JP6486682B2 - Power converter and control method thereof - Google Patents
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Description
本発明は、複数のコンバータ及び複数の単相インバータを備え、負荷情報に基づいて複数のコンバータを制御して直流電圧の変動を抑制する電力変換装置とその制御方法に関する。 The present invention relates to a power converter including a plurality of converters and a plurality of single-phase inverters, and controlling the plurality of converters based on load information to suppress fluctuations in DC voltage and a control method thereof.
電力変換装置の直流リンクコンデンサの容量を大きくせずに直流リンク電圧の変動を低減するための電力変換装置が特許文献1において開示されている。
特許文献1では、電力変換装置は、三相交流電圧を三相交流負荷の各相のそれぞれの直流電圧に変換するコンバータと、この変換された直流電圧を三相交流負荷の各相のそれぞれの単相交流電圧に変換するインバータとを備える。当該電力変換装置は、コンバータとインバータとの間に接続されるコンデンサを備え、コンバータは、直列に接続された複数のスイッチング素子でなる回路を電力系統の各相のそれぞれについて有する。この電力変換装置は、電力系統の各相のそれぞれについて、コンバータとインバータとの間における、三相交流負荷の各相に対応する直流電圧の変動を低減させるための電圧がコンバータから出力されるように、コンバータにおける電力系統のいずれかの相に対応するスイッチング素子のオンオフ制御を行う。
In
特許文献1において、単相インバータの直流電圧偏差を小さくするための制御則が提案されているが、コンバータに接続された変圧器が、3台のコンバータ出力端トランスが直列接続される形になることを求めており、各変圧器が並列に接続されるような一般的な構成では適用できないという問題点があった。
また、電力の正負に応じて制御則を切り替える必要がある。さらに、直流電圧自体の変化を検出して実施するフィードバック制御であって、急激な負荷変動に対して過渡的な電圧変動が避けられない。 Moreover, it is necessary to switch a control law according to the positive / negative of electric power. Further, the feedback control is performed by detecting a change in the DC voltage itself, and a transient voltage fluctuation is unavoidable with respect to a sudden load fluctuation.
さらには、単相インバータに対応した各コンバータの系統側トランスが並列となった構成において、インバータに接続された三相交流負荷により単相インバータが分担する負荷電力が振動することは不可避であり、直流電圧変動を抑えるにはコンバータによって対応する必要があるという問題点があった。 Furthermore, in the configuration in which the system-side transformer of each converter corresponding to the single-phase inverter is parallel, it is inevitable that the load power shared by the single-phase inverter is vibrated by the three-phase AC load connected to the inverter. In order to suppress the DC voltage fluctuation, there is a problem that it is necessary to cope with the converter.
本発明の目的は、各変圧器が並列に接続されるような一般的な構成においてもインバータの直流電圧偏差を大幅に小さくすることができる電力変換装置とその制御方法を提供することにある。 An object of the present invention is to provide a power conversion device and a control method thereof that can significantly reduce the DC voltage deviation of an inverter even in a general configuration in which transformers are connected in parallel.
第1の発明に係る電力変換装置は、
交流電源からのそれぞれ複数相交流電力を直流電圧に変換する複数の第1の電力変換回路と、
それぞれ上記変換された各直流電圧を複数相の交流電力に変換して負荷回路に出力する複数の第2の電力変換回路と、
上記複数の第1及び第2の電力変換回路を制御する制御手段とを備えた電力変換装置であって、
上記制御手段は、上記負荷回路に流れる負荷電流及び上記負荷回路の電圧指令値に基づいて、上記各直流電圧の偏差が小さくなるように上記複数の第1の電力変換回路をフィードフォワード制御することを特徴とする。
The power conversion device according to the first invention is:
A plurality of first power conversion circuits for converting each of a plurality of phases of AC power from an AC power source into a DC voltage;
A plurality of second power conversion circuits that convert each of the converted DC voltages into a plurality of phases of AC power and output the same to a load circuit;
A power conversion device comprising a control means for controlling the plurality of first and second power conversion circuits,
The control means performs feedforward control of the plurality of first power conversion circuits so that a deviation between the DC voltages is reduced based on a load current flowing through the load circuit and a voltage command value of the load circuit. It is characterized by.
上記電力変換装置において、上記制御手段は、上記負荷回路に流れる負荷電流及び上記負荷回路の電圧指令値、並びに上記各直流電圧の偏差をそれぞれ、負荷回路側の交流位相の2倍であってかつ逆相で回転する所定の回転座標系の負荷電流、電圧指令値及び各直流電圧の偏差に変換して、上記負荷回路の相電力変動を直流化された回転座標系において上記各直流電圧の偏差が小さくなるように上記複数の第1の電力変換回路をフィードフォワード制御することを特徴とする。 In the power converter, the control means has a load current flowing through the load circuit, a voltage command value of the load circuit, and a deviation of each of the DC voltages, each being twice the AC phase on the load circuit side, and Deviation of each DC voltage in the rotating coordinate system in which the phase power fluctuation of the load circuit is converted to DC by converting into load current, voltage command value and DC voltage deviation of a predetermined rotating coordinate system rotating in reverse phase The plurality of first power conversion circuits are feedforward controlled so as to be small.
第2の発明に係る電力変換装置は、
交流電源からのそれぞれ複数相交流電力を直流電圧に変換する複数の第1の電力変換回路と、
それぞれ上記変換された各直流電圧を複数相の交流電力に変換して負荷回路に出力する複数の第2の電力変換回路と、
上記複数の第1及び第2の電力変換回路を制御する制御手段とを備えた電力変換装置であって、
上記制御手段は、上記交流電源から流れる電源電流及び上記交流電源の電圧指令値に基づいて、上記各直流電圧の偏差が小さくなるように上記複数の第2の電力変換回路をフィードフォワード制御することを特徴とする。
The power converter according to the second invention is
A plurality of first power conversion circuits for converting each of a plurality of phases of AC power from an AC power source into a DC voltage;
A plurality of second power conversion circuits that convert each of the converted DC voltages into a plurality of phases of AC power and output the same to a load circuit;
A power conversion device comprising a control means for controlling the plurality of first and second power conversion circuits,
The control means performs feedforward control on the plurality of second power conversion circuits so that a deviation between the DC voltages is reduced based on a power supply current flowing from the AC power supply and a voltage command value of the AC power supply. It is characterized by.
上記電力変換装置において、上記制御手段は、上記交流電源に流れる電源電流及び上記交流電源の電圧指令値、並びに上記各直流電圧の偏差をそれぞれ、交流電源側の交流位相の2倍であってかつ逆相で回転する所定の回転座標系の負荷電流、電圧指令値及び各直流電圧の偏差に変換して、上記交流電源の相電力変動を直流化された回転座標系において上記各直流電圧の偏差が小さくなるように上記複数の第2の電力変換回路をフィードフォワード制御することを特徴とする。 In the power converter, the control means is configured such that a power source current flowing through the AC power source, a voltage command value of the AC power source, and a deviation of each DC voltage are each twice the AC phase on the AC power source side, and The deviation of each DC voltage in the rotating coordinate system in which the phase power fluctuation of the AC power source is converted to DC by converting the load current, voltage command value and each DC voltage deviation of a predetermined rotating coordinate system rotating in reverse phase. The plurality of second power conversion circuits are feedforward controlled so as to be small.
また、上記電力変換装置において、上記制御手段はさらに、上記各直流電圧と所定の対応する各電圧偏差との差がそれぞれ小さくなるように上記複数の第2の電力変換回路をフィードバック制御することを特徴とする。 In the power conversion device, the control means may further feedback control the plurality of second power conversion circuits so that a difference between each DC voltage and a predetermined corresponding voltage deviation is reduced. Features.
さらに、上記電力変換装置において、上記制御手段は、上記各直流電圧を、交流位相の2倍であってかつ逆相で回転する所定の回転座標系の各直流電圧の偏差に変換して、上記複数の第2の電力変換回路をフィードバック制御することを特徴とする。 Further, in the power conversion device, the control means converts the DC voltages into deviations of DC voltages in a predetermined rotating coordinate system that is twice the AC phase and rotates in the opposite phase. A plurality of second power conversion circuits are feedback-controlled.
またさらに、上記電力変換装置において、上記第1の電圧電流変換回路と上記第2の電力変換回路との間に挿入され、複数のキャパシタを含む平滑回路をさらに備えたことを特徴とする。 Furthermore, the power conversion device further includes a smoothing circuit that is inserted between the first voltage-current conversion circuit and the second power conversion circuit and includes a plurality of capacitors.
またさらに、上記電力変換装置において、上記各第1の電力変換回路はコンバータであり、上記各第2の電力変換回路はコンバータであることを特徴とする。 Still further, in the power conversion device, each of the first power conversion circuits is a converter, and each of the second power conversion circuits is a converter.
