JP6466313B2 - MIMO radio transmission system, MIMO radio transmission method, and receiver - Google Patents
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Description
本発明は、ＭＩＭＯ（Multi-input Multi-output）無線伝送における伝搬路推定技術を改良したＭＩＭＯ無線伝送システム、ＭＩＭＯ無線伝送方法および受信機に関する。 The present invention relates to a MIMO (Multi-input Multi-output ) MIMO wireless transmission system that improves the channel estimation techniques in wireless transmission, MIMO wireless transmission how you and the receiver.
ＭＩＭＯ無線伝送による伝送容量の拡大は、活発に検討されている。例えば、数センチメートルから数メートル程度の伝送距離を対象とする無線伝送システムの伝送容量拡張に向けて、無線伝送技術が研究されている（例えば、非特許文献１参照）。また、無線伝送システムのさらなる大容量化を目指して、ＭＩＭＯ無線伝送技術が研究されている（例えば、非特許文献２参照）。このＭＩＭＯ無線伝送技術は、複数の送受信アンテナを適切に計算した間隔ごとに配置することで、アンテナ間の相関を低くすることで、従来のＭＩＭＯ技術より大容量の伝送レートの達成を可能とする技術である。 Expansion of transmission capacity by MIMO wireless transmission is being actively studied. For example, a wireless transmission technique has been studied for the purpose of expanding the transmission capacity of a wireless transmission system targeting a transmission distance of several centimeters to several meters (for example, see Non-Patent Document 1). Also, MIMO wireless transmission technology has been studied with the aim of further increasing the capacity of the wireless transmission system (see, for example, Non-Patent Document 2). In this MIMO wireless transmission technology, a plurality of transmission / reception antennas are arranged at appropriately calculated intervals, thereby lowering the correlation between the antennas, thereby enabling a transmission rate with a larger capacity than that of the conventional MIMO technology to be achieved. Technology.
しかしながら、ＭＩＭＯ無線伝送の実現に必須となる伝送路推定を行う際に、既存のＩＥＥＥ８０２．１１ｎ、もしくはＩＥＥＥ８０２．１１ａｃと同様の周波数領域の伝送路推定技術（ＦＤＥ：frequency domain channel estimation ）を用いると、Ｐ行列を用いた逆行列演算により計算量軽減は可能となるが、空間多重数に比例する数のロングプリアンブル（ＬＰ：long preamble ）が必要となる。したがって、オーバーヘッドが大きくなり、高い伝送レートの達成が難しくなる問題がある。 However, when performing transmission path estimation that is essential for the implementation of MIMO wireless transmission, if frequency domain transmission path estimation technology (FDE: frequency domain channel estimation) similar to the existing IEEE 802.11n or IEEE 802.11ac is used, Although the calculation amount can be reduced by the inverse matrix operation using the P matrix, the number of long preambles (LP) proportional to the number of spatial multiplexing is required. Therefore, there is a problem that overhead becomes large and it is difficult to achieve a high transmission rate.
一方、既存の時間領域の伝送路推定技術（ＴＤＥ：time domain channel estimation）を用いると、伝送路推定に必要なＬＰの数をＦＤＥの場合より減らすことは可能となるが、複雑な逆行列演算を要するため、計算量が大きくなる問題がある。 On the other hand, if the existing time domain channel estimation technique (TDE: time domain channel estimation) is used, the number of LPs required for channel estimation can be reduced as compared with the case of FDE. This requires a large amount of calculation.
前述したように、従来のＦＤＥによる伝送路推定技術は、オーバーヘッドが大きくなる問題があり、従来のＴＤＥによる伝送路推定技術は、計算負荷が大きい問題がある。 As described above, the conventional FDE transmission path estimation technique has a problem of increasing overhead, and the conventional TDE transmission path estimation technique has a problem of large calculation load.
本発明は、伝送路推定に必要なＬＰのオーバーヘッドを減らし、かつ計算負荷を軽減することができるＭＩＭＯ無線伝送システム、ＭＩＭＯ無線伝送方法および受信機を提供することを目的とする。 The present invention reduces the overhead of LP necessary for transmission path estimation and MIMO wireless transmission system capable of reducing the computational load, and an object thereof is to provide a receiver and Contact MIMO wireless transmission how.
第１の発明は、複数のアンテナを用いて複数の独立なデータ信号を空間多重により送受信する送信機および受信機を備えたＭＩＭＯ無線伝送システムにおいて、送信機は、１つの基本ＬＰ信号列を生成し、この基本ＬＰ信号列を送受信アンテナ間の最大伝送路遅延より大きい長さの巡回シフトをしながら、空間多重数ＮのＬＰ信号列を生成するＬＰ信号列生成部と、ＬＰ信号列生成部が生成したＬＰ信号列に対応する空間多重数Ｎの独立なデータ信号を生成し、ＬＰ信号列とデータ信号を時系列に合成して各アンテナの送信信号を生成する送信信号生成部と、送信信号生成部が生成した送信信号を無線信号に変換し、各アンテナから送信する電波送信部と、ＬＰ信号列生成部と送信信号生成部と電波送信部の動作に必要なパラメータを制御する送信制御部と、を備え、受信機は、各アンテナの受信信号をベースバンドのデジタル信号に変換する電波受信部と、送受信アンテナ間の最大伝送路遅延を考慮し、各アンテナの受信信号からＬＰ信号列とデータ信号を分離して出力する信号分離部と、信号分離部が出力したＬＰ信号列を組み合わせて巡回行列を生成し、この巡回行列を用いてＴＤＥにより送受信アンテナ間の伝送路推定を行う伝送路推定部と、信号分離部が出力したデータ信号と伝送路推定部が出力した伝送路推定結果を用いてＭＩＭＯ等化処理を行い、データ信号の復元処理を行う信号復元部と、電波受信部と信号分離部と伝送路推定部と信号復元部の動作に必要なパラメータを制御する受信制御部と、を備え、伝送路推定部は、基本ＬＰ信号列を対角行列化して生成した巡回行列を用いて伝送路推定を行う構成である。 A first invention is a MIMO wireless transmission system including a transmitter and a receiver that transmit and receive a plurality of independent data signals by spatial multiplexing using a plurality of antennas, wherein the transmitter generates one basic LP signal sequence An LP signal sequence generation unit that generates an LP signal sequence having a spatial multiplexing number N while cyclically shifting the basic LP signal sequence with a length larger than the maximum transmission path delay between the transmission and reception antennas, and an LP signal sequence generation unit A transmission signal generation unit that generates an independent data signal having a spatial multiplexing number N corresponding to the generated LP signal sequence, synthesizes the LP signal sequence and the data signal in time series, and generates a transmission signal of each antenna; converts the transmission signal the signal generating unit has generated to the radio signal, to control a radio transmitting unit that transmits from each antenna, the parameters necessary for the operation of the transmission signal generator LP signal sequence generation unit and the radio transmission unit And a transmission controller, a receiver, a radio receiver for converting a received signal of each antenna to a baseband digital signal, taking into account the maximum transmission path delay between the transmitting and receiving antennas, LP from the received signal of each antenna A signal demultiplexing unit that separates and outputs a signal sequence and a data signal and an LP signal sequence output from the signal demultiplexing unit are combined to generate a circulant matrix, and using this circulant matrix, transmission path estimation between the transmitting and receiving antennas is performed by TDE. A transmission path estimator that performs the MIMO equalization process using the data signal output from the signal separator and the transmission path estimation result output from the transmission path estimator, a reception control unit for controlling the parameters necessary for the operation of the receiving portion and the channel estimation unit signal separator and the signal restoration unit includes a channel estimation unit, generated diagonalized basic LP signal sequence Shi Ru configuration der performing channel estimation using the cyclic matrix.
第１の発明のＭＩＭＯ無線伝送システムにおいて、送信制御部は、送受信アンテナ間の最大伝送路遅延と基本ＬＰ信号列の長さを決定するための制御信号を受信機に送信する構成であり、受信制御部は、受信した制御信号を用いて送受信アンテナ間の最大伝送路遅延を計算し、その情報を送信機に送信する構成であり、送信制御部と受信制御部は、あらかじめ設定されたＬＰ信号列の長さの設定ルールを用いて、基本ＬＰ信号列の長さと巡回シフトの長さを決定する構成である。 In the MIMO wireless transmission system of the first invention, the transmission control unit is configured to transmit a control signal for determining a maximum transmission line delay between the transmitting and receiving antennas and a length of the basic LP signal sequence to the receiver. The control unit is configured to calculate the maximum transmission line delay between the transmitting and receiving antennas using the received control signal and transmit the information to the transmitter. The transmission control unit and the reception control unit are configured to set LP signals set in advance. The configuration is such that the length of the basic LP signal sequence and the length of the cyclic shift are determined using the sequence length setting rule.
