JP6447373B2 - 回転機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流回転機の通電を制御する制御装置に関する。

従来、直流電源の直流電圧を交流電圧に変換する電力変換器を用いて交流回転機に印加する回転機駆動システムにおいて、直流電流を制限する回転機制御装置が知られている。例えば特許文献１に開示された制御装置は、直流電流の検出値と直流電流制限値との偏差から交流回転機電圧制限値を算出し、電圧を制限することで、直流電流を制限する。

特開２０１３−１６２５６１号公報

交流回転機の駆動システムでは、直流電流の０次成分に高次成分が重畳し、この高次成分のピーク値が直流電流のピーク値となる。特許文献１の従来技術では、直流電流のピーク値が制限値以下となるように、電圧を制限することにより、直流電流を全体的に低下させている。そのため、ピーク値の低下と共に平均電流が低下し、その結果、回転機の出力トルクが低下する。すると、例えばハイブリッド自動車の主機モータに適用される場合、ドライバビリティの低下を招くこととなる。

本発明は、このような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、回転機のトルクを低下させることなく、直流電流を適切に制限する回転機の制御装置を提供することにある。

本発明は、直流電源の直流電圧を電力変換器で交流電圧に変換し回転機に印加する回転機駆動システムに用いられ、電力変換器を操作して回転機の通電を制御する回転機の制御装置に係る発明である。
この回転機の制御装置は、電圧振幅算出部、直流電流制限判定部、電圧パルス設定部、及びゲート信号生成部を備える。

電圧振幅算出部は、少なくとも回転機のトルク指令に基づいて、電圧振幅指令を算出する。
直流電流制限判定部は、直流電源と電力変換器との間に流れる直流電流のピーク値が所定の直流電流制限値以下であるか否かを判定する。

電圧パルス設定部は、直流電流のピーク値が直流電流制限値以下となるように、各相の電気１周期あたりのＯＮ／ＯＦＦ回数であるパルス数を有する電圧パルスを電圧振幅指令に基づいて設定する。
ゲート信号生成部は、電圧パルス設定部が設定した電圧パルスに基づいて、電力変換器を操作するゲート信号を生成する。

例えば電圧パルス設定部は、電力変換器に入力される電源電圧が高いほど電圧パルスのパルス数を増加させる。或いは、電圧パルス設定部は、回転機のトルク、回転数、又は、電力変換器に入力される電源電圧のうち一つ以上の値に応じて、電圧パルスのパルス数を変更する。
そして、電圧パルス設定部は、直流電流のピーク値が制限値以下となるまでパルス数を増加させ電圧パルスを設定する。このとき、直流電流の平均電流は変化しない。
これにより、本発明の回転機の制御装置は、回転機のトルクを低下させることなく、直流電流を適切に制限することができる。よって、例えばハイブリッド自動車の主機モータに適用される場合、ドライバビリティの低下を回避することができる。

ところで、電圧パルスのパルス数には、電力変換器のスイッチング損失や電圧限界との関係によって限界がある。言い換えれば、電圧振幅算出部が算出した電圧振幅指令を維持しつつパルス数を増加可能な電圧パルスが存在しない場合がある。そのため、直流電流のピーク値が制限値を超えているとき、電圧パルス設定部によるパルス数の調整のみでは、直流電流のピーク値を十分に下げることができず、電圧振幅指令を下げざるを得ない場合が想定される。

そこで、本発明の回転機の制御装置は、回転機のトルクを指令トルクに追従させるように電圧位相を演算し、ゲート信号生成部に出力する電圧位相演算部をさらに有することが好ましい。ここで、回転機のトルクは、ｄｑ軸電流に基づいて推定してもよく、トルクセンサで直接検出してもよい。これにより、電圧振幅指令を下げざるを得ない場合でも、電圧位相の操作によって回転機の出力トルクを補い、要求トルクを適切に確保することができる。

本発明の第１実施形態による回転機の制御装置の制御ブロック図。 電圧振幅指令の変化率制限を説明する図。 線間電圧パルス及び各相電圧パルスでのパルス数ｎの定義を説明する図。 電圧パルスのパルス数と高次成分の大きさとの関係を説明する図。 正弦波ＰＷＭ制御での（ａ）パルス数ｎ＝３、（ｂ）ｎ＝９の電圧パルス生成を説明する図。 （ａ）回転数−パルス数、（ｂ）電源電圧−パルス数の関係を示す特性図。 本発明の実施形態による直流電流制限を説明する電流波形図。 電圧位相の調整を説明するｄｑ軸座標図。 （ａ）電圧位相−直流電流、（ｂ）電圧位相−トルクの関係を示す特性図。 本発明の第１実施形態による電圧パルス設定のフローチャート。 本発明の第２実施形態による回転機の制御装置の制御ブロック図。 高次成分の周期に対する電圧位相の演算タイミングを説明する図。 本発明の第２実施形態による電圧パルス設定のフローチャート。 本発明の第３実施形態による回転機の制御装置の制御ブロック図。 過変調ＰＷＭ制御での（ａ）パルス数ｎ＝３、（ｂ）ｎ＝９の電圧パルス生成を説明する図。 従来技術による直流電流制限を説明する電流波形図。