第3の発明に係る電力変換装置の制御方法は、
交流電源からのそれぞれ複数相交流電力を直流電圧に変換する複数の第1の電力変換回路と、
それぞれ上記変換された各直流電圧を複数相の交流電力に変換して負荷回路に出力する複数の第2の電力変換回路と、
上記複数の第1及び第2の電力変換回路を制御する制御手段とを備えた電力変換装置の制御方法であって、
上記制御手段が、上記負荷回路に流れる負荷電流及び上記負荷回路の電圧指令値に基づいて、上記各直流電圧の偏差が小さくなるように上記複数の第1の電力変換回路をフィードフォワード制御する制御ステップを含むことを特徴とする。
The control method of the power converter according to the third invention is:
A plurality of first power conversion circuits for converting each of a plurality of phases of AC power from an AC power source into a DC voltage;
A plurality of second power conversion circuits that convert each of the converted DC voltages into a plurality of phases of AC power and output the same to a load circuit;
A control method for a power conversion device comprising a control means for controlling the plurality of first and second power conversion circuits,
Control in which the control means performs feedforward control of the plurality of first power conversion circuits so that a deviation between the DC voltages is reduced based on a load current flowing through the load circuit and a voltage command value of the load circuit. Including steps.
上記電力変換装置の制御方法において、上記制御ステップは、上記負荷回路に流れる負荷電流及び上記負荷回路の電圧指令値、並びに上記各直流電圧の偏差をそれぞれ、負荷回路側の交流位相の2倍であってかつ逆相で回転する所定の回転座標系の負荷電流、電圧指令値及び各直流電圧の偏差に変換して、上記負荷回路の相電力変動を直流化された回転座標系において上記各直流電圧の偏差が小さくなるように上記複数の第1の電力変換回路をフィードフォワード制御することを特徴とする。 In the control method of the power converter, the control step includes a load current flowing through the load circuit, a voltage command value of the load circuit, and a deviation of each of the DC voltages, each being twice the AC phase on the load circuit side. The load current, voltage command value, and deviation of each DC voltage of a predetermined rotating coordinate system that rotates in the opposite phase are converted into deviations of each DC voltage, and each DC power in the rotating coordinate system in which the phase power fluctuation of the load circuit is converted to DC The plurality of first power conversion circuits are feedforward controlled so that a deviation in voltage is small.
第4の発明に係る電力変換装置の制御方法は、
交流電源からのそれぞれ複数相交流電力を直流電圧に変換する複数の第1の電力変換回路と、
それぞれ上記変換された各直流電圧を複数相の交流電力に変換して負荷回路に出力する複数の第2の電力変換回路と、
上記複数の第1及び第2の電力変換回路を制御する制御手段とを備えた電力変換装置の制御方法であって、
上記制御手段が、上記交流電源から流れる電源電流及び上記交流電源の電圧指令値に基づいて、上記各直流電圧の偏差が小さくなるように上記複数の第2の電力変換回路をフィードフォワード制御する制御ステップを含むことを特徴とする。
The control method of the power converter according to the fourth invention is:
A plurality of first power conversion circuits for converting each of a plurality of phases of AC power from an AC power source into a DC voltage;
A plurality of second power conversion circuits that convert each of the converted DC voltages into a plurality of phases of AC power and output the same to a load circuit;
A control method for a power conversion device comprising a control means for controlling the plurality of first and second power conversion circuits,
Control in which the control means feeds forward-controls the plurality of second power conversion circuits so that a deviation between the DC voltages is reduced based on a power supply current flowing from the AC power supply and a voltage command value of the AC power supply. Including steps.
上記電力変換装置の制御方法において、上記制御ステップは、上記交流電源に流れる電源電流及び上記交流電源の電圧指令値、並びに上記各直流電圧の偏差をそれぞれ、交流電源側の交流位相の2倍であってかつ逆相で回転する所定の回転座標系の負荷電流、電圧指令値及び各直流電圧の偏差に変換して、上記交流電源の相電力変動を直流化された回転座標系において上記各直流電圧の偏差が小さくなるように上記複数の第2の電力変換回路をフィードフォワード制御することを特徴とする。 In the control method of the power conversion device, the control step includes a power source current flowing through the AC power source, a voltage command value of the AC power source, and a deviation of each DC voltage at twice the AC phase on the AC power source side. In the rotating coordinate system in which the phase power fluctuation of the AC power source is converted to DC by converting the load current, the voltage command value and the deviation of each DC voltage in a predetermined rotating coordinate system that rotates in reverse phase. The plurality of second power conversion circuits are feedforward controlled so that a deviation in voltage is small.
また、上記電力変換装置の制御方法において、上記制御ステップはさらに、上記各直流電圧と所定の対応する各電圧偏差との差がそれぞれ小さくなるように上記複数の第2の電力変換回路をフィードバック制御することを特徴とする。 In the control method of the power converter, the control step further feedback-controls the plurality of second power converter circuits so that a difference between each DC voltage and a predetermined corresponding voltage deviation is reduced. It is characterized by doing.
さらに、上記電力変換装置の制御方法において、上記制御ステップは、上記各直流電圧を、交流位相の2倍であってかつ逆相で回転する所定の回転座標系の各直流電圧の偏差に変換して、上記複数の第2の電力変換回路をフィードバック制御することを特徴とする。 Furthermore, in the method for controlling the power converter, the control step converts each DC voltage into a deviation of each DC voltage in a predetermined rotating coordinate system that is twice the AC phase and rotates in the opposite phase. Thus, the plurality of second power conversion circuits are feedback-controlled.
従って、本発明に係る電力変換装置等によれば、各変圧器が並列に接続されるような一般的な構成においてもインバータの直流電圧偏差を大幅に小さくすることができる。 Therefore, according to the power conversion device or the like according to the present invention, the DC voltage deviation of the inverter can be greatly reduced even in a general configuration in which the transformers are connected in parallel.
以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の各実施形態において、同様の構成要素については同一の符号を付している。 Hereinafter, embodiments according to the present invention will be described with reference to the drawings. In addition, in each following embodiment, the same code | symbol is attached | subjected about the same component.
実施形態1.
図1は実施形態1に係る電力変換装置の構成例を示すブロック図である。図1の電力変換装置は、遮断器2と、三相変圧器3と、電圧検出器11,12と、三重三相変圧器4と、電流検出器21〜29と、第1の電力変換回路である単相コンバータ5−1,5−2,5−3(個々のコンバータに対して総称して符号3を付す。)と、電圧検出器31〜36と、それぞれ電解キャパシタにてなる6個のキャパシタCpx,Cnx,Cpy,Cny,Cpz,Cnzからなる平滑回路9と、第2の電力変換回路である単相インバータ6−1,6−2,6−3(個々のコンバータに対して総称して符号6を付す。)と、電流検出器41〜43と、制御装置10とを備える。ここで、電力変換装置は、電力系統1からの交流電力をコンバータ5−1,5−2,5−3により直流電圧に変換した後、インバータ6−1,6−2,6−3により交流電圧に変換して同期回転機であるモータ8を駆動する。ここで、モータ8は角度センサ信号を出力する角度センサ8sを備える。制御装置10は例えばデジタル計算機などのコントローラで構成され、電流検出器41〜43によって検出された負荷電流に基づいて各コンバータ5の動作を制御するコンバータ制御部10aと、コンバータ制御部10aからの制御信号に基づいて各インバータ6の動作を制御するインバータ制御部10bと、図7及び図8を参照して詳細後述する演算制御回路50,70とを備える。
FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration example of the power conversion apparatus according to the first embodiment. 1 includes a circuit breaker 2, a three-
図1において、三相電力系統1からコンバータ5−1,5−2,5−3までの回路における三相交流電力はa相、b相、c相の三相を有し、各パラメータの記号の添え字に「grid」を付す。また、電圧検出器31〜36及び平滑回路9が処理する電圧及びキャパシタの名称の記号の添え字に「C」を付す。さらに、インバータ6−1,6−2,6−3からモータ8までの回路における三相交流電力はx相、y相、z相の三相を有し、各パラメータの記号の添え字に「gen」を付す。
In FIG. 1, the three-phase AC power in the circuit from the three-
また、図1において、当該電力変換器を以下の3つの群回路に分割してそれぞれ各パラメータの記号の添え字に「x」、「y]、「z」を付す。
(1)x群回路:電流検出器21〜23からコンバータ5−1、電圧検出器31,32、キャパシタCpx,Cnx、インバータ6−1を介して電流検出器41までの回路をいう。
(2)y群回路:電流検出器24〜26からコンバータ5−2、電圧検出器33,34、キャパシタCpy,Cny、インバータ6−2を介して電流検出器42までの回路をいう。
(3)z群回路:電流検出器27〜29からコンバータ5−3、電圧検出器35,36、キャパシタCpz,Cnz、インバータ6−3を介して電流検出器43までの回路をいう。
In FIG. 1, the power converter is divided into the following three group circuits, and “x”, “y”, and “z” are added to the subscripts of the symbols of the respective parameters.