第２の発明は、送信機および受信機との間で、複数のアンテナを用いて複数の独立なデータ信号を空間多重により送受信するＭＩＭＯ無線伝送方法において、送信機は、１つの基本ＬＰ信号列を生成し、この基本ＬＰ信号列を送受信アンテナ間の最大伝送路遅延より大きい長さの巡回シフトをしながら、空間多重数ＮのＬＰ信号列を生成するＬＰ信号列生成ステップと、ＬＰ信号列生成ステップで生成したＬＰ信号列に対応する空間多重数Ｎの独立なデータ信号を生成し、ＬＰ信号列とデータ信号を時系列に合成して各アンテナの送信信号を生成する送信信号生成ステップと、送信信号生成ステップで生成した送信信号を無線信号に変換し、各アンテナから送信する電波送信ステップと、ＬＰ信号列生成ステップと送信信号生成ステップと電波送信ステップの動作に必要なパラメータを制御する送信制御ステップと、を実行し、受信機は、各アンテナの受信信号をベースバンドのデジタル信号に変換する電波受信ステップと、送受信アンテナ間の最大伝送路遅延を考慮し、各アンテナの受信信号からＬＰ信号列とデータ信号を分離して出力する信号分離ステップと、信号分離ステップで出力したＬＰ信号列を組み合わせて巡回行列を生成し、この巡回行列を用いてＴＤＥにより送受信アンテナ間の伝送路推定を行う伝送路推定ステップと、信号分離ステップで出力したデータ信号と伝送路推定ステップで出力した伝送路推定結果を用いてＭＩＭＯ等化処理を行い、データ信号の復元処理を行う信号復元ステップと、電波受信ステップと信号分離ステップと伝送路推定ステップと信号復元ステップの動作に必要なパラメータを制御する受信制御ステップと、を実行し、伝送路推定ステップでは、基本ＬＰ信号列を対角行列化して生成した巡回行列を用いて伝送路推定を行う。 A second invention is a MIMO wireless transmission method in which a plurality of independent data signals are transmitted / received by spatial multiplexing between a transmitter and a receiver using a plurality of antennas, wherein the transmitter has one basic LP signal sequence. LP signal sequence generating step for generating an LP signal sequence of spatial multiplexing number N while cyclically shifting this basic LP signal sequence with a length larger than the maximum transmission line delay between the transmitting and receiving antennas, A transmission signal generation step of generating a spatial multiplexing number N independent data signal corresponding to the LP signal sequence generated in the generation step, and generating a transmission signal of each antenna by synthesizing the LP signal sequence and the data signal in time series; The transmission signal generated in the transmission signal generation step is converted into a radio signal and transmitted from each antenna, the LP signal sequence generation step, the transmission signal generation step, the power A transmission control step for controlling parameters necessary for the operation of the wave transmission step, and the receiver performs a radio wave reception step for converting a reception signal of each antenna into a baseband digital signal and a maximum transmission between the transmission and reception antennas. Considering the path delay, a signal separation step for separating and outputting the LP signal sequence and the data signal from the received signal of each antenna and a combination of the LP signal sequence output in the signal separation step generate a circulant matrix, and this circulant matrix It performs MIMO equalization processing using the channel estimation step of performing channel estimation between the transmitting and receiving antennas by TDE, a transmission path estimation result output by the transmission path estimating step and the data signal output by the signal separation step using, a signal restoration step of performing recovery processing of the data signal, the channel estimation step and the signal electric wave receiving step and the signal separating step Running, a reception control step of controlling the parameters necessary for the operation of the former step, the channel estimation step performs channel estimation using the cyclic matrix generated by diagonalized basic LP signal sequence.
第２の発明のＭＩＭＯ無線伝送方法において、送信制御ステップでは、送受信アンテナ間の最大伝送路遅延と基本ＬＰ信号列の長さを決定するための制御信号を受信機に送信し、受信制御ステップでは、受信した制御信号を用いて送受信アンテナ間の最大伝送路遅延を計算し、その情報を送信機に送信し、送信制御ステップと受信制御ステップでは、あらかじめ設定されたＬＰ信号列の長さの設定ルールを用いて、基本ＬＰ信号列の長さと巡回シフトの長さを決定する。 In the MIMO wireless transmission method of the second invention, in the transmission control step , a control signal for determining the maximum transmission line delay between the transmitting and receiving antennas and the length of the basic LP signal sequence is transmitted to the receiver, and the reception control step in calculates the maximum transmission path delay between the transmitting and receiving antennas using the received control signal, and sends the information to the transmitter, the reception control step and the transmission control step, the length of the preset LP signal sequence Using the setting rule, the length of the basic LP signal sequence and the length of the cyclic shift are determined.
第３の発明は、複数のアンテナを用いて複数の独立なデータ信号を空間多重により送受信する送信機および受信機を備え、送信機が、１つの基本ＬＰ信号列を生成し、この基本ＬＰ信号列を送受信アンテナ間の最大伝送路遅延より大きい長さの巡回シフトをしながら、空間多重数ＮのＬＰ信号列を生成し、このＬＰ信号列に対応する空間多重数Ｎの独立なデータ信号を生成し、ＬＰ信号列とデータ信号を時系列に合成して各アンテナの送信信号を生成するＭＩＭＯ無線伝送システムの受信機において、各アンテナの受信信号をベースバンドのデジタル信号に変換する電波受信部と、送受信アンテナ間の最大伝送路遅延を考慮し、各アンテナの受信信号からＬＰ信号列とデータ信号を分離して出力する信号分離部と、信号分離部が出力したＬＰ信号列を組み合わせて巡回行列を生成し、この巡回行列を用いてＴＤＥにより送受信アンテナ間の伝送路推定を行う伝送路推定部と、信号分離部が出力したデータ信号と伝送路推定部が出力した伝送路推定結果を用いてＭＩＭＯ等化処理を行い、データ信号の復元処理を行う信号復元部と、電波受信部と信号分離部と伝送路推定部と信号復元部の動作に必要なパラメータ等を制御する受信制御部と、を備え、伝送路推定部は、基本ＬＰ信号列を対角行列化して生成した巡回行列を用いて伝送路推定を行う構成である。 A third invention includes a transmitter and a receiver that transmit and receive a plurality of independent data signals by spatial multiplexing using a plurality of antennas, and the transmitter generates one basic LP signal sequence, and this basic LP signal While the sequence is cyclically shifted with a length larger than the maximum transmission line delay between the transmission and reception antennas, a spatially multiplexed number N LP signal sequence is generated, and the spatially multiplexed number N independent data signal corresponding to the LP signal sequence is generated. A radio wave receiver that converts a received signal of each antenna into a baseband digital signal in a receiver of a MIMO radio transmission system that generates and generates a transmission signal of each antenna by synthesizing an LP signal sequence and a data signal in time series When, taking into account the maximum transmission path delay between the transmitting and receiving antennas, a signal separation unit which separates and outputs the LP signal sequence and a data signal from the received signal of each antenna, the signal separating unit has output LP No. combines the column generates a cyclic matrix, a channel estimation unit that performs channel estimation between the transmitting and receiving antennas by TDE using the cyclic matrix, the data signal the signal separating unit has output the transmission channel estimation unit is outputted Performs a MIMO equalization process using the transmission path estimation result, a signal restoration section that performs a data signal restoration process, parameters necessary for the operation of the radio wave reception section, the signal separation section, the transmission path estimation section, and the signal restoration section. and a reception control unit that controls, channel estimation unit is configured to perform channel estimation using the cyclic matrix generated by diagonalized basic LP signal sequence.
本発明は、基本ＬＰ信号列に対して送受信アンテナ間の最大伝送路遅延より大きい長さの巡回シフトをして受信信号のＬＰ信号列が巡回行列となるように設定し、この巡回行列を用いてＴＤＥにより送受信アンテナ間の伝送路推定を行うことにより、空間多重数Ｎを大きくしてもＬＰ信号列の数を減らし、ＬＰ信号列によるオーバーヘッドを軽減することで、伝送容量の増大が可能となる。また、巡回行列による高速逆行列演算による伝送路推定を行うことが可能となる。これらにより、ＭＩＭＯ無線伝送システムの伝送容量の増大とデジタル信号処理負荷の軽減と、それに伴う消費電力の削減を実現することができる。 In the present invention, the LP signal sequence of the received signal is set to be a cyclic matrix by performing a cyclic shift with a length larger than the maximum transmission line delay between the transmitting and receiving antennas with respect to the basic LP signal sequence, and this cyclic matrix is used. By estimating the transmission path between the transmitting and receiving antennas by TDE, the number of LP signal sequences can be reduced and the overhead due to the LP signal sequence can be reduced even if the spatial multiplexing number N is increased, thereby increasing the transmission capacity. Become. Also, it is possible to perform transmission path estimation by high-speed inverse matrix calculation using a cyclic matrix. As a result, the transmission capacity of the MIMO wireless transmission system can be increased, the digital signal processing load can be reduced, and power consumption can be reduced accordingly.
（実施例１）
図１は、本発明のＭＩＭＯ無線通信システムの実施例構成を示す。
図１において、ＭＩＭＯ無線通信システムは、複数のアンテナを用いて複数の独立なデータ信号を空間多重により送受信する送信機１０および受信機２０により構成される。ここで、空間多重数をＮとする。送信機１０は、送信制御部１１、ＬＰ信号列生成部１２、送信信号生成部１３、電波送信部１４、複数の送信アンテナ１５（必要に応じて送信アンテナ１〜Ｎと表記）により構成される。受信機２０は、複数の受信アンテナ２１、受信制御部２２、電波受信部２３、信号分離部２４、伝送路推定部２５、信号復元部２６により構成される。ここでは、送信機１０の送信アンテナの数および受信機２０の受信アンテナの数は空間多重数Ｎとするが、送受信アンテナ数は空間多重数Ｎ以上であればよく、また同数でなくてもよい。
Example 1
FIG. 1 shows a configuration of an embodiment of a MIMO wireless communication system of the present invention.
