JP6382635B2 - レーダシステム及びそのレーダ信号処理方法 - Google Patents

Description

本実施形態は、互いに離間された複数のレーダ装置を用いて目標の位置を検出するレーダシステム及びそのレーダ信号処理方法に関する。

近時、レーダシステムにあっては、送受信レーダ装置と共に１または複数の送受信レーダ装置または受信レーダ装置を離間して配置し、各レーダ装置の観測結果により目標の位置を検出するマルチスタティック方式が開発されている。この種のレーダシステムでは、離隔したレーダ装置間の時刻同期が不十分な場合や中心周波数のズレがある場合、さらに距離精度やドップラ精度が不十分な場合には、観測位置及びドップラ速度の誤差が大きくなってしまう課題があった。

特開２００９−１２１９０２号公報

バイスタティックレーダのドップラ周波数、M.Skolnik、Radar Handbook 3rd、McGraw hill、pp23.14-23.15(2008) 位相モノパルス（位相比較モノパルス）方式、電子情報通信学会、改訂レーダ技術、pp.262-264（1996） 振幅モノパルス（振幅比較モノパルス）方式、電子情報通信学会、改訂レーダ技術、pp.260-262（1996） テーラー分布、吉田、‘改定レーダ技術’、電子情報通信学会、pp.134-135(1996) ＦＭＣＷ方式（アップチャープとダウンチャープ）、吉田、‘改定レーダ技術’、電子情報通信学会、pp.274-275(1996) ＦＭＩＣＷ、FRED E.Nathanson, 'RADAR DESIGN PRINCIPLES second edition', Scitech, p452-454(1999)

以上述べたように、従来のマルチスタティック方式のレーダシステムでは、レーダ装置間の時刻同期ずれや中心周波数のずれ等の影響で、距離精度や速度精度が不十分であるという課題があった。

本実施形態は上記課題に鑑みなされたもので、レーダ装置間の時刻同期ずれや中心周波数のずれ等の影響を軽減し、高精度な位置及び速度を出力するレーダシステム及びそのレーダ信号処理方法を提供することを目的とする。

上記の課題を解決するために、本実施形態は、周波数スイープ勾配をもつアップスイープまたはダウンスイープの少なくとも１つの連続波をレーダ波として送受信する、少なくとも１台の送受信レーダ装置と、前記送受信レーダ装置とは互いに異なる位置に配置され、前記送受信レーダ装置の少なくとも位置、送信ビーム方向、送信周波数、送信波形の情報を取得し、前記送受信レーダ装置から送信されるレーダ波の反射波を受信するＮｒ台（Ｎｒ≧２）の受信レーダ装置と、前記送受信レーダ装置の出力と前記受信レーダ装置の出力を統合処理する統合処理装置とを具備し、前記送受信レーダ装置及び前記受信レーダ装置は、それぞれ前記レーダ波の反射波を受信してＭＲＡＶ（Measurement Range After measurement Velocity）処理により目標位置を測距し、前記統合処理装置は、前記送受信レーダ装置の送信位置から目標を介して前記Ｎｒ台の受信レーダ装置それぞれの受信位置までの距離差をレンジ軸モノパルスにより測距したＮｒ通りの距離差Ｒ１ｎ（ｎ＝１〜Ｎｒ）により交点を算出して、前記目標の３次元位置（ｘ、ｙ、ｚ）を算出する。

第１の実施形態に係るレーダシステムの構成を示すブロック図。 第１の実施形態の信号処理の流れを示すフローチャート。 第１の実施形態のＭＲＡＶ信号処理を示すフローチャート。 第１の実施形態の処理サイクルを説明するためのタイミング図。 第１の実施形態の位相モノパルスによる周波数軸上のΣ、Δビーム分布を示す周波数分布図。 第１の実施形態の位相モノパルスによる周波数軸上のΣ、Δビームから目標の周波数を抽出する様子を示す周波数分布図。 第１の実施形態の位相モノパルスによる誤差電圧算出処理を説明するための周波数分布図及び特性図。 第１の実施形態の単位サイクル内におけるスイープ処理について説明するための概念図。 第１の実施形態の信号処理において、３次元の速度を高精度に算出する様子を示す斜視図。 第２の実施形態に係るレーダシステムの構成を示すブロック図。 第２の実施形態の信号処理の流れを示すフローチャート。 第２の実施形態のバイスタティック送受信を説明するための概念図。 第２の実施形態において、３次元に拡張した場合のバイスタティック送受信を説明するための概念図。 第３の実施形態に係るレーダシステムの構成を示すブロック図。 第３の実施形態の信号処理の流れを示すフローチャート。 第３の実施形態の時刻同期の処理を説明するための図。 第４の実施形態に係るレーダシステムの構成を示すブロック図。 第４の実施形態の信号処理の流れを示すフローチャート。 第５の実施形態に係るレーダシステムの構成を示すブロック図。 第５の実施形態の信号処理の流れを示すフローチャート。 第５の実施形態の変調・復調の様子を示す図。 第６の実施形態に係るレーダシステムの構成を示すブロック図。 第６の実施形態の信号処理の流れを示すフローチャート。