(1) x group circuit: A circuit from the
(2) y group circuit: A circuit from the
(3) z group circuit: A circuit from the
図1において、電圧検出器11は、三相電力系統1から遮断器2及び三相変圧器3を介して入力される三相交流電力のa相−b相間の交流電圧Vabを検出して制御装置10に出力し、また、三相電力系統1から遮断器2及び三相変圧器3を介して入力される三相交流電力のb相−c相間の交流電圧Vbcを検出して制御装置10に出力する。三重三相変圧器4は入力される三相交流電力の電圧を3分割して、分割後の第1の三相交流電圧を電流検出器21〜23を介してコンバータ5−1の端子T1〜T3に出力し、分割後の第2の三相交流電圧を電流検出器24〜26を介してコンバータ5−2の端子T1〜T3に出力し、分割後の第3の三相交流電圧を電流検出器21〜23を介してコンバータ5−3の端子T1〜T3に出力する。ここで、電流検出器21は電流igridxaを検出して制御装置10に出力し、電流検出器22は電流igridxbを検出して制御装置10に出力し、電流検出器23は電流igridxcを検出して制御装置10に出力する。また、電流検出器24は電流igridyaを検出して制御装置10に出力し、電流検出器25は電流igridybを検出して制御装置10に出力し、電流検出器26は電流igridycを検出して制御装置10に出力する。さらに、電流検出器27は電流igridzaを検出して制御装置10に出力し、電流検出器28は電流igridzbを検出して制御装置10に出力し、電流検出器29は電流igridzcを検出して制御装置10に出力する。
In FIG. 1, a voltage detector 11 detects and controls an AC voltage Vab between a phase and b phase of three-phase AC power input from a three-
図2は図1のコンバータ5の構成例を示す回路図である。図2において、コンバータ5は、公知の通り、複数のスイッチングトランジスタと複数の逆流阻止保護用ダイオードとを備えて構成され、コンバータ制御部10aからの制御信号に基づいて、端子T1〜T3に入力される三相交流電圧を所定の直流電圧に電力変換して端子T4〜T6を介して出力する。
FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration example of the
図1において、コンバータ5−1の端子T4,T5からの直流電圧は、電圧検出器31及びキャパシタCpxを介してインバータ6−1の端子T11,T12に出力され、コンバータ5−1の端子T5,T6からの直流電圧は、電圧検出器32及びキャパシタCnxを介してインバータ6−1の端子T12,T13に出力される。また、コンバータ5−2の端子T4,T5からの直流電圧は、電圧検出器32及びキャパシタCpyを介してインバータ6−2の端子T11,T12に出力され、コンバータ5−2の端子T5,T6からの直流電圧は、電圧検出器34及びキャパシタCnyを介してインバータ6−2の端子T12,T13に出力される。さらに、コンバータ5−3の端子T4,T5からの直流電圧は、電圧検出器35及びキャパシタCpzを介してインバータ6−3の端子T11,T12に出力され、コンバータ5−3の端子T5,T6からの直流電圧は、電圧検出器36及びキャパシタCnzを介してインバータ6−3の端子T12,T13に出力される。
In FIG. 1, the DC voltage from terminals T4 and T5 of converter 5-1 is output to terminals T11 and T12 of inverter 6-1 via
電圧検出器31はコンバータ5−1の端子T4,T5からの直流電圧の電圧Vpxを検出して制御装置10に出力し、電圧検出器32はコンバータ5−1の端子T5,T6からの直流電圧の電圧−Vnxを検出して制御装置10に出力する。また、電圧検出器33はコンバータ5−2の端子T4,T5からの直流電圧の電圧Vpyを検出して制御装置10に出力し、電圧検出器34はコンバータ5−2の端子T5,T6からの直流電圧の電圧−Vnyを検出して制御装置10に出力する。さらに、電圧検出器35はコンバータ5−3の端子T4,T5からの直流電圧の電圧Vpzを検出して制御装置10に出力し、電圧検出器36はコンバータ5−3の端子T5,T6からの直流電圧の電圧−Vnzを検出して制御装置10に出力する。
The
図3は図1のインバータ6の構成例を示す回路図である。図3において、インバータ6は、公知の通り、複数のスイッチングトランジスタと複数の逆流阻止保護用ダイオードとを備えて構成され、インバータ制御部10bからの制御信号に基づいて、端子T11〜T13に入力される直流電圧をスイッチングして所定の三相電圧に電力変換して端子T14,T15を介して出力する。
FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration example of the
図1において、インバータ6−1,6−2,6−3の各端子T15はともに接続されて三相中間点7となる。ここで、三相中間点7の電圧をV0とする。インバータ6−1の端子T14からのx相交流電圧は電流検出器41を介してモータ8に出力し、インバータ6−2の端子T14からのy相交流電圧は電流検出器42を介してモータ8に出力し、インバータ6−3の端子T14からのz相交流電圧は電流検出器43を介してモータ8に出力する。電流検出器41はx相交流の負荷電流igenxを検出して制御装置10に出力し、電流検出器42はy相交流の負荷電流igenyを検出して制御装置10に出力し、電流検出器43はz相交流の負荷電流igenzを検出して制御装置10に出力する。なお、インバータ6−1,6−2,6−3は、インバータ制御部10bにより、モータ負荷電力が一定となり、モータ8の回転数が一定となり、入力される3つの直流電圧値の平均値が一定となるように制御される。
In FIG. 1, terminals T <b> 15 of inverters 6-1, 6-2 and 6-3 are connected together to become a three-phase
図1の平滑回路9の各2つのキャパシタの直列回路の直流電圧等を以下のように定義する。
(1)キャパシタCpx,Cnxの直列回路のx相直流電圧vCx;
(2)キャパシタCpy,Cnyの直列回路のy相直流電圧vCy;
(3)キャパシタCpz,Cnzの直列回路のz相直流電圧vCz;
(4)直流電圧vCx,vCy,vCzの平均値vCaverage。
The DC voltage of the series circuit of each two capacitors of the smoothing
(1) x-phase DC voltage v Cx of a series circuit of capacitors C px and C nx ;
(2) y-phase DC voltage v Cy of a series circuit of capacitors C py and C ny ;
(3) z-phase DC voltage v Cz of a series circuit of capacitors C pz and C nz ;
(4) The average value v Coverage of the DC voltages v Cx , v Cy , and v Cz .
次いで、静止座標系(abc軸、xyz軸)と回転座標系(DQ軸、dq軸、δγ軸)との関係について図2〜図4を参照して以下に説明する。 Next, the relationship between the stationary coordinate system (abc axis, xyz axis) and the rotational coordinate system (DQ axis, dq axis, δγ axis) will be described below with reference to FIGS.
本実施形態で用いる静止座標系から回転座標系への変換行列A(θ)を次式で表される。 A transformation matrix A (θ) from a stationary coordinate system to a rotating coordinate system used in the present embodiment is expressed by the following equation.
図4は図1の電力変換装置において電力系統側abc相と回転座標系のDQ軸との関係を示す図である。図4において、θgridは系統電圧位相[rad]であって、a軸を基準としたD軸位相角で定義され、電力系統1の交流電圧Vab,Vbcの検出値に基づいて、公知のPLL回路により算出する。なお、D軸は角速度ωgridで回転する。
FIG. 4 is a diagram showing the relationship between the power system side abc phase and the DQ axis of the rotating coordinate system in the power conversion apparatus of FIG. In FIG. 4, θ grid is a system voltage phase [rad], which is defined by a D-axis phase angle with respect to the a-axis, and is based on the detected values of the AC voltages Vab and Vbc of the
図5は図1の電力変換装置において三相交流負荷のxyz相と回転座標系のdq軸との関係を示す図である。図5において、θgenはモータ磁極位相[rad]であって、x軸を基準としたd軸位相角であり、三相交流負荷がモータ8(回転機)である場合のロータ磁極位相であり、レゾルバ又はエンコーダなどの角度センサ8sからの角度センサ信号、あるいは電流電圧に基づく推定器などにより算出する。なお、d軸は角速度ωgenで回転する。
FIG. 5 is a diagram showing the relationship between the xyz phase of the three-phase AC load and the dq axis of the rotating coordinate system in the power conversion device of FIG. In FIG. 5, θ gen is the motor magnetic pole phase [rad], which is the d-axis phase angle with respect to the x-axis, and the rotor magnetic pole phase when the three-phase AC load is the motor 8 (rotary machine). And an angle sensor signal from the
図6は図1の電力変換装置において直流電圧(電力系統)側Q軸成分のxyz軸と回転座標系のδγ軸との関係を示す図である。図6において、δ軸はx軸から−2θgenだけ回転されて定義され、γ軸は2ωgenで回転する。ここで、コンバータ5−1,5−2,5−3はx相、y相、z相で3台あるため、Q軸成分もx−Q、y−Q、z−Qの三点があり、これらがδγ座標に写像されることに注意する必要がある。 FIG. 6 is a diagram showing the relationship between the xyz axis of the DC voltage (power system) side Q-axis component and the δγ axis of the rotating coordinate system in the power conversion apparatus of FIG. 1. In FIG. 6, the δ axis is defined by being rotated by −2θ gen from the x axis, and the γ axis is rotated by 2ω gen . Here, since there are three converters 5-1, 5-2 and 5-3 for x phase, y phase and z phase, there are also three Q axis components: xQ, yQ and zQ. Note that these are mapped to δγ coordinates.
