JP6447386B2 - Δς変調器及び送信機 - Google Patents

Description

本発明は、ΔΣ変調器及び送信機に関するものである。

特許文献１は、ΔΣ変調器を開示している。ΔΣ変調器は、基本構成として、ループフィルタ、量子化器、及び、ループフィルタと量子化器とを接続する内部経路、を有している。ΔΣ変調器は、入力信号をΔΣ変調し、量子化データを生成する。

特開２０１４−１４０５９号公報

ΔΣ変調器が生成する量子化データは、所定の周波数（ターゲット周波数）において、ＲＦ信号などのアナログ信号成分を含む。しかし、アナログ信号成分は、ΔΣ変調に起因して、歪を持つ場合がある。

例えば、特許文献１は、ΔΣ変調器から出力されるパルス列のパルス波形が、ΔΣ変調器から出力されるパルス列によって表現されるアナログ信号の信号特性に影響を与えることを開示している。Δ変調器から出力されるパルス列のパルス波形が、パルス列によって表現されるアナログ信号に歪を生じさせる。
アナログ信号の信号特性劣化を補償するために、特許文献１は、ΔΣ変調器から出力されたパルス列に対して処理を行うことを開示している。

特許文献１では、ΔΣ変調に起因する歪を、ΔΣ変調の後に行われる処理で補償している。しかし、ΔΣ変調の後処理だけに頼らず、ΔΣ変調器自体で、ターゲット周波数の周波数成分に生じる歪の補償が行えると有利である。

一の観点からみた本発明は、ループフィルタと、前記ループフィルタの出力に基づいて、量子化データを生成する量子化器と、前記ループフィルタ又は前記量子化器に接続された内部経路と、前記量子化データに対応したパルス列の周波数成分のうちターゲット周波数の周波数成分に生じる歪の補償信号を、前記内部経路に与える補償器と、を備えるΔΣ変調器である。

本発明によれば、ΔΣ変調器自体で、ターゲット周波数の周波数成分に生じる歪の補償が行える。

送信機（通信システム）のブロック図である。 ΔΣ変調器のブロック図である。 ΔΣ変調器の他の例を示すブロック図である。 Ｌ（ｚ）／（１＋Ｌ（ｚ））の周波数特性図である。 非対称波形の波形図である。 補償器のブロック図である。 非対称波形と検出信号とを示す波形図である。 係数決定処理のフローチャートである。 係数決定処理中のＡＣＬＲを示す図である。 補償信号生成部の他の例を示すブロック図である。 ＲＦ信号のアイパターンである。 ＲＦ信号の周波数スペクトラムである。 図１０よりも広帯域の周波数スペクトラムである。 デュアルバンドΔΣ変調器のブロック図である。

以下、本発明の好ましい実施形態について図面を参照しながら説明する。

［１．実施形態の概要］
（１）実施形態に係るΔΣ変調器は、ループフィルタと、前記ループフィルタの出力に基づいて、量子化データを生成する量子化器と、前記ループフィルタ又は前記量子化器に接続された内部経路と、前記量子化データに対応したパルス列の周波数成分のうちターゲット周波数の周波数成分に生じる歪の補償信号を、前記内部経路に与える補償器と、を備える。ΔΣ変調器が、補償器を備えていることで、ΔΣ変調器自体が、ターゲット周波数の周波数成分に生じる歪を補償することができる。

（２）前記歪は、前記量子化データに対応したパルス列におけるパルスの立ち上がりと立ち下がりとの非対称性によって、前記ターゲット周波数の周波数成分に生じる歪を含むのが好ましい。この場合、パルス列におけるパルスの立ち上がりと立ち下がりとの非対称性があっても、ΔΣ変調器から出力される量子化データは、非対称性に起因してターゲット周波数の周波数成分に生じる歪が補償されたものとなる。

（３）前記補償器は、前記量子化データの変化を検出する検出器と、前記検出器によって検出された前記量子化データの変化に基づいて補償信号を生成する生成器と、を備えるのが好ましい。量子化データの変化を検出することで、パルス列におけるパルスの立ち上がりと立ち下がりで生じる非対称性の発生を検出することができる。したがって、量子化データの変化に基づいて補償信号を生成することで、非対称性の発生に基づいて補償信号を生成することができる。

（４）前記検出器は、前記量子化データが変化したタイミングで検出信号を出力するのが好ましい。この場合、生成器は、量子化データが変化したタイミングで出力された検出信号に基づいて補償信号を生成することができる。

（５）前記生成器は、フラクショナルディレイを含み、前記フラクショナルディレイは、前記検出信号に基づいて前記補償信号を生成するのが好ましい。フラクショナルディレイによって、非対称性に起因してターゲット周波数の周波数成分に生じる歪を補償する補償信号を生成するのが容易となる。

