JP6431942B2

JP6431942B2 - Trigger circuit, trigger generation method, sampling oscilloscope, and sampling method

Info

Publication number: JP6431942B2
Application number: JP2017032299A
Authority: JP
Inventors: 崇村上; 徹宮内; 裕樹横山
Original assignee: Anritsu Corp
Current assignee: Anritsu Corp
Priority date: 2017-02-23
Filing date: 2017-02-23
Publication date: 2018-11-28
Anticipated expiration: 2037-02-23
Also published as: JP2018136261A

Description

本発明は、データをサンプリングするサンプラのサンプリングタイミングを生成するトリガ回路及びトリガ発生方法と、サンプラによるサンプリングデータに基づく波形を表示するサンプリングオシロスコープ及びサンプリング方法に関する。 The present invention relates to a trigger circuit that generates sampling timing of a sampler that samples data, a trigger generation method, and a sampling oscilloscope and a sampling method that display a waveform based on sampling data from the sampler.

例えば下記特許文献１には、ダイレクト・デジタル・シンセサイザ（ＤＤＳ：Direct Digital Synthesizer）とプログラマブルカウンタを用いて生成されるストローブ信号によりサンプラにてパターン信号をサンプリングする技術が開示されている。 For example, Patent Document 1 below discloses a technique for sampling a pattern signal with a sampler using a strobe signal generated using a direct digital synthesizer (DDS) and a programmable counter.

米国特許第７２８４１４１号明細書US Pat. No. 7,284,141

ところで、ＤＤＳは、ＦＴＷ（周波数チューニングワード）を設定することで比較的任意の周波数を出力することができる便利なＩＣであるが、原理上かならずイメージ成分及び高調波成分といった不要波成分が重畳されてしまう。このため、基本的には不要波成分除去を目的としてＢＰＦやＬＰＦを接続するのが一般的である。上記特許文献１には、ＤＤＳの次段にＬＰＦを接続した構成が開示されている。 By the way, DDS is a convenient IC that can output a relatively arbitrary frequency by setting FTW (frequency tuning word), but in principle, unnecessary wave components such as image components and harmonic components are superimposed. End up. For this reason, BPF and LPF are generally connected for the purpose of removing unnecessary wave components. Patent Document 1 discloses a configuration in which an LPF is connected to the next stage of the DDS.

ここで、ＢＰＦによる制約を考えない場合、例えば上記特許文献１のようにＬＰＦを挿入した構成では、最大出力可能周波数を入力周波数の１／４と設計上決めておけば、最も大きな不要波となるイメージ成分はその制約下においてはＬＰＦにて除去可能であるため、最初に決定した最大周波数のみが制約となる。また、ＤＤＳから例えば１／８以下となる周波数を出力すると予め確定させておけば、ＦＴＷにはある程度の柔軟性があり、例えば１／８×８１９１／８１９２といった分周比を設定することが可能であった。 Here, when the restriction due to BPF is not considered, for example, in the configuration in which LPF is inserted as in Patent Document 1, if the maximum output possible frequency is determined to be 1/4 of the input frequency, Since the image component can be removed by the LPF under the restriction, only the maximum frequency determined first is the restriction. In addition, if it is determined in advance that a frequency that is 1/8 or less is output from the DDS, the FTW has a certain degree of flexibility, and for example, a division ratio of 1/8 × 8191/8192 can be set. Met.

ところで、サンプリングオシロスコープでは、波形を測定するためのサンプリング方式として、ランダム・サンプリングとシーケンシャル・サンプリングが知られている。ここで、本発明に関連するランダム・サンプリングの場合、その動作原理からＤＤＳの分周比設定がＮｕｍｂｅｒｏｆＳａｍｐｌｅｓ（サンプリング数）によって決定される。逆を言えばＮｕｍｂｅｒｏｆＳａｍｐｌｅｓの設定によってＤＤＳの出力周波数が決まってしまうと言える。 By the way, in sampling oscilloscopes, random sampling and sequential sampling are known as sampling methods for measuring waveforms. Here, in the case of random sampling related to the present invention, the frequency division ratio setting of the DDS is determined by Number of Samples (sampling number) from the operation principle. In other words, it can be said that the output frequency of the DDS is determined by the setting of Number of Samples.

しかしながら、サンプリングオシロスコープは、ユーザビリティの観点からＮｕｍｂｅｒｏｆＳａｍｐｌｅｓは必ずしも設計上都合が良い任意の値を取れない。具体的な例を示して説明すると、ユーザは設計したＤＵＴを評価する際にサンプリングオシロスコープを用いてＥｙｅＡｍｐｌｉｔｕｄｅやＪｉｔｔｅｒ性能、ＭａｓｋＭａｒｇｉｎといったパラメータを評価する。ところが、それらの測定にはドット分布による統計処理が用いられているため、ユーザが安定した評価をするためには、最初にどの程度のサンプル数( 累積サンプル数) で評価するかを決める必要がある。この累積サンプル数の定義には、「波形を何回掃引したか」を示すＷａｖｅｆｏｒｍｓという設定値がよく用いられる。確かにＷａｖｅｆｏｒｍｓを使用すれば、累積サンプル数＝ＮｕｍｂｅｒｏｆＳａｍｐｌｅｓ×Ｗａｖｅｆｏｒｍｓとして累積サンプル数を算出することができる。 However, in the sampling oscilloscope, from the viewpoint of usability, Number of Samples cannot necessarily take an arbitrary value convenient for design. When a specific example is shown and described, the user evaluates parameters such as Eye Amplitude, Jitter performance, and Mask Margin using a sampling oscilloscope when evaluating the designed DUT. However, since statistical processing based on dot distribution is used for these measurements, it is necessary for the user to decide how many samples (cumulative samples) should be evaluated first in order to make a stable evaluation. is there. For the definition of the cumulative number of samples, a set value called Waveforms indicating “how many times the waveform has been swept” is often used. If Waveforms is used, the cumulative sample number can be calculated as Cumulative sample number = Number of Samples × Waveforms.

よって、同じサンプル数で比較するためには、ＮｕｍｂｅｒｏｆＳａｍｐｌｅｓとＷａｖｅｆｏｒｍｓがともに一致した条件にて評価すればよい。逆を言えば、メーカの異なるサンプリングオシロスコープで結果を比較する際などは、ともに同一のＮｕｍｂｅｒｏｆＳａｍｐｌｅｓとＷａｖｅｆｏｒｍｓが設定できる必要性が高い。よって、ＮｕｍｂｅｒｏｆＳａｍｐｌｅｓは従来機種同等の設定や競合他社の設定等を踏まえて選定する必要がある。このため、ＮｕｍｂｅｒｏｆＳａｍｐｌｅｓは、１ＵＩを決めるのに重要な要素でありながら、前述の通り設計上の都合だけから任意の値を選択することができないという問題がある。 Therefore, in order to compare with the same number of samples, evaluation may be performed under a condition in which Number of Samples and Waveforms are the same. In other words, when comparing results with sampling oscilloscopes from different manufacturers, it is highly necessary to set the same Number of Samples and Waveforms. Therefore, it is necessary to select “Number of Samples” based on the setting equivalent to the conventional model, the setting of competitors, and the like. For this reason, Number of Samples is an important element for determining 1 UI, but there is a problem that an arbitrary value cannot be selected only for design reasons as described above.