ここで、DQ変換は変換行列A(θgrid)を用いて次式で表される。 Here, the DQ conversion is expressed by the following equation using a conversion matrix A (θ grid ).
また、dq変換は変換行列A(θgen)を用いて次式で表される。 Further, the dq conversion is expressed by the following equation using the conversion matrix A (θ gen ).
さらに、δγ変換は変換行列A(−2θgen)を用いて次式で表される。 Further, the δγ conversion is expressed by the following equation using the conversion matrix A (−2θ gen ).
またさらに、制御装置10により生成され、コンバータ5−1,5−2,5−3から出力されるべきコンバータ出力電力指令値P* grid[W]を定義し、これは電力変換装置が電気系統に対し出力すべき電力(指令)を表し、出力指令値、及び直流電圧制御などにより決定される。本実施形態においては用途及び目的を限定しない。 Furthermore, a converter output power command value P * grid [W] that is generated by the control device 10 and is to be output from the converters 5-1, 5-2, and 5-3 is defined. Represents an electric power (command) to be output, and is determined by an output command value, DC voltage control, and the like. In this embodiment, the use and purpose are not limited.
x群回路のコンバータ5−1に入力される交流電流は以下の通りである。
(1)igridxa:電流検出器21により検出されるa相電流;
(2)igridxb:電流検出器22により検出されるb相電流;
(3)igridxc:電流検出器23により検出されるc相電流。
The alternating current input to the converter 5-1 of the x group circuit is as follows.
(1) i gridxa : a-phase current detected by the
(2) i gridxb : b-phase current detected by the
(3) i gridxc : c-phase current detected by the
y群回路のコンバータ5−2に入力される交流電流は以下の通りである。
(1)igridya:電流検出器24により検出されるa相電流;
(2)igridyb:電流検出器25により検出されるb相電流;
(3)igridyc:電流検出器26により検出されるc相電流。
The alternating current input to the converter 5-2 of the y group circuit is as follows.
(1) i gridya : a-phase current detected by the
(2) i gridyb : b-phase current detected by the
(3) i gridyc : c-phase current detected by the
z群回路のコンバータ5−2に入力される交流電流は以下の通りである。
(1)igridza:電流検出器27により検出されるa相電流;
(2)igridzb:電流検出器28により検出されるb相電流;
(3)igridzc:電流検出器29により検出されるc相電流。
The alternating current input to the converter 5-2 of the z group circuit is as follows.
(1) i gridza : a-phase current detected by the
(2) i gridzb : b-phase current detected by the
(3) i gridzc : c-phase current detected by the
x群回路のコンバータ5−1のDQO軸電流は変換行列A(θgrid)を用いて次式で表される。 The DQO axis current of the converter 5-1 of the x group circuit is expressed by the following equation using a conversion matrix A (θ grid ).
y群回路のコンバータ5−2のDQO軸電流は変換行列A(θgrid)を用いて次式で表される。 The DQO axis current of the converter 5-2 of the y group circuit is expressed by the following equation using the conversion matrix A (θ grid ).
z群回路のコンバータ5−3のDQO軸電流は変換行列A(θgrid)を用いて次式で表される。 The DQO axis current of the z-group circuit converter 5-3 is expressed by the following equation using the conversion matrix A (θ grid ).
コンバータ5−1,5−2,5−3の回転座標系のδγε−Q軸電流igridδγεQは変換行列A(−2θgen)を用いて次式で表される。 The δγε-Q axis current i grid δγεQ in the rotating coordinate system of the converters 5-1, 5-2, and 5-3 is expressed by the following equation using the conversion matrix A (−2θ gen ).
コンバータ5−1,5−2,5−3から出力される直流電圧偏差は次式で表される。 The DC voltage deviation output from converters 5-1, 5-2, 5-3 is expressed by the following equation.
そして、回転座標系のδγε軸直流電圧偏差は次式で表される。 The δγε axis DC voltage deviation in the rotating coordinate system is expressed by the following equation.
次いで、インバータ6−1,6−2,6−3からモータ8に出力される三相交流負荷情報は以下の通りである。
(1)v* genx:三相交流負荷のx相負荷電圧の指令値であって、インバータ6−1からの出力電圧の指令値である。
(2)v* geny:三相交流負荷のy相負荷電圧の指令値であって、インバータ6−2からの出力電圧の指令値である。
(3)v* genz:三相交流負荷のz相負荷電圧の指令値であって、インバータ6−3からの出力電圧の指令値である。
(4)igenx:電流検出器41により検出される三相交流負荷のx相負荷電流である。
(5)igeny:電流検出器42により検出される三相交流負荷のy相負荷電流である。
(6)igenz:電流検出器43により検出される三相交流負荷のz相負荷電流である。
Next, the three-phase AC load information output from the inverters 6-1, 6-2, 6-3 to the motor 8 is as follows.
(1) v * genx : a command value for the x-phase load voltage of the three-phase AC load, and a command value for the output voltage from the inverter 6-1.
(2) v * geny : the command value of the y-phase load voltage of the three-phase AC load, and the command value of the output voltage from the inverter 6-2.
(3) v * genz : a command value for the z-phase load voltage of the three-phase AC load, and a command value for the output voltage from the inverter 6-3.