以下、実施形態について、図面を参照して説明する。尚、各実施形態の説明において、同一部分には同一符号を付して示し、重複する説明を省略する。

（第１の実施形態）（ＭＲＡＶによる位置出力）
図１乃至図９を参照して、第１の実施形態に係るレーダシステムを説明する。図１は上記レーダシステムの系統構成を示すブロック図、図２はその具体的な処理の流れを示すフローチャート、図３はＭＲＡＶ信号処理を示すフローチャート、図４は処理サイクルを説明するためのタイミング図、図５（ａ），（ｂ）はそれぞれ位相モノパルスによる周波数軸上のΣ、Δビーム分布を示す周波数分布図、図６は位相モノパルスによる周波数軸上のΣ、Δビームから目標の周波数を抽出する様子を示す周波数分布図、図７（ａ），（ｂ）はそれぞれ位相モノパルスによる誤差電圧算出処理を説明するための周波数分布図及び特性図、図８（ａ），（ｂ）は単位サイクル内におけるスイープ処理について説明するための概念図、図９は３次元の速度を高精度に算出する様子を示す斜視図である。

図１に示すレーダシステムは、一つの送受信レーダ装置Ａと、この送受信レーダ装置Ａから送信されたレーダ信号の反射波を受信可能な位置に配置される複数（ここでは２台）の受信レーダ装置Ｂ，Ｃを備える。

送受信レーダ装置Ａにおいて、アンテナＡ１は複数のアンテナ素子を配列して大開口アレイを形成してなるフェーズドアレイアンテナである。送受信器Ａ２において、送受信部Ａ２１は、ＦＭＣＷ（Frequency Modulated Continuous Wave、非特許文献５参照）スイープ信号または、パルス変調されたＦＭＩＣＷ（Frequency Modulated Interrupted Continuous Wave、非特許文献６参照）による変調波を生成し、ビーム制御部Ａ２２は、アンテナＡ１により送信されるビームを目標方向に指向させる。送受信部Ａ２１は、目標から反射した信号を受信して、送信波形と同様のＦＭＣＷスイープ信号を用いたローカル信号により復調し、ベースバンドに周波数変換する（図２：ステップＳＡ１１のスイープ送受信）。このようにして得られたスイープ受信信号は信号処理器Ａ３に送られる。

上記信号処理器Ａ３は、スイープ受信信号をΣビーム系統とΔビーム系統に分配する。Σビーム系統に入力されたスイープ受信信号は、ＡＤ（Analog-Digital）変換部Ａ３１でディジタル信号に変換され（図２：ステップＳＡ１２）、ウェイト乗算部Ａ３２でＦＦＴ用のΣウェイトが乗算され（図２：ステップＳＡ１３）、ＦＦＴ処理部Ａ３３で周波数領域の信号に変換され（図２：ステップＳＡ１４）、ＣＦＡＲ検出部Ａ３４で所定のスレショルドを超えるセル（時間サンプル）の検出が実行される（図２：ステップＳＡ１５）。続いて、ＭＲＡＶ処理部Ａ３５により測距・測速演算が施され（図２：ステップＳＡ１６）、その演算結果は測角部Ａ３６に送られる。

一方、Δビーム系統に入力されたＰＲＦ受信信号は、ＡＤ変換部Ａ３７でディジタル信号に変換され（図２：ステップＳＡ１２）、ウェイト乗算部Ａ３８でＦＦＴ用のΔウェイトが乗算され（図２：ステップＳＡ１３）、ＦＦＴ処理部Ａ３９で周波数領域の信号に変換されて（図２：ステップＳＡ１４）、測角部Ａ３６に送られる。この測角部Ａ３６は、Σビーム系統のＭＲＡＶ処理により得られた測距・測速演算結果とΔビーム系統で得られたΔ検出信号とに基づいて測角演算を行う（図２：ステップＳＡ１７）。

上記受信レーダ装置Ｂ，Ｃは、いずれも送受信レーダ装置Ａの送信機能を除いて同構成である。すなわち、受信レーダ装置Ｂ，Ｃにおいて、アンテナＢ１，Ｃ１は複数のアンテナ素子を配列して大開口アレイを形成してなる受信用のフェーズドアレイアンテナであり、送受信レーダ装置Ａから繰り返し送信される特定周波数のレーダ信号の反射波を受信する。受信器Ｂ２，Ｃ２では、受信部Ｂ２１，Ｃ２１において、アンテナＢ１，Ｃ１で受信された信号をビーム制御部Ｂ２２，Ｃ２２からの指示に従って位相制御を施し合成することで、任意の方向に受信ビームを形成してＰＲＦ受信信号を取得し、ベースバンドに周波数変換する（図２：ステップＳＢ１１，ＳＣ１１のスイープ受信）。このようにして得られたスイープ受信信号は信号処理器Ｂ３，Ｃ３に送られ、送受信レーダ装置Ａと同様に、Σビーム系統とΔビーム系統に分配されて、ＣＦＡＲ検出目標における測距、測角演算が行われる（図２：ステップＳＢ１２〜ＳＢ１７，ＳＣ１２〜ＳＣ１７）。各レーダ装置Ａ，Ｂ，Ｃで得られた検出目標の測距・測角結果は統合処理装置Ｄに送られ、互いに同一と判別された目標の距離、速度及び角度が目標情報として出力される（図２：ステップＳＤ１１）。