（６）前記量子化器は、１ｂｉｔ量子化器であるのが好ましい。１ｂｉｔ量子化データの場合、パルス列の立ち上がりと立ち下がりの非対称性が問題となり易いため、ΔΣ変調器自体で補償を行うことが有利である。

（７）前記内部経路は、前記量子化データを前記ループフィルタへフィードバックするための第１経路を含み、前記補償器は、前記補償信号を前記第１経路に与えるのが好ましい。補償信号をループフィルタへフィードバックするための第１経路に与えることで、動作が安定し易くなる。

（８）前記内部経路は、前記ループフィルタの出力を前記量子化器へ与えるための第２経路を含み、前記補償器は、前記補償信号を前記第２経路に与えてもよい。この場合、補償信号による補償が可能である。
（９）前記内部経路は、前記ループフィルタの出力を前記量子化器へ与えるための第２経路を含み、前記補償器は、前記補償信号を前記第１経路及び前記第２経路に与えるのが好ましい。この場合、広帯域の歪補償が可能である。

（１０）実施形態に係る送信機は、前記量子化データに対応したパルスを、送信信号として出力する。

［２．実施形態の詳細］
［２．１ 送信機の構成］
図１は、送信機１０を示している。この送信機１０は、デジタル信号処理部１２と、アナログフィルタ１６と、を有している。デジタル信号処理部１２は、アナログ信号であるＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号を表現するデジタル信号（１ｂｉｔパルス列）を出力する。ＲＦ信号は、無線波として空間に放射される信号であり、例えば、移動体通信のためのＲＦ信号、又は放送サービスのためのＲＦ信号である。

デジタル信号処理部１２から出力されたパルス列は、アナログフィルタ（バンドパスフィルタ又はローパスフィルタ）１６に与えられる。デジタル信号処理部１２から出力されたパルス列が表現するアナログ信号は、ＲＦ信号の周波数（ターゲット周波数）以外の周波数の成分を雑音成分として含んでいる。その雑音成分は、アナログフィルタによって除去される。

デジタル信号処理部１２とアナログフィルタ１６との間の信号伝送路１４は、回路基板に形成された信号配線であってもよいし、光ファイバー又は電気ケーブルなどの通信ケーブルであってもよい。

デジタル信号処理部１２は、送信信号であるベースバンド信号（ＩＱ信号）を出力するベースバンド部１８と、ベースバンド信号を変調する変調器（直交変調器）２０と、処理部２２と、ΔΣ変調器２４と、コントローラ２６と、を備えている。

ベースバンド部１８は、ＩＱベースバンド信号（Ｉ信号、Ｑ信号）をデジタルデータとして出力する。直交変調器２０は、ＩＱベースバンド信号を、デジタル信号処理で直交変調を行うデジタル直交変調器として構成されている。処理部２２は、直交変調２０から出力された直交変調信号に対して、デジタル信号処理を施し、デジタルＩＦ信号を出力する。処理部２２が行うデジタル信号処理は、例えば、デジタル前置歪補償（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｐｒｅ−Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ；ＤＰＤ）、クレストファクタリダクション（Ｃｒｅｓｔ Ｆａｃｔｏｒ Ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ；ＣＦＲ）、デジタルアップコンバージョン（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｕｐ Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ；ＤＵＣ）を含む。

処理部２２から出力されるデジタルＲＦ信号は、中心周波数がｆ_０であり、所定の帯域を持つ。処理部２２から出力されるデジタルＲＦ信号は、ΔΣ変調器２４に与えられる。ΔΣ変調器２４は、デジタルＲＦ信号に対してΔΣ変調を行って、デジタルＲＦ信号を量子化し、量子化データ（パルス列）を出力する。ΔΣ変調器２４から出力されたパルス列は、アナログＲＦ信号を表現したものとなっている。送信機１０は、このパルス列を送信信号として送信する。

［２．２ ΔΣ変調］
ΔΣ変調器２４がバンドパス型である場合、ΔΣ変調器２４は、所望の周波数（ターゲット周波数ｆ_０）の信号成分を通過させ、ターゲット周波数ｆ_０近傍の帯域の雑音を帯域外に移行させるノイズシェイピングを行う。図２Ａに示すように、ΔΣ変調器２４は、ループフィルタ３０と、量子化データを出力する量子化器３６と、ループフィルタ３０又は量子化器３６に接続された内部経路４２と、補償器３８と、加算器４０と、を備えている。内部経路４２は、量子化器３６から出力された量子化データをループフィルタ３０へフィードバックするための第１経路（フィードバック経路）４２ａと、ループフィルタ３０の出力を量子化器３６に与えるための第２経路４２ｂと、を含む。ΔΣ変調器２４の外部のみへ信号が流れ出る経路は、ΔΣ変調器２４の外部経路と実質的に同じであるため、内部経路４２には含まれない。内部経路４２は、ΔΣ変調器３４の出力を生成する量子化器３６に至ることができる経路である。