以下、本発明の実施形態による回転機の制御装置を図面に基づいて説明する。複数の実施形態において実質的に同一の構成には、同一の符号を付して説明を省略する。
この回転機の制御装置は、例えばハイブリッド自動車や電気自動車の主機モータの制御装置として適用される。以下の実施形態の説明では、特許請求の範囲の「回転機」に相当する部分を「モータ」と記す。また、「本実施形態」とは、第１〜第３実施形態を包括していう。

（第１実施形態）
第１実施形態による回転機の制御装置について、図１〜図１０を参照して説明する。
図１に示すモータ駆動システム９０は、「直流電源」としてのバッテリ５０、直流電流センサ５５、「電力変換器」としてのインバータ６０、及び、交流電力によって駆動されるモータ８０等を備える。モータ駆動システム９０に適用されるモータ制御装置１０１は、インバータ６０を操作してモータ８０の通電を制御する。

モータ８０は、例えば永久磁石式同期型の三相交流電動機であり、典型的には力行及び回生動作可能なモータジェネレータである。
インバータ６０には、バッテリ５０から電源電圧Ｖｄｃが入力される。インバータ６０は、上下アームの複数のスイッチング素子がブリッジ接続されており、スイッチング素子のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換し、モータ８０の巻線に印加する。インバータ６０の構成は周知であるため、図示及び詳細な説明を省略する。

インバータ６０からモータ８０へ接続される電力線には、相電流を検出する電流センサ７１、７２が設けられている。
回転角センサ８５は、モータ８０の回転角を検出し電気角θｅとして出力する。電気角θｅは、モータ制御装置１０１でベクトル制御の座標変換演算に用いられる。また、微分器８６で電気角θｅが時間微分され、電気角速度ω［ｄｅｇ／ｓ］が算出される。電気角速度ωは比例定数を乗じることにより回転数Ｎ［ｒｐｍ］に換算されるため、本明細書では「電気角速度ωを換算した回転数」を省略して「回転数ω」という。

直流電流センサ５５は、バッテリ５０とインバータ６０との間に流れる直流電流Ｉｄｃを検出する。
ここで、特許文献１（特開２０１３−１６２５６１号公報）に開示されているように、直流電流Ｉｄｃが所定の制限値以上になると、給電経路上の発熱、電子部品の破壊、バッテリの劣化等の問題を引き起こすおそれがある。そこで特許文献１の従来技術では、直流電流の検出値と直流電流制限値との偏差から交流回転機電圧制限値を算出し、電圧を制限することで、直流電流を制限する。

従来技術による直流電流制限について、図１６を参照して説明する。ここで、制御対象のモータは三相交流モータであるとする。図１６の横軸に示す電気１周期Ｔｅは、相電流１次成分の周期に相当する。
三相交流モータの駆動システムでは、直流電流の０次成分に、相電流１次成分の６倍の周波数を有する６次成分等の高次成分が重畳する。つまり、直流電流には、電気数周期にわたって一定である０次成分の他、周期的に変動する６次成分等の高次成分が含まれる。この高次成分のピーク値が直流電流のピーク値Ｉｄｃ＿ｐとなる。

特許文献１の従来技術では、直流電流のピーク値Ｉｄｃ＿ｐが制限値Ｉｄｃ＿ｌｉｍ以下となるように電圧を制限することで、直流電流を全体的に低下させている。そのため、ピーク値Ｉｄｃ＿ｐが低下すると共に平均電流Ｉｄｃ＿ａｖｒが低下し、その結果、モータの出力トルクが低下する。すると、例えばハイブリッド自動車の主機モータに適用される場合、ドライバビリティの低下を招くこととなる。

この課題に対し、本実施形態では、モータ８０の出力トルクを低下させることなく直流電流のピーク値Ｉｄｃ＿ｐを適切に低減することを目的とする。そこで、直流電流のピーク値Ｉｄｃ＿ｐは高次成分のピーク値であるため、高次成分の振幅を抑制すれば、直流電流Ｉｄｃの平均電流Ｉｄｃ＿ａｖｒを維持しつつピーク値Ｉｄｃ＿ｐを下げられることに着目する。そして、直流電流Ｉｄｃに含まれる高次成分は、モータ８０の相電流に重畳する高次成分に関係する。したがって、モータ８０に印加される電圧の高次成分を減らすことにより、直流電流Ｉｄｃに含まれる高次成分の低減を図ることができる。

続いて、上記課題を解決するためのモータ制御装置１０１の具体的な構成について説明する。モータ制御装置１０１は、直流電流Ｉｄｃを制限しつつ電圧パルスを生成する構成として、電圧振幅算出部１３、直流電流制限判定部１５、電圧パルス設定部１６、電源電圧検出部１７、及びゲート信号生成部１８を備えている。
また、第１実施形態のモータ制御装置１０１は、トルクフィードバック制御特有の構成として、ｄｑ変換部３４、トルク推定部３５、減算器３６及び制御器３７を備えている。

電圧振幅算出部１３は、モータ８０の回転数ω、及び、車両制御装置等から入力されるトルク指令Ｔ^*に基づいて電圧振幅指令Ｖａｍｐを算出する。
ここで、連続する制御タイミングにおける電圧振幅指令Ｖａｍｐの変化率制限について図２を参照する。図２の横軸は、制御周期ΔＴｃで連続する制御タイミングｔ０〜ｔ３を示し、縦軸は、各制御タイミングで算出される電圧振幅指令Ｖａｍｐの値を示す。

