621

さらに、式（１７）により求めた複数の位相差（θｅ１，θｅ２，θｅ３，・・・，θｅL）は、式（１８）に示すように平均化される。ここで、Ｌは２以上の整数である。 Further, the plurality of phase differences (θ e1 , θ e2 , θ e3 ,..., Θ e L ) obtained by equation (17) are averaged as shown in equation (18). Here, L is an integer of 2 or more.

Figure 0006505621
Figure 0006505621

このようにして、周波数が２以上の複数周波数の信号の場合でも、複数周波数の信号に対するそれぞれの位相差を求めて平均化することができ、位相差の精度が向上する。   In this manner, even in the case of signals of multiple frequencies with two or more frequencies, the phase differences for the signals of multiple frequencies can be determined and averaged, and the accuracy of the phase difference is improved.

以上説明したように、本実施形態に係るアレーアンテナシステム１００は、アンテナ装置１０１の間隔が広い場合であっても、アンテナ装置１０１間で発生する周波数・位相誤差の補償を行うことができる。この結果、ミリ波帯においてアレーアンテナシステム１００を用いたＭａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯ通信を実現することが可能となり、高速化および大容量化が可能になる。   As described above, the array antenna system 100 according to the present embodiment can compensate for frequency / phase errors generated between the antenna devices 101 even when the distance between the antenna devices 101 is wide. As a result, it is possible to realize Massive MIMO communication using the array antenna system 100 in the millimeter wave band, and speeding up and capacity increase are possible.

１００，７００・・・アレーアンテナシステム；１０１，１０１（１），１０１（ｋ），１０１（Ｎ），４０１，４０１（１），４０１（ｋ），４０１（Ｎ），７０１，７０１（１），７０１（ｋ），７０１（Ｎ）・・・アンテナ装置；１０２，４０２，７０２・・・アレー制御装置；１０３・・・信号源；２０１，２０１（１），２０１（ｋ），２０１（Ｎ），５０３，５０３（１），５０３（ｋ），５０３（Ｎ），８０１，８０１（１），８０１（ｋ），８０１（Ｎ）・・・アンテナ；２０２，２０２（１），２０２（ｋ），２０２（Ｎ），５０１，５０１（１），５０１（ｋ），５０１（Ｎ），８０２，８０２（１），８０２（ｋ），８０２（Ｎ）・・・局部発振器；２０３，２０３（１），２０３（ｋ），２０３（Ｎ），５０２，５０２（１），５０２（ｋ），５０２（Ｎ），８０３，８０３（１），８０３（ｋ），８０３（Ｎ）・・・周波数変換器；３０１，３０１（１），３０１（ｋ），３０１（Ｎ）・・・フィルタ回路；３０２ｆ１，３０２ｆ１（１），３０２ｆ１（ｋ），３０２ｆ１（Ｎ），３０２ｆ２，３０２ｆ２（１），３０２ｆ２（ｋ），３０２ｆ２（Ｎ），６０２ｆ１，６０２ｆ１（１），６０２ｆ１（ｋ），６０２ｆ１（Ｎ），６０２ｆ２，６０２ｆ２（１），６０２ｆ２（ｋ），６０２ｆ２（Ｎ），９０２ｆ１，９０２ｆ１（１），９０２ｆ１（ｋ），９０２ｆ１（Ｎ），９０２ｆ２，９０２ｆ２（１），９０２ｆ２（ｋ），９０２ｆ２（Ｎ）・・・乗算器；３０３ｆ１・・・第１合成回路；３０３ｆ２・・・第２合成回路；３０４ｆ１・・・第１係数算出回路；３０４ｆ２・・・第２係数算出回路３０５・・・係数位相差・累乗回路；３０６・・・アンテナ間位相差算出回路；３０７，６０１・・・係数補正回路；６０３，６０３（１），６０３（ｋ），６０３（Ｎ）・・・合波回路 100, 700 ... array antenna system: 101, 101 (1), 101 (k), 101 (N), 401, 401 (1), 401 (k), 401 (N), 701, 701 (1) , 701 (k), 701 (N) ... antenna devices; 102, 402, 702 ... array control devices; 103 ... signal sources; 201, 201 (1), 201 (k), 201 (N , 503, 503 (1), 503 (k), 503 (N), 801, 801 (1), 801 (k), 801 (N) ... antennas; 202, 202 (1), 202 (k) , 202 (N), 501, 501 (1), 501 (k), 501 (N), 802, 802 (1), 802 (k), 802 (N) ... local oscillators; 203, 203 ( 1), 203 (k), 203 (N), 502, 5 2 (1), 502 (k), 502 (N), 803, 803 (1), 803 (k), 803 (N) ... frequency converter; 301, 301 (1), 301 (k), 301 (N): filter circuit: 302 f1, 302 f1 (1), 302 f1 (k), 302 f1 (N), 302 f2, 302 f2 (1), 302 f2 (k), 302 f2 (N), 602 f1, 602 f1 (1) , 602f1 (k), 602f1 (N), 602f2, 602f2 (1), 602f2 (k), 602f2 (N), 902f1, 902f1 (1), 902f1 (k), 902f1 (N), 902f2, 902f2 (1) , 902 f 2 (k), 902 f 2 (N)... Multipliers 303 f 1: first combining circuit 303 f 2: second combining circuit 304 f 1: first relation Calculation circuit: 304f2 Second coefficient calculation circuit 305 Coefficient phase difference / power circuit 306 Inter-antenna phase difference calculation circuit 307, 601 Coefficient correction circuit 603, 603 (1) , 603 (k), 603 (N) ... combining circuit