ループフィルタ３０は、２入力１出力であり、ΔΣ変調器２４への入力信号（デジタルＲＦ信号）と、量子化器３６側からのフィードバック信号と、が入力される。ループフィルタ３０は、第１加算器３２と、Ｌ（ｚ）の伝達関数ブロック３３と、第２加算器３４と、フィードフォワード経路３５と、を備えている。

第１加算器３２は、ΔΣ変調器２４への入力信号と、量子化器３６側からのフィードバック信号と、を加算する。フィードバック信号は、第１経路４２ａ介して、第１加算器３２へ与えられる。伝達関数ブロック３３の伝達関数Ｌ（ｚ）は、Δ変調器２５としての特性を決定するものであり、所望の信号伝達関数及び雑音伝達関数に基づいて、決定される。第２加算器３４は、伝達関数ブロック３３の出力とΔΣ変調器２４への入力信号と、を加算する。入力信号は、フィードフォワード経路３５を介して、第２加算器３４に与えられる。なお、フィードフォワード経路３５及び第２加算器３４は省略してもよい。

第２加算器３４の出力、つまりループフィルタ３０の出力、は、第２経路４２ｂを介して、量子化器３６に与えられる。量子化器３６は、１ｂｉｔ量子化器であり、ループフィルタ３０の出力を１ｂｉｔに量子化した１ｂｉｔ量子化データを出力する。量子化器３６から出力された量子化データ（パルス列）は、ΔΣ変調器２４の出力として、ΔΣ変調器２４から出力されるとともに、第１経路４２ａを介して、ループフィルタ３０へフィードバックされる。

補償器３８は、ΔΣ変調器２４から出力されるパルス列が表現する周波数ｆ_０のアナログＲＦ信号（ターゲット周波数ｆ_０の周波数成分）に生じる歪の補償信号Ｃを出力する。補償信号Ｃは、ＲＦ信号に生じる歪を打消し又は抑制するためのものである。補償器３８から出力された補償信号Ｃは、第１経路４２ａに設けられた加算器４０によって、第１経路４２ａに与えられる。歪を打消し又は抑制するための補償信号ＣがΔΣ変調器２４の内部経路４２に与えられることで、Δ変調器２４の内部で、歪の補償が行われる。この結果、ΔΣ変調器２４から出力された量子化データは、歪が補償されたＲＦ信号（ターゲット周波数ｆ_０の周波数成分）を表現するものとなる。

ΔΣ変調器２４は、フィードバック経路である第１経路４２ａを有しているため、内部経路４２のいずれの位置に補償信号を与えても、その補償信号は、伝達関数ブロック３３をいずれ通過することになるため、補償信号による歪補償がなされた状態で、所望の特性のΔΣ変調を行うことができる。ただし、図２Ａに示すように補償信号を第１経路４２ａに与えると、その補償信号は、量子化器３６よりも前に伝達関数ブロック３３を通過することになるため、動作が安定し易い。

図２Ａでは、補償信号は、第１経路４２ａに与えられるが、他の内部経路４２（例えば、第２経路４２ｂ）に与えられても良い。すなわち、図２Ｂに示すように、補償器３８が出力する補償信号Ｃは、第１経路４２ａに与えられるだけでなく、第２経路４２ｂに設けられた第２加算器（加減算器）３４によって、第２経路４２ｂに与えられても良い。第２経路４２ｂに与えられる補償信号Ｃは、第２経路４２ｂを流れる信号から補償信号Ｃを減算するように、第２経路４２ｂに与えられる。

補償信号Ｃを第１経路４２ａ及び第２経路４２ｂに与えた場合、歪補償を広帯域に行うことができる。すなわち、図２Ａに示すΔΣ変調器２４の場合、ΔΣ変調器２４の出力Ｖは、次の式（１）によって表される。
式（１）の右辺の第１項は入力信号Ｕであり、第２項はΔΣ変調器２４の雑音伝達関数ＮＴＦによるフィルタ特性が掛けられた量子化雑音Ｅを示す。式（１）の右辺の第１項及び第２項だけであれば、通常のΔΣ変調器の出力Ｖとなる。図２Ａに示すΔΣ変調器２４では、補償信号Ｃを第１経路４２ａに与えているため、式（１）の右辺の第３項が発生する。式（１）では、補償信号ＣにＬ（ｚ）／（１＋Ｌ（ｚ））のフィルタ特性が掛けられたものが、出力Ｖに反映されることになる。Ｌ（ｚ）／（１＋Ｌ（ｚ））の周波数特性は、図２Ｃに示すように、バンドパスとなる。つまり、図２Ｃに示すように、Ｌ（ｚ）／（１＋Ｌ（ｚ））９５０ＭＨｚから１０５０ＭＨｚを通過帯域として持つバンドパスフィルタとなる。このため、補償信号Ｃは、バンドパスフィルタの通過帯域における成分しか、出力Ｖに反映されず、比較的狭帯域での歪補償となる。