上記構成において、図３乃至図９を参照して、レーダ装置Ａ，Ｂ，Ｃ間の時刻同期ずれや中心周波数のずれ等の影響を軽減するための処理動作を説明する。図３は、ＭＲＡＶ信号処理を示すフローチャート、図４は処理サイクルを説明するためのタイミング図、図５は位相モノパルスによる周波数軸上のΣ、Δビーム分布を示す周波数分布図、図６は位相モノパルスによる周波数軸上のΣ、Δビームから目標の周波数を抽出する様子を示す周波数分布図、図７は位相モノパルスによる誤差電圧算出処理を説明するための周波数分布図及び特性図、図８は単位サイクル内におけるスイープ処理について説明するための概念図、図９は信号処理において、３次元の速度を高精度に算出する様子を示す斜視図である。

まず、ＭＲＡＶによる測距・測速の手順について、図３を参照して説明する。ここでは、送信信号波形として、図４に示すように、時間間隔Ｔ１２の２回のダウンスイープの場合で述べるが、ダウン−アップスイープの連続波形として、そのうちのダウンスイープのみ、またはアップスイープのみの処理をする場合でもよい。また、簡単のため２回のスイープの場合について述べるが、Ｎ（Ｎ＞＝２）回の場合でも同様であるのは言うまでもない。

図３において、周波数を連続的にスイープする信号１，２を送受信すると（ステップＳ１０）、スイープ１，２のサンプル系列をＦＦＴ処理してモノパルス演算を行い（ステップＳ１１）、スレッショルド検出（ステップＳ１２）によってピーク信号をもつビート周波数ｆｐを抽出し保存する（ステップＳ１３）。ステップＳ１４，Ｓ１５によりスイープ信号１，２の処理が完了すると、スイープ１とスイープ２のビート周波数ｆｐを用いて、次式より相対距離Ｒ１とＲ２を算出し、速度ｖを算出する（ステップＳ１６）。

次に、ビート周波数ｆｐと（２）式で求めた速度ｖを用いて、次の連立方程式により、目標の距離Ｒを算出する（ステップＳ１７）。

以上の方式は、ビート周波数により速度を算出した後、距離を算出することからＭＲＡＶ（Measurement Range after measurement Velocity）（特許文献１参照）方式と呼ぶ。

上記の処理により速度ｖ、距離Ｒを算出したのち、目標情報として保存する（ステップＳ１８）。上記ステップＳ１６〜Ｓ１８を全目標について行い（ステップＳ１９，Ｓ２０）、次のサイクルの処理に移行する。

ここで、上記ビート周波数の観測精度を向上する方式がある。特に、目標速度が低い場合等、スイープ間でビート周波数が同一バンク内になる場合には、同一バンク内で精度よくビート周波数を算出する必要がある。この対策として図５（ａ），（ｂ）及び図６に示すように、角度軸で用いる位相モノパルス（非特許文献２参照）を周波数軸に用いてバンク内の周波数を高精度に観測する手法である。以下に手順を示す。

（１）周波数軸モノパルス
抽出した目標の周波数のΣ（ｆｐ）とΔ（ｆｐ）を用いて、次式の誤差電圧εを算出する（図７（ａ），（ｂ）参照）。

（２）ビート周波数抽出
予め保存してあるΣとΔの周波数特性を用いて算出した誤差電圧の基準値ε0をテーブル化（ε0と周波数ｆの対応）しておき、その基準テーブルを用いて、上記の観測値εから、高精度なビート周波数ｆｐの値を抽出する。

（３）目標までの距離と速度の算出
上記ビート周波数ｆｐを用いて、図３に示す手順により、距離と速度を算出する。なお、重みづけについては、−１または１以外に、サイドローブを低減するためにテーラーウェイト（非特許文献４参照）等のウェイトを乗算してもよい。

以上の処理は、２スイープの場合について述べたが、一般的に複数スイープの場合でもよい。例として、４スイープの場合を図８（ａ），（ｂ）に示す。スイープ時間に対する４点のビート周波数の勾配より速度を算出する際に、直線フィッティング等を用いればよい。

また、ＭＲＡＶ手法として、周波数軸上の位相モノパルスの場合について述べたが、隣接バンクを用いて振幅モノパルス演算（非特許文献３参照）により高精度なビート周波数を得る方式でもよい。

また、角度軸のモノパルス演算は、Σ信号を用いてＣＦＡＲ３４処理して検出したセルについて行う。また、ビーム出力のΣとΔを用いて測角（Ａ３６）を行い、Ａｚ角及びＥＬ角を算出する。

受信レーダ装置を２台（Ｂ，Ｃ）とすると、受信レーダ装置Ｂ及びＣについても同様の処理を行い、送信Ａ〜受信Ａ、送信Ａ〜受信Ｂと送信Ａ〜受信Ｃまでの各々の距離として、Ｒ１、Ｒ１２、Ｒ１３を得ることができる。

この距離を用いて、図９に示すように、目標位置（ｘ、ｙ、ｚ）を算出する。この手法としては、Ｒ１の球面とＲ１２及びＲ１３の楕円球面の交点となる。その中で、送受信レーダ装置Ａにより観測した距離、Ａｚ角、ＥＬ角より算出した３次元の位置を中心に、所定の範囲内を目標存在領域として、その中の交点を算出する。解で算出できない場合は、目標存在領域内の点を（ｘ、ｙ、ｚ）の格子点に分割し、各々の点で次式の値が最小となる点（ｘ、ｙ、ｚ）を算出する。

