JP6452112B2 - Reluctance motor - Google Patents
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Description
低コストな小形モータ、小形の電気自動車ＥＶの主機用モータ、家電用モータ、および、その駆動技術などに関わるものであり、モータシステムの高効率化、小型化、低コスト化に関わるものである。特に、リラクタンス型のモータに関わる。 It is related to low-cost small motors, main motors for small electric vehicles EVs, motors for home appliances, and drive technology thereof, and is related to high efficiency, miniaturization, and cost reduction of motor systems. . In particular, it relates to a reluctance motor.
多くの用途に永久磁石型の同期モータが多く使用されている。一方、図３１などのリラクタンスモータも製品化されている。図３１は、ステータの磁極が６個でロータの磁極が４個のスイッチトリラクタンスモータである。３１９はステータ、３１Ｂはロータ軸である。３１Ａはロータの突極磁極で、３０°幅で、全周に等間隔に４カ所に配置している。３１１はＵ相のステータ磁極で、集中巻巻線３１７、３１８を巻回している。３１２もＵ相のステータ磁極で、３１１と３１２が同時を励磁してロータに磁束を通過させる。３１３、３１４はＶ相ステータ磁極で、３１５、３１６はＷ相ステータ磁極で、それぞれに励磁用巻線を巻回している。この回転位置から反時計回転方向ＣＣＷへ回転するためには、Ｖ相ステータ磁極３１３と３１４を励磁してロータの突極磁極を吸引してトルクを発生させる。次に、Ｗ相、Ｕ相と順次ステータ磁極を励磁することにより、連続的な回転トルクを発生させる。
特許文献２では環状巻線を備える単相および２相のリラクタンスモータの例が見られる。また、単相の交流モータもファンなどの用途に多く使用されている。これらのモータは簡素な構成で、効率が高いものもある。しかし、１回転の連続トルクを得られない問題、片方向回転しかできない問題などがある。
リラクタンスモータの特徴は、高価な希土類磁石を必要とせず低コストであること、巻線が簡素な集中巻なのでコイルエンド長が短く、巻線の占積率が高く、生産性も良いこと、ロータが堅牢なので高速回転化、高出力化できること、ロータが簡素な構成なので安価であること、定出力特性が得られることなどの長所がある。
しかし、図３１のリラクタンスモータの課題も多く、３相を順次駆動して回転するため、モータ巻線、鉄心の平均的な利用率がおおよそ１／３と低いこと、磁束の励磁は通電電流で電磁石として行うので励磁負担が大いこと、電磁鋼板を通る磁束が片方向だけであり磁気特性を十分活用できていないこと、永久磁石が活用できていないこと、片方向電流駆動であるもののパワートランジスタの使用数は永久磁石型の３相交流モータと同程度であること等の課題がある。
Permanent magnet type synchronous motors are often used for many applications. On the other hand, a reluctance motor such as that shown in FIG. 31 has also been commercialized. FIG. 31 shows a switched reluctance motor having six stator magnetic poles and four rotor magnetic poles. 319 is a stator, and 31B is a rotor shaft. 31A is a salient pole magnetic pole of the rotor, which is 30 ° wide, and is arranged at four positions at equal intervals on the entire circumference.
The features of the reluctance motor are that it does not require an expensive rare earth magnet and is low in cost. Since the winding is simple and concentrated, the coil end length is short, the winding space factor is high, and the productivity is good. Has advantages such as high speed rotation and high output due to its robustness, low cost due to its simple configuration, and constant output characteristics.
However, there are many problems with the reluctance motor shown in FIG. 31, and since the three phases are driven and rotated sequentially, the average utilization rate of the motor windings and the iron core is as low as about 1/3. Since it is performed as an electromagnet, the excitation burden is large, the magnetic flux passing through the electromagnetic steel sheet is only in one direction and the magnetic characteristics cannot be fully utilized, the permanent magnet cannot be utilized, and the power transistor is unidirectional current drive There is a problem that the number of used is the same as that of a permanent magnet type three-phase AC motor.
請求項１が解決しようとする課題は、簡素なリラクタンスモータでありながら、モータ内部の平均的な利用率を高めることができ、その駆動も容易なモータを実現することである。
請求項２が解決しようとする課題は、電磁鋼板などの軟磁性体の正および負の磁束の活用を可能とする請求項1のリラクタンスモータのである。
請求項３が解決しようとする課題は、より効果的に軟磁性体の正および負の磁束の活用を可能とする請求項２のリラクタンスモータである。
請求項４が解決しようとする課題は、永久磁石を活用してステータ磁極の励磁を行うことにより高効率化する請求項1のリラクタンスモータである。
請求項５が解決しようとする課題は、2組のモータ構成を組み込むことにより高効率化を行う請求項1のリラクタンスモータである。
請求項６が解決しようとする課題は、回転方向に連続的な正方向トルクと連続的な逆方向トルクを実現する請求項1のリラクタンスモータである。
請求項７が解決しようとする課題は、より簡素な駆動を実現する請求項６のリラクタンスモータである。
請求項８が解決しようとする課題は、脈動トルクを軽減し、同時に、平均トルクを増大する請求項1のリラクタンスモータである。
The problem to be solved by
The problem to be solved by
The problem to be solved by the third aspect is the reluctance motor according to the second aspect, which makes it possible to more effectively utilize the positive and negative magnetic fluxes of the soft magnetic material.
The problem to be solved by the fourth aspect is the reluctance motor according to the first aspect, wherein the efficiency is increased by exciting the stator magnetic poles using a permanent magnet.
The problem to be solved by the fifth aspect is the reluctance motor according to the first aspect in which high efficiency is achieved by incorporating two motor configurations.
The problem to be solved by claim 6 is the reluctance motor according to
The problem to be solved by the seventh aspect is the reluctance motor according to the sixth aspect that realizes simpler driving.
The problem to be solved by the eighth aspect is the reluctance motor according to the first aspect in which the pulsation torque is reduced and, at the same time, the average torque is increased.
請求項１に記載の発明は、円周方向の幅が電気角で（９０°−ｅ）でＳ極であるＡ相のステータ磁極ＳＡと、 Ａ相のステータ磁極ＳＡの巻線ＷＤＡと、 Ａ相とは電気角で０°あるいは１８０°の円周方向位置に配置し、円周方向の幅が電気角で（９０°−ｅ）でＮ極であるＡ／相のステータ磁極ＳＡ／と、Ａ／相のステータ磁極ＳＡ／の巻線ＷＤＡ／と、Ａ相とは電気角で９０°あるいは２７０°の円周方向位置に配置し、円周方向の幅が電気角で（９０°−ｅ）でＳ極であるＢ相のステータ磁極ＳＢと、Ｂ相のステータ磁極ＳＢの巻線ＷＤＢと、Ａ相とは電気角で９０°あるいは２７０°の円周方向位置に配置し、円周方向の幅が電気角で（９０°−ｈ）でＮ極であるＢ／相のステータ磁極ＳＢ／と、Ｂ／相のステータ磁極ＳＢ／の巻線ＷＤＢ／と、ロータに配置するロータ磁極Ｒ１と、ロータに配置するロータ磁極Ｒ２とを備え、前記ｅの値は電気角で０°から４５°の範囲の値であり、前記ロータ磁極Ｒ１の反時計方向ＣＣＷの端である磁極端Ｒ１Ａに対して、前記ロータ磁極Ｒ２の反時計方向ＣＣＷの端である磁極端Ｒ２Ａの相対的な電気角位置は−ｍあるいは（１８０°−ｍ）であって、前記ｍは前記ｅより大きく、前記ロータ磁極Ｒ２の円周方向幅を電気角でｋとして、前記値で示される（ｋ＋ｍ）が９０°より大きいリラクタンスモータの構成である。
この構成によれば、モータ内部の平均的な利用率を高めることができ、その駆動も容易なことから、小形で低コストなモータを実現することができる。
The invention according to
According to this configuration, the average utilization factor inside the motor can be increased and the driving thereof is easy, so that a small and low-cost motor can be realized.
請求項２に記載の発明は、請求項１において、円周方向に隣り合うＮ極のステータ磁極とＳ極のステータ磁極との間に、それらのステータ磁極のＮ極、Ｓ極の極性の向きの永久磁石を配置するリラクタンスモータの構成である。
この構成によれば、電磁鋼板などの軟磁性体の正および負の磁束を活用できる。
請求項３に記載の発明は、請求項２において、円周方向に配置する前記各ステータ磁極の並び順はＮ極のステータ磁極とＳ極のステータ磁極とを交互に配置する並び順とするリラクタンスモータの構成である。
この構成によれば、より効果的に軟磁性体の正および負の磁束を活用できる。
請求項４に記載の発明は、請求項１において、ステータのバックヨーク部に各ステータ磁極を励磁する永久磁石を配置するリラクタンスモータの構成である。
この構成によれば、永久磁石を活用してステータ磁極の励磁を行うことにより高効率化することができる。
According to a second aspect of the present invention, in the first aspect, between the N-pole stator pole and the S-pole stator pole adjacent in the circumferential direction, the directions of the N-pole and S-pole polarities of the stator poles It is the structure of the reluctance motor which arrange | positions this permanent magnet.
According to this configuration, the positive and negative magnetic fluxes of a soft magnetic material such as an electromagnetic steel sheet can be utilized.
The invention according to
According to this configuration, the positive and negative magnetic fluxes of the soft magnetic material can be utilized more effectively.
A fourth aspect of the present invention is the configuration of the reluctance motor according to the first aspect, wherein permanent magnets for exciting the stator magnetic poles are arranged on the back yoke portion of the stator.
According to this configuration, the efficiency can be increased by exciting the stator magnetic poles using a permanent magnet.
請求項５に記載の発明は、請求項１において、第１のステータと第１のロータからなる第１のモータ構成と、第２のステータと第２のロータからなる第２のモータ構成とを備え、第１のステータのバックヨークと第２のステータのバックヨークとが磁気的に繋がっているリラクタンスモータの構成である。
この構成によれば、2組のモータ構成を組み込むことにより高効率化することができる。
請求項６に記載の発明は、請求項１において、前記第１のロータ磁極Ｒ１の円周方向幅を電気角でｊとして、前記ｊは（ｋ＋ｍ−ｅ）より小さいリラクタンスモータの構成である。
この構成によれば、回転方向に連続的な正方向トルクと連続的な逆方向トルクを実現することができる。
請求項７に記載の発明は、請求項６において、第1の直流電源ＰＳ１と、第２の直流電源ＰＳ２と、前記巻線ＷＤＡを駆動する電力素子ＴＲＡと、前記巻線ＷＤＡ／を駆動する電力素子ＴＲＡ／と、 前記巻線ＷＤＢを駆動する電力素子ＴＲＢと、前記巻線ＷＤＢ／を駆動する電力素子ＴＲＢ／とを備えるリラクタンスモータの構成である。
この構成によれば、より簡素な駆動を行うことができる。
請求項８に記載の発明は、請求項１において、前記ロータ磁極と対向する前記ステータ磁極の面のロータ軸方向近傍に配置する軟磁性体と、前記ステータ磁極と対向する前記ロータ磁極の面のロータ軸方向近傍に配置する軟磁性体とを備えるリラクタンスモータの構成である。
この構成によれば、トルク脈動を軽減し、平均トルクを増大することができる。
According to a fifth aspect of the present invention, in the first aspect, the first motor configuration including the first stator and the first rotor, and the second motor configuration including the second stator and the second rotor are provided. And a reluctance motor in which the back yoke of the first stator and the back yoke of the second stator are magnetically connected.
According to this configuration, high efficiency can be achieved by incorporating two motor configurations.
The invention according to claim 6 is the configuration of the reluctance motor according to
According to this configuration, it is possible to realize continuous forward torque and continuous reverse torque in the rotational direction.
The invention according to
According to this configuration, simpler driving can be performed.
According to an eighth aspect of the present invention, in the first aspect, the soft magnetic body disposed in the vicinity of the rotor axial direction of the surface of the stator magnetic pole facing the rotor magnetic pole, and the surface of the rotor magnetic pole facing the stator magnetic pole It is the structure of a reluctance motor provided with the soft-magnetic body arrange | positioned in the rotor axial direction vicinity.
According to this configuration, torque pulsation can be reduced and the average torque can be increased.
本発明の目的は、リラクタンスモータが簡素な構成であるなどの前記特徴を維持しながら、リラクタンスモータの前記課題を解決することにより、簡素で高効率、小形、低コストなリラクタンスモータを得ることである。
本発明により、回転トルクの連続化を実現することができる。そして、リラクタンスモータを高密度化すること、永久磁石を活用すること、電磁鋼板の活用範囲を広めることなどにより、リラクタンスモータを高効率化、小型化することができる。また、それらの駆動回路を簡素にすることができる。
The object of the present invention is to obtain a simple, high-efficiency, small, and low-cost reluctance motor by solving the above-mentioned problems of the reluctance motor while maintaining the above-mentioned features such as a simple configuration of the reluctance motor. is there.
According to the present invention, continuous rotation torque can be realized. The reluctance motor can be made highly efficient and miniaturized by increasing the density of the reluctance motor, utilizing permanent magnets, expanding the utilization range of electromagnetic steel sheets, and the like. Moreover, those drive circuits can be simplified.
図１に本発明のリラクタンスモータの例を示す。１１はステータ、１２はロータ軸である。１７は第１のロータ磁極であり、突極状の軟磁性体で、その円周方向幅ｊが１０５°の例である。Ｒ１と付記している。１８は第２のロータ磁極であり、突極状の軟磁性体で、その円周方向幅ｊが７５°の例である。Ｒ２と付記している。
１３はＡ相のステータ磁極であり、１４はＡ／相のステータ磁極であり、両ステータ磁極の円周方向幅は７５°の例を示している。それぞれ、Ａ、Ａ／と付記している。１９と１ＡはＡ相ステータ磁極１３を励磁するＡ相巻線で、図示する電流シンボルの方向に電流を通電する。従って、Ａ相ステータ磁極１３はＳ極である。１Ｃと１ＢはＡ／相のステータ磁極１４を励磁するＡ／相巻線で、図示する電流シンボルの方向に電流を通電する。従って、Ａ／相ステータ磁極１４はＮ極である。１９と１Ａ、１Ｃと１Ｂの両巻線は破線で示すように集中巻きの巻線であり、両巻線は直列に接続して同一のＡ相電流Ｉａを通電する。Ａ相のステータ磁極１３とＡ／相のステータ磁極１４とは逆相の関係である。前記Ａ相電流Ｉａにより１４と１３の両ステータ磁極は同時に励磁され、励磁磁束がＡ／相ステータ磁極１４を通り、ロータ磁極１７と１８を通り、Ａ相ステータ磁極１３を通り、ステータバックヨークを介して一巡する。
FIG. 1 shows an example of a reluctance motor of the present invention. 11 is a stator and 12 is a rotor shaft.
１５はＢ相のステータ磁極であり、１６はＢ／相のステータ磁極であり、両ステータ磁極の円周方向幅は７５°の例を示している。それぞれ、Ｂ、Ｂ／と付記している。１Ｄと１ＥはＢ相ステータ磁極１５を励磁するＢ相巻線で、図示する電流シンボルの方向に電流を通電する。従って、Ｂ相ステータ磁極１５はＳ極である。１Ｇと１ＦはＢ／相のステータ磁極１６を励磁するＢ／相巻線で、図示する電流シンボルの方向に電流を通電する。従って、Ｂ／相ステータ磁極１６はＮ極である。１Ｄと１Ｅ、１Ｇと１Ｆの両巻線は破線で示すように集中巻きの巻線であり、両巻線は直列に接続して同一のＢ相電流Ｉｂを通電する。Ｂ相のステータ磁極１５とＢ／相のステータ磁極１６とは逆相の関係である。前記Ｂ相電流Ｉｂにより１６と１５の両ステータ磁極は同時に励磁され、励磁磁束がＢ／相ステータ磁極１６を通り、第１のロータ磁極１７と第２のロータ磁極１８を通り、Ｂ相ステータ磁極１５を通り、ステータバックヨークを介して一巡する。
図１は２極のリラクタンスモータで、本発明では一周を電気角で３６０°とし、反時計回転方向ＣＣＷを正回転方向として説明する。ステータの基準点はＡ相ステータ磁極１３の時計回転方向ＣＷの端である。この基準点からＣＣＷへステータの円周方向位置θｍｅを定義する。図１ではこの円周方向位置θｍｅを付記しており、紙面の上側は０°、紙面の左側は９０°、紙面の下側は１８０°、紙面の右側は２７０°である。一方、ロータの回転位置θｒｅは、前記円周方向位置θｍｅ＝０°の基準点に対する第1のロータ磁極１７のＣＣＷ端のＣＣＷ方向の角度を示す。前記の円周方向位置θｍｅとロータの回転位置θｒｅは共に電気角で示すことにする。通電する電流は、前記Ａ相電流ＩａとＢ相電流Ｉｂの二つで、かつ、両電流Ｉａ、Ｉｂは片方向のみの電流である。図１のロータ回転位置θｒｅは５°であり、前記Ａ相電流Ｉａを通電することによりＡ相ステータ磁極とロータ磁極１７に吸引力が発生し、ＣＣＷのトルクが発生する。この回転位置ではＢ相電流Ｉｂを通電しても、Ｂ相ステータ磁極１５とロータ磁極１８の間に吸引力が発生して、ＣＣＷのトルクが発生する。
FIG. 1 shows a two-pole reluctance motor. In the present invention, one round is assumed to be an electrical angle of 360 °, and the counterclockwise rotation direction CCW is assumed to be a positive rotation direction. The reference point of the stator is the end of the A-phase stator
ここで、第１のロータ磁極１７と第２のロータ磁極１８は非対称であるため、磁束が非対称に通ることになり、トルク発生の考え方が複雑になる。しかし、図６以降のモータでは、多極化し、かつ、ステータ磁極とロータ磁極との作用する組み合わせを対称化する。図１のモータモデルについては、ステータ磁極とロータ磁極の対向面積にもとづく発生トルクに限定して、仮定の下で説明する。
Here, since the first rotor
図２は、図１のロータがＣＣＷへ４０°回転して、４５°のロータ回転位置θｒｅにある。この回転位置でＡ相電流Ｉａを通電すれば、Ａ相ステータ磁極１３と第１のロータ磁極１７の間に吸引力が発生し、Ａ／相ステータ磁極１４と第２のロータ磁極１８の間に吸引力が発生し、ＣＣＷのトルクが発生する。なお、第２のロータ磁極１８のロータ回転位置θｒｅは１９５°である。また、図３、図４、図５に、ステータ磁極とロータ磁極の形状と特性の関係を示し説明する。なお、各トルクは正負のどちらの電流でも発生できるリラクタンス力である。
FIG. 2 shows that the rotor of FIG. 1 rotates 40 ° to CCW and is at a rotor rotation position θre of 45 °. When the A-phase current Ia is applied at this rotational position, an attractive force is generated between the A-phase stator
図２において、逆に、Ａ相電流Ｉａを零とし、Ｂ相電流Ｉｂを通電すれば、Ｂ相ステータ磁極１５とロータ磁極１８の間に吸引力が発生し、Ｂ／相ステータ磁極１６とロータ磁極１７の間に吸引力が発生し、時計回転方向ＣＷのトルクが発生する。
In FIG. 2, conversely, if the A-phase current Ia is set to zero and the B-phase current Ib is applied, an attractive force is generated between the B-phase stator
図３は、図１のステータの磁極とロータの磁極とが対向する円周上の面、いわゆる、エアギャップ面を直線状に展開した展開図である。水平軸は、ステータの円周方向位置θｍｅであり、図１に付記した０°、９０°、１８０°、２７０°と同じ値である。縦軸はロータ軸方向である。図３の１３、１５、１４、１６は、それぞれ、Ａ相ステータ磁極、Ｂ相ステータ磁極、Ａ／相ステータ磁極、Ｂ／相ステータ磁極のロータに対向する面の各形状を示しており、図１と同じ番号で示している。図３の１７と１８は図１のロータ磁極１７とロータ磁極１のステータに対向する面の形状である。これら１７と１８が、ロータ回転位置θｒｅの０°、３０°、４５°、７５°、９０°、１０５°の場合について、ステータ磁極に対するそれぞれの円周方向位置を示している。図１においてロータ磁極１７がロータ回転位置θｒｅの０°から１０５°までＣＣＷへ回転することは、図３においてロータ磁極１７が紙面の右側へ移動することに相当し、図１と図３との該当位置はステータの円周方向位置θｍｅの値により確認することができる。例えば、図２はロータ回転位置θｒｅが４５°なので、図３のθｒｅ＝４５°のロータ磁極１７，１８の展開図に相当する。図３および図１では、各ステータ磁極の円周方向幅は７５°で、第１のロータ磁極１７の円周方向幅は１０５°、第２のロータ磁極１８の円周方向幅は７５°の例である。そして、図３において、ロータ磁極１７の右端と１８の右端との位相差は１５０°である。なお、破線で示すステータ磁極およびロータ磁極は、３６０°位相が異なるステータ磁極およびロータ磁極を示しており、同一のものである。
FIG. 3 is a development view in which a surface on the circumference where the magnetic pole of the stator and the magnetic pole of the rotor of FIG. The horizontal axis is the circumferential position θme of the stator, which is the same value as 0 °, 90 °, 180 °, and 270 ° added to FIG. The vertical axis is the rotor axial direction.