直流電流Ｉｄｃが制限値Ｉｄｃ＿ｌｉｍを超えないようにする観点から、電圧振幅指令Ｖａｍｐを急激に増加させることは好ましくない。そこで、電圧振幅算出部１３は、電圧振幅指令Ｖａｍｐを増加させる場合の変化率に上限を設定する。この上限変化率は、同じタイミングで入力されるトルク指令Ｔ^*の変化率以下に設定されることが好ましい。

制御タイミングｔ１における前回タイミングｔ０からの電圧振幅指令変化率Ｒｖ１は、式（１．１）で表される。同様に、制御タイミングｔ２、ｔ３における前回タイミングｔ１、ｔ２からの変化率Ｒｖ２、Ｒｖ３は、式（１．２）、（１．３）で表される。
Ｒｖ１＝（Ｖａｍｐ（ｔ１）−Ｖａｍｐ（ｔ０））／ΔＴｃ ・・・（１．１）
Ｒｖ２＝（Ｖａｍｐ（ｔ２）−Ｖａｍｐ（ｔ１））／ΔＴｃ ・・・（１．２）
Ｒｖ３＝（Ｖａｍｐ（ｔ３）−Ｖａｍｐ（ｔ２））／ΔＴｃ ・・・（１．３）

変化率Ｒｖ１は、破線で示す上限変化率よりも小さく、変化率Ｒｖ２は、上限変化率と同等である。したがって、算出された電圧振幅指令Ｖａｍｐ（ｔ１）、Ｖａｍｐ（ｔ２）はそのまま出力される。一方、変化率Ｒｖ３は、上限変化率を上回っているため、算出された電圧振幅指令Ｖａｍｐ（ｔ３）は、上限値Ｖａｍｐ（ｔ３）＿ｌｉｍに制限されてから出力される。
なお、電圧振幅指令Ｖａｍｐが減少する場合は、変化率を制限する必要はない。

直流電流制限判定部１５は、直流電流センサ５５が検出した直流電流のピーク値Ｉｄｃ＿ｐが制限値Ｉｄｃ＿ｌｉｍ（図７参照）以下であるか否かを判定する。
電圧パルス設定部１６は、電圧振幅指令Ｖａｍｐに基づいて、電圧パルスを設定する。電圧パルスのパルス数ｎは、各相の電気１周期あたりのＯＮ／ＯＦＦ回数で定義される。

図３に、Ｕ−Ｖ相線間電圧パルスと、それに対応するＵ相、Ｖ相の上アームのスイッチング素子（図中「ＳＷ素子」）のパルスとの「パルス数ｎ＝７」の例を示す。各相パルスでは、電気１周期、すなわち電気角３６０［ｄｅｇ］の範囲に立ち上がりエッジ（ＯＮ）と立ち下がりエッジ（ＯＦＦ）とが７回ずつ存在する。ＯＮとＯＦＦとの１往復をパルス１回と数えると、このパルス数は７である。また、線間電圧パルスでは、電気（1／２）周期、すなわち電気角１８０［ｄｅｇ］範囲のＯＮ／ＯＦＦ回数がパルス数に相当する。このように、各相パルスと線間電圧パルスとは相互に対応する。

電圧パルス設定部１６は、直流電流制限判定部１５による判定結果、モータ８０の回転数ω、及び、電源電圧検出部１７によって検出された電源電圧Ｖｄｃを取得する。
直流電流のピーク値Ｉｄｃ＿ｐが制限値Ｉｄｃ＿ｌｉｍを超えているとき、電圧パルス設定部１６は、直流電流のピーク値Ｉｄｃ＿ｐが制限値Ｉｄｃ＿ｌｉｍ以下となるようにパルス数を変更し、電圧パルスを設定する。

電圧パルスのパルス数と高次成分の大きさとの関係について、図４を参照する。図４の左側ほどパルス数が小さく、右側ほどパルス数が大きい。また、一段目は、電圧振幅指令Ｖａｍｐが基準電圧Ｖ₀のときを示し、二段目は、電圧振幅指令Ｖａｍｐが基準電圧Ｖ₀の０．９倍のときを示す。電圧振幅指令Ｖａｍｐが小さくなるほど、各パルスの幅（ＯＮ期間）が小さくなる。

ＰＷＭ変調ベースで考えると、モータ８０に印加される電圧波形は、パルス数が大きくなるほど正弦波に近くなり、重畳する高次成分の振幅比は小さくなる。また、パルス数が小さくなるほど矩形波に近くなり、重畳する高次成分の振幅比は大きくなる。これより、パルス数を増加させれば、モータ８０に印加される電圧の高次成分を減らすことができ、その結果、直流電流Ｉｄｃに含まれる高次成分を減らすことができる。
ただし、必要以上にパルス数を増加させるとスイッチング損失が増大することとなる。そこで、電圧パルス設定部１６は、直流電流のピーク値Ｉｄｃ＿ｐが制限値Ｉｄｃ＿ｌｉｍ以下となるまでパルス数を増加させ、それ以上にはパルス数を増加させない。