なお、送受信レーダ装置が１台、受信レーダ装置が１台の場合には、図９に示すように２つの交線により３次元の位置を特定できない。この場合には、送受信レーダ装置の測角値による目標存在領域内の中で、受信レーダ装置の交線の中点を目標の３次元の観測位置として出力する。

また、複数のレーダ装置の場合には、目標のＳＮが低いレーダが含まれる場合があり、そのまま３次元の位置を算出すると、位置誤差が増える場合が考えられる。この対策のため、ＳＮ値に所定のスレショルドを設けて、スレショルド以上のレーダ装置の値を用いて位置を算出する。例えば、極端な場合として、送受信レーダ装置のみのＳＮがスレショルドを超えている場合には、送受信レーダ装置の３次元位置を出力とする。

（第２の実施形態）（ＭＲＡＶによる速度出力）
第１の実施形態では、位置を算出する手法について述べたが、本実施形態では、３次元の速度を高精度に算出する手法について述べる。図１０に系統を、図１１に処理フローを示す。図１０及び図１１において、図１及び図２と同一部分には同一符号を付して示し、ここでは異なる部分について説明する。

本実施形態において第１の実施形態と異なる点は、総合処理装置Ｄにおいて、速度補正を行うようにした点にある。

すなわち、第１の実施形態で述べたＭＲＡＶ手法の（２），（３）式により、送受信レーダ装置Ａ、受信レーダ装置Ｂ，Ｃから観測したラジアル速度Ｖｒを算出することができる。この速度より、ドップラ周波数に換算すると次式となる。

このドップラ信号は、送信と受信が離隔したバイスタティック送受信の場合には、次式の関係となる(図１２、非特許文献１参照)。

（７）式は、別の表現として内積演算を用いると、次式で表現できる。

これを、図１３を参照して３次元に拡張すると次式となる。

（９）式のうち、ｆｂ１、ｆｂ２、ｆｂ３は、ドップラ周波数の観測値であり、(Rxn,Ryn,Rzn)は、レーダ位置と目標観測位置により算出することができ、(Bxn,Byn,Bzn)は、レーダ位置と目標観測位置により算出することができる。

したがって、未知変数は、目標速度ベクトル（Vx,Vy,Vz）の３個であり、３個の連立方程式である（９）式より、目標速度ベクトルを算出し出力とする。

本実施形態においても、第１の実施形態と同様に各レーダ装置の目標観測ＳＮ値にスレショルドを設けることで、高精度な目標観測速度を出力することができる。

（第３の実施形態）時刻同期及び周波数同調
本実施形態では、レーダ装置間が離隔しているため、時刻同期の調整と周波数同調の手法について述べる。系統を図１４に、処理フローを図１５に示す。図１４及び図１５において、図１及び図２と同一部分には同一符号を付して示し、ここでは異なる部分について説明する。

本実施形態において、第１、第２の実施形態と異なる点は、受信レーダ装置Ｂ，Ｃにおいて、時刻同期制御部Ｂ３１０，Ｃ３１０を備え、Σ系列のウェイト乗算部Ｂ３２，Ｃ３２のスイープ出力を取り込んでスイープの開始時刻を判別し、その判別結果に基づいて、受信器Ｂ２，Ｃ２に設けられたタイミング制御部Ｂ２３，Ｃ２３を通じて、スイープ周波数の開始時刻を変化させ、時刻誤差を修正（時刻同期）する。図１５では、ステップＳＢ１９〜ＳＢ２２、ＳＣ１９〜ＳＣ２２がこれに相当する。すなわち、各受信レーダ装置Ｂ，Ｃでは、ＰＲＩ時間制御処理（ステップＳＢ１９，ＳＣ１９）によりスイープ受信処理（ステップＳＢ１１，ＳＣ１１）のタイミングを制御するとともに、ＦＦＴサンプリング時刻を調整し（ステップＳＢ２０，ＳＣ２０）、ＰＲＩ時間の終了を検出して（ステップＳＢ２１，ＳＣ２１）、ＦＦＴサンプリング結果が最大振幅になるときの補正時間を選定し（ステップＳＢ２２，ＳＣ２２）、その選定結果に基づいてＦＦＴ処理（ステップＳＢ１４，ＳＣ１４）のサンプリング時刻を調整する。

上記時刻同期処理について、図１６を参照して説明する。図１６において、（ａ）はアップスイープ−ダウンスイープを一定周期で繰り返すように変調した送信波形、（ｂ１）〜（ｂ３）は（ａ）に対する受信波形をΔｔでシフトした復調波形、（ｃ１）〜（ｃ３）は（ｂ１）〜（ｂ３）の受信信号をＦＦＴ処理した目標信号のピーク波形を示している。尚、信号波形としては、図１６に示すように、アップスイープ−ダウンスイープの連続波形で説明するが、アップスイープのみ、またダウンスイープのみの場合でも適用できるのは言うまでもない。

受信レーダ装置側では、送信レーダ装置の送信波形は既知であるが、ＧＰＳと原子時計により時刻同期を調整しても時刻誤差は生じる。このため、復調するためのスイープ周波数の開始時刻ΔｔをＮｔ通り、変えた場合のＦＦＴ後の目標信号の最大値により、同期したΔｔselを選定する。