これに対し、図２Ｂに示すように、補償信号ｃを第２経路４２Ｂにも与えると、ΔΣ変調器２４の出力は、式（１）におけるＣの係数は１となり、次の式（２）によって表される。
式（２）の右辺の第３項は、補償信号Ｃの全周波数成分が出力Ｖから減算されるため、広帯域での歪補償が可能である。

［２．３ パルス列の波形歪によって生じるＲＦ信号の歪とその補償］
本実施形態では、補償器３８から出力される補償信号によって補償される歪の一例として、ΔΣ変調器２４から出力されるパルス列の波形歪によってＲＦ信号に生じる歪を想定する。ΔΣ変調器２４は、量子化データをパルス列として出力するため、そのパルス列の波形が歪んでいると、そのパルス列が表現するＲＦ信号に歪が生じる。具体的には、特許文献１に示すように、量子化データに対応したパルス列におけるパルスの立ち上がりと立ち下がりとの非対称性によって、ＲＦ信号（ターゲット周波数ｆ_０の周波数成分）に歪が生じる。

ΔΣ変調器２４は、量子化データに対応するパルス列を出力するために、図示しないドライバを有している。ドライバは、スイッチング素子などを有しており、スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作によってパルスの立ち上がりと立ち下がりが形成される。ドライバによって形成されるパルスの立ち上がり時間と立ち下がり時間とは一致しないことが一般的であり、パルスの立ち上がりと立ち下がりとの非対称性が生じる。この非対称成分がＲＦ信号を劣化させる。以下、パルスの立ち上がりと立ち下がりの非対称成分について定義する。

まず、ΔΣ変調器２４から出力されるパルス列Ｓ_ｏｕｔ（ｔ）は、下記式（Ａ）のように定義される。

式（Ａ）の第１項であるＳ_{Ｉｄｅａｌ}は、量子化データｄ_ｋ（＝±１）を理想的な矩形波で表現したものであり、式（Ｂ）のように定義される。ここでは、量子化データｄ_ｋは、パルスのＨｉｇｈレベルに対応した値として＋１をとり、パルスのＬｏｗレベルに対応した値として−１をとる。Ｕ（ｔ）は、単位ステップ関数である。

式（Ａ）の第２項は、実際の波形に相当するＳ_ｏｕｔ（ｔ）と、理想的な波形Ｓ_{Ｉｄｅａｌ}との差を示している。第２項におけるｆ（ｔ−ｋｔ）は、下記式（Ｃ）のように定義される。Ｓｉｇｎは、符号関数である。

式（Ｃ）において、（Ｃ−１）は、ある量子化データの値ｄ_ｋと時間的に一つ前の量子化データの値ｄ_ｋ−１との差分を示す値の符号がプラスである場合、すなわち、量子化データｄ_ｋに対応したパルスが、立ち上がる場合を示す。
（Ｃ−２）は、ある量子化データの値ｄ_ｋと時間的に一つ前の量子化データの値ｄ_ｋ−１との差分を示す値の符号がマイナスである場合、すなわち、量子化信号ｄ_ｋに対応したパルスが立ち下がる場合を示す。
（Ｃ−３）は、ある量子化データの値ｄ_ｋと時間的に一つ前の量子化データの値ｄ_ｋ−１との差分を示す値がゼロである場合、すなわち、パルスの値に変化がない場合である。

ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）とｆ_ｆａｌｌ（ｔ）は、それぞれ、パルスの立ち上がり波形と立ち下がり波形である。ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）とｆ_ｆａｌｌ（ｔ）は、式（Ｄ）に示すように、対称成分ｆ_ｓｙｍ（ｔ）と非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）に分解することができる。
非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）は、式（Ｄ）より、下記式（Ｅ）によって求めることができる。

式（Ｅ）は、立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）とが、下記式（Ｆ）の関係を有している場合に、非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）が無くなることを示している。

図３は、式（Ｆ）を満たさないパルス波形（非対称成分を有する非対称波形）を示している。図３（ａ）は、非対称波形Ｓ_ｏｕｔ（ｔ）のアイパターンを示している。このアイパターンは、時間軸に対して非対称となっている。具体的には、図３に示す非対称波形は、パルスの立ち上がり時間よりも、パルスの立ち下がり時間の方が長い波形となっている。

図３（ｂ）は、非対称波形Ｓ_ｏｕｔ（ｔ）の時間軸波形を示し、図３（ｃ）は、非対称波形についての理想的な波形Ｓ_{Ｉｄｅａｌ}（ｔ）を示し、図３（ｄ）は、非対称波形における立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）における対称成分ｆ_ｓｙｍ（ｔ）を示し、図３（ｅ）は、非対称波形における立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）における非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を示している。

