JP6444719B2 - 半導体遮断器 - Google Patents

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Description

本発明は、半導体遮断器に関する。
特許文献１には、電源装置と負荷装置との間を導通状態と遮断状態に切り替える半導体スイッチ部と、電源装置から負荷装置に流れる電流を検出する電流検出部と、電流検出部によって検出された電流が所定の電流閾値以上であると判定した場合に、半導体スイッチ部を遮断状態にする遮断処理部とを備えた半導体遮断器が記載されている。
特許文献２には、各双方向スイッチ両端の電圧を検出し、各双方向スイッチの両端電圧に基づいて、各単方向半導体スイッチング素子をＰＷＭ開閉制御し、各双方向スイッチの両端電圧に基づいて、各双方向スイッチに対する過電圧を検出し、スイッチ過電圧保護信号を生成することが記載されている。
特許文献３には、半導体スイッチを組み合わせて構成される半導体双方向スイッチの２つを組みとして少なくとも１組設け、各半導体スイッチを構成する各半導体スイッチのゲート・コレクタ間にはツエナーダイオードとダイオードとの逆直列回路をそれぞれ接続するとともに、半導体双方向スイッチに両端の電圧を検出する電圧検出回路と、その検出値が設定値よりも大きくなった時にオン信号を発生する比較回路と、この比較回路の出力信号と半導体双方向スイッチの駆動信号とを入力とするＡＮＤ回路と、このＡＮＤ回路の出力信号と組をなす対向アームを駆動するゲート駆動回路とを各半導体双方向スイッチ対応に設け、オフする側の半導体双方向スイッチの両端の電圧が設定値よりも大きくなったとき、組をなす対向アームの半導体双方向スイッチをオンすることにより、半導体双方向スイッチに両方向に発生するスパイク電圧を抑制することが記載されている。
特許文献４には、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の各相にそれぞれ３つの双方向スイッチを設けた三相／三相交流直接電力変換器の制御によって、交流電源から任意の電圧または周波数の三相変換出力することが記載されている。
特開２０１３−１７２６０３号公報 特許第４５１４４９６号公報 特開２００１−１１１３９８号公報 特開２００８−８６０９４号公報
特許文献に示されるように、半導体双方向スイッチの両端の電圧を検出し、オフする側の半導体双方向スイッチの両端の電圧が設定値よりも大きくなったとき、半導体双方向スイッチをオンすることにより、半導体双方向スイッチに両方向に発生するスパイク電圧を抑制するような制御をすることが知られている。
本発明は、高速応答可能な半導体双方向スイッチを活用し、三相の各入力側電圧と出力側電圧とを計測し、計測電圧が取得された時に各双方向ＡＣスイッチのＯＮ/ＯＦＦ処理を相ごとに瞬時に行うように操作して突入電流をゼロにして半導体遮断器の開放、投入制御することを目的とする。
本発明は、三相交流入力側装置から出力側装置に電力を供給する電力供給線に配置された半導体スイッチを備えた半導体遮断器において、
半導体スイッチが、各相の電力を供給する各電力供給線に設けられた三相交流の各相に対して独立に設置した３つのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴによる双方向ＡＣスイッチが備えられ、各双方向ＡＣスイッチは、最大電流１００Ａで、２０個以上並列接続されて、入力側と出力側の電圧が一致した計測瞬間にオンとされる高速応答可能な無電圧接点とした電流−電圧特性を備え、
各双方向ＡＣスイッチの入力側および出力側の電圧を計測する計測装置が設けられ、
開閉指令信号と各双方向ＡＣスイッチの電圧計測状態から各双方向ＡＣスイッチのオン・オフ処理を行う制御回路を備え、
当該制御回路が、開閉指令信号がオンの時に、３つの双方向ＡＣスイッチの各入力側と出力側の計測された瞬間にオンまたはオフし、所定の電圧差の時に対応相の双方向ＡＣスイッチにオンまたはオフ状態を維持し、各相の双方向ＡＣスイッチに形成されたオンまたはオフ状態の３つの状態から、電源装置と負荷装置との間に開放状態もしくは投入状態を形成すること
を特徴とする半導体遮断器を提供する。
本発明は、三相交流入力側装置から出力側装置に電力を供給する電力供給線に配置された半導体スイッチを備えた半導体遮断器において、
半導体スイッチが、各相の電力を供給する各電力供給線に設けられた三相交流の各相に対して独立に設置した３つのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴによる双方向ＡＣスイッチが備えられ、各双方向ＡＣスイッチは、２０個以上並列接続されて、入力側と出力側の電圧が一致した瞬間にオンとされる高速応答可能な無電圧接点とした電流−電圧特性を備え、
各双方ＡＣスイッチの入力側および出力側の電圧を計測する計測装置が設けられ、
開閉指令信号と各双方向ＡＣスイッチの入力側および出力側の電圧計測結果とから各双方向ＡＣスイッチのオン・オフ処理を行う制御回路を備え、
当該制御回路が、開閉指令信号がオンの時で電源装置と負荷装置との間に投入状態にある時に、３つの双方向ＡＣスイッチの入力側と出力側の電圧が同時に、もしくは時間遅れをおいて一致した瞬間の電圧が計測された時に各相の双方向ＡＣスイッチにオンし、各相の計測された電圧差から、各双方向ＡＣスイッチに流れている電流値を計算し、該電流値と規定値との比較によって該電流値が規定値を越える時にすべての双方向ＡＣスイッチをオン状態からオフ状態にして、投入状態から開放状態を形成すること
を特徴とする半導体遮断器を提供する。
本発明は、三相交流入力側装置から出力側装置に電力を供給する電力供給線に配置された半導体スイッチを備えた半導体遮断器において、
半導体スイッチが、各相の電力を供給する各電力供給線に設けられた三相交流の各相に対して独立に設置した３つのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴによる双方向ＡＣスイッチが備えられ、各双方向ＡＣスイッチは、最大電流１００Ａで、２０個以上並列接続されて、入力側と出力側の電圧が一致した瞬間にオンとされる高速応答可能な無電圧接点とした電流−電圧特性を備え、各双方向ＡＣスイッチの出力側は短絡され、
各相の双方ＡＣスイッチの三相交流入力側および直流出力側の電圧を各計測する計測装置が設けられ、
開閉指令信号と電圧差計測結果から各双方向ＡＣスイッチのオン・オッフ処理を行う制御回路を備え、
当該制御回路が、開閉指令信号がオンの時で投入状態にある時に、各相の双方向ＡＣスイッチの入力側の電圧を計測し、最も高い電圧となっている相を選定し、直流出力側電圧を計測し、最も高い相電圧が直流出力電圧に一致した瞬間にオンし、最も高い相電圧＞直流出力電圧の条件が成り立つ状態で、対応する相の双方向ＡＣスイッチをオン状態継続し、直流出力側電圧を生成し、他の２相の双方向ＡＣスイッチをオフ状態にして、正出力半波整流を行うこと
を特徴とする半導体遮断器を提供する。
本発明は、三相交流入力側装置から出力側装置に電力を供給する電力供給線に配置された半導体スイッチを備えた半導体遮断器において、
半導体スイッチが、各相の電力を供給する各電力供給線に設けられた三相交流の各相に対して独立に設置した３つのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴによる双方向ＡＣスイッチが備えられ、各双方向ＡＣスイッチは、最大電流１００Ａで、２０個以上並列接続されて、入力側と出力側の電圧が一致した瞬間にオンとされる高速応答可能な無電圧接点とした電流−電圧特性を備え、各双方向ＡＣスイッチの出力側は短絡され、
各相の双方ＡＣスイッチの三相交流入力側および直流出力側の電圧を各計測する計測装置が設けられ、
開閉指令信号と電圧差計測結果から各双方向ＡＣスイッチのオン・オフ処理を行う制御回路を備え、
当該制御回路が、開閉指令信号がオンの時で投入状態にある時に、各相の双方向ＡＣスイッチの入力側の電圧を計測し、最も低い電圧となっている相を選定し、直流出力側電圧を計測し、最も低い相電圧が直流出力電圧に一致した瞬間にオンし、最も低い相電圧＜直流出力電圧の条件が成り立つ状態で、対応する相の双方向ＡＣスイッチをオン継続し、他の２相の双方向ＡＣスイッチをオフ状態にして、負出力半波整流を行うこと
を特徴とする半導体遮断器を提供する。
半発明は、上述された正出力半波整流と負出力半波整流とを組み合わせることで全波整流を行うことを特徴とする半導体遮断器を提供する。
本発明は、三相交流入力側装置から出力側装置に電力を供給する電力供給線に配置された半導体スイッチを備えた半導体遮断器において、
半導体スイッチが、各相の電力を供給する各電力供給線に設けられた三相交流の各相に対して独立に設置した３つのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴによる双方向ＡＣスイッチが備えられ、各双方向ＡＣスイッチは、最大電流１００Ａで、２０個以上並列接続されて、入力側と出力側の電圧が一致した瞬間にオンとされる高速応答可能な無電圧接点とした電流−電圧特性を備え、各双方向ＡＣスイッチの出力側は短絡され、
各相の双方ＡＣスイッチの三相交流入力側および直流出力側の電圧を各計測する計測装置が設けられ、
開閉指令信号と電圧差計測結果から各双方向ＡＣスイッチのオン・オフ処理を行う制御回路を備え、
出力電圧設定値を制御回路に設定する出力電圧設定回路を備え、
当該制御回路が、開閉指令信号がオンの時で投入状態にある時に、各相の双方向ＡＣスイッチの入力側の電圧を計測し、最も高い電圧となっている相を選定し、直流出力側電圧を計測し、最も高い相電圧＞直流出力電圧の条件が成り立ち、直流出力電圧が出力設定電圧に一致する瞬間にオンし、直流出力電圧＜出力設定電圧の状態で、オン継続し、オン直流出力側電圧を生成し、直流出力電圧＞出力設定電圧の状態の時に、オフし、他の２相の双方向ＡＣスイッチについても同一条件でオン・オフすることで、正出力半波整流を行うこと
を特徴とする半導体遮断器を提供する。
本発明は、三相交流入力側装置から出力側装置に電力を供給する電力供給線に配置された半導体スイッチを備えた半導体遮断器において、
半導体スイッチは、最大電流１００Ａで、２０個以上並列接続されて、各相の電力を供給する各電力供給線に設けられた三相交流の各相に対して独立に設置した３つのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴによる双方向ＡＣスイッチが備えられ、各双方向ＡＣスイッチは、入力側と出力側の電圧が一致した瞬間にオンとされる高速応答可能な無電圧接点とした電流−電圧特性を備え、
各双方向ＡＣスイッチの出力側は短絡され、
各相の双方ＡＣスイッチの三相交流入力側および直流出力側の電圧を各計測する計測装置が設けられ、
開閉指令信号と電圧差計測結果から各双方向ＡＣスイッチのオン・オフ処理を行う制御回路を備え、