この選定したΔｔselを用いて、第１、第２の実施形態の処理を実施して、目標の距離、速度を算出する。

（第４の実施形態）中心周波数補正
第３の実施形態では、離隔したレーダ装置間の時刻同期する手法について述べた。この手法は、送受信レーダ装置から離隔した位置にある受信レーダ装置において、少なくとも受信できるように時刻同期及する方式であると言える。本実施形態では、受信可能な状況で、中心周波数について精度を上げる手法について述べる。系統を図１７に、また処理フローを図１８に示す。送受信信号波形としては、ダウンスイープとアップスイープの両者を連続して送受信するＦＭＣＷスイープの場合とする。

図１７及び図１８において、図１４及び図１５と異なる点は、各レーダ装置Ａ，Ｂ，Ｃにおいて、それぞれ信号処理器Ａ３，Ｂ３，Ｃ３のΣ系統に、ＡＤ変換出力を２分して、ウェイト乗算部Ａ３１１，Ｂ３１１，Ｃ３１１、ＦＦＴ処理部Ａ３１２，Ｂ３１２，Ｃ３１２、ＣＦＡＲ検出部Ａ３１３，Ｂ３１３，Ｃ３１３、補正値演算部Ａ３１４，Ｂ３１４，Ｃ３１４を備えるようにし、送受信レーダ装置Ａの送受信器Ａ２に送信変調部Ａ２３を設けて送信波形を送信中心周波数の情報により変調し、受信レーダ装置Ｂ，Ｃに受信復調部Ｂ２３，Ｃ２３を設けて送信波形と同様の受信ローカル信号であるスイープ信号を用いて受信信号を復調するようにした点にある。ここで、ウェイト乗算部Ａ３１１，Ｂ３１１，Ｃ３１１、ＦＦＴ処理部Ａ３１２，Ｂ３１２，Ｃ３１２、ＣＦＡＲ検出部Ａ３１３，Ｂ３１３，Ｃ３１３は、それぞれウェイト乗算部Ａ３２，Ｂ３２，Ｃ３２、ＦＦＴ処理部Ａ３３，Ｂ３３，Ｃ３３、ＣＦＡＲ検出部Ａ３４，Ｂ３４，Ｃ３４の処理と同様である。これに対して、補正値演算部Ａ３１４，Ｂ３１４，Ｃ３１４は、ＣＦＡＲによる検出目標のビート周波数を補正して互いの中心周波数を合わせ込む処理を行う。図１８では、ステップＳＡ１８，ＳＢ１８，ＳＣ１８において、ＣＦＡＲ処理による検出目標についてビート周波数を補正するようにした点が異なる。

すなわち、本実施形態によれば、ＦＭＣＷ（非特許文献５参照）またはＦＭＩＣＷ（非特許文献６参照）の場合のビート周波数は、ダウンスイープとアップスイープの目標のビート周波数信号をペアリングにより対応づけると、次式で表現できる。

（１０）式における誤差周波数Δｆerrを算出する手順は次の通りである。
手順１）ＭＲＡＶ手法により、速度Ｖを算出
手順２）（１０）式に速度Ｖを代入し、加算すれば距離Ｒの項を削除できるため、次式によりΔｆerrを算出できる。

このΔｆerrを補正値として、（３）式のビート周波数の右辺よりΔｆerrを減算し、第１、第２の実施形態のＭＲＡＶ手法を適用することで、高精度な距離及び速度を算出することができる。

以上は、ダウンスイープとアップスイープの場合について述べたが、一般に異なる周波数勾配をもつスイープ信号を用いても本方式は適用できるため、定式化する。（１０）式の距離Ｒに対する勾配を用いて表すと次式となる。

誤差周波数Δｆerrの算出手法は、手順１と２に同じであり、（１１）式を書き直すと次式となる。

これにより、中心周波数ずれに相当する誤差周波数Δｆerrを算出することができる。

なお、ダウンスイープとアップスイープや、一般に異なる勾配のスイープ間の目標信号のペアリングにより、周波数のペア（ｆｂｄとｆｂｕまたはｆｂ１とｆｂ２）を抽出する必要があるが、このために算出した速度Ｖや振幅値、測角値等を用いて、その値が所定の幅内であるものをペアリングする手法がある。

また、本実施形態の手法は少なくとも２以上の異なる周波数スイープ勾配をもつ信号が必要であるが、所定の周期等で誤差周波数Δｆerrを算出する場合以外は、少なくとも１つのスイープ信号のみにして、ＭＲＡＶ等の手法で距離及び速度を算出する方式でもよい。

（第５の実施形態）周波数同調
第４の実施形態では、異なる周波数スイープ信号により目標信号のビ−ト周波数のペアリングを用いて、中心周波数ずれを補正する手法について述べた。本実施形態では、目標からの反射信号を用いずに、送信波形に送受信レーダ装置の送信中心周波数情報を重畳することにより、周波数同調する手法について述べる。図１９に系統を、図２０に処理フローを示す。図１９及び図２０において、図１７及び図１８と異なる点は、送受信レーダ装置Ａにおいて、送信波形を送信中心周波数の情報により変調し、各レーダ装置Ａ，Ｂ，ＣそれぞれのＣＦＡＲ検出部Ａ３４，Ａ３１３，Ｂ３４，３１３，Ｃ３４，Ｃ３１３の出力からそれぞれ復調部Ａ３１５，Ａ３１６，Ｂ３１５，Ｂ３１６，Ｃ３１５，Ｃ３１６で送信波形と同様の受信ローカル信号であるスイープ信号を用いて送信中心周波数の情報を復調し、この復調された送信中心周波数の情報を用いて、受信ローカル信号の中心周波数を補正するようにした点にある。図２０では、復調処理ＳＡ１９，ＳＢ１９，ＳＣ１９がこれに該当する。