ＰＷＭ変調ベースでの電圧パルスの生成法について、図５を参照する。図５には、正弦波ＰＷＭ制御での（ａ）パルス数ｎ＝３、（ｂ）パルス数ｎ＝９の例を示す。電圧パルスは、電圧指令とキャリア（三角波）との大小比較により生成される。そこで、電気１周期あたりのキャリア数を変更すれば、パルス数ｎを調整可能である。

図５（ａ）、（ｂ）に示すように、パルス数ｎを奇数に設定し、且つ、キャリアの山又は谷のタイミングを電圧指令が最大及び最小となる電気角θｅに同期させると、電圧パルスを対称に生成することができる。さらに、図５（ｂ）に示すように、パルス数ｎを３の倍数に設定することにより、三相の相間対称性を確保することができる。

また、電圧パルス設定部１６は、モータ８０の動作条件であるモータ回転数ω又は電源電圧Ｖｄｃの少なくとも一方に応じて、電圧パルスのパルス数ｎを変更してもよい。
モータ回転数ωが小さいほど、すなわち低回転であるほど、電気１周期が長くなり高次成分の影響が相対的に大きくなる。そこで、図６（ａ）に示すように、モータ回転数ωが小さいほど、パルス数ｎを増加させることが好ましい。

また、電源電圧Ｖｄｃが高いほど、直流電流Ｉｄｃの高次成分の値が大きくなり、制限値Ｉｄｃ＿ｌｉｍまでの余裕が小さくなる。そこで、図６（ｂ）に示すように、電源電圧Ｖｄｃが高いほど、パルス数ｎを増加させることが好ましい。
なお、図６（ａ）、（ｂ）の特性線は相関の方向のみを示すものであり、線形、反比例形等の具体的な特性プロファイルは、図示の例に限らない。

ゲート信号生成部１８は、電圧パルス設定部１６で設定された電圧パルス、制御器３７で算出された電圧位相Ｖθ、及び、回転角センサ８５からの電気角θｅを取得する。
ゲート信号生成部１８は、電圧パルスの電圧振幅指令Ｖａｍｐ、及び電圧位相Ｖθに基づいて、ＰＷＭ制御等により、インバータ６０を操作するゲート信号を生成する。このとき、ゲート信号生成部１８は、電気角θｅを用いて、電圧指令を三相指令値に座標変換する。ゲート信号は、各相上下アームのスイッチング素子に対応するＵＨ、ＵＬ、ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬの６信号からなる。各スイッチング素子は、ゲート信号に従って、ＯＮ／ＯＦＦ動作する。

このゲート信号に基づき、インバータ６０のスイッチング素子がスイッチング動作し、直流電力を三相交流電力に変換する。そして、インバータ６０が所望の三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗをモータ８０に印加することにより、トルク指令Ｔ^*に応じたトルクを出力するようにモータ８０の駆動が制御される。

ここまでに説明した構成により実現される本実施形態の直流電流制限について、図７を参照する。図７は、従来技術の図１６に対応する。図７（ａ）に示すように、電圧パルスのパルス数ｎが相対的に小さいとき、直流電流Ｉｄｃに含まれる６次成分により、ピーク値Ｉｄｃ＿ｐが制限値Ｉｄｃ＿ｌｉｍを超えている。

そこで、電圧パルス設定部１６は、図７（ｂ）に示すように、直流電流のピーク値Ｉｄｃ＿ｐが制限値Ｉｄｃ＿ｌｉｍ以下となるまでパルス数ｎを増加させる。このとき、直流電流の平均電流Ｉｄｃ＿ａｖｒは変化しない。
これにより、第１実施形態の効果［１］として、モータ８０のトルクを低下させることなく、直流電流Ｉｄｃを適切に制限することができる。よって、ハイブリッド自動車の主機モータに適用される場合、ドライバビリティの低下を回避することができる。

続いて、トルクフィードバック制御特有の構成について説明する。
ｄｑ変換部３４は、電流センサ７１、７２から相電流検出値を取得する。本実施形態では、Ｖ相、Ｗ相に設けられた電流センサ７１、７２からＶ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗの検出値が入力され、残るＵ相の電流Ｉｕをキルヒホッフの法則に基づいて推定している。他の実施形態では、どの二相の電流を検出してもよく、三相の電流を検出してもよい。或いは、一相の電流検出値に基づいて他の二相の電流を推定する技術を採用してもよい。
ｄｑ変換部３４は、電気角θｅを用いて、三相電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑにｄｑ変換する。

トルク推定部３５は、ｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑ及び回路定数に基づき、式（２）を用いて推定トルクＴ＿ｅｓｔを算出し、トルク指令Ｔ^*に対してフィードバックする。
Ｔ＿ｅｓｔ＝ｐｍ×｛Ｉｑ×φα＋（Ｌｄ−Ｌｑ）×Ｉｄ×Ｉｑ｝・・・（２）
ただし、
ｐｍ：電動機の極対数
φα：永久磁石の電機子鎖交磁束
Ｌｄ、Ｌｑ：ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス

減算器３６は、トルク推定部３５が算出した推定トルクＴ＿ｅｓｔをトルク指令Ｔ^*から減算してトルク偏差を算出する。
「電圧位相演算部」としての制御器３７は、トルク偏差をゼロに収束させるように、ＰＩ制御演算等によって電圧位相Ｖθを算出する。こうして第１実施形態では、モータ８０の出力トルクがトルク指令Ｔ^*と一致するように算出された電圧位相Ｖθがゲート信号生成部１８に入力される。

ところで、電圧パルスのパルス数ｎには、インバータ６０のスイッチング損失や電圧限界との関係によって限界がある。言い換えれば、電圧振幅算出部１３が算出した電圧振幅指令Ｖａｍｐを維持しつつパルス数ｎを増加可能な電圧パルスが存在しない場合がある。
そのため、直流電流のピーク値Ｉｄｃ＿ｐが制限値Ｉｄｃ＿ｌｉｍを超えているとき、電圧パルス設定部１６によるパルス数ｎの調整のみでは、直流電流のピーク値Ｉｄｃ＿ｐを十分に下げることができず、電圧振幅指令Ｖａｍｐを低下させざるを得ない場合が想定される。

そのような場合、第１実施形態のモータ制御装置１０１は、要求トルクに対して不足するモータ８０の出力トルクを電圧位相Ｖθの操作によって補うことを特徴とする。この作用について、図８、図９を参照して説明する。
図８に示すｄｑ軸電流座標において、上記の式（２）に基づく等トルクラインは、ｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑの関数として規定される。また、位相操作前の電圧指令をＶ^* ₁、位相操作後の電圧指令をＶ^* ₂とすると、電圧指令ベクトルＶ^* ₁、Ｖ^* ₂と対応する電流指令ベクトルＩ^* ₁、Ｉ^* ₂の振幅Ｉａｍｐ₁、Ｉａｍｐ₂が同心の楕円で表される。

電流指令ベクトルＩ^* ₂は、電流指令ベクトルＩ^* ₁に対し位相が進角している。また、電流指令ベクトルＩ^* ₁、Ｉ^* ₂の終点は等トルクライン上に位置している。
電圧指令ベクトルについて言うと、電圧指令ベクトルＶ^* ₁からＶ^* ₂に電圧位相Ｖθを進角させることにより、電圧振幅指令をＶａｍｐ₁からＶａｍｐ₂に低下させつつ、出力トルクを同等に維持することができる。

図９に、電圧位相Ｖθと（ａ）直流電流Ｉｄｃ、（ｂ）トルクＴとの関係を示す。位相操作前の「パルス１」の電圧振幅指令をＶａｍｐ₁、電圧位相をθ₁とする。また、位相操作後の「パルス２」の電圧振幅指令をＶａｍｐ₂（＜Ｖａｍｐ₁）、電圧位相をθ₂（＞θ₁）とする。

図９（ａ）において、パルス１による直流電流Ｉｄｃ₁、パルス２による直流電流Ｉｄｃ₂、及び直流電流制限値Ｉｄｃ＿ｌｉｍの関係は、式（３．１）で示される。
Ｉｄｃ₂≦Ｉｄｃ＿ｌｉｍ＜Ｉｄｃ₁ ・・・（３．１）
図９（ｂ）において、パルス１による出力トルクＴ₁とパルス２による出力トルクＴ₂との関係は、式（３．２）で示される。
Ｔ₂＝Ｔ₁ ・・・（３．２）
また、図９（ａ）より、電圧位相Ｖθの進角限界値θ_MAXは、直流電流制限値Ｉｄｃ＿ｌｉｍに基づいて決定される。

このように、第１実施形態では、モータ８０の出力トルクをトルク指令Ｔ^*に追従させるように電圧位相Ｖθを演算する。これにより、第１実施形態の効果［２］として、電圧振幅指令Ｖａｍｐを下げざるを得ない場合でも、電圧位相Ｖθの操作によってモータ８０の出力トルクを補い、要求トルクを適切に確保することができる。

次に、第１実施形態のモータ制御装置１０１による電圧パルス設定ルーチンについて、図１０のフローチャートを参照して説明する。このルーチンは例えば電気１周期毎に繰り返し実行される。以下のフローチャートの説明で記号「Ｓ」はステップを意味する。
Ｓ０１では、電圧パルス設定部１６は、電圧振幅算出部１３で算出された電圧振幅指令Ｖａｍｐに基づき電圧パルスを初期設定する。Ｓ０２では、直流電流センサ５５が直流電流Ｉｄｃを検出し、その検出値を直流電流制限判定部１５が取得する。

Ｓ０３では、直流電流制限判定部１５は、直流電流のピーク値Ｉｄｃ＿ｐが制限値Ｉｄｃ＿ｌｉｍ以下であるか否か判定する。直流電流のピーク値Ｉｄｃ＿ｐが制限値Ｉｄｃ＿ｌｉｍを超えていると判定されたとき（Ｓ０３：ＮＯ）、電圧パルス設定部１６は、パルス数ｎを増加させた電圧パルスを再設定する（Ｓ０４）。そして、直流電流センサ５５により再び直流電流Ｉｄｃを検出する（Ｓ０２）。