図３に示すように、非対称波形は、理想的な波形Ｓ_{Ｉｄｅａｌ}（ｔ）に対して歪んでおり、歪成分を有する。具体的には、パルスの立ち上がり波形ｆ_ｒｉｓｅ（ｔ）に歪成分（第１の歪成分）を有するとともに、パルスの立ち下がり波形ｆ_ｆａｌｌ（ｔ）に歪成分（第２の歪成分）を有する。

式（Ｆ）を満たさない場合、歪成分は、対称成分ｆ_ｓｙｍ（ｔ）とともに、非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）を有する（図３（ｄ）、図３（ｅ）参照）。歪成分のうち、対称成分ｆ_ｓｙｍ（ｔ）の存在は、ＲＦ信号の特性（例えば、隣接チャネル漏洩電力（ＡＣＬＲ））に及ぼす影響は少ないが、非対称成分ｆ_Ａｓｙｍ（ｔ）はＲＦ信号の特性に影響を及ぼす（特許文献１参照）。つまり、ΔΣ変調器２４が出力するパルスの形状が、ΔΣ変調器２４によって処理される対象であるＲＦ信号（ターゲット周波数ｆ_０の周波数成分）に影響を及ぼす。

本実施形態では、パルス列の波形歪（非対称成分）によって生じることになるＲＦ信号の歪が、パルス列が出力される前に、ΔΣ変調器２４内部で、補償信号によって予め補償される。したがって、ΔΣ変調器２４から出力されるパルス波形が非対称成分を有していても、ＲＦ信号のＡＣＬＲの劣化が抑制される。

図４は、パルス列の立ち上がりと立ち下がりの非対称成分による歪を補償するのに適した補償器３８の例を示している。補償器３８は、検出器４４と、補償信号生成器４６と、を有している。

検出器４４は、量子化データの変化（パルス列の立ち上がり又は立ち下がり）を検出する。非対称成分は、パルス列の立ち上がり又は立ち下がりにおいて生じるため、パルス列の立ち上がり又は立ち下がりを検出することで、非対称成分の発生を検出することができる。検出器４４には、量子化器３６から出力された量子化データ（パルス列）が入力として与えられる。検出器４４は、量子化データが変化したタイミングで検出信号（パルス状検出信号）を出力する。

例えば、ΔΣ変調器２４における１サンプリングクロック毎の量子化データが図５（ａ）に示すように変化する場合、ΔΣ変調器２４から出力されるパルス列は、図５（ｂ）に示すようになる。非対称成分は、図５（ｃ）に示すように、図５（ｂ）のパルス列の立ち上がりと立ち下がりで生じる。図５（ｄ）に示すように、検出器４４は、非対称成分の発生タイミングに合わせて検出信号（量子化データ変化検出信号）を出力する。

図４に戻り、検出器４４は、図５（ｄ）に示す検出信号を生成するため、遅延素子４８と、加算器５０と、符号関数部５２と、Ａｂｓ（絶対値）関数部５４と、を有している。検出器４４の加算器（差分器）５０は、あるサンプリングクロックにおける量子化データと、そのサンプリングクロックよりも一つ前のクロックの量子化データと、の差分を求める。遅延素子４８は、サンプリングクロックよりも一つ前のクロックの量子化データを、加算器５０に与える。加算器５０は、あるサンプリングクロックにおける量子化データと、そのサンプリングクロックよりも一つ前のクロックの量子化データと、が一致する場合、０を出力し、一致しない場合（量子化データが変化した場合）、０以外の値を出力する。符号関数部５２は、加算器５０の出力の符号に応じて、＋１，−１，又は０を出力する。Ａｂｓ関数部５４は、符号関数部５２の出力の絶対値を出力する。つまり、Ａｂｓ関数部５４は、各サンプリングクロックにおいて、量子化データが一つ前のサンプリングクロックの量子化データから変化した場合には、１を出力し、量子化データが変化しない場合には、０を出力する。したがって、検出器４４は、図５（ｄ）に示すような検出信号を出力することができる。

補償信号生成器４６は、量子化データの変化を示す検出信号に基づいて、非対称成分（図５（ｃ）参照）を抑制する補償信号を生成する。補償信号生成器４６は、フラクショナルディレイによって構成されている。このフラクショナルディレイは、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタと同様の構成を有している。つまり、補償信号生成器４６は、複数の遅延素子５６ａ，５６ｂ，５６ｃ，５６ｄと、複数のゲイン制御素子５８ａ，５８ｂ，５８ｃ，５８ｄ，５８ｅと、加算器６０と、を有して複数タップのＦＩＲフィルタ構造を持つ。図４の補償信号生成器４６は、４タップのデジタルフィルタ構成となっている。