出力電圧設定値を制御回路に設定する出力電圧設定回路を備え、
当該制御回路が、開閉指令信号がオンの時で投入状態にある時に、各相の双方向ＡＣスイッチの入力側の電圧を計測し、最も低い電圧となっている相を選定し、直流出力側電圧を計測し、最も低い相電圧＜直流出力電圧の条件が成り立ち、直流出力電圧が出力設定電圧に一致した瞬間にオンし、直流出力電圧＜出力設定電圧の状態で、オン継続して、オン直流出力側電圧を生成し、直流出力電圧＞出力設定電圧の状態の時に、オフし、他の２相の双方向ＡＣスイッチについても同一条件でオン・オフすること、負出力半波整流を行うこと
を特徴とする半導体遮断器を提供する。
本発明は、上述された正出力半波整流と負出力半波整流とを組み合わせることで全波整流を行うことを特徴とする半導体遮断器を提供する。
制御回路が、開閉指令信号オンの時に、３つの双方向ＡＣスイッチの各入力側と出力側の計測された瞬間にオンまたはオフし、所定の電圧差の時に対応相の双方向ＡＣスイッチにオンまたはオフ状態を維持する。高速応答可能な半導体双方向スイッチを活用し、三相の各入力側電圧と出力側電圧とを計測し、計測電圧が取得された時に各双方向ＡＣスイッチのオン・オフ処理を相ごとに瞬時に行うように操作して突入電流をゼロにして半導体遮断器の開放、投入制御することが出来る。
第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチの模式的回路構成図。 第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチに適用可能なＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの回路表現図。 第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチに適用可能なＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴとＳｉ−ＭＯＳＦＥＴの順方向および逆方向電流一電圧特性の説明図。 第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチに適用可能なＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの順方向および逆方向のドレイン電流一ドレイン電圧特性例。 第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチに適用可能なＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのドレイン電流、ボディダイオードの順方向電流一電圧特性例。 第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチの電流一電圧特性例。 第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチの電流一電圧特性上における定格電流動作範囲の説明図。 第２の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチの模式的回路構成図。 第３の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチの模式的回路構成図。 第３の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチにおいて、双方向ＡＣスイッチの単位セル２０２ｉｊの模式的回路構成図。 実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチに適用可能な半導体デバイスの例であって、ＳｉＣ−ＤＩＭＯＳＦＥＴの模式的断面構造図。 実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチに適用可能な半導体デバイスの例であって、ＳｉＣ−ＴＭＯＳＦＥＴの模式的断面構造図。 本発明の実施例１の形態を示す図。 本発明の実施例２−１の形態を示す図。 半波整流で得られる直流電圧値と同等の値となることを示す図。 本発明の実施例２−２の形態を示す図。 半波整流で得られる直流電圧値と同等の値となることを示す図。 直流出力端子間の電圧値が全波整流と同等の値になることを示す図。 半導体全波整流器の構成を示す図。 本発明の実施例３−１の形態を示す図。
本発明者等は、本発明に好ましく採用可能なＳｉＣ双方向ＡＣスイッチについて特許出願をした（特願２０１４−２２５０００）。本発明の説明に先立って、このＳｉＣ双方向ＡＣスイッチについて説明する。
本実施の形態の一態様によれば、第1ゲート、第１ソースおよび第１ドレインを有する第１ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴと、前記第１ゲートおよび前記第１ソースとそれぞれ短絡された第２ゲートおよび第２ソースを有し、かつ第２ドレインを有する第２ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴと、互いに短絡された前記第１ゲートおよび第２ゲートに印加されるゲート電圧を制御するゲート駆動回路と、を備えたセルが、ｍ直列×ｎ並列に接続された双方向ＡＣスイッチであって、前記双方向ＡＣスイッチのスイッチ出力端子間の通電時の定格電流が、前記第１ソース側に正電圧が印加された場合に前記第１ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのチャネル部と前記第１ＳｉＣ−ＭＯＳＥＦＴのボディダイオード部に流れる電流を比較して、前記チャネル部側を流れる電流の方が大きくなる電流範囲内に設定された双方向ＡＣスイッチが提供される。このＳｉＣ双方向ＡＣスイッチは、最大電流１００Ａで、２０個以上並列接続されて、各相の電力を供給する各電力供給線に設けられた三相交流の各相に対して独立に設置した３つのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴによる双方向ＡＣスイッチが備えられ、各双方向ＡＣスイッチは、入力側と出力側の電圧が一致した瞬間にＯＮとされる高速応答可能な無電圧接点とした電流−電圧特性を備える。
図面を参照して、実施の形態を説明する。以下の図面の記載において、同一または類似の部分には同一または類似の符号を付している。但し、図面は模式的なものであり、厚みと平面寸法との関係、各層の厚みの比率等は現実のものとは異なることに留意すべきである。したがって、具体的な厚みや寸法は以下の説明を参酌して判断すべきものである。また、図面相互間においても互いの寸法の関係や比率が異なる部分が含まれていることはもちろんである。
また、以下に示す実施の形態は、このＳｉＣ双方向ＡＣスイッチ発明の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、このＳｉＣ双方向ＡＣスイッチ発明の実施の形態は、構成部品の材質、形状、構造、配置等を下記のものに特定するものでない。
なお、以下の説明において、無電圧接点とは接点接触抵抗値が電流値によらず一定の値を有する接点であり、また少なくとも０Ｖ近辺での電流一電圧特性に線形性があり、電圧の正負切り替え時の電圧、電流波形歪みがない特性をいう。
[比較例]
Ｓｉを材料とした比較例に係る双方向ＡＣスイッチの個々のセルにおいて、逆並列ダイオードはＭＯＳ電界効果トランジスタ（ＦＥＴ：Field Effect Transistor）のソース側に正電圧が印加された場合に、ＭＯＳＦＥＴ部でなく、動作電流に対するオン抵抗がより低いダイオード部に電流を流すことを目的として接続されている。
双方向ＡＣスイッチの個々のセルにおいて、ＭＯＳＦＥＴのゲートをオン状態にしてスイッチ出力端子間に交流電圧を印加すると、逆並列ダイオードが順方向バイアスされる側について、逆並列ダイオードのバリアハイト(barrier height)に相当する電圧以下の電圧領域ではほぼＭＯＳＦＥＴのみを電流が流れ、それ以上の電圧領域ではＭＯＳＦＥＴと逆並列ダイオードの両方を電流が流れる。
ここで、Ｓｉ製のＭＯＳＦＥＴは耐圧を確保するための構造によって一般にオン抵抗が高く、かつＳｉ製の逆並列ダイオード(もしくはボディダイオード)のｐｎ接合拡散電位がナローバンドギャップ半導体であるＳｉでは１Ｖ以下程度のためオン抵抗が低く抑えられることから、基本的に前記２つの動作モードはＳｉ製双方向ＡＣスイッチの定格電流範囲内に必ず存在する。
したがって、Ｓｉ製双方向ＡＣスイッチはゼロ電圧付近において電流一電圧特性の線形性が崩れており、接点スイッチ特性以外の特性や制約を持っているという点で厳密には無電圧接点(ドライ接点)とは言えない。また、低抵抗を目的として逆並列ダイオードを接続させている分、素子点数が多くなりシステム全体の大型化、高コスト化を招く。
[第１の実施の形態]
第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチ１００の模式的回路構成は、図１に示すように表される。
第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチ１００は、図１に示すように、第１ゲートＧ１ｉｊ(ｉ＝１、２、…、ｍ、ｊ＝１、２、…、ｎであり、ｍ、ｎは１以上の整数)、第１ソースＳ１ｉｊおよび第１ドレインＤ１ｉｊを有する第１ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１ｉｊと、第１ゲートＧ１ｉｊおよび第１ソースＳ１ｉｊとそれぞれ短絡された第２ゲートＧ２ｉｊおよび第２ソースＳ２ｉｊを有し、かつ第２ドレインＤ２ｉｊを有する第２ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ｉｊと、互いに短絡された第１ゲートＧ１ｉｊ・第２ゲートＧ２ｉｊにゲート電圧を印加するゲート駆動回路１３ｉｊと、を備えたセル１１０ｉｊが、ｍ直列×ｎ並列に接続されている。
ここで、第１ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１ｉｊおよび第２ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ｉｊのそれぞれのドレインＤ１ｉｊ・Ｄ２ｉｊが接続されたスイッチ出力端子間の通電時の定格電流が、第１ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１ｉｊのソースＳ１ｉｊ側に正電圧が印加された場合に第１ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１ｉｊのチャネル部を流れるＭＯＳ電流ＩＭＯＳと第１ＳｉＣ−ＭＯＳＥＦＴ Ｑ１ｉｊのボディダイオード（ＢＤ１ｉｊ）部に流れるＢＤ電流ＩＢＤを比較して、チャネル部側を流れるＭＯＳ電流ＩＭＯＳの方が大きくなる電流範囲内に設定される。ここで、定格電流については、図７を参照して、後述する。