(4) i genx : x-phase load current of the three-phase AC load detected by the
(5) igeny : the y-phase load current of the three-phase AC load detected by the
(6) i genz : z-phase load current of the three-phase AC load detected by the
また、インバータ6−1,6−2,6−3のdq軸電圧指令値[V]は変換行列A(θgen)を用いて次式で表される。なお、指令値v* genx,v* geny,v* genzはコンバータ制御部10aにより生成される。
Further, the dq-axis voltage command value [V] of the inverters 6-1, 6-2 and 6-3 is expressed by the following equation using the conversion matrix A (θ gen ). The command values v * genx , v * geny , and v * genz are generated by the
さらに、インバータ6−1,6−2,6−3の三相交流負荷のdq軸電流は変換行列A(θgen)を用いて次式で表される。なお、負荷電流値igenx,igeny,igenzはそれぞれ電流検出器41,42,43により検出される。
Furthermore, the dq-axis current of the three-phase AC load of inverters 6-1, 6-2, and 6-3 is expressed by the following equation using conversion matrix A (θ gen ). The load current values i.sub.genx , i.sub.geny , and i.sub.genz are detected by
図7は図1の制御装置10のコンバータ制御部10a内の演算制御回路50の構成例を示すブロック図である。図7において、演算制御回路50はδγε座標の直流電圧偏差を制御するための回路であって、乗算器51〜59と、減算器61と、加算器62と、除算器63〜65と、加算器66,67とを備えて構成される。
FIG. 7 is a block diagram illustrating a configuration example of the
図50において、乗算器51は、式(9)により演算されるモータ負荷d軸電圧指令値v* gendと、式(10)により演算されるモータ負荷d軸電流igendとを乗算して乗算結果値を減算器61に出力する。また、乗算器52は、モータ負荷d軸電流igendと、式(9)により演算されるモータ負荷q軸電圧指令値v* genqとを乗算して乗算結果値を加算器62に出力する。さらに、乗算器53は、モータ負荷q軸電圧指令値v* genqと、式(10)により演算されるモータ負荷q軸電流igenqとを乗算して乗算結果値を減算器61に出力する。またさらに、乗算器54は、モータ負荷d軸電圧指令値v* genndと、モータ負荷q軸電流igenqとを乗算して乗算結果値を加算器62に出力する。
In FIG. 50, a
減算器61は、乗算器51からの乗算結果値から乗算器53からの乗算結果値を減算して減算結果値を、
の乗算係数を有する乗算器55を介して除算器63に出力する。加算器62は、乗算器62からの乗算結果値と、乗算器54からの乗算結果値とを加算して加算結果値を、
の乗算係数を有する乗算器57を介して除算器65に出力する。乗算器56は、コンバータ出力電力指令値P* gridに
の乗算係数を乗算して乗算結果値を除算器64に出力する。なお、上記コンバータ出力電力指令値P* gridを増減することで、電力変換装置が三相交流負荷に対して与える電力を変化させることができる。
The
Is output to the
To a
And the multiplication result value is output to the
除算器63は、乗算器55からの乗算結果値を直流電圧vCx,vCy,vCzの平均値vCaverageで除算して、インバータ6−1,6−2,6−3に入力される回転座標系(δγε座標系)の直流電流igridδQに対応する除算結果値を加算器66に出力する。除算器64は、乗算器56からの除算結果値を上記平均値vCaverageで除算して除算結果値をε−Q軸電流指令値igridεQとして出力する。除算器65は、乗算器57からの乗算結果値を上記平均値vCaverageで除算して、インバータ6−1,6−2,6−3に入力される回転座標系(δγε座標系)の直流電流igridγQに対応する除算結果値を加算器67に出力する。また、乗算器58は、式(7)で演算されたδ軸直流電圧偏差eCδに対して当該偏差制御の所定の制御係数KVEを乗算し除算結果値を加算器67に出力する。乗算器59は、式(7)で演算されたδ軸直流電圧偏差eCγに対して当該偏差制御の所定の制御係数KVEを乗算し除算結果値を加算器66に出力する。加算器66は除算器63からの除算結果値と乗算器59からの乗算結果値とを加算して加算結果値をδ−Q軸電流指令値i* gridδQとして出力する。加算器67は除算器65からの除算結果値と乗算器58からの乗算結果値とを加算して加算結果値をγ−Q軸電流指令値i* gridγQとして出力する。
The
以上のように構成された図7の演算制御回路50においては、各直流電圧Vcx,Vcy,Vczの互いの偏差を小さくする直流電圧のフィードバック制御(図2のδ−γ軸直流電圧偏差eCδ,eCγを入力とするパス回路)に加えて、モータ負荷の負荷電流及び電圧指令値を用いて、インバータ6−1,6−2,6−3の各直流部に印加される負荷電流を計算し、コンバータ5−1,5−2,5−3から出力される直流電圧の偏差が小さくなるように補償を与えるフィードフォワード制御を行う。しかし、本発明はこれに限らず、加算器66,67を設けず、後者のフィードフォワード制御のみを行うように構成してもよい。
In the
図8は図1の制御装置10のコンバータ制御部10a内の演算制御回路70の構成例を示すブロック図である。図8の演算制御回路70は、PI(Proportional Integral)制御回路71、72,73及び減算器74,75,76を備え、δγε−Q軸の電流制御を行う回路であって、図7の演算制御回路50から出力される3つの指令値i* gridδQ,i* gridεQ,i* gridγQと、それぞれに対応し、式(6)で演算された電流igridδQ,igridεQ,igridγQとに基づいて、PI制御することにより回転座標系の電圧指令値v* gridδQ,v* gridεQ,v* gridγQを演算する。具体的な演算は以下の通りである。
FIG. 8 is a block diagram illustrating a configuration example of the
減算器74は指令値i* gridδQから電流igridδQを減算して減算結果値をPI制御回路71に出力し、PI制御回路71は当該減算結果値が実質的に0になるようにδ−Q軸電圧指令値v* gridδQを発生して出力する。また、減算器75は指令値i* gridεQから電流igridεQを減算して減算結果値をPI制御回路72に出力し、PI制御回路72は当該減算結果値が実質的に0になるようにε−Q軸電圧指令値v* gridεQを発生して出力する。さらに、減算器76は指令値i* gridγQから電流igridγQを減算して減算結果値をPI制御回路73に出力し、PI制御回路73は当該減算結果値が実質的に0になるようにγ−Q軸電圧指令値v* gridγQを発生して出力する。
コンバータ制御部10aは、図8の演算制御回路70により得られた3つの電圧指令値v* gridδQ,v* gridεQ,v* gridγQを次式を用いてコンバータ制御のための電圧指令値v* gridxQ,v* gridyQ,v* gridzQに逆変換する。
さらに、コンバータ制御部10aは、式(11)で演算された電圧指令値v* gridxQ,v* gridyQ,v* gridzQを用いて三相電圧指令値を次式を用いて演算する。
Further,
ここで、03×3は3×3のゼロ行列である。なお、xyzの各群回路のD軸電圧指令値v* gridxD,v* gridyD,v* gridzDはxyzの各群回路のコンバータ5−1,5−2,5−3への入力電流の最大値を最小化するよう算出された電圧指令値とすることが望ましいが、D軸電流を単に0Aに設定してもよい。そして、コンバータ制御部10aは式(12)で演算された三相電圧指令値を用いてコンバータ5−1,5−2,5−3の各スイッチングトランジスタを制御する。
Here, 0 3 × 3 is a 3 × 3 zero matrix. It should be noted that the D-axis voltage command values v * gridxD , v * gridyD , and v * grizD of each xyz group circuit are the maximum values of the input currents to the converters 5-1, 5-2, and 5-3 of each xyz group circuit. Is preferably a voltage command value calculated so as to minimize the D-axis current, but the D-axis current may simply be set to 0A. Then,
なお、xyzの各群回路のコンバータ5−1,5−2,5−3のQ軸電流は等しくないため、一部のコンバータに電流が集中する場合がある。そのため、D軸電流は電流実効値のアンバランスを補正するよう分配する。 In addition, since the Q-axis currents of the converters 5-1, 5-2, and 5-3 of the xyz group circuits are not equal, the current may concentrate on some converters. Therefore, the D-axis current is distributed so as to correct the imbalance of the current effective value.
以下に、コンバータ5−1,5−2,5−3に入力される交流電流の最大値を最小化するD軸電圧指令値の算出手順について説明する。 A procedure for calculating a D-axis voltage command value that minimizes the maximum value of the alternating current input to converters 5-1, 5-2, and 5-3 will be described below.
(ステップS1)まず、xyzの群回路間の電流指令値有効分の比較を行うため、δγε座標上のQ軸電流指令値を、次のQ軸電流指令値δγε逆変換式を用いて、xyzの群回路の電流指令値i* gridxQ,i* gridyQ,i* gridzQに変換する。 (Step S1) First, in order to compare the current command value effective amount between the xyz group circuits, the Q axis current command value on the δγε coordinate is converted into xyz using the next Q axis current command value δγε inverse conversion formula. Are converted into current command values i * gridxQ , i * gridyQ , i * gridzQ .
(ステップS2)次に、xyzの群回路の電流指令値i* gridxQ,i* gridyQ,i* gridzQの各絶対値
を大小比較し、大きいものから降順で並べて
とする。以下、本項における添え字の1〜3はそれぞれ同様にx,y,zと対応する。
(Step S2) Next, each absolute value of the current command values i * gridxQ , i * gridyQ , i * gridzQ of the xyz group circuit
Compare the size and arrange them in descending order from the largest
And Hereinafter,
(ステップS3)次いで、以下の場合分けにより、ケース1、ケース2、ケース3の順序に条件を判定し、当てはまった時点で、下記の対応する処理を行う。
(Step S3) Next, the conditions are determined in the order of
(ケース1)
の場合、Q軸電流絶対値が最小の相に全てのD軸電流を負担させる以下の演算を行って電流指令値i* 1D,i* 2D,i* 3Dを演算する。
(Case 1)
In the case of, current command values i * 1D , i * 2D , and i * 3D are calculated by performing the following calculation in which all D-axis currents are borne by the phase having the smallest Q-axis current absolute value.
(ケース2)
の場合、下記の2つのD軸電流を負担させる以下の演算を行って電流指令値i* 1D,i* 2D,i* 3Dを演算する。
(Case 2)
In the case of, current command values i * 1D , i * 2D , and i * 3D are calculated by performing the following calculation that bears the following two D-axis currents.
(ケース3)
の場合、3つすべてのD軸電流を負担させる以下の演算を行って電流指令値i* 1D,i* 2D,i* 3Dを演算する。
(Case 3)
In the case of, current command values i * 1D , i * 2D , and i * 3D are calculated by performing the following calculation that bears all three D-axis currents.