In FIG. 1, the MIMO wireless communication system includes a
送信機１０の送信アンテナ１５および受信機２０の受信アンテナ２１は、図２に示すように、アンテナ数が２，４，８，９，16の場合に、例えば２×１列、２×２列、２×４列、３×３列、４×４列の配置例となる。なお、送信アンテナ数が空間多重数Ｎより多い場合は、あらかじめ設定されている空間多重数Ｎのアンテナを用いて送信を行う。また、受信アンテナ数が空間多重数Ｎより多い場合は、あらかじめ決められている受信アンテナの受信信号のみを処理してもよいし、すべての受信アンテナの受信信号の処理結果を合成してもよい。以下の説明では、あらかじめ決められている受信アンテナの信号のみを処理することを前提とする。すなわち、空間多重数Ｎの受信アンテナ２１の受信信号を処理する場合を示す。
As shown in FIG. 2, the transmitting
ＬＰ信号列生成部１２は、１つの基本ＬＰ信号列を生成し、この基本ＬＰ信号列を送受信アンテナ間の最大伝送路遅延より大きい長さの巡回シフトをしながら、空間多重数ＮのＬＰ信号列を生成する。送信信号生成部１３は、ＬＰ信号列生成部１２が生成したＬＰ信号列に対応する空間多重数Ｎの独立なデータ信号を生成し、ＬＰ信号列とデータ信号を時系列に合成し、各アンテナの送信信号を生成する。電波送信部１４は、送信信号生成部１３が生成する各アンテナの送信信号を無線信号に変換し、送信アンテナ１５から受信機２０に送信する。送信制御部１１は、ＬＰ信号列生成部１２と送信信号生成部１３と電波送信部１４との動作に必要なパラメータ等を制御する。
The LP signal
受信アンテナ２１の受信信号は、電波受信部２３でベースバンドのデジタル信号に変換される。信号分離部２４は、送受信アンテナ間の最大伝送路遅延を考慮し、各受信アンテナの受信信号からＬＰ信号列とデータ信号を分離して出力する。伝送路推定部２５は、信号分離部２４が出力するＬＰ信号列を組み合わせて巡回行列を生成し、この巡回行列を用いてＴＤＥにより送受信アンテナ間の伝送路推定を行う。このとき、巡回行列は、ＦＦＴ行列と対角行列とＩＦＦＴ行列の行列掛け算で分解できることを用いて高速計算を行う。信号復元部２６は、信号分離部２４が出力するデータ信号と伝送路推定部２５が出力する伝送路推定結果を用いて、ＺＦ(zero forcing)やＭＭＳＥ(minimum mean square error) 等の手法によりＭＩＭＯ等化処理を行ってからデータ信号の復元処理を行う。受信制御部２２は、電波受信部２３と信号分離部２４と伝送路推定部２５と信号復元部２６との動作に必要なパラメータ等を制御する。
A reception signal of the reception antenna 21 is converted into a baseband digital signal by the radio
送信機１０の送信制御部１１は、送受信アンテナ間の最大伝送路遅延と基本ＬＰ信号列の長さを決定するため、電波送信部１４でＣＷ（continuous wave ）等のプローブ信号を生成して受信機２０に送信する。受信機２０の電波受信部２３はプローブ信号を受信し、受信制御部２２はこのプローブ信号を用いて送受信アンテナ間の最大伝送路遅延を計算し、その情報を電波受信部２３から送信機１０に送信し、送信機１０の電波送信部１４で受信して送信制御部１１に入力する。送信制御部１１と受信制御部２２は、あらかじめ設定されたＬＰ信号列の長さの設定ルールを用いて、基本ＬＰ信号列の長さと巡回シフトの長さを決定する。
The transmission control unit 11 of the
ここで、送信制御部１１と受信制御部２２は、同様のＬＰ信号列の生成ができる構成であり、またデータ信号とＬＰ信号列の送受信と、プローブ信号の送受信ができる構成である。
Here, the transmission control unit 11 and the
以下、送信機１０および受信機２０の各部の機能について詳細に説明する。
送信機１０の送信制御部１１は、あらかじめ設定するプローブ有無を表すパラメータに応じて、送受信アンテナ間の最大伝送路遅延の計算のためのプローブ信号を送信するか否かを決定する。すなわち、プローブ有無を表すパラメータが「０」ならば、あらかじめ設定する最大伝送路遅延を意味するパラメータをその値として用いる。プローブ有無を表すパラメータが「１」ならば、最大伝送路遅延を計算するため、電波送信部１４で生成したプローブ信号をアンテナ１５から受信機２０に伝送する。ここで、あらかじめ設定するプローブ有無を表すパラメータと、あらかじめ設定する最大伝送路遅延を意味するパラメータは、送信機１０と受信機２０との間で共通であるものとする。なお、プローブ信号は、簡単なＣＷでもよいし、その他無線通信のチャネル応答を計算するための信号でもよいが、送信機１０と受信機２０の双方が、どのプローブ信号を使うかは知っていることとする。
Hereinafter, functions of each unit of the
The transmission control unit 11 of the
プローブ有無を表すパラメータが「１」であり、送信機からプローブ信号が送信されると、受信機２０のアンテナ２１がプローブ信号を受信し、電波受信部２３でデジタル信号に変換して受信制御部２２に出力する。受信制御部２２は、あらかじめ決めた閾値を超える各アンテナのチャネル応答の中で、最初の応答と最後の応答の差を計算し、その時間差を送受信アンテナ間の最大伝送路遅延の値として設定する。また、受信制御部２２は、この値を電波受信部２３からアンテナ２１を介して送信機１０に送信し、送信機１０の電波送信部１４は該情報を受信し、送信制御部１１に入力する。ここで、送信機１０の電波送信部１４と、受信機２０の電波受信部２３は、電波送受信装置を装備するため、データの送受信ができるものである。
When the parameter indicating the presence / absence of the probe is “1” and the probe signal is transmitted from the transmitter, the antenna 21 of the
以上の構成により、プローブ有無を表すパラメータが「０」の場合でも、「１」の場合でも、送信制御部１１と受信制御部２２は、同じ送受信アンテナ間の最大伝送路遅延の値を共有することができる。
With the above configuration, the transmission control unit 11 and the
送信制御部１１は、あらかじめ設定されている空間多重数Ｎと、送受信アンテナ間の最大伝送路遅延 CIRmax を用いて、基本ＬＰ信号列の長さＬLPを、式(1) のように計算する。
例えば、空間多重数Ｎが４、最大伝送路遅延 CIRmax が７の場合、
ＬLP＝max(64，2＾ceil(log2((7＋1)*4))＝max(64，32）＝64
となる。同様に、空間多重数Ｎが16、最大伝送路遅延 CIRmax が７の場合、
ＬLP＝max(64，2＾ceil(log2((7＋1)*16))＝max(64，128)＝128
となる。
For example, when the spatial multiplexing number N is 4 and the maximum transmission line delay CIR max is 7,
L LP = max (64,2 ^ ceil (log 2 ((7 + 1) * 4)) = max (64,32) = 64
It becomes. Similarly, when the spatial multiplexing number N is 16 and the maximum transmission line delay CIR max is 7,
L LP = max (64,2 ^ ceil (log 2 ((7 + 1) * 16)) = max (64,128) = 128
It becomes.
送信制御部１１は、基本ＬＰ信号列の長さＬLPを上記のように計算してから、巡回シフトの長さＬcyclic shiftを式(2) のように計算する。
Ｌcyclic shift＝ceil(64／４）＝16
となる。同様に、基本ＬＰ信号列の長さＬLPが128 、空間多重数Ｎが16の場合、
Ｌcyclic shift＝ceil(128／16）＝８
となる。
The transmission control unit 11 calculates the length L LP of the basic LP signal sequence as described above, and then calculates the cyclic shift length L cyclic shift as shown in Expression (2).
L cyclic shift = ceil (64/4) = 16
It becomes. Similarly, when the length L LP of the basic LP signal sequence is 128 and the spatial multiplexing number N is 16,
L cyclic shift = ceil (128/16) = 8
It becomes.