直流電流のピーク値Ｉｄｃ＿ｐが制限値Ｉｄｃ＿ｌｉｍ以下のとき（Ｓ０３：ＹＥＳ）、次にＳ０９では、モータ８０が要求トルク以上のトルクを出力可能であるか判定する。図１の構成では、トルク推定部３５が算出した推定トルクＴ＿ｅｓｔをトルク指令Ｔ^*と比較する。モータ８０が要求トルク以上のトルクを出力可能ならば（Ｓ０９：ＹＥＳ）、そのとき設定されている電圧パルスを採用する。一方、モータ８０の出力トルクが要求トルクに満たない場合（Ｓ０９：ＮＯ）、制御器３７により、要求トルクを満足するように電圧位相Ｖθを操作する（図８、図９参照）。

（第２実施形態）
第２実施形態による回転機の制御装置について、図１１〜図１３を参照して説明する。
第２実施形態のモータ制御装置１０２は、第１実施形態の構成に加え、高次成分抽出部２５、減算器２６、制御器２７、及び減算器２８をさらに有している。
高次成分抽出部２５は、直流電流の０次成分に重畳した高次成分Ｉｄｃ＿ｈをハイパスフィルタ、バンドパスフィルタ等によって抽出する。図７に示すように、三相交流モータ８０を駆動するシステムにおける主な高次成分は、相電流１次成分の６倍の周波数を有する６次成分である。なお、６次成分の他に、１２次、１８次等の高次成分も含まれるが、ピーク値Ｉｄｃ＿ｐを低減させる目的からは６次成分を抽出すれば十分である。

減算器２６は、抽出した高次成分Ｉｄｃ＿ｈと直流電流センサ５５のゼロ点との差分を算出する。制御器２７は、高次成分Ｉｄｃ＿ｈとゼロ点との差分に応じて、電圧位相補正量Ｖθ＿ｃｏｍｐを算出する。直流電流制限判定部１５によって、直流電流のピーク値Ｉｄｃ＿ｐが直流電流制限値Ｉｄｃ＿ｌｉｍを超えたと判定されたとき、電圧位相補正量Ｖθ＿ｃｏｍｐは減算器２８に出力される。

減算器２８は、制御器３７が算出した電圧位相Ｖθから電圧位相補正量Ｖθ＿ｃｏｍｐを減算し、ゲート信号生成部１８に出力する。この補正量Ｖθ＿ｃｏｍｐの減算による電圧位相Ｖθの操作は、高次成分である６次成分の周期、すなわち、電気１周期の６分の１の周期に対しｋ分の１（ｋは自然数）の周期で実行される。
図１２に、高次成分の１周期を４分割した演算タイミングで電圧位相Ｖθを操作する例を示す。このように、高次成分の周期に対しｋ分の１の周期で電圧位相Ｖθを操作することにより、高次成分を適切に相殺する方向に電圧位相Ｖθを操作することができる。

図１３に示すフローチャートでは、図１０に対し、直流電流のピーク値Ｉｄｃ＿ｐが制限値Ｉｄｃ＿ｌｉｍを超えていると判定されたとき（Ｓ０３：ＮＯ）、電圧パルス再設定（Ｓ０４）に代えて、Ｓ０５〜Ｓ０８を実行する点が異なる。
Ｓ０５では、高次成分抽出部２５にて、直流電流Ｉｄｃに含まれる高次成分Ｉｄｃ＿ｈをハイパスフィルタで抽出する。Ｓ０６では、減算器２６にて、抽出した高次成分Ｉｄｃ＿ｈと直流電流センサ５５のゼロ点との差分を算出する。

Ｓ０７では、制御器２７にて、高次成分Ｉｄｃ＿ｈとゼロ点との差分に応じて電圧位相補正量Ｖθ＿ｃｏｍｐを算出する。Ｓ０８では、減算器２８にて、電圧位相Ｖθから電圧位相補正量Ｖθ＿ｃｏｍｐを減算する。
このように第２実施形態では、第１実施形態の作用効果に加え、更に、直流電流のピーク値Ｉｄｃ＿ｐが制限値Ｉｄｃ＿ｌｉｍを超えたとき、高次成分の周期に対しｋ分の１の周期で電圧位相補正量Ｖθ＿ｃｏｍｐを減算することにより電圧位相Ｖθを操作する。これにより、直流電流Ｉｄｃに含まれる高次成分を適切に減らし、直流電流Ｉｄｃを制限することができる。

（第３実施形態）
第３実施形態による回転機の制御装置について、図１４を参照して説明する。
第３実施形態のモータ制御装置１０３は、電流フィードバック制御方式の制御装置である。第１実施形態と異なる構成として、電流指令演算部３１、減算器３２、制御器３３、電圧振幅位相算出部１４を有している。一方、第１実施形態が有するトルク推定部３５、減算器３６を有していない、

また、第１実施形態では、電圧振幅算出部１３が電圧振幅指令Ｖａｍｐを算出し、「電圧位相演算部」としての制御器３７が電圧位相Ｖθを算出するのに対し、第３実施形態の電圧振幅位相算出部１４は、電圧振幅指令Ｖａｍｐ及び電圧位相Ｖθの両方を算出する。第３実施形態の電圧振幅位相算出部１４は、特許請求の範囲に記載の「電圧振幅算出部」に相当する。