一方で、ＤＤＳの観点から考えると、ＤＤＳの入力周波数範囲はオクターブであり、ＤＤＳの分周比がＮｕｍｂｅｒｏｆＳａｍｐｌｅｓでソフトウェア設定より一意に決定されてしまうと、ＤＤＳ出力周波数も当然オクターブで変化してしまう。よって、本設定を考慮したＬＰＦやＢＰＦを採用する必要があり、Ｑ値が高く急峻なフィルタ特性を有するＢＰＦを使用することができない。結果的にイメージ成分等の大きな成分を除去することは可能だが、範囲が広いため高調波成分が折り返った成分などは除去しきれず残留ジッタが大きくなってしまうという問題が生じる。 On the other hand, from the viewpoint of DDS, the input frequency range of DDS is octave, and if the DDS frequency division ratio is uniquely determined by the software setting by Number of Samples, the DDS output frequency also naturally changes in octave. End up. Therefore, it is necessary to adopt LPF or BPF in consideration of this setting, and BPF having a high Q value and steep filter characteristics cannot be used. As a result, it is possible to remove a large component such as an image component, but since the range is wide, there is a problem that a component in which the harmonic component is folded back cannot be removed and the residual jitter becomes large.

尚、上述した従来の特許文献１に開示される装置では、ＤＤＳの設定を固定して使用しており、ＬＰＦにはある程度の範囲を許容した回路を採択する必要があった。その結果、ＤＤＳ出力の不要波成分が除去しきれず残留ジッタが大きくなるという問題があった。 In the above-described conventional device disclosed in Patent Document 1, the DDS setting is fixed and used, and it is necessary to adopt a circuit that allows a certain range for the LPF. As a result, there is a problem in that the unnecessary wave component of the DDS output cannot be completely removed and the residual jitter increases.

そこで、本発明は上記問題点に鑑みてなされたものであって、通過周波数範囲が固定のバンドパスフィルタを用いることができ、ストローブ信号を生成する際の残留ジッタを抑圧することができるトリガ回路及びトリガ発生方法とサンプリングオシロスコープ及びサンプリング方法を提供することを目的としている。 Therefore, the present invention has been made in view of the above problems, and a trigger circuit that can use a bandpass filter having a fixed pass frequency range and can suppress residual jitter when generating a strobe signal. It is another object of the present invention to provide a trigger generation method, a sampling oscilloscope, and a sampling method.

上記目的を達成するため、本発明の請求項１に記載されたトリガ回路は、動作可能な周波数範囲内で入力されるトリガクロックを任意の周波数で出力するダイレクト・デジタル・シンセサイザ１２と、
前記ダイレクト・デジタル・シンセサイザから出力されるトリガクロックの通過帯域を制限するバンドパスフィルタ１３と、
前記バンドパスフィルタで通過帯域が制限されたトリガクロックを分周する可変分周器１４とを含み、ストローブ信号を発生するトリガ回路２において、
前記バンドパスフィルタの通過周波数範囲がオクターブ未満に固定され、前記ダイレクト・デジタル・シンセサイザの出力周波数の高調波イメージ成分を前記バンドパスフィルタにて抽出し、
前記ダイレクト・デジタル・シンセサイザの出力周波数が前記バンドパスフィルタの通過帯域範囲内に収まるように、ビット内位相が繰り返すために必要なサンプル数が設定されることを特徴とする。 In order to achieve the above object, a trigger circuit according to claim 1 of the present invention includes a direct digital synthesizer 12 that outputs a trigger clock input within an operable frequency range at an arbitrary frequency,
A band pass filter 13 for limiting a pass band of a trigger clock output from the direct digital synthesizer;
In the trigger circuit 2 for generating a strobe signal, including a variable frequency divider 14 for frequency-dividing a trigger clock whose pass band is limited by the band-pass filter,
The pass frequency range of the band pass filter is fixed to less than an octave, the harmonic image component of the output frequency of the direct digital synthesizer is extracted by the band pass filter,
The number of samples required to repeat the in-bit phase is set so that the output frequency of the direct digital synthesizer falls within the passband range of the bandpass filter.

請求項２に記載されたトリガ発生方法は、動作可能な周波数範囲内で入力されるトリガクロックを任意の周波数で出力するダイレクト・デジタル・シンセサイザ１２と、
前記ダイレクト・デジタル・シンセサイザから出力されるトリガクロックの通過帯域を制限するバンドパスフィルタ１３と、
前記バンドパスフィルタで通過帯域が制限されたトリガクロックを分周する可変分周器１４とを含むトリガ回路２を用いてストローブ信号を発生するトリガ発生方法において、
前記バンドパスフィルタの通過周波数範囲をオクターブ未満に固定し、前記ダイレクト・デジタル・シンセサイザの出力周波数の高調波イメージ成分を前記バンドパスフィルタにて抽出するステップと、
前記ダイレクト・デジタル・シンセサイザの出力周波数が前記バンドパスフィルタの通過帯域範囲内に収まるように、ビット内位相が繰り返すために必要なサンプル数を設定するステップとを含むことを特徴とする。 The trigger generation method according to claim 2 includes a direct digital synthesizer 12 that outputs a trigger clock input within an operable frequency range at an arbitrary frequency,
A band pass filter 13 for limiting a pass band of a trigger clock output from the direct digital synthesizer;
In a trigger generation method for generating a strobe signal using a trigger circuit 2 including a variable frequency divider 14 that divides a trigger clock whose passband is limited by the bandpass filter,
Fixing the pass frequency range of the band pass filter to less than an octave, and extracting the harmonic image component of the output frequency of the direct digital synthesizer with the band pass filter ;
Setting the number of samples necessary for repeating the phase within the bit so that the output frequency of the direct digital synthesizer falls within the passband range of the bandpass filter.

請求項３に記載されたサンプリングオシロスコープは、請求項１のトリガ回路２から出力される前記ストローブ信号に基づくサンプリングタイミングでサンプラ３によりデータをランダム・サンプリングすることを特徴とする。 The sampling oscilloscope described in claim 3 is characterized in that data is randomly sampled by the sampler 3 at a sampling timing based on the strobe signal output from the trigger circuit 2 of claim 1.

