JP6456843B2 - Power supply - Google Patents
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Description
本発明は、車両に搭載されるべき電源装置に関する。 The present invention relates to a power supply device to be mounted on a vehicle.
近年、プラグインハイブリッド車(PHV)、電気自動車(EV)が普及してきている。PHV及びEVでは、車外から専用の充電ケーブルによって車内の電池に充電する必要がある。充電器には大別すると普通充電器と急速充電器がある。普通充電器は急速充電器より充電時間がかかるが、フル充電が可能であり設備導入コストを低く抑えられる。住宅、事務所、時間貸駐車場など長時間駐車する場所への設置が想定される。一方、急速充電器は短時間で80%充電が可能であるが、設備導入コストが高くなる。ショッピングセンター、ガソリンスタンド、高速道路SAなど滞在時間が短い場所への設置が想定される。 In recent years, plug-in hybrid vehicles (PHV) and electric vehicles (EV) have become widespread. In PHV and EV, it is necessary to charge a battery in the vehicle from outside the vehicle with a dedicated charging cable. There are two types of chargers: ordinary chargers and quick chargers. Ordinary chargers require more time to charge than quick chargers, but they can be fully charged and equipment installation costs can be kept low. It is assumed to be installed in a place where parking is done for a long time, such as a house, office, or rental parking lot. On the other hand, the quick charger can be charged 80% in a short time, but the equipment introduction cost becomes high. Installation in places where the staying time is short, such as shopping centers, gas stations, and highways SA, is assumed.
日本では普通充電器の電源に、家庭で一般に使用される単相交流200Vまたは100Vが使用されている。急速充電器の電源には、三相交流200Vが使用されている。普通充電器は単相電源を使用するため低コストではあるが電力リプルが大きく発生する。一方、急速充電器は三相交流を使用するため電力の輸送効率が高く電力リプルも小さいが、一般家庭で使用する場合は専用線を敷く必要がある。 In Japan, a single-phase AC 200V or 100V commonly used at home is used as a power source for an ordinary charger. Three-phase AC 200V is used for the power supply of the quick charger. Since a normal charger uses a single-phase power supply, a large amount of power ripple occurs at a low cost. On the other hand, the quick charger uses three-phase alternating current, and therefore has high power transportation efficiency and small power ripple. However, when used in a general household, it is necessary to lay a dedicated line.
商用電源から充電する場合、充電電流にリプルが発生する。特に単相交流を使用した場合、三相交流を使用した場合より、リプルが大きくなる。リプルの影響が大きくなると二次電池側で正確な電流を検出できなくなる。充電器の出力側に大規模な平滑フィルタを設ければ、リプルを低減できるがコスト増となる。 When charging from a commercial power source, ripple occurs in the charging current. In particular, when single-phase alternating current is used, the ripple is larger than when three-phase alternating current is used. When the influence of ripple becomes large, it becomes impossible to detect an accurate current on the secondary battery side. If a large-scale smoothing filter is provided on the output side of the charger, the ripple can be reduced but the cost is increased.
本発明はこうした状況に鑑みなされたものであり、その目的は、商用電源から車両内の二次電池に充電する場合にて、低コストでリプルの影響を抑制する技術を提供することにある。 This invention is made | formed in view of such a condition, The objective is to provide the technique which suppresses the influence of a ripple at low cost, when charging the secondary battery in a vehicle from commercial power supply.
上記課題を解決するために、本発明のある態様の電源装置は、車両内に搭載されるべき電源装置であって、走行用モータに電力を供給するための二次電池と、前記二次電池に流れる電流を検出するための電流検出素子と、所定の遮断周波数特性を有し、遮断周波数以下の信号を通過させるローパスフィルタと、前記ローパスフィルタを介して、前記電流検出素子の信号電圧を取得し、取得した電圧値から前記二次電池に流れる電流の電流値を推定する電流検出回路と、を備える。前記ローパスフィルタは、少なくとも第1の遮断周波数特性と、該第1の遮断周波数特性より低い第2の遮断周波数特性とを選択可能に構成されると共に、車両外の電源から前記二次電池が充電される際、第2の遮断周波数が選択される。 In order to solve the above-described problems, a power supply device according to an aspect of the present invention is a power supply device to be mounted in a vehicle, the secondary battery for supplying power to a traveling motor, and the secondary battery A current detection element for detecting a current flowing through the low-pass filter, a low-pass filter having a predetermined cutoff frequency characteristic and passing a signal equal to or lower than the cutoff frequency; And a current detection circuit that estimates a current value of a current flowing through the secondary battery from the acquired voltage value. The low-pass filter is configured to be able to select at least a first cutoff frequency characteristic and a second cutoff frequency characteristic lower than the first cutoff frequency characteristic, and the secondary battery is charged from a power source outside the vehicle. When done, the second cutoff frequency is selected.
本発明によれば、商用電源から車両内の二次電池に充電する場合にて、低コストでリプルの影響を抑制できる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, when charging the secondary battery in a vehicle from commercial power supply, the influence of a ripple can be suppressed at low cost.