受信制御部２２も、送信制御部１１と同様の計算により、同様の基本ＬＰ信号列の長さＬLPと巡回シフトの長さＬcyclic shiftを計算する。
The
ＬＰ信号列生成部１２は、送信制御部１１から入力される基本ＬＰ信号列の長さＬLPと、巡回シフトの長さＬcyclic shiftと、空間多重数Ｎの値を用いて、空間多重数Ｎ分のＬＰ信号列を生成する。あらかじめ設定したＬＰ信号列領域のパラメータが「０」の場合は時間領域のＬＰ信号列を生成し、「１」の場合は周波数領域のＬＰ信号列を生成する。
The LP signal
まず、時間領域のＬＰ信号列を生成する例を示す。この場合、ＬＰ信号列生成部１２は長さＬLPの基本ＬＰ信号列を生成する。例えば、基本ＬＰ信号列の長さＬLPが64の場合、長さ64の時系列の信号列を生成する。この信号列は、ＰＮ(pseudo noise)コードやGolay コード等のように、通信分野でよく使われるコードを使えばよい。続いて、基本ＬＰ信号列を先頭から巡回シフトの長さＬcyclic shiftの値ずつ右シフトを行いながら、残りのＬＰ信号列を生成する。
First, an example of generating a time domain LP signal sequence will be described. In this case, the LP signal
例えば、基本ＬＰ信号列の長さＬLPが64、巡回シフトの長さＬcyclic shiftが16、空間多重数Ｎが４の場合、式(3) に示すように、長さ64のＬＰ信号列ＬＰ#1〜ＬＰ#4が生成される。ここで、c(j)は、時間領域の基本ＬＰ信号列のｊ番目の成分を表す。
ＬＰ信号列領域のパラメータが「１」であり、周波数領域のＬＰ信号列を生成する際には、以下の手順による。まず、上記の時間領域のＬＰ信号列を生成する場合と同様の基本ＬＰ信号列を周波数領域で生成する。ここで、周波数領域のＬＰ信号列を生成する場合は、基本ＬＰ信号列をＩＦＦＴ処理により、時間領域のＬＰ信号列とする。残りのＬＰ信号列は、該ＩＦＦＴ処理を行った時間領域のＬＰ信号列を、巡回シフトの長さの値ずつ右シフトを行いながら生成する。 When the LP signal string parameter is “1” and the LP signal string in the frequency domain is generated, the following procedure is used. First, a basic LP signal sequence similar to the case of generating the time domain LP signal sequence is generated in the frequency domain. Here, when generating an LP signal sequence in the frequency domain, the basic LP signal sequence is converted into an LP signal sequence in the time domain by IFFT processing. The remaining LP signal sequences are generated by shifting the LP signal sequence in the time domain on which the IFFT processing has been performed, while performing a right shift by the value of the cyclic shift length.
例えば、基本ＬＰ信号列の長さＬLPが64、巡回シフトの長さＬcyclic shiftが16、空間多重数Ｎが４の場合、式(4) のように、周波数領域の基本ＬＰ信号列ＬＰ#1 freq を生成する。
そして、式(5) を用いて、周波数領域の基本ＬＰ信号列ＬＰ#1 freq にＩＦＦＴ処理を行い、時間領域の基本ＬＰ信号列ＬＰ#1を生成する。
続いて、式(6) に示すように、巡回シフトの長さの値ずつ右シフトを行いながら、残りの基本ＬＰ信号列ＬＰ#2，ＬＰ#3，ＬＰ#4を生成する。
なお後述するように、周波数領域のＬＰ信号列は、チャネル推定を行う際の対角行列演算の際に、雑音による影響を時間領域のＬＰ信号列より軽減できる長所がある。反面、時間領域のＬＰ信号列は、ＬＰ信号列のパワーが一定となるため、信号列の生成の精度が高くなる効果がある。Ｄ／Ａ変換やアップコンバージョン等のフロントエンド装置の性能やチャネルのＳＮＲ（signal to noise ）により、時間領域のＬＰ信号列と周波数領域のＬＰ信号列はトレードオフの関係にあるが、一般的には、チャネル推定に雑音による影響の減少が重要であるため、周波数領域のＬＰ信号列の生成が望ましい。 As will be described later, the frequency domain LP signal sequence has the advantage that the influence of noise can be reduced compared to the time domain LP signal sequence when performing a diagonal matrix calculation when performing channel estimation. On the other hand, the LP signal train in the time domain has an effect that the power of the LP signal train is constant, and the accuracy of the signal train generation is increased. Due to the performance of front-end devices such as D / A conversion and up-conversion, and the SNR (signal to noise) of the channel, the LP signal sequence in the time domain and the LP signal sequence in the frequency domain are in a trade-off relationship. Since it is important to reduce the influence of noise in channel estimation, it is desirable to generate an LP signal sequence in the frequency domain.
図３は、送信信号生成部１３が生成する送信信号の構成を示す。
図３において、送信信号生成部１３は、送信制御部１１から入力される同期信号やＳＰ（short premable）等の制御信号と、ＬＰ信号列生成部１２が生成するＬＰ信号列と、送信制御部１１から入力されるデータ信号を合成し、アンテナ１〜Ｎから送信する空間多重数Ｎの送信信号を生成する。
FIG. 3 shows a configuration of a transmission signal generated by the transmission
In FIG. 3, the transmission
ＬＰ以外の制御信号は、例えば同期信号やＳＰ等であり、通信規格ごとに名称や種類が違ってもＬＰ以外のすべての制御信号を表す。 Control signals other than LP are, for example, synchronization signals, SP, and the like, and represent all control signals other than LP even if the name and type differ for each communication standard.
予め決めていたＣＰ（cyclic prefix ）有無のパラメータが「１（あり）」の場合、アンテナ１〜ＮのＬＰ信号列は、ＬＰ信号生成部１２が生成する空間多重数Ｎに対応し、信号列の後ろ部分のうち送受信アンテナ間の最大伝送路遅延より大きい整数のなかで、最小値をＣＰとして信号列の先頭につける。あるいは、信号列の先頭部分をＣＰとして、信号列の後ろの部分につけることも可能であるが、本質的な差はないため、ここでは、後ろの部分を先頭につけるＣＰ方式を前提とする。例えば、式(6) のＬＰ信号列ＬＰ#1〜ＬＰ#4の場合、ＣＰの長さは最大伝送路遅延 CIRmax である７より大きい整数のなかで最小値である８となり、ＣＰを付けたＬＰ信号列ＬＰ#1 CP 〜ＬＰ#4 CP は、式(7) のようになる。
ここで、ＣＰを付けたＬＰ信号列ＬＰ#i CP は、ＬＰ信号列ＬＰ#iの後ろの８個の信号を先頭につけて生成されている。なお、伝送路推定の性能向上のため、式(7) に示されるＬＰ#i CP をＫ回（Ｋは２以上の整数）反復して送信することも可能である。反復回数は、送信機と受信機が共有する所定のパラメータである。もしくは、送信機と受信機が送受信手段を用いて、周期的に変えることも可能である。 Here, LP signal sequence LP #i with CP The CP is generated by adding the eight signals after the LP signal sequence LP #i to the head. In order to improve the performance of channel estimation, LP #i shown in Equation (7) It is also possible to transmit CP repeatedly K times (K is an integer of 2 or more). The number of iterations is a predetermined parameter shared by the transmitter and the receiver. Alternatively, the transmitter and the receiver can be changed periodically by using transmission / reception means.
予め決めていたＣＰ有無のパラメータが「０（なし）」の場合、アンテナ１〜ＮのＬＰ信号列は、ＬＰ信号生成部１２が生成する空間多重数Ｎに対応し、ＣＰを付けずに送信する。この場合は、ＣＰを挿入しないことから生じる問題を解決するため、送信機１０は各アンテナからＬＰ信号列ＬＰ#iを２回以上反復して送信し、受信機２０は２回目以降のＬＰ信号を用いて後述するチャネル推定を行う。例えば、ＣＰの挿入なしでＬＰ信号列を５回反復して送信する際には、２回目から５回目のＬＰ信号列を用いて、４回のチャネル推定を行う。
When the predetermined parameter for the presence / absence of CP is “0 (none)”, the LP signal sequence of antennas 1 to N corresponds to the spatial multiplexing number N generated by the LP
このようにＬＰ信号列にＣＰを挿入しなくても、各アンテナが同じＬＰ信号列を反復して送信することにより、ｎ回目のＬＰ信号列の後ろの部分が（ｎ＋１）回目のＬＰ信号のＣＰの役割をするため、ＣＰを挿入する際と同じ信号処理でチャネル推定が可能となる。すなわち、前記のＣＰは、ＬＰ信号列の後ろの部分を先頭につけることで、チャネル推定を行う際の干渉問題を解決する役割を担うが、ＣＰを挿入しなくても同じＬＰ信号列を反復的に挿入すると、図４に示すように、１回目のＬＰ信号列の後ろの部分と２回目のＬＰ信号列の後ろの部分が同じであるため、２回目のＬＰ信号列の後ろの部分をＣＰとしてその先頭につけなくても、１回目のＬＰ信号列の後ろの部分が同じ作用をする。ただし、１回目のＬＰ信号列の先頭には、このような部分がないため、受信機のチャネル推定処理は反復がＫ回の場合、２回目のＬＰ信号列からＫ回目のＬＰ信号列を用いた（Ｋ−１）回のチャネル推定を行い、その平均をチャネル推定値とする。 Thus, even if CP is not inserted into the LP signal sequence, each antenna repeatedly transmits the same LP signal sequence, so that the portion after the nth LP signal sequence becomes the (n + 1) th LP signal sequence. Since it functions as a CP, channel estimation can be performed by the same signal processing as when a CP is inserted. That is, the CP plays the role of solving the interference problem when performing channel estimation by putting the rear part of the LP signal sequence at the head, but the same LP signal sequence is repeated without inserting the CP. As shown in FIG. 4, the rear part of the first LP signal train and the rear part of the second LP signal train are the same as shown in FIG. Even if it is not attached to the beginning of the CP, the portion after the first LP signal sequence has the same effect. However, since there is no such portion at the beginning of the first LP signal sequence, the channel estimation process of the receiver uses the Kth LP signal sequence from the second LP signal sequence when the number of iterations is K times. (K-1) times of channel estimation is performed, and the average is set as the channel estimation value.