Claims (7)

分散配置された複数のアンテナ装置と、複数の前記アンテナ装置でそれぞれ送受信される信号の振幅および位相を制御するアレー制御装置とを有するアレーアンテナシステムにおいて、
前記アレー制御装置は、
複数の前記アンテナ装置でそれぞれ送受信される複数周波数の信号にそれぞれ重み係数を乗算する複数の乗算部と、
複数の前記乗算部から出力される前記複数周波数の信号に対する前記アンテナ装置毎の暫定重み係数を算出する係数算出部と、
前記係数算出部が算出した前記複数周波数のそれぞれに対する前記暫定重み係数間の複素平面上での位相差を算出する位相差算出部と、
前記位相差算出部が算出した前記暫定重み係数間の位相差から前記複数周波数の差分周波数を仮想入力信号とする重み係数を算出し、当該仮想入力信号の重み係数と前記暫定重み係数とに基づいて前記アンテナ装置間の周波数誤差および位相差を求め、前記周波数誤差および位相差に応じて前記係数算出部が求めた前記暫定重み係数を補正して前記乗算部が次に乗算する重み係数とする係数補正部と
を有することを特徴とするアレーアンテナシステム。 In an array antenna system having a plurality of antenna devices distributed and an array controller for controlling the amplitude and phase of signals respectively transmitted and received by the plurality of antenna devices,
The array controller
A plurality of multiplication units that multiply weighting coefficients by signals of a plurality of frequencies respectively transmitted and received by a plurality of the antenna devices;
A coefficient calculation unit that calculates a provisional weighting coefficient for each of the antenna devices with respect to the signals of the plurality of frequencies output from a plurality of the multiplication units;
A phase difference calculation unit that calculates a phase difference on the complex plane between the temporary weighting coefficients for each of the plurality of frequencies calculated by the coefficient calculation unit;
Based on the phase difference between the temporary weighting factors calculated by the phase difference calculating unit, a weighting factor having the difference frequency of the plurality of frequencies as a virtual input signal is calculated, and based on the weighting factor of the virtual input signal and the temporary weighting factor Calculating the frequency error and the phase difference between the antenna devices , correcting the temporary weighting coefficient obtained by the coefficient calculating unit according to the frequency error and the phase difference, and using the multiplying unit as a weighting coefficient to be multiplied next An array antenna system comprising: a coefficient correction unit; 請求項１に記載のアレーアンテナシステムにおいて、
前記アレー制御装置は、
前記複数周波数の第１周波数と第２周波数との周波数差で前記第１周波数を除算した値を前記仮想入力信号の重み係数に累乗した値、および前記周波数差で前記第２周波数を除算した値を前記仮想入力信号の重み係数に累乗した値を算出するか、または、前記周波数差で前記第１周波数を除算した値を前記仮想入力信号の重み係数の複素平面上での位相に乗算した値、および前記周波数差で前記第２周波数を除算した値を前記仮想入力信号の重み係数の複素平面上での位相に乗算した値を算出する係数位相差累乗部をさらに有し、
前記係数補正部は、前記係数位相差累乗部が算出した値から前記アンテナ装置間の周波数誤差および位相差を求め、前記係数算出部が求めた前記暫定重み係数を補正して前記乗算部が次に乗算する重み係数とする
ことを特徴とするアレーアンテナシステム。 In the array antenna system according to claim 1,
The array controller
A value obtained by dividing the first frequency by the frequency difference between the first frequency and the second frequency of the plurality of frequencies and a weighting factor of the virtual input signal, and a value obtained by dividing the second frequency by the frequency difference the a value is calculated by power to the weighting factor of the virtual input signal or, multiplying the value obtained by dividing the first frequency before distichum wavenumber difference phase on the complex plane of the weighting coefficients of the virtual input signal And a coefficient phase difference exponentiation unit for calculating a value obtained by multiplying the phase on the complex plane of the weighting coefficient of the virtual input signal by dividing the second frequency by the frequency difference and the value obtained by dividing the second frequency by the frequency difference .
The coefficient correction unit obtains a frequency error and a phase difference between the antenna devices from the value calculated by the coefficient phase difference exponentiation unit, corrects the temporary weighting coefficient obtained by the coefficient calculation unit, and the multiplication unit is next An array antenna system characterized in that it is a weighting factor to be multiplied by. 請求項１または２に記載のアレーアンテナシステムにおいて、
前記アレー制御装置は、