(ステップS4)演算された電流指令値i* 1D,i* 1D,i* 1Dはそれぞれ、対応する電流指令値i* gridxD,i* gridxD,i* gridxDに代入し、D軸電流指令値とする。以上が、式(12)におけるD軸電流指令値i* gridxD,i* gridxD,i* gridxDの設定処理である。 (Step S4) The calculated current command values i * 1D , i * 1D and i * 1D are respectively substituted into the corresponding current command values i * gridxD , i * gridxD and i * gridxD to obtain the D-axis current command value and To do. The above is the setting process of the D-axis current command values i * gridxD , i * gridxD , and i * gridxD in Expression (12).
さらに、式(12)における零相電圧指令値v* gridx0,v* gridx0,v* gridx0は三相電圧指令値演算で得られた、xyzの各群回路の交流三相電圧指令値を、xyzの各群回路のコンバータ5−1,5−2,5−3の三相電圧指令値として与える。これにより、三相交流負荷による直流電圧の脈動を補償することができ、当該直流電圧の脈動を大幅に抑えることができる。 Further, the zero-phase voltage command values v * gridx0 , v * gridx0 , and v * gridx0 in the equation (12) represent the AC three-phase voltage command values of the xyz group circuits obtained by the three-phase voltage command value calculation. Are given as the three-phase voltage command values of the converters 5-1, 5-2 and 5-3 of each group circuit. Thereby, the pulsation of the DC voltage due to the three-phase AC load can be compensated, and the pulsation of the DC voltage can be greatly suppressed.
また、図7において、加算器66,67は、負荷(負荷電流)で決まる回転座標系の指令値のフィードフォワード値(除算器63,65の除算結果値)に対して、フィードバック値であるδ軸直流電圧偏差eCδとγ軸直流電圧偏差eCγに比例乗算係数KVEを乗算してなる乗算結果値を加算することで、直流電圧偏差をさらに抑制する制御を行うことができる。
In FIG. 7,
以上の実施形態によれば、各直流電圧Vcx,Vcy,Vczの互いの偏差を小さくする直流電圧のフィードバック制御(図2のδ−γ軸直流電圧偏差eCδ,eCγを入力とするパス回路)に加えて、モータ負荷の負荷電流及び電圧指令値を用いて、インバータ6−1,6−2,6−3の各直流部に印加される負荷電流を計算し、コンバータ5−1,5−2,5−3から出力される直流電圧の偏差が小さくなるように補償を与えるフィードフォワード制御を行う。 According to the above-described embodiment, the DC voltage feedback control (the δ-γ axis DC voltage deviations e Cδ and e Cγ in FIG. 2 are input) that reduces the deviation between the DC voltages V cx , V cy , and V cz . The load current applied to each DC part of the inverters 6-1, 6-2 and 6-3 using the load current and voltage command value of the motor load, and the converter 5- Feedforward control is performed to provide compensation so that the deviation of the DC voltage output from 1,5-2,5-3 is reduced.
また、回転座標系の有効電流(Q軸電流)及び直流電圧偏差を、(3)式および(4)式により負荷側交流位相の2倍かつ逆相([rad])で回転するγδε座標に変換し、負荷回路の相電力変動が直流化された座標上で上記直流電圧の偏差が小さくなるように補償を行う。 Also, the effective current (Q-axis current) and DC voltage deviation of the rotating coordinate system are converted into γδε coordinates that rotate twice the load-side AC phase and in the opposite phase ([rad]) according to equations (3) and (4). Conversion is performed so that the deviation of the DC voltage is reduced on the coordinates where the phase power fluctuation of the load circuit is converted to DC.
さらに、静止座標系から、電流又は電圧の位相の2倍の速さで逆方向に回転する回転座標系に写像することで、周期的に表れる電圧変動を直流量として把握でき、コンバータ5−1,5−2,5−3の閉ループ制御の応答性を超える変動に対しても補償することができる。 Furthermore, by mapping from a stationary coordinate system to a rotating coordinate system that rotates in the opposite direction at twice the speed of the current or voltage phase, voltage fluctuations that appear periodically can be grasped as a DC amount, and converter 5-1 , 5-2, and 5-3 can be compensated for fluctuations exceeding the response of the closed loop control.
平滑回路9のキャパシタCpx,Cnx,Cpy,Cny,Cpz,Cnzの電圧変動を抑制することで、キャパシタを流れる電流量、ひいては発熱量を低減でき、キャパシタの寿命を延ばす効果を得ることができる。また、キャパシタCpx,Cnx,Cpy,Cny,Cpz,Cnzの電圧の変化を抑制することで、キャパシタCpx,Cnx,Cpy,Cny,Cpz,Cnzが破損する危険性を低減することができる。さらに、キャパシタCpx,Cnx,Cpy,Cny,Cpz,Cnzの電圧変化(過電圧)や流入電流を減らすことで、より過酷な条件の運転に耐えることができる。
By suppressing the voltage fluctuations of the capacitors C px , C nx , C py , C ny , C pz , and C nz of the smoothing
以上の実施形態において、モータ8を負荷回路として用いているが、本発明はこれに限らず、他の種々の回路を負荷として用いてもよい。 In the above embodiment, the motor 8 is used as a load circuit. However, the present invention is not limited to this, and other various circuits may be used as a load.
実施形態2.
図9は実施形態2に係る電力変換装置の構成例を示すブロック図である。実施形態2に係る電力変換装置は、図1の電力変換装置に比較して、以下の点が異なる。
(1)モータ8を電源の発電機8Aに置き換える。
(2)インバータ6−1,6−2,6−3を、三相交流電圧を直流電圧に電力変換するコンバータとして動作させる。従って、インバータ制御部10bはコンバータ制御部となる。
(3)コンバータ5−1,5−2,5−3を、直流電圧を三相交流電圧に電力変換するインバータとして動作させる。従って、コンバータ制御部10aはインバータ制御部となる。
(4)電力系統1は負荷側となり、負荷回路(図示せず)に接続される。
Embodiment 2. FIG.
FIG. 9 is a block diagram illustrating a configuration example of the power conversion apparatus according to the second embodiment. The power converter according to Embodiment 2 differs from the power converter of FIG. 1 in the following points.
(1) The motor 8 is replaced with a
(2) The inverters 6-1, 6-2, and 6-3 are operated as a converter that converts the three-phase AC voltage into a DC voltage. Therefore, the
(3) Operate converters 5-1, 5-2, and 5-3 as inverters that convert DC voltage into three-phase AC voltage. Therefore, the
(4) The
図9の電力変換装置において、遮断器2から電流検出器41〜43までの回路は、双方向の可逆回路であるので、発電機8Aを電源として、電力系統1を負荷側とし、電流検出器41〜43で検出される電源電流igenx,igeny,igenzに基づいて、実施形態1で開示された種々の式を用いてコンバータ5−1,5−2,5−3を制御することで、電源と負荷が入れ替わることを除いて、実施形態1と同様に動作させることができる。なお、実施形態2においても、実施形態1と同様の特有の効果を有する。
In the power conversion device of FIG. 9, since the circuit from the circuit breaker 2 to the
以上の実施形態において、発電機8Aを三相交流電源として用いているが、本発明はこれに限らず、他の種々の交流電源を用いてもよい。
In the above embodiment, the
変形例.
以上の実施形態においては、三相交流電力の電力変換装置について説明しているが、本発明はこれに限らず、複数相交流電力の電力変換装置を構成してもよい。この場合、三重三相変圧器4は、複数重の複数相変圧器になる。
Modified example.
In the above embodiment, although the power converter device of three-phase alternating current power is demonstrated, this invention is not limited to this, You may comprise the power converter device of multiple phase alternating current power. In this case, the triple three-phase transformer 4 is a multi-phase multi-phase transformer.
発明者らは、図1の電力変換装置を用いてシミュレーションを行って図10A及び図10Bのシミュレーション結果を得た。 The inventors performed simulation using the power conversion device of FIG. 1 to obtain the simulation results of FIGS. 10A and 10B.
図10Aは図1の電力変換装置のシミュレーション結果であって、補正制御なしのx相高圧側直流電圧及びx相低圧側直流電圧を示すグラフである。また、図10Bは図1の電力変換装置のシミュレーション結果であって、補正制御ありのx相高圧側直流電圧及びx相低圧側直流電圧を示すグラフである。図10A及び図10Bから明らかなように、実施形態に係る補償を行わない場合は直流電圧が±40[V]程度振動しているが、実施形態に係る補償を行うことで±20[V]程度に減少している。 FIG. 10A is a graph showing the simulation result of the power conversion device of FIG. 1 and showing the x-phase high-voltage side DC voltage and the x-phase low-voltage side DC voltage without correction control. FIG. 10B is a graph showing the simulation result of the power conversion device of FIG. 1 and showing the x-phase high-voltage side DC voltage and the x-phase low-voltage side DC voltage with correction control. As is apparent from FIGS. 10A and 10B, when the compensation according to the embodiment is not performed, the DC voltage oscillates by about ± 40 [V], but by performing the compensation according to the embodiment, ± 20 [V] Decrease to a degree.