このようにＬＰ信号列にＣＰを挿入しない場合でも、ＬＰ信号列を反復的に挿入することにより同じ動作でチャネル推定が可能となる。なお、ＣＰを挿入すると、その分のオーバーヘッドは生じるが、１回目のＬＰ信号列からチャネル推定処理が可能となる。一方、ＣＰを挿入しない方法では、ＣＰの挿入に必要な回路やオーバーヘッドは生じないが、反復するＬＰ信号列の２回目からチャネル推定をすることになる。 Thus, even when CP is not inserted into the LP signal sequence, channel estimation can be performed with the same operation by repeatedly inserting the LP signal sequence. If a CP is inserted, an overhead corresponding to that is generated, but channel estimation processing can be performed from the first LP signal sequence. On the other hand, in the method in which the CP is not inserted, a circuit and overhead necessary for CP insertion do not occur, but channel estimation is performed from the second repetition of the LP signal sequence.
続いて、各ＬＰ信号列の後ろに空間多重数Ｎに対応する独立なデータ信号をつける。該独立なデータ信号は、ＣＰを付ける通信規格や付けない通信規格に合わせて、付けてもよいし付けなくてもよい。 Subsequently, an independent data signal corresponding to the spatial multiplexing number N is attached after each LP signal train. The independent data signal may or may not be attached according to the communication standard with or without the CP.
電波送信部１４は、送信信号生成部１３が生成した空間多重数Ｎの送信信号に、Ｄ／Ａ変換やアップコンバージョン等のフロントエンド処理を行って無線周波数信号に変換し、空間多重数Ｎのアンテナ１５から受信機２０に送信する。ここで、Ｄ／Ａ変換やアップコンバージョン等フロントエンド処理は一例であり、通信規格ごとに異なる処理を行う場合は、その処理を意味する。
The radio
受信機２０の受信制御部２２は、送信制御部１１との間で、基本ＬＰ信号列の長さＬLPと、空間多重数Ｎと、巡回シフトの長さＬcyclic shiftと、ＬＰ信号列領域のパラメータとの情報を共有する。受信制御部２２は、これらの情報を用いて、送信制御部１１が生成する基本ＬＰ信号列を生成し、それを用いて巡回行列を生成する。巡回行列は、右シフト方式でも、左シフト方式でもよいが、以下では簡単のため右シフト方式を用いる。ここで、基本ＬＰ信号列を周波数領域で生成した場合も、その周波数領域で生成した基本ＬＰ信号列にＩＦＦＴ処理をした時間領域のＬＰ信号列を用いて、巡回行列を生成する。例えば、式(8) は、式(5) の時間領域のＬＰ信号列を用いて生成した巡回行列ＬＰcircの例を表す。
ここで、巡回行列ＬＰcircは、ＦＦＴ行列と、対角行列と、ＩＦＦＴ行列に分解できることを用いると、式(8) は、式(9) のように表すことができる。
ここで、FFTmatrix(64point)とIFFTmatrix(64point) は、それぞれ64ポイントのＦＦＴ処理とＩＦＦＴ処理を行う行列である。これらの処理は、ＦＦＴとＩＦＦＴの動作と同様であるため、別途の行列の保存は必要なくなり、また、行列演算ではなく、高速のＦＦＴ処理とＩＦＦＴ処理で行うため、計算速度も行列演算より速くなる。なお、式(9) の対角成分は、式(8) の１列目の64個の成分のＦＦＴ処理後の結果であり、結果的に、式(4) のＬＰ#1 freq と同様となる。 Here, FFTmatrix (64point) and IFFTmatrix (64point) are matrices for performing 64-point FFT processing and IFFT processing, respectively. Since these processes are the same as the operations of FFT and IFFT, there is no need to store a separate matrix, and since the calculation is performed not by matrix operation but by high-speed FFT processing and IFFT processing, the calculation speed is also faster than matrix operation. Become. The diagonal component of equation (9) is the result after FFT processing of the 64 components in the first column of equation (8). As a result, the same as LP # 1 freq of equation (4) Become.
この性質を用いると、巡回行列ＬＰcircの生成に、式(8) の64×64の巡回行列を直接生成する必要がなく、式(4) の周波数領域の基本ＬＰ信号列ＬＰ#1 freq を対角行列化するだけで巡回行列の生成ができるため、メモリの節約と、ＩＦＦＴ・ＦＦＴ処理による計算速度の向上も可能となる。 When this property is used, it is not necessary to directly generate the 64 × 64 circulant matrix of Equation (8) to generate the circulant matrix LP circ , and the frequency domain basic LP signal sequence LP # 1 freq of Equation (4) is used. Since a circulant matrix can be generated simply by forming a diagonal matrix, it is possible to save memory and improve the calculation speed by IFFT / FFT processing.
前記のＬＰ信号列領域のパラメータが「０」であり、式(3) の時間領域の基本ＬＰ信号列ＬＰ#1を使う場合には、式(9) の対角行列は、その時間領域の基本ＬＰ信号列のＦＦＴ処理後の結果を用いて対角行列を生成すればよい。 When the parameter of the LP signal sequence region is “0” and the basic LP signal sequence LP # 1 in the time domain of Equation (3) is used, the diagonal matrix of Equation (9) is A diagonal matrix may be generated using the result of FFT processing of the basic LP signal sequence.
電波受信部２３は、空間多重数Ｎの受信アンテナ２１の受信信号をダウンコンバージョンやＡ／Ｄ変換等のＲＦ処理を行い、ベースバンドのデジタル信号に変換する。ここで、ダウンコンバージョンやＡ／Ｄ変換等のＲＦ処理は一例であり、通信規格ごとに異なる処理が必要な場合は、その処理を含めるあらゆる電波受信手段を表す。
The
信号分離部２４は、ＬＰ以外の制御信号と、ＬＰ信号列と、データ信号の分離を行う。分離されたＬＰ以外の制御信号は受信制御部２２に入力され、同期処理等の各通信規格ごとに必要な処理が行われる。分離された各アンテナのＬＰ信号列の部分は、伝送路推定部２５に入力される。また、分離された各アンテナのデータ信号は、信号復元部２６に入力される。
The
伝送路推定部２５は、空間多重数ごとに独立し、以下の伝送路推定処理を行う。送受信の空間多重数が互いにＮ個である場合、送信側ｊから受信側ｉへの時間領域の伝送路応答ｈijを式(10)のように表す。
次に、受信アンテナｉに受信するＬＰ信号列の処理について説明する。
受信アンテナｉに受信するＬＰ信号列の処理では、Ｎ個の送信アンテナ１〜Ｎから受信アンテナｉへの時間領域の伝送路応答ｈi1，ｈi2，…，ｈiNの推定が行われる。この推定を、各受信アンテナの受信信号に対して行うことにより、すべての送受信伝送路の伝送路応答の推定ができる。
Next, processing of the LP signal sequence received by the receiving antenna i will be described.
In the process of the LP signal sequence received by the receiving antenna i, the time domain transmission path responses h i1 , h i2 ,..., H iN from the N transmitting antennas 1 to N to the receiving antenna i are estimated. By performing this estimation on the reception signals of the respective reception antennas, it is possible to estimate the transmission path responses of all transmission / reception transmission paths.
式(11)は、伝送路推定部２５における受信アンテナｉに受信するＬＰ信号列ｙi の例を示す。ここでは、基本ＬＰ信号列の長さＬLPが64、空間多重数Ｎが４、巡回シフトの長さＬcyclic shiftが16であり、周波数領域のＬＰ信号列の場合を想定する。
ここで、受信アンテナｉに受信するＬＰ信号列ｙi の先頭の８個の信号は、ＣＰ区間に該当するため除去し、残り９番目から72番目の64個の成分yi(9)〜yi(72) を64×１の列行列で表すと、式(12)のようになる。
このように、yi(L) は、ＬＰ#jとｈijのコンボリューションであるため、ＣＰを含めて72個の信号に相当する区間内で、伝送路応答が変わらないとすると、式(12)のように表すことができる。なお、通信規格では、ＬＰ信号列とその後にくるデータ信号の区間には、伝送路応答が変わらないように、ＬＰ信号列とデータ信号の長さを設定することが一般的であるため、ＬＰ区間内に伝送路応答が変わらない前提で、式(11)からＣＰを除去した行列式を式(12)のように表すことは妥当である。 Thus, since y i (L) is a convolution of LP #j and h ij , assuming that the transmission line response does not change within the interval corresponding to 72 signals including CP, the equation ( It can be expressed as 12). In the communication standard, it is common to set the length of the LP signal sequence and the data signal so that the transmission path response does not change between the LP signal sequence and the data signal that follows. It is reasonable to express a determinant obtained by removing CP from Equation (11) as shown in Equation (12) on the assumption that the transmission line response does not change within the section.