図1は、本発明の実施の形態に係る電源装置10を搭載した車両100の構成を示す図である。本実施の形態では車両100として、商用電源(系統電源)から充電可能なプラグインハイブリッド車(PHV)又は電気自動車(EV)を想定する。 FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a
車両100は、電源装置10、車載充電器20、インバータ30及び走行用モータ40を備える。電源装置10は、二次電池E1、シャント抵抗Rs、電圧検出回路11、電流検出回路12、制御回路13を備える。二次電池E1は走行用モータ40に電力を供給するためのエネルギーを蓄えるための二次電池である。二次電池E1には例えば、ニッケル水素電池またはリチウムイオン電池を用いることができる。二次電池E1は、複数の電池セルが直列接続または直並列接続されて構成される。 The
二次電池E1は、車両100の外に設置された電源から充電される。上述のように充電設備には大別すると普通充電器と急速充電器がある。車両100内には、普通充電器から二次電池E1に充電するための普通充電経路と、急速充電器から二次電池E1に充電するための急速充電経路が別に設けられる。 The secondary battery E1 is charged from a power source installed outside the
普通充電経路上には車載充電器20、第1普通充電用スイッチS5、第2普通充電用スイッチS6が設けられる。車載充電器20は、充電ケーブルで接続された外部の普通充電器から入力される交流電力を直流電力に変換して二次電池E1に出力する。車載充電器20は、普通充電の開始および終了を制御回路13に通知する。 An on-
第1普通充電用スイッチS5は車載充電器20のプラス端子と、二次電池E1のプラス端子間の配線に挿入され、第2普通充電用スイッチS6は車載充電器20のマイナス端子と、二次電池E1のマイナス端子間の配線に挿入される。第1普通充電用スイッチS5及び第2普通充電用スイッチS6には、リレーを用いることができる。制御回路13は、普通充電時に第1普通充電用スイッチS5及び第2普通充電用スイッチS6をオン状態に制御し、それ以外のときオフ状態に制御する。 The first normal charging switch S5 is inserted into the wiring between the positive terminal of the in-
急速充電経路上には第1急速充電用スイッチS3及び第2急速充電用スイッチS4が設けられる。第1急速充電用スイッチS3は急速充電用差込口のプラス端子と、二次電池E1のプラス端子間の配線に挿入され、第2急速充電用スイッチS4は急速充電用差込口のマイナス端子と、二次電池E1のマイナス端子間の配線に挿入される。第1急速充電用スイッチS3及び第2急速充電用スイッチS4にも、リレーを用いることができる。制御回路13は、急速充電時に第1急速充電用スイッチS3及び第2急速充電用スイッチS4をオン状態に制御し、それ以外のときオフ状態に制御する。 A first quick charge switch S3 and a second quick charge switch S4 are provided on the quick charge path. The first quick charge switch S3 is inserted into the wiring between the positive terminal of the quick charge plug and the positive terminal of the secondary battery E1, and the second quick charge switch S4 is the negative terminal of the quick charge plug. And inserted into the wiring between the negative terminals of the secondary battery E1. A relay can also be used for the first quick charge switch S3 and the second quick charge switch S4. The
図2は、車載充電器20の構成例を示すブロック図である。車載充電器20は、入力フィルタ21、全波整流回路22、PFC(Power Factor Correction)回路23、絶縁型DC−DCコンバータ24を備える。 FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration example of the in-
入力フィルタ21は、普通充電器から供給される商用電源の交流電力から、商用電源周波数成分のみを帯域通過して全波整流回路22に出力する。全波整流回路22は、入力フィルタ21から入力される交流電力を全波整流してPFC回路23に出力する。全波整流回路22は例えば、4つの整流ダイオードがブリッジ構成で接続されたダイオードブリッジ回路で構成される。全波整流回路22により全波整流された直流電力には、リプルが含まれている。PFC回路23は、全波整流回路22から入力される直流電力の力率を改善して絶縁型DC−DCコンバータ24に出力する。 The
絶縁型DC−DCコンバータ24は、PFC回路23から入力される直流電圧を、設定された直流電圧に変換して二次電池E1に供給する。絶縁型DC−DCコンバータ24は、二次電池E1への出力電圧および出力電流を監視して、定電流充電(CC充電)または定電圧充電(CV充電)を実行する。絶縁型DC−DCコンバータ24には、フライバックDC−DCコンバータ、フォワードDC−DCコンバータ(プッシュプルDC−DCコンバータ、ハーフブリッジDC−DCコンバータ、フルブリッジDC−DCコンバータ)等を用いることができる。 The insulation type DC-
図1に戻る。インバータ30は力行時、二次電池E1から供給される直流電力を交流電力に変換して走行用モータ40に供給する。回生時、走行用モータ40から供給される交流電力を直流電力に変換して二次電池E1に供給する。 Returning to FIG. The
走行用モータ40は自走可能な大型モータであってもよいし、エンジン走行(主に始動時および加速時の走行)をアシストする小型モータであってもよい。EV及びストロングタイプのPHVでは前者の大型モータが用いられ、小型のPHVでは後者の小型モータが用いられる。走行用モータ40は力行時、インバータ30から供給される直流電力に応じて回転する。回生時、減速による回転エネルギーを直流電力に変換してインバータ30に供給する。 The traveling
二次電池E1のプラス端子と、インバータ30のプラス端子を繋ぐ経路の間に第1メインスイッチS1が挿入される。さらに第1メインスイッチS1と並列に、プリチャージスイッチSpとプリチャージ抵抗Rpの直列回路が接続される。二次電池E1のマイナス端子と、インバータ30のマイナス端子を繋ぐ経路の間に第2メインスイッチS2が挿入される。第1メインスイッチS1、第2メインスイッチS2、プリチャージスイッチSpには、リレーを用いることができる。 The first main switch S1 is inserted between a path connecting the plus terminal of the secondary battery E1 and the plus terminal of the
制御回路13は走行時、第1メインスイッチS1及び第2メインスイッチS2をオン状態に制御し、電源装置10と動力系を電気的に接続する。制御回路13は非走行時、原則として第1メインスイッチS1及び第2メインスイッチS2をオフ状態に制御し、電源装置10と動力系を電気的に遮断する。制御回路13は走行用モータ40の始動時、第1メインスイッチS1及び第2メインスイッチS2をターンオンする前に、プリチャージスイッチSpをターンオンする。これにより、インバータ30に並列接続された図示しないコンデンサにプリチャージでき、第1メインスイッチS1及び第2メインスイッチS2のターンオン時の突入電流を抑制できる。 During traveling, the
電圧検出回路11は、二次電池E1を構成する各電池セルの電圧を検出する。電圧検出回路11は検出した各電池セルの電圧値を制御回路13に出力する。電圧検出回路11は、専用のカスタムICであるASIC(Application Specific Integrated Circuit)により構成される。 The
二次電池E1のマイナス端子にシャント抵抗Rsが直列に接続される。シャント抵抗Rsは、二次電池E1に流れる電流を検出するための電流検出素子である。なお電流検出素子として、シャント抵抗Rsの代わりにホール素子を用いてもよい。なおシャント抵抗Rsの挿入位置は、複数の電池セルが直列接続される経路上であれば、どの位置であってもよい。 A shunt resistor Rs is connected in series to the negative terminal of the secondary battery E1. The shunt resistor Rs is a current detection element for detecting a current flowing through the secondary battery E1. As the current detection element, a Hall element may be used instead of the shunt resistor Rs. The insertion position of the shunt resistor Rs may be any position as long as it is on a path in which a plurality of battery cells are connected in series.