請求項４に記載されたサンプリング方法は、請求項２のトリガ発生方法から出力される前記ストローブ信号に基づくサンプリングタイミングでサンプラ３によりデータをランダム・サンプリングするステップを含むことを特徴とする。
請求項５に記載されたサンプリングオシロスコープは、請求項１のトリガ回路２から出力される前記ストローブ信号に基づくサンプリングタイミングでサンプラ３によりデータをランダム・サンプリングし、１掃引で表示する波形サンプル数となるように前記ランダム・サンプリングされたサンプルを組み合わせて波形データとすることを特徴とする。
請求項６に記載されたサンプリング方法は、請求項２のトリガ発生方法から出力される前記ストローブ信号に基づくサンプリングタイミングでサンプラ３によりデータをランダム・サンプリングし、１掃引で表示する波形サンプル数となるように前記ランダム・サンプリングされたサンプルを組み合わせて波形データとするステップを含むことを特徴とする。
請求項７に記載されたサンプリングオシロスコープは、請求項１のトリガ回路２から出力される前記ストローブ信号に基づくサンプリングタイミングでサンプラ３によりデータをランダム・サンプリングし、
前記ビット内位相が繰り返すために必要なサンプル数が、１掃引で表示する波形サンプル数より大きいときには、前記ランダム・サンプリングされたサンプルを組み合わせて波形データとすることを特徴とする。
請求項８に記載されたサンプリング方法は、請求項２のトリガ発生方法から出力される前記ストローブ信号に基づくサンプリングタイミングでサンプラ３によりデータをランダム・サンプリングするステップと、
前記ビット内位相が繰り返すために必要なサンプル数が、１掃引で表示する波形サンプル数より大きいときには、前記ランダム・サンプリングされたサンプルを組み合わせて波形データとするステップとを含むことを特徴とする。 According to a fourth aspect of the present invention, there is provided a sampling method including the step of randomly sampling data by the sampler 3 at a sampling timing based on the strobe signal output from the trigger generation method of the second aspect.
The sampling oscilloscope according to claim 5 is the number of waveform samples to be displayed in one sweep by randomly sampling data by the sampler 3 at the sampling timing based on the strobe signal output from the trigger circuit 2 of claim 1. As described above, waveform data is obtained by combining the randomly sampled samples.
The sampling method according to claim 6 is the number of waveform samples to be displayed in one sweep by randomly sampling data by the sampler 3 at the sampling timing based on the strobe signal output from the trigger generation method of claim 2. As described above, the method includes a step of combining the randomly sampled samples to form waveform data.
The sampling oscilloscope according to claim 7 randomly samples data by the sampler 3 at a sampling timing based on the strobe signal output from the trigger circuit 2 of claim 1,
When the number of samples necessary for repeating the in-bit phase is larger than the number of waveform samples displayed by one sweep, the randomly sampled samples are combined to form waveform data.
The sampling method described in claim 8 is a step of randomly sampling data by the sampler 3 at a sampling timing based on the strobe signal output from the trigger generation method of claim 2;
A step of combining the randomly sampled samples into waveform data when the number of samples required for repeating the in-bit phase is larger than the number of waveform samples displayed in one sweep.

本発明によれば、Ｑ値が高く急峻なフィルタ特性を有する通過周波数範囲が固定のバンドパスフィルタを用いることができ、最適なフィルタ設計及び設定が可能となり、残留ジッタを抑圧することができる。そして、残留ジッタを抑圧するので、サンプラのスイッチング動作のタイミングずれを低減でき、より正確なデータのサンプリングを行うことができる。 According to the present invention, it is possible to use a band-pass filter having a high Q value and having a steep filter characteristic and having a fixed pass frequency range, so that optimum filter design and setting can be performed, and residual jitter can be suppressed. And since residual jitter is suppressed, the timing shift of the switching operation of the sampler can be reduced, and more accurate data sampling can be performed.

本発明に係るトリガ回路を含むサンプリングオシロスコープのブロック構成図である。It is a block block diagram of a sampling oscilloscope including a trigger circuit according to the present invention. 本発明において、横軸を周波数、縦軸を振幅とするバンドパスフィルタ特性と、各信号との関係を示す図である。In this invention, it is a figure which shows the relationship between the band pass filter characteristic which makes a horizontal axis a frequency, and a vertical axis | shaft is an amplitude, and each signal. 本発明に係るトリガ発生方法とサンプリング方法の概略を示すフローチャートである。It is a flowchart which shows the outline of the trigger generation method and sampling method which concern on this invention.

以下、本発明を実施するための形態について、添付した図面を参照しながら詳細に説明する。 Hereinafter, embodiments for carrying out the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.

図１に示すように、本実施の形態のサンプリングオシロスコープ１は、観測対象となる広帯域・高速の信号の波形表示を行うもので、トリガ回路２、サンプラ３、Ａ／Ｄ変換器４、表示部５、制御部６を備えて概略構成される。 As shown in FIG. 1, a sampling oscilloscope 1 according to the present embodiment displays a waveform of a broadband / high-speed signal to be observed, and includes a trigger circuit 2, a sampler 3, an A / D converter 4, and a display unit. 5 schematically includes a control unit 6.

トリガ回路２は、サンプラ３のサンプリングタイミングとして用いられるストローブ信号を生成する回路であり、周波数変換部１１、ダイレクト・デジタル・シンセサイザ（ＤＤＳ）１２、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１３、可変分周器１４を含んで構成される。 The trigger circuit 2 is a circuit that generates a strobe signal used as the sampling timing of the sampler 3, and includes a frequency conversion unit 11, a direct digital synthesizer (DDS) 12, a bandpass filter (BPF) 13, and a variable frequency divider 14. It is comprised including.

周波数変換部１１は、トリガ回路２の初段に位置し、可変分周器１１ａと周波数逓倍回路１１ｂを備え、次段に位置するＤＤＳ１２が動作可能な入力周波数範囲（図２のＤＤＳ１２の入力周波数範囲Ｈ１）に外部から供給されるトリガクロック（例えば矩形波や正弦波）の周波数（図２のトリガ入力周波数Ｆｔ）を変換する。 The frequency converter 11 is located in the first stage of the trigger circuit 2 and includes a variable frequency divider 11a and a frequency multiplier circuit 11b, and an input frequency range in which the DDS 12 located in the next stage can operate (the input frequency range of the DDS 12 in FIG. 2). The frequency (trigger input frequency Ft in FIG. 2) of a trigger clock (for example, a rectangular wave or a sine wave) supplied from the outside is converted into H1).

尚、周波数変換部１１は、ＤＤＳ１２が動作可能な入力周波数範囲Ｈ１のトリガクロックが外部から入力される場合には省略することができる。この場合、外部からトリガクロックがＤＤＳ１２に直接入力される。 The frequency conversion unit 11 can be omitted when a trigger clock in the input frequency range H1 in which the DDS 12 can operate is input from the outside. In this case, a trigger clock is directly input to the DDS 12 from the outside.