上記構成において、図２１を参照してその処理動作を説明する。
まず、送受信レーダ装置Ａにおいて、送信波形を送信中心周波数の情報により変調する。変調手法としては、スイープ波形をＦＦＴしてビート周波数にした場合に、図２１（ａ）に示すように目標が存在しない高周波数領域を使って、Ｎビットの符号変調とする。ビート周波数軸において、目標の最大距離及び最大速度を設定すると、ビート周波数の最大値を算出することができる。

この最大周波数以上の周波数領域には目標のビート周波数が存在しないため、送信中心周波数、ビーム指向方向等の情報を乗せることができる。これは、必要な情報を伝送するための通信回線を最低限にできるメリットが大きい。例えば、時々刻々変化が予想される中心周波数については、目標信号にリアルタイムに重畳できる。

変調符号は、中心周波数等の情報によりを量子化した符号とし、周波数軸に０，１に対応した振幅で並べる。この変調信号を逆ＦＦＴすると、図２１（ｂ）に示すようにスイープ時間における情報を含んだ変調信号用の振幅波形が得られる。この変調用信号を用いて、図２１（ｃ）に示すように周波数スイープ信号に対して振幅変調し、変調信号を得る。この変調信号を中心周波数ｆｃのキャリア信号を変調し、送信波形とする。

目標から反射して送受信レーダ装置Ａ、または受信レーダ装置Ｂ，Ｃにおいて受信した信号は、送信波形と同様の受信ローカル信号であるスイープ信号と乗算して図２１（ｄ）に示す受信波形の信号を得た後、ＦＦＴしてビート周波数を得る。この信号の目標非存在領域の周波数には、図２１（ｅ）に示すように変調した情報も重畳されており、復調部Ａ３１５，Ａ３１６，Ｂ３１５，Ｂ３１６，Ｃ３１５，Ｃ３１６において、この信号を所定のスレショルドを用いて、超えたものを１、超えないものを０とすることにより、情報を復調できる。この復調された送信中心周波数の情報を用いて、補正値演算部Ａ３１４，Ｂ３１４，Ｃ３１４で受信ローカル信号の中心周波数を補正すれば精度の高い同調ができる。同調した信号により、第１及び第２の実施形態の処理をすれば、構成とな目標の距離及び速度を出力することができる。

（第６の実施形態）受信信号のＳＮ等に対するロバスト性の向上
上記第４及び第５の実施形態では、中心周波数を補正する手法について述べた。これらの方式は、単独でも適用できるが、本実施形態では、両者の方式を用いて、受信信号のＳＮ等に対するロバスト性を高めることができる手法について述べる。系統を図２２に、処理フローを図２３に示す。図２２及び図２３において、図１９及び図２０と異なる点は、各レーダ装置Ａ，Ｂ，Ｃそれぞれの復調部Ａ３１６，Ｂ３１６，Ｃ３１６の復調出力に基づいて重み付け補正部Ａ３１７，Ｂ３１７，Ｃ３１７で重み付け処理することで、ＭＲＡＶ処理部Ａ３５，Ｂ３５，Ｃ３５の中心周波数を補正するようにした点にある。図２３では、ステップＳＡ２０，ＳＢ２４，ＳＣ２４がこれに該当する。

すなわち、受信信号をＦＦＴして得られた目標信号のビート周波数のＳＮが低い場合において、第４の実施形態の手法ではダウンスイープとアップスイープの信号のペアリングをする場合には、誤ペアリングする可能性がある。また、第５の実施形態のように、情報を変調した場合にも、ＳＮが低いと正しく復調できない可能性がある。このため、目標ビート周波数信号のＳＮに応じて、第４の実施形態と第５の実施形態の結果に重みづけをして、補正中心周波数を決める。

この統合中心周波数Δｆｃにより、中心周波数を補正して、第１及び第２の実施形態を適用することにより、より精度の高い目標の距離及び速度を出力することができる。

なお、上記の実施形態では、説明を簡単にするために、送受信レーダ装置が１台、受信レーダ装置が２台の場合について説明したが、送受信レーダ装置及び受信レーダ装置が任意の台数の場合でもよいのは言うまでもない。

少なくとも１台の送受信レーダ装置とＮｒ台（Ｎｒ＞＝１）の受信レーダ装置において、送受信レーダ装置の位置、送信ビーム方向θ、送信周波数、送信波形等を必要に応じて、受信レーダ装置に通信回線により伝送し、送受信レーダ装置により、周波数スイープ勾配をもつアップスイープまたはダウンスイープの少なくとも１つの連続波を送受信し、ＭＲＡＶ（Measurement Range After measurement Velocity）処理により測距した値Ｒ１と位置の異なるＮｒ台の受信レーダ装置において、送信位置〜目標〜受信位置までの距離差をレンジ軸モノパルスにより測距したＮ通りの距離差Ｒ１ｎ（ｎ＝１〜Ｎｒ）により、交点を算出することにより、目標の３次元位置（ｘ、ｙ、ｚ）をきわめて高精度に算出することができる。

その他、本実施形態は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。更に、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