電流検出回路12はシャント抵抗Rsの両端電圧をもとに、二次電池E1に流れる電流の値を検出する。電流検出回路12は検出した電流値を制御回路13に出力する。制御回路13はマイクロコンピュータで構成され、電源装置10全体を制御する。電流検出回路12及び制御回路13の詳細は後述する。 The
商用電源から充電する場合にて、充電器に十分なリプル除去能力がない場合、電力のリプルに合わせてリプル電流が発生する可能性がある。急速充電の場合、高仕様な急速充電器が用いられるため、十分なリプル除去能力を確保できる。具体的には絶縁型DC−DCコンバータの二次側に大きな平滑コンデンサを設置して、リプル除去能力を高めることができる。また日本では急速充電器の電源に三相交流が使用されているため、発生するリプルが小さくなる。 When charging from a commercial power source, if the charger does not have sufficient ripple removal capability, a ripple current may be generated in accordance with the power ripple. In the case of quick charging, a high-performance quick charger is used, so that sufficient ripple removal capability can be secured. Specifically, a large smoothing capacitor can be installed on the secondary side of the insulated DC-DC converter to increase the ripple removal capability. In Japan, three-phase alternating current is used for the power supply of the quick charger, so that the generated ripple is reduced.
一方、普通充電器の電源には単相交流が使用されているため、リプルが大きくなる。また車載充電器20の絶縁型DC−DCコンバータ24の二次側に、大きな平滑コンデンサを設置することも考えられるが、コストアップになるとともに、回路規模も大きくなる。車載用途の充電器では、できるだけ低コストで小型の充電器が求められる。充電器のコストダウンを考慮すると、リプルをある程度、残したままで充電できることが望まれる。 On the other hand, since a single-phase alternating current is used for the power source of the ordinary charger, the ripple becomes large. Although it is conceivable to install a large smoothing capacitor on the secondary side of the insulated DC-
図3は、普通充電器から単相交流100Vで充電される場合の、電圧(AC)、電流(AC)、電力、充電電流の推移を示す図である。充電電流(負荷電流)は固定値としている。商用電源の周波数は50/60Hzであり、以下の説明では50Hzを想定する。電圧(AC)と電流(AC)が同じ周波数であるため、発生する電力のリプルの周波数は商用周波数の2倍となる。電力を電池電圧で除した充電電流にも、商用周波数の2倍の周波数のリプル電流が発生する。 FIG. 3 is a diagram illustrating changes in voltage (AC), current (AC), power, and charging current when charging with a single-phase alternating current of 100 V from a normal charger. The charging current (load current) is a fixed value. The frequency of the commercial power supply is 50/60 Hz, and 50 Hz is assumed in the following description. Since the voltage (AC) and current (AC) have the same frequency, the frequency of the generated power ripple is twice the commercial frequency. A ripple current having a frequency twice the commercial frequency is also generated in the charging current obtained by dividing the power by the battery voltage.
充電時に発生するリプル電流は、商用電源の周波数により決定されるため規則的に変化する。これに対して走行時に発生するリプル電流は、走行時の負荷に依存するため不規則に変化する傾向がある。従って商用電源から充電しないタイプのハイブリッド車(HV)ではリプル電流が、電圧検出や電流検出などに悪影響を与えることが少なかった。 Since the ripple current generated during charging is determined by the frequency of the commercial power supply, it changes regularly. On the other hand, the ripple current generated during traveling tends to vary irregularly because it depends on the load during traveling. Therefore, in a hybrid vehicle (HV) that is not charged from a commercial power source, the ripple current rarely adversely affects voltage detection, current detection, and the like.
電圧検出回路11及び電流検出回路12のサンプリング周期を含む電源装置10内の制御周期は、比較的低速に設定される。例えば10ms(=100Hz)に設定される。車載用途の二次電池の制御周期としては10msで十分であり、これより高い制御周期に設定してもオーバースペックになる。 The control cycle in the
50Hzの商用電源から二次電池E1に充電し、二次電池E1の電圧値および電流値を10ms(=100Hz)でサンプリングする場合、リプル周波数とサンプリング周波数が一致することになる。周波数が一致すると、リプル電流が電流検出に悪影響を与えることになる。 When the secondary battery E1 is charged from a commercial power supply of 50 Hz and the voltage value and current value of the secondary battery E1 are sampled at 10 ms (= 100 Hz), the ripple frequency and the sampling frequency match. If the frequencies match, the ripple current will adversely affect current detection.