周波数変換部１１は、例えば、ＤＤＳ１２の動作周波数（図２のＤＤＳ１２入力可能範囲Ｈ１）を１．２５ＧＨｚ〜２．５ＧＨｚのオクターブ（２倍）の範囲と規定した場合、以下のように挙動する。 For example, when the operating frequency of the DDS 12 (DDS12 input possible range H1 in FIG. 2) is defined as an octave (double) range of 1.25 GHz to 2.5 GHz, the frequency conversion unit 11 behaves as follows.

［例１」トリガクロックが１０ＧＨｚの場合には、可変分周器１１ａの分周比を４として２．５ＧＨｚをＤＤＳ１２に供給する。
［例２］トリガクロックが２．０ＧＨｚの場合には、可変分周器１１ａの分周比を１として２．０ＧＨｚをＤＤＳ１２に供給する。
［例３］トリガクロックが０．１ＧＨｚの場合には、周波数逓倍回路１１ｂにて１６逓倍して１．６ＧＨｚをＤＤＳ１２に供給する。 [Example 1] When the trigger clock is 10 GHz, 2.5 GHz is supplied to the DDS 12 by setting the frequency dividing ratio of the variable frequency divider 11a to 4.
[Example 2] When the trigger clock is 2.0 GHz, 2.0 GHz is supplied to the DDS 12 with the frequency division ratio of the variable frequency divider 11a set to 1.
[Example 3] When the trigger clock is 0.1 GHz, the frequency multiplying circuit 11b multiplies by 16 and supplies 1.6 GHz to the DDS 12.

尚、ＤＤＳ１２の動作周波数範囲がオクターブ（２倍）の範囲であれば、分周比及び逓倍比は２のべき乗で対応可能となる。ここでは２のべき乗として計算する。 If the operating frequency range of the DDS 12 is an octave (double) range, the frequency division ratio and the multiplication ratio can be handled by a power of 2. Here, it is calculated as a power of 2.

ＤＤＳ１２は、周波数変換部１１の次段に接続され、図２に示すように、周波数変換部１１にて入力可能範囲Ｈ１に入力周波数Ｆｉが調整され、周波数変換部１１にて周波数変換されたトリガクロックから、任意の波形や周波数（出力周波数Ｆｏ）をデジタル的に生成する。 The DDS 12 is connected to the next stage of the frequency converter 11 and, as shown in FIG. 2, the input frequency Fi is adjusted to the input possible range H1 by the frequency converter 11 and the frequency converted by the frequency converter 11 is triggered. An arbitrary waveform or frequency (output frequency Fo) is digitally generated from the clock.

ＢＰＦ１３は、ＤＤＳ１２の次段に接続され、ＤＤＳ１２から出力されるトリガクロックの通過帯域を制限する。ＢＰＦ１３は、図２に示すように、下側の遮断周波数がｆ０、上側の遮断周波数が２ｆ０未満に設定される。 The BPF 13 is connected to the next stage of the DDS 12 and limits the pass band of the trigger clock output from the DDS 12. As shown in FIG. 2, in the BPF 13, the lower cutoff frequency is set to f0 and the upper cutoff frequency is set to less than 2f0.

可変分周器１４は、ＢＰＦ１３の次段に接続され、分周比が可変設定可能（例えば２〜２³¹）であり、サンプラ３のサンプリングタイミングを生成するためにトリガ回路２の最終段に設けられる。可変分周器１４は、図２に示すように、ＢＰＦ１３を通過したトリガクロックの周波数を、サンプラ３が動作可能範囲Ｈ２に調整する。 The variable frequency divider 14 is connected to the next stage of the BPF 13, and the frequency division ratio can be variably set (for example, 2 to 2 ³¹ ). It is done. As shown in FIG. 2, the variable frequency divider 14 adjusts the frequency of the trigger clock that has passed through the BPF 13 to the operable range H <b> 2 of the sampler 3.

ここで、サンプラ３が駆動可能なサンプリングタイミングの周期（以下、ストローブ周期と言う）は一般的にｋＨｚオーダとなる。このため、ＤＤＳ１２とＢＰＦ１３の出力周波数Ｆｏにてサンプラ３を直接駆動することは現実的ではない。そのため、図２に示すように、最終段の可変分周器１４は、ＢＰＦ１３を通過したトリガクロックをサンプラ３が駆動可能な周波数まで周波数を分周し、サンプラ３のサンプリングタイミングとなるストローブ信号（ストローブ周波数Ｆｓ）を出力する。 Here, the sampling timing period (hereinafter referred to as the strobe period) at which the sampler 3 can be driven is generally in the order of kHz. For this reason, it is not realistic to directly drive the sampler 3 at the output frequency Fo of the DDS 12 and the BPF 13. Therefore, as shown in FIG. 2, the variable divider 14 at the final stage divides the frequency of the trigger clock that has passed through the BPF 13 to a frequency at which the sampler 3 can be driven, and the strobe signal (sampling timing of the sampler 3) ( Strobe frequency Fs) is output.

サンプラ３は、トリガ回路２にて生成されるストローブ信号（ストローブ周波数Ｆｓ）をサンプリングタイミングとして例えば数百ｋＨｚでスイッチング動作（閉状態：例えば１０〜１００ｐｓｅｃ）し、外部から入力されるデータをサンプリングする。 The sampler 3 performs a switching operation (closed state: for example, 10 to 100 psec) at, for example, several hundred kHz using the strobe signal (strobe frequency Fs) generated by the trigger circuit 2 as a sampling timing, and samples data input from the outside. .

尚、外部から入力されるデータは、例えば被測定物Ｗにテスト信号として入力される繰り返しパターンによる周期性を持つ既知のパターン信号である。この既知のパターン信号には、例えばＰＲＢＳ（Pseudo-random bit sequence：擬似ランダム・ビット・シーケンス）パターン、固定パターン、任意パターンによるプログラマブルパターン等がある。 The data input from the outside is, for example, a known pattern signal having periodicity due to a repetitive pattern input as a test signal to the workpiece W. Examples of the known pattern signal include a PRBS (Pseudo-random bit sequence) pattern, a fixed pattern, and a programmable pattern using an arbitrary pattern.

Ａ／Ｄ変換器４は、サンプラ３にてサンプリングされたアナログ出力によるデータをディジタルのデータに変換する。 The A / D converter 4 converts the analog output data sampled by the sampler 3 into digital data.

表示部５は、例えば本体に設けられる液晶表示器などで構成され、制御部６の制御により、データの波形や統計処理された測定結果などを表示する。 The display unit 5 is composed of, for example, a liquid crystal display provided in the main body, and displays a data waveform, a statistically processed measurement result, and the like under the control of the control unit 6.