図３でθｒｅ＝０°の位置では、Ａ相電流Ｉａを通電することにより、Ａ相ステータ磁極１３とロータ磁極１７、１８がＣＣＷとＣＷへ同程度に吸引し、Ａ／相ステータ磁極１４と第１のロータ磁極１７がＣＷへ吸引するので、合計するとＣＷへトルクが発生する。しかし、ロータがわずかにＣＷへ回転すると、Ａ相ステータ磁極１３とロータ磁極１７に発生するＣＣＷトルクが増加し、Ａ相ステータ磁極１３と第２のロータ磁極１８に発生するＣＷトルクおよびＡ／相ステータ磁極１４と第１のロータ磁極１７に作用するＣＷトルクは急激に低下する。また、θｒｅ＝０°の位置でＢ相電流Ｉｂを通電すると、Ｂ相ステータ磁極１５と第２のロータ磁極１８との間にＣＣＷトルクが発生する。この時、Ｂ／相ステータ磁極１６は第１のロータ磁極１７へ全面が対向しており、ロータのラジアル方向への力は発生するものの、トルクは発生しない。
In FIG. 3, at the position of θre = 0 °, the A-phase current Ia is energized, so that the A-phase stator
図３でθｒｅ＝３０°の位置では、Ａ相電流Ｉａを通電することにより、Ａ相ステータ磁極１３とロータ磁極１７がＣＣＷのトルクを発生し、Ａ／相ステータ磁極１４とロータ磁極１８がＣＣＷへトルクを発生する。θｒｅ＝４５°の位置でのトルクも同様である。θｒｅ＝７５°の位置までロータが回転すると、Ａ相ステータ磁極１３と第１のロータ磁極１７がＣＣＷのトルクを発生できなくなるが、Ａ／相ステータ磁極１４と第２のロータ磁極１８はＣＣＷへトルクを発生できる。θｒｅ＝９０°の位置では、Ａ相ステータ磁極１３は第１のロータ磁極１７と前部分が対向しているのでＣＣＷトルクを発生することはできないがＣＷトルクを発生するわけでもなく発生トルクは零である。この時、Ａ／相ステータ磁極１４と第２のロータ磁極１８はＣＣＷへトルクを発生できる。さらに、Ａ／相ステータ磁極１４と第２のロータ磁極１８はロータ回転位置θｒｅ＝１０５°までＣＣＷトルクを発生することができる。
In FIG. 3, at the position of θre = 30 °, the A-phase stator
以上の結果、Ａ相電流の通電によりロータ回転位置θｒｅが０°から１０５°までトルクを発生できることを示した。即ち、９０°以上の間、ＣＣＷのトルクを発生できることになる。Ａ相とＡ／相は対象の構成なので、１８０どから２８５°までＣＣＷのトルクを発生できることになる。また、Ａ相、Ａ／相とＢ相、Ｂ／相は相対的に９０°位相が異なる構成なので、同様に、９０°から１９５°と２７０°から３７５°までＣＣＷのトルクを発生できることになる。結局、２相の電流でＣＣＷへ連続してトルクを発生できることになる。 As a result, it was shown that the rotor rotation position θre can generate torque from 0 ° to 105 ° by energization of the A-phase current. That is, the CCW torque can be generated for 90 ° or more. Since the A phase and the A / phase are the target configurations, CCW torque can be generated from 180 to 285 °. In addition, since the A phase, the A / phase and the B phase, and the B / phase are relatively different in phase by 90 °, CCW torque can be similarly generated from 90 ° to 195 ° and from 270 ° to 375 °. . Eventually, torque can be generated continuously to the CCW with two-phase current.
図４は、図３とその説明の内容を横軸をロータ回転位置θｒｅとしてＣＣＷトルクの発生を示す図である。ＩａはＡ相電流、ＩｂはＢ相電流の例である。ＴＡは、Ａ相電流ＩａによりＡ相ステータ磁極１３が発生するトルクである。ＴＡ／は、Ａ相電流ＩａによりＡ／相ステータ磁極１４が発生するトルクである。ＴＢは、Ｂ相電流ＩｂによりＢ相ステータ磁極１５が発生するトルクである。ＴＢ／は、Ｂ相電流ＩｂによりＢ／相ステータ磁極１６が発生するトルクである。（ＴＡ＋ＴＡ／）はＴＡとＴＡ／の和であり、Ａ相電流Ｉａにより発生するトルクでもある。（ＴＢ＋ＴＢ／）はＴＢとＴＢ／の和であり、Ｂ相電流Ｉｂにより発生するトルクでもある。Ｔａｌｌはこれらのトルクの合計である。トルクの脈動はあるが、ＣＣＷのトルクを連続的に発生している。
FIG. 4 is a diagram showing the generation of CCW torque with the horizontal axis as the rotor rotational position θre, with the contents of FIG. 3 and the explanation thereof. Ia is an example of an A phase current, and Ib is an example of a B phase current. TA is a torque generated by the A-phase stator
前記Ａ相電流ＩａとＢ相電流Ｉｂの駆動回路の例を図２５に示す。２５１はモータの制御回路および各電力素子の駆動回路である。２５７はＡ相の巻線とＡ／相の巻線である。２５８はＢ相の巻線とＢ／相の巻線である。２５２は直流電源である。２５３と２５４は電力素子であり、２５９と２５Ａはエネルギー回生用のダイオードである。２５５と２５６は電力素子であり、２５Ｂと２５Ｃはエネルギー回生用のダイオードである。これらの直流電圧、直流電流の駆動回路は良く使用される構成であり、パルス幅変調により精度の高い電流制御が可能である。このような構成で、Ａ相電流ＩａとＢ相電流Ｉｂを通電することができる。３相のリラクタンスモータでは、６個の電力素子が必要であることに比較すると、図１のモータ駆動では４個の電力素子で駆動できることになり、インバータの簡素化が可能である。
An example of a drive circuit for the A-phase current Ia and the B-phase current Ib is shown in FIG.
図２６は、２個の電力素子でＡ相電流ＩａとＢ相電流Ｉｂを通電することのできる駆動回路である。直流電源２５２、２５７のＡ相の巻線とＡ／相の巻線、２５８のＢ相の巻線とＢ／相の巻線は図２５と同じである。２６１と２６２はコンデンサで、直流電源２５２の中間電位２６７を作っている。２６３はＡ相電流Ｉａを通電する電力素子である。２６５はＢ相電流Ｉｂを通電する電力素子である。２６４と２６６はエネルギー回生用のダイオードである。このように、中間電位２６７を作ることにより、図１のモータを２個の電力素子で駆動することもでき、インバータの簡素化が可能である。なお、図２６の詳細については後述する。
FIG. 26 shows a drive circuit capable of energizing the A-phase current Ia and the B-phase current Ib with two power elements. The A phase winding and the A / phase winding of the
また、モータの出力トルクについては、単に連続的にトルクが得られるだけでなく、より大きな平均トルクを出力することにより、モータの小型化と低コスト化を実現することができる。例えば、図４において、ロータ回転位置θｒｅが３０°から７５°の区間は、Ａ相トルクであるＴＡとＡ／相トルクであるＴＡ／の両方がトルクを発生できるので、（ＴＡ＋ＴＡ／）およびモータの合計トルクＴａｌｌに示されるように大きなトルクとなっている。このような大きなトルクを発生できる領域を広げることにより、モータの平均トルクを向上することができる。図１などに示すモータのトルクは、ステータ磁極の円周方向幅、各ロータ磁極の円周方向幅、各ロータ磁極相対的な位相、Ａ相電流Ｉａの通電範囲と値、Ｂ相電流Ｉｂの通電範囲と値により変わるので、モータの電磁気的な特性と求めらトルクニーズに応じた設計を行う必要がある。なお、その他のモータトルクの改善方についても後述する。 Further, regarding the output torque of the motor, not only the torque can be obtained continuously, but also a larger average torque can be output, thereby realizing a reduction in size and cost of the motor. For example, in FIG. 4, in a section where the rotor rotational position θre is 30 ° to 75 °, both TA (TA + TA /) and the motor A / phase torque can generate torque. As shown in the total torque Tall, the torque is large. By expanding the region where such a large torque can be generated, the average torque of the motor can be improved. The torque of the motor shown in FIG. 1 and the like includes the circumferential width of the stator magnetic pole, the circumferential width of each rotor magnetic pole, the relative phase of each rotor magnetic pole, the energization range and value of the A-phase current Ia, and the B-phase current Ib Since it varies depending on the energization range and value, it is necessary to design the motor in accordance with the electromagnetic characteristics and required torque needs. Other methods for improving the motor torque will be described later.
図１、図２、図３、図４で示すモータは簡素な構成であり、図２５、図２６に示す２相の片方向電流駆動回路も簡素な構成である。この構成でＣＣＷの連続トルクを発生でき、低コストなモータシステムを実現できる。 The motor shown in FIGS. 1, 2, 3, and 4 has a simple configuration, and the two-phase unidirectional current drive circuits shown in FIGS. 25 and 26 also have a simple configuration. With this configuration, CCW continuous torque can be generated, and a low-cost motor system can be realized.
次に、図１に示すモータが連続的なトルクを発生できる条件について説明する。図５は、図３と同様であり、図１のステータの磁極とロータの磁極とが対向する円周上の面、いわゆる、エアギャップ面を直線状に展開した展開図である。水平軸は、エアギャップ面の角度であり、円周方向位置θｍｅである。５１はＡ相ステータ磁極のロータに対向する面であり、その円周方向幅は（９０°−ｅ）である。５３はＡ／相ステータ磁極のロータに対向する面であり、その円周方向幅は（９０°−ｇ）である。５２はＢ相ステータ磁極のロータに対向する面であり、その円周方向幅は（９０°−ｆ）である。５４はＢ／相ステータ磁極のロータに対向する面であり、その円周方向幅は（９０°−ｈ）である。５５は第１のロータ磁極であり、その円周方向波はｊである。５６は第２のロータ磁極であり、その円周方向波はｋである。なお、破線で示す５８と５１、破線で示す５７と５４、破線で示す５９は５５は同じものであり、それぞれ相対的に３６０°の位相差の位置に、目視的な理解を容易にする目的で記載している。
Next, the conditions under which the motor shown in FIG. 1 can generate continuous torque will be described. FIG. 5 is the same as FIG. 3 and is a developed view in which a surface on the circumference where the magnetic pole of the stator and the magnetic pole of the rotor of FIG. The horizontal axis is the angle of the air gap surface and is the circumferential position θme.
図５の各相ステータ磁極の形状自由度は、各ステータ磁極の円周方向幅、各ステータ磁極の円周方向位置、ステータ磁極がロ−タに対向する面の凹凸、スキューなどの3次元形状などを自由に設計することができる。しかし、説明のためには単純化、モデル化が必要である。そこで、各ステータ磁極の円周方向幅は（９０°−ｅ）であり、各ステータ磁極の円周方向位置は９０°ピッチである場合について説明する。また、図５のｅ、ｆ、ｇ、ｈは等しい値とする。また、図１のＡ相ステータ磁極１３と図５のＡ相ステータ磁極５１は同じものであり、それらのＣＷ端をステータの円周方向位置θｍｅ＝０°の基準の点とする。そして前記定義と重複するが、この円周方向位置θｍｅ＝０°の点に対する第１のロータ磁極５５のＣＣＷの端の回転角をロータ回転位置θｒｅとしている。図５のロータ回転位置θｒｅは０°である。この時、第２のロータ磁極５６のロータ回転位置θｒｅも当然０°であるが、例えば、５６のＣＣＷの端の円周方向位置θｍｅは（１８０°−ｍ）である。
The degree of freedom of shape of each phase stator pole in FIG. 5 is the three-dimensional shape such as the circumferential width of each stator pole, the circumferential position of each stator pole, the unevenness of the surface where the stator pole faces the rotor, and the skew. Etc. can be designed freely. However, simplification and modeling are necessary for the explanation. Therefore, the case where the circumferential width of each stator magnetic pole is (90 ° -e) and the circumferential position of each stator magnetic pole is 90 ° pitch will be described. In addition, e, f, g, and h in FIG. Further, the A-phase stator
図５に示すモータにおいて、Ａ相電流Ｉａを通電するＡ相ステータ磁極５１とＡ／相ステータ磁極５３で、ロータ回転位置θｒｅの０°から９０°までの間に渡って、ＣＣＷのトルクを発生する条件について説明する。まず、図５において、ｅは正の値であり、各ステータ磁極の円周方向幅（９０°−ｅ）は９０°より小さい値である。Ａ相ステータ磁極５１と第１のロータ磁極５５が発生できるトルクは、第１のロータ磁極５５の円周方向幅ｊがＡ相ステータ磁極５１の円周方向幅（９０°−ｅ）より大きい場合には、ロータ回転位置θｒｅの０°から（９０°−ｅ）までＣＣＷのトルクを発生できる。図４のトルクＴＡである。
（９０°−ｅ）＜ｊ （１）
そして、Ａ／相ステータ磁極５３と第２のロータ磁極５６の発生するトルクは、図５において、第２のロータ磁極５６が円周方向位置θｍｅの９０°から（９０°＋ｅ）まで存在すれば、ロータ回転位置θｒｅの（９０°−ｅ）から９０°の間にＣＣＷのトルクを発生できる。図４のトルクＴＡ／である。
ｍ＜（９０°−ｅ） （２）
９０°＜（ｋ＋ｍ） （３）
また、Ａ相ステータ磁極５１とＡ／相ステータ磁極５３で９０°以上の範囲においてＣＣＷトルクを発生するためには、少なくとも、ステータ磁極の円周方向幅（９０°−ｅ）が４５°以上である。
４５°＜（９０°−ｅ） （４）
In the motor shown in FIG. 5, the A-phase stator
(90 ° -e) <j (1)
The torque generated by the A / phase stator
m <(90 ° -e) (2)
90 ° <(k + m) (3)
In order to generate CCW torque in the range of 90 ° or more between the A-phase stator
45 ° <(90 ° -e) (4)
ただし、第１のロータ磁極５５がＣＷ方向トルクを発生しないためには、その円周方向幅ｊが（９０°＋ｅ）より小さいか、あるいは、ＣＣＷ回転時にＡ相電流Ｉａを通電開始するタイミングを前記ＣＷトルクが低下する位置へ遅らせる必要がある。
ｊ＜（９０°＋ｅ） （５）
ロータ回転位置θｒｅ＝０の位置では、Ａ相ステータ磁極５１と第２のロータ磁極５６との間にＣＷのトルクも発生するので、前記の（ｋ＋ｍ）が（９０°＋ｅ）以下であるか、あるいは、ＣＣＷ回転時にＡ相電流Ｉａを通電開始するタイミングを前記ＣＷトルクが低下する位置へ遅らせる必要がある。
（ｋ＋ｍ）＜（９０°＋ｅ） （６）
また、第１のロータ磁極５５の円周方向幅ｊが９０°以上の大きさでなければ、ロータ回転位置θｒｅの０°から９０°の間で負のトルクを発生する。ＣＣＷの駆動について考えると、前記ｊを前記（ｋ＋ｍ）と同じ値にする方法が素直な考え方である。
９０°＜ｊ （７）
ここで、（７）式は（１）式を含み、ｊのより厳しい必要条件となっている。
また、前記ｍの値が前記ｅより大きくなければ、Ａ／相ステータ磁極５３のロータ方向の対向面の全面が第２のロータ磁極５６に対向してしまうことになり、特にロータ回転位置θｒｅが９０°に近づく近傍でトルクを発生することができなくなる。
ｅ＜ｍ （８）
However, in order for the first rotor
j <(90 ° + e) (5)
Since the CW torque is also generated between the A-phase stator
(K + m) <(90 ° + e) (6)
Further, if the circumferential width j of the first rotor
90 ° <j (7)
Here, the equation (7) includes the equation (1) and is a more strict requirement for j.