複数の周波数帯域を有するマルチキャリア信号を前記アンテナ装置で送受信する場合、前記マルチキャリア信号を構成する複数の周波数帯域の信号を前記複数周波数の信号として処理を行い、
１つの周波数帯域を有するシングルキャリア信号を前記アンテナ装置で送受信する場合、前記シングルキャリア信号を複数の周波数帯域の信号に分離または複数の周波数帯域の信号を前記シングルキャリア信号に合成する帯域分離合成部を設け、前記帯域分離合成部が分離または合成する複数の周波数帯域の信号を前記複数周波数の信号として処理を行う
ことを特徴とするアレーアンテナシステム。 In the array antenna system according to claim 1 or 2,
The array controller
When a multicarrier signal having a plurality of frequency bands is transmitted and received by the antenna device, signals of a plurality of frequency bands constituting the multicarrier signal are processed as signals of the plurality of frequencies,
A band separation / combination unit that separates the single carrier signal into signals of a plurality of frequency bands or combines signals of a plurality of frequency bands into the single carrier signal when transmitting and receiving a single carrier signal having one frequency band by the antenna device An array antenna system for processing signals of a plurality of frequency bands to be separated or synthesized by the band separation / combination unit as signals of the plurality of frequencies. 分散配置された複数のアンテナ装置でそれぞれ送受信される信号の振幅および位相を制御するアレー制御方法であって、
複数の前記アンテナ装置でそれぞれ送受信される複数周波数の信号にそれぞれ重み係数を乗算器で乗算する処理と、
複数の前記乗算器から出力される前記複数周波数の信号に対する前記アンテナ装置毎の暫定重み係数を算出する処理と、
前記複数周波数のそれぞれに対する前記暫定重み係数間の複素平面上での位相差を算出する処理と、
前記暫定重み係数間の位相差から前記複数周波数の差分周波数を仮想入力信号とする重み係数を算出し、当該仮想入力信号の重み係数と前記暫定重み係数とに基づいて前記アンテナ装置間の周波数誤差および位相差を求め、前記周波数誤差および位相差に応じて前記暫定重み係数を補正して前記乗算器が次に乗算する重み係数とする処理と
を行うことを特徴とするアレー制御方法。 An array control method for controlling the amplitudes and phases of signals respectively transmitted and received by a plurality of antenna devices distributed and disposed,
A process of multiplying a plurality of frequency signals respectively transmitted and received by a plurality of antenna devices by a multiplier with a weighting factor;
A process of calculating provisional weighting factors for each of the antenna devices with respect to the signals of the plurality of frequencies output from a plurality of the multipliers;
Calculating a phase difference on the complex plane between the temporary weighting coefficients for each of the plurality of frequencies;
A weighting factor with the difference frequency of the plurality of frequencies as a virtual input signal is calculated from the phase difference between the provisional weighting factors, and a frequency error between the antenna devices based on the weighting factor of the virtual input signal and the provisional weighting factor. And a process of obtaining a phase difference, correcting the provisional weight coefficient according to the frequency error and the phase difference, and using the multiplier as a weight coefficient to be multiplied next. 請求項４に記載のアレー制御方法において、
前記複数周波数の第１周波数と第２周波数との周波数差で前記第１周波数を除算した値を前記仮想入力信号の重み係数に累乗した値、および前記周波数差で前記第２周波数を除算した値を前記仮想入力信号の重み係数に累乗した値を算出するか、または、前記周波数差で前記第１周波数を除算した値を前記仮想入力信号の重み係数の複素平面上での位相に乗算した値、および前記周波数差で前記第２周波数を除算した値を前記仮想入力信号の重み係数の複素平面上での位相に乗算した値を算出する処理をさらに行い、当該処理により算出した値から前記アンテナ装置間の周波数誤差および位相差を求め、前記暫定重み係数を補正して前記乗算器が次に乗算する重み係数とする
ことを特徴とするアレー制御方法。 In the array control method according to claim 4,
A value obtained by dividing the first frequency by the frequency difference between the first frequency and the second frequency of the plurality of frequencies and a weighting factor of the virtual input signal, and a value obtained by dividing the second frequency by the frequency difference the a value is calculated by power to the weighting factor of the virtual input signal or, multiplying the value obtained by dividing the first frequency before distichum wavenumber difference phase on the complex plane of the weighting coefficients of the virtual input signal The value calculated by dividing the second frequency by the frequency difference and the phase of the weight coefficient of the virtual input signal on the complex plane is further calculated, and the value calculated by the process is further calculated. An array control method, wherein a frequency error and a phase difference between the antenna devices are obtained, and the temporary weighting factor is corrected to be a weighting factor to be multiplied by the multiplier next time. 分散配置された複数のアンテナ装置でそれぞれ送受信される信号の振幅および位相を制御するアレー制御装置において、