制御部６は、高い周波数で繰り返す波形を観測するため、トリガ回路２、サンプラ３、Ａ／Ｄ変換器４、表示部５を統括制御するもので、例えば周波数変換部１１、ＤＤＳ１１２、可変分周器１４の各部の分周比設定、可変分周器１１ａと周波数逓倍回路１１ｂの切替制御、Ａ／Ｄ変換部４にて変換されたデータの組み合わせ・組み替え処理や統計処理、表示部５への観測波形の表示制御などを行う。 The control unit 6 controls the trigger circuit 2, the sampler 3, the A / D converter 4, and the display unit 5 in order to observe a waveform that repeats at a high frequency. For example, the frequency conversion unit 11, the DDS 112, the variable frequency division, and the like. Frequency division ratio setting of each part of the device 14, switching control of the variable frequency divider 11a and the frequency multiplication circuit 11b, combination / recombination processing of data converted by the A / D conversion unit 4, statistical processing, and display unit 5 Perform display control of observed waveforms.

次に、上記のように構成されるサンプリングオシロスコープ１におけるランダム・サンプリングの基本動作原理について説明する。ここでは、初段の周波数変換部１１（可変分周器１１ａ）の分周比、ＤＤＳ１２の分周比、最終段の可変分周器１４の分周比を以下のような変数で定義する。 Next, the basic operation principle of random sampling in the sampling oscilloscope 1 configured as described above will be described. Here, the division ratio of the first-stage frequency converter 11 (variable frequency divider 11a), the division ratio of the DDS 12, and the division ratio of the final-stage variable frequency divider 14 are defined by the following variables.

初段の周波数変換部１１（可変分周器１１ａ）の分周比＝Ｐ（ここでＰ＝２ⁿ：但し、ｎ＝０，１，２，３，・・・）
ＤＤＳ１２の分周比＝（１／８）×（Ｓ／８１９２）（ここでＳは奇数とする）
最終段の可変分周器１４の分周比＝Ｍ（Ｍ＝２以上の任意の正数、但しＳと互いに素とする) Frequency division ratio of first-stage frequency converter 11 (variable frequency divider 11a) = P (where P = 2 ⁿ , where n = 0, 1, 2, 3,...)
Dividing ratio of DDS12 = (1/8) × (S / 8192) (where S is an odd number)
Frequency division ratio of the variable divider 14 at the final stage = M (M = 2 or an arbitrary positive number, which is mutually prime with S)

外部から入力されるトリガクロックの周波数をＩ［Ｈｚ］とすると、ストローブ周波数ＦｓはＰ，Ｓ，Ｎを用いて、ストローブ周波数Ｆｓ［Ｈｚ］＝Ｉｎｐｕｔ×（１／Ｐ）×（１／８）×（Ｓ／８１９２）×（１／Ｍ）と表記できる。 When the frequency of the trigger clock input from the outside is I [Hz], the strobe frequency Fs uses P, S, and N, and the strobe frequency Fs [Hz] = Input × (1 / P) × (1/8) X (S / 8192) x (1 / M).

よって、ストローブ周期は、ストローブ周波数Ｆｓの逆数であるため、ストローブ周期［ｓ］＝１／（ストローブ周波数Ｆｓ）＝（１／Ｉ）×Ｐ×８×（８１９２／Ｓ）×Ｍと表記できる。 Therefore, since the strobe cycle is the reciprocal of the strobe frequency Fs, the strobe cycle [s] = 1 / (strobe frequency Fs) = (1 / I) × P × 8 × (8192 / S) × M.

ここで、観測波形データ信号とストローブ周波数Ｆｓは同期しており、かつ１：１の関係とする（同期は必須条件）。すなわち、Ｉ［ｂｉｔ／ｓ］の信号を観測しているとした場合、１ｂｉｔの時間幅は１／Ｉとなる。よって、上式よりストローブ周期は１ｂｉｔの時間を８×Ｐ×Ｍ×８１９２／Ｓ倍したものとなる。 Here, the observed waveform data signal and the strobe frequency Fs are synchronized and have a 1: 1 relationship (synchronization is an essential condition). That is, when a signal of I [bit / s] is observed, the time width of 1 bit is 1 / I. Therefore, from the above equation, the strobe cycle is obtained by multiplying 1 bit time by 8 × P × M × 8192 / S.

ここで、以下に示す前提条件がある。
（１）Ｐは２のべき乗である。よって２以外の約数を持たない
（２）Ｓは奇数である。よって２を約数に持たない。
（３）ＭはＳと互いに素である。よってＭとＳは約分できない。 Here, there are the following preconditions.
(1) P is a power of 2. Therefore, it has no divisor other than 2. (2) S is an odd number. Therefore, 2 is not a divisor.
(3) M is relatively prime with S. Therefore, M and S cannot be reduced.

以上の前提条件から、８×Ｐ×Ｍ×８１９２／Ｓは分母と分子で約数を持たず、仮分数表記に変形しても８×Ｐ×Ｍ×８１９２／Ｓ＝（６５５３６×Ｐ×Ｍ）×１／Ｓと変形される。この式は１回のストローブでビット内位相が（１／Ｓ）だけ動く、ということを示唆している。よって、Ｓ回だけストローブが発生すると、ちょうどビット内位相が一周し、元に戻る。このとき、ビット位置は６５５３６×Ｐ×Ｍとなる。したがって、観測波形の周期が６５５３６×Ｐ×Ｍと一致していなければ、ビット位置はストローブと非同期となり、ビット位置はランダムであるが、位相はＳ回毎に周期的となるサンプリングが実現できることになる。 From the above preconditions, 8 × P × M × 8192 / S has no denominator and numerator and even if it is transformed into an improper fraction notation, 8 × P × M × 8192 / S = (65536 × P × M ) × 1 / S. This equation suggests that the phase within the bit moves by (1 / S) in one strobe. Therefore, when the strobe is generated only S times, the phase within the bit goes around once and returns to the original state. At this time, the bit position is 65536 × P × M. Therefore, if the period of the observed waveform does not coincide with 65536 × P × M, the bit position is asynchronous with the strobe, the bit position is random, but the phase is periodic every S times. Become.

以上のことより、ＤＤＳ１２の分周比として設定している変数Ｓは、ビット内位相が繰り返すために必要なサンプル数を示しており、通常はＳサンプル数が波形を１掃引する際の設定として用いられることから、ＳにはＮｕｍｂｅｒｏｆＳａｍｐｌｅｓ（１掃引で表示する波形サンプル数) が設定される。 From the above, the variable S set as the division ratio of the DDS 12 indicates the number of samples necessary for the phase in the bit to repeat, and is usually set when the number of S samples sweeps one waveform. Since it is used, Number of Samples (number of waveform samples to be displayed in one sweep) is set in S.