If the value of m is not greater than e, the entire surface of the A / phase stator
e <m (8)
なお、これら（１）式から（７）式の条件は、Ａ相ステータ磁極５１とＡ／相ステータ磁極５３が、ロータ回転位置θｒｅの０°から９０°までの間にＣＣＷのトルクを発生するための、最低限の必要条件である。また、これらの必要条件とは別に、Ａ相電流Ｉａの有無を選択する制御上の自由度があり、前記必要条件を緩和することも可能である。一方、モータの平均出力トルクを大きくするためには、これら（１）式から（８）式の条件、および、Ａ相電流Ｉａの通電自由度の範囲内で、各ステータ磁極の円周方向幅を大きくするなど、適正値を選択できる。
The conditions of equations (1) to (7) are that the A-phase stator
また、（１）式から（８）式をより分かり易く変形する。（４）式は次式となる。
ｅ＜４５° （９）
（５）式と（７）式より、次のように書け、（１）式の条件も含まれる。
９０°＜ｊ＜（９０°＋ｅ） （１０）
（３）式と（６）式より、次のように書ける。
９０°＜（ｋ＋ｍ）＜（９０°＋ｅ） （１１）
（２）式と（８）式より、次のように書ける。
ｅ＜ｍ＜（９０°−ｅ） （１２）
（１２）式のｍの最小値ｅを（１１）式へ右辺へ代入し、（１２）式のｍの最大値（９０°−ｅ）を（１１）式の左辺へ代入すると次式となる。
ｅ＜ｋ＜９０° （１３）
なお前記のように、Ａ相電流Ｉａの通電自由度を活用すれば、（９）、（１０）、（１１）、（１２）、（１３）式よりは緩い条件とすることも可能である。
Further, the equations (1) to (8) are modified more easily. Equation (4) becomes the following equation.
e <45 ° (9)
From the equations (5) and (7), it can be written as follows, and the condition of the equation (1) is also included.
90 ° <j <(90 ° + e) (10)
From the equations (3) and (6), it can be written as follows.
90 ° <(k + m) <(90 ° + e) (11)
From the equations (2) and (8), it can be written as follows.
e <m <(90 ° -e) (12)
Substituting the minimum value e of m in equation (12) into the right side of equation (11) and substituting the maximum value of m (90 ° -e) of equation (12) into the left side of equation (11) gives the following equation. .
e <k <90 ° (13)
As described above, if the degree of freedom of conduction of the A-phase current Ia is utilized, it is possible to make the conditions looser than the expressions (9), (10), (11), (12), and (13). .
ロータ回転位置θｒｅが０°から９０°までの範囲を、Ａ相ステータ磁極５１とＡ／相ステータ磁極５３でＣＣＷのトルクを発生して駆動する方法、各形状の条件について説明した。ロータ回転位置θｒｅが９０°から１８０°までの範囲については、同様に、Ｂ相ステータ磁極５２とＢ／相ステータ磁極５４でＣＣＷのトルクを発生して駆動することができる。ロータ回転位置θｒｅが１８０°から２７０°までの範囲については、同様に、Ａ／相ステータ磁極５３とＡ相ステータ磁極５１でＣＣＷのトルクを発生して駆動することができる。ロータ回転位置θｒｅが２７０°から３６０°までの範囲については、同様に、Ｂ／相ステータ磁極５４とＢ相ステータ磁極５２でＣＣＷのトルクを発生して駆動することができる。これらの結果、図４に示したように、多回転に渡って連続してＣＣＷのトルクを発生して駆動することができる。
The method for driving the rotor rotational position θre from 0 ° to 90 ° by generating CCW torque with the A-phase stator
次に、図１のモータのアンバランスの問題について説明する。図１のモータは、あえて、ロータ形状がロータ中心に対して点対称とならない形状とすることにより、片方向の２相電流でＣＣＷへ連続的なトルクが発生できる構造としている。その結果、ロータとステータ間の磁気抵抗のアンバランスがある。例えば、ロータ回転位置θｒｅによっては、第１のロータ磁極１７の先端部の磁束密度と第２のロータ磁極１８の先端部の磁束密度とが大きく異なる。磁束密度が異なるためにロータに作用する磁気吸引力のアンバランスもある。ロータが非対称構造なので、質量的なアンバランスもある。これらの３種類のアンバランスは、振動、騒音の問題、トルク脈動の問題の原因となる。これらの問題はモータを多極化し、かつ、各ステータ磁極と各ロータ磁極との組み合わせを作ることにより解決することができる。解決した具体的なモータ構造を図６以降のモータ例で示す。磁束のアンバランスの問題の一つの例として、図１において、Ａ相ステータ磁極１３と第１のロータ磁極１７を通る磁束φＡ１がＢ相ステータ磁極および第２のロータ磁極１８の作用に与える悪影響については説明しなかった。この対応として、モータを多極化して、逆相であるＡ／相ステータ磁極と第１のロータ磁極とが作用する構成を作って−φＡ１の磁束を通過させることにより、前記悪影響を解消することができる。
Next, the problem of unbalance of the motor shown in FIG. 1 will be described. The motor shown in FIG. 1 has a structure in which a continuous torque can be generated to the CCW by a two-phase current in one direction by intentionally making the rotor shape not point-symmetric with respect to the rotor center. As a result, there is an unbalance of magnetic resistance between the rotor and the stator. For example, depending on the rotor rotational position θre, the magnetic flux density at the tip of the first rotor
図６の６１はステータ、６２はロータ軸である。図６は、図１のモータを４極にし、図６の紙面の右側のＡ相ステータ磁極６９とＡ／相ステータ磁極６７を入れ替え、Ｂ相ステータ磁極６ＡとＢ／相ステータ磁極６８を入れ替えた構造としている。６３はＡ相ステータ磁極、６５はＡ／相ステータ磁極、６４はＢ相ステータ磁極、６６はＢ／相ステータ磁極である。各ステータ磁極に集中巻き巻線を電流の方向を示すシンボルで示している。Ａ相ステータ磁極とＢ相ステータ磁極はＳ極で、Ａ／相ステータ磁極とＢ／相ステータ磁極はＮ極である。６Ｂと６Ｃは第１のロータ磁極で、６Ｄと６Ｅは第２のロータ磁極である。モータ各部の電気角回転位置を一点鎖線で示し、付記している。図６の構成では、Ａ相ステータ磁極とＡ／相ステータ磁極を点対称に配置し、Ｂ相ステータ磁極とＢ／相ステータ磁極を点対称に配置している。ロータは完全に点対称である。
In FIG. 6, 61 is a stator, and 62 is a rotor shaft. 6, the motor of FIG. 1 has four poles, the A phase stator
例えば、Ａ相ステータ磁極６３と６９は、第１のロータ磁極と第２のロータ磁極の両方に作用する配置構成である。則ち、第１のロータ磁極と第２のロータ磁極との作用の平均値となるので、それらの非対称性の問題は解消される。同様に、Ａ／相ステータ磁極６５と６７も、第１のロータ磁極と第２のロータ磁極の両方に作用する配置構成である。これら４つのステータ磁極にはＡ相電流Ｉａを通電するので、それぞれの磁束成分は電気角で３６０°離れた位置へ、すなわち、Ｎ極からＳ極へ点対称に作用すると解釈することができる。磁束の向きは点対称ではないが、電磁気的な吸引力、トルクは点対称性を保っている。このような結果、図６に示すモータは、磁気抵抗のアンバランス問題、磁気吸引力のアンバランス問題、ロータ質量のアンバランス問題を解決している。
For example, the A-phase stator
次に、図７と図８に示すモータは、図１のモータを８極にし、ロータ磁極の配置を一部変更したモータ構成の例である。図８は横断面図である。図７は、図８のステータとロータ間のエアギャップ面を直線状に展開し、ステータ磁極のエアギャップ面形状とロータ磁極のエアギャップ面形状を示す図である。７Ｊ、７Ｋ、７Ｎ、７Ｐは第１のロータ磁極で、円周方向に２個づつ並べて配置している。７Ｌ、７Ｍ、７Ｑ、７Ｒは第２のロータ磁極で、円周方向に２個づつ並べて配置している。また、図１のモータ構成に比較すると、第１のロータ磁極７Ｋと第２のロータ磁極７Ｌの位置を入れ替え、第１のロータ磁極７Ｐと第２のロータ磁極７Ｑの位置を入れ替えているとも言える。
Next, the motor shown in FIGS. 7 and 8 is an example of a motor configuration in which the motor of FIG. 1 has eight poles and the arrangement of the rotor magnetic poles is partially changed. FIG. 8 is a cross-sectional view. FIG. 7 is a diagram showing the air gap surface shape of the stator magnetic pole and the air gap surface shape of the rotor magnetic pole, in which the air gap surface between the stator and the rotor of FIG. 8 is developed linearly.
図８のステータ磁極は、図１のステータ磁極を８極にしていて、ステータ磁極の円周方向の並び順などは同じである。７１、７５、７９、７ＤはＡ相ステータ磁極である。７３、７７、７Ｂ、７ＦはＡ／相ステータ磁極である。７２、７６、７Ａ、７ＥはＢ相ステータ磁極である。７４、７８、７Ｃ、７ＧはＢ／相ステータ磁極である。各ステータ磁極に集中巻き巻線を電流の方向を示すシンボルで示している。Ａ相ステータ磁極とＢ相ステータ磁極はＳ極で、Ａ／相ステータ磁極とＢ／相ステータ磁極はＮ極である。各ステータ磁極とロータ磁極は、ロータ中心に対して点対称となる構成である。また、各ステータ磁極とロータ磁極との間に作用する電磁気的な関係、トルクなどは図１の場合と同じである。このような結果、図８に示すモータは、磁気抵抗のアンバランス問題、磁気吸引力のアンバランス問題、ロータ質量のアンバランス問題を解決している。
The stator magnetic poles in FIG. 8 have eight stator magnetic poles in FIG. 1, and the order of arrangement of the stator magnetic poles in the circumferential direction is the same. 71, 75, 79, 7D are A-phase stator magnetic poles. 73, 77, 7B and 7F are A / phase stator magnetic poles.
次に、図９に、図５のロータ磁極の形状を変形したモータの展開図の例を示す。図９のモータの横断面図は図１と類似した形状である。図９のステータ磁極は図５のステータ磁極と同じである。図９のロータ磁極９１と９２は、それらの円周方向位置が相対的に１８０°異なるが、形状は同じである。ロータ磁極６１の形状は、図５に示す第１のロータ磁極５５と第２のロータ磁極５６の平均をとった形状である。Ｒ５と付記している。従って、Ａ相ステータ磁極５１とＡ／相のステータ磁極５３とが両ロータ磁極へ電磁気的に作用する場合に、両ステータ磁極へ同一のＡ相電流Ｉａを通電するのであれば、図５と図９は同一の電磁気的な作用することになる。厳密には形状の差異があるので異なるが、概略のモデルとしてはほぼ同じである。従って、図９に示すモータは、片方向電流の２相電流で、ＣＣＷへ連続トルクを発生することができる。
Next, FIG. 9 shows an example of a development view of a motor in which the shape of the rotor magnetic poles in FIG. 5 is modified. The cross-sectional view of the motor in FIG. 9 has a shape similar to that in FIG. The stator poles in FIG. 9 are the same as the stator poles in FIG. The rotor
しかし、図９のロータ構成は、例えば電磁鋼板を積層して構成する場合、２種類の電磁鋼板が必要であり、組み立て時にも組み立て時にも形状が異なることに起因する工数が必要となる。電磁気的には、３次元形状のロータは渦電流損を発生しやすい問題がある。一方では、図９のロータ磁極を圧粉磁心などで構成する場合には、同一形状のロータ磁極の方が製作性に優れることもある。 However, the rotor configuration in FIG. 9 requires two types of electromagnetic steel plates when the magnetic steel plates are laminated, for example, and man-hours are required due to different shapes at the time of assembly and at the time of assembly. Electromagnetically, a three-dimensional rotor has a problem that eddy current loss is likely to occur. On the other hand, when the rotor magnetic pole shown in FIG. 9 is composed of a dust core, the rotor magnetic pole having the same shape may be more manufacturable.
次に、図１０に図１のモータを変形した他の例を示す。図１０の紙面で上側はモータの縦断面図であり、このモータは２組のモータ要素を組み合わせた構成となっている。１０４はロータ軸である。１０１は第１のステータのバックヨーク部、１０２はステータ磁極の歯、１０Ｈは巻線、１０３は第１のロータである。これらの第１のステータ１０１、第１のロータ１０３などの横断面図は、図９の紙面で下側の左側の図である。１０９は第１のステータである。１０ＡはＡ相ステータ磁極、１０ＤはＡ／相ステータ磁極である。これらのステータ磁極を円周上に４組、同一順に配置している。その内径側のロータは、図８のロータと同じである。
Next, FIG. 10 shows another example in which the motor of FIG. 1 is modified. The upper side in the drawing of FIG. 10 is a longitudinal sectional view of the motor, and this motor has a configuration in which two sets of motor elements are combined. Reference numeral 104 denotes a rotor shaft. 101 is the back yoke portion of the first stator, 102 is the teeth of the stator magnetic pole, 10H is the winding, and 103 is the first rotor. A cross-sectional view of the
１０５は第２のステータのバックヨーク部、１０６はステータ磁極の歯、１０７は巻線、１０Ｊは第２のロータである。これらの第２のステータ１０５、第２のロータ１０Ｊなどの横断面図は、図９の紙面で下側の右側の図である。１０Ｃは第２のステータである。１０ＢはＢ相ステータ磁極、１０ＦはＢ／相ステータ磁極である。これらのステータ磁極を円周上に４組、同一順に配置している。１０Ｑ、１０Ｒ、１０Ｌ、１０Ｍは第１のロータ磁極で、１０Ｓ、１０Ｋ、１０Ｎ、１０Ｐは第２のロータ磁極である。図１０の２組のモータの作用は、図１および図８で説明したモータ構成と同じ作用である。例えば、Ａ相ステータ磁極１０Ａと第１のロータ磁極７Ｊとが発生するトルクは、図１のＡ相ステータ磁極１３と第１のロータ磁極１７とが発生するトルクと同じ作用である。
図１０のモータ構成は、図１のモータで説明したような、磁気抵抗のアンバランス問題、磁気吸引力のアンバランス問題、ロータ質量のアンバランス問題を解決している。そして、極数を少なくする効果を得ている。また、図１に比較し、Ａ相、Ａ／相とＢ相、Ｂ／相を紙面で左右に分離したので、ステータ磁極の歯を十分に太くでき、各巻線スペース広くとることができる。従って、ステータの歯の磁気飽和の問題を大幅に軽減することができ、歯間のスペースを大きくすることができるので、歯間の漏れ磁束を小さくすることもできる。また、巻線スペースを広くできることから、巻線抵抗を低減することもできる。ピークトルクを大きくするような設計も可能である。
なお、後に説明するが、第１のステータ磁極１０１と第２のステータ磁極１０５とを磁気的に結合する軟磁性体１０８、および、１０Ｅ、１０Ｇ、１０Ｋ、１０Ｍに示す永久磁石により、永久磁石を利用した磁束の励磁も行うことができる。また、円周方向に隣り合うステータ磁極のＮ極、Ｓ極の極性が逆なので、隣り合う歯の間にステータ磁極の極性と同じ方向を向いた永久磁石を付加でき、軟磁性体の磁気特性をより効果的に使用できる。
The motor configuration of FIG. 10 solves the magnetic resistance unbalance problem, the magnetic attraction force unbalance problem, and the rotor mass unbalance problem described with reference to the motor of FIG. And the effect which reduces a pole number is acquired. Further, as compared with FIG. 1, the A phase, A / phase and B phase, and B / phase are separated on the left and right on the paper surface, so that the teeth of the stator magnetic pole can be made sufficiently thick and each winding space can be increased. Therefore, the problem of magnetic saturation of the teeth of the stator can be greatly reduced and the space between the teeth can be increased, so that the leakage magnetic flux between the teeth can be reduced. Further, since the winding space can be widened, the winding resistance can be reduced. A design that increases the peak torque is also possible.
As will be described later, a permanent magnet is formed by a soft
次に、図１１に請求項２の実施例を示す。このモータは、図８のモータに永久磁石１１７、１１Ａ、１１Ｄ、１１Ｇ、１１Ｈ、１１Ｊ、１１Ｋ、１１Ｌを追加することにより、ステータの軟磁性体の磁気特性の利用方法を改善している。ここで、図１１などのモータの電磁鋼板などを使用する上での問題点について考えてみる。リラクタンスモータのトルクは磁気吸引力で生成するため、ステータ磁極を片方向電流で励磁している。ステータの歯を構成する電磁鋼板には、その極性による片方向の磁束だけが通り、反対方向の磁束が通ることはない。図１３は電磁鋼板の磁化力Ｈ［Ａ／ｍ］と磁束密度Ｂ［Ｔ］の関係を示す磁気特性例であり、第1象限と第３象限とに示す正と負の特性である。図１などのリラクタンスモータのステータの歯は、図１３の第1象限の原点から動作点１３９までの特性だけが使用され、第３象限の負の特性は使用されていない。この時、磁束密度の変化は１３３であり、電磁鋼板の磁束密度の最大変化である１３５は使えていない。
Next, an embodiment of
図１１のモータの磁気的作用を説明するため、図１１の部分拡大図を図１２に示す。永久磁石１１ＡのＮ極はＡ／相ステータ磁極１１４の方向で、永久磁石１１ＡのＳ極はＢ相ステータ磁極１１３の方向である。その磁束１２２はＡ／相ステータ磁極１１４の歯を通り、バックヨークを通り、Ｂ相ステータ磁極１１３の歯を通り、一巡する。なお、永久磁石１１Ａが生成する磁束１２２はステータの磁気抵抗の小さな軟磁性体部を通るので、直接的にトルクを発生することはほとんど無い。そして、図１２の永久磁石１１Ａはその磁束１２２により、Ｂ相ステータ磁極１１３の磁気的な動作点を図１３の原点から負の動作点１３７へ変化させ、磁気的に負のバイアスをしている。
In order to explain the magnetic action of the motor of FIG. 11, a partially enlarged view of FIG. 11 is shown in FIG. The N pole of the permanent magnet 11A is in the direction of the A / phase stator
一方で、Ｂ相ステータ磁極１１３が巻線１２４と１２５のＢ相電流Ｉｂで励磁する時には、図６、図８の作用を説明したように、その他のＢ相ステータ磁極、Ｂ／相ステータ磁極も同じＢ電流Ｉｂで同時に励磁している。従って、Ｂ相ステータ磁極１１３がＢ電流Ｉｂで励磁されて通過する磁束成分φｂは、対向するロータ磁極を通り、ロータのバックヨークを通り、他のロータ磁極を通り、他のＢ／相ステータ磁極を通り、ステータのバックヨークを通り、元のＢ相ステータ磁極１１３へ戻り、一巡する。この磁束成分φｂは、前記の磁束１２２と重畳するが、通常動作の範囲では影響しないように設計することができる。
On the other hand, when the B-phase stator
磁束の方向については、Ｂ相ステータ磁極１１３を励磁する巻線１２４と１２５にはＢ相電流Ｉｂが巻線のシンボルの方向に通電するので、Ｂ相ステータ磁極１１３はＳ極であり、その励磁磁束φｂはＢ相ステータ磁極１１３の先端部からバックヨークの方向へ通る。この励磁磁束φｂの方向は、前記磁束１２２とは反対の方向である。Ａ／相ステータ磁極１１４を励磁する巻線１２６と１２７にはＡ相電流Ｉａが巻線のシンボルの方向に通電するので、Ａ／相ステータ磁極１１４はＮ極であり、その励磁磁束φａ／はＡ／相ステータ磁極１１４のバックヨークから先端部の方向へ通る。この励磁磁束φＡ／の方向は、前記磁束１２２とは反対の方向である。
永久磁石１１７と磁束１２１、および、永久磁石１１Ｄと磁束１２３についても同様の作用である。
Regarding the direction of the magnetic flux, since the B-phase current Ib is passed through the
The
次に、図１３における各磁束の動作点について説明する。前記永久磁石１１Ａが存在しない場合は、Ｂ相ステータ磁極１１３の磁気的な動作点は図１３の原点から動作点１３９の範囲であり、電磁鋼板の磁束密度の変化は１３３である。次に、前記永久磁石１１Ａが存在する場合は、Ｂ相ステータ磁極１１３の磁気的な動作点は１３７から動作点１３９の範囲であり、電磁鋼板の磁束密度の変化は１３４と大幅に増加できる。電磁鋼板の負の磁束密度から正の磁束密度まで有効に活用できることになる。則ち、前記永久磁石１１Ａは磁気特性の負バイアス用永久磁石として作用し、歯の磁気特性を効果的に活用できるように作用する。なお、Ａ／相ステータ磁極１１４などの他のステータ磁極についても同様である。
Next, the operating point of each magnetic flux in FIG. 13 will be described. When the permanent magnet 11A is not present, the magnetic operating point of the B-phase stator
この結果、Ｂ相ステータ磁極１１３の磁路の円周方向幅である歯の幅を（１３３／１３５）へ狭く、小さくすることができる。そして、巻線１２４、１２５を巻回する巻線スペースを確保できることになる。この巻線スペースの確保は、図３１に示す従来のリラクタンスモータのステータ磁極の円周方向配置に比較して、図１１のモータのステータ磁極の円周方向配置の密度を約２倍に高密度化できる要因の一つとなっている。そして、モータの高トルク化ができることから、小型化、低コスト化も可能となる。
As a result, the tooth width, which is the circumferential width of the magnetic path of the B-phase stator
なお、Ｂ相ステータ磁極１１３の磁気的な動作範囲を図１３の１３７から１３８となるようにモータを設計すれば、巻線１２４と１２５へＢ電流Ｉｂを通電した時の動作点を１３８とすることも可能であり、磁束密度の変化１３２は前記１３４と比較してさほど低下せず、電磁鋼板の比透磁率の大きな領域を活用することとなるので、励磁負担を小さくすることができ、鉄損も低減することができる。従って、中程度のモータ負荷時のモータ効率を向上することができる。
また、ステータ磁極を通る磁束が増加すると、ロータ磁極を通過する磁束も増加するので、増加に対応したロータ磁極形状とする必要がある。図１１等のロータ磁極形状は根本が細い形状をモデル的に示しているが、通過磁束が大きくなると、ロータ磁極の根本が太くなるような形状とする必要がある。
If the motor is designed so that the magnetic operating range of the B-phase stator
Further, when the magnetic flux passing through the stator magnetic poles increases, the magnetic flux passing through the rotor magnetic poles also increases, so it is necessary to make the rotor magnetic pole shape corresponding to the increase. The rotor magnetic pole shape of FIG. 11 or the like shows a shape with a narrow root as a model, but it is necessary to make the shape of the rotor magnetic pole thick when the passing magnetic flux increases.