補償信号生成器４６は、パルス状の検出信号に対して、フィルタとして作用し、ターゲット周波数ｆ_０の周波数成分であるＲＦ信号に歪を生じさせる非対称成分を抑制するための補償信号を生成する。パルス状の検出信号は広い周波数成分を有しているため、フィルタ作用によって補償信号を生成するのが容易である。なお、検出信号は、補償信号に必要な周波数成分を有していればよく、パルス状に限定されるものではない。

検出信号から適切な補償信号を生成するには、各ゲイン制御素子５８ａ〜５８ｅの係数（ゲイン）Ｃｉ（ｉ＝１〜Ｎ；Ｎはゲイン制御素子の数；図４ではＮ＝５）を適切に設定すればよい。非対称成分は、ΔΣ変調器２４（パルス列を出力するドライバ）によってばらつきがあるため、予め、適切な補償信号を生成できる係数Ｃｉを決定して、各ゲイン制御素子５８ａ〜５８ｅに設定しておく。

図６は、各ゲイン制御素子５８ａ〜５８ｅの係数（ゲイン）Ｃｉを決定する方法を示している。まず、ΔΣ変調器２４にデジタルＲＦ信号（係数決定用のテスト信号）を入力し、ΔΣ変調器２４から量子化データ（パルス列）が出力されている状態にする。この状態で、図６の処理が行われる。ステップＳ１において、全てのゲイン制御素子５８ａ〜５８ｅの係数がゼロに設定される。全ての係数がゼロに設定されると補償信号もゼロ（補償信号なし）となる。そして、係数Ｃ１からＣ５まで順番に、係数を決定していく（ステップＳ２〜Ｓ５）。具体的には、まず、係数Ｃ１（ｉ＝１）を決定する。係数Ｃ１の決定のために、所定の探索範囲（例えば、−０．２〜０．２）の間で、係数Ｃ１の値を変化させつつ、Δ変調器２４の出力(ＲＦ信号)のＡＣＬＲを測定する。ＡＣＬＲが最良となる値を、係数Ｃ１の値として決定する（ステップＳ３）。

図７（ａ）は、係数Ｃ１（横軸）を、−０．２から０．２の間で変化させた場合のＡＣＬＲ（縦軸）を示している。図７（ａ）は、Ｃ１＝−０．０７において、ＡＣＬＲ＝４０．４９［ｄＢ］となり、最良となっていることを示す。したがって、Ｃ１＝−０．０７に決定される。

次に、Ｃ１＝−０．０７の状態で、係数Ｃ２を決定する。係数Ｃ２（ｉ＝２）の決定のために、Ｃ１＝−０．０７の状態で、係数Ｃ２を−０．２〜０．２の間で変化させ、ＡＬＣＲを測定する。図７（ｂ）は、Ｃ１＝−０．０７の状態で、係数Ｃ２（横軸）を、−０．２〜０．２の間で変化させた場合のＡＣＬＲ（縦軸）を示している。図７（ｂ）は、Ｃ２＝０．０７において、ＡＣＬＲ＝５１．８６［ｄＢ］となり、最良となっていることを示す。したがって、Ｃ２＝０．０７に決定される。
同様に、Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５も決定することで、全ての係数Ｃ１〜Ｃ５を決定できる。

図６の処理は、ΔΣ変調器２４又はΔΣ変調器２４の量子化データに対応するパルス列を出力する機器（送信機１０など）の出荷前に行っても良いし、ΔΣ変調器２４の稼働時における必要な時点で行って、係数Ｃ１〜Ｃ５を動的に変更してもよい。図８は、係数Ｃ１〜Ｃ５を動的に変更するための構成を示している。コントローラ２６は、ゲイン制御素子５８ａ〜５８ｅの係数Ｃ１〜Ｃ５を変更することができる。さらに、コントローラ２６は、ΔΣ変調器２４から出力された量子化データに対応するパルス列（が表現するＲＦ信号）を取得するよう構成されている。以上のように構成されたコントローラ２６が、図６の処理を実行することで、係数Ｃ１〜Ｃ５を変更できる。この場合、パルス列の非対称成分が経時的に変化する場合には、係数Ｃ１〜Ｃ５を更新することで、適切に歪を補償できる。

図９〜図１１は、補償信号によって非対称成分に起因するＲＦ信号の歪が補償され、ＲＦ信号のＡＣＬＲが向上したことを示している。ΔΣ変調器２４の出力は、図９のアイパターンに示すように、パルスの立ち上がり時間と立ち下がり時間とが異なり、非対称成分を含んでいる。図１０及び図１１は、ΔΣ変調器２４から出力されるパルス列（図９）によるＲＦ信号のＡＣＬＲを示している。なお、ＲＦ信号は、中心周波数（ターゲット周波数）が１０００ＭＨｚである。図１０（ａ）及び図１１（ａ）は、補償器３８による補償を行わなかった場合のＡＣＬＲを示している。一方、図１０（ｂ）及び図１１（ｂ）は、補償器３８による補償を行った場合のＡＣＬＲを示している。図１０（ｂ）及び図１１（ｂ）では、図１０（ａ）及び図１１（ａ）に比べて、隣接チャネル漏洩電力が低下している。したがって、補償器３８による補償の効果が認められる。