第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチ１００を構成するセル１１０ｉｊにおいて、ゲート駆動回路１３ｉｊは、図１に示すように、入力端子１８Ａ・１８Ｂ間に印加する電圧を操作することで、オン・オフ制御可能な発光ダイオード（ＬＥＤ）８ｉｊを備える。第１ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１ｉｊおよび第２ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ｉｊの互いに短絡されたゲートＧ１ｉｊ・Ｇ２ｉｊには、発光ダイオード（ＬＥＤ）８ｉｊからの光を受光可能な受光素子と、受光素子に接続された充放電回路を少なくとも備えた光電変換回路などが接続されていても良いが、図示は省略する。すなわち、実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチ１００を構成するセル１１０ｉｊにおいては、発光ダイオード（ＬＥＤ）８ｉｊを動作させ続け、これの動作を停止すれば、セル１１０ｉｊの動作も停止するような構成を備えるため、図１においては、セル１１０ｉｊのゲート制御部は、単にＧ１ｉｊ・Ｇ２ｉｊ間を短絡して示している。
第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチ１００を構成するセル１１０ｉｊにおいては、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１ｉｊの第１ソースＳ１ｉｊとＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ｉｊの第２ソースＳ２ｉｊとが互いに接続されるように、１２００Ｖ８０ｍΩのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１ｉｊとＱ２ｉｊを接続し、ＬＥＤ８ｉｊからの光信号を受光する受光素子と充放電回路でゲート制御を行う接点定格ＡＣ（７００×ｍ）Ｖ／（５×ｎ）Ａの双方向ＡＣスイッチが構成可能である。
第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチを構成するセル１１０ｉｊに適用可能なＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの回路表現は、図２に示すように表される。図２の回路表現は、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴにおいても同様である。
第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチを構成するセル１１０ｉｊに適用可能なＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴとＳｉ-ＭＯＳＦＥＴの順方向および逆方向電流−電圧特性の説明図は、図３に示すように表される。
ここで、Ｓｉ-ＭＯＳＦＥＴでは、オン状態においても順方向のＭＯＳ電流ＩＭＯＳ（Ｓｉ−ＭＯＳ）は、図３の破線に示すように、一般にオン抵抗が高い。かつＳｉ製の逆並列ダイオード(もしくはボディダイオード)のｐｎ接合拡散電位がナローバンドギャップ半導体であるＳｉでは１Ｖ以下程度のため、逆方向特性は、例えば、約０．６Ｖまでは、逆方向のＭＯＳ電流ＩＭＯＳ（Ｓｉ−ＭＯＳ）特性に従い、さらに約０．６Ｖ以上の逆方向電圧が印加されると、ボディダイオードＢＤの順方向電流が重畳されて、図３の破線に示すように、ＩＢＤ（Ｓｉ−ＭＯＳ）の特性が得られる。
一方、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴは、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴに比べて、オン状態（例えばゲート電圧Ｖｇｓ＝１８Ｖ）において順方向のＭＯＳ電流ＩＭＯＳ（ＳｉＣ−ＭＯＳ）は、図３の実線に示すように、オン抵抗が低い。かつＳｉＣ製のボディダイオードＢＤのｐｎ接合拡散電位がワイドギャップ半導体であるＳｉＣでは約３Ｖ以下程度のため、ボディダイオードＢＤの電気特性は、例えば、図３の（２）の曲線（ＳｉＣ−ＭＯＳ）のＩＢＤに示されるように、約０．６Ｖまでは、ほぼ非導通である。このため、逆方向特性は、例えば、約０．６Ｖまでは、逆方向のＭＯＳ電流ＩＭＯＳ（ＳｉＣ−ＭＯＳ）特性に従い、さらに約０．６Ｖ以上の逆方向電圧が印加されると、印加電圧が大きくなるほどボディダイオードＢＤの順方向電流が大きく重畳されて、図３の（１）の実線に示すように、ＩＭＯＳ＋ＩＢＤ（ＳｉＣ−ＭＯＳ）の特性が得られる。
第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチ１００を構成するセル１１０ｉｊに適用可能なＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの順方向および逆方向のドレイン電流−ドレイン電圧特性例は、図４に示すように表される。図４において、破線ＲＡは、１個のＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの空冷時の定格動作範囲の一例を示す。
図４において、ゲート電圧Ｖｇｓ＝０Ｖにおいて順方向のＭＯＳ電流ＩＭＯＳはほぼ導通せず、逆方向電流は、ボディダイオードＢＤに導通する電流ＩＢＤが示されている。一方、ゲート電圧Ｖｇｓ＝１８Ｖにおいては、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴはオン(導通)状態となり、順方向および逆方向のＭＯＳ電流ＩＭＯＳは破線ＲＡの範囲内においてともに直線性の良好な電流一電圧特性が得られている。
第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチを構成するセル１１０ｉｊに適用可能なＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴにおいて、ゲート電圧Ｖｇｓ＝１８Ｖのオン状態におけるＭＯＳＦＥＴのチャネル部を導通するＭＯＳ電流ＩＭＯＳの順方向電流−電圧特性例、およびボディダイオ一ドＢＤを導通するＢＤ電流ＩＢＤの順方向−電圧特性例は、図５に示すように表される。また、破線は、ボディダイオードＢＤに流れる電流割合ＩＢＤ／（ＩＢＤ＋ＩＭＯＳ）（％）を表している。
ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのドレイン電流−ドレイン電圧特性（１５０度：定格ジャンクション温度）では、±５Ａ以下の領域ではボディダイオードＢＤはほぼ動作せず、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのチャネル部の電気特性を反映した関係になっている。すなわち、図５に示すように、５Ａ時のＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間オン電圧は０．６８Ｖであるため、ソース側に正電圧が印加された場合のチャネル部とボディダイオードに流れる電流Dの比ＩＢＤ／（ＩＢＤ＋ＩＭＯＳ）（％）は０.００２%以下となり、ほぼ完全にＭＯＳＦＥＴ部にのみ電流が流れる。この傾向は２５℃時では電流比は０.００１％以下になり、同様の効果が得られる。
ＳｉＣはワイドバンドギャップ半導体であるが故に、ｐｎ接合を形成した場合の拡散電位はＳｉと比較して非常に大きい。このため、ＳｉＣを材料に使えば、ゲートオン状態においてＭＯＳＦＥＴのソース側に正電圧が印加された場合にボディダイオードに流れる電流を抑制し、ＭＯＳＦＥＴ部のみに選択的に電流を流すことができる。すなわち、ＳｉＣのｐｎ接合拡散電位は３Ｖ程度と大きくボディダイオードが導通しにくいため、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのみで双方向スイッチ回路を作り、動作電流をボディダイオードを動かさずＭＯＳＦＥＴのみに制限することで線形性の優れた双方向ＡＣスイッチを作製することができる。
図１に示される回路構成により、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１ｉｊ・Ｑ２ｉｊを、それぞれのソースＳ１ｉｊとＳ２ｉｊとが互いに接続するようにして構成された双方向ＡＣスイッチ１００によりセル１１０ｉｊが形成される。ここでＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１ｉｊ・Ｑ２ｉｊはボディダイオードＢＤ１ｉｊ・ＢＤ２ｉｊを内蔵しているが、そのｐｎ接合の拡散電位はワイドバンドギャップ半導体であるＳｉＣから形成されているため３Ｖ程度と高く、一方で絶縁破壊電界が高いためドリフト層の膜厚を薄く、キャリア濃度を高く設定でき、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１ｉｊ・Ｑ２ｉｊのドレイン−ソース間オン抵抗を低く設定することができる。例えば、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１ｉｊ・Ｑ２ｉｊは、耐圧１２００Ｖ、入力容量２０８０ｐＦで、ドレインーソース間オン抵抗は、約８０ｍΩを実現可能である。
このため、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１ｉｊ・Ｑ２ｉｊのソースＳ１ｉｊ・Ｓ２ｉｊ側に正電圧が印加されたとき、チャネル側電流経路のオン抵抗値をボディダイオードＢＤ１ｉｊ・ＢＤ２ｉｊ側電流経路のオン抵抗より低く設定できる範囲がＳｉ−ＭＯＳＦＥＴと比較して飛躍的に拡張でき、チャネル側に優先的に電流を流しやすくなる。Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴにおいても大量に並列数を増やせばチャネル部のみに流せる電流範囲を増大させることはできるが、その場合ＭＯＳＦＥＴ素子数とその数に応じた制御回路が必要になるため、双方向ＡＣスイッチ全体のシステムが大きくなり現実的でない。