図4は、二次電池E1に流れる電流と、サンプリング周期を示す図である。図4では10ms周期で電流をサンプリングする例を描いており、平均値をサンプリングするケース(中段の矢印参照)、ワースト最大のみサンプルするケース(上段の矢印参照)、ワースト最小のみサンプルするケース(下段の矢印参照)を描いている。充電電流の平均値をサンプリングできれば、実際の電流値と検出した電流値に誤差が発生しないが、平均値以外でサンプリングするケースでは誤差が発生する。サンプリングポイントが平均値が離れるほど誤差が大きくなる。検出した電流値は積算しても使用される。例えば、二次電池E1のSOC(State Of Charge)は電流積算値にもとづき算出される。実際の電流値と検出した電流値の誤差が小さい場合でも積算値では大きな誤差となる場合がある。サンプリング周波数が100Hzの場合、ナイキスト周波数の50Hz以上の成分が偽信号となるため、大きな誤差になりやすい。 FIG. 4 is a diagram illustrating a current flowing through the secondary battery E1 and a sampling cycle. FIG. 4 shows an example in which current is sampled at a period of 10 ms. The average value is sampled (see the middle arrow), the worst maximum is sampled (see the upper arrow), and the worst minimum is sampled (lower). (See arrow in). If the average value of the charging current can be sampled, an error does not occur between the actual current value and the detected current value, but an error occurs in the case of sampling other than the average value. The larger the sampling point is, the larger the error. The detected current value is used even if it is integrated. For example, the SOC (State Of Charge) of the secondary battery E1 is calculated based on the integrated current value. Even if the error between the actual current value and the detected current value is small, the integrated value may cause a large error. When the sampling frequency is 100 Hz, a component having a Nyquist frequency of 50 Hz or more becomes a false signal, which is likely to cause a large error.
ナイキスト周波数以上の成分は、コンデンサ、コイル、抵抗などの受動素子のみで構成されたパッシブ型のアンチエイリアシングフィルタで除去することが一般的である。しかしながら、高域成分を十分に減衰させるアンチエイリアシングフィルタは、部品バラツキに起因する固体差が大きい。 In general, components above the Nyquist frequency are removed by a passive type anti-aliasing filter composed only of passive elements such as capacitors, coils, and resistors. However, the anti-aliasing filter that sufficiently attenuates the high-frequency component has a large individual difference due to component variation.
バッテリ走行時は商用電源から充電する時のように、特定の周波数においての大きなリプル電流が発生することは少なく、これによる電流検出誤差は小さい。そのため、商用電源から充電しないタイプのHVでは、アンチエイリアシングフィルタの遮断周波数をナイキスト周波数より若干低域に設定することが一般的である。電流検出の必要帯域は制御周波数に依存し、例えば100Hz周期でサンプリングする場合、50Hz付近以上から減衰するようにフィルタを設計する。電圧検出と電流検出の同期をそろえるためである。 When the battery is running, a large ripple current at a specific frequency is unlikely to occur as when charging from a commercial power source, and the current detection error due to this is small. For this reason, in a type of HV that is not charged from a commercial power source, it is common to set the cutoff frequency of the anti-aliasing filter to be slightly lower than the Nyquist frequency. The necessary band for current detection depends on the control frequency. For example, when sampling is performed at a cycle of 100 Hz, the filter is designed to attenuate from around 50 Hz or more. This is because the voltage detection and current detection are synchronized.
これに対して、商用電源から充電するタイプのPHV及びEVでは、商用電源からの充電時に大きなリプル電流が発生する。この場合にて、ナイキスト周波数より若干低い程度の遮断周波数のフィルタを使用すると、正確な電流値および電流積算値が得られなくなる可能性が高い。 On the other hand, in a type of PHV and EV that are charged from a commercial power source, a large ripple current is generated when charging from the commercial power source. In this case, if a filter having a cutoff frequency slightly lower than the Nyquist frequency is used, there is a high possibility that an accurate current value and current integrated value cannot be obtained.
この問題はサンプリング周波数をリプル周波数より十分に高く(例えば、4倍以上)設定すれば解決できるが、より高速なマイクロコンピュータが必要となる。高速なマイクロコンピュータはコストアップにつながり、消費電力も大きくなる。 This problem can be solved by setting the sampling frequency sufficiently higher than the ripple frequency (for example, four times or more), but a higher-speed microcomputer is required. A high-speed microcomputer increases the cost and power consumption.
ここまでリプル電流による電流検出誤差について説明した。電圧検出誤差については、電池の内部抵抗が小さいため、大きなリプル電流が発生してもリプル電圧の上昇は限定的である。そのため電圧検出誤差は、電流検出誤差ほど大きな問題にならない。以下、大きなパッシブ型のフィルタを用いずに電流検出誤差を低減する手法を説明する。 So far, the current detection error due to the ripple current has been described. Regarding the voltage detection error, since the internal resistance of the battery is small, the rise of the ripple voltage is limited even if a large ripple current is generated. For this reason, the voltage detection error is not as big a problem as the current detection error. Hereinafter, a method for reducing the current detection error without using a large passive filter will be described.