なお、図１４は日本工業規格ＪＩＳの電磁鋼板３５Ａ２７０に相当する製品の磁気特性である。横軸は磁化力Ｈ［Ａ／ｍ］で、通常、指数軸で示すことが多いが、直線軸で示し、途中の波線部でそのレンジを変えている。左側の縦軸は磁束密度Ｂ［Ｔ］で、右側の縦軸は比透磁率である。実線で示す特性１４１、１４２は磁化特性で、途中は波線で示し、省略している。破線で示す特性１４３、１４４は比透磁率で、途中は波線で示し、省略している。比透磁率が１０００以上である範囲は磁束密度が１．５Ｔ以下の領域であり、１．５Ｔ以上の領域では比透磁率が低下し、励磁負担が増加する。従って、図１３の動作点１３７から１３８の範囲で動作できるようにモータを設計することができれば、励磁負担を低減し、鉄損を低減することができる。
前記の磁束密度の負のバイアス効果を発揮する永久磁石を配置できる歯間は、円周方向に隣接する二つのステータ磁極の磁気極性がＮ極とＳ極の組み合わせであって、相互に異極である場合である。二つのステータ磁極の歯間に、永久磁石の極性の向きを合わせて配置することにより、二つのステータ磁極の歯に磁束密度の負のバイアスをかけることができる。しかし、例えばＮ極とＮ極との同極が隣接する場合には、歯間の永久磁石で両方のステータ磁極に負の磁束密度のバイアスをかけることはできない。また、各ステータ磁極を励磁する時には、円周方向に隣接するステータ磁極との間に漏れ磁束が発生して歯の磁束密度が上昇するなどの問題があるが、前記永久磁石１１Ａにより漏れ磁束を低減する効果もある。また、Ａ／相ステータ磁極についても同様であり、図１２の他の永久磁石、他のステータ磁極についても同様である。
FIG. 14 shows magnetic characteristics of a product corresponding to the electromagnetic steel plate 35A270 of Japanese Industrial Standard JIS. The horizontal axis is the magnetizing force H [A / m], which is usually indicated by the exponential axis, but is indicated by the linear axis, and the range is changed in the middle wavy line portion. The left vertical axis is the magnetic flux density B [T], and the right vertical axis is the relative permeability. The
Between the teeth where the permanent magnets exhibiting the negative bias effect of the magnetic flux density can be arranged, the magnetic polarity of the two stator poles adjacent in the circumferential direction is a combination of N pole and S pole, and they are different from each other. This is the case. By arranging the direction of the polarity of the permanent magnet between the teeth of the two stator magnetic poles, a negative bias of the magnetic flux density can be applied to the teeth of the two stator magnetic poles. However, for example, when N poles and N poles are adjacent to each other, it is impossible to bias both stator poles with negative magnetic flux density with permanent magnets between teeth. Further, when exciting each stator magnetic pole, there is a problem that a leakage magnetic flux is generated between the stator magnetic poles adjacent to each other in the circumferential direction and the magnetic flux density of the teeth is increased. There is also a reduction effect. The same applies to the A / phase stator magnetic pole, and the same applies to the other permanent magnets and other stator magnetic poles in FIG.
なお、リラクタンストルクＴは、その場の磁気エネルギーの変化に随伴して得られる。磁路は、主には鉄心部とエアギャップ部であるが、鉄心部で蓄積される磁気エネルギーはトルクには寄与しない。そこで、鉄心部ではできるだけ磁化力が消費されないように、電磁鋼板の比透磁率の高い領域で使用することが好ましい。例えば、エアギャップを０．２ｍｍとし、鉄心磁路長を１００ｍｍとし、巻線電流のアンペア・ターン値の２／３をトルクに活用したい場合は、０．２ｍｍ／２＝１００ｍｍ／μ＊と考えることができ、比透磁率μ＊を１０００以上の値となるように電磁鋼板の形状設計を行う必要がある。そして、エアギャップ部の磁気エネルギーの高密度化が高トルク化に繋がる。 The reluctance torque T is obtained in association with a change in the magnetic energy in the field. The magnetic path is mainly an iron core portion and an air gap portion, but magnetic energy accumulated in the iron core portion does not contribute to torque. Therefore, it is preferable to use the magnetic steel sheet in a region having a high relative permeability so that the magnetizing force is not consumed as much as possible. For example, when the air gap is 0.2 mm, the iron core magnetic path length is 100 mm, and 2/3 of the ampere-turn value of the winding current is used for torque, it is considered that 0.2 mm / 2 = 100 mm / μ *. It is necessary to design the shape of the electrical steel sheet so that the relative permeability μ * is 1000 or more. And the high density of the magnetic energy in the air gap part leads to the high torque.
次に、図１６に請求項３の実施例を示す。図１６は、モータの全てのステータ磁極の歯間に永久磁石を配置し、全てのステータ磁極の歯をその円周方向両側に隣接する二つの永久磁石により磁束密度の負のバイアスをかけることのできるモータ構造の例である。１２極ロータ、１６ステータ、片方向電流の２相電流制御のモータである。１６１と１６５と１６９と１６ＤはＡ相ステータ磁極であってＳ極で、１６４と１６８と１６Ｃと１６ＧはＡ／相ステータ磁極であってＮ極で、１６３と１６７と１６Ｂと１６ＦはＢ相ステータ磁極であってＳ極で、１６２と１６６と１６Ａと１６ＥはＢ／相ステータ磁極であるあってＮ極である。１６Ｍ、１６Ｑは永久磁石であり、磁極の方向は隣接するステータ磁極の極性と一致している。図１２の永久磁石１１Ａと同様に、各永久磁石は各ステータ磁極の歯に磁束密度の負のバイアスをかける。図１６に示す他の永久磁石も同様である。また、１６Ｒと１６Ｐは軟磁性体あるいは永久磁石であり、永久磁石１６Ｑの磁束を通過させる磁路である。なお、破線で示す１６Ｈ、１６Ｊ、１６Ｋなどのスペースは、ステータ磁極を円周方向に等ピッチで配置する場合にはステータ磁極が配置される場所であり、一部のステータ磁極を排除することにより円周方向に隣接するステータ磁極のＮ極、Ｓ極の極性を相互に逆極性にすることができる。これらのスペース１６Ｈ、１６Ｊ、１６Ｋなどは巻線の配置などに有効に活用できる。１６Ｓ、１６Ｕ、１６Ｗ、１６Ｙ、３６１、３６３は第１のロータ磁極であり、１６Ｔ、１６Ｖ、１６Ｘ、１６Ｚ、３６２、３６４は第２のロータ磁極である。
Next, FIG. 16 shows an embodiment of
図１６のモータのトルク発生原理は、図１、図８等と同じである。そして、各歯の磁束密度はその極性に応じて、負の磁束密度のバイアスが円周方向に隣接する永久磁石によりかけられている。例えば、永久磁石１６ＭのＮ極を通る磁束はＢ／相ステータ磁極１６２の歯を通り、バックヨークを通り、Ａ相ステータ磁極１６１の歯を通り、永久磁石１６ＭのＳ極へ戻ってくる。Ｂ／相ステータ磁極１６２はＮ極であり、その巻線電流により励磁される時に磁束がバックヨーク側から歯のロータ側先端へ通る。従って、その磁束の方向は前記永久磁石１６Ｍの磁束の方向とは反対方向であり、前記永久磁石１６Ｍの磁束はＢ／相ステータ磁極１６２の歯を負の磁束密度にバイアスしていることになる。また同様に、永久磁石１６ＱのＮ極を通る磁束は磁路１６Ｐを通り、Ｂ／相ステータ磁極１６２の歯を通り、バックヨークを通り、Ｂ相ステータ磁極１６１の歯を通り、磁路１６Ｒを通り、永久磁石１６ＱのＳ極へ戻ってくる。永久磁石１６Ｑの磁束もＢ／相ステータ磁極１６２の歯の磁束密度を負にバイアスしていることになる。図１６の他の歯についても同様な関係になっており、各永久磁石は各歯が励磁された時にロータとバックヨークの間に通過できる磁束の量が増加するように作用している。 The principle of torque generation of the motor shown in FIG. 16 is the same as that shown in FIGS. The magnetic flux density of each tooth is biased by a permanent magnet adjacent in the circumferential direction according to its polarity. For example, the magnetic flux passing through the N pole of the permanent magnet 16M passes through the teeth of the B / phase stator magnetic pole 162, passes through the back yoke, passes through the teeth of the A phase stator magnetic pole 161, and returns to the S pole of the permanent magnet 16M. The B / phase stator magnetic pole 162 is an N pole, and magnetic flux passes from the back yoke side to the tip of the tooth rotor side when excited by the winding current. Therefore, the direction of the magnetic flux is opposite to the direction of the magnetic flux of the permanent magnet 16M, and the magnetic flux of the permanent magnet 16M biases the teeth of the B / phase stator magnetic pole 162 to a negative magnetic flux density. . Similarly, the magnetic flux passing through the N pole of the permanent magnet 16Q passes through the magnetic path 16P, passes through the teeth of the B / phase stator magnetic pole 162, passes through the back yoke, passes through the teeth of the B phase stator magnetic pole 161, and passes through the magnetic path 16R. And returns to the south pole of the permanent magnet 16Q. The magnetic flux of the permanent magnet 16Q also negatively biases the magnetic flux density of the teeth of the B / phase stator magnetic pole 162. The other teeth in FIG. 16 have the same relationship, and each permanent magnet acts so as to increase the amount of magnetic flux that can pass between the rotor and the back yoke when each tooth is excited.
このように、各ステータ磁極先端の円周方向両側に永久磁石を配置し、それぞれがステータ磁極の歯へ磁束密度の負のバイアスをかけることができるので、バックヨーク側とロータとの間へより多くの磁束が通過可能となる。また、図１６の歯間に配置するその他の永久磁石も同様の作用、効果である。これらの結果、ステータ磁極の歯の幅をへ狭く、小さくすることができる。そして、各歯に巻回する巻線スペースを確保できることになり、ステータの円周方向全周により多くの個数のステータ磁極を配置できることになる。 In this way, permanent magnets are arranged on both sides in the circumferential direction of each stator magnetic pole tip, and each can apply a negative bias of magnetic flux density to the teeth of the stator magnetic pole. A lot of magnetic flux can pass through. Further, other permanent magnets arranged between the teeth in FIG. 16 have the same operation and effect. As a result, the width of the teeth of the stator magnetic pole can be made narrower and smaller. Then, a winding space wound around each tooth can be secured, and a larger number of stator magnetic poles can be arranged on the entire circumference in the circumferential direction of the stator.
あるいは、歯の円周方向幅を狭くせず、ある程度広くし、図１３に示す磁束密度の動作範囲を動作点１３７から１３８までの比透磁率の高い領域に限定した設計とすることにより、ステータの磁気抵抗低減、鉄損の低減を行うこともできる。また、歯幅の低減と磁気抵抗の低減とをバランス良く設計することも可能である。なお、図１１のモータの永久磁石１１７、１１Ａ等も同様な作用、効果であるが、図１６のモータでは永久磁石を相対的に２倍の個数を配置することができ、ステータ磁極間の漏れ磁束も低減できるので、磁束密度の負のバイアスに関しては図１１のモータの構成の方が優れている。
Alternatively, the width of the teeth in the circumferential direction is not narrowed to some extent, and the operating range of the magnetic flux density shown in FIG. 13 is designed to be limited to a region having a high relative permeability from the operating points 137 to 138. The magnetic resistance can be reduced and the iron loss can be reduced. It is also possible to design with good balance between reduction of tooth width and reduction of magnetic resistance. The
図１６のステータ構成は、図８に示したステータ磁極の円周方向の配置に比較して、スペース的には、３個に１個の割でステータ磁極を取り除いている。そして、配置構造の工夫により、ステータ磁極のＮ極とＳ極とが円周方向に交互に配置する構成を実現している。なお、５個に１個の割合でステータ磁極を除く等のモータ構成の変形も可能である。また、図１６のモータは、６極のロータ、８個のステータ磁極、片方向電流の２相電流制御のモータに簡略化することもできる。しかしその場合には、回転トルクとロータ質量のアンバランスについては問題ないが、磁気抵抗のアンバランス問題、磁気吸引力のアンバランス問題には注意を要する。 In the stator configuration of FIG. 16, the stator magnetic poles are removed at a rate of one in three as compared with the circumferential arrangement of the stator magnetic poles shown in FIG. And the arrangement | positioning by which the N pole of a stator magnetic pole and a S pole are alternately arrange | positioned in the circumferential direction is implement | achieved by the device of arrangement structure. It is possible to modify the motor configuration such as removing the stator magnetic poles at a rate of one out of five. Further, the motor of FIG. 16 can be simplified to a six-pole rotor, eight stator magnetic poles, and a two-phase current control motor with a one-way current. In this case, however, there is no problem with the unbalance between the rotational torque and the rotor mass, but attention is required to the unbalance problem with the magnetic resistance and the unbalance problem with the magnetic attractive force.