ところで、トリガクロックの性能を高めるためには、Ｑ値が高く急峻なフィルタ特性を有するフィルタを使用して帯域を十分制限することでイメージ成分及び高調波成分が折り返った成分を除去することが適切である。ここで、可変ＢＰＦを用いてＤＤＳ１２の出力周波数Ｆｏに応じて最適化する方法も存在するが、可変ＢＰＦは一般的にＱ値が低いために所望とする急峻なフィルタ特性を実現することができない。 By the way, in order to improve the performance of the trigger clock, it is possible to remove a component in which the image component and the harmonic component are folded back by sufficiently limiting the band by using a filter having a high Q value and a steep filter characteristic. Is appropriate. Here, there is a method of optimizing according to the output frequency Fo of the DDS 12 using the variable BPF. However, since the variable BPF generally has a low Q value, the desired steep filter characteristics cannot be realized. .

そこで、本実施の形態では、Ｑ値が高く急峻なフィルタ特性を有する通過帯域範囲が固定のＢＰＦ１３を用いて対応している。本例では、前述の通りＢＰＦに急峻な性能を持たせるため、通過周波数範囲がオクターブ未満で固定のＢＰＦ１３の採用を考える。ＤＤＳ１２の入力周波数Ｆｉはオクターブで変化するため、ＤＤＳ１２の出力がＢＰＦ１３を通過するためには、ＮｕｍｂｅｒｏｆＳａｍｐｌｅｓと一致するＳの値を調整する必要があり、イメージ成分を取り出すという工夫をして出力周波数Ｆｏをより高く設計している。 Therefore, in the present embodiment, the passband range having a high Q value and a steep filter characteristic is handled by using the fixed BPF 13. In this example, in order to give the BPF steep performance as described above, it is considered to adopt a fixed BPF 13 whose pass frequency range is less than an octave. Since the input frequency Fi of the DDS 12 changes in octaves, in order for the output of the DDS 12 to pass through the BPF 13, it is necessary to adjust the value of S that matches the Number of Samples. The frequency Fo is designed to be higher.

すなわち、本実施の形態では、図３に示すように、ＢＰＦ１３の通過周波数範囲をオクターブ未満に固定し（ＳＴ１）、ＤＤＳ１２の出力周波数ＦｏがＢＰＦ１３の通過帯域範囲内に収まるように、ビット内位相が繰り返すために必要なサンプル数を設定し（ＳＴ２）、ストローブ信号を生成する。そして、生成されたストローブ信号に基づくサンプリングタイミングでサンプラ３によりデータをランダム・サンプリングする（ＳＴ３）。以下、具体的な数値例を示して説明する。尚、以下に説明する数値は一例であって、その数値に限定されるものではない。 That is, in this embodiment, as shown in FIG. 3, the pass frequency range of the BPF 13 is fixed to less than an octave (ST1), and the in-bit phase is set so that the output frequency Fo of the DDS 12 falls within the pass band range of the BPF 13. Is set to the number of samples necessary for repeating (ST2), and a strobe signal is generated. Then, the sampler 3 randomly samples data at a sampling timing based on the generated strobe signal (ST3). Hereinafter, specific numerical examples will be shown and described. In addition, the numerical value demonstrated below is an example, Comprising: It is not limited to the numerical value.

ＤＤＳ１２の入力周波数Ｆｉ＝１．７４ＧＨｚ
ＢＰＦ１３の設計値＝１．０３ＧＨｚ〜１．１２ＧＨｚ
ＦＴＷの設定値＝５１１９／８１９２
ＤＤＳ１２の出力周波数Ｆｏ＝１．０８ＧＨｚ（２次高調波イメージ成分をＢＰＦ１３にて抽出) DDS12 input frequency Fi = 1.74 GHz
Design value of BPF 13 = 1.03 GHz to 1.12 GHz
FTW set value = 5119/8192
DDS12 output frequency Fo = 1.08GHz (second harmonic image component is extracted by BPF13)

尚、ＦＴＷの設定値の分母の８１９２は、ＮｕｍｂｅｒｏｆＳａｍｐｌｅｓの値を超える最小の２のべき乗数である。ここで、ＤＤＳ１２の出力にて任意の出力周波数Ｆｏを選択できるといっても限界があり、具体的にはＦＴＷに設定できることが条件となる。すなわち、ＦＴＷの設定最大値は基本的に２のべき乗であり、分周して出力する場合には、ＦＴＷの設定値の分母は２のべき乗である必要がある。例えばＦＴＷの設定最大値＝２⁴⁸（４８ビット）で（１／４）×（５１１９／８１９２）分周のクロックを出力したい場合、ＦＴＷ＝２⁴⁸×（１／４）×（５１１９／８１９２）＝２⁴⁸×（１／２²）×（５１１９／２¹³）＝２³⁵×５１１９と正数になる。これに対し、（１／４）×（５１１９／８１９１）分周は設定できないため、ＮＧとなる。 The denominator 8192 of the FTW setting value is the minimum power of 2 that exceeds the value of Number of Samples. Here, even if an arbitrary output frequency Fo can be selected by the output of the DDS 12, there is a limit, and specifically, it can be set to FTW. That is, the set maximum value of FTW is basically a power of 2, and in the case of dividing and outputting, the denominator of the set value of FTW needs to be a power of 2. For example, when it is desired to output a clock of (1/4) × (5119/8192) divided by the maximum value of FTW = 2 ⁴⁸ (48 bits), FTW = 2 ⁴⁸ × (1/4) × (5119/8192) = 2 ⁴⁸ × (1/2 ² ) × (5119/2 ¹³ ) = 2 ³⁵ × 5119. On the other hand, since (1/4) × (5119/8191) frequency division cannot be set, it is NG.

また、ＦＴＷの設定値の分子の５１１９は、ビット内位相が繰り返すために必要なサンプル数：Ｓを示し、ＤＤＳ１２の出力周波数ＦｏがＢＰＦ１３の設計値の通過帯域範囲内であって、６次高調波までの成分が出力周波数Ｆｏから最も離れるケースを計算して求めている。尚、本例において、ＤＤＳ１２の出力周波数Ｆｏは、高い周波数の方がジッタが良いため、２次高調波イメージ成分をＢＰＦ１３にて抽出しているが、これに限定されるものではなく、ＢＰＦ１３の設計値範囲内であれば、基本波、３次高調波イメージ成分などであってもよい。 Also, the numerator 5119 of the FTW set value indicates the number of samples: S necessary for repeating the in-bit phase, and the output frequency Fo of the DDS 12 is within the passband range of the design value of the BPF 13, and the sixth harmonic. The case where the component up to the wave is farthest from the output frequency Fo is calculated and obtained. In this example, since the output frequency Fo of the DDS 12 has higher jitter, the second harmonic image component is extracted by the BPF 13. However, the present invention is not limited to this. As long as it is within the design value range, it may be a fundamental wave, a third harmonic image component, or the like.