Ａ…送受信レーダ装置、Ａ１…アンテナ、Ａ２…送受信器、Ａ２１…送受信部、Ａ２２…ビーム制御部、Ａ２３…送信変調部、Ａ３…信号処理器、Ａ３１，Ａ３７…ＡＤ変換部、Ａ３２，Ａ３１１，Ａ３８…ウェスト乗算部、Ａ３３，Ａ３１２，Ａ３９…ＦＦＴ処理部、Ａ３４，Ａ３１３…ＣＦＡＲ検出部、Ａ３５…ＭＲＡＶ処理部、Ａ３６…測角部、Ａ３１４…補正値演算部、Ａ３１５，Ａ３１６…復調部、
Ｂ…受信レーダ装置、Ｂ１…アンテナ、Ｂ２…受信器、Ｂ２１…受信部、Ｂ２２…ビーム制御部、Ｂ２３…受信復調部、Ｂ３…信号処理器、Ｂ３１，Ｂ３７…ＡＤ変換部、Ｂ３２，Ｂ３１１，Ｂ３８…ウェスト乗算部、Ｂ３３，Ｂ３１２，Ｂ３９…ＦＦＴ処理部、Ｂ３１０…時刻同期制御部、Ｂ３４，Ｂ３１３…ＣＦＡＲ検出部、Ｂ３５…ＭＲＡＶ処理部、Ｂ３６…測角部、Ｂ３１４…補正値演算部、Ｂ３１５，Ｂ３１６…復調部、Ｂ３１７…重み付け補正部、
Ｃ…受信レーダ装置、Ｃ１…アンテナ、Ｃ２…受信器、Ｃ２１…受信部、Ｃ２２…ビーム制御部、Ｃ２３…受信復調部、Ｃ３…信号処理器、Ｃ３１，Ｃ３７…ＡＤ変換部、Ｃ３２，Ｃ３１１，Ｃ３８…ウェスト乗算部、Ｃ３３，Ｃ３１２，Ｃ３９…ＦＦＴ処理部、Ｃ３１０…時刻同期制御部、Ｃ３４，Ｃ３１３…ＣＦＡＲ検出部、Ｃ３５…ＭＲＡＶ処理部、Ｃ３６…測角部、Ｃ３１４…補正値演算部、Ｃ３１５，Ｃ３１６…復調部、Ｃ３１７…重み付け補正部、Ｄ…統合処理装置

Claims (12)