以上詳述したように、本発明に係る電力変換装置等によれば、各変圧器が並列に接続されるような一般的な構成においてもインバータの直流電圧偏差を大幅に小さくすることができる。 As described above in detail, according to the power conversion device and the like according to the present invention, the DC voltage deviation of the inverter can be significantly reduced even in a general configuration in which the transformers are connected in parallel.
1…電力系統、
2…遮断器、
3…三相変圧器、
4…三重三相変圧器、
5,5−1,5−2,5−3…コンバータ、
6,6−1,6−2,6−3…インバータ、
6A…モータ側インバータ回路、
6B…Y結線側インバータ回路、
7…三相中間点、
8…モータ、
8A…同期発電機、
8s…角度センサ、
9…平滑回路、
10…制御装置、
10a…コンバータ制御部、
10b…インバータ制御部、
11,12…電圧検出器、
21〜29…電流検出器、
31〜36…電圧検出器、
41〜43…電流検出器、
50,70…演算制御回路、
51〜59…乗算器、
61…減算器、
62…加算器、
63〜65…除算器、
66,67…加算器、
71〜73…PI制御回路、
74〜76…減算器、
Cpx,Cnx,Cpy,Cny,Cpz,Cnz…キャパシタ、
T1〜T6,T11〜T15…端子。
1 ... Power system,
2 ... circuit breaker,
3 ... Three-phase transformer,
4. Mie three-phase transformer,
5,5-1,5-2,5-3 ... converter,
6, 6-1, 6-2, 6-3 ... inverter,
6A ... Motor side inverter circuit,
6B ... Y connection side inverter circuit,
7 ... Three-phase midpoint,
8 ... motor,
8A ... Synchronous generator,
8s ... Angle sensor,
9: Smoothing circuit,
10 ... Control device,
10a: converter control unit,
10b: inverter control unit,
11, 12 ... Voltage detector,
21-29 ... current detector,
31-36 ... Voltage detector,
41-43 ... current detectors,
50, 70 ... arithmetic control circuit,
51-59 ... multiplier,
61 ... Subtractor,
62 ... adder,
63 to 65: divider,
66, 67 ... adder,
71-73 ... PI control circuit,
74-76 ... subtractor,
C px , C nx , C py , C ny , C pz , C nz ... capacitors,
T1 to T6, T11 to T15 ... terminals.
Claims (17)
それぞれ上記変換された各直流電圧を複数相の交流電力に変換して負荷回路に出力する複数の第2の電力変換回路と、
上記複数の第1及び第2の電力変換回路を制御する制御手段とを備えた電力変換装置であって、
上記制御手段は、上記負荷回路に流れる負荷電流及び上記負荷回路の電圧指令値に基づいて、上記各直流電圧の偏差が小さくなるように上記複数の第1の電力変換回路をフィードフォワード制御し、
上記制御手段は、上記負荷回路に流れる負荷電流及び上記負荷回路の電圧指令値、並びに上記各直流電圧の偏差をそれぞれ、負荷回路側の交流位相の2倍であってかつ逆相で回転する所定の回転座標系の負荷電流、電圧指令値及び各直流電圧の偏差に変換して、上記負荷回路の相電力変動を直流化された回転座標系において上記各直流電圧の偏差が小さくなるように上記複数の第1の電力変換回路をフィードフォワード制御することを特徴とする電力変換装置。 A plurality of first power conversion circuits for converting each of a plurality of phases of AC power from an AC power source into a DC voltage;
A plurality of second power conversion circuits that convert each of the converted DC voltages into a plurality of phases of AC power and output the same to a load circuit;
A power conversion device comprising a control means for controlling the plurality of first and second power conversion circuits,
The control means performs feed-forward control on the plurality of first power conversion circuits based on a load current flowing through the load circuit and a voltage command value of the load circuit so that a deviation of each DC voltage is reduced ,
The control means is configured to rotate a load current flowing through the load circuit, a voltage command value of the load circuit, and a deviation of each of the DC voltages, each of which is twice the AC phase on the load circuit side and rotates in a reverse phase. Are converted into deviations of the load current, voltage command value and each DC voltage of the rotating coordinate system, and the DC power deviation is reduced in the rotating coordinate system in which the phase power fluctuation of the load circuit is converted to DC. A power converter that feed-forward-controls a plurality of first power converter circuits .
それぞれ上記変換された各直流電圧を複数相の交流電力に変換して負荷回路に出力する複数の第2の電力変換回路と、
上記複数の第1及び第2の電力変換回路を制御する制御手段とを備えた電力変換装置であって、
上記制御手段は、上記交流電源へ流れる電源電流及び上記交流電源の電圧指令値に基づいて、上記各直流電圧の偏差が小さくなるように上記複数の第2の電力変換回路をフィードフォワード制御し、
上記制御手段は、上記交流電源に流れる電源電流及び上記交流電源の電圧指令値、並びに上記各直流電圧の偏差をそれぞれ、交流電源側の交流位相の2倍であってかつ逆相で回転する所定の回転座標系の負荷電流、電圧指令値及び各直流電圧の偏差に変換して、上記交流電源の相電力変動を直流化された回転座標系において上記各直流電圧の偏差が小さくなるように上記複数の第2の電力変換回路をフィードフォワード制御することを特徴とする電力変換装置。 A plurality of first power conversion circuits for converting each of a plurality of phases of AC power from an AC power source into a DC voltage;
A plurality of second power conversion circuits that convert each of the converted DC voltages into a plurality of phases of AC power and output the same to a load circuit;
A power conversion device comprising a control means for controlling the plurality of first and second power conversion circuits,
The control means performs feedforward control on the plurality of second power conversion circuits so that a deviation between the DC voltages is reduced based on a power supply current flowing to the AC power supply and a voltage command value of the AC power supply ,
The control means is configured to rotate the power source current flowing through the AC power source, the voltage command value of the AC power source, and the deviation of each DC voltage to be twice the AC phase on the AC power source side and in reverse phase. Is converted into a deviation of each DC voltage in the rotating coordinate system in which the phase power fluctuation of the AC power source is converted into a direct current. A power converter that feed-forward controls a plurality of second power converter circuits .
それぞれ上記変換された各直流電圧を複数相の交流電力に変換して負荷回路に出力する複数の第2の電力変換回路と、
上記複数の第1及び第2の電力変換回路を制御する制御手段とを備えた電力変換装置であって、
上記制御手段は、上記負荷回路に流れる負荷電流及び上記負荷回路の電圧指令値に基づいて、上記各直流電圧の偏差が小さくなるように上記複数の第1の電力変換回路をフィードフォワード制御し、
上記制御手段はさらに、上記各直流電圧と所定の対応する各電圧偏差との差がそれぞれ小さくなるように上記複数の第1の電力変換回路をフィードバック制御し、
上記制御手段は、上記各直流電圧を、交流位相の2倍であってかつ逆相で回転する所定の回転座標系の各直流電圧の偏差に変換して、上記複数の第1の電力変換回路をフィードバック制御することを特徴とする電力変換装置。 A plurality of first power conversion circuits for converting each of a plurality of phases of AC power from an AC power source into a DC voltage;
A plurality of second power conversion circuits that convert each of the converted DC voltages into a plurality of phases of AC power and output the same to a load circuit;
A power conversion device comprising a control means for controlling the plurality of first and second power conversion circuits,
The control means performs feed-forward control on the plurality of first power conversion circuits based on a load current flowing through the load circuit and a voltage command value of the load circuit so that a deviation of each DC voltage is reduced,
The control means further feedback-controls the plurality of first power conversion circuits so that a difference between each DC voltage and a predetermined corresponding voltage deviation is reduced, respectively.
The control means converts each DC voltage into a deviation of each DC voltage in a predetermined rotating coordinate system that is twice the AC phase and rotates in the opposite phase, and the plurality of first power conversion circuits. power converter you characterized in that the feedback control of the.