次に、請求項４の実施例を示す。図６に示すモータは前記のように、６３、６９はＡ相ステータ磁極のＳ極であり、６４と６ＡはＢ相ステータ磁極のＳ極である。６５と６７はＡ／相ステータ磁極のＮ極であり、６６と６８はＢ／相ステータ磁極のＮ極である。図６の紙面で、上側の４個のステータ磁極はＳ極で、下側４個のステータ磁極はＮ極である。従って、Ｂ相ステータ磁極６４とＡ／相ステータ磁極６５の間、および、Ａ相ステータ磁極６９とＢ／相ステータ磁極６８の間のバックヨーク部に、図示するような励磁用の永久磁石６Ｆと６Ｇとを追加することにより、各相ステータ磁極の巻線へ通電する電流の励磁負担を低減することができる。電流を低減できるので、モータを高効率化できることになる。永久磁石の磁極の向きは、紙面で上側がＳ極で下側がＮ極である。図６の紙面で、上側の４個のステータ磁極は、おおよそ２個のロータ磁極と対向していて、ロータが回転しても対向する面積の変動は小さい関係となっている。従って、永久磁石６Ｆと６Ｇが励磁するステータとロータ間の磁束密度は、比較的安定していて、変動が小さい。
Next, an embodiment of claim 4 will be described. In the motor shown in FIG. 6, as described above, 63 and 69 are the S poles of the A-phase stator poles, and 64 and 6A are the S poles of the B-phase stator poles. 65 and 67 are N poles of the A / phase stator pole, and 66 and 68 are N poles of the B / phase stator pole. In the drawing of FIG. 6, the upper four stator poles are S poles, and the lower four stator poles are N poles. Therefore, the
図１５は希土類永久磁石の磁化力Ｈ［ｋＡ／ｍ］と磁束密度Ｂ［Ｔ］の特性の例である。この動作点１５１は磁束密度１．０Ｔと比較的高く、動作点１５２は磁束密度０．３Ｔと比較的低く、両動作点では磁束密度の差ＢＡＳと磁化力の差ＨＡＳがある。一方、ＥＶの主機用モータなどの場合、低速から高速回転までの広範囲な回転領域での運転が望まれる。例えば、急坂道を登る場合には、大きなトルクが一定時間必要なため、低速回転での大きな磁束密度が求められ、動作点１５１が好ましい。一方、高速走行では、高速回転でモータ誘起電圧が過大とならないように磁束密度を低くする必要があり、動作点１５２が好ましい。永久磁石の形状は、Ｎ極からＳ極までの磁石厚みは薄く、磁石磁極の面積は広い形状であれば、永久磁石の動作点を各ステータ磁極の励磁電流により可変することが可能である。また、永久磁石の面積を大きくとるために、永久磁石を配置する部分のバックヨーク厚みを大きくすること、あるいは、配置構造を工夫することもできる。
FIG. 15 is an example of the characteristics of the magnetizing force H [kA / m] and the magnetic flux density B [T] of the rare earth permanent magnet. The
また、前記の励磁用永久磁石は、モータの回転数など運転状況に応じて磁束密度を変える必要があるので、永久磁石の強さを外部起磁力により非可逆な着磁、あるいは、減磁を行って可変する方法が効果的である。図６の６Ｈと６Ｊは、励磁用永久磁石６Ｆの磁気特性を可変する励磁巻線である。６Ｋと６Ｌは、励磁用永久磁石６Ｇの磁気特性を可変する励磁巻線である。モータが低速で高トルクを必要とするときには永久磁石の強さを強め、モータが高速回転の時には永久磁石の強さを弱めることにより永久磁石を効果的に活用することができる。
In addition, since the excitation permanent magnet needs to change the magnetic flux density in accordance with the operating condition such as the rotation speed of the motor, the strength of the permanent magnet is irreversibly magnetized or demagnetized by an external magnetomotive force. An effective method is to go and change. 6H and 6J in FIG. 6 are exciting windings that vary the magnetic characteristics of the exciting
また、前記の励磁巻線６Ｈ、６Ｊ、６Ｋ、６Ｌは、永久磁石の強さを可変する機能ではなく、ステータ磁極の励磁用の巻線として使用することもできる。通電電流を可変することにより励磁の大きさを可変することができる。その場合には、励磁用永久磁石６Ｆ、６Ｇは必ずしも必要ではない。なお、前記励磁巻線は図８、図１１などの本発明モータへも活用することができる。
Further, the
図８のモータの場合は、８１、８２、８３、８４、８５、８６、８７、８８の永久磁石を図示する極性の方向に向けて追加することにより、各ステータ磁極を励磁することができる。円周方向に隣り合う２個の永久磁石の間に位置する２個のステータ磁極は同じ極性であり、ロータが回転しても前記２個のステータ磁極はおおよそ１個分のロータ磁極が対向し、おおよそ同一の面積である。その結果、各ステータ磁極の励磁電流が０の時には、ステータ磁極とロータ磁極との対向面の磁束密度はほぼ一定の値となる。また、永久磁石の磁束密度の変動も小さく、安定した励磁が可能なモータ構成である。 In the case of the motor shown in FIG. 8, each stator pole can be excited by adding 81, 82, 83, 84, 85, 86, 87, and 88 permanent magnets in the direction of the polarity shown in the figure. Two stator magnetic poles positioned between two permanent magnets adjacent in the circumferential direction have the same polarity, and even when the rotor rotates, the two stator magnetic poles face approximately one rotor magnetic pole. , Approximately the same area. As a result, when the excitation current of each stator magnetic pole is 0, the magnetic flux density on the opposing surface of the stator magnetic pole and the rotor magnetic pole becomes a substantially constant value. In addition, the magnetic flux density of the permanent magnet is small, and the motor configuration enables stable excitation.
図１０のモータの場合は１０Ｅ、１０Ｇ、１０Ｋ、１０Ｍなどの永久磁石を図示する極性の方向に向けて追加することにより、各ステータ磁極を励磁することができる。このモータの場合、第１のステータのバックヨーク部１０１と第２のステータのバックヨーク部１０５とを磁気的に結合する磁気結合部１０８が必要である。そして、永久磁石１０Ｅと１０Ｋとは、第１のステータのバックヨーク部１０１と磁気結合部１０８とバックヨーク部１０５とを通してロータ軸方向に連続的に配置している。永久磁石１０Ｇと１０Ｍも、第１のステータのバックヨーク部１０１と磁気結合部１０８とバックヨーク部１０５とを通してロータ軸方向に連続的に配置している。この結果、磁気的に繋がった領域にＡ相ステータ磁極１０ＡとＢ相ステータ磁極１０Ｂがある。そして、これら二つのステータ磁極に対向するロータ磁極の面積は、ロータが回転してもおおよそ同一の面積である。従って、ステータ磁極とロータ磁極が対向する部分の磁束密度の変化は小さくなる構成である。図１０のモータのその他のステータ磁極、および、その他の永久磁石も同様の関係である。これらの結果、１０Ｅ、１０Ｇ、１０Ｋ、１０Ｍなどの永久磁石は各ステータ磁極を励磁することができる。各相ステータ磁極の巻線電流を低減することができ、モータの高効率化が可能である。
In the case of the motor of FIG. 10, each stator magnetic pole can be excited by adding permanent magnets such as 10E, 10G, 10K, and 10M in the direction of the illustrated polarity. In the case of this motor, a
次に、図８のモータ等で示した永久磁石によるステータ磁極の励磁と、図１２のモータなどで示した永久磁石によるステータ磁極の歯の磁束密度を負にバイアスする方法との両方を同時に実現する構成について説明する。図１７は、図１１の部分拡大図である。１１９、１１Ｃ、１１Ｆはそれぞれのステータ磁極を励磁する励磁用永久磁石である。１１７、１１Ａ、１１Ｄはステータ磁極の歯の磁束密度を負にバイアスする永久磁石である。その他の構成は図１２と同じである。
Next, both the excitation of the stator magnetic pole by the permanent magnet shown by the motor of FIG. 8 and the method of negatively biasing the magnetic flux density of the stator magnetic pole by the permanent magnet shown by the motor of FIG. The structure to perform is demonstrated. FIG. 17 is a partially enlarged view of FIG.
永久磁石１１Ｃは、Ａ相ステータ磁極１１２、Ｂ相ステータ磁極１１３、Ａ／相ステータ磁極１１４、Ｂ／相ステータ磁極１１５を励磁する。永久磁石１１Ｃの磁束は１１Ｎ、１１Ｑ、１１Ｐなどであり、ロータへ供給される。ステータ磁極の巻線電流が通電されていない時には、図１５の永久磁石特性において、永久磁石１１Ｃの動作点は１５２である。ステータ磁極の巻線に電流が通電されると、動作点は１５２から１５１まで変化する。一方、永久磁石１１Ａは、Ａ／相ステータ磁極の歯とＢ相ステータ磁極の歯の磁束密度を負にバイアスする。この永久磁石１１Ａの磁束は１２２であり、ステータ内で循環する。磁石１１ＡのＮ極からＳ極までの厚みを大きくしているので、図１５の永久磁石の動作点は１５３である。そして、永久磁石１１Ａが追加されると、永久磁石１１Ｃの動作点は１５２から１５４へ変化する。なお、各ステータ磁極を電流で励磁する場合には、歯の間に配置する永久磁石１１７、１１Ａ、１１Ｄなどへ大きな逆方向の起磁力が作用する。そのため、各永久磁石はその動作点が大きく変動しないように、また、減磁しないように磁石厚みを厚くする必要がある。
The permanent magnet 11C excites the A-phase stator
図１７において、Ｂ相ステータ磁極１１３を通る磁束１１Ｎと磁束１２２は、磁束の方向が相互に逆向きである。Ａ／相ステータ磁極１１４を通る磁束１１Ｐと磁束１２２も、磁束の方向が相互に逆向きである。これらは磁気回路の考え方を示したもので、実際には、これらを重ね合わせた磁束が各ステータ磁極の歯を通ることになる。
In FIG. 17, the directions of the magnetic flux 11N and the
図１７の磁気回路の設計によりモータ特性を変えることができるので、ニーズに合わせた設計ができる。例えば、各ステータ磁極の歯の磁束密度は、図１３の電磁鋼板の磁気特性において、負にバイアスされた動作点１３７から１３８まで、あるいは、１３９まで変化するように設計できる。設計に関わる主なパラメータは、ロータ回転位置、各ステータ磁極の形状、励磁電流、各永久磁石の特性と形状等である。 Since the motor characteristics can be changed by the design of the magnetic circuit of FIG. 17, the design can be adapted to the needs. For example, the magnetic flux density of the teeth of each stator pole can be designed to vary from negatively biased operating points 137 to 138 or 139 in the magnetic properties of the electrical steel sheet of FIG. The main parameters related to the design are the rotor rotation position, the shape of each stator magnetic pole, the excitation current, the characteristics and shape of each permanent magnet, and the like.
永久磁石１１Ａの目的は、Ｂ相ステータ磁極１１３の歯とＡ／相ステータ磁極１１４の歯を負の磁束密度にバイアスすることである。従って、永久磁石１１Ａの形状は、Ｎ極からＳ極までの厚みが大きい方が好ましい。また、永久磁石１１Ｃの目的は、高速回転時には小さな磁束密度で、低速回転時で高トルクの時には励磁電流と共に作用して大きな磁束密度とすることである。従って、永久磁石１１Ｃの形状は、Ｎ極からＳ極までの厚みが薄い方が好ましい。また、永久磁石１１ＣのＮ極、Ｓ極の面積は広く、少なくとも、永久磁石１１Ａの面積よりは広くないと励磁用磁石としての意味がない。
なお、永久磁石１１Ａと１１Ｃは異なる種類、特性の永久磁石でも良く、その場合には形状関係は変わる。また、本発明の趣旨で、磁石形状の変形、改良も可能である。永久磁石１１Ｃのような励磁用磁石の動作点１５１、１５２について図１５とその説明で示したが、ＥＶなどでは軽負荷、中負荷の使用頻度が高く、動作点１５１、１５２の中間の領域での効率向上も求められる。
また、Ａ相ステータ磁極１１２とＢ相ステータ磁極１１３は共にＳ極であり、その間に永久磁石を配置できないが、両ステータ磁極間の漏れ磁束を低減するための銅板、アルミ板などを歯間の永久磁石の位置へ配置することができ、一定回転以上でトルクを向上する効果がある。
The purpose of the permanent magnet 11A is to bias the teeth of the B-
The permanent magnets 11A and 11C may be different types and characteristics of permanent magnets, and in that case, the shape relationship changes. Further, in the gist of the present invention, it is possible to modify and improve the magnet shape. The operating points 151 and 152 of the exciting magnet such as the permanent magnet 11C are shown in FIG. 15 and the description thereof. However, in the EV or the like, the light load and the medium load are frequently used, and in the middle region between the operating
Further, both the A-phase stator
また、前記の図１０のモータへステータ磁極の歯の磁束密度を負にバイアスする永久磁石を、１０Ｕ、１０Ａ、１０Ｄ、１０Ｔ、１０Ｂ、１０Ｆなどの各ステータ磁極の歯間に付加できる。図１０の構成は図示するように2組のモータ要素を組み合わせた構成としているので、円周方向に隣接する各ステータ磁極のＮ極、Ｓ極の極性が相互に逆になる配置構成が可能となっている。その結果、図１６の歯間の永久磁石１６Ｌ、１６Ｑなどのように、図１０の各ステータ磁極の歯間に磁束密度を負にバイアスする永久磁石を追加することができる。
ステータ磁極の歯は、図13の磁気特性において、１３２、あるいは、１３４、あるいは、１３５の磁束密度差を活用することは、前記のように、その形状の設計次第で物理的に可能である。しかし、ロータに対向するステータ磁極の先端部ＳＰＳ、および、ステータに対向するロータ磁極の先端部ＲＰＳについては、磁束が片極性であるため、例えば、通常の電磁鋼板の場合、最大の磁束密度が２．０Ｔ程度であり、最大磁束密度差が２．０Ｔ程度の値しかとることはできない。図１３の１３２に示すような３．０Ｔというような磁束密度差の効果を、通常の電磁鋼板で得ることはできない。
この対応策として、パーメンジュールなどの高磁束密度が可能な軟磁性材料を前記ステータ磁極の先端部ＳＰＳ、および、前記ロータ磁極の先端部ＲＰＳに使用することができる。具体的には、前記ステータ磁極の先端部ＳＰＳは図１０の１０Ｖなどの部位であり、前記ロータ磁極の先端部ＲＰＳは図１０の１０Ｗなどの部位である。なお、ロータ磁極７Ｒの内径側の太さは大きくし、磁束密度の増加を可能としている。
パーメンジュールは高価なので、使用量を少なくするためにこのような先端部だけに使用した例を示している。モータの軟磁性体の多くにパーメンジュールを使用することは現実的ではない。なお、ステータ磁極の歯の部分には、歯間に挿入した永久磁石の磁束とバックヨークからロータを通る磁束とが重ね合わされるので、結果として、ステータ磁極の先端部ＳＰＳより磁束密度は小さい。
パーメンジュールの部分１０Ｖ、１０Ｗと他の軟鉄部との結合方法、パーメンジュールの形状は強度、コストなどで選択できる。また、パーメンジュールの最大磁束密度は２．４Ｔ程度と高く、リラクタンストルクは磁束密度の２乗となるので大変効果的である。また、このようなパーメンジュールは、図６，図１１、図１６、図１８、図１９などの他のモータについても同じことが言え、活用できる。
Further, a permanent magnet that negatively biases the magnetic flux density of the stator magnetic pole teeth can be added to the motor of FIG. 10 between the stator magnetic pole teeth such as 10U, 10A, 10D, 10T, 10B, and 10F. Since the configuration of FIG. 10 is a configuration in which two sets of motor elements are combined as shown in the figure, an arrangement configuration in which the polarities of the N and S poles of each stator pole adjacent in the circumferential direction are opposite to each other is possible. It has become. As a result, permanent magnets that negatively bias the magnetic flux density can be added between the teeth of the stator magnetic poles of FIG. 10, such as the permanent magnets 16L and 16Q between the teeth of FIG.
As described above, the stator magnetic pole teeth can physically utilize the magnetic
As a countermeasure, a soft magnetic material capable of high magnetic flux density such as permendur can be used for the tip SPS of the stator magnetic pole and the tip RPS of the rotor magnetic pole. Specifically, the tip SPS of the stator magnetic pole is a part such as 10V in FIG. 10, and the tip RPS of the rotor magnetic pole is a part such as 10W in FIG. Note that the inner diameter of the rotor
Since permendur is expensive, an example is shown in which it is used only for such a tip in order to reduce the amount of use. It is not practical to use permendur for many soft magnetic materials of motors. In addition, since the magnetic flux of the permanent magnet inserted between the teeth and the magnetic flux passing through the rotor from the back yoke are superimposed on the tooth portion of the stator magnetic pole, the magnetic flux density is smaller than the tip SPS of the stator magnetic pole as a result.
The method of connecting the permendurous parts 10V, 10W and other soft iron parts, and the shape of the permendur can be selected according to strength, cost, and the like. Further, the maximum magnetic flux density of the permendur is as high as about 2.4 T, and the reluctance torque is very effective because it is the square of the magnetic flux density. Further, such a permendule can be applied to other motors such as FIGS. 6, 11, 16, 18, and 19, and can be utilized.
次に、各ステータ磁極を励磁する永久磁石を配置する他の例を図３０に示し、説明する。図３０は、図８等のモータのバックヨーク部を直線状に展開し、外径側から見た図である。図３０の紙面の水平方向はバックヨークの円周方向で、図３０の紙面の上下方向はロータ軸方向である。３０３は永久磁石であり、３０１のバックヨークの方をＳ極、３０２のバックヨークの方をＮ極としている。永久磁石３０３がバックヨークを上下に２分していて、上側をＳ極に励磁し、下側をＮ極に励磁している。そして、図３０の紙面の奥に各ステータ磁極が円周方向に並んで配置している。図３０における、一つのステータ磁極の歯の形状は例えば３０８であり、バックヨーク３０１の上側からバックヨーク３０２の下側まで長方形となる。この３０８のステータ磁極Ｓ極であるとすると、磁気的に、バックヨーク３０１と繋がっている。
３０４、３０５、３０６、３０７は永久磁石であり、ステータ磁極の歯とバックヨークとの間に配置している。３０４、３０５は歯側がＮ極でバックヨーク３０１側がＳ極である。３０６、３０７は歯側がＳ極でバックヨーク３０２側がＮ極である。なお、ステータ磁極の歯３０８および永久磁石３０４などは、説明のために模式的に記載しているもので、実際には円周上の全周に並べて配置している。
Next, another example in which permanent magnets for exciting the stator magnetic poles are arranged will be described with reference to FIG. FIG. 30 is a view in which the back yoke portion of the motor of FIG. The horizontal direction of the paper surface of FIG. 30 is the circumferential direction of the back yoke, and the vertical direction of the paper surface of FIG. 30 is the rotor axial direction.
今、図３０の３０８のような一つのＳ極のステータ磁極ＳＳＳの場合について説明する。ステータ磁極ＳＳＳの歯はバックヨーク３０１へは直接つながり、バックヨーク３０２とは３０６の様な永久磁石を間に配置する。その結果、ステータ磁極ＳＳＳの歯のバックヨーク側のほぼ全面が永久磁石のＳ極に繋がることになる。また、Ｎ極のステータ磁極ＮＮＮの場合について説明する。ステータ磁極ＮＮＮの歯はバックヨーク３０２へは直接つながり、バックヨーク３０１とは３０４の様な永久磁石を間に配置する。その結果、ステータ磁極ＮＮＮの歯のバックヨーク側のほぼ全面が永久磁石のＮ極に繋がることになる。なお、例えば、あるステータ磁極がロータ磁極に対向していない場合は、３０４、３０６などの永久磁石の磁束は歯の軟磁性体部を通ってバックヨーク側を通るので、各永久磁石の電磁気的な動作点がロータ回転位置に影響されて大きく変化することはない。図１５に示したようにモータ電流によって磁石の動作点は変化する。図３０のような構成とすることにより、各ステータ磁極を永久磁石により励磁することができるので、モータの励磁電流を軽減することができ、モータを高効率化、小型化することができる。
また、永久磁石３０３の形状は図３０では直線形状で、実際の形状は円環状の磁石を示しているが、ステータ磁極の形状に同期して図３０の紙面で上下に波状の凹凸を設けた形状とすることもできる。そうすることにより、永久磁石３０４、３０５、３０６、３０７等を小さくすることができる。薄型のモータの場合、削除することが可能となる。
また、図３０の各永久磁石は、各ステータ磁極の巻線などへ磁石可変電流を通電することにより、モータ運転中に増磁、減磁などを行い、永久磁石の可変制御を行うことも可能である。
Now, a case of one S-pole stator magnetic pole SSS as shown by 308 in FIG. 30 will be described. The teeth of the stator magnetic pole SSS are directly connected to the
Further, the shape of the
In addition, each permanent magnet in FIG. 30 can be magnetized and demagnetized during motor operation by energizing a magnet variable current to the winding of each stator magnetic pole, etc., so that the permanent magnet can be variably controlled. It is.