1. 周波数スイープ勾配をもつアップスイープまたはダウンスイープの少なくとも１つの連続波をレーダ波として送受信する、少なくとも１台の送受信レーダ装置と、
   前記送受信レーダ装置とは互いに異なる位置に配置され、前記送受信レーダ装置の少なくとも位置、送信ビーム方向、送信周波数、送信波形の情報を取得し、前記送受信レーダ装置から送信されるレーダ波の反射波を受信するＮｒ台（Ｎｒ≧２）の受信レーダ装置と、
   前記送受信レーダ装置の出力と前記受信レーダ装置の出力を統合処理する統合処理装置と
   を具備し、
   前記送受信レーダ装置及び前記受信レーダ装置は、それぞれ前記レーダ波の反射波を受信してＭＲＡＶ（Measurement Range After measurement Velocity）処理により目標位置を測距し、
   前記統合処理装置は、前記送受信レーダ装置の送信位置から目標を介して前記Ｎｒ台の受信レーダ装置それぞれの受信位置までの距離差をレンジ軸モノパルスにより測距したＮｒ通りの距離差Ｒ１ｎ（ｎ＝１〜Ｎｒ）により交点を算出して、前記目標の３次元位置（ｘ、ｙ、ｚ）を算出するレーダシステム。
2. 前記送受信レーダ装置は、前記ＭＲＡＶ処理により目標位置を測距する際に前記目標のドップラ周波数に対応する速度Ｖ１を算出し、
   前記受信レーダ装置は、前記ＭＲＡＶ処理により目標位置を測距する際に前記目標のドップラ周波数に対応する速度Ｖ１ｎ（ｎ＝１〜Ｎｒ）を算出し、
   前記統合処理装置は、前記目標位置（ｘ、ｙ、ｚ）とともに、前記送受信レーダ装置及び前記受信レーダ装置それぞれの位置と、前記送受信レーダ装置で算出された速度Ｖ１及び前記受信レーダ装置で算出されたＶ１ｎ（ｎ＝１〜Ｎｒ）により、目標速度の３次元ベクトルを出力する請求項１記載のレーダシステム。
3. 前記送受信レーダ装置及び前記受信レーダ装置は、それぞれ位置観測にＦＦＴ（Fast Fourier Transform）を利用するとき、前記ＦＦＴの開始時間を複数通り変えた場合のＦＦＴ出力が最大となる開始時間を選定し、選定された開示時刻を同期させて、前記ＭＲＡＶ処理により測速した値とビート周波数に基づいて周波数ずれを算出し補正する請求項１または２記載のレーダシステム。
4. 前記送受信レーダ装置は、異なる周波数スイープ勾配をもつ少なくとも２以上のスイープの連続波を送受信し、
   前記受信レーダ装置は、前記ＭＲＡＶ処理により測速した値と目標信号をＦＦＴして観測したビート周波数に基づいて周波数ずれを算出し中心周波数を補正する請求項１または２記載のレーダシステム。
5. 前記送受信レーダ装置は、その位置、送信ビーム方向、送信周波数、送信波形を含む送信情報を変調信号として、前記周波数スイープ勾配をもつアップスイープまたはダウンスイープの少なくとも１つの連続波を変調して送受信し、
   前記受信レーダ装置は、前記送受信レーダ装置からの直接波または前記目標からの反射波を受信して復調し、その復調信号から前記送信情報を抽出し、その中の送信周波数の情報に基づいて中心周波数を補正する請求項１または２記載のレーダシステム。
6. 前記送受信レーダ装置は、異なる周波数スイープ勾配をもつ少なくとも２以上のスイープの連続波を送受信する際に、その位置、送信ビーム方向、送信周波数、送信波形を含む送信情報を変調信号として、前記周波数スイープ勾配をもつアップスイープまたはダウンスイープの少なくとも１つの連続波を変調し、
   前記受信レーダ装置は、前記送受信レーダ装置からの直接波または目標から反射した受信波を復調して送信情報を抽出し、前記ＭＲＡＶ処理により測速した値と目標信号をＦＦＴして観測したビート周波数のＳＮ（Signal to Noise Ratio）により、中心周波数重み付けして校正する請求項１または２記載のレーダシステム。
7. 周波数スイープ勾配をもつアップスイープまたはダウンスイープの少なくとも１つの連続波をレーダ波として送受信する、少なくとも１台の送受信レーダ装置と、前記送受信レーダ装置とは互いに異なる位置に配置され、前記送受信レーダ装置の少なくとも位置、送信ビーム方向、送信周波数、送信波形の情報を取得し、前記送受信レーダ装置から送信されるレーダ波の反射波を受信するＮｒ台（Ｎｒ≧２）の受信レーダ装置と、前記送受信レーダ装置の出力と前記受信レーダ装置の出力を統合処理する統合処理装置とを具備するレーダシステムに適用され、
   前記送受信レーダ装置及び前記受信レーダ装置により、それぞれ前記レーダ波の反射波を受信してＭＲＡＶ（Measurement Range After measurement Velocity）処理により目標位置を測距し、
   前記送受信レーダ装置の送信位置から目標を介して前記Ｎｒ台の受信レーダ装置それぞれの受信位置までの距離差をレンジ軸モノパルスにより測距したＮｒ通りの距離差Ｒ１ｎ（ｎ＝１〜Ｎｒ）により交点を算出して、前記目標の３次元位置（ｘ、ｙ、ｚ）を算出するレーダシステムのレーダ信号処理方法。
8. 前記送受信レーダ装置にて、前記ＭＲＡＶ処理により目標位置を測距する際に前記目標のドップラ周波数に対応する速度Ｖ１を算出し、
   前記受信レーダ装置にて、前記ＭＲＡＶ処理により目標位置を測距する際に前記目標のドップラ周波数に対応する速度Ｖ１ｎ（ｎ＝１〜Ｎｒ）を算出し、
   前記目標位置（ｘ、ｙ、ｚ）とともに、前記送受信レーダ装置及び前記受信レーダ装置それぞれの位置と、前記送受信レーダ装置で算出された速度Ｖ１及び前記受信レーダ装置で算出されたＶ１ｎ（ｎ＝１〜Ｎｒ）により、目標速度の３次元ベクトルを出力する請求項７記載のレーダシステムのレーダ信号処理方法。
9. 前記送受信レーダ装置及び前記受信レーダ装置にて、それぞれ位置観測にＦＦＴ（Fast Fourier Transform）を利用するとき、前記ＦＦＴの開始時間を複数通り変えた場合のＦＦＴ出力が最大となる開始時間を選定し、選定された開示時刻を同期させて、前記ＭＲＡＶ処理により測速した値とビート周波数に基づいて周波数ずれを算出し補正する請求項７または８記載のレーダシステムのレーダ信号処理方法。
10. 前記送受信レーダ装置にて、異なる周波数スイープ勾配をもつ少なくとも２以上のスイープの連続波を送受信し、
    前記受信レーダ装置にて、前記ＭＲＡＶ処理により測速した値と目標信号をＦＦＴして観測したビート周波数に基づいて周波数ずれを算出し中心周波数を補正する請求項７または８記載のレーダシステムのレーダ信号処理方法。
11. 前記送受信レーダ装置にて、その位置、送信ビーム方向、送信周波数、送信波形を含む送信情報を変調信号として、前記周波数スイープ勾配をもつアップスイープまたはダウンスイープの少なくとも１つの連続波を変調して送受信し、
    前記受信レーダ装置にて、前記送受信レーダ装置からの直接波または前記目標からの反射波を受信して復調し、その復調信号から前記送信情報を抽出し、その中の送信周波数の情報に基づいて中心周波数を補正する請求項７または８記載のレーダシステムのレーダ信号処理方法。
12. 前記送受信レーダ装置にて、異なる周波数スイープ勾配をもつ少なくとも２以上のスイープの連続波を送受信する際に、その位置、送信ビーム方向、送信周波数、送信波形を含む送信情報を変調信号として、前記周波数スイープ勾配をもつアップスイープまたはダウンスイープの少なくとも１つの連続波を変調し、
    前記受信レーダ装置にて、前記送受信レーダ装置からの直接波または目標から反射した受信波を復調して送信情報を抽出し、前記ＭＲＡＶ処理により測速した値と目標信号をＦＦＴして観測したビート周波数のＳＮ（Signal to Noise Ratio）により、中心周波数重み付けして校正する請求項７または８記載のレーダシステムのレーダ信号処理方法。

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