図5は、実施の形態に係る電流検出回路12の第1構成例を示す図である。第1構成例では電流検出回路12は、増幅回路121a及びA/D変換器123を備える。増幅回路121aは、シャント抵抗Rsの両端電圧を所定のゲインで増幅してA/D変換器123に出力する。A/D変換器123は、増幅回路121aから入力されるアナログ信号をデジタル信号に変換して制御回路13に出力する。 FIG. 5 is a diagram illustrating a first configuration example of the
増幅回路121aは、第1オペアンプOP1、第1入力抵抗R1、第1帰還抵抗R2、第1帰還容量C1、追加容量Ca、モード切替スイッチM1を含む。これらの素子でローパスフィルタを構成している。図5に示す当該ローパスフィルタは1次ローパスフィルタである。 The
第1オペアンプOP1の非反転入力端子および反転入力端子は、シャント抵抗Rsの両端にそれぞれ接続される。具体的には第1オペアンプOP1の非反転入力端子にシャント抵抗Rsの高電位側端子が接続され、第1オペアンプOP1の反転入力端子にシャント抵抗Rsの低電位側端子が接続される。 The non-inverting input terminal and the inverting input terminal of the first operational amplifier OP1 are respectively connected to both ends of the shunt resistor Rs. Specifically, the high potential side terminal of the shunt resistor Rs is connected to the non-inverting input terminal of the first operational amplifier OP1, and the low potential side terminal of the shunt resistor Rs is connected to the inverting input terminal of the first operational amplifier OP1.
第1オペアンプOP1の反転入力端子とシャント抵抗Rsの低電位側端子の間に第1入力抵抗R1が接続される。第1オペアンプOP1の反転入力端子と第1オペアンプOP1の出力端子間に第1帰還抵抗R2が接続される。第1オペアンプOP1の反転入力端子と第1オペアンプOP1の出力端子間に、第1帰還抵抗R2と並列に第1帰還容量C1が接続される。さらに第1オペアンプOP1の反転入力端子と第1オペアンプOP1の出力端子間に、第1帰還抵抗R2及び第1帰還容量C1と並列に追加容量Caが接続される。第1オペアンプOP1の反転入力端子と追加容量Ca間にモード切替スイッチM1が挿入される。 The first input resistor R1 is connected between the inverting input terminal of the first operational amplifier OP1 and the low potential side terminal of the shunt resistor Rs. A first feedback resistor R2 is connected between the inverting input terminal of the first operational amplifier OP1 and the output terminal of the first operational amplifier OP1. A first feedback capacitor C1 is connected in parallel with the first feedback resistor R2 between the inverting input terminal of the first operational amplifier OP1 and the output terminal of the first operational amplifier OP1. Further, an additional capacitor Ca is connected in parallel with the first feedback resistor R2 and the first feedback capacitor C1 between the inverting input terminal of the first operational amplifier OP1 and the output terminal of the first operational amplifier OP1. A mode switch M1 is inserted between the inverting input terminal of the first operational amplifier OP1 and the additional capacitor Ca.
モード切替スイッチM1にはMOSFET、フォトリレー、フォトカプラ等を用いることができる。モード切替スイッチM1は、制御回路13からの制御信号に応じてオン/オフする。なお増幅回路121aと制御回路13を絶縁するために、モード切替スイッチM1にはフォトリレー又はフォトカプラを使用することが望ましい。 A MOSFET, a photorelay, a photocoupler, or the like can be used for the mode switch M1. The mode switch M1 is turned on / off in response to a control signal from the
第1オペアンプOP1の反転入力端子が仮想接地しているとみなせるため、増幅回路121aのゲインAvは下記式(1)に示すように、第1入力抵抗R1の抵抗値と第1帰還抵抗R2の抵抗値の比にもとづき設定される。また図5に示す増幅回路121aの構成は、非反転増幅器の構成であるため、ゲインAの符号は正である。なお反転増幅器の構成を採用した場合、ゲインAの符号は負になる。 Since it can be assumed that the inverting input terminal of the first operational amplifier OP1 is virtually grounded, the gain Av of the
Av=(R2/R1)+1 ・・・式(1)
制御回路13は、モード切替スイッチM1のオン/オフを切り替えることにより、増幅回路121aの伝達特性を変えることができる。車両外の交流電源から二次電池E1への充電中、制御回路13はモード切替スイッチM1をオン状態に制御することにより、増幅回路121aの高域遮断周波数を下げる。より具体的には、商用電源の交流電力が全波整流されて生成された直流電力が二次電池E1に充電されている間、制御回路13は増幅回路121aの高域遮断周波数を下げる。即ち制御回路13は、充電モード時にモード切替スイッチM1をオン状態に制御し、それ以外のモード時にモード切替スイッチM1をオフ状態に制御する。Av = (R2 / R1) +1 Formula (1)
The
充電モードに、急速充電モードを含めてもよいし除外してもよい。上述のように三相交流を使用した急速充電時のリプル電流は比較的小さいため、増幅回路121aの高域遮断周波数を下げなくても、電流検出誤差を小さく抑えることができる。また充電モードに、回生充電モードを含めてもよいし除外してもよい。減速エネルギーをもとに走行用モータ40により発電された電力のリプルは不規則に変化し、高域成分も比較的少ないため、増幅回路121aの高域遮断周波数を下げなくても、電流検出誤差を小さく抑えることができる。これに対して普通充電時のリプル電流が大きいため、増幅回路121aの高域遮断周波数を下げて、より多くの高域成分を減衰させる必要がある。 The charging mode may include or exclude the quick charging mode. As described above, since the ripple current at the time of rapid charging using three-phase alternating current is relatively small, the current detection error can be suppressed to a low level without reducing the high-frequency cutoff frequency of the
1次ローパスフィルタとして機能する増幅回路121aの第1の高域遮断周波数fc1、第2の高域遮断周波数fc2は、下記式(2)、式(3)により表される。式(2)がモード切替スイッチM1がオフ状態の高域遮断周波数fc1を示し、式(3)がモード切替スイッチM1がオン状態の高域遮断周波数fc2を示す。このように当該ローパスフィルタは、第1の遮断周波数fcと、当該第1の遮断周波数より低い第2の遮断周波数f2を選択可能な構成である。 The first high-frequency cutoff frequency fc1 and the second high-frequency cutoff frequency fc2 of the
fc1=1/(2π・R2/C1) ・・・式(2)
fc1=1/(2π・R2/(C1+Ca) ・・・式(3)
仮にゲインAv=50、走行時の高域遮断周波数fc1=48Hz、充電時の高域遮断周波数fc2=10Hzと設定する場合、例えば回路定数をR1=1kΩ、R2=49kΩ、C1=67nF、Ca=257nFに設定すればよい。fc1 = 1 / (2π · R2 / C1) (2)
fc1 = 1 / (2π · R2 / (C1 + Ca) (3)
If gain Av = 50, high frequency cutoff frequency fc1 = 48 Hz during driving, and high frequency cutoff frequency fc2 = 10 Hz during charging, for example, circuit constants are R1 = 1 kΩ, R2 = 49 kΩ, C1 = 67 nF, Ca = What is necessary is just to set to 257 nF.