次に、図１８に請求項５の実施例を示す。１個のモータに2組のモータ要素を組み合わせたモータ構成である。本発明モータでは、２組のモータ要素組み合わせ、一部が磁気的に繋がることにより磁束の自由度が増し、新たな効果が発生する。図１８の１８１はロータ軸、１８２は第１モータのロータ、１８３の円周上の構成は第１モータのステータの各相ステータ磁極、１８４は第１モータのステータと第２モータのステータとの共通のバックヨーク、１８５の円周上の構成は第２モータのステータの各相ステータ磁極、１８６は第２モータのロータである。６極対、１２極のモータである。円周方向の電気角位置を一点鎖線で示してその角度を付記している。特に、第１モータのロータ１８２と第１モータのステータの各相ステータ磁極１８３は、図１６のモータと同じである。第１モータのステータの各相ステータ磁極１８３、および、第２モータのステータの各相ステータ磁極１８５の円周方向の並びは電気角で５４０°の周期性がある。第２モータのステータと第２モータのロータ１８６は、第１モータのステータと第１モータのロータ１８１に対し、電気角で２７０°の位相差がある。第１モータのロータ１８１と第２モータのロータ１８６は、側面で機械的に連結されていて、一緒に回転する。 Next, FIG. 18 shows an embodiment of claim 5. The motor configuration is a combination of two motor elements in one motor. In the motor of the present invention, two motor element combinations, part of which are magnetically connected, increase the degree of freedom of magnetic flux and generate a new effect. In FIG. 18, 181 is a rotor shaft, 182 is a rotor of the first motor, 183 is a circumferential configuration of each phase stator pole of the stator of the first motor, and 184 is a stator between the stator of the first motor and the stator of the second motor. The common back yoke and the configuration on the circumference of 185 are the stator poles of each phase of the stator of the second motor, and 186 is the rotor of the second motor. This is a 6 pole pair, 12 pole motor. The electrical angle position in the circumferential direction is indicated by a one-dot chain line, and the angle is appended. In particular, the rotor 182 of the first motor and each phase stator magnetic pole 183 of the stator of the first motor are the same as the motor of FIG. The circumferential alignment of each phase stator magnetic pole 183 of the stator of the first motor and each phase stator magnetic pole 185 of the stator of the second motor has a periodicity of 540 ° in electrical angle. The stator of the second motor and the rotor 186 of the second motor have a phase difference of 270 ° in electrical angle with respect to the stator of the first motor and the rotor 181 of the first motor. The rotor 181 of the first motor and the rotor 186 of the second motor are mechanically connected at the side surfaces and rotate together.
１６Ｕ、１６Ｗ、１６Ｙ、および、１８６、１８Ｆ、１８Ｈ、１８Ｋは、図１の第１のロータ１７と電気角的に同じである。１６Ｔ、１６Ｖ、１６Ｘ、および、１８Ｅ、１８Ｇ、１８Ｊは、図１の第２のロータ１８と電気角的に同じである。１８３、１６５、および、１８８、１８Ｃは、図１６の１６１と同様のＡ相ステータ磁極である。１６４、１８７、１８Ｂは、図１６の１６４と同様のＡ／相ステータ磁極である。１６３、１８５、１８Ａは、図１６の１６３と同様のＢ相ステータ磁極である。１６２、１８９、１８Ｄは、図１６の１６２と同様のＢ／相ステータ磁極である。１８Ｐは、図１６の１６Ｍ、１６Ｑなどと同じ作用をする永久磁石で、Ａ相ステータ磁極１６５とＡ／相ステータ磁極１６４の歯を負の磁束密度にバイアスする。１８Ｔ、および、１８Ｌ、１８Ｑも同様で、円周方向前後のステータ磁極の歯を負の磁束密度にバイアスする。１８Ｍは、Ｂ相ステータ磁極１６３、Ａ相ステータ磁極１８８、および、Ａ／相ステータ磁極１６４、Ｂ／相ステータ磁極１８９を励磁する永久磁石である。１８Ｒは、Ａ／相ステータ磁極１６４、Ｂ／相ステータ磁極１８９、および、Ａ相ステータ磁極１６５、Ｂ相ステータ磁極１８Ａを励磁する永久磁石である。
16U, 16W, 16Y and 186, 18F, 18H, 18K are electrically the same as the
図１６のモータでは、円周方向に隣接するステータ磁極のＮ極、Ｓ極の極性が相互に逆なので、負の磁束密度にバイアスする永久磁石１６Ｍ、１６Ｑなどを活用できる。しかし、ロータ回転位置が変化してもステータ磁極側の磁束が一定になるような構成にはなっておらず、励磁用の永久磁石の取り付けは困難である。これに対し、図１８のモータは各ステータ磁極が円周方向の隣のステータ磁極の極性は、Ｎ極、Ｓ極の極性が逆極性であり、負の磁束密度にバイアスする永久磁石１８Ｐ、１８Ｔなどを配置することができる。そして、例えば、Ａ／相ステータ磁極１６４とＢ／相ステータ磁極のバックヨークが一体化して繋がっていて、ロータ回転位置変化に対して両ステータ磁極を通過する磁束の大きさがほぼ一定の関係にある。従って、モータ電流が０の場合、励磁用永久磁石１８Ｍ、１８Ｒの磁束密度はほぼ一定となり、励磁用のこれらの永久磁石が効果的に作用する。 In the motor shown in FIG. 16, since the N and S poles of the stator magnetic poles adjacent to each other in the circumferential direction are opposite to each other, permanent magnets 16M and 16Q that are biased to a negative magnetic flux density can be used. However, even if the rotor rotational position is changed, the magnetic flux on the stator magnetic pole side is not constant, and it is difficult to attach a permanent magnet for excitation. On the other hand, in the motor of FIG. 18, the stator poles adjacent to each other in the circumferential direction of the stator poles have N poles and S poles of opposite polarities, and permanent magnets 18P and 18T that are biased to a negative magnetic flux density. Etc. can be arranged. For example, the A / phase stator magnetic pole 164 and the back yoke of the B / phase stator magnetic pole are integrated and connected, and the magnitude of the magnetic flux passing through both stator magnetic poles is substantially constant with respect to the rotor rotational position change. is there. Accordingly, when the motor current is 0, the magnetic flux density of the exciting permanent magnets 18M and 18R becomes substantially constant, and these exciting permanent magnets act effectively.
前記の図１０のモータは、2組のモータ要素をロータ軸方向に組み合わせたモータ構成である。図１０のモータ構成を、図１８のモータのように、内外径の方向に配置して変形することも可能である。第１のロータ１０３、第１のステータ１０１、１０２、１０Ｈを内径側に配置し、第２のステータ１０５、１０６、１０７をその外径側に配置し、第２のロータ１０Ｊを外径側に配置する構成である。二つのステータバックヨークは背中合わせに一体化されるので、軟磁性体１０８は不要となる。また、この場合には励磁用永久磁石１０Ｅ、１０Ｋの取り付けが可能である。そして、円周方向に隣のステータ磁極はＮ極、Ｓ極が逆なので、歯間の永久磁石を付加し、各ステータ磁極の歯を負の磁束密度にバイアスすることもできる。図１０のモータを内外径の方向に配置して変形したモータは、扁平なモータ形状を実現できる。
The motor shown in FIG. 10 has a motor configuration in which two sets of motor elements are combined in the rotor axial direction. The motor configuration shown in FIG. 10 can be modified by being arranged in the direction of the inner and outer diameters as in the motor shown in FIG. The first rotor 103 and the
次に、図１９のモータについて説明する。図１９の紙面で上側はモータの縦断面図で、２組のモータ構成を一体化している。１０Ｂはロータ軸である。１９１は第１のステータのバックヨーク部、１９２はステータ磁極の歯、１９３は巻線、１９４は第１のロータである。これらの第１のステータ１９１、第１のロータ１９４などの横断面図は、図１９の紙面で下側、左側の図である。１９Ｃ、１９Ｅ、１９Ｇ、１９ＪはＡ相ステータ磁極であり、Ｓ極である。１９Ｄ、１９Ｆ、１９Ｈ、１９ＫはＢ／相ステータ磁極であり、Ｎ極である。これらのステータ磁極を円周上に４組、同一順に配置している。３９１、３９２、３９３などは、各ステータ磁極の間に配置した永久磁石で、各ステータ磁極の歯を負の磁束密度にバイアスすることができる。各永久磁石の磁極方向は、図示する方向であり、各ステータ磁極の磁極と一致している。１９Ｌ、１９Ｍ、１９Ｎなどは、各ステータ磁極を励磁する永久磁石である。各永久磁石の磁極方向は、図示する方向であり、各ステータ磁極の磁極の方向と一致している。その内径側のロータは、図６のロータと同じである。４極のモータ構成である。
Next, the motor of FIG. 19 will be described. The upper side in FIG. 19 is a longitudinal sectional view of the motor, and two sets of motor configurations are integrated. 10B is a rotor shaft.
１９５は第２のステータのバックヨーク部、１９６はステータ磁極の歯、１９７は巻線、１９８は第２のロータである。これらの第２のステータ１９５、第２のロータ１９８などの横断面図は、図１９の紙面で下側、右側の図である。１９Ｐ、１９Ｒ、１９Ｔ、１９ＶはＢ相ステータ磁極、１９Ｑ、１９Ｓ、１９Ｕ、１９ＷはＡ／相ステータ磁極である。これらのステータ磁極を円周上に４組、同一順に配置している。１９９は、第１のステータ１９１と第２のステータ１９５とを磁気的に結合する軟磁性体である。１９Ｐ、１９Ｒ、１９Ｔ、１９ＶはＢ相ステータ磁極であり、Ｓ極である。１９Ｑ、１９Ｓ、１９Ｕ、１９ＷはＡ／相ステータ磁極であり、Ｎ極である。これらのステータ磁極を円周上に４組、同一順に配置している。３９４、３９５、３９６などは、各ステータ磁極の間に配置した永久磁石で、各ステータ磁極の歯を負の磁束密度にバイアスすることができる。各永久磁石の磁極方向は、図示する方向であり、各ステータ磁極の磁極と一致している。１９Ｘ、１９Ｙ、１９Ｚなどは、各ステータ磁極を励磁する永久磁石である。各永久磁石の磁極方向は、図示する方向であり、各ステータ磁極の磁極の方向と一致している。３９７、３９８は第１のロータ磁極で、３９９、３９Ａは第２のロータ磁極である。１９Ａは、第１のロータ磁極１９４と第２のロータ磁極１９８とを磁気的に結合する軟磁性体である。永久磁石１９Ｍは、第１のステータと軟磁性体１９Ａと第２のステータ１９５の間に渡って配置していて、永久磁石１９Ｙに繋がっている。永久磁石１９Ｌ、１９Ｎなども同じである。ロータ軸１９Ｂが鉄損の小さい軟磁性材料であれば、軟磁性体１９Ａを兼ねることもできる。
Reference numeral 195 denotes a back yoke portion of the second stator, 196 denotes teeth of the stator magnetic pole, 197 denotes a winding, and 198 denotes a second rotor. The cross-sectional views of the second stator 195, the second rotor 198, and the like are the lower side and right side views in FIG. 19P, 19R, 19T, and 19V are B-phase stator poles, and 19Q, 19S, 19U, and 19W are A / phase stator poles. Four sets of these stator magnetic poles are arranged on the circumference in the same order. Reference numeral 199 denotes a soft magnetic material that magnetically couples the
図１９の２組のモータのトルク発生作用は、図１および図８で説明したモータのトルク発生と同じである。例えば、Ａ相ステータ磁極１９Ｃと第１のロータ磁極６Ｂとが発生するトルクは、図１のＡ相ステータ磁極１３と第１のロータ磁極１７とが発生するトルクと同じ作用である。また、図１９のモータでは、１９Ｘ、１９Ｙ、１９Ｚなどの永久磁石で各ステータ磁極の歯の磁束密度を負に励磁することにより、図１３の磁束密度の変化を１３２あるいは１３４へ拡大することができ、ステータ磁極の歯の円周方向幅を小さくすることができる。その結果、各ステータ磁極に巻回する巻線のスペースを確保することができる。そして、電気角３６０°の間にステータ磁極を４個配置することができる。従来のリラクタンスモータのステータ磁極の２倍の密度で配置できることになり、高トルク化が可能となる。図１１などのモータも同様の効果を得ることができるが、図１９、図１６、図１８のモータでは、全てのステータ磁極間に永久磁石を配置することができ、各ステータ磁極を負に励磁する効果が大きく、大電流通電時のステータ磁極間の漏れ磁束の低減効果も大きい。
The torque generation action of the two sets of motors in FIG. 19 is the same as the torque generation of the motors described in FIGS. For example, the torque generated by the A-phase stator magnetic pole 19C and the first rotor magnetic pole 6B has the same action as the torque generated by the A-phase stator
また、図１９のモータは、各ステータ磁極を励磁する永久磁石１９Ｌ、１９Ｍ、１９Ｎ、１９Ｘ、１９Ｙ、１９Ｚなどを配置することが可能である。例えば、Ａ相ステータ磁極１９Ｃがロータに対向する面積は、ロータの回転と共に大きく変化する。しかし、Ａ相ステータ磁極１９ＣのバックヨークとＢ相ステータ磁極１９Ｐのバックヨークとが磁気的に繋がっていて、両ステータ磁極に対向するロータ磁極が電気角でほぼ９０°異なることから、両ステータ磁極がロータ磁極に対向する面積の変動を小さくすることが可能となっている。その結果、永久磁石１９Ｍと１９Ｎを配置することにより、Ａ相ステータ磁極１９ＣとＢ相ステータ磁極１９Ｐをほぼ均一に励磁することができ、これら永久磁石１９Ｍ、１９Ｎの配置による弊害は小さい。しかも、図１９のモータでは、円周方向に各ステータ磁極ごとに励磁用の永久磁石を高密度に配置することができるので、励磁能力が高い。これらの結果、図１９のモータは、トルク出力が大きく、高効率である。また、横断面形状から分かるように４極のモータを構成することが可能であり、簡素な構成である。そして、前記の磁気抵抗のアンバランス問題、磁気吸引力のアンバランス問題、ロータ質量のアンバランス問題を解決している。 Further, in the motor of FIG. 19, it is possible to arrange permanent magnets 19L, 19M, 19N, 19X, 19Y, 19Z and the like that excite each stator magnetic pole. For example, the area where the A-phase stator magnetic pole 19C faces the rotor changes greatly with the rotation of the rotor. However, since the back yoke of the A-phase stator magnetic pole 19C and the back yoke of the B-phase stator magnetic pole 19P are magnetically connected and the rotor magnetic poles opposed to both stator magnetic poles differ by approximately 90 ° in electrical angle, both stator magnetic poles However, it is possible to reduce the fluctuation of the area facing the rotor magnetic pole. As a result, by disposing the permanent magnets 19M and 19N, the A-phase stator magnetic pole 19C and the B-phase stator magnetic pole 19P can be excited almost uniformly, and the adverse effects due to the disposition of the permanent magnets 19M and 19N are small. In addition, the motor shown in FIG. 19 has high excitation capability because permanent magnets for excitation can be arranged at high density for each stator magnetic pole in the circumferential direction. As a result, the motor of FIG. 19 has high torque output and high efficiency. Further, as can be seen from the cross-sectional shape, a four-pole motor can be configured, and the configuration is simple. And the above-mentioned magnetic resistance unbalance problem, magnetic attraction force unbalance problem, and rotor mass unbalance problem are solved.
図１９のモータの問題の一つは、磁束の通路形状が３次元となり、図１９の第１のステータ１９１、第１のロータ１９４、軟磁性体１９Ａ、第２のロータ１９８、第２のステータ１９５、軟磁性体１９９と通る交番磁束が発生するため、電磁鋼板内に渦電流が発生する問題がある。この対策の一つとして、圧粉磁心など、電気抵抗の小さい軟磁性体を使用する方法がある。また、電磁鋼板の向きを通過磁束の方向に向けるなどの工夫もできる。
One problem with the motor of FIG. 19 is that the shape of the magnetic flux path is three-dimensional, and the
また、図１９のモータは、モータ要素の一つを内径側に配置し、他のモータ要素を外径側に配置して変形し、図１８のモータのような扁平なモータ形状を実現することもできる。第１のロータ１９４、第１のステータ１９１を内径側に配置し、第２のステータ１９５、第２のロータ１９８を外径側に配置する構成である。但し、第１のロータ磁極１９４と第２のロータ磁極１９８とを磁気的に結合する軟磁性体１９Ａに相当する部材は必要である。第１のロータ１９４と第２のロータ１９８は機械的に接続する必要があり、軟磁性体として磁路を兼ねることができる。扁平なモータ形状が求められる用途には好適である。なお、この場合には前記の渦電流の問題はない。
Further, the motor shown in FIG. 19 is deformed by arranging one of the motor elements on the inner diameter side and arranging the other motor elements on the outer diameter side to realize a flat motor shape like the motor of FIG. You can also. The first rotor 194 and the
次に、図２０に請求項６の実施例を示す。図２０のモータは、図１を変形したモータである。前記のように、図１のモータは、2相の電流でありながら、ＣＣＷの方向へ連続的なトルクを発生できることを示した。そして、ＣＣＷへ回転している時に回生制動も可能である。しかし、図１のモータは、回生制動のトルクを円周方向に連続的に発生することはできない。この点の改良策として、図２０のモータは、簡素な４相モータを簡素な4相回路で駆動して連続的な回生制動も可能とする。なお、回生トルクも全周に渡って得られるということは、図２０のモータがＣＣＷとＣＷの両方向へ連続的なトルク生成ができることでもある。また、ＥＶの主機用モータ用途としては、回生トルクの連続化は低振動化の点でも期待でき、より好ましい。 Next, an embodiment of claim 6 is shown in FIG. The motor shown in FIG. 20 is a modified version of FIG. As described above, it has been shown that the motor of FIG. 1 can generate a continuous torque in the CCW direction while having a two-phase current. And regenerative braking is also possible when rotating to CCW. However, the motor of FIG. 1 cannot continuously generate regenerative braking torque in the circumferential direction. As an improvement measure in this regard, the motor shown in FIG. 20 can drive a simple four-phase motor with a simple four-phase circuit to enable continuous regenerative braking. The fact that the regenerative torque can be obtained over the entire circumference also means that the motor of FIG. 20 can continuously generate torque in both the CCW and CW directions. Further, for EV main motor applications, continuous regenerative torque can be expected from the viewpoint of low vibration, and is more preferable.
図２０のモータは図１のモータと類似しているが、差異を明確にするために、各部を異なる名称で説明する。２０１はステータである。２０３はＣ相ステータ磁極のＳ極で、２０９と２０Ａはその集中巻き巻線であり、Ｃ相電流Ｉｃを通電する。Ｃと付記している。２０４はＥ相ステータ磁極のＳ極で、２０Ｃと２０Ｂはその集中巻き巻線であり、Ｅ相電流Ｉｅを通電する。Ｅと付記している。２０５はＤ相ステータ磁極のＮ極で、２０Ｄと２０Ｅはその集中巻き巻線であり、Ｄ相電流Ｉｄを通電する。Ｄと付記している。２０６はＦ相ステータ磁極のＮ極で、２０Ｇと２０Ｆはその集中巻き巻線であり、Ｆ相電流Ｉｆを通電する。Ｆと付記している。２０7は第3のロータ磁極で、２０８は第4のステータ磁極である。Ｒ３、Ｒ４と付記している。図２０の全周で2極であり、機械角および電気角で３６０°である。電気角の角度である０°、９０°、１８０°、２７０°の円周方向位置を１点鎖線で示す中心線と共に付記している。
Although the motor of FIG. 20 is similar to the motor of FIG. 1, in order to clarify the difference, each part will be described with a different name. 201 is a stator.