ここで、双方向ＡＣスイッチの定格電流をチャネル側電流経路の電流が主になる範囲に制限すれば双方向ＡＣスイッチの電流一電圧特性はＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのチャネル部を通る電流の電流−電圧特性によって決まり、途中で主の電流経路が変化しないため電流−電圧特性の急峻な変曲点が現れなくなる。また、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴはオン抵抗が低く、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのみに電流が流れる場合でも電圧降下がほとんどない。スイッチ出力部の接点接触抵抗はＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗のみとなり、接触抵抗以外による電圧降下がほぼ発生しない無電圧接点の双方向ACスイッチを構成することができる。
第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチ１００においては、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの線形領域特性のみを使用しているため、歪率の少なく線形性に優れた無電圧接点の双方向ＡＣスイッチを構成することができる。また、逆並列接続されるボディダイオードとは別のダイオードがなく、部品点数が削減されるため、小型でかつ安価に製作でき、信頼性も向上する。
第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチ１００においては、図５に示すように、定格電流が、第１ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのソース側に正電圧が印加された場合に第１ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のボディダイオードＢＤ１側に流れる電流が全体の１％以下になる電流範囲内に設定されていても良い。
すなわち、ボディダイオードＢＤ側に流れる電流ＩＢＤをチャネル側に流れる電流ＩＭＯＳと合わせた全体の電流値の１％以下になるように設定すれば、実質的にチャネル部のみに電流が流せるようになるため、電流一電圧特性の歪率が少なく線形性に優れた双方向ＡＣスイッチを構成することができる。
また、第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチ１００においては、図５に示すように、定格電流が流れた場合に、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのゲートをオンさせた状態におけるドレインーソース間に掛かる電圧の絶対値が１.０Ｖ以下になるように設定されていても良い。
すなわち、双方向ＡＣスイッチの定格電流範囲内でＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのゲートオン時のドレインーソース間オン電圧を１.０Ｖ以下にすることによって、実質的にほぼ完全にチャネル部のみに電流が流せるようになるため、電流−電圧特性の歪率が少なく線形性に優れた双方向ＡＣスイッチを構成することができる。
ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードはそのチップ面積や集積量に関わらず順方向電圧が１.０Ｖ以下であればほぼ動作しないため、実質的にチャネル部のみに電流が流せるようになる。さらに、１.０Ｖ以下の微小電圧領域においてはＭＯＳＦＥＴのチャネル部を通る電流経路の電流−電圧特性のうち、線形領域部分のみを使えるため、飽和領域特性の影響による出力電流波形の歪みも抑制され、電流−電圧特性の線形性の非常に優れた双方向ＡＣスイッチを構成することができる。
第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチを構成する単位セルの電流−電圧特性例であって、１２００Ｖ８０ｍΩのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの２並列接続回路から構成される双方向ＡＣスイッチの電流−電圧特性は、図６に示すように表される。破線ＲＡは、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの２並列接続回路から構成される双方向ＡＣスイッチを構成する単位セルの定格動作範囲を示す。
第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチを構成する単位セルの電流−電圧特性上における定格電流動作範囲の説明図は、図７に示すように表される。
定格電流とは、第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチを構成する単位セルに適用されるＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴおよびこれらのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを２個直列接続した双方向ＡＣスイッチにおいて、いずれも同様に定義可能である。すなわち、定格電流は、発熱量、熱抵抗、および冷却方法に依存し、一定の冷却条件において、定格接合温度ＴｊＭＡＸ以下になる最大の電流値で定義される。
図７に示される第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチを構成する単位セルの線形範囲の電流一電圧特性上、電流値ＩＤが定格電流で表される。＋ＩＤと−ＩＤ間の電流範囲ΔＩで、第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチを構成する単位セルは、線形の電流−電圧特性を示す。例えば、一定の空冷条件において、定格接合温度ＴｊＭＡＸ＝１５０℃において、定格電流ＩＤ＝５Ａが得られている。
第１の実施の形態に係る双方向ACスイッチによれば、構成するそれぞれのＭＯＳＦＥＴがボディダイオードとは別の逆並列ダイオードを有しない無電圧接点双方向ＡＣスイッチを実現することができる。
第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチによれば、所望の電流仕様範囲においてボディダイオードが動作しないようなＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを適用可能であるため、電流−電圧特性の線形性が良好に保たれた無電圧接点双方向ＡＣスイッチを実現することができる。
また、セルの直並列数は１以上の任意の値を取ってよく、この双方向ＡＣスイッチを使ってシーケンスを組む場合には、無電圧接点であるために設計の複雑化を抑えることができる。例えば、設計の簡易化、設計期間の短縮、スイッチ部の電圧降下に基づく動作不良の回避が実現可能となる。なお一例として、図１におけるセルの直並列数の設定について説明する。各セルの直列接続数をｉとし、印加される電圧の最大値をＶＭＡＸとした場合、最大印加電圧ＶＭＡＸをセルの直列接続数ｉで除した各セルに加わる最大電圧が各セルの許容最大電圧を超えないように、セルの直列接続数ｉを設定する。また上記説明のように、ボディダイオードＢＤ側に流れる電流ＩＢＤをチャネル側に流れる電流ＩＭＯＳと合わせた全体の電流値の１％以下になるように設定するためには、各セルの定格電流ＩＤ＝５Ａが得られた場合に、負荷２４を流れる最大電流ＩＭＡＸを定格電流ＩＤで除すことにより並列接続数ｊが設定される。例えばＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗が４０ｍΩであればドレイン−ソース間の電流値を５Ａ以下に抑えることにより、ドレイン−ソース間の電圧が１Ｖを超えないようにすることができる。今負荷２４を流れる最大電流ＩＭＡＸを１００Ａとすると、最大電流ＩＭＡＸ＝１００Ａを５Ａで除した値２０が、セルの並列の接続数となる。このようにすることで直線性に優れた双方向ＡＣスイッチを得ることができる。並列接続数ｊが２０以上において好ましく採用される。
また、双方向ＡＣスイッチのスイッチ出力端子の外側に直列に接続された電磁式スイッチ等による断路器をさらに備えていてもよい。半導体を使った双方向ＡＣスイッチでは出力端子間の物理的接続は切れておらず、リーク電流を完全にゼロにすることは困難である。半導体を使った双方向ＡＣスイッチの出力端子に直列に断路器が接続され、双方向ＡＣスイッチが電流導通を遮断した後に断路器により電圧をオフにする順序を経ることで、高い安全性を確保するとともに、双方向ＡＣスイッチオフ時の電力消費が抑制できる。双方向ＡＣスイッチは電流遮断を１μ秒以内の短時間で完了できるため、電磁式スイッチ特有の放電現象による遮断時間の遅れとそれに伴う巨大事故電流発生の可能性を完全に排除する。このことは、系統に接続される配線や電子機器の電流許容設計の簡略化を実現する。
第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチによれば、電圧−電流特性の線形性に優れ、小型で安価、長寿命、高耐圧、大電流容量で高速応答可能な無電圧接点の双方向ＡＣスイッチを提供することができる。
[第２の実施の形態]
第２の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチ１０２の模式的回路構成は、図８に示すように、双方向ＡＣスイッチ１０２の各セル１１１ｉｊの第１ドレインＤ１ｉｊおよび第２ドレインＤ２ｉｊ間に接続されたサージキラー回路２６ｉｊを備える。
サージキラー回路２６ｉは、互いにカソードを向かい合わせに接続した第１アバランシェブレークダウンダイオード（ＡＢＤ：Avalanche breakdown diode）ＡＢＤ１ｉｊおよび第２アバランシェブレークダウンダイオードＡＢＤ２ｉｊを備えていても良い。
第２の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチ１０２は、図８に示すように、各段の出力端子間にＡＢＤ１ｉｊ・ＡＢＤ２ｉｊを向かい合わせにしたサージキラー回路２６ｉを接続している。この構成により、例えば、接点定格負荷ＡＣ（７００×ｍ）Ｖ／（５×ｎ）Ａの双方向ＡＣスイッチ１０２を提供することができる。また、ｉ段目に接続されたサージキラー回路２６ｉにより、同じｉ段目のＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１ｉｊ・Ｑ２ｉｊのドレイン−ソース間に掛かる電圧を制限することができる。
ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴは材料であるＳｉＣが高絶縁破壊電界であることを利用してドリフト層の膜厚を薄く、キャリア濃度を高く設定できる反面、ゲート絶縁膜に強い電界強度が掛かってしまう危険がある。これに対し、アバランシェ降伏電圧でなくゲート絶縁膜への電界集中緩和を目的としたドリフト層条件設定を行うため、デバイスのドレイン−ソース間定格電圧とアバランシェ降伏電圧が大きく乖離している特徴を持っていることが多い。