図6は、実施の形態に係る電流検出回路12の第2構成例を示す図である。第2構成例では電流検出回路12は、第1増幅回路121b、第2増幅回路121c、マルチプレクサ122及びA/D変換器123を備える。構成例2では、伝達特性の異なる2つの増幅回路を設ける。 FIG. 6 is a diagram illustrating a second configuration example of the
第1増幅回路121bは、シャント抵抗Rsの両端電圧を所定のゲインで増幅してマルチプレクサ122に出力する。第2増幅回路121cは第1増幅回路121bと並列接続され、シャント抵抗Rsの両端電圧を所定のゲインで増幅してマルチプレクサ122に出力する。マルチプレクサ122は、第1増幅回路121bの出力と第2増幅回路121cの出力を選択してA/D変換器123に出力する。A/D変換器123は、マルチプレクサ122から入力されるアナログ信号をデジタル信号に変換して制御回路13に出力する。 The
第1増幅回路121bは、第1オペアンプOP1、第1入力抵抗R1、第1帰還抵抗R2、第1帰還容量C1を含み、これらの素子でローパスフィルタを構成している。第1オペアンプOP1の非反転入力端子および反転入力端子は、シャント抵抗Rsの両端にそれぞれ接続される。具体的には第1オペアンプOP1の非反転入力端子にシャント抵抗Rsの高電位側端子が接続され、第1オペアンプOP1の反転入力端子にシャント抵抗Rsの低電位側端子が接続される。 The
第1オペアンプOP1の反転入力端子とシャント抵抗Rsの低電位側端子の間に第1入力抵抗R1が接続される。第1オペアンプOP1の反転入力端子と第1オペアンプOP1の出力端子間に第1帰還抵抗R2が接続される。さらに第1オペアンプOP1の反転入力端子と第1オペアンプOP1の出力端子間に、第1帰還抵抗R2と並列に第1帰還容量C1が接続される。 The first input resistor R1 is connected between the inverting input terminal of the first operational amplifier OP1 and the low potential side terminal of the shunt resistor Rs. A first feedback resistor R2 is connected between the inverting input terminal of the first operational amplifier OP1 and the output terminal of the first operational amplifier OP1. Further, a first feedback capacitor C1 is connected in parallel with the first feedback resistor R2 between the inverting input terminal of the first operational amplifier OP1 and the output terminal of the first operational amplifier OP1.
第2増幅回路121cは、第2オペアンプOP2、第2入力抵抗R3、第2帰還抵抗R4、第2帰還容量C2を含み、これらの素子でローパスフィルタを構成している。第2オペアンプOP2の非反転入力端子および反転入力端子は、シャント抵抗Rsの両端にそれぞれ接続される。具体的には第2オペアンプOP2の非反転入力端子にシャント抵抗Rsの高電位側端子が接続され、第2オペアンプOP2の反転入力端子にシャント抵抗Rsの低電位側端子が接続される。 The
第2オペアンプOP2の反転入力端子とシャント抵抗Rsの低電位側端子の間に第2入力抵抗R3が接続される。第2オペアンプOP2の反転入力端子と第2オペアンプOP2の出力端子間に第2帰還抵抗R4が接続される。さらに第2オペアンプOP2の反転入力端子と第2オペアンプOP2の出力端子間に、第2帰還抵抗R4と並列に第2帰還容量C2が接続される。 A second input resistor R3 is connected between the inverting input terminal of the second operational amplifier OP2 and the low potential side terminal of the shunt resistor Rs. A second feedback resistor R4 is connected between the inverting input terminal of the second operational amplifier OP2 and the output terminal of the second operational amplifier OP2. Further, a second feedback capacitor C2 is connected in parallel with the second feedback resistor R4 between the inverting input terminal of the second operational amplifier OP2 and the output terminal of the second operational amplifier OP2.