図２１は、図２０のステータの磁極とロータの磁極とが対向する円周上の面、いわゆる、エアギャップ面を直線状に展開した展開図である。水平軸は、ステータの円周方向位置θｍｅであり、図２０に付記した０°、９０°、１８０°、２７０°と同じ値である。図２１の２０３、２０５、２０４、２０６は、それぞれ、Ｃ相ステータ磁極、Ｄ相ステータ磁極、Ｅ相ステータ磁極、Ｆ相ステータ磁極のロータに対向する面の各形状を示しており、図２０と同じ番号で示している。図２１の２０７と２０８は図２０の第３のロータ磁極２０７と第４のロータ磁極２０８のステータに対向する面の形状である。
FIG. 21 is a development view in which a surface on the circumference where the magnetic poles of the stator and the magnetic poles of the rotor of FIG. The horizontal axis is the circumferential position θme of the stator, which is the same value as 0 °, 90 °, 180 °, and 270 ° added to FIG. 21, 203, 205, 204, and 206 indicate the shapes of the surfaces of the C-phase stator pole, D-phase stator pole, E-phase stator pole, and F-phase stator pole that face the rotor, respectively. Shown with the same number. 207 and 208 in FIG. 21 are shapes of the surfaces of the third rotor
図２１は、図２０のモータがＣＣＷへ回転する時の回生トルクを説明する図である。図２１および図２０では、各ステータ磁極の円周方向幅は７５°で、第３のロータ磁極２０７の円周方向幅は７５°、第４のロータ磁極２０８の円周方向幅は７５°の例である。そして、図２１において、第３のロータ磁極２０７の右端と第４のロータ磁極２０８の右端との位相差は１５０°である。なお、破線で示すステータ磁極およびロータ磁極は、３６０°位相が異なるステータ磁極およびロータ磁極を示しており、同一のものである。図２１では、ロータ磁極２０７と２０８が、ロータ回転位置θｒｅの７５°、１０５°、１２０°、１５０°、１６５°、１８０°の場合について、ステータ磁極に対するそれぞれの円周方向位置θｍｅを示している。なお、図２０においてロータ磁極２０７がロータ回転位置θｒｅの７５°から１８０°までＣＣＷへ回転することは、図２１において第３のロータ磁極２０７が紙面の右側へ移動することに相当し、図２０と図２１との該当位置はステータの円周方向位置θｍｅの値により確認することができる。なお、図２０、図２３の説明では、ステータ磁極とロータ磁極との対向面積で磁気抵抗を説明している。磁束の通過経路としては説明に無理があるが、図６、図８、図１０、図１１、図１６、図１８、図１９などの多極化のモータモデルへ適用することにより磁気的に対称構造として、磁束経路の矛盾は解消する。
FIG. 21 is a diagram illustrating regenerative torque when the motor of FIG. 20 rotates to CCW. 21 and 20, the circumferential width of each stator magnetic pole is 75 °, the circumferential width of the third rotor
次に、図２１において、ＣＣＷ回転時にどのように回生トルクを発生するかを、各ロータ回転位置θｒｅでの各相電流の通電関係と共に説明する。θｒｅ＝７５°の位置でＣ相電流Ｉｃを通電すると、Ｃ相ステータ磁極２０３と第3のロータ磁極２０７は丁度対向しているので、ラジアル方向の吸引力が作用するが、回転トルクは発生しない。しかし、ロータがＣＣＷへさらに回転するとＣＷのトルク、則ち、負のトルクが発生しモータは回生トルクを発生する。
Next, in FIG. 21, how regenerative torque is generated during CCW rotation will be described along with the energization relationship of each phase current at each rotor rotation position θre. When the C-phase current Ic is applied at the position of θre = 75 °, the C-phase stator
図２１でθｒｅ＝１０５°の位置では、Ｃ相電流Ｉｃを通電することにより、Ｃ相ステータ磁極２０３と第３のロータ磁極２０７がＣＷのトルクを発生する。Ｅ相電流Ｉｅを通電すると、Ｅ相ステータ磁極２０４と第４のロータ磁極２０８は丁度対向しているので、ラジアル方向の吸引力が作用するが、回転トルクは発生しない。しかし、ロータがＣＣＷへ回転するとＣＷのトルク、則ち、負のトルクが発生しモータは回生トルクを発生する。
In the position of θre = 105 ° in FIG. 21, the C-phase stator
θｒｅ＝１２０°の位置では、Ｃ相電流Ｉｃを通電することにより、Ｃ相ステータ磁極２０３と第３のロータ磁極２０７がＣＷのトルクを発生する。同時に、Ｅ相電流Ｉｅを通電することにより、Ｅ相ステータ磁極２０４と第４のロータ磁極２０８がＣＷのトルクを発生する。
At the position of θre = 120 °, the C-phase stator
θｒｅ＝１５０°の位置では、Ｃ相ステータ磁極２０３と第３のロータ磁極２０７との対向面がなくなるので、この回転位置から第３のロータ磁極２０７のＣＷのトルクが出なくなる。Ｅ相電流Ｉｅを通電することにより、Ｅ相ステータ磁極２０４と第４のロータ磁極２０８がＣＷのトルクを発生する。
At the position of θre = 150 °, there is no facing surface between the C-phase stator
θｒｅ＝１６５°の位置では、Ｄ相電流Ｉｄを通電すると、Ｄ相ステータ磁極２０５と第３のロータ磁極２０７は丁度対向しているので、ラジアル方向の吸引力が作用するが、回転トルクは発生しない。しかし、ロータがＣＣＷへ回転するとＣＷのトルク、則ち、負のトルクが発生しモータは回生トルクを発生する。Ｅ相電流Ｉｅを通電することにより、Ｅ相ステータ磁極２０４と第４のロータ磁極２０８がＣＷのトルクを発生する。
At the position of θre = 165 °, when the D-phase current Id is energized, the D-phase stator
θｒｅ＝１８０°の位置では、Ｄ相電流Ｉｄを通電することにより、Ｄ相ステータ磁極２０５と第３のロータ磁極２０７がＣＷのトルクを発生する。一方、Ｅ相ステータ磁極２０４と第４のロータ磁極２０８との対向面がなくなるので、この回転位置から第４のロータ磁極２０８のＣＷのトルクが出なくなる。
At the position of θre = 180 °, the D-phase current Id is supplied, whereby the D-phase stator
以上の結果、ロータ回転位置θｒｅが７５°から１８０°の１０５°の間、ＣＣＷへ回転している状態で、ＣＷのトルク、則ち、負のトルクが発生しモータは回生トルクを発生することを示した。これは、９０°以上の間、ＣＷのトルクを発生できるので、４相のステータ磁極が対称構造であることから、全回転に渡ってＣＷのトルクを発生できることを示している。 As a result, the CW torque, that is, negative torque is generated and the motor generates regenerative torque while the rotor rotational position θre is rotating to CCW between 105 ° from 75 ° to 180 °. showed that. This indicates that since the CW torque can be generated for 90 ° or more, the four-phase stator magnetic poles have a symmetrical structure, so that the CW torque can be generated over the entire rotation.
図２２は、図２１とその説明の内容を横軸をロータ回転位置θｒｅとしてＣＷトルクの発生を示す図である。ＩｃはＣ相電流、ＩｄはＤ相電流、ＩｅはＥ相電流、ＩｆはＦ相電流の例である。ＴＣは、Ｃ相電流ＩｃによりＣ相ステータ磁極２０３が発生するトルクである。ＴＤは、Ｄ相電流ＩｄによりＤ相ステータ磁極２０５が発生するトルクである。ＴＥは、Ｅ相電流ＩｅによりＥ相ステータ磁極２０４が発生するトルクである。ＴＦは、Ｆ相電流ＩｆによりＦ相ステータ磁極２０６が発生するトルクである。（ＴＣ＋ＴＥ）はＴＣとＴＥの和であり、９０以上の間ＣＷトルクを発生している。（ＴＤ＋ＴＦ）はＴＤとＴＦの和であり、９０以上の間ＣＷトルクを発生している。Ｔａｌｌはこれらのトルクの合計である。トルクの脈動はあるが、ＣＷのトルクを連続的に発生している。
FIG. 22 is a diagram showing the generation of CW torque with the horizontal axis as the rotor rotational position θre, with the contents of FIG. 21 and the explanation thereof. Ic is a C-phase current, Id is a D-phase current, Ie is an E-phase current, and If is an F-phase current. TC is a torque generated by the C-phase stator
次に、図２０に示すモータが回転時にＣＣＷのトルクとＣＷのトルクを連続的に発生できる条件について説明する。図２３は、図２１と同様であり、図２０のステータの磁極とロータの磁極とが対向する円周上の面、いわゆる、エアギャップ面を直線状に展開した展開図である。水平軸は、エアギャップ面の角度であり、円周方向位置θｍｅである。Ｃ相ステータ磁極２０３、Ｄ相ステータ磁極２０５、Ｅ相ステータ磁極２０４、Ｆ相ステータ磁極２０６の円周方向幅は（９０°−ｅ）で、電気角３６０°の円周方向位置の間に等間隔に配置している。第３のロータ磁極２０７の円周方向幅はｎ、第４のロータ磁極２０８の円周方向幅はｋである。図２０のＣ相ステータ磁極２０３と図２３のＡ相ステータ磁極５１は同じものであり、それらのＣＷ端をステータの円周方向位置θｍｅ＝０°の基準の点とする。そして、この円周方向位置θｍｅ＝０°の基準点に対する第３のロータ磁極２０７のＣＣＷの端の回転角をロータ回転位置θｒｅとしている。図２０のロータ回転位置θｒｅは０°である。また、ロータ回転位置θｒｅが０°の時の第４のステータ磁極のＣＷの端の円周方向位置θｍｅを（１８０°−ｍ）と定義する。それは、図２３の状態である。また、図２０においてロータ磁極２０７がＣＣＷへ回転することは、図２３においてロータ磁極２１７が紙面の右側へ移動することに相当し、図２０と図２３との該当位置は、エアギャップ面の円周方向位置θｍｅの値により確認することができる。
Next, the conditions under which the motor shown in FIG. 20 can continuously generate the CCW torque and the CW torque during rotation will be described. FIG. 23 is a development similar to FIG. 21, in which a surface on the circumference where the magnetic pole of the stator and the magnetic pole of the rotor of FIG. The horizontal axis is the angle of the air gap surface and is the circumferential position θme. The circumferential widths of the C-phase stator
図２３に示すモータがＣＣＷのトルクを発生する方法を考える。４相の電流Ｉｃ、Ｉｄ、Ｉｅ、Ｉｆを可変できるので、図５において２相の電流Ｉａ、Ｉｂで駆動する条件とは異なる。Ｃ相電流Ｉｃを通電するＣ相ステータ磁極２０３とＥ相ステータ磁極２１４で、ロータ回転位置θｒｅの０°から９０°までの間に渡って、ＣＣＷのトルクを発生する条件について説明する。まず、図２３において、ｅは正の値であり、各ステータ磁極の円周方向幅（９０°−ｅ）は９０°より小さい値である。Ｃ相ステータ磁極２０３と第３のロータ磁極２０７が発生できるトルクは、第３のロータ磁極２０７の円周方向幅ｎがＣ相ステータ磁極２０３の円周方向幅（９０°−ｅ）より大きい場合には、ロータ回転位置θｒｅの０°から（９０°−ｅ）までＣＣＷのトルクを発生できる。図２２のトルクＴＣである。第３のロータ磁極２０７の円周方向幅ｎがＣ相ステータ磁極２０３の円周方向幅（９０°−ｅ）より小さい場合には、ロータ回転位置θｒｅの０°からｎまでの間ＣＣＷのトルクを発生できる。ここで、Ｃ相ステータ磁極２０３と第３のロータ磁極２０７とで、最低でも、ロータ回転位置θｒｅの０°から４５°のＣＣＷのトルクを発生する条件は下記となる。
４５°＜（９０°−ｅ）、かつ、４５°＜ｎ （１４）
Consider a method in which the motor shown in FIG. 23 generates a CCW torque. Since the four-phase currents Ic, Id, Ie, and If can be varied, the conditions for driving with the two-phase currents Ia and Ib in FIG. 5 are different. A condition for generating CCW torque between 0 ° and 90 ° of the rotor rotational position θre by the C-phase stator
45 ° <(90 ° -e) and 45 ° <n (14)
Ｅ相ステータ磁極２０４と第４のロータ磁極２０８とで、最低でも、ロータ回転位置θｒｅの４５°から９０°のＣＣＷのトルクを発生する条件は下記となる。
４５°＜（９０°−ｅ）、かつ、４５°＜ｋ （１５）
ｍ＜４５° （１６）
９０°＜ｋ＋ｍ （１７）
ｅ＜ｍ （１８）
The conditions for generating a CCW torque of 45 ° to 90 ° of the rotor rotational position θre at least by the E-phase stator
45 ° <(90 ° -e) and 45 ° <k (15)
m <45 ° (16)
90 ° <k + m (17)
e <m (18)
また、ＣＣＷへ回転時にロータ回転位置θｒｅ＝０°の位置で、Ｃ相ステータ磁極２０３と第３のロータ磁極２０７がＣＣＷトルクを発生する時に、Ｃ相ステータ磁極２０３と第４のロータ磁極２０８との間で逆向きのＣＷトルクを発生しない条件は、図２３より次の通りである。
ｋ＋ｍ＜９０°＋ｅ （１９）
但しこの条件は、Ｃ相電流Ｉｃの通電開始タイミングを遅らせることにより、前記の逆向きのＣＷトルクの発生を抑制することもでき、（１９）式の条件を緩和することもできる。
Further, when the C-phase stator
k + m <90 ° + e (19)
However, this condition can suppress the occurrence of the reverse CW torque by delaying the energization start timing of the C-phase current Ic, and can also relax the condition of the equation (19).
他方、ロータがＣＣＷへ回転する時にＣＷのトルク、則ち、負のトルクである回生トルクを連続的に発生する条件は、第３のロータ磁極２０７のＣＷ端の位置（θｒｅ−ｎ）と第４のロータ磁極２０８のＣＷ端の位置（θｒｅ＋１８０°−ｍ−ｋ）との相対的な位相差が（１８０°−ｅ）より小さいことである。
（θｒｅ＋１８０°−ｍ−ｋ）−（θｒｅ−ｎ）＜１８０−ｅ
ｎ＜ｍ＋ｋ−ｅ （２０）
On the other hand, the condition for continuously generating CW torque, that is, regenerative torque that is negative torque when the rotor rotates to CCW, is that the CW end position (θre−n) of the third rotor
(Θre + 180 ° −m−k) − (θre−n) <180−e
n <m + ke (20)
前記各値の例について考えてみる。ｅ＝１５°、ｍ＝２０°、ｎ＝ｋの場合、（１７）、（１９）式よりＣ相ステータ磁極２０３の円周方向幅ｎの値は７０°より大きく８５°より小さい値となる。同様に、ｅ＝１５°、ｍ＝３０°、ｎ＝ｋの場合、Ｃ相ステータ磁極２０３の円周方向幅ｎの値は６０°より大きく７５°より小さい値となる。同様に、ｅ＝１５°、ｍ＝１５°、ｎ＝ｋの場合、Ｃ相ステータ磁極２０３の円周方向幅ｎの値は７５°より大きく９０°より小さい値となる。
Consider the example of each value. In the case of e = 15 °, m = 20 °, and n = k, the value of the circumferential width n of the C-phase stator
また、図２０のモータはモータの原理を説明するための２極のモータモデルなので、ステータとロータ間の磁気抵抗のアンバランスがある。ロータに作用する磁気吸引力のアンバランスもある。質量的な機械的アンバランスもある。これらのアンバランスの問題は、図２０のモータを多極化し、図６、図８、図１０、図１１、図１６、図１８、図１９などの構成のモータとすることにより解消することができる。永久磁石を活用した高性能化も実現できる。 Further, since the motor of FIG. 20 is a two-pole motor model for explaining the principle of the motor, there is an unbalance of the magnetic resistance between the stator and the rotor. There is also an unbalance of the magnetic attractive force acting on the rotor. There is also a mass mechanical imbalance. These unbalance problems can be solved by making the motor of FIG. 20 multipolar and making the motors of the configuration of FIG. 6, FIG. 8, FIG. 10, FIG. 11, FIG. . High performance using permanent magnets can also be realized.
図２４に、図９のロータ形状を変形し、４相電流で駆動する構成としたモータの直線展開図を示す。ステータは図２０、図２３と同じである。２４２は第５のロータで、図９の６２と同じ形状である。２４１は第６のロータでその円周方向の幅ｒを、第５のロータの円周方向幅（ｐ＋ｑ）より小さくしている。図２４のモータの目的、作用は、ＣＣＷとＣＷの両方向に連続したトルク生成することであり、図２０、図２３の目的と同じである。 FIG. 24 shows a linear development view of a motor in which the rotor shape of FIG. 9 is modified and driven by a four-phase current. The stator is the same as in FIGS. Reference numeral 242 denotes a fifth rotor, which has the same shape as 62 in FIG. Reference numeral 241 denotes a sixth rotor having a circumferential width r smaller than the circumferential width (p + q) of the fifth rotor. The purpose and action of the motor of FIG. 24 is to generate torque that is continuous in both directions of CCW and CW, and is the same as the purpose of FIGS.
図２４のモータの構成、作用を図２０、図２３と比較して説明する。第６のロータ磁極２４１の円周方向の幅ｒは、図２３の第３のロータ磁極の円周方向の幅ｎに相当する。第５のロータ磁極２４１の円周方向の幅ｐとｑは、図２３の第４のロータ磁極の円周方向の幅ｋとｍに相当する。図２４のステータから見たロータ磁極２４１、２４２の磁気抵抗の和は、図２３のステータから見たロータ磁極２１７、２１８の磁気抵抗の和はに等しい関係となっている。その観点では、図２４のモータと図２３のモータは同じトルクの出力が可能である。ただし、第５のロータ２４２の円周方向の幅でｑの部分が円周方向に広いので、その部分に関わるステータ磁極の電流を余計に通電する必要がある。 The configuration and operation of the motor shown in FIG. 24 will be described in comparison with FIGS. The circumferential width r of the sixth rotor magnetic pole 241 corresponds to the circumferential width n of the third rotor magnetic pole in FIG. The circumferential widths p and q of the fifth rotor magnetic pole 241 correspond to the circumferential widths k and m of the fourth rotor magnetic pole in FIG. The sum of the magnetic resistances of the rotor magnetic poles 241 and 242 seen from the stator of FIG. 24 is equal to the sum of the magnetic resistances of the rotor magnetic poles 217 and 218 seen from the stator of FIG. From this viewpoint, the motor of FIG. 24 and the motor of FIG. 23 can output the same torque. However, since the portion q in the circumferential width of the fifth rotor 242 is wide in the circumferential direction, it is necessary to energize the current of the stator magnetic pole related to that portion.