ここで仮にＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴにＳｉＣショットキーバリアダイオード(ＳｉＣ−ＳＢＤ:Silicon Carbide Schottky Barrier Diode)を逆並列接続させていた場合は、ＳｉＣ−ＳＢＤのアバランシェ降伏によって電圧が制限されるが、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのみで双方向ＡＣスイッチを構成した場合は、意図せぬ巨大電圧が印加された場合に、アバランシェ降伏せずに印加電圧がデバイスのドレインーソース間定格電圧を継続的に超過する危険がある。
ここで、双方向ＡＣスイッチの各段の出力端子間に向かい合わせに接続したＡＢＤを配置することで、双方向ACスイッチの各セルに掛かる電圧をＡＢＤのアバランシェ降伏電圧によって規定することができる。
また、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの中間点と向かい合わせにしたＡＢＤの中間点とを接続しないため、ＡＢＤの順方向特性による双方向ＡＣスイッチの電流−電圧特性への影響をなくすことができるため、ＡＢＤの順方向特性をデバイス選定基準から外すことができ、設計の自由度が向上する。
第２の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチによれば、双方向ＡＣスイッチの各セルに掛かる電圧をＡＢＤのアバランシェ降伏電圧によって規定することができ、電圧−電流特性の線形性に優れ、小型で安価、長寿命、高耐圧、大電流容量、高速応答可能で、大電圧や分圧バランスの不均一に起因するＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの破壊の危険が軽減した無電圧接点の双方向ＡＣスイッチを提供することができる。
また、サージキラー回路は双方向スイッチの各段毎に１つ以上接続されていても良く、各セル毎に接続されていても良い。さらに、ＡＢＤの耐圧を確保する目的でＡＢＤの直列数を増加させても良い。
また、セルの直並列数は１以上の任意の値を取っても良く、この双方向ＡＣスイッチを使ってシーケンスを組む場合には、無電圧接点であるために設計の複雑化を抑えることができる。例えば、設計の簡易化、設計期間の短縮、スイッチ部の電圧降下に基づく動作不良の回避を実現可能である。
[第３の実施の形態]
第３の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチ１０４の模式的回路構成は、図９に示すように表され、双方向ＡＣスイッチ１０４を構成するセル２０２ｉｊの模式的回路構成は、図１０に示すように表される。
第３の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチ１０４は、図９・図１０に示すように、ソース同士が互いに接続された２つのＭＯＳＦＥＴ Ｑ１ｉｊ・Ｑ２ｉｊと、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１ｉｊのドレインＤ１ｉｊとＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ｉｊのドレインＤ２ｉｊ間に２つのＡＢＤ１ｉｊ・ＡＢＤ２ｉｊを向かい合わせにしたサージキラー回路２６ｉを備える構成を単位セル２０２ｉｊとし、この単位セル２０２ｉｊをｍ直列×ｎ並列に接続した構成を備える。
また、ゲート駆動回路１５ｉは、入力端子１８Ａ・１８Ｂに接続されたＥ／Ｏ変換器２２ｉと、直流電圧（ＤＣ＋２４Ｖ）が供給された絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換器１６ｉと、Ｅ／Ｏ変換器２２ｉに接続された光ファイバー１７ｉと、光ファイバー１７ｉを介してＥ／Ｏ変換器２２ｉと接続され、かつ絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換器１６ｉと接続されたＯ／Ｅ変換器１４ｉと、Ｏ／Ｅ変換器１４ｉに接続されたＦＥＴドライバ１２ｉ１とを備える。Ｅ／Ｏ変換器２２ｉとＯ／Ｅ変換器１４ｉの間には絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換器１６ｉと同等以上の耐圧が確保されている。
第３の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチ１０４によれば、例えば、接点定格負荷ＡＣ（７００×ｍ）Ｖ／（５×ｎ）Ａの双方向ＡＣスイッチを提供することができる。
第３の実施の形態によれば、光ファイバーによる十分な絶縁距離の確保によって、制御側のノイズ耐性を強化し、ゲート電圧低下による電流の低下や、ゲート過電圧によるゲート破壊、スイッチング特性の悪化を抑制した双方向ＡＣスイッチを構成することができる。
また、第３の実施の形態によれば、サージキラー回路による印加電圧の保証をすることで故障しにくく、電圧一電流特性の線形性に優れ、小型で安価、長寿命、高耐圧、大電流容量、高速応答可能で、大電圧や分圧バランスの不均一に起因するＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの破壊の危険が軽減した無電圧接点の双方向ＡＣスイッチを提供することができる。
（半導体デバイスの構成例）
−ＳｉＣ−ＤＩＭＯＳＦＥＴ−
第１〜第３の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチに適用可能な半導体デバイス２００の例であって、ＳｉＣ−ＤＩ（Double Implanted）ＭＯＳＦＥＴの模式的断面構造は、図１１に示すように表される。
第１〜第３の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチに適用可能なＳｉＣ−ＤＩＭＯＳＦＥＴは、図１１に示すように、ｎ＋ＳｉＣ基板１２４と、ｎ＋ＳｉＣ基板１２４上にエピタキシャル成長されたｎ−ドリフト層１２６と、ｎ−ドリフト層１２６の表面側に形成されたｐボディ領域１２８と、ｐボディ領域１２８の表面に形成されたｎ＋ソース領域１３０と、ｐボディ領域１２８間のｎ−ドリフト層１２６の表面上に配置されたゲート絶縁層１３２と、ゲート絶縁層１３２上に配置されたゲート電極１３８と、ｎ＋ソース領域１３０およびｐボディ領域１２８に電気的に接続されたソース電極１３４と、ｎ＋ＳｉＣ基板１２４の、ｎ−ドリフト層１２６と反対側の表面に電気的に接続されたドレイン電極１３６とを備える。
図１１では、半導体デバイス２００は、ｐボディ領域１２８と、ｐボディ領域１２８の表面に形成されたｎ＋ソース領域１３０が、ダブルイオン注入（ＤＩ）で形成され、ソースパッド電極ＳＰは、ｎ＋ソース領域１３０およびｐボディ領域１２８に接続されたソース電極１３４に接続される。ゲートパッド電極ＧＰ(図示省略)は、ゲート絶縁層１３２上に配置されたゲート電極１３８に接続される。また、ソースパッド電極ＳＰ・ソース電極１３４およびゲートパッド電極ＧＰ(図示省略)は、図１１に示すように、半導体デバイス２００の表面を覆うパッシベーション用の層間絶縁膜１４４上に配置される。
−ＳｉＣ−ＴＭＯＳＦＥＴ−
第１〜第３の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチに適用可能な半導体デバイス２００の例であって、ＳｉＣ−ＴＭＯＳＦＥＴの模式的断面構造は、図１２に示すように表される。
第１〜第３の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチに適用可能なＳｉＣ−ＴＭＯＳＦＥＴは、図１２に示すように、ｎ＋ＳｉＣ基板１２４と、ｎ＋ＳｉＣ基板１２４上にエピタキシャル成長されたｎ−ドリフト層１２６Ｎと、ｎ−ドリフト層１２６Ｎの表面側に形成されたｐボディ領域１２８と、ｐボディ領域１２８の表面に形成されたｎ＋ソース領域１３０と、ｐボディ領域１２８を貫通し、ｎ−ドリフト層１２６Ｎまで形成されたトレンチの内にゲート絶縁層１３２および層間絶縁膜１４４Ｕ・１４４Ｂを介して形成されたトレンチゲート電極１３８ＴＧと、ソース領域１３０およびＰボディ領域１２８に接続されたソース電極１３４と、ｎ＋ＳｉＣ基板１２４の、ｎ−ドリフト層１２６Ｎと反対側の表面に電気的に接続されたドレイン電極１３６とを備える。
図１２では、半導体デバイス２００は、ｐボディ領域１２８を貫通し、半導体基板１２６Ｎまで形成されたトレンチ内にゲート絶縁層１３２および層間絶縁膜１４４Ｕ・１４４Ｂを介して形成されたトレンチゲート電極１３８ＴＧが形成され、ソースパッド電極ＳＰは、ソース領域１３０およびＰボディ領域１２８に接続されたソース電極１３４に接続される。ゲートパッド電極ＧＰ(図示省略)は、ゲート絶縁層１３２上に配置されたゲート電極１３８に接続される。また、ソースパッド電極ＳＰ・ソース電極１３４およびゲートパッド電極ＧＰ（図示省略）は、図１２に示すように、半導体デバイス２００の表面を覆うパッシベーション用の層間絶縁膜１４４Ｕ上に配置される。
ＳｉＣ−ＴＭＯＳＦＥＴはドレイン電流経路にｐボディ領域１２８から伸張するジャンクション抵抗が存在しないため、ＳｉＣ−ＤＭＯＳＦＥＴと比較してさらに低オン抵抗のＦＥＴを提供することが可能であり、１素子当たりに１００Ａ以上のドレインパルス電流を許容することも可能になる。
また、第１〜第３の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチに適用可能な半導体デバイス２００には、ＳｉＣ系ＭＯＳＦＥＴの代わりに、ＧａＮ系ＦＥＴなどを適用することもできる。
ＳｉＣデバイスは、高絶縁破壊電界(例えば、約３ＭＶ／ｃｍであり、Ｓｉの約３倍)であることから、Ｓｉに比べてドリフト層の膜厚を薄くし、かつキャリア濃度を高く設定しても耐圧が確保できる。絶縁破壊電界の違いから、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのピーク電界強度は、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴのピーク電界強度よりも高く設定可能である。
ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴにおいては、キャリア濃度と膜厚の双方のメリットによって、ｎ−ドリフト層１２６・１２６Ｎの抵抗値を低減し、オン抵抗を低くすることができ、チップ面積を縮小化(小チップ化)可能である。さらにユニポーラデバイスであるＭＯＳＦＥＴ構造のままで、Ｓｉ−ＩＧＢＴに匹敵し得る耐圧とオン抵抗を実現可能であることから、高耐圧でかつ高速スイッチングできるとされ、スイッチング損失の低減が期待できる。
以上説明したように、本実施の形態によれば、電圧−電流特性の線形性に優れ、小型で安価、長寿命、高耐圧、大電流容量で高速応答可能な無電圧接点の双方向ＡＣスイッチを提供することができる。