このとき、動作原理で説明したように、ＮｕｍｂｅｒｏｆＳａｍｐｌｅｓは５１１９である。よって、ビット内位相は５１１９で一周する。例えば一般的に市場のデフォルト値として用いられているＮｕｍｂｅｒｏｆＳａｍｐｌｅｓ＝２０４８と一致しない。一方で、逆を考えればＮｕｍｂｅｒｏｆＳａｍｐｌｅｓが２０４８の設定の時と比較して２倍以上の時間分解能でサンプリングができており、本設定で１波形掃引を実施するとＮｕｍｂｅｒｏｆＳａｍｐｌｅｓ＝２０４８の設定時の２掃引分に相当する。 At this time, the number of samples is 5119 as described in the operation principle. Therefore, the bit phase makes a round at 5119. For example, it does not agree with Number of Samples = 2048 which is generally used as a market default value. On the other hand, if the opposite is considered, sampling can be performed with a time resolution more than twice as long as Number of Samples is set to 2048. When one waveform sweep is performed with this setting, Number of Samples is set to 2048. Is equivalent to 2 sweeps.

したがって、表示部５に波形を表示する際にデータを組み替えることで、ＮｕｍｂｅｒｏｆＳａｍｐｌｅｓ＝２０４８相当の波形を作り出すことができる。このとき、０．１９ｍＵＩ程度の量子化誤差を生じるが、波形データを画像データに変換する際の分解能は１．４ｍＵＩであるため、表示上の誤差にはならない。 Therefore, a waveform corresponding to Number of Samples = 2048 can be created by rearranging data when displaying the waveform on the display unit 5. At this time, a quantization error of about 0.19 mUI is generated. However, since the resolution when converting the waveform data into the image data is 1.4 mUI, there is no display error.

また、取得した５１１９サンプルから２０４８サンプルを２組取得できるが、１０２３サンプルが残ってしまい、このままでは使用できない。このため、単純に捨ててしまうと実質的なサンプリングレートが落ちてしまうデメリットが存在する。そこで、残ったサンプル（１０２３サンプル）については、それ以降のサンプルと組み合わせてＮｕｍｂｅｒｏｆＳａｍｐｌｅｓ＝２０４８サンプルとなるようにサンプルを組み合わせて波形データとして使用する。これにより、無駄になるサンプルは存在せず、サンプリングレートを落とさず、ＤＤＳ１２の出力の観点から最適化をしたＮｕｍｂｅｒｏｆＳａｍｐｌｅｓを使用することができるようになる。 Moreover, although 2 sets of 2048 samples can be acquired from the acquired 5119 samples, 1023 samples remain and cannot be used as they are. For this reason, there exists a demerit that a substantial sampling rate will fall if it throws away simply. Therefore, the remaining samples (1023 samples) are used as waveform data by combining the samples so that the number of samples = 2048 samples in combination with the subsequent samples. As a result, there are no wasted samples, the sampling rate is not lowered, and the Number of Samples optimized from the viewpoint of the output of the DDS 12 can be used.

ところで、本実施の形態では、ハードウェアのＮｕｍｂｅｒｏｆＳａｍｐｌｅｓ＝５１１９、アプリケーションのＮｕｍｂｅｒｏｆＳａｍｐｌｅｓ＝２０４８として説明したが、仮にアプリケーション側のＮｕｍｂｅｒｏｆＳａｍｐｌｅｓ＝８１９２などと大きくなった場合であっても対応可能である。すなわち、ＦＴＷの設定を（５１１９×２＋１）（８１９２×２）＝１０２３９／１６３８４と変形をすれば、ハードウェアの設定を最適値から大きくずらすことなくＮｕｍｂｅｒｏｆＳａｍｐｌｅｓを増やして時間分解能を拡大することが可能となる。 By the way, in the present embodiment, it has been described that hardware number of samples = 5119 and application number of samples = 2048. However, even if the number of samples on the application side is increased to 8192, it is possible to cope. It is. That is, if the FTW setting is changed to (5119 × 2 + 1) (8192 × 2) = 10239/16384, the time resolution can be increased by increasing the Number of Samples without greatly shifting the hardware setting from the optimum value. Is possible.

このように、本実施の形態によれば、従来のサンプリングオシロスコープにおける設定を踏襲しながら、Ｑ値が高く急峻なフィルタ特性を有する通過周波数範囲がオクターブ未満に固定のＢＰＦを用いることができ、最適なフィルタ設計及び設定が可能となり、残留ジッタを抑圧することができる。具体的な数値を示すと、特許文献１の従来構成と比較して、残留ジッタを８５０ｆｓｒｍｓ（０．８５ｐｓ）→４００ｆｓｒｍｓ（０．４ｐｓ）に改善することができた。 As described above, according to the present embodiment, while following the setting in the conventional sampling oscilloscope, a BPF having a high Q value and a steep filter characteristic with a fixed pass frequency range of less than an octave can be used. Filter design and setting are possible, and residual jitter can be suppressed. Specifically, the residual jitter can be improved from 850 fsrms (0.85 ps) to 400 fsrms (0.4 ps) as compared with the conventional configuration of Patent Document 1.

また、残留ジッタを抑圧するので、サンプラのスイッチング動作のタイミングずれを低減でき、より正確なデータのサンプリングを行うことができる。 In addition, since residual jitter is suppressed, timing deviation of the switching operation of the sampler can be reduced, and more accurate data sampling can be performed.

以上、本発明に係るトリガ回路及びトリガ発生方法とサンプリングオシロスコープ及びサンプリング方法の最良の形態について説明したが、この形態による記述及び図面により本発明が限定されることはない。すなわち、この形態に基づいて当業者等によりなされる他の形態、実施例及び運用技術などはすべて本発明の範疇に含まれることは勿論である。 Although the best mode of the trigger circuit, trigger generation method, sampling oscilloscope and sampling method according to the present invention has been described above, the present invention is not limited by the description and drawings according to this mode. That is, it is a matter of course that all other forms, examples, operation techniques, and the like made by those skilled in the art based on this form are included in the scope of the present invention.