次に、図２６に、図１等のモータを駆動する簡素な構成の例を示す。２相の片方向電流を駆動する。２５７はＡ相の巻線とＡ／相の巻線である。２５８はＢ相の巻線とＢ／相の巻線である。２５２は直流電源である。２６１と２６２はコンデンサであり、２６７はそれらの中間点であり、この中間点２６７を中心に正と負の直流電源を作っている。２６３は巻線２５７へＡ相電流Ｉａを通電する電力素子で、２６４は電力素子２６３がオフの時にＡ相電流Ｉａを環流するダイオードである。２６５は巻線２５８へＢ相電流Ｉｂを通電する電力素子で、２６６は電力素子２６４がオフの時にＢ相電流Ｉｂを環流するダイオードである。図２６の駆動回路で図６、図８等のモータを駆動することができる。３相交流モータ、図３１のモータなどは、通常、６個の電力素子で駆動されている。その点を比較すると、図２６の駆動回路は２個の電力素子で駆動できるので簡素であり、小型化、低コスト化の可能性がある。なお、直流電源２５３、コンデンサ２６１、２６２の部分は、図２７に示す直流電源２７１と直流電源２７２に置き換えることもできる。直流電源がバッテリーの場合、１個のバッテリーの中間点を端子として取りだすことができれば、コスト増加を抑えて２個の直流電源とすることができる。また、２個に分けたバッテリーの電圧アンバランスは、充電時、使用時において、負荷側の駆動回路で調整することもできる。
Next, FIG. 26 shows an example of a simple configuration for driving the motor of FIG. Drives two-phase unidirectional current.
次に、図２７に請求項７の実施例を示す。図２７は、図２０、図２４等のモータを駆動する、４相の片方向電流を駆動する簡素な構成の例である。２７Ｂは図２０のＣ相巻線２０９、２０Ａで、Ｃ相電流Ｉｃを通電する。２７ＣはＥ相巻線２０Ｃ、２０Ｂで、Ｅ相電流Ｉｅを通電する。２７ＤはＤ相巻線２０Ｄ、２０Ｅで、Ｄ相電流Ｉｄを通電する。２７ＥはＦ相巻線２０Ｇ、２０Ｆで、Ｆ相電流Ｉｆを通電する。２７３はＣ相巻線２７ＢへＣ相電流Ｉｃを通電する電力素子であり、２７４は電力素子２７３がオフの時にＣ相電流Ｉｃを環流するダイオードである。２７５はＥ相巻線２７ＣへＥ相電流Ｉｅを通電する電力素子であり、２７６は電力素子２７５がオフの時にＥ相電流Ｉｅを環流するダイオードである。２７７はＤ相巻線２７ＤへＤ相電流Ｉｄを通電する電力素子であり、２７８は電力素子２７７がオフの時にＤ相電流Ｉｄを環流するダイオードである。２７９はＦ相巻線２７ＥへＦ相電流Ｉｆを通電する電力素子であり、２７Ａは電力素子２７９がオフの時にＦ相電流Ｉｆを環流するダイオードである。ここで、Ｃ相電流ＩｃとＤ相電流Ｉｄ和は、Ｅ相電流ＩｅとＦ相電流Ｉｆの和に近いので、電源の脈動電流を比較的少なくできる。図２７に示す４相電流の駆動回路は、４個の電力素子で駆動できるので簡素であり、小型化、低コスト化が可能である。なお、４相電流の駆動回路は、図２５の構成を２組使用して、８個の電力素子で駆動することも可能である。
Next, FIG. 27 shows an embodiment of
次に、図２８、図２９に請求項８の実施例を示す。リラクタンストルクは磁束経路の磁束密度が大きくなると磁路の磁気抵抗が増加するので、磁束密度が大きくなるとトルクが低下し易いという問題がある。例えば、図３のＡ相ステータ磁極１３と第1のロータ磁極１７との間に作用するトルクＴＡについて考えてみる。ロータ回転位置θｒｅ＝０°では、Ａ相ステータ磁極１３と第1のロータ磁極１７とは対向し始めるところであり、Ａ相電流Ｉａを通電してもそれぞれの磁路にはわずかな磁束が通っているだけであり、磁束密度は低い。従って、大きなトルクを発生することができる。ロータ回転位置θｒｅ＝３０°では、Ａ相ステータ磁極１３と第1の３０／７５がロータ磁極１７に対向しているので、Ａ相電流Ｉａが大きい場合は単純論理で、それぞれの磁路は飽和磁束密度の３０／７５の磁束密度になっている。まだ十分大きなトルクを発生することができる。ロータ回転位置θｒｅ＝４５°では、Ａ相ステータ磁極１３と第1の４５／７５がロータ磁極１７に対向しているので、Ａ相電流Ｉａが大きい場合は単純論理で、それぞれの磁路は飽和磁束密度の４５／７５の磁束密度になっている。エアギャップ部の磁気抵抗に対して磁路の磁気抵抗が無視できない領域に入ってきて、トルクがやや低下し始める。そして、ロータ回転位置θｒｅ＝７５°に近づくにつれ、トルクが急激に低下する。
Next, an embodiment of
図２８のＴＡＣは、図４のＴＡを拡大した図であり、Ａ相ステータ磁極１３の理想的なトルクである。対して、ＴＡＲはＡ相ステータ磁極１３を通過する磁束が増加するにつれ磁路の磁束密度が上昇し、磁気抵抗が増加して２８１の部分ではトルクが急激に低下する現実的なトルク特性である。２８１の部分のトルクの落ち込みにより、トルクが低下する回転位置が発生する問題がある。
TAC in FIG. 28 is an enlarged view of TA in FIG. 4, and is an ideal torque of the A-phase stator
図２９は、トルクが低下する問題を改善する方法として、軟磁性体を付加する方法を示す図である。図２９の各ステータ磁極は、図３の各ステータ磁極と同じである。図２９では、各ステータ磁極のロータ磁極に対向する面の側面で、ロータ軸方向に、それぞれ、軟磁性体２９１、２９２、２９３、２９４、２９５、２９６、２９７、２９８を付加している。各軟磁性体の円周方向位置は、各ステータ磁極のＣＣＷの端からＣＷ方向３０°の位置である。図２９の第１のロータ磁極１７、第２のロータ磁極１Ｂについても、各ロータ磁極のステータ磁極に対向する面の側面で、ロータ軸方向に、それぞれ、軟磁性体２９９、２９Ａ、２９Ｂ、２９Ｃを付加している。各軟磁性体の円周方向位置は、各ロータ磁極のＣＣＷの端からＣＷ方向３０°の位置である。
FIG. 29 is a diagram showing a method of adding a soft magnetic material as a method of improving the problem of torque reduction. Each stator magnetic pole in FIG. 29 is the same as each stator magnetic pole in FIG. In FIG. 29, soft
図２９において、ロータ回転位置θｒｅ＝０°では、Ａ相ステータ磁極１３と第１のロータ磁極１７は対向し始めた位置であり、それぞれの軟磁性体２９１、２９２と２９９、２９Ａとはまだ離れているので、Ａ相電流Ｉａを通電しても軟磁性体同士の電磁気的相互作用はない。ロータ回転位置θｒｅ＝６０°に近づくと、それぞれの軟磁性体２９１、２９２と２９９、２９Ａとが近接し、Ａ相電流Ｉａにより吸引力が発生し、リラクタンストルクを発生する。図２８のＴＡＰに前記軟磁性体２９１、２９２と２９９、２９Ａとのリラクタンストルク２８２を示す。このように、ＴＡＲに示すリラクタンストルクの落ち込み２８１を軟磁性体２９１、２９２、２９９、２９Ａによって改善し、ＴＡＰの改善トルク２８２を得ることができる。また、Ａ／相ステータ磁極１４と第２のロータ磁極１Ｂとの間のトルクについては、ロータ回転位置θｒｅ＝９０°に近づくと、それぞれの軟磁性体２９５、２９６と２９Ｂ、２９Ｃとが近接し、Ａ相電流Ｉａにより吸引力が発生し、リラクタンストルクを発生する。このように、各ステータ磁極、各ロータ磁極に軟磁性体を付加することにより、トルクの低減の問題を軽減することができる。Ｂ相ステータ磁極１５、Ｂ／相ステータ磁極１６についても同様である。なお、前記軟磁性体の取り付け位置については、ステータとロータとの相対的な関係なので、取り付けの自由度があり、選択できる。
In FIG. 29, at the rotor rotational position θre = 0 °, the A-phase stator
以上本発明について説明したが、種々の変形、応用、組み合わせが可能である。ロータのスキュー、ステータのスキュー、段スキュー、エアギャップ長を変えるなどのエアギャップ面形状の３次元的な変形などの技術を活用できる。例えば、ＣＷ片方向回転を優先する場合は、ステータ磁極のＣＣＷのエアギャップを小さくし、ステータ磁極のＣＷのエアギャップを大きくすれば、ロータがそのステータ磁極にさしかかった時のＣＷ方向トルクを大きくすることができる。ロータ側についても同様であり、本発明の技術と合わせて活用することができる。ロータ、ステータにスリット状の空隙部を付加して磁気特性を改良することも可能である。アウターロータ型モータ、アキシャルギャップ型モータなどのモータ形状の変更、極数の変更もできる。内外径方向、ロータ軸方向に複数のモータ要素する、あるいは、他の種類のモータ要素と組み合わせることも可能である。環状巻線、波巻巻線、モータ要素の複合化に伴うトロイダル巻線などの種々巻線も活用できる。アルミ線、圧分磁心、アモルファス金属の鉄心、パーメンジュール、樹脂などの種々の材料が使える。また、種々の永久磁石が使用でき、使用時に磁石の磁気特性を可変することも可能である。モータ用電流での磁石可変、あるいは、専用の装置での磁石可変も可能である。また、各巻線の誘起電圧、インダクタンスがロータの回転と共に変化することを利用したセンサレス位置検出技術の活用も可能である。また、モータの振動、騒音を低減するために、各相電流の増加、減少の速度を抑制したり、トルクの発生の点では不要あるいは不利となる電流を流すこともできる。これらについても本発明に含むものである。 Although the present invention has been described above, various modifications, applications, and combinations are possible. Techniques such as three-dimensional deformation of the air gap surface shape such as rotor skew, stator skew, step skew, and air gap length change can be utilized. For example, when priority is given to CW unidirectional rotation, reducing the CCW air gap of the stator pole and increasing the CW air gap of the stator pole will increase the CW direction torque when the rotor approaches the stator pole. can do. The same applies to the rotor side, and can be utilized together with the technique of the present invention. It is also possible to improve the magnetic characteristics by adding slit-shaped gaps to the rotor and stator. Motor shapes such as outer rotor type motors and axial gap type motors can be changed and the number of poles can be changed. It is also possible to combine a plurality of motor elements in the inner and outer diameter directions and the rotor axial direction, or to combine with other types of motor elements. Various windings such as an annular winding, a wave winding, and a toroidal winding accompanying the combination of motor elements can also be used. Various materials can be used such as aluminum wire, pressure domain core, amorphous metal core, permendur, and resin. Various permanent magnets can be used, and the magnetic characteristics of the magnet can be varied during use. It is also possible to change the magnet with a motor current or to change the magnet with a dedicated device. It is also possible to utilize a sensorless position detection technique that utilizes the fact that the induced voltage and inductance of each winding change with the rotation of the rotor. Further, in order to reduce the vibration and noise of the motor, it is possible to suppress the speed of increase / decrease of each phase current or to pass a current that is unnecessary or disadvantageous in terms of torque generation. These are also included in the present invention.
１１ ステータ
１２ ロータ軸
１３ Ａ相ステータ磁極
１４ Ａ／相ステータ磁極
１５ Ｂ相ステータ磁極
１６ Ｂ／相ステータ磁極
１７ 第１のロータ磁極Ｒ１
１８ 第２のロータ磁極Ｒ２
１９、１Ａ Ａ相巻線
１Ｂ、１Ｃ Ａ／相巻線
１Ｄ、１Ｅ Ｂ相巻線
１Ｆ、１Ｇ Ｂ／相巻線
11
18 Second rotor magnetic pole R2
19, 1A A phase winding 1B, 1C A / phase winding 1D, 1E B phase winding 1F, 1GB B / phase winding
Claims (8)
Ａ相のステータ磁極ＳＡの巻線ＷＤＡと、
Ａ相とは電気角で０°あるいは１８０°の円周方向位置に配置し、円周方向の幅が電気角で（９０°−ｅ）でＮ極であるＡ／相のステータ磁極ＳＡ／と、
Ａ／相のステータ磁極ＳＡ／の巻線ＷＤＡ／と、
Ａ相とは電気角で９０°あるいは２７０°の円周方向位置に配置し、円周方向の幅が電気角で（９０°−ｅ）でＳ極であるＢ相のステータ磁極ＳＢと、
Ｂ相のステータ磁極ＳＢの巻線ＷＤＢと、
Ａ相とは電気角で９０°あるいは２７０°の円周方向位置に配置し、円周方向の幅が電気角で（９０°−ｈ）でＮ極であるＢ／相のステータ磁極ＳＢ／と、
Ｂ／相のステータ磁極ＳＢ／の巻線ＷＤＢ／と、
ロータに配置するロータ磁極Ｒ１と、
ロータに配置するロータ磁極Ｒ２とを備え、
前記ｅの値は電気角で０°から４５°の範囲の値であり、
前記ロータ磁極Ｒ１の反時計方向ＣＣＷの端である磁極端Ｒ１Ａに対して、前記ロータ磁極Ｒ２の反時計方向ＣＣＷの端である磁極端Ｒ２Ａの相対的な電気角位置は−ｍあるいは（１８０°−ｍ）であって、前記ｍは前記ｅより大きく、
前記ロータ磁極Ｒ２の円周方向幅を電気角でｋとして、前記値で示される（ｋ＋ｍ）が９０°より大きい
ことを特徴とするリラクタンスモータ。 An A-phase stator pole SA having a circumferential width in electrical angle (90 ° -e) and an S pole;
A winding WDA of the A-phase stator magnetic pole SA;
A phase is an A / phase stator pole SA /, which is arranged at a circumferential position of 0 ° or 180 ° in electrical angle, and whose circumferential width is an electrical angle (90 ° -e) and is N-pole. ,
A / phase stator pole SA / winding WDA /;
A phase is a circumferential phase position of 90 ° or 270 ° in electrical angle, and a B-phase stator magnetic pole SB having a circumferential width in electrical angle (90 ° -e) and an S pole;
A winding WDB of a B-phase stator magnetic pole SB;
The A phase is a B / phase stator magnetic pole SB /, which is disposed at a circumferential position of 90 ° or 270 ° in electrical angle, and whose circumferential width is an electrical angle (90 ° -h) and is N-pole. ,
A winding WDB / of a B / phase stator pole SB /;
A rotor magnetic pole R1 disposed on the rotor;
A rotor magnetic pole R2 disposed on the rotor,
The value of e is an electrical angle in the range of 0 ° to 45 °,
The relative electrical angle position of the magnetic pole end R2A which is the counterclockwise CCW end of the rotor magnetic pole R2 is −m or (180 °) with respect to the magnetic pole end R1A which is the counterclockwise CCW end of the rotor magnetic pole R1. -M), where m is greater than e.
A reluctance motor, wherein the circumferential width of the rotor magnetic pole R2 is represented by k as an electrical angle, and (k + m) represented by the value is greater than 90 °.
円周方向に隣り合うＮ極のステータ磁極とＳ極のステータ磁極との間に、それらのステータ磁極のＮ極、Ｓ極の極性の向きの永久磁石を配置する
ことを特徴とするリラクタンスモータ。 In claim 1,
A reluctance motor characterized by disposing permanent magnets in the direction of the N and S poles of the stator poles between the N and S poles adjacent to each other in the circumferential direction.
円周方向に配置する前記各ステータ磁極の並び順はＮ極のステータ磁極とＳ極のステータ磁極とを交互に配置する並び順である
ことを特徴とするリラクタンスモータ。 In claim 2,
A reluctance motor characterized in that the order of arrangement of the stator magnetic poles arranged in the circumferential direction is the order of arrangement of N-pole stator poles and S-pole stator poles alternately.
ステータのバックヨーク部に各ステータ磁極を励磁する永久磁石を配置する
ことを特徴とするリラクタンスモータ。 In claim 1,
A reluctance motor comprising a permanent magnet for exciting each stator magnetic pole in a back yoke portion of a stator.
第１のステータと第１のロータからなる第１のモータ構成と、
第２のステータと第２のロータからなる第２のモータ構成とを備え、
第１のステータのバックヨークと第２のステータのバックヨークと磁気的に繋がっていることを特徴とするリラクタンスモータ。 In claim 1,
A first motor configuration comprising a first stator and a first rotor;
A second motor configuration comprising a second stator and a second rotor;
A reluctance motor, wherein the back yoke of the first stator and the back yoke of the second stator are magnetically connected.
前記第１のロータ磁極Ｒ１の円周方向幅を電気角でｊとして、前記ｊは（ｋ＋ｍ−ｅ）より小さいことを特徴とするリラクタンスモータ。 In claim 1,
A reluctance motor characterized in that the circumferential width of the first rotor magnetic pole R1 is j as an electrical angle, and j is smaller than (k + me).
第1の直流電源ＰＳ１と、
第２の直流電源ＰＳ２と、
前記巻線ＷＤＡを駆動する電力素子ＴＲＡと、
前記巻線ＷＤＡ／を駆動する電力素子ＴＲＡ／と、
前記巻線ＷＤＢを駆動する電力素子ＴＲＢと、
前記巻線ＷＤＢ／を駆動する電力素子ＴＲＢ／と
を備えることを特徴とするリラクタンスモータ。 In claim 6,
A first DC power supply PS1;
A second DC power source PS2,
A power element TRA for driving the winding WDA;
A power element TRA / for driving the winding WDA /;
A power element TRB for driving the winding WDB;
A reluctance motor comprising a power element TRB / for driving the winding WDB /.
前記ロータ磁極と対向する前記ステータ磁極の面のロータ軸方向近傍に付加する軟磁性体と、
前記ステータ磁極と対向する前記ロータ磁極の面のロータ軸方向近傍に付加する軟磁性体と
を備えることを特徴とするリラクタンスモータ。
In claim 1,
A soft magnetic material added in the vicinity of the rotor magnetic pole surface of the surface of the stator magnetic pole facing the rotor magnetic pole;
A reluctance motor comprising: a soft magnetic material added in the vicinity of the rotor magnetic pole surface of the surface of the rotor magnetic pole facing the stator magnetic pole.
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