[その他の実施の形態]
上記のように、第１〜第３の実施の形態によって記載したが、この開示の一部をなす論述および図面は例示的なものであり、この発明を限定するものであると理解すべきではない。この開示から当業者には様々な代替実施の形態、実施例および運用技術が明らかとなろう。
以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。
[実施例１]
図１３は、本発明の実施例１の形態を示す図である。
図１３において、半導体遮断器１（１Ａ）は、入力側の三相交流入力部２のＲ１、Ｓ１、Ｔ１と出力側の三相交流出力部３のＲ２、Ｓ２、Ｔ２とを結ぶ電力供給線４、５、６に独立に設置した各ＳｉＣ双方向ＡＣスイッチＲ、ＳｉＣ双方向ＡＣスイッチＳおよびＳｉＣ双方向ＡＣスイッチＴが備えられる。すなわち、この半導体遮断器１は、三相交流入力装置の電源装置から出力装置の負荷装置に電力を供給する電力供給線に配置された半導体スイッチを備えた半導体遮断器である。ＳｉＣ双方向ＡＣスイッチの典型的な事例についての詳細は後述されが、ＳｉＣ双方向ＡＣスイッチは、このｍ直列×ｎ並列に接続され、ドレインとソースとの間に掛る電圧の絶対値が１．０Ｖ以下になるように設定される特徴を備える。また、このＳｉＣ双方向ＡＣスイッチは、各相の電力を供給する各電力供給線に設けられた三相交流の各相に対して独立に設置した３つのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴによる双方向ＡＣスイッチが備えられ、各双方向ＡＣスイッチは、最大電流１００Ａで、２０個以上並列接続されて、入力側と出力側の電圧が一致した瞬間にオンとされる高速応答可能な無電圧接点とした電流−電圧特性を備える。
半導体遮断器１は、半導体スイッチが、各相の電力を供給する各電力供給線に設けられた三相交流の各相に対して独立に設置した３個のＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴによる双方向ＡＣスイッチで構成される。
各双方向ＡＣスイッチの入力側および出力側の電圧を計測する計測装置が設けられる。図面には、計測装置として入力側の電力供給線４、５、６に高電圧プローブＲ１、Ｓ１、Ｔ１が結線され、出力側の電力供給線４、５、６に高電圧プローブＲ２、Ｓ２、Ｔ２が結線される。
開閉指令信号８と各双方向ＡＣスイッチの電圧計測状態から各双方向ＡＣスイッチのオン・オフ処理を行う制御回路Ａを備える。高電圧プローブＲ１、Ｓ１、Ｔ１および高電圧プローブＲ２、Ｓ２、Ｔ２で計測された電圧は、制御回路Ａに入力される。
制御回路Ａで形成された制御信号は、配線１１、１２、１３を介してＳｉＣ双方向ＡＣスイッチＲ、ＳｉＣ双方向ＡＣスイッチＳおよびＳｉＣ双方向ＡＣスイッチＴに伝達される。
動作の説明
１．初期状態では、半導体遮断器１は、開閉指令信号８がオフのときに「開放」状態になっており、制御回路Ａは、３つのＳｉＣ双方向ＡＣスイッチＲ、ＳｉＣ双方向ＡＣスイッチＳおよびＳｉＣ双方向ＡＣスイッチＴをすべてオフさせている。
２．この状態で、開閉指令信号８がオフからオンになったとき、制御回路Ａは、各相のＳｉＣ双方向ＡＣスイッチＲ、ＳｉＣ双方向ＡＣスイッチＳおよびＳｉＣ双方向ＡＣスイッチＴをオンさせる。
３．したがって、三相交流の歪みがない場合は、制御回路Ａは、３つのＳｉＣ双方向ＡＣスイッチＲ、ＳｉＣ双方向ＡＣスイッチＳおよびＳｉＣ双方向ＡＣスイッチＴをすべて同時にオンさせることになる。歪みがある場合は、制御回路Ａは、数十秒から数ミリ秒程度の時間遅れをおいて、３つのＳｉＣ双方向ＡＣスイッチＲ、ＳｉＣ双方向ＡＣスイッチＳおよびＳｉＣ双方向ＡＣスイッチＴを順次オンさせることになる。
４．３つのＳｉＣ双方向ＡＣスイッチＲ、ＳｉＣ双方向ＡＣスイッチＳおよびＳｉＣ双方向ＡＣスイッチＴがすべてオンになることで半導体遮断器１は、「投入」状態となる。
５．半導体遮断器１が「投入」状態にあるときは、制御回路Ａは、各相の電圧計測結果から、各双方向ＡＣスイッチに流れている電流値を計算する。例えば、その電流値が規定値を越えたような場合、「過電流トリップ操作」を行い、各双方向ＡＣスイッチをすべてＯＦＦさせることで、半導体遮断器１を「開放」状態にして、周辺機器の保護を行う。
６．あるいは、三相交流の各相に流れる電流値に規定値以上の偏差が検出された場合、相関短絡あるいは漏電が発生したものとして、やはり半導体遮断器１を「開放」状態にする。
このように、当該制御回路Ａが、開閉指令信号８がオンの時に、３つの双方向ＡＣスイッチの各入力側と出力側の計測された瞬間にオンまたはオフし、所定の電圧差で、対応相の双方向ＡＣスイッチにオンまたはオフ状態を維持し、各相の双方向ＡＣスイッチに形成されたオンまたはオフ状態の３つの状態から、電源装置と負荷装置との間に開放状態もしくは投入状態を形成する。
また、当該制御回路Ａが、開閉指令信号８がオンの時で電源装置と負荷装置との間に投入状態にある時に、３つの双方向ＡＣスイッチの入力側と出力側の電圧が同時に、もしくは時間遅れをおいて一致した瞬間の電圧が計測された時に各相の双方向ＡＣスイッチにオンし、各相の計測された電圧差から、各双方向ＡＣスイッチに流れている電流値を計算し、該電流値と規定値との比較によって該電流値が規定値を越える時にすべての双方向ＡＣスイッチをオン状態からオフ状態にして、投入状態から開放状態を形成する。
本実施例による半導体遮断器１を用いることで、入力電圧と出力側電圧が完全に一致しているときに各相の双方向ＡＣスイッチをオフからオンにするので、「投入」した瞬間の突入電流をゼロにすることが出来る。
例えば、受電設備の遮断器として適用した場合、容量性負荷の影響で負荷側に電圧が残っているような場合でも突入電流ゼロの「投入」操作が可能になる。
例えば、発電機主遮断器として適用した場合、併入時の突入電流をゼロに出来る。
本実施例になる半導体遮断器では、瞬時（１００ｎｓ程度をいう。）のオンにすることが出来るため、入力側および出力側の電圧が厳密に一致したことを計測し、一致した時に瞬間に「開放」操作を行えるので、事故電流が発生する前に負荷を系統から切り離すことが可能になる。各相電流を常に計測監視できるので、過電流保護、地絡保護などのための保護継電器機能を安価に組み込むことが出来る。本実施例のＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴによる双方向ＡＣスイッチは、自身がオン時に突入電流を抑制するインピーダンス特性を持っていることのため、バンプレス併入が可能になる。
[実施例２−１]
図１４は、本発明の実施例２−１の形態を示す図である。
図１４において、半導体遮断器１Ｂは、入力側の三相交流入力部２のＲ１、Ｓ１、Ｔ１と出力側の直流出力部３のＤＰとを結ぶ電力供給線４、５、６に独立に設置した各ＳｉＣ双方向ＡＣスイッチＲ、ＳｉＣ双方向ＡＣスイッチＳおよびＳｉＣ双方向ＡＣスイッチＴが備えられる。すなわち、この半導体遮断器１は、三相交流入力装置の電源装置から出力装置の負荷装置に電力を供給する電力供給線に配置された半導体スイッチを備えた半導体遮断器である。ＳｉＣ双方向ＡＣスイッチの典型的な事例についての詳細は後述されるが、ＳｉＣ双方向ＡＣスイッチは、最大電流１００Ａで、２０個以上並列接続されて、ドレインとソースとの間に掛かる電圧の絶対値が１．０Ｖ以下になるように設定される特徴を備える。また、このＳｉＣ双方向ＡＣスイッチは、各相の電力を供給する各電力供給線に設けられた三相交流の各相に対して独立に設置した３つのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴによる双方向ＡＣスイッチが備えられ、各双方向ＡＣスイッチは、入力側と出力側の電圧が一致した瞬間にオンとされる高速応答可能な無電圧接点とした電流−電圧特性を備える。
出力側の電力供給線４、５、６は、短絡され、電力供給線７とされる。
半導体遮断器１は、半導体スイッチが、各相の電力を供給する各電力供給線に設けられた三相交流の各相に対して独立に設置した３個のＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴによる双方向ＡＣスイッチで構成される。
各双方向ＡＣスイッチの入力側および出力側の電圧を計測する計測装置が設けられる。図面には、計測装置として入力側の電力供給線４、５、６に高電圧プローブＲ１、Ｓ１、Ｔ１が結線され、出力側の電力供給線７に高電圧プローブＤ２が結線される。
開閉指令信号８と各双方向ＡＣスイッチの電圧計測状態から各双方向ＡＣスイッチのオン・オフ処理を行う制御回路Ｂを備える。高電圧プローブＲ１、Ｓ１、Ｔ１および高電圧プローブＤ２で計測された電圧は、制御回路Ｂに入力される。
制御回路Ｂで形成された制御信号は、配線１１、１２、１３を介してＳｉＣ双方向ＡＣスイッチＲ、ＳｉＣ双方向ＡＣスイッチＳおよびＳｉＣ双方向ＡＣスイッチＴに伝達される。
動作の説明
１．初期状態では、半導体遮断器１Ｂは、開閉指令信号８がオフのときに「開放」状態になっており、制御回路Ａは、３つのＳｉＣ双方向ＡＣスイッチＲ、ＳｉＣ双方向ＡＣスイッチＳおよびＳｉＣ双方向ＡＣスイッチＴをすべてオフさせている。
２．開閉指令信号８により「投入」状態になった時、制御回路Ｂは、まず各相の双方向ＡＣスイッチ入力側の計測された電圧を入力し、最も高い電圧となっている相を選びだす。
３．次に、計測された「直流出力側電圧」を入力し、「最も高い相電圧」が「直流出力側電圧」に一致する瞬間にオンし、「最も高い相電圧」＞「直流出力側電圧」の条件が成り立つ相の双方向ＡＣスイッチをオン継続させる。
４．２．３．の操作を１００ｎｓ程度のサンプリング周期で実施すると、出力電圧のＤＰの電圧値は、図１５に示すように半波整流で得られる直流電圧値と同等の値となる。
このように、当該制御回路Ｂが、開閉指令信号８がオンの時に、３つの双方向ＡＣスイッチの各入力側と出力側の計測された所定の電圧差で、対応相の双方向ＡＣスイッチにオンまたはオフ状態を維持し、各相の双方向ＡＣスイッチに形成されたオンまたはオフ状態の３つの状態から、電源装置と負荷装置との間に開放状態もしくは投入状態を形成する。
また、当該制御回路Ｂが、開閉指令信号がオンの時で投入状態にある時に、各相の双方向ＡＣスイッチの入力側の電圧を計測し、最も高い電圧となっている相を選定し、直流出力側電圧を計測し、最も高い相電圧が直流出力電圧に一致する瞬間オンし、最も高い相電圧＞直流出力電圧の条件が成り立つ状態で、対応する相の双方向ＡＣスイッチをオン継続し、直流出力側電圧を生成し、他の２相の双方向ＡＣスイッチをオフ状態にして、正出力半波整流を行う。
[実施例２−２]
図１６は、本発明の実施例２−２の形態を示す図である。