電流指令演算部３１は、車両制御装置等から取得したトルク指令Ｔ^*に基づき、マップや数式等を用いてｄｑ軸電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*を演算する。
減算器３２は、ｄｑ変換部３４からフィードバックされるｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑをｄｑ軸電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*から減算してｄｑ軸電流偏差を算出する。
制御器３３は、ｄｑ軸電流偏差をゼロに収束させるように、ＰＩ制御演算等によってｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を演算する。

電圧振幅位相算出部１４は、ｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*に基づき、電圧指令ベクトルの振幅Ｖａｍｐ及び位相Ｖθを算出する。＋Ｖｄ軸を基準とし反時計回り方向に電圧位相Ｖθを定義すると、電圧位相Ｖθ［ｄｅｇ］は、Ｖｄ^*、Ｖｑ^*の正負に応じて次式（４．１）〜（４．３）により算出される。
［Ｖｄ^*＞０、Ｖｑ^*≧０］ Ｖθ＝ａｒｃｔａｎ（Ｖｑ^*／Ｖｄ^*）・・・（４．１）
［Ｖｄ^*＜０］ Ｖθ＝ａｒｃｔａｎ（Ｖｑ^*／Ｖｄ^*）＋１８０ ・・・（４．２）
［Ｖｄ^*＞０、Ｖｑ^*＜０］ Ｖθ＝ａｒｃｔａｎ（Ｖｑ^*／Ｖｄ^*）＋３６０
・・・（４．３）

電圧振幅指令Ｖａｍｐは電圧パルス設定部１６に出力され、電圧位相Ｖθはゲート信号生成部１８に出力される。それ以降は、第１実施形態と同様である。
第３実施形態による電圧パルスの設定は、要求トルクを満足するように電圧位相Ｖθを操作する点を除き、第１実施形態と同様である。すなわち、図１０にてＳ０１からＳ０４までのステップが実行される。したがって、第１実施形態の効果［１］を共通に奏する。

（その他の実施形態）
（ア）電圧パルス設定部１６による電圧パルス生成法として、図５では、正弦波ＰＷＭ制御における電圧指令とキャリアとの比較による方法を示している。この方法は、正弦波ＰＷＭ制御に限らず、図１５に示す過変調ＰＷＭ制御や矩形波制御にも適用可能である。
また、キャリア比較による電圧パルス生成法の他、各パルスのエッジタイミング及びパルス幅（ＯＮ期間）を規定したパルスパターンを予め複数種類記憶しておき、モータ８０の動作条件に応じて最適なパルスパターンを選択する等の方法を採用してもよい。

（イ）上述の通り、電圧パルス設定部１６は、モータ８０のトルクＴ、回転数ω、又は電源電圧Ｖｄｃのうち一つ以上の値に応じて、電圧パルスのパルス数ｎを設定する。これらのトルクＴ、回転数ω、電源電圧Ｖｄｃの情報は、上記実施形態で例示した構成で取得されるものに限らず、以下のように取得される代替値を用いてもよい。
［トルクＴ］
ｄｑ軸電流から算出する推定トルクに代えて、トルクセンサでモータトルクを直接検出してもよい。また、電流振幅から、おおよそのトルクを推定してもよい。

［回転数ω］
ハイブリッド自動車では、エンジン回転数や車軸（車輪又はドライブシャフト）の回転数等、モータ８０の回転が伝達される各部の回転数を取得し、ギア比を用いてモータ回転数ωに換算してもよい。
［電源電圧Ｖｄｃ］
バッテリ５０のＳＯＣ（充電率）から換算してもよい。また、バッテリ５０の放電能力は「出力可能な電流の総量」であるため、入出力される直流電流Ｉｄｃの積算値に基づいて、現在の電源電圧Ｖｄｃを推定することができる。

（ウ）本発明は、バッテリ５０とインバータ６０との間にＤＣＤＣコンバータを備えるシステムに適用されてもよい。例えば昇圧コンバータが用いられる場合、インバータ６０に入力される昇圧電圧を「電源電圧」とみなせばよい。
（エ）本発明の制御対象とする回転機は、三相回転機に限らず、四相以上の多相回転機であってもよい。ｐ相の回転機に適用される場合、相間での対称性を担保するため、パルス数ｎはｐの倍数とすることが好ましい。

（オ）本発明は、ハイブリッド自動車や電気自動車の主機モータとして使用される回転機以外に、車両の補機用モータや、車両以外の昇降機、一般機械等に用いられる回転機に適用されてもよい。
以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。

１０１、１０２、１０３・・・モータ制御装置（回転機の制御装置）、
１３、１４・・・電圧振幅算出部、
１５・・・直流電流制限判定部、
１６・・・電圧パルス設定部、
１８・・・ゲート信号生成部、
３７・・・制御器（電圧位相演算部）、
５０・・・バッテリ（直流電源）、
６０・・・インバータ（電力変換器）、
８０・・・モータ（回転機）、
９０・・・モータ駆動システム（回転機駆動システム）。

Claims (12)