それぞれ上記変換された各直流電圧を複数相の交流電力に変換して負荷回路に出力する複数の第2の電力変換回路と、
上記複数の第1及び第2の電力変換回路を制御する制御手段とを備えた電力変換装置であって、
上記制御手段は、上記交流電源へ流れる電源電流及び上記交流電源の電圧指令値に基づいて、上記各直流電圧の偏差が小さくなるように上記複数の第2の電力変換回路をフィードフォワード制御し、
上記制御手段はさらに、上記各直流電圧と所定の対応する各電圧偏差との差がそれぞれ小さくなるように上記複数の第1の電力変換回路をフィードバック制御し、
上記制御手段は、上記各直流電圧を、交流位相の2倍であってかつ逆相で回転する所定の回転座標系の各直流電圧の偏差に変換して、上記複数の第1の電力変換回路をフィードバック制御することを特徴とする電力変換装置。 A plurality of first power conversion circuits for converting each of a plurality of phases of AC power from an AC power source into a DC voltage;
A plurality of second power conversion circuits that convert each of the converted DC voltages into a plurality of phases of AC power and output the same to a load circuit;
A power conversion device comprising a control means for controlling the plurality of first and second power conversion circuits,
The control means performs feedforward control on the plurality of second power conversion circuits so that a deviation between the DC voltages is reduced based on a power supply current flowing to the AC power supply and a voltage command value of the AC power supply,
The control means further feedback-controls the plurality of first power conversion circuits so that a difference between each DC voltage and a predetermined corresponding voltage deviation is reduced, respectively.
The control means converts each DC voltage into a deviation of each DC voltage in a predetermined rotating coordinate system that is twice the AC phase and rotates in the opposite phase, and the plurality of first power conversion circuits. power converter you characterized in that the feedback control of the.
それぞれ上記変換された各直流電圧を複数相の交流電力に変換して負荷回路に出力する複数の第2の電力変換回路と、
上記複数の第1及び第2の電力変換回路を制御する制御手段とを備えた電力変換装置の制御方法であって、
上記制御手段が、上記負荷回路に流れる負荷電流及び上記負荷回路の電圧指令値に基づいて、上記各直流電圧の偏差が小さくなるように上記複数の第1の電力変換回路をフィードフォワード制御する制御ステップを含み、
上記制御ステップは、上記負荷回路に流れる負荷電流及び上記負荷回路の電圧指令値、並びに上記各直流電圧の偏差をそれぞれ、負荷回路側の交流位相の2倍であってかつ逆相で回転する所定の回転座標系の負荷電流、電圧指令値及び各直流電圧の偏差に変換して、上記負荷回路の相電力変動を直流化された回転座標系において上記各直流電圧の偏差が小さくなるように上記複数の第1の電力変換回路をフィードフォワード制御することを特徴とする電力変換装置の制御方法。 A plurality of first power conversion circuits for converting each of a plurality of phases of AC power from an AC power source into a DC voltage;
A plurality of second power conversion circuits that convert each of the converted DC voltages into a plurality of phases of AC power and output the same to a load circuit;
A control method for a power conversion device comprising a control means for controlling the plurality of first and second power conversion circuits,
Control in which the control means performs feedforward control of the plurality of first power conversion circuits so that a deviation between the DC voltages is reduced based on a load current flowing through the load circuit and a voltage command value of the load circuit. step only contains,
In the control step, a load current flowing through the load circuit, a voltage command value of the load circuit, and a deviation of each of the DC voltages are each set to be two times the AC phase on the load circuit side and rotating in a reverse phase. Are converted into deviations of the load current, voltage command value and each DC voltage of the rotating coordinate system, and the DC power deviation is reduced in the rotating coordinate system in which the phase power fluctuation of the load circuit is converted to DC. A method for controlling a power conversion device, wherein feedforward control is performed on a plurality of first power conversion circuits .
それぞれ上記変換された各直流電圧を複数相の交流電力に変換して負荷回路に出力する複数の第2の電力変換回路と、
上記複数の第1及び第2の電力変換回路を制御する制御手段とを備えた電力変換装置の制御方法であって、
上記制御手段が、上記交流電源へ流れる電源電流及び上記交流電源の電圧指令値に基づいて、上記各直流電圧の偏差が小さくなるように上記複数の第2の電力変換回路をフィードフォワード制御する制御ステップを含み、
上記制御ステップは、上記交流電源に流れる電源電流及び上記交流電源の電圧指令値、並びに上記各直流電圧の偏差をそれぞれ、交流電源側の交流位相の2倍であってかつ逆相で回転する所定の回転座標系の負荷電流、電圧指令値及び各直流電圧の偏差に変換して、上記交流電源の相電力変動を直流化された回転座標系において上記各直流電圧の偏差が小さくなるように上記複数の第2の電力変換回路をフィードフォワード制御することを特徴とする電力変換装置の制御方法。 A plurality of first power conversion circuits for converting each of a plurality of phases of AC power from an AC power source into a DC voltage;
A plurality of second power conversion circuits that convert each of the converted DC voltages into a plurality of phases of AC power and output the same to a load circuit;
A control method for a power conversion device comprising a control means for controlling the plurality of first and second power conversion circuits,
Control in which the control means feeds forward-controls the plurality of second power conversion circuits so that a deviation between the DC voltages becomes small based on a power supply current flowing to the AC power supply and a voltage command value of the AC power supply. step only contains,
In the control step, a power supply current flowing through the AC power supply, a voltage command value of the AC power supply, and a deviation of each of the DC voltages are each set to be twice the AC phase on the AC power supply side and rotating in a reverse phase. Is converted into a deviation of each DC voltage in the rotating coordinate system in which the phase power fluctuation of the AC power source is converted into a direct current. A method for controlling a power converter, comprising performing feedforward control on a plurality of second power converter circuits .
それぞれ上記変換された各直流電圧を複数相の交流電力に変換して負荷回路に出力する複数の第2の電力変換回路と、
上記複数の第1及び第2の電力変換回路を制御する制御手段とを備えた電力変換装置の制御方法であって、
上記制御手段が、上記負荷回路に流れる負荷電流及び上記負荷回路の電圧指令値に基づいて、上記各直流電圧の偏差が小さくなるように上記複数の第1の電力変換回路をフィードフォワード制御する制御ステップを含み、
上記制御ステップはさらに、上記各直流電圧と所定の対応する各電圧偏差との差がそれぞれ小さくなるように上記複数の第1の電力変換回路をフィードバック制御し、
上記制御ステップは、上記各直流電圧を、交流位相の2倍であってかつ逆相で回転する所定の回転座標系の各直流電圧の偏差に変換して、上記複数の第1の電力変換回路をフィードバック制御することを特徴とする電力変換装置の制御方法。 A plurality of first power conversion circuits for converting each of a plurality of phases of AC power from an AC power source into a DC voltage;
A plurality of second power conversion circuits that convert each of the converted DC voltages into a plurality of phases of AC power and output the same to a load circuit;
A control method for a power conversion device comprising a control means for controlling the plurality of first and second power conversion circuits,
Control in which the control means performs feedforward control of the plurality of first power conversion circuits so that a deviation between the DC voltages is reduced based on a load current flowing through the load circuit and a voltage command value of the load circuit. Including steps,
The control step further feedback-controls the plurality of first power conversion circuits so that a difference between each DC voltage and a predetermined corresponding voltage deviation is reduced, respectively.
The control step converts each DC voltage into a deviation of each DC voltage in a predetermined rotating coordinate system that is twice the AC phase and rotates in the opposite phase, and the plurality of first power conversion circuits. the method of the power converter you characterized in that the feedback control of the.
それぞれ上記変換された各直流電圧を複数相の交流電力に変換して負荷回路に出力する複数の第2の電力変換回路と、
上記複数の第1及び第2の電力変換回路を制御する制御手段とを備えた電力変換装置の制御方法であって、
上記制御手段が、上記交流電源へ流れる電源電流及び上記交流電源の電圧指令値に基づいて、上記各直流電圧の偏差が小さくなるように上記複数の第2の電力変換回路をフィードフォワード制御する制御ステップを含み、
上記制御ステップはさらに、上記各直流電圧と所定の対応する各電圧偏差との差がそれぞれ小さくなるように上記複数の第1の電力変換回路をフィードバック制御し、
上記制御ステップは、上記各直流電圧を、交流位相の2倍であってかつ逆相で回転する所定の回転座標系の各直流電圧の偏差に変換して、上記複数の第1の電力変換回路をフィードバック制御することを特徴とする電力変換装置の制御方法。 A plurality of first power conversion circuits for converting each of a plurality of phases of AC power from an AC power source into a DC voltage;
A plurality of second power conversion circuits that convert each of the converted DC voltages into a plurality of phases of AC power and output the same to a load circuit;
A control method for a power conversion device comprising a control means for controlling the plurality of first and second power conversion circuits,
Control in which the control means feeds forward-controls the plurality of second power conversion circuits so that a deviation between the DC voltages becomes small based on a power supply current flowing to the AC power supply and a voltage command value of the AC power supply. Including steps,
The control step further feedback-controls the plurality of first power conversion circuits so that a difference between each DC voltage and a predetermined corresponding voltage deviation is reduced, respectively.
The control step converts each DC voltage into a deviation of each DC voltage in a predetermined rotating coordinate system that is twice the AC phase and rotates in the opposite phase, and the plurality of first power conversion circuits. the method of the power converter you characterized in that the feedback control of the.
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