複数の前記アンテナ装置でそれぞれ送受信される複数周波数の信号にそれぞれ重み係数を乗算する複数の乗算部と、
複数の前記乗算部から出力される前記複数周波数の信号に対する前記アンテナ装置毎の暫定重み係数を算出する係数算出部と、
前記係数算出部が算出した前記複数周波数のそれぞれに対する前記暫定重み係数間の複素平面上での位相差を算出する位相差算出部と、
前記位相差算出部が算出した前記暫定重み係数間の位相差から前記複数周波数の差分周波数を仮想入力信号とする重み係数を算出し、当該仮想入力信号の重み係数と前記暫定重み係数とに基づいて前記アンテナ装置間の周波数誤差および位相差を求め、前記周波数誤差および位相差に応じて前記係数算出部が求めた前記暫定重み係数を補正して前記乗算部が次に乗算する重み係数とする係数補正部と
を有することを特徴とするアレー制御装置。 In an array control apparatus for controlling the amplitude and phase of signals respectively transmitted and received by a plurality of antenna devices arranged in a distributed manner,
A plurality of multiplication units that multiply weighting coefficients by signals of a plurality of frequencies respectively transmitted and received by a plurality of the antenna devices;
A coefficient calculation unit that calculates a provisional weighting coefficient for each of the antenna devices with respect to the signals of the plurality of frequencies output from a plurality of the multiplication units;
A phase difference calculation unit that calculates a phase difference on the complex plane between the temporary weighting coefficients for each of the plurality of frequencies calculated by the coefficient calculation unit;
Based on the phase difference between the temporary weighting factors calculated by the phase difference calculating unit, a weighting factor having the difference frequency of the plurality of frequencies as a virtual input signal is calculated, and based on the weighting factor of the virtual input signal and the temporary weighting factor Calculating the frequency error and the phase difference between the antenna devices , correcting the temporary weighting coefficient obtained by the coefficient calculating unit according to the frequency error and the phase difference, and using the multiplying unit as a weighting coefficient to be multiplied next An array control apparatus comprising: a coefficient correction unit; 請求項６に記載のアレー制御装置において、
前記複数周波数の第１周波数と第２周波数との周波数差で前記第１周波数を除算した値を前記仮想入力信号の重み係数に累乗した値、および前記周波数差で前記第２周波数を除算した値を前記仮想入力信号の重み係数に累乗した値を算出するか、または、前記周波数差で前記第１周波数を除算した値を前記仮想入力信号の重み係数の複素平面上での位相に乗算した値、および前記周波数差で前記第２周波数を除算した値を前記仮想入力信号の重み係数の複素平面上での位相に乗算した値を算出する係数位相差累乗部をさらに有し、
前記係数補正部は、前記係数位相差累乗部が算出した値から前記アンテナ装置間の周波数誤差および位相差を求め、前記係数算出部が求めた前記暫定重み係数を補正して前記乗算部が次に乗算する重み係数とする
ことを特徴とするアレー制御装置。 In the array controller according to claim 6 ,
A value obtained by dividing the first frequency by the frequency difference between the first frequency and the second frequency of the plurality of frequencies and a weighting factor of the virtual input signal, and a value obtained by dividing the second frequency by the frequency difference the a value is calculated by power to the weighting factor of the virtual input signal or, multiplying the value obtained by dividing the first frequency before distichum wavenumber difference phase on the complex plane of the weighting coefficients of the virtual input signal And a coefficient phase difference exponentiation unit for calculating a value obtained by multiplying the phase on the complex plane of the weighting coefficient of the virtual input signal by dividing the second frequency by the frequency difference and the value obtained by dividing the second frequency by the frequency difference .
The coefficient correction unit obtains a frequency error and a phase difference between the antenna devices from the value calculated by the coefficient phase difference exponentiation unit, corrects the temporary weighting coefficient obtained by the coefficient calculation unit, and the multiplication unit is next An array controller characterized in that it is a weighting factor to be multiplied by.
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