１サンプリングオシロスコープ
２トリガ回路
３サンプラ
４Ａ／Ｄ変換器
５表示部
６制御部
１１周波数変換部
１１ａ可変分周器
１１ｂ周波数逓倍回路
１２ＤＤＳ（ダイレクト・デジタル・シンセサイザ）
１３ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）
１４可変分周器
Ｆｔトリガ入力周波数
ＦｉＤＤＳの入力周波数
ＦｏＤＤＳの出力周波数
Ｆｓストローブ周波数
Ｈ１ＤＤＳの入力可能範囲
Ｈ２サンプラの動作可能範囲 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Sampling oscilloscope 2 Trigger circuit 3 Sampler 4 A / D converter 5 Display part 6 Control part 11 Frequency conversion part 11a Variable frequency divider 11b Frequency multiplication circuit 12 DDS (direct digital synthesizer)
13 BPF (band pass filter)
14 Variable frequency divider Ft Trigger input frequency Fi DDS input frequency Fo DDS output frequency Fs Strobe frequency H1 DDS input possible range H2 Sampler operable range

Claims

動作可能な周波数範囲内で入力されるトリガクロックを任意の周波数で出力するダイレクト・デジタル・シンセサイザ（１２）と、
前記ダイレクト・デジタル・シンセサイザから出力されるトリガクロックの通過帯域を制限するバンドパスフィルタ（１３）と、
前記バンドパスフィルタで通過帯域が制限されたトリガクロックを分周する可変分周器（１４）とを含み、ストローブ信号を発生するトリガ回路（２）において、
前記バンドパスフィルタの通過周波数範囲がオクターブ未満に固定され、前記ダイレクト・デジタル・シンセサイザの出力周波数の高調波イメージ成分を前記バンドパスフィルタにて抽出し、
前記ダイレクト・デジタル・シンセサイザの出力周波数が前記バンドパスフィルタの通過帯域範囲内に収まるように、ビット内位相が繰り返すために必要なサンプル数が設定されることを特徴とするトリガ回路。 A direct digital synthesizer (12) for outputting a trigger clock input at an arbitrary frequency within an operable frequency range;
A bandpass filter (13) for limiting the passband of the trigger clock output from the direct digital synthesizer;
A trigger circuit (2) for generating a strobe signal, including a variable frequency divider (14) for frequency-dividing a trigger clock whose passband is limited by the bandpass filter;
The pass frequency range of the band pass filter is fixed to less than an octave, the harmonic image component of the output frequency of the direct digital synthesizer is extracted by the band pass filter,
A trigger circuit, wherein the number of samples necessary for repeating the phase within the bit is set so that the output frequency of the direct digital synthesizer falls within the passband range of the bandpass filter.

動作可能な周波数範囲内で入力されるトリガクロックを任意の周波数で出力するダイレクト・デジタル・シンセサイザ（１２）と、
前記ダイレクト・デジタル・シンセサイザから出力されるトリガクロックの通過帯域を制限するバンドパスフィルタ（１３）と、
前記バンドパスフィルタで通過帯域が制限されたトリガクロックを分周する可変分周器（１４）とを含むトリガ回路（２）を用いてストローブ信号を発生するトリガ発生方法において、
前記バンドパスフィルタの通過周波数範囲をオクターブ未満に固定し、前記ダイレクト・デジタル・シンセサイザの出力周波数の高調波イメージ成分を前記バンドパスフィルタにて抽出するステップと、
前記ダイレクト・デジタル・シンセサイザの出力周波数が前記バンドパスフィルタの通過帯域範囲内に収まるように、ビット内位相が繰り返すために必要なサンプル数を設定するステップとを含むことを特徴とするトリガ発生方法。 A direct digital synthesizer (12) for outputting a trigger clock input at an arbitrary frequency within an operable frequency range;
A bandpass filter (13) for limiting the passband of the trigger clock output from the direct digital synthesizer;
In a trigger generation method for generating a strobe signal using a trigger circuit (2) including a variable frequency divider (14) for dividing a trigger clock whose pass band is limited by the band pass filter,
Fixing the pass frequency range of the band pass filter to less than an octave, and extracting the harmonic image component of the output frequency of the direct digital synthesizer with the band pass filter ;
Setting the number of samples necessary for repeating the phase within the bit so that the output frequency of the direct digital synthesizer falls within the passband range of the bandpass filter. .

請求項１のトリガ回路（２）から出力される前記ストローブ信号に基づくサンプリングタイミングでサンプラ（３）によりデータをランダム・サンプリングすることを特徴とするサンプリングオシロスコープ。 A sampling oscilloscope characterized in that data is randomly sampled by a sampler (3) at a sampling timing based on the strobe signal output from the trigger circuit (2) of claim 1.

請求項２のトリガ発生方法から出力される前記ストローブ信号に基づくサンプリングタイミングでサンプラ（３）によりデータをランダム・サンプリングするステップを含むことを特徴とするサンプリング方法。 3. A sampling method comprising: randomly sampling data by a sampler (3) at a sampling timing based on the strobe signal output from the trigger generation method of claim 2.

請求項１のトリガ回路（２）から出力される前記ストローブ信号に基づくサンプリングタイミングでサンプラ（３）によりデータをランダム・サンプリングし、１掃引で表示する波形サンプル数となるように前記ランダム・サンプリングされたサンプルを組み合わせて波形データとすることを特徴とするサンプリングオシロスコープ。Data is randomly sampled by a sampler (3) at a sampling timing based on the strobe signal output from the trigger circuit (2) according to claim 1, and the random sampling is performed so that the number of waveform samples is displayed in one sweep. A sampling oscilloscope characterized by combining sampled data into waveform data.

請求項２のトリガ発生方法から出力される前記ストローブ信号に基づくサンプリングタイミングでサンプラ（３）によりデータをランダム・サンプリングし、１掃引で表示する波形サンプル数となるように前記ランダム・サンプリングされたサンプルを組み合わせて波形データとするステップを含むことを特徴とするサンプリング方法。3. Samples randomly sampled by the sampler (3) at a sampling timing based on the strobe signal output from the trigger generation method of claim 2 so that the number of waveform samples is displayed in one sweep. A sampling method comprising a step of combining waveform data into waveform data.

請求項１のトリガ回路（２）から出力される前記ストローブ信号に基づくサンプリングタイミングでサンプラ（３）によりデータをランダム・サンプリングし、Randomly sampling data with a sampler (3) at a sampling timing based on the strobe signal output from the trigger circuit (2) of claim 1;
前記ビット内位相が繰り返すために必要なサンプル数が、１掃引で表示する波形サンプル数より大きいときには、前記ランダム・サンプリングされたサンプルを組み合わせて波形データとすることを特徴とするサンプリングオシロスコープ。A sampling oscilloscope characterized by combining the randomly sampled samples into waveform data when the number of samples required for repeating the in-bit phase is larger than the number of waveform samples displayed in one sweep.

請求項２のトリガ発生方法から出力される前記ストローブ信号に基づくサンプリングタイミングでサンプラ（３）によりデータをランダム・サンプリングするステップと、Random sampling of data by the sampler (3) at a sampling timing based on the strobe signal output from the trigger generation method of claim 2;
前記ビット内位相が繰り返すために必要なサンプル数が、１掃引で表示する波形サンプル数より大きいときには、前記ランダム・サンプリングされたサンプルを組み合わせて波形データとするステップとを含むことを特徴とするサンプリング方法。And sampling when the number of samples required for repeating the in-bit phase is larger than the number of waveform samples to be displayed in one sweep, and combining the randomly sampled samples into waveform data. Method.