図１６において、半導体遮断器１Ｃは、入力側の三相交流入力部２のＲ１、Ｓ１、Ｔ１と出力側の直流出力部３のＤＮとを結ぶ電力供給線４、５、６に独立に設置した各ＳｉＣ双方向ＡＣスイッチＲ、ＳｉＣ双方向ＡＣスイッチＳおよびＳｉＣ双方向ＡＣスイッチＴが備えられる。すなわち、この半導体遮断器１は、三相交流入力装置の電源装置から出力装置の負荷装置に電力を供給する電力供給線に配置された半導体スイッチを備えて半導体遮断器である。ＳｉＣ双方向ＡＣスイッチの典型的な事例についての詳細は後述されが、ＳｉＣ双方向ＡＣスイッチは、最大電流１００Ａで、２０個以上並列接続されて、ドレインとソースとの間に掛る電圧の絶対値が１．０Ｖ以下になるように設定される特徴を備える。また、このＳｉＣ双方向ＡＣスイッチは、各相の電力を供給する各電力供給線に設けられた三相交流の各相に対して独立に設置した３つのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴによる双方向ＡＣスイッチが備えられ、各双方向ＡＣスイッチは、入力側と出力側の電圧が一致した瞬間にオンとされる高速応答可能な無電圧接点とした電流−電圧特性を備える。
出力側の電力供給線４、５、６は、短絡され、電力供給線７とされる。
半導体遮断器１は、半導体スイッチが、各相の電力を供給する各電力供給線に設けられた三相交流の各相に対して独立に設置した３個のＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴによる双方向ＡＣスイッチで構成される。
各双方向ＡＣスイッチの入力側および出力側の電圧を計測する計測装置が設けられる。図面には、計測装置として入力側の電力供給線４、５、６に高電圧分圧器Ｒ１、Ｓ１、Ｔ１が結線され、出力側の電力供給線７に高電圧分圧器Ｄ２が結線される。
開閉指令信号８と各双方向ＡＣスイッチの電圧計測状態から各双方向ＡＣスイッチのオン・オフ処理を行う制御回路Ｃを備える。高電圧分圧器Ｒ１、Ｓ１、Ｔ１および高電圧分圧器Ｄ２で計測された電圧は、制御回路Ｃに入力される。
制御回路Ｃで形成された制御信号は、配線１１、１２、１３を介してＳｉＣ双方向ＡＣスイッチＲ、ＳｉＣ双方向ＡＣスイッチＳおよびＳｉＣ双方向ＡＣスイッチＴに伝達される。
動作の説明
１．初期状態では、半導体遮断器１は、開閉指令信号８がＯＦＦのとき「開放」状態になっており、制御回路Ａは、３つのＳｉＣ双方向ＡＣスイッチＲ、ＳｉＣ双方向ＡＣスイッチＳおよびＳｉＣ双方向ＡＣスイッチＴをすべてオフさせている。
２．開閉指令信号８により「投入」状態になった時、制御回路Ｃは、まず各相の双方向ＡＣスイッチ入力側の計測された電圧を入力し、最も低い電圧となっている相を選びだす。
３．次に、計測された「直流出力側電圧」を入力し、「最も低い相電圧」が「直流出力側電圧」に一致する瞬間にＯＮし、「最も低い相電圧」＜「直流出力側電圧」の条件が成り立つ状態で、オン継続させる。
４．２．３．の操作を１００ｎｓ程度のサンプリング周期で実施すると、出力電圧のＤＮの電圧値は、図１７に示すように半波整流で得られる直流電圧値と同等の値となる。
このように、当該制御回路Ｃが、開閉指令信号８がオンの時に、３つの双方向ＡＣスイッチの各入力側と出力側の計測された電圧差に基づいて対応相の双方向ＡＣスイッチにオンまたはオフ状態を形成し、各相の双方向ＡＣスイッチに形成されたオンまたはオフ状態の３つの状態から、電源装置と負荷装置との間に開放状態もしくは投入状態を形成する。
また、当該制御回路Ｃが、開閉指令信号８がオンの時で投入状態にある時に、各相の双方向ＡＣスイッチの入力側の電圧を計測し、最も低い電圧となっている相を選定し、直流出力側電圧を計測し、最も低い相電圧が直流出力電圧に一致した瞬間にオンし、最も低い相電圧＜直流出力電圧の条件が成り立つ状態で、対応する相の双方向ＡＣスイッチをオン状態継続し、直流出力側電圧を生成し、他の２相の双方向ＡＣスイッチをオフ状態にして、負出力半波整流を行う。
[実施例２−３]
正出力半波整流と負出力半波整流とを組み合わせることで全波整流を行うことを特徴とする半導体遮断器ＢＣが提供され、図１８に示すように直流出力端子間の電圧値は、全波整流と同等の値になる。
図１９は、半導体全波整流器の構成を示す図である。
図１９において、半導体半波整流器２１は、図１４の構成を示し、半導体半波整流器２２は、図１６の構成を示す。
制御回路Ｂが、開閉指令信号オンの時で投入状態にある時に、各相の双方向ＡＣスイッチの入力側の電圧を計測し、最も高い電圧となっている相を選定し、直流出力側電圧を計測し、最も高い相電圧＞直流出力電圧の条件が成り立つ状態の時に、対応する相の双方向ＡＣスイッチをオンし、直流出力側電圧を生成し、他の２相の双方向ＡＣスイッチをオフ状態にして、正出力半波整流を行う。
当該制御回路Ｃが、また開閉指令信号オンの時で投入状態にある時に、各相の双方向ＡＣスイッチの入力側の電圧を計測し、最も低い電圧となっている相を選定し、直流出力側電圧を計測し、最も低い相電圧が直流出力電圧に一致する瞬間にオンし、最も低い相電圧＜直流出力電圧の条件が成り立つ状態で、対応する相の双方向ＡＣスイッチをオン継続し、直流出力側電圧を生成し、他の２相の双方向ＡＣスイッチをオフ状態にして、負出力半波整流を行う。これを正出力半波整流に転換する。
[実施例３−１]
図２０は、本発明の実施例３−１の形態を示す図である。
図２０において、半導体遮断器１Ｂは、入力側の三相交流入力部２のＲ１、Ｓ１、Ｔ１と出力側の直流出力部３のＤＰとを結ぶ電力供給線４、５、６に独立に設置した各ＳｉＣ双方向ＡＣスイッチＲ、ＳｉＣ双方向ＡＣスイッチＳおよびＳｉＣ双方向ＡＣスイッチＴが備えられる。すなわち、この半導体遮断器１は、三相交流入力装置の電源装置から出力装置の負荷装置に電力を供給する電力供給線に配置された半導体スイッチを備えた半導体遮断器である。ＳｉＣ双方向ＡＣスイッチの典型的な事例についての詳細は後述されるが、ＳｉＣ双方向ＡＣスイッチは、最大電流１００Ａで、２０個以上並列接続されて、ドレインとソースとの間に掛かる電圧の絶対値が１．０Ｖ以下になるように設定される特徴を備える。また、このＳｉＣ双方向ＡＣスイッチは、各相の電力を供給する各電力供給線に設けられた三相交流の各相に対して独立に設置した３つのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴによる双方向ＡＣスイッチが備えられ、各双方向ＡＣスイッチは、入力側と出力側の電圧が一致した瞬間にオンとされる高速応答可能な無電圧接点とした電流−電圧特性を備える。
出力側の電力供給線４、５、６は、短絡され、電力供給線７とされる。
半導体遮断器１は、半導体スイッチが、各相の電力を供給する各電力供給線に設けられた三相交流の各相に対して独立に設置した３個のＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴによる双方向ＡＣスイッチで構成される。
各双方向ＡＣスイッチの入力側および出力側の電圧を計測する計測装置が設けられる。図面には、計測装置として入力側の電力供給線４、５、６に高電圧プローブＲ１、Ｓ１、Ｔ１が結線され、出力側の電力供給線７に高電圧プローブＤ２が結線される。
開閉指令信号８と各双方向ＡＣスイッチの電圧計測状態から各双方向ＡＣスイッチのオン・オフ処理を行う制御回路Ｅを備える。高電圧プローブＲ１、Ｓ１、Ｔ１および高電圧プローブＤ２で計測された電圧は、制御回路Ｅに入力される。
制御回路Ｅで形成された制御信号は、配線１１、１２、１３を介してＳｉＣ双方向ＡＣスイッチＲ、ＳｉＣ双方向ＡＣスイッチＳおよびＳｉＣ双方向ＡＣスイッチＴに伝達される。
構成は、図１４に示す構成とほぼ同等であるが、「出力電圧設定回路３１」が追加され、出力電圧設定値が制御回路Ｅに設定される。
動作の説明
１．初期状態では、半導体遮断器１Ｅは、開閉指令信号８がオフのとき「開放」状態になっており、制御回路Ｅは、３つのＳｉＣ双方向ＡＣスイッチＲ、ＳｉＣ双方向ＡＣスイッチＳおよびＳｉＣ双方向ＡＣスイッチＴをすべてオフさせている。
２．開閉指令信号８により「投入」状態になった時、制御回路Ｂは、まず各相の双方向ＡＣスイッチ入力側の計測された電圧を入力し、最も高い電圧となっている相を選びだす。
３．次に、計測された「直流出力側電圧」を入力し、「最も高い相電圧」＞「直流出力側電圧」の条件が成り立つ相の双方向ＡＣスイッチを選定し、「直流出力側電圧」が「出力電圧設定回路３１」からの電圧設定値より高くなっているかを判定する。このとき、「直流出力側電圧」が「出力電圧設定回路３１」からの電圧設定値より高い場合には、双方向ＡＣスイッチのオン操作は行わない。逆に、「直流出力側電圧」が「出力電圧設定回路３１」からの電圧設定値より低い場合には、選定した最も高い電圧となっている相の双方向ＡＣスイッチをオンさせる。
４．２．および３．の操作を１００ｎｓ程度のサンプリング周期で実施すると、出力電圧のＤＰの電圧値は、「出力電圧設定値」の電圧設定値の相当する直流電圧値とほぼ同等の値に維持できる。例えば、三相ＡＣ２００Ｖラインに実施例３−１の半導体遮断器を挿入し、「出力電圧設定回路」からの電圧設定値をＤＣ２５０Ｖに設定した場合、ＤＰ電圧値はＤＣ２５０Ｖ前後に維持できる。実施例２−１では、ＤＰ電圧値は、ＤＣ２８３Ｖ程度に維持されることになる。
このように、当該制御回路Ｅが、開閉指令信号８がＯＮの時に、３つの双方向ＡＣスイッチの各入力側と出力側の計測された電圧差に基づいて対応相の双方向ＡＣスイッチにオンまたはオフ状態を形成し、各相の双方向ＡＣスイッチに形成されたオンまたはオフ状態の３つの状態から、電源装置と負荷装置との間に開放状態もしくは投入状態を形成する。
また、当該制御回路Ｅが、開閉指令信号８がオンの時で投入状態にある時に、各相の双方向ＡＣスイッチの入力側の電圧を計測し、最も高い電圧となっている相を選定し、直流出力側電圧を計測し、最も高い相電圧＞直流出力電圧の条件が成り立ち、直流出力電圧が出力設定電圧に一致する瞬間にオンし、直流出力電圧＜出力設定電圧の状態で、対応する相の双方向ＡＣスイッチをオン継続し、オン直流出力側電圧を生成し、直流出力電圧＞出力設定電圧の状態の時に、オフし、他の２相の双方向ＡＣスイッチについても同一条件でオン・オフすることで、正出力半波整流を行う。
[実施例３−２]
実施例３−１と同様にして、実施例２−２を参照して、当該制御回路が、開閉指令信号がオンの時で投入状態にある時に、各相の双方向ＡＣスイッチの入力側の電圧を計測し、最も高い電圧となっている相を選定し、直流出力側電圧を計測し、最も低い相電圧＜直流出力電圧の条件が成り立ち、直流出力電圧が出力設定電圧に一致する瞬間にオンし、直流出力電圧＜出力設定電圧の状態で、対応する相の双方向ＡＣスイッチをオン継続し、オン直流出力側電圧を生成し、直流出力電圧＞出力設定電圧の状態の時に、オフし、他の２相の双方向ＡＣスイッチについても同一条件でオン・オフすることで、負出力半波整流を行うようにすることができる。
[実施例３−３]
図１９は、２つの半波整流器に実施例３−１および３−２を適用して半導体全波整流器の構成としている。正出力半波整流と負出力半波整流とを組み合わせることで全波整流を行うことを特徴とする半導体遮断器ＢＣが提供され、直流出力端子間の電圧値は、出力設定電圧値と同等の値になる。