1. 直流電源（５０）の直流電圧を電力変換器（６０）で交流電圧に変換し回転機（８０）に印加する回転機駆動システム（９０）に用いられ、前記電力変換器を操作して前記回転機の通電を制御する回転機の制御装置であって、
   少なくとも前記回転機のトルク指令に基づいて電圧振幅指令を算出する電圧振幅算出部（１３、１４）と、
   前記直流電源と前記電力変換器との間に流れる直流電流のピーク値が所定の直流電流制限値以下であるか否かを判定する直流電流制限判定部（１５）と、
   直流電流のピーク値が前記直流電流制限値以下となるように、各相の電気１周期あたりのＯＮ／ＯＦＦ回数であるパルス数を有する電圧パルスを前記電圧振幅指令に基づいて設定する電圧パルス設定部（１６）と、
   前記電圧パルス設定部が設定した前記電圧パルスに基づいて、前記電力変換器を操作するゲート信号を生成するゲート信号生成部（１８）と、
   を備え、
   前記電圧パルス設定部は、前記電力変換器に入力される電源電圧が高いほど前記電圧パルスのパルス数を増加させることを特徴とする回転機の制御装置。
2. 前記電圧パルス設定部は、前記回転機の回転数が小さいほど前記電圧パルスのパルス数を増加させることを特徴とする請求項１に記載の回転機の制御装置。
3. 直流電源（５０）の直流電圧を電力変換器（６０）で交流電圧に変換し回転機（８０）に印加する回転機駆動システム（９０）に用いられ、前記電力変換器を操作して前記回転機の通電を制御する回転機の制御装置であって、
   少なくとも前記回転機のトルク指令に基づいて電圧振幅指令を算出する電圧振幅算出部（１３、１４）と、
   前記直流電源と前記電力変換器との間に流れる直流電流のピーク値が所定の直流電流制限値以下であるか否かを判定する直流電流制限判定部（１５）と、
   直流電流のピーク値が前記直流電流制限値以下となるように、各相の電気１周期あたりのＯＮ／ＯＦＦ回数であるパルス数を有する電圧パルスを前記電圧振幅指令に基づいて設定する電圧パルス設定部（１６）と、
   前記電圧パルス設定部が設定した前記電圧パルスに基づいて、前記電力変換器を操作するゲート信号を生成するゲート信号生成部（１８）と、
   前記回転機のトルクをトルク指令に追従させるように電圧位相（Ｖθ）を演算し、前記ゲート信号生成部に出力する電圧位相演算部（３７）と、
   を備え、
   前記電圧位相の進角限界値は、前記直流電流制限値に基づいて決定されることを特徴とする回転機の制御装置。
4. 直流電源（５０）の直流電圧を電力変換器（６０）で交流電圧に変換し回転機（８０）に印加する回転機駆動システム（９０）に用いられ、前記電力変換器を操作して前記回転機の通電を制御する回転機の制御装置であって、
   少なくとも前記回転機のトルク指令に基づいて電圧振幅指令を算出する電圧振幅算出部（１３、１４）と、
   前記直流電源と前記電力変換器との間に流れる直流電流のピーク値が所定の直流電流制限値以下であるか否かを判定する直流電流制限判定部（１５）と、
   直流電流のピーク値が前記直流電流制限値以下となるように、各相の電気１周期あたりのＯＮ／ＯＦＦ回数であるパルス数を有する電圧パルスを前記電圧振幅指令に基づいて設定する電圧パルス設定部（１６）と、
   前記電圧パルス設定部が設定した前記電圧パルスに基づいて、前記電力変換器を操作するゲート信号を生成するゲート信号生成部（１８）と、
   を備え、
   前記電圧振幅算出部は、前記電圧振幅指令を増加させる場合の変更率に上限を設定することを特徴とする回転機の制御装置。
5. 前記電圧振幅指令の上限変化率は、トルク指令の変化率以下に設定されることを特徴とする請求項４に記載の回転機の制御装置。
6. 前記電圧パルス設定部は、前記回転機のトルク、回転数、又は、前記電力変換器に入力される電源電圧のうち一つ以上の値に応じて、前記電圧パルスのパルス数を変更することを特徴とする請求項３〜５のいずれか一項に記載の回転機の制御装置。
7. 前記電圧パルス設定部は、前記回転機の回転数が小さいほど前記電圧パルスのパルス数を増加させることを特徴とする請求項６に記載の回転機の制御装置。
8. 前記電圧パルス設定部は、前記電源電圧が高いほど前記電圧パルスのパルス数を増加させることを特徴とする請求項６または７に記載の回転機の制御装置。
9. 前記電圧パルス設定部は、前記電圧パルスのパルス数を奇数に設定することを特徴とする請求項１〜８のいずれか一項に記載の回転機の制御装置。
10. 直流電流に含まれる高次成分を解析する高次成分抽出部（２５）をさらに有し、
    前記直流電流制限判定部によって直流電流のピーク値が前記直流電流制限値を超えていると判定されたとき、
    前記高次成分抽出部は、抽出した前記高次成分に応じて電圧位相を操作することを特徴とする請求項１〜９のいずれか一項に記載の回転機の制御装置。
11. 前記高次成分抽出部は、前記高次成分の周期に対しｋ分の１の周期（ｋは自然数）で電圧位相を操作することを特徴とする請求項１０に記載の回転機の制御装置。
12. 前記回転機は三相交流回転機であり、
    前記高次成分は６次成分であることを特徴とする請求項１０または１１に記載の回転機の制御装置。

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