次に、伝送路推定部２５は、後述する巡回行列による伝送路推定を行い、計算速度を向上するため、式(12)のシグマ中の左側の行列式にゼロ列を挿入し、式(13)のようにＬＰ#j extendを生成する。
上記の例では、ＬＰ#j add のサイズが64×８の場合を示したが、一般的に、ＬＰ#j add のサイズは、「ＬLP× (ＬLP／Ｎ−(CIRmax ＋１))」となる。例えば、ＬLP＝64、Ｎ＝４、 CIRmax ＝７である場合、ＬＰ#j add は64×８の行列となる。また、ＬLP＝128 、Ｎ＝16、 CIRmax ＝７である場合、ＬＰ#j add は 128×０の行列となり、ＬＰ#j add は挿入せず、ＬＰ#j extend＝ＬＰ#jとなる。 In the above example, the size of LP #j add is 64 × 8. Generally, the size of LP #j add is “L LP × (L LP / N− (CIR max +1))”. " For example, when L LP = 64, N = 4, and CIR max = 7, LP #j add is a 64 × 8 matrix. When L LP = 128, N = 16, and CIR max = 7, LP #j add is a 128 × 0 matrix, LP #j add is not inserted, and LP #j extend = LP #j .
次に、式(12)のシグマ中の右側の行列式に０64x8に相当するゼロを挿入し、式(14)のようにｈij zeroを生成する。
次に、簡単のため、式(12)をＬＰ#jとｈi1とを用いて書きなおすと、式(15)のようになる。
また、ある値とゼロ間の掛け算はゼロであるため、ＬＰ#j×ｈi1＝ＬＰ#j extend×ｈij zeroの関係を用いて式(15)を書きなおすと、式(16)のようになる。
次に、式(16)の右辺第１項を１つの行列式で表すと、式(17)のようになる。
前記のようにＬＰ#j extendは、式(6) のＬＰ#jを列ベクトルにしてから、下方向へ巡回シフトしながら生成した16個の列ベクトルを合成した生成した行列である。また、ＬＰ#jは式(6) のように、ＬＰ#1を16個ずつ巡回シフトしながら生成したため、式(17)の右辺第１項は、式(8) に示す巡回行列ＬＰcircとして表すことができ、式(18)のように書き換えることができる。
次に、伝送路推定部２５は、受信アンテナｉのＣＰ除去後のＬＰ信号列が式(18)のように表せることと、巡回行列ＬＰcircは式(9) のように、ＦＦＴ行列、対角行列、ＩＦＦＴ行列に分解できる性質を用いて、伝送路推定を行う。まず、式(18)を、式(9) を用いて式(19)のように書き換える。
伝送路推定部２５は、受信アンテナｉのＣＰ除去後のＬＰ信号列にＦＦＴ処理を行う。この例では、64ポイントのＦＦＴ処理を行うと、式(20)の結果が得られる。
次に、ＦＦＴ処理の結果に、周波数領域の基本ＬＰ信号列を成分ごとの割り算を行う。その処理結果は、式(21)のようになる。
伝送路推定部２５は、上記の計算結果にＩＦＦＴ処理を行う。この例では、64ポイントのＩＦＦＴ処理を行う。その計算結果は、式(23)となる。
次に、伝送路推定部２５は、
伝送路推定部２５は、この過程を受信アンテナごとに行い、すべての伝送路の伝送路応答を推定し、その結果を信号復元部２６に出力する。
Next, the transmission
The transmission
信号復元部２６は、信号分離部２４からのデータ信号と伝送路推定部２５からの伝送路応答の推定結果を用いてチャネル等化を行う。チャネル等化は、時間領域の等化処理と同様に周波数領域の等化処理も適応可能である。また、ＺＦ，ＭＭＳＥ，適応信号処理を含むあらゆるチャネル等化手法が適応可能である。
The
次に、信号復元部２６は、チャネル等化処理後の結果を用いて信号復元処理を行う。この段階では、異なる通信規格により適用されているチャネル符号化を含むあらゆる手段を含む処理を行うこととする。
Next, the
受信制御部は、伝送路推定の結果、信号復元の結果の情報を用いて、空間多重数を含むパラメータの調節を行う。例えば、あらかじめ設定した値と伝送路推定の結果や信号復元の結果とを比較し、あらかじめ設定した値より、伝送路推定の結果や信号復元の結果の性能が悪い場合は、空間多重数を減らす。若しくは、ＬＰ信号列の反復回数を増やす。また、あらかじめ設定した値より、伝送路推定の結果や信号復元の結果の性能が良い場合は、空間多重数を増やす。若しくは、ＬＰ信号列の反復回数を減らす。 The reception control unit adjusts parameters including the number of spatial multiplexing using information on the result of signal restoration and the result of signal restoration. For example, compare the preset value with the result of channel estimation and the result of signal restoration, and reduce the number of spatial multiplexing if the performance of the channel estimation result and signal restoration result is worse than the preset value. . Alternatively, the number of repetitions of the LP signal train is increased. In addition, when the performance of the transmission path estimation result and the signal restoration result is better than the preset value, the number of spatial multiplexing is increased. Alternatively, the number of repetitions of the LP signal train is reduced.
（実施例２）
実施例２は、基本ＬＰ信号列の長さの下限のみが予め決められている実施例１と異なり、基本ＬＰ信号列の長さの下限と上限が予め決められている場合を示す。具体的には、実施例１の式(1) に示す基本ＬＰ信号列の長さＬLPは、空間多重数Ｎと、送受信アンテナ間の最大伝送路遅延 CIRmax を用いて、以下のようになる。
The second embodiment is different from the first embodiment in which only the lower limit of the length of the basic LP signal sequence is determined in advance, and shows a case where the lower limit and the upper limit of the length of the basic LP signal sequence are determined in advance. Specifically, the length L LP of the basic LP signal sequence shown in the expression (1) of the first embodiment is expressed as follows using the spatial multiplexing number N and the maximum transmission path delay CIR max between the transmitting and receiving antennas. Become.
ここで、ＬLPmin は予め設定する最小の基本ＬＰ信号列の長さを表し、ＬLPmax は予め設定する最大の基本ＬＰ信号列の長さを表す。
例えば、空間多重数Ｎが16、最大伝送路遅延 CIRmax が８、ＬLPmin が64、ＬLPmax が128 の場合、
ＬLP＝min(128, (max(64，2＾ceil(log2((8＋1)*16)))))
＝min(128, max(64,256))
＝128
となり、基本ＬＰ信号列の長さＬLPは、その上限値ＬLPmax である 128となる。
Here, L LPmin represents the length of the minimum basic LP signal sequence set in advance, and L LPmax represents the length of the maximum basic LP signal sequence set in advance.
For example, when the spatial multiplexing number N is 16, the maximum transmission line delay CIR max is 8, L LPmin is 64, and L LPmax is 128,
L LP = min (128, (max (64,2 ^ ceil (log 2 ((8 + 1) * 16)))))
= Min (128, max (64,256))
= 128
Thus, the length L LP of the basic LP signal sequence is 128, which is the upper limit value L LPmax .
このように、２＾ceil(log2((CIR max＋１)*N)）がＬLPmax より大きい値であるため、ＬLPが式(25)によりＬLPmax の値で設定される場合は、式(3) から式(7) のように、残りのＬＰ信号列を生成する場合、シフトの値がＬＰ信号列の長さより大きくなる場合が生じるため、式(8) の巡回行列が生成できなくなり、実施例１で記述した巡回行列の性質を用いた高速伝送路推定ができなくなる問題がある。 Thus, since 2 ^ ceil (log 2 ((CIR max +1) * N)) is a value larger than L LPmax , when L LP is set to the value of L LPmax by equation (25), When generating the remaining LP signal sequence from (3) to Equation (7), the shift value may be larger than the length of the LP signal sequence, so the cyclic matrix of Equation (8) cannot be generated. There is a problem that high-speed transmission path estimation using the characteristics of the cyclic matrix described in the first embodiment cannot be performed.
実施例２は、基本ＬＰ信号列の長さＬLPの上限値が予め決められている場合でも、前記の問題が生じないように、空間多重数ＮのＬＰ信号列を生成する際に、図５のように複数のＬＰ信号列用のスロットを用いる。このスロットは、通信規格により名称が異なる場合は、送信データ列の時系列の中で、ＬＰ信号列に相当する部分を意味する。 In the second embodiment, even when the upper limit value of the length L LP of the basic LP signal sequence is determined in advance, when the LP signal sequence of the spatial multiplexing number N is generated, the above problem does not occur. As shown in FIG. 5, a plurality of slots for LP signal trains are used. If the name differs depending on the communication standard, this slot means a portion corresponding to the LP signal sequence in the time series of the transmission data sequence.
実施例２において、送信制御部１１と受信制御部２２は、複数のＬＰ信号列用のスロットの数Ｄは、式(26)により計算する。
Ｄ＝ 256／128 ＝２
となるため、２個のＬＰ信号列用のスロットを用いる。
In the second embodiment, the transmission control unit 11 and the
Therefore, two LP signal train slots are used.