補償器３８は、図４に示すものに限られず、パルス列によって表現されるＲＦ信号の歪を補償するための補償信号を出力するものであれば足りる。
また、補償器３８は、ΔΣ変調器２４が直接出力するパルス列（量子化データに対応するパルス列）に生じる非対称成分によって、ターゲット周波数ｆ_０に生じる歪を補償するものに限られず、他の機器が出力するパルス列（量子化データに対応するパルス列）に生じる非対称成分によって、ターゲット周波数ｆ_０に生じる歪を補償するものであってもよい。例えば、ΔΣ変調器２４を有する送信機から出力されたパルス列（例えば、光信号のパルス列）を受信した受信機が、光信号に対応した電気信号のパルス列を出力する場合、受信機の出力するパルス列の非対称成分による歪の補償を、送信機側のΔΣ変調器２４によって行っても良い。

［２．４ デュアルバンドΔΣ変調器における歪補償］
図１２は、デュアルバンドΔΣ変調器（マルチバンドΔΣ変調器）２４を示している。デュアルバンドΔΣ変調器（マルチバンドΔΣ変調器）２４は、特開２０１４−１６５８４６号公報に開示されている。デュアルバンドΔΣ変調器２４は、周波数の異なる２つ(複数の)の入力信号Ｕ_１，Ｕ_２を入力可能であり、複数のループフィルタ（第１ループフィルタ３０ａ及び第２ループフィルタ３０ｂ）と、各フィルタ３０ａ，３０ｂの出力を加算する加算器１５と、加算器１５の出力を量子化する量子化器３６と、を備えている。ΔΣ変調器２４の量子化器３６は、２つの入力信号Ｕ_１，Ｕ_２が含まれる単一の出力信号（量子化データ）を出力する。

ΔΣ変調器２４は、内部経路として、量子化器３６から出力された量子化データを第１ループフィルタ３０ａへフィードバックするための第１経路４２ａ−１と、量子化器３６から出力された量子化データを第２ループフィルタ３０ｂへフィードバックするための第２経路４２ａ−２と、を備えている。
ΔΣ変調器２４は、内部経路として、更に、第１ループフィルタ３０ａの出力を量子化器３６へ与えるために第１ループフィルタ３０ａから加算器１５に繋がる第２経路４２ｂ−１と、第２ループフィルタ３０ｂの出力を量子化器３６へ与えるために第２ループフィルタ３０ｂから加算器１５に繋がる第２経路４２ｂ−２と、を備えている。

第１ループフィルタ３０ａは、図２Ａのループフィルタ３０と同様に、第１加算器３２ａ、Ｌ_１（ｚ）の伝達関数ブロック３３ａと、第２加算器３４ａと、フィードフォワード経路３５ａと、を備えている。第２フールフィルタ３０ｂも、図２Ａのループフィルタ３０と同様に、第１加算器３２ｂ、Ｌ_２（ｚ）の伝達関数ブロック３３ｂと、第２加算器３４ｂと、フィードフォワード経路３５ｂと、を備えている。

第１ループフィルタ３０ａに入力される第１入力信号Ｕ_１は、例えば、中心周波数ｆ_１（第１ターゲット周波数ｆ_１）の第１ＲＦ信号である。第２ループフィルタ３０ｂに入力される第２入力信号Ｕ_２は、中心周波数ｆ_２（第１ターゲット周波数ｆ_２）の第２ＲＦ信号である。

周波数の異なる２つ(複数の)の入力信号Ｕ_１，Ｕ_２が入力されるΔΣ変調器２４の場合、入力信号Ｕ_１，Ｕ_２の数に応じた複数（２つ）の補償器３８ａ，３８ｂが設けられている。複数の補償器３８ａ，３８ｂは、第１補償器３８ａと第２補償器３８ｂとを含む。第１補償器３８ａは、第１補償信号を出力する。第１補償信号は、ΔΣ変調器２４から出力されるパルス列が表現する周波数ｆ_１の第１ＲＦ信号（第１ターゲット周波数ｆ_１の周波数成分）に生じる歪を補償するためのものである。第１補償信号は、量子化器３６から出力された量子化データを第１ループフィルタ３０ａへフィードバックするための第１経路４２ａ−１に与えられる。第１補償信号は、第１経路４２ａ−１に設けられた加算器４０ａによって、第１経路４２ａ−１に与えられる。