第1増幅回路121bは、図5に示した増幅回路121aのモード切替スイッチM1がオフ状態の回路と等価に設計する。第2増幅回路121cは、図5に示した増幅回路121aのモード切替スイッチM1がオフ状態の回路と等価に設計する。そのために、第2帰還容量C2の容量値を、第1帰還容量C1の容量値より大きく設定する。それ以外の回路定数およびオペアンプの仕様は、第1増幅回路121bと第2増幅回路121cで同じに設定する。 The
制御回路13は、マルチプレクサ122に切替信号を入力して、増幅回路の伝達特性を変えることができる。具体的には車両外の交流電源から二次電池E1への充電中、制御回路13は、第2増幅回路121cの出力を選択するための切替信号をマルチプレクサ122に入力することにより、増幅回路の高域遮断周波数を下げる。即ち制御回路13は、充電モード時に第2増幅回路121cの出力を選択するための切替信号をマルチプレクサ122に入力し、それ以外のモード時に第1増幅回路121bの出力を選択するための切替信号をマルチプレクサ122に入力する。充電モードに、急速充電モード及び/又は回生充電モードを含めるか否かは上述の通りである。 The
以上説明したように本実施の形態によれば、電流検出回路12内の増幅回路の伝達特性を、モードに応じて切り替えることにより、商用電源から車両内の二次電池E1に充電する場合にて、低コストでリプルの影響を抑制する。即ち、電流検出のサンプリング周波数と商用電源のリプル周波数が近いため、電流検出誤差が累積してしまう可能性がある。これに対して本実施の形態では商用電源からの充電時に、増幅回路の高域遮断周波数を下げて、より多くの高域成分をカットすることにより、電流検出誤差を低減できる。また商用電源から充電していないときは、増幅回路の高域遮断周波数を、サンプリング周波数のナイキスト周波数近辺に設定することにより、高精度な電流検出を実現できる。 As described above, according to the present embodiment, when the transfer characteristic of the amplifier circuit in the
また充電時に電流検出回路12内の増幅回路で、大きなローパスフィルタをかけることにより、充電器の平滑フィルタを大規模化する必要がなくなる。従って充電器のコストアップを抑えることができる。 Also, by applying a large low-pass filter in the amplifier circuit in the
電流検出回路12内の増幅回路を、図5のように構成すると部品点数の増加を最小限に抑えることができ回路面積の増加も最小限に抑えることができる。なお、モード切替スイッチM1に使用するフォトリレー等の価格によっては、図6に示したように同じ回路構成でフィルタ特性が異なる増幅回路を2つ設けたほうが安価に構成できる場合もある。 If the amplifier circuit in the
以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。こられ実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。 The present invention has been described based on the embodiments. Those skilled in the art will understand that these embodiments are exemplifications, and that various modifications can be made to the combinations of the respective constituent elements and processing processes, and such modifications are also within the scope of the present invention. By the way.
例えば図6に示した構成例2ではマルチプレクサ122を設けて、モードに応じて第1増幅回路121bの出力と第2増幅回路121cの出力を選択した。構成例2の変形例では、マルチプレクサ122を設けずに、第1増幅回路121b用と第2増幅回路121c用の2つのA/D変換器をそれぞれ設ける。制御回路13は、2つのAD変換器からそれぞれ入力される第1増幅回路121bの出力デジタル値と、第2増幅回路121cの出力デジタル値を、モードに応じて選択する。 For example, in the configuration example 2 shown in FIG. 6, the
上記の実施の形態では電流検出素子としてシャント抵抗Rsを用いる例を示したが、シャント抵抗Rsの代わりにホール素子を用いてもよい。その場合、ホール素子から直接、電流値に相当する電圧値が得られるため、上述のオペアンプを用いた増幅機能を有するアクティブフィルタでなく、パッシブ素子だけで構成されたパッシブフィルタを用いることができる。その場合も同様に、コンデンサの容量値を可変させることにより、第1の遮断周波数特性と、第2の遮断周波数特性を選択できる。 In the above embodiment, an example in which the shunt resistor Rs is used as the current detection element has been described. However, a Hall element may be used instead of the shunt resistor Rs. In that case, since a voltage value corresponding to the current value is obtained directly from the Hall element, a passive filter composed only of passive elements can be used instead of an active filter having an amplification function using the above-described operational amplifier. In that case as well, the first cutoff frequency characteristic and the second cutoff frequency characteristic can be selected by varying the capacitance value of the capacitor.
100 車両、 E1 二次電池、 Rs シャント抵抗、 S1 第1メインスイッチ、 S2 第2メインスイッチ、 Sp プリチャージスイッチ、 Rp プリチャージ抵抗、 S3 第1急速充電用スイッチ、 S4 第2急速充電用スイッチ、 S5 第1普通充電用スイッチ、 S6 第2普通充電用スイッチ、 10 電源装置、 11
電圧検出回路、 12 電流検出回路、 121a 増幅回路、 OP1 第1オペアンプ、 R1 第1入力抵抗、 R2 第1帰還抵抗、 C1 第1帰還容量、 Ca 追加容量、 M1 モード切替スイッチ、 OP2 第2オペアンプ、 R3 第2入力抵抗、 R4 第2帰還抵抗、 C2 第2帰還容量、 121b 第1増幅回路、 121c 第2増幅回路、 122 マルチプレクサ、 123 A/D変換器、 13 制御回路、 20 車載充電器、 21 入力フィルタ、 22 全波整流回路、 23
PFC回路、 24 絶縁型DC−DCコンバータ、 30 インバータ、 40 走行用モータ。100 vehicle, E1 secondary battery, Rs shunt resistor, S1 first main switch, S2 second main switch, Sp precharge switch, Rp precharge resistor, S3 first quick charge switch, S4 second quick charge switch, S5 first normal charge switch, S6 second normal charge switch, 10 power supply, 11
Voltage detection circuit, 12 current detection circuit, 121a amplifier circuit, OP1 first operational amplifier, R1 first input resistance, R2 first feedback resistance, C1 first feedback capacitance, Ca additional capacitance, M1 mode changeover switch, OP2 second operational amplifier, R3 second input resistor, R4 second feedback resistor, C2 second feedback capacitor, 121b first amplifier circuit, 121c second amplifier circuit, 122 multiplexer, 123 A / D converter, 13 control circuit, 20 on-vehicle charger, 21 Input filter, 22 full-wave rectifier circuit, 23
PFC circuit, 24 insulated DC-DC converter, 30 inverter, 40 travel motor.