また、空間多重数ＮのＬＰ信号列は、複数ＤのＬＰ信号列用のスロットに均等に分けて生成する。上記の例では、空間多重数Ｎが16、ＬＰ信号列用のスロットの数Ｄが２であるため、ＬＰ信号列用のスロットごとに、８個のＬＰ信号列用を生成する。残りのＬＰ信号列用のスロットは、先頭のＬＰ信号列用のスロットのため生成したＬＰ信号列用と同じ信号列を使う。上記の例で、アンテナ16個を用いて、空間多重数が16個のＬＰ信号列を生成する際に、スロットの数Ｄが２であり、ＬＰ信号列用のスロットごとに、８個のＬＰ信号列用を生成するため、式(3) から式(7) のように長さ128 の８個のＬＰ信号列を生成し、８個のアンテナ（例えば、送信アンテナ１から８）が、それぞれ１個目のＬＰ信号列用のスロットを用いて送信する。また、同じ８個のＬＰ信号列を、残りのアンテナ（例えば、送信アンテナ９から16）が、それぞれ２個目のＬＰ信号列用のスロットを用いて送信する。 In addition, the spatially multiplexed number N of LP signal sequences are generated by being equally divided into a plurality of D LP signal sequence slots. In the above example, since the spatial multiplexing number N is 16 and the number D of slots for LP signal trains is 2, 8 LP signal trains are generated for each LP signal train slot. The remaining LP signal train slots use the same signal train as that generated for the first LP signal train slot. In the above example, when an LP signal sequence having 16 spatial multiplexing numbers is generated using 16 antennas, the number of slots D is 2, and 8 LPs are provided for each LP signal sequence slot. In order to generate a signal sequence, eight LP signal sequences having a length of 128 are generated as shown in equations (3) to (7), and eight antennas (for example, transmitting antennas 1 to 8) are respectively provided. Transmission is performed using the slot for the first LP signal sequence. Further, the same eight LP signal sequences are transmitted by the remaining antennas (for example, transmission antennas 9 to 16) using the slots for the second LP signal sequence, respectively.
このように、実施例２は、複数のＬＰ信号列用のスロットを用いること以外、伝送路推定を含む残りの動作は実施例１と同様である。上記の例では、１個目のＬＰ信号列用のスロットを用いて送信する送信アンテナ１から送信アンテナ８の信号を、受信アンテナ１から受信アンテナ16が受信し、それぞれの伝送路を推定してデータ復元を行う。また、２個目のＬＰ信号列用のスロットを用いて送信する送信アンテナ９から送信アンテナ16の信号を、受信アンテナ１から受信アンテナ16が受信し、それぞれの伝送路を推定してデータ復元を行う。 As described above, the second embodiment is the same as the first embodiment in the remaining operations including the transmission path estimation except that a plurality of slots for LP signal trains are used. In the above example, signals from the transmitting antenna 1 to the transmitting antenna 8 that are transmitted using the slot for the first LP signal train are received by the receiving antenna 1 to the receiving antenna 16, and the respective transmission paths are estimated. Perform data recovery. Also, signals from the transmitting antenna 9 to the transmitting antenna 16 that are transmitted using the second slot for the LP signal train are received by the receiving antenna 1 from the receiving antenna 1, and the respective transmission paths are estimated to restore the data. Do.
また、実施例２においても、各アンテナのＬＰ信号列にＣＰを付けない場合には、図６に示すように、スロットごとにＬＰ信号列をそれぞれＫ回反復挿入する送信信号の形態とする。ここでは、図５と同様に空間多重数Ｎが16の場合でＬＰ信号列用のスロットの数Ｄが２の場合の例を示し、アンテナ１〜８の各ＬＰ信号列とアンテナ９〜16の各ＬＰ信号列は同じものである。 Also in the second embodiment, when the CP is not added to the LP signal sequence of each antenna, as shown in FIG. 6, the LP signal sequence is repeatedly transmitted K times for each slot as shown in FIG. Here, as in FIG. 5, an example is shown in which the number of slots for LP signal trains is 2 when the spatial multiplexing number N is 16, and each LP signal train of antennas 1-8 and antennas 9-16 are shown. Each LP signal train is the same.
前述した各実施例における無線伝送システムの一部をコンピュータで実現するようにしてもよい。その場合、この機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによって実現してもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含んでもよい。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであってもよく、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであってもよく、ＰＬＤ（Programmable Logic Device ）やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array ）等のハードウェアを用いて実現されるものであってもよい。 A part of the wireless transmission system in each embodiment described above may be realized by a computer. In that case, a program for realizing this function may be recorded on a computer-readable recording medium, and the program recorded on this recording medium may be read into a computer system and executed. Here, the “computer system” includes an OS and hardware such as peripheral devices. The “computer-readable recording medium” refers to a storage device such as a flexible medium, a magneto-optical disk, a portable medium such as a ROM and a CD-ROM, and a hard disk incorporated in a computer system. Furthermore, the “computer-readable recording medium” dynamically holds a program for a short time like a communication line when transmitting a program via a network such as the Internet or a communication line such as a telephone line. In this case, a volatile memory inside a computer system serving as a server or a client in that case may be included and a program held for a certain period of time. Further, the program may be a program for realizing a part of the above-described functions, and may be a program capable of realizing the functions described above in combination with a program already recorded in a computer system. It may be realized using hardware such as a PLD (Programmable Logic Device) or FPGA (Field Programmable Gate Array).
本発明のＭＩＭＯ無線伝送システムは、ＬＰ信号列による伝送路推定に必要なＬＰ信号用のスロットの数を軽減し、高速な伝送路推定により、高品質のＭＩＭＯ無線伝送を実現することが不可欠な用途に適用できる。 In the MIMO wireless transmission system of the present invention, it is indispensable to realize high-quality MIMO wireless transmission by reducing the number of LP signal slots necessary for transmission path estimation using an LP signal sequence and by performing high-speed transmission path estimation. Applicable to usage.
１０ 送信機
１１ 送信制御部
１２ ＬＰ信号列生成部
１３ 送信信号生成部
１４ 電波送信部
１５ 送信アンテナ
２０ 受信機
２１ 受信アンテナ
２２ 受信制御部
２３ 電波受信部
２４ 信号分離部
２５ 伝送路推定部
２６ 信号復元部
DESCRIPTION OF
Claims (5)
前記送信機は、
１つの基本ＬＰ信号列を生成し、この基本ＬＰ信号列を送受信アンテナ間の最大伝送路遅延より大きい長さの巡回シフトをしながら、空間多重数ＮのＬＰ信号列を生成するＬＰ信号列生成部と、
前記ＬＰ信号列生成部が生成したＬＰ信号列に対応する空間多重数Ｎの独立なデータ信号を生成し、ＬＰ信号列とデータ信号を時系列に合成して各アンテナの送信信号を生成する送信信号生成部と、
前記送信信号生成部が生成した送信信号を無線信号に変換し、各アンテナから送信する電波送信部と、
前記ＬＰ信号列生成部と前記送信信号生成部と前記電波送信部の動作に必要なパラメータを制御する送信制御部と、を備え、
前記受信機は、
各アンテナの受信信号をベースバンドのデジタル信号に変換する電波受信部と、
前記送受信アンテナ間の最大伝送路遅延を考慮し、各アンテナの受信信号からＬＰ信号列とデータ信号を分離して出力する信号分離部と、
前記信号分離部が出力したＬＰ信号列を組み合わせて巡回行列を生成し、この巡回行列を用いてＴＤＥにより前記送受信アンテナ間の伝送路推定を行う伝送路推定部と、
前記信号分離部が出力したデータ信号と前記伝送路推定部が出力した伝送路推定結果を用いてＭＩＭＯ等化処理を行い、前記データ信号の復元処理を行う信号復元部と、
前記電波受信部と前記信号分離部と前記伝送路推定部と前記信号復元部の動作に必要なパラメータを制御する受信制御部と、を備え、
前記伝送路推定部は、前記基本ＬＰ信号列を対角行列化して生成した前記巡回行列を用いて伝送路推定を行う構成である
ことを特徴とするＭＩＭＯ無線伝送システム。 In a MIMO wireless transmission system including a transmitter and a receiver that transmit and receive a plurality of independent data signals by spatial multiplexing using a plurality of antennas,
The transmitter is
LP signal sequence generation that generates one basic LP signal sequence and generates an LP signal sequence of spatial multiplexing number N while cyclically shifting the basic LP signal sequence to a length longer than the maximum transmission line delay between the transmitting and receiving antennas. And
Transmission that generates an independent data signal of spatial multiplexing number N corresponding to the LP signal sequence generated by the LP signal sequence generation unit, synthesizes the LP signal sequence and the data signal in time series, and generates a transmission signal of each antenna A signal generator;
A radio wave transmission unit that converts the transmission signal generated by the transmission signal generation unit into a radio signal and transmits the signal from each antenna;
A transmission control unit that controls parameters necessary for the operation of the LP signal sequence generation unit, the transmission signal generation unit, and the radio wave transmission unit;
The receiver
A radio wave receiver that converts the received signal of each antenna into a baseband digital signal;
In consideration of the maximum transmission path delay between the transmitting and receiving antennas, a signal separation unit that separates and outputs an LP signal sequence and a data signal from a reception signal of each antenna;
A transmission path estimation section that generates a cyclic matrix by combining the LP signal sequences output from the signal separation section, and performs transmission path estimation between the transmission and reception antennas by TDE using the cyclic matrix;
A signal restoration unit that performs a MIMO equalization process using the data signal output from the signal separation unit and the transmission path estimation result output from the transmission path estimation unit, and performs the restoration process of the data signal;
And a reception control unit for controlling the parameters necessary for the operation of the radio receiver and the signal separating unit and the channel estimation unit and the signal restoration unit,
The MIMO wireless transmission system, wherein the transmission path estimation unit is configured to perform transmission path estimation using the cyclic matrix generated by diagonalizing the basic LP signal sequence .