１、１Ａ、１Ｂ，１Ｃ、１Ｄ、１Ｅ…半導体遮断器、２…三相交流出力部、３…出力部、４、５、６、７…電力供給線、８…開閉指令信号、Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅ…制御回路、Ｒ、Ｓ、Ｔ…ＳｉＣ双方向ＡＣスイッチ、Ｒ１、Ｒ２、Ｓ１、Ｓ２、Ｔ１、Ｔ２…高電圧プローブ、電圧計測装置。

Claims (8)

  1. 三相交流入力側装置から出力側装置に電力を供給する電力供給線に配置された半導体スイッチを備えた半導体遮断器において、
    半導体スイッチが、各相の電力を供給する各電力供給線に設けられた三相交流の各相に対して独立に設置した３つのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴによる双方向ＡＣスイッチが備えられ、各双方向ＡＣスイッチは、最大電流１００Ａで、２０個以上並列接続されて、入力側と出力側の電圧が一致した計測瞬間にオンとされる高速応答可能な無電圧接点とした電流−電圧特性を備え、
    各双方向ＡＣスイッチの入力側および出力側の電圧を計測する計測装置が設けられ、
    開閉指令信号と各双方向ＡＣスイッチの電圧計測状態から各双方向ＡＣスイッチのオン・オフ処理を行う制御回路を備え、
    当該制御回路が、開閉指令信号オンの時に、３つの双方向ＡＣスイッチの各入力側と出力側の計測された瞬間にオンまたはオフし、所定の電圧差の時に対応相の双方向ＡＣスイッチにオンまたはオフ状態を維持し、各相の双方向ＡＣスイッチに形成されたオンまたはオフ状態の３つの状態から、三相交流入力側装置と出力側装置との間に開放状態もしくは投入状態を形成すること
    を特徴とする半導体遮断器。
  2. 三相交流入力側装置から出力側装置に電力を供給する電力供給線に配置された半導体スイッチを備えた半導体遮断器において、
    半導体スイッチが、各相の電力を供給する各電力供給線に設けられた三相交流の各相に対して独立に設置した３つのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴによる双方向ＡＣスイッチが備えられ、各双方向ＡＣスイッチは、最大電流１００Ａで、２０個以上並列接続されて、入力側と出力側の電圧が一致した瞬間にオンとされる高速応答可能な無電圧接点とした電流−電圧特性を備え、
    各双方向ＡＣスイッチの入力側および出力側の電圧を計測する計測装置が設けられ、
    開閉指令信号と各双方向ＡＣスイッチの入力側および出力側の電圧計測結果とから各双方向ＡＣスイッチのオン・オフ処理を行う制御回路を備え、
    当該制御回路が、開閉指令信号オンの時で三相交流入力側装置と出力側装置との間に投入状態にある時に、３つの双方向ＡＣスイッチの入力側と出力側の電圧が同時に、もしくは時間遅れをおいて一致した瞬間の電圧が計測された時に各相の双方向ＡＣスイッチにオンし、各相の計測された電圧差から、各双方向ＡＣスイッチに流れている電流値を計算し、該電流値と規定値との比較によって該電流値が規定値を越える時にすべての双方向ＡＣスイッチをオン状態からオフ状態にして、投入状態から開放状態を形成すること
    を特徴とする半導体遮断器。
  3. 三相交流入力側装置から出力側装置に電力を供給する電力供給線に配置された半導体スイッチを備えた半導体遮断器において、
    半導体スイッチが、各相の電力を供給する各電力供給線に設けられた三相交流の各相に対して独立に設置した３つのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴによる双方向ＡＣスイッチが備えられ、各双方向ＡＣスイッチは、２０個以上並列接続されて、入力側と出力側の電圧が一致した瞬間にオンとされる高速応答可能な無電圧接点とした電流−電圧特性を備え、各双方向ＡＣスイッチの出力側は短絡され、
    各相の双方向ＡＣスイッチの三相交流入力側および直流出力側の電圧を各計測する計測装置が設けられ、
    開閉指令信号と電圧差計測結果から各双方向ＡＣスイッチのオン・オフ処理を行う制御回路を備え、
    当該制御回路が、開閉指令信号オンの時で投入状態にある時に、各相の双方向ＡＣスイッチの入力側の電圧を計測し、最も高い電圧となっている相を選定し、直流出力側電圧を計測し、最も高い相電圧が直流出力電圧に一致した瞬間にオンし、最も高い相電圧＞直流出力電圧の条件が成り立つ状態で、対応する相の双方向ＡＣスイッチをオン状態継続し、直流出力側電圧を生成し、他の２相の双方向ＡＣスイッチをオフ状態にして、正出力半波整流を行うこと
    を特徴とする半導体遮断器。
  4. 三相交流入力側装置から出力側装置に電力を供給する電力供給線に配置された半導体スイッチを備えた半導体遮断器において、
    半導体スイッチが、各相の電力を供給する各電力供給線に設けられた三相交流の各相に対して独立に設置した３つのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴによる双方向ＡＣスイッチが備えられ、各双方向ＡＣスイッチは、最大電流１００Ａで、２０個以上並列接続されて、入力側と出力側の電圧が一致した瞬間にオンとされる高速応答可能な無電圧接点とした電流−電圧特性を備え、各双方向ＡＣスイッチの出力側は短絡され、
    各相の双方向ＡＣスイッチの三相交流入力側および直流出力側の電圧を各計測する計測装置が設けられ、
    開閉指令信号と電圧差計測結果から各双方向ＡＣスイッチのオン・オフ処理を行う制御回路を備え、
    当該制御回路が、開閉指令信号オンの時で投入状態にある時に、各相の双方向ＡＣスイッチの入力側の電圧を計測し、最も低い電圧となっている相を選定し、直流出力側電圧を計測し、最も低い相電圧が直流出力電圧に一致した瞬間にオンし、最も低い相電圧＜直流出力電圧の条件が成り立つ状態で、対応する相の双方向ＡＣスイッチをオン継続し、他の２相の双方向ＡＣスイッチをオフ状態にして、負出力半波整流を行うこと
    を特徴とする半導体遮断器。
  5. 請求項３に記載された半導体遮断器から出力される正出力半波整流が前記出力側装置の＋側に入力され、請求項４に記載された半導体遮断器から出力される負出力半波整流が前記出力側装置の−側に入力され、前記三相交流入力側装置の対応する相の半波毎に前記正出力半波整流と前記負出力半波整流とが切り替わることで全波整流を行うことを特徴とする半導体遮断器。
  6. 三相交流入力側装置から出力側装置に電力を供給する電力供給線に配置された半導体スイッチを備えた半導体遮断器において、
    半導体スイッチが、各相の電力を供給する各電力供給線に設けられた三相交流の各相に対して独立に設置した３つのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴによる双方向ＡＣスイッチが備えられ、各双方向ＡＣスイッチは、最大電流１００Ａで、２０個以上並列接続されて、入力側と出力側の電圧が一致した瞬間にオンとされる高速応答可能な無電圧接点とした電流−電圧特性を備え、各双方向ＡＣスイッチの出力側は短絡され、
    各相の双方向ＡＣスイッチの三相交流入力側および直流出力側の電圧を各計測する計測装置が設けられ、
    開閉指令信号と電圧差計測結果から各双方向ＡＣスイッチのオン・オフ処理を行う制御回路を備え、
    出力電圧設定値を制御回路に設定する出力電圧設定回路を備え、
    当該制御回路が、開閉指令信号オンの時で投入状態にある時に、各相の双方向ＡＣスイッチの入力側の電圧を計測し、最も高い電圧となっている相を選定し、直流出力側電圧を計測し、最も高い相電圧＞直流出力電圧の条件が成り立ち、直流出力電圧が出力設定電圧に一致する瞬間にオンし、直流出力電圧＜出力設定電圧の状態で、オン継続し、オン直流出力側電圧を生成し、直流出力電圧＞出力設定電圧の状態の時に、オフし、他の２相の双方向ＡＣスイッチについても同一条件でオン・オフすることで、正出力半波整流を行うこと
    を特徴とする半導体遮断器。
  7. 三相交流入力側装置から出力側装置に電力を供給する電力供給線に配置された半導体スイッチを備えた半導体遮断器において、 半導体スイッチが、各相の電力を供給する各電力供給線に設けられた三相交流の各相に対して独立に設置した３つのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴによる双方向ＡＣスイッチが備えられ、各双方向ＡＣスイッチは、最大電流１００Ａで、２０個以上並列接続されて、入力側と出力側の電圧が一致した瞬間にオンとされる高速応答可能な無電圧接点とした電流−電圧特性を備え、
    各双方向ＡＣスイッチの出力側は短絡され、
    各相の双方向ＡＣスイッチの三相交流入力側および直流出力側の電圧を各計測する計測装置が設けられ、
    開閉指令信号と電圧差計測結果から各双方向ＡＣスイッチのオン・オフ処理を行う制御回路を備え、
    出力電圧設定値を制御回路に設定する出力電圧設定回路を備え、
    当該制御回路が、開閉指令信号オンの時で投入状態にある時に、各相の双方向ＡＣスイッチの入力側の電圧を計測し、最も低い電圧となっている相を選定し、直流出力側電圧を計測し、最も低い相電圧＜直流出力電圧の条件が成り立ち、直流出力電圧が出力設定電圧に一致した瞬間にオンし、直流出力電圧＜出力設定電圧の状態で、オン継続して、オン直流出力側電圧を生成し、直流出力電圧＞出力設定電圧の状態の時に、オフし、他の２相の双方向ＡＣスイッチについても同一条件でオン・オフすること、負出力半波整流を行うこと
    を特徴とする半導体遮断器。
  8. 請求項６に記載された半導体遮断器から出力される正出力半波整流が前記出力側装置の＋側に入力され、請求項７に記載された半導体遮断器から出力される負出力半波整流が前記出力側装置の−側に入力され、前記三相交流入力側装置の対応する相の半波毎に前記正出力半波整流と前記負出力半波整流とが切り替わることで全波整流を行うことを特徴とする半導体遮断器。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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JP3122247B2 (ja) * 1992-08-31 2001-01-09 東京電力株式会社 交流しゃ断器
JP3355066B2 (ja) * 1995-06-28 2002-12-09 三菱電機株式会社 両方向直流遮断器
JP2007135081A (ja) * 2005-11-11 2007-05-31 Matsushita Electric Works Ltd 半導体リレー装置

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