第２補償器３８ｂは、第２補償信号を出力する。第２補償信号は、ΔΣ変調器２４から出力されるパルス列が表現する周波数ｆ_２の第２ＲＦ信号（第２ターゲット周波数ｆ_２の周波数成分）に生じる歪を補償するためのものである。第２補償信号は、量子化器３６から出力された量子化データを第２ループフィルタ３０ｂへフィードバックするための第１経路４２ａ−２に与えられる。第２補償信号は、第１経路４２ａ−２に設けられた加算器４０ｂによって、第１経路４２ａ−２に与えられる。第１補償信号は、例えば、第２経路４２ｂ−１に与えられても良い。第２補償信号は、例えば、第２経路４２ｂ−２に与えられても良い。

図１２のΔΣ変調器２４によれば、ΔΣ変調器２４から出力されるパルス波形が非対称成分を有していても、第１ＲＦ信号及び第２ＲＦ信号のＡＣＬＲの劣化が抑制される。

［３．付記］
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した意味ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味、及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１０ 送信機
１２ デジタル信号処理部
１４ 経路
１６ アナログフィルタ（アナログＢＰＦ）
１８ ベースバンド部
２０ デジタル直交変調器
２２ 処理部
２４ ΔΣ変調器
２６ コントローラ
３０ ループフィルタ
３２ 加算器
３３ 伝達関数ブロック
３４ 加算器
３６ 量子化器
３８ 補償器
４０ 加算器
４２ 内部経路
４２ａ 第１経路
４２ｂ 第２経路
４４ 検出器
４６ 生成器
４８ 遅延素子
５０ 加算器
５２ 符号関数部
５４ Ａｂｓ関数部
５６ａ，５６ｂ，５６ｃ，５６ｄ 遅延素子
５８ａ，５８ｂ，５８ｃ，５８ｄ，５８ｅ ゲイン制御素子
６０ 加算器

Claims (8)

1. ループフィルタと、
   前記ループフィルタの出力に基づいて、量子化データを生成する量子化器と、
   前記ループフィルタ又は前記量子化器に接続された内部経路と、
   前記量子化データに対応したパルス列の周波数成分のうちターゲット周波数の周波数成分に生じる歪の補償信号を、前記内部経路に与える補償器と、
   を備え、
   前記歪は、前記量子化データに対応したパルス列におけるパルスの立ち上がりと立ち下がりとの非対称性によって、前記ターゲット周波数の周波数成分に生じる歪を含み、
   前記補償器は、
   前記量子化データの変化を検出する検出器と、
   前記検出器によって検出された前記量子化データの変化に基づいて補償信号を生成する生成器と、
   を備える
   ΔΣ変調器。
2. 前記検出器は、前記量子化データが変化したタイミングで検出信号を出力する
   請求項１記載のΔΣ変調器。
3. 前記生成器は、フラクショナルディレイを含み、
   前記フラクショナルディレイは、前記検出信号に基づいて前記補償信号を生成する
   請求項２記載のΔΣ変調器。
4. 前記量子化器は、１ｂｉｔ量子化器である
   請求項１〜３のいずれか１項に記載のΔΣ変調器。
5. 前記内部経路は、前記量子化データを前記ループフィルタへフィードバックするための第１経路を含み、
   前記補償器は、前記補償信号を前記第１経路に与える
   請求項１〜４のいずれか１項に記載のΔΣ変調器。
6. ループフィルタと、
   前記ループフィルタの出力に基づいて、量子化データを生成する量子化器と、
   前記ループフィルタ又は前記量子化器に接続された内部経路と、
   前記量子化データに対応したパルス列の周波数成分のうちターゲット周波数の周波数成分に生じる歪の補償信号を、前記内部経路に与える補償器と、
   を備え、
   前記内部経路は、前記ループフィルタの出力を前記量子化器へ与えるための第２経路を含み、
   前記補償器は、前記補償信号を前記第２経路に与える
   ΔΣ変調器。
7. ループフィルタと、
   前記ループフィルタの出力に基づいて、量子化データを生成する量子化器と、
   前記ループフィルタ又は前記量子化器に接続された内部経路と、
   前記量子化データに対応したパルス列の周波数成分のうちターゲット周波数の周波数成分に生じる歪の補償信号を、前記内部経路に与える補償器と、
   を備え、
   前記内部経路は、前記量子化データを前記ループフィルタへフィードバックするための第１経路を含み、
   前記補償器は、前記補償信号を前記第１経路に与え、
   前記内部経路は、前記ループフィルタの出力を前記量子化器へ与えるための第２経路を更に含み、
   前記補償器は、前記補償信号を前記第２経路に更に与える
   ΔΣ変調器。
8. 請求項１〜７のいずれか１項に記載のΔΣ変調器を備え、
   前記量子化データに対応したパルスを、送信信号として出力する送信機。