前記送信制御部は、前記送受信アンテナ間の最大伝送路遅延と前記基本ＬＰ信号列の長さを決定するための制御信号を前記受信機に送信する構成であり、
前記受信制御部は、受信した前記制御信号を用いて前記送受信アンテナ間の最大伝送路遅延を計算し、その情報を前記送信機に送信する構成であり、
前記送信制御部と前記受信制御部は、あらかじめ設定されたＬＰ信号列の長さの設定ルールを用いて、前記基本ＬＰ信号列の長さと巡回シフトの長さを決定する構成である
ことを特徴とするＭＩＭＯ無線伝送システム。 The MIMO wireless transmission system according to claim 1,
The transmission control unit is configured to transmit a control signal for determining a maximum transmission path delay between the transmission / reception antennas and a length of the basic LP signal sequence to the receiver,
The reception control unit is configured to calculate a maximum transmission line delay between the transmission and reception antennas using the received control signal, and transmit the information to the transmitter.
The transmission control unit and the reception control unit are configured to determine the length of the basic LP signal sequence and the length of the cyclic shift using a preset rule for setting the length of the LP signal sequence. A MIMO wireless transmission system.
前記送信機は、
１つの基本ＬＰ信号列を生成し、この基本ＬＰ信号列を送受信アンテナ間の最大伝送路遅延より大きい長さの巡回シフトをしながら、空間多重数ＮのＬＰ信号列を生成するＬＰ信号列生成ステップと、
前記ＬＰ信号列生成ステップで生成したＬＰ信号列に対応する空間多重数Ｎの独立なデータ信号を生成し、ＬＰ信号列とデータ信号を時系列に合成して各アンテナの送信信号を生成する送信信号生成ステップと、
前記送信信号生成ステップで生成した送信信号を無線信号に変換し、各アンテナから送信する電波送信ステップと、
前記ＬＰ信号列生成ステップと前記送信信号生成ステップと前記電波送信ステップの動作に必要なパラメータを制御する送信制御ステップと、を実行し、
前記受信機は、
各アンテナの受信信号をベースバンドのデジタル信号に変換する電波受信ステップと、 前記送受信アンテナ間の最大伝送路遅延を考慮し、各アンテナの受信信号からＬＰ信号列とデータ信号を分離して出力する信号分離ステップと、
前記信号分離ステップで出力したＬＰ信号列を組み合わせて巡回行列を生成し、この巡回行列を用いてＴＤＥにより前記送受信アンテナ間の伝送路推定を行う伝送路推定ステップと、
前記信号分離ステップで出力したデータ信号と前記伝送路推定ステップで出力した伝送路推定結果を用いてＭＩＭＯ等化処理を行い、前記データ信号の復元処理を行う信号復元ステップと、
前記電波受信ステップと前記信号分離ステップと前記伝送路推定ステップと前記信号復元ステップの動作に必要なパラメータを制御する受信制御ステップと、を実行し、
前記伝送路推定ステップでは、前記基本ＬＰ信号列を対角行列化して生成した前記巡回行列を用いて伝送路推定を行う
ことを特徴とするＭＩＭＯ無線伝送方法。 In the MIMO wireless transmission method for transmitting and receiving a plurality of independent data signals by spatial multiplexing between a transmitter and a receiver using a plurality of antennas,
The transmitter is
LP signal sequence generation that generates one basic LP signal sequence and generates an LP signal sequence of spatial multiplexing number N while cyclically shifting the basic LP signal sequence to a length longer than the maximum transmission line delay between the transmitting and receiving antennas. Steps,
Transmission that generates an independent data signal of spatial multiplexing number N corresponding to the LP signal sequence generated in the LP signal sequence generation step, and synthesizes the LP signal sequence and the data signal in time series to generate a transmission signal of each antenna A signal generation step;
A radio wave transmission step of converting the transmission signal generated in the transmission signal generation step into a radio signal and transmitting from each antenna;
Running, a transmission control step of controlling the parameters necessary for the operation of the LP signal sequence generating step and said electric wave transmitting step and the transmission signal generating step,
The receiver
In consideration of the maximum radio path delay between the transmitting and receiving antennas, the LP signal train and the data signal are separated and output from the received signals of each antenna, taking into account the radio wave receiving step of converting the received signals of each antenna into baseband digital signals A signal separation step;
A transmission path estimation step of generating a cyclic matrix by combining the LP signal sequences output in the signal separation step, and performing transmission path estimation between the transmitting and receiving antennas by TDE using the cyclic matrix;
Performs MIMO equalization processing using the transmission path estimation result output by the output data signal and the transmission path estimation step in the signal separating step, a signal restoration step of performing recovery processing of said data signals,
A reception control step for controlling parameters necessary for the operation of the radio wave reception step, the signal separation step, the transmission path estimation step, and the signal restoration step;
A MIMO radio transmission method characterized in that, in the transmission path estimation step, transmission path estimation is performed using the cyclic matrix generated by diagonalizing the basic LP signal sequence .
前記送信制御ステップでは、前記送受信アンテナ間の最大伝送路遅延と前記基本ＬＰ信号列の長さを決定するための制御信号を前記受信機に送信し、
前記受信制御ステップでは、受信した前記制御信号を用いて前記送受信アンテナ間の最大伝送路遅延を計算し、その情報を前記送信機に送信し、
前記送信制御ステップと前記受信制御ステップでは、あらかじめ設定されたＬＰ信号列の長さの設定ルールを用いて、前記基本ＬＰ信号列の長さと巡回シフトの長さを決定する ことを特徴とするＭＩＭＯ無線伝送方法。 The MIMO radio transmission method according to claim 3 ,
In the transmission control step , a control signal for determining a maximum transmission path delay between the transmitting and receiving antennas and a length of the basic LP signal sequence is transmitted to the receiver,
In the reception control step , the maximum transmission path delay between the transmitting and receiving antennas is calculated using the received control signal, and the information is transmitted to the transmitter.
In the transmission control step and the reception control step , the length of the basic LP signal sequence and the length of the cyclic shift are determined using a preset rule for setting the length of the LP signal sequence. MIMO wireless transmission method.
各アンテナの受信信号をベースバンドのデジタル信号に変換する電波受信部と、
送受信アンテナ間の最大伝送路遅延を考慮し、各アンテナの受信信号からＬＰ信号列とデータ信号を分離して出力する信号分離部と、
前記信号分離部が出力したＬＰ信号列を組み合わせて巡回行列を生成し、この巡回行列を用いてＴＤＥにより前記送受信アンテナ間の伝送路推定を行う伝送路推定部と、
前記信号分離部が出力したデータ信号と前記伝送路推定部が出力した伝送路推定結果を用いてＭＩＭＯ等化処理を行い、前記データ信号の復元処理を行う信号復元部と、
前記電波受信部と前記信号分離部と前記伝送路推定部と前記信号復元部の動作に必要なパラメータ等を制御する受信制御部と、を備え、
前記伝送路推定部は、前記基本ＬＰ信号列を対角行列化して生成した前記巡回行列を用いて伝送路推定を行う構成である
ことを特徴とするＭＩＭＯ無線伝送システムの受信機。 A transmitter and a receiver that transmit and receive a plurality of independent data signals by spatial multiplexing using a plurality of antennas, the transmitter generates one basic LP signal sequence, and transmits the basic LP signal sequence between the transmit and receive antennas. A spatial multiplexing number N LP signal sequence is generated while performing a cyclic shift with a length larger than the maximum transmission path delay, and a spatial multiplexing number N independent data signal corresponding to the LP signal sequence is generated. in the receiver of the MIMO wireless transmission system by combining column and data signals in time series to generate a transmission signal of each antenna,
A radio wave receiver that converts the received signal of each antenna into a baseband digital signal;
In consideration of the maximum transmission path delay between the transmission and reception antennas, a signal separation unit that separates and outputs the LP signal train and the data signal from the reception signal of each antenna
It generates a circulant matrix combines the LP signal sequence wherein the signal separating unit has an output, and a channel estimation unit that performs channel estimation between the transmission and reception antennas by TDE using the cyclic matrix,
A signal restoration unit that performs a MIMO equalization process using the data signal output from the signal separation unit and the transmission path estimation result output from the transmission path estimation unit, and performs the restoration process of the data signal;
And a reception control unit for controlling the parameters necessary for the signal restoration unit of operation and the radio wave receiving unit and the signal separation unit and the channel estimation unit,
The receiver of a MIMO wireless transmission system, wherein the transmission path estimation unit is configured to perform transmission path estimation using the cyclic matrix generated by diagonalizing the basic LP signal sequence .
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