Claims (4)
走行用モータに電力を供給するための二次電池と、
前記二次電池に流れる電流を検出するための電流検出素子と、
所定の遮断周波数特性を有し、遮断周波数以下の信号を通過させるローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタを介して、前記電流検出素子の信号電圧を取得し、取得した電圧値から前記二次電池に流れる電流の電流値を推定する電流検出回路と、を備え、
前記ローパスフィルタは、少なくとも第1の遮断周波数と、該第1の遮断周波数より低い第2の遮断周波数とを選択可能に構成されると共に、車両外の電源から前記二次電池が充電される際、第2の遮断周波数が選択されることを特徴とする電源装置。 A power supply device to be mounted in a vehicle,
A secondary battery for supplying electric power to the traveling motor;
A current detection element for detecting a current flowing in the secondary battery;
A low-pass filter having a predetermined cutoff frequency characteristic and passing a signal below the cutoff frequency;
A current detection circuit that acquires a signal voltage of the current detection element via the low-pass filter and estimates a current value of a current flowing through the secondary battery from the acquired voltage value; and
The low-pass filter includes at least a first cutoff frequency, along with a selectable configured to allow a low Ri by blocking frequency of the first second cut-off frequency, said secondary battery from a power supply outside the vehicle A power supply device wherein the second cutoff frequency is selected when charging.
前記電流検出素子の両端に接続されるオペアンプと、
前記電流検出素子の一端と前記オペアンプの一方の入力端子間に接続される入力抵抗と、
前記オペアンプの一方の入力端子と前記オペアンプの出力端子間に接続される帰還抵抗と、
前記オペアンプの一方の入力端子と前記オペアンプの出力端子間に前記帰還抵抗と並列に接続される第1帰還容量と、
前記オペアンプの一方の入力端子と前記オペアンプの出力端子間に前記帰還抵抗および前記第1帰還容量と並列接続される追加容量と、
前記オペアンプの一方の入力端子と前記追加容量の間に挿入されるスイッチと、を含み、
前記スイッチは、充電モード時にオンし、非充電モード時にオフすることを特徴とする請求項1に記載の電源装置。 The low-pass filter is
An operational amplifier connected to both ends of the current detection element;
An input resistor connected between one end of the current detection element and one input terminal of the operational amplifier;
A feedback resistor connected between one input terminal of the operational amplifier and an output terminal of the operational amplifier;
A first feedback capacitor connected in parallel with the feedback resistor between one input terminal of the operational amplifier and an output terminal of the operational amplifier;
An additional capacitor connected in parallel with the feedback resistor and the first feedback capacitor between one input terminal of the operational amplifier and the output terminal of the operational amplifier;
A switch inserted between one input terminal of the operational amplifier and the additional capacitor,
The power supply device according to claim 1, wherein the switch is turned on in a charging mode and turned off in a non-charging mode.
前記第1増幅回路は、
前記電流検出素子の両端に接続される第1オペアンプと、
前記電流検出素子の一端と前記第1オペアンプの一方の入力端子間に接続される第1入力抵抗と、
前記第1オペアンプの一方の入力端子と前記第1オペアンプの出力端子間に接続される第1帰還抵抗と、
前記第1オペアンプの一方の入力端子と前記第1オペアンプの出力端子間に前記第1帰還抵抗と並列接続される第1帰還容量と、を含み、
前記第2増幅回路は、
前記電流検出素子の両端に接続される第2オペアンプと、
前記電流検出素子の一端と前記第2オペアンプの一方の入力端子間に接続される第2入力抵抗と、
前記第2オペアンプの一方の入力端子と前記第2オペアンプの出力端子間に接続される第2帰還抵抗と、
前記第2オペアンプの一方の入力端子と前記第2オペアンプの出力端子間に前記第2帰還抵抗と並列接続される第2帰還容量と、を含み、
前記第2帰還容量の容量値が、前記第1帰還容量の容量値より大きく設定され、
前記電流検出回路は、
前記第1増幅回路の出力と前記第2増幅回路の出力を選択する選択回路をさらに備え、
前記選択回路は、充電モード時に前記第2増幅回路の出力を選択し、非充電モード時に前記第1増幅回路の出力を選択することを特徴とする請求項1に記載の電源装置。 The low-pass filter includes a first amplifier circuit and a second amplifier circuit,
The first amplifier circuit includes:
A first operational amplifier connected to both ends of the current detection element;
A first input resistor connected between one end of the current detection element and one input terminal of the first operational amplifier;
A first feedback resistor connected between one input terminal of the first operational amplifier and an output terminal of the first operational amplifier;
A first feedback capacitor connected in parallel with the first feedback resistor between one input terminal of the first operational amplifier and an output terminal of the first operational amplifier;
The second amplifier circuit includes:
A second operational amplifier connected to both ends of the current detection element;
A second input resistor connected between one end of the current detection element and one input terminal of the second operational amplifier;
A second feedback resistor connected between one input terminal of the second operational amplifier and an output terminal of the second operational amplifier;
A second feedback capacitor connected in parallel with the second feedback resistor between one input terminal of the second operational amplifier and an output terminal of the second operational amplifier;
A capacitance value of the second feedback capacitor is set larger than a capacitance value of the first feedback capacitor;
The current detection circuit includes:
A selection circuit for selecting an output of the first amplifier circuit and an output of the second amplifier circuit;
2. The power supply device according to claim 1, wherein the selection circuit selects an output of the second amplification circuit in a charging mode and selects an output of the first amplification circuit in a non-charging mode.
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